JP4122994B2 - Pulse generator - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明はレーダの送信装置に使用するパルス発生装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
パルス発生装置としては高圧直流電源にチョークコイル、ダイオード、スイッチング素子、パルス成形回路、パルストランスを用いて負荷に出力するものが一般的でラインタイプパルサーと呼ばれる。たとえば特開平8−308256にはパルスレーダ用の構成図があり、図4にはパルス高圧電源の構成図が記載されている。図において1は同期信号発生器、20は高圧電源、22はチョークコイル、4はダイオード、5はスイッチング素子、6はパルス成形回路(Pulse Forming Network)、23はパルストランス、7はマグネトロンである。
【0003】
次に動作について説明する。高圧電源20より供給される直流電圧は、充電用のチョークコイル22及びダイオード4を経てスイッチング素子5のアノードとパルス成形回路(PFN)6の一端に加えられる。PFNは数段のL・C回路で構成されており、同回路のキャパシタンスはまず、上記電圧により充電される。同期信号発生器1からの信号がスイッチング素子5のゲートに入力されると同素子はON状態となり、キャパシタンスに充電された電圧は放電すると同時にPFNのL・C値及び段数で決まるパルス幅の方形の電流パルスを発生し、このパルスはパルストランス23で昇圧された後、負の高電圧パルスとしてマグネトロン7の陰極端子に印加される。
【0004】
【特許文献1】
特開平8−308256号公報
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
ラインタイプパルサーはパルス幅決定のためにPFNを使用している。図8はラインタイプパルサーを用いた場合の高圧電源の出力波形である。ラインタイプパルサーは多段のL・C回路で構成されているため個々のL・C回路に充電される電荷の総和で放電時の波形が形成される。(図8−A)、(図8−B)。この場合、負荷電流にリップル電流が重畳し、負荷として使用する電子管は正常な高周波信号が入力(図8−C)されてもこのリップル電流より変調を受けるため、図9に示すように電子管の発振信号または増幅信号のスペクトラムが劣化するという問題があった。
【0006】
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、送信装置のスペクトラムの広がりを抑制することを目的とする。
【0007】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る送信装置のパルス発生装置は、高圧電源に並列に接続されたコンデンサバンクと、この高圧電源の陽極側に直列に接続された外部制御信号によりON/OFFできる高電圧スイッチと2次側昇圧と負荷への電流供給を行うパルストランスとの間にパルストランス及び負荷とのインピーダンス整合用インダクタを備えて、高電圧スイッチを制御信号に基づいてON/OFF操作することによりパルストランスの2次側に設けた負荷にパルス電圧を供給し、インピーダンス整合用インダクタはパルストランス及び負荷とのインピーダンスを整合して、負荷に供給される負荷電流がフラットな特性となるようなインダクタンス値を有しており、負荷電流がフラットとなる期間に、負荷に高周波信号を入力してパルス信号を発生させるようにしたものである。
また、インピーダンス整合用インダクタのエネルギー吸収手段を設けたものである。
また高電圧スイッチに並列にRC回路(サージ吸収回路、RCスナバ回路とも呼ぶ)を接続したものである。
またインピーダンス整合用インダクタの両端に抵抗とダイオードを直列に接続したものを付加したものである。
インピーダンス整合用インダクタとパルストランスの1次側の直列回路に並列に抵抗とダイオードとを直列に接続したものを付加したものである。
また高圧電源の電位をモニタするための分圧抵抗を搭載し、高圧電源と高電圧スイッチ間に電圧安定化装置を付加したものである。
またパルストランスの2次側に電流検出用の電流検出器を搭載し、制御回路と接続したものである。
【0008】
【発明の実施の形態】
実施の形態1.
以下、この発明の実施形態1を図1について説明する。図において、101は高圧電源、102は負荷へのエネルギー供給を行うコンデンサバンク、103は2次側昇圧と負荷電流を供給するパルストランス、104は負荷であり、高周波信号入力(RF IN)端子105、高周波信号出力(RF OUT)端子106および増幅器107が含まれる。108は制御回路であり、外部制御端子(トリガー端子)109からトリガー信号を受ける。110は制御回路108によってON/OFFする半導体素子で構成された高電圧スイッチである。111はキャパシタ、112は抵抗であり、直列に形成しRCスナバ回路として、高電圧スイッチ110に並列に接続されている。113はパルストランス103と高電圧スイッチ110との間に装備され、パルストランス103及び負荷104とのインピーダンス整合用インダクタである。
【0009】
次に動作について説明する。トリガー端子109に外部制御信号(トリガー信号)を入力することにより高電圧スイッチ110がONするとコンデンサバンク102より高電圧スイッチ110、インピーダンス整合用インダクタ113及びパルストランス103を経由して負荷104にエネルギーが供給される。このとき、高圧電源101、インピーダンス整合用インダクタ113、パルストランス103及び負荷104の等価回路は図2のように表すことができる。なおコンデンサバンク102は高圧電源101の平滑用コンデンサと見なしても良い。
【0010】
インピーダンス整合用インダクタ113のインダクタンス値を臨界制動(過渡現象時の振動、減衰)近傍となるように選定すると負荷電流は図3に示すように時間的に電流のピーク値はリップルやサグ(直接コンデンサなどから電荷を供給する場合にパルス幅が長くなるとライン電圧が瞬時に低下する現象を言う)の無いフラットな特性となる。
【0011】
負荷電流が臨界制動となる条件は、インピーダンス整合用インダクタ113のインダクタンス値をL1、パルストランス103の漏れインダクタンスをL2、パルストランス103及び負荷104の陰極部とGND間に発生する浮遊容量との合成容量をC(但し、合成容量はパルストランス103の1次側換算値)、負荷インピーダンスの1次側換算値をRとすると、(L1+L2)=4CR2である。尚(L1+L2)<4CR2の場合は負荷電流は振動波形となる。この電流のフラットな期間に高周波信号入力端子105にRF信号を入力し、最終的にはレーダ送信機(図示せず)を介してアンテナから例えばピーク出力250KW、パルス幅0.5μS〜3μS、繰り返し周波数1KHzのパルス電波を放射する。
【0012】
一方、高電圧スイッチ110がOFFするとインピーダンス整合用インダクタ113に蓄積したエネルギーはパルストランス103、負荷104、コンデンサバンク102を経由してキャパシタ111と抵抗112で構成されるRCスナバ回路にて吸収される。
【0013】
従来のPFNはパルス幅の設定や負荷電流の変動を多段のL・C回路を用いて負荷電流のピークのフラット特性を実現していたがそのフラット領域では微視的にみるとその負荷電流の波形は図8に示すようにフラット領域において多段に構成したL・C回路の数量だけのリップルが発生する。リップルは高周波電圧の変動を示すものであるから高周波出力の変動につながり、結果正常な発信周波数に対する周辺高周数の変動の原因となり、図9に示したように発信周波数スペクトラムの占有帯域幅の増大につながりレーダ電波としての性能が劣化する。
通常、この種の高周波出力の占有帯域幅は輻射される全平均電力に対して99%以上が必要である。
【0014】
以上のように臨界制動近傍となるようにインピーダンス整合用インダクタ113を最適化することで負荷電流波形を図3に示すようなフラットな負荷電流波形に改善できる。
【0015】
また、RCスナバ回路を付加するので、高電圧スイッチ110に印加されるサージ電圧が低減されるため、高電圧スイッチ110に使用される半導体スイッチ素子などの高耐圧化のための直列接続数を低減できる効果がある。また、負荷104がマグネトロンや発振管などの高電圧パルスを要するものであれば同様な効果を奏する。
【0016】
実施の形態2.
なお、上記実施の形態1では、インピーダンス整合用インダクタ113の蓄積エネルギー吸収のために高電圧スイッチ110の両端にRCスナバ回路を設けたが図4に示すようにインピーダンス整合用インダクタ113に並列にダイオード115と抵抗116を設けた場合について説明する。図4においてインピーダンス整合用インダクタ113に蓄積されたエネルギーは高電圧スイッチ110のOFF時にはインピーダンス整合用インダクタ113と抵抗116およびダイオード115で閉ループを形成した放電ルートが新たに発生する。すなわち、図5に示すように前記閉ループが無い場合の負荷電流波形をIsw、インピーダンス整合用インダクタ113と抵抗116およびダイオード115で閉ループを形成した電流波形をIR1と表現した場合、閉ループが有る場合の負荷電流波形はI0で表現でき、負荷電流の立下り時において急峻な負荷電流波形の立下り特性を得ることができる。本実施の形態2では実施の形態1で示したRCスナバ回路を付加しなかったがさらにサージ電圧を抑制する場合はRCスナバ回路を付加しても良い。また、負荷104がマグネトロンや発振管などの高電圧パルスを要するものであれば同様な効果を奏する。
【0017】
実施の形態3.
なお、実施例の形態2ではインピーダンス整合用インダクタ113に並列にダイオード115と抵抗116を設けたが図6に示すようにインダクタ113とパルストランス103の1次側直列回路にそれらと並列にダイオード115と抵抗116を設けた場合について説明する。この場合にはインピーダンス整合用インダクタ113に蓄積されたエネルギーは高電圧スイッチ110のOFF時にはインピーダンス整合用インダクタ113とパルストランス103および抵抗116ダイオード115の閉ループを形成し放電する。結果、高電圧スイッチ110にはインピーダンス整合用インダクタ113の蓄積エネルギーの一部しか移行せずサージ電圧を抑制できる。本実施の形態3では実施の形態1で示したRCスナバ回路を付加しなかったがさらにサージ電圧を抑制する場合はRCスナバ回路を付加しても良い。
【0018】
実施の形態4.
さらに図7に実施の形態4について説明する。図において120及び121は電圧検出抵抗、122は電圧安定化装置、123は電流を検出するための電流検出器である。
高圧電源101の一端と高電圧スイッチ110間に電圧安定化装置122を付加し、高圧電源101の両端電圧相当部分に分圧抵抗として電圧検出抵抗120及び121を設置し、所望の電位より低電圧の安定した電位に分圧された電圧を電圧安定化装置122の制御端子124にモニター電圧として送る。この時電圧安定化装置122は高電圧スイッチ110が動作する時、動作過渡時の高圧電源101の電位変動に対して分圧電圧の情報から電圧の瞬時変化に対応した電圧を発生することができる。すなわち電圧安定化装置122の出力は常に一定となるように動作する。従って負荷電流の立ち上がり時の高圧電圧を一定にできるため、安定した負荷電流波形の立ち上がり特性が得られ、結果負荷104に印加される電圧も安定となる。
【0019】
実施の形態5.
また図7において負荷104が短絡したり高圧電源101に異常が発生した場合、規定値以上の電子管などの負荷に流れる電流に対して電流検出器123によりその電流値を検出し制御回路108に情報として送る。規定値以上の負荷に流れる電流の場合、制御回路108はトリガー端子109に入力されるトリガー信号による高電圧スイッチ110の動作を停止させる。また、電流検出器に単発ノイズの混入があった場合には、電流検出器には一時的に規定値以上の電流が電流検出器123の出力として制御回路108に流れる場合があるが規定値以下になったときは制御回路108で判定し、高電圧スイッチ110を再稼動させる。この場合、瞬時的な単発ノイズなどの場合は高電圧スイッチ110を停止させる必要がないので規定値以上の電流に対して時間的要素を加味して高電圧スイッチ110のON/OFF制御を行う。以上からパルス発生装置の安定動作を図ることができる。
【0020】
【発明の効果】
以上のように、請求項1、2によれば、送信装置のパルス発生装置に、高圧電源に並列に接続されたコンデンサバンクと、この高圧電源の陽極側に直列に接続された高電圧スイッチとパルストランスの間にインピーダンス整合用インダクタを装備して、高電圧スイッチを制御信号に基づいてON/OFF操作することによりパルストランスの2次側に設けた負荷にパルス電圧を供給し、インピーダンス整合用インダクタはパルストランス及び負荷とのインピーダンスを整合して、負荷に供給される負荷電流がフラットな特性となるようなインダクタンス値を有しており、負荷電流がフラットとなる期間に、負荷に高周波信号を入力してパルス信号を発生させるようにしたので、負荷となる電子管に流れる電流のピーク値がフラットになり、フラットな期間に高周波信号入力を電子管に入力するとRF信号のスペクトラムの広がりを抑制することができる。なお負荷は発信管やマグネトロンなどの場合でも同様な効果がある。
【0021】
また、請求項3によればインピーダンス整合用インダクタに蓄積されたエネルギーの一部を吸収する手段を設けたので高電圧スイッチに用いる半導体スイッチ素子の直列接続数を低減できる。
【0022】
また、請求項4によれば高電圧スイッチの両端子にRCスナバ回路を付加したので請求項3で示したものと同様な効果が得られる。
【0023】
請求項5によればインピーダンス整合用インダクタの両端子間にダイオードと抵抗とを直列に付加したので負荷電流波形の立下りが急峻となり高周波信号出力のスペクトルの広がりを抑制できる。
【0024】
請求項6によればインピーダンス整合用インダクタとパルストランス一次側間に、ダイオードと抵抗を直列に接続したものを並列に付加したので請求項3で示したものと同様な効果が得られる。
【0025】
また、請求項7によれば高圧電源の安定化を図るために電圧安定化装置を搭載したので負荷電流の立ち上がり時の高圧電圧を一定にできるため、安定した負荷電流波形の立ち上がり特性が得られ、結果負荷に印加される電圧も一定となる。
【0026】
また、請求項8によれば負荷の短絡や高圧電源の異常時を想定して、電流検出器をパルストランスの2次側に設置したので規定値以上の電流が負荷に流れた場合、状況を制御回路で即座に判定し高電圧スイッチを停止させることが可能なので高電圧スイッチ及び電子管の保護ができる。また、電流検出器に単発ノイズの混入があった場合には、電流検出器には一時的に規定値以上の電流が電流検出器の出力として制御回路に流れる場合があるが規定値以下になったときは制御回路で判定し、高電圧スイッチを再稼動させることもできる。すなわち高電圧スイッチのON/OFFを制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 この発明の実施の形態1によるパルス発生装置のブロック図である。
【図2】 この発明の実施の形態1によるパルス発生装置の等価回路である。
【図3】 この発明の形態1による負荷電流波形図である。
【図4】 この発明の実施の形態2によるパルス発生装置のブロック図である。
【図5】 この発明の実施の形態2による負荷電流波形図である。
【図6】 この発明の実施の形態3によるパルス発生装置のブロック図である。
【図7】 この発明の実施の形態4および5によるパルス発生装置のブロック図である。
【図8】 従来のPFN搭載の負荷電流波形を説明する図である。
【図9】 高周波出力のスペクトラム図の一例である。
【符号の説明】
101 高圧電源、 102 コンデンサバンク、 103 パルストランス、 104負荷、 105 高周波信号入力端子(RF IN)、 106 高周波信号出力端子(RF OUT)、 107 増幅器、 108 制御回路、109 トリガー端子、 110 高電圧スイッチ、 111 キャパシタ、112抵抗、 113 インピーダンス整合用インダクタ、 115 ダイオード、 116 抵抗、 120 電圧検出抵抗、 121 電圧検出抵抗、 122 電圧安定化装置、 123 電流検出器、 124制御端子[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a pulse generator used in a radar transmitter.
[0002]
[Prior art]
A pulse generator generally uses a choke coil, a diode, a switching element, a pulse shaping circuit, and a pulse transformer for a high-voltage DC power source and outputs it to a load, and is called a line type pulser. For example, Japanese Patent Laid-Open No. 8-308256 has a configuration diagram for a pulse radar, and FIG. 4 shows a configuration diagram of a pulse high-voltage power supply. In the figure, 1 is a synchronous signal generator, 20 is a high voltage power source, 22 is a choke coil, 4 is a diode, 5 is a switching element, 6 is a pulse forming circuit, 23 is a pulse transformer, and 7 is a magnetron.
[0003]
Next, the operation will be described. The DC voltage supplied from the high-voltage power supply 20 is applied to the anode of the switching element 5 and one end of the pulse shaping circuit (PFN) 6 through the charging choke coil 22 and the diode 4. The PFN is composed of several stages of L · C circuits, and the capacitance of the circuits is first charged by the voltage. When the signal from the synchronizing signal generator 1 is input to the gate of the switching element 5, the element is turned on, and the voltage charged in the capacitance is discharged. At the same time, the pulse width is determined by the L · C value of PFN and the number of stages. This pulse is boosted by the pulse transformer 23 and then applied to the cathode terminal of the magnetron 7 as a negative high voltage pulse.
[0004]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Laid-Open No. 8-308256
[Problems to be solved by the invention]
The line type pulser uses PFN to determine the pulse width. FIG. 8 shows an output waveform of the high-voltage power supply when a line type pulser is used. Since the line type pulser is composed of multi-stage L · C circuits, a waveform at the time of discharge is formed by the sum of charges charged in the individual L · C circuits. (FIG. 8-A), (FIG. 8-B). In this case, the ripple current is superimposed on the load current, and the electron tube used as the load is modulated by the ripple current even when a normal high-frequency signal is input (FIG. 8C). Therefore, as shown in FIG. There has been a problem that the spectrum of the oscillation signal or the amplified signal is deteriorated.
[0006]
The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to suppress the spread of the spectrum of the transmission apparatus.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
A pulse generator of a transmitter according to the present invention includes a capacitor bank connected in parallel to a high-voltage power supply, a high-voltage switch that can be turned on / off by an external control signal connected in series to the anode side of the high-voltage power supply, and a secondary An inductor for impedance matching between the pulse transformer and the load is provided between the side voltage booster and the pulse transformer that supplies current to the load, and the high voltage switch is turned on / off based on the control signal to thereby turn the pulse transformer 2 A pulse voltage is supplied to the load provided on the next side, and the impedance matching inductor has an inductance value that matches the impedance of the pulse transformer and the load so that the load current supplied to the load has a flat characteristic. When the load current is flat, a high frequency signal is input to the load to generate a pulse signal Those were Unishi.
Further, an energy absorbing means for the impedance matching inductor is provided.
Further, an RC circuit (also referred to as a surge absorption circuit or RC snubber circuit) is connected in parallel to the high voltage switch.
In addition, a resistor and a diode connected in series are added to both ends of the impedance matching inductor.
A series circuit of a resistor and a diode connected in parallel is added to the series circuit on the primary side of the impedance matching inductor and the pulse transformer.
In addition, a voltage-dividing resistor for monitoring the potential of the high-voltage power supply is installed, and a voltage stabilizing device is added between the high-voltage power supply and the high-voltage switch.
In addition, a current detector for current detection is mounted on the secondary side of the pulse transformer and connected to the control circuit.
[0008]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
A first embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. In the figure, 101 is a high-voltage power source, 102 is a capacitor bank for supplying energy to a load, 103 is a pulse transformer for supplying a secondary boost and load current, 104 is a load, and a high-frequency signal input (RF IN)
[0009]
Next, the operation will be described. When the
[0010]
When the inductance value of the impedance matching
[0011]
The condition that the load current becomes critical braking is that the inductance value of the impedance matching
[0012]
On the other hand, when the
[0013]
The conventional PFN has realized the flat characteristics of the load current peak by setting the pulse width and changing the load current using a multi-stage L / C circuit. As shown in FIG. 8, the waveform has ripples as many as the number of LC circuits configured in multiple stages in a flat region. Since ripple indicates fluctuations in the high-frequency voltage, it leads to fluctuations in the high-frequency output, resulting in fluctuations in the peripheral high frequency with respect to the normal transmission frequency, and as shown in FIG. 9, the occupied bandwidth of the transmission frequency spectrum This leads to an increase in performance as radar radio waves.
Normally, the occupied bandwidth of this type of high-frequency output needs to be 99% or more with respect to the total average power radiated.
[0014]
As described above, the load current waveform can be improved to a flat load current waveform as shown in FIG. 3 by optimizing the
[0015]
In addition, since an RC snubber circuit is added, the surge voltage applied to the
[0016]
Embodiment 2. FIG.
In the first embodiment, RC snubber circuits are provided at both ends of the high-
[0017]
Embodiment 3 FIG.
In the second embodiment, the diode 115 and the
[0018]
Embodiment 4 FIG.
Further, the fourth embodiment will be described with reference to FIG. In the figure, 120 and 121 are voltage detection resistors, 122 is a voltage stabilization device, and 123 is a current detector for detecting current.
A
[0019]
Embodiment 5. FIG.
7, when the
[0020]
【The invention's effect】
As described above, according to Claims 1 and 2, the pulse generator of the transmitter includes the capacitor bank connected in parallel to the high-voltage power supply, and the high-voltage switch connected in series to the anode side of the high-voltage power supply. An impedance matching inductor is installed between the pulse transformers, and the high voltage switch is turned on / off based on the control signal to supply the pulse voltage to the load provided on the secondary side of the pulse transformer for impedance matching. The inductor matches the impedance of the pulse transformer and the load, and has an inductance value such that the load current supplied to the load has a flat characteristic. During the period when the load current is flat, a high-frequency signal is supplied to the load. enter since so as to generate a pulse signal, the peak value of the current flowing through the electron tube as a load becomes flat, off Tsu bets period to when the input high-frequency signal input to the electron tube can be suppressed spreading of the spectrum of the RF signal. The load has the same effect even in the case of a transmitter tube or a magnetron.
[0021]
According to the third aspect of the present invention, since the means for absorbing a part of the energy stored in the impedance matching inductor is provided, the number of series connected semiconductor switch elements used for the high voltage switch can be reduced.
[0022]
Further, according to the fourth aspect, since the RC snubber circuit is added to both terminals of the high voltage switch, the same effect as that of the third aspect can be obtained.
[0023]
According to the fifth aspect, since the diode and the resistor are added in series between both terminals of the impedance matching inductor, the fall of the load current waveform becomes steep and the spread of the spectrum of the high-frequency signal output can be suppressed.
[0024]
According to the sixth aspect, since a diode and a resistor connected in series are added in parallel between the impedance matching inductor and the primary side of the pulse transformer, the same effect as that of the third aspect can be obtained.
[0025]
According to the seventh aspect of the present invention, since the voltage stabilizing device is mounted in order to stabilize the high-voltage power supply, the high-voltage voltage at the time of rising of the load current can be made constant, so that stable rising characteristics of the load current waveform can be obtained. As a result, the voltage applied to the load is also constant.
[0026]
Further, according to claim 8, assuming that the load is short-circuited or the high-voltage power supply is abnormal, the current detector is installed on the secondary side of the pulse transformer. Since the control circuit can immediately determine and stop the high voltage switch, the high voltage switch and the electron tube can be protected. In addition, when single noise is mixed in the current detector, a current exceeding the specified value may temporarily flow to the control circuit as the output of the current detector. In such a case, the control circuit can make a determination and restart the high voltage switch. That is, ON / OFF of the high voltage switch can be controlled.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a pulse generator according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is an equivalent circuit of the pulse generator according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 3 is a load current waveform diagram according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram of a pulse generator according to Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 5 is a load current waveform diagram according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram of a pulse generator according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram of a pulse generator according to Embodiments 4 and 5 of the present invention.
FIG. 8 is a diagram illustrating a load current waveform mounted on a conventional PFN.
FIG. 9 is an example of a spectrum diagram of high-frequency output.
[Explanation of symbols]
101 High Voltage Power Supply, 102 Capacitor Bank, 103 Pulse Transformer, 104 Load, 105 High Frequency Signal Input Terminal (RF IN), 106 High Frequency Signal Output Terminal (RF OUT), 107 Amplifier, 108 Control Circuit, 109 Trigger Terminal, 110 High Voltage Switch , 111 capacitors, 112 resistors, 113 impedance matching inductors, 115 diodes, 116 resistors, 120 voltage detection resistors, 121 voltage detection resistors, 122 voltage stabilizers, 123 current detectors, 124 control terminals
Claims (8)
前記高圧電源の陽極側から順に直列に接続された、高電圧スイッチと、インピーダンス整合用インダクタと、パルストランスとを備え、
前記高電圧スイッチを制御信号に基づいてON/OFF操作することにより前記パルストランスの2次側に設けた負荷にパルス電圧を供給し、
前記インピーダンス整合用インダクタは、前記パルストランス及び前記負荷とのインピーダンスを整合し、前記負荷に供給される負荷電流がフラットな特性となるようなインダクタンス値を有し、
前記負荷電流がフラットな期間に、前記負荷に高周波信号を入力してパルス信号を発生させることを特徴とするパルス発生装置。 A capacitor bank connected in parallel to the high voltage power supply;
A high voltage switch connected in series from the anode side of the high-voltage power source, an impedance matching inductor, and a pulse transformer,
Supplying a pulse voltage to a load provided on the secondary side of the pulse transformer by operating the high voltage switch on / off based on a control signal,
The impedance matching inductor has an inductance value that matches impedance with the pulse transformer and the load, and has a flat characteristic of a load current supplied to the load,
A pulse generating apparatus , wherein a pulse signal is generated by inputting a high frequency signal to the load during a period when the load current is flat .
前記インピーダンス整合用インダクタのインダクタンス値をL1、前記パルストランスの漏れインダクタンス値をL2、前記パルストランス及び前記負荷の陰極部とGND間に発生する浮遊容量との合成容量をC、負荷インピーダンスの一次側換算値をRとした時、The inductance value of the impedance matching inductor is L1, the leakage inductance value of the pulse transformer is L2, the combined capacitance of the pulse transformer and the stray capacitance generated between the cathode of the load and GND, and the primary side of the load impedance When the converted value is R,
(L1+L2)=4CR(L1 + L2) = 4CR 22
の関係を満たすことを特徴とする請求項1に記載のパルス発生装置。The pulse generator according to claim 1, wherein:
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