JP4067984B2

JP4067984B2 - Receiving machine

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Publication number: JP4067984B2
Application number: JP2003051301A
Authority: JP
Inventors: 一夫棚田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2003-02-27
Filing date: 2003-02-27
Publication date: 2008-03-26
Anticipated expiration: 2023-02-27
Also published as: JP2004260713A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信で用いられる受信機に関するものであり、特に、パケット再送制御を行う無線通信システムにおいて、パケット合成を行う受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来の受信機について説明する。ここで、パケット合成を行う従来の受信機の構成および動作について簡単に説明する（特許文献１参照）。従来の受信機は、信号を受信するためのアンテナと、受信信号をベースバンド信号に変換するＲＦ部と、ベースバンド信号を復調する（シンボル軟判定値を出力する）復調部と、現在のシンボル軟判定値と過去のシンボル軟判定値とを合成するシンボル軟判定値合成部と、過去のシンボル軟判定値を保持する軟判定値バッファと、合成後のシンボル軟判定値を用いて変調方式に応じたビット毎の軟判定値を生成するビット軟判定値生成部と、ビット軟判定値のレート変換を行うレート処理部と、レート変換後のビット軟判定値に対して誤り訂正を行う（硬判定値データを出力する）復号部と、硬判定値データに誤りが有るか無いかを判別する（ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報を出力する）ＣＲＣ検出部から構成される。なお、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報は、受信機から送信機への帰還情報として送信され、送信機でのパケット再送制御に用いられる。
【０００３】
上記のように構成される従来の受信機は、送信機から再送パケットを受信すると、予め記憶しておいた誤りパケットと当該再送パケットを合成することにより、ハイブリッドＡＲＱ（Automatic Repeat Request）方式を実現する。
【０００４】
つづいて、パケット合成を行う従来の受信機の動作を詳細に説明する。まず、ＲＦ部が、アンテナを介して受信した信号に対して所定の周波数変換を行い、ベースバンド信号を生成する。つぎに、復調部が、ベースバンド信号を復調し、シンボル毎の軟判定値を出力する。なお、この復調処理は、変調方式（ＰＳＫ（Phase Shift Keying），ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation），ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex），ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access））に応じた方法で行われる。ここで出力される軟判定値は、シンボル毎の軟判定値（シンボル軟判定値）である。
【０００５】
また、復調部では、受信信号に含まれる制御チャネルを復調し、制御情報を出力する。制御チャネルは、送信機がデータを送信するためのチャネルとは別のチャネルであり、制御情報として、たとえば、送信データが初送であるか再送であるかを示す情報（初送／再送情報）や、変調方式を示す情報（変調方式情報）が含まれている。
【０００６】
つぎに、シンボル軟判定値合成部が、軟判定値バッファに保存されている過去の受信信号のシンボル軟判定値と、復調部が出力する新たな受信信号のシンボル軟判定値と、を上記制御情報に含まれる初送／再送情報に基づいて合成する。具体的にいうと、たとえば、初送／再送情報が初送を示している場合は、新たな受信信号のシンボル軟判定値を保持した状態で出力し、合成を行わない。一方、再送を示している場合は、新たな受信信号のシンボル軟判定値と過去の受信信号のシンボル軟判定値とを合成する。
【０００７】
また、シンボル軟判定値合成部では、上記ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報がＮＡＣＫであれば、送信機にてパケットの再送処理が行われるので、軟判定値バッファに合成後のシンボル軟判定値を保存しておく。なお、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報がＡＣＫの場合には保存しない。
【０００８】
つぎに、ビット軟判定値生成部が、合成後のシンボル軟判定値を用いて変調方式に応じたビット軟判定値を生成する。つぎに、レート処理部が、上記ビット軟判定値のレートを変換する。レート変換方法としては、パンクチャ処理またはレペティション処理を用いる。
【０００９】
つぎに、復号部が、レート変換後のビット軟判定値に対して誤り訂正を行い、硬判定値データを出力する。誤り訂正としては、送信機における誤り訂正符号化処理に対応した復号処理を実行する。たとえば、畳み込み符号で符号化されている場合はビタビ復号を行う。また、ターボ符号で符号化されている場合はターボ復号を行う。
【００１０】
つぎに、ＣＲＣ検出部が、誤り訂正後の硬判定値データに誤りが有るか無いかを判別する。たとえば、誤りが無い場合は、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報としてＡＣＫを出力する。一方、誤りが有る場合、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報としてＮＡＣＫを出力する。このＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報は、送信機への帰還情報として送信される。
【００１１】
つづいて、上記パケット合成について説明する。たとえば、送信機では、送信データに対して符号化率Ｒの誤り訂正符号化を行う。なお、符号化率Ｒは、符号化データに対してパンクチャ処理を実行し、ビット数を調整することで実現する。そして、初送時，再送時のいずれの場合であっても、常に同じパンクチャの規則に基づいて、符号化率Ｒで符号化を行う（タイプ１の再送方式）。一方、受信機では、符号化されたデータ系列に対応した軟判定値を、再送回数に応じて、シンボル毎またはビット毎に合成する。
【００１２】
【特許文献１】
特開２００２−１７１２４５号公報
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
再送方式としては、上記タイプ１の再送方式の他に、再送回数に応じて異なるパンクチャの規則で再送し、たとえば、再送時の符号化率を低くすることにより符号化利得を向上させることが可能な再送方式（タイプ２の再送方式）がある。しかしながら、上記、シンボル毎の軟判定値を合成する従来の受信機の構成では、再送毎にシンボルにマッピングするビットが異なる「タイプ２の再送方式」に対応できない、という問題があった。
【００１４】
また、伝搬環境に応じて変調方式や符号化率を制御する適応変調／符号化に対応するシステムでは、再送を、異なった変調方式で行う場合があるが、シンボル毎の軟判定値を合成する従来の受信機においては、このようなシステムに対応できない、という問題があった。
【００１５】
また、移動体通信では、フェージングやシャドウイングなどによって受信信号のレベルが大きく変動する。そのため、軟判定値を合成するために必要な軟判定値のビット数が大きくなり、軟判定値バッファのサイズが増大する、という問題があった。
【００１６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、より高度な再送方式や適応変調／符号化に対応したシステムに適用した場合であっても、最適なパケット合成を実現可能な受信機を得ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる受信機にあっては、パケット再送制御により、記憶しておいた誤りパケットと再送パケットを合成し、当該パケット合成後の信号を復号する受信機であって、復調後のシンボル毎の軟判定値を用いて変調方式に応じたビット毎の軟判定値（ビット軟判定値）を生成し、当該ビット軟判定値をそのレベルに基づいて正規化し、正規化後のビット軟判定値を出力するビット軟判定値生成手段と、初送時に、受信パケットに対応するビット軟判定値を出力し、再送時に、再送パケットに対応するビット軟判定値と過去の誤りパケットに対応するビット軟判定値とを合成し、合成後のビット軟判定値を出力し、その後、出力したビット軟判定値に誤りが検出された場合に、当該ビット軟判定値を前記誤りパケットに対応するビット軟判定値として保存するビット軟判定値合成手段と、を備え、前記ビット軟判定値合成手段が出力するビット軟判定値を用いて、送信側で用いた符号化方式に対応した復号処理を行うことを特徴とする。
【００１８】
この発明によれば、再送が行われるたびに、変調方式に応じたビット軟判定値を生成し、さらに、同一のビットに対応したビット軟判定値を合成することによって、最適なパケット合成を実現する。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかる受信機の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００２０】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかる受信機の実施の形態１の構成を示す図である。本実施の形態の受信機は、信号を受信するためのアンテナ１と、受信信号をベースバンド信号に変換するＲＦ部２と、ベースバンド信号を復調する（シンボル軟判定値を出力する）復調部３と、シンボル軟判定値を用いて変調方式に応じたビット軟判定値を生成するビット軟判定値生成部４と、ビット軟判定値のレート変換を行うレート処理部５と、過去のビット軟判定値を保持する軟判定値バッファ７と、現在のビット軟判定値と過去のビット軟判定値とを合成するビット軟判定値合成部６と、合成後のビット軟判定値に対してデパンクチャ処理を行うデパンクチャ処理部８と、デパンクチャ処理後のビット軟判定値に対して誤り訂正を行う（硬判定値データを出力する）復号部９と、硬判定値データに誤りが有るか無いかを判別する（ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報を出力する）ＣＲＣ検出部１０から構成される。なお、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報は、受信機から送信機への帰還情報として送信され、送信機でのパケット再送制御に用いられる。
【００２１】
また、図２は、上記本実施の形態の受信機にパケットを送信する一般的な送信機の構成を示す図である。この送信機は、復号後の硬判定値データに誤りが有るか無いかを判別するための冗長ビット（ＣＲＣビット）を送信データに付加するＣＲＣ付加部２１と、ＣＲＣビットが付加されたデータ系列に対して誤り訂正符号化を行う符号化部２２と、符号化後のデータ系列に対してパンクチャ処理を行うパンクチャ処理部２３と、パケット再送のために過去のデータ系列を保持するバッファ２４と、現在のデータ系列または過去のデータ系列のいずれか１つを受信機からの帰還情報であるＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報に基づいて選択する選択部２５と、選択されたデータ系列のレートを変換するレート処理部２６と、レート変換後のデータ系列をディジタル変調する変調部２７と、変調後の信号に対して所定の周波数変換を行うＲＦ部２８と、周波数変換後の信号を送信するためのアンテナ２９から構成される。
【００２２】
ここで、本実施の形態の受信機の動作を説明する前に、上記一般的な送信機の動作について簡単に説明する。
【００２３】
ＣＲＣ付加部２１では、新たな送信パケットに含まれる送信データにＣＲＣビットを付加する。ＣＲＣビットとは、受信機にて復号後の硬判定値データに誤りが有るか無いかを判別するために付加する冗長ビットであり、通常、誤り検出符号が用いられる。
【００２４】
符号化部２２では、ＣＲＣビットが付加されたデータ系列に対して誤り訂正符号化を行う。送信機で誤り訂正符号化を行い、受信機で対応した誤り訂正復号を行うことにより、ビット誤り発生確率は、復号前に比較して大幅に減少する。誤り訂正符号化の方法としては、たとえば、畳み込み符号やターボ符号が用いられる。
【００２５】
誤り訂正符号化後のデータ系列を受け取ったパンクチャ処理部２３では、バッファ２４のサイズに合わせるためのパンクチャ処理を行う。パンクチャ処理では、誤り訂正符号化後のデータ系列から特定のビットを間引く処理が行われる。なお、バッファ２４のサイズが符号化部２２出力のデータ系列のサイズよりも大きければ、パンクチャ処理を行う必要はない。
【００２６】
バッファ２４には、過去のデータ系列を保存しておく。選択部２５では、パンクチャ処理部２３が出力する新たなデータ系列とバッファ２４に保存された過去のデータ系列のいずれか一方を、受信機からの帰還情報であるＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報に基づいて選択する。たとえば、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報がＡＣＫであれば、過去に送信したパケットが受信機にて誤りなく受信できているので、上記新たなデータ系列を選択する。このとき、上記新たなデータ系列をバッファに保存する。一方、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報がＮＡＣＫであれば、過去に送信したパケットが受信機にて誤りなく受信できていないので、過去に送信したデータ系列を選択する。
【００２７】
選択されたデータ系列を受け取ったレート処理部２６では、物理チャネルの伝送レートに合わせるためのレート変換を行う。レート変換としては、たとえば、選択されたデータ系列から特定のビットを間引くパンクチャ処理や、特定のビットを繰り返すレペティション処理、が行われる。
【００２８】
変調部２７では、選択されたデータ系列に対してディジタル変調を行う。ディジタル変調としては、たとえば、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などが用いられる。また、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）のようなマルチキャリア変調やＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）のような拡散変調を用いてもよい。変調後の信号は、最終的にＲＦ部２８において所定の周波数に変換され、アンテナ２９から送信される。
【００２９】
つづいて、本実施の形態の受信機の動作を詳細に説明する。ＲＦ部２では、アンテナ１を介して受信した信号に対して所定の周波数変換を行い、ベースバンド信号を生成する。
【００３０】
復調部３では、ベースバンド信号を復調し、シンボル毎の軟判定値を出力する。なお、この復調処理は、変調方式（ＰＳＫ，ＱＡＭ，ＯＦＤＭ，ＣＤＭＡ等）に応じた方法で行われる。ここで出力される軟判定値は、シンボル毎の軟判定値（シンボル軟判定値）であり、ＰＳＫ変調やＱＡＭ変調などのマッピング後の同相成分および直交成分を表す値である。
【００３１】
また、復調部３では、受信信号に含まれる制御チャネルを復調し、制御情報を出力する。制御チャネルは、送信機がデータを送信するためのチャネルとは別のチャネルであり、制御情報として、たとえば、送信データが初送であるか再送であるかを示す情報（初送／再送情報）や、変調方式を示す情報（変調方式情報）が含まれている。
【００３２】
ビット軟判定値生成部４では、復調部３が出力するシンボル軟判定値を用いて変調方式に応じたビット軟判定値を生成する。図３は、ビット軟判定値生成部４の内部構成例を示す図である。このビット軟判定値生成部４は、ビット軟判定値計算部３１と振幅正規化部３２から構成され、ビット軟判定値と正規化基準値を出力する。
【００３３】
ここで、ビット軟判定値生成部４の動作について説明する。まず、ビット軟判定値計算部３１が、制御情報により通知される変調方式に基づいてビット軟判定値を算出する。たとえば、ＱＰＳＫ変調が用いられている場合は、式（１）によりビット軟判定値を算出する。
Ｓ（１）＝Ａ_pＸ_i
Ｓ（２）＝Ａ_pＸ_q …（１）
なお、Ｓ（１）はＱＰＳＫ変調における第１のビットのビット軟判定値を表し、Ｓ（２）はＱＰＳＫ変調における第２のビットのビット軟判定値を表し、Ｘ_iはシンボル軟判定値の同相成分を表し、Ｘ_qはシンボル軟判定値の直交成分を表し、Ａ_pは信号振幅を表す。
【００３４】
また、１６ＱＡＭ変調が用いられている場合は、式（２）によりビット軟判定値を算出する。

なお、Ｓ（１）〜Ｓ（４）は、それぞれ１６ＱＡＭ変調における第１〜第４のビットのビット軟判定値を表し、Ｘ_iはシンボル軟判定値の同相成分を表し、Ｘ_qはシンボル軟判定値の直交成分を表し、２Ａ_qは１６ＱＡＭ変調の最小信号点間距離を表す。
【００３５】
つぎに、振幅正規化部３２が、ビット軟判定値計算部３１が出力するビット軟判定値を正規化する。この処理は、フェージングやシャドウイングによりレベルが大きく変動したビット軟判定値の、レベルの変動を小さくするための処理である。正規化処理の具体例としては、まず、ビット軟判定値計算部３１が出力するビット軟判定値の振幅の平均値Ｌ（正規化基準値）を計算し、ビット軟判定値計算部３１が出力するビット軟判定値を正規化基準値Ｌで除算することにより、正規化処理後のビット軟判定値を出力する。振幅正規化部３２では正規化基準値Ｌも出力する。なお、正規化基準値Ｌとしては、上記に限らず、受信信号のレベルを表す他の値を用いてもよい。この処理により、ビット軟判定値のレベル変動が小さく抑えられると、装置化においてビット軟判定値を量子化する場合のビット数を削減することができる。そのため、軟判定値バッファ７のサイズを小さく抑えることができる。
【００３６】
ビット軟判定値生成部４によりビット軟判定値を生成後、レート処理部５では、当該ビット軟判定値のレートを変換する。具体的には、図２に示す送信機のレート処理部２６がパンクチャ処理を行っている場合には、間引かれたビットに対応するビット軟判定値を０として挿入する。一方、レート処理部２６がレペティション処理を行っている場合には、繰り返したビットに対応するビット軟判定値を加算する。
【００３７】
ビット軟判定値合成部６では、レート処理部５が出力する新たな受信信号のビット軟判定値と、軟判定値バッファ７に保存された過去の受信信号のビット軟判定値と、を上記制御情報に含まれる初送／再送情報に基づいて合成する。図４は、実施の形態１のビット軟判定値合成部６の内部構成例を示す図である。このビット軟判定値合成部６は、係数計算部４１と、振幅補正部４２，４３と、加算部４４と、振幅正規化部４５から構成される。
【００３８】
ここで、ビット軟判定値合成部６の動作について説明する。まず、係数計算部４１が、ビット軟判定値生成部４から出力される正規化基準値を用いて補正係数を計算する。たとえば、正規化基準値Ｌに対応した補正係数をＬとして出力する。
【００３９】
つぎに、振幅補正部４２が、レート処理部５が出力するビット軟判定値に対して上記補正係数Ｌを乗算し、振幅を補正する。これにより、ビット軟判定値は、フェージングやシャドウイングによるレベル変動を含んだ値となる。さらに、制御情報に含まれる変調方式情報に基づいて振幅を補正する。たとえば、変調多値数がＭであれば、ビット軟判定値に１／Ｍを乗算する。これにより、ビット軟判定値に含まれる１ビットあたりの雑音電力が変調方式間で等しくなるため、異なった変調方式で再送が行われた場合であっても、適切にビット軟判定値を合成できる。
【００４０】
つぎに、振幅補正部４３が、過去の受信信号のビット軟判定値の振幅を補正する。この振幅の補正では、予め過去の受信信号のビット軟判定値に対応する補正係数を記憶しておき（記憶されている過去の補正係数をＬ´とする）、この補正係数Ｌ´を読み出した過去の受信信号のビット軟判定値に対して乗算する。
【００４１】
つぎに、加算部４４が、新たな受信信号のビット軟判定値と過去の受信信号のビット軟判定値とを加算する。最後に、振幅正規化部４５が、加算後のビット軟判定値を正規化する。この正規化処理では、たとえば、ＬとＬ´の値の大きな方をＰとし、加算後のビット軟判定値をＰで除算する。そして、このＰを過去の補正係数Ｌ´として記憶する。
【００４２】
このように、ビット軟判定値合成部６では、新たな受信信号のビット軟判定値と過去の受信信号のビット軟判定値とを合成する際に、振幅を補正することにより、フェージングやシャドウイング等のレベル変動を考慮した最適な合成を実現できる。また、合成後には振幅正規化部４５にて正規化処理を行うことにより、ビット軟判定値のレベル変動が再び小さく抑えられることになり、量子化した際の必要ビット数を削減できる。したがって、軟判定値バッファ７のサイズを小さく抑えることができる。なお、加算部４４では、制御情報に含まれる初送／再送情報が再送を示している場合に加算処理を行い、初送／再送情報が初送を示している場合については、新たな受信信号のビット軟判定値を保持した状態で出力する。また、このとき、振幅正規化部４５では、Ｐ＝Ｌとして処理を行う。このように、再送時にビット軟判定値を合成することにより、時間ダイバーシチの効果が得られ、再送時における誤り訂正効果を向上させることができる。
【００４３】
ビット軟判定値合成部６によりビット軟判定値を合成後（再送時）、デパンクチャ処理部８では、合成後のビット軟判定値に対してデパンクチャ処理を行う。このデパンクチャ処理では、図２に示す送信機のパンクチャ処理部２３にて間引かれたビットに対して、ビット軟判定値を０として挿入する。
【００４４】
復号部９では、デパンクチャ処理後のビット軟判定値に対して誤り訂正復号を行い、硬判定値データを出力する。誤り訂正復号は、図２に示す送信機の符号化部２２の誤り訂正符号化に対応した復号方法を用いる。たとえば、畳み込み符号で符号化されている場合はビタビ復号を行う。また、ターボ符号で符号化されている場合はターボ復号を行う。
【００４５】
ＣＲＣ検出部１０では、誤り訂正復号後の硬判定値データに誤りが有るか無いかを判別する。たとえば、誤りが無い場合は、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報としてＡＣＫを出力する。一方、誤りが有る場合は、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報としてＮＡＣＫを出力する。このＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報は、送信機への帰還情報として送信される。なお、ビット軟判定値合成部６では、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報がＮＡＣＫであれば、送信機側からパケットが再送されるため、軟判定値バッファ７に合成後のビット軟判定値を保存する。一方、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報がＡＣＫであれば、そのときのビット軟判定値を保存しない。
【００４６】
つづいて、パケットの送受信タイミングおよびパケット再送制御方法について説明する。図５は、パケットの送受信タイミングおよびパケット再送制御方法を示す図である。
【００４７】
パケットを伝送する一つのチャネルは、Ｎ個に時分割される。図５は、Ｎ＝４の場合の例を示しており、時分割された４個のチャネルを＃１，＃２，＃３，＃４と表している。そして、送信機では、チャネル＃１，チャネル＃２，チャネル＃３，チャネル＃４の順で、パケットをチャネルに載せて送信する。
【００４８】
一方、パケット再送制御に関しては、時分割されたチャネル毎に独立して行われる。たとえば、受信機がチャネル＃２に載せられて受信したパケットの誤りを検出した場合、送信機は、再送パケットを次のチャネル＃２に載せて再送する。具体的にいうと、送信するパケットの番号を順に１，２，３，４，５，６，７，８，…とすると、まず、送信機は、パケット「１」をチャネル＃１に載せて送信する。伝送路遅延が付加された状態でパケット「１」を受信した受信機は、そのパケットに誤りがなければ、受信成功（ＯＫ）を示すＡＣＫを送信機に通知する。このＡＣＫを受け取った送信機は、つぎのチャネル＃１に新たなパケット「５」を載せて送信する。
【００４９】
また、パケット「１」をチャネル＃１に載せて送信後、送信機は、つぎのパケット「２」をチャネル＃２に載せて送信する。パケット「２」を受信した受信機は、そのパケットに誤りが有った場合、受信失敗（ＮＧ）を示すＮＡＣＫを送信機に通知する。そして、このＮＡＣＫを受け取った送信機は、次のチャネル＃２に再度パケット「２」を載せて再送する。
【００５０】
このパケット再送制御は、ＮチャネルStop-and-Wait方式と呼ばれ、送受信間の遅延を考慮した再送制御である。
【００５１】
ここで、上記パケット再送制御と適応変調／符号化を組み合わせたシステムを想定する。適応変調／符号化は、伝搬環境に応じて変調方式や符号化率を制御する方式である。この適応変調／符号化とパケット再送制御とを組み合わせた場合、このシステムでは、前回の送信とは異なった変調方式で再送が行われることが考えられる。すなわち、図５に示すように、最初の４つのパケットがＱＰＳＫ変調で送信され、その後のパケットが１６ＱＡＭ変調で送信されている場合、パケット「２」に関しては、初送がＱＰＳＫ変調で送信され、再送が１６ＱＡＭ変調で送信されることになる。
【００５２】
以降、上記パケット再送制御と適応変調／符号化を組み合わせたシステムにおける、本実施の形態の受信機の動作について説明する。図６は、送信機における符号化則と受信機における軟判定値合成方法を示す図である。パケット再送制御における符号化則と軟判定値合成方法には、幾つかの種類があるが、ここでは、タイプ１とタイプ２と呼ばれるものについて説明する。
【００５３】
まず、タイプ１を用いる場合、送信機では、送信データに対して符号化率Ｒの符号化を行う。符号化率Ｒは、特定のビットに対してパンクチャ処理を行い、符号化後のビット数を調整することで実現する。タイプ１では、初送時も再送時も常に同じパンクチャの規則に基づき、符号化率Ｒで符号化を行う。そして、本実施の形態の受信機では、再送が行われる毎にビット軟判定値を合成し、その後、誤り訂正復号を行う。
【００５４】
一方、タイプ２を用いる場合、送信機では、まず、送信データに対して符号化率Ｒ´で符号化を行う（パンクチャ処理を行わない）。つぎに、特定のビットに対してパンクチャ処理を行うことで、符号化率をＲとする。ただし、タイプ２では、送信回数に応じてパンクチャの規則を変える。たとえば、送信回数が奇数番目の場合には、白の四角で示しているビットを送信し、送信回数が偶数番目の場合には、残りの斜線の四角で示しているビットを送信する。そして、本実施の形態の受信機では、再送が行われるたびに、同一のビットに対応した軟判定値をビット毎に合成し、異なったビットに対応した軟判定値に対しては合成を行わずに、その後、誤り訂正復号を行う。
【００５５】
本実施の形態の受信機では、再送回数毎に異なったビットが送信されるタイプ２に対応するため、軟判定値の合成をビット単位で行うこととした。これにより、タイプ１では、受信機が軟判定値をビット単位に合成するため、時間ダイバーシチの効果を得ることができる。また、タイプ２では、符号化利得を得ることができる。
【００５６】
さらに、図６の下部には、異なった変調方式で再送が行われる場合を示している。この場合、初送は、符号化率Ｒで符号化を行い、ＱＰＳＫ変調によるパケットを送信する。また、再送では、初送の１／２の符号化率Ｒ´＝Ｒ／２で符号化を行い、１６ＱＡＭ変調によるパケットを送信する。そして、本実施の形態の受信機では、再送が行われるたびに、変調方式に対応したビット軟判定値を生成し、同一のビットに対応したビット軟判定値を合成し、異なったビットに対応したビット軟判定値に対しては合成を行わずに、その後、誤り訂正復号を行う。このように、本実施の形態の受信機では、異なる変調方式で再送を行う場合であっても、同一のビットについては軟判定値を合成する。
【００５７】
すなわち、本実施の形態の受信機は、再送が行われるたびにビット軟判定値を生成してビット毎に軟判定値を合成するため、上記タイプ２の再送方式や適応変調／符号化を行うシステム、および上記パケット再送制御と適応変調／符号化を組み合わせたシステムにおいても適用可能である。
【００５８】
以上のように、本実施の形態においては、再送が行われるたびに、変調方式に応じたビット軟判定値を生成し、さらに、変調方式に応じた振幅補正を行って１ビットあたりの雑音電力を等しくし、同一のビットに対応したビット軟判定値を合成する構成とした。これにより、最適なビット軟判定値の合成を実現できる。
【００５９】
また、実施の形態１においては、ビット軟判定値の正規化処理を行うため、ビット軟判定値のレベル変動が小さく抑えられる。これにより、実際の装置化においてビット軟判定値を量子化する場合のビット数を大幅に削減することができ、パケット合成に必要な軟判定値バッファのサイズを小さく抑えることができる。一方、ビット軟判定値の合成を行う場合には、正規化処理とは逆に、ビット軟判定値の振幅補正を行うため、フェージングやシャドウイングなどのレベル変動を考慮した合成を実現でき、時間ダイバーシチの効果を享受できる。
【００６０】
実施の形態２．
図７は、実施の形態２のビット軟判定値合成部６の内部構成例を示す図であり、このビット軟判定値合成部６は、先に説明した係数計算部４１，振幅補正部４２，４３，振幅正規化部４５の代わりに、シフト量計算部５１とビットシフト部５２，５３，５４を備える構成とした。なお、先に説明した実施の形態１（図１〜図４）と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１と異なる動作についてのみ説明する。
【００６１】
シフト量計算部５１では、ビット軟判定値生成部４から出力される正規化基準値を用いてビットシフト量を計算する。たとえば、正規化基準値Ｌに対してビットシフト量をＶ＝ｉｎｔ（ｌｏｇ₂（Ｌ／Ａ））として出力する。なお、Ａは定数を表し、ｉｎｔ（・）は小数点以下を切り捨てて整数化する関数を表す。また、ビットシフト量Ｖが正の値であれば左ビットシフトを行い、負の値であれば右ビットシフトを行う。
【００６２】
ビットシフト部５２では、上記ビットシフト量Ｖに基づいて、レート処理部５が出力するビット軟判定値をビットシフトする。これにより、振幅補正が行われ、ビット軟判定値は、フェージングやシャドウイングによるレベル変動を含んだ値となる。さらに、制御情報に含まれる変調方式情報により、変調方式に応じた振幅補正を行う。たとえば、変調多値数がＭであれば、ビット軟判定値をｉｎｔ（ｌｏｇ₂Ｍ）だけ右ビットシフトして振幅補正を行う。これにより、ビット軟判定値に含まれる１ビットあたりの雑音電力が変調方式間でほぼ等しくなるため、異なった変調方式で再送が行われた場合であっても、適切なビット軟判定値の合成を実現できる。
【００６３】
ビットシフト部５３では、過去の受信信号のビット軟判定値に対してビットシフトを行う。ここでのビットシフトは、予め過去の受信信号のビット軟判定値に対応する過去のビットシフト量を記憶しておき、このビットシフト量Ｖ´を用いて行う。加算部４４では、実施の形態１と同様に、新たな受信信号のビット軟判定値と過去の受信信号のビット軟判定値とを加算する。
【００６４】
ビットシフト部５４では、加算後のビット軟判定値の正規化処理をビットシフトにより行う。この正規化処理は、たとえば、ＶとＶ´の大きな値の方をＷとし、加算後のビット軟判定値をＷだけビットシフトする。ここでは、値が正であれば右ビットシフトを行い、負であれば左ビットシフトを行う。また、このときのＷを過去のビットシフト量Ｖ´として記憶する。
【００６５】
以上のように、本実施の形態によれば、ビット軟判定値の正規化処理を行うため、ビット軟判定値のレベル変動が小さく抑えられる。これにより、実際の装置化においてビット軟判定値を量子化するビット数を大幅に削減することができ、パケット合成に必要な軟判定値バッファのサイズを小さく抑えることができる。さらに、ビット軟判定値の合成を行う際に、ビットシフトによりビット軟判定値の振幅補正を行うため、簡単な処理でフェージングやシャドウイングなどのレベル変動を考慮した合成を実現できる。
【００６６】
実施の形態３．
図８は、本発明にかかる受信機の実施の形態３の構成を示す図である。本実施の形態の受信機は、異なった変調方式で変調された２つの変調信号を復調する（シンボル軟判定値を生成する）復調部３Ａ，３Ｂと、各復調部が出力するシンボル軟判定値を用いて変調方式に応じたビット軟判定値を生成するビット軟判定値生成部４Ａ，４Ｂと、各ビット軟判定値生成部が出力するビット軟判定値のレート変換を行うレート処理部５Ａ，５Ｂと、レート処理部５Ａが出力するビット軟判定値とレート処理部５Ｂが出力するビット軟判定値とを合成するビット軟判定値合成部６ａと、を備える構成とした。なお、先に説明した実施の形態１または２と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。
【００６７】
また、図９は、上記受信機にパケットを送信する送信機の構成を示す図である。これらの送信機６１Ａおよび６１Ｂは、復号後の硬判定値データに誤りが有るか無いかを判別するための冗長ビット（ＣＲＣビット）を送信データに付加するＣＲＣ付加部２１Ａ，２１Ｂと、ＣＲＣビットが付加されたデータ系列に対して誤り訂正符号化を行う符号化部２２Ａ，２２Ｂと、符号化後のデータ系列のレートを変換するレート処理部２６Ａ，２６Ｂと、レート変換後のデータ系列をディジタル変調する変調部２７Ａ，２７Ｂと、変調後の信号に対して所定の周波数変換を行うＲＦ部２８Ａ，２８Ｂと、周波数変換後の信号を送信するためのアンテナ２９Ａ，２９Ｂから構成され、各送信機が、同一の送信データを異なった変調方式で変調して送信する。
【００６８】
ここで、上記図８および図９を用いて、実施の形態３の受信機の動作を説明する。なお、上記各送信機については、基本的に先に説明した図２の構成と同様であるため、ここでは送信機６１Ａを用いてその動作を簡単に説明する。
【００６９】
ＣＲＣ付加部２１Ａでは、送信データにＣＲＣビットを付加する。符号化部２２Ａでは、ＣＲＣビットを付加したデータ系列に対して誤り訂正符号化を行う。レート処理部２６Ａでは、誤り訂正符号化後のデータ系列に対して、物理チャネルの伝送レートに合わせるためのレート変換を行う。変調部２７Ａでは、レート変換後のデータ系列に対してディジタル変調を行う。ＲＦ部２８Ａでは、変調後の信号を所定の周波数に変換し、変換後の信号をアンテナ２９Ａから送信する。なお、送信機６１Ｂでは、送信機６１Ａとは異なった変調方式でディジタル変調を行う。
【００７０】
一方、本実施の形態の受信機では、ＲＦ部２が、アンテナ１を介して受信した信号を所定の周波数に変換し、ベースバンド信号を生成する。このベースバンド信号は、復調部３Ａと復調部３Ｂに送られ、たとえば、復調部３Ａが送信機６１Ａからの信号を抽出し、復調部３Ｂが送信機６１Ｂからの信号を抽出する。各送信機（６１Ａ，６１Ｂ）が通信方式としてＣＤＭＡ方式を採用し、各送信機からの送信信号がそれぞれ異なる拡散符号で拡散されている場合は、同一の拡散符号で逆拡散を行うことにより、送信機６１Ａからの信号と送信機６１Ｂからの信号とを分離できる。
【００７１】
復調部３Ａでは、送信機６１Ａに対応した拡散符号でベースバンド信号を逆拡散することにより送信機６１Ａからの変調信号を抽出し、当該変調信号を変調方式に応じて復調してシンボル毎の軟判定値を出力する。また、復調部３Ｂでは、送信機６１Ｂに対応した拡散符号でベースバンド信号を逆拡散することにより送信機６１Ｂからの変調信号を抽出し、当該変調信号を変調方式に応じて復調してシンボル毎の軟判定値を出力する。なお、復調処理は変調方式に応じて行われる。また、出力される軟判定値は、ＰＳＫ変調やＱＡＭ変調などのマッピング後の同相成分および直交成分を表す値である。
【００７２】
ビット軟判定値生成部４Ａでは、先に説明したビット軟判定値生成部４と同様の処理（式（１），式（２）参照）で、復調部３Ａが出力するシンボル軟判定値を用いて、送信機６１Ａの変調方式に応じたビット軟判定値を生成する。また、ビット軟判定値生成部４Ｂでも、上記と同様の処理（式（１），式（２）参照）で、復調部３Ｂが出力するシンボル軟判定値を用いて、送信機６１Ｂの変調方式に応じたビット軟判定値を生成する。なお、実施の形態１と同様に、ビット軟判定値のレベル変動を小さくするための処理（正規化処理）を行うこととしてもよい。
【００７３】
レート処理部５Ａ，５Ｂでは、先に説明したレート処理部５と同様の処理で、対応するビット軟判定値生成部から出力されたビット軟判定値のレートを変換する。
【００７４】
ビット軟判定値合成部６ａでは、先に説明したビット軟判定値合成部６と同様の処理で、レート処理部５Ａが出力するビット軟判定値とレート処理部５Ｂが出力するビット軟判定値とを合成する。具体的に言うと、たとえば、図４に示す係数計算部４１と振幅補正部４２が変調方式毎に備えられ、それらの出力を加算部４４が合成する。また、ビット軟判定値の合成においては、図４と同様に、変調方式に応じた振幅補正を行う。たとえば、変調多値数がＭであれば、ビット軟判定値に１／Ｍを乗算して振幅補正を行う。これにより、ビット軟判定値に含まれる１ビットあたりの雑音電力が変調方式間で等しくなるため、異なった変調方式で同一データが送信された場合であっても、適切なビット軟判定値の合成を実現できる。
【００７５】
このように、本実施の形態においては、受信機が、異なる変調方式で変調された２つの変調信号（送信データは同一）を所定の処理で分離後、各変調方式に応じたビット軟判定値を個別に生成し、当該ビット軟判定値を合成する構成とした。これにより、空間ダイバーシチの効果が得られ、誤り訂正効果を大幅に向上させることができる。なお、本実施の形態においては、変調信号が符号分割多重されている場合について説明したが、これに限らず、変調信号を分離できる構成であれば、たとえば、空間分割多重，時分割多重，または周波数分割多重されている場合においても適用可能である。
【００７６】
また、本実施の形態においては、上記のように各変調方式間でビット軟判定値を合成する場合に、変調方式に応じた振幅補正を行い、１ビットあたりの雑音電力を等しくしているため、最適なビット軟判定値の合成を実現できる。
【００７７】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、再送が行われるたびに、変調方式に応じたビット軟判定値を生成し、さらに、同一のビットに対応したビット軟判定値を適切なレベルで合成する構成とした。これにより、高度な再送方式や適応変調／符号化に対応したシステムに適用した場合であっても、最適なパケット合成を実現できる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかる受信機の実施の形態１の構成を示す図である。
【図２】実施の形態１の受信機にパケットを送信する一般的な送信機の構成を示す図である。
【図３】ビット軟判定値生成部の内部構成を示す図である。
【図４】実施の形態１のビット軟判定値合成部の内部構成を示す図である。
【図５】パケットの送受信タイミングおよびパケット再送制御方法を示す図である。
【図６】送信機における符号化則と受信機における軟判定値合成方法を示す図である。
【図７】実施の形態２のビット軟判定値合成部の内部構成を示す図である。
【図８】本発明にかかる受信機の実施の形態３の構成を示す図である。
【図９】実施の形態３の受信機にパケットを送信する送信機の構成を示す図である。
【符号の説明】
１アンテナ、２ＲＦ部、３，３Ａ，３Ｂ復調部、４，４Ａ，４Ｂビット軟判定値生成部、５，５Ａ，５Ｂレート処理部、６，６ａビット軟判定値合成部、７軟判定値バッファ、８デパンクチャ処理部、９復号部、１０ＣＲＣ検出部、２１，２１Ａ，２１ＢＣＲＣ付加部、２２，２２Ａ，２２Ｂ符号化部、２３パンクチャ処理部、２４バッファ、２５選択部、２６，２６Ａ，２６Ｂレート処理部、２７，２７Ａ，２７Ｂ変調部、２８，２８Ａ，２８ＢＲＦ部、２９，２９Ａ，２９Ｂアンテナ、３１ビット軟判定値計算部、３２振幅正規化部、４１係数計算部、４２，４３振幅補正部、４４加算部、４５振幅正規化部、５１シフト量計算部、５２，５３，５４ビットシフト部、６１Ａ，６１Ｂ送信機。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a receiver used in wireless communication, and more particularly to a receiver that performs packet combining in a wireless communication system that performs packet retransmission control.
[0002]
[Prior art]
Hereinafter, a conventional receiver will be described. Here, the configuration and operation of a conventional receiver that performs packet synthesis will be briefly described (see Patent Document 1). A conventional receiver includes an antenna for receiving a signal, an RF unit that converts the received signal into a baseband signal, a demodulator that demodulates the baseband signal (outputs a symbol soft decision value), and a current symbol A symbol soft decision value combining unit that combines a soft decision value and a past symbol soft decision value, a soft decision value buffer that holds the past symbol soft decision value, and a modulation scheme using the combined symbol soft decision value A bit soft decision value generating unit that generates a soft decision value for each bit, a rate processing unit that performs rate conversion of the bit soft decision value, and error correction on the bit soft decision value after the rate conversion (hard The decoding unit is configured to output determination value data, and the CRC detection unit is configured to determine whether or not there is an error in the hard determination value data (output ACK / NACK information). The ACK / NACK information is transmitted as feedback information from the receiver to the transmitter, and is used for packet retransmission control at the transmitter.
[0003]
When the conventional receiver configured as described above receives a retransmission packet from the transmitter, the hybrid ARQ (Automatic Repeat Request) system is realized by combining the error packet stored in advance and the retransmission packet. To do.
[0004]
Next, the operation of a conventional receiver that performs packet combining will be described in detail. First, the RF unit performs a predetermined frequency conversion on a signal received via an antenna to generate a baseband signal. Next, the demodulator demodulates the baseband signal and outputs a soft decision value for each symbol. This demodulation process is performed by a method according to a modulation scheme (PSK (Phase Shift Keying), QAM (Quadrature Amplitude Modulation), OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex), or CDMA (Code Division Multiple Access)). The soft decision value output here is a soft decision value for each symbol (symbol soft decision value).
[0005]
The demodulator demodulates the control channel included in the received signal and outputs control information. The control channel is a channel different from the channel for the transmitter to transmit data, and as control information, for example, information indicating whether transmission data is initial transmission or retransmission (initial transmission / retransmission information) In addition, information indicating the modulation scheme (modulation scheme information) is included.
[0006]
Next, the symbol soft decision value combining unit controls the symbol soft decision value of the past received signal stored in the soft decision value buffer and the symbol soft decision value of the new received signal output from the demodulation unit. The information is synthesized based on the initial transmission / retransmission information included in the information. More specifically, for example, when the initial transmission / retransmission information indicates initial transmission, a new received signal is output in a state where the symbol soft decision value is held, and is not combined. On the other hand, when retransmission is indicated, a symbol soft decision value of a new received signal and a symbol soft decision value of a past received signal are combined.
[0007]
In addition, if the ACK / NACK information is NACK, the symbol soft decision value combining unit stores the symbol soft decision value after combining in the soft decision value buffer because the transmitter performs packet retransmission processing. deep. In addition, when ACK / NACK information is ACK, it does not preserve | save.
[0008]
Next, the bit soft decision value generation unit uses the combined symbol soft decision value to generate a bit soft decision value corresponding to the modulation scheme. Next, a rate processing unit converts the rate of the bit soft decision value. As the rate conversion method, puncture processing or repetition processing is used.
[0009]
Next, the decoding unit performs error correction on the bit soft decision value after the rate conversion, and outputs hard decision value data. As error correction, decoding processing corresponding to error correction coding processing in the transmitter is executed. For example, when it is encoded with a convolutional code, Viterbi decoding is performed. In addition, when it is encoded with a turbo code, turbo decoding is performed.
[0010]
Next, the CRC detection unit determines whether or not there is an error in the hard decision value data after error correction. For example, when there is no error, ACK is output as ACK / NACK information. On the other hand, when there is an error, NACK is output as ACK / NACK information. This ACK / NACK information is transmitted as feedback information to the transmitter.
[0011]
Next, the packet composition will be described. For example, the transmitter performs error correction coding with a coding rate R on transmission data. The coding rate R is realized by performing puncturing processing on the coded data and adjusting the number of bits. In either case of initial transmission or retransmission, encoding is always performed at a coding rate R based on the same puncturing rules (type 1 retransmission scheme). On the other hand, the receiver synthesizes a soft decision value corresponding to the encoded data sequence for each symbol or bit according to the number of retransmissions.
[0012]
[Patent Document 1]
JP 2002-171245 A
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
As a retransmission scheme, in addition to the type 1 retransmission scheme described above, retransmission can be performed according to different puncture rules depending on the number of retransmissions, and for example, the coding gain can be improved by lowering the coding rate at the time of retransmission. Retransmission scheme (type 2 retransmission scheme). However, the configuration of the conventional receiver that synthesizes the soft decision value for each symbol has a problem that it cannot cope with the “type 2 retransmission scheme” in which the bit mapped to the symbol differs for each retransmission.
[0014]
Also, in a system that supports adaptive modulation / coding that controls the modulation scheme and coding rate according to the propagation environment, retransmission may be performed using different modulation schemes, but a soft decision value for each symbol is synthesized. The conventional receiver has a problem that it cannot cope with such a system.
[0015]
In mobile communication, the level of a received signal varies greatly due to fading, shadowing, or the like. Therefore, there is a problem that the number of bits of the soft decision value necessary for synthesizing the soft decision value is increased, and the size of the soft decision value buffer is increased.
[0016]
The present invention has been made in view of the above, and provides a receiver capable of realizing optimum packet synthesis even when applied to a system that supports more advanced retransmission schemes and adaptive modulation / coding. The purpose is to obtain.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problems and achieve the object, the receiver according to the present invention combines the stored error packet and the retransmission packet by packet retransmission control, and a signal after the packet combination. Is used to generate a soft decision value (bit soft decision value) for each bit according to the modulation method using the soft decision value for each symbol after demodulation, and the bit soft decision value is set to the level. Bit soft decision value generating means for normalizing based on the output and outputting the bit soft decision value after normalization, and outputting the bit soft decision value corresponding to the received packet at the time of initial transmission, and corresponding to the retransmission packet at the time of retransmission The bit soft decision value and the bit soft decision value corresponding to the past error packet are combined, the combined bit soft decision value is output, and then an error is detected in the output bit soft decision value, Bit soft Bit soft decision value synthesis means for storing a constant value as a bit soft decision value corresponding to the error packet, and using the bit soft decision value output by the bit soft decision value synthesis means, the code used on the transmission side It is characterized by performing a decoding process corresponding to the conversion method.
[0018]
According to the present invention, each time retransmission is performed, a bit soft decision value corresponding to the modulation scheme is generated, and further, a bit soft decision value corresponding to the same bit is synthesized, thereby realizing optimum packet synthesis. To do.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of a receiver according to the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.
[0020]
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a first embodiment of a receiver according to the present invention. The receiver according to the present embodiment includes an antenna 1 for receiving a signal, an RF unit 2 that converts the received signal into a baseband signal, and a demodulator that demodulates the baseband signal (outputs a symbol soft decision value). 3, a bit soft decision value generation unit 4 that generates a bit soft decision value according to the modulation scheme using the symbol soft decision value, a rate processing unit 5 that performs rate conversion of the bit soft decision value, and a past bit soft decision value A soft decision value buffer 7 for holding a decision value, a bit soft decision value synthesis unit 6 for synthesizing the current bit soft decision value and a past bit soft decision value, and a depuncture process for the synthesized bit soft decision value A depuncture processing unit 8 that performs error correction, a decoding unit 9 that performs error correction on the bit soft decision value after depuncture processing (outputs hard decision value data), and determines whether or not there is an error in the hard decision value data (A K / NACK information and outputs the) composed of CRC detection unit 10. The ACK / NACK information is transmitted as feedback information from the receiver to the transmitter, and is used for packet retransmission control at the transmitter.
[0021]
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of a general transmitter that transmits a packet to the receiver according to the present embodiment. The transmitter includes a CRC adding unit 21 for adding redundant bits (CRC bits) for determining whether or not there is an error in the hard decision value data after decoding, and a data sequence to which CRC bits are added. An encoding unit 22 that performs error correction encoding, a puncture processing unit 23 that performs puncture processing on the encoded data sequence, a buffer 24 that holds past data sequences for packet retransmission, A selection unit 25 that selects either one of the current data series or the past data series based on ACK / NACK information that is feedback information from the receiver, and a rate processing unit that converts the rate of the selected data series 26, a modulation unit 27 that digitally modulates the data sequence after rate conversion, an RF unit 28 that performs predetermined frequency conversion on the modulated signal, and a frequency conversion And an antenna 29 for transmitting signals.
[0022]
Here, before explaining the operation of the receiver of the present embodiment, the operation of the general transmitter will be briefly explained.
[0023]
The CRC adding unit 21 adds a CRC bit to the transmission data included in the new transmission packet. The CRC bit is a redundant bit added to determine whether or not there is an error in the hard decision value data after decoding in the receiver, and an error detection code is usually used.
[0024]
The encoding unit 22 performs error correction encoding on the data series to which the CRC bits are added. By performing error correction coding at the transmitter and corresponding error correction decoding at the receiver, the bit error occurrence probability is greatly reduced as compared to before decoding. As an error correction coding method, for example, a convolutional code or a turbo code is used.
[0025]
The puncture processing unit 23 that has received the data series after error correction encoding performs puncture processing to match the size of the buffer 24. In the puncturing process, a process of thinning out specific bits from the data series after error correction coding is performed. If the size of the buffer 24 is larger than the size of the data sequence output from the encoding unit 22, puncture processing need not be performed.
[0026]
The buffer 24 stores past data series. The selection unit 25 selects either a new data sequence output from the puncture processing unit 23 or a past data sequence stored in the buffer 24 based on ACK / NACK information which is feedback information from the receiver. . For example, if the ACK / NACK information is ACK, the previously transmitted packet can be received without error by the receiver, so the new data series is selected. At this time, the new data series is stored in a buffer. On the other hand, if the ACK / NACK information is NACK, since the packet transmitted in the past has not been received by the receiver without error, the data series transmitted in the past is selected.
[0027]
The rate processing unit 26 that has received the selected data series performs rate conversion to match the transmission rate of the physical channel. As the rate conversion, for example, a puncturing process for thinning out a specific bit from a selected data series and a repetition process for repeating a specific bit are performed.
[0028]
The modulation unit 27 performs digital modulation on the selected data series. As digital modulation, for example, PSK (Phase Shift Keying) or QAM (Quadrature Amplitude Modulation) is used. Also, multicarrier modulation such as OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) or spread modulation such as CDMA (Code Division Multiple Access) may be used. The modulated signal is finally converted into a predetermined frequency by the RF unit 28 and transmitted from the antenna 29.
[0029]
Next, the operation of the receiver of this embodiment will be described in detail. The RF unit 2 performs a predetermined frequency conversion on the signal received via the antenna 1 to generate a baseband signal.
[0030]
The demodulator 3 demodulates the baseband signal and outputs a soft decision value for each symbol. This demodulation process is performed by a method according to the modulation scheme (PSK, QAM, OFDM, CDMA, etc.). The soft decision value output here is a soft decision value (symbol soft decision value) for each symbol, and is a value representing an in-phase component and a quadrature component after mapping such as PSK modulation and QAM modulation.
[0031]
Further, the demodulator 3 demodulates the control channel included in the received signal and outputs control information. The control channel is a channel different from the channel for the transmitter to transmit data, and as control information, for example, information indicating whether transmission data is initial transmission or retransmission (initial transmission / retransmission information) In addition, information indicating the modulation scheme (modulation scheme information) is included.
[0032]
The bit soft decision value generation unit 4 uses the symbol soft decision value output from the demodulation unit 3 to generate a bit soft decision value corresponding to the modulation scheme. FIG. 3 is a diagram illustrating an internal configuration example of the bit soft decision value generation unit 4. The bit soft decision value generation unit 4 includes a bit soft decision value calculation unit 31 and an amplitude normalization unit 32, and outputs a bit soft decision value and a normalized reference value.
[0033]
Here, the operation of the bit soft decision value generation unit 4 will be described. First, the bit soft decision value calculation unit 31 calculates a bit soft decision value based on the modulation method notified by the control information. For example, when QPSK modulation is used, a bit soft decision value is calculated according to equation (1).
S (1) = A_pX_i
S (2) = A_pX_q ... (1)
S (1) represents the bit soft decision value of the first bit in QPSK modulation, S (2) represents the bit soft decision value of the second bit in QPSK modulation, and X_iRepresents the in-phase component of the symbol soft decision value and X_qRepresents the orthogonal component of the symbol soft decision value and A_pRepresents the signal amplitude.
[0034]
When 16QAM modulation is used, the bit soft decision value is calculated by Equation (2).

S (1) to S (4) respectively represent bit soft decision values of the first to fourth bits in 16QAM modulation, and X_iRepresents the in-phase component of the symbol soft decision value and X_qRepresents the orthogonal component of the symbol soft decision value, 2A_qRepresents the minimum signal point distance of 16QAM modulation.
[0035]
Next, the amplitude normalization unit 32 normalizes the bit soft decision value output from the bit soft decision value calculation unit 31. This process is a process for reducing the fluctuation of the level of the bit soft decision value whose level has largely fluctuated due to fading or shadowing. As a specific example of normalization processing, first, an average value L (normalization reference value) of the amplitude of the bit soft decision value output by the bit soft decision value calculation unit 31 is calculated, and the bit soft decision value calculation unit 31 outputs By dividing the bit soft decision value to be divided by the normalization reference value L, the bit soft decision value after the normalization processing is output. The amplitude normalization unit 32 also outputs a normalization reference value L. Note that the normalization reference value L is not limited to the above, and other values representing the level of the received signal may be used. If the level variation of the bit soft decision value is suppressed to be small by this processing, the number of bits when the bit soft decision value is quantized in the apparatus can be reduced. Therefore, the size of the soft decision value buffer 7 can be kept small.
[0036]
After generating the bit soft decision value by the bit soft decision value generation unit 4, the rate processing unit 5 converts the rate of the bit soft decision value. Specifically, when the rate processing unit 26 of the transmitter shown in FIG. 2 is performing puncturing, a bit soft decision value corresponding to the thinned bits is inserted as 0. On the other hand, when the rate processing unit 26 is performing a repetition process, a bit soft decision value corresponding to the repeated bit is added.
[0037]
The bit soft decision value synthesis unit 6 controls the bit soft decision value of the new received signal output from the rate processing unit 5 and the bit soft decision value of the past received signal stored in the soft decision value buffer 7 as described above. The information is synthesized based on the initial transmission / retransmission information included in the information. FIG. 4 is a diagram illustrating an internal configuration example of the bit soft decision value synthesis unit 6 according to the first embodiment. The bit soft decision value synthesis unit 6 includes a coefficient calculation unit 41,

amplitude correction units

42 and 43, an addition unit 44, and an amplitude normalization unit 45.
[0038]
Here, the operation of the bit soft decision value synthesis unit 6 will be described. First, the coefficient calculation unit 41 calculates a correction coefficient using the normalized reference value output from the bit soft decision value generation unit 4. For example, the correction coefficient corresponding to the normalized reference value L is output as L.
[0039]
Next, the amplitude correction unit 42 multiplies the bit soft decision value output from the rate processing unit 5 by the correction coefficient L to correct the amplitude. Thereby, the bit soft decision value becomes a value including level fluctuation due to fading and shadowing. Further, the amplitude is corrected based on the modulation method information included in the control information. For example, if the modulation multilevel number is M, the bit soft decision value is multiplied by 1 / M. As a result, since the noise power per bit included in the bit soft decision value becomes equal between the modulation schemes, the bit soft decision value can be appropriately synthesized even when retransmission is performed using different modulation schemes. .
[0040]
Next, the amplitude correction unit 43 corrects the amplitude of the bit soft decision value of the past received signal. In this amplitude correction, a correction coefficient corresponding to the bit soft decision value of the past received signal is stored in advance (the stored past correction coefficient is L ′), and the correction coefficient L ′ is read out. The bit soft decision value of the past received signal is multiplied.
[0041]
Next, the adding unit 44 adds the bit soft decision value of the new received signal and the bit soft decision value of the past received signal. Finally, the amplitude normalization unit 45 normalizes the bit soft decision value after the addition. In this normalization process, for example, the larger value of L and L ′ is P, and the bit soft decision value after addition is divided by P. Then, this P is stored as a past correction coefficient L ′.
[0042]
Thus, the bit soft decision value combining unit 6 corrects the amplitude when combining the bit soft decision value of the new received signal and the bit soft decision value of the past received signal, thereby fading or shadowing. It is possible to realize an optimum composition taking into account level fluctuations. Also, by performing normalization processing in the amplitude normalization unit 45 after synthesis, the level fluctuation of the bit soft decision value can be suppressed again to be small, and the number of bits required for quantization can be reduced. Therefore, the size of the soft decision value buffer 7 can be kept small. The adder 44 performs addition processing when the initial transmission / retransmission information included in the control information indicates retransmission, and when the initial transmission / retransmission information indicates initial transmission, a new received signal is added. Is output with the bit soft decision value of At this time, the amplitude normalization unit 45 performs processing with P = L. In this way, by combining the bit soft decision values at the time of retransmission, the effect of time diversity can be obtained and the error correction effect at the time of retransmission can be improved.
[0043]
After the bit soft decision value combining unit 6 combines the bit soft decision values (at the time of retransmission), the depuncture processing unit 8 performs depuncture processing on the combined bit soft decision values. In this depuncture process, the bit soft decision value is inserted as 0 for the bits thinned out by the puncture processing unit 23 of the transmitter shown in FIG.
[0044]
The decoding unit 9 performs error correction decoding on the bit soft decision value after the depuncture process, and outputs hard decision value data. The error correction decoding uses a decoding method corresponding to the error correction encoding of the encoding unit 22 of the transmitter shown in FIG. For example, when it is encoded with a convolutional code, Viterbi decoding is performed. In addition, when it is encoded with a turbo code, turbo decoding is performed.
[0045]
The CRC detection unit 10 determines whether there is an error in the hard decision value data after error correction decoding. For example, if there is no error, ACK is output as ACK / NACK information. On the other hand, if there is an error, NACK is output as ACK / NACK information. This ACK / NACK information is transmitted as feedback information to the transmitter. The bit soft decision value combining unit 6 stores the combined bit soft decision value in the soft decision value buffer 7 because the packet is retransmitted from the transmitter side if the ACK / NACK information is NACK. On the other hand, if the ACK / NACK information is ACK, the bit soft decision value at that time is not stored.
[0046]
Next, packet transmission / reception timing and a packet retransmission control method will be described. FIG. 5 is a diagram illustrating a packet transmission / reception timing and a packet retransmission control method.
[0047]
One channel for transmitting a packet is time-divided into N channels. FIG. 5 shows an example when N = 4, and the four time-divided channels are represented as # 1, # 2, # 3, and # 4. Then, the transmitter transmits packets on the channel in the order of channel # 1, channel # 2, channel # 3, and channel # 4.
[0048]
On the other hand, packet retransmission control is performed independently for each time-divided channel. For example, when the receiver detects an error in a packet received on channel # 2, the transmitter retransmits the retransmission packet on the next channel # 2. More specifically, if the numbers of packets to be transmitted are 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8,... In order, the transmitter first places the packet “1” on channel # 1. Send. If there is no error in the packet, the receiver that has received the packet “1” with the transmission path delay added notifies the transmitter of ACK indicating successful reception (OK). Upon receiving this ACK, the transmitter transmits a new packet “5” on the next channel # 1.
[0049]
Further, after transmitting packet “1” on channel # 1, the transmitter transmits the next packet “2” on channel # 2. The receiver that has received the packet “2” notifies the transmitter of NACK indicating reception failure (NG) when there is an error in the packet. Then, the transmitter that has received this NACK retransmits the packet “2” again on the next channel # 2.
[0050]
This packet retransmission control is called an N-channel Stop-and-Wait scheme, and is retransmission control considering delay between transmission and reception.
[0051]
Here, a system in which the packet retransmission control and adaptive modulation / coding are combined is assumed. Adaptive modulation / coding is a method for controlling the modulation method and coding rate in accordance with the propagation environment. When this adaptive modulation / coding and packet retransmission control are combined, it is conceivable that in this system, retransmission is performed with a modulation scheme different from the previous transmission. That is, as shown in FIG. 5, when the first four packets are transmitted by QPSK modulation and the subsequent packets are transmitted by 16QAM modulation, the initial transmission is transmitted by QPSK modulation for packet “2”. The retransmission is transmitted with 16QAM modulation.
[0052]
Hereinafter, the operation of the receiver of the present embodiment in a system that combines the packet retransmission control and adaptive modulation / coding will be described. FIG. 6 is a diagram illustrating a coding rule in the transmitter and a soft decision value combining method in the receiver. There are several types of coding rules and soft decision value combining methods in packet retransmission control. Here, type 1 and type 2 will be described.
[0053]
First, when Type 1 is used, the transmitter encodes transmission data with a coding rate R. The coding rate R is realized by performing puncturing processing on specific bits and adjusting the number of bits after coding. In Type 1, encoding is always performed at the encoding rate R based on the same puncture rules at the time of initial transmission and retransmission. In the receiver according to the present embodiment, the bit soft decision value is synthesized every time retransmission is performed, and then error correction decoding is performed.
[0054]
On the other hand, when Type 2 is used, the transmitter first encodes the transmission data at the coding rate R ′ (no puncturing process is performed). Next, the coding rate is set to R by performing puncturing processing on specific bits. However, in Type 2, the puncture rules are changed according to the number of transmissions. For example, when the number of transmissions is an odd number, the bits indicated by white squares are transmitted, and when the number of transmissions is an even number, the bits indicated by the remaining hatched squares are transmitted. Then, in the receiver of this embodiment, every time retransmission is performed, soft decision values corresponding to the same bit are combined for each bit, and soft decision values corresponding to different bits are combined. After that, error correction decoding is performed.
[0055]
In the receiver according to the present embodiment, soft decision values are combined in units of bits in order to support Type 2 in which different bits are transmitted for each number of retransmissions. Thereby, in Type 1, since the receiver synthesizes the soft decision value in bit units, the effect of time diversity can be obtained. In type 2, a coding gain can be obtained.
[0056]
Furthermore, the lower part of FIG. 6 shows a case where retransmission is performed with different modulation schemes. In this case, the initial transmission is performed with a coding rate R and a packet by QPSK modulation is transmitted. In retransmission, encoding is performed at an encoding rate R ′ = R / 2 which is 1/2 of the initial transmission, and a packet by 16QAM modulation is transmitted. In the receiver of this embodiment, every time retransmission is performed, a bit soft decision value corresponding to the modulation scheme is generated, bit soft decision values corresponding to the same bit are synthesized, and different bits are supported. The bit soft decision value is not synthesized, and then error correction decoding is performed. As described above, in the receiver of this embodiment, soft decision values are synthesized for the same bits even when retransmission is performed using different modulation schemes.
[0057]
That is, the receiver according to the present embodiment generates the bit soft decision value every time retransmission is performed and synthesizes the soft decision value for each bit, so that the type 2 retransmission scheme and adaptive modulation / coding are performed. The present invention is also applicable to a system and a system that combines the packet retransmission control and adaptive modulation / coding.
[0058]
As described above, in this embodiment, every time retransmission is performed, a bit soft decision value corresponding to the modulation scheme is generated, and further, amplitude correction corresponding to the modulation scheme is performed to perform noise power per bit. And the bit soft decision values corresponding to the same bits are synthesized. As a result, an optimal bit soft decision value can be synthesized.
[0059]
In Embodiment 1, since the bit soft decision value normalization process is performed, the level fluctuation of the bit soft decision value can be suppressed small. As a result, the number of bits when quantizing the bit soft decision value in actual device implementation can be greatly reduced, and the size of the soft decision value buffer necessary for packet synthesis can be kept small. On the other hand, when combining bit soft decision values, the amplitude correction of bit soft decision values is performed contrary to normalization processing, so that it is possible to achieve synthesis that takes into account level fluctuations such as fading and shadowing. You can enjoy the effect of diversity.
[0060]
Embodiment 2. FIG.
FIG. 7 is a diagram illustrating an internal configuration example of the bit soft decision value synthesis unit 6 according to the second embodiment. The bit soft decision value synthesis unit 6 includes the coefficient calculation unit 41, the amplitude correction unit 42, and the like described above. 43, instead of the amplitude normalization unit 45, a shift amount calculation unit 51 and

bit shift units

52, 53, and 54 are provided. In addition, about the structure similar to Embodiment 1 (FIGS. 1-4) demonstrated previously, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted. Here, only operations different from those of the first embodiment will be described.
[0061]
The shift amount calculation unit 51 calculates the bit shift amount using the normalized reference value output from the bit soft decision value generation unit 4. For example, the bit shift amount with respect to the normalization reference value L is expressed as V = int (log₂(L / A)). A represents a constant, and int (·) represents a function that rounds off the decimal point to make it an integer. If the bit shift amount V is a positive value, the left bit shift is performed, and if the bit shift amount V is a negative value, the right bit shift is performed.
[0062]
The bit shift unit 52 bit-shifts the bit soft decision value output from the rate processing unit 5 based on the bit shift amount V. Thereby, amplitude correction is performed, and the bit soft decision value becomes a value including level fluctuation due to fading and shadowing. Further, amplitude correction corresponding to the modulation method is performed based on the modulation method information included in the control information. For example, if the modulation multilevel number is M, the bit soft decision value is set to int (log₂The amplitude is corrected by shifting the right bit by M). As a result, the noise power per bit included in the bit soft decision value becomes substantially equal between the modulation schemes. Therefore, even when retransmission is performed using different modulation schemes, an appropriate bit soft decision value synthesis is performed. Can be realized.
[0063]
The bit shift unit 53 performs bit shift on the bit soft decision value of the past received signal. The bit shift here is performed by storing the past bit shift amount corresponding to the bit soft decision value of the past received signal in advance and using this bit shift amount V ′. The adder 44 adds the bit soft decision value of the new received signal and the bit soft decision value of the past received signal as in the first embodiment.
[0064]
In the bit shift unit 54, normalization processing of the bit soft decision value after addition is performed by bit shift. In this normalization processing, for example, the larger value of V and V ′ is set to W, and the bit soft decision value after addition is bit-shifted by W. Here, if the value is positive, right bit shift is performed, and if the value is negative, left bit shift is performed. Further, W at this time is stored as a past bit shift amount V ′.
[0065]
As described above, according to the present embodiment, since the bit soft decision value normalization process is performed, the level fluctuation of the bit soft decision value can be suppressed small. As a result, the number of bits for quantizing the bit soft decision value in actual device implementation can be greatly reduced, and the size of the soft decision value buffer required for packet synthesis can be kept small. Further, since the amplitude of the bit soft decision value is corrected by bit shift when the bit soft decision value is synthesized, it is possible to realize the synthesis in consideration of level fluctuations such as fading and shadowing by a simple process.
[0066]
Embodiment 3 FIG.
FIG. 8 is a diagram illustrating the configuration of the third embodiment of the receiver according to the present invention. The receiver of the present embodiment demodulates two modulated signals modulated by different modulation schemes (generates symbol soft decision values), and symbol soft decision values output by the respective demodulation units. Bit soft decision

value generation units

4A and 4B that generate bit soft decision values according to the modulation method using the above, and rate processing unit 5A that performs rate conversion of the bit soft decision values output by each bit soft decision value generation unit, 5B and a bit soft decision value combining unit 6a that combines the bit soft decision value output from the rate processing unit 5A and the bit soft decision value output from the rate processing unit 5B. In addition, about the structure similar to

Embodiment

1 or 2 demonstrated previously, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted.
[0067]
FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration of a transmitter that transmits a packet to the receiver. The

transmitters

61A and 61B include

CRC adding units

21A and 21B that add redundant bits (CRC bits) for determining whether or not there is an error in the hard decision value data after decoding, and CRC bits.

Encoding units

22A and 22B that perform error correction encoding on the data sequence to which the data is added,

rate processing units

26A and 26B that convert the rate of the encoded data sequence, and digitally convert the rate-converted

data sequence Modulators

27A and 27B that modulate,

RF units

28A and 28B that perform predetermined frequency conversion on the modulated signal, and

antennas

29A and 29B that transmit the frequency-converted signal, However, the same transmission data is modulated by different modulation schemes and transmitted.
[0068]
Here, the operation of the receiver according to the third embodiment will be described with reference to FIG. 8 and FIG. Note that each of the transmitters is basically the same as the configuration of FIG. 2 described above, and therefore the operation thereof will be briefly described here using the transmitter 61A.
[0069]
The CRC adding unit 21A adds a CRC bit to the transmission data. The encoding unit 22A performs error correction encoding on the data series to which the CRC bits are added. The rate processing unit 26A performs rate conversion for matching the transmission rate of the physical channel with respect to the data series after error correction coding. Modulator 27A performs digital modulation on the data series after rate conversion. The RF unit 28A converts the modulated signal into a predetermined frequency, and transmits the converted signal from the antenna 29A. The transmitter 61B performs digital modulation with a modulation scheme different from that of the transmitter 61A.
[0070]
On the other hand, in the receiver according to the present embodiment, the RF unit 2 converts a signal received via the antenna 1 into a predetermined frequency to generate a baseband signal. This baseband signal is sent to the demodulator 3A and demodulator 3B. For example, the demodulator 3A extracts a signal from the transmitter 61A, and the demodulator 3B extracts a signal from the transmitter 61B. When each transmitter (61A, 61B) adopts a CDMA system as a communication system and the transmission signal from each transmitter is spread with different spreading codes, by performing despreading with the same spreading code, The signal from the transmitter 61A and the signal from the transmitter 61B can be separated.
[0071]
The demodulator 3A extracts the modulation signal from the transmitter 61A by despreading the baseband signal with a spreading code corresponding to the transmitter 61A, demodulates the modulation signal according to the modulation method, and softens each symbol. The judgment value is output. Further, the demodulator 3B extracts a modulation signal from the transmitter 61B by despreading the baseband signal with a spreading code corresponding to the transmitter 61B, demodulates the modulation signal in accordance with the modulation method, and demodulates each symbol. The soft decision value of is output. The demodulation process is performed according to the modulation method. The output soft decision value is a value representing an in-phase component and a quadrature component after mapping such as PSK modulation and QAM modulation.
[0072]
The bit soft decision value generation unit 4A uses the symbol soft decision value output by the demodulation unit 3A in the same processing as the bit soft decision value generation unit 4 described above (see equations (1) and (2)). Thus, a bit soft decision value corresponding to the modulation scheme of the transmitter 61A is generated. The bit soft decision value generation unit 4B also uses the symbol soft decision value output from the demodulation unit 3B in the same processing (see Equations (1) and (2)) as described above, and modulates the modulation scheme of the transmitter 61B. A bit soft decision value corresponding to is generated. As in the first embodiment, a process (normalization process) for reducing the level fluctuation of the bit soft decision value may be performed.
[0073]
In the

rate processing units

5A and 5B, the rate of the bit soft decision value output from the corresponding bit soft decision value generation unit is converted by the same processing as the rate processing unit 5 described above.
[0074]
In the bit soft decision value combining unit 6a, the bit soft decision value output from the rate processing unit 5A and the bit soft decision value output from the rate processing unit 5B are processed in the same manner as the bit soft decision value combining unit 6 described above. Is synthesized. More specifically, for example, the coefficient calculation unit 41 and the amplitude correction unit 42 shown in FIG. 4 are provided for each modulation method, and the output unit synthesizes these outputs. Further, in the synthesis of the bit soft decision value, amplitude correction corresponding to the modulation method is performed as in FIG. For example, if the modulation multilevel number is M, the bit soft decision value is multiplied by 1 / M to perform amplitude correction. As a result, the noise power per bit included in the bit soft decision value becomes equal between the modulation schemes. Therefore, even when the same data is transmitted with different modulation schemes, the appropriate bit soft decision value is synthesized. Can be realized.
[0075]
As described above, in the present embodiment, the receiver separates two modulated signals (the transmission data is the same) modulated by different modulation schemes by a predetermined process, and then the bit soft decision value corresponding to each modulation scheme. Are individually generated, and the bit soft decision value is synthesized. Thereby, the effect of space diversity can be obtained and the error correction effect can be greatly improved. In the present embodiment, the case where the modulation signal is code division multiplexed has been described. However, the present invention is not limited to this, and any configuration can be used as long as the modulation signal can be separated, for example, space division multiplexing, time division multiplexing, or The present invention is also applicable when frequency division multiplexing is performed.
[0076]
Also, in the present embodiment, when bit soft decision values are synthesized between the modulation schemes as described above, amplitude correction is performed according to the modulation scheme, and the noise power per bit is made equal. Therefore, it is possible to realize synthesis of the optimum bit soft decision value.
[0077]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, each time retransmission is performed, a bit soft decision value corresponding to the modulation scheme is generated, and further, bit soft decision values corresponding to the same bit are synthesized at an appropriate level. It was set as the structure to do. As a result, even when applied to a system that supports advanced retransmission schemes and adaptive modulation / coding, there is an effect that optimum packet synthesis can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a first embodiment of a receiver according to the present invention.
2 is a diagram illustrating a configuration of a general transmitter that transmits a packet to the receiver according to Embodiment 1. FIG.
FIG. 3 is a diagram illustrating an internal configuration of a bit soft decision value generation unit.
4 is a diagram illustrating an internal configuration of a bit soft decision value synthesis unit according to Embodiment 1. FIG.
FIG. 5 is a diagram illustrating a packet transmission / reception timing and a packet retransmission control method.
FIG. 6 is a diagram illustrating a coding rule in a transmitter and a soft decision value combining method in a receiver.
7 is a diagram illustrating an internal configuration of a bit soft decision value synthesis unit according to Embodiment 2. FIG.
FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration of a third embodiment of a receiver according to the present invention;
9 is a diagram illustrating a configuration of a transmitter that transmits a packet to a receiver according to Embodiment 3. FIG.
[Explanation of symbols]
1 antenna, 2 RF unit, 3, 3A, 3B demodulation unit, 4, 4A, 4B bit soft decision value generation unit, 5, 5A, 5B rate processing unit, 6, 6a bit soft decision value synthesis unit, 7 soft decision value Buffer, 8 depuncture processing unit, 9 decoding unit, 10 CRC detection unit, 21, 21A, 21B CRC addition unit, 22, 22A, 22B encoding unit, 23 puncture processing unit, 24 buffer, 25 selection unit, 26, 26A, 26B rate processing unit, 27, 27A, 27B modulation unit, 28, 28A, 28B RF unit, 29, 29A, 29B antenna, 31-bit soft decision value calculation unit, 32 amplitude normalization unit, 41 coefficient calculation unit, 42, 43 Amplitude correction unit, 44 addition unit, 45 amplitude normalization unit, 51 shift amount calculation unit, 52, 53, 54 bit shift unit, 61A, 61B transmitter.

Claims

In the receiver that combines the stored error packet and the retransmission packet by packet retransmission control and decodes the signal after the packet combination,
Generates a soft decision value (bit soft decision value) for each bit according to the modulation method using the soft decision value for each symbol after demodulation, normalizes the bit soft decision value based on the level, and after normalization Bit soft decision value generation means for outputting a bit soft decision value of
The bit soft decision value corresponding to the received packet is output at the initial transmission, and the bit soft decision value corresponding to the retransmission packet and the bit soft decision value corresponding to the past error packet are combined at the time of retransmission, and the combined bit Bit soft decision value combining means for outputting a soft decision value and then storing the bit soft decision value as a bit soft decision value corresponding to the error packet when an error is detected in the output bit soft decision value; ,
With
The bit soft decision value synthesis means includes:
Correction coefficient calculation means for calculating a correction coefficient for generating a bit soft decision value including level fluctuation based on the information on the normalization;
First correction means for correcting the amplitude of the normalized bit soft decision value based on the correction coefficient;
Second correction means for correcting the amplitude of the bit soft decision value corresponding to the error packet based on a past correction coefficient stored in advance;
Combining means for combining the bit soft decision value corrected by the first correction means and the bit soft decision value corrected by the second correction means;
With
A receiver which performs decoding processing corresponding to the encoding method used on the transmission side, using the bit soft decision value after synthesis output from the synthesis means.

2. The receiver according to claim 1 , wherein the first correction unit further performs amplitude correction according to a modulation method so that noise power per bit becomes equal between the modulation methods.

The bit soft decision value synthesis means includes:
Bit soft decision value after the synthesis, normalized so that the level fluctuation is suppressed, receiver according to claim 1 or 2, characterized in that outputs bit soft decision value after normalization.

In the receiver that combines the stored error packet and the retransmission packet by packet retransmission control and decodes the signal after the packet combination,
Generates a soft decision value (bit soft decision value) for each bit according to the modulation method using the soft decision value for each symbol after demodulation, normalizes the bit soft decision value based on the level, and after normalization Bit soft decision value generation means for outputting a bit soft decision value of
The bit soft decision value corresponding to the received packet is output at the initial transmission, and the bit soft decision value corresponding to the retransmission packet and the bit soft decision value corresponding to the past error packet are combined at the time of retransmission, and the combined bit Bit soft decision value combining means for outputting a soft decision value and then storing the bit soft decision value as a bit soft decision value corresponding to the error packet when an error is detected in the output bit soft decision value; ,
With
The bit soft decision value synthesis means includes:
A shift amount calculation means for calculating a bit shift amount for generating a bit soft decision value including level fluctuations due to fading and shadowing based on the information on the normalization;
First bit shift means for bit-shifting the normalized bit soft decision value based on the bit shift amount;
Second bit shift means for bit shifting a bit soft decision value corresponding to the error packet based on a past bit shift amount stored in advance;
Combining means for combining the bit soft decision value shifted by the first bit shift means and the bit soft decision value shifted by the second bit shift means;
Equipped with a,
A receiver which performs decoding processing corresponding to the encoding method used on the transmission side, using the bit soft decision value after synthesis output from the synthesis means .

5. The receiver according to claim 4 , wherein the first bit shift means further performs bit shift according to a modulation method so that noise power per bit becomes equal between modulation methods.

The bit soft decision value synthesis means includes:
6. The reception according to claim 4 or 5 , wherein normalization for suppressing level fluctuation of the bit soft decision value after synthesis is performed by bit shift, and the bit soft decision value after normalization is output. Machine.

In a receiver that receives a signal in which a plurality of modulated signals are multiplexed when one or more transmitters modulate and transmit the same data using different modulation schemes,
Demodulating means for separating the multiplexed signal for each modulation method, individually demodulating the separated signal according to the modulation method, and outputting a soft decision value (symbol soft decision value) for each symbol;
A soft decision value (bit soft decision value) for each bit is generated for each modulation method using each symbol soft decision value after demodulation, and the bit soft decision value generated for each modulation method is normalized based on the level. Bit soft decision value generating means for outputting the normalized bit soft decision value;
Bit soft decision value synthesis means for synthesizing each bit soft decision value generated for each modulation method, and outputting the synthesized bit soft decision value;
With
The bit soft decision value synthesis means includes:
Correction coefficient calculation means for calculating a correction coefficient for generating a bit soft decision value including level fluctuation based on the information on the normalization;
Correction means for correcting the amplitude of the normalized bit soft decision value based on the correction coefficient;
For each modulation method,
further,
Combining means for combining the bit soft decision values after correction by each of the correction means;
With
With a bit soft decision value after synthesis to output the previous Kigo formed unit, receiver and performing the decoding process corresponding to the encoding scheme used on the transmission side.

The receiver according to claim 7 , wherein the correction unit further performs amplitude correction in accordance with a modulation scheme so that noise power per bit becomes equal between modulation schemes.

The bit soft decision value synthesis means includes:
The receiver according to claim 7 or 8 , wherein the combined bit soft decision value is normalized so that level fluctuation can be suppressed, and the normalized bit soft decision value is output.

10. The receiver according to claim 7, 8 or 9 , wherein the demodulating means separates the code division multiplexed signal.

10. The receiver according to claim 7, 8 or 9 , wherein the demodulating means separates the space division multiplexed signal.

10. The receiver according to claim 7, 8 or 9 , wherein the demodulating means separates the time-division multiplexed signal.

10. The receiver according to claim 7, 8 or 9 , wherein the demodulating means separates the frequency division multiplexed signal.