JP4219736B2

JP4219736B2 - Mixer circuit

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Publication number: JP4219736B2
Application number: JP2003149732A
Authority: JP
Inventors: 真人幸谷; 義久藤本
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2003-05-27
Filing date: 2003-05-27
Publication date: 2009-02-04
Anticipated expiration: 2023-05-27
Also published as: JP2004356763A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スーパーヘテロダイン方式の受信装置などで好適に実施されるミキサ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
前記スーパーヘテロダイン方式の受信装置などでは、ミキサ回路は、高周波信号（ＲＦ信号）に、ローカル信号（ＬＯ信号）を乗算して周波数変換し、乗算結果として中間周波信号（ＩＦ信号）を生成する。また、ケーブルテレビチューナ等に用いられるような広帯域の受信装置では、チャンネル間の相互干渉を防ぐために、線形性の高い（歪の小さい）ミキサが必要となる。さらに、局部発信器からミキサに供給されるローカル信号強度のばらつきによる性能劣化を回避するために、スイッチ段のＤＣ動作電流を一定に供給する必要がある。
【０００３】
そこで、前記ローカル信号強度の増加に伴うＤＣ動作電流の増加を抑制するために、ダブルバランス型のミキサ回路に、定電流回路を接続した構成が、特開昭６０−７２１０号公報で示される。図８は、その典型的な従来技術によるミキサ回路１の回路構成図である。このミキサ回路は、２対のＮＭＯＳトランジスタ１ｄ，２ｄ；３ｄ，４ｄが交差接続されて成るスイッチ段ｄのソース端子に、バランｃを介してＲＦ信号を供給するとともに、ゲート端子にＬＯ信号を供給し、２つの共通ドレイン端子からＩＦ信号を得るミキサにおいて、変換損失、混変調特性が著しく劣化しないように、前記スイッチ段ｄのソース端子に接続されたバランｃのセンタータップｊに定電流源回路ｋを接続し、ローカル信号強度の増加に伴うＤＣ動作電流の増加を低減させることを特徴としている。この図８のミキサ回路１では、ＬＯ信号が、バランス入力（入力端子が２個あり、その入力端子間に信号を加えるもの）となっている。ここで、参照符ａ，ｂはバラン、ｆはＲＦ信号源、ｅはローカル信号源である。
【０００４】
【特許文献１】
特開昭６０−７２１０号公報（公開日：昭和６０年１月１６日）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上述のような従来技術では、特開昭６０−７２１０号では、バランｃのセンタータップｊに定電流源ｋを付加することで、ローカル振幅変動に伴うＤＣ動作電流の変動を抑制している。しかしながら、定電流源であるトランジスタ２を飽和領域で動作させるためには、該トランジスタ２のゲートに、オーバードライブ電圧Δｏｖ（Δｏｖ＝（２Ｉｄ／β）^1/2：β＝ｕ＊Ｃｏｘ＊Ｗ／Ｌ）分のバイアスが必要であり、スイッチ段ｄのトランジスタの動作マージンを小さくしてしまうという問題がある。このため、ミキサの線形性を十分に得ることができない。したがって、この特開昭６０−７２１０号のように、ローカル振幅変動によるＤＣ動作電流の変動を回避しつつも、スイッチ段のトランジスタの動作マージンを最大限に利用できるようにすることが望まれる。
【０００６】
本発明の目的は、ローカル振幅変動に対して安定した利得・線形性特性を実現することができるミキサ回路を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明のミキサ回路は、電源ライン間に、差動対を構成する一対のトランジスタから成るスイッチ段と、それぞれのトランジスタのコレクタ（ドレイン）に接続される出力負荷とが直列に接続され、前記トランジスタのエミッタ（ソース）にはバランを介して第１の信号が入力され、ベース（ゲート）には第２の信号が入力され、前記第１および第２の信号を混合した出力を対を成す前記トランジスタのコレクタ（ドレイン）から出力するようにしたミキサ回路において、前記混合出力を入力とし、前記スイッチ段のＤＣ動作電流を一定に保持する制御電圧を前記対を成すトランジスタのベース（ゲート）に与えるフィードバック回路を有し、前記フィードバック回路は、相互に等しい抵抗値に形成され、対を成す前記トランジスタのコレクタ（ドレイン）と接続されたそれぞれの一端からバランス出力である前記混合出力が入力され、他端が相互に接続されることで、前記混合出力の平均値を求める第１の抵抗及び第２の抵抗と、前記第１の抵抗及び第２の抵抗の他端と接続された正入力端子で前記混合出力の平均値を受け、所望のＤＣ動作電流時における参照電圧を負入力端子で受けることで、正負入力電圧が略等しくなるように積分機能が働き、前記スイッチ段のＤＣ動作電流を制御する制御電圧を出力端子より出力する２入力１出力のオペアンプと、前記オペアンプの前記負入力端子と前記出力端子との間に接続された１つのキャパシタとからなる積分器と、相互に等しい抵抗値に形成され、相互に接続された一端から、前記出力端子から出力された前記制御電圧が入力され、それぞれの他端が前記スイッチ段を構成する対を成す各トランジスタのベース（ゲート）に接続されることで、対を成す各トランジスタのベース（ゲート）に、前記制御電圧をＤＣバイアスとして供給する第３の抵抗及び第４の抵抗と、を備えたことを特徴とする。
【０００８】
上記の構成によれば、スーパーヘテロダイン方式の受信装置などに用いられ、電源ライン間に、差動対を構成する一対のトランジスタから成るスイッチ段と、それぞれのトランジスタのコレクタ（ドレイン）に接続される出力負荷とが直列に接続され、前記トランジスタのエミッタ（ソース）にはバランを介して第１の信号（ＲＦ信号）が入力され、ベース（ゲート）には第２の信号（ＬＯ信号）が入力され、前記第１および第２の信号を混合した出力（ＩＦ信号）を対を成す前記トランジスタのコレクタ（ドレイン）から出力するようにしたシングルバランス型のミキサ回路において、フィードバック回路は、前記混合出力の平均電圧によって前記トランジスタのベース（ゲート）に与える制御電圧を変化し、すなわち前記一対のトランジスタがＮ型である場合、前記混合出力の平均電圧が大きくなる程、すなわち第２の信号の振幅が大きくなる程、前記制御電圧が低くなるように積分動作が働き、前記スイッチ段のＤＣ動作電流を一定に保持させる。
【０００９】
したがって、スイッチ段のターゲット電流が一定となるように、出力平均電圧をモニタしたフィードバックループによって該スイッチ段のベース（ゲート）バイアスにフィードバックがかかり、前記第２の信号（ＬＯ信号）の振幅変動の影響を受けず、該スイッチ段のＤＣ動作電流を一定に保つことができ、ミキサ回路全体としての低消費電力化を図ることができるとともに、ミキサの利得・線形性性能を安定させることができる。また、前記スイッチ段のトランジスタを飽和領域で動作させるために、オーバードライブ電圧が必要となる電流源を備えていなくても、該スイッチ段のＤＣ動作電流を一定に保つことができ、前記第２の信号（ＬＯ信号）の振幅変動によるＤＣ動作電流の変動を回避しつつも、スイッチ段トランジスタの動作マージンを最大限に利用することができる。
【００１０】
また、本発明のミキサ回路は、電源ライン間に、それぞれ差動対を構成する２対のトランジスタが交差接続されて成り、該２対のトランジスタのエミッタ（ソース）には各対毎にバランを介して第１の信号が入力され、交差接続されたベース（ゲート）には第２の信号が入力されるスイッチ段と、前記交差接続されたトランジスタのコレクタ（ドレイン）に接続される出力負荷とが直列に接続され、前記第１および第２の信号を混合した出力を対を成す前記交差接続されたトランジスタのコレクタ（ドレイン）から出力するようにしたミキサ回路において、前記混合出力を入力とし、前記スイッチ段のＤＣ動作電流を一定に保持する制御電圧を前記２対のトランジスタのベース（ゲート）に与えるフィードバック回路を有し、前記フィードバック回路は、相互に等しい抵抗値に形成され、対を成す前記トランジスタのコレクタ（ドレイン）と接続されたそれぞれの一端からバランス出力である前記混合出力が入力され、他端が相互に接続されることで、前記混合出力の平均値を求める第１の抵抗及び第２の抵抗と、前記第１の抵抗及び第２の抵抗の他端と接続された正入力端子で前記混合出力の平均値を受け、所望のＤＣ動作電流時における参照電圧を負入力端子で受けることで、正負入力電圧が略等しくなるように積分機能が働き、前記スイッチ段のＤＣ動作電流を制御する制御電圧を出力端子より出力する２入力１出力のオペアンプと、前記オペアンプの前記負入力端子と前記出力端子との間に接続された１つのキャパシタとからなる積分器と、相互に等しい抵抗値に形成され、相互に接続された一端から、前記出力端子から出力された前記制御電圧が入力され、それぞれの他端が前記スイッチ段を構成する対を成す各トランジスタのベース（ゲート）に接続されることで、対を成す各トランジスタのベース（ゲート）に、前記制御電圧をＤＣバイアスとして供給する第３の抵抗及び第４の抵抗と、を備えたことを特徴とする。
【００１１】
上記の構成によれば、スーパーヘテロダイン方式の受信装置などに用いられ、電源ライン間に、それぞれ差動対を構成する２対のトランジスタが交差接続されて成り、該２対のトランジスタのエミッタ（ソース）には各対毎にバランを介して第１の信号（ＲＦ信号）が入力され、交差接続されたベース（ゲート）には第２の信号（ＬＯ信号）が入力されるスイッチ段と、前記交差接続されたトランジスタのコレクタ（ドレイン）に接続される出力負荷とが直列に接続され、前記第１および第２の信号を混合した出力（ＩＦ信号）を対を成す前記交差接続されたトランジスタのコレクタ（ドレイン）から出力するようにしたダブルバランス型のミキサ回路において、フィードバック回路は、前記混合出力の平均電圧によって前記トランジスタのベース（ゲート）に与える制御電圧を変化し、前記混合出力の平均電圧が大きくなる程、すなわち第２の信号の振幅が大きくなる程、前記制御電圧が低くなるように積分機能が働き、前記スイッチ段のＤＣ動作電流を一定に保持させる。
【００１２】
したがって、スイッチ段のターゲット電流が一定となるように、出力平均電圧をモニタしたフィードバックループによって該スイッチ段のベース（ゲート）バイアスにフィードバックがかかり、前記第２の信号の振幅変動の影響を受けず、該スイッチ段のＤＣ動作電流を一定に保つことができ、ミキサ回路全体としての低消費電力化を図ることができるとともに、ミキサの性能を安定させることができる。また、前記スイッチ段のトランジスタを飽和領域で動作させるために、オーバードライブ電圧が必要となる電流源を備えていなくても、該スイッチ段のＤＣ動作電流を一定に保つことができ、前記第２の信号（ＬＯ信号）の振幅変動によるＤＣ動作電流の変動を回避しつつも、スイッチ段トランジスタの動作マージンを最大限に利用することができる。このようにして、スイッチ段のトランジスタの動作電圧を犠牲にすることなく、動作電流を制御でき、ローカル振幅変動に強い低消費電力ミキサを提供することができる。また、スイッチ段のトランジスタの動作マージンを拡大できるので、利得・線形性の特性を向上したミキサ回路を提供することができる。
【００１３】
また、本発明のミキサ回路では、前記フィードバック回路は、相互に等しい抵抗値に形成され、バランス出力である前記混合出力がそれぞれの一端から入力され、他端が相互に接続されることで、前記混合出力の平均値を求める２つの抵抗を有することを特徴とする。
【００１４】
上記の構成によれば、相互に等しい２つの抵抗のそれぞれ一端にバランス出力である混合出力を与えることで、他端はその抵抗体の中点となり、前記バランス出力におけるＡＣ成分が抵抗からなるローパスフィルタ（ＬＰＦ）により除去され、ＤＣ成分のみが抽出される。こうして、フィードバックを行うにあたって、一定に保持すべき前記ＤＣ動作電流の情報を容易に抽出することができる。
【００１５】
さらにまた、本発明のミキサ回路では、前記フィードバック回路は、前記制御電圧を、相互に等しい抵抗値に形成される２つの抵抗の一端に入力し、前記抵抗の他端から、対を成す各トランジスタのベース（ゲート）にそれぞれ与えることを特徴とする。
【００１６】
上記の構成によれば、前記制御電圧を、大きさの等しい抵抗を直列接続した中点に与えることで、スイッチ段トランジスタのベース（ゲート）に等しい電圧を供給することができる。また、ローカル信号のＡＣ成分は、ＤＣ設定用（制御電圧用）の抵抗を通過せず、トランジスタのベース（ゲート）に直接与えられる。
【００１７】
また、本発明のミキサ回路では、前記フィードバック回路は、２入力１出力のオペアンプと、１つのキャパシタとを用いた積分器から構成されることを特徴とする。
【００１８】
上記の構成によれば、前記抵抗からなるローパスフィルタ（ＬＰＦ）によるＤＣ平均電圧と所望のＤＣ動作電流動作を設定する参照電圧との差が無くなるまで積分機能が働き、回路にフィードバックをかけることで安定した動作を実現することができる。また、オーバードライブ電圧を必要とする電流源を用いないので、スイッチ段の動作マージンを拡大することが可能である。さらにまた、ローカル振幅変動に対して、安定した利得・線形性を実現できる。
【００１９】
さらにまた、本発明のミキサ回路では、前記オペアンプは、スイッチ段のＤＣ動作電流を該スイッチ段のバランス出力端子から正の入力端子で受け、所望のＤＣ動作電流時における参照電圧を負入力端子で受けることで、正負入力電圧が略等しくなるように積分動作が働き、前記スイッチ段のＤＣ動作電流を制御することを特徴とする。
【００２０】
上記の構成によれば、正負入力端子間の差が無くなるまで出力信号を生成する積分器の性質を容易に利用することができる。
【００２１】
また、本発明のミキサ回路は、前記参照電圧を、前記出力負荷のレプリカ抵抗と電流源とで作成することを特徴とする。
【００２２】
上記の構成によれば、前記積分器の性質を利用することで、参照電圧を容易に設定可能となる。また、参照電圧を設定する回路構成は、ミキサ回路と完全に独立しており、ミキサ動作に影響を与えない。
【００２３】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の第１の形態について、図１〜図６に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００２４】
図１は、本発明の実施の第１の形態のミキサ回路１１の概略的構成を示すブロック図である。このミキサ回路１１は、前述の図８で示す特開昭６０−７２１０号と同様に、バランを用いたダブルバランス型のミキサ回路である。このミキサ回路１１は、電源ライン間に、スイッチ段１２と、出力負荷１３とが直列に接続されるとともに、注目すべきは、本発明では、常に出力端子１４から出力されるＩＦ信号の出力平均電圧をモニタし、スイッチ段１２のバイアス電圧を決定する端子に制御電圧ＣＴＬをフィードバックするフィードバック回路１５を備えていることである。
【００２５】
図２は、上述のミキサ回路１１の電気的構成を示すブロック図である。前記スイッチ段１２は、２対のＮＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２；Ｍ３，Ｍ４が交差接続されて成り、ＮＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ３のドレインおよびＮＭＯＳトランジスタＭ２，Ｍ４のドレインは、出力負荷１３ａ，１３ｂを介してハイレベルの電源にそれぞれ接続されるとともに、出力端子１４ａ，１４ｂへのＩＦ信号のバランス出力端となる。また、前記ＮＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ４；Ｍ２，Ｍ３のゲートには、同一の半導体集積回路上に形成されるＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator)から入力端子１６ａ，１６ｂにバランス入力されるＬＯ信号が与えられる。また、スイッチ段１２のソース端子には、バラン１７を介して、入力端子１８へのシングル入力であるＲＦ信号が入力される。
【００２６】
これによって、ＮＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２から成る差動対およびＮＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４から成る差動対は、ＬＯ信号に応じてＮＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ４とＮＭＯＳトランジスタＭ２，Ｍ３とが、それぞれ同期スイッチとしてスイッチング動作して、ＲＦ信号と該ＬＯ信号との２つの信号を混合し、積としてＩＦ信号を出力する。
【００２７】
そして、このミキサ回路１１では、前述のようにバランス出力端子１４ａ，１４ｂをモニタして、スイッチ段１２のＤＣ動作電流を決定するゲートバイアスを制御するためのフィードバック回路１５が付加されている。このフィードバック回路１５へは、前記ＩＦ信号のバランス出力が、平均値回路２１において、合成かつ平均化されて入力される。
【００２８】
図３は、前記フィードバック回路１５および平均値回路２１の一構成例を示すブロック図である。前記平均値回路２１は、相互に等しい２つの抵抗Ｒ１，Ｒ２から構成されている。前記ＩＦ信号のバランス出力は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の一端からそれぞれ入力され、他端が相互に接続されることで、該他端からは前記ＩＦ信号のバランス出力の平均値を出力することができる。すなわち、前記抵抗Ｒ１，Ｒ２の他端は、抵抗体の中点となり、ＬＰＦ動作により、前記バランス出力におけるＡＣ成分が除去され、ＤＣ成分のみが抽出される。こうして、フィードバックを行うにあたって、一定に保持すべき前記ＤＣ動作電流の情報を容易に抽出することができる。
【００２９】
前記フィードバック回路１５は、オペアンプＯｐ１に積分用のキャパシタＣ１を備えた積分器と、抵抗Ｒ３，Ｒ４とを備えて構成されており、前記キャパシタＣ１は、オペアンプＯｐ１の出力端子と負入力端子との間に接続されている。オペアンプＯｐ１の正入力端子には、前記平均値回路２１によるバランス出力の平均電圧が与えられており、負入力端子にはまた、参照電圧Ｖｒｅｆが与えられる。
【００３０】
前記参照電圧Ｖｒｅｆは、前記出力負荷１３ａ，１３ｂのレプリカ抵抗２２と、電流源２３とを電源ライン間に直列に接続した簡易な構成で作成されている。オペアンプＯｐ１は、正負入力が略等しく等しくなるように動作し、したがって前記電流源２３によって設定されるスイッチ段１２のＤＣ動作電流が所望の値になるように、前記制御電圧ＣＴＬを出力する。すなわち、前記２対のトランジスタＭ１，Ｍ２；Ｍ３，Ｍ４がＮ型であるので、ＬＯ信号の振幅が大きくなる程、負荷抵抗により前記ＩＦ信号の平均電圧が降下するため、前記制御電圧ＣＴＬは低くなり、前記スイッチ段１２のＤＣ動作電流を一定に保持させる。このＤＣ動作電流は、前記電流源２３の電流値Ｉ１を変化することで、容易に調整することができる。
【００３１】
前記制御電圧ＣＴＬは、相互に等しい抵抗値に形成される２つの抵抗Ｒ３，Ｒ４の一端に出力され、前記抵抗Ｒ３，Ｒ４の他端から、それぞれ対を成す各トランジスタＭ１，Ｍ２；Ｍ３，Ｍ４のゲートに、ＤＣバイアスとして供給される。また、前記ＬＯ信号は、ＡＣ信号として直接トランジスタＭ１，Ｍ２；Ｍ３，Ｍ４のゲートに与えられる。
【００３２】
以上のようにして、このミキサ回路１１は、スイッチ段１２を流れる電流を負荷抵抗１３ａ，１３ｂによって電圧変換し、その平均電圧をフィードバック回路１５のオペアンプＯｐ１の正入力電圧とし、ミキサ出力負荷である負荷抵抗１３ａ，１３ｂのレプリカ抵抗２２と所望の電流値Ｉ１とで決定される負入力電圧と、前記正入力電圧とが等しくなるようにオペアンプＯｐ１が積分動作し、制御電圧ＣＴＬをスイッチ段１２のゲートバイアスにフィードバックすることで、ＤＣ動作電流が制御される。したがって、前記ＬＯ信号の振幅変動の影響を受けず、スイッチ段１２のＤＣ動作電流を一定に保つことができ、ミキサ回路１１全体としての低消費電力化を図ることができるとともに、ミキサの性能を安定させることができる。
【００３３】
一方、こうしてフィードバック回路１５によってスイッチ段１２のＤＣ動作電流が制御されるので、このミキサ回路１１では、前記バラン１７のセンタータップ１９は、ローレベルの電源に接続されており、前記スイッチ段１２のトランジスタＭ１，Ｍ２；Ｍ３，Ｍ４の動作マージンを減少させてしまう前記特開昭６０−７２１０号のような、電流源となるトランジスタを用いていない。このことで、前記電流源トランジスタを駆動する場合に必要となるオーバードライブ電圧の分だけさらに、該スイッチ段１２の動作マージンを広く使うことができる。
【００３４】
図４に、ローカル強度が変化した際の、前記フィードバック回路１５を用いない場合と、用いた場合とのスイッチ段１２のＮＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４における全ドレイン電流Ｉtotalの比較結果を示す。同図において、参照符αが前記フィードバック回路１５を用いない場合を示し、参照符βが本発明（図３）である前記フィードバック回路１５を用いた場合を示す。同図から、フィードバック回路１５がある場合、ローカル強度の増加に関わらず、ＤＣ動作電流が一定に保持されていることが理解される。
【００３５】
また、図５および図６には、ローカル強度が変化した場合に、それぞれ前記フィードバック回路１５を用いない場合と、用いた場合との利得（Ｇａｉｎ）および線形性（ＩＩＰ３）の比較結果を示す。図５が前記フィードバック回路３５を用いない場合を示し、図６が本発明（図３）である前記フィードバック回路１５を用いた場合を示す。これらの図から、フィードバック回路１５が有り、ローカル強度が１２ｄＢｍのとき、利得が約１．３ｄＢ、線形性が約７．８ｄＢｍ以上改善していることが理解される。また、ローカル強度が１２ｄＢｍのとき、消費電流を約８．６ｍＡ低減できていることが理解される。
【００３６】
ここで、スイッチ段１２のメカニズムを、以下に簡単に示す。スイッチ段１２を構成するＮＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４の電流切替えスイッチ動作において、スイッチを完全にＯＦＦできる振幅電圧をＶｒとすると、ＬＯ信号の振幅ＶＬＯが、Ｖｒ≦ＶＬＯの関係が成り立つ時、スイッチとして完全にＯＦＦすることができる。ここで、ＬＯ信号の振幅ＶＬＯが増加する程、ＯＦＦ動作が確実となりスイッチ特性が向上するので、変換電圧利得Ｇａｉｎは増加することになる。一方、入力３次インターセプトポイントＩＩＰ３は、Ｖｒ＝ＶＬＯを境に、急激に劣化する。つまりミキサの性能を示す出力３次インターセプトポイントＯＩＰ３が最大となるのは、近似的にＶｒ≒ＶＬＯの関係が成り立つ時である。
【００３７】
本発明の実施の第２の形態について、図７に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００３８】
図７は、本発明の実施の第２の形態のミキサ回路３１の電気的構成を示すブロック図である。このミキサ回路３１は、シングルバランス型のミキサ回路であり、したがってスイッチ段３２は一対のＮＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２から構成される。このミキサ回路３１において、図２で示すダブルバランス型のミキサ回路１１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。
【００３９】
前記ＮＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２のドレインは出力負荷１３ａ，１３ｂをそれぞれ介してハイレベルの電源に接続され、ソースにはバラン３７を介してシングル入力であるＲＦ信号が与えられ、ゲートにはバランス入力であるＬＯ信号が入力され、これらの信号を混合したＩＦ信号が前記スイッチ段３２と出力負荷１３ａ，１３ｂとの間のバランス出力端子１４ａ，１４ｂから出力される。
【００４０】
このようにシングルバランス型のミキサ回路３１においても、前記フィードバック回路１５および平均値回路２１を設け、スイッチ段３２のターゲット電流が一定となるように制御電圧ＣＴＬをフィードバック制御することで、前記ＬＯ信号の振幅変動の影響を受けず、スイッチ段３２のＤＣ動作電流を一定に保つことができ、ミキサ回路５１全体としての低消費電力化を図ることができるとともに、ミキサの性能を安定させることができる。
【００４１】
また、前記スイッチ段３２のトランジスタＭ１，Ｍ２を飽和領域で動作させるために、オーバードライブ電圧が必要となる電流源を備えていなくても、該スイッチ段のＤＣ動作電流を一定に保つことができ、ローカル振幅変動によるＤＣ動作電流の変動を回避しつつも、スイッチ段トランジスタの動作マージンを最大限に利用することができる。
【００４２】
【発明の効果】
本発明のミキサ回路は、以上のように、スーパーヘテロダイン方式の受信装置などに用いられ、電源ライン間に、差動対を構成する一対のトランジスタから成るスイッチ段と、それぞれのトランジスタのコレクタ（ドレイン）に接続される出力負荷とが直列に接続され、前記トランジスタのエミッタ（ソース）にはバランを介して第１の信号（ＲＦ信号）が入力され、ベース（ゲート）には第２の信号（ＬＯ信号）が入力され、前記第１および第２の信号を混合した出力（ＩＦ信号）を対を成す前記トランジスタのコレクタ（ドレイン）から出力するようにしたシングルバランス型のミキサ回路において、フィードバック回路を設け、該フィードバック回路は、前記混合出力の平均電圧によって前記トランジスタのベース（ゲート）に与える制御電圧を変化し、前記スイッチ段のＤＣ動作電流を一定に保持させる。
【００４３】
それゆえ、スイッチ段のターゲット電流が一定となるように、出力をモニタしたフィードバックループによって該スイッチ段のベース（ゲート）バイアスにフィードバックがかかり、前記ローカル振幅変動の影響を受けず、該スイッチ段のＤＣ動作電流を一定に保つことができ、ミキサ回路全体としての低消費電力化を図ることができるとともに、ミキサの利得・線形性性能を安定させることができる。また、前記スイッチ段のトランジスタを飽和領域で動作させるために、オーバードライブ電圧が必要となる電流源を備えていなくても、該スイッチ段のＤＣ動作電流を一定に保つことができ、ローカル振幅変動によるＤＣ動作電流の変動を回避しつつも、スイッチ段トランジスタの動作マージンを最大限に利用することができる。
【００４４】
また、本発明のミキサ回路は、以上のように、スーパーヘテロダイン方式の受信装置などに用いられ、電源ライン間に、それぞれ差動対を構成する２対のトランジスタが交差接続されて成り、該２対のトランジスタのエミッタ（ソース）には各対毎にバランを介して第１の信号（ＲＦ信号）が入力され、交差接続されたベース（ゲート）には第２の信号（ＬＯ信号）が入力されるスイッチ段と、前記交差接続されたトランジスタのコレクタ（ドレイン）に接続される出力負荷とが直列に接続され、前記第１および第２の信号を混合した出力（ＩＦ信号）を対を成す前記交差接続されたトランジスタのコレクタ（ドレイン）から出力するようにしたダブルバランス型のミキサ回路において、フィードバック回路を設け、該フィードバック回路は、前記混合出力の信号の平均電圧によって前記トランジスタのベース（ゲート）に与える制御電圧を変化し、前記スイッチ段のＤＣ動作電流を一定に保持させる。
【００４５】
それゆえ、スイッチ段のターゲット電流が一定となるように、出力をモニタしたフィードバックループによって該スイッチ段のベース（ゲート）バイアスにフィードバックがかかり、前記第２の信号（ＬＯ信号）の振幅変動の影響を受けず、該スイッチ段のＤＣ動作電流を一定に保つことができ、ミキサ回路全体としての低消費電力化を図ることができるとともに、ミキサの性能を安定させることができる。また、前記スイッチ段のトランジスタを飽和領域で動作させるために、オーバードライブ電圧が必要となる電流源を備えていなくても、該スイッチ段のＤＣ動作電流を一定に保つことができ、第２の信号（ＬＯ信号）の振幅変動によるＤＣ動作電流のばらつきを回避しつつも、スイッチ段トランジスタの動作マージンを最大限に利用することができる。
【００４６】
また、本発明のミキサ回路は、以上のように、相互に等しい抵抗値に形成され、バランス出力である前記混合出力がそれぞれの一端から入力され、他端が相互に接続されることで、前記混合出力の平均値を求める２つの抵抗を有する。
【００４７】
それゆえ、相互に等しい２つの抵抗のそれぞれ一端にバランス出力である混合出力を与えることで、ＬＰＦ動作によってＤＣ成分のみが抽出され、フィードバックを行うにあたって、一定に保持すべき前記ＤＣ動作電流の情報を容易に抽出することができる。
【００４８】
さらにまた、本発明のミキサ回路は、以上のように、前記制御電圧を、相互に等しい抵抗値に形成される２つの抵抗の一端に入力し、前記抵抗の他端から、対を成す各トランジスタのベース（ゲート）にそれぞれ与える。
【００４９】
それゆえ、前記制御電圧を、大きさの等しい抵抗を直列接続した中点に与えることで、スイッチ段トランジスタのベース（ゲート）に等しい電圧を供給することができる。また、ローカル信号のＡＣ成分は、ＤＣ設定用（制御電圧用）の抵抗を通過せず、トランジスタのベース（ゲート）に直接与えられる。
【００５０】
また、本発明のミキサ回路は、以上のように、前記フィードバック回路を、２入力１出力のオペアンプと、１つのキャパシタとを用いた積分器から構成する。
【００５１】
それゆえ、前記抵抗からなるローパスフィルタ（ＬＰＦ）によるＤＣ平均電圧と所望のＤＣ動作電流動作を設定する参照電圧との差が無くなるまで積分機能が働き、回路にフィードバックをかけることで安定した動作を実現することができる。また、オーバードライブ電圧を必要とする電流源を用いないので、スイッチ段の動作マージンを拡大することが可能である。さらにまた、ローカル振幅変動に対して、安定した利得・線形性を実現できる。
【００５２】
さらにまた、本発明のミキサ回路は、以上のように、前記オペアンプが、スイッチ段のＤＣ動作電流を該スイッチ段のバランス出力端子から正の入力端子で受け、所望のＤＣ動作電流時における参照電圧を負入力端子で受けることで、正負入力電圧が略等しくなるように積分動作が働き、前記スイッチ段のＤＣ動作電流を制御する。
【００５３】
それゆえ、正負入力端子間の差が無くなるまで出力信号を生成する積分器の性質を容易に利用することができる。
【００５４】
また、本発明のミキサ回路は、以上のように、前記参照電圧を、前記出力負荷のレプリカ抵抗と電流源とで作成する。
【００５５】
それゆえ、前記積分器の性質を利用することで、参照電圧を容易に設定可能となる。また、参照電圧を設定する回路構成は、ミキサ回路と完全に独立しており、ミキサ動作に影響を与えない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の第１の形態のミキサ回路の概略的構成を示すブロック図である。
【図２】図１で示すミキサ回路の電気的構成を示すブロック図である。
【図３】前記図２で示すミキサ回路におけるフィードバック回路の具体的構成を示す電気回路図である。
【図４】図２で示すミキサ回路において、ローカル振幅が変動した際の、全電流の変化を示す図である。
【図５】ローカル振幅が変化した際の、フィードバック無しにおける利得（Ｇａｉｎ）および線形性（ＩＩＰ３）の特性を示す図である。
【図６】ローカル振幅が変化した際の、フィードバック有りにおける利得（Ｇａｉｎ）および線形性（ＩＩＰ３）の特性を示す図である。
【図７】本発明の実施の第２の形態のミキサ回路の電気的構成を示すブロック図である。
【図８】従来技術のミキサ回路の回路構成図である。
【符号の説明】
１１，３１ミキサ回路
１２，３２スイッチ段
１３；１３ａ，１３ｂ出力負荷
１４；１４ａ，１４ｂ出力端子
１５フィードバック回路
１６ａ，１６ｂ入力端子
１７，３７バラン
１８；１８ａ，１８ｂ入力端子
２１平均値回路
２２レプリカ抵抗
２３電流源
Ｃ１積分用のキャパシタ
Ｍ１〜Ｍ４スイッチ段ＮＭＯＳトランジスタ
Ｏｐ１オペアンプ
Ｒ１，Ｒ２抵抗
Ｒ３，Ｒ４抵抗[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a mixer circuit suitably implemented in a superheterodyne receiver or the like.
[0002]
[Prior art]
In the superheterodyne receiver or the like, the mixer circuit multiplies a high-frequency signal (RF signal) by a local signal (LO signal) to perform frequency conversion, and generates an intermediate frequency signal (IF signal) as a multiplication result. In addition, a wideband receiving apparatus used for a cable television tuner or the like requires a highly linear (small distortion) mixer in order to prevent mutual interference between channels. Furthermore, in order to avoid performance degradation due to variations in local signal strength supplied from the local oscillator to the mixer, it is necessary to supply a constant DC operating current for the switch stage.
[0003]
Japanese Patent Application Laid-Open No. 60-7210 discloses a configuration in which a constant current circuit is connected to a double balance type mixer circuit in order to suppress an increase in DC operating current accompanying an increase in the local signal strength. FIG. 8 is a circuit configuration diagram of a typical mixer circuit 1 according to the prior art. This mixer circuit supplies an RF signal via a balun c to a source terminal of a switch stage d formed by cross-connecting two pairs of NMOS transistors 1d, 2d; 3d, 4d, and an LO signal to a gate terminal. In a mixer for obtaining an IF signal from two common drain terminals, a constant current source circuit is connected to the center tap j of the balun c connected to the source terminal of the switch stage d so that conversion loss and intermodulation characteristics do not deteriorate significantly. k is connected, and an increase in DC operating current accompanying an increase in local signal strength is reduced. In the mixer circuit 1 of FIG. 8, the LO signal is a balanced input (there are two input terminals and a signal is added between the input terminals). Here, reference symbols a and b are baluns, f is an RF signal source, and e is a local signal source.
[0004]
[Patent Document 1]
JP 60-7210 A (publication date: January 16, 1985)
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
In the prior art as described above, in Japanese Patent Laid-Open No. 60-7210, the constant current source k is added to the center tap j of the balun c to suppress the fluctuation of the DC operating current due to the local amplitude fluctuation. However, in order to operate the transistor 2 which is a constant current source in the saturation region, an overdrive voltage Δov (Δov = (2Id / β)) is applied to the gate of the transistor 2. ^1/2 : Β = u * Cox * W / L) is necessary, and there is a problem that the operation margin of the transistor in the switch stage d is reduced. For this reason, sufficient linearity of the mixer cannot be obtained. Therefore, as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 60-7210, it is desired that the operating margin of the transistor in the switch stage can be utilized to the maximum while avoiding fluctuations in the DC operating current due to local amplitude fluctuations.
[0006]
An object of the present invention is to provide a mixer circuit capable of realizing a stable gain / linearity characteristic against local amplitude fluctuations.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In the mixer circuit of the present invention, a switch stage composed of a pair of transistors constituting a differential pair and an output load connected to a collector (drain) of each transistor are connected in series between power supply lines. The first signal is input to the emitter (source) via the balun, the second signal is input to the base (gate), and the output obtained by mixing the first and second signals forms a pair. In a mixer circuit configured to output from a collector (drain) of a transistor, the mixed output is input, and a control voltage for maintaining a constant DC operating current of the switch stage is applied to the base (gate) of the pair of transistors. Has a feedback circuit The feedback circuit is formed to have a resistance value equal to each other, and the mixed output which is a balanced output is input from one end connected to the collector (drain) of the pair of transistors, and the other end is mutually connected. By connecting, the first output and the second resistance for obtaining an average value of the mixed output, and the positive input terminal connected to the other end of the first resistance and the second resistance, By receiving the average value and receiving the reference voltage at the desired DC operating current at the negative input terminal, the integration function works so that the positive and negative input voltages become substantially equal, and a control voltage for controlling the DC operating current of the switch stage is obtained. An integrator composed of a two-input one-output operational amplifier output from an output terminal and a capacitor connected between the negative input terminal and the output terminal of the operational amplifier are mutually equivalent. The control voltage output from the output terminal is input from one end connected to each other, and the other end is connected to the base (gate) of each transistor forming a pair constituting the switch stage. A third resistor and a fourth resistor that supply the control voltage as a DC bias are provided at the base (gate) of each paired transistor by being connected. It is characterized by that.
[0008]
According to the above configuration, it is used for a superheterodyne receiver or the like, and is connected between a power supply line to a switch stage composed of a pair of transistors constituting a differential pair and a collector (drain) of each transistor. An output load is connected in series, and a first signal (RF signal) is input to the emitter (source) of the transistor via a balun, and a second signal (LO signal) is input to the base (gate). In the single balance type mixer circuit that outputs the mixed output (IF signal) of the first and second signals from the collector (drain) of the pair of transistors, the feedback circuit includes the mixed output The control voltage applied to the base (gate) of the transistor is changed by the average voltage of the pair of transistors. When the average voltage of the mixed output increases, that is, the amplitude of the second signal increases, the integration operation works so that the control voltage decreases, and the DC operation of the switch stage Keep the current constant.
[0009]
Therefore, feedback is applied to the base (gate) bias of the switch stage by a feedback loop in which the output average voltage is monitored so that the target current of the switch stage becomes constant, and amplitude fluctuation of the second signal (LO signal) is reduced. The DC operating current of the switch stage can be kept constant without being influenced, and the power consumption of the entire mixer circuit can be reduced, and the gain / linearity performance of the mixer can be stabilized. Further, in order to operate the transistor of the switch stage in the saturation region, the DC operating current of the switch stage can be kept constant even without a current source that requires an overdrive voltage. The operating margin of the switch stage transistor can be utilized to the maximum while avoiding fluctuations in the DC operating current due to fluctuations in the amplitude of the signal (LO signal).
[0010]
In the mixer circuit of the present invention, two pairs of transistors constituting a differential pair are cross-connected between the power supply lines, and a balun is provided for each pair of emitters (sources) of the two pairs of transistors. A switch stage in which the first signal is input via the base (gate) to which the second signal is input, and an output load connected to the collector (drain) of the cross-connected transistor. Are connected in series, and output the mixed output of the first and second signals from the collectors (drains) of the cross-connected transistors that form a pair. A feedback circuit that provides a control voltage for maintaining a constant DC operating current of the switch stage to the bases (gates) of the two pairs of transistors; The feedback circuit is formed to have a resistance value equal to each other, and the mixed output which is a balanced output is input from one end connected to the collector (drain) of the pair of transistors, and the other end is mutually connected. By connecting, the first output and the second resistance for obtaining an average value of the mixed output, and the positive input terminal connected to the other end of the first resistance and the second resistance, By receiving the average value and receiving the reference voltage at the desired DC operating current at the negative input terminal, the integration function works so that the positive and negative input voltages become substantially equal, and a control voltage for controlling the DC operating current of the switch stage is obtained. An integrator composed of a two-input one-output operational amplifier output from an output terminal and a capacitor connected between the negative input terminal and the output terminal of the operational amplifier are mutually equivalent. The control voltage output from the output terminal is input from one end connected to each other, and the other end is connected to the base (gate) of each transistor forming a pair constituting the switch stage. A third resistor and a fourth resistor that supply the control voltage as a DC bias are provided at the base (gate) of each paired transistor by being connected. It is characterized by that.
[0011]
According to the above configuration, it is used for a superheterodyne receiver or the like, and is formed by cross-connecting two pairs of transistors that constitute a differential pair between power supply lines, and the emitter (source) of the two pairs of transistors. ) Is supplied with a first signal (RF signal) via a balun for each pair, and a switch stage in which a second signal (LO signal) is input to a cross-connected base (gate); An output load connected to the collector (drain) of the cross-connected transistor is connected in series, and the output of the cross-connected transistor that forms a pair of output (IF signal) that is a mixture of the first and second signals. In the double-balanced mixer circuit that outputs from the collector (drain), the feedback circuit includes the average voltage of the mixed output of the transistor. The integration function works so that the control voltage is lowered as the average voltage of the mixed output is increased, that is, the amplitude of the second signal is increased. The DC operating current of the switch stage is kept constant.
[0012]
Therefore, feedback is applied to the base (gate) bias of the switch stage by the feedback loop in which the output average voltage is monitored so that the target current of the switch stage is constant, and it is not affected by the amplitude fluctuation of the second signal. The DC operating current of the switch stage can be kept constant, the power consumption of the entire mixer circuit can be reduced, and the performance of the mixer can be stabilized. Further, in order to operate the transistor of the switch stage in the saturation region, the DC operating current of the switch stage can be kept constant even without a current source that requires an overdrive voltage. The operating margin of the switch stage transistor can be utilized to the maximum while avoiding fluctuations in the DC operating current due to fluctuations in the amplitude of the signal (LO signal). In this way, it is possible to provide a low power consumption mixer that can control the operating current without sacrificing the operating voltage of the transistor in the switch stage and is resistant to local amplitude fluctuations. In addition, since the operation margin of the transistors in the switch stage can be expanded, a mixer circuit with improved gain / linearity characteristics can be provided.
[0013]
In the mixer circuit of the present invention, the feedback circuit is formed to have a resistance value equal to each other, and the mixed output that is a balanced output is input from one end of each, and the other end is connected to each other, It has two resistors for obtaining an average value of the mixed output.
[0014]
According to the above configuration, by providing a mixed output that is a balanced output to one end of each of two resistors that are equal to each other, the other end is the middle point of the resistor, and the AC component in the balanced output is a low-pass that is a resistor. It is removed by a filter (LPF) and only the DC component is extracted. In this way, when performing feedback, it is possible to easily extract information on the DC operating current that should be kept constant.
[0015]
Furthermore, in the mixer circuit of the present invention, the feedback circuit inputs the control voltage to one end of two resistors formed to have an equal resistance value, and each transistor forming a pair from the other end of the resistor. It is characterized by giving to each base (gate).
[0016]
According to said structure, the voltage equal to the base (gate) of a switch stage transistor can be supplied by giving the said control voltage to the midpoint which connected resistance of equal magnitude | size in series. Further, the AC component of the local signal does not pass through the DC setting (control voltage) resistance, but is directly supplied to the base (gate) of the transistor.
[0017]
In the mixer circuit of the present invention, the feedback circuit includes an integrator using a two-input one-output operational amplifier and one capacitor.
[0018]
According to the above configuration, the integration function works until the difference between the DC average voltage by the low-pass filter (LPF) composed of the resistor and the reference voltage for setting the desired DC operating current operation disappears, and the circuit is fed back. Stable operation can be realized. In addition, since a current source that requires overdrive voltage is not used, the operation margin of the switch stage can be expanded. Furthermore, stable gain and linearity can be realized against local amplitude fluctuations.
[0019]
Furthermore, in the mixer circuit of the present invention, the operational amplifier receives the DC operating current of the switch stage from the balanced output terminal of the switch stage at the positive input terminal, and receives the reference voltage at the desired DC operating current at the negative input terminal. By receiving, the integration operation works so that the positive and negative input voltages are substantially equal, and the DC operation current of the switch stage is controlled.
[0020]
According to said structure, the property of the integrator which produces | generates an output signal until the difference between positive / negative input terminals is eliminated can be utilized easily.
[0021]
The mixer circuit according to the present invention is characterized in that the reference voltage is generated by a replica resistor of the output load and a current source.
[0022]
According to said structure, it becomes possible to set a reference voltage easily by utilizing the property of the said integrator. The circuit configuration for setting the reference voltage is completely independent of the mixer circuit and does not affect the mixer operation.
[0023]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The following describes the first embodiment of the present invention with reference to FIGS.
[0024]
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a mixer circuit 11 according to a first embodiment of the present invention. The mixer circuit 11 is a double balance type mixer circuit using a balun, as in the above-mentioned Japanese Patent Application Laid-Open No. 60-7210 shown in FIG. In the mixer circuit 11, a switch stage 12 and an output load 13 are connected in series between power supply lines. It should be noted that in the present invention, the output average of the IF signal always output from the output terminal 14 is important. A feedback circuit 15 that monitors the voltage and feeds back the control voltage CTL to a terminal that determines the bias voltage of the switch stage 12 is provided.
[0025]
FIG. 2 is a block diagram showing an electrical configuration of the mixer circuit 11 described above. The switch stage 12 is formed by cross-connecting two pairs of NMOS transistors M1, M2; M3, M4. The drains of the NMOS transistors M1, M3 and the drains of the NMOS transistors M2, M4 are connected via output loads 13a, 13b. Each is connected to a high-level power supply and also serves as a balanced output terminal for IF signals to the output terminals 14a and 14b. The gates of the NMOS transistors M1, M4; M2, and M3 are supplied with LO signals that are balancedly input to the input terminals 16a and 16b from a VCO (Voltage Controlled Oscillator) formed on the same semiconductor integrated circuit. An RF signal that is a single input to the input terminal 18 is input to the source terminal of the switch stage 12 via the balun 17.
[0026]
As a result, the differential pair consisting of NMOS transistors M1 and M2 and the differential pair consisting of NMOS transistors M3 and M4 are switched as synchronous switches by the NMOS transistors M1 and M4 and the NMOS transistors M2 and M3, respectively, according to the LO signal. In operation, the two signals of the RF signal and the LO signal are mixed and an IF signal is output as a product.
[0027]
In the mixer circuit 11, a feedback circuit 15 for monitoring the balance output terminals 14a and 14b and controlling the gate bias for determining the DC operating current of the switch stage 12 is added as described above. The feedback output of the IF signal is synthesized and averaged by the average value circuit 21 to the feedback circuit 15.
[0028]
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of the feedback circuit 15 and the average value circuit 21. The average circuit 21 includes two resistors R1 and R2 that are equal to each other. The balanced output of the IF signal is input from one end of each of the resistors R1 and R2, and the other end is connected to each other, so that the average value of the balanced output of the IF signal can be output from the other end. . That is, the other ends of the resistors R1 and R2 serve as the midpoint of the resistor, and the AC component in the balance output is removed and only the DC component is extracted by the LPF operation. In this way, when performing feedback, it is possible to easily extract information on the DC operating current that should be kept constant.
[0029]
The feedback circuit 15 includes an integrator including an integrating capacitor C1 in an operational amplifier Op1, and resistors R3 and R4. The capacitor C1 is connected between an output terminal and a negative input terminal of the operational amplifier Op1. Connected between. The average voltage of the balance output by the average value circuit 21 is given to the positive input terminal of the operational amplifier Op1, and the reference voltage Vref is also given to the negative input terminal.
[0030]
The reference voltage Vref is created with a simple configuration in which a replica resistor 22 of the output loads 13a and 13b and a current source 23 are connected in series between power supply lines. The operational amplifier Op1 operates so that the positive and negative inputs are substantially equal to each other. Therefore, the operational amplifier Op1 outputs the control voltage CTL so that the DC operation current of the switch stage 12 set by the current source 23 becomes a desired value. That is, since the two pairs of transistors M1, M2; M3, M4 are N-type, the larger the LO signal amplitude, the lower the average voltage of the IF signal due to the load resistance, so the control voltage CTL is lower. Thus, the DC operating current of the switch stage 12 is kept constant. This DC operating current can be easily adjusted by changing the current value I1 of the current source 23.
[0031]
The control voltage CTL is output to one end of two resistors R3 and R4 formed to have the same resistance value, and the pair of transistors M1, M2; M3, M4 from the other end of the resistors R3, R4, respectively. Is supplied as a DC bias to the gates of The LO signal is directly supplied to the gates of the transistors M1, M2; M3, M4 as an AC signal.
[0032]
As described above, the mixer circuit 11 converts the current flowing through the switch stage 12 by the load resistors 13a and 13b, sets the average voltage as the positive input voltage of the operational amplifier Op1 of the feedback circuit 15, and is a mixer output load. The operational amplifier Op1 is integrated so that the negative input voltage determined by the replica resistor 22 of the load resistors 13a and 13b and the desired current value I1 is equal to the positive input voltage, and the control voltage CTL is supplied to the switch stage 12. Feedback to the gate bias controls the DC operating current. Therefore, the DC operating current of the switch stage 12 can be kept constant without being affected by the amplitude fluctuation of the LO signal, the power consumption of the mixer circuit 11 as a whole can be reduced, and the performance of the mixer can be improved. It can be stabilized.
[0033]
On the other hand, since the DC operating current of the switch stage 12 is controlled by the feedback circuit 15 in this way, in this mixer circuit 11, the center tap 19 of the balun 17 is connected to a low-level power source. There is no transistor used as a current source, such as the aforementioned Japanese Patent Laid-Open No. 60-7210, which reduces the operation margin of the transistors M1, M2; M3, M4. As a result, the operation margin of the switch stage 12 can be further widened by the overdrive voltage required for driving the current source transistor.
[0034]
FIG. 4 shows a comparison result of the total drain current Itotal in the NMOS transistors M1 to M4 of the switch stage 12 when the feedback circuit 15 is not used and when it is used when the local intensity changes. In the figure, reference symbol α indicates a case where the feedback circuit 15 is not used, and reference symbol β indicates a case where the feedback circuit 15 according to the present invention (FIG. 3) is used. From the figure, it is understood that when the feedback circuit 15 is provided, the DC operating current is kept constant regardless of the increase in local intensity.
[0035]
FIGS. 5 and 6 show the comparison results of gain (Gain) and linearity (IIP3) when the local intensity changes and when the feedback circuit 15 is not used and when it is used. FIG. 5 shows a case where the feedback circuit 35 is not used, and FIG. 6 shows a case where the feedback circuit 15 according to the present invention (FIG. 3) is used. From these figures, it is understood that when the feedback circuit 15 is provided and the local intensity is 12 dBm, the gain is improved by about 1.3 dB and the linearity is improved by about 7.8 dBm or more. Further, it is understood that when the local intensity is 12 dBm, the current consumption can be reduced by about 8.6 mA.
[0036]
Here, the mechanism of the switch stage 12 will be briefly described below. In the current changeover switch operation of the NMOS transistors M1 to M4 constituting the switch stage 12, if the amplitude voltage that can completely turn off the switch is Vr, the amplitude VLO of the LO signal is completely a switch when the relationship of Vr ≦ VLO holds. Can be turned off. Here, as the amplitude VLO of the LO signal increases, the OFF operation is ensured and the switching characteristics are improved, so that the conversion voltage gain Gain increases. On the other hand, the input third-order intercept point IIP3 rapidly deteriorates with Vr = VLO as a boundary. That is, the output third-order intercept point OIP3 indicating the performance of the mixer is maximized when the relationship of Vr≈VLO is approximately established.
[0037]
The following describes the second embodiment of the present invention with reference to FIG.
[0038]
FIG. 7 is a block diagram showing an electrical configuration of the mixer circuit 31 according to the second embodiment of the present invention. The mixer circuit 31 is a single balance type mixer circuit. Therefore, the switch stage 32 is composed of a pair of NMOS transistors M1 and M2. This mixer circuit 31 is similar to the double-balanced mixer circuit 11 shown in FIG. 2, and corresponding portions are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
[0039]
The drains of the NMOS transistors M1 and M2 are connected to a high level power source via output loads 13a and 13b, respectively, the source is supplied with a single input RF signal via a balun 37, and the gate is a balanced input. A certain LO signal is inputted, and an IF signal obtained by mixing these signals is outputted from balanced output terminals 14a and 14b between the switch stage 32 and the output loads 13a and 13b.
[0040]
Thus, also in the single balance type mixer circuit 31, the feedback circuit 15 and the average value circuit 21 are provided, and the control signal CTL is feedback-controlled so that the target current of the switch stage 32 is constant, thereby the LO signal. Therefore, the DC operating current of the switch stage 32 can be kept constant, the power consumption of the mixer circuit 51 as a whole can be reduced, and the performance of the mixer can be stabilized. .
[0041]
In addition, since the transistors M1 and M2 of the switch stage 32 are operated in the saturation region, the DC operating current of the switch stage can be kept constant even without a current source that requires an overdrive voltage. The operating margin of the switch stage transistor can be utilized to the maximum while avoiding fluctuations in the DC operating current due to local amplitude fluctuations.
[0042]
【The invention's effect】
As described above, the mixer circuit of the present invention is used in a superheterodyne receiver or the like, and between power supply lines, a switch stage including a pair of transistors constituting a differential pair, and a collector (drain) of each transistor. ) Connected in series, the first signal (RF signal) is input to the emitter (source) of the transistor via the balun, and the second signal (RF) is input to the base (gate). In a single-balanced mixer circuit in which an output (IF signal) obtained by mixing the first and second signals is output from the collector (drain) of the transistor that forms a pair, a feedback circuit And the feedback circuit supplies the base (gate) of the transistor with the average voltage of the mixed output. Changing the control voltage, and holds the DC operating current of the switching stage constant.
[0043]
Therefore, feedback is applied to the base (gate) bias of the switch stage by the feedback loop that monitors the output so that the target current of the switch stage is constant, and the switch stage is not affected by the local amplitude fluctuation. The DC operating current can be kept constant, the power consumption of the entire mixer circuit can be reduced, and the gain / linearity performance of the mixer can be stabilized. In addition, in order to operate the transistor of the switch stage in the saturation region, the DC operating current of the switch stage can be kept constant even without a current source that requires an overdrive voltage. The operating margin of the switch stage transistor can be utilized to the maximum while avoiding fluctuations in the DC operating current due to.
[0044]
Further, as described above, the mixer circuit of the present invention is used in a superheterodyne receiver or the like, and is configured by cross-connecting two pairs of transistors that constitute a differential pair between power supply lines. The first signal (RF signal) is input to each pair of emitters (sources) via a balun, and the second signal (LO signal) is input to the cross-connected bases (gates). Are connected in series with an output load connected to the collector (drain) of the cross-connected transistor to form a pair of outputs (IF signals) mixed with the first and second signals. In the double balance type mixer circuit configured to output from the collector (drain) of the cross-connected transistors, a feedback circuit is provided, and the feedback circuit includes: Wherein the average voltage of the mixed output signal and changes the control voltage applied to the base (gate) of the transistor, and holds the DC operating current of the switching stage constant.
[0045]
Therefore, feedback is applied to the base (gate) bias of the switch stage by a feedback loop whose output is monitored so that the target current of the switch stage is constant, and the influence of the amplitude fluctuation of the second signal (LO signal) is affected. Therefore, the DC operating current of the switch stage can be kept constant, the power consumption of the entire mixer circuit can be reduced, and the performance of the mixer can be stabilized. In addition, in order to operate the transistor of the switch stage in the saturation region, the DC operating current of the switch stage can be kept constant without providing a current source that requires an overdrive voltage. The operating margin of the switch stage transistor can be utilized to the maximum while avoiding variation in the DC operating current due to amplitude fluctuation of the signal (LO signal).
[0046]
Further, the mixer circuit of the present invention is formed to have mutually equal resistance values as described above, and the mixed output which is a balance output is input from one end of each, and the other end is connected to each other, Two resistors are used to determine the average value of the mixed output.
[0047]
Therefore, by providing a mixed output that is a balanced output to each one end of two resistors that are equal to each other, only the DC component is extracted by the LPF operation, and information on the DC operating current that should be kept constant when performing feedback Can be easily extracted.
[0048]
Furthermore, in the mixer circuit of the present invention, as described above, the control voltage is input to one end of two resistors formed to have equal resistance values, and each transistor forming a pair from the other end of the resistor. Give to each base (gate).
[0049]
Therefore, a voltage equal to the base (gate) of the switch stage transistor can be supplied by applying the control voltage to a midpoint where resistors of equal magnitude are connected in series. Further, the AC component of the local signal does not pass through the DC setting (control voltage) resistance, but is directly supplied to the base (gate) of the transistor.
[0050]
In the mixer circuit of the present invention, as described above, the feedback circuit is composed of an integrator using a two-input one-output operational amplifier and one capacitor.
[0051]
Therefore, the integration function works until the difference between the DC average voltage by the low-pass filter (LPF) composed of the resistor and the reference voltage for setting the desired DC operating current operation disappears, and stable operation is achieved by applying feedback to the circuit. Can be realized. In addition, since a current source that requires overdrive voltage is not used, the operation margin of the switch stage can be increased. Furthermore, stable gain and linearity can be realized against local amplitude fluctuations.
[0052]
Furthermore, in the mixer circuit of the present invention, as described above, the operational amplifier receives the DC operating current of the switch stage from the balanced output terminal of the switch stage at the positive input terminal, and the reference voltage at the desired DC operating current is obtained. Is received at the negative input terminal, the integration operation works so that the positive and negative input voltages become substantially equal, and the DC operating current of the switch stage is controlled.
[0053]
Therefore, the nature of the integrator that generates the output signal can be easily used until there is no difference between the positive and negative input terminals.
[0054]
Further, as described above, the mixer circuit of the present invention creates the reference voltage by the replica resistance of the output load and a current source.
[0055]
Therefore, the reference voltage can be easily set by using the property of the integrator. The circuit configuration for setting the reference voltage is completely independent of the mixer circuit and does not affect the mixer operation.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a mixer circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing an electrical configuration of the mixer circuit shown in FIG.
3 is an electric circuit diagram showing a specific configuration of a feedback circuit in the mixer circuit shown in FIG. 2. FIG.
4 is a diagram showing a change in total current when the local amplitude varies in the mixer circuit shown in FIG. 2; FIG.
FIG. 5 is a diagram showing the characteristics of gain (Gain) and linearity (IIP3) without feedback when the local amplitude changes.
FIG. 6 is a diagram showing characteristics of gain (Gain) and linearity (IIP3) with feedback when local amplitude changes.
FIG. 7 is a block diagram showing an electrical configuration of a mixer circuit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a circuit configuration diagram of a conventional mixer circuit.
[Explanation of symbols]
11, 31 Mixer circuit
12, 32 switch stage
13; 13a, 13b Output load
14; 14a, 14b Output terminal
15 Feedback circuit
16a, 16b input terminals
17, 37 Balun
18; 18a, 18b Input terminal
21 Average circuit
22 Replica resistance
23 Current source
C1 Integration capacitor
M1-M4 switch stage NMOS transistors
Op1 operational amplifier
R1, R2 resistance
R3, R4 resistance

Claims

A switch stage composed of a pair of transistors constituting a differential pair and an output load connected to the collector (drain) of each transistor are connected in series between the power supply lines, and the emitter (source) of the transistor is connected to the emitter (source) of the transistor. A first signal is input via the balun, a second signal is input to the base (gate), and a mixed output of the first and second signals is output from the collector (drain) of the transistor that forms a pair. In the mixer circuit designed to output,
A feedback circuit that takes the mixed output as an input and applies a control voltage that maintains a constant DC operating current of the switch stage to the base (gate) of the pair of transistors;
The feedback circuit includes:
The mixed output, which is a balanced output, is input from one end connected to the collector (drain) of the pair of transistors , which are formed to have mutually equal resistance values, and the other end is connected to each other. A first resistor and a second resistor for obtaining an average value of the mixed outputs ;
By receiving the average value of the mixed output at the positive input terminal connected to the other end of the first resistor and the second resistor and receiving the reference voltage at the desired DC operating current at the negative input terminal, the positive / negative input An integration function operates so that the voltages are substantially equal, and a 2-input 1-output operational amplifier that outputs a control voltage for controlling the DC operating current of the switch stage from an output terminal; the negative input terminal and the output terminal of the operational amplifier; An integrator comprising one capacitor connected between
The control voltage output from the output terminal is input from one end connected to each other, and the other ends of the bases of the transistors forming a pair constituting the switch stage ( And a third resistor and a fourth resistor for supplying the control voltage as a DC bias to the base (gate) of each of the paired transistors. circuit.

Two pairs of transistors that constitute a differential pair are cross-connected between the power supply lines, and the first signal is input to the emitters (sources) of the two pairs of transistors via baluns for each pair. A switch stage in which a second signal is input to the cross-connected base (gate) and an output load connected to the collector (drain) of the cross-connected transistor are connected in series, and the first And a mixer circuit configured to output a mixed output of the second signal and the collector (drain) of the cross-connected transistors forming a pair,
A feedback circuit that takes the mixed output as an input and applies a control voltage for maintaining a constant DC operating current of the switch stage to the bases (gates) of the two pairs of transistors;
The feedback circuit includes:
The mixed output, which is a balanced output, is input from one end connected to the collector (drain) of the transistor that is formed to have a resistance value equal to each other, and the other end is connected to each other. A first resistor and a second resistor for obtaining an average value of the mixed outputs ;
By receiving the average value of the mixed output at the positive input terminal connected to the other end of the first resistor and the second resistor and receiving the reference voltage at the desired DC operating current at the negative input terminal, the positive / negative input An integration function operates so that the voltages are substantially equal, and a 2-input 1-output operational amplifier that outputs a control voltage for controlling the DC operating current of the switch stage from an output terminal; the negative input terminal and the output terminal of the operational amplifier; An integrator comprising one capacitor connected between
The control voltage output from the output terminal is input from one end connected to each other, and the other ends of the bases of the transistors forming a pair constituting the switch stage ( And a third resistor and a fourth resistor for supplying the control voltage as a DC bias to the base (gate) of each of the paired transistors. circuit.

The mixer circuit according to claim 1 or 2, wherein the said reference voltage, created by the replica resistor and the current source of the output load.