JP4184115B2

JP4184115B2 - High frequency circuit

Info

Publication number: JP4184115B2
Application number: JP2003049489A
Authority: JP
Inventors: 一富森; 真太郎新庄; 憲治末松; 幸夫池田; 由哲松波; 公春服部
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2003-02-26
Filing date: 2003-02-26
Publication date: 2008-11-19
Anticipated expiration: 2023-02-26
Also published as: JP2004260584A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、衛星通信、地上マイクロ波通信、移動体通信等に使用する高周波回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の高周波回路は、入力された高周波信号を増幅する高出力増幅器とこれの出力側に接続され出力側の負荷変動が起きても諸特性を維持するアイソレータ又はサーキュレータで構成される。高周波回路は内蔵した整合回路により、理想的には、そのインピーダンス系の特性インピーダンスに整合され、また、アイソレータ又はサーキュレータもほぼ同一のインピーダンスとなるが、完全に同一ではなく、周波数特性を有する。一方、高出力増幅器おいては、出力側の負荷インピーダンスによって、出力電力、効率(消費電流)、ひずみ等の諸特性が大きく変化する。そのため、従来の高周波回路においては、アイソレータ又はサーキュレータのインピーダンスが、所定値からずれることにより、そして、周波数特性を持つことにより、効率、ひずみ、出力電力といった高出力増幅器の諸特性が低下してしまう。
【０００３】
送信機においては、送信モードによって異なる出力電力を出力する場合が多くある。その場合、高出力増幅器においては、送信モードの中で最も高い出力電力を満足できるようにし、より低い出力電力しか必要としない場合には、そのまま、入力電力を低くすることにより、異なる出力電力に対応している。しかし、送信モードの中で最も高い出力電力を満足できるように、増幅素子のサイズを大きくしたり、効率を犠牲にして出力電力を得るような負荷インピーダンスに整合しているため、入力電力を低くした場合に、効率が低くなってしまい、また消費電流が大きくなってしまう。そのため、低い出力電力のモードの時間が長く、高い出力電力が必要なモードの時間が短い場合などにおいては、短い時間の高い出力電力を得るために、長い時間の低い出力電力の場合に多くの消費電流を消費してしまう。そこでこのような高出力増幅器とアイソレータ又はサーキュレータで構成される高周波回路において、高い出力電力でも低い出力電力でもより高効率な特性を得ることが求められている。
【０００４】
なお従来、上記高出力増幅器に当たる高周波増幅器単体の構成において、出力電力の高低ではなく、２つの異なる周波数帯で高効率動作を実現しようとするために、高周波増幅器の入力側の整合回路に２つのリアクタンス回路を設けてこれを切り替えると共に出力側に位相調整回路を備えたものがある(特許文献１参照)。
【０００５】
【特許文献１】
特開平６−２３２６５７号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように従来、高出力増幅器とアイソレータ又はサーキュレータで構成される高周波回路においては、低出力電力でも高出力電力でも高効率な特性が得られるものが求められていた。
【０００７】
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、整合回路を内蔵した高出力増幅器を、その出力側にあるアイソレータ又はサーキュレータとともに用いた高周波回路において、低出力電力でも高出力電力でもより高効率な特性が得られるものを提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的に鑑み、この発明は、整合回路を内蔵した高出力増幅器とその出力側にあるアイソレータ又はサーキュレータによって構成されている高周波回路において、前記高出力増幅器と前記アイソレータ又はサーキュレータの間に、位相調整回路を設け、前記位相調整回路とアイソレータ又はサーキュレータの間に、インダクタとキャパシタの直列回路とスイッチが並列に接続された回路が直列に挿入されかつ前記スイッチにバイアスを供給するバイアス回路を含むインピーダンス切替回路を挿入したことを特徴とする高周波回路にある。
【０００９】
【発明の実施の形態】
図１は、整合回路を内蔵した高出力増幅器をその出力側にあるアイソレータ又はサーキュレータとともに用いた高周波回路の一般的な構成を説明するための図であり、(ａ)は高周波回路の構成、(ｂ)はアイソレータ又はサーキュレータのインピーダンスの周波数特性を示す。図１において、整合回路４を内蔵した高出力増幅器１００は高周波回路の入力端子となる入力端子１および出力端子２を有する。高出力増幅器１００は高出力増幅器を構成する各増幅段の増幅素子３および整合回路４を備える。出力端子２にはアイソレータ又はサーキュレータ(一方向電波伝送ユニット)７が接続されその出力端子６は高周波回路の出力端子となる。Γ_ＩＳＯはアイソレータ又はサーキュレータ７のインピーダンス、Γ_Ｌは高出力増幅器１００の出力負荷インピーダンスである。
【００１０】
上述したように、入力端子１から入力した高周波信号は、増幅素子３、整合回路４によって構成される高出力増幅器１００で増幅された後、アイソレータ又はサーキュレータ７を介して出力端子６より出力される。これにより、入力した高周波信号を増幅することができる。また、アイソレータ又はサーキュレータ７が高出力増幅器１００の出力側に設置されているため、出力側の負荷変動が起きても、諸特性を維持することが可能である。高出力増幅器１００は内蔵した整合回路４により、理想的には、５０Ω(インピーダンス系によって異なるが、そのインピーダンス系の特性インピーダンスの値である)に整合され、また、アイソレータ又はサーキュレータ７も完全な５０Ωである。しかし、アイソレータ又はサーキュレータ７のインピーダンスΓ_ＩＳＯはほぼ５０Ωではあるが、完全に５０Ωではなく、図１の(ａ)に示すように周波数特性を有する。一方、高出力増幅器１００においては、図２に例えば、ある出力電力一定時の効率、ひずみ(ACPR)の出力側の負荷インピーダンスΓ_Ｌ依存性のグラフを示すが、高出力増幅器１００においては、出力側の負荷インピーダンスΓ_Ｌによって、出力電力、効率(消費電流)、ひずみ等の諸特性が大きく変化する。そのため、この種の高周波回路においては、アイソレータ又はサーキュレータ７のインピーダンスが、５０Ωからずれること、そして周波数特性を持つことにより、効率、ひずみ、出力電力等の高出力増幅器の諸特性が低下してしまう。
【００１１】
送信機においては、送信モードによって異なる出力電力を出力する場合が多く、その場合、高出力増幅器においては、送信モードの中で最も高い出力電力を満足できるようにし、より低い出力電力しか必要としない場合には、そのまま、入力電力を低くすることにより、異なる出力電力に対応している。しかし、送信モードの中で最も高い出力電力を満足できるように、増幅素子のサイズを大きくしたり、効率を犠牲にして出力電力を得るような負荷インピーダンスに整合しているため、入力電力を低くした場合に、効率が低くなってしまう、消費電流が大きくなってしまう。そのため、低い出力電力のモードの時間が長く、高い出力電力が必要なモードの時間が短い場合などにおいては、短い時間の高い出力電力を得るために、長い時間の低い出力電力の場合に多くの消費電流を消費してしまう。
【００１２】
実施の形態１．
図３はこの発明の一実施の形態による高周波回路の構成を説明するための図であり、(ａ)は高周波回路の構成、(ｂ)は各部のインピーダンスの周波数特性を示す。図３において、図１と同一もしくは相当部分は同一符号で示す。高出力増幅器１００の出力端子２には位相調整回路１０１が接続され、これは使用するインピーダンス系の特性インピーダンスの線路８(マイクロストリップライン又は同軸ケーブル)、又は並列キャパシタ１０(一端がグランド１２に接続)と直列インダクタ１１の集中定数回路素子で構成されている。集中定数回路素子を用いる場合は、使用する周波数でインピーダンスは特性インピーダンスとなり必要な位相を得る構成となっている。位相調整回路１０１とアイソレータ又はサーキュレータ７の入力端子５の間にはＤＣカット用のキャパシタ９が接続されている。また、(ｂ)のΓ_ＩＳＯはアイソレータ又はサーキュレータ７のインピーダンス、Γ_Ｌは高出力増幅器１００の出力負荷インピーダンスである。従来例と比較して、高周波としては位相調整回路１０１(およびその他にＤＣカット用のキャパシタ９)が高出力増幅器１００とアイソレータ又はサーキュレータ７の間に挿入されている点が異なる。
【００１３】
次に動作について説明する。入力端子１から入力した高周波信号は、増幅素子３、整合回路４によって構成される高出力増幅器１００で増幅された後、位相調整回路１０１を通った後、アイソレータ又はサーキュレータ７を介して出力端子６より出力される。これにより、入力した高周波信号を増幅することができる。また、アイソレータ又はサーキュレータ７が高出力増幅器１００の出力側に設置されているため、出力側の負荷変動が起きても、諸特性を維持することが可能である。
【００１４】
上述したように、アイソレータ又はサーキュレータ７のインピーダンスΓ_ＩＳＯは完全に５０Ωではなく、図３のΓ_ＩＳＯに示すように周波数特性を有する。一方、高出力増幅器１００においては、図２に示すが、出力側の負荷インピーダンスΓ_Ｌによって、出力電力、効率(消費電流)、ひずみ等の諸特性が大きく変化する。図２のような特性の高出力増幅器の場合、負荷インピーダンスΓ_Ｌの周波数特性が等ひずみ円と等効率円の両方に沿うようにすることによって、アイソレータ又はサーキュレータ７のインピーダンスΓ_ＩＳＯの周波数特性による特性劣化をさけることが可能である。
【００１５】
図３のこの発明の高周波回路においては、位相調整回路１０１が高出力増幅器１００とアイソレータ又はサーキュレータ７間に挿入されていることにより、アイソレータ又はサーキュレータ７のインピーダンスΓ_ＩＳＯの周波数特性が、位相調整回路１０１により、高出力増幅器１０１の出力負荷インピーダンスΓ_Ｌにおいては等ひずみ円と等効率円の両方に沿う周波数特性に変換され、それにより、アイソレータ又はサーキュレータ７のインピーダンスΓ_ＩＳＯの周波数特性による特性劣化をさけることができ、高効率な特性を得ることができる。
【００１６】
また、位相調整回路１０１を線路８で実現することにより容易にパターン化できる。これにより、モジュール化が容易となる。また、位相調整回路１０１をインダクタ１１とキャパシタ１０といった集中定数回路素子で実現することにより、小型化が可能である。
【００１７】
以上のように、高出力増幅器とアイソレータ又はサーキュレータの間に、位相調整回路が設置されているため、高出力増幅器の出力負荷インピーダンスが等ひずみ円と等効率円の両方に沿う周波数特性に変換され、それにより、アイソレータ又はサーキュレータのインピーダンスΓ_ＩＳＯの周波数特性による特性劣化をさけることができ、高効率な特性を得ることができる。
【００１８】
また、位相調整回路を線路で実現することにより用意にパターン化できる。それにより、モジュール化が容易となる。また、位相調整回路をインダクタとキャパシタといった集中定数回路素子で実現することにより、小型化が可能である。
【００１９】
実施の形態２．
図４はこの発明の別の実施の形態による高周波回路の構成を説明するための図であり、(ａ)は高周波回路の構成、(ｂ)は各部のインピーダンスの周波数特性を示す。図４において、上記実施の形態と同一もしくは相当部分は同一符号で示す。図４は図３の高周波回路と比較して、直列インダクタ切替型インピーダンス切替回路１０２が位相調整回路１０１とアイソレータ又はサーキュレータ７の間に挿入されている点が異なる。位相調整回路１０１はキャパシタ１０とインダクタ１１の集中定数回路素子で構成されている。使用する周波数でインピーダンスは特性インピーダンスとなり必要な位相を得る構成となっている。位相調整回路１０１は使用するインピーダンス系の特性インピーダンスの線路で構成されていても構わない。インピーダンス切替回路１０２では、直列インダクタ１４と直列キャパシタ１５の直列回路にスイッチを構成するダイオード(スイッチ)１３が並列に接続された回路が直列に挿入されている。さらに抵抗１８、ＤＣカット用キャパシタ１９、ダイオードで構成されたスイッチ１３のプラス側のバイアス端子１７でバイアス回路を形成している。さらにバイアス用インダクタ１６でスイッチ１３のマイナス側のバイアス回路を形成し、接地(グランド１２)している。ダイオード１３で構成されるスイッチは、例えばマイクロ・エレクトロメカニカル・システム(ＭＥＭＳ)によるスイッチからなる微小な機械的スイッチで構成してもよい。またインダクタ１６の代わりに抵抗を用いてもよいし、プラス側のバイアス端子と同様の構成とし、マイナス側のバイアス端子を設けてもよい。
【００２０】
これによりまず、高周波信号を増幅することができ、またアイソレータ又はサーキュレータ７が高出力増幅器１００の出力側に設置されているため、出力側の負荷変動が起きても諸特性を維持することが可能であり、位相調整回路１０１が高出力増幅器１００とアイソレータ又はサーキュレータ７の間に挿入されていることにより、アイソレータ又はサーキュレータ７のインピーダンスΓ_ＩＳＯの周波数特性が位相調整回路１０１により高出力増幅器１０１の出力負荷インピーダンスΓ_Ｌにおいては等ひずみ円と等効率円の両方に沿う周波数特性に変換され、それにより、アイソレータ又はサーキュレータ７のインピーダンスΓ_ＩＳＯの周波数特性による特性劣化をさけることができ、高効率な特性を得ることができる。
【００２１】
送信モードによって２つの異なる出力電力が要求される場合に、高出力増幅器１００としては、低い側の出力電力に対応した設計、すなわち、５０Ωの出力負荷インピーダンスの場合に低い側の出力電力において、必要なひずみ特性を満足した上で最も高い効率が得られる設計を行い、より高い出力電力が必要な送信モードの場合には、出力負荷インピーダンスを、より低ひずみのインピーダンスに切替えることによって、ひずみを満足し、必要な出力電力を得ることができる。すなわち、図２に示した高出力増幅器１００のある一定出力電力における等効率円、等ひずみ円のグラフにおいて、低い側の出力電力の送信モードの場合に５０Ωの出力負荷インピーダンスを実現し、高い出力電力の送信モードの時には矢印の方向へインピーダンスを移動することができれば、出力アップ時にもひずみ特性を満足することができる。
【００２２】
図４の高周波回路の動作について説明すると、図４の(ｂ)において、Γ_ＩＳＯはアイソレータ又はサーキュレータ７のインピーダンス、Γ_Ｌは高出力増幅器１００の出力負荷インピーダンスである。Γ_ｍｉｄはインピーダンス切替回路１０２を通してアイソレータ又はサーキュレータ７を見たインピーダンスである。それぞれのインピーダンスをスミスチャート上に示している。実線が、低い側の出力電力の送信モードの場合でダイオードスイッチ１３がＯＮの場合、波線が高い側の出力電力の送信モードの場合でダイオードスイッチ１３がＯＦＦの場合である。
【００２３】
ダイオードスイッチ１３がＯＮの場合には、ダイオードスイッチは非常に低い抵抗と等価となり、インピーダンスは移動しないため、Γ_ｍｉｄはほぼΓ_ＩＳＯと同じである。そして、位相調整回路(線路)１０１により周波数特性が回転し、Γ_Ｌは等ACPR円に沿った周波数特性となる。一方、スイッチダイオード１３がＯＦＦした場合、直列インダクタ１４と直列キャパシタ１５の直列回路が、アイソレータ又はサーキュレータ７との間に挿入されることになる。ここでは、直列インダクタ１４と直列キャパシタ１５の直列回路は誘導性を示す値とすることにより、Γ_ｍｉｄは実線から波線へと移動する。そして、位相調整回路(線路)１０１により回転され、Γ_Ｌは波線の周波数特性となる。これにより、スイッチ１３がＯＮの場合もＯＦＦの場合も、Γ_Ｌの周波数特性は図２の等ひずみ円と等効率円の両方に沿った特性となるためアイソレータ又はサーキュレータ７のインピーダンスΓ_ＩＳＯの周波数特性による特性劣化をさけることができ、高効率な特性を得ることができる。同時に、高い出力電力のモードの時には、出力負荷インピーダンスΓ_Ｌがより低ひずみな方向へ移動するため、ひずみ特性を満足でき、より高い出力電力に対応できる。低い出力電力のモードの場合の効率について考えると、従来や、図３の高周波回路の場合と比較して、低い出力電力のモードの場合に合わせて高効率が得られる設計となっているため、より高効率な特性が実現できる。なお、図４のインピーダンス切替回路１０２は、高出力増幅器１００とアイソレータ又はサーキュレータ７の間のいずれの場所に挿入しても良いわけではなく、位相調整回路(線路)１０１とアイソレータ又はサーキュレータ７間に挿入することにより、周波数特性の劣化をさける効果と、高い出力電力のモード時のひずみの低減の効果を同時に実現することができる。
【００２４】
また、スイッチ１３としてダイオードを用いているため、電子的にインピーダンスを切替えることができ、すばやい切替時間を実現できる。また、スイッチとして、微小な機械的スイッチを用いた場合にも、ダイオードの場合と同様の効果を得ることができる。さらに、ダイオードを用いた場合には、出力電力が増加した場合に、ダイオード自体が発生するひずみによって、ひずみ特性が劣化するが、微小な機械的スイッチはひずみを発生しないため、より高出力、低ひずみな特性を実現することが可能である。
【００２５】
以上のように、位相調整回路とアイソレータ又はサーキュレータの間に、インダクタとキャパシタの直列回路とスイッチが並列に接続された回路が直列に挿入され、かつ、スイッチにバイアスを供給するバイアス回路が含まれるインピーダンス切替回路を挿入することにより、Γ_Ｌの周波数特性は等ひずみ円と等効率円の両方に沿った特性となるためアイソレータ又はサーキュレータのインピーダンスΓ_ＩＳＯの周波数特性による特性劣化をさけることができ、高効率な特性を得ることができる。同時に、高い出力電力の送信モードの時には、出力負荷インピーダンスΓ_Ｌがより低ひずみな方向へ移動するため、ひずみ特性を満足できより高い出力電力に対応できる。また低い出力電力の送信モードの場合の効率について考えると、低い出力電力のモードの場合に合わせて高効率が得られる設計となっているため、より高効率な特性が実現できる。
【００２６】
実施の形態３．
図５はこの発明の別の実施の形態による高周波回路の構成を説明するための図であり、(ａ)は高周波回路の構成、(ｂ)は各部のインピーダンスの周波数特性を示す。図４において、上記実施の形態と同一もしくは相当部分は同一符号で示す。図５は図４の高周波回路と比較して、直列インダクタ切替型インピーダンス切替回路１０２ａの挿入される位置が異なり、高出力増幅器１００と位相調整回路１０１の間に挿入されている点が異なる。位相調整回路１０１はキャパシタ１０とインダクタ１１の集中定数回路素子で構成されている。使用する周波数でインピーダンスは特性インピーダンスとなり必要な位相が得る構成となっている。位相調整回路１０１は使用するインピーダンス系の特性インピーダンスの線路で構成されていても構わない。直列インダクタ切替型インピーダンス切替回路１０２ａは上記実施の形態と同様に直列インダクタ１４、直列キャパシタ１５、ダイオードで構成されたスイッチ１３(スイッチは微小な機械的スイッチで構成してもよい)からなる回路に、抵抗１８、ＤＣカット用キャパシタ１９、ダイオードで構成されたスイッチ１３のプラス側、マイナス側のそれぞれのバイアス端子１７で、プラス側およびマイナス側のバイアス回路を形成している。マイナス側のバイアス回路については、図４と同様にインダクタで、接地回路を形成しても構わない。また抵抗１８はインダクタで構成しても構わない。
【００２７】
これによりまず、高周波信号を増幅することができ、またアイソレータ又はサーキュレータ７が高出力増幅器１００の出力側に設置されているため、出力側の負荷変動が起きても諸特性を維持することが可能であり、位相調整回路１０１が高出力増幅器１００とアイソレータ又はサーキュレータ７の間に挿入されていることにより、アイソレータ又はサーキュレータ７のインピーダンスΓ_ＩＳＯの周波数特性が位相調整回路１０１により高出力増幅器１０１の出力負荷インピーダンスΓ_Ｌにおいては等ひずみ円と等効率円の両方に沿う周波数特性に変換され、それにより、アイソレータ又はサーキュレータ７のインピーダンスΓ_ＩＳＯの周波数特性による特性劣化をさけることができ、高効率な特性を得ることができる。
【００２８】
図５の高周波回路の動作について説明すると、図５の(ｂ)において、Γ_ＩＳＯはアイソレータ又はサーキュレータ７のインピーダンス、Γ_Ｌは高出力増幅器１００の出力負荷インピーダンスである。Γ_ｍｉｄは位相調整回路１０１を通してアイソレータ又はサーキュレータ７を見たインピーダンスである。それぞれのインピーダンスをスミスチャート上に示している。実線が、低い側の出力電力のモードの場合でダイオードスイッチ１３がＯＮの場合、波線が高い側の出力電力のモードの場合でダイオードスイッチ１３がＯＦＦの場合である。
【００２９】
アイソレータ又はサーキュレータ７のインピーダンスΓ_ＩＳＯは位相調整回路(線路)１０１により周波数特性は回転し、Γ_ｍｉｄにおいて周波数特性が図２の等ひずみ円と等効率円の両方に沿う特性を実現している。次に、インピーダンス切替回路１０２ａは、ダイオードスイッチ１３がＯＮの場合には、ダイオードスイッチは非常に低い抵抗と等価となり、インピーダンスは移動しないため、Γ_ＬはほぼΓ_ｍｉｄと同じであり等ひずみ円と等効率円の両方に沿った周波数特性となる。一方、スイッチダイオード１３がＯＦＦした場合、直列インダクタ１４と直列キャパシタ１５の直列回路が挿入されることになる。ここでは、直列インダクタ１４と直列キャパシタ１５の直列回路は誘導性を示す値にすることにより、Γ_Ｌは実線から波線へと移動する。これにより、スイッチがＯＮの場合もＯＦＦの場合も、Γ_Ｌの周波数特性は図２の等ひずみ円と等効率円の両方に沿った特性となるためアイソレータ又はサーキュレータ７のインピーダンスΓ_ＩＳＯの周波数特性による特性劣化をさけることができ、高効率な特性を得ることができる。同時に、高い出力電力の送信モードの時には、出力負荷インピーダンスΓ_Ｌがより低ひずみな方向へ移動するため、ひずみ特性を満足でき、より高い出力電力に対応できる。したがって従来や、図３の高周波回路の場合と比較して、低い出力電力の送信モードの場合に合わせて高効率が得られる設計となっているため、より高効率な特性が実現できる。なお、図５のインピーダンス切替回路１０２は、高出力増幅器１００とアイソレータ又はサーキュレータ７の間のいずれの場所にいれても良いわけではなく、高出力増幅器１００と位相調整回路(線路)１０１の間に入れることにより、周波数特性の劣化をさける効果と、高い出力電力のモード時のひずみの低減の効果を同時に実現することができる。
【００３０】
また、スイッチとしてダイオードを用いているため、電子的にインピーダンスを切替えることができ、すばやい切替時間を実現できる。また、スイッチとして、微小な機械的スイッチを用いた場合にも、ダイオードの場合と同様の効果を得ることができる。さらに、ダイオードを用いた場合には、出力電力が増加した場合に、ダイオード自体が発生するひずみによって、ひずみ特性が劣化するが、微小な機械的スイッチはひずみを発生しないため、より高出力、低ひずみな特性を実現することが可能である。
【００３１】
以上のように、整合回路を内蔵した高出力増幅器と位相調整回路の間に、インダクタとキャパシタの直列回路とスイッチが並列に接続された回路が直列に挿入され、かつスイッチにバイアスを供給するバイアス回路とが含まれるインピーダンス切替回路を挿入することにより、Γ_Ｌの周波数特性は等ひずみ円と等効率円の両方に沿った特性となるためアイソレータ又はサーキュレータのインピーダンスΓ_ＩＳＯの周波数特性による特性劣化をさけることができ、高効率な特性を得ることができる。同時に、高い出力電力の送信モードの時には、出力負荷インピーダンスΓ_Ｌがより低ひずみな方向へ移動するため、ひずみ特性を満足でき、より高い出力電力に対応できる。低い出力電力の送信モードの場合の効率について考えると、低い出力電力のモードの場合に合わせて高効率が得られる設計となっているため、より高効率な特性が実現できる。
【００３２】
実施の形態４．
図６はこの発明の別の実施の形態による高周波回路の構成を説明するための図であり、(ａ)は高周波回路の構成、(ｂ)は各部のインピーダンスの周波数特性を示す。図６において、上記実施の形態と同一もしくは相当部分は同一符号で示す。図６は図４と比較して、直列インダクタ切替型インピーダンス切替回路１０２の代わりに並列キャパシタ切替型インピーダンス切替回路１０３が、位相調整回路１０１とアイソレータ又はサーキュレータ７の間に挿入されている点が異なる。位相調整回路１０１はキャパシタ１０とインダクタ１１の集中定数回路素子で構成されている。使用する周波数でインピーダンスは特性インピーダンスとなり必要な位相が得る構成となっている。位相調整回路１０１は使用するインピーダンス系の特性インピーダンスの線路で構成されていても構わない。並列キャパシタ切替型インピーダンス切替回路１０３は、並列インダクタ２１、並列キャパシタ２２、ダイオードで構成されたスイッチ１３(スイッチは微小な機械的スイッチで構成されていてもよい)で並列に挿入されたインダクタとスイッチの並列回路を構成し、さらに抵抗１８、ＤＣカット用キャパシタ９、バイアス端子１７で、ダイオードで構成されたスイッチ１３のプラス側およびマイナス側のバイアス回路を形成している。マイナス側のバイアス回路については、図４と同様にインダクタで、接地回路を形成しても構わない。また抵抗１８はインダクタで構成しても構わない。
【００３３】
これによりまず、高周波信号を増幅することができ、またアイソレータ又はサーキュレータ７が高出力増幅器１００の出力側に設置されているため、出力側の負荷変動が起きても諸特性を維持することが可能であり、位相調整回路１０１が高出力増幅器１００とアイソレータ又はサーキュレータ７の間に挿入されていることにより、アイソレータ又はサーキュレータ７のインピーダンスΓ_ＩＳＯの周波数特性が位相調整回路１０１により高出力増幅器１０１の出力負荷インピーダンスΓ_Ｌにおいては等ひずみ円と等効率円の両方に沿う周波数特性に変換され、それにより、アイソレータ又はサーキュレータ７のインピーダンスΓ_ＩＳＯの周波数特性による特性劣化をさけることができ、高効率な特性を得ることができる。
【００３４】
図６の高周波回路の動作について説明すると、図６の(ｂ)において、Γ_ＩＳＯはアイソレータ又はサーキュレータ７のインピーダンス、Γ_Ｌは高出力増幅器１００の出力負荷インピーダンスである。Γ_ｍｉｄはインピーダンス切替回路１０３を通してアイソレータ又はサーキュレータ７を見たインピーダンスである。それぞれのインピーダンスをスミスチャート上に示している。実線が、低い側の出力電力の送信モードの場合でダイオードスイッチ１３がＯＮの場合、波線が高い側の出力電力の送信モードの場合でダイオードスイッチ１３がＯＦＦの場合である。
【００３５】
ダイオードスイッチ１３がＯＮの場合には、ダイオードスイッチは非常に低い抵抗と等価となり、並列キャパシタ２０が並列に付加される。この並列キャパシタ２０と並列インダクタ２１で並列共振回路を形成し、使用する周波数において並列共振となるように並列キャパシタ２０と並列インダクタ２１の値は設定する。並列共振となるように設定すれば、並列インダクタ２１と並列キャパシタ２０に影響されずに、Γ_ｍｉｄはほぼΓ_ＩＳＯと同じとなる。そして、位相調整回路(線路)１０１により周波数特性が回転し、Γ_Ｌは等ひずみ円と等効率円の両方に沿った周波数特性となる。一方、スイッチダイオード１３がＯＦＦした場合、並列キャパシタ２０はオープンとなり、並列インダクタ２１による並列インダクタンスがアイソレータ又はサーキュレータ７との間に挿入されることになる。ここでは、並列のインダクタンスが挿入されることにより、インピーダンスΓ_ｍｉｄは実線から波線へと移動する。そして、位相調整線路１０１により回転され、スイッチＯＦＦ時のΓ_Ｌは波線の周波数特性となる。これにより、スイッチがＯＮの場合もＯＦＦの場合も、Γ_Ｌの周波数特性は図２の等ひずみ円と等効率円の両方に沿った特性となるためアイソレータ又はサーキュレータ７のインピーダンスΓ_ＩＳＯの周波数特性による特性劣化をさけることができ、高効率な特性を得ることができる。同時に、スイッチをＯＦＦした高い出力電力の送信モードの時には、出力負荷インピーダンスΓ_Ｌがより低ひずみな方向へ移動するため、ひずみ特性を満足でき、より高い出力電力に対応できる。低い出力電力の送信モードの場合の効率について考えると、従来や、図３の高周波回路の場合と比較して、低い出力電力のモードの場合に合わせて高効率が得られる設計となっているため、より高効率な特性が実現できる。なお、図６の並列キャパシタ切替型インピーダンス切替回路１０３は、高出力増幅器１００とアイソレータ又はサーキュレータ７の間のいずれの場所にいれても良いわけではなく、位相調整回路(線路)１０１とアイソレータ又はサーキュレータ７の間に入れることにより、周波数特性の劣化をさける効果と、高い出力電力のモード時のひずみの低減の効果を同時に実現することができる。
【００３６】
また、スイッチとしてダイオードを用いているため、電子的にインピーダンスを切替えることができ、すばやい切替時間を実現できる。また、スイッチとして、微小な機械的スイッチを用いた場合にも、ダイオードの場合と同様の効果を得ることができる。さらに、ダイオードを用いた場合には、出力電力が増加した場合に、ダイオード自体が発生するひずみによって、ひずみ特性が劣化するが、微小な機械的スイッチはひずみを発生しないため、より高出力、低ひずみな特性を実現することが可能である。
【００３７】
以上のように、位相調整回路とアイソレータ又はサーキュレータの間に、インダクタとスイッチの並列回路が並列に挿入され、かつ、スイッチにバイアスを供給するバイアス回路が含まれるインピーダンス切替回路を挿入することにより、Γ_Ｌの周波数特性は等ひずみ円と等効率円の両方に沿った特性となるためアイソレータ又はサーキュレータのインピーダンスΓ_ＩＳＯの周波数特性による特性劣化をさけることができ、高効率な特性を得ることができる。同時に、高い出力電力の送信モードの時には、出力負荷インピーダンスΓ_Ｌがより低ひずみな方向へ移動するため、ひずみ特性を満足でき、より高い出力電力に対応できる。低い出力電力の送信モードの場合の効率について考察すると、低い出力電力のモードの場合に合わせて高効率が得られる設計となっているため、より高効率な特性が実現できる。
【００３８】
【発明の効果】
以上のようにこの発明によれば、整合回路を内蔵した高出力増幅器とその出力側にあるアイソレータ又はサーキュレータによって構成されている高周波回路において、前記高出力増幅器と前記アイソレータ又はサーキュレータの間に、位相調整回路を設けた高周波回路としたので、低出力電力でも高出力電力でもより高効率な特性が得られるものを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】整合回路を内蔵した高出力増幅器をその出力側にあるアイソレータ又はサーキュレータとともに用いた高周波回路の一般的な構成を説明するための図であり、(ａ)は高周波回路の構成、(ｂ)はアイソレータ又はサーキュレータのインピーダンスの周波数特性を示す。
【図２】ある出力電力一定時の効率、ひずみ(ACPR)の出力側の負荷インピーダンス依存性のグラフを示す図である。
【図３】この発明の実施の形態１による高周波回路の構成を説明するための図であり、(ａ)は高周波回路の構成、(ｂ)は各部のインピーダンスの周波数特性を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態２による高周波回路の構成を説明するための図であり、(ａ)は高周波回路の構成、(ｂ)は各部のインピーダンスの周波数特性を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態３による高周波回路の構成を説明するための図であり、(ａ)は高周波回路の構成、(ｂ)は各部のインピーダンスの周波数特性を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態４による高周波回路の構成を説明するための図であり、(ａ)は高周波回路の構成、(ｂ)は各部のインピーダンスの周波数特性を示す図である。
【符号の説明】
１，５入力端子、２，６出力端子、３増幅素子、４整合回路、７アイソレータ又はサーキュレータ、８線路、９，１０キャパシタ、１１インダクタ、１２グランド、１３ダイオード(スイッチ)、１４直列インダクタ、１５直列キャパシタ、１６バイアス用インダクタ、１７バイアス端子、１８抵抗、２０並列キャパシタ、２１並列インダクタ、１００高出力増幅器、１０１位相調整回路、１０２直列インダクタ切替型インピーダンス切替回路、１０３並列キャパシタ切替型インピーダンス切替回路。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a high-frequency circuit used for satellite communication, terrestrial microwave communication, mobile communication, and the like.
[0002]
[Prior art]
This type of high-frequency circuit includes a high-output amplifier that amplifies an input high-frequency signal and an isolator or circulator that is connected to the output side thereof and maintains various characteristics even when load fluctuations occur on the output side. The high frequency circuit is ideally matched to the characteristic impedance of its impedance system by the built-in matching circuit, and the isolator or circulator has almost the same impedance, but is not completely the same and has frequency characteristics. On the other hand, in a high-power amplifier, characteristics such as output power, efficiency (current consumption), and distortion greatly vary depending on the load impedance on the output side. Therefore, in the conventional high-frequency circuit, when the impedance of the isolator or circulator deviates from a predetermined value and has frequency characteristics, various characteristics of the high-output amplifier such as efficiency, distortion, and output power are degraded. .
[0003]
In many cases, the transmitter outputs different output power depending on the transmission mode. In that case, in the high output amplifier, the highest output power in the transmission mode can be satisfied, and when lower output power is required, the input power is lowered as it is to obtain a different output power. It corresponds. However, the input power is reduced because the size of the amplifying element is increased and the load impedance is matched to obtain the output power at the expense of efficiency so that the highest output power can be satisfied in the transmission mode. In this case, the efficiency is lowered and the current consumption is increased. Therefore, in cases where the time of the low output power mode is long and the time of the mode where high output power is required is short, in order to obtain a high output power in a short time, a large amount of low output power is required for a long time. Consumes current consumption. Therefore, in such a high-frequency circuit composed of a high-power amplifier and an isolator or a circulator, it is required to obtain a more efficient characteristic at a high output power or a low output power.
[0004]
Conventionally, in the configuration of a single high-frequency amplifier corresponding to the high-power amplifier, in order to achieve high-efficiency operation in two different frequency bands rather than high and low of output power, two matching circuits on the input side of the high-frequency amplifier are provided. Some reactance circuits are provided and switched, and a phase adjustment circuit is provided on the output side (see Patent Document 1).
[0005]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Laid-Open No. 6-232657
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, conventionally, a high-frequency circuit including a high-output amplifier and an isolator or a circulator has been required to obtain a high-efficiency characteristic even at low output power or high output power.
[0007]
The present invention has been made to solve the above-described problems. In a high-frequency circuit using a high-power amplifier with a built-in matching circuit together with an isolator or a circulator on the output side, high output even at low output power. An object of the present invention is to provide a device that can obtain more efficient characteristics even with electric power.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
In view of the above object, the present invention provides a high-frequency circuit constituted by a high-power amplifier incorporating a matching circuit and an isolator or circulator on the output side thereof, and a phase difference between the high-power amplifier and the isolator or circulator. Provide adjustment circuit An impedance switching circuit including a bias circuit for supplying a bias to the switch is inserted between the phase adjustment circuit and an isolator or a circulator. A series circuit of an inductor and a capacitor and a circuit in which a switch is connected in parallel are inserted in series. did The high frequency circuit is characterized by the above.
[0009]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a diagram for explaining a general configuration of a high-frequency circuit using a high-power amplifier with a built-in matching circuit together with an isolator or circulator on its output side. b) shows the frequency characteristics of the impedance of the isolator or circulator. In FIG. 1, a high-power amplifier 100 incorporating a matching circuit 4 has an input terminal 1 and an output terminal 2 that are input terminals of a high-frequency circuit. The high-power amplifier 100 includes an amplification element 3 and a matching circuit 4 of each amplification stage that constitute the high-power amplifier. An isolator or circulator (one-way radio wave transmission unit) 7 is connected to the output terminal 2, and the output terminal 6 serves as an output terminal of the high-frequency circuit. Γ _ISO Is the impedance of the isolator or circulator 7, Γ _L Is the output load impedance of the high-power amplifier 100.
[0010]
As described above, the high-frequency signal input from the input terminal 1 is amplified by the high-output amplifier 100 including the amplification element 3 and the matching circuit 4 and then output from the output terminal 6 via the isolator or circulator 7. . Thereby, the input high frequency signal can be amplified. Further, since the isolator or circulator 7 is installed on the output side of the high-power amplifier 100, it is possible to maintain various characteristics even when load fluctuations on the output side occur. The high-power amplifier 100 is ideally matched to 50Ω (depending on the impedance system, which is the value of the characteristic impedance of the impedance system) by the built-in matching circuit 4, and the isolator or circulator 7 is also a complete 50Ω. It is. However, the impedance Γ of the isolator or circulator 7 _ISO Is approximately 50Ω, but is not completely 50Ω, and has frequency characteristics as shown in FIG. On the other hand, in the high-power amplifier 100, for example, FIG. 2 shows, for example, efficiency at a certain output power, load impedance Γ on the output side of distortion (ACPR). _L In the high power amplifier 100, the load impedance Γ on the output side is shown. _L As a result, various characteristics such as output power, efficiency (current consumption), and distortion greatly change. Therefore, in this type of high-frequency circuit, the impedance of the isolator or circulator 7 deviates from 50Ω and has frequency characteristics, so that various characteristics of the high-output amplifier such as efficiency, distortion, and output power are degraded. .
[0011]
The transmitter often outputs different output power depending on the transmission mode. In such a case, the high output amplifier can satisfy the highest output power in the transmission mode and requires lower output power. In some cases, the input power is lowered as it is to cope with different output powers. However, the input power is reduced because the size of the amplifying element is increased and the load impedance is matched to obtain the output power at the expense of efficiency so that the highest output power can be satisfied in the transmission mode. In such a case, the efficiency is lowered and the current consumption is increased. Therefore, in cases where the time of the low output power mode is long and the time of the mode where high output power is required is short, in order to obtain a high output power in a short time, a large amount of low output power is required for a long time. Consumes current consumption.
[0012]
Embodiment 1 FIG.
3A and 3B are diagrams for explaining the configuration of the high-frequency circuit according to the embodiment of the present invention. FIG. 3A shows the configuration of the high-frequency circuit, and FIG. 3B shows the frequency characteristics of the impedance of each part. 3, the same or corresponding parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. A phase adjustment circuit 101 is connected to the output terminal 2 of the high-power amplifier 100, which is a line 8 (microstrip line or coaxial cable) having a characteristic impedance of the impedance system to be used, or a parallel capacitor 10 (one end connected to the ground 12). ) And the lumped constant circuit element of the series inductor 11. When a lumped constant circuit element is used, the impedance becomes a characteristic impedance at a frequency to be used, and a necessary phase is obtained. A DC cut capacitor 9 is connected between the phase adjustment circuit 101 and the input terminal 5 of the isolator or circulator 7. In addition, Γ in (b) _ISO Is the impedance of the isolator or circulator 7, Γ _L Is the output load impedance of the high-power amplifier 100. Compared with the conventional example, the high frequency is different in that a phase adjustment circuit 101 (and a DC cut capacitor 9) is inserted between the high output amplifier 100 and the isolator or circulator 7.
[0013]
Next, the operation will be described. A high-frequency signal input from the input terminal 1 is amplified by a high-power amplifier 100 including an amplification element 3 and a matching circuit 4, passes through a phase adjustment circuit 101, and then passes through an isolator or circulator 7 to output terminal 6. Is output. Thereby, the input high frequency signal can be amplified. Further, since the isolator or circulator 7 is installed on the output side of the high-power amplifier 100, it is possible to maintain various characteristics even when load fluctuations on the output side occur.
[0014]
As described above, the impedance Γ of the isolator or circulator 7 _ISO Is not completely 50Ω, but Γ in FIG. _ISO As shown in FIG. On the other hand, in the high-power amplifier 100, as shown in FIG. _L As a result, various characteristics such as output power, efficiency (current consumption), and distortion greatly change. In the case of a high-power amplifier having the characteristics shown in FIG. _L Of the isolator or circulator 7 by making the frequency characteristics of both the iso-distortion circle and the iso-efficiency circle conform to each other. _ISO It is possible to avoid the characteristic deterioration due to the frequency characteristic.
[0015]
In the high-frequency circuit of FIG. 3 according to the present invention, the phase adjustment circuit 101 is inserted between the high-power amplifier 100 and the isolator or circulator 7 so that the impedance Γ of the isolator or circulator 7 is obtained. _ISO Of the output load impedance Γ of the high-power amplifier 101 by the phase adjustment circuit 101. _L Is converted to a frequency characteristic along both the iso-distortion circle and the iso-efficiency circle, thereby the impedance Γ of the isolator or circulator 7. _ISO The characteristic deterioration due to the frequency characteristic can be avoided, and a highly efficient characteristic can be obtained.
[0016]
Further, the phase adjustment circuit 101 can be easily patterned by realizing the line 8. Thereby, modularization becomes easy. Further, by realizing the phase adjustment circuit 101 with lumped constant circuit elements such as the inductor 11 and the capacitor 10, the size can be reduced.
[0017]
As described above, since the phase adjustment circuit is installed between the high-power amplifier and the isolator or circulator, the output load impedance of the high-power amplifier is converted to frequency characteristics along both the iso-distortion circle and the iso-efficiency circle. , Thereby the impedance Γ of the isolator or circulator _ISO The characteristic deterioration due to the frequency characteristic can be avoided, and a highly efficient characteristic can be obtained.
[0018]
Moreover, it can pattern easily by implement | achieving a phase adjustment circuit with a track | line. This facilitates modularization. Further, the phase adjustment circuit can be reduced in size by realizing it with a lumped constant circuit element such as an inductor and a capacitor.
[0019]
Embodiment 2. FIG.
4A and 4B are diagrams for explaining the configuration of a high-frequency circuit according to another embodiment of the present invention. FIG. 4A shows the configuration of the high-frequency circuit, and FIG. 4B shows the frequency characteristics of the impedance of each part. In FIG. 4, the same or corresponding parts as those in the above embodiment are indicated by the same reference numerals. 4 is different from the high frequency circuit of FIG. 3 in that a series inductor switching type impedance switching circuit 102 is inserted between the phase adjustment circuit 101 and the isolator or circulator 7. The phase adjustment circuit 101 includes a lumped constant circuit element including a capacitor 10 and an inductor 11. Impedance becomes characteristic impedance at the frequency used, and a necessary phase is obtained. The phase adjustment circuit 101 may be constituted by a line having a characteristic impedance of an impedance system to be used. In the impedance switching circuit 102, a circuit in which a diode (switch) 13 constituting a switch is connected in parallel to a series circuit of a series inductor 14 and a series capacitor 15 is inserted in series. Further, a bias circuit is formed by a bias terminal 17 on the plus side of the switch 13 composed of a resistor 18, a DC cut capacitor 19, and a diode. Further, a bias circuit on the negative side of the switch 13 is formed by the bias inductor 16 and is grounded (ground 12). The switch constituted by the diode 13 may be constituted by a minute mechanical switch including a switch by a micro electromechanical system (MEMS), for example. Further, a resistor may be used instead of the inductor 16, or a configuration similar to that of the plus side bias terminal may be used, and a minus side bias terminal may be provided.
[0020]
As a result, a high-frequency signal can be amplified first, and since the isolator or circulator 7 is installed on the output side of the high-power amplifier 100, various characteristics can be maintained even if load fluctuations occur on the output side. Since the phase adjustment circuit 101 is inserted between the high-power amplifier 100 and the isolator or circulator 7, the impedance Γ of the isolator or circulator 7 is _ISO Of the output load impedance Γ of the high-power amplifier 101 by the phase adjustment circuit 101. _L Is converted to a frequency characteristic along both the iso-distortion circle and the iso-efficiency circle, thereby the impedance Γ of the isolator or circulator 7. _ISO The characteristic deterioration due to the frequency characteristic can be avoided, and a highly efficient characteristic can be obtained.
[0021]
When two different output powers are required depending on the transmission mode, the high-power amplifier 100 is required to have a design corresponding to a low-side output power, that is, a low-side output power in the case of an output load impedance of 50Ω. In the transmission mode where higher output power is required, the distortion is satisfied by switching the output load impedance to a lower distortion impedance. In addition, necessary output power can be obtained. That is, in the graph of the iso-efficiency circle and iso-distortion circle at a certain constant output power of the high-power amplifier 100 shown in FIG. If the impedance can be moved in the direction of the arrow in the power transmission mode, the distortion characteristics can be satisfied even when the output is increased.
[0022]
The operation of the high-frequency circuit of FIG. 4 will be described. In FIG. _ISO Is the impedance of the isolator or circulator 7, Γ _L Is the output load impedance of the high-power amplifier 100. Γ _mid Is the impedance when the isolator or circulator 7 is viewed through the impedance switching circuit 102. Each impedance is shown on the Smith chart. This is a case where the solid line is in the transmission mode of the output power on the lower side and the diode switch 13 is ON, and the case where the diode switch 13 is OFF in the case of the transmission mode of the output power on the higher side of the wavy line.
[0023]
When the diode switch 13 is ON, the diode switch is equivalent to a very low resistance and the impedance does not move. _mid Is almost Γ _ISO Is the same. Then, the frequency characteristic is rotated by the phase adjustment circuit (line) 101, and Γ _L Is a frequency characteristic along an equal ACPR circle. On the other hand, when the switch diode 13 is turned off, a series circuit of the series inductor 14 and the series capacitor 15 is inserted between the isolator or the circulator 7. Here, the series circuit of the series inductor 14 and the series capacitor 15 has a value indicating inductivity, so that Γ _mid Moves from a solid line to a wavy line. Then, it is rotated by the phase adjustment circuit (line) 101, and Γ _L Is the frequency characteristic of the wavy line. As a result, whether the switch 13 is ON or OFF, Γ _L 2 has characteristics along both the equal strain circle and the equal efficiency circle shown in FIG. _ISO The characteristic deterioration due to the frequency characteristic can be avoided, and a highly efficient characteristic can be obtained. At the same time, when in high output power mode, the output load impedance Γ _L Moves in a direction with lower distortion, so that distortion characteristics can be satisfied and higher output power can be accommodated. Considering the efficiency in the case of the low output power mode, compared with the conventional case and the case of the high frequency circuit of FIG. More efficient characteristics can be realized. The impedance switching circuit 102 in FIG. 4 may not be inserted anywhere between the high-power amplifier 100 and the isolator or circulator 7, but between the phase adjustment circuit (line) 101 and the isolator or circulator 7. By inserting, it is possible to simultaneously realize the effect of avoiding the deterioration of the frequency characteristics and the effect of reducing the distortion in the mode of high output power.
[0024]
Further, since a diode is used as the switch 13, the impedance can be electronically switched, and a quick switching time can be realized. Further, when a minute mechanical switch is used as the switch, the same effect as that of the diode can be obtained. Furthermore, when a diode is used, when the output power is increased, the distortion characteristics deteriorate due to the distortion generated by the diode itself. However, since a minute mechanical switch does not generate distortion, a higher output, lower It is possible to realize distortion characteristics.
[0025]
As described above, between the phase adjustment circuit and the isolator or circulator, a series circuit of an inductor and a capacitor and a circuit in which a switch is connected in parallel is inserted in series, and a bias circuit for supplying a bias to the switch is included. By inserting an impedance switching circuit, Γ _L The frequency characteristics of the isolator or circulator impedance Γ _ISO The characteristic deterioration due to the frequency characteristic can be avoided, and a highly efficient characteristic can be obtained. At the same time, when in high output power transmission mode, the output load impedance Γ _L Moves in a direction of lower distortion, so that the distortion characteristics can be satisfied and higher output power can be handled. Considering the efficiency in the case of the transmission mode with low output power, the design is such that high efficiency can be obtained in accordance with the mode of low output power, so that more efficient characteristics can be realized.
[0026]
Embodiment 3 FIG.
5A and 5B are diagrams for explaining the configuration of a high-frequency circuit according to another embodiment of the present invention. FIG. 5A shows the configuration of the high-frequency circuit, and FIG. 5B shows the frequency characteristics of the impedance of each part. In FIG. 4, the same or corresponding parts as those in the above embodiment are indicated by the same reference numerals. 5 is different from the high-frequency circuit of FIG. 4 in that the insertion position of the series inductor switching type impedance switching circuit 102a is different and that it is inserted between the high output amplifier 100 and the phase adjustment circuit 101. The phase adjustment circuit 101 includes a lumped constant circuit element including a capacitor 10 and an inductor 11. The impedance becomes a characteristic impedance at the frequency to be used, and a necessary phase is obtained. The phase adjustment circuit 101 may be constituted by a line having a characteristic impedance of an impedance system to be used. The series inductor switching type impedance switching circuit 102a is a circuit composed of a series inductor 14, a series capacitor 15, and a switch 13 composed of a diode (the switch may be composed of a minute mechanical switch) as in the above embodiment. , A resistor 18, a DC cut capacitor 19, and a bias terminal 17 on the plus side and the minus side of the switch 13 constituted by a diode form a plus side and a minus side bias circuit. As for the negative side bias circuit, a ground circuit may be formed by an inductor as in FIG. The resistor 18 may be composed of an inductor.
[0027]
As a result, a high-frequency signal can be amplified first, and since the isolator or circulator 7 is installed on the output side of the high-power amplifier 100, various characteristics can be maintained even if load fluctuations occur on the output side. Since the phase adjustment circuit 101 is inserted between the high-power amplifier 100 and the isolator or circulator 7, the impedance Γ of the isolator or circulator 7 is _ISO Of the output load impedance Γ of the high-power amplifier 101 by the phase adjustment circuit 101. _L Is converted to a frequency characteristic along both the iso-distortion circle and the iso-efficiency circle, thereby the impedance Γ of the isolator or circulator 7. _ISO The characteristic deterioration due to the frequency characteristic can be avoided, and a highly efficient characteristic can be obtained.
[0028]
The operation of the high-frequency circuit of FIG. 5 will be described. In FIG. _ISO Is the impedance of the isolator or circulator 7, Γ _L Is the output load impedance of the high-power amplifier 100. Γ _mid Is the impedance when the isolator or circulator 7 is viewed through the phase adjustment circuit 101. Each impedance is shown on the Smith chart. This is the case where the solid line is in the low output power mode and the diode switch 13 is ON, and the solid line is in the high output power mode and the diode switch 13 is OFF.
[0029]
Impedance Γ of isolator or circulator 7 _ISO The frequency characteristic is rotated by the phase adjustment circuit (line) 101, and Γ _mid In FIG. 2, the frequency characteristic along both the equal strain circle and the equal efficiency circle in FIG. 2 is realized. Next, when the diode switch 13 is ON, the impedance switching circuit 102a is equivalent to a very low resistance and the impedance does not move. _L Is almost Γ _mid And the frequency characteristics along both the equal strain circle and the equal efficiency circle. On the other hand, when the switch diode 13 is turned off, a series circuit of the series inductor 14 and the series capacitor 15 is inserted. Here, the series circuit of the series inductor 14 and the series capacitor 15 is set to a value indicating inductivity, so that Γ _L Moves from a solid line to a wavy line. As a result, whether the switch is ON or OFF, Γ _L 2 has characteristics along both the equal strain circle and the equal efficiency circle shown in FIG. _ISO The characteristic deterioration due to the frequency characteristic can be avoided, and a highly efficient characteristic can be obtained. At the same time, when in high output power transmission mode, the output load impedance Γ _L Moves in a direction with lower distortion, so that distortion characteristics can be satisfied and higher output power can be accommodated. Therefore, as compared with the conventional case and the high frequency circuit of FIG. 3, the design is such that high efficiency can be obtained in the case of the transmission mode with low output power, so that more efficient characteristics can be realized. Note that the impedance switching circuit 102 in FIG. 5 may not be placed anywhere between the high-power amplifier 100 and the isolator or circulator 7, but between the high-power amplifier 100 and the phase adjustment circuit (line) 101. By inserting, it is possible to simultaneously realize the effect of avoiding the deterioration of the frequency characteristics and the effect of reducing the distortion in the mode of high output power.
[0030]
Further, since the diode is used as the switch, the impedance can be switched electronically, and a quick switching time can be realized. Further, when a minute mechanical switch is used as the switch, the same effect as that of the diode can be obtained. Furthermore, when a diode is used, when the output power is increased, the distortion characteristics deteriorate due to the distortion generated by the diode itself. However, since a minute mechanical switch does not generate distortion, a higher output, lower It is possible to realize distortion characteristics.
[0031]
As described above, a series circuit of an inductor and a capacitor and a circuit in which a switch is connected in parallel is inserted in series between a high-power amplifier incorporating a matching circuit and a phase adjustment circuit, and a bias for supplying a bias to the switch By inserting an impedance switching circuit that includes _L The frequency characteristics of the isolator or circulator impedance Γ _ISO The characteristic deterioration due to the frequency characteristic can be avoided, and a highly efficient characteristic can be obtained. At the same time, when in high output power transmission mode, the output load impedance Γ _L Moves in a direction with lower distortion, so that distortion characteristics can be satisfied and higher output power can be accommodated. Considering the efficiency in the case of the transmission mode with low output power, the design is such that high efficiency can be obtained in accordance with the case of the mode with low output power, so that more efficient characteristics can be realized.
[0032]
Embodiment 4 FIG.
6A and 6B are diagrams for explaining the configuration of a high-frequency circuit according to another embodiment of the present invention. FIG. 6A shows the configuration of the high-frequency circuit, and FIG. 6B shows the frequency characteristics of the impedance of each part. In FIG. 6, the same or corresponding parts as those in the above embodiment are indicated by the same reference numerals. FIG. 6 differs from FIG. 4 in that a parallel capacitor switching type impedance switching circuit 103 is inserted between the phase adjustment circuit 101 and the isolator or circulator 7 instead of the series inductor switching type impedance switching circuit 102. . The phase adjustment circuit 101 includes a lumped constant circuit element including a capacitor 10 and an inductor 11. Impedance becomes characteristic impedance at the frequency to be used, and a necessary phase is obtained. The phase adjustment circuit 101 may be constituted by a line having a characteristic impedance of an impedance system to be used. The parallel capacitor switching type impedance switching circuit 103 includes an inductor and a switch inserted in parallel by a parallel inductor 21, a parallel capacitor 22, and a switch 13 composed of a diode (the switch may be composed of a minute mechanical switch). Further, the resistor 18, the DC cut capacitor 9, and the bias terminal 17 form a plus side and a minus side bias circuit of the switch 13 constituted by a diode. As for the negative side bias circuit, a ground circuit may be formed by an inductor as in FIG. The resistor 18 may be composed of an inductor.
[0033]
As a result, a high-frequency signal can be amplified first, and since the isolator or circulator 7 is installed on the output side of the high-power amplifier 100, various characteristics can be maintained even if load fluctuations occur on the output side. Since the phase adjustment circuit 101 is inserted between the high-power amplifier 100 and the isolator or circulator 7, the impedance Γ of the isolator or circulator 7 is _ISO Of the output load impedance Γ of the high-power amplifier 101 by the phase adjustment circuit 101. _L Is converted to a frequency characteristic along both the iso-distortion circle and the iso-efficiency circle, thereby the impedance Γ of the isolator or circulator 7. _ISO The characteristic deterioration due to the frequency characteristic can be avoided, and a highly efficient characteristic can be obtained.
[0034]
The operation of the high-frequency circuit of FIG. 6 will be described. In FIG. _ISO Is the impedance of the isolator or circulator 7, Γ _L Is the output load impedance of the high-power amplifier 100. Γ _mid Is the impedance when the isolator or circulator 7 is viewed through the impedance switching circuit 103. Each impedance is shown on the Smith chart. This is a case where the solid line is in the transmission mode of the output power on the lower side and the diode switch 13 is ON, and the case where the diode switch 13 is OFF in the case of the transmission mode of the output power on the higher side of the wavy line.
[0035]
When the diode switch 13 is ON, the diode switch is equivalent to a very low resistance, and the parallel capacitor 20 is added in parallel. The parallel capacitor 20 and the parallel inductor 21 form a parallel resonance circuit, and the values of the parallel capacitor 20 and the parallel inductor 21 are set so that the parallel resonance occurs at the frequency to be used. If the parallel resonance is set, Γ is not affected by the parallel inductor 21 and the parallel capacitor 20. _mid Is almost Γ _ISO Will be the same. Then, the frequency characteristic is rotated by the phase adjustment circuit (line) 101, and Γ _L Is a frequency characteristic along both the equal strain circle and the equal efficiency circle. On the other hand, when the switch diode 13 is turned OFF, the parallel capacitor 20 is opened, and the parallel inductance by the parallel inductor 21 is inserted between the isolator or the circulator 7. Here, by inserting a parallel inductance, impedance Γ _mid Moves from a solid line to a wavy line. Then, it is rotated by the phase adjustment line 101, and Γ when the switch is OFF _L Is the frequency characteristic of the wavy line. As a result, whether the switch is ON or OFF, Γ _L 2 has characteristics along both the equal strain circle and the equal efficiency circle shown in FIG. _ISO The characteristic deterioration due to the frequency characteristic can be avoided, and a highly efficient characteristic can be obtained. At the same time, in the high output power transmission mode with the switch turned off, the output load impedance Γ _L Moves in a direction with lower distortion, so that distortion characteristics can be satisfied and higher output power can be accommodated. Considering the efficiency in the case of the low output power transmission mode, the design is such that high efficiency can be obtained in the case of the low output power mode as compared with the conventional case and the high frequency circuit of FIG. Higher efficiency characteristics can be realized. Note that the parallel capacitor switching type impedance switching circuit 103 in FIG. 6 may not be placed anywhere between the high-power amplifier 100 and the isolator or circulator 7, but the phase adjustment circuit (line) 101 and the isolator or circulator. By putting it between 7, it is possible to simultaneously realize the effect of avoiding the deterioration of the frequency characteristics and the effect of reducing the distortion in the mode of high output power.
[0036]
Further, since the diode is used as the switch, the impedance can be switched electronically, and a quick switching time can be realized. Further, when a minute mechanical switch is used as the switch, the same effect as that of the diode can be obtained. Furthermore, when a diode is used, when the output power is increased, the distortion characteristics deteriorate due to the distortion generated by the diode itself. However, since a minute mechanical switch does not generate distortion, a higher output, lower It is possible to realize distortion characteristics.
[0037]
As described above, between the phase adjustment circuit and the isolator or circulator, the parallel circuit of the inductor and the switch is inserted in parallel, and the impedance switching circuit including the bias circuit for supplying a bias to the switch is inserted, Γ _L The frequency characteristics of the isolator or circulator impedance Γ _ISO The characteristic deterioration due to the frequency characteristic can be avoided, and a highly efficient characteristic can be obtained. At the same time, when in high output power transmission mode, the output load impedance Γ _L Moves in a direction with lower distortion, so that distortion characteristics can be satisfied and higher output power can be accommodated. Considering the efficiency in the case of the transmission mode with low output power, the design is such that high efficiency can be obtained in accordance with the case of the mode with low output power, so that more efficient characteristics can be realized.
[0038]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, in a high-frequency circuit configured by a high-power amplifier incorporating a matching circuit and an isolator or circulator on the output side, a phase is provided between the high-power amplifier and the isolator or circulator. Since the high-frequency circuit is provided with the adjustment circuit, it is possible to provide a circuit that can obtain more efficient characteristics at both low output power and high output power.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram for explaining a general configuration of a high-frequency circuit using a high-power amplifier incorporating a matching circuit together with an isolator or a circulator on the output side thereof. FIG. b) shows the frequency characteristics of the impedance of the isolator or circulator.
FIG. 2 is a graph showing load impedance dependence on the output side of efficiency and distortion (ACPR) when output power is constant.
3A and 3B are diagrams for explaining the configuration of the high-frequency circuit according to the first embodiment of the present invention, in which FIG. 3A shows the configuration of the high-frequency circuit, and FIG. 3B shows the frequency characteristics of the impedance of each part.
4A and 4B are diagrams for explaining the configuration of a high-frequency circuit according to a second embodiment of the present invention, in which FIG. 4A shows the configuration of the high-frequency circuit, and FIG. 4B shows the frequency characteristics of the impedance of each part.
5A and 5B are diagrams for explaining the configuration of a high-frequency circuit according to a third embodiment of the present invention, where FIG. 5A is a diagram showing the configuration of the high-frequency circuit, and FIG. 5B is a diagram showing the frequency characteristics of the impedance of each part.
6A and 6B are diagrams for explaining the configuration of a high-frequency circuit according to a fourth embodiment of the present invention. FIG. 6A is a diagram showing the configuration of the high-frequency circuit, and FIG. 6B is a diagram showing the frequency characteristics of the impedance of each part.
[Explanation of symbols]
1, 5 input terminals, 2, 6 output terminals, 3 amplifying elements, 4 matching circuits, 7 isolators or circulators, 8 lines, 9, 10 capacitors, 11 inductors, 12 grounds, 13 diodes (switches), 14 series inductors, 15 Series capacitor, 16 bias inductor, 17 bias terminal, 18 resistor, 20 parallel capacitor, 21 parallel inductor, 100 high power amplifier, 101 phase adjustment circuit, 102 series inductor switching type impedance switching circuit, 103 parallel capacitor switching type impedance switching circuit .

Claims

In a high-frequency circuit composed of a high-power amplifier incorporating a matching circuit and an isolator or circulator on the output side thereof, a phase adjustment circuit is provided between the high-power amplifier and the isolator or circulator, and the phase adjustment circuit and A circuit in which a series circuit of an inductor and a capacitor and a switch connected in parallel are inserted in series between an isolator or a circulator, and an impedance switching circuit including a bias circuit for supplying a bias to the switch is inserted. High frequency circuit.

In a high-frequency circuit composed of a high-power amplifier incorporating a matching circuit and an isolator or circulator on the output side thereof, a phase adjustment circuit is provided between the high-power amplifier and the isolator or circulator, and the matching circuit is built-in Between the high-power amplifier and the phase adjustment circuit, a series circuit of an inductor and a capacitor and a circuit in which a switch is connected in parallel is inserted in series, and an impedance switching circuit including a bias circuit for supplying a bias to the switch is inserted. A high-frequency circuit characterized by that.

In a high-frequency circuit composed of a high-power amplifier incorporating a matching circuit and an isolator or circulator on the output side thereof, a phase adjustment circuit is provided between the high-power amplifier and the isolator or circulator, and the phase adjustment circuit and A high-frequency circuit, wherein an impedance switching circuit including a bias circuit for supplying a bias to the switch is inserted between an isolator or a circulator and a parallel circuit of an inductor and a switch is inserted in parallel .

The high-frequency circuit according to any one of claims 1 to 3, wherein the phase adjustment circuit is configured by a lumped constant circuit element including a line or an inductor and a capacitor.

The high-frequency circuit according to claim 1, wherein a diode is used as the switch.

5. The high-frequency circuit according to claim 1, wherein a minute mechanical switch is used as the switch.