JP4140245B2

JP4140245B2 - Inverter control method and power saving device using the control method

Info

Publication number: JP4140245B2
Application number: JP2002022947A
Authority: JP
Inventors: 寛之瀧山; 篤史森本; 和男末包; 勝西塚
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2002-01-31
Filing date: 2002-01-31
Publication date: 2008-08-27
Anticipated expiration: 2022-01-31
Also published as: JP2003230282A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源の過剰な電圧を下げ安定化させる機能と、消費電力を小さくする機能を有する、家庭用あるいは業務用インバータ装置の制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、環境破壊や地球温暖化を防止するという観点から電力の有効利用及び省エネルギー化が可能でかつ、供給される電圧の安定化を図るインバータ制御方法が求められている。
【０００３】
従来のこの種のインバータ制御方法について、図１５〜図１７を参照しながら説明する。図１５に示すものは、特開平１０−４２５５９号公報に記載された昇降圧形電力調整装置で、ダイオード２０ａと２０ｂ、２０ｃと２０ｄ、２０ｅと２０ｆからなる第１から第３の直列回路を並列接続して構成される回路の２０ａから２０ｆにはそれぞれスイッチング素子２１ａから２１ｆを逆並列に接続し、第１直列回路の接続点からリアクトル２２ａを介して、交流電源２３の一方の端子を、第３直列回路の接続点からリアクトル２２ｂを介して、負荷２４の一方の端子を、第２直列回路の接続点には交流電源２３、負荷２４の各他方の端子をそれぞれ接続し、さらに、交流電源２３、負荷２４と並列にそれぞれコンデンサ２５ａ、２５ｂを接続し、また、コンデンサ２５ｃは一方をダイオード２０ａのカソード側と接続し、他方をダイオード２０ｂのアノード側と接続して構成される。この様な構成において図１６、図１７のタイミングチャートにあるような制御方法で、交流電源に対して同位相かつ電圧振幅の任意出力、すなわち昇圧動作、降圧動作を実現している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来のインバータ制御方法では、交流電源の位相に対して同位相の出力電圧しか得られないという課題がある。
【０００５】
また、入力電流の歪みが大きいので、フィルタ用のリアクトルが大きく、装置の大型化及び重量が増加するという課題がある。
【０００６】
さらに、交流電源のゼロクロス付近でスイッチング素子のデューティ変化を大きく変化させる必要がある為、制御上ゼロクロス検出は高精度検出を要求され、コストが高くなるという課題がある。
【０００７】
また、変圧器と組み合わせた際、すなわちインバータ制御方法を節電装置に応用した際には、交流電源を昇圧のみあるいは降圧のみのいずれか一方の制御しかできず、負荷側に対して安定した電源供給ができないという課題がある。
【０００８】
本発明は上記課題を解決するもので、第１の目的は、出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能なインバータ制御方法を提供することにある。
【０００９】
第２の目的は、スイッチング素子のデューティ変化を滑らかにし、入力電流の歪みを抑え、フィルタ用のリアクトルの小型、軽量化が可能で高精度のゼロクロス検出を必要としないインバータ制御方法を提供することにある。
【００１０】
第３の目的は、変圧器を用いた節電装置において、交流電源の電圧低下が発生した際には昇圧し、電圧上昇した際には降圧して供給することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明のインバータ制御方法は上記目的を達成するために、スイッチング素子と逆並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第１〜第３直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両端にコンデンサを接続し、第１直列アームのダイオードの直列接続点と交流電源の一方との間、第２直列アームのダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第２直列アームのダイオードの直列接続点と負荷の一方との間、第３直列アームのダイオードの直列接続点と負荷の他方との間にそれぞれリアクトルを接続し、交流電源および負荷にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成のインバータにより、前記負荷に印加する電圧を制御する装置において、第１〜第３直列アームは各フルブリッジコンバータ専用アーム、フルブリッジインバータ専用アーム、コンバータ／インバータ共通アームとして動作させ、前記フルブリッジコンバータ専用アームとコンバータ／インバータ共通アームは同一または互いに反転した変調率で、かつゼロクロス点において各スイッチング素子のデューティ変化率を小さくするように動作させる構成としたものである。
【００１２】
本発明によれば、出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に対して、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能なインバータ制御方法が得られる。
【００１３】
また、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力を得る構成としたものである。
【００１４】
本発明によれば、出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に対して、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能なインバータ制御方法が得られる。
【００１５】
次に、交流電源及び負荷の間に１次巻線を配した直列変圧器と、前記交流電源及び前記直列変圧器の２次巻線の間に接続されたインバータを備え、前記インバータにより前記負荷に印加する電圧を制御する節電装置において、前記インバータは、スイッチング素子と逆並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第１〜第３直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両端にコンデンサを接続し、第１直列アームのダイオードの直列接続点と交流電源の一方との間、第２直列アームのダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第２直列アームのダイオードの直列接続点と直列変圧器の２次巻線の一方との間、第３直列アームのダイオードの直列接続点と直列変圧器の２次巻線の他方との間にそれぞれリアクトルを接続し、交流電源および直列変圧器の２次巻線にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成とし、第１〜第３直列アームは各フルブリッジコンバータ専用アーム、フルブリッジインバータ専用アーム、コンバータ／インバータ共通アームとして動作させ、前記フルブリッジコンバータ専用アームとコンバータ／インバータ共通アームは同一または互いに反転した変調率で、かつゼロクロス点において各スイッチング素子のデューティ変化率を小さくするように動作させる構成としたものである。
【００１６】
本発明によれば、前記節電装置において、出力電圧を連続可変でき、交流電源より低い電圧あるいは高い電圧に負荷側の電圧を補償することができる。
【００１７】
また、前記節電装置において、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力を得るインバータ制御方法を使用する構成としたものである。
【００１８】
本発明によれば、前記節電装置において、出力電圧を連続可変でき、交流電源より低い電圧あるいは高い電圧に負荷側の電圧を補償することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
本発明は、スイッチング素子と逆並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第１〜第３直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両端にコンデンサを接続し、第１直列アームのダイオードの直列接続点と交流電源の一方との間、第２直列アームのダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第２直列アームのダイオードの直列接続点と負荷の一方との間、第３直列アームのダイオードの直列接続点と負荷の他方との間にそれぞれリアクトルを接続し、交流電源および負荷にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成のインバータにより、前記負荷に印加する電圧を制御する装置において、第１〜第３直列アームは各フルブリッジコンバータ専用アーム、フルブリッジインバータ専用アーム、コンバータ／インバータ共通アームとして動作させ、前記フルブリッジコンバータ専用アームとコンバータ／インバータ共通アームは同一または互いに反転した変調率で、かつゼロクロス点において各スイッチング素子のデューティ変化率を小さくするように動作させる構成としたものであり、出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相の出力が可能な装置の制御方法を得ることができるという作用を有する。
【００２０】
また、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能な構成としたものであり、出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能な装置の制御方法を得ることができるという作用を有する。
【００２１】
次に、交流電源及び負荷の間に１次巻線を配した直列変圧器と、前記交流電源及び前記直列変圧器の２次巻線の間に接続されたインバータを備え、前記インバータにより前記負荷に印加する電圧を制御する節電装置において、前記インバータは、スイッチング素子と逆並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第１〜第３直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両端にコンデンサを接続し、第１直列アームのダイオードの直列接続点と交流電源の一方との間、第２直列アームのダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第２直列アームのダイオードの直列接続点と直列変圧器の２次巻線の一方との間、第３直列アームのダイオードの直列接続点と直列変圧器の２次巻線の他方との間にそれぞれリアクトルを接続し、交流電源および直列変圧器の２次巻線にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成とし、第１〜第３直列アームは各フルブリッジコンバータ専用アーム、フルブリッジインバータ専用アーム、コンバータ／インバータ共通アームとして動作させ、前記フルブリッジコンバータ専用アームとコンバータ／インバータ共通アームは同一または互いに反転した変調率で、かつゼロクロス点において各スイッチング素子のデューティ変化率を小さくするように動作させる構成としたものであり、出力電圧を連続可変でき、交流電源より低い電圧あるいは高い電圧に負荷側の電圧を補償することができる節電装置の制御方法を得ることができるという作用を有する。
【００２２】
また、前記節電装置において、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力を可能とする構成としたものであり、出力電圧を連続可変でき、交流電源より低い電圧あるいは高い電圧に負荷側の電圧を補償することができるという作用を有する。
【００２３】
【実施例】
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。
【００２４】
（実施例１）
以下、本発明の第１実施例について図１〜図７を参照しながら説明する。
【００２５】
図１にインバータ制御装置１の回路図を示す。図において、ダイオード２ａと逆並列にスイッチング素子３ａ、ダイオード２ｂと逆並列にスイッチング素子３ｂ、ダイオード２ｃと逆並列にスイッチング素子３ｃ、ダイオード２ｄと逆並列にスイッチング素子３ｄ、ダイオード２ｅと逆並列にスイッチング素子３ｅ、ダイオード２ｆと逆並列にスイッチング素子３ｆを接続し、ダイオード２ａ、２ｂの接続点からリアクトル４ａに、ダイオード２ｃ、２ｄの接続点からそれぞれリアクトル４ｂ及びリアクトル４ｃに、ダイオード２ｅ、２ｆの接続点からリアクトル４ｄにそれぞれ接続している。さらにリアクトル４ａ及びリアクトル４ｂは交流電源５に接続し、リアクトル４ｃ及びリアクトル４ｄは負荷６に接続する。また、コンデンサ７ａは交流電源５と並列に接続し、コンデンサ７ｂは負荷６と並列に接続し、コンデンサ７ｃは一方をダイオード２ａのカソード側と接続し、他方をダイオード２ｂのアノード側にそれぞれ接続して構成する。
【００２６】
図１の回路において各スイッチング素子のデューティはフルブリッジコンバータ専用アーム８、コンバータ／インバータ共通アーム９、フルブリッジインバータ専用アーム１０のそれぞれの変調率とキャリア信号の比較によって決定する。
【００２７】
フルブリッジコンバータ専用アーム８、コンバータ／インバータ共通アーム９のそれぞれの変調率が同一である場合、すなわち、スイッチング素子３ａと３ｄ、スイッチング素子３ｂと３ｃの各組合せが同じデューティ、且つ、同じタイミングで動作させた場合を第１実施例の形態とする。
【００２８】
ここで、交流電源５の電圧Ｖｉｎに対して負荷６の電圧Ｖｏｕｔが逆位相出力である場合のタイミングチャートを図２に示し、Ｖｉｎが正の半サイクルのタイミングチャート拡大図を図３に、Ｖｉｎが負の半サイクルのタイミングチャート拡大図を図４に示す。
【００２９】
また、Ｖｉｎに対してＶｏｕｔが同位相出力である場合のタイミングチャートを図５に示し、Ｖｉｎが正の半サイクルのタイミングチャート拡大図を図６に、Ｖｉｎが負の半サイクルのタイミングチャート拡大図を図７に示す。モード遷移は逆位相出力である場合、同位相出力である場合共に同じであるため、逆位相出力のみ詳細を説明する。
【００３０】
前記の条件において、キャリア信号の１周期をＴ、スイッチング素子３ａのデューティをＤ１、スイッチング素子３ｂのデューティを１−Ｄ１、スイッチング素子３ｃのデューティを１−Ｄ１、スイッチング素子３ｄのデューティをＤ１、スイッチング素子３ｅのデューティをＤ３、スイッチング素子３ｆのデューティを１−Ｄ３とし、図１に示すように各部電圧を定義し、コンデンサ７ｃの両端の電圧をＶｄｃ、リアクトル４ａ及びリアクトル４ｂに流れる電流をＩｃｎｖ、リアクトル４ａ及びリアクトル４ｂの合成インダクタンスをＬ、図３または図６の期間Ａ〜Ｄのモード遷移に応じてＩ１、Ｉ２、Ｉ３とおくと、交流電源５側の平均電圧Ｖｃｎｖは式１のように、負荷６側の平均電圧Ｖｉｎｖは式２のように計算することができる。但し、デッドタイムは無視する。
【００３１】
【式１】

【００３２】
【式２】

【００３３】
式１、式２より各電圧の振幅は各アームのデューティに依存する為、任意の振幅に制御可能である。
【００３４】
交流電源５の電圧Ｖｉｎが正の半サイクルにおいて、モード遷移は図３及び図６中の期間Ａ〜Ｄである。期間Ａのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＮ、３ｂ、３ｃがＯＦＦ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、図１中のインバータ出力電圧Ｖｉｎｖは零である。期間Ｂのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＮ、３ｂ、３ｃがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧はコンデンサ７ｃの両端の電圧をＶｄｃとすると、＋Ｖｄｃである。期間Ｃのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＮ、３ｂ、３ｃがＯＦＦ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｄのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＦＦ、３ｂ、３ｃがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は、−Ｖｄｃである。
【００３５】
また、交流電源５の電圧Ｖｉｎが負の半サイクルにおいて、モード遷移は図４及び図７中の期間Ｅ〜Ｈである。期間Ｅのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＮ、３ｂ、３ｃがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は＋Ｖｄｃである。期間Ｆのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＦＦ、３ｂ、３ｃがＯＮ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｇのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＦＦ、３ｂ、３ｃがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は、−Ｖｄｃである。期間Ｈのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＦＦ、３ｂ、３ｃがＯＮ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。このような動作の繰り返しにより、出力電圧Ｖｏｕｔが負荷に印加される。また、出力電圧Ｖｏｕｔが正弦波になるのはリアクトル４ｃ、リアクトル４ｄとコンデンサ７ｂがフィルタとして働き、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖが平滑されるからである。さらに、制御周期はキャリア信号の周期となるので電圧、電流変化幅が小さくできる。また、図２および図５で明確な様に、交流電源５の電圧Ｖｉｎが正から負に、あるいは負から正に切り替わるゼロクロス点において、スイッチング素子３ａ〜３ｆのデューティ変化率は小さいため、デューティ変化は滑らかになる。
【００３６】
以上のように本実施例によれば、この制御方法により出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能になる。
【００３７】
また、電流リプルを低減でき、フィルタ用のリアクトルの小型、軽量化が可能になる。
【００３８】
さらに、各スイッチング素子のデューティ変化は、全位相角において緩やかである為、高精度なゼロクロス検出を必要とせず、コスト低減が可能である。
【００３９】
（実施例２）
以下、本発明の第２実施例について図８〜図１３を参照しながら説明する。
【００４０】
なお、第１実施例と同一部分については同一番号を付し、詳細な説明は省略する。
【００４１】
フルブリッジコンバータ専用アーム８、コンバータ／インバータ共通アーム９のそれぞれの変調率が反転関係である場合を第２実施例の形態とする。
【００４２】
ここで、交流電源５の電圧Ｖｉｎに対して負荷６の電圧Ｖｏｕｔが逆位相出力である場合のタイミングチャートを図８に示し、Ｖｉｎが正の半サイクルのタイミングチャート拡大図を図９に、Ｖｉｎが負の半サイクルのタイミングチャート拡大図を図１０に示す。
【００４３】
また、Ｖｉｎに対してＶｏｕｔが同位相出力である場合のタイミングチャートを図１１に示し、Ｖｉｎが正の半サイクルのタイミングチャート拡大図を図１２に、Ｖｉｎが負の半サイクルのタイミングチャート拡大図を図１３に示す。
【００４４】
前記の条件において、キャリア信号の周期をＴ、スイッチング素子３ａのデューティをＤ１、スイッチング素子３ｂのデューティを１−Ｄ１、スイッチング素子３ｃのデューティをＤ２、スイッチング素子３ｄのデューティを１−Ｄ２、スイッチング素子３ｅのデューティをＤ３、スイッチング素子３ｆのデューティを１−Ｄ３とし、図１に示すように各部電圧を定義し、コンデンサ７ｃの両端の電圧をＶｄｃ、リアクトル４ａ及びリアクトル４ｂの合成インダクタンスをＬ、図９または図１２の期間Ａ〜Ｆに応じてリアクトル４ａ及びリアクトル４ｂに流れる電流をそれぞれｉ１、ｉ２、ｉ３、ｉ４、ｉ５とおくと、交流電源５側の平均電圧Ｖｃｎｖは式３のように、負荷６側の平均電圧Ｖｉｎｖは式４のように計算することができる。但し、デッドタイムは無視する。
【００４５】
【式３】

【００４６】
【式４】

【００４７】
式３、式４より各電圧の振幅は各アームのデューティに依存する為、任意の振幅に制御可能である。
【００４８】
各モードについて、逆位相出力である場合と同位相出力である場合に分けて説明する。逆位相出力である場合、交流電源５の電圧Ｖｉｎが正の半サイクルにおいて、モード遷移は図９中の期間Ａ〜Ｆである。期間Ａのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｂのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は−Ｖｄｃである。期間Ｃのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｄのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は−Ｖｄｃである。期間Ｅのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｆのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は零である。
【００４９】
また、交流電源５の電圧Ｖｉｎが負の半サイクルにおいて、モード遷移は図１０中の期間Ｇ〜Ｌである。期間Ｇのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｈのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｉのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は＋Ｖｄｃである。期間Ｊのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｋのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は＋Ｖｄｃである。期間Ｌのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。このような動作の繰り返しにより、出力電圧Ｖｏｕｔが負荷に印加される。また、出力電圧Ｖｏｕｔが正弦波になるのはリアクトル４ｃ、リアクトル４ｄとコンデンサ７ｂがフィルタとして働き、インバータ出力電圧が平滑されるからである。
【００５０】
同位相出力である場合、交流電源５の電圧Ｖｉｎが正の半サイクルにおいてモード遷移は図１２中の期間Ａ〜Ｆである。期間Ａのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｂのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は＋Ｖｄｃである。期間Ｃのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｄのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は＋Ｖｄｃである。期間Ｅのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｆのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は零である。
【００５１】
また、交流電源５の電圧Ｖｉｎが負の半サイクルにおいて、モード遷移は図１３中の期間Ｇ〜Ｌである。期間Ｇのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｈのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｉのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は−Ｖｄｃである。期間Ｊのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｋのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は−Ｖｄｃである。期間Ｌのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。このような動作の繰り返しにより、出力電圧Ｖｏｕｔが負荷に印加される。また、出力電圧Ｖｏｕｔが正弦波になるのはリアクトル４ｃ、リアクトル４ｄとコンデンサ７ｂがフィルタとして働き、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖが平滑されるからである。さらに、同位相、逆位相いずれの場合も、制御周期はキャリア信号の半分の周期となるので電圧、電流変化幅が小さくできる。また、図８及び図１１で明確な様に、交流電源５の電圧Ｖｉｎが正から負に、あるいは負から正に切り替わるゼロクロス点において、スイッチング素子３ａ〜３ｆのデューティ変化率は小さい。
【００５２】
以上のように本実施例によれば、この制御方法により出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能になる。
【００５３】
また、電流リプルを低減でき、フィルタ用のリアクトルの小型、軽量化が可能になる。
【００５４】
さらに、各スイッチング素子のデューティ変化は、全位相角において緩やかである為、高精度なゼロクロス検出を必要とせず、コスト低減が可能である。
【００５５】
（実施例３）
以下、本発明の第３実施例について図１４を参照しながら説明する。
【００５６】
なお、第１実施例と同一部分については同一番号を付し、詳細な説明は省略する。
【００５７】
なお、逆位相出力、同位相出力の方法は実施例１または実施例２と同一とし詳細な説明は省略する。
【００５８】
図１４に前記実施例１または実施例２のインバータ制御方法を用いた節電装置の回路図を示す。図において、交流電源５の一方と負荷６の一方の間に直列変圧器１１の１次巻線Ａ１２を接続し、交流電源５の他方と負荷６の他方の間に直列変圧器１１の１次巻線Ｂ１３を接続し、インバータ制御装置１の入力側（リアクトル４ａ、リアクトル４ｂ）を交流電源５に接続し、インバータ制御装置１の出力側（リアクトル４ｃ、リアクトル４ｄ）を前記直列変圧器２次巻線１４に接続して構成する。
【００５９】
交流電源５の電圧Ｖｉｎと、直列変圧器１１の２次側の電圧Ｖｏが、逆位相あるいは同位相の関係である場合、負荷６の電圧Ｖｏｕｔは、式５のように交流電源５の電圧Ｖｉｎに対して、直列変圧器１１の１次巻線、２次巻線の巻数比に応じた昇圧動作あるいは降圧動作をする。但し、直列変圧器１１の１次巻線の巻数は１次巻線Ａ１２、１次巻線Ｂ１３の巻数の合計でありＮ１、直列変圧器１１の２次巻線１４の巻数をＮ２とする。
【００６０】
【式５】

【００６１】
また、図１４の直列変圧器１１の巻線方向はこの限りではない。例えば、直列変圧器の２次側の巻き方向を逆向きにした際には昇圧動作、降圧動作が入れ替わる。
【００６２】
さらに、図１４の直列変圧器１１は各相の１次巻線を互いに逆方向になるように巻き、直列変圧器を１つにしているが、各相ごとに分けて直列変圧器を２つにしても作用効果に差異はない。
【００６３】
また、図１４の直列変圧器１１は１次巻線Ａ１２、１次巻線Ｂ１３をどちらかの相のみに統一しても作用効果に差異はない。
【００６４】
以上のように本実施例によれば、この制御方法により出力電圧を連続可変でき、交流電源に対し、振幅を任意に制御でき、昇圧及び降圧の出力が可能になる。
【００６５】
また、電流リプルを低減でき、フィルタ用のリアクトルの小型、軽量化が可能になる。
【００６６】
さらに、各スイッチング素子のデューティ変化は、全位相角において緩やかであるので、高精度なゼロクロス検出を必要とせず、コスト低減が可能である。
【００６７】
【発明の効果】
以上の実施例から明らかなように請求項１記載の発明によれば、出力電圧を連続可変でき、また、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力ができるインバータ制御装置の制御方法を提供できる。
【００６８】
また、請求項２記載の発明によれば、出力電圧を連続可変でき、また、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力ができるインバータ制御装置の制御方法を提供できる。
【００６９】
次に、請求項３記載の発明によれば、出力電圧を連続可変でき、交流電源より低い電圧あるいは高い電圧に負荷側の電圧を補償することができるという効果のある節電装置の制御方法を提供できる。
【００７０】
また、請求項４記載の発明によれば、出力電圧を連続可変でき、交流電源より低い電圧あるいは高い電圧に負荷側の電圧を補償することができる節電装置の制御方法を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１におけるインバータ制御装置の回路図
【図２】同インバータ出力が逆位相である場合の動作を説明するタイミングチャート
【図３】同インバータ出力が逆位相である場合の動作を説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が正の半サイクル）
【図４】同インバータ出力が逆位相である場合の動作を説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が負の半サイクル）
【図５】同インバータ出力が同位相である場合の動作を説明するタイミングチャート
【図６】同インバータ出力が同位相である場合の動作を説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が正の半サイクル）
【図７】同インバータ出力が同位相である場合の動作を説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が負の半サイクル）
【図８】実施例２におけるインバータ出力が逆位相である場合の動作を説明するタイミングチャート
【図９】同インバータ出力が逆位相である場合の動作を説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が正の半サイクル）
【図１０】同インバータ出力が逆位相である場合の動作を説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が負の半サイクル）
【図１１】同インバータ出力が同位相である場合の動作を説明するタイミングチャート
【図１２】同インバータ出力が同位相である場合の動作を説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が正の半サイクル）
【図１３】同インバータ出力が同位相である場合の動作を説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が負の半サイクル）
【図１４】本発明の実施例３における節電装置の回路図
【図１５】従来例を示す回路図
【図１６】従来例における降圧動作を説明する各部波形図
【図１７】従来例における昇圧動作を説明する各部波形図
【符号の説明】
１インバータ制御装置
２ａ〜２ｆダイオード
３ａ〜３ｆスイッチング素子
４ａ〜４ｄリアクトル
５交流電源
６負荷
７ａ〜７ｃコンデンサ
８フルブリッジコンバータ専用アーム
９コンバータ／インバータ共通アーム
１０フルブリッジインバータ専用アーム
１１直列変圧器
１２１次巻線Ａ
１３１次巻線Ｂ
１４２次巻線
２０ａ〜２０ｆダイオード
２１ａ〜２１ｆスイッチング素子
２２ａ〜２２ｂリアクトル
２３交流電源
２４負荷
２５ａ〜２５ｃコンデンサ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control method for a home or commercial inverter device having a function of reducing and stabilizing an excessive voltage of an AC power supply and a function of reducing power consumption.
[0002]
[Prior art]
In recent years, there has been a demand for an inverter control method capable of effectively using electric power and saving energy and stabilizing the supplied voltage from the viewpoint of preventing environmental destruction and global warming.
[0003]
A conventional inverter control method of this type will be described with reference to FIGS. FIG. 15 shows a step-up / step-down type power regulator described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-42559, in which first to third series circuits composed of

diodes

20a and 20b, 20c and 20d, and 20e and 20f are arranged in parallel. The switching elements 21a to 21f are connected in antiparallel to the circuits 20a to 20f connected to each other, and one terminal of the AC power source 23 is connected to the first series circuit via the reactor 22a from the connection point of the first series circuit. One terminal of the load 24 is connected to the connection point of the second series circuit from the connection point of the three series circuit via the reactor 22b, and the other terminal of the load 24 is connected to the connection point of the second series circuit. 23,

capacitors

25a and 25b are connected in parallel with the load 24, respectively, and one capacitor 25c is connected to the cathode side of the diode 20a and the other is connected to the die. Which are connected to the anode side of the over-de 20b. In such a configuration, an arbitrary output having the same phase and voltage amplitude, that is, a step-up operation and a step-down operation are realized with respect to the AC power supply by a control method as shown in the timing charts of FIGS.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
In such a conventional inverter control method, there is a problem that only an output voltage having the same phase with respect to the phase of the AC power supply can be obtained.
[0005]
In addition, since the distortion of the input current is large, there is a problem that the reactor for the filter is large and the apparatus is increased in size and weight.
[0006]
Furthermore, since it is necessary to change the duty change of the switching element largely in the vicinity of the zero cross of the AC power supply, there is a problem that the zero cross detection is required to be highly accurate for control and the cost is increased.
[0007]
In addition, when combined with a transformer, that is, when the inverter control method is applied to a power-saving device, the AC power supply can be controlled only by either step-up or step-down, and stable power supply to the load side There is a problem that cannot be done.
[0008]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention solves the above-mentioned problems, and a first object is to provide an inverter that can continuously vary the output voltage, can arbitrarily control the amplitude with respect to the phase of the AC power supply, and can output inverters of the same phase or opposite phase It is to provide a control method.
[0009]
The second object is to provide an inverter control method that smoothes the duty change of the switching element, suppresses distortion of the input current, can reduce the size and weight of the filter reactor, and does not require high-precision zero-cross detection. It is in.
[0010]
The third object is to increase the voltage when a voltage drop of the AC power supply occurs in a power saving device using a transformer, and to decrease the voltage when the voltage rises.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the inverter control method of the present invention connects the first to third series arms in which the diodes connected in reverse parallel to the switching elements are connected in series with each other in parallel, and capacitors are connected to both ends of the arms. Connect between the series connection point of the diode of the first series arm and one of the AC power supplies, between the series connection point of the diode of the second series arm and the other of the AC power supply, and the series connection of the diode of the second series arm An inverter having a configuration in which a reactor is connected between the point and the load, a series connection point of the diode of the third series arm and the other of the load, and a capacitor is connected in parallel to the AC power source and the load, respectively. In the device for controlling the voltage applied to the load, the first to third series arms are dedicated to each full-bridge converter, full-bridge inverter Use arm to operate as a converter / inverter common arm, the full bridge converter dedicated arm and the converter / inverter common arm in the same or inverted modulation indices And to reduce the duty change rate of each switching element at the zero cross point It is configured to operate.
[0012]
According to the present invention, it is possible to obtain an inverter control method in which the output voltage can be continuously varied, the amplitude can be arbitrarily controlled with respect to the phase of the AC power supply, and the inverter output of the same phase or the opposite phase can be performed.
[0013]
Further, the amplitude can be arbitrarily controlled with respect to the phase of the AC power supply, and the inverter output having the same phase or the opposite phase can be obtained.
[0014]
According to the present invention, it is possible to obtain an inverter control method in which the output voltage can be continuously varied, the amplitude can be arbitrarily controlled with respect to the phase of the AC power supply, and the inverter output of the same phase or the opposite phase can be performed.
[0015]
Next, a series transformer having a primary winding disposed between an AC power source and a load, and an inverter connected between the AC power source and a secondary winding of the series transformer, the load is provided by the inverter. In the power-saving device for controlling the voltage applied to the inverter, the inverter includes first to third series arms connected in series with a diode connected in antiparallel with the switching element in parallel, and capacitors are connected to both ends of the arm. Connect between the series connection point of the diode of the first series arm and one of the AC power supplies, between the series connection point of the diode of the second series arm and the other of the AC power supply, and the series connection of the diode of the second series arm Connect a reactor between the point and one of the secondary windings of the series transformer, and between the series connection point of the diode of the third series arm and the other of the secondary windings of the series transformer. The capacitor is connected in parallel to the source and the secondary winding of the series transformer, and the first to third series arms are operated as full-bridge converter dedicated arms, full-bridge inverter dedicated arms, converter / inverter common arms, The full-bridge converter arm and the converter / inverter common arm have the same or inverted modulation rates. And to reduce the duty change rate of each switching element at the zero cross point It is configured to operate.
[0016]
According to the present invention, in the power saving device, the output voltage can be continuously varied, and the voltage on the load side can be compensated for a voltage lower or higher than that of the AC power supply.
[0017]
Further, the power saving device is configured to use an inverter control method that can arbitrarily control the amplitude with respect to the phase of the AC power source and obtain an inverter output of the same phase or opposite phase.
[0018]
According to the present invention, in the power saving device, the output voltage can be continuously varied, and the voltage on the load side can be compensated for a voltage lower or higher than that of the AC power supply.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
In the present invention, first to third series arms in which diodes connected in reverse parallel to a switching element are connected in series in the vertical direction are connected in parallel to each other, capacitors are connected to both ends of the arms, and the diodes in the first series arm are connected in series. Between the connection point and one of the AC power sources, between the series connection point of the diodes of the second series arm and the other of the AC power sources, between the series connection point of the diodes of the second series arm and one of the loads, In an apparatus for controlling a voltage applied to the load by an inverter having a configuration in which a reactor is connected between a series connection point of a diode of a series arm and the other of the load, and an AC power supply and a capacitor are connected in parallel to the load, respectively. The first to third series arms are dedicated to each full bridge converter, full bridge inverter dedicated arm, converter / inverter common arm In and by operating the full bridge converter dedicated arm and the converter / inverter common arm are the same or inverted modulation indices And to reduce the duty change rate of each switching element at the zero cross point It is configured to operate, the output voltage can be continuously varied, the amplitude can be arbitrarily controlled with respect to the phase of the AC power supply, and a device control method capable of outputting the same phase or opposite phase can be obtained. Has an effect.
[0020]
In addition, the amplitude can be controlled arbitrarily with respect to the phase of the AC power supply, and the inverter output can be in-phase or reverse phase, the output voltage can be continuously varied, and the amplitude can be adjusted with respect to the phase of the AC power supply. It can be arbitrarily controlled, and has an effect that a control method of a device capable of in-phase or anti-phase inverter output can be obtained.
[0021]
Next, a series transformer having a primary winding disposed between an AC power source and a load, and an inverter connected between the AC power source and a secondary winding of the series transformer, the load is provided by the inverter. In the power-saving device for controlling the voltage applied to the inverter, the inverter includes first to third series arms connected in series with a diode connected in antiparallel with the switching element in parallel, and capacitors are connected to both ends of the arm. Connect between the series connection point of the diode of the first series arm and one of the AC power supplies, between the series connection point of the diode of the second series arm and the other of the AC power supply, and the series connection of the diode of the second series arm Connect a reactor between the point and one of the secondary windings of the series transformer, and between the series connection point of the diode of the third series arm and the other of the secondary windings of the series transformer. The capacitor is connected in parallel to the source and the secondary winding of the series transformer, and the first to third series arms are operated as full-bridge converter dedicated arms, full-bridge inverter dedicated arms, converter / inverter common arms, The full-bridge converter arm and the converter / inverter common arm have the same or inverted modulation rates. And to reduce the duty change rate of each switching element at the zero cross point The configuration is such that the output voltage can be continuously varied, and there is an effect that it is possible to obtain a method for controlling the power saving device that can compensate the voltage on the load side with a voltage lower or higher than the AC power supply.
[0022]
Further, in the power saving device, the amplitude can be arbitrarily controlled with respect to the phase of the AC power source, and the inverter output of the same phase or the opposite phase is made possible. The output voltage can be continuously varied. The load side voltage can be compensated for a low voltage or a high voltage.
[0023]
【Example】
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0024]
(Example 1)
A first embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS.
[0025]
FIG. 1 shows a circuit diagram of the inverter control device 1. In the figure, switching element 3a in antiparallel with diode 2a, switching element 3b in antiparallel with diode 2b, switching element 3c in antiparallel with diode 2c, switching element 3d in antiparallel with diode 2d, and switching in antiparallel with diode 2e. The switching element 3f is connected in antiparallel with the element 3e and the diode 2f, and the

diodes

2e and 2f are connected from the connection point of the

diodes

2a and 2b to the reactor 4a and from the connection point of the

diodes

2c and 2d to the reactor 4b and the reactor 4c, respectively. Each point is connected to the reactor 4d. Furthermore, the reactor 4 a and the reactor 4 b are connected to the AC power source 5, and the reactor 4 c and the reactor 4 d are connected to the load 6. The capacitor 7a is connected in parallel with the AC power source 5, the capacitor 7b is connected in parallel with the load 6, the capacitor 7c is connected to the cathode side of the diode 2a, and the other is connected to the anode side of the diode 2b. Configure.
[0026]
In the circuit of FIG. 1, the duty of each switching element is determined by comparing the modulation rate of each of the full bridge converter dedicated arm 8, the converter / inverter common arm 9, and the full bridge inverter dedicated arm 10 with the carrier signal.
[0027]
When the modulation rates of the full bridge converter dedicated arm 8 and the converter / inverter common arm 9 are the same, that is, the combinations of the

switching elements

3a and 3d and the

switching elements

3b and 3c operate at the same duty and at the same timing. The case where it was made is made into the form of 1st Example.
[0028]
Here, FIG. 2 shows a timing chart when the voltage Vout of the load 6 is an antiphase output with respect to the voltage Vin of the AC power supply 5, and FIG. 3 is an enlarged timing chart of a half cycle in which Vin is positive. FIG. 4 shows an enlarged view of the timing chart of the negative half cycle.
[0029]
FIG. 5 shows a timing chart in the case where Vout is in phase with respect to Vin, FIG. 6 is an enlarged timing chart of a half cycle in which Vin is positive, and FIG. 6 is an enlarged timing chart of a half cycle in which Vin is negative. Is shown in FIG. Since the mode transition is the same for both the anti-phase output and the in-phase output, only the anti-phase output will be described in detail.
[0030]
Under the above conditions, one cycle of the carrier signal is T, the duty of the switching element 3a is D1, the duty of the switching element 3b is 1-D1, the duty of the switching element 3c is 1-D1, the duty of the switching element 3d is D1, and switching The duty of the element 3e is D3, the duty of the switching element 3f is 1-D3, each part voltage is defined as shown in FIG. 1, the voltage across the capacitor 7c is Vdc, the current flowing through the reactor 4a and the reactor 4b is Icnv, When the combined inductance of the reactor 4a and the reactor 4b is L, and I1, I2, and I3 according to the mode transitions in the periods A to D in FIG. 3 or FIG. 6, the average voltage Vcnv on the AC power supply 5 side is The average voltage Vinv on the load 6 side can be calculated as shown in Equation 2. However, the dead time is ignored.
[0031]
[Formula 1]

[0032]
[Formula 2]

[0033]
Since the amplitude of each voltage depends on the duty of each arm from

Equations

1 and 2, it can be controlled to an arbitrary amplitude.
[0034]
In the half cycle in which the voltage Vin of the AC power supply 5 is positive, the mode transition is the period A to D in FIGS. In the period A, the switching elements 3a to 3f are 3a, 3d are ON, 3b, 3c are OFF, 3e is OFF, 3f is ON, and the inverter output voltage Vinv in FIG. 1 is zero. In the period B, the switching elements 3a to 3f are 3a, 3d are ON, 3b, 3c are OFF, 3e is ON, 3f is OFF, and the inverter output voltage is + Vdc, assuming that the voltage across the capacitor 7c is Vdc. is there. In the period C, the switching elements 3a to 3f are 3a, 3d are ON, 3b, 3c are OFF, 3e is OFF, 3f is ON, and the inverter output voltage is zero. In the period D, the switching elements 3a to 3f are 3a, 3d are OFF, 3b, 3c are ON, 3e is OFF, 3f is ON, and the inverter output voltage is -Vdc.
[0035]
Further, in the half cycle in which the voltage Vin of the AC power supply 5 is negative, the mode transition is the period E to H in FIGS. In the period E, the switching elements 3a to 3f are 3a, 3d are ON, 3b, 3c are OFF, 3e is ON, 3f is OFF, and the inverter output voltage is + Vdc. In the period F, the switching elements 3a to 3f are 3a, 3d are OFF, 3b, 3c are ON, 3e is ON, 3f is OFF, and the inverter output voltage is zero. In the period G, the switching elements 3a to 3f are 3a, 3d are OFF, 3b, 3c are ON, 3e is OFF, 3f is ON, and the inverter output voltage is -Vdc. In the period H, the switching elements 3a to 3f are 3a, 3d are OFF, 3b, 3c are ON, 3e is ON, 3f is OFF, and the inverter output voltage is zero. By repeating such an operation, the output voltage Vout is applied to the load. The output voltage Vout becomes a sine wave because the reactor 4c, the reactor 4d, and the capacitor 7b function as a filter, and the inverter output voltage Vinv is smoothed. Furthermore, since the control period is the period of the carrier signal, the voltage and current change width can be reduced. As clearly shown in FIGS. 2 and 5, the duty change rate of the switching elements 3a to 3f is small at the zero crossing point where the voltage Vin of the AC power supply 5 switches from positive to negative or from negative to positive. Becomes smooth.
[0036]
As described above, according to this embodiment, the output voltage can be continuously varied by this control method, the amplitude can be arbitrarily controlled with respect to the phase of the AC power supply, and the inverter output having the same phase or the opposite phase can be realized.
[0037]
Further, the current ripple can be reduced, and the filter reactor can be reduced in size and weight.
[0038]
Furthermore, since the duty change of each switching element is gentle in all phase angles, high-precision zero cross detection is not required, and cost can be reduced.
[0039]
(Example 2)
Hereinafter, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
[0040]
In addition, the same number is attached | subjected about the same part as 1st Example, and detailed description is abbreviate | omitted.
[0041]
A case in which the modulation rates of the full bridge converter dedicated arm 8 and the converter / inverter common arm 9 are in an inversion relationship is referred to as a second embodiment.
[0042]
Here, a timing chart when the voltage Vout of the load 6 is an antiphase output with respect to the voltage Vin of the AC power supply 5 is shown in FIG. 8, an enlarged timing chart of a half cycle in which Vin is positive is shown in FIG. FIG. 10 shows an enlarged view of the timing chart of the negative half cycle.
[0043]
Further, FIG. 11 shows a timing chart in the case where Vout is in phase with respect to Vin, FIG. 12 is an enlarged timing chart of a half cycle in which Vin is positive, and FIG. 12 is an enlarged timing chart of a half cycle in which Vin is negative. Is shown in FIG.
[0044]
Under the above conditions, the carrier signal cycle is T, the duty of the switching element 3a is D1, the duty of the switching element 3b is 1-D1, the duty of the switching element 3c is D2, the duty of the switching element 3d is 1-D2, and the switching element The duty of 3e is D3, the duty of the switching element 3f is 1-D3, each part voltage is defined as shown in FIG. 1, the voltage across the capacitor 7c is Vdc, the combined inductance of the reactor 4a and the reactor 4b is L, 9 or when the currents flowing through the reactor 4a and the reactor 4b in accordance with the periods A to F in FIG. 12 are i1, i2, i3, i4, and i5, respectively, the average voltage Vcnv on the AC power supply 5 side is The average voltage Vinv on the load 6 side can be calculated as shown in Equation 4. However, the dead time is ignored.
[0045]
[Formula 3]

[0046]
[Formula 4]

[0047]
Since the amplitude of each voltage depends on the duty of each arm from Equation 3 and Equation 4, it can be controlled to an arbitrary amplitude.
[0048]
Each mode will be described separately for the case of anti-phase output and the case of in-phase output. In the case of the reverse phase output, the mode transition is the period A to F in FIG. 9 in the positive half cycle of the voltage Vin of the AC power supply 5. In the period A, the switching elements 3a to 3f are 3a ON, 3b OFF, 3c OFF, 3d ON, 3e OFF, 3f ON, and the inverter output voltage is zero. In the period B, the switching elements 3a to 3f are 3a ON, 3b OFF, 3c ON, 3d OFF, 3e OFF, 3f ON, and the inverter output voltage is -Vdc. In the period C, the switching elements 3a to 3f are 3a ON, 3b OFF, 3c ON, 3d OFF, 3e ON, 3f OFF, and the inverter output voltage is zero. In the period D, the switching elements 3a to 3f are 3a ON, 3b OFF, 3c ON, 3d OFF, 3e OFF, 3f ON, and the inverter output voltage is -Vdc. In the period E, the switching elements 3a to 3f are 3a ON, 3b OFF, 3c OFF, 3d ON, 3e OFF, 3f ON, and the inverter output voltage is zero. In the period F, the switching elements 3a to 3f are 3a OFF, 3b ON, 3c OFF, 3d ON, 3e OFF, 3f ON, and the inverter output voltage is zero.
[0049]
Further, in the half cycle in which the voltage Vin of the AC power supply 5 is negative, the mode transition is a period G to L in FIG. In the period G, the switching elements 3a to 3f are 3a ON, 3b OFF, 3c ON, 3d OFF, 3e ON, 3f OFF, and the inverter output voltage is zero. In the period H, the switching elements 3a to 3f are 3a OFF, 3b ON, 3c ON, 3d OFF, 3e ON, 3f OFF, and the inverter output voltage is zero. In the period I, the switching elements 3a to 3f are 3a OFF, 3b ON, 3c OFF, 3d ON, 3e ON, 3f OFF, and the inverter output voltage is + Vdc. In the period J, the switching elements 3a to 3f are 3a OFF, 3b ON, 3c OFF, 3d ON, 3e OFF, 3f ON, and the inverter output voltage is zero. In the period K, the switching elements 3a to 3f are 3a OFF, 3b ON, 3c OFF, 3d ON, 3e ON, 3f OFF, and the inverter output voltage is + Vdc. In the period L, the switching elements 3a to 3f are 3a OFF, 3b ON, 3c ON, 3d OFF, 3e ON, 3f OFF, and the inverter output voltage is zero. By repeating such an operation, the output voltage Vout is applied to the load. The output voltage Vout becomes a sine wave because the reactor 4c, the reactor 4d and the capacitor 7b function as a filter, and the inverter output voltage is smoothed.
[0050]
In the case of the in-phase output, the mode transition is the period A to F in FIG. 12 in the half cycle in which the voltage Vin of the AC power supply 5 is positive. In the period A, the switching elements 3a to 3f are 3a ON, 3b OFF, 3c OFF, 3d ON, 3e OFF, 3f ON, and the inverter output voltage is zero. In the period B, the switching elements 3a to 3f are 3a ON, 3b OFF, 3c OFF, 3d ON, 3e ON, 3f OFF, and the inverter output voltage is + Vdc. In the period C, the switching elements 3a to 3f are 3a ON, 3b OFF, 3c ON, 3d OFF, 3e ON, 3f OFF, and the inverter output voltage is zero. In the period D, the switching elements 3a to 3f are 3a ON, 3b OFF, 3c OFF, 3d ON, 3e ON, 3f OFF, and the inverter output voltage is + Vdc. In the period E, the switching elements 3a to 3f are 3a ON, 3b OFF, 3c OFF, 3d ON, 3e OFF, 3f ON, and the inverter output voltage is zero. In the period F, the switching elements 3a to 3f are 3a OFF, 3b ON, 3c OFF, 3d ON, 3e OFF, 3f ON, and the inverter output voltage is zero.
[0051]
Further, in the half cycle in which the voltage Vin of the AC power supply 5 is negative, the mode transition is a period G to L in FIG. In the period G, the switching elements 3a to 3f are 3a ON, 3b OFF, 3c ON, 3d OFF, 3e ON, 3f OFF, and the inverter output voltage is zero. In the period H, the switching elements 3a to 3f are 3a OFF, 3b ON, 3c ON, 3d OFF, 3e ON, 3f OFF, and the inverter output voltage is zero. In the period I, the switching elements 3a to 3f are 3a OFF, 3b ON, 3c ON, 3d OFF, 3e OFF, 3f ON, and the inverter output voltage is -Vdc. In the period J, the switching elements 3a to 3f are 3a OFF, 3b ON, 3c OFF, 3d ON, 3e OFF, 3f ON, and the inverter output voltage is zero. In the period K, the switching elements 3a to 3f are 3a OFF, 3b ON, 3c ON, 3d OFF, 3e OFF, 3f ON, and the inverter output voltage is -Vdc. In the period L, the switching elements 3a to 3f are 3a OFF, 3b ON, 3c ON, 3d OFF, 3e ON, 3f OFF, and the inverter output voltage is zero. By repeating such an operation, the output voltage Vout is applied to the load. The output voltage Vout becomes a sine wave because the reactor 4c, the reactor 4d, and the capacitor 7b function as a filter, and the inverter output voltage Vinv is smoothed. Further, in both cases of the same phase and the opposite phase, the control period is half the period of the carrier signal, so that the voltage and current change width can be reduced. 8 and 11, the duty change rate of the switching elements 3a to 3f is small at the zero cross point where the voltage Vin of the AC power supply 5 is switched from positive to negative or from negative to positive.
[0052]
As described above, according to this embodiment, the output voltage can be continuously varied by this control method, the amplitude can be arbitrarily controlled with respect to the phase of the AC power supply, and the inverter output having the same phase or the opposite phase can be realized.
[0053]
Further, the current ripple can be reduced, and the filter reactor can be reduced in size and weight.
[0054]
Furthermore, since the duty change of each switching element is gentle in all phase angles, high-precision zero cross detection is not required, and cost can be reduced.
[0055]
(Example 3)
The third embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG.
[0056]
In addition, the same number is attached | subjected about the same part as 1st Example, and detailed description is abbreviate | omitted.
[0057]
Note that the reverse phase output and in-phase output methods are the same as those in the first or second embodiment, and detailed description thereof is omitted.
[0058]
FIG. 14 shows a circuit diagram of a power saving device using the inverter control method of the first embodiment or the second embodiment. In the figure, the primary winding A12 of the series transformer 11 is connected between one of the AC power supply 5 and one of the loads 6, and the primary of the series transformer 11 is connected between the other of the AC power supply 5 and the other of the load 6. The winding B13 is connected, the input side (reactor 4a, reactor 4b) of the inverter control device 1 is connected to the AC power source 5, and the output side (reactor 4c, reactor 4d) of the inverter control device 1 is connected to the series transformer secondary. It is configured by connecting to the winding 14.
[0059]
When the voltage Vin of the AC power supply 5 and the voltage Vo on the secondary side of the series transformer 11 are in the opposite phase or the same phase, the voltage Vout of the load 6 is the voltage Vin of the AC power supply 5 as shown in Equation 5. On the other hand, the step-up operation or the step-down operation corresponding to the turn ratio of the primary winding and the secondary winding of the series transformer 11 is performed. However, the number of turns of the primary winding of the series transformer 11 is the total number of turns of the primary winding A12 and the primary winding B13, and N1 is the number of turns of the secondary winding 14 of the series transformer 11.
[0060]
[Formula 5]

[0061]
Further, the winding direction of the series transformer 11 in FIG. 14 is not limited to this. For example, when the winding direction on the secondary side of the series transformer is reversed, the step-up operation and the step-down operation are switched.
[0062]
Furthermore, the series transformer 11 in FIG. 14 has primary windings of each phase wound in opposite directions to form one series transformer, but two series transformers are divided for each phase. However, there is no difference in effect.
[0063]
Moreover, the series transformer 11 of FIG. 14 does not have a difference in operation effect even if the primary winding A12 and the primary winding B13 are unified to only one of the phases.
[0064]
As described above, according to the present embodiment, the output voltage can be continuously varied by this control method, the amplitude can be arbitrarily controlled with respect to the AC power supply, and boost and step-down outputs are possible.
[0065]
Further, the current ripple can be reduced, and the filter reactor can be reduced in size and weight.
[0066]
Furthermore, since the duty change of each switching element is gradual in all phase angles, high-accuracy zero-cross detection is not required, and the cost can be reduced.
[0067]
【The invention's effect】
As is clear from the above examples Claim 1 According to the invention Out It is possible to provide a control method for an inverter control device that can continuously vary the force voltage, can arbitrarily control the amplitude with respect to the phase of the AC power supply, and can perform inverter output in the same phase or in opposite phase.
[0068]
Also, According to invention of Claim 2, Further, it is possible to provide a control method for an inverter control device that can continuously vary the output voltage, can arbitrarily control the amplitude with respect to the phase of the AC power supply, and can output the inverter output in the same phase or in the opposite phase.
[0069]
next, According to invention of Claim 3, Therefore, it is possible to provide a method for controlling the power saving apparatus that can continuously vary the output voltage and can compensate the voltage on the load side to a voltage lower or higher than that of the AC power supply.
[0070]
Also, According to invention of Claim 4, It is possible to provide a method for controlling a power saving apparatus that can continuously vary the output voltage and compensate the voltage on the load side to a voltage lower or higher than that of the AC power supply.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of an inverter control device according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a timing chart for explaining the operation when the inverter output is in reverse phase.
FIG. 3 is an enlarged timing chart for explaining the operation when the inverter output is in reverse phase (the AC power supply is a positive half cycle).
FIG. 4 is an enlarged timing chart for explaining the operation when the inverter output is in reverse phase (a half cycle in which the AC power source is negative);
FIG. 5 is a timing chart for explaining the operation when the inverter output has the same phase.
FIG. 6 is an enlarged timing chart for explaining the operation when the inverter output is in the same phase (the AC power supply is a positive half cycle).
FIG. 7 is an enlarged timing chart for explaining the operation when the inverter output has the same phase (a half cycle in which the AC power source is negative).
FIG. 8 is a timing chart for explaining the operation when the inverter output is in reverse phase in the second embodiment.
FIG. 9 is an enlarged timing chart for explaining the operation when the inverter output is in reverse phase (the AC power source is a positive half cycle).
FIG. 10 is an enlarged timing chart for explaining the operation when the inverter output is in reverse phase (a half cycle in which the AC power source is negative);
FIG. 11 is a timing chart for explaining the operation when the inverter output has the same phase.
FIG. 12 is an enlarged timing chart for explaining the operation when the inverter output is in the same phase (the AC power source is a positive half cycle);
FIG. 13 is an enlarged timing chart for explaining the operation when the inverter output is in the same phase (a half cycle in which the AC power source is negative);
FIG. 14 is a circuit diagram of a power saving device according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 15 is a circuit diagram showing a conventional example.
FIG. 16 is a waveform diagram of each part for explaining the step-down operation in the conventional example.
FIG. 17 is a waveform diagram of each part for explaining a boosting operation in a conventional example.
[Explanation of symbols]
1 Inverter controller
2a to 2f diode
3a-3f switching element
4a-4d reactor
5 AC power supply
6 Load
7a-7c capacitors
8 Dedicated arm for full bridge converter
9 Common converter / inverter arm
10 Full-bridge inverter arm
11 Series transformer
12 Primary winding A
13 Primary winding B
14 Secondary winding
20a-20f diode
21a-21f switching element
22a-22b Reactor
23 AC power supply
24 Load
25a-25c capacitor

Claims

First to third series arms in which diodes connected in antiparallel with the switching element are connected in series up and down are connected in parallel to each other, capacitors are connected to both ends of the arms, and the series connection points of the diodes of the first series arm and the AC Between one of the power supplies, between the series connection point of the diode of the second series arm and the other of the AC power supply, between the series connection point of the diode of the second series arm and one of the loads, and the diode of the third series arm In an apparatus for controlling a voltage applied to the load by an inverter having a configuration in which a reactor is connected between the series connection point of the first power supply and the other of the load, and a capacitor is connected in parallel to the AC power source and the load. 3 series arms operate as full-bridge converter dedicated arm, full-bridge inverter dedicated arm, converter / inverter common arm So, the full bridge converter dedicated arm and the converter / inverter common arms inverter control method characterized by operating so as to reduce the duty change rate of the switching elements in the same or the inverted modulation indices, and the zero-crossing point .

2. The inverter control method according to claim 1, wherein the amplitude can be arbitrarily controlled with respect to the phase of the AC power supply, and an inverter output having the same phase or an opposite phase is possible.

A series transformer having a primary winding disposed between an AC power source and a load, and an inverter connected between the AC power source and a secondary winding of the series transformer, are applied to the load by the inverter. In the power-saving device for controlling the voltage, the inverter connects the first to third series arms connected in series with the diode connected in antiparallel with the switching element in parallel, and connects capacitors to both ends of the arm, Between the series connection point of the diode of the first series arm and one of the AC power supplies, between the series connection point of the diode of the second series arm and the other of the AC power supply, and in series with the series connection point of the diode of the second series arm. Connect a reactor between one of the secondary windings of the transformer and between the series connection point of the diodes of the third series arm and the other secondary winding of the series transformer. In addition, capacitors are connected in parallel to the secondary windings of the series transformer, and the 1st to 3rd series arms are operated as full-bridge converter dedicated arms, full-bridge inverter dedicated arms, and converter / inverter common arms. The bridge converter dedicated arm and the converter / inverter common arm have the same or inverted modulation rates , and operate so as to reduce the duty change rate of each switching element at the zero crossing point. apparatus.

4. The inverter control method according to claim 3, wherein the amplitude can be arbitrarily controlled with respect to the phase of the AC power supply, inverter output of the same phase or opposite phase is possible, and the voltage applied to the load is boosted and lowered with respect to the AC power supply A power saving device using the inverter control method.