JP4077990B2 - Brushless motor control device - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のスイッチング素子の導通状態を順次に切り替えながら電機子コイルに給電するとともに、この切り替え時にスイッチング素子を同時に導通状態とする重複時間を設けるブラシレスモータの制御装置に係り、特にその重複期間を、ブラシレスモータの特性に合わせて、しかもソフトウエアによらずに設定可能とする技術に関する。
【0002】
【従来の技術】
一般に、ブラシレスモータでは、マイクロコンピュータにより複数のスイッチング素子の導通状態を順次に切り替え、その電機子コイルへの電流供給を制御する。そして、トルクの脈動を防止するために、各スイッチング素子の導通状態の切り替え時に、切り替えの対象となるスイッチング素子を同時に導通状態とする重複時間を設ける制御(オーバラップ制御という)が行われる。
【0003】
図8(a)は、オーバーラップ制御を行うための、従来のブラシレスモータの制御装置の構成図であり、マイクロコンピュータaは、回転指令が入力されると、スイッチング回路b内部に構成された各電界効果トランジスタに対してゲート信号を順次に供給する。スイッチング回路bは、供給されたゲート信号で各電界効果トランジスタを駆動して3相構成のブラシレスモータ本体cを通電して回転させる。ブラシレスモータ本体cが回転すると、そのステータに配設された磁気センサdがロータ磁極を検出して、その検出信号をマイクロコンピュータaに帰還させる。マイクロコンピュータaは、帰還された検出信号から実際の回転数およびその回転数に応じた重複時間データtaを求める。
【0004】
そして、所定の電流切替タイミング(例えば、検出信号におけるロータ磁極の切り替り)から内部タイマーを動作させると同時に本来ならばオフとすべきゲート信号のタイミングを遅らせ、重複時間データtaに相当する時間が経過したときに、タイマーを停止させ、その遅らせたゲート信号をオフとすることで、図8(b)のように、例えばトランジスタQ1とQ2のオン期間にオーバーラップ時間(重複時間)を設ける。
【0005】
従って、この重複時間を設ける制御によって、電機子コイルの通電電流の切り替りがスムーズになり、トルクの脈動が防止され、筐体との共振等による騒音を減少させることができる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のブラシレスモータの制御装置にあっては、回転数の演算および重複時間の設定は、ソフトウエアにより行うために、ブラシレスモータの特性が変れば、その都度、特性に合わせてソフトウエア開発をやり直さなければならない。この開発作業には、ソースプログラムの作成や、作成されたソースプログラムをコンパイルして機械語に翻訳する作業や検証(デバッグ)作業等が含まれ、開発期間の長期化を招くこととなる。その結果、開発期間を短縮したいという要望に答えることが困難となってきている。
【0007】
そこで本発明は、上記従来の事情に鑑みなされたもので、その目的としては、スイッチング素子の切り替え時に切り替えの対象となるスイッチング素子を同時に導通状態とする重複時間を、ソフトウエアによらずに、ブラシレスモータの特性にあわせて設定可能としたブラシレスモータの制御装置を提供することにある。
【0008】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項1に係る本発明のブラシレスモータの制御装置は、複数のスイッチング素子の導通状態を順次に切り替えながら電機子コイルに給電するとともに、この切り替え時に当該複数のスイッチング素子のうちの切り替えの対象となるスイッチング素子を同時に導通状態とする重複時間を設けるブラシレスモータの制御装置において、前記ブラシレスモータの磁気センサで検出されたロータ磁極の変化周波数を、当該変化周波数に相当する電圧に変換する周波数電圧変換回路と、コンデンサを具備し、前記磁気センサで検出されたロータ磁極が変化したときに当該コンデンサへの充電を開始し、当該コンデンサの電圧が前記周波数電圧変換回路で変換された電圧に達するまでの充電時間の長さに基づいて前記重複時間を設定する重複時間設定回路とを具備することを特徴とする。
【0009】
請求項1に係る本発明のブラシレスモータの制御装置では、周波数電圧変換回路により、ブラシレスモータの磁気センサで検出されたロータ磁極の変化周波数が、変化周波数に相当する電圧に変換され、重複時間設定回路では、磁気センサで検出されたロータ磁極が変化したときにコンデンサへの充電が開始され、当該コンデンサの電圧が周波数電圧変換回路で変換された電圧に達するまでの充電時間の長さに基づいて重複時間が設定される。その際の重複時間は、回転数に応じて、高回転時に短く、低回転時に長くなる。そして、コンデンサの容量を変えることで、電圧上昇率を調整して重複時間を調整する。
【0010】
また、請求項2に係る本発明のブラシレスモータの制御装置は、請求項1記載のブラシレスモータの制御装置において、前記周波数電圧変換回路は、変換率を調整する調整回路を有することを特徴とする。
【0011】
請求項2に係る本発明のブラシレスモータの制御装置では、調整回路により変換率を可変して、周波数電圧変換回路から出力される電圧の大きさが調整される。
【0012】
また、請求項3に係る本発明のブラシレスモータの制御装置は、請求項1または請求項2記載のブラシレスモータの制御装置において、前記重複時間設定回路は、前記コンデンサの充電を、定電流源を用いて行うことを特徴とする。
【0013】
請求項3に係る本発明のブラシレスモータの制御装置では、定電流源によりコンデンサが充電されるため、その電圧上昇は直線的となる。
【0014】
また、請求項4に係る本発明のブラシレスモータの制御装置は、請求項3記載のブラシレスモータの制御装置において、前記定電流源には、当該定電流源の電流値を設定するための電流値設定回路が付加されていることを特徴とする。
【0015】
請求項4に係る本発明のブラシレスモータの制御装置では、電流値設定回路により、充電時のコンデンサの電圧上昇率が調整される。
【0016】
また、請求項5に係る本発明のブラシレスモータの制御装置は、請求項1ないし請求項4のいずれかに記載のブラシレスモータの制御装置において、前記重複時間設定回路は、前記コンデンサへの充電に当たり、当該コンデンサの電圧を、予め設定された充電開始電圧にまで一旦放電により低下させてから充電を開始することを特徴とする。
【0017】
請求項5に係る本発明のブラシレスモータの制御装置では、充電開始電圧の設定によりコンデンサの充電を開始する電圧の大きさを調整して、充電時間の長さを調整する。
【0018】
また、請求項6に係る本発明のブラシレスモータの制御装置は、請求項1ないし請求項5のいずれかに記載のブラシレスモータの制御装置において、前記周波数電圧変換回路は、予め設定された回転数領域では一定の電圧を出力することを特徴とする。
【0019】
請求項6に係る本発明のブラシレスモータの制御装置では、周波数電圧変換回路に回転数領域を設定することで、その回転数領域では充電時間の長さが一定となる。
【0020】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項1に係る本発明のブラシレスモータの制御装置によれば、周波数電圧変換回路により、ロータ磁極の変化周波数が電圧に変換され、重複時間設定回路では、ロータ磁極が変化したときに充電が開始されたコンデンサの電圧が、変換された電圧に達するまでの充電時間の長さに基づいて重複時間が設定されるため、ソフトウエアによらずに、オーバーラップ制御における重複時間の設定が可能となる。しかも、コンデンサの容量を可変することにより、ブラシレスモータの特性にあわせて、重複時間を調整することが可能となる。
【0021】
請求項2に係る本発明のブラシレスモータの制御装置によれば、調整回路により変換率を調整して、周波数電圧変換回路から出力される電圧の大きさを調整することにより、重複時間の調整が可能となる。
【0022】
また、請求項3に係る本発明のブラシレスモータの制御装置によれば、定電流源によりコンデンサが充電され、その電圧上昇が直線的となるため、調整が容易な線形のオーバーラップ制御が可能となる。
【0023】
また、請求項4に係る本発明のブラシレスモータの制御装置によれば、電流値設定回路により、充電時のコンデンサの電圧上昇率が設定可能となるため、重複時間の調整を可能とする効果が得られる。
【0024】
また、請求項5に係る本発明のブラシレスモータの制御装置によれば、充電開始電圧の設定によりコンデンサの充電を開始する電圧の大きさを調整して、充電時間の長さを調整することによっても、重複時間の調整が可能となる。
【0025】
また、請求項6に係る本発明のブラシレスモータの制御装置によれば、周波数電圧変換回路に回転数領域を設定することで、その回転数領域では充電時間の長さが一定となるため、起動時や回転停止前、あるいは高回転域で、重複時間を一定として、ブラシレスモータの回転を安定化することができる。
【0026】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るブラシレスモータの実施の形態を図1ないし図7を参照して詳細に説明する。
【0027】
図1は、本発明に係るブラシレスモータの制御装置の第1の実施の形態を示す図である。このブラシレスモータ200は、自動車の空調装置のブロアモータとして使用されるものであり、モータ本体10、このモータ本体10に配設された電機子コイル4a〜4fを通電するスイッチング回路20、カスタムIC100およびカスタムIC100の周辺回路等から構成され、オートアンプからの回転指示信号Vinの示す指示回転数でモータ本体10のロータ1(図示せず)を回転させるものである。
【0028】
カスタムIC100は、ここでは、様々なモータに共用する回路を集積化して、専用パッケージに収納したものであり、専用パッケージには、周辺回路を接続するための端子が設けられている。
【0029】
スイッチング回路20は、電界効果トランジスタ(以下単にトランジスタという)Q1〜Q6および、それぞれのトランジスタのゲートに直列に接続された抵抗R1〜R6から構成される。トランジスタQ1,Q2およびQ3はドレイン端子側を電源(直流電源)に接続し、一方、トランジスタQ4,Q5およびQ6はソース端子側を接地している。そしてトランジスタQ1のソースとQ4のドレイン,Q2のソースとQ5のドレイン,Q3のソースとQ6のドレインがそれぞれU点,V点,W点として接続される。
【0030】
スイッチング回路20は、回転指示信号Vinに基づいて駆動制御回路70で生成されるゲート信号を端子T71〜T76を介して受けて、電源からの電流をスイッチングすることにより、U点,V点,W点を介して、モータ本体10の電機子コイル4a〜4fへ電流供給を行う。
【0031】
磁気センサIC1〜IC3は、モータ本体10に構成されたセンサマグネット(ロータ磁極)5の磁極を検出するものであり、回転動作に伴い、磁極の極性に対応したパルス状、又は正弦波の非反転磁気センサ信号S1L,S2L,S3Lと、これら信号のオンオフ期間が反転した反転磁気センサ信号S1H,S2H,S3Hとをそれぞれ生成して、端子T31〜T36を介して、後述するセンサ入力回路30へと送出する。
【0032】
本図に示すカスタムIC100とその周辺回路は、センサ入力回路30、クロック生成回路40、三相制御回路50、オーバーラップ加算回路60、駆動制御回路70、F/V変換回路80およびOBタイマ回路90を構成して、これら回路によって、オーバーラップ制御を行うことで、ブラシレスモータ200の適切なトルク制御を行う。
【0033】
センサ入力回路30は、ヒステリシス特性を有するコンパレータ30a〜30cを内蔵し、端子T31,T32,T33を介して、非反転磁気センサ信号S1L,S2L,S3Lを非反転入力端子にそれぞれ入力し、反転入力端子には端子T34,T35,T36を介して、反転磁気センサ信号S1H,S2H,S3Hをそれぞれ入力する。コンパレータ30a〜30cの出力は、それぞれ信号S1,S2,S3として、クロック生成回路40および三相制御回路50へ送出される。
【0034】
クロック生成回路40は、センサ入力回路30から出力される信号S1,S2,S3に基づいて、電気角30度(1/12回転)に相当する繰返し周期で制御クロック(CKM)を継続的に出力する。そして、後述するOBタイマ回路90からの信号に応答して、充電信号CHGを出力する。制御クロック信号CKMおよび充電信号CHGは、OBタイマ回路90の開閉回路SW1を閉鎖あるいは開放させるためのトリガ信号として機能する。
【0035】
三相制御回路50は、信号S1,S2,S3を入力し、内部の論理回路を用いて、ゲート信号を生成するための、電気角60度に相当するオン時間を有する信号G1,G2,G3,G4,G5,G6(それぞれ、トランジスタQ1,Q2,Q3,Q4,Q5,Q6に対応する)を生成してオーバーラップ加算回路60に送出する。オーバーラップ加算回路60では、これら信号に対し後述するオーバーラップ加算処理を行って、駆動制御回路70へと供給する。
【0036】
駆動制御回路70は、オーバーラップ加算回路60の出力信号G1〜G6を、オートアンプから端子T77を介して与えられる回転指示信号Vinに基づいてさらに高い周波数でパルス幅制御して、スイッチング回路20の各トランジスタにゲート信号として供給する。
【0037】
F/V変換回路80は、磁気センサIC1〜IC3で検出されたセンサマグネット5の磁極変化周波数を電圧に変換した信号FV1を生成する回路であり、カスタムIC100の内部にコンパレータ80a、オペアンプ80bおよび80cを備えている。コンパレータ80aは、センサマグネット5の磁極の変化に伴って周波数が変化する鋸波信号OSCをその反転入力端子に入力し、非反転入力端子に入力される直流の基準電圧REFと比較して、方形波パルス信号を出力するためのものである。
【0038】
コンパレータ80aの出力端子は、抵抗R81を介して端子T81に接続され、端子T81には、カスタムIC100の外部で負極を接地したコンデンサC81の正極が接続されている。抵抗R81およびコンデンサC81は、コンパレータ80aの出力信号を平滑すべく設けられている。そして、F/V変換回路80は、平滑された電圧をオペアンプ80bの非反転入力端子に入力する。このオペアンプ80bは、その出力端子と反転入力端子とを接続することによってバッファ回路を構成している。
【0039】
そして、このオペアンプ80bの出力端子を、端子T82に接続し、端子T82と端子T83の間に抵抗R82を接続し、その端子T83をオペアンプ80cの反転入力端子に接続することにより、オペアンプ80bの出力信号をオペアンプ80cの反転入力端子に入力する。
【0040】
一方、オペアンプ80cの非反転入力端子に端子T84を介してバイアス電圧Vbを与える。そして、オペアンプ80cの出力端子が接続される端子T85と端子T83との間に、帰還抵抗R83を接続する。このような構成として、オペアンプ80cを反転増幅器として機能させることにより、実際のモータ回転数が高回転である程低電圧となる直流の信号FV1が生成される。
【0041】
OBタイマ回路90は、コンデンサの充放電動作を利用して、オーバーラップ時間に相当するパルス幅を有するオーバーラップ時間設定信号OBRを生成するものである。OBタイマ回路90は、Min/Max制限回路90a、コンパレータ90b,90c、定電流源IS1および開閉回路SW1をカスタムIC内部に構成し、一方外部には、端子T93に正極を接続し、かつ負極を接地するコンデンサC91と、端子T95を介して外付された抵抗R91を備えている。
【0042】
Min/Max制限回路90aは、F/V変換回路80から信号FV1を入力し、これを、端子T91および端子T92を介して入力される電圧VmaxおよびVminの範囲に制限して信号FV2を生成し、コンパレータ90bの非反転入力端子に送出する。一方、コンパレータ90bの反転入力端子にはコンパレータ90cの非反転入力端子を接続し、加えて、コンデンサC91の正極が接続された端子T93を接続する。さらに、端子T93に対し、開閉回路SW1を介して定電流源IS1を接続し、コンデンサC91に対する定電流供給を可能とする。
【0043】
そして、コンパレータ90cの反転入力端子には、端子T94を介して、充電開始電圧Vinobを入力する。尚、定電流源IS1の電流値は、端子T95を介して外付された抵抗R91の抵抗値によって可変可能としている。この実施の形態では、コンパレータ90bの出力信号をオーバーラップ時間設定信号OBRといい、そのオン時間をオーバーラップ時間という。
【0044】
図2は、モータ本体10の回転軸方向に対する断面図である。モータ本体10は、三相の電機子コイルを備えたアウタロータ形構造を有し、本図に示す内周側のステータ3には、放射状に6箇所の突出部3a〜3fが形成され、その各突出部をコアとして電機子コイル4(4a〜4f)が配置されている。ステータ3の外側には、円周方向に90度間隔でメインマグネット2(界磁用永久磁石)を備えた円筒状のロータ1が配置されている。
【0045】
また、本図に示すセンサマグネット5は、均等角度で交互に着磁されたN極とS極とが2極づつ形成され、ロータ1と一体に回転するシャフト6に取り付けられることで、ロータ磁極を構成している。そして、このセンサマグネット5の磁極を検出する磁気センサIC1〜IC3が、ステータ3の内周に互いに120度の角度をもって均等に配設されている。
【0046】
上記のように構成された電機子コイル4(4a〜4f)に対し、スイッチング回路2から交流電流を供給して、電機子コイル4から発生した磁力とメインマグネット2との吸引力/反発力により、ロータ1を回転駆動する。
【0047】
図3(a)は、ブラシレスモータ200において仮にオーバーラップ制御を行わない場合のタイミングチャートであり、同図(b)は、図1に示したトランジスタQ1〜Q6と電機子コイル4a〜4fの接続関係を説明の便宜上模式化したものである。
【0048】
センサマグネット5は、N極とS極とが交互に2極づつ着磁されているため、磁気センサIC1〜IC3からの非反転磁気センサ信号S1L,S2L,S3Lは、ロータ1が1回転する間に2周期分変化する。尚、本図では省略するが、非反転磁気センサ信号S1H,S2H,S3Hは、それぞれ非反転磁気センサ信号に対してオンオフ状態が逆となっている。
【0049】
センサ入力回路30では、この磁気センサ信号(6信号)から、信号S1,S2,S3を生成して三相制御回路50に送出し、三相制御回路50では、内部の論理回路を用いて、電気角60度に相当するオン時間を有する信号G1〜G6を生成し、オーバーラップ加算回路60を介して、駆動制御回路70に送出する。尚、センサ入力回路30では、コンパレータ30a〜30cがヒステリシス特性を有するため、磁気センサ信号に重畳したノイズやチャタリングの影響を防止することができる。
【0050】
駆動制御回路70では、入力された回転指示信号Vinに基づくパルス幅制御により、オン時間のなかでさらに高い周波数でオンオフを繰返すゲート信号を生成し、スイッチング回路20へと供給する。このゲート信号を本図(a)に示すが、高周波のオンオフ波形は省略しているため、実質的に信号G1〜G6と同一のタイミングとなっている。
【0051】
従って、磁気センサIC1〜3からの磁気センサ信号(6信号)に基づき、オンとなるトランジスタの組み合わせを順次切り替えて、電機子コイル4a〜4fを通電し、回転磁界を発生させる。また、本図(a)に示すように、オーバーラップ制御を行わない場合は、電源側トランジスタQ1〜Q3と接地側トランジスタQ4〜Q6とをそれぞれ1個づつオンするようなゲート信号の切替制御が行われている。
【0052】
次に、本実施の形態のブラシレスモータの制御装置の作用を説明する。
【0053】
この実施の形態では、OBタイマ回路90からのオーバーラップ時間設定信号OBRを用いて、オーバーラップ加算回路60が、ゲート信号の切替部分に重複時間を設けるオーバラップ処理を行うことにより、トルクの脈動および筐体等との共振や振動音の発生を防止する。
【0054】
先ず、図1に示すF/V変換回路80では、以下のようにして信号FV1を生成する。即ち、コンパレータ80aが、電気角30度ごとに一定時間の鋸波パルスを出力する鋸波信号OSCと電圧refとから、電気角30度ごとに一定時間オンとなる方形波パルス信号を生成し、これを抵抗R81とコンデンサC81とでなす平滑回路で平滑し、高回転時ほど高電圧となる直流電圧を得る。
【0055】
そして、この直流電圧をバッファとしてのオペアンプ80bを介して、オペアンプ80cで反転増幅する。従って、増幅後の信号FV1(直流信号)は、高速回転時ほど低く、低速回転時ほど高い電圧を示す。そして、信号FV1はOBタイマ回路90へと送出される。
【0056】
図4は、クロック生成回路40およびOBタイマ回路90における波形図である。
クロック生成回路40は、センサ入力回路30から出力される信号S1,S2,S3に基づいて、電気角30度に相当する繰返し周期で制御クロック(CKM)を出力する。この制御クロック信号CKMの立上がりに応答して、開閉回路SW1がオープンとなり、OBタイマ回路90は、図示しない放電回路によりコンデンサC91の放電を開始する。
【0057】
そして、コンデンサC91の電圧Vc91が、信号FV2より低くなると、コンパレータ90bの出力、即ち、オーバーラップ設定時間信号OBRが高電圧レベルに反転する。そして、電圧Vc91が充電開始電圧Vinobより低くなると、コンパレータ90cの出力が低電圧レベルに反転する。
【0058】
コンパレータ90cの出力反転に応答して、クロック生成回路40は充電信号CHGを送出して開閉回路SW1を閉じて充電経路を形成させ、定電流源IS1によってコンデンサC91の充電を開始する。即ち、コンデンサC91の電圧を一旦充電開始電圧Vinobまで放電により低下させてから充電を開始する。
【0059】
そして、OBタイマ回路90は、コンデンサC91の電圧Vc91が上昇して信号FV2の電圧レベルを越えたとき、コンパレータ90bの出力(オーバーラップ時間設定信号OBR)を低電圧レベルに反転させる。信号FV2は、先にも述べたとおり、高速回転時ほど低く低速回転時ほど高くなるため、オーバーラップ時間設定信号OBRのパルス幅は、高速回転時ほど短く、低速回転時ほど長くなる。その後、OBタイマ回路90は、次の制御クロック信号CKMの立上がりに応答して、開閉回路SW1をオープンにして、コンデンサC91を再び放電する。
【0060】
このようにして、本図(c)に示すオーバーラップ時間設定信号OBRが生成される。尚、信号FV2がMin/Max制限回路90aにより電圧Vmax以下であり、かつ電圧Vmin以上となるように制限されるので、オーバーラップ時間は、回転数の変化に伴い本図の斜線で示す範囲において可変可能となっている。
【0061】
また、定電流源IS1からコンデンサC91を充電するため、その電圧上昇が直線的となってオーバーラップ制御を容易としている。
【0062】
図5は、オーバーラップ加算回路60における処理を説明するための図である。オーバーラップ加算回路60では、OBタイマ回路90で生成されたオーバーラップ時間設定信号OBRを用いてゲート信号の切替部分にオーバーラップ時間(重複時間)を設けるオーバラップ加算処理を行う。尚、三相制御回路50では、信号S1,S2,S3から、電気角60度に相当するオン期間を有する信号G1〜G6が生成され、オーバーラップ加算回路60に入力されているものとする。
【0063】
本図(a)は、ある電気角30度期間(第1期間)における通電状態を示す。この期間では、トランジスタQ1、Q5をオンさせて、接続点Uと接続点Vとの間に電源電圧を印加している。また、本図(c)には、前記第1期間の次の電気角30度期間(第2期間)における通電状態を示し、この期間ではトランジスタQ3、Q5をオンさせて、接続点Wと接続点Vとの間に電源電圧を印加している。
【0064】
そして、オーバーラップ加算回路60によるオーバーラップ加算処理によって、第1期間から第2期間へと切り替える際に、本図(b)に示すようにトランジスタQ1およびQ3を共にオーバーラップ時間だけオンさせて、接続点UとWを共に電源側とした通電を行う。従って、この期間においては、U点、W点間に電流が流れないため、トルクの急激な変化が緩和され、振動音や共振の発生を防止できる。尚、この実施の形態では、接地側のトランジスタへのゲート信号の切替部分にもオーバーラップ時間を設けて、さらにきめ細やかなトルク制御を可能としている。
【0065】
図6は、本実施の形態における各部のタイミングチャートである。
本図に示す信号S1、S2、S3に対し、オーバーラップ時間設定信号OBRは、いずれかの信号が状態反転する時にオンとなり、オーバーラップ時間だけオン状態が続いた後オフとなる。
【0066】
オーバーラップ加算回路60では、このオーバーラップ時間設定信号OBRのオーバーラップ時間を三相制御回路50からの信号G1〜G6に加算して、本図のように各ゲート信号の立ち下がりのタイミングを遅らせる一方で、立上がりのタイミングは、オーバーラップ制御を行わないときのままとしている。従って、ゲート信号の切替部分にオーバーラップ時間(重複時間)を設けることができる。そして、このゲート信号をスイッチング回路20のトランジスタQ1〜Q6へと供給し、トランジスタQ1〜Q6は、電機子コイルへ電流を通電してロータ1を回転させる。
【0067】
図7は、この実施の形態において、回転数に対するオーバーラップ時間の変化を示す。本図に示すようMin/Max制限回路90aに入力される電圧Vmaxにより設定された増減点(回転数)A以下の「オーバーラップMAX領域」ではオーバーラップ時間が最大となってトランジスタをオン/オフ制御する。これによって、モータの起動時など回転速度が安定しない期間において起り易い共振等を防止することができる。
【0068】
増減点Aから、電圧Vminにより設定された増減点Bまでの「オーバーラップ可変領域」では、信号FV2が可変可能となっているので、本図のようにオーバーラップ時間が可変可能であり、オーバーラップ時間を、最大から最小まで、その回転数の上昇に対応して滑らかに変化させ、オーバーラップ時間の急激な変化により回転トルクが変化して回転むらが生じるのを防止している。増減点B以上の「オーバーラップMIN領域」では、回転数が上昇しても、信号FV2が最小電圧で一定となっているので、オーバーラップ時間を一定とする制御を行う。
【0069】
以上の説明から明らかなように、この実施の形態では、図1に示した構成によって、ソフトウエア制御によらないで、ブラシレスモータのオーバーラップ制御を行い、トルクの脈動や振動音、あるいは共振を防止することができる。
【0070】
また、外付のコンデンサC91の容量を可変することにより、オーバーラップ時間を全体的に短くあるいは長く調整することが可能となる。
【0071】
そして、抵抗R82またはR83を可変して、オペアンプ80cの増幅度を可変することにより、使用回転域における信号FV1(信号FV2においても同じ)の電圧可変範囲を調整し、オーバーラップ時間を調整することが可能となる。
【0072】
また、カスタムICに外付された抵抗R91の抵抗値を調整して、充電電圧の上昇率を可変することでも、オーバーラップ時間を調整することが可能であり、抵抗R91をカスタムIC100の端子に外付しているので、その設定変更は極めて容易となっている。
【0073】
一方で、充電開始電圧Vinobの設定を変えることにより、充電開始電圧を調整することができる。即ち、これを高電圧とすれば、充電開始から信号FV2の電圧に短時間で到達し、逆に低電圧とすれば、到達までの時間を長くすることができる。尚、電圧Vmaxおよび電圧Vminは、充電開始電圧Vinob以上に設定するのが好適である。
【0074】
このような設定自由度の大きい回路構成により、様々なブラシレスモータの特性に応じたオーバーラップ制御の調整が可能となっている。
【0075】
また、定電流源IS1を用いてコンデンサC91を充電することとしたため、その電圧上昇が直線的となり、調整の容易な線形のオーバーラップ制御が可能となる効果がある。
【0076】
また、Min/Max制限回路90aを設け、外部からの信号VmaxおよびVminによって信号FV1を制限することによって、使用回転域の上限近くにあっても最低限のオーバーラップ時間を確保することができ、逆に、起動時や回転停止前などにあっては、必要以上にオーバーラップ時間が大きくなってしまうことが防止できる。しかも、その信号VmaxおよびVminを抵抗の分圧回路等により、モータの特性に応じて調整することができる。
【0077】
尚、オーバーラップ時間設定信号OBRで規定されるオーバーラップ時間に補正等を加えてから、オーバーラップ加算回路60における加算処理を行っても良い。
【0078】
また、本発明に係るブラシレスモータの制御装置は、上記実施の形態で説明したブロアモータでの使用に限られるものではなく、ラジエータ用モータ等の様々なブラシレスモータに適応が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係るブラシレスモータの制御装置の第1の実施の形態を示す図である。
【図2】図1に示した形態におけるモータ本体の構成を示す図である。
【図3】図3(a)は、図1に示した形態におけるオーバーラップ制御を行わない場合のタイミングチャート、図3(b)は、電機子コイルとトランジスタの接続図である。
【図4】図1に示した形態におけるクロック生成回路およびOBタイマ回路の波形図である。
【図5】図1に示した形態におけるオーバーラップ加算処理を説明するための図である。
【図6】図1に示した形態における各部のタイミングチャートである。
【図7】図1に示した形態において回転数に対するオーバーラップ時間の変化を示す図である。
【図8】従来のブラシレスモータの制御装置の構成図(a)およびオーバーラップ制御の説明図(b)である。
【符号の説明】
10 モータ本体
20 スイッチング回路
30 センサ入力回路
40 クロック生成回路
50 三相制御回路
60 オーバーラップ加算回路
70 駆動制御回路
80 F/V変換回路
90 OBタイマ回路
100 カスタムIC
200 ブラシレスモータ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a brushless motor control device that supplies power to an armature coil while sequentially switching the conduction state of a plurality of switching elements, and provides an overlapping time for simultaneously switching the switching elements to a conduction state at the time of switching. The present invention relates to a technique that allows a period to be set in accordance with the characteristics of a brushless motor and without using software.
[0002]
[Prior art]
Generally, in a brushless motor, the conduction state of a plurality of switching elements is sequentially switched by a microcomputer, and current supply to the armature coil is controlled. In order to prevent torque pulsation, control (referred to as overlap control) is performed so as to provide an overlapping time in which the switching elements to be switched are simultaneously turned on when switching the conduction state of each switching element.
[0003]
FIG. 8A is a configuration diagram of a conventional brushless motor control device for performing overlap control. When a rotation command is input, the microcomputer a is configured in each switching circuit b. Gate signals are sequentially supplied to the field effect transistors. The switching circuit b drives each field effect transistor with the supplied gate signal to energize and rotate the three-phase brushless motor body c. When the brushless motor main body c rotates, the magnetic sensor d disposed on the stator detects the rotor magnetic pole and feeds back the detection signal to the microcomputer a. The microcomputer a obtains the actual rotational speed and the overlap time data ta corresponding to the rotational speed from the returned detection signal.
[0004]
Then, the internal timer is operated from a predetermined current switching timing (for example, switching of the rotor magnetic pole in the detection signal), and at the same time, the timing of the gate signal that should be turned off is delayed, and the time corresponding to the overlap time data ta When the timer has elapsed, the timer is stopped and the delayed gate signal is turned off, thereby providing an overlap time (overlap time) in the on period of the transistors Q1 and Q2, for example, as shown in FIG. 8B.
[0005]
Therefore, the control for providing the overlapping time makes it possible to smoothly switch the energization current of the armature coil, prevent torque pulsation, and reduce noise due to resonance with the casing.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional brushless motor control device, since the calculation of the rotation speed and the setting of the overlap time are performed by software, whenever the characteristics of the brushless motor change, the software is matched to the characteristics. You have to start development again. This development work includes the creation of a source program, the work of compiling the created source program and translating it into a machine language, the verification (debugging) work, and the like, leading to a prolonged development period. As a result, it has become difficult to answer the desire to shorten the development period.
[0007]
Therefore, the present invention has been made in view of the above-described conventional circumstances, and as its purpose, the overlapping time for switching the switching elements to be switched simultaneously when switching the switching elements at the same time without depending on software, An object of the present invention is to provide a brushless motor control device that can be set in accordance with the characteristics of the brushless motor.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problem, a brushless motor control device according to a first aspect of the present invention supplies power to an armature coil while sequentially switching the conduction state of a plurality of switching elements, and at the time of switching, the plurality of switching elements. In a brushless motor control device that provides an overlap time for simultaneously switching switching elements to be switched among elements, the change frequency of the rotor magnetic pole detected by the magnetic sensor of the brushless motor corresponds to the change frequency. A frequency voltage conversion circuit for converting the voltage into a voltage and a capacitor, and when the rotor magnetic pole detected by the magnetic sensor changes, charging of the capacitor starts, and the voltage of the capacitor is changed by the frequency voltage conversion circuit. When the overlap occurs based on the length of charge time to reach the converted voltage Characterized by comprising the overlap time setting circuit for setting the.
[0009]
In the brushless motor control device according to the first aspect of the present invention, the change frequency of the rotor magnetic pole detected by the magnetic sensor of the brushless motor is converted into a voltage corresponding to the change frequency by the frequency voltage conversion circuit, and the overlap time setting is performed. In the circuit, charging of the capacitor is started when the rotor magnetic pole detected by the magnetic sensor changes, and based on the length of charging time until the voltage of the capacitor reaches the voltage converted by the frequency voltage conversion circuit. Overlap time is set. The overlap time at that time is short at high rotation and long at low rotation, depending on the number of rotations. Then, by changing the capacitance of the capacitor, the voltage rise rate is adjusted to adjust the overlap time.
[0010]
A brushless motor control device according to a second aspect of the present invention is the brushless motor control device according to the first aspect, wherein the frequency-voltage conversion circuit includes an adjustment circuit for adjusting a conversion rate. .
[0011]
In the brushless motor control device according to the second aspect of the present invention, the conversion rate is varied by the adjustment circuit, and the magnitude of the voltage output from the frequency voltage conversion circuit is adjusted.
[0012]
The brushless motor control device according to a third aspect of the present invention is the brushless motor control device according to the first or second aspect, wherein the overlap time setting circuit charges the capacitor with a constant current source. It is characterized by being used.
[0013]
In the brushless motor control device according to the third aspect of the present invention, since the capacitor is charged by the constant current source, the voltage rise is linear.
[0014]
A brushless motor control device according to a fourth aspect of the present invention is the brushless motor control device according to the third aspect, wherein the constant current source has a current value for setting a current value of the constant current source. A setting circuit is added.
[0015]
In the brushless motor control device according to the fourth aspect of the present invention, the voltage increase rate of the capacitor during charging is adjusted by the current value setting circuit.
[0016]
According to a fifth aspect of the present invention, there is provided the brushless motor control device according to any one of the first to fourth aspects, wherein the overlap time setting circuit is used for charging the capacitor. The capacitor voltage is once lowered to a preset charging start voltage by discharging, and then charging is started.
[0017]
In the brushless motor control device according to the fifth aspect of the present invention, the length of the charging time is adjusted by adjusting the magnitude of the voltage for starting the charging of the capacitor by setting the charging start voltage.
[0018]
A brushless motor control device according to a sixth aspect of the present invention is the brushless motor control device according to any one of the first to fifth aspects, wherein the frequency-voltage conversion circuit has a preset rotational speed. A constant voltage is output in the region.
[0019]
In the brushless motor control device according to the sixth aspect of the present invention, by setting the rotation speed region in the frequency voltage conversion circuit, the length of the charging time is constant in the rotation speed region.
[0020]
【The invention's effect】
As described above, according to the brushless motor control device of the present invention according to
[0021]
According to the brushless motor control device of the present invention according to
[0022]
According to the brushless motor control device of the present invention according to
[0023]
Further, according to the brushless motor control device of the present invention according to
[0024]
Further, according to the brushless motor control device of the present invention according to
[0025]
Further, according to the brushless motor control device of the present invention according to
[0026]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of a brushless motor according to the present invention will be described in detail with reference to FIGS.
[0027]
FIG. 1 is a diagram showing a first embodiment of a brushless motor control apparatus according to the present invention. The
[0028]
Here, the
[0029]
The switching circuit 20 includes field effect transistors (hereinafter simply referred to as transistors) Q1 to Q6 and resistors R1 to R6 connected in series to the gates of the respective transistors. Transistors Q1, Q2 and Q3 have their drain terminals connected to a power supply (DC power supply), while transistors Q4, Q5 and Q6 have their source terminals grounded. The source of transistor Q1 and the drain of Q4, the source of Q2 and the drain of Q5, the source of Q3 and the drain of Q6 are connected as a U point, a V point, and a W point, respectively.
[0030]
The switching circuit 20 receives the gate signal generated by the drive control circuit 70 based on the rotation instruction signal Vin via the terminals T71 to T76, and switches the current from the power source, thereby switching the U point, V point, W Current is supplied to the armature coils 4a to 4f of the
[0031]
The magnetic sensors IC <b> 1 to IC <b> 3 detect the magnetic pole of the sensor magnet (rotor magnetic pole) 5 formed in the motor
[0032]
The
[0033]
The
[0034]
Based on the signals S1, S2, and S3 output from the
[0035]
The three-
[0036]
The drive control circuit 70 controls the pulse width of the output signals G1 to G6 of the
[0037]
The F /
[0038]
The output terminal of the
[0039]
The output terminal of the operational amplifier 80b is connected to the terminal T82, the resistor R82 is connected between the terminals T82 and T83, and the terminal T83 is connected to the inverting input terminal of the
[0040]
On the other hand, the bias voltage Vb is applied to the non-inverting input terminal of the
[0041]
The
[0042]
The Min /
[0043]
The charging start voltage Vinob is input to the inverting input terminal of the
[0044]
FIG. 2 is a cross-sectional view of the
[0045]
Also, the
[0046]
An alternating current is supplied from the switching
[0047]
3A is a timing chart when the overlap control is not performed in the
[0048]
Since the
[0049]
The
[0050]
The drive control circuit 70 generates a gate signal that repeats ON / OFF at a higher frequency during the ON time by pulse width control based on the input rotation instruction signal Vin, and supplies the gate signal to the switching circuit 20. Although this gate signal is shown in FIG. 5A, the high-frequency on / off waveform is omitted, and therefore the timing is substantially the same as that of the signals G1 to G6.
[0051]
Therefore, based on the magnetic sensor signals (6 signals) from the magnetic sensors IC1 to IC3, the combinations of transistors that are turned on are sequentially switched to energize the armature coils 4a to 4f to generate a rotating magnetic field. Further, as shown in FIG. 5A, when overlap control is not performed, switching control of the gate signal is performed so that the power supply side transistors Q1 to Q3 and the ground side transistors Q4 to Q6 are turned on one by one. Has been done.
[0052]
Next, the operation of the brushless motor control device of the present embodiment will be described.
[0053]
In this embodiment, by using the overlap time setting signal OBR from the
[0054]
First, in the F /
[0055]
The DC voltage is inverted and amplified by the
[0056]
FIG. 4 is a waveform diagram of the
Based on the signals S1, S2, S3 output from the
[0057]
When the voltage Vc91 of the capacitor C91 becomes lower than the signal FV2, the output of the
[0058]
In response to the output inversion of the
[0059]
The
[0060]
In this way, the overlap time setting signal OBR shown in FIG. Since the signal FV2 is limited by the Min /
[0061]
Further, since the capacitor C91 is charged from the constant current source IS1, the voltage rise is linear, facilitating overlap control.
[0062]
FIG. 5 is a diagram for explaining the processing in the
[0063]
This figure (a) shows the energization state in a certain
[0064]
Then, when switching from the first period to the second period by the overlap addition process by the
[0065]
FIG. 6 is a timing chart of each part in the present embodiment.
In contrast to the signals S1, S2, and S3 shown in the figure, the overlap time setting signal OBR is turned on when any of the signals is inverted, and is turned off after being kept on for the overlap time.
[0066]
In the
[0067]
FIG. 7 shows the change of the overlap time with respect to the rotation speed in this embodiment. As shown in the figure, in the “overlap MAX region” below the increase / decrease point (number of revolutions) A set by the voltage Vmax input to the Min /
[0068]
In the “overlap variable region” from the increase / decrease point A to the increase / decrease point B set by the voltage Vmin, the signal FV2 can be changed, so that the overlap time can be changed as shown in FIG. The lap time is smoothly changed from the maximum to the minimum according to the increase in the rotation speed, and the rotation torque is changed due to a sudden change in the overlap time, thereby preventing the rotation unevenness. In the “overlap MIN region” above the increase / decrease point B, since the signal FV2 is constant at the minimum voltage even when the rotational speed increases, control is performed to keep the overlap time constant.
[0069]
As is apparent from the above description, in this embodiment, the configuration shown in FIG. 1 is used to perform the overlap control of the brushless motor without software control, and to generate torque pulsation, vibration noise, or resonance. Can be prevented.
[0070]
Further, by changing the capacity of the external capacitor C91, it is possible to adjust the overlap time as a whole short or long.
[0071]
Then, by varying the resistor R82 or R83 and varying the amplification factor of the
[0072]
It is also possible to adjust the overlap time by adjusting the resistance value of the resistor R91 externally attached to the custom IC and changing the rate of increase of the charging voltage. The resistor R91 is used as a terminal of the
[0073]
On the other hand, the charge start voltage can be adjusted by changing the setting of the charge start voltage Vinob. That is, if this is set to a high voltage, the voltage of the signal FV2 can be reached in a short time from the start of charging, and conversely, if it is set to a low voltage, the time to reach can be lengthened. Note that the voltage Vmax and the voltage Vmin are preferably set to be equal to or higher than the charging start voltage Vinob.
[0074]
With such a circuit configuration having a high degree of freedom of setting, it is possible to adjust overlap control according to the characteristics of various brushless motors.
[0075]
Further, since the capacitor C91 is charged using the constant current source IS1, the voltage rise becomes linear, and there is an effect that linear overlap control that is easy to adjust is possible.
[0076]
Further, by providing the Min /
[0077]
The addition processing in the
[0078]
The brushless motor control device according to the present invention is not limited to the blower motor described in the above embodiment, and can be applied to various brushless motors such as a radiator motor.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a first embodiment of a brushless motor control device according to the present invention;
FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a motor main body in the form shown in FIG.
3A is a timing chart when the overlap control is not performed in the embodiment shown in FIG. 1, and FIG. 3B is a connection diagram of an armature coil and a transistor.
4 is a waveform diagram of a clock generation circuit and an OB timer circuit in the form shown in FIG. 1. FIG.
FIG. 5 is a diagram for explaining overlap addition processing in the embodiment shown in FIG. 1;
6 is a timing chart of each part in the embodiment shown in FIG.
7 is a diagram showing a change in overlap time with respect to the rotational speed in the embodiment shown in FIG. 1; FIG.
FIG. 8 is a configuration diagram (a) of a conventional brushless motor control device and an explanatory diagram (b) of overlap control.
[Explanation of symbols]
10 Motor body
20 Switching circuit
30 Sensor input circuit
40 Clock generation circuit
50 Three-phase control circuit
60 Overlap addition circuit
70 Drive control circuit
80 F / V conversion circuit
90 OB timer circuit
100 Custom IC
200 brushless motor
Claims (6)
前記ブラシレスモータ(200)の磁気センサ(IC1〜IC3)で検出されたロータ磁極(5)の変化周波数を、当該変化周波数に相当する電圧に変換する周波数電圧変換回路(80)と、
コンデンサ(C91)を具備し、前記磁気センサ(IC1〜IC3)で検出されたロータ磁極(5)が変化したときに当該コンデンサ(C91)への充電を開始し、当該コンデンサ(C91)の電圧が前記周波数電圧変換回路(80)で変換された電圧に達するまでの充電時間の長さに基づいて前記重複時間を設定する重複時間設定回路(90)と
を具備することを特徴とするブラシレスモータの制御装置。A brushless motor that supplies power to the armature coil while sequentially switching the conduction states of a plurality of switching elements, and provides an overlapping time during which the switching elements to be switched among the plurality of switching elements are simultaneously turned on. In the control device of
A frequency voltage conversion circuit (80) for converting the change frequency of the rotor magnetic pole (5) detected by the magnetic sensors (IC1 to IC3) of the brushless motor (200) into a voltage corresponding to the change frequency;
When the rotor magnetic pole (5) detected by the magnetic sensors (IC1 to IC3) changes, the capacitor (C91) starts to be charged, and the voltage of the capacitor (C91) An overlap time setting circuit (90) for setting the overlap time based on the length of charging time until the voltage converted by the frequency voltage conversion circuit (80) is reached. Control device.
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