JP4121561B2 - ディジタル信号に関してアグリゲーションを用いる無線通信のための方法及び装置 - Google Patents

Description

関連出願の説明
本出願は、本出願と同一の譲受人に譲渡された「コレクターアレイを用いた無線通信のための方法と装置」と称する１９９５年１０月１８日出願の、ＳＣ出願番号第０８／５４４，９１３号、米国特許第５，７１５，５１６号の一部継続出願である。
本出願は「範囲拡大のためにコレクターアレイを用いたＴＤＭＡ無線通信のための方法と装置」と称する１９９６年４月１９日出願の、ＳＣ出願番号第０８／６３４，１４１号の一部継続出願である。
後者の特許書類の開示の一部には著作権の保護下にあるものが含まれている。著作権の所有者は、特許商標局の特許ファイル又は記録に現れるかぎりにおいては、何人が特許書類又は特許開示の複写複製を行ってもこれに異論はないが、そうでないものに対しては著作権を留保するものである。
発明の背景
本発明は双方向無線通信システムの分野、特に移動体電話ユーザー（セルラー及びパーソナル通信システム）、基礎的相互無線通信、無線データ通信、双方向ページング及び他の無線システムのための方法並びに装置に関する。
従来型セルラーシステム
今日、セルラー移動電話システムが、初期のシステムでは満足できない移動体サービスへの大きな要求により発達してきている。セルラーシステムは、ワイヤレス双方向無線（ＲＦ）通信を多数のユーザーに提供するため、セルのグループの中で周波数を「再使用」する。各セルは狭い地理的エリアをカバーし、近隣のセルが集まって地理的領域を広くカバーする。各セルはセルラーユーザーをサポートするのに使えるＲＦスペクトル全量の一部分を持っている。各セルのサイズは異なり（例えばマクロセル、マイクロセル）一般的には容量が決まっている。セルの実際の形とサイズは地形、人工的環境、通信の質、必要なユーザー容量の複雑な関数である。セルは地上線又はマイクロウェーブリンクを介して互いに接続され、移動体通信に適合する電話中継を通して公衆電話網（ＰＳＴＮ）に接続されている。この中継によりユーザーはセルからセルへと引き継がれ、通常、移動体ユーザーがセル間を移動するたびに周波数が変わってゆく。
従来のセルラーシステムでは、各セルは、セル内のセルラーユーザーとの通信を授受するためのＲＦ送信機とＲＦ受信機とを共に備えた基地局を有している。基地局はユーザーへの順方向チャネル通信を送信するために順方向ＲＦ周波数帯（搬送波）を使い、セル内のユーザーからの逆方向チャネル通信を受信するために逆方向ＲＦ搬送波を使う。
順方向と逆方向のチャネル通信は別々の周波数帯を使用するので、両方向の同時通信が可能となる。この方式は周波数分割二重（ＦＤＤ）信号と呼ばれる。時分割二重（ＴＤＤ）信号では、順方向と逆方向のチャネルは交互に同一周波数帯を使う。
基地局はユーザーへのＲＦ接続を行うのに加えて、移動体電話中継局（ＭＳＴＯ）への接続を行う。通常のセルラー局では、カバーする領域に亘って１つ又はそれ以上のＭＴＳＯが利用される。各ＭＳＴＯはセルラーシステム内の多数の基地局及び関係するセルにサービスを提供し、（ＰＳＴＮのような）他のシステムとセルラーシステムとの間のラウチングコールやセルラーシステム内のラウチングコールに対する中継操作をサポートすることができる。
基地局は、通常、ＭＴＳＯにより基地局コントローラー（ＢＳＣ）を使って制御される。ＢＳＣはＲＦ搬送波をサポートコールに割り当て、基地局間の移動体ユーザーのハンドオフ（引き継ぎ）を調整し、基地局の状態をモニターし報告する。単一のＭＴＳＯにより制御される基地局の数は、各基地局での通話量、ＭＴＳＯと基地局との間の接続コスト、サービスエリアのトポロジィ及び同様の因子により決まる。
基地局間でのハンドオフは、例えば移動体ユーザーが第１のセルから隣接する第２のセルに移動する際に生じる。ハンドオフは、通話許容量を使い尽くしたり通話品質が低下し始めている基地局の負荷を軽減する際にも生じる。ハンドオフは、特定のユーザーに関する通信の、第１セル用の基地局から第２セル用の基地局への移転である。従来のセルラーシステムでは、ハンドオフの間に、移動体ユーザーへの順方向及び逆方向通信が第１セル用の基地局によりサービスされ、第２セルとはまだ確立されていない移転期間が有る。
従来型のセルラー通信システムでは、セルラー定義域を越えてセルからセルへとＲＦ帯域を再使用するための幾つかの技法のうちの１つが使われている。無線信号から受信された出力は送信者と受信者の間の距離が増えるほど弱くなる。従来の周波数再使用技術では、パワーフェージングに依存して再使用計画を実行する。周波数分割多重アクセスシステム（ＦＤＭＡ）システムでは、通信チャネルは、継続的送信のための割り当てられた特定の周波数と帯域幅（搬送波）から成る。搬送波が所与のセルで使用中の場合、その搬送波は、再使用側の信号が所与のセルの搬送波により障害を受けることのないほどその所与のセルから十分に離れているセルでのみ再使用できる。再使用側がどれだけ離れていなければならないか、何がかなりの障害を構成するのかはシステム固有の詳細なことにより決まる。近年米国で使用されているセルラー新移動体電話システム（ＡＭＰＳ）は、基地局と移動体セルラー電話との間にＦＤＭＡ通信を使用している。
時分割多重通信（ＴＤＭＡ）システムでは、多数の通信が同じ搬送波を使って規定される。別々のチャネルが各々、その搬送波上の他のチャネルに障害を引き起こさないように時間を決められたバーストで、非継続的に送信する。通常、ＴＤＭＡを行う際には、ＦＤＭＡ技法も利用される。ＦＤＭＡスキームでは、搬送波はセル間で再使用され、各搬送波上で幾つかのチャネルがＴＤＭＡ法を使って規定される。ＧＳＭ及びＰＣＳ１９００標準は、最近使用されているＴＤＭＡ法の例である。
コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）システムでは、多くのチャネルが、同じ搬送波を使用し同時同報通信により規定される。送信は、所与の搬送波上の所与のチャネルに対して、その搬送波上の他の全てのチャネルからの出力が全搬送波帯域幅を通して均等に分布されたノイズとして現れるように、コーディングスキームを使う。１つの搬送波で多くのチャネルをサポートすることができ、搬送波は全てのセルで再使用できる。ＩＳ−９５標準を使用するシステムは、近年使用されているＣＤＭＡ法の例である。
空間分割多重アクセス（ＳＤＭＡ）システムでは、１つの搬送波が、地上送信機又は空間ベース送信機何れか用のアダプティブ又はスポット型ビーム形成アンテナを使用して、セルラー定義域を通して何回も再使用される。
ＴＤＭＡ従来型セルラーアーキテクチャ
ＴＤＭＡシステムでは、時間は、規定された長さのタイムスロットに分割される。タイムスロットは幾つかのフレームにグルーピングされ、各フレーム内の同質のタイムスロットは同じチャネルに割り当てられる。通常、全てのフレームを通して同質のタイムスロットのセットを１つのタイムスロットと呼ぶ。各論理チャネルには、１つ又は複数ののタイムスロットが共通の搬送波帯上に割り当てられる。各論理チャネルを越える通信を運ぶ無線送信はこのように不連続である。無線送信機は、タイムスロットが割り当てられていない間はオフになっている。
単一のタイムスロットを占有する個別の無線送信をバーストと呼ぶ。ＴＤＭＡを実行するたびに１つ又はそれ以上のバースト構造が規定される。通常、少なくとも２つのバースト構造があり、即ち、第１は、ユーザーのシステムへの初期アクセス及び同期化のためであり、第２は、ユーザーが同期化した後の通常の通信のためである。ＴＤＭＡシステムでは、ある論理チャネルから成るバーストが隣接するタイムスロットにある他の論理チャネルから成るバーストに干渉しないように、厳密な時間割付を維持しなければならない。バーストが干渉しない場合、バーストは分離されているという。バーストとバーストとの分離は幾つかのやり方で定量化される。１つの尺度は、あるタイムスロット用のバーストと先行の又は後続のタイムスロット用のバーストとの間の最小の信号対干渉雑音比であり、この最小の比は当該バーストの情報搬送長に亘るものである。この比がシステム指定の値以下に下がることのない場合、このバーストは近隣のバーストから分離されているという。この安全余裕が乱される場合、もう一つの分離の尺度は、総バーストの余裕が乱される部分の量である。この尺度は、データの重要性又はデータに与えられたコーディング保護がバーストの長さに亘って変わる場合、重み付きの尺度であってもよい。バーストに亘ってのデータの変動はＴＤＭＡを行うに際よくあることである。
空間ダイバーシティ
多数の空間的に離れたアンテナで受信される信号源からの信号を連結することを空間ダイバーシティと呼ぶ。マイクロダイバーシティは空間ダイバーシティの１形態で、２つ又はそれ以上の受信アンテナが互いに接近して近くに配置されており（例えば数メートル以内）、各アンテナが信号源からの信号を受信する場合に存在する。マイクロダイバーシティシステムでは、共通の信号源から受信された信号は、その信号源に関する品質の改良された合成信号を形成するために処理され連結される。マイクロダイバーシティはレイリー又はリシアンフェージング又は同様の外乱に対し有効である。それ故「マイクロダイバーシティ配置」という用語は、互いに近接して、レイリー又はリシアンフェージング又は同様の外乱に対し有効な分だけ離れているアンテナの配置を意味する。
マクロダイバーシティは空間ダイバーシティのもう１つの形態で、２つ又はそれ以上の受信アンテナが互いに遠く離れて配置されており（数メートル以上、例えば数キロ以上）各アンテナが単一の信号源からの信号を受信する場合に存在する。マクロダイバーシティシステムでは、単一の信号源から受信された信号は、その信号源に関する品質の改良された合成信号を形成するため処理され連結される。「マクロダイバーシティ」という用語は、アンテナが、単一の信号源からの信号に関する平均信号レベルの間に相関関係がないほど十分に離れていることを意味する。それ故「マクロダイバーシティ配置」という用語は、この非相関関係を達成するほど十分に離れたアンテナの配置を意味する。
シャドウフェージング
マクロダイバーシティシステムで採用されている平均信号レベルの非相関関係は、空間的に離れた各受信アンテナに対する信号強さの減少値が地域的に変動することによる。この地域的変動は、レイリー又はリシアンフェージング上の長さ尺度上に存在し、地形的効果、建造物又は草木による信号妨害、及び特定の環境に存在する何らかのその他の変動による。この変動を「シャドウフェージング」と呼ぶ。シャドウフェージングに関する非相関関係長はレイリーフェージング長尺度の一寸上ほどに短い長さ尺度（例えば数メートル以下）でもよいし、数キロメートルと長くてもよい。
最尤シーケンス見積（ＭＬＳＥ）
通信システムにおける信号品質を改善するために、多くの信号処理法が採用されている。例えば、最尤シーケンス見積（ＭＬＳＥ）アルゴリズムを使用して下流デコーダーにソフトイコライザーアウトプットを提供するための方法がＪ．ハーゲノイヤとＰ．ホーハーの「ソフトデシジョンアウトプット付きヴィテルビアルゴリズムとその応用」（ＧＬＯＢＥＣＯＭ会報’89,No.47,Vol.1、1680-1686頁、1989年）という論文に記載されている。この論文では信頼（即ち、品質）距離をＭＬＳＥイコライザーにより各ビットアウトプットに関連づけるための方法が提案されている。ソフトデシジョンの目的は、次のコンボリューションデコーダーに付加的情報を提供することである。
ＭＬＳＥアルゴリズムに関する処理はビット毎であり、インプットビットストリーム上で、状態の格子を形成する。全ての新しい格子状態に関して、その状態内への存続させる経路が、入ってくるどの経路が最小距離であるかに基づいて決定される。２つの経路長間の差はどちらの経路を存続させるかに関する決定における信頼の尺度である。例えば、２つの経路の距離が等しければ、どちらの経路を存続させるかに関する決定は任意であり、信頼度は非常に低い。距離における大きな差は、存続経路決定が正しいという高い信頼度に対応する。経路決定は、ビットの２つのシーケンス中どちらがアウトプットされるかに関する決定を当然含んでいる。経路決定に関する信頼距離は、経路内の全てのビットに逆伝播される。この伝播は、勝った経路のビットが負けた経路のビットと異なる全ての場所を突き止めることによって行われる。これらの場所全てに関して、勝った経路上のビットの信頼度は、そのビットに対し先に割り当てられていたあらゆる信頼値とその新しい信頼値、即ち勝った経路と負けた経路との間の距離の差の内の最小値にセットされる。２つの経路が合体する点でトレースバックは終わる。
マルチセンサーＭＬＳＥアルゴリズム
マルチセンサーＭＬＳＥアルゴリズム（ＭＳＶＡ）を使用するマイクロダイバーシティが、デスプランチ、Ｓ．ブルジョア、Ｊ．Ｆ．ドリスの「マルチセンサーヴィテルビイコライザーのための複雑性低減」（エレクトロニクスレター、１９９６年１月１８日、Vol.32,No.2）、及びＧ．ボトムレー、Ｋ．ジャマルの「アダプティブアレイ及びＭＬＳＥイコライゼーション」（第４５回車両技術会議会報1995,Vol.1,50-54頁）という論文に記載されている。ＭＳＶＡアルゴリズムは、最尤シーケンス見積を得るために複数のアンテナからのインプットを連結するための方法である。
信号品質の強化
信号の品質を上げるためにダイバーシティ連結をするための方法では、インプット信号の品質の何らかの尺度を作らなければならない。空間ダイバーシティアルゴリズムを設計する上での困難な問題の１つは、リアルタイムで計算できる事前連結決定信頼性の正確な尺度を見つけ出すことである。マイクロダイバーシティシステムは、現実には短期であるレイリーフェージングの影響を改善することによってシステム品質を改良したが、送信機と受信アンテナとの間に生じる妨害のような影響により引き起こされるシャドウフェージングと戦うには大して効果がない。マクロダイバーシティシステムは、シャドウフェージングと戦うために空間的にかなり離れた多くの受信機から受信された信号を連結するが、マクロダイバーシティ連結で信号の品質を改善することが必要である。信号出力に基づく方法は、移動体通信において普通に存在するような干渉制限環境では失敗しやすい。
米国特許５，５３９，７４９において、セルラーシステム内の複数の基地局で作り出されたデータストリームを合体させる方法が提案されており、そこでは、複数の基地局からのデータの種々のストリームを、移動体局ユーザーの１つの基地局から次の基地局へのハンドオフを改善するために、結合点で、信頼性情報に基づいて連結するように提案されている。米国特許５，５３９，７４９は、実質的には、ユーザーチャネルのユーザー信号を送信するために複数のユーザー（ＭＳ）を用いた複数のチャネルと、マクロダイバース位置に分散配置される複数のマクロダイバースベースステーションと、前記複数のマクロダイバースベースステーションからのベースステーション信号を連結するためのアグリゲーター（Ｖ）と、を有する通信システムを示している。しかし、そのようなシステムは、ユーザーが順方向チャネルブロードキャスターと逆方向チャネル受信機が共に同じ位置に同数配置されている基地局へ逆方向チャネル上で送信する、従来のセルラーシステムの従来型アーキテクチャにより妨害されている。このような従来型アーキテクチャでは、逆方向チャネルの一般的に弱いリンクは不利であり、システム性能に対して制限を加える因子となる。
上記背景によれば、干渉環境から生じる通信問題は、干渉問題及び従来型セルラーシステムのその他の限界を克服する改善された無線通信システムに対する必要性を作り出している。
発明の概要
本発明は、複数の移動体ユーザーに対する、複数の順方向チャネル通信と、対応する複数の逆方向チャネル通信とを有する通信システムである。複数のコレクターが、ユーザーからの逆方向チャネル信号を受信するためにマクロダイバース位置に分散配置されている。各コレクターは通常、ユーザーからの逆方向チャネル信号を受信するためのマイクロダイバーシティ受信機を備えている。コレクターはこれらの逆方向チャネル信号をアグリゲーターに送る。アグリゲーターは、マクロダイバースコレクターから受信した信号を連結する。同一ユーザーに関するマクロダイバース、マイクロダイバース双方の複数のコレクター信号を連結すると、殆どビットエラーの無いアウトプットビットストリームができる。
ある実施例では、マイクロダイバース連結はコレクターで行われ、マクロダイバース連結はアグリゲーターで行われる。ある代替実施例では、マイクロダイバース連結のある部分又は全部が、アグリゲーター内でマクロ連結と並行して行われる。
複数のマクロダイバースコレクターでマイクロダイバーシティを使用するアグリゲーション法では、コレクターアンテナで受信されるユーザーからの信号が処理されて、各ビット毎に１つ又はそれ以上のビットのシーケンス及び対応する１つ又はそれ以上の信頼距離を作り出す。各コレクターでの複数のマイクロダイバースアンテナを通しての同一ユーザーからのインプットは、レイリー及び同様な外乱によるエラーを低減するために連結される。同一ユーザーに対する信号は処理されてビットのシーケンスを形成し、複数のマクロダイバースコレクターからの対応する信頼距離ベクトルはアグリゲーター内で連結され、シャドウフェージング及び同様な外乱によるエラーが低減される。アグリゲーターは複数のコレクターからのデータを処理し、連結し、結果としてできたストリームをデコードしてビットエラーの確率を低減する。連結プロセスは、各ビットに関する最終決定を行うため信頼距離を利用する。
ある実施例では、コレクターでの復調と信頼距離生成は、ソフト最尤シーケンス見積（ＭＬＳＥ）を使用するアルゴリズムのソフトウェア実行である。
本システムのある実施例では、コレクターの数はブロードキャスターの数より多いので、順方向チャネルジオメトリは逆方向チャネルジオメトリとは異なる。ブロードキャスターよりもコレクターの方が密度が高いジオメトリなので、ブロードキャスターからユーザーまでの順方向チャネル距離は、ユーザーからコレクターまでの逆方向チャネル距離よりも遙かに大きくなる傾向にある。このジオメトリは、ブロードキャスターのより高い出力、より高いアンテナ高による順方向チャネルのより強い作動に比べ、ユーザーのより低い出力、より低いアンテナ高による逆方向チャネルのより弱い作動を補償する。セルサイズ及びサービスにおける制限因子がユーザーのトランシーバーの送信機範囲である従来型のセルラーアーキテクチャとは異なり、本発明では、逆方向チャネル作動が改善されているので、高品質のサービスのできる大きなセルが可能になった。
本発明の上記及びその他の目的、特徴、利点は図と結びついた以下の詳細な説明により明らかとなるであろう。
【図面の簡単な説明】
図１は無線ユーザー用の通信システムを示しており、各ユーザーはユーザー信号を複数のコレクターに送信し、コレクターは各ユーザーのユーザー信号を連結するためアグリゲーターに送る。
図２は図１のシステムの逆方向チャネル通信構造を示す。
図３は、複数のブロードキャスターゾーンの中の無線ユーザーのための、１ブロードキャスターゾーン当たり複数のコレクターを有する無線ユーザーのための通信システムを示す。
図４はユーザートランシーバーを表したものである。
図５は、図４のユーザートランシーバーの送信機部分をより詳細に表したものである。
図６は、図４のユーザートランシーバーの受信機部分をより詳細に表したものである。
図７はコレクターを表したものである。
図８はコレクターを更に詳細に表したものである。
図９は、図８のコレクター内のコンバイナー１実施例である。
図１０は、図８のコレクター内のコンバイナーの代替実施例である。
図１１は、マクロダイバース位置にある複数のコレクターを示しており、コレクター信号をアグリゲーターに送っている。
図１２はアグリゲーターを表したものである。
図１３は、図１２のアグリゲーターのある実施例を詳細に表したものである。
図１４は、図１２のアグリゲーターの別の実施例を表したものである。
図１５はＧＳＭ信号を表したものである。
図１６はＭＳＬＥ格子状態線図を表したものである。
図１７は、図１６の型式のＭＳＬＥ格子状態線図の６シーケンシャルステージのある図を示す。
図１８は、図１６の型式のＭＳＬＥ格子状態線図の６シーケンシャルステージの他の図を示す。
図１９は、図１７及び図１８の状態線図から導き出された追跡ベクトルの図を示す。
図２０は、ビット５６、５７、５８、５９、６０、６１に関する図１６の型式のＭＳＬＥ格子状態線図の最後の６シーケンシャルステージの図を示す。
図２１は、追跡ベクトルと、逆方向走査から得られた信頼距離値を示す。
図２２は、マイクロダイバーシティ連結とマクロダイバーシティ連結を共に表したものである。
発明の詳細な説明
複数のコレクターを備えたセルラーシステム−図１
図１に、複数のユーザー１５との無線通信のための複数のコレクター１９を備えたゾーンを有するセルラーシステムを示す。このシステムでは、１つのゾーンマネジャー（ＺＭ）２０が、同報通信範囲ＢＲで規定されるゾーン内の複数のユーザー１５（移動体セルラーホン又は移動体局）への順方向チャネル送信のための１つの同報通信範囲ＢＲを確立する１つのＲＦブロードキャスター（Ｂ）１９を含んでいる。
ユーザー１５はそれぞれ、ゾーンマネジャー２０のブロードキャスター１６から順方向チャネル上で同報通信を受信するための受信機アンテナを持っている。又、ユーザー１５はそれぞれ、一般的にはブロードキャスター範囲ＢＲがカバーするよりもより限られた範囲をカバーするユーザー範囲（ＵＲ）を各ユーザー毎に確立する逆方向チャネル上で送信する送信機を持っている。
図１の実施例では、ユーザー１５は複数のコレクター１９のごく近くの位置にいる。各コレクターアレイ１９は、ユーザー１５からの逆方向チャネル通信を受信するだけでなく、逆方向チャネル通信をゾーンマネジャー２０のアグリゲーター（Ａ）１７へ送るための、送信機のような転送手段を持っている。図１のコレクター１９はそれぞれ、他のコレクター１９に対してマクロダイバース位置に配置されている。コレクター１９の位置は、範囲ＢＲ内でもよいし、範囲ＢＲ外ではあるが範囲ＢＲ内のユーザー１５の範囲内でもよい。どちらのケースでも、コレクター１９はＢＲが確立した同報通信ゾーンの近くにある。ブロードキャスター１６とアグリゲーター１７からコレクター１９までの距離は任意に大きくできる。ブロードキャスター１６とアグリゲーター１７は同じ位置にあってもなくてもよい。
図１では、ユーザー１５は各々、逆方向チャネルを通して各コレクター１９と通信する。１つ又はそれ以上のコレクター１９が、ユーザーの逆方向チャネル情報を含むコレクター信号をアグリゲーター１７に送り返すことにより、各ユーザー１５への逆方向チャネルを継続する。このやり方で、マクロダイバース逆方向チャネル通信の複数のコピーが、アグリゲーター１７で各ユーザー毎に受信される。図１では、説明を分かりやすくするため、逆方向チャネル用の通信経路は１人のユーザーに対してだけ示している。しかし、他のユーザーもそれぞれ同じやり方で、複数のコレクター１９と逆方向チャネルで通信している。
逆方向チャネル通信−図２
図２では、図１のコレクター１９がマクロダイバース位置にある。各コレクター１９にはマイクロダイバーシティアンテナ４８が含まれており、アンテナ４８はそれぞれ同一ユーザーからの逆方向チャネルユーザー信号を受信する。各コレクターでは、受信機４１が同一ユーザーからの逆方向チャネルユーザー信号を受信する。各コレクターでは、受信機４１がアンテナ４８からマイクロダイバーシティ信号を受信し、それらを連結して信号プロセッサー４２に渡す。信号プロセッサー４２はマイクロダイバーシティ信号を処理して、データビットのシーケンスと、ダイバーシティ処理に基づいて対応する信頼距離とを形成する。各マクロダイバーシティコレクター１９は（マイクロダイバーシティ処理による）同一ユーザーに関するデータビットと信頼距離とをアグリゲーター１７に送る。アグリゲーター１７は、同一ユーザーからのマクロダイバースコレクター信号を連結して、ユーザー信号を表す（マイクロダイバーシティ処理とマクロダイバーシティ処理の両方による）データビットの最終的シーケンスを提供する。
複数のコレクターを備えたゾーンを有するセルラーシステム−図３
図３に、複数のユーザー１５との無線通信のための複数のコレクター１９を備えた図１のゾーンのような複数のゾーンを有するセルラーシステムを示す。このシステムでは、１つのゾーンマネジャー（ＺＭ）２０−１が、同報通信範囲ＢＲ₁で規定される第１ゾーン内の複数のユーザー１５−１（移動体セルラーフォン又は移動体局）に順方向チャネル送信を同報通信するための同報通信範囲ＢＲ₁を確立するＲＦブロードキャスター（Ｂ）１６−１を含んでいる。同様に、１つ又はそれ以上の他のゾーンマネジャーがあって、例えばその代表のゾーンマネジャー（ＺＭ）２０−２は、同報通信範囲ＢＲ₂で規定される第２ゾーン内の複数のユーザーに順方向チャネル送信を同報通信するための同報通信範囲ＢＲ₂を確立するＲＦブロードキャスター（Ｂ）１６−２を含んでいる。図３のゾーンマネジャー２０−１及び２０−２は、複数のゾーンマネジャー２０の代表的なものであり、これらは領域マネジャー１２により制御される。領域マネジャー１２の構造及び作動に関する詳細は、先に挙げた関連出願「範囲拡大のためにコレクターアレイを用いたＴＤＭＡ無線通信のための方法と装置」に記載されている。
ある実施例では、領域マネジャー１２は、アンテナ９７−１を通して時間同期信号を送信するマスター時間送信機８４を含んでいる。代わりに、マスター時間信号は、全地球位置発見システム（ＧＰＳ）のような他のソースから何れの箇所ででも入手することができる。時間同期信号は、各ユーザー（移動体局）と関係する複数のコレクターに対してコレクター信号を同期させるために使用される。
図１と図３のシステムでは、ある好適なモードはＴＤＭＡ通信を使用しているが、ＣＤＭＡ及びＳＤＭＡを含む多重アクセスの他のモードも本発明の範囲内にある。
図３では、ゾーンマネジャー２０−１とブロードキャスター１６−１は、同報通信ゾーン内にあるユーザーグループ１８−１、．．．．１８−ｃ、．．．．１８−Ｕ内の複数のユーザーに順方向チャネル送信を同報通信するために、同報通信範囲ＢＲ１を確立する。ユーザーグループ１８−１はＵ（１；１）、Ｕ（１；２）、．．．．Ｕ（１；Ｕ₁）で示される複数のユーザー１５−１を含み、ユーザーグループ１８−ｃはＵ（ｃ；１）、．．Ｕ（ｃ；ｕ）、．．Ｕ（ｃ；Ｕ_c）で示される複数のユーザー１５−ｃを含み、ユーザーグループ１８−ＵはＵ（Ｕ；１）、Ｕ（Ｕ；２）、．．Ｕ（Ｕ；Ｕ_U）で示される複数のユーザー１５−Ｕを含む。ユーザーグループ１８−１、．．．．１８−ｃ、．．．．１８−Ｕの各ユーザー（以降時にユーザー１５とも呼ぶ）は、ゾーンマネジャー２０−１のブロードキャスター１６−１から順方向チャネルで同報通信を受信するための受信機アンテナを持っている。又、ユーザー１５はそれぞれ、一般的にはブロードキャスター範囲ＢＲがカバーするよりもより限られた範囲をカバーするユーザー範囲（ＵＲ）を各ユーザー毎に確立する逆方向チャネル上で送信する送信機を持っている。図３では、ユーザー範囲ＵＲ_U(c;1)はユーザーＵ（ｃ；１）に対して示されている。
ある実施例では、グループ１８−１のユーザーはＣ１コレクターアレイ１９−１の直ぐ近くに位置しており、グループ１８−ｃのユーザーはＣｃコレクターアレイ１９−ｃの直ぐ近くに位置しており、グループ１８−ＵのユーザーはＣＵコレクターアレイ１９−Ｕの直ぐ近くに位置している。コレクターアレイ１９−１、．．、１９−ｃ、．．、１９−Ｕ（おのおの全般的には、コレクター１９と表す）はユーザー１５から送信を受信するための受信アンテナを持っている。各コレクターアレイ１９は、ユーザー１５から逆方向チャネル通信を受信するばかりでなく、逆方向チャネル通信をゾーンマネジャー２０−１のアグリゲーター（Ａ）１７−１へ送るための、送信機のような転送手段も持っている。図３のコレクターアレイ１９はそれぞれ、単一の位置に配置された単一エレメント（コレクター）でもよいが、異なる位置に配置された複数のエレメント（コレクター）であるのが好ましい。コレクター１９の位置は範囲ＢＲ₁内でもよいし、範囲ＢＲ₁外ではあるが範囲ＢＲ₁内のユーザーの範囲内であってもよい。何れのケースでも、コレクターアレイ１９は、ＢＲ₁によって確立された同報通信ゾーンに近接している。ブロードキャスター１６−１とアグリゲーター１７−１からコレクター１９までの距離は任意に大きくできる。ブロードキャスター１６−１とアグリゲーター１７−１とは同じ位置にあってもなくてもよい。
図３では、コレクターアレイ１９−１は、例えば、ローカルエリアに分布されマクロダイバーシティを達成するために間隔をおいて配置されているＮｃコレクターＣ１、Ｃ２、Ｃ３、．．、Ｃ−Ｎｃを含んでいる。一般的に、各ユーザー１８は複数の異なるコレクター１９と通信する。どの時点おいても、ゾーンマネジャー２０−１内のコントローラー１４は、どのユーザーがどのコレクターを通して通信するのかを選択できる。ゾーンマネジャー２０−１及び／又は領域マネジャー１２はコンピューターと、例えばこの選択をコレクターグループとして記憶するコンピューターメモリーとを含んでいる。コントローラー１４は時々、システムの性能を維持するため特定のユーザーに関するコレクターグループを変更する。
図３では、ユーザーＵ（１；１）；Ｕ（１；２）；．．；Ｕ（１；Ｕ₁）はそれぞれ逆方向チャネルで各コネクターＣ１、．．、Ｃ−Ｎｃと通信している。１つ又はそれ以上のコレクターＣ１、．．、Ｃ−Ｎｃは次に、ゾーンマネジャー２０−１内のアグリゲーター１７−１に信号を送り返して、各ユーザー１５−１への逆方向チャネルを継続する。このやり方で、逆方向チャネル通信の複数のコピーが、アグリゲーター１７−１で各ユーザー毎に受信される。図３では、アグリゲーター１７−１への逆方向チャネルの通信経路が、Ｕ１ユーザーＵ（１；１）に関してのみ示されている。しかし、他のユーザー１８−１それぞれが同じやり方で、複数のコレクターＣ１、．．、Ｃ−Ｎｃと逆方向チャネルで通信する。
図３では、１つのユーザーグループに対して２つ以上のコレクターが使用されているので、ユーザー時間の進み又は遅延の選択がこの環境下で最適化される。又、ユーザーは通常移動体であり、ユーザーの位置と、システムコンポーネント間の種々の無線信号伝搬時間は時間的に変化する。それ故同期処理は、ゾーンマネジャー２０−１又は領域マネジャー１２により決められた規準に則って必要に応じ繰り返されるが、ユーザーにとって期待される速度に関してシステムオペレーターがセットした時間に、定型的に行われるようにしてもよい。複数のコレクターにおける複数のユーザーに対するタイミング要件は先の関連出願に述べられている。ユーザーグループは、ユーザーの移動につれ、同期通信が維持できるように編成、再編成される。ゾーンマネジャー２０−１及び／又は領域マネジャー１２はコンピューターと、例えばユーザーのアイデンティティをユーザーグループとして記憶するコンピューターメモリーとを含んでいる。図３のユーザーグループは、例えば、ユーザー１５に通常の周波数帯内のタイムスロット（ＴＳ）が割り当てられるＴＤＭＡプロトコルで作動する。
図３のシステムの作動においては、ディジタルＲＦ信号はユーザー１５からコレクター１９のアンテナで受信され、受信された信号は処理され、ビットのシーケンスが作り出される。コレクター１９がユーザー１５からのディジタル信号を復調して受信された信号ビットを検知すると、コレクターは又、各受信信号ビットの品質の評価、即ち、各ビットに対する各論理１又は論理０ビット決定の確率的信頼性の評価を提供するためにアルゴリズム的に作動する計測を行う。品質の評価は各ビットに対する信頼距離となる。この処理には、レイリーフェージング又は同様な外乱によるエラーを低減するため、同一コレクターに配置された２つ又はそれ以上のマイクロダイバースアンテナからのインプットを連結することが含まれる。更に、複数のマクロダイバースコレクター１９からの信頼距離はアグリゲーター１７に送られ、シャドウフェージング又は同様な外乱によるエラーを更に低減するため連結される。
図３のシステムでは、Ｎ_cで示されるコレクター１９の数はＮ_bmで示されるブロードキャスター１６の数より多いので、順方向チャネルジオメトリは逆方向チャネルジオメトリとは異なる。ブロードキャスターよりもコレクターの方が密度が高いので、順方向チャネル距離、例えばブロードキャスター１６−１からユーザー１５−ｃ、Ｕ（ｃ；ｕ）までの距離

は、ユーザー１５−ｃからコレクター１９−ｃまでの逆方向チャネル距離

よりも遙かに大きくなる傾向にある。従って、逆方向チャネル作動はうまく最適化される。
ユーザーのトランシーバー−図４、５、６
図４では、ユーザートランシーバー２５が図３のユーザー１５それぞれのトランシーバーを表している。ユーザートランシーバー２５は、受信アンテナ２８と送信アンテナ２９とを有するＲＦサブシステムグループ２６を含んでいる。受信アンテナ２８は、図３のゾーンマネジャー２０−１内のブロードキャスター１６−１からの順方向チャネル通信を受信する。送信アンテナ２９は、例えば、図３のユーザーＵ１に関して、複数のコレクターＣ１、．．、Ｃ−Ｎｃに達するユーザー送信範囲で送信する。
図４では、ＲＦサブシステムグループは信号プロセッサーグループ２７と通信する。信号プロセッサーグループはセルラーフォンに対する音声信号を受信及び送信するのに必要な処理を行う。
図５では、ユーザー送信機２１が、図４の一部を形成するものであるが、ＲＦサブシステムグループ２６と信号プロセッサーグループ２７を含めて示されている。逆方向チャネル通信に関しては、音声入力はスピーチコーダー３４、ブロックコーダー３０、コンボリューションコーダー３３、インタリーバー３２、ＧＳＭ実施例中のガウス最小偏位（ＧＭＳＫ）変調器３８のような信号変調器、ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器３５を通って、ＩＦ／ＲＦユニット３６と送信アンテナ２９に接続されている増幅器３７とを含むＲＦサブシステムグループ２６に至る。
図６では、ユーザー受信機２２が、図４の一部を形成するものであるが、ＲＦサブシステムグループ２６と信号プロセッサーグループ２７を含めて示されている。受信アンテナ２８は増幅器３７とＩＦ／ＲＦユニット３６を含むＲＦサブシステムグループ２６に接続され、ＩＦ／ＲＦユニット３６から更に、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器３５、イコライザー３１、デインタリーバー３２、コンボリューションデコーダー３３、ブロックデコーダー３０、スピーチデコーダー３４へと繋がり、スピーチデコーダー３４は音声に変換することのできるディジタル波形を出力する。
コレクター−図７、８
図７では、コレクター４５は、図１、２、３のコレクターＣ１、．．、Ｃ−Ｎｃを代表するものである。図７では、コレクター４５は、アンテナ４８−１、．．、４８−Ｎａを代表とする２つ又はそれ以上のマイクロダイバーシティ受信アンテナを有するＲＦサブシステムグループ４１を含んでいる。アンテナ４８−１、．．、４８−Ｎａはそれぞれ、図４の型式の複数のユーザートランシーバー２５の各々から送信された信号を受信する。ＲＦサブシステムグループ４１が受信した単一のユーザーからの受信信号の各表示はデータのバーストの形に繋がれ、信号プロセッサーグループ４２に送られる。アンテナ４８−１、．．、４８−Ｎａからの受信されたデータのバーストは図７で、各々¹Ｂ_r、．．、^NaＢ_rと表されている。信号プロセッサーグループ４２は単一のユーザーに関する複数の受信バーストを処理し、単一のユーザーからの信号を表す信号処理バーストＢ_pを形成する。処理されたバーストＢ_pは、処理されたバーストＢ_pを含むデータの各ビットの信頼性を表す信頼距離ベクトルＣＭを有する。処理されたバーストはそれぞれ、ビットβ_p1、β_p2、．．、β_pB及び信頼距離ベクトルＣＭを有し、対応する信頼距離Ｃｍ₁、Ｃｍ₂、．．、Ｃｍ_Bを有する。信号のパワー又は他の特性を計測する計測信号が形成される。処理されたバーストＢ_p、信頼距離ベクトルＣＭ、計測値Ｍはインタフェースユニット４６に送られ、インタフェースユニット４６はこれらの信号をフォーマットし、送信するか又は図３のゾーンマネジャー２０−１のアグリゲーター１７−１への逆方向チャネル信号として連結する。
図７では、信号プロセッサーグループ４２は、各コレクターからのコレクター信号を他のコレクターそれぞれからの信号と時間同期させるタイミング情報を受信する。例えば、各コレクターは、時間同期化信号を受信するための全地球位置発見システム（ＧＰＳ）受信機（図示せず）を持っている。代わりに、又は追加して、図３のゾーンマネジャー２０と領域マネジャー１２が同報通信するか、時間同期化情報を送信することもできる。この信号プロセッサーは、インタフェースユニット４６から送られてきたコレクター制御（ＣＣ）信号内にタイムスタンプを供給する。
図７では、コントロール５０が、コレクターの他のユニットと関係する制御関数を実行し、特に、図３の領域マネジャー１２又は他のタイミングソースから、アンテナ９７−２を通して時間同期化信号を受信する。
図８では、図７のコレクター４５が更に詳しく示されている。図８では、ＲＦサブシステムグループ４１は、ユーザー１５からの信号をマイクロダイバーシティアンテナ４８−１、．．、４８−Ｎａで受信し、チャネライザー／ディジタイザー５２に送るＲＦダイバーシティユニット５１を含んでいる。チャネライザーは、各搬送波Ｎ₁、．．、Ｎ_jc毎にアウトプットで処理するために各搬送波上の信号を分離する。１つの搬送波に対するチャネライザー／ディジタイザー５２からのディジタル信号が信号プロセッサーグループ４２−１に、特にバッファ９８に入力される。アドレスユニット１９９は、マイクロコンバイナー５３で処理するため、個別のユーザーに対応するバーストをバッファ９８から選び出す。マイクロコンバイナー５３は、処理されたバーストＢ_p内の処理されたデータビットと、信頼距離ベクトルＣＭ内の関係する信頼距離値とを出力する。信号プロセッサー４２−１からのデータと距離値は、インタフェースユニット４６内のフォーマットユニット４３に直接送られる。
図８では、複数の信号プロセッサー４２−１，．．、４２−Ｎ_jcが、チャネライザー／ディジタイザー５２からのチャネル信号毎に１つのプロセッサーを備えた信号プロセッサーグループ４２を形成する。各信号プロセッサーはプロセッサー４２−１に似ており、インタフェースユニット４６にインプットを提供する。１つの搬送波に対するチャネライザー／ディジタイザー５２からのディジタル信号は、信号プロセッサー４２−１、．．、４２−Ｎｃの１つと、信号プロセッサー４２−１内のバッファ９８のような対応するバッファにインプットされる。信号プロセッサー４２−１、．．、４２−Ｎｃからのデータ及び距離値は全て、アグリゲーターに送るため、フォーマットユニット４３に直接送られる。
図８では、コントロール５０はコレクターの他のユニットと関係する制御関数を実行し、特に図３の領域マネジャー１２又は何らかの他のタイミングソースからアンテナ９７−２を通して時間同期化信号を受信する。コントロール５０は、インタフェースユニット４３により制御コード（ＣＣ）フィールドに時々挿入されるタイムスタンプを生成するので、１つ又はそれ以上のバーストはそれぞれ、異なるコレクターで処理される同一ユーザーからの同一バーストに時間的相関関係を与えるためアグリゲーターで使用されるタイムスタンプをコレクター内に持つことになる。
図８では、アドレスユニット１９９は、バッファ９８内への信号の書き込みと、バッファ９８からの信号の読み取りを制御する。アドレスユニット１９９は、コントロール５０からの粗いタイミング情報と、マイクロコンバイナー５３からの細かい情報とによって同期化される。細かいタイミング情報は、従来からのやり方で、後に図１５と関係付けて説明するように、受信されたバーストのタイミングシーケンスとの相関関係により導き出される。
更に、信号計測ユニット５４はコンバイナー５３から信号を受信し、受信したバースト又はコンバイナー５３からの処理された信号上にパワー又は他の計測値を形成し、計測信号Ｍを形成し、これをインタフェースユニット４６にインプットする。
フォーマットユニット４３は、信号プロセッサーグループ４２からのデータ及び距離値のフォーマットを変え、信号Ｂ_p／ＣＭ／Ｍ／ＣＣを形成し、フォーマットユニット４３はそれを信号送信ユニット４４に送る。コレクター４５の送信ユニット４４は送信するか、或いは逆方向チャネルユーザー情報Ｂ_p／ＣＭ／Ｍ／ＣＣを図３のゾーンマネジャー２０−１のアグリゲーター１７−１に送る。コレクター４５とアグリゲーター１７−１の間の送信媒体は、ワイヤ又は光ファイバーのような地上線でもよいし、帯域内或いは帯域外何れかのＲＦ送信信号を使用するＲＦ送信でもよい。
マイクロコンバイナー−図９、１０
図９に、図８のコンバイナー５３の１つの実施例を詳細に示す。受信されたデータバースト¹Ｂ_r、．．、^NaＢ_rはそれぞれ対応する従来型ＭＬＳＥシングルセンサーイコライザー８１−１、．．、８１−Ｎａにインプットされる。ＭＬＳＥシングルセンサーイコライザー８１−１、．．、８１−Ｎａはそれぞれ、インプットされたデータバースト¹Ｂ_r、．．、^NaＢ_rを処理し、それぞれ対応する処理されたバースト¹Ｂ_p、．．、^NaＢ_p及び対応する信頼距離ベクトル¹ＣＭ、．．、^NaＣＭをアウトプットとして出す。処理されたバースト¹Ｂ_p、．．、^NaＢ_p及び対応する信頼距離ベクトル¹ＣＭ、．．、^NaＣＭはステージコンバイナー８３にインプットされ、ステージコンバイナー８３は（平均化又は他の組み合わせにより）受け取ったデータバースト¹Ｂ_r、．．、^NaＢ_rを連結して処理されたデータバーストＢ_pを形成し、対応する信頼距離ベクトル¹ＣＭ、．．、^NaＣＭを連結して合成信頼距離ベクトルＣＭを形成する。図９のマイクロコンバイナー５３は以下に説明するように、表３Ａ及び式１Ａに従って作動する。処理されたデータバーストＢ_pは処理されたバーストビット値β_p1、β_p2、．．、β_pB及び合成信頼距離ベクトルＣＭを含み、対応する信頼距離Ｃｍ₁、Ｃｍ₂、．．、Ｃｍ_Bを含み、ここに添字のＢはバースト中のビットの数及び対応する信頼距離の数であり、各ビット毎に１信頼距離である。
図９のステージコンバイナー８３は、図１のユーザー１５の中の同一の特定の１つに関する逆方向チャネル信号を表す複数のバースト¹Ｂ_p、．．、^cＢ_p、．．、^NaＢ_pを受け取り、品質距離に基づいてそれらを連結する。^cＢ_pを代表とするようなバーストはそれぞれ、信頼距離^QＣｍ₁、^QＣｍ₂、．．、^QＣｍ_Bを有する信頼距離ベクトル^QＣＭにより表されるデータビット^Qβ_p1、^Qβ_p2、．．、^Qβ_pb、．．、^Qβ_pBを含む。^cＣｍ_bを代表とするような信頼距離はそれぞれ、数^Qｃ_pの形をしており、ここに、^Qｃ_pは通常２バイトのデータで表され、（−ａ）＜^Qｃ_p＜（＋ａ）であり、振幅ａが^Qｃ_pに関する範囲を示す。Υは信頼距離内のビットの数に等しく、ａ＝２^Υ-1である。大きな正の信頼距離値^Qｃ_pは^Qｃ_pが２進法１である高い信頼を示す。大きな負の信頼距離値^Qｃ_pは、^Qｃ_pが２進法０である高い信頼を示す。説明の実施例では、論理１値及び論理０値は^Qc_pの符号で表され、正の符号は１、負の符号は０である。より一般的には、信頼距離^QＣｍ₁、^QＣｍ₂、．．、^QＣｍ_b、．．、^QＣｍ_Bは、バースト^QＢ_p内のＢビットのそれぞれに対し符号付きの数^Qｃ₁、^Qｃ₂、．．、^Qｃ_b、．．、^Qｃ_Bで表される。
実施例では、各ビットのＮａ表現¹β_pb、²β_pb、．．、^Naβ_pbは各ビットに対する信頼距離₁Ｃｍ_b、²Ｃｍ_b、．．、^NaＣｍ_bによって作り出され、各々、各数^αｃ_bが（−ａ）と（＋ａ）の範囲にあるような数¹ｃ_b、²ｃ_b、．．、^Naｃ_bでそれぞれ計測されるが、各ビットに対する平均アグリゲート信頼距離^aggｃ_bは以下の式で表される。

図１０に、図８のコンバイナー５３の他の実施例を詳細に示す。受信されたデータバースト¹Ｂ_r、．．、^NaＢ_rはマルチセンサーイコライザーマイクロコンバイナー５３にインプットされる。図１０のマルチセンサーイコライザーマイクロコンバイナー５３は以下に説明するように、表３Ｂ及び式１Ｂに従って作動する。マルチセンサーイコライザーマイクロコンバイナー５３は、インプットされたデータバースト¹Ｂ_r、．．、^NaＢ_rを処理し、処理されたバーストＢ_p及び対応する信頼距離ベクトルＣＭをアウトプットとして出す。図１０のアウトプットは図９のアウトプットに似ているが、図９のアウトプットが個々のプロセスで作り出されるのと違って、図１０のアウトプットは一体化されたプロセスで作り出される。図１０のマイクロコンバイナーは、図９の実施例に比べ、多くの環境下でより効率的であり、より優れた信号処理能力を持っている。
マルチコレクターの構成−図１１
図１１では、複数のコレクター４５−１、４５−２、．．、４５−Ｎｃは、図１のコレクター１９−１と同じように、それぞれユーザー１５のようなユーザーから逆方向チャネル通信を受信する。各ユーザー１５に対して、コレクター４５−１₁、４５−１₂、．．、４５−１_Ncはそれぞれ、データバースト¹Ｂ_p、²Ｂ_p、．．、^NcＢ_p及び対応する信頼距離ベクトル¹ＣＭ、²ＣＭ、．．、^NcＣＭを作り出すが、これらは全て、長い距離がコレクターを分けているので、マクロダイバーシティ付きのユーザー１５からの同じ通信を表す。これらの空間的マクロダイバースデータバースト¹Ｂ_p、²Ｂ_p、．．、^NcＢ_p及び対応する信頼距離ベクトル¹ＣＭ、²ＣＭ、．．、^NcＣＭは、図１１で¹Ｂ_p／¹ＣＭ／¹Ｍ、²Ｂ_p／²ＣＭ／²Ｍ、．．、^NcＢ_p／^NcＣＭ／^NcＭと表示されているフォーマットされた形でアグリゲーター１７−１に送られる。アグリゲーター１７−１は空間的ダイバースデータバースト¹Ｂ_p、²Ｂ_p、．．、^NcＢ_p及び対応する信頼距離ベクトル¹ＣＭ、²ＣＭ、．．、^NcＣＭを連結し、対応する最終的信頼距離ベクトルＣＭ_f付きのデータバーストＢ_fの最終単一表現を形成する。アグリゲーター１７−１は、データバースト¹Ｂ_p、²Ｂ_p、．．、^NcＢ_p及び／又は対応する信頼距離ベクトル¹ＣＭ、²ＣＭ、．．、^NcＣＭの選択又は処理において計測信号¹Ｍ、²Ｍ、．．、^NcＭを使用してもしなくてもよい。例えば、特定のバーストが、低品質の信号と関係している場合、そのバーストはアグリゲーションに含めなくてもよい。信号の品質は、チャネルモデル減衰評価に基づいて１サンプルで計測される。
チャネルモデル減衰は受信信号の（ノイズ構成要素から区別される）情報構成要素の強さに比例する。チャネルモデル減衰は（例えば、受信インプットサンプルの平均二乗値として計測される）総計測インプットパワーと組み合わせて、受信信号のＳＮ比を求めるのに使用される。ＳＮ比で表されるチャネルモデル減衰がある閾値以下の場合、信号品質は低いと判断され、特定のバーストがアグリゲーションから排除される。
アグリゲーター−−図１２，１３，１４
図１２のブロック線図は、図３、図１１のゾーンマネジャー２０−１のアグリゲーター１７−１を示す。アグリゲーター１７−１は、図８、図１１の型式のコレクター４５の信号送信ユニット４４が送信した信号を受信しフォーマットする受信／フォーマットユニット６１を含んでいる。受信信号¹Ｂ_p／¹ＣＭ／¹Ｍ／¹ＣＣ，²Ｂ_p／²ＣＭ／²Ｍ／²ＣＣ，．．．，^NCＢ_p／^NCＣＭ／^NCＭ／^NCＣＣはフォーマットされた後、マクロダイバーシティ連結のために受信信号を処理する信号プロセッサ６２に接続される。フォーマットグループ６１はタイムスタンプと他のコレクター制御（ＣＣ）情報を使い、異なるコレクターからの信号を同じユーザーのために整合する。更に特定すると、１つ又はそれ以上のバーストそれぞれに対するフォーマットユニット６１は、制御フィールドからのタイムスタンプ¹ＣＣ，²ＣＣ，．．．，^NCＣＣを比較整列し、異なるコレクターからの対応データ、信頼距離信号、計測信号が同じ共通ユーザーに関して整列されるようにする。
図１３にアグリゲーター１７−１の信号プロセッサ６２を更に詳しく示す。図１３の信号プロセッサ６２は、例えば図３のユーザーＵ１又は図１１のユーザーＵ１５のようなユーザーの内の一人からのバースト信号処理を表し、例えば図３のコレクターＣ１，Ｃ２，．．．，Ｃ−Ｎｃ、図１１のコレクター４５−１，４５−２，．．．，４５−ＮｃといったＮｃ個のアクティブコレクターを通して受信されるユーザーからのＮｃ個の逆方向チャネル信号を表す。
図１３で、一人のユーザーに関する９６における［¹Ｂ_p，¹ＣＭ］、［²Ｂ_p，²ＣＭ］，．．．，［^NcＢ_p，^NcＣＭ］を含むデータと距離値のＮｃ個のペアはマクロダイバーシティコンバイナーで連結され、データと距離値の単一に最終的アウトプットペア［Ｂ_f，ＣＭ_f］が７８で形成される。
図１３の信号プロセッサ６２は一実施例であり、計測信号¹Ｍ，²Ｍ，．．，^NCＭを使わなくてもよい。信号プロセッサ６２はマクロダイバーシティコンバイナー７３、デインタリーバー７４、デコンボルーションユニット７５、ブロックデコーダー８５を含むコンバイナーで形成される。コンバイナー７３からのデータと距離値はデインタリーバー７４中でデインタリーブされ、デコンボルーションユニット７５中でデコンボルブされる（コンボルーションコードを除く）。デコンボルーションユニット７５からのデータと距離のアウトプットはブロックデコーダー８５に送られ、次いで通信網７６へ送られ、通信網を通じた最終的接続の後、音声デコーダー７７へ送られ、図４のユーザートランシーバーにインプットされたユーザー音声信号に対応するユーザー音声信号が再確立される。
図１４の一ユーザーに関するデータと距離値と計測値から成るＮｃ個のセット９６は、マクロダイバーシティコンバイナー内での連結を目的とする信号プロセッサ６２に供給され、データと距離値から成る単一アウトプットペア７８が形成される。信号プロセッサ６２は、グループ９９−１、９９−２、．．．，９９−Ｎｇを含む複数のコンバイナーユニットグループ９９で形成され、各グループはマクロダイバーシティコンバイナー７３、デインタリーバー７４、デコンボルーションユニット７５、ブロックデコーダー８５を含んでいる。
図１４の信号プロセッサ６２は、データと距離値の内のどれがマクロダイバーシティコンバイナー７３−１、７３−２、．．．、７３−Ｎｇ内で使われるかを決定するため計測信号¹Ｍ，²Ｍ，．．．，^NCＭを受信、処理する計測プロセッサ９１を含んでいる。一例では、計測信号は受信バーストのパワーの計測値であり、パワーレベルが閾値以下のバーストは更なる処理を受けるよう選択されることがない。セレクタ９３は、データと距離値のインプットペアの内の異なるペアを、マクロダイバーシティコンバイナー７３−１、７３−２、．．．、７３−Ｎｇへのインプットとして選択する。
例えばコンバイナー７３−１はインプット９６の全ペアを受信し、コンバイナー７３−２は例えば３組のインプットペアを受信し、コンバイナー７３−Ｎｇは１組のインプットペアだけを受信するといったことが許される。勿論セレクタ９３はインプットセットの任意の組合せを選択してもよい。
図１４の計測プロセッサ９１は、データビット¹β_p，²β_p，．．．，^Ncβ_pに対応する重み係数¹ｗ_b，²ｗ_b，．．．，^αｗ_b，．．．，^Ncｗ_bを提供する。重み係数は例えば計測プロセッサ９１からの計測パラメータに基づきビット値の組合せを重み付けするのに使われる。
コンバイナー７３−１、７３−２、．．．、７３−Ｎｇからのデータと距離値はそれぞれ、デインタリーバー７４−１、７４−２、．．．、７４−Ｎｇ中でデインタリーブされ、デコンボルーションユニット７５−１、７５−２、．．．、７５−Ｎｇ中でデコンボルートされる。デコンボルーションユニット７５−１、７５−２、．．．、７５−Ｎｇからのデータと距離のアウトプットはそれぞれ、ブロックデコーダー８５−１、８５−２、．．．、８５−Ｎｇへ送られ次いでセレクタ９５に送られる。セレクタ９５は例えば、削除選択制御装置９４へインプットされブロックデコーダー８５−１、８５−２、．．．、８５−Ｎｇからのフレーム削除信号で作動する。削除選択制御装置９４は、フレーム削除信号に関係するアウトプット７８−１、７８−２、．．．、７８−Ｎｇの内の任意のものがアウトプットとして送られないようにしてよい。アウトプット７８−１、７８−２、．．．、７８−Ｎｇの内の２つ以上がフレーム削除信号なしで利用できる場合、選択される一アウトプットは計測プロセッサ９１からの特定の計測信号に対応する。例えば最もパワーレベルの高い信号が選択される。ブロックデコーダー８５−１、８５−２、．．．、８５−Ｎｇはセレクタ９５経由で通信網７６に送られ、通信網と接続された後、図１３のように最終的にボコーダ７７に接続され、図４のユーザートランシーバーにインプットされたユーザー音声信号に対応するユーザー音声信号が再確立される。
ＧＳＭデータバースト−図１５
図３のシステムでは、搬送波周波数ｗ₁（ｔ）、ｗ₂（ｔ）、．．．、ｗ_j（ｔ）は搬送波ＣＨ₀，ＣＨ₁，．．．，ＣＨ_c，．．．，ＣＨ_Cの中心周波数である。ＧＳＭの実施例の場合、各搬送波の帯域は２００ＫＨｚである。デジタルデータのビット速度は２７０．８３３ｘ１０³ビット／秒である。データはガウス最小偏位（ＧＭＳＫ）変調で送信され、各搬送波が２００ＫＨｚ帯域内に収まるようにフィルタ処理される。ＧＳＭシステムの場合、情報信号はデジタル形式で表され、論理１と論理０を有する。
ＧＳＭシステムでは、通常各搬送波は時分割多重化により更に８つのチャネルに分割され、８つのタイムスロットＴＳ₀，ＴＳ₁，．．．，ＴＳ₇が形成される。ＧＳＭシステムの各タイムスロットは、５７７ｘ１０^-6秒間で１５６．２５ビットを含むように定義される。各タイムスロット中のこれらビットは論理１又は論理０として選択され、データと制御情報を含んだ情報を送信する。
図１５はＧＳＭ信号のデータバーストを表す。データビットは、例えば３つの開始ビット（３Ｔ）と３つの終止ビット（３Ｔ）という既知の論理状態（１又は０）に関する１つ以上の開始及び終止ビットを含んでいる。更に、合計で６１個のリーディングデータビットのための５７＋１の追加データビットと、２６ビットのトレーニングシーケンス（ＴＳ）と、トレーニングシーケンスの後の合計で６１個のデータビットのための５７＋１の追加データビットが存在する。全体バーストの後には、バーストとバーストの間を分離する８．２５ビットのガードピリオドが続く。
図１５で、トレーニングシーケンスの前で受信される６１個のデータビットの並び順は、β_rB，．．．，β_rb，．．．，β_r3，β_r2，β_r1、トレーニングシーケンスの後で受信される６１個のデータビットの並び順は、β_r1，β_r2，β_r3，．．．，β_rb，．．．，β_rBである。但し記載例のＢは６１である。
処理と信頼距離生成--図１６−２１
図３と図１１のシステムの作動で、デジタルＲＦ信号はユーザー１５からのバーストとして、図３のコレクター１９のアンテナ（図１１のコレクター４５）で受信され、この受信信号バーストは処理されて受信信号サンプルのシーケンスβ_rbとなり、更に処理されて信頼距離Ｃｍ_b、対応受信ビットβ_pbを形成する。信頼距離Ｃｍ_bを形成するためコレクターは、各受信信号サンプルβ_rbとの品質に関する見積、即ち各受信信号サンプルβ_rbに対する論理１又は論理０の各決定に関する確率的な信頼性の見積をアルゴリズム的に提供する。或る実施例ではソフト最尤シーケンス見積（ＭＬＳＥ）を使い信頼距離を形成する。
ＭＬＳＥ処理が各受信信号サンプルβ_rb，ｂ＝１，２，．．．．，Ｂに関して行われ、処理されたビットβ_pb，ｂ＝１，２，．．．，Ｂが生成される。処理は、ユーザー１５からコレクター１９までの送信中にバーストが出会う実際の無線チャネル送信の見積であるチャネルモデルに基づいてなされる。チャネルは複素有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタとして帯域でモデル化される。
データビットｂ＝１，２，．．．，Ｂ及びチャネルモデルタップｔに関するｘビットチャネルモデルの処理変数を下記の表１Ａに示す。但しｔ＝０，１，．，ｔ，．，Ｔ、Ｔ＝２^X−１である。

ミクロダイバーシティを用いる場合、チャネルモデルは各アンテナ毎に導き出され、表１Ａのチャネル目標値が計算され、受信バーストサンプルはＮａアンテナの各々に対して、受信バーストサンプルが存在するが、それらをバースト中の全サンプル（ｂ＝１，２，．．，Ｂ）に拡大した場合について以下の表１Ｂで示す。

図１６の格子線図は、ｘ＝３の場合についてサンプル毎（ビット毎とも呼ばれる）基準で受信サンプルを処理したものを示す。一実施例のＧＳＭシステムの場合、Ｘは５である。図１６の現在の受信ビット（サンプル）β_rbは、ｂ−１で指定される先行状態を有する過去ビットβ_rb-1と共に、ｂで指定される現在状態を有する。先行状態はｂ−１及びｂ−２の記号を含んでいる。図１６による処理には、各受信ビットβ_rb、（ｂ−１，ｂ−２）の先行ステージ、（ｂ，ｂ−１）の現在ステージが関係している。処理の際、処理変数ｋ、ｍ、ｔが下表２に従って定義される。

表２で、ｋ値は（ｂ，ｂ−１）ステージの現在状態の値、ｋ_dはｋのデシマル等価値、ｍ値は（ｂ−２）、ｔ値はｋ_d（２^x-2）＋ｍである。受信データビットβ_rb、ｂ＝１，２，．．，Ｂを処理データビットβ_pb、ｂ＝１，２，．．，Ｂに変換するビットシーケンシングアルゴリズムを以下のシーケンス１に示す。
シーケンス１
版権 セルラーテレコム社、１９９７年
（０）ガウス最小偏位（ＧＭＳＫ）信号を二相偏位（ＢＰＳＫ）信号の近似値にコンバートするため、受信バーストＢ_r（ＧＳＭ実施例の場合）を使ってデローテイトする。
（１）受信バーストＢｒ内の受信トレーニングシーケンスＴＳ_rのロケーションを識別するため、記憶された既知のトレーニングシーケンスＴＳ_sと受信バーストＢ_rを相関付ける。
（２）ｘタップを有し［ＣｈＭｏｄ］＊［ＴＳ_s］＝［Ｔｓ_r］となるｘビットチャネルモデルＣｈＭｏｄを計算する。但し「＊」はコンボルーション関数を表す。ＧＳＭ実施例では、最大の相関値を取り巻くステップ１からの相関値をチャネルモデルとして使うことができる。
（３）シンボル＋１と−１に関する長さｘシーケンスの２^x個の可能な組合せとチャネルタップ値とのドット積により形成される２^x個の可能なアウトプットの各々に関し、２^x個の複素チャネルモデル目標値_tＣＴを計算し記憶する。
（４）各ビットｂに関する転送プロセス。但しｂ＝１，２，．．．，Ｂ−１，Ｂ
現在の各状態ｋについて
２つの先行状態ｍについて
複素受信サンプルＢ_rb値と対応複素チャネルモデル目標値_tＣＴの間の二乗距離を計算し、関連分岐距離_tＢＭ_bを計算する。但しｔ＝ｋ_d（２^x-2）＋ｍである。
関連分岐距離_tＢＭ_bに、先行状態ｍの先行経路距離_qＰＭ_b-1を加え、候補経路距離_qＰＭ_bを計算する。但しｑ＝２ｋ_d（ｍｏｄ２^x-1）＋ｍである。
候補経路距離の内の最小値_qＰＭ_bを、現在状態に関する勝った実際経路距離_kDＰＭ_bとして選択する。
初期信頼距離_kDＣＭ_bを候補経路距離_qＰＭ_b間の差として計算する。
現在状態に関する追跡ベクトル値_kDＴＶＰＭ_bとして、現在状態の勝った実際経路距離_kDＰＭ_bに対応する論理値１又は０を記録する。
信頼距離を更新する。
（５）各ビットｂに関する逆方向プロセス。但しｂ＝Ｂ，Ｂ−１，．．，２，１
最も低い経路長さを有する最後の格子から開始し、ステップ（４）で決定され追跡ベクトル_kDＰＭ_b中に記録された勝った先行状態を使い、状態シーケンスをビットシーケンスの最初まで逆にたどり、処理されたバーストビットβ_pbを決定する。
ｘが３で２^X＝８とするチャネルモデルに関しシーケンス１のビットシークエンシングの例を説明する。但し、各ビットｂとＴ−１＝７に関する表１の値を、下表３Ａの通りに与える。

ミクロダイバーシティを用いる場合、チャネルモデルは各アンテナ毎に導き出され、表３Ａのチャネル目標値が計算され、受信バーストサンプルが各Ｎａアンテナに関して存在するが（受信バーストサンプルがｂ＝１，２，．．，６１に対して存在する実施例）、それらを以下の表３Ｂに示す。

各β_rbに関するビット毎処理は、分岐距離差異値₀ＢＭ_b，₁ＢＭ_b，．．，₇ＢＭ_bを決定することで開始され以下のようになる。

式（１Ａ）は各ＭＬＳＥ単一センサイコライザーに対して、図９の実施例で使われる分岐距離計算式である。
表３Ｂの値を使い、各々の^αＢ_r1，^αＢ_r2，^αＢ_r3，．．，^αＢ_r61Ｂに対するビット毎処理が、分岐距離差異値₀ＢＭ_b，₁ＢＭ_b，．．，₇ＢＭ_bを決定することで開始され以下のようになる。

式（１Ｂ）は図１０の実施例で使われる分岐距離計算式である。式（１Ｂ）でＮａ＝１の場合、式（１Ｂ）は式（１Ａ）になる。式（１Ｂ）、（１Ａ）で、β_rbとＣＴの値は複素数である。経路距離ベクトルＰＭ_b（例で述べた₀ＰＭ_b，₁ＰＭ_b，₂ＰＭ_b，₃ＰＭ_bを含む）は各ビットｂに対して決定される。図１６の格子は経路距離ベクトルＰＭ_bを説明するために使用される。トレーニングシーケンスの決定後、６１個の各ビットｂは１ビットづつ処理される。但しｂ＝１，２，．．，６０，６１である。各ビットｂは各特定の状態に関し論理１又は論理０である。任意のビットｂは、シーケンスｂ−２，ｂ−１，ｂの一部である先行ビットの後に続く。（ｂ−１，ｂ−２）のステージでの各状態は、転送されたビットｂ−１，ｂ−２が何であったかに関する仮説に対応する。ステージ（ｂ−１，ｂ−２）からステージ（ｂ，ｂ−１）への移行は、ビットｂ，ｂ−１，ｂ−２が何であったかに関する仮説を表す。実際上移行はシフトレジスタに出入りするビット移動を表しており、ある種の移行のみが可能である。これらの移行を図１６の（ｂ−１，ｂ−２）ステージと（ｂ−１，ｂ）ステージの間の線として示す。図１６に示すように、２ビットシーケンス（ｂ−１，ｂ−２）は二進数値００，０１，１０，１１を有することができ、同様に２ビットシーケンス（ｂ，ｂ−１）も２進数値００，０１，１０，１１を有することができる。２ビットシーケンス（ｂ，ｂ−１）の各二進数値００，０１，１０，１１は、可能な２ビットシーケンス（ｂ−１，ｂ−２）の内の異なるものから生じることができ、これらの移行を図１６に分岐距離ベクトルＢＭ_bに関係する矢印で示す。例えば（ｂ，ｂ−１）状態００は、（ｂ−１，ｂ−２）状態００から分岐距離₀ＢＭ_bでラベル付けされた移行又は（ｂ−１，ｂ−２）状態０１から分岐距離₁ＢＭ_bでラベル付けされた移行で生じ得る。この２つの可能な移行の内のどちらの可能性が高いかは、（ｂ−１，ｂ−２）から（ｂ，ｂ−１）への移行に先行する累積経路距離ベクトルＰＭ_b-1に従って決定される。例えば、（ｂ，ｂ−１）状態００に関して、（ｂ−１，ｂ−２）状態００は経路距離ベクトル₀ＰＭ_b-1に分岐距離₀ＢＭ_bを加え、（ｂ−１，ｂ−２）状態０１は経路距離ベクトル₁ＰＭ_b-1に分岐距離₁ＢＭ_bを加える。２つの可能な移行の内で可能性が高い移行は、先行経路距離と現分岐距離の最小和を有する移行として決定される。例えば（ｂ，ｂ−１）状態００を考えると、２つの可能な移行の内の勝者は（₀ＰＭ_b-1＋₀ＢＭ_b-1）と（₁ＰＭ_b-1＋₁ＢＭ_b-1）の小さい方であり、現在経路距離₀ＰＭ_bはＭＩＮ［（₀ＰＭ_b-1＋₀ＢＭ_b-1）と（₁ＰＭ_b-1＋₁ＢＭ_b-1）］となる。同様にビットｂの現在経路距離は全て以下の通りとなる。
₀ＰＭ_b＝ＭＩＮ［（₀ＰＭ_b-1＋₀ＢＭ_b），（₁ＰＭ_b-1＋₁ＢＭ_b）］
₁ＰＭ_b＝ＭＩＮ［（₂ＰＭ_b-1＋₂ＢＭ_b），（₃ＰＭ_b-1＋₃ＢＭ_b）］
₂ＰＭ_b＝ＭＩＮ［（₀ＰＭ_b-1＋₄ＢＭ_b），（₁ＰＭ_b-1＋₅ＢＭ_b）］ 式（２）
₃ＰＭ_b＝ＭＩＮ［（₂ＰＭ_b-1＋₆ＢＭ_b），（₃ＰＭ_b-1＋₇ＢＭ_b）］
式（２）の最小比較において勝った値の指示値は、ビットｂに関して₀ＴＶ_b，₁ＴＶ_b，₂ＴＶ_b，₃ＴＶ_bなる値を有し更にビットｂ−１に関して₀ＴＶ_b-1，₁ＴＶ_b-1，₂ＴＶ_b-1，₃ＴＶ_b-1なる値を有する追跡ベクトル中に記憶される。例えば現在経路距離₀ＰＭ_bに関し、最小比較値はＭＩＮ［（₀ＰＭ_b-1＋₀ＢＭ_b-1），（₁ＰＭ_b-1＋₁ＢＭ_b-1）］である。（₀ＰＭ_b-1＋₀ＢＭ_b-1）が本比較値よりも小さくて勝ちとなる場合、追跡ベクトル₀ＴＶ_bは論理値０を持ち、（₁ＰＭ_b-1＋₁ＢＭ_b-1）が本比較値に勝つ場合、追跡ベクトル₀ＴＶ_bは論理値１を有する。同様にビットｂに関する他の各追跡ベクトル₁ＴＶ_b，₂ＴＶ_b，₃ＴＶ_bは、対応する最小比較値の関数としての論理１又は論理０にセットされる。
ｂに関し勝った経路と負けた経路との差が、初期信頼距離ベクトルＣｍ_bである。例えば初期信頼距離値₀Ｃｍ_bは、［（₀ＰＭ_b-1＋₀ＢＭ_b-1）−（₁ＰＭ_b-1＋₁ＢＭ_b-1）］の絶対値に等しい。初期信頼距離値₀Ｃｍ_b，₁Ｃｍ_b，₂Ｃｍ_b，₃Ｃｍ_bの各々が計算され記憶される。チェイン中の次の初期信頼距離値がチェイン中の以前の初期信頼距離値よりも低い場合、初期信頼距離値は引き続き調整信頼距離値に低減される。
信頼距離値の低減を図１７を参照しつつ説明する。図１７では説明の都合上、現に処理されたビットｂに関し、最小経路距離値₀ＰＭ_bが分岐距離₀ＢＭ_b経由で到達され、追跡ベクトル値₀ＴＶ_bが論理０であると仮定する。先行ビットｂ−２は、ｂでの状態が₀ＢＭ_b分岐距離により到達された場合、論理０で、ｂでの現在状態が₁ＢＭ_b分岐距離により到達された場合、論理１の何れかである。従って₀ＰＭ_b経路距離に到達するには２つの代替逆向きチェインが存在する。
図１８では説明の都合上、現に処理されたビットｂに関し、経路距離値₁ＰＭ_bが分岐距離₂ＢＭ_b=b経由で到達され、追跡ベクトル値₁ＴＶ_bが論理０であると仮定する。ｂでの現状態が₂ＢＭ_b=b分岐距離により到達されたのであるから先行ビットｂ−２は論理０であり、ｂでの現状態値が₃ＢＭ_b=b分岐距離により到達されたのならば、論理１であったはずである。
図１７で説明の都合上、経路距離₀ＰＭ_bへの下側ストリングが分岐距離₁ＢＭ_b=b，₃ＢＭ_b=b-1，₆ＢＭ_b-2，₄ＢＭ_b=b-3，₁ＢＭ_b=b-4経由で逆方向に遡るものと仮定する。更に説明の都合上、経路距離₀ＰＭ_bへの上側ストリングが分岐距離₀ＢＭ_b=b，₀ＢＭ_b=b-1，₀ＢＭ_b-2，₀ＢＭ_b=b-3，₀ＢＭ_b=b-4経由で逆方向に遡るものと仮定する。図１７で仮定した例では、上側ストリングと下側ストリングがｂ＝ｂ−４で交差しているので、チェインがｂ＝ｂ−４で終了していることに注意されたい。
図１７、１８でｂの各値がｂ，ｂ−１，ｂ−２，ｂ−３，ｂ−４に等しい時の初期信頼距離₀Ｃｍ_b，₁Ｃｍ_b，₂Ｃｍ_b，₃Ｃｍ_bは、₀Ｃｍ_b=b，₁Ｃｍ_b=b，₂Ｃｍ_b=b，₃Ｃｍ_b=b；₀Ｃｍ_b=b-1，₁Ｃｍ_b=b-1，₂Ｃｍ_b=b-1，₃Ｃｍ_b=b-1；₀Ｃｍ_b=b-2，₁Ｃｍ_b=b-2，₂Ｃｍ_b=b-2，₃Ｃｍ_b=b-2；₀Ｃｍ_b=b-3，₁Ｃｍ_b=b-3，₂Ｃｍ_b=b-3，₃Ｃｍ_b=b-3に指定される。
追跡ベクトル値が各逆方向ストリングに関し同じであるビットの所では、調整信頼距離値は初期信頼距離値と同じ状態である。しかし、追跡ベクトル値がチェイン中の任意の先行ビットに関して反対となる場合、これらのビットに関する信頼距離値は、チェイン中の前記先行ビットに関する低い方の初期信頼性値とチェイン中の現ビットに関する信頼距離値に調整される。例えば図１７で２本の交差するチェインを太線で示した所でみると、追跡ベクトル値は先行ビットｂ−２に関して同じであり（図１９で、₀ＴＶ_b=b-2＝₁ＴＶ_b=b-2＝０）、先行ビットｂ−３に関して同じであり（₀ＴＶ_b=b-3＝₂ＴＶ_b=b-3＝０）、先行ビットｂ−１に関して異なっている（₀ＴＶ_b=b-1≠₁ＴＶ_b=b-1）。故に、先行ビットｂ−１に関する調整信頼距離値_0aＣｍ_bは、_0aＣｍ_b=b-1＝ＭＩＮ［₀Ｃｍ_b=b-1，₀Ｃｍ_b=b］である。図１７の例では、チェインがｂからｂ−４まで延びている場合だけについて説明している。一般にチェインの長さは、バーストデータの全長（本例は６１ビット）を含む、ｂの最小値からｂ−３又はｂからｂ−３より大きい任意の値までの任意の長さにできる。
ｂ＝１からｂ＝６１の場合のビット毎の処理
図１５の信号の各バーストは６１ビットのデータシーケンスを２つ含む。これら各バーストは、ｂ＝１，２，３，．．．，６１について別々に処理される。式（１）のｂ＝１とβ_r1に関する特定の例については、分岐距離値は以下の通りに決定される。

ｂ＝１では、（ｂ−１，ｂ−２）からの移行に先行する累積経路距離ベクトルＰＭ_b-1は存在せず、ｂ＝１に関する式（２）は以下の通りになる。
₀ＰＭ₁＝ＭＩＮ［（ ₀ＢＭ₁），（ ₁ＢＭ₁）］
₁ＰＭ₁＝ＭＩＮ［（ ₂ＢＭ₁），（ ₃ＢＭ₁）］ 式（４）
₂ＰＭ₁＝ＭＩＮ［（ ₄ＢＭ₁），（ ₅ＢＭ₁）］
₃ＰＭ₁＝ＭＩＮ［（ ₆ＢＭ₁），（ ₇ＢＭ₁）］
しかし、第一ビットｂ＝１の先行ビットの値は、それらがトレーニングシーケンスの一部であるので既知である。説明の都合上ｂ＝１に関して、（ｂ−１）＝１、（ｂ−２）＝０と仮定する。この場合、式（４）と図１６から、（ｂ−１，ｂ−２）のステージのみを考慮すればよく、式（４）は以下の通りになる。
₁ＰＭ₁＝ＭＩＮ［（ ₂ＢＭ₁），（ ₃ＢＭ₁）］
₃ＰＭ₁＝ＭＩＮ［（ ₆ＢＭ₁），（ ₇ＢＭ₁）］ 式（５）
仮定した値から、₂ＢＭ₁のみが可能な分岐距離であり、₃ＢＭ₁との最小比較が必要なく、経路距離は₁ＰＭ₁＝₂ＢＭ₁であることが分かる。仮定した値から、又₆ＢＭ₁のみが可能な分岐距離であり、₇ＢＭ₁との最小比較が必要なく、経路距離は₃ＰＭ₁＝₆ＢＭ₁であることが分かる。ｂ＝１に関し、追跡ベクトル値、信頼距離値は必要ない。
ｂ＝２に関し、分岐距離は以下のように計算される。

式（２）で示されるｂ＝２に関し（ｂ−１，ｂ−２）からの移行に先行する累積経路距離ベクトルを使うと、ｂ＝２に関する式（３）は以下の通りになる。
₀ＰＭ₁＝ＭＩＮ［（₀ＢＭ₂），（₁ＰＭ₁＋₁ＢＭ₁）］
₁ＰＭ₁＝ＭＩＮ［（₂ＢＭ₂），（₃ＰＭ₁＋₃ＢＭ₁）］ 式（７）
₂ＰＭ₁＝ＭＩＮ［（₄ＢＭ₂），（₁ＰＭ₁＋₅ＢＭ₁）］
₃ＰＭ₁＝ＭＩＮ［（₆ＢＭ₂），（₃ＰＭ₁＋₇ＢＭ₁）］
仮定した値から、₀ＢＭ₂，₂ＢＭ₂，₄ＢＭ₂，₆ＢＭ₂は不可能であり、式（７）の最小値決定は何れも必要でないことが分かる。従って経路距離は₀ＰＭ₂＝₁ＰＭ₁＋₁ＢＭ₂，₁ＰＭ₂＝₃ＰＭ₁＋₃ＢＭ₂，₂ＰＭ₂＝₁ＰＭ₁＋₅ＢＭ₂，₃ＰＭ₂＝₃ＰＭ₁＋₇ＢＭ₂として直接セットされる。ｂ＝２に関し、追跡ベクトル値、信頼距離値は必要ない。
β_r3に関し、以下のようになる。

（ｂ−１，ｂ−２）からの移行に先行する累積経路距離ベクトルＰＭ_b-1は、式（７）に関連して上記で示すようにｂ＝３に関して存在し、ｂ＝３に関する式（２）は以下の通りになる。
₀ＰＭ₃＝ＭＩＮ［（₀ＰＭ₂＋₀ＢＭ₂），（₁ＰＭ₂＋₁ＢＭ₃）］
₁ＰＭ₃＝ＭＩＮ［（₂ＰＭ₂＋₂ＢＭ₂），（₃ＰＭ₂＋₃ＢＭ₃）］
₂ＰＭ₃＝ＭＩＮ［（₀ＰＭ₂＋₄ＢＭ₂），（₁ＰＭ₂＋₅ＢＭ₃）］ 式（９）
₃ＰＭ₃＝ＭＩＮ［（₂ＰＭ₂＋₆ＢＭ₂），（₃ＰＭ₂＋₇ＢＭ₃）］
式（９）の経路距離に加え、各追跡ベクトル値₀ＴＶ₃，₁ＴＶ₃，₂ＴＶ₃，₃ＴＶ₃、及び信頼距離値₀Ｃｍ₃，₁Ｃｍ₃，₂Ｃｍ₃，₃Ｃｍ₃が記憶される。ｂ＝３に関し追跡ベクトル値ＴＶ₃は、シーケンス中の第一ビットに対して行われるビット決定に言及していることに注意されたい、一般に追跡ベクトル値ＴＶ_bは、現在のステージｂからｘ−１ビットだけ戻ったステージでの暫定ビット決定に言及している。同様な処理がｂ＝３からｂ＝６１まで続いて行われる。ｂ＝６１に関しては、

ｂ＝３，４，．．．，６１に関する全追跡ベクトルＴＶ_bが計算されると、追跡ベクトルに関する逆方向スキャンが行われ各ビットｂに関する論理１又は論理０が決定され、β_p61，β_p60，β_p59，．．．β_p2，β_p1が形成される。
逆方向処理――図２０及び図２１
図２０は、図１７の例を仮定しｂ＝６１，６０，．．．，５９のビット値を示している。説明の都合上更に、図１５との関連で示したようにｂ＝６１とｂ＝６０の最後の２ビットは０であることが分かっていると仮定する。従って次のビットｂ＝５９に関する決定は、追跡ベクトル値₀ＴＶ₆₁を参照して行われる。先に記したように、各ステップｂで決定される追跡ベクトルはｘ−１ビットだけ以前のビットに関するビット決定に言及しており、本例ではｘ＝３である。逆方向処理を図２１に示すように、ｂ＝３まで継続すると、逆トレースした場合の各状態ｋ_Dのｂ＝５９，．．．，１に関する全ビット値が決定され、勝った先行状態は現在の追跡ベクトル値、_kDＴＶ_bで決定される。但し、ｋ_D(b-1)＝（２ｋ_Db）ｍｏｄ２^x-1＋_kDＴＶ_bである。
ミクロダイバーシティとマクロダイバーシティの連結--図２２
図２２にミクロダイバーシティとマクロダイバーシティの連結が、図１１−１４を要約した形のブロック図で表されている。図２２のコレクター４５−１，．．．，４５−Ｎｃは、図１１のコレクターと同じである。Ｎｃ個のコレクターは複数のユーザーの各々からの逆方向チャネル通信に関するＮｃ個の別々の表示を形成するが、ユーザー１５−１を代表とするＮｃ個の表示の各々は、各信号処理グループ４２−１，．．．，４２−Ｎｃにおけるミクロダイバーシティ連結の結果として生成される。信号処理グループ４２−１，．．．，４２−Ｎｃからのミクロダイバーシティ連結により、データバーストと信頼距離ベクトルのペア［¹Ｂ_P；¹ＣＭ］，．．，［^NcＢ_P；^NcＣＭ］が生成され、これらのペアはインタフェイスユニット４６−１，．．，４６−Ｎｃによりアグリゲーター１７−１のインタフェイスユニット６５−１，．．，６５−Ｎｃへ転送される。インタフェイスユニット６５−１，．．，６５−Ｎｃは順次、データバーストと信頼距離ベクトルのペア［¹Ｂ_P；¹ＣＭ］，．．，［^NcＢ_P；^NcＣＭ］を、マクロ連結のための信号プロセッサ６２へのインプットとして転送する。マクロ連結されたアウトプットは最終的なバーストＢ_fと最終的な信頼距離ベクトルＣＭ_fである。
品質距離に基づく連結
図２２のアグリゲーター１７−１は、ユーザー１５−１，．．，１５−Ｕの内の同じ特定ユーザーに関する逆方向チャネル信号を表す複数のバースト¹Ｂ_P，．．，^qＢ_P，．．，^NcＢ_Pを受信し、それら信号を品質距離に基づき連結する。代表的バースト^QＢ_Pといった各バーストは、信頼距離^QＣｍ₁，^QＣｍ₂，．．，^QＣｍ_b，．．，^QＣｍ_Bを有するデータビット^Qβ_P1，^Qβ_P2，．．，^Qβ_Pb，．．，^Qβ_PBを含んでいる。各信頼距離^QＣｍ_b，は、^Qｃ_Pの形式の数で表され、^Qｃ_Pは通常２バイトデータで表され、（−ａ）＜^Qｃ_P＜（＋ａ）であり振幅ａは^Qｃ_Pのレンジを示す。Υが信頼距離のビットの数に等しい場合、ａ＝２^Υ-1である。正の大きな信頼距離値は、^Qｃ_Pが二進数の１であることの信頼性が高いことを示す。負の大きな信頼距離値は、^Qｃ_Pが二進数の０であることの信頼性が高いことを示す。上述実施例の場合、論理１と論理０は^Qｃ_Pの符号で表され、正符号なら１、負符号なら０になる。更に一般化すると、信頼距離^QＣｍ₁，^QＣｍ₂，．．，^QＣｍ_b，．．，^QＣｍ_Bはバーストの^QＢ_Pビットの各々に関し、符号付の数、^Qｃ₁，^Qｃ₂，．．，^Qｃ_b，．．，^Qｃ_Bで表される。
各ビットのＮｃ個の表示¹β_Pb，²β_Pb，．．，^Ncβ_Pbが、各ビットの信頼距離¹ＣＭ_b，¹ＣＭ_b，．．，^NcＣＭ_bで生成され、各々が数値¹ｃ_b，²ｃ_b，．．，^Ncｃ_bで計測され、各^αｃ_bが（−α）と（＋α）の間にある実施例の場合、各ビットｂの平均アグリゲート信頼距離は以下の通りとなる。

コレクターの数Ｎ_cが３に等しい場合、一つのビットｂに関する計算は以下の通りとなる。

式（１３）の信頼距離連結が有用なのは、ソフトデシジョン情報がデータの各ビットに関して利用できる場合で、例えば３つの空間的に異なるアンテナを有する１つのコレクターにおけるミクロダイバーシティがこれに当たる。例えば図７のコレクターを見るとミクロダイバーシティは、Ｎ_aを３とし空間的に異なった３つのアンテナ４８−１，４８−２，４８−３で達成される。数値例は以下の通りになる。

本例では信頼距離¹ｃ_bと²ｃ_b（経路１と経路２）の負の値が０のビットを示しているが、正の値を有する信頼距離³ｃ_b（経路３）が正のマグニチュードを有する１ビットを示し、本マグニチュードは信頼距離¹ｃ_bと²ｃ_bの負のマグニチュードを充分上回るだけ大きい。
各ビットのＮｃ個の表示¹β_Pb，²β_Pb，．．，^Ncβ_Pbが、信頼距離¹ＣＭ_b，¹ＣＭ_b，．．，^NcＣＭ_bで生成され、各々が数値¹ｃ_b，²ｃ_b，．．，^Ncｃ_bで計測され、各ｃ_bは（−ａ）と（＋ａ）の間にあり、各ビットの重み値を^αｗ_bとする実施例の場合、各ビットｂの平均アグリゲート信頼距離^aggｃ_bは以下の通りとなる。

本発明を特に好適実施例について述べたが、当業者には、形式と詳細に関する種々の変更が本発明の範囲から逸脱することなく可能であることが理解頂けるであろう。

Claims (61)

1. 複数のチャネルを有する通信システムにおいて、
   ユーザーチャネルでユーザー信号を送信するための複数のユーザー（１５）と、
   マクロダイバース位置に分散配置された複数のマクロダイバースコレクター手段（１９）であって、前記コレクター手段（１９）のそれぞれは、個々に前記ユーザー信号を受信して前記複数のユーザー（１５）毎に複数のマイクロダイバース受信信号を提供するための複数のマイクロダイバーシティ受信機を含んでいるコレクター受信機手段（４１）と、前記複数のユーザー（１５）に対応するコレクター信号を作り出すために前記受信信号を処理するためのコレクター処理手段（４２）と、前記コレクター信号を転送するためのコレクター転送手段（４６）とを含む複数のマクロダイバースコレクター手段（１９）と、
   転送されるコレクター信号を連結するためのアグリゲーター手段（１７）と、を備えており、
   前記コレクター処理手段（４２）は、マイクロダイバース受信信号を表すデータビットのシーケンスを含み、且つ前記複数のユーザー毎に前記データビットに対応する確率的信頼性を含むコレクター信号を作り出すために、前記マイクロダイバース受信信号を処理し、
   前記コレクター転送手段（４６）は、前記複数のユーザー（１５）毎にデータビットのシーケンス及び確率的信頼性を含む前記コレクター信号を転送し、前記アグリゲーター手段（１７）は、前記複数のマクロダイバースコレクター手段（１９）からの前記確率的信頼性に基づいて前記データビットを前記複数のユーザー（１５）毎に連結し、前記複数のユーザー（１５）毎のユーザー信号を表すデータビットの最終的シーケンスを形成し、
   これによって、マイクロダイバース及びマクロダイバースの両方の連結がデータビットの前記最終的シーケンスを形成するのに用いられることを特徴とする通信システム。
2. 前記コレクター処理手段（４２）が、前記マイクロダイバース受信信号を処理するためのマルチセンサーイコライザーマイクロコンバイナーを含んでいることを特徴とする、上記請求項１に記載の通信システム。
3. 前記コレクター処理手段（４２）が、前記マイクロダイバース受信信号毎に１つづつのシングルセンサーイコライザーを複数器有するマイクロコンバイナーと、前記コレクター信号を生成するために前記シングルセンサーイコライザー各々からのアウトプットを連結するためのステージコンバイナーとを含むことを特徴とする、上記請求項１に記載の通信システム。
4. 受信バーストのシーケンスを生み出すために前記ユーザー信号が処理され、しかも前記コレクター処理手段（４２）は前記の確率的信頼性を形成するためにソフト最尤シーケンス見積を使用することを特徴とする、上記請求項１に記載の通信システム。
5. 前記コレクター処理手段（４２）が、バーストサンプルβ_rbを有する前記受信バーストをｘビットチャネルモデルに基づき処理し、ｂ＝１，２，．．．，Ｂであり、チャネルモデルは各々タップｔを有し、ｔ＝０，１，．．．，Ｔ、且つＴ＝２^x−１であり、前記ユーザー信号毎に１つのチャネルモデルがあり、各チャネルモデルはチャネル目標値₀ＣＴ，₁ＣＴ，₂ＣＴ，．．．，_TＣＴを伴う前記ユーザー信号それぞれについての実際の送信チャネルの見積であることを特徴とする、上記請求項４に記載の通信システム。
6. 前記コレクター処理手段（４２）が、前記受信バーストと前記チャネル目標値に基づき作動し、且つ分岐距離値₀ＢＭ_b，₁ＢＭ_b，．．，_tＢＭ_b，．．，_TＢＭ_bを生成するための手段と、経路距離値₀ＰＭ_b，₁ＰＭ_b，．．，_tＰＭ_b，．．，_(T+1)/2ＢＭ_bを生成するための手段と、追跡ベクトル値₀ＴＶ_b，₁ＴＶ_b，．．，_tＴＶ_b，．．，_(T+1)/2ＴＶ_bを生成するための手段と、確率的信頼性の値₀Ｃｍ_b，₁Ｃｍ_b，．．，_tＣｍ_b，．．，_(T+1)/2Ｃｍ_bを生成するための手段と、処理されたバーストビットβ_p1，β_p2，β_p3，．．，β_pb，．．，β_pBを生成するための手段とを含むことを特徴とする、上記請求項５に記載の通信システム。
7. 前記コレクター処理手段（４２）が、ｂ＝１，２，．．，Ｂとしチャネル目標値₀ＣＴ，₁ＣＴ，₂ＣＴ，．．．，_TＣＴとするとき、バーストサンプルβ_rbを有する受信バースト毎に、現在のビットｂ、１つ前のビットｂ−１、２つ前のビットｂ−２等、（ｂ−（ｘ−１））まで、分岐距離差異値₀ＢＭ_rb，₁ＢＭ_rb，．．，_TＢＭ_rbを以下
   

   

   のように決めることにより１ビットずつ処理を実行することを特徴とする、上記請求項６に記載の通信システム。
8. 前記コレクター処理手段（４２）がバーストサンプル^αβ_rbを有する前記受信バーストを処理するが、ｂ＝１，２，．．．，Ｂ、α＝１，２，．．．，Ｎ_a、Ｎ_aはｘビットチャネルモデルに基づくダイバーシティ受信機の数であり、各チャネルモデルはタップｔを有し、ｔ＝０，１，．．．，Ｔ、且つＴ＝２^x−１であり、前記ユーザー信号それぞれにつき１個ずつＮ_a個のチャネルモデルがあり、各チャネルモデルは、各ユーザー信号１，２，．．．，α，．．．Ｎ_a毎に以下のようなチャンネル目標値を伴う前記ユーザー信号それぞれについての実際の送信チャンネルの見積であり、
   

   

   ここに受信バーストサンプルは以下のように
   

   

   であることを特徴とする、上記請求項４に記載の通信システム。
9. 前記コレクター処理手段（４２）が、ｂ＝１，２，．．，Ｂとしチャネル目標値₀ＣＴ，₁ＣＴ，₂ＣＴ，．．．，_TＣＴとするとき、受信バーストサンプルβ_rb毎に、現在のビットｂ、１つ前のビットｂ−１、２つ前のビットｂ−２等（ｂ−（ｘ−１））まで、分岐距離差異値₀ＢＭ_rb，₁ＢＭ_rb，．．，_TＢＭ_rbを以下
   

   

   のように決めることにより１ビットずつ処理を実行することを特徴とする、上記請求項８に記載の通信システム。
10. Ｎ_aが２に等しいことを特徴とする上記請求項９に記載の通信システム。
11. 前記アグリゲーター手段（１７）が、複数のユーザー（１５）の各々について、２つ或はそれ以上の前記マイクロダイバースコレクター信号からの前記確率的信頼性を連結して、連結された確率的信頼性に基づき、データビットの前記シーケンスの各ビット毎に論理１又は論理０値を形成することを特徴とする、上記請求項１に記載の通信システム。
12. 前記アグリゲーター手段（１７）が、Ｎ_c個の前記コレクター手段（１９）から、個々の信号が各ビット毎に確率的信頼性値^αｃ_bを有する、そのようなＮ_c個のマクロダイバースコレクター信号を受信し、平均確率的信頼性 ^aggｃ_bを以下
    

    

    のように形成するために前記確率的信頼性値を連結することを特徴とする、上記請求項１１に記載の通信システム。
13. 前記アグリゲーター手段（１７）が、Ｎ_c個の前記コレクター手段（１９）から、個々の信号が各ビット毎に確率的信頼性値^αｃ_bを有し、且つ個々の信号が各ビット毎に重み因数^αｗ_bを有する、そのようなＮ_c個のマクロダイバースコレクター信号を受信し、平均確率的信頼性 ^aggｃ_bを以下
    

    

    のように形成するために前記確率的信頼性値を連結することを特徴とする、上記請求項１１に記載の通信システム。
14. 前記確率的信頼性が数「ｃ」で表され、ここに（−ａ）＜ｃ＜（＋ａ）で、ａはｃについての範囲を表示するために１つ又はそれ以上のバイトにより表される振幅であることを特徴とする、上記請求項１１に記載の通信システム。
15. 前記コレクター処理手段（４２）が、受信ユーザー信号の特性を計測する計測信号を提供するための信号計測手段（５４）を含んでおり、前記アグリゲーター手段（１７）が、前記コレクター信号の何れが連結されるのかを制御するための前記計測信号を受信するための計測プロセッサ手段（９１）を含んでいることを特徴とする、上記請求項１に記載の通信システム。
16. 前記信号計測手段（５４）がパワーを確定し、前記計測信号が受信ユーザー信号のパワーを表すことを特徴とする、上記請求項１５に記載の通信システム。
17. 前記コレクター処理手段（４２）が、前記ユーザー信号毎にそれぞれ実際の送信チャネルの減衰見積を有するチャネルモデルを生成するためのチャネルモデル生成手段を含み、前記信号計測手段（５４）が、パワーを前記減衰見積の関数として求めることを特徴とする、上記請求項１６に記載の通信システム。
18. 前記アグリゲーター手段（１７）が、２つ或はそれ以上の前記マクロダイバースコレクター信号からの前記確率的信頼性を連結するためのマクロダイバーシティコンバイナーユニット（７３）を有する信号プロセッサ（６２）を含み、連結された確率的信頼性に基づき、データビットの前記シーケンスの各ビット毎に論理１又は論理０値を形成することを特徴とする、上記請求項１に記載の通信システム。
19. 前記信号プロセッサ（６２）が、デインターリーバー（７４）、デコンボリューションユニット（７５）、ブロックデコーダ（８５）を含むことを特徴とする、上記請求項１８に記載の通信システム。
20. 前記アグリゲーター手段（１７）が、連結された確率的信頼性に基づき、データビットの前記シーケンスの各ビット毎に論理１又は論理０値を形成するために、２つ或はそれ以上の前記マクロダイバースコレクター信号からの前記確率的信頼性を連結するためのマクロダイバーシティコンバイナーユニット（７３）を複数個と、マクロダイバーシティコンバイナーユニット（７３）の別のユニットに対するインプットのためにマクロダイバースコレクター信号の別の信号を選択するための第１セレクタ手段（９３）と、データビットの前記最終的シーケンスを形成するために、マクロダイバーシティコンバイナーユニット（７３）からのアウトプットの内の１つを選択するための第２セレクタ手段（９５）とを有するアグリゲーター信号プロセッサを含むことを特徴とする、上記請求項１に記載の通信システム。
21. 前記信号プロセッサ（６２）がマクロダイバーシティコンバイナー（７３）、デインターリーバー（７４）、デコンボリューションユニット（７５）、及びブロックデコーダ（８５）を含むことを特徴とする、上記請求項２０に記載の通信システム。
22. 前記コレクター処理手段（４２）が、受信ユーザー信号の特性を計測する計測信号を提供するための信号計測手段（５４）を含み、且つ前記アグリゲーター手段（１７）が、前記コレクター信号の何れを連結するかを制御するための計測制御信号を提供するために前記計測信号を受信するための計測プロセッサ手段（９１）と、各々が、前記連結された確率的信頼性に基づき、データビットの前記シーケンスの各ビット毎に論理１又は論理０値を形成するため、２つ或はそれ以上の前記マクロダイバースコレクター信号からの前記確率的信頼性を連結するためのマクロダイバーシティコンバイナーユニットであるユニットのグループ（９９）であって、しかもマクロダイバーシティコンバイナーユニット（９９）の各々が、データアウトプットを提供するためのマクロダイバーシティコンバイナー（７３）、デインターリーバー（７４）、デコンボリューションユニット（７５）、及びブロックデコーダ（８５）を含む、そのようなマクロダイバーシティコンバイナーユニットグループ複数個と、マクロダイバーシティコンバイナーユニットグループ（９９）の別のグループに対するインプットのためにマクロダイバースコレクター信号の別の信号を選択するための前記計測制御信号に応答する第１セレクタ手段（９３）と、前記データアウトプットの内の１つをデータビットの前記最終的シーケンスとして選択するための第２セレクタ手段（９５）とを含んでいるアグリゲーター信号プロセッサ手段（６２）を含むことを特徴とする、上記請求項１に記載の通信システム。
23. 前記マクロダイバーシティコンバイナーユニットグループ（９９）のそれぞれにおける前記ブロックデコーダ（８５）がフレーム削除信号を提供し、前記第２セレクタ手段（９５）がフレーム削除信号と無関係に前記データアウトプットの内の１つを選択することを特徴とする、上記請求項２２に記載の通信システム。
24. 前記コレクター手段（１９）のそれぞれが、前記コレクター信号用のコレクタータイムスタンプを提供するための制御手段（５０）を更に含むことを特徴とする、上記請求項１に記載の通信システム。
25. 前記アグリゲーター手段（１７）が、前記コレクター手段（１９）のそれぞれから受信されたタイムスタンプに基づき、前記コレクター手段（１９）の別のコレクターからのコレクター信号を整列させるための手段を含むことを特徴とする、上記請求項２４に記載の通信システム。
26. 前記複数のチャネルは、複数の順方向チャネル通信並びに複数の対応する逆方向チャネル通信を有しており、
    前記複数のユーザー（１５）がブロードキャスターゾーン内に存在し、前記ユーザーの各々は、異なるユーザー順方向チャネル信号を受信するためのユーザー受信器手段と、ユーザー逆方向チャネルでユーザー逆方向チャネル信号を同報通信するためのユーザー送信器手段とを含んでおり、前記複数のユーザー（１５）は複数の別々のユーザー逆方向チャネルから形成される複合信号を提供し、
    前記複数のマクロダイバースコレクター手段（１９）は、ブロードキャスターゾーン近くのマクロダイバース位置に分散配置され、
    前記通信システムは、さらに、ゾーンマネジャーであって、前記複数のユーザー順方向チャネル信号をブロードキャスター範囲上で前記ブロードキャスターゾーンの前記ユーザー（１５）に同報通信するためのブロードキャスター送信機を有するブロードキャスター手段を含んでいる、そのようなゾーンマネジャ手段を含むことを特徴とする上記請求項１に記載の通信システム。
27. 前記コレクター処理手段（４２）が、前記マイクロダイバース受信信号を処理するためのマルチセンサーイコライザーマイクロコンバイナーを含むことを特徴とする、上記請求項２６に記載の通信システム。
28. 前記コレクター処理手段（４２）が、前記マイクロダイバース受信信号毎に１器のシングルセンサーイコライザー複数器と、前記コレクター信号を形成するために前記シングルセンサーイコライザーの各々からのアウトプットを連結するための１つのステージコンバイナーとを含んでいることを特徴とする、上記請求項２６に記載の通信システム。
29. 前記ユーザー信号が、受信バーストのシーケンスを生み出すために処理され、前記コレクター処理手段（４２）が、前記確率的信頼性を形成するために、ソフト最尤シーケンス見積を使用することを特徴とする、上記請求項２６に記載の通信システム。
30. 前記コレクター処理手段（４２）が、前記受信バーストを処理するが、前記受信バーストはｘビットチャネルモデルに基づきｂ＝１，２，．．．，Ｂであるバーストサンプルβ_rbを持ち、各チャネルモデルはタップｔを有し、ここにｔ＝０，１，．．．，Ｔ、且つＴ＝２^x−１であり、前記ユーザー信号のそれぞれにつき１つのチャネルモデルがあり、各チャネルモデルは各々チャネル目標値₀ＣＴ，₁ＣＴ，．．．，_tＣＴ，．．．，_TＣＴを持つ前記ユーザー信号毎の実際の送信チャネルの見積であることを特徴とする、上記請求項２９に記載の通信システム。
31. 前記コレクター処理手段（４２）が、前記受信バーストと前記チャネル目標値に基づき作動し、且つ分岐距離値₀ＢＭ_b，₁ＢＭ_b，．．，_tＢＭ_b，．．，_TＢＭ_bを生成するための手段と、経路距離値₀ＰＭ_b，₁ＰＭ_b，．．，_tＰＭ_b，．．，_(T+1)/2ＢＭ_bを生成するための手段と、追跡ベクトル値₀ＴＶ_b，₁ＴＶ_b，．．，_tＴＶ_b，．．，_(T+1)/2ＴＶ_bを生成するための手段と、確率的信頼性値₀Ｃｍ_b，₁Ｃｍ_b，．．，_tＣｍ_b，．．，_(T+1)/2Ｃｍ_bを生成するための手段と、バーストビットβ_p1，β_p2，β_p3，．．，β_pb，．．，β_pBを伴う処理されたバーストを生成するための手段とを含むことを特徴とする、上記請求項３０に記載の通信システム。
32. 前記コレクター処理手段（４２）が、ｂ＝１，２，．．，Ｂとし、チャネル目標値₀ＣＴ，₁ＣＴ，₂ＣＴ，．．．，_TＣＴとするとき、バーストサンプルβ_rbを有する受信バースト毎に、現在のビットｂ、１つ前のビットｂ−１、２つ前のビットｂ−２等、（ｂ−（ｘ−１））まで、分岐距離差異値₀ＢＭ_rb，₁ＢＭ_rb，．．，_TＢＭ_rbを以下
    

    

    のように決めることにより１ビットずつ処理を実行することを特徴とする、上記請求項３１に記載の通信システム。
33. 前記コレクター処理手段（４２）がバーストサンプル^αβ_rbを有する前記受信バーストを処理するが、ｂ＝１，２，．．．，Ｂ、α＝１，２，．．．，Ｎ_a、Ｎ_aはｘビットチャネルモデルに基づくダイバーシティ受信機の数であり、各チャネルモデルはタップｔを有し、ｔ＝０，１，．．．，Ｔ、且つＴ＝２^x−１であり、前記ユーザー信号それぞれにつき１個ずつＮ_a個のチャネルモデルがあり、各チャネルモデルは、各ユーザー信号１，２，．．．，α，．．．Ｎ_a毎に以下のようなチャンネル目標値を伴う前記ユーザー信号それぞれについての実際の送信チャンネルの見積であり、
    

    

    ここに受信バーストサンプルは以下のように
    

    

    であることを特徴とする、上記請求項２９に記載の通信システム。
34. 前記コレクター処理手段（４２）が、ｂ＝１，２，．．，Ｂとし、チャネル目標値₀ＣＴ，₁ＣＴ，₂ＣＴ，．．．，_TＣＴとするとき、受信バーストサンプルβ_rb毎に、現在のビットｂ、１つ前のビットｂ−１、２つ前のビットｂ−２等（ｂ−（ｘ−１））まで、分岐距離差異値₀ＢＭ_rb，₁ＢＭ_rb，．．，_TＢＭ_rbを以下
    

    

    のように決めることにより１ビットずつ処理を実行することを特徴とする、上記請求項３３に記載の通信システム。
35. Ｎ_aが２に等しいことを特徴とする、上記請求項３４に記載の通信システム。
36. 前記アグリゲーター手段（１７）が、複数のユーザー（１５）の各々について、２つ或はそれ以上の前記マイクロダイバースコレクター信号からの前記確率的信頼性を連結して、連結された確率的信頼性に基づき、データビットの前記シーケンスの各ビット毎に論理１又は論理０値を形成することを特徴とする、上記請求項２６に記載の通信システム。
37. 前記アグリゲーター手段（１７）が、Ｎ_c個の前記コレクター手段（１９）から、個々の信号が各ビット毎に確率的信頼性値^αｃ_bを有する、そのようなＮ_c個のマクロダイバースコレクター信号を受信し、平均確率的信頼性 ^aggｃ_bを以下
    

    

    のように形成するために前記確率的信頼性値を連結することを特徴とする、上記請求項３６に記載の通信システム。
38. 前記アグリゲーター手段（１７）が、Ｎ_c個の前記コレクター手段（１９）から、個々の信号が各ビット毎に確率的信頼性値^αｃ_bを有し、且つ個々の信号が各ビット毎に重み因数^αｗ_bを有する、そのようなＮ_c個のマクロダイバースコレクター信号を受信し、平均確率的信頼性 ^aggｃ_bを以下
    

    

    のように形成するために前記確率的信頼性値を連結することを特徴とする、上記請求項３６に記載の通信システム。
39. 前記確率的信頼性が数「ｃ」で表され、ここに（−ａ）＜ｃ＜（＋ａ）で、ａはｃについての範囲を表示するために１つ又はそれ以上のバイトにより表される振幅であることを特徴とする、上記請求項３６に記載の通信システム。
40. 前記コレクター処理手段（４２）が、受信ユーザー信号の特性を計測する計測信号を提供するための信号計測手段（５４）を含んでおり、前記アグリゲーター手段（１７）が、前記コレクター信号の何れが連結されるのかを制御するための前記計測信号を受信するための計測プロセッサ手段（９１）を含んでいることを特徴とする、上記請求項２６に記載の通信システム。
41. 前記信号計測手段（５４）がパワーを計測し、前記計測信号が受信ユーザー信号のパワーを表すことを特徴とする、上記請求項４０に記載の通信システム。
42. 前記アグリゲーター手段（１７）が、２つ或はそれ以上の前記マクロダイバースコレクター信号からの前記確率的信頼性を連結するためのマクロダイバーシティコンバイナーユニット（７３）を有する信号プロセッサ（６２）を含み、連結された確率的信頼性に基づき、データビットの前記シーケンスの各ビット毎に論理１又は論理０値を形成することを特徴とする、上記請求項２６に記載の通信システム。
43. 前記信号プロセッサ（６２）が、デインターリーバー（７４）、デコンボリューションユニット（７５）、ブロックデコーダ（８５）を含むことを特徴とする、上記請求項４２に記載の通信システム。
44. 前記アグリゲーター手段（１７）が、連結された確率的信頼性に基づき、データビットの前記シーケンスの各ビット毎に論理１又は論理０値を形成するために、２つ或はそれ以上の前記マクロダイバースコレクター信号からの前記確率的信頼性を連結するためのマクロダイバーシティコンバイナーユニット（７３）を複数個と、マクロダイバーシティコンバイナーユニット（７３）の別のユニットに対するインプットのためにマクロダイバースコレクター信号の別の信号を選択するための第１セレクタ手段（９３）と、データビットの前記最終的シーケンスを形成するために、マクロダイバーシティコンバイナーユニット（７３）からのアウトプットの内の１つを選択するための第２セレクタ手段（９５）とを有するアグリゲーター信号プロセッサ（６２）を含むことを特徴とする、上記請求項２６に記載の通信システム。
45. 前記信号プロセッサ（６２）がマクロダイバーシティコンバイナー（７３）、デインターリーバー（７４）、デコンボリューションユニット（７５）、及びブロックデコーダ（８５）を含むことを特徴とする、上記請求項４４に記載の通信システム。
46. 前記コレクター処理手段（４２）が、受信ユーザー信号の特性を計測する計測信号を提供するための信号計測手段（５４）を含み、且つ前記アグリゲーター手段（１７）が、前記コレクター信号の何れを連結するかを制御するための計測制御信号を提供するために前記計測信号を受信するための計測プロセッサ手段（９１）と、各々が、前記連結された確率的信頼性に基づき、データビットの前記シーケンスの各ビット毎に論理１又は論理０値を形成するため、２つ或はそれ以上の前記マクロダイバースコレクター信号からの前記確率的信頼性を連結するためのマクロダイバーシティコンバイナーユニットであるユニットのグループ（９９）であって、しかもマクロダイバーシティコンバイナーユニット（９９）の各々が、データアウトプットを提供するためのマクロダイバーシティコンバイナー（７３）、デインターリーバー（７４）、デコンボリューションユニット（７５）、及びブロックデコーダ（８５）を含む、そのようなマクロダイバーシティコンバイナーユニットグループ（９９）複数個と、マクロダイバーシティコンバイナーユニットグループ（９９）の別のグループに対するインプットのためにマクロダイバースコレクター信号の別の信号を選択するための前記計測制御信号に応答する第１セレクタ手段（９３）と、前記データアウトプットの内の１つをデータビットの前記最終的シーケンスとして選択するための第２セレクタ手段（９５）とを含んでいるアグリゲーター信号プロセッサ手段（６２）を含むことを特徴とする、上記請求項２６に記載の通信システム。
47. 前記マクロダイバーシティコンバイナーユニットグループ（９９）のそれぞれにおける前記ブロックデコーダ（８５）がフレーム削除信号を提供し、前記第２セレクタ手段（９５）がフレーム削除信号と無関係に前記データアウトプットの内の１つを選択することを特徴とする、上記請求項４６に記載の通信システム。
48. 前記コレクター手段（１９）のそれぞれが、前記コレクター信号用のコレクタータイムスタンプを提供するための制御手段（５０）を更に含むことを特徴とする、上記請求項２６に記載の通信システム。
49. 前記アグリゲーター手段（１７）が、前記コレクター手段（１９）のそれぞれから受信されたタイムスタンプに基づき、前記コレクター手段（１９）の別のコレクターからのコレクター信号を整列させるための手段を含むことを特徴とする、上記請求項４８に記載の通信システム。
50. 前記複数のチャネルが、複数の順方向チャネル通信並びに複数の対応する逆方向チャネル通信を有する通信システムであって、
    前記複数のユーザー（１５）がブロードキャスターゾーン内に存在し、前記ユーザー（１５）の各々は、異なるユーザー順方向チャネル信号を受信するためのユーザー受信器手段と、ユーザー逆方向チャネルでユーザー逆方向チャネル信号を同報通信するためのユーザー送信器手段とを含んでおり、
    前記複数のユーザー（１５）は複数の別々のユーザー逆方向チャネルから形成される複合信号を提供し、
    複数のマクロダイバースコレクター手段は、前記ブロードキャスターゾーン近くのマクロダイバース位置に分散配置され、
    前記通信システムは、前記複数のユーザー順方向チャネル信号をブロードキャスター範囲上で前記ブロードキャスターゾーンの前記ユーザー（１５）に同報通信するためのブロードキャスター送信機を含んでいるブロードキャスター手段と、前記複数のユーザー（１５）の内の特定ユーザーから逆方向チャネル信号を受信するための、コレクターグループ内の前記複数のコレクター手段（１９）の中からあるコレクター手段を選択するための制御手段（１４）と、を含み、
    アグリゲーター手段は、前記複数のユーザー（１５）の内の前記特定ユーザーの各々に対してのユーザー信号を表すデータビットの前記最終的シーケンスを形成するために、前記複数のユーザー（１５）の内の前記特定ユーザーの各々につき、前記コレクターグループの前記複数のマクロダイバースコレクター手段（１９）からの前記コレクター信号を連結することを特徴とする上記請求項１に記載の通信システム。
51. 前記コレクター処理手段（４２）が、前記マイクロダイバース受信信号を処理するためのマルチセンサーイコライザーマイクロコンバイナーを含むことを特徴とする、上記請求項５０に記載の通信システム。
52. 前記コレクター処理手段（４２）が、前記マイクロダイバース受信信号毎に１器のシングルセンサーイコライザー複数器と、前記コレクター信号を形成するために前記シングルセンサーイコライザーの各々からのアウトプットを連結するための１つのステージコンバイナーとを含んでいることを特徴とする、上記請求項５０に記載の通信システム。
53. 時間同期化信号を送信するためのマスタータイム送信機を更に含み、且つ前記コレクター手段（１９）のそれぞれが、前記コレクター信号に関係するコレクタータイムスタンプを提供するために、前記時間同期化信号に応答する時間制御手段（５０）を更に含むことを特徴とする、上記請求項５０に記載の通信システム。
54. 前記アグリゲーター手段（１７）が、前記コレクター手段（１９）のそれぞれから受信されたタイムスタンプに基づき、前記コレクター手段（１９）の別のコレクターからのコレクター信号を整列させるための手段を含むことを特徴とする、上記請求項５３に記載の通信システム。
55. 通信システムであって、
    前記複数のチャネルは、複数の順方向チャネル通信及び複数の対応する逆方向チャネル通信を有し、
    前記複数のユーザー（１５）が複数のブロードキャスターゾーン内に存在し、前記ユーザー（１５）の各々は、異なるユーザー順方向チャネル信号を受信するためのユーザー受信器手段と、ユーザー逆方向チャネルでユーザー逆方向チャネル信号を同報通信するためのユーザー送信器手段とを含んでおり、前記複数のユーザー（１５）は複数の別々のユーザー逆方向チャネルから形成される複合信号を提供し、
    前記システムは、数Ｎ_bm個のブロードキャスター手段であって、それぞれは前記複数のユーザー順方向チャネル信号をブロードキャスター範囲に亘って前記ブロードキャスターゾーンの１つのユーザー（１５）へと同報通信するためのブロードキャスター送信機を含んでいる、そのようなＮ_bm個のブロードキャスター手段と、前記ブロードキャスターゾーン近くのマクロダイバース位置に分散配置された数Ｎ_c個の前記コレクター手段（１９）であって、コレクター手段（１９）の数Ｎ_cはブロードキャスター手段の数Ｎ_bmよりも大きい、そのようなＮ_c個のコレクター手段と、を含み、
    前記アグリゲーター手段（１７）は、前記ユーザー（１５）についてのユーザー信号を表すデータビットの前記最終的シーケンスを形成するために、前記コレクターグループ内の前記コレクター手段（１９）からの、ユーザー（１５）の内の特定ユーザーの前記各ユーザーについての前記マクロダイバースコレクター信号を連結することを特徴とする上記請求項１に記載の通信システム。
56. 前記複数のユーザー（１５）の内の特定ユーザーからの逆方向チャネル信号を受信するために、コレクターグループ内の前記複数のコレクター手段（１９）の内のある手段を選択するための制御手段（１４）を含み、且つ前記アグリゲーター手段（１７）が、前記複数のユーザー（１５）の内の前記特定ユーザーの各々について、前記コレクターグループ内の前記複数のマクロダイバースコレクター手段（１９）からの前記コレクター信号を連結することを特徴とする、上記請求項５５に記載の通信システム。
57. 前記コレクター処理手段（４２）が、前記マイクロダイバース受信信号を処理するためのマルチセンサーイコライザーマイクロコンバイナーを含むことを特徴とする、上記請求項５５に記載の通信システム。
58. 前記コレクター処理手段（４２）が、前記マイクロダイバース受信信号毎に１器のシングルセンサーイコライザー複数器と、前記コレクター信号を形成するために前記シングルセンサーイコライザーの各々からのアウトプットを連結するための１つのステージコンバイナーとを含んでいることを特徴とする、上記請求項５５に記載の通信システム。
59. 時間同期化信号を送信するためのマスタータイム送信機を更に含み、且つ前記コレクター手段（１９）のそれぞれが、前記コレクター信号に関係するコレクタータイムスタンプを提供するために、前記時間同期化信号に応答する時間制御手段（５０）を更に含むことを特徴とする、上記請求項５５に記載の通信システム。
60. 前記アグリゲーター手段（１７）が、前記コレクター手段（１９）のそれぞれから受信されたタイムスタンプに基づき、前記コレクター手段（１９）の別のコレクターからのコレクター信号を整列させるための手段を含むことを特徴とする、上記請求項５９に記載の通信システム。
61. 前記アグリゲーター手段（１７）は、データビットのシーケンス用のチャネル目標値を生成するためのチャネルモデル生成手段と、コレクター信号からデータビットのシーケンスを生成するためのデータビット生成手段と、前記複数ユーザー（１５）の各々についてのユーザー信号を表すデータビットの最終的なシーケンスを形成するために、前記データビットのシーケンスと前記目標値を処理するための処理手段とを含むことを特徴とする、上記請求項１に記載の通信システム。

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