JP4116451B2 - Capacitance measuring device and sine wave amplitude detecting device - Google Patents

Capacitance measuring device and sine wave amplitude detecting device Download PDF

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、静電容量測定装置及び正弦波振幅検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】
特表平１１−５０７４３４号公報
【特許文献２】
特開平５−２６４４９５号公報
【特許文献３】
特開昭６３−１６８５４９号公報
【特許文献４】
特開昭５９−１０２１５１号公報
【０００３】
正弦波波形を用いた電気測定は、インピーダンス測定を始めとする種々の電気計測に用いられている。例えばインピーダンス測定の場合、被測定系に周波数及び振幅が一定の正弦波電圧波形を測定信号として入力し、被測定系の応答電圧波形（あるいは通過波形）を測定情報として取得し、これを解析することにより被測定系のインピーダンスに関する情報を得ることができる。
【０００４】
例えば交流インピーダンス法を用いた静電容量測定は応用分野が広く、種々の用途に使用されている。例えば、自動車分野においてはエンジンオイルのレベルセンサや劣化センサなどに使用されている（特許文献１、特許文献２、特許文献３及び特許文献４）。具体的には、オイル内に１対の電極を対向配置し、オイルを誘電体とするセンシングコンデンサを形成し、その静電容量を測定する。例えば、オイルレベルにより電極間に存在するオイル量が変化したり、劣化により誘電率が変化したりすると、これがセンシングコンデンサの静電容量に反映される。交流インピーダンス法では、センシングコンデンサに測定信号として正弦波信号を入力し、その通過波形を測定する。正弦波信号を用いた場合、その通過電流波形も正弦波状となり、その振幅を測定することによりセンシングコンデンサの静電容量を知ることができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような測定を行なうための装置を構成する場合、正弦波測定信号の生成回路と、応答波形のサンプリング・解析回路とを設ける必要がある。例えば、測定信号の生成には正弦波発振回路を用い、他方、応答波形のサンプリング・解析は、Ａ／Ｄコンバータを用いて波形を量子化した後、コンピュータ処理により波形解析を行なう方法が一般的である。自動車用のセンサ等に使用するには、環境温度変化の影響等を受けにくくするために、周波数や振幅を安定化するための回路（例えばＰＬＬ回路など）を追加する必要がある。また、被測定系の常時監視のために、波形解析をリアルタイムで行なう必要があり、ＤＳＰなど高速データ処理に適したプロセッサを用いる必要がある。
【０００６】
しかしながら、自動車用の電装用品など、低廉化の流れが激しい分野においては、測定信号波形の合成処理と応答電圧波形のサンプリングとを並行して行い、かつ、リアルタイムによる静電容量測定処理にも対応するという高等な処理を、汎用で廉価なマイコンを用いて実現することが要求される。この場合、単位時間当たりに処理可能なマイコンのステップ数が限られているために、波形量子化のレベルはＤＳＰなどを用いた精密な処理とは比ぶべくもなく、さらに測定用の正弦波波形の合成も並列で担わなければならないので、応答波形の振幅を正確に測定するには制約が極めて大きい。
【０００７】
本発明の課題は、低廉なハードウェア環境であっても正弦波測定信号を用いた静電容量測定を効率的あるいは高精度に行なうことができる静電容量測定装置と、正弦波応答波形等の正弦波波形の振幅を、低廉なハードウェア環境であっても正確かつ迅速に検出できる正弦波振幅検出装置とを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段及び作用・効果】
上記の課題を解決するために、本発明の静電容量測定装置の第一は、
測定対象物の静電容量を測定するために、該測定対象物を誘電体とする形で形成されるセンシングコンデンサと、
該センシングコンデンサに入力される、正弦波測定信号を生成する測定信号生成手段と、
正弦波測定信号によるセンシングコンデンサの通過電流波形を電流−電圧変換することによりセンサ応答電圧波形として出力する電流−電圧変換回路と、
センサ応答電圧波形を一定時間間隔にてサンプリングすることにより電圧サンプリング点の組を取得し、それら電圧サンプリング点の組の平均電圧値によりセンサ応答電圧波形の推定中心線を決定し、該推定中心線を挟んで隣接する２つの電圧サンプリング点を基準点決定用サンプリング点として、それら基準点決定用サンプリング点間の波形形状を直線近似したときの、推定中心線と該直線との交点を波形基準点として求め、推定中心線に関して一方の側において、推定中心線からの電位差が最大となる最大電圧サンプリング点の電圧値と、同じく該側に位置する基準点決定用サンプリング点と波形基準点との位相差とに基づいてセンサ応答電圧波形の振幅を算出し、該振幅に基づいて静電容量情報を算出する静電容量情報生成手段と、
を有することを特徴とする。
【０００９】
上記本発明の静電容量測定装置の第一によると、測定対象物の静電容量を測定するにあたり、電圧が周期的に変化する正弦波測定信号を、測定対象物を誘電体とするセンシングコンデンサに入力し、その通過電流波形を電流−電圧変換して、センサ応答電圧波形を生成する。センシングコンデンサの静電容量は、センサ応答電圧波形の振幅から算出できる。該振幅を求めるには、アナログ処理的にはピークホールド回路を用いるのが便利であるが、ピークホールド回路を追加しなければならない分だけハードウェアが複雑化し、装置のコストアップにつながる。そこで、静電容量情報生成手段を上記のように、センサ応答電圧波形を一定時間間隔にてサンプリングすることにより電圧サンプリング点の組を取得し、それら電圧サンプリング点を用いて振幅を生成するように構成すると、ソフトウェア的な振幅演算を容易に行なうことができ、ひいてはハードウェアの簡略化に寄与する。
【００１０】
この場合、電圧サンプリング点の最大値を波形振幅として代用するには誤差が大きく、量子化精度という点では必ずしも十分ではない。もちろんサンプリング点の数を増やせばこの問題は解消されるが、クロック周波数が通常レベルの廉価なハードウェア（例えばＣＰＵ）を使用する前提にたてば、測定信号発生との並列処理や、静電容量情報算出のリアルタイム処理を行なうのに難を生ずる。また、サンプリング点の数を増やさず、正弦波によるカーブフィッティングを行なう方法を用いても同様の問題を生ずる。そこで、本発明の静電容量測定装置の第一においては、以下のような方式を採用することにより、該問題を解決する。すなわち、電圧サンプリング点の組の平均電圧値により、図１７に示すように、センサ応答電圧波形の推定中心線Ｊｍを決定する。そして、該推定中心線Ｊｍを挟んで隣接する２つの電圧サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１を基準点決定用サンプリング点として用いる。応答電圧波形は正弦波であり、正弦波関数ｓｉｎθは、中心線すなわちθ＝０の近傍では、ｓｉｎθ＝θにて近似できることが数学的に知られている。そこで、基準点決定用サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１間の波形形状を直線近似することにより、推定中心線ＪｍとＰi及びＰi＋１を結ぶ直線との交点を波形基準点Ｐｍとして求めることができる。そして、推定中心線Ｊｍに関して一方の側において、該推定中心線Ｊｍからの電圧の隔たり（電位差）が最大となる最大電圧サンプリング点Ｐｍａｘの電圧値Ｊｐと、同じく該側に位置する基準点決定用サンプリング点Ｐｉと波形基準点Ｐｍとの位相差θａとに基づいて、振幅Ａ０を算出することができる。このように、正弦波関数の数学的性質を利用することにより、サンプリング点の数を増やしたり、カーブフィッティングを行なったりするなどの負担の大きい処理を行なわずとも、センサ応答電圧波形の振幅、ひいてはセンシングコンデンサの静電容量を正確に算出できる。
【００１１】
次に、本発明の静電容量測定装置の第二は、
測定対象物の静電容量を測定するために、該測定対象物を誘電体とする形で形成されるセンシングコンデンサと、
該センシングコンデンサに入力される正弦波測定信号を生成するために、複数のアナログ設定電圧のうち、１のものを選択して出力する電圧出力部と、複数のアナログ設定電圧を予め定められた順序及び周期にて切り替えることにより、正弦波の軌跡をたどる階段状の信号波形が出力されるよう、電圧出力部の電圧出力を制御する電圧出力制御手段と、階段状の信号波形を平滑化するローパスフィルタ回路とを有した測定信号生成手段と、
正弦波測定信号によるセンシングコンデンサの通過電流波形を電流−電圧変換することによりセンサ応答電圧波形として出力する電流−電圧変換回路と、
正弦波測定信号を生成するための階段状の信号波形の繰返し周期が到来するたびに、電圧サンプリングを行なうステップ順位を固定にしておいて、所期のサンプリング位相が得られるように各前記信号波形の初期位相を変化させることにより、センサ応答電圧波形のサンプリング位相を、アナログ設定電圧の切り替え時間間隔に対応した値だけ進角させ、該階段状の信号波形の繰返し周期を複数回繰り返すことにより、センサ応答電圧波形を、１周期内の互いに異なる位相にて電圧サンプリング点の組を取得し、該電圧サンプリング点の組を用いて、静電容量情報を算出するためのセンサ応答電圧波形の振幅を算出する静電容量情報生成手段と、を有することを特徴とする。
【００１２】
上記の方式によると、センサ応答電圧波形のサンプリングを、測定信号の階段波形ＷＰ１の設定電圧の比較的粗い切り替え間隔に合わせて実行し、かつ、実質的なサンプリング間隔を縮小するために、総サンプリング期間を複数周期センサの応答電圧波形にまたがらせて、必要な数のサンプリング点の組を取得することになる。このように、正弦波信号波形の周期性を巧妙に利用することで、サンプリング間隔が比較的長いにもかかわらず、静電容量測定に必要なセンサ応答電圧波形の情報を十分な精度にて取得することができる。
【００１３】
また、本発明の静電容量測定装置の第三は、
測定対象物の静電容量を測定するために、該測定対象物を誘電体とする形で形成されるセンシングコンデンサと、
該センシングコンデンサに入力される、正弦波測定信号を生成するために、複数のアナログ設定電圧のうち、１のものを選択して出力する電圧出力部と、複数のアナログ設定電圧を予め定められた順序及び周期にて切り替えることにより、正弦波の軌跡をたどる階段状の信号波形が出力されるよう、電圧出力部の電圧出力を制御する電圧出力制御手段と、階段状の信号波形を平滑化するローパスフィルタ回路とを有した測定信号生成手段と、
正弦波測定信号によるセンシングコンデンサの通過電流波形を電流−電圧変換することによりセンサ応答電圧波形として出力する電流−電圧変換回路と、
センサ応答電圧波形を一定時間間隔にてサンプリングすることにより電圧サンプリング点の組を取得し、それら電圧サンプリング点の組を用いて、静電容量情報を算出するためのセンサ応答電圧波形の振幅を算出する静電容量情報生成手段とを備え、
測定信号生成手段において電圧出力制御手段がＣＰＵであり、電圧出力部は、各々ＣＰＵにより第一電圧レベルと該第一電圧レベルよりも低い第二電圧レベルとの間で切り替え制御可能な複数の電圧出力ポートを有するものであり、それら複数の電圧出力ポートに分圧抵抗がそれぞれ接続されるとともに、それら分圧抵抗の末端が抵抗分圧点として共通結線され、第一電圧レベルに設定される電圧出力ポートの分圧抵抗に基づく第一合成抵抗と、第二電圧レベルに設定される電圧出力ポートの分圧抵抗に基づく第二合成抵抗との分圧比により定まる抵抗分圧点の電圧が、前記複数の電圧出力ポートの電圧設定状態の組合せに対応したアナログ設定電圧として出力されることを特徴とする。
【００１４】
上記の構成において測定信号生成手段は、複数のアナログ設定電圧を予め定められた順序及び周期にて切り替えることにより、正弦波の軌跡をたどる階段状の信号波形を出力する。そして、該階段状の信号波形はローパスフィルタ回路により平滑化され、正弦波波形を得ることができる。該構成では、複数のアナログ設定電圧を切り替えることで波形生成するので、アナログ波形を直接得ることができる。アナログ設定電圧の温度変化をある程度小さく抑えることができれば、発振器や増幅器を用いた信号発生器のようにその影響が増幅して現れることがないので、結果的に温度変化の影響を受けにくい、振幅の一定した測定信号波形を容易に得ることができる。
【００１５】
また、電圧出力制御手段はＣＰＵであり、電圧出力部は上記複数の電圧出力ポートである。各ポートの出力電圧レベルを種々の組合せにて変化させると、抵抗分圧点の電圧は、第一電圧レベル（例えばＨ）に設定される電圧出力ポートの分圧抵抗に基づく第一合成抵抗と、第二電圧レベル（例えばＬ）に設定される電圧出力ポートの分圧抵抗に基づく第二合成抵抗との分圧比により定まる。従って、複数の電圧出力ポートの電圧設定状態の組合せに対応したアナログ設定電圧が、該抵抗分圧点から出力される。例えば、図５に示すように、互いに抵抗値の異なる抵抗Ｒ１’〜Ｒ４’をスイッチにより選択的に電源電圧Ｖｃｃに接続し、抵抗分圧点Ｕに接続された共通抵抗Ｒ５’との間で、個別に分圧電圧を形成することも可能である。この構成は、設計が容易である反面、次のような欠点がある。すなわち、汎用マイコンのポート出力は、ほとんどのものがＨとＬのバイステートであるから、オープン状態を作るためのスイッチとしては使えない。従って、抵抗Ｒ１’〜Ｒ４’を選択するためのスイッチは、外付けスイッチ３１（例えばトランジスタ）の形で別途設けなければならなくなり、コストアップが避けられなくなる（なお、ポートＰ１〜Ｐ４の出力は、これらスイッチ３１の制御信号として使用することになる）。しかし、上記の構成によると、設定電圧の異なる電圧出力ポート間で分圧形成するようになっており、バイステートのポートを全て有効活用でき、外付けスイッチも全く不要となる。
【００１６】
上記本発明の静電容量測定装置の第一、第二及び第三は、２以上のものを組み合わせて実施することができる。
【００１７】
また、本発明の正弦波振幅検出装置は、
振幅測定対象となる正弦波波形を一定時間間隔にてサンプリングすることにより波形変位サンプリング点の組を取得するサンプリング手段と、
それら波形変位サンプリング点の組の平均波形変位値により正弦波波形の推定中心線を決定する推定中心線決定手段と、
該推定中心線を挟んで隣接する２つの波形変位サンプリング点を基準点決定用サンプリング点として、それら基準点決定用サンプリング点間の波形形状を直線近似したときの、推定中心線と該直線との交点を波形基準点として求める波形基準点決定手段と、
推定中心線に関して一方の側において、推定中心線からの波形変位が最大となる最大波形変位サンプリング点の波形変位値と、同じく該最大波形変位サンプリング点側に位置する基準点決定用サンプリング点と波形基準点との位相差とに基づいて、正弦波波形の振幅を決定する振幅決定手段と、
を備えたことを特徴とする。
【００１８】
上記の構成によると、振幅測定対象となる正弦波波形を一定時間間隔にてサンプリングすることにより波形変位サンプリング点の組を取得し、それら波形変位サンプリング点を用いて振幅を生成するので、ソフトウェア的な振幅演算を容易に行なうことができ、ひいてはハードウェアの簡略化に寄与する。
【００１９】
この場合、波形変位サンプリング点の最大値を波形振幅として代用するには誤差が大きく、量子化精度という点では必ずしも十分ではない。もちろんサンプリング点の数を増やせばこの問題は解消されるが、クロック周波数が通常レベルの廉価なハードウェア（ＣＰＵ）を使用する前提にたてば、測定信号発生との並列処理や、振幅算出のリアルタイム処理を行なうのに難を生ずる。また、サンプリング点の数を増やさず、正弦波によるカーブフィッティングを行なう方法を用いても同様の問題を生ずる。そこで、本発明の正弦波振幅検出装置においては、以下のような方式を採用することにより、該問題を解決する。すなわち、波形変位サンプリング点の組の平均波形変位値により、図１７を援用して示すように、振幅測定対象となる正弦波波形の推定中心線Ｊｍを決定する。そして、該推定中心線Ｊｍを挟んで隣接する２つの波形変位サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１を基準点決定用サンプリング点として用いる。正弦波関数ｓｉｎθは、中心線すなわちθ＝０の近傍では、ｓｉｎθ＝θにて近似できることが数学的に知られている。そこで、基準点決定用サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１間の波形形状を直線近似することにより、推定中心線ＪｍとＰi及びＰi＋１を結ぶ直線との交点を波形基準点Ｐｍとして求めることができる。そして、推定中心線Ｊｍに関して一方の側において、該推定中心線Ｊｍからの波形の変位が最大となる最大波形変位サンプリング点Ｐｍａｘの波形変位値Ｊｐと、同じく該側に位置する基準点決定用サンプリング点Ｐｉと波形基準点Ｐｍとの位相差θａとに基づいて、振幅Ａ０を算出することができる。このように、正弦波関数の数学的性質を利用することにより、サンプリング点の数を増やしたり、カーブフィッティングを行なったりするなどの負担の大きい処理を行なわずとも、振幅測定対象となる正弦波波形の振幅を正確に算出できる。
【００２０】
本発明の静電容量測定装置は、劣化検知対象となるオイルを測定対象物として、該オイル中に浸漬される電極対によりセンシングコンデンサを形成し、そのセンシングコンデンサの静電容量変化に基づいて、該オイルの劣化検知を行なうオイル劣化検知装置として好適に使用可能である。これにより、測定対象となるオイルの静電容量変化に基づく劣化検知を常に正確に行なうことができる。なお、本発明の適用対象となるオイルは、主に自動車用等のエンジンオイルであるが、機械潤滑油などエンジンオイル以外のオイルにも適用可能である。
【００２１】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の静電容量測定装置として構成されたエンジンオイル劣化検知装置の一実施形態を示す全体ブロック図である。該エンジンオイル劣化検知装置１は、測定信号生成手段、静電容量情報生成手段、静電容量情報補正出力手段及び電圧出力制御手段として機能するマイコンＩＣ１と、これに動作電圧を供給する周知の安定化電源回路５とを有する。オイル劣化検知装置１の基本機能は、図９Ａ及び図９Ｂに示すように、劣化検知対象となるエンジンオイル中に浸漬される電極対５１，５２によりセンシングコンデンサＣＳ１を形成し、そのセンシングコンデンサＣＳ１の静電容量変化に基づいて、該エンジンオイルの劣化検知を行なうものである。図９Ａの実施形態ではセンシングコンデンサＣＳ１をなす電極対５１，５２は、同心的に配置される筒状形態をなし、オイル中に配置することにより両者の隙間にオイルが浸透して、該オイルを誘電体とするコンデンサが形成されることとなる。他方、図９Ｂに示すように、電極対５１，５２を平行対向板電極として構成することもできる。この実施形態では、一方の電極が結線により電気的に導通した２枚の電極板５２，５２にて構成されている。なお、本発明において「電極対」とは、直流電圧を印加したとき互いに異極性に帯電する電極をいい、図９Ａのように、双方の電極を各々単一の電極板として構成することもできるし、図９Ｂに示すように、一方又は双方の電極が複数個の電極片に分割されていてもよい。センシングコンデンサＣＳ１は静電容量値が高いほど劣化検知を高精度に行なうことができる。例えば、本実施形態では図９Ｂの態様を用いており、中央の電極板５１が、両側の電極板５２に共用される形で並列結合された２つのコンデンサが形成されており、静電容量値向上が図られている。
【００２２】
マイコンＩＣ１はＣＰＵ１３と、本発明の静電容量測定装置の機能実現のための制御プログラムを格納したＲＯＭ１４、及びＣＰＵ１３による該制御プログラムのワークメモリとなるＲＡＭ１５及び入出力インターフェース１１とを有する。本実施形態においてマイコンＩＣ１は、市販品の８ビットマイコンを使用しており、その制御プログラムの処理の流れは、図１０〜図１５のフローチャートにより、後に詳述する。
【００２３】
入出力インターフェース１１からは、制御プログラムの実行に基づき、分圧回路２１０を経て正弦波の軌跡をたどる階段状の電圧波形ＳＧ１が出力される。この電圧波形ＳＧ１は、ローパスフィルタ回路２によりスムージング（平滑化）が施されて正弦波状の測定信号ＳＧ２となる。
【００２４】
該測定信号ＳＧ２は、検知信号生成回路３０に入力される。検知信号生成回路３０は、センシングコンデンサＣＳ１、基準素子をなす基準コンデンサＣ４、切り替え回路４及び電流−電圧変換回路３を有する。そして、センシングコンデンサＣＳ１と基準コンデンサＣ４とに、測定信号ＳＧ２を、切り替え回路４を介して交互に入力し、各通過電流波形ＳＧ３を、電流−電圧変換回路３によりセンサ応答電圧波形ないし基準素子応答電圧波形（以下、位相基準電圧波形ともいう）に変換する。これらの波形はマイコンＩＣ１に組み込まれたＡ／Ｄ変換部１２を経て、切り替え回路４により予め定められた時間間隔で、マイコンＩＣ１の入出力インターフェース１１に交互に入力される。
【００２５】
マイコンＩＣ１は、これらのセンサ応答電圧波形及び基準素子応答電圧波形を用いて制御プログラムの実行に基づき、センシングコンデンサＣＳ１の静電容量、つまりオイル劣化状態を表す静電容量を反映した静電容量情報Ｆを、後述の補正処理を行ないつつ生成する。本実施形態では、基準コンデンサＣ４に対するセンシングコンデンサＣＳ１の相対的な静電容量値を、静電容量情報Ｆとして生成するようにしている。生成された静電容量情報Ｆは、マイコンＩＣ１内に組み込まれた出力部１６にレベル持続時間指示値の形で与えられる。出力部１６（本実施形態ではＰＷＭ出力部）は、静電容量情報Ｆに対応したレベル持続時間を有する出力波形を合成し、自動車に搭載されたエンジンコントロールユニット（ＥＣＵ）５０に出力する。なお、安定化電源回路５はＥＣＵ５０を経て受電するため、自動車のイグニッションスイッチをＯＦＦにすると、エンジンオイル劣化検知装置１への電力供給が停止する。
【００２６】
図２は、エンジンオイル劣化検知装置１の詳細な構成例を示す回路図である（ただし、安定化電源回路５は省略して描いている）。マイコンＩＣ１のクロック端子Ｘ０、Ｘ１には、ＣＰＵ１３（図１）の動作クロックを与えるクロック回路８が接続されている。クロック回路８はセラミック発振子１１０（商品名、例えばセラロック：水晶発振子でもよい）にて発振部が構成された発振回路よりなる。本実施形態では、該発振回路を、コルピッツ発振回路のインダクタをセラミック発振子１１０で置き換えたものとして構成している。また、リセット端子ＲＳＴには、リセット回路７が接続されている。リセット回路７は、コンデンサＣ８と抵抗Ｒ１５よりなる遅延回路を主体とするものであり、イグニッションスイッチがＯＮになるに伴い、安定化電源回路５からの信号電圧Ｖｃｃ（＋５Ｖ）を受電すると、コンデンサＣ８と抵抗Ｒ１５との時定数により、予め定められたクロック数だけリセット端子ＲＳＴの電圧をＬレベルに維持し、リセット入力を行なう。なお、ダイオードＤ１は、イグニッションスイッチがＯＦＦになったときにコンデンサＣ８を放電させるためのものである。
【００２７】
マイコンＩＣ１は、ＣＰＵ１３（図１）の動作により、分圧回路２１０及びローパスフィルタ回路２とともに測定信号生成手段を形成する。マイコンＩＣ１の入出力インターフェース１１（図１）の複数（ここでは４つ）のポートＰ１〜Ｐ４と、これに接続された分圧回路２１０が、複数のアナログ設定電圧のうち、１のものを選択して出力する電圧出力部を形成する。そして、ＣＰＵ１３は、前述の制御プログラムの実行により、複数のアナログ設定電圧を予め定められた順序及び周期にて切り替えることにより階段状の信号が出力されるよう、電圧出力部の電圧出力を制御する電圧出力制御手段として機能する。
【００２８】
本実施形態では、電圧出力部は、各々ＣＰＵ１３（図１）により第一電圧レベル（Ｈレベル：例えば＋５Ｖ）と該第一電圧レベルよりも低い第二電圧レベル（Ｌレベル：例えば＋０Ｖ）との間で切り替え制御可能な複数の電圧出力ポート、つまり、前述の入出力インターフェース１１（図１）のポートＰ１〜Ｐ４を有した形となっている。それら電圧出力ポートＰ１〜Ｐ４には、分圧回路２１０をなす分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４がそれぞれ接続されている。これら分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の末端は抵抗分圧点Ｕとして共通結線されている。
【００２９】
ポートＰ１〜Ｐ４の出力電圧レベルを種々の組合せにて変化させると、抵抗分圧点Ｕの分圧電圧も種々に変化する。具体的には、抵抗分圧点Ｕの電圧は、第一電圧レベル（Ｈ）に設定される電圧出力ポートの分圧抵抗に基づく第一合成抵抗と、第二電圧レベル（Ｌ）に設定される電圧出力ポートの分圧抵抗に基づく第二合成抵抗との分圧比により定まる。従って、複数の電圧出力ポートＰ１〜Ｐ４の電圧設定状態の組合せに対応したアナログ設定電圧が、該抵抗分圧点Ｕから出力される。
【００３０】
例えば、図５に示すように、互いに値の異なる抵抗Ｒ１’〜Ｒ４’をスイッチにより選択的に電源電圧Ｖｃｃに接続し、抵抗分圧点Ｕに接続された共通抵抗Ｒ５’との間で、個別に分圧電圧を形成することも可能である。この構成は、設計が容易である反面、次のような欠点がある。すなわち、汎用マイコンのポート出力は、ほとんどのものがＨとＬのバイステートであるから、オープン状態を作るためのスイッチとしては使えない。従って、抵抗Ｒ１’〜Ｒ４’を選択するためのスイッチは、外付けスイッチ３１（例えばトランジスタ）の形で別途設けなければならなくなり、コストアップが避けられなくなる（なお、ポートＰ１〜Ｐ４の出力は、これらスイッチ３１の制御信号として使用することになる）。しかし、図２の構成によると、設定電圧の異なる電圧出力ポート間で分圧形成するようになっており、バイステートのポートを全て有効活用でき、外付けスイッチも全く不要となる。なお、本実施形態では、選択可能なアナログ設定電圧の幅をさらに広げるために、抵抗分圧点Ｕから接地側に分岐する形で分圧比調整抵抗Ｒ５が設けられている。
【００３１】
図３は、上記の回路を用いた正弦波測定信号の具体的な合成例を示すものである。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３をいずれも７．３２ｋΩ、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ４をいずれも４２．２ｋΩとし、第一電圧レベル（Ｈ）を＋５Ｖ、第二電圧レベル（Ｌ）を０Ｖ（接地レベル）とする。また、ポート設定種別Ｎを、次の８種類（重複があるので実質的には５種類）に定める。
（Ｎ＝１）
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４の全てがＬ。図４の▲１▼に等価回路を示す。全ての抵抗が接地されるので、抵抗分圧点Ｕから出力される設定電圧は０Ｖ。
（Ｎ＝２）
Ｐ２とＰ４がＨ、Ｐ１とＰ３がＬ。図４の▲２▼に等価回路を示す。Ｈ側のＲ２，Ｒ４が第一合成抵抗を、Ｌ側のＲ１，Ｒ３，Ｒ５とが第二合成抵抗を形成する。抵抗分圧点Ｕから出力される設定電圧は０．６６Ｖ。
（Ｎ＝３）
Ｐ１とＰ２がＨ、Ｐ３とＰ４がＬ。図４の▲３▼に等価回路を示す。Ｈ側のＲ１，Ｒ２が第一合成抵抗を、Ｌ側のＲ３，Ｒ４，Ｒ５が第二合成抵抗を形成する。抵抗分圧点Ｕから出力される設定電圧は２．２５Ｖ。
（Ｎ＝４）
Ｐ１とＰ３がＨ、Ｐ２とＰ４がＬ。図４の▲４▼に等価回路を示す。Ｈ側のＲ１，Ｒ３が第一合成抵抗を、Ｌ側のＲ２，Ｒ４，Ｒ５が第二合成抵抗を形成する。抵抗分圧点Ｕから出力される設定電圧は３．８４Ｖ。
（Ｎ＝５）
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４の全てがＨ。図４の▲５▼に等価回路を示す。Ｈ側のＲ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４が第一合成抵抗を、Ｌ側のＲ５が第二合成抵抗を形成する。抵抗分圧点Ｕから出力される設定電圧は４．５Ｖ。
（Ｎ＝６）
Ｎ＝４に同じ。
（Ｎ＝７）
Ｎ＝３に同じ。
（Ｎ＝８）
Ｎ＝２に同じ。
【００３２】
上記のポート設定種別Ｎを、図３右上のタイミングチャートのように、この順序にて等時間間隔で切り替えると、抵抗分圧点Ｕから出力される設定電圧は、正弦波の軌跡を描く階段波形ＷＰ１を形成する。そして、さらにこれを、ローパスフィルタ回路２を通過させることにより、正弦波の測定信号波形ＷＰ２が得られる。本実施形態では、そのポート設定の切り替え間隔が４μｓｅｃ、正弦波の１周期が３２μｓｅｃであり、従って、測定信号の周波数は３１．２５ｋＨｚである。
【００３３】
測定信号の周波数は、ポート設定の切り替え間隔を変更することにより調整可能である。また、より高精度の波形を得たい場合には、信号の１周期に使用する設定電圧のレベル数をさらに増やせばよく、必要に応じてアナログ設定電圧を形成するための電圧出力ポートの数も追加確保する。
【００３４】
次に、ローパスフィルタ回路２は、図２に示すように、本実施形態では波形精度向上のため、アクティブフィルタを採用している。具体的には、オペアンプＩＣ２と抵抗器Ｒ７及びコンデンサＣ２，Ｃ３とにより、アクティブフィルタによる二次ステージを形成し、その前段に抵抗器Ｒ６及びコンデンサＣ１を用いたパッシブフィルタからなる一次ステージを追加することにより、全体として三次のバターワースフィルタを形成している。ただし、本発明に使用可能なフィルタはこれに限られるものではない。該ローパスフィルタ回路２によりスムージングされた信号波形（正弦波の信号波形）が、静電容量の測定信号ＳＧ２として使用される。
【００３５】
次に、図１の検知信号生成回路３０は、センシングコンデンサＣＳ１の通過電流波形と基準コンデンサＣ４の通過電流波形をそれぞれ電流−電圧変換して、センサ応答電圧波形及び基準素子応答電圧波形（ＳＧ４）を作成するものである。本実施形態においては、基準コンデンサＣ４（基準素子）の基準素子応答電圧波形が、センサ応答電圧波形の位相基準となる位相基準電圧波形として使用される。具体的には、測定信号ＳＧ２に対するコンダクタンスがセンシングコンデンサＣＳ１のコンダクタンスに対して無視できる程度に小さいもの、例えば１／１０以下、望ましくは１／１００以下）が使用される。
【００３６】
また、本実施形態では、基準素子応答電圧波形は、エンジンオイルないし測定系の温度変動に由来したセンサ応答電圧波形の出力レベル変化を補償するための温度補償用信号としても使用される。この目的のため、基準コンデンサＣ４は、静電容量の温度変化率がセンシングコンデンサ（すなわち、劣化検知対象となるオイル）ＣＳ１よりも小さいものが採用されている。本実施形態では、基準コンデンサＣ４は、２０℃での値を基準としたときの、−３０℃〜１２０℃における静電容量の温度変化率が±１％以内のものが使用されている。本実施形態では、ポリフェニレンスルフィド（ＰＰＳ）樹脂を誘電体として用いたプラスチックフィルムコンデンサ（商品名：ＥＣＨＵ（松下電器産業（株）））を使用している。このコンデンサは、直流コンダクタンスも３．５×１０−１０Ｓ以下と十分に小さい。
【００３７】
次に、測定信号ＳＧ２のセンシングコンデンサＣＳ１及び基準コンデンサＣ４への入力切替は、切り替え回路４によってなされる。切り替え回路４の要部をなすのは、アナログスイッチＩＣ３であり、本実施形態では米国モトローラ社のアナログ・マルチプレクサ・デマルチプレクサＭＣ５４／７４ＨＣ４０５３を使用しており、端子構成と動作表とを図６に示す。図６に示すように、該アナログスイッチＩＣ３は、各々２つの電圧入力ポート（アナログ入出力端子）からなる３組の選択入力ポート群Ｘ０，Ｘ１／Ｙ０，Ｙ１／Ｚ０，Ｚ１と、各選択入力ポート群Ｘ０，Ｘ１／Ｙ０，Ｙ１／Ｚ０，Ｚ１に入力されるアナログ電圧のうち、各群毎に１のものを選択して出力する共通入出力ポートＸ／Ｙ／Ｚと、外部から受ける切り替え選択信号（２ビット）の入力部（チャネル選択入力端子）Ａ，Ｂ，Ｃとを有し、該切り替え選択信号に基づいて、共通入出力ポートＸ／Ｙ／Ｚにそれぞれ出力すべきアナログ入力を切り替えるものである。
【００３８】
そして、イネーブル端子とチャネル選択入力端子Ａ，Ｂ，Ｃとの入力電圧レベル（閾値より高い状態をＨ、低い状態をＬで表す）の組合せにより、図示の動作表に従い、選択入力ポート群Ｘ０，Ｘ１／Ｙ０，Ｙ１／Ｚ０，Ｚ１のそれぞれにて、いずれか１つのチャネルがオンとなり、各チャネルへのアナログ入力を共通入出力ポートＸ／Ｙ／Ｚにそれぞれ選択的に出力する。
【００３９】
図２に示すように、イネーブル端子が接地され、チャネル選択入力端子Ａ，Ｂ，Ｃは、マイコンＩＣ１の信号出力ポートＳＣＫに共通接続されている。信号出力ポートＳＣＫの出力は、マイコンＩＣ１のプログラム動作により、一定時間間隔（本実施形態では１秒間隔）でＬ／Ｈ切り替えされる。従って、チャネル選択入力端子Ａ，Ｂ，Ｃは、全てＬの状態と全てＨの状態とが、１秒間隔で切り替わることとなる。
【００４０】
測定信号ＳＧ２は共通入出力端子ＺよりアナログスイッチＩＣ３に入力される。図６の動作表によると、チャネル選択入力端子Ａ，Ｂ，Ｃが全てＬのときは、選択入力ポートＺ０／Ｙ０／Ｘ０がオンチャネルとなる。これにより、図７に示すように、測定信号ＳＧ２は基準コンデンサＣ４に入力され、その通過電流波形ＳＧ３が共通入出力端子Ｘより出力される。また、チャネル選択入力端子Ａ，Ｂ，Ｃが全てＨのときは、選択入力ポートＺ１／Ｙ１／Ｘ１がオンチャネルとなる。これにより、図８に示すように、測定信号ＳＧ２はセンシングコンデンサＣＳ１に入力され、その通過電流波形ＳＧ３が共通入出力端子Ｘより出力される。
【００４１】
なお、本実施形態では、オイルレベル検知用のセンシングコンデンサＣＳ２と、対応する基準コンデンサＣ５とが設けられ、それぞれ選択入力ポートＹ１，Ｙ０に接続されている。これらのセンシングコンデンサＣＳ２及び基準コンデンサＣ５は、オイル劣化検知用のセンシングコンデンサＣＳ１及び基準コンデンサＣ４と並列接続されており、測定信号ＳＧ２が同様に交互に切り替え入力されることとなる。そして、それらの通過電流波形ＳＧ５は共通入出力端子Ｙより出力され、レベル検知用の静電容量情報として使用される。
【００４２】
オイル劣化検知用の通過電流波形ＳＧ３と、レベル検知用の通過電流波形ＳＧ５とは、それぞれオペアンプＩＣ４と電流検出用の帰還抵抗Ｒ１０とを主体に構成された個別の電流−電圧変換回路３により電圧波形に変換される。いずれも、センシングコンデンサＣＳ１，ＣＳ２の通過電流波形が到来した場合はセンサ応答電圧波形となり、基準コンデンサＣ４，Ｃ５の通過電流波形が到来した場合は基準素子応答電圧波形となる。なお、本実施形態では２．２５Ｖを中心とする単極性電圧波形とするために、＋２．２５Ｖの基準入力を形成するための分圧抵抗Ｒ８，Ｒ９が設けられている。また、Ｃ６は発振防止用のコンデンサである。
【００４３】
オイル劣化検知用及びレベル検知用の各センサ応答電圧波形と基準素子応答電圧波形とは、対応する電流−電圧変換回路３より、アナログスイッチＩＣ３の切り替え周期に従い一定時間間隔で交互に出力され、マイコンＩＣ１のアナログ入力ポートＡＤ２，ＡＤ３にそれぞれ入力される。これらの信号は、マイコンＩＣ１内のＡ／Ｄ変換部１２（図１）によりデジタル化され、制御プログラムによる静電容量情報の作成処理に使用される。以下、制御プログラムの処理の流れについてフローチャートを用いて説明する。
【００４４】
図１０は、制御プログラムの主ルーチンの流れを示す。マイコンＩＣ１が起動すると、最初にリセット処理が行なわれ、次にＲＡＭ１５（図１）のメモリ設定の初期化が行なわれる（Ｓ１）。また、オイル劣化検知とレベル検知とを交互に行なうための測定フラグＫの値も０にセットされる（Ｓ２）。Ｓ３では、その測定フラグの値をリードし、Ｋ＝０であればＳ４以降の劣化検知処理となり、Ｋ＝１であればＳ１０以降のレベル検知処理となる。いずれも、その最終ステップＳ９及びＳ１５においてフラグＫを更新し、劣化検知処理とレベル検知処理とを相互に切り替える。
【００４５】
オイル劣化検知処理側の処理は、Ｓ４でアナログスイッチＩＣ３をセンシングコンデンサＣＳ１側（センサ側）に切り替え、Ｓ５にて測定の主処理を行なう。次いで、Ｓ６でアナログスイッチＩＣ３を基準コンデンサＣ４側に切り替え、Ｓ７で同様の主処理を行なう。そして、Ｓ８において、センシングコンデンサＣＳ１側及び基準コンデンサＣ４側の各処理結果に基づいて、センシングコンデンサＣＳ１の静電容量情報（後述のＦ１）を生成し、オイル劣化検知結果として出力する。また、レベル検知処理側の処理も、Ｓ１０〜Ｓ１３はオイル劣化検知処理側のＳ４〜Ｓ７に同じであり、Ｓ１４において、センシングコンデンサＣＳ２側及び基準コンデンサＣ５側の各処理結果に基づいて、センシングコンデンサＣＳ２の静電容量情報（後述のＦ２）を生成し、レベル検知結果として出力する。
【００４６】
図１１は主処理の流れを詳細に示すフローチャートである。この処理は、測定信号の生成処理（階段状の波形ＳＧの生成処理）と、応答電圧波形（センサ側又は基準素子側：振幅測定対象となる正弦波波形）のサンプリング処理及びその結果に基づく応答電圧波形の振幅演算処理を兼ねたものである。測定信号生成処理（Ｓ１０１〜Ｓ１０８）では、入出力インターフェース１１（図１参照）の複数の電圧出力ポートＰ１〜Ｐ４の電圧設定状態（ポート設定種別Ｎ）を切り替えることにより、抵抗分圧点Ｕから図３に示される階段波形ＷＰ1が出力される。
【００４７】
自動車用の電装用品は低廉化の流れが最も激しい分野の一つであり、オイル劣化検知装置においても、測定信号波形の生成処理と応答電圧波形のサンプリングとを並行して行い、かつ、リアルタイムによる静電容量測定処理にも対応するという高等な処理を、汎用で廉価なマイコンを用いて実現することが要求される。
【００４８】
そこで、本実施形態では、測定信号波形を生成するための階段状の信号波形の繰返し周期が到来するたびに、応答電圧波形のサンプリング位相を、アナログ設定電圧の切り替え時間間隔に対応した値だけ進角させ、該階段状の信号波形の繰返し周期を複数回繰り返すことにより、応答電圧波形を、１周期内の互いに異なる位相にて電圧サンプリング点の組を取得する方式を採用している。この方式によると、応答電圧波形のサンプリングを、測定信号の階段波形ＷＰ１の設定電圧の比較的粗い切り替え間隔に合わせて実行し、かつ、実質的なサンプリング間隔を縮小するために、総サンプリング期間を複数周期の応答電圧波形にまたがらせて、必要な数のサンプリング点を取得することになる。このように、信号波形の周期性を巧妙に利用することで、サンプリング間隔が比較的長いにもかかわらず、静電容量測定に必要な応答電圧波形の情報を十分な精度にて取得することができる。
【００４９】
より具体的には、静電容量の測定に、正弦波波形１周期上において電圧サンプリング位相が互いに異なる測定信号出力パターンを複数（本実施形態では８種類：測定信号出力パターンＡ〜測定信号出力パターンＨ）を用意し、それらパターンを順次出力しつつ、各パターン固有の位相にて電圧サンプリングを行なうことにより、正弦波波形１周期分の電圧サンプリング値を集めるようにする。以下、図１１及び図１２のフローチャートを用いて説明する。
【００５０】
まず、図１１のＳ１０１にて、測定信号出力パターンＡが抵抗分圧点Ｕから出力される。図１２は測定信号出力パターンＡの具体例を示すものである。まず、Ｓ１００１では、抵抗分圧点Ｕから所定の出力電圧（２．２５Ｖ）が出力されるように、ポート設定種別Ｎを選択するとともに、その出力電圧が所定の時間（４μｓｅｃ）保持される。そして、Ｓ１００２に進んでポート設定種別Ｎが切り替えられ、出力電圧０．６６Ｖが４μｓｅｃ出力される。このような処理が繰り返されることで、測定信号出力パターンＡの階段波形ＷＰ１が出力される。
【００５１】
前述の通り、出力された階段波形ＷＰ１はローパスフィルタ回路２にて正弦波の測定信号とされ、センシングコンデンサ又は基準コンデンサを通過して、さらにその通過波形が電流−電圧変換により応答電圧波形となり、マイコンＩＣ１に戻ってくる。この波形は、ポートＡＤ２（オイル劣化検知時）又はＡＤ３（レベル検知時）をリードすることにより、瞬時値をサンプリングすることができる。
【００５２】
図１２のフローチャートでは、該サンプリング処理が、階段波形ＷＰ１の発生処理のループ内に組み込まれる形で実行される（Ｓ１０１６）。測定信号出力パターンＡの処理が進行し、Ｓ１０１６に来ると、応答電圧波形の電圧波形の電圧瞬時値をＡ／Ｄ変換してサンプリングし、該サンプリング値をメモリ（図１：ＲＡＭ１５内）に記憶する。そして、処理が進行し、Ｓ１０２０にて電圧瞬時値がＡ／Ｄ変換されていると判定されると、測定信号出力パターンＡの処理が終了する。
【００５３】
なお、本実施形態では、過渡現象の影響を軽減するために、サンプリング処理を組み込んだ階段波形の１周期分の出力処理（Ｓ１００９〜Ｓ１０１７）に先立って、サンプリングを特に行なわない階段波形の出力処理を１周期（２周期以上でもよいが、許容されるサイクルタイムの範囲に応じて適宜周期数を定める）行なうようにしてある。
【００５４】
測定信号出力パターンＡ〜パターンＨは、波形１周期内での電圧サンプリング位相がそれぞれ異なる。これらの各パターンは、電圧出力の切り替えステップの数（波形２周期分（もちろん３周期以上であってもよい）の１６ステップ＋次パターンとの波形接続用出力２ステップ＋サンプリング１ステップ＋Ａ／Ｄ変換確認１ステップ＝計２０ステップ）が全て等しく設定されている。電圧サンプリング位相を異ならせる方法としては、パターンの初期位相を同じにしておいて、電圧サンプリングを行なうステップ順位をパターン毎に変化させる方法と、電圧サンプリングを行なうステップ順位を固定にしておいて、所期のサンプリング位相が得られるように各パターンの初期位相を変化させる方法との２通りがある。後者の方法によると、パターン毎に同じステップでサンプリングが行なわれることから、１回のサンプリングが終了してから次のサンプリングに至るまでの間に、コンデンサを通過する波形の波数を一定にすることができ、過渡現象の均一化、ひいては電圧測定の再現性と安定性向上に寄与する。
【００５５】
例えば、図１１のＳ１０２においては、測定信号出力パターンＢの処理が行われる。この測定信号出力パターンＢは、上述の測定信号出力パターンＡと同様な順序で出力電圧（ポート設定種別）が切り替えられるが、初期出力電圧値が測定信号出力パターンＡの第２ステップ（図１２のＳ１００２）の電圧値となっている。これにより、測定信号出力パターンＢの処理において、測定信号をサンプリングするタイミングは、測定信号出力パターンＡの出力波形に対して、所定の時間間隔（４μｓｅｃ）に対応した値だけずれる（進角する）ことになる。測定信号出力パターンＣ〜測定信号出力パターンＨも同様に、初期出力電圧値はそれぞれシフトしている（図１２参照）。従って、応答電圧波形に対して、１周期内の互いに異なるサンプリングタイミングにて電圧サンプリング点を取得する方式となっている。測定信号出力パターンＨの出力処理が終了したとき（Ｓ１０８）、階段波形ＷＰ１の発生とサンプリング処理を終了し、Ｓ１０９の振幅算出処理へ進む。
【００５６】
図１３は、その振幅算出処理の流れを示すものである。上記の応答電圧波形のサンプリング方式は巧妙であるが、取得される電圧サンプリング点（波形変位サンプリング点）の数は、例えば、電圧サンプリング点の最大値を波形振幅として代用するには誤差が大きく、量子化精度という点では必ずしも十分ではない。もちろんサンプリング点の数を増やせばこの問題は解消されるが、クロック周波数が通常レベルの廉価なＣＰＵを使用する前提にたてば、測定信号発生との並列処理や、静電容量情報算出のリアルタイム処理を行なうのに難を生ずる。また、サンプリング点の数を増やさず、正弦波によるカーブフィッティングを行なう方法を用いても同様の問題を生ずる。
【００５７】
そこで、図１３の処理においては、電圧サンプリング点の組（ここではＮ＝８個）の平均電圧値（平均波形変位値）により、図１７に示すように、センサ応答電圧波形の推定中心線Ｊｍを決定する。そして、該推定中心線Ｊｍを挟んで隣接する２つの電圧サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１を基準点決定用サンプリング点として用いる。応答電圧波形は正弦波であり、正弦波関数ｓｉｎθは、中心線すなわちθ＝０の近傍では、ｓｉｎθ＝θにて近似できることが数学的に知られている。そこで、基準点決定用サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１間の波形形状を直線近似することにより、推定中心線ＪｍとＰi及びＰi＋１を結ぶ直線との交点を波形基準点Ｐｍとして求めることができる。そして、推定中心線Ｊｍに関して一方の側において、該推定中心線Ｊｍからの電圧の隔たり（電位差：波形変位）が最大となる最大電圧サンプリング点（最大波形変位サンプリング点）Ｐｍａｘの電圧値（波形変位値）Ｊｐと、同じく該側に位置する基準点決定用サンプリング点Ｐｉと波形基準点Ｐｍとの位相差（第二の位相差）θａとに基づいて、振幅Ａ０を算出することができる。このように、正弦波関数の数学的性質を利用することにより、サンプリング点の数を増やしたり、カーブフィッティングを行なったりするなどの負担の大きい処理を行なわずとも、センサ応答電圧波形（振幅測定対象となる正弦波波形）の振幅を正確に算出できる。当然、基準素子側応答電圧波形の振幅算出にも同様に適用できる。
【００５８】
具体的には図１３のＳ２０１で、Ｎ点のサンプリング点の電圧値を平均して、推定中心線Ｊｍを求める。Ｓ２０２では、基準点決定用サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１を見出す。Ｊｍよりも高電圧側のピーク電圧から振幅を算出する場合は、Ｊｍに最も近く（Ｊｍよりも高電圧側の）電圧値を有するサンプリング点をＰｉとし、その次のサンプリング点をＰｉ＋１とすればよい。Ｓ２０３では、図１７の左図に示すように、ＰｉからＪｍまでの距離Ａｉを、図中の（１）式により算出する。また、Ｓ２０４では、Ｐｉ及びＰｉ＋１間の電圧差をΔＪ、同じく第二の位相差をΔθ（タイムスケールではサンプリング時間間隔（本実施形態では４μｓｅｃ）に等しい）とすれば、Ｐｉ及びＰｉ＋１間が直線近似されているので、相似の原理から図中の（２）式が成り立つ。その結果、（２）’式によりθａを算出することができる（Ｓ２０５）。
【００５９】
次に、Ｓ２０６では、最大電圧サンプリング点Ｐｍａｘを見出し、その電圧値Ｊｐを求める。さらに、Ｓ２０７では、推定中心線電圧ＪｍをＪｐから減じ、最大電圧サンプリング点Ｐｍａｘの推定中心線からの距離Ａｐを算出する（（４）式）。求めるべき振幅Ａ０は、この近傍に存在する正弦波波形のピーク点Ｐｓから推定中心線までの距離である（（３）式）。Ｓ２０８では、ピーク点Ｐｓの存在パターンを、θａ／Δθが１／２より小さいか大きいかにより識別し、前者（第一パターンとする）であればＳ２０９に進んで図１７に示す方法により振幅Ａ０を算出する。また、後者（第二パターンとする）であればＳ２１０に進んで図１８に示す方法により振幅Ａ０を算出する。なお、ピーク点Ｐｓの存在パターンの識別は、θａ／Δθを直接計算する形で行なってもよいし、等価な結果が得られる別の方法を用いてもよい。例えば、ＰｉとＰmaxとの間に存在するサンプリング点の数は、第一パターンが第二パターンよりも１つ多いので、これを用いて識別することができる。また、本実施形態のように、波形の１周期を８分割する方法では、ＰｉとＰmaxの間に別のサンプリング点が存在すれば第一パターン（図１７）を採用し、存在しなければ第二パターン（図１８）を採用する識別方法も可能である。
【００６０】
そして、図１７の第一パターンでは、右図に示す通り、正弦波の対称性から、ピーク点Ｐｓに関してＰmaxを折り返した位置にも、距離Ａｐが同一の等価点Ｐmax’が生ずる。また、全てのサンプリング点が等位相間隔で並んでいることに着目すると、ＰｓとＰmax’との位相差はθａに等しい。そこで、Ｐｍからピーク点Ｐｓまでの位相差（タイムスケール）をθQとすれば、θQが１／４波長分、すなわち１周期を３６０°とすると角度差にして９０°に相当することから、ＡｐとＡ０との間には図中の（５）式が成り立つ。従って、これを用いて、求めるべき振幅Ａ０は（５）’にて計算できる。
【００６１】
また、図１８の第二パターンでは、（１）〜（４）式までは第一パターンと同一である。そして、ＰｉとＰmaxとの間のサンプリングインターバルの数をｋ（本実施形態では１）とすれば、右図に示す幾何学的関係から、ＡｐとＡ０との間には、すでに説明済みのパラ−メータばかりを用いた図中の（６）式が成り立つ。これを用いれば、求めるべき振幅Ａ０は（６）’にて計算できる。これで主処理の説明を終わる。
【００６２】
図１０に戻り、Ｓ５の主処理ではオイル劣化検知のセンサ応答電圧波形の振幅（Ａ０）Ｄが、また、Ｓ７の主処理では同じく基準素子応答電圧波形の振幅（Ａ０’）Ｄがそれぞれ算出され、ＲＡＭ１５（図１）に記憶される。以上を用いて、Ｓ８の劣化検知出力処理は、図１４の流れに従い、次のようにして行なわれる。Ｓ３０１及びＳ３０２では、上記の（Ａ０）Ｄと（Ａ０’）Ｄの各値が読み出される。次に、Ｓ３０３及びＳ３０４では、図１９に示すように、各主処理の実行中に得られた、センサ応答電圧波形及び基準素子応答電圧波形の、各基準点決定用サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ’の各位相（タイムスケール）θｉ及びθｉ’を読み出す。また、基準点決定用サンプリング点Ｐｉ，Ｐｉ’と波形基準点Ｐｍ，Ｐｍ’との位相差（第二の位相差）θａ，θａ’も読み出す。すると、両波形の位相差（第一の位相差）φ（タイムスケール）は、図１９の（１０）式により算出できる（Ｓ３０５）。
【００６３】
前述の通り、基準コンデンサＣ４は、コンダクタンスが十分に低く（つまり、絶縁抵抗が十分に高く）、静電容量の温度依存性も小さいものが使用されている。他方、センシングコンデンサＣＳ１は、オイルを誘電体として用いるものであるから、オイルの温度（油温）が上昇するとともに、絶縁抵抗が低下する。これにより、図２０の等価回路に示すように、並列抵抗Ｒの値が減少し、やがては並列抵抗ＲによるコンダクタンスＧが、静電容量ＣによるサセプタンスＢに対して無視できなくなる（図２１参照）。従って、センサ応答電圧波形と基準素子応答電圧波形との位相差（第一の位相差）φは、並列抵抗ＲによるコンダクタンスＧの増加が主な要因となって生ずるものである。この場合、「課題を解決するための手段及び作用・効果」の欄にて説明した通り、センサ応答電圧波形の振幅Ａ０は静電容量Ｃを直接反映したものとならず、コンダクタンスＧによる誤差を含んだものとなる。しかし、位相差（第一の位相差）ν１（角度スケール）の余弦値ｃｏｓν１を用い、これを振幅Ａ０に乗じた値Ａ０’≡Ａ０ｃｏｓν１は、図２１に示すように静電容量Ｃのみを反映したものとなり、補正振幅としての意味を持つ。
【００６４】
従って、図１４のＳ３０６においては、（Ａ０）Ｄを補正する演算を行なう。具体的には、図２１の（９）式を用いる。この式では、位相差（第一の位相差）φがタイムスケールであるため、前述のθQの値を用いてこれを角度スケールに変換してある。他方、基準コンデンサＣ４は絶縁抵抗の低下をほとんど生じないことから、基準素子応答電圧波形の振幅（Ａ０’）Ｄの補正は不要である。具体的には、Ｓ３０６において、補正後の（Ａ０）Ｄの値を（Ａ０’）Ｄの値で除した容量相対値Ｆ１（静電容量情報である）を計算する。以上のような処理を行うことで、オイルの温度変化による絶縁抵抗の影響を極めて小さくすることができ、全温度域において、静電容量情報Ｆ１の精度の良い測定が可能となる。
【００６５】
次に、図１０のＳ１４のレベル検知出力処理は、図１５の流れに従い行なわれる。ここでも、センサ応答電圧波形の振幅（Ａ０）Ｌの補正が同様になされる。まず、Ｓ４０１及びＳ４０２では、レベル検知用のセンシングコンデンサＣＳ２及び基準コンデンサＣ５によるセンサ応答電圧波形の振幅（Ａ０）Ｌと、基準素子応答電圧波形の振幅（Ａ０´）Ｌとを読み出す。次に、Ｓ４０３及びＳ４０４では、劣化検知出力処理と同様、センサ応答電圧波形及び基準素子応答電圧波形の、各基準点決定用サンプリング点ＰｉＬ及びＰｉＬ´の各位相（タイムスケール）θｉＬ及びθｉＬ´を読み出すとともに、基準点決定用サンプリング点ＰｉＬ、ＰｉＬ´と波形基準点ＰｍＬ、ＰｍＬ´との位相差（第四の位相差）θａＬ、θａＬ´も読み出す。そして、センサ応答電圧波形と基準素子電圧波形との位相差（第三の位相差）φＬ（タイムスケール）を算出する（Ｓ４０５）。次に、Ｓ４０６において、補正後の（Ａ０）Ｌの値を（Ａ０´）Ｌの値で除した容量相対値Ｆ２（静電容量情報である）を計算する。
【００６６】
以上の処理にて算出された静電容量情報、すなわち劣化検知用の容量相対値Ｆ１とレベル検知用の容量相対値Ｆ２は、いずれも二値信号の第一レベルもしくは第二レベルの持続時間に反映された形で出力される。具体的には、図１４のＳ３０７において劣化検知用の容量相対値Ｆ１が、第一レベル持続時間の指示値として、図１のＰＷＭ出力部１６に送られる。また、図１５のＳ４０４においてレベル検知用の容量相対値Ｆ２が、第二レベル持続時間の指示値として、図１のＰＷＭ出力部１６に送られる。これらの指示値は、図１０の処理の流れからも明らかな通り、予め定められた時間間隔にてＰＷＭ出力部１６に交互に送られることとなる。これにより、図２２に示すように、ＰＷＭ出力部１６からは、第一レベル持続波形ＳＤ（持続時間に、劣化検知用の容量相対値Ｆ１が反映されている）と第二レベル持続波形ＳＬ（持続時間に、レベル検知用の容量相対値Ｆ１が反映されている）とが時間的に交替した多重化信号波形として出力される。なお、本実施形態では、第一レベル持続波形ＳＤと第二レベル持続波形ＳＬとに、さらにサーミスタからの温度測定情報を表す信号部分が付加されている。具体的には、第一レベル持続波形ＳＤと第二レベル持続波形ＳＬとは、容量相対値Ｆ１，Ｆ２に応じて、一定の時間範囲内（図面中にその時間範囲を例示してある）で持続時間が変化するように設定される一方、温度測定情報は、温度に応じてデューティ比が変化する１周期分のＰＷＭ信号単位である。
【００６７】
図２において、上記出力信号はマイコンＩＣ１のＰＷＭポートから、スイッチング回路９と、ダイオードＤ２，Ｄ３を有するリミッタ回路１０とを経て、ＥＣＵ５０（図１）に出力される。スイッチング回路９においてＰＷＭ信号はスイッチングトランジスタＴｒ１に入力され、抵抗Ｒ１３を介したコレクタフォロワにより、ＰＷＭ信号をインピーダンス変換して出力する（なお、抵抗Ｒ１６は、ＯＦＦ時のトランジスタＴｒ１を放電促進して、スイッチング速度を向上させるためのものである）。
【００６８】
なお、本実施形態においては、センサ応答電圧波形の振幅Ａ０と、基準素子応答電圧波形の振幅Ａ０’との比により容量相対値を算出して、センシングコンデンサの静電容量値に対する温度補償を行なったが、測定温度（オイルの温度）を一定に固定すれば、測定値に及ぼす温度変化の影響を同様に回避することが可能である。この場合、温度検出素子によりオイル温度を監視し、オイル温度が規定の値に到達したとき、劣化検知を行なうようにすればよい。温度検出素子としては、例えば図２に示すようなサーミスタＲＴＨを使用できる。図２においては、サーミスタＲＴＨの抵抗変化を固定抵抗Ｒ１２との分圧電圧に反映させ、ボルテージフォロワをなすオペアンプＩＣ５を介して、マイコンＩＣ１のアナログ入力ポートＡＤ１に入力するようにしている。この場合、基準コンデンサ（基準素子）は位相基準用としてのみ使用されることとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の静電容量測定装置の一例を示すエンジンオイル劣化検知装置の、全体構成を示すブロック図。
【図２】図１の要部の詳細を示す回路図。
【図３】図２の回路を用いた測定信号生成方式の説明図。
【図４】図３に続く説明図。
【図５】測定信号生成回路の変形例を示す図。
【図６】図２の回路にて使用するアナログスイッチの一例を示す説明図。
【図７】その第一の作用説明図。
【図８】同じく第二の作用説明図。
【図９Ａ】センシングコンデンサの第一構成例を示す模式図。
【図９Ｂ】センシングコンデンサの第二構成例を示す模式図。
【図１０】制御プログラムの処理の流れを示す第一のフローチャート。
【図１１】同じく第二のフローチャート。
【図１２】同じく第三のフローチャート。
【図１３】同じく第四のフローチャート。
【図１４】同じく第五のフローチャート。
【図１５】同じく第六のフローチャート。
【図１６】測定信号の発生処理と応答電圧波形のサンプリング処理とのシーケンスを示すタイミングチャート。
【図１７】応答電圧波形の振幅計算の原理を示す第一の図。
【図１８】応答電圧波形の振幅計算の原理を示す第二の図。
【図１９】静電容量情報に用いる補正振幅の計算方法を示す第一の図。
【図２０】同じく第二の図。
【図２１】同じく第三の図。
【図２２】オイル劣化検知信号とレベル劣化検知信号とを多重化したＰＷＭ出力波形の模式図。
【符号の説明】
１ エンジンオイル劣化検知装置（静電容量測定装置）
ＣＳ１ センシングコンデンサ
ＩＣ１ マイコン（測定信号生成部、静電容量情報生成手段、電圧出力部、電圧出力制御手段、サンプリング手段、推定中心線決定手段、波形基準点決定手段、振幅決定手段）
１３ ＣＰＵ
３ 電流−電圧変換回路
４ 切り替え回路
Ｃ４ 基準コンデンサ（基準素子）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a capacitance measuring device and a sine wave amplitude detecting device.
[0002]
[Prior art]
[Patent Document 1]
Japanese National Patent Publication No. 11-507434
[Patent Document 2]
JP-A-5-264495
[Patent Document 3]
JP 63-168549 A
[Patent Document 4]
JP 59-102151
[0003]
Electrical measurement using a sine wave waveform is used for various electrical measurements including impedance measurement. For example, in the case of impedance measurement, a sinusoidal voltage waveform having a constant frequency and amplitude is input as a measurement signal to the system to be measured, and the response voltage waveform (or passing waveform) of the system to be measured is acquired as measurement information and analyzed. Thus, information on the impedance of the system to be measured can be obtained.
[0004]
For example, the capacitance measurement using the AC impedance method has a wide application field and is used for various applications. For example, in the automobile field, it is used for an engine oil level sensor, a deterioration sensor, and the like (Patent Document 1, Patent Document 2, Patent Document 3, and Patent Document 4). Specifically, a pair of electrodes are arranged oppositely in oil, a sensing capacitor using oil as a dielectric is formed, and the capacitance is measured. For example, when the amount of oil existing between the electrodes changes depending on the oil level, or when the dielectric constant changes due to deterioration, this is reflected in the capacitance of the sensing capacitor. In the AC impedance method, a sine wave signal is input as a measurement signal to a sensing capacitor, and its passing waveform is measured. When a sine wave signal is used, the waveform of the passing current also has a sine wave shape, and the capacitance of the sensing capacitor can be known by measuring the amplitude.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
When configuring an apparatus for performing the above-described measurement, it is necessary to provide a sine wave measurement signal generation circuit and a response waveform sampling / analysis circuit. For example, a sine wave oscillation circuit is used to generate a measurement signal. On the other hand, sampling and analysis of a response waveform is generally performed by quantizing the waveform using an A / D converter and then performing waveform analysis by computer processing. It is. In order to make it difficult to be affected by environmental temperature changes, etc., it is necessary to add a circuit for stabilizing the frequency and amplitude (for example, a PLL circuit) in order to use the sensor for automobiles. Further, in order to constantly monitor the system under measurement, it is necessary to perform waveform analysis in real time, and it is necessary to use a processor suitable for high-speed data processing such as a DSP.
[0006]
However, in fields where there is a strong trend to reduce costs such as automotive electrical equipment, measurement signal waveform synthesis processing and response voltage waveform sampling are performed in parallel, and real-time capacitance measurement processing is also supported. It is required to implement a high-level process using a general-purpose and inexpensive microcomputer. In this case, since the number of microcomputer steps that can be processed per unit time is limited, the level of waveform quantization is not comparable to precise processing using a DSP or the like, and a sine wave for measurement. Since the synthesis of the waveform must also be performed in parallel, there is an extremely large limitation in accurately measuring the amplitude of the response waveform.
[0007]
An object of the present invention is to provide a capacitance measuring device capable of efficiently or accurately performing capacitance measurement using a sine wave measurement signal even in an inexpensive hardware environment, and a sine wave response waveform, etc. An object of the present invention is to provide a sine wave amplitude detection device capable of detecting the amplitude of a sine wave waveform accurately and quickly even in a low-cost hardware environment.
[0008]
[Means for solving the problems and actions / effects]
In order to solve the above problems, the first of the capacitance measuring device of the present invention is:
In order to measure the capacitance of the measurement object, a sensing capacitor formed in the form of the measurement object as a dielectric,
Measurement signal generating means for generating a sine wave measurement signal input to the sensing capacitor;
A current-voltage conversion circuit that outputs a sensor response voltage waveform by current-voltage conversion of a passing current waveform of a sensing capacitor based on a sine wave measurement signal; and
A set of voltage sampling points is obtained by sampling the sensor response voltage waveform at a constant time interval, an estimated center line of the sensor response voltage waveform is determined by an average voltage value of the set of voltage sampling points, and the estimated center line Using the two voltage sampling points adjacent to each other as a reference point determination sampling point, the waveform reference point is the intersection of the estimated center line and the straight line when the waveform shape between the reference point determination sampling points is linearly approximated On one side of the estimated center line, the voltage value of the maximum voltage sampling point at which the potential difference from the estimated center line is maximized, and the position of the reference point determination sampling point and the waveform reference point located on the same side Capacitance information generation means for calculating the amplitude of the sensor response voltage waveform based on the phase difference and calculating the capacitance information based on the amplitude;
It is characterized by having.
[0009]
According to the first aspect of the capacitance measuring apparatus of the present invention, in measuring the capacitance of a measurement object, a sine wave measurement signal whose voltage changes periodically is used as a sensing capacitor using the measurement object as a dielectric. And a current-voltage conversion of the passing current waveform to generate a sensor response voltage waveform. The capacitance of the sensing capacitor can be calculated from the amplitude of the sensor response voltage waveform. In order to obtain the amplitude, it is convenient to use a peak hold circuit in terms of analog processing. However, the hardware becomes complicated by the necessity of adding the peak hold circuit, leading to an increase in the cost of the apparatus. Therefore, as described above, the capacitance information generating means acquires a set of voltage sampling points by sampling the sensor response voltage waveform at regular time intervals, and generates an amplitude using these voltage sampling points. When configured, software-like amplitude calculation can be easily performed, which contributes to simplification of hardware.
[0010]
In this case, the error is large to substitute the maximum value of the voltage sampling point as the waveform amplitude, and the quantization accuracy is not necessarily sufficient. Of course, this problem can be solved by increasing the number of sampling points. However, if it is assumed that inexpensive hardware with a normal clock frequency (such as a CPU) is used, parallel processing with measurement signal generation and electrostatic Difficult to perform real-time processing of capacity information calculation. A similar problem occurs even when a method of curve fitting with a sine wave is used without increasing the number of sampling points. Therefore, in the first capacitance measuring apparatus of the present invention, the problem is solved by adopting the following method. That is, the estimated center line Jm of the sensor response voltage waveform is determined from the average voltage value of the set of voltage sampling points as shown in FIG. Then, two voltage sampling points P adjacent to each other across the estimated center line Jm i And P i + 1 Are used as sampling points for determining the reference point. The response voltage waveform is a sine wave, and it is mathematically known that the sine wave function sin θ can be approximated by sin θ = θ in the vicinity of the center line, that is, θ = 0. Therefore, the reference point determination sampling point P i And P i + 1 By approximating the waveform shape between them in a straight line, the intersection of the estimated center line Jm and the straight line connecting Pi and Pi + 1 can be obtained as the waveform reference point Pm. Then, on one side with respect to the estimated center line Jm, the voltage value Jp of the maximum voltage sampling point Pmax at which the voltage separation (potential difference) from the estimated center line Jm is maximized, and a reference point determination that is also located on that side Based on the phase difference θa between the sampling point Pi and the waveform reference point Pm, the amplitude A 0 Can be calculated. In this way, by utilizing the mathematical properties of the sine wave function, the amplitude of the sensor response voltage waveform, and hence the processing response, such as increasing the number of sampling points or performing curve fitting, is eliminated. The capacitance of the sensing capacitor can be calculated accurately.
[0011]
Next, the second of the capacitance measuring device of the present invention is:
In order to measure the capacitance of the measurement object, a sensing capacitor formed in the form of the measurement object as a dielectric,
In order to generate a sine wave measurement signal input to the sensing capacitor, a voltage output unit that selects and outputs one of a plurality of analog setting voltages, and a predetermined order of the plurality of analog setting voltages And a voltage output control means for controlling the voltage output of the voltage output unit so as to output a stepped signal waveform that follows the locus of the sine wave by switching at a cycle, and a low pass for smoothing the stepped signal waveform A measurement signal generating means having a filter circuit;
A current-voltage conversion circuit that outputs a sensor response voltage waveform by current-voltage conversion of a passing current waveform of a sensing capacitor based on a sine wave measurement signal; and
Every time a repetitive period of a stepped signal waveform to generate a sine wave measurement signal arrives, By fixing the step order for performing voltage sampling and changing the initial phase of each signal waveform so that the desired sampling phase is obtained, The sensor response voltage waveform is advanced within a period by advancing the sampling phase of the sensor response voltage waveform by a value corresponding to the switching time interval of the analog setting voltage, and repeating the stepwise signal waveform multiple times. Capacitance information generating means for acquiring a set of voltage sampling points at different phases of each other and calculating an amplitude of a sensor response voltage waveform for calculating capacitance information using the set of voltage sampling points. It is characterized by having.
[0012]
According to the above method, the sampling of the sensor response voltage waveform is performed in accordance with the relatively coarse switching interval of the set voltage of the step waveform WP1 of the measurement signal, and the total sampling is performed in order to reduce the substantial sampling interval. A necessary number of sets of sampling points are acquired by extending the period over the response voltage waveform of the multi-period sensor. In this way, by skillfully using the periodicity of the sine wave signal waveform, the sensor response voltage waveform information necessary for capacitance measurement can be obtained with sufficient accuracy, even though the sampling interval is relatively long. can do.
[0013]
The third aspect of the capacitance measuring device of the present invention is
In order to measure the capacitance of the measurement object, a sensing capacitor formed in the form of the measurement object as a dielectric,
In order to generate a sine wave measurement signal that is input to the sensing capacitor, a voltage output unit that selects and outputs one of a plurality of analog set voltages and a plurality of analog set voltages are predetermined. By switching in order and cycle, voltage output control means for controlling the voltage output of the voltage output unit and the stepped signal waveform are smoothed so that a stepped signal waveform that follows the locus of the sine wave is output. A measurement signal generating means having a low-pass filter circuit;
A current-voltage conversion circuit that outputs a sensor response voltage waveform by current-voltage conversion of a passing current waveform of a sensing capacitor based on a sine wave measurement signal; and
A set of voltage sampling points is obtained by sampling the sensor response voltage waveform at regular time intervals, and the amplitude of the sensor response voltage waveform for calculating capacitance information is calculated using the set of voltage sampling points. Electrostatic capacity information generating means for
In the measurement signal generating means, the voltage output control means is a CPU, and each of the voltage output sections is a plurality of voltages that can be switched and controlled between the first voltage level and a second voltage level lower than the first voltage level by the CPU. A voltage that has an output port, a voltage dividing resistor is connected to each of the plurality of voltage output ports, and ends of the voltage dividing resistors are commonly connected as a resistance voltage dividing point and set to a first voltage level. The voltage at the resistance voltage dividing point determined by the voltage dividing ratio between the first combined resistance based on the voltage dividing resistance of the output port and the second combined resistance based on the voltage dividing resistance of the voltage output port set to the second voltage level is It is output as an analog setting voltage corresponding to a combination of voltage setting states of a plurality of voltage output ports.
[0014]
In the above configuration, the measurement signal generation means outputs a stepped signal waveform that follows the locus of a sine wave by switching a plurality of analog set voltages in a predetermined order and cycle. The stepped signal waveform is smoothed by a low-pass filter circuit, and a sine wave waveform can be obtained. In this configuration, since the waveform is generated by switching a plurality of analog setting voltages, an analog waveform can be obtained directly. If the temperature change of the analog setting voltage can be suppressed to a certain extent, the effect will not appear amplified like a signal generator using an oscillator or amplifier. As a result, the amplitude is less affected by the temperature change. It is possible to easily obtain a constant measurement signal waveform.
[0015]
The voltage output control means is a CPU, and the voltage output unit is the plurality of voltage output ports. When the output voltage level of each port is changed in various combinations, the voltage at the resistance voltage dividing point becomes the first combined resistance based on the voltage dividing resistance of the voltage output port set to the first voltage level (for example, H). , Determined by the voltage dividing ratio with the second combined resistor based on the voltage dividing resistor of the voltage output port set to the second voltage level (for example, L). Therefore, an analog set voltage corresponding to a combination of voltage setting states of a plurality of voltage output ports is output from the resistance voltage dividing point. For example, as shown in FIG. 5, resistors R1 ′ to R4 ′ having different resistance values are selectively connected to the power supply voltage Vcc by a switch, and a common resistor R5 ′ connected to a resistance voltage dividing point U is connected. It is also possible to form a divided voltage individually. This configuration is easy to design, but has the following drawbacks. In other words, most port outputs of general-purpose microcomputers are bi-states of H and L, so they cannot be used as switches for creating an open state. Accordingly, a switch for selecting the resistors R1 ′ to R4 ′ must be provided separately in the form of an external switch 31 (for example, a transistor), and an increase in cost cannot be avoided (the outputs of the ports P1 to P4 are These are used as control signals for these switches 31). However, according to the above configuration, the voltage is divided between the voltage output ports having different set voltages, all the bi-state ports can be used effectively, and no external switch is required.
[0016]
The first, second, and third of the capacitance measuring device of the present invention can be implemented by combining two or more.
[0017]
Further, the sine wave amplitude detection device of the present invention,
Sampling means for acquiring a set of waveform displacement sampling points by sampling a sine wave waveform to be measured for amplitude at regular time intervals;
Estimated centerline determination means for determining an estimated centerline of the sine wave waveform from the average waveform displacement value of the set of waveform displacement sampling points;
When two waveform displacement sampling points adjacent to each other with the estimated center line as reference points are used as reference point determination sampling points, a waveform approximation between the reference point determination sampling points is approximated by a straight line. A waveform reference point determining means for obtaining an intersection as a waveform reference point;
On one side of the estimated center line, the waveform displacement value of the maximum waveform displacement sampling point at which the waveform displacement from the estimated center line is maximized, and the reference point determination sampling point and waveform located on the maximum waveform displacement sampling point side Amplitude determining means for determining the amplitude of the sine wave waveform based on the phase difference from the reference point;
It is provided with.
[0018]
According to the above configuration, a set of waveform displacement sampling points is acquired by sampling a sinusoidal waveform to be measured for amplitude at a constant time interval, and amplitude is generated using these waveform displacement sampling points. Thus, it is possible to easily perform an amplitude calculation, which contributes to simplification of hardware.
[0019]
In this case, the error is large to substitute the maximum value of the waveform displacement sampling point as the waveform amplitude, and the quantization accuracy is not always sufficient. Of course, this problem can be solved by increasing the number of sampling points. However, if it is assumed that an inexpensive hardware (CPU) with a normal clock frequency is used, parallel processing with measurement signal generation and amplitude calculation are possible. Difficulties occur in real-time processing. A similar problem occurs even when a method of curve fitting with a sine wave is used without increasing the number of sampling points. Therefore, in the sine wave amplitude detection device of the present invention, this problem is solved by adopting the following method. That is, the estimated center line Jm of the sine wave waveform to be measured for amplitude is determined by the average waveform displacement value of the set of waveform displacement sampling points, as shown in FIG. Then, two waveform displacement sampling points P adjacent to each other across the estimated center line Jm i And P i + 1 Are used as sampling points for determining the reference point. It is mathematically known that the sine wave function sin θ can be approximated by sin θ = θ near the center line, that is, θ = 0. Therefore, the reference point determination sampling point P i And P i + 1 By approximating the waveform shape between them in a straight line, the intersection of the estimated center line Jm and the straight line connecting Pi and Pi + 1 can be obtained as the waveform reference point Pm. Then, on one side with respect to the estimated center line Jm, the waveform displacement value Jp of the maximum waveform displacement sampling point Pmax at which the displacement of the waveform from the estimated center line Jm is maximized, and the reference point determination sampling located on the same side. Based on the phase difference θa between the point Pi and the waveform reference point Pm, the amplitude A 0 Can be calculated. In this way, by using the mathematical properties of the sine wave function, it is possible to increase the number of sampling points or perform curve fitting to perform a sine wave waveform that is subject to amplitude measurement without performing a heavy process such as curve fitting. Can be accurately calculated.
[0020]
Capacitance measuring apparatus of the present invention, with the oil that is a degradation detection target as a measurement object, forming a sensing capacitor with a pair of electrodes immersed in the oil, based on the capacitance change of the sensing capacitor, It can be suitably used as an oil deterioration detection device that detects the deterioration of the oil. As a result, it is possible to always accurately detect deterioration based on the capacitance change of the oil to be measured. The oil to which the present invention is applied is mainly engine oil for automobiles, but can also be applied to oil other than engine oil such as mechanical lubricating oil.
[0021]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is an overall block diagram showing an embodiment of an engine oil deterioration detection device configured as a capacitance measuring device of the present invention. The engine oil deterioration detection device 1 includes a microcomputer IC1 that functions as a measurement signal generation unit, a capacitance information generation unit, a capacitance information correction output unit, and a voltage output control unit, and a known stable voltage that supplies an operating voltage thereto. Power supply circuit 5. As shown in FIGS. 9A and 9B, the basic function of the oil deterioration detection device 1 is to form a sensing capacitor CS1 with electrode pairs 51 and 52 that are immersed in engine oil that is subject to deterioration detection. The deterioration of the engine oil is detected based on the change in capacitance. In the embodiment of FIG. 9A, the electrode pair 51, 52 forming the sensing capacitor CS1 has a cylindrical shape that is concentrically disposed. When the electrode pair 51, 52 is disposed in the oil, the oil penetrates into the gap between the two, A capacitor serving as a dielectric is formed. On the other hand, as shown in FIG. 9B, the electrode pairs 51 and 52 can be configured as parallel opposing plate electrodes. In this embodiment, one electrode is composed of two electrode plates 52 and 52 that are electrically connected by wire connection. In the present invention, the “electrode pair” refers to electrodes that are charged with different polarities when a DC voltage is applied, and both electrodes can be configured as a single electrode plate as shown in FIG. 9A. However, as shown in FIG. 9B, one or both of the electrodes may be divided into a plurality of electrode pieces. The sensing capacitor CS1 can detect deterioration with higher accuracy as the capacitance value is higher. For example, in the present embodiment, the aspect of FIG. 9B is used, and two capacitors are formed in which the central electrode plate 51 is connected in parallel so as to be shared by the electrode plates 52 on both sides. Improvements are being made.
[0022]
The microcomputer IC 1 includes a CPU 13, a ROM 14 that stores a control program for realizing the functions of the capacitance measuring device of the present invention, a RAM 15 that serves as a work memory for the control program by the CPU 13, and an input / output interface 11. In the present embodiment, the microcomputer IC1 uses a commercially available 8-bit microcomputer, and the processing flow of the control program will be described in detail later with reference to the flowcharts of FIGS.
[0023]
The input / output interface 11 outputs a stepped voltage waveform SG1 that follows the locus of a sine wave through the voltage dividing circuit 210 based on the execution of the control program. This voltage waveform SG1 is smoothed (smoothed) by the low-pass filter circuit 2 to become a sinusoidal measurement signal SG2.
[0024]
The measurement signal SG2 is input to the detection signal generation circuit 30. The detection signal generation circuit 30 includes a sensing capacitor CS1, a reference capacitor C4 that forms a reference element, a switching circuit 4, and a current-voltage conversion circuit 3. Then, the measurement signal SG2 is alternately input to the sensing capacitor CS1 and the reference capacitor C4 via the switching circuit 4, and each passing current waveform SG3 is converted into a sensor response voltage waveform or a reference element response by the current-voltage conversion circuit 3. Conversion into a voltage waveform (hereinafter also referred to as a phase reference voltage waveform). These waveforms are alternately input to the input / output interface 11 of the microcomputer IC1 at a predetermined time interval by the switching circuit 4 through the A / D converter 12 incorporated in the microcomputer IC1.
[0025]
Based on the execution of the control program using the sensor response voltage waveform and the reference element response voltage waveform, the microcomputer IC1 reflects the capacitance of the sensing capacitor CS1, that is, the capacitance information reflecting the capacitance indicating the oil deterioration state. F is generated while performing correction processing described later. In the present embodiment, the relative capacitance value of the sensing capacitor CS1 with respect to the reference capacitor C4 is generated as the capacitance information F. The generated capacitance information F is provided in the form of a level duration instruction value to the output unit 16 incorporated in the microcomputer IC1. The output unit 16 (PWM output unit in the present embodiment) synthesizes an output waveform having a level duration corresponding to the capacitance information F and outputs the synthesized output waveform to an engine control unit (ECU) 50 mounted on the automobile. Since the stabilized power supply circuit 5 receives power via the ECU 50, the power supply to the engine oil deterioration detection device 1 is stopped when the ignition switch of the automobile is turned off.
[0026]
FIG. 2 is a circuit diagram showing a detailed configuration example of the engine oil deterioration detection device 1 (however, the stabilized power supply circuit 5 is omitted). A clock circuit 8 for supplying an operation clock for the CPU 13 (FIG. 1) is connected to clock terminals X0 and X1 of the microcomputer IC1. The clock circuit 8 includes an oscillation circuit in which an oscillation unit is configured by a ceramic oscillator 110 (trade name, for example, CERALOCK: a crystal oscillator may be used). In the present embodiment, the oscillation circuit is configured by replacing the inductor of the Colpitts oscillation circuit with the ceramic oscillator 110. A reset circuit 7 is connected to the reset terminal RST. The reset circuit 7 is mainly composed of a delay circuit composed of a capacitor C8 and a resistor R15. When the ignition switch is turned ON, the reset circuit 7 receives the signal voltage Vcc (+5 V) from the stabilized power supply circuit 5, and then the capacitor C8. And the resistor R15, the voltage at the reset terminal RST is maintained at the L level for a predetermined number of clocks to perform reset input. The diode D1 is for discharging the capacitor C8 when the ignition switch is turned off.
[0027]
The microcomputer IC1 forms measurement signal generation means together with the voltage dividing circuit 210 and the low-pass filter circuit 2 by the operation of the CPU 13 (FIG. 1). The plurality of (four in this case) ports P1 to P4 of the input / output interface 11 (FIG. 1) of the microcomputer IC1 and the voltage dividing circuit 210 connected thereto select one of the plurality of analog set voltages. Thus, a voltage output unit for outputting is formed. Then, the CPU 13 controls the voltage output of the voltage output unit so that a stepped signal is output by switching the plurality of analog set voltages in a predetermined order and cycle by executing the above-described control program. Functions as voltage output control means.
[0028]
In the present embodiment, each of the voltage output units has a first voltage level (H level: +5 V, for example) and a second voltage level lower than the first voltage level (L level: +0 V, for example) by the CPU 13 (FIG. 1). A plurality of voltage output ports that can be switched between, that is, the ports P1 to P4 of the input / output interface 11 (FIG. 1) are provided. The voltage output ports P1 to P4 are connected to voltage dividing resistors R1, R2, R3, and R4 forming a voltage dividing circuit 210, respectively. The ends of these voltage dividing resistors R1, R2, R3 and R4 are commonly connected as a resistance voltage dividing point U.
[0029]
When the output voltage levels of the ports P1 to P4 are changed in various combinations, the divided voltage at the resistance voltage dividing point U is also changed in various ways. Specifically, the voltage at the resistance voltage dividing point U is set to the first combined resistance based on the voltage dividing resistance of the voltage output port set to the first voltage level (H) and the second voltage level (L). Determined by the voltage dividing ratio with the second combined resistor based on the voltage dividing resistor of the voltage output port. Therefore, an analog set voltage corresponding to a combination of voltage setting states of the plurality of voltage output ports P1 to P4 is output from the resistance voltage dividing point U.
[0030]
For example, as shown in FIG. 5, resistors R 1 ′ to R 4 ′ having different values are selectively connected to the power supply voltage Vcc by a switch, and between the common resistor R 5 ′ connected to the resistance voltage dividing point U, It is also possible to form a divided voltage individually. This configuration is easy to design, but has the following drawbacks. In other words, most port outputs of general-purpose microcomputers are bi-states of H and L, so they cannot be used as switches for creating an open state. Accordingly, a switch for selecting the resistors R1 ′ to R4 ′ must be provided separately in the form of an external switch 31 (for example, a transistor), and an increase in cost cannot be avoided (the outputs of the ports P1 to P4 are These are used as control signals for these switches 31). However, according to the configuration of FIG. 2, voltage division is formed between the voltage output ports having different set voltages, all the bi-state ports can be effectively used, and no external switch is required. In the present embodiment, the voltage dividing ratio adjusting resistor R5 is provided so as to branch from the resistance voltage dividing point U to the ground side in order to further expand the selectable analog setting voltage.
[0031]
FIG. 3 shows a specific synthesis example of a sine wave measurement signal using the above circuit. The resistors R1 and R3 are both 7.32 kΩ, the resistors R2 and R4 are both 42.2 kΩ, the first voltage level (H) is +5 V, and the second voltage level (L) is 0 V (ground level). . Further, the port setting type N is set to the following eight types (substantially five types because there are duplicates).
(N = 1)
All of P1, P2, P3 and P4 are L. An equivalent circuit is shown in (1) of FIG. Since all resistors are grounded, the set voltage output from the resistance voltage dividing point U is 0V.
(N = 2)
P2 and P4 are H, and P1 and P3 are L. An equivalent circuit is shown in (2) of FIG. R2 and R4 on the H side form a first combined resistor, and R1, R3, and R5 on the L side form a second combined resistor. The set voltage output from the resistance voltage dividing point U is 0.66V.
(N = 3)
P1 and P2 are H, P3 and P4 are L. An equivalent circuit is shown in (3) of FIG. R1 and R2 on the H side form a first combined resistor, and R3, R4, and R5 on the L side form a second combined resistor. The set voltage output from the resistance voltage dividing point U is 2.25V.
(N = 4)
P1 and P3 are H, P2 and P4 are L. An equivalent circuit is shown in (4) of FIG. R1 and R3 on the H side form a first combined resistor, and R2, R4, and R5 on the L side form a second combined resistor. The set voltage output from the resistance voltage dividing point U is 3.84V.
(N = 5)
All of P1, P2, P3 and P4 are H. An equivalent circuit is shown in (5) of FIG. R1, R2, R3, and R4 on the H side form a first combined resistor, and R5 on the L side forms a second combined resistor. The set voltage output from the resistance voltage dividing point U is 4.5V.
(N = 6)
Same as N = 4.
(N = 7)
Same as N = 3.
(N = 8)
Same as N = 2.
[0032]
When the port setting type N is switched at equal time intervals in this order as shown in the upper right timing chart of FIG. 3, the set voltage output from the resistance voltage dividing point U is a staircase waveform that draws a locus of a sine wave. WP1 is formed. Further, by passing it through the low-pass filter circuit 2, a sine wave measurement signal waveform WP2 is obtained. In this embodiment, the port setting switching interval is 4 μsec, and one cycle of the sine wave is 32 μsec. Therefore, the frequency of the measurement signal is 31.25 kHz.
[0033]
The frequency of the measurement signal can be adjusted by changing the port setting switching interval. In order to obtain a more accurate waveform, the number of set voltage levels used in one cycle of the signal may be further increased, and the number of voltage output ports for forming an analog set voltage may be increased as necessary. Secure additional.
[0034]
Next, as shown in FIG. 2, the low-pass filter circuit 2 employs an active filter in order to improve the waveform accuracy in this embodiment. Specifically, the operational amplifier IC2, the resistor R7, and the capacitors C2 and C3 form a secondary stage using an active filter, and a primary stage composed of a passive filter using the resistor R6 and the capacitor C1 is added to the preceding stage. Thus, a third-order Butterworth filter is formed as a whole. However, the filter usable in the present invention is not limited to this. The signal waveform (sine wave signal waveform) smoothed by the low-pass filter circuit 2 is used as the capacitance measurement signal SG2.
[0035]
Next, the detection signal generation circuit 30 in FIG. 1 performs current-voltage conversion on the passing current waveform of the sensing capacitor CS1 and the passing current waveform of the reference capacitor C4, respectively, to thereby generate a sensor response voltage waveform and a reference element response voltage waveform (SG4). Is to create. In the present embodiment, the reference element response voltage waveform of the reference capacitor C4 (reference element) is used as a phase reference voltage waveform that is a phase reference of the sensor response voltage waveform. Specifically, a signal whose conductance with respect to the measurement signal SG2 is small enough to be ignored with respect to the conductance of the sensing capacitor CS1, for example, 1/10 or less, preferably 1/100 or less is used.
[0036]
In this embodiment, the reference element response voltage waveform is also used as a temperature compensation signal for compensating for a change in the output level of the sensor response voltage waveform derived from engine oil or a temperature variation of the measurement system. For this purpose, as the reference capacitor C4, a capacitor whose temperature change rate of the capacitance is smaller than that of the sensing capacitor CS1 (that is, the oil whose degradation is to be detected) CS1 is employed. In this embodiment, the reference capacitor C4 has a capacitance temperature change rate within a range of ± 1% at −30 ° C. to 120 ° C. when the value at 20 ° C. is used as a reference. In the present embodiment, a plastic film capacitor (trade name: ECHU (Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.)) using polyphenylene sulfide (PPS) resin as a dielectric is used. This capacitor also has a DC conductance of 3.5 × 10 -10 S or less and sufficiently small.
[0037]
Next, the input of the measurement signal SG2 to the sensing capacitor CS1 and the reference capacitor C4 is switched by the switching circuit 4. The main part of the switching circuit 4 is an analog switch IC3. In this embodiment, an analog multiplexer / demultiplexer MC54 / 74HC4053 manufactured by Motorola in the United States is used, and the terminal configuration and operation table are shown in FIG. Show. As shown in FIG. 6, the analog switch IC3 includes three selection input port groups X0, X1 / Y0, Y1 / Z0, Z1 each consisting of two voltage input ports (analog input / output terminals), and each selection input. A common input / output port X / Y / Z that selects and outputs one of the analog voltages input to the port groups X0, X1 / Y0, Y1 / Z0, Z1 for each group, and switching received from the outside A selection signal (2-bit) input section (channel selection input terminal) A, B, and C, and based on the switching selection signal, analog inputs to be output to the common input / output ports X / Y / Z, respectively. It is to switch.
[0038]
Then, according to the operation table shown in the figure, the selected input port groups X0, X0, and X are selected according to the combination of the input voltage levels of the enable terminal and the channel selection input terminals A, B, C. One of the channels is turned on in each of X1 / Y0, Y1 / Z0, and Z1, and the analog input to each channel is selectively output to the common input / output port X / Y / Z.
[0039]
As shown in FIG. 2, the enable terminal is grounded, and the channel selection input terminals A, B, and C are commonly connected to the signal output port SCK of the microcomputer IC1. The output of the signal output port SCK is switched between L and H at a constant time interval (1 second interval in this embodiment) by the program operation of the microcomputer IC1. Therefore, the channel selection input terminals A, B, and C are switched between an all-L state and an all-H state at intervals of one second.
[0040]
The measurement signal SG2 is input from the common input / output terminal Z to the analog switch IC3. According to the operation table of FIG. 6, when the channel selection input terminals A, B, and C are all L, the selection input port Z0 / Y0 / X0 is on-channel. Accordingly, as shown in FIG. 7, the measurement signal SG2 is input to the reference capacitor C4, and the passing current waveform SG3 is output from the common input / output terminal X. When the channel selection input terminals A, B, and C are all H, the selection input ports Z1 / Y1 / X1 are on-channel. Thereby, as shown in FIG. 8, the measurement signal SG2 is input to the sensing capacitor CS1, and the passing current waveform SG3 is output from the common input / output terminal X.
[0041]
In the present embodiment, a sensing capacitor CS2 for oil level detection and a corresponding reference capacitor C5 are provided and connected to the selection input ports Y1 and Y0, respectively. The sensing capacitor CS2 and the reference capacitor C5 are connected in parallel with the sensing capacitor CS1 and the reference capacitor C4 for detecting oil deterioration, and the measurement signal SG2 is alternately switched and input in the same manner. These passing current waveforms SG5 are output from the common input / output terminal Y and used as capacitance information for level detection.
[0042]
The oil deterioration detection passage current waveform SG3 and the level detection passage current waveform SG5 are respectively generated by the individual current-voltage conversion circuit 3 mainly composed of the operational amplifier IC4 and the current detection feedback resistor R10. Converted to waveform. In either case, when the passing current waveforms of the sensing capacitors CS1 and CS2 arrive, the sensor response voltage waveform is obtained, and when the passing current waveforms of the reference capacitors C4 and C5 arrive, the reference element response voltage waveform is obtained. In this embodiment, voltage dividing resistors R8 and R9 for forming a reference input of + 2.25V are provided in order to obtain a unipolar voltage waveform centered on 2.25V. C6 is a capacitor for preventing oscillation.
[0043]
The sensor response voltage waveform and the reference element response voltage waveform for oil deterioration detection and level detection are alternately output from the corresponding current-voltage conversion circuit 3 at regular time intervals according to the switching cycle of the analog switch IC3. Input to analog input ports AD2 and AD3 of IC1, respectively. These signals are digitized by the A / D converter 12 (FIG. 1) in the microcomputer IC1 and used for the process of creating capacitance information by the control program. Hereinafter, the flow of processing of the control program will be described using flowcharts.
[0044]
FIG. 10 shows the flow of the main routine of the control program. When the microcomputer IC1 is activated, the reset process is first performed, and then the memory settings of the RAM 15 (FIG. 1) are initialized (S1). Further, the value of the measurement flag K for alternately performing the oil deterioration detection and the level detection is also set to 0 (S2). In S3, the value of the measurement flag is read. If K = 0, the deterioration detection process after S4 is performed, and if K = 1, the level detection process after S10 is performed. In either case, the flag K is updated in the final steps S9 and S15, and the deterioration detection process and the level detection process are switched to each other.
[0045]
The process on the oil deterioration detection process side switches the analog switch IC3 to the sensing capacitor CS1 side (sensor side) in S4, and performs the main process of measurement in S5. Next, the analog switch IC3 is switched to the reference capacitor C4 side in S6, and the same main process is performed in S7. In S8, based on the processing results on the sensing capacitor CS1 side and the reference capacitor C4 side, capacitance information (F1 described later) of the sensing capacitor CS1 is generated and output as an oil deterioration detection result. In the level detection processing side, S10 to S13 are the same as S4 to S7 on the oil deterioration detection processing side, and in S14, based on the processing results on the sensing capacitor CS2 side and the reference capacitor C5 side, the sensing capacitor Capacitance information (F2 described later) of CS2 is generated and output as a level detection result.
[0046]
FIG. 11 is a flowchart showing in detail the flow of the main process. This processing includes measurement signal generation processing (step-shaped waveform SG generation processing), response voltage waveform (sensor side or reference element side: sine wave waveform to be measured for amplitude), and response based on the result. It also serves as a voltage waveform amplitude calculation process. In the measurement signal generation process (S101 to S108), by switching the voltage setting state (port setting type N) of the plurality of voltage output ports P1 to P4 of the input / output interface 11 (see FIG. 1), the resistance voltage dividing point U is changed. The staircase waveform WP1 shown in FIG. 3 is output.
[0047]
Electrical equipment for automobiles is one of the fields where the trend of cheaper prices is the most intense, and the oil degradation detector also performs measurement signal waveform generation processing and response voltage waveform sampling in parallel, and in real time. It is required to implement a high-level process that can handle the capacitance measurement process using a general-purpose and inexpensive microcomputer.
[0048]
Therefore, in this embodiment, every time the stepwise signal waveform repetition period for generating the measurement signal waveform arrives, the sampling phase of the response voltage waveform is advanced by a value corresponding to the switching time interval of the analog setting voltage. A method is adopted in which a set of voltage sampling points is acquired at different phases within one cycle by repeating the stepped signal waveform and repeating the cycle several times. According to this method, sampling of the response voltage waveform is performed in accordance with a relatively coarse switching interval of the setting voltage of the staircase waveform WP1 of the measurement signal, and the total sampling period is reduced in order to reduce the substantial sampling interval. A necessary number of sampling points are acquired across the response voltage waveforms of a plurality of periods. In this way, by skillfully utilizing the periodicity of the signal waveform, it is possible to obtain information on the response voltage waveform necessary for capacitance measurement with sufficient accuracy, even though the sampling interval is relatively long. it can.
[0049]
More specifically, a plurality of measurement signal output patterns whose voltage sampling phases are different from each other in one cycle of the sine wave waveform are measured (in this embodiment, eight types: measurement signal output pattern A to measurement signal output pattern). H) is prepared, and the voltage sampling values for one cycle of the sine wave waveform are collected by performing voltage sampling at a phase unique to each pattern while sequentially outputting the patterns. Hereinafter, description will be made with reference to the flowcharts of FIGS. 11 and 12.
[0050]
First, the measurement signal output pattern A is output from the resistance voltage dividing point U in S101 of FIG. FIG. 12 shows a specific example of the measurement signal output pattern A. First, in S1001, the port setting type N is selected so that a predetermined output voltage (2.25 V) is output from the resistance voltage dividing point U, and the output voltage is held for a predetermined time (4 μsec). In step S1002, the port setting type N is switched, and an output voltage of 0.66 V is output for 4 μsec. By repeating such processing, the staircase waveform WP1 of the measurement signal output pattern A is output.
[0051]
As described above, the output staircase waveform WP1 is a sine wave measurement signal in the low-pass filter circuit 2, passes through a sensing capacitor or a reference capacitor, and further, the passing waveform becomes a response voltage waveform by current-voltage conversion. Return to the microcomputer IC1. This waveform can sample an instantaneous value by reading port AD2 (when oil deterioration is detected) or AD3 (when level is detected).
[0052]
In the flowchart of FIG. 12, the sampling process is executed in a form incorporated in the loop of the generation process of the staircase waveform WP1 (S1016). When the processing of the measurement signal output pattern A proceeds and comes to S1016, the voltage instantaneous value of the response voltage waveform is A / D converted and sampled, and the sampled value is stored in the memory (FIG. 1: RAM 15). To do. Then, when the process proceeds and it is determined in S1020 that the voltage instantaneous value is A / D converted, the process of the measurement signal output pattern A ends.
[0053]
In this embodiment, in order to reduce the influence of the transient phenomenon, the staircase waveform output process in which sampling is not particularly performed prior to the output process (S1009 to S1017) for one cycle of the staircase waveform incorporating the sampling process. Is performed for one period (two or more periods may be used, but the number of periods is appropriately determined according to the allowable cycle time range).
[0054]
The measurement signal output patterns A to H have different voltage sampling phases within one waveform period. Each of these patterns is the number of voltage output switching steps (2 steps of the waveform (of course, 3 cycles or more) + 2 steps of waveform connection with the next pattern + 1 step of sampling + A / D Conversion confirmation 1 step = total 20 steps) are all set equal. The voltage sampling phase can be varied by setting the initial phase of the pattern to be the same, changing the voltage sampling step order for each pattern, and fixing the voltage sampling step order. There are two methods, that is, a method of changing the initial phase of each pattern so that the sampling phase of the period can be obtained. According to the latter method, sampling is performed in the same step for each pattern, so that the wave number of the waveform passing through the capacitor is constant between the end of one sampling and the next sampling. This contributes to the uniformity of transients and the improvement of voltage measurement reproducibility and stability.
[0055]
For example, in S102 of FIG. 11, the measurement signal output pattern B is processed. In this measurement signal output pattern B, the output voltage (port setting type) is switched in the same order as the measurement signal output pattern A described above, but the initial output voltage value is the second step of the measurement signal output pattern A (FIG. 12). S1002). Thereby, in the processing of the measurement signal output pattern B, the timing at which the measurement signal is sampled is shifted (advanced) by a value corresponding to a predetermined time interval (4 μsec) with respect to the output waveform of the measurement signal output pattern A. It will be. Similarly, in the measurement signal output pattern C to the measurement signal output pattern H, the initial output voltage value is shifted (see FIG. 12). Therefore, a voltage sampling point is acquired at different sampling timings within one cycle with respect to the response voltage waveform. When the output process of the measurement signal output pattern H is finished (S108), the generation of the staircase waveform WP1 and the sampling process are finished, and the process proceeds to the amplitude calculation process of S109.
[0056]
FIG. 13 shows the flow of the amplitude calculation process. The sampling method of the response voltage waveform is clever, but the number of acquired voltage sampling points (waveform displacement sampling points) has a large error in order to substitute, for example, the maximum value of the voltage sampling points as the waveform amplitude, In terms of quantization accuracy, it is not always sufficient. Of course, this problem can be solved by increasing the number of sampling points. However, if an inexpensive CPU with a normal clock frequency is used, parallel processing with measurement signal generation and real-time calculation of capacitance information are possible. Difficulties in processing. A similar problem occurs even when a method of curve fitting with a sine wave is used without increasing the number of sampling points.
[0057]
Therefore, in the process of FIG. 13, as shown in FIG. 17, the estimated center line Jm of the sensor response voltage waveform is obtained by the average voltage value (average waveform displacement value) of the set of voltage sampling points (here, N = 8). To decide. Then, two voltage sampling points P adjacent to each other across the estimated center line Jm i And P i + 1 Are used as sampling points for determining the reference point. The response voltage waveform is a sine wave, and it is mathematically known that the sine wave function sin θ can be approximated by sin θ = θ in the vicinity of the center line, that is, θ = 0. Therefore, the reference point determination sampling point P i And P i + 1 By approximating the waveform shape between them in a straight line, the intersection of the estimated center line Jm and the straight line connecting Pi and Pi + 1 can be obtained as the waveform reference point Pm. Then, on one side of the estimated center line Jm, the voltage value (waveform displacement) of the maximum voltage sampling point (maximum waveform displacement sampling point) Pmax at which the voltage separation (potential difference: waveform displacement) from the estimated center line Jm is maximized. Value) Jp and the amplitude A based on the phase difference (second phase difference) θa between the reference point determination sampling point Pi and the waveform reference point Pm located on the same side. 0 Can be calculated. In this way, by using the mathematical properties of the sine wave function, the sensor response voltage waveform (amplitude measurement target) can be obtained without performing heavy processing such as increasing the number of sampling points or performing curve fitting. The amplitude of the sine wave waveform can be accurately calculated. Naturally, the present invention can be similarly applied to the amplitude calculation of the reference element side response voltage waveform.
[0058]
Specifically, in S201 of FIG. 13, the estimated center line Jm is obtained by averaging the voltage values at the N sampling points. In S202, the reference point determination sampling point P i And P i + 1 Find out. When calculating the amplitude from the peak voltage on the higher voltage side than Jm, the sampling point having the voltage value closest to Jm (on the higher voltage side than Jm) is set to P. i And the next sampling point is P i + 1 And it is sufficient. In S203, as shown in the left diagram of FIG. i The distance Ai from Jm to Jm is calculated by the equation (1) in the figure. In S204, P i And P i + 1 If the voltage difference between them is ΔJ, and the second phase difference is Δθ (equal to the sampling time interval (4 μsec in this embodiment) on the time scale), P i And P i + 1 Since the interval is linearly approximated, equation (2) in the figure holds from the principle of similarity. As a result, θa can be calculated from the equation (2) ′ (S205).
[0059]
Next, in S206, the maximum voltage sampling point Pmax is found and the voltage value Jp is obtained. Further, in S207, the estimated center line voltage Jm is subtracted from Jp, and the distance Ap from the estimated center line of the maximum voltage sampling point Pmax is calculated (equation (4)). Amplitude A to be obtained 0 Is the distance from the peak point Ps of the sine wave waveform existing in the vicinity to the estimated center line (Equation (3)). In S208, the presence pattern of the peak point Ps is identified by whether θa / Δθ is smaller or larger than 1/2. If the former (the first pattern), the process proceeds to S209 and the amplitude A is determined by the method shown in FIG. 0 Is calculated. If the latter (the second pattern), the process proceeds to S210 and the amplitude A is obtained by the method shown in FIG. 0 Is calculated. The existence pattern of the peak point Ps may be identified by directly calculating θa / Δθ, or another method that can obtain an equivalent result may be used. For example, P i Since the first pattern is one more than the second pattern, the number of sampling points existing between Pmax and Pmax can be identified using this. In the method of dividing one period of the waveform into eight as in this embodiment, P i A discriminating method is also possible in which the first pattern (FIG. 17) is adopted if another sampling point exists between Pmax and Pmax, and the second pattern (FIG. 18) is adopted if there is no other sampling point.
[0060]
In the first pattern of FIG. 17, as shown in the right figure, due to the symmetry of the sine wave, an equivalent point Pmax ′ having the same distance Ap also occurs at the position where Pmax is turned back with respect to the peak point Ps. Further, focusing on the fact that all sampling points are arranged at equal phase intervals, the phase difference between Ps and Pmax ′ is equal to θa. Therefore, if the phase difference (time scale) from Pm to the peak point Ps is θQ, θQ corresponds to ¼ wavelength, that is, if one period is 360 °, the angle difference corresponds to 90 °. And A 0 (5) in the figure holds between. Therefore, using this, the amplitude A to be obtained 0 Can be calculated in (5) ′.
[0061]
Further, in the second pattern of FIG. 18, the formulas (1) to (4) are the same as the first pattern. And P i Assuming that the number of sampling intervals between K and Pmax is k (1 in the present embodiment), Ap and A 0 (6) in the figure using only the parameters already described holds. If this is used, the amplitude A to be obtained 0 Can be calculated in (6) ′. This concludes the description of the main process.
[0062]
Returning to FIG. 10, in the main process of S5, the amplitude (A 0 ) D In the main process of S7, the amplitude of the reference element response voltage waveform (A 0 ') D Are calculated and stored in the RAM 15 (FIG. 1). Using the above, the deterioration detection output process of S8 is performed as follows according to the flow of FIG. In S301 and S302, the above (A 0 ) D And (A 0 ') D Are read out. Next, in S303 and S304, as shown in FIG. 19, each reference point determination sampling point P of the sensor response voltage waveform and the reference element response voltage waveform obtained during the execution of each main process. i And P i Read out each phase (time scale) θi and θi ′. In addition, reference point determination sampling points Pi, P i Also read out phase differences (second phase differences) θa, θa ′ between “and waveform reference points Pm, Pm ′. Then, the phase difference (first phase difference) φ (time scale) between both waveforms can be calculated by the equation (10) in FIG. 19 (S305).
[0063]
As described above, the reference capacitor C4 having a sufficiently low conductance (that is, a sufficiently high insulation resistance) and a small capacitance temperature dependency is used. On the other hand, since the sensing capacitor CS1 uses oil as a dielectric, the temperature of the oil (oil temperature) increases and the insulation resistance decreases. As a result, as shown in the equivalent circuit of FIG. 20, the value of the parallel resistance R decreases, and eventually the conductance G due to the parallel resistance R cannot be ignored with respect to the susceptance B due to the capacitance C (see FIG. 21). . Therefore, the phase difference (first phase difference) φ between the sensor response voltage waveform and the reference element response voltage waveform is mainly caused by an increase in conductance G due to the parallel resistance R. In this case, the amplitude A of the sensor response voltage waveform is the same as described in the section “Means for solving the problem and action / effect”. 0 Does not directly reflect the capacitance C but includes an error due to conductance G. However, the cosine value cosν1 of the phase difference (first phase difference) ν1 (angle scale) is used, and this is expressed as the amplitude A. 0 Value A multiplied by 0 '≡A 0 cosν1 reflects only the capacitance C as shown in FIG. 21, and has a meaning as a correction amplitude.
[0064]
Therefore, in S306 of FIG. 0 ) D An operation for correcting the is performed. Specifically, equation (9) in FIG. 21 is used. In this equation, since the phase difference (first phase difference) φ is a time scale, it is converted to an angle scale using the value of θQ described above. On the other hand, since the reference capacitor C4 hardly causes a decrease in insulation resistance, the amplitude of the reference element response voltage waveform (A 0 ') D No correction is required. Specifically, in S306, (A 0 ) D The value of (A 0 ') D A relative capacity value F1 (capacitance information) divided by the value is calculated. By performing the above processing, the influence of the insulation resistance due to the temperature change of the oil can be made extremely small, and the capacitance information F1 can be measured with high accuracy in the entire temperature range.
[0065]
Next, the level detection output process of S14 of FIG. 10 is performed according to the flow of FIG. Again, the amplitude of the sensor response voltage waveform (A 0 ) L Are corrected in the same manner. First, in S401 and S402, the amplitude (A of the sensor response voltage waveform by the sensing capacitor CS2 for level detection and the reference capacitor C5) 0 ) L And the amplitude of the reference element response voltage waveform (A 0 ´) L And read. Next, in S403 and S404, each reference point determination sampling point P of the sensor response voltage waveform and the reference element response voltage waveform is the same as in the deterioration detection output process. iL And P iL ´ each phase (time scale) θ iL And θ iL ′ Is read and the reference point determination sampling point P iL , P iL 'And waveform reference point P mL , P mL Phase difference from ´ (fourth phase difference) θ aL , Θ aL Also read '. And the phase difference (third phase difference) φ between the sensor response voltage waveform and the reference element voltage waveform L (Time scale) is calculated (S405). Next, in S406, (A 0 ) L The value of (A 0 ´) L The relative capacity value F2 (capacitance information) divided by the value is calculated.
[0066]
The capacitance information calculated by the above processing, that is, the capacitance detection relative value F1 for degradation detection and the capacitance relative value F2 for level detection are both in the duration of the first level or the second level of the binary signal. Output in the reflected form. Specifically, in S307 of FIG. 14, the capacitance relative value F1 for deterioration detection is sent to the PWM output unit 16 of FIG. 1 as the first level duration instruction value. Further, in S404 of FIG. 15, the level detection capacitance relative value F2 is sent to the PWM output unit 16 of FIG. 1 as an instruction value of the second level duration. These instruction values are alternately sent to the PWM output unit 16 at predetermined time intervals, as is apparent from the processing flow of FIG. Thus, as shown in FIG. 22, the PWM output unit 16 outputs the first level continuous waveform S. D (The capacitance relative value F1 for deterioration detection is reflected in the duration) and the second level duration waveform S L (The relative capacitance F1 for level detection is reflected in the duration) is output as a multiplexed signal waveform that is temporally alternated. In the present embodiment, the first level continuous waveform S D And second level continuous waveform S L In addition, a signal portion representing temperature measurement information from the thermistor is added. Specifically, the first level continuous waveform S D And second level continuous waveform S L Is set so that the duration changes within a certain time range (the time range is illustrated in the drawing) according to the relative capacity values F1 and F2, while the temperature measurement information is the temperature This is a PWM signal unit for one cycle in which the duty ratio changes in accordance with.
[0067]
In FIG. 2, the output signal is output from the PWM port of the microcomputer IC1 to the ECU 50 (FIG. 1) through the switching circuit 9 and the limiter circuit 10 having the diodes D2 and D3. In the switching circuit 9, the PWM signal is input to the switching transistor Tr <b> 1, and the PWM signal is impedance-converted and output by the collector follower via the resistor R <b> 13 (Note that the resistor R <b> 16 promotes the discharge of the transistor Tr <b> 1 when OFF, To improve switching speed).
[0068]
In this embodiment, the amplitude A of the sensor response voltage waveform 0 And the amplitude A of the reference element response voltage waveform 0 The capacitance relative value was calculated based on the ratio to 'and the temperature compensation was performed for the capacitance value of the sensing capacitor. If the measurement temperature (oil temperature) was fixed, the effect of temperature change on the measurement value Can be avoided as well. In this case, the oil temperature may be monitored by the temperature detection element, and the deterioration may be detected when the oil temperature reaches a specified value. As a temperature detection element, for example, a thermistor R as shown in FIG. TH Can be used. In FIG. 2, the thermistor R TH This change in resistance is reflected in the divided voltage with the fixed resistor R12 and is input to the analog input port AD1 of the microcomputer IC1 through the operational amplifier IC5 that forms a voltage follower. In this case, the reference capacitor (reference element) is used only for phase reference.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of an engine oil deterioration detection device showing an example of a capacitance measuring device of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing details of a main part of FIG. 1;
FIG. 3 is an explanatory diagram of a measurement signal generation method using the circuit of FIG.
FIG. 4 is an explanatory diagram following FIG. 3;
FIG. 5 is a diagram showing a modification of the measurement signal generation circuit.
6 is an explanatory diagram showing an example of an analog switch used in the circuit of FIG.
FIG. 7 is an explanatory diagram of the first action.
FIG. 8 is a second operation explanatory view.
FIG. 9A is a schematic diagram showing a first configuration example of a sensing capacitor.
FIG. 9B is a schematic diagram showing a second configuration example of the sensing capacitor.
FIG. 10 is a first flowchart showing the flow of processing of a control program.
FIG. 11 is a second flowchart in the same manner.
FIG. 12 is a third flowchart.
FIG. 13 is a fourth flowchart in the same manner.
FIG. 14 is also a fifth flowchart.
FIG. 15 is a sixth flowchart.
FIG. 16 is a timing chart showing a sequence of measurement signal generation processing and response voltage waveform sampling processing;
FIG. 17 is a first diagram illustrating the principle of amplitude calculation of a response voltage waveform.
FIG. 18 is a second diagram showing the principle of calculating the amplitude of the response voltage waveform.
FIG. 19 is a first diagram illustrating a correction amplitude calculation method used for capacitance information.
FIG. 20 is also a second diagram.
FIG. 21 is a third view.
FIG. 22 is a schematic diagram of a PWM output waveform obtained by multiplexing an oil deterioration detection signal and a level deterioration detection signal.
[Explanation of symbols]
1 Engine oil deterioration detection device (capacitance measurement device)
CS1 sensing capacitor
IC1 microcomputer (measurement signal generation unit, capacitance information generation unit, voltage output unit, voltage output control unit, sampling unit, estimated center line determination unit, waveform reference point determination unit, amplitude determination unit)
13 CPU
3 Current-voltage conversion circuit
4 switching circuit
C4 reference capacitor (reference element)

Claims (3)

測定対象物の静電容量を測定するために、該測定対象物を誘電体とする形で形成されるセンシングコンデンサと、
該センシングコンデンサに入力される、正弦波測定信号を生成する測定信号生成手段と、
前記正弦波測定信号による前記センシングコンデンサの通過電流波形を電流−電圧変換することによりセンサ応答電圧波形として出力する電流−電圧変換回路と、
前記センサ応答電圧波形を一定時間間隔にてサンプリングすることにより電圧サンプリング点の組を取得し、それら電圧サンプリング点の組の平均電圧値により前記センサ応答電圧波形の推定中心線を決定し、該推定中心線を挟んで隣接する２つの電圧サンプリング点を基準点決定用サンプリング点として、それら基準点決定用サンプリング点間の波形形状を直線近似したときの、前記推定中心線と該直線との交点を波形基準点として求め、前記推定中心線に関して一方の側において、前記推定中心線からの電位差が最大となる最大電圧サンプリング点の電圧値と、同じく該側に位置する基準点決定用サンプリング点と前記波形基準点との位相差とに基づいて前記センサ応答電圧波形の振幅を算出し、該振幅に基づいて静電容量情報を算出する静電容量情報生成手段と、
を有することを特徴とする静電容量測定装置。In order to measure the capacitance of the measurement object, a sensing capacitor formed in the form of the measurement object as a dielectric,
Measurement signal generating means for generating a sine wave measurement signal input to the sensing capacitor;
A current-voltage conversion circuit that outputs a sensor response voltage waveform by current-voltage conversion of the passing current waveform of the sensing capacitor by the sine wave measurement signal;
A set of voltage sampling points is obtained by sampling the sensor response voltage waveform at regular time intervals, and an estimated center line of the sensor response voltage waveform is determined by an average voltage value of the set of voltage sampling points, and the estimation is performed. Using the two voltage sampling points adjacent to each other with the center line as a reference point determination sampling point, the intersection of the estimated center line and the straight line when the waveform shape between the reference point determination sampling points is linearly approximated Obtained as a waveform reference point, on one side with respect to the estimated center line, the voltage value of the maximum voltage sampling point at which the potential difference from the estimated center line is maximized, the reference point determining sampling point located on the same side, and the The amplitude of the sensor response voltage waveform is calculated based on the phase difference from the waveform reference point, and the capacitance information is calculated based on the amplitude. And the capacitance information generating means,
A capacitance measuring device characterized by comprising: 劣化検知対象となるオイルを前記測定対象物として、該オイル中に浸漬される電極対により前記センシングコンデンサを形成し、そのセンシングコンデンサの静電容量変化に基づいて、該オイルの劣化検知を行なうオイル劣化検知装置として構成された請求項１記載の静電容量測定装置。 An oil for detecting deterioration of the oil based on a change in the capacitance of the sensing capacitor, wherein the sensing capacitor is formed of an electrode pair immersed in the oil, with the oil to be detected as the object of measurement. The capacitance measuring device according to claim 1, which is configured as a deterioration detecting device. 振幅測定対象となる正弦波波形を一定時間間隔にてサンプリングすることにより波形変位サンプリング点の組を取得するサンプリング手段と、
それら前記波形変位サンプリング点の組の平均波形変位値により前記正弦波波形の推定中心線を決定する推定中心線決定手段と、
該推定中心線を挟んで隣接する２つの波形変位サンプリング点を基準点決定用サンプリング点として、それら基準点決定用サンプリング点間の波形形状を直線近似したときの、前記推定中心線と該直線との交点を波形基準点として求める波形基準点決定手段と、
前記推定中心線に関して一方の側において、前記推定中心線からの波形変位が最大となる最大波形変位サンプリング点の波形変位値と、同じく該最大波形変位サンプリング点側に位置する基準点決定用サンプリング点と前記波形基準点との位相差とに基づいて、前記正弦波波形の振幅を決定する振幅決定手段と、
を備えたことを特徴とする正弦波振幅検出装置。Sampling means for acquiring a set of waveform displacement sampling points by sampling a sine wave waveform to be measured for amplitude at regular time intervals;
Estimated center line determining means for determining an estimated center line of the sine wave waveform from an average waveform displacement value of the set of waveform displacement sampling points;
When the two waveform displacement sampling points adjacent to each other with the estimated center line interposed therebetween are used as reference point determining sampling points, the estimated center line and the straight line when the waveform shape between the reference point determining sampling points is linearly approximated Waveform reference point determination means for obtaining the intersection of
On one side of the estimated center line, the waveform displacement value of the maximum waveform displacement sampling point at which the waveform displacement from the estimated center line is maximized, and the reference point determining sampling point located on the maximum waveform displacement sampling point side And an amplitude determining means for determining an amplitude of the sine wave waveform based on a phase difference between the waveform reference point and the waveform reference point;
A sine wave amplitude detecting device comprising:
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