JP4113089B2

JP4113089B2 - Signal transmission / reception system and response device used therefor

Info

Publication number: JP4113089B2
Application number: JP2003359776A
Authority: JP
Inventors: 憲治猪又; 統落合
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2003-10-20
Filing date: 2003-10-20
Publication date: 2008-07-02
Anticipated expiration: 2023-10-20
Also published as: JP2005124092A

Description

この発明は、読出し装置から発射された搬送波を、応答装置で反射させる際、この搬送波を任意の信号で変調して反射させ、前記読出し装置、または他の受信装置でこの変調波を受信する信号送受信システムと、このシステムに用いる応答装置に関するものである。 In the present invention, when a carrier wave emitted from a readout device is reflected by a response device, the carrier wave is modulated and reflected by an arbitrary signal, and the modulated wave is received by the readout device or another reception device. The present invention relates to a transmission / reception system and a response device used in the system.

駅の改札口を乗客が手にかざすだけで情報が読取られて通過できる、いわゆる無接触型定期券のように、例えばカード型の記憶媒体（応答装置）に記憶した情報を、外部機器（読出し装置）からアクセスして読み出す信号送受信システムが普及しつつある。
この信号送受信システムで用いる応答装置には、少なくとも、外部機器からの無線でのアクセスを受けて、このアクセスに対して記憶している情報を付加して応答する機能がふくまれている。しかし、このような応答装置はその形状をカード型とするかいなかに関係なく、少なくとも携帯可能であることが必要な場合が多いので、その形状あるいは重量的な制約から、収容可能な回路の大きさには制約があり、また電子回路を動作させるための電池を収納することが難しいか、収納できたとしても大容量のものは収納できないので、受信や送信機能を達成するための回路構成は、極めて単純で、かつ、消費電流が極めて少なくなるように工夫することが必須技術であり、種々の発明が開示されている。 Information stored in a card-type storage medium (responder), such as a so-called contactless commuter pass that allows information to be read and passed by simply passing the passenger over the ticket gate of the station, is read by an external device (readout). 2. Description of the Related Art Signal transmission / reception systems that are accessed and read from a device are becoming widespread.
The response device used in this signal transmission / reception system includes at least a function of receiving a wireless access from an external device and responding by adding the stored information to the access. However, since such a response device is often required to be portable at least regardless of whether the shape is a card type or not, the size of the circuit that can be accommodated is limited due to its shape or weight restrictions. In addition, there are restrictions, and it is difficult to store a battery for operating an electronic circuit, or even if it can be stored, it cannot store a large capacity, so the circuit configuration to achieve reception and transmission functions is Therefore, it is essential to devise so as to be extremely simple and consume very little current, and various inventions have been disclosed.

特許文献１には、応答装置内に装着されたアンテナ回路（９）に半導体スイッチ（１４）が接続され、この半導体スイッチ（１４）をＯＮの状態にするか、ＯＦＦの状態にするかを電気的に選択できる構造を持っている。半導体スイッチ（１４）をＯＮの状態にするとアンテナ（９）から受信した電波はこのスイッチを通過して後段へ送られるので、アンテナからは何も放射されないが、ＯＦＦの状態にするとアンテナから受信した電波はここでインピーダンスが不整合となるため、反射し再びアンテナで再放射される構成を持っている。このＯＮとＯＦＦの状態の切り替えを送信したいデータビットに従って切り替えることで、アンテナから電波を再放射するか、しないかを切り替えることができる。このようにして、例えばデータビットが1のときは再放射する。データビットが０のときは再放射しないという要領でデータを送信する。このようにしてＯＯＫ（ＯＮ−ＯＦＦ Keying）変調やＡＳＫ（AmplitudeShift Keying）変調の送信を行うことが可能となる。 In Patent Document 1, a semiconductor switch (14) is connected to an antenna circuit (9) mounted in a response device, and it is electrically connected whether the semiconductor switch (14) is turned on or turned off. It has a structure that can be selected. When the semiconductor switch (14) is turned on, the radio wave received from the antenna (9) is transmitted to the subsequent stage through this switch, so nothing is radiated from the antenna, but when it is turned off, it is received from the antenna. Since the impedance of the radio wave is mismatched here, it is reflected and re-radiated again by the antenna. By switching the ON / OFF state according to the data bit to be transmitted, it is possible to switch whether the radio wave is re-radiated from the antenna. In this way, for example, when the data bit is 1, it is re-radiated. When the data bit is 0, the data is transmitted in such a way that it is not re-radiated. In this way, transmission of OOK (ON-OFF Keying) modulation and ASK (Amplitude Shift Keying) modulation can be performed.

ＯＯＫやＡＳＫでは外部ノイズによる影響を受けやすいという面があるので、信号の誤り率を改善するためには、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調（以下位相変調という）の方がすぐれている場合がある。そこで、特許文献１の段落［００５５］〜［００６２］には、特許文献１の図５の説明として、前述の半導体スイッチとアンテナの間に2つの経路を切り替えられる第３のスイッチングトランジスタ（４０）と、これら２つの経路のそれぞれに接続された位相回路（インダクタ４１と４２およびコンデンサ４４によって構成された位相器セル３９）とを配置する。そして、２つの経路は、それぞれを通過するときの位相変化量が互いに異なるように調整しておく。このようにすると、このスイッチ（４０）を切り替えて、電波の通過する経路を変化させることにより位相が変化するようにできるので、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調にも対応できるようになる技術が開示されている。 Since OOK and ASK are susceptible to external noise, PSK (Phase Shift Keying) modulation (hereinafter referred to as phase modulation) may be superior in order to improve the signal error rate. . Therefore, in paragraphs [0055] to [0062] of Patent Document 1, as an explanation of FIG. 5 of Patent Document 1, a third switching transistor (40) capable of switching two paths between the semiconductor switch and the antenna described above. And a phase circuit (phaser cell 39 constituted by inductors 41 and 42 and a capacitor 44) connected to each of these two paths. The two paths are adjusted so that the amount of phase change when passing through the two paths is different from each other. In this case, the phase can be changed by switching the switch (40) to change the path through which the radio wave passes, and thus a technique that can cope with PSK (Phase Shift Keying) modulation is disclosed. Has been.

しかし、ＰＳＫ変調をするために前述のように2つの経路を用意し、スイッチにより切り替える構成を持たせると、回路が膨大になって、前述のカードのような構造物には収納が難しくなるとともに消費電流も増え、更に、調整要素が増えるという欠点が生じる。また、一般的に前述のスイッチは高周波回路の切り替え、特にマイクロ波を通過させる回路では、その漏れが無視できない程度になるため、位相の完全な切替は不可能であるという課題がある。また、スイッチの切替時には位相が瞬間的に切り替わるため波形ひずみが増大し高調波が発生するという課題があった。 However, if two routes are prepared as described above for PSK modulation and the switch is configured to be switched by a switch, the circuit becomes enormous and the structure such as the card becomes difficult to store. Current consumption also increases, and there is a disadvantage that adjustment elements increase. Further, in general, the above-described switch has a problem that switching of a high-frequency circuit, in particular, a circuit that allows microwaves to pass cannot be ignored, so that the phase cannot be completely switched. In addition, there is a problem that when the switch is switched, the phase is instantaneously switched, so that waveform distortion increases and harmonics are generated.

また、特許文献２の第１図には、アンテナ（３０１）にインピーダンス変換（３０２ａ）を介して接続されたダイオード（３０２ｂ）と、このダイオードの容量を制御するバイアス回路３０２ｃが開示されている。しかし、特許文献２ではこのダイオード（３０２ｂ）は質問装置（１）から送信される信号の復調器としても使用されている（同書第４頁右欄第３行から第７行）ため、ダイオード以外のものを使用することはできない。しかるにインピーダンスを変化させる素子としてのバリキャップダイオードは、主としてその容量成分が変化する。ところがインピーダンス変換回路を容量成分の変化だけで位相変調ができるように設計するのは難しいので、ダイオードを用いると設計が難しくなるという課題があった。
特開平０４−２６８４７９号公報特許公報第２６３２０７８号 FIG. 1 of Patent Document 2 discloses a diode (302b) connected to an antenna (301) via an impedance conversion (302a) and a bias circuit 302c for controlling the capacitance of the diode. However, in Patent Document 2, this diode (302b) is also used as a demodulator of a signal transmitted from the interrogator (1) (right column on page 4, right column, lines 3 to 7). Can not use. However, the capacitance component of the varicap diode as an element that changes the impedance mainly changes. However, since it is difficult to design the impedance conversion circuit so that phase modulation can be performed only by changing the capacitance component, there is a problem that the design becomes difficult when a diode is used.
JP 04-268479 A Patent Publication No. 2632078

このような信号送受信システムでは、信号伝送の誤り率を改善するためにはＰＳＫ変調を行うことが望まれるが、従来のように位相量の異なる複数の回路をスイッチで選択することにより位相を切り替えるものでは、位相の切り替え時に波形ひずみが増大するとか、回路構成が複雑となりその形状あるいは重量的な制約から収容が困難であるとか、電流消費も大きくなるなどから、実用化が困難であるという課題があった。また、ダイオードを用いるとインピーダンス変換回路の設計が難しいという課題があった。 In such a signal transmission / reception system, it is desirable to perform PSK modulation in order to improve the error rate of signal transmission, but the phase is switched by selecting a plurality of circuits having different phase amounts with a switch as in the prior art. However, it is difficult to put it into practical use because the waveform distortion increases when switching the phase, the circuit configuration becomes complicated and it is difficult to accommodate due to its shape or weight restrictions, and the current consumption also increases. was there. In addition, when a diode is used, there is a problem that it is difficult to design an impedance conversion circuit.

この発明は上記のような課題を解決し、ＰＳＫ変調を行うとともに、回路構成が単純で消費電流も少ない信号送受信システムとこのシステムに用いる応答装置を提供することを目的とする。
また、電源用電池を必要としない応答装置を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to solve the above problems and to provide a signal transmission / reception system which performs PSK modulation, has a simple circuit configuration and consumes less current, and a response device used in this system.
Moreover, it aims at providing the response apparatus which does not require the battery for power supplies.

この発明による信号送受信システムは、第１高周波信号を発生する高周波発生手段と、この第１高周波信号を空間に送信する送信手段と、送信した前記第１高周波信号が反射されて第２高周波信号としてもどってきたときこの第２高周波信号をＰＳＫ復調して変調データを取り出す受信機とを含む読出し装置、
前記読出し装置が送信した前記第１高周波信号を受信するとともに、供給された第２高周波信号を放射するアンテナと、
前記アンテナに接続され、少なくとも一つのコイルとこのコイルに接続されたコンデンサとを含み、そのインピーダンスを変化させることにより前記アンテナが受信した前記第１高周波信号をその位相を制御して、前記第２高周波信号として前記アンテナへと反射するインピーダンス変換回路と、
前記コイルに並列にコレクタとエミッタが接続され、ベース電圧によってコレクタ／エミッタ間のインピーダンスを制御することにより、前記インピーダンス変換回路のインピーダンスを制御するトランジスタと、
前記ベース電圧を任意のデータに基づいて制御する制御回路とを含む信号応答装置を備えたものである。
また、この発明による信号応答装置は、他の装置から送信された前記第１高周波信号を受信するとともに供給された第２高周波信号を放射するアンテナと、
このアンテナに接続されそのインピーダンスを変化させることにより前記アンテナが受信した前記第１高周波信号の位相を制御しつつ反射して第２高周波信号として前記アンテナに供給するインピーダンス変換回路と、
このインピーダンス変換回路にコレクタとエミッタが接続され、入力される光信号によってコレクタ／エミッタ間のインピーダンスが制御されることにより、前記インピーダンス変換回路のインピーダンスを制御するホトトランジスタとを備え、前記第２高周波信号の位相を前記光信号により変調して放射するものである。 The signal transmission / reception system according to the present invention includes a high frequency generation means for generating a first high frequency signal, a transmission means for transmitting the first high frequency signal to a space, and the transmitted first high frequency signal is reflected as a second high frequency signal. A readout device including a receiver for retrieving modulated data by PSK demodulating the second high frequency signal when returning;
An antenna that receives the first high-frequency signal transmitted by the reading device and radiates the supplied second high-frequency signal;
The second high frequency signal is connected to the antenna and includes at least one coil and a capacitor connected to the coil, the phase of the first high frequency signal received by the antenna is changed by changing the impedance thereof , and the second and impedance converter circuit which reflected to the antenna as a high-frequency signal,
A collector and an emitter connected in parallel to the coil, and a transistor for controlling the impedance of the impedance conversion circuit by controlling the impedance between the collector and the emitter by a base voltage;
And a signal response device including a control circuit that controls the base voltage based on arbitrary data.
A signal response device according to the present invention includes an antenna that receives the first high-frequency signal transmitted from another device and radiates the supplied second high-frequency signal;
An impedance conversion circuit connected to the antenna and changing the impedance of the antenna to reflect the first high-frequency signal received by the antenna while controlling the phase of the first high-frequency signal and supplying the second high-frequency signal to the antenna;
A collector and an emitter connected to the impedance conversion circuit, and a phototransistor for controlling the impedance of the impedance conversion circuit by controlling the impedance between the collector and the emitter by an input optical signal; The phase of the signal is modulated by the optical signal and emitted.

この発明の信号送受信システム及び応答装置は、インピーダンス変換回路に接続されたトランジスタのインピーダンスを送信したいデータ信号にもとづいて変化させることにより、受信した搬送波をＰＳＫ変調して反射させることができるので、回路構成が単純で信頼性の高い信号送信が可能となり、消費電流も少なく、小型化可能であるという効果を有する。
また、応答装置のインピーダンス変換回路に接続された半導体は外部から入力される光信号により動作するホトトランジスタとしたので、電源用電池を必要としない応答装置が構成できるという効果を有する。 In the signal transmission / reception system and response device according to the present invention, the received carrier wave can be reflected by PSK modulation by changing the impedance of the transistor connected to the impedance conversion circuit based on the data signal to be transmitted. The structure is simple and highly reliable signal transmission is possible, and there is an effect that current consumption is small and miniaturization is possible.
Further, since the semiconductor connected to the impedance conversion circuit of the response device is a phototransistor that operates in response to an optical signal input from the outside, there is an effect that a response device that does not require a battery for power supply can be configured.

実施の形態１．
図１に本発明の実施の形態１の信号送受信システムの構成を示す。図１においてビーコン又はリーダと呼ばれる読出し装置１と、この読出し装置１との間で信号を送受信するバッジまたはレスポンダと呼ばれる応答装置２がある。読出し装置１と応答装置２とは、互いに接近したとき動作し、十分に離れて配置されているときは動作しない。この場合、２つの装置のどちらを固定／移動させるかは問題ではない。読出し装置１は高周波（一般にはマイクロ波であり、説明の都合上、第１高周波信号という）の搬送波を発振する高周波発生器（搬送波発生器とも言う）１０１と、この高周波発生器１０１の第１高周波信号を外部に送信するアンテナ１０２を有する。またアンテナ１０８とこのアンテナに接続され高周波発生器１０１が発振したのと同じ周波数の電波を受信する受信機１０９も有する。
なお、図１では読出し装置１内に高周波発生器１０１と受信機１０９とを有しているが、これらは互いに別の装置に分離されていてもよい。また、図示しないが受信機１０９は高周波発生器１０１からアンテナ１０２を経由して送信された第１高周波信号が直接アンテナ１０８から入り込んで受信機１０９が飽和してしまうことのないよう、アンテナの方向等に配慮がなされているものとする。
応答装置２は、図示しない記憶回路にあらかじめ記憶したデータを出力する送信データ発生器１０３と、出力された送信データに基づいて電流または電圧（以後電圧として説明するが電圧に限定するものではない）を調整する電圧調整器１０４と、この電圧に応じて動作するトランジスタ１０５と、トランジスタ１０５のコレクタ／エミッタに接続されたアンテナインピーダンス変換回路１０６と、アンテナインピーダンス変換回路１０６（単にインピーダンス変換回路という場合もある）に接続されたアンテナ１０７とを有する。また、理解を助けるため図１のシステムでは、応答装置２は図示しない電池電源により動作しているものとするが、電池を必要としない応答装置について、他の実施の形態で説明する。 Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 shows the configuration of the signal transmission / reception system according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 1, there is a reading device 1 called a beacon or a reader and a response device 2 called a badge or a responder that transmits and receives signals to and from the reading device 1. The reading device 1 and the response device 2 operate when they are close to each other, and do not operate when they are arranged sufficiently apart. In this case, it does not matter which of the two devices is fixed / moved. The reading device 1 includes a high-frequency generator (also referred to as a carrier wave generator) 101 that oscillates a carrier wave of a high frequency (generally a microwave, for convenience of explanation), and a first of the high-frequency generator 101. An antenna 102 for transmitting a high-frequency signal to the outside is provided. It also has an antenna 108 and a receiver 109 that is connected to the antenna and receives radio waves of the same frequency as the high frequency generator 101 oscillates.
In FIG. 1, the reading device 1 includes the high-frequency generator 101 and the receiver 109, but these may be separated from each other. Although not shown, the receiver 109 is arranged in the direction of the antenna so that the first high frequency signal transmitted from the high frequency generator 101 via the antenna 102 does not directly enter the antenna 108 and the receiver 109 is saturated. It is assumed that consideration is given.
The responding device 2 includes a transmission data generator 103 that outputs data stored in advance in a storage circuit (not shown), and a current or voltage based on the output transmission data (hereinafter described as voltage, but not limited to voltage). A voltage regulator 104 that adjusts the voltage, a transistor 105 that operates according to the voltage, an antenna impedance conversion circuit 106 connected to the collector / emitter of the transistor 105, and an antenna impedance conversion circuit 106 (also simply referred to as an impedance conversion circuit). And an antenna 107 connected to a certain). In the system of FIG. 1, the response device 2 is operated by a battery power source (not shown) in order to help understanding, but a response device that does not require a battery will be described in another embodiment.

トランジスタ１０５は必ずしもトランジスタである必要はなく、外部からの信号によりインピーダンスを変化させることのできる可変インピーダンス素子であればよいが、実施の形態１ではトランジスタであるとして説明する。
ただし、性能的にはトランジスタを用いる場合には、他の素子を用いる場合に比べて次のような特徴がある。例えば、インピーダンスを変化させる素子としてはバリキャップダイオードが知られている。バリキャップダイオードでは主としてその容量成分が変化する。ところがインピーダンス変換回路を容量成分の変化だけで位相変調ができるように設計するのは難しいので、バリキャップダイオードを用いるのは不可能ではないが困難を伴う。一方、トランジスタの場合にはコレクターエミッタ間の高周波的リアクタンス成分が、ベース電流の増減変化に対して誘導性であったり容量性であったり幅広い成分変化を示す。従ってインピーダンス変換回路の設計がより容易となる。 The transistor 105 is not necessarily a transistor, and may be any variable impedance element that can change impedance by an external signal. In Embodiment 1, the transistor 105 is described as a transistor.
However, in terms of performance, the use of transistors has the following characteristics compared to the case of using other elements. For example, a varicap diode is known as an element that changes impedance. In the varicap diode, its capacitance component mainly changes. However, since it is difficult to design the impedance conversion circuit so that phase modulation can be performed only by changing the capacitance component, it is difficult, if not impossible, to use a varicap diode. On the other hand, in the case of a transistor, the high-frequency reactance component between the collector and the emitter is inductive or capacitive with respect to increase / decrease in the base current, and exhibits a wide component change. Therefore, the design of the impedance conversion circuit becomes easier.

読出し装置１の高周波発生器１０１はマイクロ波周波数の搬送波（第１高周波信号）を発生させる。第１高周波信号はアンテナ１０２から空間に送信される。空間中に放射された搬送波は、数センチ〜数メートルの近距離にある応答装置２のアンテナ１０７で受信され、アンテナインピーダンス変換回路１０６を経てトランジスタ１０５に入力される。
送信データ発生器１０３は図示しない記憶装置（メモリ）を有しており、このメモリには、出力すべきデータがあらかじめ入力されている。送信データ発生器１０３は記憶しているこの送信データを出力する。この送信データは電圧調整器１０４で適切な電圧に調整され、トランジスタ１０５のベース端子に入力される。 The high frequency generator 101 of the reading device 1 generates a carrier wave (first high frequency signal) having a microwave frequency. The first high frequency signal is transmitted from the antenna 102 to the space. The carrier wave radiated into the space is received by the antenna 107 of the response device 2 at a short distance of several centimeters to several meters, and is input to the transistor 105 through the antenna impedance conversion circuit 106.
The transmission data generator 103 has a storage device (memory) (not shown), and data to be output is input in advance to this memory. The transmission data generator 103 outputs the stored transmission data. This transmission data is adjusted to an appropriate voltage by the voltage regulator 104 and input to the base terminal of the transistor 105.

アンテナ１０７とインピーダンス変換回路１０６の間、及びインピーダンス変換回路１０６の出力側と出力側に接続された回路（即ちトランジスタ１０５）との整合がとれていないときには、その程度に応じてアンテナ１０７からインピーダンス変換回路１０６に送られた第１高周波信号は反射され、アンテナ１０７へ再び供給される。
例えば、データビットが0のときはＶ１ボルト、データビットが１のときはＶ２ボルトをトランジスタ１０５のベースに印加したとする。
このとき、トランジスタ１０５のコレクタ・エミッタ間のインピーダンスが、それぞれＺ１とＺ２であったとする。
Ｚ１、Ｚ２について理解を助けるため、具体的な数値を例示して説明すると、
Ｚ１＝２．８＋ｊ１２．６Ω
Ｚ２＝１．８−ｊ３１．２２Ωとした場合、（ｊは虚数単位とする。）
インピーダンス変換回路１０６の出力インピーダンス、及びインピーダンス変換回路１０６からトランジスタ１０５の側への伝送線路の特性インピーダンスをそれぞれ５０Ωとすると、トランジスタのインピーダンスZと反射係数Γの関係は、
Γ=（Ｚ−５０）／（Ｚ＋５０）となる。
よって、トランジスタのインピーダンスがＺ１、またはＺ２である場合に対する反射係数Γ1、Γ2は
Γ1＝ −０．９０＋ｊ０．３５＝０．８７∠１５２°
Γ2＝ −０．９４−ｊ０．８１＝０．９０∠２４４°
となる。
即ち、
入力電圧がＶ１ボルトのときは反射係数はΓ1、その絶対値は|Γ1|=０．８７、角度θ１＝１５２°となり、入力電圧がＶ２ボルトのときは反射係数はΓ2となって、その絶対値は|Γ2|＝０．９０、角度θ２＝２４４°となる。
このように、トランジスタ１０５はインピーダンス変換回路１０６から出力された高周波信号に対し反射係数の位相角度を変化させることができる。 When matching is not established between the antenna 107 and the impedance conversion circuit 106 and between the output side of the impedance conversion circuit 106 and the circuit connected to the output side (that is, the transistor 105), impedance conversion is performed from the antenna 107 according to the degree. The first high-frequency signal sent to the circuit 106 is reflected and supplied to the antenna 107 again.
For example, assume that V1 volts is applied to the base of the transistor 105 when the data bit is 0 and V2 volts is applied when the data bit is 1.
At this time, it is assumed that the impedance between the collector and the emitter of the transistor 105 is Z1 and Z2, respectively.
In order to help understanding about Z1 and Z2, exemplifying and explaining specific numerical values,
Z1 = 2.8 + j12.6Ω
When Z2 = 1.8−j31.22Ω, (j is an imaginary unit)
When the output impedance of the impedance conversion circuit 106 and the characteristic impedance of the transmission line from the impedance conversion circuit 106 to the transistor 105 are 50 Ω, the relationship between the transistor impedance Z and the reflection coefficient Γ is
Γ = (Z−50) / (Z + 50).
Therefore, the reflection coefficients Γ1, Γ2 when the transistor impedance is Z1 or Z2 are Γ1 = −0.90 + j0.35 = 0.87 ＝ 152 °
Γ2 = −0.94-j0.81 = 0.90∠244 °
It becomes.
That is,
When the input voltage is V1 volts, the reflection coefficient is Γ1, its absolute value is | Γ1 | = 0.87, angle θ1 = 152 °, and when the input voltage is V2 volts, the reflection coefficient is Γ2, which is absolute The values are | Γ2 | = 0.90 and angle θ2 = 244 °.
As described above, the transistor 105 can change the phase angle of the reflection coefficient with respect to the high-frequency signal output from the impedance conversion circuit 106.

この様子を、ある周波数を例にスミスチャート上に表すと図2の様になる。図2は特性インピーダンス５０Ωで正規化している。スミスチャートで表すと中心からの距離と角度が反射係数となる。
例えば２値の位相変調をするためには１８０°の位相差が必要となるが、図２の状態ではθ1とθ２の角度差は９２°しかなく不十分である。
このためインピーダンス変換回路１０６を用いて、インピーダンス変換回路１０６とトランジスタ１０５を併せた反射係数の位相差を１８０°となるようにする。
例えば、インピーダンス変換回路１０６の構成を図3に示すように構成する。
図３のインピーダンス変換回路１０６はコンデンサ１１０と、コイル１１１を有する。コイル１１１をトランジスタ１０５のコレクタとエミッタ間に接続し、コンデンサ１１０をトランジスタ１０５のコレクタとアンテナ１０７の間に接続した構成となっている。
コンデンサ１１０の値をＣ、コイル１１１の値をＬとし、先の例の値を用いて動作を説明する。まず、トランジスタ１０５のコレクタ・エミッタ間のインピーダンスをZとおく。
すると、アンテナ１０７側から見た、トランジスタ１０５とインピーダンス変換回路１０６を併せたインピーダンスＺＴは、
ＺＴ＝１／（ｊ２πＦＣ）＋（２πＦＬＺ）／（２πＦＬ＋Ｚ）
と表される。ここで、πは円周率、Fは使用する周波数である。
このときの反射係数ΓTは
ΓＴ＝（ＺＴ−５０）／（ＺＴ＋５０）となる。 This situation is represented on the Smith chart by taking a certain frequency as an example, as shown in FIG. Figure 2 is normalized with a characteristic impedance of 50Ω. When represented by the Smith chart, the distance and angle from the center are the reflection coefficient.
For example, in order to perform binary phase modulation, a phase difference of 180 ° is required, but in the state of FIG. 2, the angle difference between θ1 and θ2 is only 92 ° and is insufficient.
Therefore, the impedance conversion circuit 106 is used so that the phase difference between the reflection coefficients of the impedance conversion circuit 106 and the transistor 105 is 180 °.
For example, the configuration of the impedance conversion circuit 106 is configured as shown in FIG.
The impedance conversion circuit 106 in FIG. 3 includes a capacitor 110 and a coil 111. The coil 111 is connected between the collector and the emitter of the transistor 105, and the capacitor 110 is connected between the collector of the transistor 105 and the antenna 107.
The operation will be described using the value of the previous example, where C is the value of the capacitor 110 and L is the value of the coil 111. First, let Z be the impedance between the collector and emitter of the transistor 105.
Then, as viewed from the antenna 107 side, the impedance ZT including the transistor 105 and the impedance conversion circuit 106 is:
ZT = 1 / (j2πFC) + (2πFLZ) / (2πFL + Z)
It is expressed. Here, π is a circular ratio, and F is a frequency to be used.
The reflection coefficient ΓT at this time is ΓT = (ZT-50) / (ZT + 50).

例えば周波数を１ＧＨｚとして、コンデンサを１８ｐＦ、コイルを５ｎＨとすると、
先のトランジスタ１０５のインピーダンスＺ１、Ｚ２に対する、アンテナ１０７側からインピーダンス変換回路１０６を見たインピーダンスＺＴ１、ＺＴ２はそれぞれ、
ＺＴ１＝１．４２＋ｊ０．２４Ω
ＺＴ２＝５４０−ｊ３６Ω
となる。また、反射係数ΓＴ１、ΓＴ２はそれぞれ、
ΓＴ１＝０．９４∠１７９°
ΓＴ２＝０．８３∠−１°
となり、2つの反射係数の位相差は１８０°となる。
よって、ベースに供給する電圧のＶ１とＶ２をデータビットで切り替えることで、反射係数を１８０°反転させることができる。これをスミスチャートで表すと図４のようになり、それぞれの反射係数が中心点を挟んで対角に来ていることがわかる。なお、２値位相変調を行う場合、図４において反射係数の位相角をそれぞれ０°、１８０°のちょうどの値にする必要はなく、位相角の差が１８０°となればよい。 For example, if the frequency is 1 GHz, the capacitor is 18 pF, and the coil is 5 nH,
The impedances ZT1 and ZT2 of the impedance conversion circuit 106 viewed from the antenna 107 side with respect to the impedances Z1 and Z2 of the previous transistor 105 are respectively
ZT1 = 1.42 + j0.24Ω
ZT2 = 540−j36Ω
It becomes. The reflection coefficients ΓT1 and ΓT2 are respectively
ΓT1 = 0.94∠179 °
ΓT2 = 0.83∠-1 °
Thus, the phase difference between the two reflection coefficients is 180 °.
Therefore, the reflection coefficient can be inverted by 180 ° by switching the voltages V1 and V2 supplied to the base with data bits. This is represented by a Smith chart as shown in FIG. 4 and it can be seen that the respective reflection coefficients are diagonally across the center point. When performing binary phase modulation, the phase angle of the reflection coefficient in FIG. 4 does not have to be exactly 0 ° and 180 °, but the phase angle difference may be 180 °.

このように構成すれば、アンテナ１０７側からインピーダンス変換回路１０６に入力される第１高周波信号は上記反射係数に従って反射され第２高周波信号としてアンテナ１０７から放射される。反射係数がΓＴ１の時は入力信号の０．９４倍の大きさの信号が１７９°位相がずれて反射される。反射係数がΓＴ２の時は入力信号の０．８３倍の大きさの信号がマイナス１°位相がずれて反射される。よって、データビットによってベース電流を所定の値に変化させることで、反射波の位相を１７９°と−１°の１８０°差をもって変化させることができるので、ＢＰＳＫ変調が実現できる。
アンテナ１０７で受信した第１高周波信号は以上に示した動作により、送信データ発生器１０３の出力したデータ信号に基づいて位相変調され、アンテナ１０７から位相変調信号（アンテナ１０２から送信された第１高周波信号と区別するためこの反射波をその変調形式にかかわらず第２高周波信号と言う）として放射（反射とも言う）される。この放射された変調波を読出し装置１のアンテナ１０８で受信し、受信機１０９で位相復調してデータを得る。 If comprised in this way, the 1st high frequency signal input into the impedance conversion circuit 106 from the antenna 107 side will be reflected according to the said reflection coefficient, and will be radiated | emitted from the antenna 107 as a 2nd high frequency signal. When the reflection coefficient is ΓT1, a signal 0.94 times larger than the input signal is reflected with a phase shift of 179 °. When the reflection coefficient is ΓT2, a signal having a magnitude of 0.83 times the input signal is reflected with a phase shift of minus 1 °. Therefore, by changing the base current to a predetermined value by the data bit, the phase of the reflected wave can be changed with a 180 ° difference between 179 ° and −1 °, so that BPSK modulation can be realized.
The first high-frequency signal received by the antenna 107 is phase-modulated based on the data signal output from the transmission data generator 103 by the operation described above, and the phase-modulated signal (the first high-frequency signal transmitted from the antenna 102 is transmitted from the antenna 107). In order to distinguish it from the signal, this reflected wave is radiated (also referred to as reflection) as the second high-frequency signal regardless of the modulation format. This radiated modulated wave is received by the antenna 108 of the reading device 1 and phase demodulated by the receiver 109 to obtain data.

以上の説明では２値位相変調を行う例について説明したが、同様の原理を用いて、ベースに供給する電圧値を４種類用意し、位相角の差が９０°づつの４つの反射係数が選択できるように、適切な構成をインピーダンス変換回路１０６でとることで、4相位相変調が可能となる。8相の場合も同様の原理で実現できる。一般的にｎ相の場合には３６０°／ｎずつのｎ個の反射係数が選択できるようにすればよい。
４相位相変調については実施の形態８で改めて詳細に説明する。
実施の形態１では、トランジスタ１０５には送信データ発生器１０３の信号が入力されると説明したが、送信したい信号であればアナログ／ディジタルに関係なく入力することができる。即ち、アナログ信号を入力すれば、アナログPM変調が可能となる。
また、データで搬送波を直接に変調して送信でき、スイッチング回路を用いていないので、極めて低消費電力で動作させることができる。またトランジスタ１０５のインピーダンス変化動作はトランジスタの応答可能な周波数に対応する速さで行われるのでスイッチにより回路を切り替える場合に比して、波形歪みが少なくなる。即ち、位相を切り替えるときはある位相から別の位相にスムーズに切り替わるため高調波が発生しない。
先行技術ではＱＰＳＫなど多値位相変調を行おうとした場合、位相数に相当する数の経路切替が必要で、複数の位相器を構成するために複数の回路部品を必要とするが、この実施の形態ではトランジスタへの入力信号レベルを調節するだけで多値位相変調へも対応できる。この構成により位相変調しているにもかかわらず回路規模が小さく応答装置の小型化ができる。 In the above description, an example of performing binary phase modulation has been described. However, using the same principle, four types of voltage values to be supplied to the base are prepared, and four reflection coefficients having a phase angle difference of 90 ° are selected. As is possible, four-phase phase modulation is possible by taking an appropriate configuration with the impedance conversion circuit 106. The case of 8 phases can be realized by the same principle. In general, in the case of n-phase, it is only necessary to select n reflection coefficients of 360 ° / n.
Four-phase phase modulation will be described in detail again in the eighth embodiment.
In the first embodiment, it has been described that the signal of the transmission data generator 103 is input to the transistor 105. However, a signal to be transmitted can be input regardless of analog / digital. That is, analog PM modulation can be performed by inputting an analog signal.
In addition, the carrier wave can be directly modulated and transmitted with data, and the switching circuit is not used, so that it can be operated with extremely low power consumption. Further, since the impedance changing operation of the transistor 105 is performed at a speed corresponding to the frequency at which the transistor can respond, the waveform distortion is reduced as compared with the case where the circuit is switched by a switch. That is, when the phase is switched, a harmonic is not generated because the phase is smoothly switched from one phase to another.
In the prior art, when multi-level phase modulation such as QPSK is performed, it is necessary to switch the number of paths corresponding to the number of phases, and a plurality of circuit parts are required to configure a plurality of phase shifters. In the embodiment, it is possible to cope with multi-level phase modulation only by adjusting the input signal level to the transistor. Although the phase modulation is performed by this configuration, the circuit scale is small and the response device can be downsized.

なお、上記動作説明において各角度を正確に記載したが、実際の電子回路では１度程度の誤差は発生するので、各角度表示はほぼそこに記載した程度の角度を意味するものとする。 In the above description of the operation, each angle is accurately described. However, an error of about 1 degree occurs in an actual electronic circuit, and therefore, each angle display means an angle substantially described therein.

実施の形態２．
図５に本発明の実施の形態２の構成を説明する図を示す。図の読出し装置１は実施の形態１の図１の読出し装置１と同じものである。
図において、光入力応答装置２ａ内のインピーダンス変換回路１０６にはフォトトランジスタ１２０のコレクタ／エミッタが接続されている。図５には図１の送信データ発生器１０３を記載していないが用いてもよい。フォトトランジスタ１２０に光が当るとコレクタ・エミッタ間のインピーダンスが変化する。フォトトランジスタ１２０には実施の形態１の図１に示した送信データ発生器１０３から例えば図示しない発光ダイオードを介して信号を入力してもよいし、その他の光信号で入力されるデータを入力してもよい。光信号の入力のオン・オフあるいは光強度の変化により、フォトトランジスタ１２０のエミッタ・コレクタ間のインピーダンスが変化した後の動作は、実施の形態１と同じなので詳細な説明は省略する。
この変化を利用してアンテナ１０７から位相変調波（第２高周波信号）を送出できる。照射される光が図示しない他の装置から入力される場合、光入力応答装置２ａには送受信動作のための電源は必要でなくなるという効果が得られるので、光入力応答装置を極めて簡単な構成とすることができる。フォトトランジスタ１２０はこの発明に言う単一可変インピーダンス素子である。 Embodiment 2. FIG.
FIG. 5 is a diagram for explaining the configuration of the second embodiment of the present invention. The reading device 1 shown in the figure is the same as the reading device 1 shown in FIG.
In the figure, the collector / emitter of a phototransistor 120 is connected to the impedance conversion circuit 106 in the optical input response device 2a. Although the transmission data generator 103 of FIG. 1 is not shown in FIG. 5, it may be used. When light strikes the phototransistor 120, the impedance between the collector and the emitter changes. A signal may be input to the phototransistor 120 from the transmission data generator 103 shown in FIG. 1 of the first embodiment via, for example, a light emitting diode (not shown), or other data input as an optical signal is input. May be. Since the operation after the impedance between the emitter and the collector of the phototransistor 120 is changed due to ON / OFF of the input of the optical signal or the change of the light intensity is the same as that in Embodiment 1, the detailed description is omitted.
Using this change, a phase-modulated wave (second high-frequency signal) can be transmitted from the antenna 107. When the irradiated light is input from another device (not shown), the optical input response device 2a has an effect that a power source for transmission / reception operation is not required, so that the optical input response device has a very simple configuration. can do. The phototransistor 120 is a single variable impedance element according to the present invention.

実施の形態３．
図６に本発明の実施の形態３の構成を説明する。図６には図１の送信データ発生装置１０３を記載していないが用いてもよい。図の読出し装置１は実施の形態１の図１の読出し装置１と同じものである。
音波入力応答装置２ｂ内のアンテナインピーダンス変換回路１０６には、コンデンサマイクロホン１２１が接続されている。コンデンサマイクロホン１２１の電極間は気体の振動が容量の変化、即ち、インピーダンスの変化として現れる。この変化を利用して実施の形態１で説明したように、受信した搬送波を音で入力されるデータにより位相変調してアンテナ１０７から送信（反射）することができる。図６の音波入力応答装置２ｂは送受信動作のための電源を必要としないという効果が得られるので極めて簡単な装置構成とすることができる。
ここで、音波入力応答装置２ｂのコンデンサマイクロホン１２１は音波が入力されるものに限るというものではなく、気体／液体の圧力変化を得る圧力センサを用いてもよい。
コンデンサマイクロホン１２１はこの発明に言う圧力検出素子であり、また単一可変インピーダンス素子である。 Embodiment 3 FIG.
FIG. 6 illustrates the configuration of the third embodiment of the present invention. Although FIG. 6 does not describe the transmission data generator 103 of FIG. 1, it may be used. The reading device 1 shown in the figure is the same as the reading device 1 shown in FIG.
A condenser microphone 121 is connected to the antenna impedance conversion circuit 106 in the sound wave input response device 2b. Between the electrodes of the condenser microphone 121, gas vibration appears as a change in capacitance, that is, a change in impedance. Using this change, as described in the first embodiment, the received carrier wave can be phase-modulated by the data input by sound and transmitted (reflected) from the antenna 107. The sound wave input response device 2b shown in FIG. 6 can achieve an extremely simple device configuration because an effect of not requiring a power source for transmission / reception operation is obtained.
Here, the condenser microphone 121 of the sound wave input response device 2b is not limited to the one to which sound waves are input, and a pressure sensor that obtains a gas / liquid pressure change may be used.
The condenser microphone 121 is a pressure detecting element according to the present invention, and is a single variable impedance element.

実施の形態４．
図７に実施の形態４の説明図を示す。
図７において、使用者９９は実施の形態２の図６で説明した音入力応答装置２ｂと同じものを使用しているので、その部分の内部の構成については図示説明を省略する。送受一体型読出し装置１ａはその内部に、高周波発生器１０１の出力を受ける信号分配器１３１、及び信号分配器１３１に接続されたアンテナ１０２、高周波発生器１０１の出力から信号線を介して入力された高周波信号と、アンテナ１０２から受信して信号分配器１３１を通過した受信信号とが入力され互いに乗算される乗算器１３２と、乗算器１３２の出力信号を復調する位相変調用復調器１３４（以下復調器）と、復調器１３４の出力により駆動されるスピーカ１３５とを備えている。 Embodiment 4 FIG.
FIG. 7 shows an explanatory diagram of the fourth embodiment.
In FIG. 7, the user 99 uses the same sound input response device 2b described in FIG. 6 of the second embodiment, and therefore the illustration of the internal configuration of that portion is omitted. The transmission / reception integrated readout device 1a is internally input via a signal line from the signal distributor 131 that receives the output of the high frequency generator 101, the antenna 102 connected to the signal distributor 131, and the output of the high frequency generator 101. The high-frequency signal and the reception signal received from the antenna 102 and passed through the signal distributor 131 are input and multiplied with each other, and a phase modulation demodulator 134 (hereinafter referred to as a phase modulation demodulator 134) that demodulates the output signal of the multiplier 132. A demodulator) and a speaker 135 driven by the output of the demodulator 134.

高周波発生器１０１で発生させた第１高周波信号は信号分配器１３１を経て、アンテナ１０２から送信される。音入力応答装置２ｂはこの信号を受信し、実施の形態４で説明した動作に従って、入力される音により位相変調した変調搬送波信号（第２高周波信号）を再放射する。この第２高周波信号は送受一体型読出し装置１ａのアンテナ１０２で受信され、信号分配器１３１を経て（図示説明の都合上、信号Ａという）乗算機１３２に入力される。一方、高周波発生器１０１から出力された搬送波の一部（図示説明の都合上、信号Ｂという）は信号線を経由して直接、乗算器１３２へ入力され、信号Ａと信号Ｂとが互いに乗算されることによりその搬送波成分が除去されて、信号Ａは復調器１３４で位相復調される。ここで信号Ａと信号Ｂはもともと同じ高周波発生器１０１から出力された信号であるから、到達時刻の差にもとづく位相の差はあるとはいうものの、周波数差はないのできわめて良好な復調が可能となる。
通常、位相復調する受信機はＰＬＬ（フェイズ・ロック・ループ）などを用いて変調信号に含まれる搬送波と同一の周波数を作り出す機構を用意する必要があり、しかもそのように同一周波数の信号をつくることには相当な困難を伴うが、本実施の形態の構成ではその必要がない。
復調器１３４の出力はスピーカ１３５から音として再現される。 The first high frequency signal generated by the high frequency generator 101 is transmitted from the antenna 102 via the signal distributor 131. The sound input response device 2b receives this signal and re-radiates the modulated carrier wave signal (second high-frequency signal) phase-modulated by the input sound according to the operation described in the fourth embodiment. The second high-frequency signal is received by the antenna 102 of the transmission / reception integrated readout device 1a, and is input to the multiplier 132 through the signal distributor 131 (referred to as signal A for convenience of illustration). On the other hand, part of the carrier wave (referred to as signal B for convenience of illustration) output from the high-frequency generator 101 is directly input to the multiplier 132 via the signal line, and the signal A and the signal B are multiplied by each other. As a result, the carrier component is removed, and the signal A is phase demodulated by the demodulator 134. Here, since the signal A and the signal B are signals originally output from the same high-frequency generator 101, although there is a phase difference based on a difference in arrival time, there is no frequency difference, and thus extremely good demodulation is possible. It becomes.
In general, a receiver for phase demodulation needs to prepare a mechanism for generating the same frequency as the carrier wave included in the modulation signal using a PLL (Phase Lock Loop) or the like, and generates a signal of the same frequency as such. Although this involves considerable difficulty, it is not necessary in the configuration of the present embodiment.
The output of the demodulator 134 is reproduced as sound from the speaker 135.

実施の形態４の音入力応答装置２ｂは、実施の形態３で説明したとおり電池を必要としないので、電池無しの無線マイクロホンとして使用することができる。電池を持たないため小型、軽量に構成でき、使用者９９のポケットに入れたり、襟元にピンで止めておくなどという使い方ができる。
送受一体型読出し装置１ａは、復調に利用する信号と、受信信号とが同じ高周波発生器１０１から発生された信号なので、変調波に含まれる搬送波と全く同一周波数の信号で復調できるため、このような簡単な構成で搬送波を完全に除去することが可能となる。この特長はここで示すように、受信した搬送波を反射して変調信号を作り出す応答装置２ｂがあってはじめて成り立つものである。
本実施の形態で説明した送受一体型読出し装置１ａは、音を変調信号源として送信する音入力応答装置２ｂと組み合わせる例を説明したが、実施の形態１で説明した応答装置２と、あるいは、実施の形態３で説明した光入力応答装置２ａと組み合わせることでも構わない。 Since the sound input response device 2b of the fourth embodiment does not require a battery as described in the third embodiment, it can be used as a wireless microphone without a battery. Since it does not have a battery, it can be configured to be small and light, and can be used in a user's 99 pocket or pinned to the neck.
Since the signal used for demodulation and the received signal are signals generated from the same high-frequency generator 101, the transmission / reception integrated readout device 1a can demodulate with a signal having exactly the same frequency as the carrier wave included in the modulated wave. It is possible to completely remove the carrier wave with a simple configuration. As shown here, this feature is realized only when there is a response device 2b that reflects a received carrier wave and generates a modulated signal.
Although the transmission / reception integrated readout device 1a described in the present embodiment has been described in combination with the sound input response device 2b that transmits sound as a modulation signal source, the response device 2 described in the first embodiment, or The optical input response device 2a described in the third embodiment may be combined.

実施の形態５．
図８に実施の形態５のシステム構成説明図を示す。本実施の形態では移動体３００に送受一体型読出し装置１ａを設置し、応答装置２を地上設備として配置したものである。
鉄道線路１５０に沿って配置された各種の図示しないセンサから、この線路上を走行する移動体３００に直接データが送信できれば、輸送システムの安全性の向上などに寄与する点が多い。しかし、沿線に広く配置されたセンサの送信装置に電源を供給するための設備だけでも多額の費用を必要とするので、このような装置の設置は極めて重要なもののみに限定されていた。
図８において、応答装置２は、実施の形態１〜実施の形態４で説明した応答装置２または光入力応答装置２ａ又は音入力応答装置２ｂのいずれであっても構わない。変調信号が音信号である場合には、スピーカ１３５から、例えば運転手に音声情報を伝え、データである場合にはデータ出力１４０から、例えば車内の図示しない表示パネルにデータを表示する。 Embodiment 5. FIG.
FIG. 8 shows a system configuration explanatory diagram of the fifth embodiment. In the present embodiment, the transmission / reception integrated readout device 1a is installed in the moving body 300, and the response device 2 is arranged as ground equipment.
If data can be transmitted directly from various sensors (not shown) arranged along the railroad track 150 to the moving body 300 traveling on the railroad track 150, there are many points that contribute to improving the safety of the transportation system. However, the installation of such a device has been limited to a very important one because only a facility for supplying power to a transmitter device of a sensor widely disposed along the railway line requires a large amount of money.
In FIG. 8, the response device 2 may be either the response device 2, the optical input response device 2a, or the sound input response device 2b described in the first to fourth embodiments. When the modulation signal is a sound signal, voice information is transmitted from the speaker 135 to the driver, for example, and when it is data, the data is displayed from the data output 140 on a display panel (not shown) in the vehicle, for example.

図に示すように、応答装置２は図示しない外部情報源からデータを受け取る構成となっている。図示するような鉄道の移動体３００の例では、外部情報源には例えば、鉄道の運行監視センターからの総合的な情報の他、局地的な情報例えば信号機からの情報、その場所の気温、地震震度計の情報、降水量情報などがある。
実施の形態５によれば、これらの外部情報を移動体３００が応答装置２の通信可能な範囲（一般には数ｍ）内を通過時に瞬時に受け取ることが可能となる。応答装置２は受信可能な範囲を限定できるため、移動体３００では受け取った情報と、その情報が発信された位置との対応をとることができる。即ち、情報の発信された絶対位置がわかるので、予め準備した地図上にデータを配置することで面データとして把握することができるようになる。 As shown in the figure, the response device 2 is configured to receive data from an external information source (not shown). In the example of the railway moving body 300 as shown in the drawing, external information sources include, for example, comprehensive information from the railway operation monitoring center, local information such as information from traffic lights, the temperature of the place, Information on seismic intensity meters, precipitation information, etc.
According to the fifth embodiment, it is possible to instantaneously receive these external information when the mobile body 300 passes through a communication range (generally several meters) of the response device 2. Since the response device 2 can limit the receivable range, the mobile unit 300 can take correspondence between the received information and the position where the information is transmitted. That is, since the absolute position where the information is transmitted can be known, the data can be grasped as plane data by arranging the data on a prepared map.

実施の形態６．
図９に本発明の実施の形態６の信号送受信システムの構成を示す。
図９は外部情報を光ファイバーで伝送して入力することにより、応答装置２への電源の供給を不要としたものである。鉄道沿線に配置された光出力データ発生器１４２から光ファイバー１４３を介して、光入力応答装置２ａにデータが入力される。光入力応答装置２ａの構成は実施の形態２の図５で説明したとおりである。
データ発生器１４２は外部情報源であり、情報は光情報で出力される。光出力データ発生器１４２は実施の形態５で説明したような監視センターからの情報、信号機、気温計、地震震度計、降水量センサなどであってもよいし、それらの複数のデータをまとめて発信するものであってもよい。本実施の形態によれば、光入力応答装置２ａは入力された光情報を直接電波として送信（反射）するものであるため動作用電力を必要とせず、簡素に構成でき、光伝送によって常に最新の大容量伝送が可能となる。 Embodiment 6 FIG.
FIG. 9 shows the configuration of the signal transmission / reception system according to the sixth embodiment of the present invention.
In FIG. 9, the external information is transmitted through an optical fiber and input, thereby eliminating the need to supply power to the response device 2. Data is input to the optical input response device 2a through the optical fiber 143 from the optical output data generator 142 arranged along the railway. The configuration of the optical input response device 2a is as described in FIG. 5 of the second embodiment.
The data generator 142 is an external information source, and information is output as optical information. The optical output data generator 142 may be information from a monitoring center as described in the fifth embodiment, a traffic light, a thermometer, a seismic intensity meter, a precipitation sensor, etc. You may send. According to the present embodiment, the optical input response device 2a transmits (reflects) the input optical information directly as radio waves, so it does not require operating power and can be simply configured, and is always updated by optical transmission. Large-capacity transmission is possible.

実施の形態７．
図１０に実施の形態７による信号送受信システムの動作説明用スミスチャートを示す。本実施の形態の信号送受信システムの構成は実施の形態１の図１で説明したものと同じであるが、インピーダンス変換回路１０６はその反射係数が図１０に×印で示す特性となるように調整する。即ち、図１０に示す反射係数はトランジスタ１０５の電流入力レベルを４種類に設定し、それぞれの反射係数が図１０の×印の位置となるように調整されている。図１０の各×印は９０°の位相差をもって設定されている。このようにすることで、９０°単位の位相を制御できる。これによりＱＰＳＫなどの4相位相変調が可能となる。また同様の原理で８相位相変調も可能となり、任意の多値位相変調が回路規模を大きくすることなく可能となる。 Embodiment 7 FIG.
FIG. 10 shows a Smith chart for explaining the operation of the signal transmission / reception system according to the seventh embodiment. The configuration of the signal transmission / reception system of the present embodiment is the same as that described in FIG. 1 of the first embodiment, but the impedance conversion circuit 106 is adjusted so that the reflection coefficient has the characteristics indicated by the crosses in FIG. To do. That is, the reflection coefficient shown in FIG. 10 is adjusted so that the current input level of the transistor 105 is set to four types, and each reflection coefficient is located at the position of the x mark in FIG. Each cross in FIG. 10 is set with a phase difference of 90 °. By doing so, the phase in units of 90 ° can be controlled. Thereby, four-phase phase modulation such as QPSK becomes possible. Further, it is possible to perform 8-phase phase modulation by the same principle, and arbitrary multi-level phase modulation can be performed without increasing the circuit scale.

実施の形態８．
図１１に実施の形態８の信号送受信システムの動作説明用スミスチャートを示す。本実施の形態の信号送受信システムの構成は実施の形態１で説明した図１と同じであるが、アンテナインピーダンス変換回路１０６は、その反射係数が図１１に示す×印のようになるように調整したものである。即ち、図１１に×印で示す反射係数はトランジスタ１０５に2種類の入力電流レベルを設定し、それぞれの反射係数が図１１の×印の位置となるように調整されている。図１１の各×印は一つが反射係数がゼロに近くに設定され、もう一つがゼロとは十分に区別可能な反射係数が大きくなるように設定されている。このようにすることで反射レベルの強度を制御できる。これにより今まで説明した実施の形態の位相変調と同じ構成でありながらＡＳＫなどの振幅変調が可能となる。反射係数の大きさを適切な値に調整することで、任意の変調度を設定できる。
また、トランジスタ１０５にアナログ信号を入力すればアナログAM変調が可能となる。 Embodiment 8 FIG.
FIG. 11 is a Smith chart for explaining the operation of the signal transmission / reception system according to the eighth embodiment. The configuration of the signal transmission / reception system of the present embodiment is the same as that of FIG. 1 described in the first embodiment, but the antenna impedance conversion circuit 106 is adjusted so that the reflection coefficient becomes as indicated by a cross in FIG. It is a thing. That is, the reflection coefficient indicated by a cross in FIG. 11 is adjusted so that two types of input current levels are set in the transistor 105 and the respective reflection coefficients are positioned at the cross in FIG. In each of the x marks in FIG. 11, one is set so that the reflection coefficient is close to zero, and the other is set so that the reflection coefficient can be sufficiently distinguished from zero. In this way, the intensity of the reflection level can be controlled. This makes it possible to perform amplitude modulation such as ASK while having the same configuration as the phase modulation of the embodiment described so far. An arbitrary degree of modulation can be set by adjusting the magnitude of the reflection coefficient to an appropriate value.
Further, if an analog signal is input to the transistor 105, analog AM modulation can be performed.

実施の形態９．
図１２に実施の形態９の信号送受信システムの構成説明図を示す。図１２において、同軸ケーブル１５０上に適当な距離をおいて接続器１５２が３個設置されている。１つの接続器１５２には実施の形態１の図１で説明した読出し装置１の高周波発生器１０１が接続されている。もう一つの接続器１５２には実施の形態１の図１で説明した応答装置２の内、アンテナ１０７を除く部分（データ送信機１５３という）が接続されている。今一つの接続器１５２には図１の読出し装置１の受信機１０９が接続されている。
高周波発生器１０１の出力した第１高周波信号は接続器１５２を経由して同軸ケーブル１５０に流される。この高周波信号は同軸ケーブル１５０上を伝搬し、その一部はデータ送信機１５３に入る。データ送信機１５３のデータ入力の形式は、実施の形態１の応答装置２の構成のほか、実施の形態３の図５で説明した光入力応答装置２ａ、その他各実施の形態で説明した様々な構成をとることができる。 Embodiment 9 FIG.
FIG. 12 shows a configuration explanatory diagram of the signal transmission / reception system of the ninth embodiment. In FIG. 12, three connectors 152 are installed on the coaxial cable 150 at an appropriate distance. One connector 152 is connected to the high-frequency generator 101 of the reading device 1 described in FIG. 1 of the first embodiment. The other connection unit 152 is connected to a portion (referred to as a data transmitter 153) other than the antenna 107 in the response device 2 described in FIG. The receiver 109 of the reading device 1 in FIG.
The first high frequency signal output from the high frequency generator 101 is passed through the connector 152 to the coaxial cable 150. This high frequency signal propagates on the coaxial cable 150, and part of it enters the data transmitter 153. The data input format of the data transmitter 153 includes the configuration of the response device 2 of the first embodiment, the optical input response device 2a described in FIG. 5 of the third embodiment, and various other configurations described in the respective embodiments. Configuration can be taken.

アンテナ１０７が同軸ケーブル１５０と接続器１５２とに置き代わっても、インピーダンス整合／不整合にともなう高周波信号の反射位相／反射振幅等についての実施の形態１での説明は全て同様に成り立つ。
データ送信機１５３で反射した変調波（第２高周波信号）は再び同軸ケーブル１５０上を伝搬し、その一部は受信機１０９で受信される。このように、同軸ケーブル１５０を用いてデータ通信が可能となる。
データ送信機１５３は、接続器１５２の数を増やした上、各データ送信機の送信時間が重ならないように適切に制御する、例えば時間差を設けるなどすることで同軸ケーブル上に複数台接続できる。また、受信機１０９は常に複数台設置できる。
ここで、同軸ケーブル１５０は単純な単線、又は平行２線式フィーダを用いてもよく、これらを総称してこの発明では高周波伝送線という。 Even if the antenna 107 is replaced with the coaxial cable 150 and the connector 152, all the descriptions in the first embodiment regarding the reflection phase / reflection amplitude of the high-frequency signal accompanying impedance matching / mismatching are valid.
The modulated wave (second high frequency signal) reflected by the data transmitter 153 propagates again on the coaxial cable 150, and a part thereof is received by the receiver 109. Thus, data communication is possible using the coaxial cable 150.
A plurality of data transmitters 153 can be connected on a coaxial cable by increasing the number of connectors 152 and appropriately controlling the transmission times of the data transmitters so as not to overlap, for example, by providing a time difference. A plurality of receivers 109 can always be installed.
Here, the coaxial cable 150 may use a simple single wire or a parallel two-wire feeder, which are collectively referred to as a high-frequency transmission line in the present invention.

実施の形態１０．
図１３は実施の形態１０による電力自給型応答装置３の構成説明図である。電力検波器１６０により受信した第１高周波信号から電力を得て、応答装置の電力源とするものである。これにより応答装置は電池やバッテリーが不要となる。電力検波器１６０は電力回収手段ともいい、単純なダイオード検波回路を含む電源装置である。
この構成のデータ送信装置は実施の形態９で説明した同軸ケーブル１５０（有線路）を用いる場合にも適応できる。電源があるので回路設計の自由度が向上し、しかも電源を外部から供給する必要がないため、メンテナンスフリーで低コストなデータ送信手段が提供できる。 Embodiment 10 FIG.
FIG. 13 is an explanatory diagram of the configuration of the self-powered response device 3 according to the tenth embodiment. Power is obtained from the first high-frequency signal received by the power detector 160 and used as the power source of the response device. As a result, the response device does not require a battery or a battery. The power detector 160 is also called power recovery means, and is a power supply device including a simple diode detection circuit.
The data transmission apparatus having this configuration can also be applied when the coaxial cable 150 (wired line) described in the ninth embodiment is used. Since there is a power supply, the degree of freedom in circuit design is improved and there is no need to supply power from the outside, so that it is possible to provide a maintenance-free and low-cost data transmission means.

実施の形態１１．
図１４は実施の形態１１によるデータ書き換え型応答装置４の構成を示す説明図である。応答装置４はデータ受信装置１６１とデータ記録・再生装置１６２とを備えている。
データ受信装置１６１は第１高周波信号の受信と復調の機能を備え、アンテナ１０７で受信される受信信号を待ち受ける。データ書き換え型読取り装置２１には、データ書き込み変調装置２１が設置され、データ書き込み変調装置２１は高周波発生器１０１から出力される第１高周波信号を書き込みデータで例えば振幅変調して出力する。データ書き換え型応答装置４は、もし受信信号が無変調搬送波ならばデータ記録・再生装置１６２から事前に記録されているデータを読み出して送信する。また、受信信号がデータで変調された振幅変調波であり、適切にデータを復調できた場合は、そのデータによりデータ記録・再生装置１６２の記録データを更新する。 Embodiment 11 FIG.
FIG. 14 is an explanatory diagram showing the configuration of the data rewriting response device 4 according to the eleventh embodiment. The response device 4 includes a data receiving device 161 and a data recording / reproducing device 162.
The data receiving device 161 has a function of receiving and demodulating the first high frequency signal, and waits for a received signal received by the antenna 107. The data rewritable reader 21 is provided with a data write modulator 21. The data write modulator 21 amplitude-modulates the first high frequency signal output from the high frequency generator 101 with write data, for example, and outputs the data. If the received signal is an unmodulated carrier wave, the data rewritable response device 4 reads the data recorded in advance from the data recording / reproducing device 162 and transmits it. If the received signal is an amplitude-modulated wave modulated with data and the data can be demodulated appropriately, the recorded data of the data recording / reproducing device 162 is updated with the data.

これにより、送信データの記録情報の更新が可能となる。
この構成のデータ送信装置は実施の形態８で説明した有線路にも適応できる。また、実施の形態１０のものとの組合せも可能である。
本実施の形態においてデータ書き込み装置２１は高周波信号を振幅変調すると説明したが他の変調方式であってもよい。ただし、応答装置４が反射する信号は位相変調されているものであるから、位相が変化しない変調方式を採用した方が好ましい。 Thereby, the record information of the transmission data can be updated.
The data transmitting apparatus having this configuration can be applied to the wired path described in the eighth embodiment. A combination with the tenth embodiment is also possible.
In the present embodiment, the data writing device 21 has been described as amplitude-modulating a high-frequency signal, but other modulation methods may be used. However, since the signal reflected by the response device 4 is phase-modulated, it is preferable to employ a modulation method in which the phase does not change.

この発明の信号送受信システムは、駅の自動改札システム、高速道路の料金所の自動料金課金システム、商品に添付する自動清算システムに利用することができる。 The signal transmission / reception system of the present invention can be used for an automatic ticket gate system at a station, an automatic fee billing system at a tollgate on a highway, and an automatic checkout system attached to a product.

この発明の信号送受信システムのシステム構成を示す図である。It is a figure which shows the system configuration | structure of the signal transmission / reception system of this invention. トランジスタ１０５のコレクタ・エミッタ間のインピーダンスの変化を示す特性図である。6 is a characteristic diagram showing a change in impedance between a collector and an emitter of a transistor 105. FIG. インピーダンス変換回路１０６の構成を示す回路図である。3 is a circuit diagram showing a configuration of an impedance conversion circuit 106. FIG. トランジスタ１０５とインピーダンス変換回路１０６を併せたインピーダンスの特性説明図である。FIG. 10 is an impedance characteristic explanatory diagram of a transistor 105 and an impedance conversion circuit 106. 実施の形態２の信号送受信システムの構成図である。FIG. 3 is a configuration diagram of a signal transmission / reception system according to a second embodiment. 実施の形態３の信号送受信システムの構成図である。FIG. 10 is a configuration diagram of a signal transmission / reception system according to a third embodiment. 実施の形態４の信号送受信システムの構成図である。FIG. 10 is a configuration diagram of a signal transmission / reception system according to a fourth embodiment. 実施の形態５の信号送受信システムの構成図である。FIG. 10 is a configuration diagram of a signal transmission / reception system according to a fifth embodiment. 実施の形態６の信号送受信システムの構成図である。FIG. 10 is a configuration diagram of a signal transmission / reception system according to a sixth embodiment. 実施の形態７の信号送受信システムの動作を説明するスミスチャートである。18 is a Smith chart for explaining the operation of the signal transmission / reception system according to the seventh embodiment. 実施の形態８の信号送受信システムの動作を説明するスミスチャートである。19 is a Smith chart for explaining the operation of the signal transmission / reception system according to the eighth embodiment. 実施の形態９の信号送受信システムの構成図である。FIG. 10 is a configuration diagram of a signal transmission / reception system according to a ninth embodiment. 実施の形態１０の信号送受信システムの構成図である。FIG. 22 is a configuration diagram of a signal transmission / reception system according to the tenth embodiment. 実施の形態１１の信号送受信システムの構成図である。FIG. 38 is a configuration diagram of a signal transmission / reception system of an eleventh embodiment.

Explanation of symbols

１読出し装置（リーダ）、１ｂ送受一体型読出し装置、
２応答装置（レスポンダ）、２ａ光入力応答装置、
２ｂ音波入力応答装置、
３電力自給型応答装置、４データ書き換え型応答装置、
２０データ書き換え型読出し装置、
１０１高周波発生器、１０２、１０７、１０８アンテナ、
１０３送信データ発生器、１０４電圧調整器、１０５トランジスタ、
１０６インピーダンス変換回路、１０９受信機、１１０コンデンサ、
１１１コイル、１２０フォトダイオード、
１２１コンデンサマイクロホン、１３１信号分配器、１３２乗算機、
１３４位相復調器、
１３５スピーカ、１４０データ出力端子、１４２光出力データ発生器、
１５０同軸ケーブル、１５２接続機、１６０電力検波器、
１６１データ受信装置、１６２データ記録・再生装置、
２０１ダイオード、２０２ＤＣカットコンデンサ、３００移動体、
３０１線路。 1 reading device (reader), 1b transmission / reception integrated reading device,
2 response device (responder), 2a optical input response device,
2b sound wave input response device,
3 Self-powered response device, 4 Data rewrite response device,
20 data rewritable readout device,
101 high frequency generator, 102, 107, 108 antenna,
103 transmission data generator, 104 voltage regulator, 105 transistor,
106 impedance conversion circuit, 109 receiver, 110 capacitor,
111 coils, 120 photodiodes,
121 condenser microphones, 131 signal distributors, 132 multipliers,
134 phase demodulator,
135 speakers, 140 data output terminals, 142 optical output data generators,
150 coaxial cable, 152 connection machine, 160 power detector,
161 data receiving device, 162 data recording / reproducing device,
201 diode, 202 DC cut capacitor, 300 moving body,
301 Track.

Claims

High frequency generation means for generating a first high frequency signal, transmission means for transmitting the first high frequency signal to space, and the second high frequency signal when the transmitted first high frequency signal is reflected back to the second high frequency signal. A readout device including a receiver for PSK demodulating a signal and extracting modulated data;
An antenna that receives the first high-frequency signal transmitted by the reading device and radiates the supplied second high-frequency signal;
The second high frequency signal is connected to the antenna and includes at least one coil and a capacitor connected to the coil, the phase of the first high frequency signal received by the antenna is changed by changing the impedance thereof , and the second and impedance converter circuit which reflected to the antenna as a high-frequency signal,
A collector and an emitter connected in parallel to the coil, and a transistor for controlling the impedance of the impedance conversion circuit by controlling the impedance between the collector and the emitter by a base voltage;
A signal transmission / reception system comprising a signal response device including a control circuit that controls the base voltage based on arbitrary data.

High frequency generating means for generating the first high frequency signal, transmission means including a connector for transmitting the first high frequency signal to the high frequency transmission line, and the transmitted first high frequency signal is reflected back to the second high frequency signal. A readout device including a receiver for extracting modulated data by PSK demodulating the second high-frequency signal,
A connector that is connected to the high-frequency transmission line and receives the first high-frequency signal transmitted from the reading device and sends the supplied second high-frequency signal to the high-frequency transmission line;
An impedance conversion circuit that is connected to the connector and reflects the first high-frequency signal received by the connector by controlling its phase, and supplies the first high-frequency signal to the connector as a second high-frequency signal;
A transistor for controlling the impedance of the impedance conversion circuit by connecting a collector and an emitter to the impedance conversion circuit and controlling the impedance between the collector and the emitter by a base voltage;
A signal transmission / reception system comprising a signal response device including a control circuit that controls the base voltage based on arbitrary data.

The base voltage value is adjusted to n voltage values at which the phase difference of the second high-frequency signal radiated from the antenna is approximately 360 ° / n, so that the phase of the second high-frequency signal is 2. The signal transmission / reception system according to claim 1, wherein n-value phase modulation is performed.

The signal transmission / reception system according to claim 2, wherein the impedance conversion circuit includes at least one coil and a capacitor connected to the coil, and the transistor is connected in parallel to the coil.

The receiver of the reading device, to claim 4, further comprising a multiplying means for multiplying said first high-frequency signal obtained through the signal line from said transmitting means and said received second RF signal The signal transmission / reception system described.

Wherein said impedance conversion circuit transistor, according to claim 4, characterized in that the change in the total impedance of the impedance conversion circuit and the transistor, the phase and amplitude of the second high-frequency signal is adjusted so as to change Signal transmission / reception system described in 1.

The signal response device includes data storage means for storing the arbitrary data,
The first high-frequency signal transmitted from the reading device is demodulated, and data rewriting means for rewriting the data stored in the data storage means based on the data obtained by the demodulation is provided. The signal transmission / reception system according to claim 4 .

An antenna that receives a first high-frequency signal transmitted from another device and radiates a supplied second high-frequency signal;
An impedance conversion circuit connected to the antenna and changing the impedance of the antenna to reflect the first high-frequency signal received by the antenna while controlling the phase of the first high-frequency signal and supplying the second high-frequency signal to the antenna;
A collector and an emitter connected to the impedance conversion circuit, and a phototransistor for controlling the impedance of the impedance conversion circuit by controlling the impedance between the collector and the emitter by an input optical signal; A signal response device, wherein the signal phase is radiated after being modulated by the optical signal.

An antenna that receives a first high-frequency signal transmitted from another device and radiates a supplied second high-frequency signal;
An impedance conversion circuit that is connected to the antenna and reflects the first high-frequency signal received by the antenna by controlling its phase, and supplies the first high-frequency signal to the antenna as the second high-frequency signal;
A pressure detecting element connected to the impedance conversion circuit and controlling an impedance of the impedance conversion circuit by changing an impedance according to an input pressure signal, and modulating a phase of the second high-frequency signal by the pressure signal. A signal response device characterized by reflecting.

A connector for receiving a first high-frequency signal transmitted from another device via a transmission line and transmitting the supplied second high-frequency signal;
An impedance conversion circuit that reflects the first high-frequency signal received by the connector as the second high-frequency signal while controlling the phase by changing the impedance of the connector connected to the connector;
A collector and an emitter connected to the impedance conversion circuit, and a phototransistor for controlling the impedance of the impedance conversion circuit by controlling the impedance between the collector and the emitter by an input optical signal; A signal response device characterized in that the phase of a signal is modulated by the optical signal and reflected.

A connector for receiving a first high-frequency signal transmitted from another device via a transmission line and transmitting the supplied second high-frequency signal;
An impedance conversion circuit that is connected to the connector and reflects the first high-frequency signal received by the connector as a second high-frequency signal while controlling the phase by changing the impedance of the connector;
A pressure detecting element connected to the impedance conversion circuit and controlling the impedance of the impedance conversion circuit by changing the impedance according to the input pressure signal, and modulating the phase of the second high-frequency signal by the pressure signal. A signal response device characterized by being transmitted.

The signal response device according to claim 9 or 11 , wherein the pressure detection element is a condenser microphone.

11. The signal response device according to claim 8 , further comprising: a power recovery unit that obtains power from the first high-frequency signal, and operating with the power obtained from the power recovery unit.