JP4091520B2 - Frequency synthesizer - Google Patents
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Description
本発明は、移動体通信機器などの無線機器に用いられる周波数シンセサイザに関するものである。 The present invention relates to a frequency synthesizer used in a wireless device such as a mobile communication device.
従来のこの種の周波数シンセサイザは、周波数を切替えて基準信号と位相をロックするまでの時間(以下、ロックアップタイムという)を短縮するため、例えば、特許文献1に記載されているような、周波数切替えの過渡状態と位相ロック時の定常状態でループ帯域をスイッチで切替える手法や、過渡状態のみ動作するように制御されたバッファ回路、又はチャージポンプ回路を追加,併用する手法により、ループ帯域を変えて高速化が行われていた。 This type of conventional frequency synthesizer shortens the time until the reference signal and phase are locked by switching the frequency (hereinafter referred to as lock-up time). The loop band can be changed by switching the loop band with a switch in the switching transient state and the steady state when the phase is locked, or by adding or using a buffer circuit or charge pump circuit controlled to operate only in the transient state. Speeding up.
図4は、従来の周波数シンセサイザの一例を示す回路図である。図4において、1は電圧制御発振器、2は可変分周器、3は基準信号と可変分周器2の出力信号を入力とする位相比較器、4は定常状態で動作するメインバッファ回路、7は過渡状態のみ動作するサブバッファ回路、12はループフィルタである。
FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a conventional frequency synthesizer. In FIG. 4, 1 is a voltage controlled oscillator, 2 is a variable frequency divider, 3 is a phase comparator that receives the reference signal and the output signal of the
電圧制御発振器1の出力は2分岐されて一方は可変分周器2に入力される。位相比較器3は基準信号と可変分周器2からの信号を入力しメインバッファ回路4とサブバッファ回路7に出力する。メインバッファ回路4とサブバッファ回路7の出力は、それぞれループフィルタ12の入力端子14,15に入力される。ループフィルタ12はラグリードフィルタ13を備え、ラグリードフィルタ13は抵抗17と抵抗18とコンデンサ19を備え、抵抗17の一方は入力端子14に接続され、他方は抵抗18に接続されると共に出力端子16に接続され、抵抗18の他方はコンデンサ19を介して接地される。また、抵抗18は抵抗18a、18bの2つに分割され、その分割接点は入力端子15に接続されている。
The output of the voltage controlled
メインバッファ回路4は、PchMOSトランジスタ5とNchMOSトランジスタ6を備え、PchMOSトランジスタ5のソースは電源に接続され、ゲートはNchMOSトランジスタ6のゲートに接続されると共に位相比較器3に接続され、ドレインはNchMOSトランジスタ6のドレインに接続されると共に入力端子14に接続され、NchMOSトランジスタ6のソースは接地された構成である。
The
サブバッファ回路7は、PchMOSトランジスタ8とNchMOSトランジスタ9とスイッチ10とスイッチ11を備え、PchMOSトランジスタ8のソースは電源に接続され、ゲートは入力を位相比較器と電源に切替えられるスイッチ10に接続され、ドレインはNchMOSトランジスタ9のドレインに接続されると共に入力端子14に接続され、NchMOSトランジスタ9のソースは接地され、ゲートは入力を位相比較器3と接地に切替えられるスイッチ11に接続された構成である。
しかしながら、このような構成の周波数シンセサイザにおいては、排他論理型の位相比較器を用いた場合、ループ帯域切替え時の不連続性により収束過程にある周波数がもう一度収束設定の周波数から離れる現象が起こり、結果としてロックアップタイムが長くなるという問題があった。 However, in the frequency synthesizer having such a configuration, when an exclusive logic type phase comparator is used, a phenomenon occurs in which the frequency in the convergence process is once again separated from the frequency of the convergence setting due to the discontinuity at the time of switching the loop band, As a result, there is a problem that the lock-up time becomes long.
以下、図面を用いて説明する。図4において、電圧制御発振器1はループフィルタ12からの入力電圧に応じた周波数を出力し、可変分周器2に入力され、可変分周器2で分周された信号は位相比較器3へ入力される。排他論理型の位相比較器を用いた周波数シンセサイザの場合に、位相比較器3は分周信号と基準信号とを比較した位相差信号を連続した矩形波のデューティー比として出力する。
Hereinafter, it demonstrates using drawing. In FIG. 4, the voltage controlled
図5は排他論理型の位相比較器の動作を示すタイミングチャートである。排他論理型の位相比較器は、基準信号と分周信号とをそれぞれ2分周して排他論理和(EXOR)を取り出力する。出力信号は連続する矩形波で、デューティー比が位相差信号となる。 FIG. 5 is a timing chart showing the operation of the exclusive logic type phase comparator. The exclusive logic type phase comparator divides the reference signal and the frequency-divided signal by 2, respectively, and outputs an exclusive OR (EXOR). The output signal is a continuous rectangular wave, and the duty ratio is a phase difference signal.
位相差信号は各バッファ回路を経てループフィルタ12に入力される。ループフィルタ12はこの位相差信号の矩形波を平滑化し、平均電圧として電圧制御発振器1に出力して位相ロックループを構成する。
The phase difference signal is input to the
前述のような動作から分るように、排他論理型の位相比較器を用いた周波数シンセサイザの場合、分周信号の位相は基準信号の位相から電圧制御発振器の入力電圧に対する周波数特性で決まるある値を持って固定される。 As can be seen from the operation described above, in the case of a frequency synthesizer using an exclusive logic type phase comparator, the phase of the divided signal is a value determined by the frequency characteristic with respect to the input voltage of the voltage controlled oscillator from the phase of the reference signal. Is fixed.
周波数シンセサイザのロックアップタイムを短縮するためにはループ帯域を広げなければならないが、ループ帯域を広げると位相雑音(以下、C/Nという)が劣化する。このため、図4に示す周波数シンセサイザは、周波数を切替えて位相をロックさせるまでの過渡状態のみサブバッファ回路7を動作させることでループ帯域を広げロックアップタイムの短縮を図っている。 In order to shorten the lock-up time of the frequency synthesizer, it is necessary to widen the loop band. However, if the loop band is widened, phase noise (hereinafter referred to as C / N) deteriorates. Therefore, the frequency synthesizer shown in FIG. 4 operates the sub-buffer circuit 7 only in a transient state until the phase is switched by switching the frequency, thereby widening the loop band and shortening the lock-up time.
しかしながら、ループ帯域の切替え時点でループフィルタ12への入力は不連続となるので、位相差信号が連続した矩形波の場合、平均電圧の変化が大きくなり、電圧に応じた周波数を出力する電圧制御発振器1の周波数が目的周波数から遠ざかりロックアップタイムが長くなる。
However, since the input to the
以下、その動作を詳細に説明する。ループ帯域切替え前は、メインバッファ回路4、サブバッファ回路7ともに出力するので、ループフィルタ12は抵抗18bとコンデンサ19による時定数でループ帯域は広くなり、C/Nは劣化するが応答が速くなる。
Hereinafter, the operation will be described in detail. Before switching the loop band, both the
ループ帯域切替え後はサブバッファ回路7の出力は開放状態となり、メインバッファ回路4のみの出力となるので、ループフィルタ12は抵抗17,18、コンデンサ19が有効となり、この時定数でループ帯域が狭くなり応答は遅くなるがC/Nは改善する。
After switching the loop band, the output of the sub-buffer circuit 7 is opened and only the
抵抗とコンデンサからなるフィルタにより平滑化して出力された平均電圧は、抵抗を介してコンデンサに充放電された電荷量により決まる。ループ帯域切替え前後では等価的に抵抗値が変わる。このため矩形波により充放電された電流が変わり平均電圧が変化する。 The average voltage that is output after being smoothed by a filter comprising a resistor and a capacitor is determined by the amount of charge that is charged and discharged to the capacitor through the resistor. The resistance value is equivalently changed before and after the loop band switching. For this reason, the current charged and discharged by the rectangular wave changes and the average voltage changes.
図6はループ帯域切替え時におけるループフィルタ12の入出力信号を示したものである。ループフィルタ12から出力された平均電圧はある初期値から電圧制御発振器1が設定した目標周波数になるように推移する。ロックアップタイムを短縮するためには、定常状態にある程度値近づいた時点でループ帯域を切替える。
FIG. 6 shows input / output signals of the
切替え時点でサブバッファ回路7からの信号入力が無くなり開放状態となるので、コンデンサ19に充放電される電荷量は減り、切替えタイミング直後から平均電圧は収束する方向とは逆方向に変化する。
Since the signal input from the sub-buffer circuit 7 disappears at the time of switching and the circuit is opened, the amount of charge charged and discharged to the
この変化はループ系でフィードバックされて再度収束する方向に動作するが、切替え後は狭いループ帯域であり、平均電圧の変化量が大きいので再度収束するのに時間がかかり、この結果ロックアップタイムは長くなる。 This change is fed back in the loop system and operates in the direction of convergence again, but after switching it is a narrow loop band, and the amount of change in the average voltage is large, so it takes time to converge again. become longer.
本発明は、前記従来技術の問題を解決することに指向するものであり、簡単な構成によりロックアップタイムを短縮できる周波数シンセサイザを提供することを目的とする。 The present invention is directed to solving the problems of the prior art, and an object of the present invention is to provide a frequency synthesizer that can reduce the lock-up time with a simple configuration.
この目的を達成するために、本発明に係る請求項1に記載される周波数シンセサイザは、印加電圧により出力周波数が制御される電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の出力周波数信号を分周する可変分周器と、前記可変分周器の分周信号と基準信号の位相を比較し位相差に応じた信号を出力する排他論理型の位相比較器と、前記位相比較器の出力する信号を入力する少なくとも3つのバッファ回路と、前記バッファ回路からの入力を平滑化して前記電圧制御発振器に出力するループフィルタとを備え、前記少なくとも3つのバッファ回路が、MOSトランジスタのインバータにより構成され、前記位相比較器から出力された位相差信号に応じた信号を出力するメインバッファ回路と、入力端にスイッチを持ちMOSトランジスタのインバータにより構成され、前記位相比較器から出力された位相差信号に応じた信号を周波数切替え時の過渡状態に出力する第1のサブバッファ回路と、入力端にスイッチを持ち出力端の出力電流値をゲートサイズで制限したMOSトランジスタのインバータにより構成され、前記位相比較器から出力された位相差信号に応じた信号を周波数切替え時の過渡状態に出力する第2のサブバッファ回路とからなり、前記ループフィルタが、一端を前記メインバッファ回路の出力端に接続して他端を前記電圧制御発振器の制御入力端に接続した第1の抵抗と、前記第1の抵抗の他端と一端を接続した第2の抵抗と、前記第2の抵抗の他端と一端を接続すると共に他端を接地したコンデンサとを有するラグリードフィルタからなり、前記第2の抵抗を2つに分割した分割接点に、少なくとも2つ以上の前記第1,第2のサブバッファ回路の出力端を接続して、位相をロックさせる過渡状態から位相がロックした定常状態へ移行する過程において、電流容量の大きい方から小さい方に前記第1のサブバッファ回路から前記第2のサブバッファ回路の順で停止する制御を行うことを特徴とする。
To achieve this object, a frequency synthesizer according to
また、請求項2に記載される周波数シンセサイザは、請求項1の周波数シンセサイザにおいて、前記第1,第2のサブバッファ回路を、電流値を可変できるチャージポンプ回路に置き換え、前記ループフィルタに、第2の抵抗の分割接点と一端を接続し他端を接地したコンデンサを備えて、位相をロックさせる過渡状態から定常状態へ移行する過程において、前記チャージポンプ回路の電流値を段階的に小さい値に切替える制御を行うことを特徴とする。
また、請求項3に記載される周波数シンセサイザは、印加電圧により出力周波数が制御される電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の出力周波数信号を分周する可変分周器と、前記可変分周器の分周信号と基準信号の位相差に応じた信号を出力する排他論理型の位相比較器と、前記位相比較器の出力する信号を入力する少なくとも3つのバッファ回路と、前記バッファ回路からの入力を平滑化して前記電圧制御発振器に出力するループフィルタとを備え、前記少なくとも3つのバッファ回路が、前記位相比較器から出力された位相差信号に応じた信号を出力するメインバッファ回路と、入力端にスイッチを持ち、前記位相差信号に応じた信号を周波数切替え時の過渡状態に出力する第1のサブバッファ回路と、入力端にスイッチを持ち出力端の出力電流値を制限して、前記位相差信号に応じた信号を周波数切替え時の過渡状態に出力する第2のサブバッファ回路とからなり、前記ループフィルタが、一端を前記メインバッファ回路の出力端に接続して他端を前記電圧制御発振器の制御入力端に接続した第1の抵抗と、前記第1の抵抗の他端と一端を接続した第2の抵抗と、前記第2の抵抗の他端と一端を接続すると共に他端を接地したコンデンサとからなり、前記第2の抵抗を2つに分割した分割接点に、少なくとも2つ以上の前記第1,第2のサブバッファ回路の出力端を接続して、位相をロックさせる過渡状態から位相がロックした定常状態へ移行する過程において、電流容量の大きい方から小さい方に前記第1のサブバッファ回路から前記第2のサブバッファ回路の順で停止する制御を行うことを特徴とする。
A frequency synthesizer according to a second aspect is the frequency synthesizer according to the first aspect, wherein the first and second sub-buffer circuits are replaced with a charge pump circuit capable of changing a current value, and the loop filter includes a first synthesizer. a capacitor which is grounded at the other end to connect the divided contact and one end of a second resistor, in the process of transition from the transient state to the steady state for locking the phase, have small current value of the charge pump circuit stepwise values and performing control to switch to.
The frequency synthesizer according to
前記構成によれば、電流値を小さく制限する複数のサブバッファ回路やチャージポンプ回路を用いて、段階的に切替える簡単な構成によってロックアップタイムを短縮することができる。 According to the above configuration, the lock-up time can be shortened by a simple configuration that switches in stages using a plurality of sub-buffer circuits and charge pump circuits that limit the current value to be small.
以上説明したように、本発明によれば、電流値を小さく制限する回路により段階的に電流値を切替える簡単な構成でロックアップタイムを短縮することができるという効果を奏する。 As described above, according to the present invention, there is an effect that the lockup time can be shortened with a simple configuration in which the current value is switched stepwise by a circuit that limits the current value to be small.
以下、図面を参照して本発明における実施の形態を詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
図1は本発明の実施の形態1における周波数シンセサイザの構成を示す回路図である。ここで、前記従来例を示す図4において説明した構成部材に対応し実質的に同等の機能を有するものには同一の符号を付して示し、異なる構成部材について説明する。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a frequency synthesizer according to
図1において、1は電圧制御発振器、2は可変分周器、3’は基準信号と可変分周器2の出力信号を入力とする排他論理型の位相比較器、4は少なくとも定常状態で動作するメインバッファ回路、7,21は過渡状態のみ動作するサブバッファ回路、12はループフィルタである。
In FIG. 1, 1 is a voltage controlled oscillator, 2 is a variable frequency divider, 3 ′ is an exclusive logic type phase comparator that receives a reference signal and an output signal of the
電圧制御発振器1の出力は2分岐されて一方は可変分周器2に入力される。位相比較器3’は基準信号と可変分周器2からの位相差信号を入力しメインバッファ回路4とサブバッファ回路7,21に出力する。メインバッファ回路4の出力はループフィルタ12の入力端子14に入力され、サブバッファ回路7,21の出力はループフィルタ12の入力端子15に入力される。
The output of the voltage controlled
サブバッファ回路21は、PchMOSトランジスタ22とNchMOSトランジスタ23とスイッチ24とスイッチ25を備え、PchMOSトランジスタ22のソースは電源に接続され、ゲートは入力を位相比較器3’と電源に切替えられるスイッチ24に接続され、ドレインはNchMOSトランジスタ23のドレインに接続されると共に入力端子15に接続され、またNchMOSトランジスタ23のソースは接地され、ゲートは入力を位相比較器3’と接地に切替えられるスイッチ25に接続されている。
The sub-buffer circuit 21 includes a
メインバッファ回路4とサブバッファ回路7を構成するMOSトランジスタ5,6,8,9は、電源電圧と抵抗17,18により決まるループフィルタ12への入出力電流よりも十分大きな電流が流せるゲートサイズとし、MOSトランジスタのオン抵抗による矩形波のひずみを抑えることでロックアップタイムが長くなることを防ぐ。
The
サブバッファ回路21を構成するMOSトランジスタ22,23は、切替え時の平均電圧の変化を小さくするため、電源電圧の半分の電位がかかった時に抵抗18bに流れる電流の半分程度が流せるゲートサイズとする。これは電圧制御発振器1に入力される平均電圧を制御範囲の中点とした場合における、サブバッファ回路に流れる電流の半分を想定したものである。
The
以上のように構成された実施の形態1における周波数シンセサイザの動作について図2を用いて説明する。図2は、入力端子14の入力信号と、サブバッファ回路7,21から出力される入力端子15への各入力信号と、これらを合わせた入力端子15への入力信号と、出力端子16の出力信号を示すものである。
The operation of the frequency synthesizer configured as described above in the first embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 2 shows an input signal at the
図2に示すように、位相をロックさせる過渡状態から位相がロックした定常状態へ移行する過程において、ある程度位相を引き込んだ第1切替えタイミングでループ帯域を切替えるためサブバッファ回路7を停止させ、さらに再度位相をある程度引き込んだ第2切替えタイミングで定常状態のループ帯域にするためサブバッファ回路21を停止させる。 As shown in FIG. 2, in the process of shifting from the transient state in which the phase is locked to the steady state in which the phase is locked, the sub-buffer circuit 7 is stopped in order to switch the loop band at the first switching timing in which the phase is pulled to some extent, The sub-buffer circuit 21 is stopped in order to obtain a steady-state loop band at the second switching timing at which the phase is again pulled to some extent.
ループフィルタ12の出力電圧は平均電圧であるため、切替え後の出力電圧の変動は切替えタイミング前後の入力信号の差により決まる。第1切替えタイミングの後はサブバッファ回路21が動作しているため、サブバッファ回路7が単独で動作している状態から完全に停止した場合に比べて平均電圧の変化は十分小さい。
Since the output voltage of the
また、第2切替えタイミングにおいてもサブバッファ回路21が入出力電流を制限した構成であるため、サブバッファ回路7が単独で動作している状態から完全に停止する場合に比べて出力平均電圧の変動は小さい。電圧制御発振器1は電圧に応じた周波数を出力するので周波数の変動も小さくなる。このように周波数の変動が小さくなると、再度位相を引き込むまでの時間は短くなる。
Further, since the sub-buffer circuit 21 is also configured to limit the input / output current at the second switching timing, the output average voltage fluctuates as compared with the case where the sub-buffer circuit 7 is completely stopped from the state where it operates independently. Is small. Since the voltage controlled
以上のように、電流を制限したサブバッファ回路を用いて段階的に切替える簡単な構成でロックアップタイムを短縮することができる。 As described above, the lock-up time can be shortened with a simple configuration in which switching is performed step by step using a sub-buffer circuit with a limited current.
なお、サブバッファ回路21と同じ構成で、電流制限するゲートサイズが違うサブバッファ回路をループフィルタ12の入力端子15に複数接続し、電流容量の大きい方から小さい方に順次切替えるようにした構成も考えられる。
In addition, a configuration in which a plurality of sub-buffer circuits having the same configuration as the sub-buffer circuit 21 and different current-limiting gate sizes are connected to the
図3は本発明の実施の形態2における周波数シンセサイザの構成を示す回路図である。図3において、1は電圧制御発振器、2は可変分周器、3’は基準信号と分周出力信号を入力とする排他論理型の位相比較器、4は少なくとも定常状態で動作するメインバッファ回路、31は過渡状態のみ動作するチャージポンプ回路、12はループフィルタである。 FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of the frequency synthesizer according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 3, 1 is a voltage-controlled oscillator, 2 is a variable frequency divider, 3 ′ is an exclusive logic type phase comparator that receives a reference signal and a frequency-divided output signal, and 4 is a main buffer circuit that operates at least in a steady state. , 31 is a charge pump circuit that operates only in a transient state, and 12 is a loop filter.
図3に示すチャージポンプ回路31は、PchMOSトランジスタ32とNchMOSトランジスタ33とスイッチ34,35と電流源36,37を備え、PchMOSトランジスタ32のソースは電流源36を介して電源に接続され、ゲートは入力を位相比較器3’と電源に切替えられるスイッチ34に接続され、ドレインはNchMOSトランジスタ33のドレインに接続されると共に入力端子15に接続され、またNchMOSトランジスタ33のソースは電流源37を介して接地され、ゲートは入力を位相比較器3’と接地に切替えられるスイッチ35に接続されている。
The charge pump circuit 31 shown in FIG. 3 includes a
ループフィルタ12はラグリードフィルタ13とコンデンサ38を備え、コンデンサ38の一方は抵抗18の分割接点に接続されると共に入力端子15に接続され、他方は接地される。
The
電流源36,37は外部信号により少なくとも2つ以上電流値を変更できる構成とし、位相をある程度引き込んだ時点で電流値を段階的に切替える。
The
以下、その動作について説明する。チャージポンプ回路31から入出力される電流によりコンデンサ38は充放電され電位を持つ。この電位と抵抗18bの他端の電位により流れる電流でコンデンサ19は充放電され平均電圧を発生する。
The operation will be described below. The
ループ帯域の切替えを1回で行う場合に比べ、チャージポンプ回路31により段階的に切替えることで平均電圧の変化量は少なくなり、実施の形態1における電流値を制限されたサブバッファ回路21を用いた場合と同様の作用でロックアップタイムを短縮することができる。 Compared with the case where the loop band is switched once, the change amount of the average voltage is reduced by stepwise switching by the charge pump circuit 31, and the sub-buffer circuit 21 in which the current value is limited in the first embodiment is used. The lock-up time can be shortened by the same action as that of the case.
なお、本発明の実施の形態1,2はループ帯域の切替え時に起こるループフィルタ12の平均電圧出力の変動を低減する作用があるので、ループフィルタ12の構成を変更してもロックアップタイムを短縮する効果は同等である。例えば、ラグリードフィルタの後段にラグリードフィルタを備えて構成したループフィルタなどが考えられる。
The first and second embodiments of the present invention have the effect of reducing fluctuations in the average voltage output of the
以上のことから、段階的に電流値を小さく切替えることによりロックアップタイムを短縮することができる。 From the above, the lock-up time can be shortened by switching the current value to be smaller step by step.
本発明に係る周波数シンセサイザは、電流値を小さく段階的に切替える簡単な回路構成によってロックアップタイムを短縮することができ、移動体通信機器などの無線機器等に用いて有用である。 The frequency synthesizer according to the present invention can reduce the lock-up time with a simple circuit configuration that switches the current value in small steps, and is useful for wireless devices such as mobile communication devices.
1 電圧制御発振器
2 可変分周器
3,3’ 位相比較器
4 メインバッファ回路
5,8,22,32 PchMOSトランジスタ
6,9,23,33 NchMOSトランジスタ
7,21 サブバッファ回路
10,11,24,25,34,35 スイッチ
12 ループフィルタ
13 ラグリードフィルタ
14,15 入力端子
16 出力端子
17,18,18a,18b 抵抗
19,38 コンデンサ
31 チャージポンプ回路
36,37 電流源
DESCRIPTION OF
Claims (3)
前記少なくとも3つのバッファ回路が、MOSトランジスタのインバータにより構成され、前記位相比較器から出力された位相差信号に応じた信号を出力するメインバッファ回路と、
入力端にスイッチを持ちMOSトランジスタのインバータにより構成され、前記位相比較器から出力された位相差信号に応じた信号を周波数切替え時の過渡状態に出力する第1のサブバッファ回路と、
入力端にスイッチを持ち出力端の出力電流値をゲートサイズで制限したMOSトランジスタのインバータにより構成され、前記位相比較器から出力された位相差信号に応じた信号を周波数切替え時の過渡状態に出力する第2のサブバッファ回路とからなり、
前記ループフィルタが、一端を前記メインバッファ回路の出力端に接続して他端を前記電圧制御発振器の制御入力端に接続した第1の抵抗と、前記第1の抵抗の他端と一端を接続した第2の抵抗と、前記第2の抵抗の他端と一端を接続すると共に他端を接地したコンデンサとを有するラグリードフィルタからなり、
前記第2の抵抗を2つに分割した分割接点に、少なくとも2つ以上の前記第1,第2のサブバッファ回路の出力端を接続して、位相をロックさせる過渡状態から位相がロックした定常状態へ移行する過程において、電流容量の大きい方から小さい方に前記第1のサブバッファ回路から前記第2のサブバッファ回路の順で停止する制御を行うことを特徴とする周波数シンセサイザ。 A voltage-controlled oscillator whose output frequency is controlled by the applied voltage, a variable frequency divider that divides the output frequency signal of the voltage-controlled oscillator, and a phase comparison between the frequency-divided signal of the variable frequency divider and the reference signal An exclusive logic type phase comparator that outputs a signal corresponding to a phase difference, at least three buffer circuits that input a signal output from the phase comparator, and an input from the buffer circuit that is smoothed to the voltage controlled oscillator Loop filter to output,
The at least three buffer circuits are constituted by inverters of MOS transistors, and a main buffer circuit that outputs a signal corresponding to a phase difference signal output from the phase comparator;
A first sub-buffer circuit having a switch at the input end, configured by an inverter of a MOS transistor, and outputting a signal corresponding to the phase difference signal output from the phase comparator in a transient state at the time of frequency switching;
Consists of a MOS transistor inverter that has a switch at the input end and the output current value at the output end is limited by the gate size, and outputs a signal corresponding to the phase difference signal output from the phase comparator in a transient state at the time of frequency switching And a second sub-buffer circuit that
The loop filter has a first resistor having one end connected to the output end of the main buffer circuit and the other end connected to the control input end of the voltage controlled oscillator, and the other end connected to the other end of the first resistor. A lag reed filter having a second resistor and a capacitor that connects the other end and one end of the second resistor and grounds the other end,
A steady contact whose phase is locked from a transient state in which the phase is locked by connecting at least two or more output terminals of the first and second sub-buffer circuits to the divided contact obtained by dividing the second resistor into two. A frequency synthesizer characterized in that, in the process of shifting to a state, control is performed to stop in order from the first sub-buffer circuit to the second sub-buffer circuit from the larger current capacity to the smaller current capacity .
位相をロックさせる過渡状態から定常状態へ移行する過程において、前記チャージポンプ回路の電流値を段階的に小さい値に切替える制御を行うことを特徴とする請求項1記載の周波数シンセサイザ。 The first and second sub-buffer circuits are replaced with a charge pump circuit capable of varying a current value, and the loop filter includes a capacitor having one end connected to the second contact of the second resistor and the other end grounded,
In the process of transition from the transient state of locking the phase to the steady state, the frequency synthesizer of claim 1, wherein the performing control for switching the stages have small value a current value of the charge pump circuit.
前記少なくとも3つのバッファ回路が、前記位相比較器から出力された位相差信号に応じた信号を出力するメインバッファ回路と、入力端にスイッチを持ち、前記位相差信号に応じた信号を周波数切替え時の過渡状態に出力する第1のサブバッファ回路と、入力端にスイッチを持ち出力端の出力電流値を制限して、前記位相差信号に応じた信号を周波数切替え時の過渡状態に出力する第2のサブバッファ回路とからなり、The at least three buffer circuits have a main buffer circuit that outputs a signal corresponding to the phase difference signal output from the phase comparator, and a switch at an input terminal, and the frequency of the signal corresponding to the phase difference signal is switched. A first sub-buffer circuit that outputs to a transient state of the first and a switch that has a switch at the input end and limits the output current value at the output end, and outputs a signal corresponding to the phase difference signal to the transient state at the time of frequency switching. 2 sub-buffer circuits,
前記ループフィルタが、一端を前記メインバッファ回路の出力端に接続して他端を前記電圧制御発振器の制御入力端に接続した第1の抵抗と、前記第1の抵抗の他端と一端を接続した第2の抵抗と、前記第2の抵抗の他端と一端を接続すると共に他端を接地したコンデンサとからなり、The loop filter has a first resistor having one end connected to the output end of the main buffer circuit and the other end connected to the control input end of the voltage controlled oscillator, and the other end connected to the other end of the first resistor. A second resistor, and a capacitor that connects the other end and one end of the second resistor and grounds the other end,
前記第2の抵抗を2つに分割した分割接点に、少なくとも2つ以上の前記第1,第2のサブバッファ回路の出力端を接続して、位相をロックさせる過渡状態から位相がロックした定常状態へ移行する過程において、電流容量の大きい方から小さい方に前記第1のサブバッファ回路から前記第2のサブバッファ回路の順で停止する制御を行うことを特徴とする周波数シンセサイザ。A steady contact whose phase is locked from a transient state in which the phase is locked by connecting at least two or more output terminals of the first and second sub-buffer circuits to the divided contact obtained by dividing the second resistor into two. A frequency synthesizer characterized in that, in the process of shifting to a state, control is performed to stop in order from the first sub-buffer circuit to the second sub-buffer circuit from the larger current capacity to the smaller current capacity.
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