JP4085555B2

JP4085555B2 - Discharge lamp lighting device

Info

Publication number: JP4085555B2
Application number: JP2000153073A
Authority: JP
Inventors: 隆浩浦壁; 明彦岩田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2000-05-24
Filing date: 2000-05-24
Publication date: 2008-05-14
Anticipated expiration: 2020-05-24
Also published as: JP2001332397A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、自動車用あるいは投射型のディスプレイ等の光源として用いられる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図８は、特開平１２−８２５９２号公報に示された従来の放電灯点灯装置を示す回路構成図である。図において、１はバッテリー等の直流電源、２は直流電源１から供給された電力を調整出力するＤＣ−ＤＣコンバータであり、そのＤＣ−ＤＣコンバータ２において、２ａはトランス、２ｂはＦＥＴ（ＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、２ｃはダイオードである。３はアース、４は放電灯電流Ｉ_L検出用のシャント抵抗、５０はＦＥＴ５０ａ〜５０ｄによりＨ型に構成され、ＤＣ−ＤＣコンバータ２により調節された直流電力を交流電力に変換するフルブリッジ回路（以下、Ｈブリッジと記す）、６はそのＨブリッジ５０により変換された交流電力により駆動される放電灯である。
また、７はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力の陰極側から放電灯電圧Ｖ_Lを入力すると共に、シャント抵抗４のＨブリッジ５０側から放電灯電流Ｉ_Lを入力するインタフェース（以下、Ｉ／Ｆと言う）、８はＩ／Ｆ７を介して逐次検出される放電灯電圧Ｖ_L、放電灯電流Ｉ_L、および予め設定された回路インピーダンス固定値に基づいて放電灯６に供給される電力が所定値になるようにＤＣ−ＤＣコンバータ２のＦＥＴ２ｂを制御するマイクロコンピュータ（以下、マイコンと言う）である。
【０００３】
次に動作について説明する。放電灯６の点灯始動時には、直流電源１から供給された電力をＤＣ−ＤＣコンバータ２により調整出力し、さらに、Ｈブリッジ５０により直流電力を交流電力に変換して放電灯６を駆動する。ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力の陰極側から検出される放電灯電圧Ｖ_Lは、図９に示すように−４００Ｖまで昇圧され、さらに、ピークでおおよそ２０ｋＶまで昇圧されてから放電灯６が点灯し、その後、−９０Ｖで点灯安定状態となる。これらの制御はマイコン８により、Ｉ／Ｆ７を介して逐次検出される放電灯電圧Ｖ_Lおよび放電灯電流Ｉ_Lに基づいて放電灯６に供給される電力が所定値になるようにＤＣ−ＤＣコンバータ２のＦＥＴ２ｂを制御することによって行われる。
放電灯６が点灯した後、Ｈブリッジ５０のＦＥＴ５０ａとＦＥＴ５０ｄをＯＮ、ＦＥＴ５０ｂとＦＥＴ５０ｃをＯＦＦとしたスイッチ状態と、ＦＥＴ５０ａとＦＥＴ５０ｄをＯＦＦ、ＦＥＴ５０ｂとＦＥＴ５０ｃをＯＮとしたスイッチ状態を繰り返すことにより交流電圧を放電灯６に印加する。
ところで、点灯安定状態における放電灯６に供給される放電灯電力は、３４Ｗが望ましいとされている。しかしながら、単にマイコン８により放電灯電圧Ｖ_Lおよび放電灯電流Ｉ_Lに基づいて放電灯６に供給される電力を３４Ｗに制御したのでは、Ｈブリッジ５０のＦＥＴ５０ａ〜５０ｄのオン抵抗分の電圧降下による損失があるため、実際に放電灯６に供給される電力は３４Ｗよりも低下してしまう。そこで、Ｈブリッジ５０のＦＥＴ５０ａ〜５０ｄのオン抵抗分を予め見込んで回路インピーダンス固定値を設定しておき、マイコン８により放電灯電圧Ｖ_L、放電灯電流Ｉ_L、および予め設定された回路インピーダンス固定値に基づいて、Ｈブリッジ５０のＦＥＴ５０ａ〜５０ｄのオン抵抗分による電力損失があっても放電灯６に供給される電力が３４Ｗになるように制御している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の放電灯点灯装置は以上のように構成され、Ｈブリッジ５０には最大４００Ｖの高電圧が印加されることから、Ｈブリッジ５０を構成するＦＥＴは４００Ｖに耐えうる高耐電圧性を要求される。このような高耐電圧性を有するＦＥＴは単価が高く、しかも上記従来構成ではこのような単価の高い上記ＦＥＴを４個も使用している。従って、上記のようなＨブリッジによるインバータ回路構成は、コンパクト化、低コスト化を図る上で、一つの弊害となっており、Ｈブリッジ５０のＦＥＴ素子個数の削減、あるいは、Ｈブリッジに印加される電圧の低減は、放電灯点灯装置の課題となっていた。
一方、特開平８−１９５２８８号公報には上記のようなＨブリッジを用いず、２つの半導体スイッチング素子とコンデンサとによって放電灯を交流駆動するものが示されている。図１０はこのような従来の放電灯点灯装置を示す回路構成図である。図において、６１は放電ランプ、６２は点灯装置、６３はバッテリー、６４はトランジスタ、６５はダイオード、６６はチョークコイル、６７はコンデンサ、６８は制御回路、６９は降圧チョッパ回路、７０は直流電源、７１、７２はトランジスタ、７３はコンデンサ、７４はインバータ回路、７５はチョークコイル、７６は始動回路、７７はランプ電圧検出回路、７８は駆動回路、７９は制御手段、８０はランプ電流検出回路、８１はランプ電力検出回路である。
しかしながら、上記公報に示されるものでは放電灯のランプ電流とランプ電圧を検出し、放電灯に供給する電力を制御して点灯を制御するようにしているが、上記各半導体スイッチング素子におけるスイッチングのタイミングによっては安定した点灯が得られない場合があるといった問題があった。
【０００５】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、直流電圧を交流電圧に変換して放電灯を駆動する放電灯駆動手段（インバータ回路部分）を構成する素子数の削減、あるいは、上記放電灯駆動手段に印加される電圧の低減を図ることにより、コンパクト化、低コスト化を図るとともに、安定した放電発光が得られる放電灯点灯装置を得ることを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の構成による放電灯点灯装置は、電源から供給される電力を調整して、それぞれ異なる電位を有する電圧を２つの配線より出力する電力調整手段と、入力端子が上記電力調整手段の２つの配線に接続されると共に、上記入力端子のうちの一方の入力端子が放電灯の一方の電極に接続され、出力端子が上記放電灯の他方の電極に接続されたスイッチング回路部と、上記スイッチング回路部の一方の入力端子と上記放電灯と上記スイッチング回路部の出力端子とを接続する回路中に、上記放電灯と直列に接続されたコンデンサとからなり、単パルス信号に基づいて上記スイッチング回路部が第一および第二のスイッチング動作を繰り返し行い、上記第一のスイッチング動作期間に上記電力調整手段へ連続パルス信号を印加して上記電力調整手段が複数回のスイッチングを行うことで、上記電力調整手段から上記放電灯へ電流を供給するとともに、上記コンデンサへの充電を行なう過程と、上記第二のスイッチング動作期間に上記電力調整手段への連続パルス信号の印加を停止し、上記コンデンサから上記放電灯へ逆方向の電流を供給する過程とを繰り返して、上記放電灯を交流駆動する放電灯点灯装置において、上記コンデンサの電圧Ｖcを検知して上記スイッチング回路部の動作を制御し、上記放電灯が点灯後、上記電圧Ｖcが所定の電圧になるまで上記放電灯の電極を放電灯電流によって加熱するものである。
【０００７】
また、本発明の第２の構成による放電灯点灯装置は、第１の構成において、点灯準備をする待機期間と、放電灯が点灯後、電圧Ｖ_cが所定の電圧になるまで、上記放電灯の電極を放電灯電流によって加熱する電極加熱期間と、上記放電灯に交流電流を流し、放電を持続させるＡＣ放電期間とを備えたものである。
【０００８】
また、本発明の第３の構成による放電灯点灯装置は、第１の構成において、スイッチング回路部は、電力調整手段の２つの配線のうちの一方の配線と出力端子との接続を制御する第１のスイッチング素子と、他方の配線と上記出力端子との接続を制御する第２のスイッチング素子により構成されたものである。
【０００９】
また、本発明の第４の構成による放電灯点灯装置は、第３の構成において、第１または第２のスイッチング素子のうち少なくともどちらか一方のスイッチング素子は、放電灯電流が所定値になるように制御電圧を調節する手段を備えたものである。
【００１０】
また、本発明の第５の構成による放電灯点灯装置は、第１の構成において、電力調整手段より出力される電圧を平滑化するとともに、放電開始時に放電灯に電流を供給する電圧平滑・初期電流供給手段を有し、上記放電灯の交流駆動にあたって、コンデンサから上記放電灯へ逆方向の電流を供給する過程の間、上記電力調整手段の動作を停止させたものである。
【００１１】
また、本発明の第６の構成による放電灯点灯装置は、第１ないし第５のいずれかの構成において、放電灯はイグナイター回路を有するものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、本発明の実施の形態１を図を用いて説明する。
図１はこの発明の実施の形態１による放電灯点灯装置を示す回路構成図である。図において、１はバッテリー等の直流電源、２は直流電源１から供給された電力を調整出力するＤＣ−ＤＣコンバータ（電力調整手段）であり、トランス２ａ、ＦＥＴ２ｂ、ダイオード２ｃ、コンデンサ２ｄにより構成される。コンデンサ２ｄは放電開始時に放電灯に電流を流しこむ機能と出力電圧を平滑化する機能を有する（電圧平滑・初期電流供給手段）。３はアース、４は放電灯電流Ｉ_L検出用のシャント抵抗、５はスイッチング回路であり、ＦＥＴ５ａ（第１のスイッチング素子）とＦＥＴ５ｂ（第２のスイッチング素子）の２個のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路である。６は放電灯、７はＩ／Ｆ、８はマイコンである。９は放電開始時に２０ｋＶ程度の高電圧を放電灯に印加する機能を備えたイグナイター回路であり、巻線比１：１００のパルストランス９ａ、放電開始のエネルギーを蓄積するコンデンサ９ｂ、４００Ｖで導通するギャップスイッチ９ｃ、スイッチオンから放電開始までの時間を決めている１０ｋΩ抵抗９ｅ、逆流防止のダイオード９ｆ、および放電開始時に放電灯７に高ピーク、短パルスの電流を流すためのコンデンサ９ｄにより構成されている。１０は電界タイプの充分に容量の大きなコンデンサであり、ＤＣパルス電圧を放電灯６の電極間で交流電圧パルスに変換するためのＤＣパルス／ＡＣパルス変換用コンデンサである。また、コンデンサ１０には、コンデンサ１０と並列に、コンデンサ１０に逆極性電圧が印加されないようにダイオード１２、保護用に１０ｋΩ〜１ＭΩの抵抗１１が接続されている。
【００１３】
次に上記各回路素子の接続について説明する。
図１において、直流電源１のプラス側は、トランス２ａの１次巻線の巻き終わり側に接続され、一次巻線の巻き始め側はＦＥＴ２ｂのドレインに接続されている。アース３はＦＥＴ２ｂのソース、および直流電源１のマイナス側に接続されている。ＦＥＴ２ｂのゲートには、マイコン８からの信号Ｓｉｇ．３が入力される。トランス２ａの２次巻線の巻き始め側は、ダイオード２ｃのアノードに接続され、巻き終わり側はアース３に接続されている。ダイオード２ｃのカソードは、コンデンサ２ｄの一方の電極と、スイッチング回路５内のＦＥＴ５ａのドレインに接続されている。ＦＥＴ５ａのソースとＦＥＴ５ｂのドレインが接続され、さらに、ＦＥＴ５ｂのソースは、シャント抵抗４を介してアース３に接続されている。ＦＥＴ５ａ、５ｂのゲートには、マイコンからの信号Ｓｉｇ．１、Ｓｉｇ．２が入力される。スイッチング回路５の出力端子である、ＦＥＴ５ａとＦＥＴ５ｂの接続点は、放電灯６の一方の電極に接続され、さらに、イグナイター回路９のコンデンサ９ｄ、ダイオード９ｆのアノードに接続されている。ダイオード９ｆのカソードは、抵抗９ｅを介してコンデンサ９ｂ、ギャップスイッチ９ｃの一方の電極に接続される。ギャップスイッチ９ｃのもう一方の電極は、パルストランス９ａの一次巻線を介してコンデンサ９ｂ、９ｄのもう一方の電極に接続され、さらに、パルストランス９ａの二次巻線を介して放電灯６のもう一方の電極に接続されている。コンデンサ９ｂ、９ｄ、パルストランス９ａの一次巻線には、コンデンサ１０のアノード、抵抗１１、およびダイオード１２のカソードが接続され、コンデンサ１０のカソード、抵抗１１の他方の電極、およびダイオード１２のアノードは、シャント抵抗４を介してアース３に接続されている。
また、スイッチング回路５のＦＥＴ５ａのドレインの電圧Ｖ_Lと、シャント抵抗４から検出される放電灯電流Ｉ_Lと、ＤＣパルス／ＡＣパルス変換用のコンデンサ１０の電圧Ｖ_cは、Ｉ／Ｆ７を介してマイコン８に入力される。マイコン８内で予め設定された値に従って、コントロール信号Ｓｉｇ．１、Ｓｉｇ．２、Ｓｉｇ．３により、ＦＥＴ２ｂ、５ａ、５ｂが制御される。
【００１４】
次に動作を説明する。
図２は、コントロール信号Ｓｉｇ．１、Ｓｉｇ．２、Ｓｉｇ．３の入力信号と、Ｖ_L、Ｖ_cの電圧、放電灯電流の出力波形が示されたタイミング図である。まず、電源１のスイッチがオンされると、信号Ｓｉｇ．１がハイになりＦＥＴ５ａがＯＮになり、信号Ｓｉｇ．２がロウになりＦＥＴ５ｂがＯＦＦになる。Ｓｉｇ．３は、１００ｋＨｚのパルス信号であり、電圧Ｖ_L値と予め設定された電圧値とを比較しながらそのパルス信号は制御され、ＤＣ／ＤＣコンバータ２のＦＥＴ２ｂのゲートがコントロールされることにより、電圧Ｖ_Lが４００Ｖまで単調に上昇し、コンデンサ２ｄを充電する。ＦＥＴ５ａがＯＮ状態であるため、そのとき同時にギャップスイッチ９ｃに並列に接続されたコンデンサ９ｂ、そしてコンデンサ９ｄも充電することになる。この期間は点灯準備をする期間であり、待機期間と呼ぶ。
【００１５】
コンデンサ２ｄ、９ｂ、９ｄに蓄積された電圧が４００Ｖに達すると、ギャップスイッチ９ｃが導通し、パルストランス９ａの一次巻線に大きな電流が流れ、パルストランス９ａの２次巻線に約２０ｋＶの高電圧が発生し、放電灯６に高ピーク、短パルス幅の電流（ブレークダウン電流）が流れ、放電が開始する。放電により放電灯６の電極間の電圧が急激に低下すると同時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２のコンデンサ２ｄに蓄えられていた電荷がスイッチング回路５のＦＥＴ５ａを介して放電灯６に流れ込み、放電を持続させる（放電成長電流）。それ以降は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２により、ＦＥＴ５ａを介して１Ａ程度の電流が放電灯６に供給され続ける。放電灯６が放電し始めると、コンデンサ１０が放電灯６を介して充電され、電圧Ｖ_cが上昇し始める。電圧Ｖ_cがマイコン８内で設定されている値の１４０Ｖ程度に上昇するまで、このＤＣ的に放電灯６に電流を流し続ける過程は続く。この期間を電極加熱期間と呼ぶ。この電極加熱期間は、放電灯の電極を加熱し放電電圧を十分低下させるためのものであり、また、ＦＥＴ５ａ、５ｂのスイッチング状態を逆転させたときの放電灯６に印加させる電圧を、放電するのに十分な値まで上昇させるためのものでもある。その電圧は、実験より１００Ｖ以上が好ましいことが分かっている。
【００１６】
電圧Ｖ_cがマイコン８の内部設定値の１４０Ｖになったら、Ｓｉｇ．１をロウ、Ｓｉｇ．２をハイにしてＦＥＴ５ａをＯＦＦ、５ｂをＯＮ状態にし、コンデンサ１０に蓄えられていた電荷を放電灯６に供給する。前期間とは逆方向の電流が放電灯に流れる。電極加熱期間において、放電電圧が４０Ｖ〜９０Ｖに低下した状態で、１４０Ｖもの電圧が放電灯に印加されるので、前期間よりも大きな電流が流れるが、ＤＣパルス／ＡＣパルス変換用コンデンサ１０の容量値が十分大きいので、電圧Ｖ_cの電圧降下はそれほど大きくない。ある一定時間コンデンサ１０から放電灯６に電流を供給したら、再び、Ｓｉｇ．１をハイ、Ｓｉｇ．２をロウとしてＦＥＴ５ａをＯＮ、５ｂをＯＦＦ状態にし、スイッチング回路５のＦＥＴ５ａを介してＤＣ／ＤＣコンバータ２から放電灯６へ電荷を供給する。この繰り返し周期は、２００Ｈｚ以上である。この期間をＡＣ放電期間と呼ぶ。電流出力Ｉ_L、電圧出力Ｖ_Lとマイコン８の設定値を比較することにより、電力制御を行い、ＡＣ放電期間になった後は速やかに電力３４Ｗを保持するように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２のＦＥＴ２ｂを信号Ｓｉｇ．３によりコントロールする。
【００１７】
なお、Ｓｉｇ．１をロウ、Ｓｉｇ．２をハイとしＦＥＴ５ａをＯＦＦ、５ｂをＯＮ状態としたとき、信号Ｓｉｇ．３のパルスは停止させ、ＤＣ／ＤＣコンバータ２を動作させていない。ＦＥＴ５ａがＯＦＦ状態でＤＣ／ＤＣコンバータを動作させてしまうと、電圧が上昇し、コンデンサ２ｄに過度の電圧が蓄積されてしまうので、ＦＥＴ５ａをＯＮした瞬間にスパイク状の大きな電流が放電灯６に流れ込んでしまう。放電灯６の寿命といった点で不利であるため、ＦＥＴ５ａがＯＦＦ状態のときはＤＣ／ＤＣコンバータ２も停止させている。
【００１８】
以上説明したように、本実施の形態は、従来のスイッチング回路がＨブリッジ構成で４つのＦＥＴを使用していたのに対して、ハーフブリッジ構成の２つのＦＥＴの使用で済むため、各ＦＥＴのゲートコントロール回路も含めると、コンデンサ１０が追加されたとしてもコストの削減ができ、さらにコンパクト化が可能となることが分かる。
また、本実施の形態では、コンデンサの電圧Ｖ_cを検知してスイッチング回路部におけるスイッチングのタイミングを制御しているので、安定した放電発光が得られるようになる。即ち、放電灯が点灯後、コンデンサの電圧Ｖ_cが所定の電圧になるまで放電灯の電極を放電灯電流によって加熱するように制御しているため、スイッチング状態を逆転させたとき、放電灯に印加させる電圧が十分な値まで上昇しており、これにより安定した放電発光が得られるようになる。
【００１９】
なお、図１に示す実施の形態においてはコンデンサ１０、およびコンデンサ１０と並列に設けられた抵抗１１とダイオード１２の位置は、スイッチング回路５の一方の入力端子（ＦＥＴ５ｂのソース）とイグナイター回路９とを接続する回路中に、放電灯６と直列に設置したが、スイッチング回路５の出力端子側、即ちスイッチング回路５の出力端子とイグナイター回路９とを接続する回路中に、放電灯６と直列に設置してもよい。この場合も、コンデンサ１０の電圧Ｖ_cを検知してスイッチング回路の動作を前述のように制御すれば、同様の効果がある。
【００２０】
実施の形態２．
図３はこの発明の実施の形態２に係わるスイッチング回路部分を示す回路構成図である。その他の構成は、実施の形態１と同じである。ただし、ＤＣパルス／ＡＣパルス変換用のコンデンサ１０の容量値は、実施の形態１と比較して１／１０程度になっている。更なるコンパクト化、低コスト化を考えた場合、コンデンサ１０の容量値は、小さければ小さい方が良いからである。この実施の形態２では、コンデンサ容量を低下させた場合の回路構成、制御方法を述べる。
【００２１】
図３に示すように、スイッチング回路５の構成が実施の形態１と異なっている。本実施の形態においては、ＦＥＴ５ｂのゲート−ソース間に抵抗５ｄが接続され、ＦＥＴ５ｂのゲートと抵抗５ｄの接続点とＩ／Ｆ７の間に可変抵抗５ｃが配置されている。ＦＥＴ５ａのゲートに関しては、実施の形態１と変わるところはない。ＦＥＴ５ｂのゲート電圧は、可変抵抗５ｃの抵抗値を変化させることにより調節することができる。ＦＥＴ５ｂのゲート電圧を絞ることにより、ある一定以上の電流は流れなくなる。実施の形態１では十分大きな容量のコンデンサを用いていたが、本発明の形態２ではこの容量値が小さくなっているため、大電流が短時間のうちに流れてしまうと電圧降下が大きくなり、放電電圧不足が原因となり放電が立ち消えてしまう。このような回路構成にした理由は、ゲート電圧を調節して２．５Ａ以上の電流が流れないようにすることにより、ＤＣパルス／ＡＣパルス変換用コンデンサ１０から放電灯６へ電流を流す期間に発生する電圧降下をできるだけ小さくするためである。
なお、ＤＣパルス／ＡＣパルス変換用コンデンサ１０に並列に逆極性電圧防止用のダイオード１２が接続されているが、コンデンサ１０をフィルムコンデンサ等の極性がないものを使用した場合は、ダイオード１２は必要ないことは言うまでもない。
【００２２】
次に動作について説明する。
図４にＳｉｇ．１、Ｓｉｇ．２、Ｓｉｇ．３の信号波形と、Ｖ_L、Ｖ_cの電圧、放電灯電流の出力波形を示す。実施の形態１と異なる期間は、電極加熱期間とＡＣ放電期間の始めである。放電開始後、ブレークダウン電流、放電成長電流が放電灯に流れ（実施の形態１と同じ）、放電灯６を介してＤＣパルス／ＡＣパルス変換用コンデンサ１０が充電される。マイコン８の制御によって、コンデンサ１０の電圧Ｖ_cが１４０ＶになるとＦＥＴ５ａがＯＦＦ、５ｂがＯＮになり、コンデンサ１０の電荷が放電灯６へ放出され、放電が持続する。その時、やはりマイコン８の制御によって、電圧Ｖ_cがＶ_L−Ｖ_c（放電灯の放電電圧）になるまでスイッチの状態は保持される。Ｖ_c＝Ｖ_L−Ｖ_cの条件になったら、ＦＥＴ５ａをＯＮ、５ｂをＯＦＦにし、ＤＣ／ＤＣコンバータから再び放電灯６へ電荷を供給し放電を持続させる。このときも電圧Ｖ_cが１４０Ｖまでスイッチ状態は保持される。このサイクルがシャント抵抗４により検出される放電灯電流Ｉ_Lの積分値が６０ｍＡｓ（６０ｍＣ）になるまで繰り返される。電極加熱期間に複数回このサイクルを繰り返すのは、実施の形態１に対してコンデンサ１０の容量値が小さいためであり、電極加熱に放電灯に与えるべき総電荷量をマイコン８で設定したある規定値に達せさせるために複数回必要であるということである。
【００２３】
また、本実施の形態２では、ＦＥＴ５ｂのゲート電圧を絞り、ＦＥＴ５ｂがＯＮした時に流れる電流を制限しているため、コンデンサ１０の電圧降下が抑えられ、コンデンサ１０の容量値が実施の形態１の１／１０程度と小さいにも関わらず、コンデンサ１０から放電灯６へ電流を供給する時間をある程度とることができている。
【００２４】
６０ｍＡｓの電荷量を放電灯６に供給した後、ＡＣ放電期間に移行する。ＦＥＴ５ａをＯＮ、ＦＥＴ５ｂをＯＦＦ状態で移行する場合は、その前放電サイクルでマイコン８に記憶されたＶ_L−Ｖ_cの値を２倍した値と電圧Ｖ_Lが等しくなったらＡＣ放電期間に以降する。ＦＥＴ５ａをＯＦＦ、ＦＥＴ５ｂをＯＮ状態で移行する場合は、その前放電サイクルでマイコン８に記憶されたＶ_L−Ｖ_cの値が電圧Ｖ_cと等しくなったらＡＣ放電期間に以降する。ＡＣ放電期間は、実施の形態１と同様に２００Ｈｚ以上で駆動され、ＦＥＴ５ａがＯＦＦのときは、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作を停止させている。
【００２５】
実施の形態３．
放電灯の点灯において、ナトリウムイオンの管壁への拡散（ナトリウムの損失）を嫌って、放電灯をアースにし、印加電圧をマイナスにすることがある。そのような放電灯の点灯は、実施の形態１、２において非常に簡単に実現できる。その回路構成について、実施の形態２を例にして示す。図５は、実施の形態２において、アース電位を基準としてマイナスパルスで放電灯６を点灯する場合の回路構成が示されている。回路構成はプラスとマイナスが入れ替わっただけである。
【００２６】
図５において、図１および図３で示した実施の形態２と異なる点について述べる。ＤＣ／ＤＣコンバータ２のハイ側出力電圧がアース３に接続され、スイッチング回路５のＦＥＴ５ｂ、抵抗５ｃ、５ｄがＤＣ／ＤＣコンバータ２のハイ側出力に配置され、ＦＥＴ５ａはロウ側に配置されている。スイッチング回路５の出力パルスがアースを基準としたマイナス電圧パルスになっているので、ＤＣパルス／ＡＣパルス変換用コンデンサ１０に並列に接続されているダイオード１２の方向が逆向きになっている。出力電圧Ｖ_L、Ｖ_cがマイナス方向になるだけで、放電灯電流、入力信号Ｓｉｇ．１、Ｓｉｇ．２、Ｓｉｇ．３は、図４に示した波形と変わらない。従って、動作は実施の形態２と同じである。
【００２７】
実施の形態４．
図６に、本発明の実施の形態４による放電灯点灯装置の回路構成図を示す。実施の形態２で示した、ＤＣパルス／ＡＣパルス変換用コンデンサ１０の容量が小容量の場合の回路構成を基本として、さらに部品点数を削減している。実施の形態２と異なる点は、スイッチング回路５のＦＥＴ５ａがなくなり、スイッチング回路５の出力端子とＤＣ／ＤＣコンバータ２のダイオード２ｃのカソードが直接つながれている点である。もちろん、ＦＥＴ５ａが削除されたわけであるから、マイコン８の出力信号Ｓｉｇ．１は無くなっている。その他の構成は、実施の形態２と同じである。
【００２８】
次に動作について説明する。
図７に入力信号波形Ｓｉｇ．２、Ｓｉｇ．３、および、出力電圧波形Ｖ_L、Ｖ_c、放電灯電流波形が示されている。図４の実施の形態２の波形図と比較してみると、電圧、電流出力波形、入力波形Ｓｉｇ．２はまったく同じで、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の入力波形のＳｉｇ．３のパルス印加タイミングと、図４で示したＳｉｇ．１のタイミングが一致していることが分かる。すなわち、この実施の形態４は、ＦＥＴ５ａの機能をＤＣ／ＤＣコンバータ２のＦＥＴ２ｂに兼ねさせている。
【００２９】
待機期間は、上記実施の形態１、２と同じである。電極加熱期間になると、同様に、ブレークダウン電流、放電成長電流が流れる。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ２を動作させることにより、放電灯６を介してコンデンサ１０を充電する。コンデンサ１０の電圧Ｖ_cがマイコン８に予め設定してある電圧（１４０Ｖ程度）になったら、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作を停止させ、ＦＥＴ５ｂをオンさせ放電灯６に逆方向の電流を流す。このＤＣ／ＤＣコンバータ２とスイッチであるＦＥＴ５ｂのＯＮ、ＯＦＦ動作が設定してある総移動電荷量（６０ｍＣ程度）以上になったら、ＡＣ放電期間に移行する。移行するタイミングは、上述のように、前サイクルで検知した放電灯の放電電圧（ＤＣ／ＤＣコンバータ充電期間のときのＶ_L−Ｖ_c）に供給源の電圧がなったときである。ＡＣ放電期間になったら、電極加熱期間同様、ＤＣ／ＤＣコンバータ２を動作、ＦＥＴ５ｂをＯＦＦとする過程と、ＤＣ／ＤＣコンバータを停止、ＦＥＴ５ｂをＯＮとする過程の繰り返しで放電灯６をＡＣ放電点灯させる。定常放電時の電力は、同様に３４Ｗに制御されている。
【００３０】
なお、上記各実施の形態においては放電灯６がイグナイター回路９を有するものを示したが、イグナイター回路９が無くてもよい。
【００３１】
【発明の効果】
以上のように、この発明の第１の構成によれば、電源から供給される電力を調整して、それぞれ異なる電位を有する電圧を２つの配線より出力する電力調整手段と、入力端子が上記電力調整手段の２つの配線に接続されると共に、上記入力端子のうちの一方の入力端子が放電灯の一方の電極に接続され、出力端子が上記放電灯の他方の電極に接続されたスイッチング回路部と、上記スイッチング回路部の一方の入力端子と上記放電灯と上記スイッチング回路部の出力端子とを接続する回路中に、上記放電灯と直列に接続されたコンデンサとからなり、単パルス信号に基づいて上記スイッチング回路部が第一および第二のスイッチング動作を繰り返し行い、上記第一のスイッチング動作期間に上記電力調整手段へ連続パルス信号を印加して上記電力調整手段が複数回のスイッチングを行うことで、上記電力調整手段から上記放電灯へ電流を供給するとともに、上記コンデンサへの充電を行なう過程と、上記第二のスイッチング動作期間に上記電力調整手段への連続パルス信号の印加を停止し、上記コンデンサから上記放電灯へ逆方向の電流を供給する過程とを繰り返して、上記放電灯を交流駆動する放電灯点灯装置において、上記コンデンサの電圧Ｖcを検知して上記スイッチング回路部の動作を制御し、上記放電灯が点灯後、上記電圧Ｖcが所定の電圧になるまで上記放電灯の電極を放電灯電流によって加熱するので、スイッチング回路部を構成するスイッチング素子を減らし、低コスト化、コンパクト化が可能となるとともに、安定した放電発光が得られる効果がある。
【００３２】
また、本発明の第２の構成によれば、第１の構成において、点灯準備をする待機期間と、放電灯が点灯後、電圧Ｖ_cが所定の電圧になるまで、上記放電灯の電極を放電灯電流によって加熱する電極加熱期間と、上記放電灯に交流電流を流し、放電を持続させるＡＣ放電期間とを備えたので、点灯失敗のない安定した放電発光が得られる。
【００３３】
また、本発明の第３の構成によれば、第１の構成において、スイッチング回路部は、電力調整手段の２つの配線のうちの一方の配線と出力端子との接続を制御する第１のスイッチング素子と、他方の配線と上記出力端子との接続を制御する第２のスイッチング素子により構成されたので、スイッチング回路部を構成するスイッチング素子が２個になるため、低コスト化、コンパクト化が可能となる。
【００３４】
また、本発明の第４の構成によれば、第３の構成において、第１または第２のスイッチング素子のうち少なくともどちらか一方のスイッチング素子は、放電灯電流が所定値になるように制御電圧を調節する手段を備えたので、最大放電電流値を抑えることができ、コンデンサの容量値が小さなものを使用しても、電圧降下が小さくて済むため、点灯の安定性が増すだけではなく、コンデンサも小型化できる。
【００３５】
また、本発明の第５の構成によれば、第１の構成において、電力調整手段より出力される電圧を平滑化するとともに、放電開始時に放電灯に電流を供給する電圧平滑・初期電流供給手段を有し、上記放電灯の交流駆動にあたって、コンデンサから上記放電灯へ逆方向の電流を供給する過程の間、上記電力調整手段の動作を停止させたので、ＡＣ放電期間におけるスパイク状の電流を抑えることができ、放電灯の寿命を延ばすことができる。
【００３６】
また、本発明の第６の構成によれば、第１ないし第５のいずれかの構成において、放電灯はイグナイター回路を有するので、安定して放電開始する効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による放電灯点灯装置を示す回路構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１による放電灯点灯装置の信号波形、電圧波形、および放電灯電流波形を示す波形図である。
【図３】この発明の実施の形態２に係るスイッチング回路部を示す回路構成図である。
【図４】この発明の実施の形態２による放電灯点灯装置の信号波形、電圧波形、および放電灯電流波形を示す波形図である。
【図５】この発明の実施の形態３による放電灯点灯装置を示す回路構成図である。
【図６】この発明の実施の形態２に係るスイッチング回路部を示す回路構成図である。
【図７】この発明の実施の形態２による放電灯点灯装置の信号波形、電圧波形、および放電灯電流波形を示す波形図である。
【図８】従来の放電灯点灯装置の回路構成図である。
【図９】従来の放電灯点灯装置における始動時の電圧波形を示す波形図である。
【図１０】従来の他の放電灯点灯装置の回路構成図である。
【符号の説明】
１直流電源、２ＤＣ／ＤＣコンバータ、２ａトランス、２ｂ，５ａ，５ｂ，５０ａ，５０ｂ，５０ｃ，５０ｄＦＥＴ、２ｃ，９ｆ，１２ダイオード、２ｄ，９ｂ，９ｄ，１０コンデンサ、３アース、４シャント抵抗、５スイッチング回路、６放電灯、７Ｉ／Ｆ、８マイコン、９イグナイター回路、９ａパルストランス、９ｃギャップスイッチ、９ｅ，１１，５ｄ抵抗、５０Ｈブリッジ，５ｃ可変抵抗。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a discharge lamp lighting device used as a light source for an automobile or a projection display.
[0002]
[Prior art]
FIG. 8 is a circuit diagram showing a conventional discharge lamp lighting device disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 12-82592. In the figure, 1 is a DC power source such as a battery, and 2 is a DC-DC converter that adjusts and outputs power supplied from the DC power source 1. In the DC-DC converter 2, 2a is a transformer, 2b is a FET (Field Effect). (Transistor) and 2c are diodes. 3 is a ground, 4 is a shunt resistor for detecting the discharge lamp current I _L , and 50 is an H-type composed of FETs 50 a to 50 d, and is a full bridge circuit that converts DC power adjusted by the DC-DC converter 2 into AC power ( Reference numeral 6 denotes a discharge lamp that is driven by AC power converted by the H bridge 50.
Reference numeral 7 denotes an interface (hereinafter referred to as I / F) for inputting the discharge lamp voltage V _L from the cathode side of the output of the DC-DC converter 2 and inputting the discharge lamp current I _L from the H bridge 50 side of the shunt resistor 4. 8), the electric power supplied to the discharge lamp 6 is a predetermined value based on the discharge lamp voltage V _L , the discharge lamp current I _L detected sequentially via the I / F 7 and a preset circuit impedance fixed value. It is a microcomputer (hereinafter referred to as a microcomputer) that controls the FET 2b of the DC-DC converter 2 so that
[0003]
Next, the operation will be described. At the start of lighting of the discharge lamp 6, the power supplied from the DC power source 1 is adjusted and output by the DC-DC converter 2, and the DC power is converted into AC power by the H bridge 50 to drive the discharge lamp 6. Here, the discharge lamp voltage V _L detected from the cathode side of the output of the DC-DC converter 2 is boosted to −400 V as shown in FIG. 9 and further boosted to about 20 kV at the peak, and then the discharge lamp 6 Lights up, and then the lighting is stable at -90V. These controls are performed by the microcomputer 8 so that the power supplied to the discharge lamp 6 becomes a predetermined value based on the discharge lamp voltage V _L and the discharge lamp current I _L sequentially detected via the I / F 7. This is done by controlling the FET 2b of the converter 2.
After the discharge lamp 6 is lit, an AC voltage is generated by repeating a switch state in which the FET 50a and FET 50d of the H bridge 50 are turned on, FET 50b and FET 50c are turned off, and a switch state in which FET 50a and FET 50d are turned off and FET 50b and FET 50c are turned on. Is applied to the discharge lamp 6.
By the way, 34 W is desirable for the discharge lamp power supplied to the discharge lamp 6 in the stable lighting state. However, if the power supplied to the discharge lamp 6 is simply controlled to 34 W by the microcomputer 8 based on the discharge lamp voltage V _L and the discharge lamp current I _L , the voltage drop corresponding to the on-resistance of the FETs 50a to 50d of the H bridge 50 Therefore, the power actually supplied to the discharge lamp 6 is lower than 34W. Accordingly, the circuit impedance fixed value is set in advance by considering the ON resistance of the FETs 50a to 50d of the H bridge 50, and the microcomputer 8 discharges the discharge lamp voltage V _L , the discharge lamp current I _L , and the preset circuit impedance fixed. Based on the value, the power supplied to the discharge lamp 6 is controlled to be 34 W even if there is a power loss due to the ON resistance of the FETs 50 a to 50 d of the H bridge 50.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
The conventional discharge lamp lighting device is configured as described above, and a high voltage of up to 400V is applied to the H bridge 50. Therefore, the FET constituting the H bridge 50 is required to have a high withstand voltage capable of withstanding 400V. The The FET having such a high withstand voltage has a high unit price, and the conventional configuration uses four FETs having such a high unit price. Therefore, the inverter circuit configuration using the H bridge as described above is one problem in reducing the size and cost, and the number of FET elements in the H bridge 50 can be reduced or applied to the H bridge. Reducing the voltage that has been a problem for discharge lamp lighting devices.
On the other hand, JP-A-8-195288 discloses that the discharge lamp is AC driven by two semiconductor switching elements and a capacitor without using the H bridge as described above. FIG. 10 is a circuit configuration diagram showing such a conventional discharge lamp lighting device. In the figure, 61 is a discharge lamp, 62 is a lighting device, 63 is a battery, 64 is a transistor, 65 is a diode, 66 is a choke coil, 67 is a capacitor, 68 is a control circuit, 69 is a step-down chopper circuit, 70 is a DC power supply, 71 and 72 are transistors, 73 is a capacitor, 74 is an inverter circuit, 75 is a choke coil, 76 is a start circuit, 77 is a lamp voltage detection circuit, 78 is a drive circuit, 79 is a control means, 80 is a lamp current detection circuit, 81 Is a lamp power detection circuit.
However, in the above-mentioned publication, the lamp current and lamp voltage of the discharge lamp are detected and the power supplied to the discharge lamp is controlled to control the lighting. There is a problem that stable lighting may not be obtained depending on the case.
[0005]
The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and the number of elements constituting discharge lamp driving means (inverter circuit portion) for driving a discharge lamp by converting a DC voltage into an AC voltage is reduced. Alternatively, it is an object of the present invention to obtain a discharge lamp lighting device capable of reducing the voltage applied to the discharge lamp driving means, thereby reducing the size and cost, and obtaining stable discharge light emission.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
The discharge lamp lighting device according to the first configuration of the present invention adjusts the power supplied from the power source and outputs a voltage having different potentials from two wires, and the input terminal is the power adjusting unit. A switching circuit unit in which one input terminal of the input terminals is connected to one electrode of the discharge lamp, and an output terminal is connected to the other electrode of the discharge lamp; In the circuit that connects one input terminal of the switching circuit unit, the discharge lamp, and the output terminal of the switching circuit unit, a capacitor connected in series with the discharge lamp, and based on a single pulse signal The switching circuit section repeatedly performs the first and second switching operations, and applies a continuous pulse signal to the power adjusting means during the first switching operation period to The adjustment means performs switching a plurality of times, thereby supplying current from the power adjustment means to the discharge lamp and charging the capacitor and to the power adjustment means during the second switching operation period. In the discharge lamp lighting device for AC driving the discharge lamp, the voltage Vc of the capacitor is detected by repeating the process of stopping the continuous pulse signal and supplying the reverse current from the capacitor to the discharge lamp. Then, the operation of the switching circuit unit is controlled, and after the discharge lamp is turned on, the electrode of the discharge lamp is heated by the discharge lamp current until the voltage Vc becomes a predetermined voltage.
[0007]
The discharge lamp lighting device according to the second aspect of the present invention, in the first configuration, the waiting period for the lighting preparation, after the discharge lamp is lit, until the voltage V _c reaches a predetermined voltage, the discharge lamp An electrode heating period in which the electrode is heated by a discharge lamp current, and an AC discharge period in which an alternating current is passed through the discharge lamp to sustain the discharge.
[0008]
In the discharge lamp lighting device according to the third configuration of the present invention, in the first configuration, the switching circuit unit controls the connection between one of the two wires of the power adjusting means and the output terminal. 1 switching element, and the 2nd switching element which controls the connection of the other wiring and the said output terminal.
[0009]
In the discharge lamp lighting device according to the fourth configuration of the present invention, in the third configuration, at least one of the first and second switching elements has a discharge lamp current having a predetermined value. Are provided with means for adjusting the control voltage.
[0010]
Further, the discharge lamp lighting device according to the fifth configuration of the present invention smoothes the voltage output from the power adjusting means in the first configuration, and supplies the current to the discharge lamp at the start of discharge. In the AC drive of the discharge lamp, the operation of the power adjusting means is stopped during the process of supplying the current in the reverse direction from the capacitor to the discharge lamp.
[0011]
In the discharge lamp lighting device according to the sixth configuration of the present invention, in any of the first to fifth configurations, the discharge lamp has an igniter circuit.
[0012]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
Embodiment 1 of the present invention will be described below with reference to the drawings.
1 is a circuit configuration diagram showing a discharge lamp lighting device according to Embodiment 1 of the present invention. In the figure, 1 is a DC power source such as a battery, and 2 is a DC-DC converter (power adjusting means) that adjusts and outputs power supplied from the DC power source 1, and is composed of a transformer 2a, FET 2b, diode 2c, and capacitor 2d. The The capacitor 2d has a function of flowing current into the discharge lamp at the start of discharge and a function of smoothing the output voltage (voltage smoothing / initial current supply means). 3 is a ground, 4 is a shunt resistor for detecting the discharge lamp current I _L , and 5 is a switching circuit, which is a half composed of two switching elements, an FET 5a (first switching element) and an FET 5b (second switching element). It is a bridge circuit. 6 is a discharge lamp, 7 is an I / F, and 8 is a microcomputer. 9 is an igniter circuit having a function of applying a high voltage of about 20 kV to the discharge lamp at the start of discharge. The igniter circuit is electrically connected by a pulse transformer 9a having a winding ratio of 1: 100 and a capacitor 9b for storing discharge start energy, 400V. It is composed of a gap switch 9c, a 10kΩ resistor 9e that determines the time from the switch-on to the start of discharge, a backflow prevention diode 9f, and a capacitor 9d for flowing a high peak, short pulse current to the discharge lamp 7 at the start of discharge. ing. Reference numeral 10 denotes an electric field type capacitor having a sufficiently large capacity, which is a DC pulse / AC pulse conversion capacitor for converting a DC pulse voltage into an AC voltage pulse between the electrodes of the discharge lamp 6. In addition, a capacitor 12 is connected in parallel with the capacitor 10 so that a reverse polarity voltage is not applied to the capacitor 10 and a resistor 11 of 10 kΩ to 1 MΩ for protection.
[0013]
Next, connection of each circuit element will be described.
In FIG. 1, the positive side of the DC power source 1 is connected to the winding end side of the primary winding of the transformer 2a, and the winding start side of the primary winding is connected to the drain of the FET 2b. The ground 3 is connected to the source of the FET 2 b and the negative side of the DC power supply 1. The signal Sig. From the microcomputer 8 is connected to the gate of the FET 2b. 3 is input. The winding start side of the secondary winding of the transformer 2a is connected to the anode of the diode 2c, and the winding end side is connected to the ground 3. The cathode of the diode 2 c is connected to one electrode of the capacitor 2 d and the drain of the FET 5 a in the switching circuit 5. The source of the FET 5 a and the drain of the FET 5 b are connected, and the source of the FET 5 b is connected to the ground 3 through the shunt resistor 4. Signals Sig. From the microcomputer are connected to the gates of the FETs 5a and 5b. 1, Sig. 2 is input. A connection point between the FET 5a and the FET 5b, which is an output terminal of the switching circuit 5, is connected to one electrode of the discharge lamp 6, and is further connected to a capacitor 9d of the igniter circuit 9 and an anode of the diode 9f. The cathode of the diode 9f is connected to one electrode of the capacitor 9b and the gap switch 9c via the resistor 9e. The other electrode of the gap switch 9c is connected to the other electrode of the capacitors 9b and 9d via the primary winding of the pulse transformer 9a, and further, the discharge lamp 6 is connected via the secondary winding of the pulse transformer 9a. Connected to the other electrode. The anode of the capacitor 10, the resistor 11, and the cathode of the diode 12 are connected to the primary windings of the capacitors 9b and 9d and the pulse transformer 9a. The cathode of the capacitor 10, the other electrode of the resistor 11, and the anode of the diode 12 are Are connected to the ground 3 through a shunt resistor 4.
Further, the voltage V _L of the drain of the FET 5a of the switching circuit 5, the discharge lamp current I _L detected from the shunt resistor 4, and the voltage V _c of the capacitor 10 for DC pulse / AC pulse conversion are passed through the I / F 7. To the microcomputer 8. In accordance with a preset value in the microcomputer 8, the control signal Sig. 1, Sig. 2, Sig. 3 controls the FETs 2b, 5a, and 5b.
[0014]
Next, the operation will be described.
FIG. 2 shows the control signal Sig. 1, Sig. 2, Sig. 3 is a timing chart showing the input signal of 3, the output voltages of V _L and V _c , and the discharge lamp current. FIG. First, when the switch of the power source 1 is turned on, the signal Sig. 1 goes high, the FET 5a is turned on, and the signal Sig. 2 goes low and the FET 5b is turned off. Sig. Reference numeral 3 denotes a 100 kHz pulse signal. The pulse signal is controlled while comparing the voltage _VL value with a preset voltage value, and the voltage of the DC / DC converter 2 is controlled by controlling the gate of the FET 2b. _VL monotonously rises to 400V and charges the capacitor 2d. Since the FET 5a is in the ON state, the capacitor 9b connected in parallel to the gap switch 9c and the capacitor 9d are simultaneously charged at that time. This period is a period for preparing for lighting, and is called a standby period.
[0015]
When the voltage accumulated in the capacitors 2d, 9b, and 9d reaches 400V, the gap switch 9c becomes conductive, a large current flows in the primary winding of the pulse transformer 9a, and a high voltage of about 20 kV flows in the secondary winding of the pulse transformer 9a. A voltage is generated, a high peak current with a short pulse width (breakdown current) flows through the discharge lamp 6, and discharge starts. As a result of the discharge, the voltage between the electrodes of the discharge lamp 6 suddenly decreases, and at the same time, the charge stored in the capacitor 2d of the DC / DC converter 2 flows into the discharge lamp 6 via the FET 5a of the switching circuit 5 and sustains the discharge. (Discharge growth current). Thereafter, a current of about 1 A is continuously supplied to the discharge lamp 6 by the DC / DC converter 2 via the FET 5a. When the discharge lamp 6 starts to discharge, the capacitor 10 is charged through the discharge lamp 6, the voltage V _c starts to rise. Until the voltage V _c rises to about 140 V, which is a value set in the microcomputer 8, the process of continuing the current flow through the discharge lamp 6 in a DC manner continues. This period is called an electrode heating period. This electrode heating period is for heating the electrode of the discharge lamp to sufficiently reduce the discharge voltage, and discharging the voltage applied to the discharge lamp 6 when the switching state of the FETs 5a and 5b is reversed. It is also for raising the value to a sufficient value. It has been found from experiments that the voltage is preferably 100 V or higher.
[0016]
When the voltage V _c reaches the internal set value 140V of the microcomputer 8, Sig. 1 is wax, Sig. 2 is turned high to turn off the FET 5a and turn on the 5b to supply the electric charge stored in the capacitor 10 to the discharge lamp 6. A current in the opposite direction to the previous period flows through the discharge lamp. During the electrode heating period, a voltage as high as 140 V is applied to the discharge lamp in a state where the discharge voltage is reduced to 40 V to 90 V, so that a larger current flows than in the previous period, but the capacity of the capacitor 10 for DC pulse / AC pulse conversion Since the value is sufficiently large, the voltage drop of the voltage V _c is not so large. When a current is supplied from the capacitor 10 to the discharge lamp 6 for a certain time, the Sig. 1 is high, Sig. 2 is set to low, the FET 5 a is turned on, and the FET 5 b is turned off, and the electric charge is supplied from the DC / DC converter 2 to the discharge lamp 6 through the FET 5 a of the switching circuit 5. This repetition period is 200 Hz or more. This period is called an AC discharge period. The power output is controlled by comparing the current output I _L and the voltage output V _L with the set value of the microcomputer 8, and the DC / DC converter 2 is configured so as to hold the power 34W promptly after the AC discharge period. FET 2b is connected to signal Sig. Control by 3.
[0017]
In addition, Sig. 1 is wax, Sig. 2 is high, the FET 5a is OFF, and the 5b is ON, the signal Sig. The pulse 3 is stopped and the DC / DC converter 2 is not operated. If the DC / DC converter is operated while the FET 5a is in an OFF state, the voltage rises and an excessive voltage is accumulated in the capacitor 2d. Therefore, a large spike-like current is applied to the discharge lamp 6 at the moment when the FET 5a is turned on. It will flow in. Since it is disadvantageous in terms of the life of the discharge lamp 6, the DC / DC converter 2 is also stopped when the FET 5a is in the OFF state.
[0018]
As described above, in the present embodiment, the conventional switching circuit uses four FETs in the H-bridge configuration, but only two FETs in the half-bridge configuration can be used. If the gate control circuit is included, it can be seen that even if the capacitor 10 is added, the cost can be reduced and further downsizing can be achieved.
Further, in this embodiment, since the control the timing of switching in the switching circuit unit detects the voltage V _c of the capacitor, so that stable discharge emission can be obtained. That is, after the discharge lamp is lit, since the voltage V _c of the capacitor is controlled to be heated by the discharge lamp current electrode of the discharge lamp until a predetermined voltage, when reversed the switching state, the discharge lamp The applied voltage has increased to a sufficient value, and stable discharge light emission can be obtained.
[0019]
In the embodiment shown in FIG. 1, the capacitor 10 and the positions of the resistor 11 and the diode 12 provided in parallel with the capacitor 10 are located at one input terminal of the switching circuit 5 (source of the FET 5 b), the igniter circuit 9, and the like. Is connected in series with the discharge lamp 6, but is connected in series with the discharge lamp 6 on the output terminal side of the switching circuit 5, that is, in the circuit connecting the output terminal of the switching circuit 5 and the igniter circuit 9. May be installed. Again, by controlling as mentioned above the operation of the switching circuit to detect the voltage V _c of the capacitor 10, the same effect.
[0020]
Embodiment 2. FIG.
3 is a circuit configuration diagram showing a switching circuit portion according to Embodiment 2 of the present invention. Other configurations are the same as those of the first embodiment. However, the capacitance value of the capacitor 10 for DC pulse / AC pulse conversion is about 1/10 as compared with the first embodiment. This is because, when considering further downsizing and cost reduction, the smaller the capacitance value of the capacitor 10, the better. In the second embodiment, a circuit configuration and a control method when the capacitor capacity is reduced will be described.
[0021]
As shown in FIG. 3, the configuration of the switching circuit 5 is different from that of the first embodiment. In the present embodiment, a resistor 5d is connected between the gate and source of the FET 5b, and a variable resistor 5c is arranged between the connection point between the gate of the FET 5b and the resistor 5d and the I / F 7. The gate of the FET 5a is not different from that of the first embodiment. The gate voltage of the FET 5b can be adjusted by changing the resistance value of the variable resistor 5c. By reducing the gate voltage of the FET 5b, a current exceeding a certain level does not flow. In the first embodiment, a capacitor having a sufficiently large capacity is used. However, since the capacitance value is small in the second embodiment of the present invention, if a large current flows in a short time, the voltage drop increases. Discharge disappears due to insufficient discharge voltage. The reason for this circuit configuration is that the current is supplied from the DC pulse / AC pulse conversion capacitor 10 to the discharge lamp 6 by adjusting the gate voltage so that a current of 2.5 A or more does not flow. This is because the generated voltage drop is as small as possible.
Although a diode 12 for preventing reverse polarity voltage is connected in parallel with the DC pulse / AC pulse converting capacitor 10, the diode 12 is necessary when a capacitor 10 having no polarity such as a film capacitor is used. It goes without saying that there is nothing.
[0022]
Next, the operation will be described.
In FIG. 1, Sig. 2, Sig. 3 shows the waveform of signal 3, the voltages of V _L and V _c , and the output waveform of the discharge lamp current. The period different from the first embodiment is the beginning of the electrode heating period and the AC discharge period. After the start of discharge, breakdown current and discharge growth current flow to the discharge lamp (same as in the first embodiment), and the DC pulse / AC pulse conversion capacitor 10 is charged via the discharge lamp 6. The control of the microcomputer 8, FETs 5a when voltage V _c of the capacitor 10 is 140V is OFF, 5b is ON, the emitted electric charge of the capacitor 10 to the discharge lamp 6, the discharge is sustained. At that time, the state of the switch is maintained until the voltage V _c becomes V _L −V _c (discharge voltage of the discharge lamp) under the control of the microcomputer 8. When the condition of V _c = V _L −V _c is satisfied, the FET 5a is turned ON and 5b is turned OFF, and the electric charge is supplied again from the DC / DC converter to the discharge lamp 6 to continue the discharge. At this time, the switch state is maintained until the voltage V _c is 140V. This cycle is repeated until the integral value of the discharge lamp current I _L detected by the shunt resistor 4 reaches 60 mAs (60 mC). This cycle is repeated a plurality of times during the electrode heating period because the capacitance value of the capacitor 10 is smaller than that in the first embodiment, and the microcomputer 8 sets a total charge amount to be given to the discharge lamp for electrode heating. This means that multiple times are required to reach the value.
[0023]
Further, in the second embodiment, the gate voltage of the FET 5b is limited and the current that flows when the FET 5b is turned on is limited. Therefore, the voltage drop of the capacitor 10 is suppressed, and the capacitance value of the capacitor 10 is the same as that of the first embodiment. Despite being as small as about 1/10, a certain amount of time can be taken to supply current from the capacitor 10 to the discharge lamp 6.
[0024]
After supplying a charge amount of 60 mAs to the discharge lamp 6, the AC discharge period starts. When the FET 5a is turned on and the FET 5b is turned off, when the voltage V _L becomes equal to the value obtained by doubling the value of V _L −V _c stored in the microcomputer 8 in the previous discharge cycle, the AC discharge period is started. To do. When the FET 5a is turned off and the FET 5b is turned on, the AC discharge period is started when the value of V _L −V _c stored in the microcomputer 8 becomes equal to the voltage V _c in the previous discharge cycle. The AC discharge period is driven at 200 Hz or more as in the first embodiment, and the operation of the DC / DC converter 2 is stopped when the FET 5a is OFF.
[0025]
Embodiment 3 FIG.
When the discharge lamp is turned on, the discharge lamp may be grounded and the applied voltage may be negative because it dislikes the diffusion of sodium ions to the tube wall (loss of sodium). Such lighting of the discharge lamp can be realized very easily in the first and second embodiments. The circuit configuration will be described using the second embodiment as an example. FIG. 5 shows a circuit configuration when the discharge lamp 6 is turned on with a minus pulse with the ground potential as a reference in the second embodiment. The circuit configuration is simply switched between plus and minus.
[0026]
In FIG. 5, differences from the second embodiment shown in FIGS. 1 and 3 will be described. The high side output voltage of the DC / DC converter 2 is connected to the ground 3, the FET 5b and the resistors 5c, 5d of the switching circuit 5 are arranged at the high side output of the DC / DC converter 2, and the FET 5a is arranged at the low side. . Since the output pulse of the switching circuit 5 is a negative voltage pulse with respect to the ground, the direction of the diode 12 connected in parallel to the DC pulse / AC pulse conversion capacitor 10 is reversed. Only when the output voltages V _L and V _c are in the negative direction, the discharge lamp current and the input signal Sig. 1, Sig. 2, Sig. 3 is the same as the waveform shown in FIG. Therefore, the operation is the same as in the second embodiment.
[0027]
Embodiment 4 FIG.
FIG. 6 shows a circuit configuration diagram of a discharge lamp lighting device according to Embodiment 4 of the present invention. The number of parts is further reduced based on the circuit configuration in the case where the capacitance of the DC pulse / AC pulse conversion capacitor 10 shown in the second embodiment is small. The difference from the second embodiment is that the FET 5a of the switching circuit 5 is eliminated and the output terminal of the switching circuit 5 and the cathode of the diode 2c of the DC / DC converter 2 are directly connected. Of course, since the FET 5a has been deleted, the output signal Sig. 1 is gone. Other configurations are the same as those of the second embodiment.
[0028]
Next, the operation will be described.
FIG. 7 shows the input signal waveform Sig. 2, Sig. 3 and output voltage waveforms V _L and V _c and a discharge lamp current waveform are shown. When compared with the waveform diagram of the second embodiment in FIG. 4, the voltage, current output waveform, input waveform Sig. 2 is exactly the same, and the input waveform of the DC / DC converter 2 is Sig. 3 pulse application timing and the Sig. It can be seen that the timings of 1 coincide. That is, in the fourth embodiment, the function of the FET 5a is combined with the FET 2b of the DC / DC converter 2.
[0029]
The standby period is the same as in the first and second embodiments. Similarly, during the electrode heating period, breakdown current and discharge growth current flow. The capacitor 10 is charged via the discharge lamp 6 by operating the DC / DC converter 2. When the voltage V _{c of the} capacitor 10 reaches a voltage (about 140 V) preset in the microcomputer 8, the operation of the DC / DC converter 2 is stopped, the FET 5 b is turned on, and a reverse current flows through the discharge lamp 6. When the ON / OFF operation of the DC / DC converter 2 and the FET 5b as a switch exceeds the set total moving charge amount (about 60 mC), the AC discharge period starts. As described above, the timing of the transition is when the voltage of the supply source becomes equal to the discharge voltage of the discharge lamp (V _L −V _c during the DC / DC converter charging period) detected in the previous cycle. When the AC discharge period is reached, the DC / DC converter 2 is operated, the FET 5b is turned off, the DC / DC converter is stopped, and the FET 5b is turned on. Light up. The power during steady discharge is similarly controlled to 34W.
[0030]
In each of the above embodiments, the discharge lamp 6 has the igniter circuit 9. However, the igniter circuit 9 may be omitted.
[0031]
【The invention's effect】
As described above, according to the first configuration of the present invention, the power supplied from the power source is adjusted, and the power adjusting means for outputting the voltages having different potentials from the two wires, and the input terminal includes the power described above. A switching circuit unit which is connected to two wirings of the adjusting means, one input terminal of the input terminals is connected to one electrode of the discharge lamp, and an output terminal is connected to the other electrode of the discharge lamp And a capacitor connected in series with the discharge lamp in a circuit connecting one input terminal of the switching circuit section, the discharge lamp and the output terminal of the switching circuit section, and based on a single pulse signal The switching circuit unit repeatedly performs the first and second switching operations, and applies a continuous pulse signal to the power adjusting means during the first switching operation period. The power adjusting means performs switching a plurality of times, thereby supplying current from the power adjusting means to the discharge lamp and charging the capacitor, and the power adjusting means during the second switching operation period. In the discharge lamp lighting device for AC driving the discharge lamp, the application of the continuous pulse signal to the discharge lamp is stopped and the reverse current is supplied from the capacitor to the discharge lamp. Detecting and controlling the operation of the switching circuit unit, and after the discharge lamp is turned on, the electrode of the discharge lamp is heated by the discharge lamp current until the voltage Vc reaches a predetermined voltage, so that the switching circuit unit is configured. It is possible to reduce the number of switching elements, to reduce the cost and to make the device compact, and to obtain stable discharge light emission.
[0032]
Further, according to the second aspect of the present invention, in the first configuration, the waiting period for the lighting preparation, after the discharge lamp is lit, until the voltage V _c reaches a predetermined voltage, the electrodes of the discharge lamp Since an electrode heating period in which heating is performed by a discharge lamp current and an AC discharge period in which an alternating current is passed through the discharge lamp to sustain discharge, stable discharge light emission without lighting failure can be obtained.
[0033]
According to the third configuration of the present invention, in the first configuration, the switching circuit unit controls the connection between one of the two wirings of the power adjustment unit and the output terminal. Since it is composed of the element and the second switching element that controls the connection between the other wiring and the output terminal, since there are two switching elements constituting the switching circuit section, cost reduction and compactness are possible. It becomes.
[0034]
According to the fourth configuration of the present invention, in the third configuration, at least one of the first and second switching elements has a control voltage so that the discharge lamp current becomes a predetermined value. Since the maximum discharge current value can be suppressed, even if a capacitor with a small capacitance value is used, the voltage drop is small, so that not only the lighting stability increases, Capacitors can also be reduced in size.
[0035]
According to the fifth configuration of the present invention, in the first configuration, the voltage output from the power adjustment means is smoothed, and the voltage smoothing / initial current supply means for supplying current to the discharge lamp at the start of discharge. In the AC driving of the discharge lamp, the operation of the power adjustment means was stopped during the process of supplying the reverse current from the capacitor to the discharge lamp. The life of the discharge lamp can be extended.
[0036]
According to the sixth configuration of the present invention, in any of the first to fifth configurations, the discharge lamp has the igniter circuit, so that there is an effect that the discharge starts stably.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing a discharge lamp lighting device according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram showing a signal waveform, a voltage waveform, and a discharge lamp current waveform of the discharge lamp lighting device according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram showing a switching circuit unit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a waveform diagram showing a signal waveform, a voltage waveform, and a discharge lamp current waveform of a discharge lamp lighting device according to Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 5 is a circuit configuration diagram showing a discharge lamp lighting device according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 6 is a circuit configuration diagram showing a switching circuit unit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a waveform diagram showing a signal waveform, a voltage waveform, and a discharge lamp current waveform of a discharge lamp lighting device according to Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 8 is a circuit configuration diagram of a conventional discharge lamp lighting device.
FIG. 9 is a waveform diagram showing a voltage waveform at start-up in a conventional discharge lamp lighting device.
FIG. 10 is a circuit configuration diagram of another conventional discharge lamp lighting device.
[Explanation of symbols]
1 DC power supply, 2 DC / DC converter, 2a transformer, 2b, 5a, 5b, 50a, 50b, 50c, 50d FET, 2c, 9f, 12 diode, 2d, 9b, 9d, 10 capacitor, 3 ground, 4 shunt resistor 5 switching circuit, 6 discharge lamp, 7 I / F, 8 microcomputer, 9 igniter circuit, 9a pulse transformer, 9c gap switch, 9e, 11, 5d resistance, 50 H bridge, 5c variable resistance.

Claims

A power adjustment unit that adjusts power supplied from a power source and outputs voltages having different potentials from two wires, and an input terminal connected to the two wires of the power adjustment unit. One of the input terminals is connected to one electrode of the discharge lamp, and the output terminal is connected to the other electrode of the discharge lamp; one input terminal of the switching circuit part; and the discharge lamp; In the circuit for connecting the output terminal of the switching circuit unit, the capacitor comprises a capacitor connected in series with the discharge lamp, and the switching circuit unit repeats the first and second switching operations based on a single pulse signal. And applying a continuous pulse signal to the power adjustment means during the first switching operation period so that the power adjustment means performs switching a plurality of times. Supplying a current from the power adjustment means to the discharge lamp and charging the capacitor, and stopping application of a continuous pulse signal to the power adjustment means during the second switching operation period, In the discharge lamp lighting device for alternating current driving the discharge lamp by repeating the process of supplying a reverse current from the capacitor to the discharge lamp, the operation of the switching circuit unit is controlled by detecting the voltage Vc of the capacitor. after the discharge lamp is lit, the voltage Vc discharge lamp lit apparatus characterized by heating by the discharge lamp current electrode of the discharge lamp to a predetermined voltage.

2. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein a standby period for preparing for lighting and an electrode heating period for heating an electrode of the discharge lamp with a discharge lamp current until the voltage Vc reaches a predetermined voltage after the discharge lamp is turned on. And an AC discharge period in which an alternating current is passed through the discharge lamp to sustain the discharge.

2. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein the switching circuit unit includes a first switching element that controls connection between one of the two wirings of the power adjustment unit and the output terminal, the other wiring, and the above-described wiring A discharge lamp lighting device comprising a second switching element for controlling connection with an output terminal.

4. The discharge lamp lighting device according to claim 3, wherein at least one of the first and second switching elements includes means for adjusting a control voltage so that the discharge lamp current becomes a predetermined value. A discharge lamp lighting device characterized by.

The discharge lamp lighting device according to claim 1, further comprising voltage smoothing / initial current supply means for smoothing the voltage output from the power adjusting means and supplying current to the discharge lamp at the start of discharge, A discharge lamp lighting device characterized in that the operation of the power adjusting means is stopped during a process of supplying a reverse current from a capacitor to the discharge lamp during AC driving.

6. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein the discharge lamp has an igniter circuit.