JP4125913B2

JP4125913B2 - Wireless transmission device, wireless reception device, and wireless communication system

Info

Publication number: JP4125913B2
Application number: JP2002151486A
Authority: JP
Inventors: 憲一三好; 充上杉
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2002-05-24
Filing date: 2002-05-24
Publication date: 2008-07-30
Anticipated expiration: 2022-05-24
Also published as: JP2003347979A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線送信装置、無線受信装置および無線通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のアンテナダイバーシチとして、送信信号を複数のアンテナを用いて同時に送信することで最大比合成のダイバーシチ効果を得ることができるＳＴＴＤ（Space Time block coding based Transmit antenna Diversity）と呼ばれる送信ダイバーシチがある。ＳＴＴＤでは、たとえば、送信アンテナの数を２つとした場合、一方の送信アンテナのシンボルパターンを操作することで、２つの送信アンテナからの信号を最大比合成することが可能となり、１つの受信アンテナで高いダイバーシチ効果を得ることができる。なお、以下では、説明を簡単にするため、それぞれ、送信アンテナの数を２つとした場合を例にとって説明する。
【０００３】
図１４は、従来のＳＴＴＤ方式による送信ダイバーシチを説明するための図である。図１４において、Ｓ０，Ｓ１は、送信データ（シンボル）の系列であり、ｈ₀，ｈ₁は、それぞれ、アンテナ＃０とアンテナ＃１からの伝搬路のフェージングであり、Ｒ０，Ｒ１は、それぞれ、受信信号である（後述する図１５においても同様）。図１４に示すように、ＳＴＴＤでは、アンテナ＃１への出力は、２つのシンボル（Ｓ０とＳ１）を対として時間的に反転し（Ｓ１，Ｓ０の順序）、各シンボルに複素共役の処理を行い（Ｓ１^*，Ｓ０^*）、さらに奇数番目のシンボルに正負反転の処理を行う（−Ｓ１^*）ことによって得られる。受信側では、各時刻において、それぞれ、Ｒ０＝ｈ₀Ｓ０−ｈ₁Ｓ１^*、Ｒ１＝ｈ₀Ｓ１＋ｈ₁Ｓ０^*が得られる。この式をもとに、所定の演算を行うことで、元のシンボルＳ０，Ｓ１を取り出すことができる。
【０００４】
一方、このようなＳＴＴＤ送信ダイバーシチをマルチキャリア伝送システムに適用する方法として、ＳＴＴＤをそのままサブキャリアごとに処理する方法や、ＳＴＴＤをマルチキャリア伝送用にアレンジして、時間軸上ではなく周波数軸上にシンボルを配置して送信ダイバーシチを行う方法（以下「ＳＦＴＤ（Space Frequency block coding based Transmit antenna Diversity）」という）が考えられる。ＳＴＴＤでは、時間軸方向に順序を変えたり位相を変えたりするため時間的遅延が生じるが、ＳＦＴＤでは、マルチキャリア伝送方式を用いて、周波数軸上にシンボルを配置して同一時刻に複数の帯域で信号を送信するため、ＳＴＴＤと同様の効果を得ながらも、処理遅延の短縮化を図ることができる。
【０００５】
図１５は、従来のＳＦＴＤ方式による送信ダイバーシチを説明するための図である。図１５に示すように、ＳＦＴＤでは、周波数軸上にシンボルを配置して同一時刻に複数の帯域で信号を送信する。具体的には、図１４に示すＳＴＴＤの場合との対比において、アンテナ＃１への出力は、２つのシンボル（Ｓ０とＳ１）を対として周波数帯域的に反転し（Ｓ１，Ｓ０の順序）、各シンボルに複素共役の処理を行い（Ｓ１^*，Ｓ０^*）、さらに奇数番目のシンボルに正負反転の処理を行う（−Ｓ１^*）ことによって得られる。受信側では、各帯域において、それぞれ、Ｒ０＝ｈ₀Ｓ０−ｈ₁Ｓ１^*、Ｒ１＝ｈ₀Ｓ１＋ｈ₁Ｓ０^*が得られる。この式をもとに、所定の演算を行うことで、元のシンボルＳ０，Ｓ１を取り出すことができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の送信ダイバーシチにおいては、ＳＴＴＤもＳＦＴＤも、アンテナ間のフェージング相関が高くなると性能が劣化するという問題がある。すなわち、ＳＴＴＤもＳＦＴＤも、異なるアンテナ間ではフェージング相関が低いと仮定し、同じアンテナでは、隣り合うシンボルでフェージングは同じとみなして処理している。このため、いずれの方式においても、アンテナ間のフェージング相関が高い伝搬環境では性能が劣化してしまう。
【０００７】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、マルチキャリア伝送システムにおいて、高性能な送信ダイバーシチを実現することができる、つまり、アンテナ間のフェージング相関が高い伝搬環境においても高い送信ダイバーシチ効果を得ることができる無線送信装置、無線受信装置および無線通信システムを提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の無線送信装置は、第１のシンボルを第１の周波数で第１のアンテナから送信するとともに、前記第１のシンボルの位相を調整して得られる第２のシンボルを第２の周波数で前記第１のアンテナから送信する第１送信手段と、第３のシンボルを前記第２の周波数で第２のアンテナから送信するとともに、前記第３のシンボルの位相を調整して得られる第４のシンボルを前記第１の周波数で前記第２のアンテナから送信する第２送信手段と、前記第１のシンボルの位相調整を複素共役の処理により行って前記第２のシンボルを得る第１演算手段と、前記第３のシンボルの位相調整を複素共役の処理および正負反転の処理により行って前記第４のシンボルを得る第２演算手段と、を具備する構成を採る。
【００１０】
本発明の無線受信装置は、第１の周波数で第１のアンテナから送信された第１のシンボル、前記第１のシンボルの位相を調整して得られる第２のシンボルであって、第２の周波数で前記第１のアンテナから送信された前記第２のシンボル、前記第２の周波数で第２のアンテナから送信された第３のシンボル、および、前記第３のシンボルの位相を調整して得られる第４のシンボルであって、前記第１の周波数で前記第２のアンテナから送信された前記第４のシンボルを受信する受信手段と、前記第１のシンボル、前記第２のシンボル、前記第３のシンボル、および、前記第４のシンボルを合成する合成手段と、を具備し、前記第２のシンボルは、前記第１のシンボルの位相調整を複素共役の処理により行って得られたものであり、前記第４のシンボルは、前記第３のシンボルの位相調整を複素共役の処理および正負反転の処理により行って得られたものである構成を採る。
【００１２】
本発明の無線送信方法は、第１のシンボルを第１の周波数で第１のアンテナから送信するステップと、前記第１のシンボルの位相を調整して得られる第２のシンボルを第２の周波数で前記第１のアンテナから送信するステップと、第３のシンボルを前記第２の周波数で第２のアンテナから送信するステップと、前記第３のシンボルの位相を調整して得られる第４のシンボルを前記第１の周波数で前記第２のアンテナから送信するステップと、前記第１のシンボルの位相調整を複素共役の処理により行って前記第２のシンボルを得るステップと、前記第３のシンボルの位相調整を複素共役の処理および正負反転の処理により行って前記第４のシンボルを得るステップと、を具備するようにした。
【００１４】
本発明の無線受信方法は、第１の周波数で第１のアンテナから送信された第１のシンボル、前記第１のシンボルの位相を調整して得られる第２のシンボルであって、第２の周波数で前記第１のアンテナから送信された前記第２のシンボル、前記第２の周波数で第２のアンテナから送信された第３のシンボル、および、前記第３のシンボルの位相を調整して得られる第４のシンボルであって、前記第１の周波数で前記第２のアンテナから送信された前記第４のシンボルを受信するステップと、前記第１のシンボル、前記第２のシンボル、前記第３のシンボル、および、前記第４のシンボルを合成するステップと、を具備し、前記第２のシンボルは、前記第１のシンボルの位相調整を複素共役の処理により行って得られたものであり、前記第４のシンボルは、前記第３のシンボルの位相調整を複素共役の処理および正負反転の処理により行って得られたものであるようにした。
【００１６】
本発明の無線通信システムは、第１のシンボルを第１の周波数で第１のアンテナから送信するとともに、前記第１のシンボルの位相を調整して得られる第２のシンボルを第２の周波数で前記第１のアンテナから送信し、第３のシンボルを前記第２の周波数で第２のアンテナから送信するとともに、前記第３のシンボルの位相を調整して得られる第４のシンボルを前記第１の周波数で前記第２のアンテナから送信する無線送信装置と、前記第１のシンボル、前記第２のシンボル、前記第３のシンボル、および、前記第４のシンボルを受信して合成する無線受信装置と、を具備し、前記無線送信装置は、前記第１のシンボルの位相調整を複素共役の処理により行って前記第２のシンボルを得て、前記第３のシンボルの位相調整を複素共役の処理および正負反転の処理により行って前記第４のシンボルを得る構成を採る。
【００１８】
これらの構成およびこれらの方法によれば、送信側において、複素共役の処理が行われた送信データおよび複素共役と正負反転の処理が行われた送信データを異なる送信アンテナ上において周波数軸上に離散して配置するため、従来のＳＴＴＤおよびＳＦＴＤと同様の効果が得られ、アンテナ間のフェージング相関が高い伝搬環境においても、高いダイバーシチ効果を得ることができる。
【００５６】
【発明の実施の形態】
本発明の骨子は、マルチキャリア伝送システムにおいて、複数（Ｎ本）のアンテナを用いて送信ダイバーシチを行う場合に、データをＮ個分複製し、複製したデータを周波数軸上に離散して配置することである。配置の間隔は、伝搬環境に基づいてサブキャリア間のフェージング相関が低くなるように決定する。これにより、アンテナ間のフェージング相関が高い伝搬環境においても高い送信ダイバーシチ効果を得ることができ、マルチキャリア伝送システムにおいて、高性能な送信ダイバーシチを実現することができる。
【００５７】
まず、本発明の基本原理について、図１を用いて説明する。図１は、本発明の送信ダイバーシチの基本原理を説明するための図である。
【００５８】
ここで、Ｓ０，Ｓ１は、送信データ（シンボル）の系列である。ｈ₀₀，ｈ₀₁，ｈ₁₀，ｈ₁₁は、それぞれ、アンテナ＃０とサブキャリア＃０（図示せず）のフェージング、アンテナ＃０とサブキャリア＃１（図示せず）のフェージング、アンテナ＃１とサブキャリア＃０のフェージング、アンテナ＃１とサブキャリア＃１のフェージングである。Ｒ０，Ｒ１は、それぞれ、サブキャリア＃０で受信される信号およびサブキャリア＃１で受信される信号である。なお、サブキャリア＃０とサブキャリア＃１は、実際上は周波数軸上において離れた位置に存在しているが、説明を簡単にするため、ここでは＃０，＃１と連続番号にしている。
【００５９】
本発明では、たとえば、図１に示すように、図１５に示す従来のＳＦＴＤの場合との対比において、周波数軸上にシンボルを配置する際に、複製されたシンボル（Ｓ０とＳ０^*：Ｓ１と−Ｓ１^*）を異なるアンテナ上において、つまり、同一のアンテナ上において対となるシンボル（Ｓ０とＳ１：−Ｓ１^*とＳ０^*）を、フェージング相関が低くなるように間隔Ｌ_fだけ離して配置する。ここで、Ｓ０^*は、シンボルＳ０に対して複素共役の処理を行った結果であり、−Ｓ１^*は、シンボルＳ１に対して複素共役と正負反転の処理を行った結果である。
【００６０】
このとき、異なるアンテナ間ではフェージングの相関が低いと仮定している。同じアンテナにおいては、上記のように、シンボルが離散して配置されているため、フェージングの相関は低くなる。たとえば、アンテナ＃０において、シンボルＳ０とシンボルＳ１とで異なるフェージングｈ₀₀、ｈ₀₁の影響を受けている。したがって、アンテナ間のフェージング相関が高い伝搬環境であっても、複製されたシンボル（Ｓ０とＳ０^*：Ｓ１と−Ｓ１^*）を離散して配置したサブキャリア間のフェージング相関は低いため、送信ダイバーシチ効果が得られて高い性能を保持することができる。
【００６１】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００６２】
（実施の形態１）
図２は、本発明の実施の形態１に係る無線通信装置の送信側の構成を示すブロック図、図３は、図２に示す無線通信装置の受信側の構成を示すブロック図である。ここでは、一例として、送信アンテナの数が２つの場合を例にとって説明する。
【００６３】
図２に示す送信側の無線通信装置（以下単に「送信機」という）１００は、分割部１０２、変調部１０４−１、１０４−２、シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部１０６−１、１０６−２、複製部１０８−１、１０８−２、離散マッピング部１１０−１、１１０−２、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）部１１２−１、１１２−２、送信ＲＦ部１１４−１、１１４−２、および送信アンテナ１１６−１、１１６−２を有する。また、送信機１００は、受信アンテナ１１８、受信ＲＦ部１２０、および離散間隔決定部１２２を有する。
【００６４】
一方、図３に示す受信側の無線通信装置（以下単に「受信機」という）２００は、受信アンテナ２０２、受信ＲＦ部２０４、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）部２０６、データデマッピング部２０８、ＭＭＳＥ合成部２１０、パラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換部２１２、および復調部２１４を有する。また、受信機２００は、遅延プロファイル推定部２１６、送信ＲＦ部２１８、および送信アンテナ２２０を有する。
【００６５】
次いで、上記構成を有する無線通信装置の動作について、図４を用いて説明する。図４は、本発明の実施の形態１に係る無線通信装置による送信ダイバーシチを説明するための図である。ここでは、送信データ（シンボル）の系列Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３を送信する場合を例にとって説明する。
【００６６】
まず、送信機１００において、時系列で入力される送信データの系列Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３は、分割部１０２で、偶数番号のシンボルＳ０，Ｓ２と奇数番号のシンボルＳ１，Ｓ３に分割される。分割後のシンボル系列は、２つのアンテナ系列に出力される。この場合、偶数番号のシンボルＳ０，Ｓ２は、変調部１０４−１に出力され、奇数番号のシンボルＳ１，Ｓ３は、変調部１０４−２に出力される。
【００６７】
偶数番号のシンボルＳ０，Ｓ２は、おのおの、順次、変調部１０４−１で変調処理され、Ｓ／Ｐ変換部１０６−１でパラレル変換された後、複製部１０８−１で複製されて送信アンテナと同数（ここでは２つ）になる。
【００６８】
複製されたシンボル（Ｓ０，Ｓ０：Ｓ２，Ｓ２）は、離散マッピング部１１０−１で離散マッピング処理される。具体的には、複製されたシンボルは、サブキャリア間のフェージング相関が低くなるように、つまり、複製されたシンボル間において回線状態に差が出るように、周波数軸上に離散して配置される。たとえば、図４に示すように、複製されたシンボルＳ０とＳ０、Ｓ２とＳ２は、それぞれ、周波数軸上で離れた位置（サブキャリア）に配置される。このとき、配置する間隔（離散間隔）（図１のＬ_f参照）は、離散間隔決定部１２２によって決定される。
【００６９】
離散マッピング処理された信号は、ＩＦＦＴ部１１２−１でＩＦＦＴ処理された後、送信ＲＦ部１１４−１でアップコンバート処理されて、送信アンテナ１１６−１（アンテナ＃０）から送信される。
【００７０】
一方、奇数番号のシンボルＳ１，Ｓ３は、おのおの、順次、変調部１０４−２で変調処理され、Ｓ／Ｐ変換部１０６−２でパラレル変換された後、複製部１０８−２で複製されて送信アンテナと同数（ここでは２つ）になる。
【００７１】
複製されたシンボル（Ｓ１，Ｓ１：Ｓ３，Ｓ３）は、離散マッピング部１１０−２で離散マッピング処理される。具体的には、複製されたシンボルは、サブキャリア間のフェージング相関が低くなるように、つまり、複製されたシンボル間において回線状態に差が出るように、周波数軸上に離散して配置される。たとえば、図４に示すように、複製されたシンボルＳ１とＳ１、Ｓ３とＳ３は、それぞれ、周波数軸上で離れた位置（サブキャリア）に配置される。このとき、配置する間隔（離散間隔）（図１のＬ_f参照）は、同じく離散間隔決定部１２２によって決定される。
【００７２】
なお、離散マッピング処理の一方法として、データを周波数軸上に配置するときにインタリーブを使用することも可能である。図５は、インタリーブを使用して離散マッピングを行う場合の一例を示す図である。この場合、たとえば、同図に示すように、アンテナ＃０とアンテナ＃１とで同じインタリーブパターンを使用する。このように、データを周波数軸上に離散して配置する際にインタリーブを使用することにより、周波数軸上に離散して配置されるデータがランダムに並び替えられ、サブキャリア間のフェージング相関を確実にさらに低くすることができる。
【００７３】
離散マッピング処理された信号は、ＩＦＦＴ部１１２−２でＩＦＦＴ処理された後、送信ＲＦ部１１４−２でアップコンバート処理されて、送信アンテナ１１６−２（アンテナ＃１）から送信される。
【００７４】
その後、受信機２００において、送信機１００から送信された信号を１つの受信アンテナ２０２で受信する。
【００７５】
アンテナ２０２で受信された信号は、受信ＲＦ部２０４でダウンコンバート処理された後、順次、ＦＦＴ部２０６でＦＦＴ処理され、データデマッピング部２０８でデマッピング処理される。その後、デマッピング処理された信号に対して、ＭＭＳＥ合成部２１０でＭＭＳＥ合成を行う。ＭＭＳＥ合成の際には、図４に示すように、同じデータが送信されているサブキャリアに対して所定の合成処理を行う。
【００７６】
具体的には、たとえば、シンボルＳ０とＳ１が同時に送信されている２つのサブキャリアを、データデマッピング部２０８でデマッピング処理することにより取り出して、ＭＭＳＥ合成を行う。この場合、アンテナ＃０の２つのサブキャリアとアンテナ＃１の２つのサブキャリアとで合計４つの伝搬路を通過してきた信号に対してＭＭＳＥ合成を行う。
【００７７】
ここで、上記のように、ｈ₀₀をアンテナ＃０とサブキャリア＃０のフェージング、ｈ₀₁をアンテナ＃０とサブキャリア＃１のフェージング、ｈ₁₀をアンテナ＃１とサブキャリア＃０のフェージング、ｈ₁₁をアンテナ＃１とサブキャリア＃１のフェージングとすると、サブキャリア＃０，＃１で受信される信号Ｒ０，Ｒ１は、それぞれ、次の（式１）、（式２）、
【数１】

【数２】

で表される。なお、上記のように、サブキャリア＃０とサブキャリア＃１は、実際上は周波数軸上において離れた位置に存在しているが、説明を簡単にするため、ここでは＃０，＃１と連続番号にしている。
【００７８】
これを行列で表現すると、次の（式３）、
【数３】

になる。
【００７９】
そして、次の（式４）の演算を行って、
【数４】

元のシンボルＳ０，Ｓ１を取り出す。なお、各フェージングｈ₀₀，ｈ₀₁，ｈ₁₀，ｈ₁₁は、パイロット信号などを用いて推定する。
【００８０】
ＭＭＳＥ合成によって取り出されたシンボル（Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３）は、Ｐ／Ｓ変換部２１２でシリアル変換された後、復調部２１４で復調され、所望の復調データが得られる。
【００８１】
また、受信機２００は、遅延プロファイル推定部２１６で、受信信号の遅延プロファイルを推定する。遅延プロファイルによって伝搬環境（伝搬路の状況）を正確に把握することができる。推定された遅延プロファイルの情報は、送信ＲＦ部２１８でアップコンバート処理された後、送信アンテナ２２０から送信される。
【００８２】
その後、送信機１００は、受信機２００から送信された遅延プロファイル情報を受信アンテナ１１８で受信する。アンテナ１１８で受信された信号は、受信ＲＦ部１２０でダウンコンバート処理された後、離散間隔決定部１２２に送られる。
【００８３】
離散間隔決定部１２２では、受信機２００からフィードバックされてきた遅延プロファイル情報（伝搬環境）に基づいて、データを離散する間隔（図１のＬ_f参照）を決定する。離散間隔は、サブキャリア間のフェージング相関が低くなるように決定される。具体的には、たとえば、最大伝搬遅延が小さいほど離散間隔を大きくとり、最大伝搬遅延が大きいほど離散間隔を小さくとる。これにより、確実にフェージング相関を低くすることができる。
【００８４】
このように、本実施の形態によれば、送信機１００側では、送信データを送信アンテナの数（２つ）分複製し複製された送信データを周波数軸上に離散して配置するため、この配置の間隔を遅延プロファイル（伝搬環境）に基づいてサブキャリア間のフェージング相関が低くなるように決定することで、アンテナ間のフェージング相関が高い伝搬環境においても高い送信ダイバーシチ効果を得ることができ、マルチキャリア伝送システムにおいて、高性能な送信ダイバーシチを実現することができる。フェージング相関が低くなるように離散して配置されたデータは受信機２００側においても相関が低く保たれるので、アンテナ間のフェージング相関が高くなったとしても送信ダイバーシチ効果は劣化しないためである。
【００８５】
また、受信機２００側では、複数のサブキャリアで受信された信号をＭＭＳＥ合成して受信するため、送信機１００から同時刻に同サブキャリアで送信された信号を確実に分離して復調することができる。
【００８６】
なお、本実施の形態では、複製されたデータを同一の送信アンテナ上において周波数軸上に離散して配置するようにしているが（図４参照）、これに限定されるわけではなく、前述のように、複製されたデータを異なる送信アンテナ上において周波数軸上に離散して配置することも可能である（図１参照）。
【００８７】
また、本実施の形態では、受信機２００側から遅延プロファイル情報を送信機１００側にフィードバックするようにしているが、フィードバックする情報はこれに限定されない。たとえば、遅延プロファイル情報に代えて、各サブキャリアのフェージング状態を受信機２００側で測定して送信機１００側に通知するようにしてもよい。各サブキャリアのフェージング状態としては、たとえば、受信電界強度、ＳＩＲ、ＳＮＲなどを使用することができる。また、受信機２００側から、送信に使用すべきサブキャリアを指定する信号を送信機１００側に送るようにしてもよい。このとき、指定されるサブキャリアは、フェージング相関の低いサブキャリアである。いずれの場合においても、送信機１００は、フェージング相関の低いサブキャリアを確実に知ることができ、この情報に基づいて送信データの離散間隔を決定することで、確実にサブキャリア間のフェージング相関を低くすることができる。
【００８８】
（実施の形態２）
図６は、本発明の実施の形態２に係る無線通信装置の送信側の構成を示すブロック図である。なお、この送信側の無線通信装置（送信機）３００は、図２に示す送信機１００と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。また、図６に示す無線通信装置の受信側（受信機）は、図３に示す受信機２００と全く同様の基本的構成を有するため、その説明を省略する。
【００８９】
本実施の形態の特徴は、従来のＳＴＴＤやＳＦＴＤと同様に、データの位相を調整することである。具体的には、複製されたデータのうち一部のデータに対して複素共役の処理または複素共役と正負反転の処理を行うことである。そのため、アンテナ＃０（送信アンテナ１１６−１）の系列においては、複製部１０８−１と離散マッピング部１１０−１との間に複素演算部３０２が設けられ、アンテナ＃１（送信アンテナ１１６−２）の系列においては、複製部１０８−２と離散マッピング部１１０−２との間に複素演算部３０４が設けられている。ここでは、たとえば、複素演算部３０２は、データに対して複素共役の処理を行い、複素演算部３０４は、データに対して複素共役と正負反転の処理を行う。
【００９０】
図７は、本発明の実施の形態２に係る無線通信装置による送信ダイバーシチを説明するための図である。この場合、アンテナ＃０で送信される複製シンボルＳ０，Ｓ２に対しては、複素共役の処理が行われて、それぞれ、Ｓ０^*，Ｓ２^*となり、アンテナ＃１で送信される複製シンボルＳ１，Ｓ３に対しては、複素共役と正負反転の処理が行われて、それぞれ、−Ｓ１^*，−Ｓ３^*となる。そして、離散マッピング部１１０−１において、シンボルＳ０とＳ０^*、Ｓ２とＳ２^*は、それぞれ、周波数軸上で離れた位置（サブキャリア）に配置され、離散マッピング部１１０−２において、シンボルＳ１と−Ｓ１^*、Ｓ３と−Ｓ３^*は、それぞれ、帯域的に反転されて周波数軸上で離れた位置（サブキャリア）に配置される。
【００９１】
このとき、サブキャリア＃０，＃１で受信される信号Ｒ０，Ｒ１は、それぞれ、次の（式５）、（式６）、
【数５】

【数６】

で表される。
【００９２】
これを行列で表現すると、次の（式７）、
【数７】

になる。
【００９３】
そして、次の（式８）の演算を行って、
【数８】

元のシンボルＳ０，Ｓ１を取り出す。なお、各フェージングｈ₀₀，ｈ₀₁，ｈ₁₀，ｈ₁₁は、上記のように、パイロット信号などを用いて推定する。
【００９４】
ここで、アンテナ間のフェージング相関が高くなってしまった場合について説明する。
【００９５】
この場合、ｈ₀₀＝ｈ₁₀，ｈ₀₁＝ｈ₁₁となり、上記の（式８）は、次の（式９）、
【数９】

の形になって、逆行列を求めることができる。よって、アンテナ間のフェージング相関が高くなったとしても元のシンボルＳ０，Ｓ１を取り出すことができる。したがって、アンテナ間のフェージング相関が高い場合であっても、良好な受信特性を維持することができる。
【００９６】
このように、本実施の形態によれば、複製された送信データを周波数軸上に離散して配置する際に、複製された送信データの位相を調整する、具体的には、複素共役の処理または複素共役と正負反転の処理を行うため、従来のＳＴＴＤおよびＳＦＴＤと同様の効果が得られ、アンテナ間のフェージング相関が高い伝搬環境においても、高いダイバーシチ効果を得ることができる。
【００９７】
なお、本実施の形態では、アンテナ＃０で送信される複製データに対して複素共役の処理を行い、アンテナ＃１で送信される複製データに対して複素共役と正負反転の処理を行うようにしているが、処理の内容は逆であっても良い。
【００９８】
また、本実施の形態では、複素共役の処理が行われた複製データおよび複素共役と正負反転の処理が行われた複製データを異なる送信アンテナ上において周波数軸上に離散配置するようにしているが（図７参照）、これに限定されるわけではなく、すでに説明したように、複素共役の処理が行われた複製データおよび複素共役と正負反転の処理が行われた複製データを同一の送信アンテナ上において周波数軸上に離散して配置することも可能である（図１参照）。
【００９９】
（実施の形態３）
図８は、本発明の実施の形態３に係る無線通信装置の受信側の構成を示すブロック図である。なお、この受信側の無線通信装置（受信機）４００は、図３に示す受信機２００と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。また、図８に示す無線通信装置の送信側（送信機）は、図２に示す送信機１００と全く同様の基本的構成を有するため、その説明を省略する。
【０１００】
本実施の形態の特徴は、図３に示すＭＭＳＥ合成部２１０に代えて、干渉キャンセラ部４０２を有することである。干渉キャンセラは、干渉レプリカを生成して受信信号から差し引くことにより、干渉除去された所望の信号を出力する。干渉キャンセラの構成は、周知である。図９は、干渉キャンセラの構成の一例を示すブロック図である。また、図１０は、本発明の実施の形態３に係る無線通信装置における受信信号の処理手順の一例を示す図であり、図４に示す受信信号の処理手順に対応している。
【０１０１】
このように、本実施の形態によれば、受信信号の複数の周波数成分を合成して送信データを取り出す際に干渉キャンセラを動作させるため、同時に送信された信号を確実に分離して受信することができ、受信性能の向上を図ることができる。
【０１０２】
（実施の形態４）
図１１は、本発明の実施の形態４に係る無線通信装置の送信側の構成を示すブロック図、図１２は、図１１に示す無線通信装置の受信側の構成を示すブロック図である。なお、図１１に示す送信側の無線通信装置（送信機）５００は、図２に示す送信機１００と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。また、図１２に示す受信側の無線通信装置（受信機）６００は、図３に示す受信機２００と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。
【０１０３】
本実施の形態の特徴は、複製された送信データを周波数軸上ではなく時間軸上に離散して配置することである。このため、送信機５００には、データを時間軸上に配置する離散マッピング部５０２−１，５０２−２と、複製データを一時蓄積するバッファ５０４−１，５０４−２とが設けられている。時間軸上の離散間隔は、離散間隔決定部１２２ａによって決定される。一方、受信機６００には、ドップラ周波数を推定（測定）するドップラ周波数推定部６０２が設けられている。なお、複製データの位相を調整する場合、具体的には、複素共役の処理または複素共役と正負反転の処理を行う場合、送信機５００に、図６に示す複素演算部３０２，３０４を設けることができる。
【０１０４】
図１３は、本発明の実施の形態４に係る無線通信装置による送信ダイバーシチを説明するための図である。ここでは、一例として、たとえば、送信データ（シンボル）の系列Ｓ０，Ｓ１を、位相を調整して送信する場合を示している（図１４参照）。この場合、図１４に示すＳＴＴＤの場合との対比において、時間軸上にシンボルを配置する際に、複製されたシンボル（Ｓ０とＳ０^*：Ｓ１と−Ｓ１^*）を異なるアンテナ上において、つまり、同一のアンテナ上において対となるシンボル（Ｓ０とＳ１：−Ｓ１^*とＳ０^*）を、フェージング相関が低くなるように間隔Ｌ_tだけ離して配置する。このとき、配置の時間間隔Ｌ_tは、受信機６００（たとえば、移動局）側で測定されたドップラ周波数に基づいて、フェージング相関が低くなるような時間に決定される。
【０１０５】
このように、本実施の形態によれば、送信データを送信アンテナの数（２つ）分複製し複製された送信データを時間軸上に離散して配置するため、この配置の間隔をドップラ周波数に基づいてフェージング相関が低くなるように決定することで、アンテナ間のフェージング相関が高い伝搬環境においても高い送信ダイバーシチ効果を得ることができ、マルチキャリア伝送システムにおいて、高性能な送信ダイバーシチを実現することができる。
【０１０６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、マルチキャリア伝送システムにおいて、高性能な送信ダイバーシチを実現することができる、つまり、アンテナ間のフェージング相関が高い伝搬環境においても高い送信ダイバーシチ効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の送信ダイバーシチの基本原理を説明するための図
【図２】本発明の実施の形態１に係る無線通信装置の送信側の構成を示すブロック図
【図３】図２に示す無線通信装置の受信側の構成を示すブロック図
【図４】本発明の実施の形態１に係る無線通信装置による送信ダイバーシチを説明するための図
【図５】インタリーブを使用して離散マッピングを行う場合の一例を示す図
【図６】本発明の実施の形態２に係る無線通信装置の送信側の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態２に係る無線通信装置による送信ダイバーシチを説明するための図
【図８】本発明の実施の形態３に係る無線通信装置の受信側の構成を示すブロック図
【図９】干渉キャンセラの構成の一例を示すブロック図
【図１０】本発明の実施の形態３に係る無線通信装置における受信信号の処理手順の一例を示す図
【図１１】本発明の実施の形態４に係る無線通信装置の送信側の構成を示すブロック図
【図１２】図１１に示す無線通信装置の受信側の構成を示すブロック図
【図１３】本発明の実施の形態４に係る無線通信装置による送信ダイバーシチを説明するための図
【図１４】従来のＳＴＴＤ方式による送信ダイバーシチを説明するための図
【図１５】従来のＳＦＴＤ方式による送信ダイバーシチを説明するための図
【符号の説明】
１００，３００，５００送信機
１０２分割部
１０４−１，１０４−２変調部
１０６−１，１０６−２パラレル／シリアル変換部
１０８−１，１０８−２複製部
１１０−１，１１０−２，５０２−１，５０２−２離散マッピング部
１１２−１，１１２−２ＩＦＦＴ部
１１４−１，１１４−２，２１８送信ＲＦ部
１１６−１，１１６−２，２２０送信アンテナ
１１８，２０２受信アンテナ
１２０，２０４受信ＲＦ部
１２２，１２２ａ離散間隔決定部
２００，４００，６００受信機
２０６ＦＦＴ部
２０８データデマッピング部
２１０ＭＭＳＥ合成部
２１２パラレル／シリアル変換部
２１４復調部
２１６遅延プロファイル推定部
３０２，３０４複素演算部
４００干渉キャンセラ部
５０４−１，５０４−２バッファ
６０２ドップラ周波数推定部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  The present inventionWireless transmission device, wireless reception device, and wireless communication systemAbout.
[0002]
[Prior art]
As conventional antenna diversity, there is transmission diversity called STTD (Space Time block coding based Transmit antenna Diversity) that can obtain a diversity effect of maximum ratio combining by simultaneously transmitting transmission signals using a plurality of antennas. In STTD, for example, when the number of transmission antennas is two, by operating the symbol pattern of one transmission antenna, it becomes possible to synthesize the signals from the two transmission antennas at the maximum ratio, and with one reception antenna. A high diversity effect can be obtained. In the following, in order to simplify the description, a case where the number of transmission antennas is two will be described as an example.
[0003]
FIG. 14 is a diagram for explaining transmission diversity according to the conventional STTD method. In FIG. 14, S0 and S1 are transmission data (symbol) sequences, and h₀, H₁Are fading of the propagation paths from the antenna # 0 and the antenna # 1, respectively, and R0 and R1 are respectively received signals (the same applies to FIG. 15 described later). As shown in FIG. 14, in STTD, the output to antenna # 1 is temporally inverted (in the order of S1 and S0) with two symbols (S0 and S1) as a pair, and each symbol is subjected to complex conjugate processing. Perform (S1^*, S0^*) Further, a positive / negative inversion process is performed on the odd-numbered symbols (-S1^*) On the receiving side, at each time, R0 = h₀S0-h₁S1^*, R1 = h₀S1 + h₁S0^*Is obtained. The original symbols S0 and S1 can be extracted by performing a predetermined calculation based on this equation.
[0004]
On the other hand, as a method of applying such STTD transmission diversity to a multicarrier transmission system, a method of processing STTD as it is for each subcarrier, or arranging STTD for multicarrier transmission, not on the time axis but on the frequency axis A method of performing transmission diversity by arranging symbols (hereinafter referred to as “SFTD (Space Frequency block coding based Transmit antenna Diversity)”) is conceivable. In STTD, a time delay occurs because the order is changed or the phase is changed in the time axis direction. However, in SFTD, a multi-carrier transmission method is used to arrange symbols on the frequency axis, and a plurality of bands at the same time. Therefore, the processing delay can be shortened while obtaining the same effect as STTD.
[0005]
FIG. 15 is a diagram for explaining transmission diversity according to the conventional SFTD scheme. As shown in FIG. 15, in the SFTD, symbols are arranged on the frequency axis and signals are transmitted in a plurality of bands at the same time. Specifically, in contrast to the case of STTD shown in FIG. 14, the output to antenna # 1 is inverted in frequency band with two symbols (S0 and S1) as a pair (order of S1 and S0), Complex conjugate processing is performed on each symbol (S1^*, S0^*) Further, a positive / negative inversion process is performed on the odd-numbered symbols (-S1^*) On the receiving side, in each band, R0 = h₀S0-h₁S1^*, R1 = h₀S1 + h₁S0^*Is obtained. The original symbols S0 and S1 can be extracted by performing a predetermined calculation based on this equation.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional transmission diversity, both STTD and SFTD have a problem that the performance deteriorates when the fading correlation between the antennas increases. That is, both STTD and SFTD are assumed to have low fading correlation between different antennas, and processing is performed with the same antenna assuming that fading is the same between adjacent symbols. For this reason, in any method, performance deteriorates in a propagation environment where fading correlation between antennas is high.
[0007]
  The present invention has been made in view of this point, and can achieve high-performance transmission diversity in a multicarrier transmission system, that is, high transmission diversity effect even in a propagation environment where fading correlation between antennas is high. Can getWireless transmission device, wireless reception device, and wireless communication systemThe purpose is to provide.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
  The radio transmission apparatus according to the present invention transmits a first symbol from a first antenna at a first frequency, and a second symbol obtained by adjusting the phase of the first symbol at a second frequency. A first transmission means for transmitting from the first antenna; a fourth symbol obtained by transmitting a third symbol from the second antenna at the second frequency and adjusting a phase of the third symbol; Second transmitting means for transmitting symbols from the second antenna at the first frequency;First arithmetic means for performing phase adjustment of the first symbol by complex conjugate processing to obtain the second symbol, and phase adjustment of the third symbol by complex conjugate processing and positive / negative inversion processing Second computing means for obtaining the fourth symbol;The structure which comprises is taken.
[0010]
  The radio reception apparatus of the present invention is a first symbol transmitted from a first antenna at a first frequency, a second symbol obtained by adjusting the phase of the first symbol, Obtained by adjusting the phase of the second symbol transmitted from the first antenna at a frequency, the third symbol transmitted from the second antenna at the second frequency, and the third symbol. Receiving means for receiving the fourth symbol transmitted from the second antenna at the first frequency, the first symbol, the second symbol, the second symbol Combining means for combining three symbols and the fourth symbol;The second symbol is obtained by performing phase adjustment of the first symbol by complex conjugate processing, and the fourth symbol performs phase adjustment of the third symbol. It was obtained by performing complex conjugate processing and positive / negative inversion processing.Take the configuration.
[0012]
  The wireless transmission method of the present invention includes a step of transmitting a first symbol from a first antenna at a first frequency, and a second symbol obtained by adjusting the phase of the first symbol at a second frequency. Transmitting from the first antenna, transmitting a third symbol from the second antenna at the second frequency, and a fourth symbol obtained by adjusting the phase of the third symbol Transmitting from the second antenna at the first frequency;The phase adjustment of the first symbol is performed by complex conjugate processing to obtain the second symbol, and the phase adjustment of the third symbol is performed by complex conjugate processing and positive / negative inversion processing to obtain the fourth symbol. Obtaining a symbol ofIt was made to comprise.
[0014]
  The wireless reception method of the present invention is a first symbol transmitted from a first antenna at a first frequency, a second symbol obtained by adjusting the phase of the first symbol, Obtained by adjusting the phase of the second symbol transmitted from the first antenna at a frequency, the third symbol transmitted from the second antenna at the second frequency, and the third symbol. Receiving the fourth symbol transmitted from the second antenna at the first frequency, the first symbol, the second symbol, the third symbol And combining the fourth symbol and the fourth symbol;The second symbol is obtained by performing phase adjustment of the first symbol by complex conjugate processing, and the fourth symbol performs phase adjustment of the third symbol. It was obtained by performing complex conjugate processing and positive / negative inversion processing.I did it.
[0016]
  The wireless communication system of the present invention transmits a first symbol from a first antenna at a first frequency, and a second symbol obtained by adjusting the phase of the first symbol at a second frequency. The fourth symbol is transmitted from the first antenna, the third symbol is transmitted from the second antenna at the second frequency, and the fourth symbol obtained by adjusting the phase of the third symbol is the first symbol. And a radio receiving apparatus that receives and combines the first symbol, the second symbol, the third symbol, and the fourth symbol When,The wireless transmission device performs phase adjustment of the first symbol by complex conjugate processing to obtain the second symbol, and performs phase adjustment of the third symbol by complex conjugate processing and positive / negative Perform the inversion process to obtain the fourth symbolTake the configuration.
[0018]
  According to these configurations and these methods, transmission data subjected to complex conjugate processing and transmission data subjected to complex conjugate and positive / negative inversion processing are discretely distributed on the frequency axis on different transmission antennas. Therefore, the same effects as those of conventional STTD and SFTD can be obtained, and a high diversity effect can be obtained even in a propagation environment where fading correlation between antennas is high.
[0056]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The essence of the present invention is that, in a multicarrier transmission system, when transmission diversity is performed using a plurality (N) of antennas, N pieces of data are duplicated, and the duplicated data are discretely arranged on the frequency axis. That is. The arrangement interval is determined based on the propagation environment so that the fading correlation between the subcarriers becomes low. Thereby, a high transmission diversity effect can be obtained even in a propagation environment where fading correlation between antennas is high, and high-performance transmission diversity can be realized in a multicarrier transmission system.
[0057]
First, the basic principle of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a diagram for explaining the basic principle of transmission diversity according to the present invention.
[0058]
Here, S0 and S1 are transmission data (symbol) sequences. h₀₀, H₀₁, H_Ten, H₁₁Are fading between antenna # 0 and subcarrier # 0 (not shown), fading between antenna # 0 and subcarrier # 1 (not shown), fading between antenna # 1 and subcarrier # 0, and antenna # 1. And fading of subcarrier # 1. R0 and R1 are a signal received on subcarrier # 0 and a signal received on subcarrier # 1, respectively. Note that subcarrier # 0 and subcarrier # 1 actually exist at positions distant from each other on the frequency axis. However, in order to simplify the description, they are numbered consecutively as # 0 and # 1 here. .
[0059]
In the present invention, for example, as shown in FIG. 1, compared with the case of the conventional SFTD shown in FIG. 15, when symbols are arranged on the frequency axis, duplicated symbols (S0 and S0^*: S1 and -S1^*) On different antennas, that is, symbols (S0 and S1: -S1) which are paired on the same antenna.^*And S0^*) At intervals L so that the fading correlation is low_fJust place them apart. Where S0^*Is a result of performing complex conjugate processing on the symbol S0, and −S1^*These are the results of performing complex conjugate and positive / negative inversion processing on the symbol S1.
[0060]
At this time, it is assumed that fading correlation is low between different antennas. In the same antenna, as described above, since symbols are arranged discretely, the correlation of fading becomes low. For example, in antenna # 0, fading h that differs between symbol S0 and symbol S1.₀₀, H₀₁Is influenced by. Therefore, even in a propagation environment where fading correlation between antennas is high, duplicated symbols (S0 and S0^*: S1 and -S1^*Since the fading correlation between subcarriers arranged in a discrete manner is low, a transmission diversity effect can be obtained and high performance can be maintained.
[0061]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0062]
(Embodiment 1)
2 is a block diagram showing a configuration on the transmitting side of the wireless communication apparatus according to Embodiment 1 of the present invention, and FIG. 3 is a block diagram showing a configuration on the receiving side of the wireless communication apparatus shown in FIG. Here, as an example, a case where the number of transmission antennas is two will be described as an example.
[0063]
2 includes a dividing unit 102, modulating units 104-1 and 104-2, a serial / parallel (S / P) converting unit 106-1, 106-2, duplicating units 108-1, 108-2, discrete mapping units 110-1, 110-2, inverse fast Fourier transform (IFFT) units 112-1, 112-2, transmission RF unit 114 -1, 114-2 and transmission antennas 116-1, 116-2. The transmitter 100 also includes a reception antenna 118, a reception RF unit 120, and a discrete interval determination unit 122.
[0064]
On the other hand, a receiving-side radio communication apparatus (hereinafter simply referred to as “receiver”) 200 shown in FIG. 3 includes a receiving antenna 202, a receiving RF unit 204, a fast Fourier transform (FFT) unit 206, and a data demapping unit. 208, an MMSE synthesis unit 210, a parallel / serial (P / S) conversion unit 212, and a demodulation unit 214. The receiver 200 includes a delay profile estimation unit 216, a transmission RF unit 218, and a transmission antenna 220.
[0065]
Next, the operation of the wireless communication apparatus having the above configuration will be described with reference to FIG. FIG. 4 is a diagram for explaining transmission diversity by the wireless communication apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. Here, a case where transmission data (symbol) sequences S0, S1, S2, and S3 are transmitted will be described as an example.
[0066]
First, in transmitter 100, transmission data series S0, S1, S2, and S3 inputted in time series are divided by division unit 102 into even-numbered symbols S0 and S2 and odd-numbered symbols S1 and S3. . The divided symbol series is output to two antenna series. In this case, even-numbered symbols S0 and S2 are output to modulation section 104-1, and odd-numbered symbols S1 and S3 are output to modulation section 104-2.
[0067]
The even-numbered symbols S0 and S2 are sequentially modulated by the modulation unit 104-1 and converted in parallel by the S / P conversion unit 106-1, and then duplicated by the duplication unit 108-1 to be transmitted to the transmission antenna. It becomes the same number (here two).
[0068]
The duplicated symbols (S0, S0: S2, S2) are subjected to discrete mapping processing by the discrete mapping unit 110-1. Specifically, the duplicated symbols are arranged discretely on the frequency axis so that the fading correlation between subcarriers is low, that is, the channel state differs between the duplicated symbols. . For example, as shown in FIG. 4, the duplicated symbols S0 and S0 and S2 and S2 are arranged at positions (subcarriers) separated from each other on the frequency axis. At this time, the arrangement interval (discrete interval) (L in FIG._fIs determined by the discrete interval determination unit 122.
[0069]
The signal subjected to the discrete mapping process is subjected to IFFT processing by the IFFT unit 112-1, and then up-converted by the transmission RF unit 114-1, and transmitted from the transmission antenna 116-1 (antenna # 0).
[0070]
On the other hand, the odd-numbered symbols S1 and S3 are sequentially modulated by the modulation unit 104-2, converted in parallel by the S / P conversion unit 106-2, and then duplicated and transmitted by the duplication unit 108-2. The number is the same as the number of antennas (two here).
[0071]
The duplicated symbols (S1, S1: S3, S3) are subjected to discrete mapping processing by the discrete mapping unit 110-2. Specifically, the duplicated symbols are arranged discretely on the frequency axis so that the fading correlation between subcarriers is low, that is, the channel state differs between the duplicated symbols. . For example, as shown in FIG. 4, duplicated symbols S1 and S1, and S3 and S3 are arranged at positions (subcarriers) separated from each other on the frequency axis. At this time, the arrangement interval (discrete interval) (L in FIG._fReference) is also determined by the discrete interval determination unit 122.
[0072]
As one method of discrete mapping processing, interleaving can be used when data is arranged on the frequency axis. FIG. 5 is a diagram illustrating an example when discrete mapping is performed using interleaving. In this case, for example, the same interleave pattern is used for antenna # 0 and antenna # 1, as shown in FIG. In this way, by using interleaving when data is arranged discretely on the frequency axis, the data arranged discretely on the frequency axis is rearranged randomly, and fading correlation between subcarriers is ensured. Can be further reduced.
[0073]
The signal subjected to the discrete mapping process is subjected to IFFT processing by the IFFT unit 112-2, up-converted by the transmission RF unit 114-2, and transmitted from the transmission antenna 116-2 (antenna # 1).
[0074]
Thereafter, in the receiver 200, the signal transmitted from the transmitter 100 is received by one receiving antenna 202.
[0075]
A signal received by the antenna 202 is down-converted by the reception RF unit 204, sequentially subjected to FFT processing by the FFT unit 206, and demapped by the data demapping unit 208. Thereafter, the MMSE synthesis unit 210 performs MMSE synthesis on the demapped signal. At the time of MMSE combining, as shown in FIG. 4, a predetermined combining process is performed on subcarriers on which the same data is transmitted.
[0076]
Specifically, for example, two subcarriers in which symbols S0 and S1 are simultaneously transmitted are extracted by demapping processing by data demapping section 208, and MMSE combining is performed. In this case, MMSE combining is performed on signals that have passed through a total of four propagation paths using the two subcarriers of antenna # 0 and the two subcarriers of antenna # 1.
[0077]
Where h₀₀Antenna # 0 and subcarrier # 0 fading, h₀₁Antenna # 0 and subcarrier # 1 fading, h_TenAntenna # 1 and subcarrier # 0 fading, h₁₁Is the fading of the antenna # 1 and the subcarrier # 1, the signals R0 and R1 received by the subcarriers # 0 and # 1 are represented by the following (Equation 1), (Equation 2),
[Expression 1]

[Expression 2]

It is represented by As described above, subcarrier # 0 and subcarrier # 1 actually exist at positions separated on the frequency axis. However, for the sake of simplicity, here, # 0, # 1 and It is a serial number.
[0078]
When this is expressed in a matrix, the following (Equation 3),
[Equation 3]

become.
[0079]
Then, the following calculation (Equation 4) is performed,
[Expression 4]

The original symbols S0 and S1 are taken out. Each fading h₀₀, H₀₁, H_Ten, H₁₁Is estimated using a pilot signal or the like.
[0080]
The symbols (S 0, S 1, S 2, S 3) extracted by MMSE synthesis are serially converted by the P / S converter 212 and then demodulated by the demodulator 214 to obtain desired demodulated data.
[0081]
In receiver 200, delay profile estimating section 216 estimates the delay profile of the received signal. The propagation environment (the state of the propagation path) can be accurately grasped by the delay profile. The estimated delay profile information is up-converted by the transmission RF unit 218 and then transmitted from the transmission antenna 220.
[0082]
Thereafter, the transmitter 100 receives the delay profile information transmitted from the receiver 200 by the reception antenna 118. The signal received by the antenna 118 is down-converted by the reception RF unit 120 and then sent to the discrete interval determination unit 122.
[0083]
In the discrete interval determination unit 122, based on the delay profile information (propagation environment) fed back from the receiver 200, an interval for separating data (L in FIG. 1)._fSee). The discrete interval is determined so that the fading correlation between subcarriers is low. Specifically, for example, the smaller the maximum propagation delay, the larger the discrete interval, and the larger the maximum propagation delay, the smaller the discrete interval. As a result, the fading correlation can be reliably lowered.
[0084]
Thus, according to the present embodiment, on the transmitter 100 side, the transmission data is duplicated by the number of transmission antennas (two), and the duplicated transmission data is discretely arranged on the frequency axis. By determining the arrangement interval so that the fading correlation between subcarriers becomes low based on the delay profile (propagation environment), a high transmission diversity effect can be obtained even in a propagation environment where the fading correlation between antennas is high, In a multicarrier transmission system, high-performance transmission diversity can be realized. This is because the data arranged discretely so that the fading correlation is low keeps the correlation low on the receiver 200 side, so that even if the fading correlation between the antennas becomes high, the transmission diversity effect does not deteriorate.
[0085]
In addition, since the receiver 200 side receives the signals received on the plurality of subcarriers by MMSE combining, the signal transmitted on the same subcarriers from the transmitter 100 at the same time is reliably separated and demodulated. Can do.
[0086]
In the present embodiment, the replicated data is discretely arranged on the frequency axis on the same transmission antenna (see FIG. 4), but the present invention is not limited to this. As described above, the replicated data can be discretely arranged on the frequency axis on different transmission antennas (see FIG. 1).
[0087]
In this embodiment, the delay profile information is fed back from the receiver 200 side to the transmitter 100 side, but the information to be fed back is not limited to this. For example, instead of delay profile information, the fading state of each subcarrier may be measured on the receiver 200 side and notified to the transmitter 100 side. As the fading state of each subcarrier, for example, received field strength, SIR, SNR, and the like can be used. Further, a signal designating a subcarrier to be used for transmission may be sent from the receiver 200 side to the transmitter 100 side. At this time, the designated subcarrier is a subcarrier having a low fading correlation. In any case, the transmitter 100 can surely know the subcarriers with low fading correlation, and by determining the discrete intervals of the transmission data based on this information, the fading correlation between the subcarriers can be reliably obtained. Can be lowered.
[0088]
(Embodiment 2)
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration on the transmission side of the wireless communication apparatus according to Embodiment 2 of the present invention. The radio communication apparatus (transmitter) 300 on the transmission side has the same basic configuration as that of the transmitter 100 shown in FIG. 2, and the same components are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will be given. Is omitted. Also, the receiving side (receiver) of the wireless communication apparatus shown in FIG. 6 has the same basic configuration as the receiver 200 shown in FIG.
[0089]
The feature of this embodiment is that the phase of data is adjusted as in the case of conventional STTD and SFTD. Specifically, complex conjugate processing or complex conjugate and positive / negative inversion processing is performed on some of the copied data. Therefore, in the sequence of antenna # 0 (transmission antenna 116-1), a complex operation unit 302 is provided between the duplication unit 108-1 and the discrete mapping unit 110-1, and antenna # 1 (transmission antenna 116-2). ), A complex operation unit 304 is provided between the duplication unit 108-2 and the discrete mapping unit 110-2. Here, for example, the complex operation unit 302 performs complex conjugate processing on the data, and the complex operation unit 304 performs complex conjugate and positive / negative inversion processing on the data.
[0090]
FIG. 7 is a diagram for explaining transmission diversity by the radio communication apparatus according to Embodiment 2 of the present invention. In this case, the complex conjugate processing is performed on the duplicate symbols S0 and S2 transmitted by the antenna # 0, and S0 and S2, respectively.^*, S2^*Thus, the complex symbols and the positive / negative inversion processes are performed on the duplicate symbols S1 and S3 transmitted by the antenna # 1, respectively.^*, -S3^*It becomes. Then, in the discrete mapping unit 110-1, the symbols S0 and S0^*, S2 and S2^*Are arranged at positions (subcarriers) separated from each other on the frequency axis, and in discrete mapping section 110-2, symbols S1 and -S1^*, S3 and -S3^*Are arranged in positions (subcarriers) that are inverted in band and separated on the frequency axis.
[0091]
At this time, the signals R0 and R1 received on the subcarriers # 0 and # 1 are respectively expressed by the following (Expression 5), (Expression 6),
[Equation 5]

[Formula 6]

It is represented by
[0092]
When this is expressed in a matrix, the following (Equation 7),
[Expression 7]

become.
[0093]
Then, the following calculation (Equation 8) is performed,
[Equation 8]

The original symbols S0 and S1 are taken out. Each fading h₀₀, H₀₁, H_Ten, H₁₁Is estimated using a pilot signal or the like as described above.
[0094]
Here, the case where the fading correlation between antennas becomes high will be described.
[0095]
In this case, h₀₀= H_Ten, H₀₁= H₁₁The above (Equation 8) becomes the following (Equation 9),
[Equation 9]

The inverse matrix can be obtained. Therefore, even if the fading correlation between the antennas becomes high, the original symbols S0 and S1 can be extracted. Therefore, good reception characteristics can be maintained even when the fading correlation between antennas is high.
[0096]
Thus, according to the present embodiment, when the replicated transmission data is discretely arranged on the frequency axis, the phase of the replicated transmission data is adjusted, specifically, complex conjugate processing Alternatively, since complex conjugate and positive / negative inversion processes are performed, the same effects as those of conventional STTD and SFTD can be obtained, and a high diversity effect can be obtained even in a propagation environment in which fading correlation between antennas is high.
[0097]
In the present embodiment, complex conjugate processing is performed on the replicated data transmitted by antenna # 0, and complex conjugate and positive / negative inversion processing is performed on the replicated data transmitted by antenna # 1. However, the content of the processing may be reversed.
[0098]
Further, in this embodiment, the duplicated data subjected to the complex conjugate processing and the duplicated data subjected to the complex conjugate and positive / negative inversion processing are discretely arranged on the frequency axis on different transmission antennas. However, the present invention is not limited to this. As described above, the duplicated data subjected to the complex conjugate processing and the duplicated data subjected to the complex conjugate and positive / negative inversion processing are transmitted to the same transmission antenna. It is also possible to arrange them discretely on the frequency axis (see FIG. 1).
[0099]
(Embodiment 3)
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration on the reception side of the wireless communication apparatus according to Embodiment 3 of the present invention. The radio communication device (receiver) 400 on the receiving side has the same basic configuration as the receiver 200 shown in FIG. 3, and the same components are denoted by the same reference numerals and the description thereof will be given. Is omitted. Further, the transmission side (transmitter) of the wireless communication apparatus shown in FIG. 8 has the same basic configuration as the transmitter 100 shown in FIG.
[0100]
The feature of this embodiment is that an interference canceller unit 402 is provided instead of the MMSE combining unit 210 shown in FIG. The interference canceller generates an interference replica and subtracts it from the received signal to output a desired signal from which interference has been removed. The configuration of the interference canceller is well known. FIG. 9 is a block diagram illustrating an example of the configuration of the interference canceller. FIG. 10 is a diagram showing an example of a received signal processing procedure in the wireless communication apparatus according to Embodiment 3 of the present invention, and corresponds to the received signal processing procedure shown in FIG.
[0101]
As described above, according to the present embodiment, in order to operate the interference canceller when synthesizing a plurality of frequency components of the received signal and extracting transmission data, it is possible to reliably separate and receive simultaneously transmitted signals. And reception performance can be improved.
[0102]
(Embodiment 4)
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration on the transmission side of the radio communication apparatus according to Embodiment 4 of the present invention, and FIG. 12 is a block diagram showing a configuration on the reception side of the radio communication apparatus shown in FIG. 11 has a basic configuration similar to that of transmitter 100 shown in FIG. 2, and the same components are denoted by the same reference numerals. The description is omitted. 12 has the same basic configuration as that of the receiver 200 shown in FIG. 3, and the same components are denoted by the same reference numerals. The description is omitted.
[0103]
The feature of this embodiment is that the replicated transmission data is discretely arranged on the time axis, not on the frequency axis. For this reason, the transmitter 500 is provided with discrete mapping units 502-1 and 502-2 for arranging data on the time axis, and buffers 504-1 and 504-2 for temporarily storing duplicate data. The discrete interval on the time axis is determined by the discrete interval determining unit 122a. On the other hand, the receiver 600 is provided with a Doppler frequency estimation unit 602 that estimates (measures) a Doppler frequency. When adjusting the phase of the replicated data, specifically, when performing complex conjugate processing or complex conjugate and positive / negative inversion processing, the transmitter 500 is provided with the

complex operation units

302 and 304 shown in FIG. Can do.
[0104]
FIG. 13 is a diagram for explaining transmission diversity by the radio communication apparatus according to Embodiment 4 of the present invention. Here, as an example, for example, a case where transmission data (symbol) sequences S0 and S1 are transmitted with their phases adjusted (see FIG. 14) is shown. In this case, in contrast to the STTD case shown in FIG. 14, when symbols are arranged on the time axis, duplicated symbols (S0 and S0^*: S1 and -S1^*) On different antennas, that is, symbols (S0 and S1: -S1) which are paired on the same antenna.^*And S0^*) At intervals L so that the fading correlation is low_tJust place them apart. At this time, the arrangement time interval L_tIs determined based on the Doppler frequency measured on the receiver 600 (eg, mobile station) side at a time such that the fading correlation becomes low.
[0105]
As described above, according to the present embodiment, transmission data is duplicated by the number of transmission antennas (two), and the duplicated transmission data is discretely arranged on the time axis. Based on the above, it is possible to obtain a high transmission diversity effect even in a propagation environment where the fading correlation between antennas is high, and to realize high-performance transmission diversity in a multicarrier transmission system. be able to.
[0106]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, high-performance transmission diversity can be realized in a multicarrier transmission system, that is, a high transmission diversity effect can be obtained even in a propagation environment where fading correlation between antennas is high. Can do.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram for explaining the basic principle of transmission diversity according to the present invention;
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration on the transmission side of the wireless communication apparatus according to the first embodiment of the present invention.
3 is a block diagram showing a configuration of a receiving side of the wireless communication apparatus shown in FIG.
FIG. 4 is a diagram for explaining transmission diversity by the radio communication apparatus according to Embodiment 1 of the present invention;
FIG. 5 is a diagram illustrating an example when discrete mapping is performed using interleaving.
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a transmission side of a wireless communication apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 7 is a diagram for explaining transmission diversity by a radio communication apparatus according to Embodiment 2 of the present invention;
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a reception side of a wireless communication apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 9 is a block diagram showing an example of the configuration of an interference canceller
FIG. 10 is a diagram showing an example of a received signal processing procedure in the wireless communication apparatus according to the third embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a transmission side of a wireless communication apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
12 is a block diagram showing the configuration of the receiving side of the wireless communication apparatus shown in FIG.
FIG. 13 is a diagram for explaining transmission diversity by a radio communication apparatus according to Embodiment 4 of the present invention;
FIG. 14 is a diagram for explaining transmission diversity according to a conventional STTD method;
FIG. 15 is a diagram for explaining transmission diversity by a conventional SFTD method;
[Explanation of symbols]
100, 300, 500 transmitter
102 Dividing part
104-1 and 104-2 modulator
106-1 and 106-2 parallel / serial converter
108-1, 108-2 Duplicating part
110-1, 110-2, 502-1, 502-2 Discrete mapping unit
112-1, 112-2 IFFT part
114-1, 114-2, 218 Transmission RF section
116-1, 116-2, 220 Transmitting antenna
118, 202 Receiving antenna
120,204 Reception RF section
122, 122a Discrete interval determination unit
200,400,600 receiver
206 FFT section
208 Data demapping part
210 MMSE synthesis unit
212 Parallel / serial converter
214 Demodulator
216 Delay profile estimation unit
302, 304 Complex operation unit
400 Interference canceller
504-1, 504-2 buffer
602 Doppler frequency estimation unit

Claims

The first symbol is transmitted from the first antenna at the first frequency, and the second symbol obtained by adjusting the phase of the first symbol is transmitted from the first antenna at the second frequency. First transmission means;
A third symbol is transmitted from the second antenna at the second frequency, and a fourth symbol obtained by adjusting the phase of the third symbol is transmitted from the second antenna at the first frequency. A second transmitting means for transmitting;
First arithmetic means for obtaining the second symbol by performing phase adjustment of the first symbol by complex conjugate processing;
Second arithmetic means for obtaining the fourth symbol by performing phase adjustment of the third symbol by complex conjugate processing and positive / negative inversion processing;
A wireless transmission device comprising:

A first symbol transmitted from a first antenna at a first frequency;
A second symbol obtained by adjusting the phase of the first symbol, the second symbol transmitted from the first antenna at a second frequency;
A third symbol transmitted from a second antenna at the second frequency; and
Receiving means for receiving the fourth symbol transmitted from the second antenna at the first frequency, which is a fourth symbol obtained by adjusting the phase of the third symbol;
Combining means for combining the first symbol, the second symbol, the third symbol, and the fourth symbol ;
The second symbol is obtained by performing phase adjustment of the first symbol by complex conjugate processing,
The fourth symbol is obtained by performing phase adjustment of the third symbol by complex conjugate processing and positive / negative inversion processing.
Wireless receiver.

Transmitting a first symbol from a first antenna at a first frequency;
Transmitting a second symbol obtained by adjusting the phase of the first symbol from the first antenna at a second frequency;
Transmitting a third symbol from a second antenna at the second frequency;
Transmitting a fourth symbol obtained by adjusting the phase of the third symbol from the second antenna at the first frequency;
Performing phase adjustment of the first symbol by complex conjugate processing to obtain the second symbol;
Performing phase adjustment of the third symbol by complex conjugate processing and positive / negative inversion processing to obtain the fourth symbol;
A wireless transmission method comprising:

A first symbol transmitted from a first antenna at a first frequency;
A second symbol obtained by adjusting the phase of the first symbol, the second symbol transmitted from the first antenna at a second frequency;
A third symbol transmitted from a second antenna at the second frequency; and
Receiving a fourth symbol obtained by adjusting a phase of the third symbol, the fourth symbol transmitted from the second antenna at the first frequency;
Combining the first symbol, the second symbol, the third symbol, and the fourth symbol ;
The second symbol is obtained by performing phase adjustment of the first symbol by complex conjugate processing,
The fourth symbol is obtained by performing phase adjustment of the third symbol by complex conjugate processing and positive / negative inversion processing.
Wireless reception method.

The first symbol is transmitted from the first antenna at the first frequency, and the second symbol obtained by adjusting the phase of the first symbol is transmitted from the first antenna at the second frequency. The third symbol is transmitted from the second antenna at the second frequency, and the fourth symbol obtained by adjusting the phase of the third symbol is transmitted from the second antenna at the first frequency. A wireless transmission device for transmitting from
A radio receiving apparatus that receives and combines the first symbol, the second symbol, the third symbol, and the fourth symbol ;
The wireless transmission device performs phase adjustment of the first symbol by complex conjugate processing to obtain the second symbol, and performs phase adjustment of the third symbol by complex conjugate processing and positive / negative inversion processing. To obtain the fourth symbol,
Wireless communication system.