JP4066442B2 - Wireless transmission method and wireless transmission device - Google Patents
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Description
本発明は無線送信方法及び無線送信装置に関し、特に複数のアンテナを用いて変調信号を送信する場合に適用し得る。 The present invention relates to a wireless transmission method and a wireless transmission device , and is particularly applicable when a modulated signal is transmitted using a plurality of antennas.
従来、例えば非特許文献1に記載されているMIMO(MultiInput Multi Output)と呼ばれる伝送方法にように、複数アンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信し、受信側で各アンテナから同時に送信された変調信号を分離し復調することにより、伝送情報量を増やす方法が提案されている。
Conventionally, for example, as in a transmission method called MIMO (MultiInput Multi Output) described in
この方法を簡単に説明する。図36に示すように、2つのアンテナT1、T2からそれぞれ変調信号A、変調信号Bを同時に送信し、2つのアンテナR1、R2によって変調信号A、Bを受信する場合を考える。この場合、受信側では4つのチャネル変動h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)を推定する必要がある。 This method will be briefly described. As shown in FIG. 36, consider a case in which modulated signals A and B are simultaneously transmitted from two antennas T1 and T2, respectively, and modulated signals A and B are received by two antennas R1 and R2. In this case, it is necessary to estimate four channel fluctuations h11 (t), h12 (t), h21 (t), and h22 (t) on the receiving side.
そのため図37に示すように、変調信号A、Bの中にチャネル変動h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)を推定するためのパイロットシンボル(電波伝搬環境推定用シンボル)01、02、03、04を配置するようになっている。ここで同時に送信されるパイロットシンボル01、03ではCの既知信号を、パイロットシンボル02では−C*の既知信号を、パイロットシンボル04ではC*の既知信号を送る。因みに、*は共役複素数を示す。また各変調信号A、変調信号Bともにパイロットシンボル01、02、03、04以外はデータシンボルが配置される。
Therefore, as shown in FIG. 37, pilot symbols (for radio wave propagation environment estimation) for estimating channel fluctuations h11 (t), h12 (t), h21 (t), and h22 (t) in modulated signals A and B. Symbols) 01, 02, 03, 04 are arranged. The known signal here the
このように従来の複数アンテナからそれぞれ異なる変調信号を同時に送信する無線送信装置においては、各アンテナから送信する変調信号にパイロットシンボルを埋め込むことにより、伝搬路上で合成された変調信号を受信側で良好に分離し復調することができるようになっている。 In this way, in a conventional wireless transmission device that transmits different modulation signals from multiple antennas simultaneously, the modulation signal synthesized from the antenna is embedded on the modulation signal transmitted from each antenna so that the modulation signal synthesized on the propagation path is good on the receiving side. Can be separated and demodulated.
また従来、上述したような技術を基本としながら、電波伝搬環境等に応じて変調信号を送信するアンテナ数を変化させる方式が提案されている。これは、例えば送信側に4本のアンテナが設けられている場合、電波伝搬環境が良いときには4本のアンテナ全てを用いて4つの異なる変調信号を同時送信する一方、電波伝搬環境が悪いときには2本のアンテナのみを用いて2つの異なる変調信号を同時送信するものである。
しかしながら、電波伝搬環境等に応じて同時に送信する変調信号の数を変化させる方式では、送信アンテナ数(つまり送信変調信号数)の変化に応じて受信信号のレベルも変化するため、受信装置のアナログ・ディジタル変換器での量子化誤差が大きくなる場合がある。この量子化誤差は、チャネル推定の精度や情報データの誤り率にも大きな影響を及ぼすので、変調信号の受信品質が低下してしまう。 However, in the method of changing the number of modulation signals transmitted simultaneously according to the radio wave propagation environment and the like, the level of the reception signal also changes according to the change in the number of transmission antennas (that is, the number of transmission modulation signals). • The quantization error in the digital converter may become large. This quantization error greatly affects the accuracy of channel estimation and the error rate of the information data, so that the reception quality of the modulated signal is degraded.
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、伝搬環境等に応じて同時に送信する変調信号の数を変化させる方式において、パイロットシンボルやデータシンボルの量子化誤差を低減することにより、受信品質を向上させることができる無線送信方法を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above points, and in a method of changing the number of modulated signals to be transmitted simultaneously in accordance with a propagation environment or the like, the reception quality is reduced by reducing the quantization error of pilot symbols and data symbols. An object of the present invention is to provide a wireless transmission method capable of improving the performance.
かかる課題を解決するため本発明の無線送信方法は、変調信号を送信する無線送信方法であって、受信装置が前記変調信号の周波数オフセットを推定するための周波数オフセット推定信号、受信装置が前記変調信号のチャネル変動を推定するためのチャネル変動推定信号、及び受信装置が前記変調信号のゲインコントロールを行うための利得制御信号を含む送信フレームを形成し、前記送信フレームを送信する無線送信方法であり、前記送信フレームは、第1の利得制御信号と第2の利得制御信号とを有し、前記第1の利得制御信号は、前記周波数オフセット推定信号の前に配置され、前記第2の利得制御信号は、前記周波数オフセット推定信号の後であって、かつ、前記チャネル変動推定信号の前に配置されるようにする。 In order to solve such a problem, a wireless transmission method of the present invention is a wireless transmission method for transmitting a modulated signal, in which a receiving device estimates a frequency offset of the modulated signal, and a receiving device uses the modulated signal. A radio transmission method for forming a transmission frame including a channel fluctuation estimation signal for estimating a channel fluctuation of a signal and a gain control signal for a receiving apparatus to perform gain control of the modulation signal, and transmitting the transmission frame The transmission frame includes a first gain control signal and a second gain control signal, and the first gain control signal is arranged before the frequency offset estimation signal, and the second gain control signal The signal is arranged after the frequency offset estimation signal and before the channel fluctuation estimation signal .
本発明の無線送信装置は、変調信号を送信する無線送信装置であって、受信装置が前記変調信号の周波数オフセットを推定するための周波数オフセット推定信号、受信装置が前記変調信号のチャネル変動を推定するためのチャネル変動推定信号、及び受信装置が前記変調信号のゲインコントロールを行うための利得制御信号を含む送信フレームを形成し、前記送信フレームを送信する無線送信装置であり、前記送信フレームは、第1の利得制御信号と第2の利得制御信号とを有し、前記第1の利得制御信号は、前記周波数オフセット推定信号の前に配置され、前記第2の利得制御信号は、前記周波数オフセット推定信号の後であって、かつ、前記チャネル変動推定信号の前に配置されるようにする。The radio transmission apparatus according to the present invention is a radio transmission apparatus that transmits a modulated signal, wherein the reception apparatus estimates a frequency offset of the modulation signal, and the reception apparatus estimates channel fluctuation of the modulation signal. A channel variation estimation signal for performing a transmission frame including a gain control signal for the receiver to perform gain control of the modulation signal, and transmitting the transmission frame, wherein the transmission frame includes: A first gain control signal and a second gain control signal, wherein the first gain control signal is disposed before the frequency offset estimation signal, and the second gain control signal is the frequency offset It is arranged after the estimation signal and before the channel fluctuation estimation signal.
本発明の無線送信方法は、変調信号を送信する無線送信方法であって、受信装置が前記変調信号の周波数オフセットを推定するための周波数オフセット推定信号、受信装置が前記変調信号のチャネル変動を推定するためのチャネル変動推定信号、及び受信装置が前記変調信号のゲインコントロールを行うための利得制御信号を制御信号群として含む送信フレームを形成し、前記送信フレームを送信する無線送信方法であり、前記送信フレームは、前記制御信号群内に、第1の利得制御信号と第2の利得制御信号とを有し、前記第1の利得制御信号と前記第2の利得制御信号との間に前記周波数オフセット推定信号が配置されるようにする。The radio transmission method of the present invention is a radio transmission method for transmitting a modulated signal, wherein the receiver estimates a frequency offset of the modulated signal, and the receiver estimates the channel variation of the modulated signal. A wireless transmission method for forming a transmission frame including a channel fluctuation estimation signal for performing a gain control signal for a gain control of the modulation signal as a control signal group, and transmitting the transmission frame; The transmission frame includes a first gain control signal and a second gain control signal in the control signal group, and the frequency is between the first gain control signal and the second gain control signal. An offset estimation signal is arranged.
本発明の無線送信装置は、変調信号を送信する無線送信装置であって、受信装置が前記変調信号の周波数オフセットを推定するための周波数オフセット推定信号、受信装置が前記変調信号のチャネル変動を推定するためのチャネル変動推定信号、及び受信装置が前記変調信号のゲインコントロールを行うための利得制御信号を制御信号群として含む送信フレームを形成し、前記送信フレームを送信する無線送信装置であり、前記送信フレームは、前記制御信号群内に、第1の利得制御信号と第2の利得制御信号とを有し、前記第1の利得制御信号と前記第2の利得制御信号との間に前記周波数オフセット推定信号が配置されるようにする。The radio transmission apparatus according to the present invention is a radio transmission apparatus that transmits a modulated signal, wherein the reception apparatus estimates a frequency offset of the modulation signal, and the reception apparatus estimates channel fluctuation of the modulation signal. A radio transmission apparatus for forming a transmission frame including a channel fluctuation estimation signal for performing a gain control signal as a control signal group for a reception apparatus to perform gain control of the modulation signal, and transmitting the transmission frame; The transmission frame includes a first gain control signal and a second gain control signal in the control signal group, and the frequency is between the first gain control signal and the second gain control signal. An offset estimation signal is arranged.
本発明によれば、受信装置において復調のためのパイロットシンボル、データシンボルの量子化誤差が低減し、受信品質を向上させることができる。また、変調信号のゲインコントロールのための時間を長くとることができるため、電波伝搬路推定精度が向上し、データの受信品質を向上させることができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the quantization error of the pilot symbol for a demodulation and a data symbol can be reduced in a receiver, and reception quality can be improved. Moreover, since the time for gain control of the modulation signal can be increased, radio wave propagation path estimation accuracy can be improved, and data reception quality can be improved.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
本発明の骨子は、同時に送信する変調信号の数を変化させることのできる無線送信装置において、同時に変調信号を送信するアンテナ数(つまり変調信号数)に応じて、各アンテナから送信する変調信号の送信電力を変更することである。つまり、図1の基本構成図に示すように、無線送信装置10は、複数のアンテナT1〜Tnと、複数のアンテナT1〜Tnを用いて送信する変調信号(変調信号1〜変調信号n)の数を設定する変調信号数設定手段11と、送信変調信号数に応じて、変調信号(変調信号1〜変調信号n)の送信電力を変更する送信電力変更手段12とを有する。
The essence of the present invention is that, in a wireless transmission device that can change the number of modulation signals transmitted simultaneously, the number of modulation signals transmitted from each antenna according to the number of antennas transmitting modulation signals simultaneously (that is, the number of modulation signals). It is to change the transmission power. That is, as shown in the basic configuration diagram of FIG. 1, the
(実施の形態1)
本実施の形態の特徴は、同時に変調信号を送信するアンテナ数(つまり変調信号数)に応じて、変調信号に含まれるパイロットシンボルの送信電力を変更することである。これにより、受信装置におけるパイロットシンボルの量子化誤差を低減することができる。
(Embodiment 1)
A feature of the present embodiment is that the transmission power of pilot symbols included in a modulation signal is changed according to the number of antennas (that is, the number of modulation signals) that simultaneously transmit modulation signals. Thereby, the quantization error of the pilot symbol in the receiving apparatus can be reduced.
具体的には、同時送信する変調信号の数を変えると、受信側において、各変調信号に含まれるデータシンボルの合成電力(つまりダイナミックレンジ)が変化することになるので、この合成データシンボルのダイナミックレンジに合うようにパイロットシンボルの送信電力を変更する。実際には、送信変調信号数に応じて、データシンボルの送信電力とパイロットシンボルの送信電力の比が変化するように、パイロットシンボルを形成する際の信号点配置を変更する。 Specifically, if the number of modulated signals to be transmitted simultaneously is changed, the combined power (that is, dynamic range) of data symbols included in each modulated signal changes on the receiving side. The pilot symbol transmission power is changed to suit the range. Actually, the signal point arrangement when forming the pilot symbols is changed so that the ratio of the transmission power of the data symbols and the transmission power of the pilot symbols changes according to the number of transmission modulation signals.
(1)原理
先ず、本実施の形態の原理について説明する。
(1) Principle First, the principle of the present embodiment will be described.
図2に示すように、2つのアンテナT1、T2からそれぞれ変調信号A、変調信号Bを同時に送信し、2つのアンテナR1、R2によって変調信号A、Bが合成された信号を受信し、それらの信号を分離し復調する場合について説明する。 As shown in FIG. 2, the modulated signals A and B are simultaneously transmitted from the two antennas T1 and T2, respectively, and the signals obtained by combining the modulated signals A and B by the two antennas R1 and R2 are received. A case where a signal is separated and demodulated will be described.
この場合、受信側では4つのチャネル変動h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)[ここでtは時間を示す]を推定して各変調信号を復調する必要がある。そのため変調信号A、B中に、信号検出のためのシンボル、周波数オフセット推定、時間同期のための制御シンボル、送信方法情報シンボル、電波伝搬環境推定シンボル等のパイロットシンボルを設ける必要がある。 In this case, the receiving side needs to demodulate each modulation signal by estimating four channel fluctuations h11 (t), h12 (t), h21 (t), and h22 (t) [where t indicates time]. is there. Therefore, it is necessary to provide pilot symbols such as symbols for signal detection, frequency offset estimation, control symbols for time synchronization, transmission method information symbols, radio wave propagation environment estimation symbols, etc. in modulated signals A and B.
因みに、信号検出のためのシンボル、制御シンボル、電波伝搬環境シンボルなど、復調するのに必要とするシンボルを総称して、パイロットシンボル、ユニークワード、プリアンブルなどと呼ぶことができるが、実施の形態では、これらを全てパイロットシンボルと呼ぶ。なおチャネル変動h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)の推定は、電波伝搬環境シンボルを用いて行われる。 Incidentally, symbols necessary for demodulation, such as signal detection symbols, control symbols, and radio wave propagation environment symbols, can be collectively referred to as pilot symbols, unique words, preambles, etc. These are all called pilot symbols. The channel fluctuations h11 (t), h12 (t), h21 (t), and h22 (t) are estimated using radio wave propagation environment symbols.
図3に、変調信号A、変調信号Bのフレーム構成例を示す。図3では、一例として変調信号A、BをOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)信号としたときの時間−周波数軸におけるフレーム構成を示している。図3の中で、101は信号検出のためのシンボル、102は周波数オフセット推定、時間同期のための制御シンボル、103は送信方法情報シンボル、104は電波伝搬環境推定シンボル、105はデータシンボルである。 FIG. 3 shows a frame configuration example of the modulation signal A and the modulation signal B. FIG. 3 shows a frame configuration on the time-frequency axis when the modulation signals A and B are OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) signals as an example. In FIG. 3, 101 is a symbol for signal detection, 102 is a frequency offset estimation, control symbol for time synchronization, 103 is a transmission method information symbol, 104 is a radio wave propagation environment estimation symbol, and 105 is a data symbol. .
図4に、図3の各シンボルの同相I−直交Q平面における信号点配置を示す。図中、201は信号検出用シンボル101の信号点を示しており、(I,Q)=(2.0,0)または(−2.0,0)とする。202は、制御シンボル102、電波伝搬環境推定シンボル104の信号点を示しており、(I,Q)=(1.0,1.0)または(−1.0,−1.0)とする。203はデータシンボルがQPSK(Quadrature Phase Shift Keying)の場合の信号点を示しており、(I,Q)=(0.707,0.707)または(0.707,−0.707)または(−0.707,0.707)または(−0.707,−0.707)とする。
FIG. 4 shows signal point arrangement in the in-phase I-orthogonal Q plane of each symbol of FIG. In the figure, 201 indicates a signal point of the signal detection symbol 101, which is (I, Q) = (2.0, 0) or (−2.0, 0).
図5(a)、図5(b)は、図3のフレーム構成でなる変調信号A、変調信号BのI−Q平面における信号点位置を表に表したものである。ここで、図5の時間i+1(図3の制御シンボル102に相当)において、(a)、(b)で異なる系列を用いた理由を説明する。各送信アンテナで同一の系列を用いると、受信側で同相合成されたときにPAPR(Peak-to-Average Power Ratio:最大電力と平均電力の比)が大きくなり、受信装置に入力される信号のダイナミックレンジが不安定となる。よって、PAPRを小さくするように異なる系列を用いる。ここで、異なる系列の作り方は、図5に示した作り方に限ったものではなく、要はPAPRを小さくできればよい。時間i+3(図3の電波伝搬環境推定シンボル104に相当)についても同様の理由により、異なる系列を用いている。 FIGS. 5A and 5B show the signal point positions on the IQ plane of the modulation signal A and the modulation signal B having the frame configuration of FIG. 3 in a table. Here, the reason why different sequences are used in (a) and (b) at time i + 1 in FIG. 5 (corresponding to the control symbol 102 in FIG. 3) will be described. If the same sequence is used for each transmitting antenna, the PAPR (Peak-to-Average Power Ratio) increases when the signal is combined in phase on the receiving side, and the signal input to the receiver The dynamic range becomes unstable. Therefore, different sequences are used so as to reduce the PAPR. Here, the method of creating different sequences is not limited to the method of creating shown in FIG. For time i + 3 (corresponding to the radio wave propagation environment estimation symbol 104 in FIG. 3), a different series is used for the same reason.
次に、図6に示すように、4つのアンテナT1、T2、T3、T4からそれぞれ変調信号A、変調信号B、変調信号C、変調信号Dを同時に送信し、4つのアンテナR1、R2、R3、R4によって変調信号A、B、C、Dが合成された信号を受信し、これらの信号を分離し復調する場合について説明する。 Next, as shown in FIG. 6, the modulation signal A, the modulation signal B, the modulation signal C, and the modulation signal D are simultaneously transmitted from the four antennas T1, T2, T3, and T4, respectively, and the four antennas R1, R2, and R3 are transmitted. , R4, a signal obtained by synthesizing modulated signals A, B, C, and D will be described, and these signals will be separated and demodulated.
この場合、受信側では4×4=16個のチャネル変動h11(t)、h21(t)、h31(t)、h41(t)、………、h44(t)を推定して復調する必要がある。そのため上述した2本のアンテナの場合と同様に、変調信号A、B、C、Dに、信号検出のためのシンボル、周波数オフセット推定、時間同期のための制御シンボル、送信方法情報シンボル、電波伝搬環境推定シンボル等のパイロットシンボルを設ける必要がある。 In this case, 4 × 4 = 16 channel fluctuations h11 (t), h21 (t), h31 (t), h41 (t),..., H44 (t) need to be estimated and demodulated on the receiving side. There is. Therefore, as in the case of the two antennas described above, modulation signals A, B, C, and D include symbols for signal detection, frequency offset estimation, control symbols for time synchronization, transmission method information symbols, and radio wave propagation. It is necessary to provide pilot symbols such as environment estimation symbols.
図3との対応部分に同一符号を付して示す図7に、変調信号A、変調信号B、変調信号C、変調信号Dのフレーム構成を示す。 FIG. 7 in which the same reference numerals are assigned to the parts corresponding to those in FIG.
図8に、図7の各シンボルの同相I−直交Q平面における信号点配置を示す。図中、401は信号検出のためのシンボル101の信号点を示しており、(I,Q)=(4.0,0)または(−4.0,0)とする。402は、制御シンボル102、電波伝搬環境推定シンボル104の信号点を示しており、(I,Q)=(2.0,2.0)または(−2.0,−2.0)とする。203はデータシンボルがQPSKの場合の信号点を示しており、(I,Q)=(0.707,0.707)または(0.707,−0.707)または(−0.707,0.707)または(−0.707,−0.707)とする。
FIG. 8 shows signal point arrangement in the in-phase I-orthogonal Q plane of each symbol of FIG. In the figure, 401 indicates the signal point of the symbol 101 for signal detection, and (I, Q) = (4.0, 0) or (−4.0, 0).
図9(a)、図9(b)、図9(c)、図9(d)は、図7のフレーム構成でなる変調信号A、変調信号B、変調信号C、変調信号DのそれぞれのI−Q平面における信号点位置を表に表したものである。ここで、図9の時間i+1(図7の制御シンボル102に相当)において、(a)、(b)で異なる系列を用いた理由を説明する。各送信アンテナで同一の系列を用いると、受信側で同相合成されたときにPAPRが大きくなり、受信装置に入力される信号のダイナミックレンジが不安定となる。よって、PAPRを小さくするように異なる系列を用いる。ここで、異なる系列の作り方は、図9に示した作り方に限ったものではなく、要はPAPRを小さくできればよい。時間i+3(図7の電波伝搬環境推定シンボル104に相当)についても同様の理由により、異なる系列を用いている。 9 (a), 9 (b), 9 (c), and 9 (d) show the modulation signal A, the modulation signal B, the modulation signal C, and the modulation signal D in the frame configuration of FIG. The signal point positions in the IQ plane are shown in a table. Here, the reason why different sequences are used in (a) and (b) at time i + 1 in FIG. 9 (corresponding to the control symbol 102 in FIG. 7) will be described. When the same sequence is used for each transmission antenna, the PAPR becomes large when in-phase synthesis is performed on the receiving side, and the dynamic range of the signal input to the receiving apparatus becomes unstable. Therefore, different sequences are used so as to reduce the PAPR. Here, the method of creating the different series is not limited to the method of making shown in FIG. 9, but it is only necessary that the PAPR can be reduced. For time i + 3 (corresponding to the radio wave propagation environment estimation symbol 104 in FIG. 7), a different series is used for the same reason.
図10に、図2〜図5に示したように、2つのアンテナT1、T2からそれぞれ変調信号A、Bを送信したときの変調信号の時間軸における波形の一例を示す。図10(a)は変調信号A、Bのデータシンボルの波形を示している。図10(b)は変調信号Aと変調信号Bの合成信号の波形である。図10(c)と図10(d)は、図10(b)の合成信号にパイロットシンボルの変調信号が挿入されたときの波形である。 FIG. 10 shows an example of waveforms on the time axis of the modulated signals when the modulated signals A and B are transmitted from the two antennas T1 and T2, respectively, as shown in FIGS. FIG. 10A shows the data symbol waveforms of the modulation signals A and B. FIG. FIG. 10B shows the waveform of the combined signal of the modulation signal A and the modulation signal B. FIGS. 10C and 10D show waveforms when a pilot symbol modulation signal is inserted into the combined signal of FIG. 10B.
図11に、図6〜図9に示したように、4つのアンテナT1〜T4からそれぞれ変調信号A〜Dを送信したときの変調信号の時間軸における波形の一例を示す。図11(a)は変調信号A、B、C、Dのデータシンボルの波形を示している。図11(b)は変調信号A、B、C、Dの合成信号の波形である。図11(c)と図11(d)は、図11(b)の合成信号にパイロットシンボルの変調信号が挿入されたときの波形である。 FIG. 11 shows an example of waveforms on the time axis of the modulation signals when the modulation signals A to D are transmitted from the four antennas T1 to T4, respectively, as shown in FIGS. FIG. 11A shows waveforms of data symbols of the modulation signals A, B, C, and D. FIG. 11B shows the waveform of the combined signal of the modulation signals A, B, C, and D. FIG. 11C and FIG. 11D are waveforms when a pilot symbol modulation signal is inserted into the combined signal of FIG. 11B.
次に本実施の形態の無線送信方法の特徴と効果について順次説明する。 Next, features and effects of the wireless transmission method according to the present embodiment will be sequentially described.
先ず第1の特徴は、図4及び図8からも明らかなように、各パイロットシンボルの最大信号点振幅(信号点と原点との距離が最大となる振幅)をデータシンボルの変調信号の最大信号点振幅よりも大きくしたことである。これにより、データ復調の際に非常に重要となるパイロットシンボルを精度良く検出できるようになる。またこれにより受信装置におけるパイロットシンボルの受信レベルをデータシンボルの受信レベルに近づけることができるようになる。つまり、一般にデータシンボルは伝送データ量を稼ぐために、全てのアンテナから同時送信する場合がほとんどだが、パイロットシンボルは受信装置での検出精度を重要視するため、例えば送信するアンテナを切り換えながら1本のアンテナずつ送信する場合も多い。これを考慮すると、この実施の形態のようにパイロットシンボルの最大信号点振幅をデータシンボルの最大信号点振幅よりも大きくした方が、データシンボルとパイロットシンボルの受信レベルが近くなり、受信装置での量子化誤差を低減することができる。 First, as is apparent from FIGS. 4 and 8, the first feature is that the maximum signal point amplitude of each pilot symbol (the amplitude at which the distance between the signal point and the origin is maximum) is the maximum signal of the modulation signal of the data symbol. That is, it is larger than the point amplitude. This makes it possible to accurately detect pilot symbols that are very important in data demodulation. This also makes it possible to bring the reception level of pilot symbols in the receiving apparatus closer to the reception level of data symbols. In other words, data symbols are generally transmitted from all antennas at the same time in order to increase the amount of data to be transmitted. However, pilot symbols place importance on the detection accuracy at the receiving apparatus, so that, for example, one data symbol is switched while switching the transmitting antenna. In many cases, each antenna is transmitted. Considering this, the reception level of the data symbol and the pilot symbol becomes closer when the maximum signal point amplitude of the pilot symbol is made larger than the maximum signal point amplitude of the data symbol as in this embodiment. Quantization error can be reduced.
第2の特徴は、変調信号Aのみ送信されている(この実施の形態の場合には、信号検出用シンボル101のみ送信されている)時間iでの最大信号点振幅を、他の時間のパイロットシンボルの最大信号点振幅より大きくしたことである。これにより、変調信号Aのパイロットシンボルのみの受信レベルを、変調信号Aと変調信号Bが多重されているときのパイロットシンボルの受信レベルと同等にすることができる。つまり、本実施の形態では、パイロットシンボルの最大信号点振幅を、パイロットシンボルの多重数が少ないほど大きくするようにした。これにより、パイロットシンボルの受信レベルをほぼ同じにすることができるようになるので、受信装置でのパイロットシンボルの量子化誤差を低減することができる。つまり、上記第1の特徴はデータシンボルとパイロットシンボルとの受信レベルを同等とすることで量子化誤差を低減するのに対して、この第2の特徴はパイロットシンボルの受信レベルを同等とすることで量子化誤差を低減する。 The second feature is that only the modulation signal A is transmitted (in this embodiment, only the signal detection symbol 101 is transmitted). The maximum signal point amplitude at time i is the pilot at another time. That is, it is larger than the maximum signal point amplitude of the symbol. Thereby, the reception level of only the pilot symbol of modulated signal A can be made equal to the reception level of the pilot symbol when modulated signal A and modulated signal B are multiplexed. That is, in the present embodiment, the maximum signal point amplitude of pilot symbols is increased as the number of multiplexed pilot symbols is decreased. Thereby, since the reception level of the pilot symbol can be made substantially the same, the quantization error of the pilot symbol in the receiving apparatus can be reduced. In other words, the first feature reduces the quantization error by making the reception levels of the data symbol and the pilot symbol equal, whereas the second feature makes the reception level of the pilot symbol equivalent. To reduce the quantization error.
そして第3の特徴は、2つの送信アンテナT1、T2を用いて2つの変調信号A、Bを送信する場合のパイロットシンボルの最大信号点振幅よりも、4つの送信アンテナT1〜T4を用いて4つの変調信号A〜Dを送信する場合のパイロットシンボルの最大信号点振幅を大きくしたことである。これにより、データシンボルとパイロットシンボルの受信レベルを近づけることができるので、受信装置での量子化誤差を低減することができる。 The third feature is that four transmission antennas T1 to T4 are used and four pilot antennas T1 to T4 are used instead of the pilot signal maximum signal point amplitude when two modulation signals A and B are transmitted using two transmission antennas T1 and T2. That is, the maximum signal point amplitude of the pilot symbol in the case of transmitting two modulated signals A to D is increased. As a result, the reception levels of the data symbol and the pilot symbol can be made closer, so that the quantization error in the receiving apparatus can be reduced.
例えば、図4及び図8に示したように、信号検出用シンボル101(図3、図7)の最大信号点振幅は、送信アンテナ数が2で変調信号を2系統送信するときは(図4の信号点201)、2であるのに対し、送信アンテナ数4、変調信号を4系統送信するときは(図8の信号点401)、4である。同様に、周波数オフセット、同期のための制御シンボル102、電波伝搬環境推定シンボル104の信号点振幅は、送信アンテナ数2、変調信号を2系統送信するときは(図4の信号点202)、1.414であるのに対し、送信アンテナ数4、変調信号を4系統送信するときは(図8の信号点402)、2.828である。
For example, as shown in FIGS. 4 and 8, the maximum signal point amplitude of the signal detection symbol 101 (FIGS. 3 and 7) is 2 when the number of transmitting antennas is 2 and two modulated signals are transmitted (FIG. 4). The
ここで、2つのアンテナから変調信号を送信する場合にはデータシンボルの合成数は2であるが、4つのアンテナから変調信号を送信する場合にはデータシンボルの合成数は4である。これに対して、上述したように、パイロットシンボルは全てのアンテナから送信さるわけではないことを考慮すると(例えば1つのアンテナのみから送信されるとすると)、データシンボルの受信レベルとパイロットシンボルの受信レベルを同等とするためには、使用アンテナ数が多いほどパイロットシンボルの送信電力を大きくする必要がある。この点に着目して、本実施の形態では、使用アンテナ数(つまり送信する変調信号数)が多いほどパイロットシンボルの送信電力を大きくすることにより、データシンボルとパイロットシンボルの受信レベルを合わせて量子化誤差を低減するようになされている。 Here, when the modulation signal is transmitted from two antennas, the number of data symbols is two. However, when the modulation signal is transmitted from four antennas, the number of data symbols is four. On the other hand, as described above, considering that pilot symbols are not transmitted from all antennas (for example, transmitted from only one antenna), reception levels of data symbols and reception of pilot symbols are considered. In order to make the levels equal, it is necessary to increase the transmission power of pilot symbols as the number of antennas used increases. Focusing on this point, in the present embodiment, the larger the number of antennas used (that is, the number of modulated signals to be transmitted) is, the larger the pilot symbol transmission power is set, so that the reception levels of the data symbols and pilot symbols are combined. It is designed to reduce the error in the conversion.
次に、上述した本実施の形態の特徴から得られる作用及び効果について説明する。 Next, operations and effects obtained from the features of the above-described embodiment will be described.
先ず、2つの送信アンテナ数で変調信号を2系統送信する場合について説明する。図10(a)に示すように、各変調信号A、Bのデータシンボルの動作範囲を、例えば、−128から128とする。すると、2つの変調信号A、Bのデータシンボルを合成した合成信号(受信アンテナでは変調信号Aと変調信号Bの合成信号を受信する)の波形は、図10(b)に示すように、動作範囲が−256から256になる。但しこの値は正確ではない。しかし動作範囲は−128から128よりは大きくなる。 First, a case where two modulation signals are transmitted with two transmission antennas will be described. As shown in FIG. 10A, the operation range of the data symbols of the modulated signals A and B is, for example, −128 to 128. Then, as shown in FIG. 10B, the waveform of the combined signal obtained by combining the data symbols of the two modulated signals A and B (the combined signal of the modulated signal A and the modulated signal B is received by the receiving antenna) The range is from -256 to 256. However, this value is not accurate. However, the operating range is greater than -128 to 128.
図10(c)、図10(d)は、図10(b)のデータシンボルの合成信号に信号検出用シンボル101、周波数オフセット、同期のための制御シンボル102、送信方法情報シンボル103、電波伝搬環境推定シンボル104などのパイロットシンボルの変調信号(パイロット信号)が付加されたときの変調信号を示すものである。このとき、図10(c)のように、データシンボルの合成信号の動作範囲が−256から256であるに対し、パイロット信号の動作範囲が−128から128のようになってしまうと受信装置のアナログ・ディジタル変換部での量子化誤差が増大してしまうため、変調信号Aのデータシンボルと変調信号Bのデータシンボルの分離精度が低下し、また、変調信号Aのデータシンボルと変調信号Bのデータシンボルの復調精度が低下してしまう。 10 (c) and 10 (d) show a signal detection symbol 101, a frequency offset, a control symbol 102 for synchronization, a transmission method information symbol 103, a radio wave propagation, and a combined signal of the data symbols in FIG. 10 (b). This shows a modulation signal when a pilot symbol modulation signal (pilot signal) such as the environment estimation symbol 104 is added. At this time, as shown in FIG. 10C, when the operation range of the combined signal of the data symbols is −256 to 256, the operation range of the pilot signal becomes −128 to 128. Since the quantization error in the analog / digital converter increases, the separation accuracy of the data symbol of the modulation signal A and the data symbol of the modulation signal B decreases, and the data symbol of the modulation signal A and the modulation signal B The demodulation accuracy of the data symbol is lowered.
この点に着目して、本実施の形態では、上記特徴点の動作を行うことで、図10(d)のように、データシンボルの合成信号の動作範囲と、パイロット信号の動作範囲が同レベルとなるように、パイロットシンボルの送信電力(最大信号点振幅)を変調信号数等に応じて適宜選定するようになされている。例えば、図10(d)に示すように、データシンボルの合成信号の動作範囲が−256から256のとき、パイロット信号の動作範囲もこれに合うように−256から256になるようにすればよい。 Focusing on this point, in the present embodiment, by operating the above feature points, the operating range of the combined data symbol signal and the operating range of the pilot signal are the same level as shown in FIG. Thus, the transmission power (maximum signal point amplitude) of the pilot symbols is appropriately selected according to the number of modulation signals and the like. For example, as shown in FIG. 10 (d), when the operating range of the combined data symbol signal is −256 to 256, the operating range of the pilot signal may be set to −256 to 256 to match this. .
次に、4つの送信アンテナ数で変調信号を4系統送信する場合について説明する。図11(a)に示すように、各変調信号A〜Dのデータシンボルの動作範囲を、例えば、−64から64とする。すると、4つの変調信号A〜Dのデータシンボルを合成した合成信号(受信アンテナでは変調信号A〜Dの合成信号を受信する)の波形は、図11(b)に示すように、動作範囲が−256から256になる。但しこの値は正確ではない。しかし動作範囲は−64から64よりは大きくなる。さらに合成信号の動作範囲と各変調信号の動作範囲の比は、2つの送信アンテナで変調信号を2系統送信するときと比較し、大きい。ここでは、2つの送信アンテナ数で変調信号を2系統送信するときの合成信号の動作範囲と各変調信号の動作範囲の比を2とし、4つの送信アンテナ数で変調信号を4系統送信するときの合成信号の動作範囲と各変調信号の動作範囲の比を4としている。本実施の形態においては、この動作範囲の比の違いに着目して、上記第3の特徴の動作を行うようにした。 Next, a case where four systems of modulated signals are transmitted with four transmission antennas will be described. As shown in FIG. 11A, the operation range of the data symbols of the modulated signals A to D is set to, for example, −64 to 64. Then, as shown in FIG. 11 (b), the waveform of the synthesized signal obtained by synthesizing the data symbols of the four modulated signals A to D (received by the receiving antenna is a synthesized signal of the modulated signals A to D) has an operation range. -256 to 256. However, this value is not accurate. However, the operating range is larger than -64 to 64. Further, the ratio between the operating range of the combined signal and the operating range of each modulation signal is larger than when two modulation signals are transmitted by two transmission antennas. Here, when the ratio of the operating range of the combined signal and the operating range of each modulated signal is 2 when the modulated signal is transmitted in two systems with two transmitting antennas, the modulated signal is transmitted in four systems with four transmitting antennas. The ratio of the operation range of the combined signal to the operation range of each modulation signal is 4. In the present embodiment, paying attention to the difference in the ratio of the operation range, the operation of the third feature is performed.
図11(c)、図11(d)は、図11(b)のデータシンボルの合成信号に信号検出用シンボル101、周波数オフセット、同期のための制御シンボル102、送信方法情報シンボル103、電波伝搬環境推定シンボル104などのパイロットシンボルの変調信号(パイロット信号)が付加されたときの変調信号を示すものである。このとき、図11(c)のように、データシンボルの合成信号の動作範囲が−256から256であるに対し、パイロット信号の動作範囲が−64から64のようになってしまうと受信装置のアナログ・ディジタル変換部での量子化誤差が増大してしまうため、変調信号A〜Dのデータシンボルの分離精度が低下し、また、変調信号A〜Dのデータシンボルの復調精度が低下してしまう。 11 (c) and 11 (d) show a signal symbol 101, a frequency offset, a control symbol 102 for synchronization, a transmission method information symbol 103, a radio wave propagation, and a combined signal of the data symbols in FIG. 11 (b). This shows a modulation signal when a pilot symbol modulation signal (pilot signal) such as the environment estimation symbol 104 is added. At this time, as shown in FIG. 11C, the operation range of the combined signal of the data symbols is −256 to 256, whereas the operation range of the pilot signal becomes −64 to 64, Since the quantization error in the analog / digital converter increases, the separation accuracy of the data symbols of the modulation signals A to D decreases, and the demodulation accuracy of the data symbols of the modulation signals A to D decreases. .
この点に着目して、本実施の形態では、上記特徴点の動作を行うことで、図11(d)のように、データシンボルの合成信号と、パイロット信号の動作範囲が同レベルとなるように、パイロットシンボルの送信電力(最大信号点振幅)を変調信号数等に応じて適宜選定するようになされている。例えば、図11(d)に示すように、データシンボルの合成信号の動作範囲が−256から256のとき、パイロット信号の動作範囲もこれに合うように−256から256になるようにすればよい。 Focusing on this point, in the present embodiment, the operation of the above feature points is performed so that the operation range of the data symbol combined signal and the pilot signal becomes the same level as shown in FIG. In addition, the transmission power (maximum signal point amplitude) of the pilot symbol is appropriately selected according to the number of modulation signals and the like. For example, as shown in FIG. 11 (d), when the operating range of the combined data symbol signal is −256 to 256, the operating range of the pilot signal may be set to −256 to 256 to match this. .
つまり、本実施の形態では、上記第1〜第3の特徴点の動作を行うことで、図10(d)、図11(d)のような波形を得ることができ、これにより受信装置のアナログ・ディジタル変換部での量子化誤差を低減することができる。この結果、各変調信号A、B又は変調信号A〜Dのデータシンボルの分離精度が向上し、さらには各変調信号の受信品質が向上する。 That is, in the present embodiment, by performing the operations of the first to third feature points, waveforms such as those shown in FIGS. 10 (d) and 11 (d) can be obtained. The quantization error in the analog / digital converter can be reduced. As a result, the accuracy of separating the data symbols of the modulated signals A and B or the modulated signals A to D is improved, and the reception quality of each modulated signal is improved.
このように本実施の形態においては、送信する変調信号数に変化に合わせてパイロットの信号点配置を変化させることにより、受信装置でのデータの受信品質を向上させるようになっている。このとき、送信する変調信号の数が多いほど、パイロットシンボルの信号点振幅を大きくしたことにより、一段とその効果を高めることができる。 As described above, in the present embodiment, the reception quality of data at the receiving apparatus is improved by changing the pilot signal point arrangement in accordance with the change in the number of modulated signals to be transmitted. At this time, as the number of modulated signals to be transmitted increases, the effect of the pilot symbol can be further enhanced by increasing the pilot symbol signal point amplitude.
なおここでは、変調信号Aにのみの存在するパイロットシンボル(つまり多重化しないパイロットシンボル)として、信号検出用シンボル101を例に説明したが、当然、制御シンボル102や電波伝搬環境推定シンボル104を多重化しないパイロットシンボルとしてもよい。すなわち、多重化の方法は、図3や図7に示すものに限定されず、要はデータシンボルと比較してパイロットシンボルの多重数が少ない場合に広く有効である。この具体例については、実施の形態3で詳しく述べる。
Here, the signal detection symbol 101 has been described as an example of a pilot symbol that exists only in the modulated signal A (that is, a pilot symbol that is not multiplexed), but naturally the control symbol 102 and the radio wave propagation environment estimation symbol 104 are multiplexed. Pilot symbols that are not converted may be used. That is, the multiplexing method is not limited to that shown in FIG. 3 or FIG. 7, and is broadly effective when the number of multiplexed pilot symbols is small compared to data symbols. This specific example will be described in detail in
(2)構成
図12に、本実施の形態における無線送信装置500の構成を示す。
(2) Configuration FIG. 12 shows a configuration of radio transmitting apparatus 500 in the present embodiment.
データ系列生成部501は、送信ディジタル信号S1、フレーム構成信号S2を入力とし、フレーム構成信号S2に基づいて、変調信号Aの送信ディジタル信号S3A、変調信号Bの送信ディジタル信号S3B、変調信号Cの送信ディジタル信号S3C、変調信号Dの送信ディジタル信号S3Dを出力する。
The data
各変調部502A〜502Dは、それぞれ変調信号A〜Dの送信ディジタル信号S3A〜S3D、フレーム構成信号S2を入力とし、フレーム構成信号S2にしたがって、送信ベースバンド信号S4A〜S4Dを出力する。
Each of
各シリアルパラレル変換部503A〜503Dは、それぞれ送信ベースバンド信号S4A〜S4Dを入力とし、パラレル信号S5A〜S5Dを出力する。逆フーリエ変換部(idft)504A〜504Dは、それぞれパラレル信号S5A〜S5Dを入力とし、逆フーリエ変換後のパラレル信号S6A〜S6Dを出力する。無線部505A〜505Dは、それぞれ逆フーリエ変換後のパラレル信号S6A〜S6Dを入力とし、送信信号S7A〜S7Dを出力する。
Each of the serial /
電力増幅部506A〜506Dは、それぞれ送信信号S7A〜S7Dを入力とし、増幅された送信信号S8A〜S8Dを出力する。この増幅された送信信号S8A〜S8Dは、それぞれアンテナT1〜T4から電波として出力される。
The
フレーム構成信号生成部507は、送信方法要求情報S10、変調方式要求情報S11を入力とし、送信方法、変調方式を決定し、その情報を含んだフレーム構成に関する情報をフレーム構成信号S2として出力する。
Frame configuration
図13に、各変調部502A〜502Dの構成を示す。なお各変調部502A〜502Dは同様の構成であるため、図13では代表して変調部502Aの構成を示す。
FIG. 13 shows the configuration of each of the
データシンボルマッピング部510は、送信ディジタル信号S3A、フレーム構成信号S2を入力とし、フレーム構成信号S2に含まれる変調方式情報の変調方式に基づくマッピングをし、データシンボルの送信ベースバンド信号S20を出力する。
Data
送信方法情報シンボルマッピング部511は、フレーム構成信号S2を入力とし、フレーム構成信号S2に含まれる送信方法、変調方式の情報を示すシンボルとして送信方法情報シンボルの送信ベースバンド信号S21を出力する。
Transmission method information
パイロットシンボルマッピング部512は、フレーム構成信号S2を入力とし、フレーム構成信号S2に含まれる送信方法の情報に基づき、送信方法に対応したパイロット信号を生成するためのマッピングを行い、パイロットシンボルの送信ベースバンド信号S22を出力する。
Pilot
信号選択部513は、データシンボルの送信ベースバンド信号S20、送信方法情報シンボルの送信ベースバンド信号S21、パイロットシンボルの送信ベースバンド信号S22、フレーム構成信号S2を入力とし、フレーム構成信号S2に含まれるタイミング情報に従い、データシンボルの送信ベースバンド信号S20、送信方法情報シンボルの送信ベースバンド信号S21、パイロットシンボルの送信ベースバンド信号S22のいずれかを選択し、選択した信号を送信ベースバンド信号S4Aとして出力する。
The
図14に、パイロットシンボルマッピング部512の構成を示す。パイロットシンボルマッピング部512は、送信アンテナ数2用パイロットシンボル生成部520と送信アンテナ数4用パイロットシンボル生成部521を有し、各パイロットシンボル生成部520、521にフレーム構成信号S2を入力する。送信アンテナ数2用パイロットシンボル生成部520は、フレーム構成信号S2に従って、例えば図4の信号点201、202のような信号点配置でなるパイロットシンボルを生成し、これをパイロットシンボルのベースバンド信号S30として出力する。これに対して、送信アンテナ数4用パイロットシンボル生成部521は、フレーム構成信号S2に従って、例えば図8の信号点401、402のような信号点配置でなるパイロットシンボルを生成し、これをパイロットシンボルのベースバンド信号S31として出力する。信号選択部522は、フレーム構成信号S2に含まれる送信変調信号数情報に従って、パイロットシンボルのベースバンド信号S30、S31のいずれかを選択して送信ベースバンド信号S22として出力する。これにより、送信変調信号数に応じてパイロットシンボルの送信電力を変化させることができる。
FIG. 14 shows the configuration of pilot
図15に、本実施の形態における無線受信装置600の構成を示す。 FIG. 15 shows the configuration of radio receiving apparatus 600 in the present embodiment.
各無線部601A〜601Dは、それぞれ各アンテナR1〜R4で受信した受信信号K1A〜K1D、周波数オフセット推定信号K10を入力とし、周波数オフセット推定信号K10に基づく周波数制御やアナログ・ディジタル変換処理を行い、受信ベースバンド信号K2A〜K2Dを出力する。
The
各フーリエ変換部(dft)602A〜602Dは、それぞれ受信ベースバンド信号K2A〜K2D、タイミング信号K11を入力とし、フーリエ変換後の受信ベースバンド信号K3A〜K3Dを出力する。 The Fourier transform units (dft) 602A to 602D each receive the received baseband signals K2A to K2D and the timing signal K11, and output the received baseband signals K3A to K3D after the Fourier transform.
変調信号A、B、C、Dについての各伝送路推定部603A〜603Dは、フーリエ変換後の受信ベースバンド信号K3A〜K3D、タイミング信号K11を入力とし、伝送路推定信号K4A〜K4Dを出力する。
The transmission
復調、周波数オフセット推定、および、送信方法検出部604は、フーリエ変換後の受信ベースバンド信号K3A〜K3D、伝送路推定信号K4A〜K4Dを入力とし、周波数オフセットを推定し、周波数オフセット推定信号K10を出力するとともに、送信方法を識別し、データを復調することにより、変調信号A〜Dそれぞれに対応する受信ディジタル信号K5A〜K5Dを出力する。
Demodulation, frequency offset estimation, and transmission
送信方法、変調方式決定部605は、変調信号A〜Dに対応する各受信ディジタル信号K5A〜K5Dを入力とし、フレームエラー率、パケット損失率、ビットエラー率などを計算し、計算結果に基づいて通信相手に要求する、送信方法、変調方式を決定し、要求情報K12として出力する。つまり要求情報K12は、図12で上述した送信方法要求情報S10、変調方式要求情報S11からなり、送信方法要求情報S10は2つのアンテナT1、T2から変調信号A、Bを送信するのか、4つのアンテナT1〜T4から変調信号A〜Dを送信するのかを指示する情報である。また変調方式要求情報S11は、データシンボルをQPSK(Quadrature Phase Shift Keying)方式で変調するのか16値QAM(Quadrature Amplitude Modulation)方式で変調するのかを指示する情報である。
The transmission method / modulation
信号検出、同期部606は、受信ベースバンド信号K2Aを入力とし、受信ベースバンド信号K2Aに含まれる信号検出用シンボル101(図3、図7)に基づき信号検出を行うとともに、時間同期を行い、タイミング信号K11を出力する。
The signal detection /
図16に、各無線部601A〜601Dの構成を示す。なお各無線部601A〜601Dは同様の構成であるため、図16では代表して無線部601Aの構成を示す。
FIG. 16 shows the configuration of each of the
ゲインコントロール部610は、受信信号K1Aを入力とし、ゲインコントロール後の受信信号K20を出力する。直交復調部611は、ゲインコントロール後の受信信号K20を入力とし、受信直交ベースバンド信号の同相成分K21および直交成分K22を出力する。
アナログ・ディジタル変換部612は、受信直交ベースバンド信号の同相成分K21を入力とし、受信直交ベースバンド信号の同相成分ディジタル信号K23を出力する。アナログ・ディジタル変換部613は、受信直交ベースバンド信号の直交成分K22を入力とし、受信直交ベースバンド信号の直交成分ディジタル信号K24を出力する。
The analog /
(3)動作
次に図12〜図14の構成でなる無線送信装置500と、図15、図16の構成でなる無線受信装置600の動作について説明する。
(3) Operation Next, operations of the wireless transmission device 500 having the configurations of FIGS. 12 to 14 and the wireless reception device 600 having the configurations of FIGS. 15 and 16 will be described.
無線送信装置500は、無線受信装置600から要求された送信方法要求情報S10に応じて(因みに無線送信装置500は図示しない受信部より送信方法要求情報S10、変調方式要求情報S11を受信する)、2つのアンテナT1、T2を用いて2つの変調信号A、Bを送信するか、または4つのアンテナT1〜T4を用いて4つの変調信号A〜Dを送信するかを切り換える。具体的には、無線受信装置600の送信方法、変調方式決定部605でのフレームエラー率、パケット損失率、ビットエラー率などが悪い場合には送信方法要求情報S10によって2つのアンテナT1、T2を用いて2つの変調信号A、Bを送信することが要求され、良い場合には4つのアンテナT1〜T4を用いて4つの変調信号A〜Dを送信することが要求される。
The wireless transmission device 500 responds to the transmission method request information S10 requested from the wireless reception device 600 (the wireless transmission device 500 receives the transmission method request information S10 and the modulation method request information S11 from a not-shown receiving unit). Switching is made between transmitting two modulation signals A and B using the two antennas T1 and T2 or transmitting four modulation signals A to D using the four antennas T1 to T4. Specifically, when the transmission method of the wireless reception device 600, the frame error rate, the packet loss rate, the bit error rate, etc. at the modulation
そして変調信号数設定手段11(図1)としての、フレーム構成信号生成部507及び変調部502A〜502Dによって送信方法要求情報S10に応じた数の送信変調信号数が設定される。具体的には、フレーム構成信号生成部507によって生成されたフレーム構成信号S2に基づいて、2つのアンテナT1、T2を用いて2つの変調信号A、Bを送信する場合には、変調部502A、502Bが動作し、変調部502C、502Dは動作停止する。これに対して、4つのアンテナT1〜T4を用いて4つの変調信号A〜Dを送信する場合には、全ての変調部502A〜502Dが動作する。
The number of transmission modulation signals corresponding to the transmission method request information S10 is set by the frame configuration
また2つのアンテナT1、T2を用いて2つの変調信号A、Bを送信する場合には、送信電力変更手段12(図1)としてのパイロットシンボルマッピング部512が、送信アンテナ数2用パイロットシンボル生成部520により得られたパイロットシンボルベースバンド信号S30を選択する。これに対して、4つのアンテナT1〜T4を用いて4つの変調信号A〜Dを送信する場合には、パイロットシンボルマッピング部512が、送信アンテナ数4用パイロットシンボル生成部521により得られたパイロットシンボルベースバンド信号S31を選択する。このようにして、無線送信装置500においては、送信変調信号数に応じてパイロットシンボルの送信電力を変化させる。
In addition, when two modulated signals A and B are transmitted using two antennas T1 and T2, pilot
この結果、無線受信装置600では、図10(d)や図11(d)に示すように、データシンボルの合成信号の動作範囲と、パイロット信号の動作範囲がほぼ同じである受信信号を受信することができる。この結果、アナログ・ディジタル変換部612、613(図16)で量子化を行う際の、量子化誤差を少なくすることができるようになる。
As a result, as shown in FIG. 10 (d) and FIG. 11 (d), radio receiving apparatus 600 receives a received signal in which the operating range of the combined data symbol signal and the operating range of the pilot signal are substantially the same. be able to. As a result, it is possible to reduce the quantization error when the quantization is performed in the analog /
ここで無線部601A〜601Dの動作について詳述する。図16に示すように、各無線部601A(601B〜601D)は、ゲインコントロール部610によって受信信号K1A(K1B〜K1D)の利得を調整する。しかし、このとき1シンボルや1フレーム(例えば100シンボルで1フレームとする)単位でのゲインコントロールを行うことは困難である。
Here, the operation of the
例えば、図10(b)のように、変調信号Aと変調信号Bの合成信号の動作範囲が−256から256となるようにゲインコントロールしたとする。そして、図10(c)のように、動作範囲が−128から128であるパイロット信号が入力されたとき、このパイロット信号の動作範囲を瞬時に図10(d)のように−256から256となるようにゲインコントロールすることは困難である。 For example, as shown in FIG. 10B, it is assumed that gain control is performed so that the operation range of the combined signal of the modulation signal A and the modulation signal B is −256 to 256. Then, when a pilot signal having an operation range of −128 to 128 is input as shown in FIG. 10C, the operation range of this pilot signal is instantaneously changed from −256 to 256 as shown in FIG. It is difficult to control the gain.
しかしながら、本実施の形態では上述のように、合成信号の動作範囲が−256から256のとき、パイロット信号の動作範囲がこれと同レベルとなるように、パイロット信号の信号点配置を行って送信しているので、動作範囲がデータシンボルの動作範囲とほぼ同じパイロットシンボルを受信することができる。4つの送信アンテナで4つの変調信号A〜Dを送信する場合も同様である。 However, in the present embodiment, as described above, when the operating range of the combined signal is −256 to 256, the pilot signal signal point is arranged and transmitted so that the operating range of the pilot signal becomes the same level as this. Therefore, it is possible to receive pilot symbols whose operation range is almost the same as the operation range of data symbols. The same applies to the case where four modulation signals A to D are transmitted by four transmission antennas.
因みに、アナログ・ディジタル変換部612、613に入力される信号のレベルが小さいと、一般に、量子化誤差が大きくなる。例えば、図10(c)や図11(c)のようにパイロット信号の動作範囲が小さいと、パイロット信号の量子化誤差が大きくなる。すると、各伝送路推定部603A〜603D(図15)では、パイロット信号を用いて伝送路推定を行い、伝送路推定信号K4A〜K4Dを出力するので、その推定精度は量子化誤差により劣化することになる。同様に、復調、周波数オフセット推定、および、送信方法検出部604(図15)は、パイロット信号を用いて周波数オフセットを推定し、周波数オフセット推定信号K10を出力するので、その推定精度は量子化誤差により劣化することになる。以上の推定精度の劣化により、データ復調の精度が劣化する結果、受信品質が劣化する。
Incidentally, if the level of the signal input to the analog /
本実施の形態の無線送信装置500においては、この劣化を抑えるために、各パイロットシンボルの最大信号点振幅をデータシンボルの最大信号点振幅より大きくしている。加えて、変調信号Aのみ送信されている時間iでの最大信号点振幅を、他の時間のパイロットシンボルの最大信号点振幅より大きくしている。さらに、4つの送信アンテナから4系統の変調信号を送信するときのパイロットの信号点配置と、2つの送信アンテナから2系統の変調信号を送信するときのパイロットの信号点配置を変えるようにしている。 In radio transmitting apparatus 500 of the present embodiment, the maximum signal point amplitude of each pilot symbol is made larger than the maximum signal point amplitude of data symbols in order to suppress this deterioration. In addition, the maximum signal point amplitude at time i during which only modulated signal A is transmitted is made larger than the maximum signal point amplitude of pilot symbols at other times. Furthermore, the pilot signal point arrangement when transmitting four modulation signals from four transmission antennas and the pilot signal point arrangement when transmitting two modulation signals from two transmission antennas are changed. .
ここでパイロットシンボルの信号点配置を変更するとは、例えば、データシンボルの変調方式がQPSKとすると、パイロットシンボルの信号点振幅とQPSKの信号点振幅の比を変更すること、あるいは、パイロットシンボルの信号点振幅と変調方式の最大信号点振幅の比を変更することに相当する。これにより、送信変調信号数に応じて、データシンボルの送信電力とパイロットシンボルの送信電力の比を変化させることができるようになる。 Here, changing the pilot symbol signal point arrangement means changing the ratio of the pilot symbol signal point amplitude to the QPSK signal point amplitude when the data symbol modulation method is QPSK or the pilot symbol signal. This corresponds to changing the ratio between the point amplitude and the maximum signal point amplitude of the modulation system. As a result, the ratio between the transmission power of the data symbols and the transmission power of the pilot symbols can be changed according to the number of transmission modulation signals.
因みに、信号点振幅とは、同相I−直交Q平面における原点と信号点の距離を意味する。またパイロットシンボルの信号点振幅を大きくするとは、パイロットシンボルの信号点振幅と変調方式の最大信号点振幅の比を大きくすることを意味する。 Incidentally, the signal point amplitude means the distance between the origin and the signal point in the in-phase I-orthogonal Q plane. Increasing the pilot symbol signal point amplitude means increasing the ratio of the pilot symbol signal point amplitude to the modulation method maximum signal point amplitude.
(4)効果
かくして本実施の形態によれば、同時に送信する変調信号の数を変化させる方式において、送信する変調信号の数に応じて、データシンボルの合成信号レベルに合うようにパイロットシンボルの信号レベルを合わせるようにしたことにより、受信側でのパイロットシンボルの量子化誤差を低減することができる。この結果、パイロットシンボルを用いた電波伝搬環境推定の推定精度、時間同期の精度、周波数オフセット推定精度が向上するので、データの受信品質が向上する。
(4) Effect Thus, according to the present embodiment, in the method of changing the number of modulated signals to be transmitted simultaneously, the signal of the pilot symbol is adapted to the combined signal level of the data symbols according to the number of modulated signals to be transmitted. By adjusting the levels, it is possible to reduce the pilot symbol quantization error on the receiving side. As a result, estimation accuracy of radio wave propagation environment estimation using pilot symbols, time synchronization accuracy, and frequency offset estimation accuracy are improved, so that data reception quality is improved.
(実施の形態2)
本実施の形態の特徴は、変調信号を送信するアンテナ数(つまり変調信号数)が変化したときに、各変調信号の平均送信電力を変更することである。これにより、特に送信アンテナ数を切り換えた直後の各変調信号の量子化誤差を低減することができる。
(Embodiment 2)
The feature of this embodiment is that the average transmission power of each modulated signal is changed when the number of antennas transmitting modulated signals (that is, the number of modulated signals) changes. Thereby, especially the quantization error of each modulated signal immediately after switching the number of transmitting antennas can be reduced.
(1)原理
先ず、本実施の形態の原理について説明する。
(1) Principle First, the principle of the present embodiment will be described.
図17及び図18に、複数アンテナから送信する変調信号数を切り換えた際の一般的な受信波形の変化を示す。図17は送信する変調信号数(つまり送信アンテナ数)を2から4に切り換えた場合を示し、図18は送信する変調信号数(送信アンテナ数)を4から2に切り換えた場合を示す。図17からも明らかなように、変調信号数が多くなるように切り換えた場合、合成される変調信号数も多くなるので、アンテナ数切り換え後に受信信号の動作範囲が大きくなる。これとは逆に、図18からも明らかなように、変調信号数が少なくなるように切り換えた場合、合成される変調信号数も少なくなるので、アンテナ数切り換え後に受信信号の動作範囲が小さくなる。 FIG. 17 and FIG. 18 show changes in a general received waveform when the number of modulated signals transmitted from a plurality of antennas is switched. FIG. 17 shows a case where the number of modulation signals to be transmitted (that is, the number of transmission antennas) is switched from 2 to 4, and FIG. 18 shows a case where the number of modulation signals to be transmitted (the number of transmission antennas) is switched from 4 to 2. As is apparent from FIG. 17, when switching is performed so that the number of modulation signals is increased, the number of modulation signals to be combined is also increased, so that the operating range of received signals is increased after switching the number of antennas. On the contrary, as can be seen from FIG. 18, when the number of modulation signals is switched to be small, the number of modulation signals to be synthesized is also small, so the operating range of the received signal is small after switching the number of antennas. .
本実施の形態では、この点に着目して、アンテナ数切り換え直後の変調信号の合成信号レベルを、アンテナ数切り換え前の変調信号の合成信号レベルにほぼ等しくなるように送信電力制御を行うようにする。ここで一般に、無線送信装置は、相手局から送られてくるTPC(Transmit Power Control)ビットを用いて送信電力を制御するクローズドループ送信電力制御等が行われているため、送信アンテナ数が切り換わって変調信号の合成信号レベルが変化すると、その合成信号レベルが所望の動作範囲を変動するように変調信号の送信電力が制御される。また受信側のゲインコントロール部で合成信号レベルが所望の動作範囲を変動するように利得調整される。しかし、上記送信電力制御や受信信号のゲインコントロールは、受信信号レベルを所望の動作範囲に収束させるまでに、ある程度の応答時間が必要となる。 In this embodiment, paying attention to this point, transmission power control is performed so that the combined signal level of the modulated signal immediately after switching the number of antennas is substantially equal to the combined signal level of the modulated signal before switching the number of antennas. To do. Here, in general, the radio transmission apparatus performs closed-loop transmission power control for controlling transmission power using a TPC (Transmit Power Control) bit transmitted from a partner station, so the number of transmission antennas is switched. When the combined signal level of the modulated signal changes, the transmission power of the modulated signal is controlled so that the combined signal level fluctuates the desired operating range. The gain control unit on the receiving side adjusts the gain so that the combined signal level fluctuates within a desired operating range. However, the transmission power control and the received signal gain control require a certain response time until the received signal level is converged to a desired operating range.
そこで、本実施の形態では、アンテナ数切り換え直後の変調信号の合成信号レベルを、アンテナ数切り換え前の変調信号の合成信号レベルにほぼ等しくなるように、アンテナ数切り換え直後に強制的に変更する。 Therefore, in the present embodiment, the combined signal level of the modulated signal immediately after switching the number of antennas is forcibly changed immediately after switching the number of antennas so that it becomes substantially equal to the combined signal level of the modulated signal before switching the number of antennas.
図19に、2つの送信アンテナT1、T2を用いて2系統の変調信号A、Bを送信している状態から、4つの送信アンテナT1〜T4を用いて4系統の変調信号A〜Dを送信する状態へと切り換えたときの、本実施の形態における、各変調信号A〜Dの送信電力制御の概略を示す。先ず、図19(a)に示すように、アンテナT1からは平均送信電力1.0Wの変調信号Aが送信され、アンテナT2からは平均送信電力1.0Wの変調信号Bが送信されていたとする。そして、2つの送信アンテナT1、T2で2系統の変調信号A、Bを送信する送信方法から、4つの送信アンテナT1〜T4を用いて4系統の変調信号A〜Dを送信する送信方法へ切り換えたとする。このとき、アンテナT1〜T4からそれぞれ平均送信電力0.5Wの変調信号A〜Dを送信する。これにより、図20に示すように、アンテナ数切り換え直後の変調信号A〜Dの合成信号レベルを、アンテナ数切り換え前の変調信号A、Bの合成信号レベルと等しくすることができる。 In FIG. 19, four modulation signals A to D are transmitted using four transmission antennas T1 to T4 from a state where two modulation signals A and B are transmitted using two transmission antennas T1 and T2. An outline of transmission power control of each modulation signal A to D in the present embodiment when switching to a state to be performed will be shown. First, as shown in FIG. 19A, it is assumed that a modulated signal A having an average transmission power of 1.0 W is transmitted from the antenna T1, and a modulated signal B having an average transmission power of 1.0 W is transmitted from the antenna T2. . Then, switching from the transmission method of transmitting the two modulation signals A and B by the two transmission antennas T1 and T2 to the transmission method of transmitting the four modulation signals A to D using the four transmission antennas T1 to T4. Suppose. At this time, modulated signals A to D having an average transmission power of 0.5 W are transmitted from antennas T1 to T4, respectively. As a result, as shown in FIG. 20, the combined signal level of modulated signals A to D immediately after switching the number of antennas can be made equal to the combined signal level of modulated signals A and B before switching the number of antennas.
図21に、4つの送信アンテナT1〜T4を用いて4系統の変調信号A〜Dを送信している状態から、2つの送信アンテナT1、T2を用いて2系統の変調信号A、Bを送信する状態へと切り換えたときの、本実施の形態における、各変調信号A〜Dの送信電力制御の概略を示す。先ず、図21(a)に示すように、アンテナT1〜T4からそれぞれ平均送信電力0.5Wの変調信号A〜Dが送信されていたとする。そして、4つの送信アンテナT1〜T4で4系統の変調信号A〜Dを送信する送信方法から、2つの送信アンテナT1、T2を用いて2系統の変調信号A、Bを送信する送信方法へ切り換えたとする。このとき、アンテナT1、T2からそれぞれ平均送信電力1.0Wの変調信号A、Bを送信する。これにより、図22に示すように、アンテナ数切り換え直後の変調信号A、Bの合成信号レベルを、アンテナ数切り換え前の変調信号A〜Dの合成信号レベルと等しくすることができる。 In FIG. 21, four modulation signals A to D are transmitted using four transmission antennas T1 to T4, and two modulation signals A and B are transmitted using two transmission antennas T1 and T2. An outline of transmission power control of each modulation signal A to D in the present embodiment when switching to a state to be performed will be shown. First, as shown in FIG. 21A, it is assumed that modulated signals A to D having an average transmission power of 0.5 W are transmitted from the antennas T1 to T4, respectively. Then, switching from a transmission method of transmitting four modulation signals A to D by four transmission antennas T1 to T4 to a transmission method of transmitting two modulation signals A and B using two transmission antennas T1 and T2 Suppose. At this time, modulated signals A and B with an average transmission power of 1.0 W are transmitted from the antennas T1 and T2, respectively. As a result, as shown in FIG. 22, the combined signal level of modulated signals A and B immediately after switching the number of antennas can be made equal to the combined signal level of modulated signals A to D before switching the number of antennas.
さらに本実施の形態では、アンテナ数切り換え直後には、送信する変調信号の合成信号レベルを、アンテナ数切り換え前に送信していた変調信号の合成信号レベルと同等となるように変調信号の送信電力を制御するのに加えて、アンテナ数切り換え後に徐々に各変調信号の送信レベルをアンテナ数切り換え前の各変調信号の送信レベルに戻すようになっている。これにより、変調信号の復調精度を一段と向上させることができる。 Furthermore, in this embodiment, immediately after switching the number of antennas, the transmission power of the modulation signal is set so that the combined signal level of the modulation signal to be transmitted is equivalent to the combined signal level of the modulation signal transmitted before the number of antennas is switched. In addition, the transmission level of each modulation signal is gradually returned to the transmission level of each modulation signal before switching the number of antennas after switching the number of antennas. Thereby, the demodulation accuracy of the modulation signal can be further improved.
この送信電力制御について、図23及び図24を用いて説明する。図23に、2つの送信アンテナT1、T2を用いて2系統の変調信号A、Bを送信している状態から、4つの送信アンテナT1〜T4を用いて4系統の変調信号A〜Dを送信する状態へと切り換えたときの、各変調信号A〜Dの送信電力制御の一例を示す。図23に示したように、アンテナ数を切り換えた直後は、各アンテナT1〜T4から送信する変調信号の平均送信電力を0.5Wへと変更する。そして、時間の経過とともに、平均送信電力を0.75W、1.0Wと変更する。 This transmission power control will be described with reference to FIGS. In FIG. 23, four modulation signals A to D are transmitted using four transmission antennas T1 to T4 from a state where two modulation signals A and B are transmitted using two transmission antennas T1 and T2. An example of transmission power control of each modulation signal A to D when switching to a state to perform is shown. As shown in FIG. 23, immediately after switching the number of antennas, the average transmission power of the modulated signal transmitted from each antenna T1 to T4 is changed to 0.5W. Then, with the passage of time, the average transmission power is changed to 0.75 W and 1.0 W.
因みに、各変調信号A〜Dの平均送信電力を増幅する電力増幅器として、各変調信号A〜Dの平均送信電力を1Wにしても図25(a)に示すように周波数スペクトラムに歪みが生じないような送信電力増幅器を使用しているとする。すると、送信する変調信号の数が2系統、4系統のいずれの場合でも、平均送信電力を1Wとしても、図25(b)に示すような歪みの生じている周波数スペクトルとなることはなく、図25(a)に示すような歪みの生じていない周波数スペクトルを得ることができる。 Incidentally, even if the average transmission power of each modulation signal A to D is 1 W as a power amplifier that amplifies the average transmission power of each modulation signal A to D, the frequency spectrum is not distorted as shown in FIG. Assume that such a transmission power amplifier is used. Then, even if the number of modulated signals to be transmitted is 2 systems or 4 systems, even if the average transmission power is 1 W, the frequency spectrum in which distortion is generated as shown in FIG. A frequency spectrum without distortion as shown in FIG. 25A can be obtained.
図24に、4つの送信アンテナT1〜T4を用いて4系統の変調信号A〜Dを送信している状態から、2つの送信アンテナT1、T2を用いて2系統の変調信号A、Bを送信する状態へと切り換えたときの、各変調信号A〜Dの送信電力制御の一例を示す。図24に示したように、アンテナ数を切り換えた直後は、各アンテナT1、T2から送信する変調信号の平均送信電力を1.0Wへと変更する。そして、時間の経過とともに、平均送信電力を0.75W、0.5Wと変更する。 In FIG. 24, two modulation signals A and B are transmitted using two transmission antennas T1 and T2 from a state where four modulation signals A to D are transmitted using four transmission antennas T1 to T4. An example of transmission power control of each modulation signal A to D when switching to a state to perform is shown. As shown in FIG. 24, immediately after switching the number of antennas, the average transmission power of the modulation signals transmitted from the antennas T1 and T2 is changed to 1.0 W. Then, with the passage of time, the average transmission power is changed to 0.75 W and 0.5 W.
ここで図23のように、送信アンテナ数が増加した直後に各変調信号の平均送信電力を急激に下げ、その後時間の経過とともに各変調信号の平均送信電力を切り換え前に戻すのは、切り換え前の平均送信電力は受信装置で良好なSIR(Signal to Interference Ratio)が得られるように送信電力制御されており、元の平均送信電力に戻した方が各変調信号の受信品質が向上するためである。また電力増幅器の消費電力や歪みのことを考慮すると、適した平均電力に設定する方が良い。したがって、平均送信電力は元の平均送信電力に戻した方が良いことになる。図24のように、送信アンテナ数が減少した直後に各変調信号の平均送信電力を急激に上げ、その後時間の経過とともに各変調信号の平均送信電力を切り換え前に戻すのも同様の理由からである。 Here, as shown in FIG. 23, immediately after the number of transmission antennas increases, the average transmission power of each modulation signal is sharply reduced, and thereafter the average transmission power of each modulation signal is returned to before switching as time passes. The average transmission power is controlled so that a good SIR (Signal to Interference Ratio) can be obtained at the receiver, and the reception quality of each modulated signal is improved by returning to the original average transmission power. is there. In consideration of the power consumption and distortion of the power amplifier, it is better to set to an appropriate average power. Therefore, it is better to return the average transmission power to the original average transmission power. For the same reason, the average transmission power of each modulated signal is suddenly increased immediately after the number of transmission antennas is decreased as shown in FIG. 24, and then the average transmission power of each modulated signal is returned to the level before switching as time passes. is there.
またこのように急激に下げた各変調信号の平均送信電力を元に戻す際に、ある程度の時間をかけて徐々に戻すことにより、受信装置のゲインコントロール部がこれに追従してゲインコントロール後の信号をアナログ・ディジタル変換部の動作範囲内に収めることができるようになる。また急激に上げた各変調信号の平均送信電力を元に戻す際に、ある程度の時間をかけて徐々に戻すことにより、受信装置のゲインコントロール部がこれに追従してゲインコントロール後の信号をアナログ・ディジタル変換部で量子化誤差が生じない程度まで引き上げることができる。つまり、アナログ数切り換えと同時に急激に下げた、または急激に上げた各変調信号の平均送信電力を元の平均送信電力に戻す速度は、ゲインコントロール部の動作速度に応じて選定すればよい。 In addition, when restoring the average transmission power of each modulation signal that has been drastically lowered in this way, the gain control unit of the receiving apparatus follows the gain control by gradually returning it over a period of time. It becomes possible to fit the signal within the operating range of the analog / digital converter. Also, when restoring the average transmission power of each modulation signal that has been suddenly increased, it gradually returns over a period of time so that the gain control unit of the receiver follows this and the signal after gain control is converted to analog. -It can be raised to the extent that no quantization error occurs in the digital converter. That is, the speed at which the average transmission power of each modulation signal that has been suddenly lowered or suddenly increased simultaneously with the switching of the analog number may be selected according to the operating speed of the gain control unit.
(2)構成
図12との対応部分に同一符号を付して示す図26に、本実施の形態における無線送信装置700の構成を示す。ここでは、図12との対応する部分の説明は省略する。
(2) Configuration FIG. 26, in which parts corresponding to those in FIG. 12 are assigned the same reference numerals, shows the configuration of radio transmitting apparatus 700 in the present embodiment. Here, the description of the part corresponding to FIG. 12 is omitted.
各ゲインコントロール部701A〜701Dは、それぞれ送信信号S7A〜S7D、フレーム構成信号S2を入力とし、フレーム構成信号S2に含まれる送信方法の情報から送信方法が切り替わるという情報を検出し、送信方法が切り替わる際、ゲインコントロールをし、ゲインコントロール後の送信信号S10A〜S10Dを出力する。
The
つまり、本実施の形態では、ゲインコントロール部701A〜701Dが、図1の送信電力変更手段12として機能し、送信変調信号数に応じて各変調信号の平均送信電力を変更するようになっている。実際には、上述したように、送信変調信号数が増えると同時に各変調信号の平均送信電力を急激に下げる一方、送信変調信号数が減少すると同時に各変調信号の平均送信電力を急激に上げるようになっている。
That is, in this embodiment, the
(3)動作
次に図26の構成でなる無線送信装置700の動作について説明する。
(3) Operation Next, the operation of the wireless transmission device 700 configured as shown in FIG. 26 will be described.
図15に示した無線受信装置600が図26の無線送信装置700に対し送信方法の変更の要求をし、図26の無線送信装置700が送信方法を切り換える手順とその動作は、実施の形態1の説明と同様である。 The radio receiving apparatus 600 shown in FIG. 15 requests the radio transmitting apparatus 700 in FIG. 26 to change the transmission method, and the radio transmitting apparatus 700 in FIG. It is the same as that of description.
ゲインコントロール部701A〜701Dは、それぞれ送信信号S7A〜S7D、フレーム構成信号S2を入力とし、フレーム構成信号S2に含まれる送信方法の情報から送信方法が切り替わるという情報を検出し、送信方法が切り替わる際、ゲインコントロールをし、ゲインコントロール後の送信信号S10A〜S10Dを出力する。
このとき、増幅するゲインは、図19、図20のような平均送信電力となるような係数である。また図23、図24に示すように送信方法切り換え後に徐々に平均送信電力を元に戻すようなゲイン制御を行ってもよい。 At this time, the gain to be amplified is a coefficient such that the average transmission power is as shown in FIGS. Further, as shown in FIGS. 23 and 24, gain control may be performed so that the average transmission power is gradually restored after the transmission method is switched.
ここで図15の無線受信装置600における無線部601A〜601D、より具体的には図16のアナログ・ディジタル変換部612、613での動作範囲は、例えば14ビットのアナログ・ディジタル変換器をアナログ・ディジタル変換部612、613で使用しているとすると、−8192から8192となる。ゲインコントロール部610は、ゲインコントロール後の受信信号K20のレベルがこの動作範囲に収まるように受信信号をゲインコントロールする。図17及び図18に示す、送信アンテナ数切り換え前の変調信号の合成信号の動作範囲が−8192から8192の範囲に丁度収まっているのはこのためである。
Here, the operation range of the
しかし、送信アンテナ数を切り換えた直後には、ゲインコントロール部610が変調信号の合成信号のレベル変動に追従できず、合成信号の動作範囲が−8192から8192の範囲に丁度収まるようにゲインコントロールすることはできない。例えば送信アンテナ数切り換え前と切り換え後で各変調信号を同じ平均送信電力で送信していたとすると、送信アンテナ数(つまり送信変調信号数)を2から4に増やした場合には、図17に示すように、送信アンテナ切り換え後の4つの変調信号の合成信号の動作範囲は−32768から32768となり、アナログ・ディジタル変換部612、613の動作範囲である−8192から8192を超えてしまい、量子化誤差が発生する。同様に、送信アンテナ数(送信変調信号数)を4から2に減らした場合には、図18に示すように、送信アンテナ切り換え後の2つの変調信号の合成信号の動作範囲は―256から256となり、アナログ・ディジタル変換部612、613の動作範囲である−8192から8192よりもかなり動作範囲が小さくなってしまい、量子化誤差が発生する。
However, immediately after switching the number of transmission antennas, the
しかし、上述した本実施の形態の構成では、送信変調信号数が増えると同時に各変調信号の平均送信電力を急激に下げる一方、送信変調信号数が減少すると同時に各変調信号の平均送信電力を急激に上げるようにしているので、図20及び図22に示すように、ゲインコントロール部610に依存せずに、アンテナ数切り換え直後の変調信号の合成信号レベルをアナログ・ディジタル変換部612、613の動作範囲である−8192から8192に合わせることができる。
However, in the configuration of the present embodiment described above, the average transmission power of each modulation signal is drastically reduced at the same time as the number of transmission modulation signals increases, while the average transmission power of each modulation signal is drastically reduced at the same time as the number of transmission modulation signals decreases. 20 and FIG. 22, the combined signal level of the modulated signal immediately after switching the number of antennas is not dependent on the
この結果、送信変調信号数の切り換えを行った直後におけるアナログ・ディジタル変換部612、613での量子化誤差を低減できるようになる。従って、周波数オフセット推定、伝送路推定精度、復調精度は確保できるようになるので、変調信号数の切り換えを行った直後におけるデータの受信品質の劣化を未然に回避することができるようになる。
As a result, the quantization error in the analog /
(4)効果
かくして本実施の形態によれば、同時に送信する変調信号の数を変化させる方式において、同時に送信する変調信号数を切り換える際に、送信変調信号数に応じて各変調信号の平均送信電力を切り換えるようにしたことにより、受信信号のアナログ・ディジタル変換の際に生じる量子化誤差を低減することができるので、受信品質を向上させることができる。
(4) Effect Thus, according to the present embodiment, when the number of modulation signals transmitted simultaneously is switched in the method of changing the number of modulation signals transmitted simultaneously, the average transmission of each modulation signal according to the number of transmission modulation signals By switching the power, it is possible to reduce the quantization error that occurs during the analog-digital conversion of the received signal, so that the reception quality can be improved.
(実施の形態3)
本実施の形態では、実施の形態1、2で説明した、同時に変調信号を送信するアンテナ数(変調信号数)に応じてパイロットシンボルや変調信号の送信電力を変更する方法に関して、実際の無線システムに適用する場合の具体例について述べる。特に、本実施の形態では、受信装置における自動利得制御AGC(Automatic Gain Control)のゲインコントロールの時間を長くとることによりゲインコントロールを安定させる方法を説明する。
(Embodiment 3)
In the present embodiment, an actual radio system related to the method of changing the transmission power of pilot symbols and modulation signals according to the number of antennas (number of modulation signals) that simultaneously transmit modulation signals described in the first and second embodiments. A specific example in the case of applying to will be described. In particular, in the present embodiment, a method for stabilizing gain control by increasing the gain control time of automatic gain control AGC (Automatic Gain Control) in the receiving apparatus will be described.
一般的な受信装置では、受信装置に信号が入力されたことを検出すると、受信信号をアナログディジタル変換するA/D変換器のダイナミックレンジに入るように、入力信号レベルに合わせたAGCが行われる。AGCによるゲインコントロールを安定させる方法として、
(i) 受信装置に入力する信号のダイナミックレンジを安定させる
(ii) ゲインコントロールのための時間を長くとる
の2つが考えられる。(i)に関しては、実施の形態1、2で、変調信号に含まれるパイロットシンボルの送信電力を大きくしたり、変調信号の送信電力を強制的に変更したりすることで実現できることを示した。本実施の形態では、(i)を実現しつつ(ii)も実現することができるパイロットシンボルの送信電力変更方法について説明する。
In a general receiving device, when it is detected that a signal has been input to the receiving device, AGC is performed in accordance with the input signal level so that the received signal falls within the dynamic range of an A / D converter that performs analog-digital conversion. . As a method to stabilize the gain control by AGC,
(I) Stabilize the dynamic range of the signal input to the receiver. (Ii) Take longer time for gain control. Regarding (i),
本実施の形態におけるMIMOシステムとして、図6に示す、4つのアンテナT1、T2、T3、T4からそれぞれ変調信号A、変調信号B、変調信号C、変調信号Dを同時に送信し、4つのアンテナR1、R2、R3、R4によって変調信号A、B、C、Dが合成された信号を受信し、これらの信号を分離し復調する場合について説明する。 As a MIMO system in the present embodiment, modulated signal A, modulated signal B, modulated signal C, and modulated signal D are simultaneously transmitted from four antennas T1, T2, T3, and T4 shown in FIG. , R2, R3, and R4, a case where a signal obtained by combining modulated signals A, B, C, and D is received, and these signals are separated and demodulated will be described.
なお、本実施の形態においては、実施の形態1と比較して「実施の形態1の(1)原理」と「実施の形態1の(4)効果」は異なるが、「実施の形態1の(2)構成」と「実施の形態1の(3)動作」は実施の形態1で説明したものと同じであるため、実施の形態1の(2)構成」と「実施の形態1の(3)動作」の説明は省略する。
In this embodiment, “(1) Principle of
受信側では図6に示す4×4=16個のチャネル変動h11(t)、h21(t)、h31(t)、h41(t)、………、h44(t)を推定して復調する必要がある。そのため、変調信号A、B、C、Dに、信号検出用シンボル、利得制御用シンボル、周波数オフセット推定用シンボル、送信方法情報シンボル、電波伝搬環境推定シンボル等のパイロットシンボルを設ける必要がある。ここで、時間同期は、信号検出用シンボルや周波数オフセット推定用シンボルやガードインターバルの相関等を用いてとることができるため、以降の説明に加えていない。 On the receiving side, 4 × 4 = 16 channel fluctuations h11 (t), h21 (t), h31 (t), h41 (t),..., H44 (t) shown in FIG. There is a need. Therefore, it is necessary to provide pilot symbols such as a signal detection symbol, a gain control symbol, a frequency offset estimation symbol, a transmission method information symbol, a radio wave propagation environment estimation symbol, etc. in the modulated signals A, B, C, and D. Here, the time synchronization can be obtained by using a signal detection symbol, a frequency offset estimation symbol, a correlation between guard intervals, and the like, and thus is not added to the following description.
図27に、変調信号A、B,C,Dのフレーム構成例を示す。図27では、一例として変調信号A、B、C、DをOFDM信号としたときの時間−周波数軸におけるフレーム構成を示している。図27の中で、2701は信号検出のためのシンボル(図7の101に相当)、2702は利得制御のためのシンボル(図7の102に相当)、2703は周波数オフセット推定のためのシンボル(図7の102に相当)、2704は送信方法情報シンボル(図7の103に相当)、2705は電波伝搬環境推定シンボル(図7の104に相当)、2706はデータシンボル(図7の105に相当)である。 FIG. 27 shows a frame configuration example of the modulation signals A, B, C, and D. FIG. 27 shows a frame configuration on the time-frequency axis when the modulated signals A, B, C, and D are OFDM signals as an example. In FIG. 27, 2701 is a symbol for signal detection (corresponding to 101 in FIG. 7), 2702 is a symbol for gain control (corresponding to 102 in FIG. 7), and 2703 is a symbol for estimating frequency offset ( 2704 is a transmission method information symbol (corresponding to 103 in FIG. 7), 2705 is a radio wave propagation environment estimation symbol (corresponding to 104 in FIG. 7), and 2706 is a data symbol (corresponding to 105 in FIG. 7). ).
パイロットシンボルのうち、信号検出用シンボル2701、利得制御用シンボル2702、周波数オフセット推定用シンボル2703、送信方法情報シンボル2704は、変調信号Aにのみ存在させる(つまり多重化しないシンボル)ことで、通信を行う構成としている。この構成の特徴を以下で説明する。 Among pilot symbols, signal detection symbol 2701, gain control symbol 2702, frequency offset estimation symbol 2703, and transmission method information symbol 2704 are present only in modulated signal A (that is, symbols that are not multiplexed), thereby enabling communication. It is configured to do. The characteristics of this configuration will be described below.
受信装置で周波数オフセットを推定する場合、複数の送信アンテナ(T1、T2、T3、T4のうち少なくとも2つ)から周波数オフセット推定用シンボル2703を送信すると、4つの受信アンテナR1、R2、R3、R4ではこれらの周波数オフセット推定用シンボル2703が多重されて受信される。その場合、チャネル推定を正確に行い、受信信号を分離する必要が生じる。 When the frequency offset is estimated by the receiving apparatus, when the frequency offset estimation symbol 2703 is transmitted from a plurality of transmitting antennas (at least two of T1, T2, T3, and T4), the four receiving antennas R1, R2, R3, and R4 are transmitted. Then, these frequency offset estimation symbols 2703 are multiplexed and received. In that case, it is necessary to accurately perform channel estimation and to separate received signals.
これに対し、図27の変調信号Aのように、1つの送信アンテナT1からのみ周波数オフセット推定用シンボル2703を送信すると、受信装置で受信信号を分離する必要はなくなる。これにより、周波数オフセット推定をより簡単に、かつ、より正確に行うことができるようになる。 On the other hand, if the frequency offset estimation symbol 2703 is transmitted from only one transmission antenna T1 as in the modulation signal A of FIG. 27, it is not necessary to separate the reception signal by the reception device. As a result, the frequency offset can be estimated more easily and more accurately.
同様の理由により、送信方法情報シンボル2704も1つの送信アンテナT1からのみ送信する。このとき、利得制御用シンボル2702を用いてゲインコントロールを行い、周波数オフセット推定用シンボル2703、送信方法情報シンボル2704の量子化誤差を小さくする。 For the same reason, the transmission method information symbol 2704 is transmitted from only one transmission antenna T1. At this time, gain control is performed using gain control symbol 2702 to reduce the quantization error of frequency offset estimation symbol 2703 and transmission method information symbol 2704.
これに対し、電波伝搬環境推定シンボル2705は各送信アンテナT1、T2、T3、T4から送信を行う。これは、前記したように、受信側での復調には図6に示す4×4=16個のチャネル変動を推定する必要があるからである。 In contrast, the radio wave propagation environment estimation symbol 2705 is transmitted from each of the transmission antennas T1, T2, T3, and T4. This is because, as described above, it is necessary to estimate 4 × 4 = 16 channel fluctuations shown in FIG. 6 for demodulation on the receiving side.
次に、本実施の形態における、パイロットシンボルを用いて「(i)受信装置に入力する信号のダイナミックレンジを安定させ」つつ「(ii)ゲインコントロールの時間を長くとる」方法の説明とその効果を述べる。 Next, description of the method of “(ii) increasing the time of gain control” while using “(i) stabilizing the dynamic range of the signal input to the receiving apparatus” using pilot symbols and the effect thereof in the present embodiment To state.
受信装置に入力する信号のダイナミックレンジを安定させるためにパイロットシンボルの電力を大きくする方法については、実施の形態1で述べた。この方法を図27の変調信号A,B,C,Dに適用することを考える。 The method for increasing the pilot symbol power in order to stabilize the dynamic range of the signal input to the receiving apparatus has been described in the first embodiment. Consider applying this method to the modulation signals A, B, C, and D in FIG.
図28に、図27で示した変調信号A,B,C,Dを送信したときの変調信号の時間軸における波形の一例を示す。図28(a)は、変調信号A,B,C,Dのパイロットシンボルとデータシンボルの波形を示している。図28(b)は、変調信号A,B,C,Dの合成信号の波形である。ここで、図28(b)における時間iは各シンボルが送信された時間iに対応する時間とする。 FIG. 28 shows an example of a waveform on the time axis of the modulation signal when the modulation signals A, B, C, and D shown in FIG. 27 are transmitted. FIG. 28A shows the waveforms of pilot symbols and data symbols of modulated signals A, B, C, and D. FIG. 28B shows the waveform of the combined signal of the modulation signals A, B, C, and D. Here, the time i in FIG. 28B is a time corresponding to the time i at which each symbol is transmitted.
図28(a)に示すように、各変調信号A,B,C,Dのパイロットシンボル、データシンボルの動作範囲を、例えば−64から64とする。すると、4つの変調信号A,B、C、Dを合成した信号は図28(b)のように、時間iからi+3まで(変調信号Aのみ送信している時間)は動作範囲が−64から64、時間i+4からi+7まで(変調信号A,B,C,Dを送信している時間)は動作範囲が−256から256になる。但し、この値は正確ではない。しかし、時間i+4からi+7における動作範囲は、時間iからi+3における動作範囲よりは大きくなる。ここでは、4つの送信アンテナで変調信号を4系統送信するときの合成信号の動作範囲と各変調信号の動作範囲の比を4としている。本実施の形態においては、時間iからi+3まで(変調信号Aのみ送信している時間)の動作範囲と時間i+4からi+7まで(変調信号A,B,C,Dを送信している時間)の動作範囲の比に着目して、この比を1に近づけることにより、上記「(ii)ゲインコントロールの時間を長くとる」ことを実現する。 As shown in FIG. 28A, the operation ranges of pilot symbols and data symbols of the modulated signals A, B, C, and D are set to, for example, −64 to 64. Then, a signal obtained by synthesizing the four modulation signals A, B, C, and D has an operation range from −64 from time i to i + 3 (time during which only the modulation signal A is transmitted) as shown in FIG. 64, the operation range is from −256 to 256 from time i + 4 to i + 7 (time during which the modulation signals A, B, C, and D are transmitted). However, this value is not accurate. However, the operation range from time i + 4 to i + 7 is larger than the operation range from time i to i + 3. Here, the ratio between the operating range of the combined signal and the operating range of each modulated signal when the four transmission antennas transmit four systems of modulated signals is 4. In the present embodiment, the operation range from time i to i + 3 (time during which only modulated signal A is transmitted) and time i + 4 to i + 7 (time during which modulated signals A, B, C, and D are transmitted). By paying attention to the ratio of the operating range and bringing this ratio close to 1, the above-mentioned “(ii) Take longer gain control time” is realized.
図28の構成における無線通信では、時間iからi+3まで(変調信号Aのみ送信している時間)と、時間i+4からi+7まで(変調信号A,B,C,Dを送信している時間)を独立に考えて通信を行うことができる。 In the wireless communication in the configuration of FIG. 28, time i to i + 3 (time when only modulated signal A is transmitted) and time i + 4 to time i + 7 (time when modulated signals A, B, C, and D are transmitted). You can communicate independently.
時間iからi+3においては、時間iで信号を検出した後、受信側における周波数オフセット推定シンボル2703(時間i+2)、送信方法情報シンボル2704(時間i+3)の動作範囲に合わせて利得制御用シンボル2702(時間i+1)の動作範囲を設定する。例えば、図28に示すように、3つのシンボル2702、2703、2704の動作範囲を同じ(−64から64)にして送信する。 From time i to i + 3, after detecting the signal at time i, the gain control symbol 2702 (time i + 2) and the gain control symbol 2702 (time i + 3) are matched to the operating range of the frequency offset estimation symbol 2703 (time i + 2) and transmission method information symbol 2704 (time i + 3). Set the operating range of time i + 1). For example, as shown in FIG. 28, three symbols 2702, 2703, and 2704 are transmitted with the same operation range (−64 to 64).
時間i+4以降は、時間i+3までとは別に考え、受信側における合成信号の動作範囲が等しくなるように、合成された電波伝搬環境推定シンボル2705(時間i+5)、データシンボル2706(時間i+6,i+7)の動作範囲に合わせて利得制御用シンボル2702(時間i+4)の動作範囲を設定する。例えば、図28に示すように、変調信号A,B,C,Dの動作範囲を等しく(−64から64)する。このとき、時間i+5以降のシンボルに対するAGCは時間i+4における利得制御用シンボル2702を用いて行われるため、安定したAGCを行うためには利得制御用シンボル2702の時間を長くとりたい。しかし、利得制御用シンボル2702に長い時間を割り当てるほど、データの伝送効率は低下してしまう。 After time i + 4, the radio wave propagation environment estimation symbol 2705 (time i + 5) and the data symbol 2706 (time i + 6, i + 7) are combined so that the operation range of the combined signal on the receiving side is equal to the time i + 3. The operating range of the gain control symbol 2702 (time i + 4) is set in accordance with the operating range. For example, as shown in FIG. 28, the operation ranges of the modulation signals A, B, C, and D are made equal (−64 to 64). At this time, since AGC for symbols after time i + 5 is performed using gain control symbol 2702 at time i + 4, it is desired to increase the time of gain control symbol 2702 in order to perform stable AGC. However, the longer the time is allocated to the gain control symbol 2702, the lower the data transmission efficiency.
また、実施の形態1で図11を用いて説明したように、図28(b)に示す合成信号は時間i+3からi+4に変わる際動作範囲が大きく変動するため、受信装置のA/D変換部での量子化誤差が増大し、変調信号A,B,C,Dのデータシンボルの分離精度、復調精度が低下してしまう。ここで述べた「動作範囲が大きく変動する」問題に対して、実施の形態1で「送信する変調信号の数に応じて、データシンボルの合成信号レベルに合うようにパイロットシンボルの信号レベルを合わせるようにすることで受信側でのパイロットシンボルの量子化誤差を低減する」方法を説明した。
In addition, as described with reference to FIG. 11 in the first embodiment, the synthesized signal shown in FIG. 28 (b) has a large operating range when changing from time i + 3 to i + 4. The quantization error at 1 increases, and the data symbol separation accuracy and demodulation accuracy of the modulated signals A, B, C, and D decrease. In response to the problem that “the operating range fluctuates greatly” described here, in
そこで、実施の形態1の方法を用いて量子化誤差を低減しつつAGCのゲインコントロールの時間を長くとる方法として、変調信号Aのみ送信している時間(時間iからi+3まで)の動作範囲と変調信号A,B,C,Dを送信している時間(時間i+4からi+7まで)の動作範囲の比を1に近づける。これにより、変調信号Aのみ送信している時間のシンボルもAGCのゲインコントロールに用いることができ、上記「(ii)ゲインコントロールの時間を長くとる」ことを実現することができる。 Therefore, as a method of increasing the AGC gain control time while reducing the quantization error using the method of the first embodiment, the operation range of the time during which only the modulation signal A is transmitted (from time i to i + 3) The ratio of the operation range of the time (time i + 4 to i + 7) during which the modulation signals A, B, C, and D are transmitted is made close to 1. As a result, the symbol of the time during which only the modulated signal A is transmitted can also be used for AGC gain control, and it is possible to realize the above “(ii) Take longer gain control time”.
図29に、変調信号Aのみ送信している時間(時間iからi+3まで)のパイロットシンボルの送信電力を、変調信号A,B,C,Dを送信している時間(時間i+4からi+7まで)のシンボルの送信電力より大きくする場合の、変調信号の時間軸における波形の一例を示す。 In FIG. 29, the transmission power of the pilot symbols during the time when only the modulated signal A is transmitted (from time i to i + 3) is shown as the time during which the modulated signals A, B, C and D are transmitted (from time i + 4 to i + 7). An example of the waveform of the modulated signal on the time axis when the transmission power of the symbol is made larger is shown.
図29(a)は、変調信号A,B,C,Dのパイロットシンボルとデータシンボルの波形を示している。図29(b)は、変調信号A,B,C,Dの合成信号の波形である。ここで、図29(b)における時間iは送信された時間iに対応する時間とする。図29(a)に示すように、変調信号Aのみ送信している時間(時間iからi+3まで)のパイロットシンボルの動作範囲を、例えば−256から256とする。また、変調信号A,B,C,Dを送信している時間(時間i+4からi+7まで)のシンボルの動作範囲を、例えば−64から64とする。 FIG. 29A shows waveforms of pilot symbols and data symbols of modulated signals A, B, C, and D. FIG. 29B shows the waveform of the combined signal of the modulation signals A, B, C, and D. Here, the time i in FIG. 29B is a time corresponding to the transmitted time i. As shown in FIG. 29 (a), the operation range of the pilot symbols during the time (only from time i to i + 3) during which only the modulated signal A is transmitted is, for example, −256 to 256. In addition, the operation range of the symbols during the time when the modulation signals A, B, C, and D are transmitted (from time i + 4 to i + 7) is, for example, −64 to 64.
すると、合成した信号は図29(b)のように、変調信号Aのみ送信している時間(時間iからi+3まで)の動作範囲が−256から256、変調信号A,B,C,Dを送信している時間(時間i+4からi+7まで)の動作範囲も−256から256となり、前記2つの動作範囲の比が1となる。但し、この値は正確ではない。しかし、図28の場合と比較し、前記動作範囲の比が1に近づく。 Then, as shown in FIG. 29 (b), the synthesized signal has an operation range of −256 to 256 during the time when only the modulated signal A is transmitted (from time i to i + 3), and the modulated signals A, B, C, and D are The operating range of the transmission time (from time i + 4 to i + 7) is also −256 to 256, and the ratio of the two operating ranges is 1. However, this value is not accurate. However, as compared with the case of FIG.
このように、合成信号の動作範囲を安定させるように、変調信号Aのみ送信している時間(1本のアンテナのみから送信している時間)のパイロットシンボルの送信電力を適宜変更することで、AGCのゲインコントロールにかける時間を長くすることができ、受信装置のA/D変換部での量子化誤差を低減することができる。この結果、各変調信号A,B,C,Dのデータシンボルの分離精度、受信品質が向上する。 In this way, by appropriately changing the transmission power of the pilot symbols during the time when only the modulated signal A is transmitted (the time when only the single antenna is transmitted) so as to stabilize the operation range of the combined signal, The time required for AGC gain control can be lengthened, and the quantization error in the A / D converter of the receiving apparatus can be reduced. As a result, the data symbol separation accuracy and the reception quality of each modulation signal A, B, C, D are improved.
またこのとき、1本のアンテナのみから送信される信号検出用シンボル2701(時間i),利得制御用シンボル2702(時間i+1)、周波数オフセット推定シンボル2703(時間i+2)、送信方法情報シンボル2704(時間i+3)の送信電力は、図28の変調信号Aに含まれる信号検出用シンボル2701(時間i),利得制御用シンボル2702(時間i+1)、周波数オフセット推定シンボル2703(時間i+2)、送信方法情報シンボル2704(時間i+3)の送信電力より大きくなるため、これら4つのシンボル2701〜2704の推定精度も向上し、量子化誤差を低減することができる。 At this time, signal detection symbol 2701 (time i), gain control symbol 2702 (time i + 1), frequency offset estimation symbol 2703 (time i + 2), and transmission method information symbol 2704 (time) transmitted from only one antenna. i + 3) includes a signal detection symbol 2701 (time i), a gain control symbol 2702 (time i + 1), a frequency offset estimation symbol 2703 (time i + 2), and a transmission method information symbol included in the modulation signal A of FIG. Since it becomes larger than the transmission power of 2704 (time i + 3), the estimation accuracy of these four symbols 2701 to 2704 can be improved, and the quantization error can be reduced.
かくして、本実施の形態によれば、同時に送信する変調信号の数を変化させる方式において、送信する変調信号の数に応じて、受信装置における合成信号レベルに合うように、1つの変調信号のみ送信する場合の変調信号のレベルを合わせることにより、AGCのゲインコントロールにかける時間を長くとることができ、A/D変換部における量子化誤差の低減ができる。この結果、電波伝搬環境推定精度が向上し、データの受信品質が向上する。またこのとき、1つの変調信号のみ送信する場合の変調信号に含まれるパイロットシンボルの送信電力も大きくなるため、パイロットシンボルを用いた周波数オフセット推定精度、送信方法情報推定精度が向上し、データの受信品質が向上する。 Thus, according to the present embodiment, in the method of changing the number of modulation signals to be transmitted simultaneously, only one modulation signal is transmitted in accordance with the number of modulation signals to be transmitted so as to match the combined signal level in the receiving apparatus. By adjusting the level of the modulation signal in this case, it is possible to increase the time required for AGC gain control, and to reduce the quantization error in the A / D converter. As a result, the radio wave propagation environment estimation accuracy is improved, and the data reception quality is improved. At this time, the transmission power of pilot symbols included in the modulation signal when only one modulation signal is transmitted also increases, so that the frequency offset estimation accuracy and transmission method information estimation accuracy using the pilot symbols are improved, and data reception Quality is improved.
(実施の形態4)
本実施の形態では、実施の形態1、2、3で説明した、同時に変調信号を送信するアンテナ数(変調信号数)に応じてパイロットシンボルや変調信号の送信電力を変更する方法に関して、パイロットシンボルの信号点配置方法に関して述べる。特に、本実施の形態では、パイロットシンボル中の利得制御シンボルの信号点配置を送信アンテナ毎に変更することで、受信側においてPAPRを小さくし受信側のダイナミックレンジを安定させることができる方法を説明する。
(Embodiment 4)
In the present embodiment, the pilot symbols related to the method of changing the pilot symbol and the transmission power of the modulation signal according to the number of antennas (the number of modulation signals) that transmit the modulation signal at the same time described in the first, second, and third embodiments. The signal point arrangement method will be described. In particular, in the present embodiment, a method for reducing the PAPR on the receiving side and stabilizing the dynamic range on the receiving side by changing the signal point arrangement of the gain control symbols in the pilot symbols for each transmitting antenna will be described. To do.
なお、本実施の形態では、実施の形態1において図4、8を用いて説明した変調信号の信号点配置について新たな信号点配置方法を説明する。その他は実施の形態1、2、3と同じなので、その説明を省略する。
In the present embodiment, a new signal point arrangement method will be described with respect to the signal point arrangement of the modulation signal described in
まず、送信アンテナが2本の場合を説明する。実施の形態1では、図4に示すように、パイロットシンボルにBPSK変調された信号を用いた。ここで、BPSK変調を用いる理由は、最も処理が簡単で、かつ誤り率が低くなる変調方式であるからである。これは、実施の形態3の中で説明した送信方法情報シンボル2704(図27に図示)のように、送信毎にデータが異なるシンボルに対して有効な変調方式となる。
First, a case where there are two transmission antennas will be described. In
これに対し、実施の形態3で説明した利得制御用シンボル2702(図27に図示)にBPSK変調を適用する場合を考える。利得制御用シンボル2702は利得制御が目的のシンボルであるため、送信毎に常に同じパターンで送信すればよい。したがって、ゲインコントロールを行い易いように変調信号毎の送信パターンを決定すべきである。 On the other hand, consider a case where BPSK modulation is applied to the gain control symbol 2702 (shown in FIG. 27) described in the third embodiment. Since the gain control symbol 2702 is a symbol for which gain control is intended, it is only necessary to always transmit the same pattern in every transmission. Therefore, the transmission pattern for each modulation signal should be determined so that gain control can be easily performed.
図30は、変調信号A、BをOFDM信号としたときのサブキャリアk(k=1,・・・,N N:FFTポイント数)の、各シンボルの同相I―直交Q面における信号点配置と、変調信号A,Bを受信した合成信号の信号点配置の一例である。ここでは、雑音の影響は考慮せずチャネル推定は理想的に行うものとして図示している。 FIG. 30 shows signal point arrangement on the in-phase I-quadrature Q plane of each symbol of subcarrier k (k = 1,..., N N: number of FFT points) when modulated signals A and B are OFDM signals. And an example of the signal point arrangement of the combined signal that received the modulated signals A and B. Here, the channel estimation is illustrated as ideally performed without considering the influence of noise.
図30では、変調信号A,Bは振幅・位相ともに同じ信号点配置を用いている。図30の合成信号を見ると、信号点振幅の大きい点が2つ存在し、その振幅は4となる(4.0,0.0)、(−4.0,0.0)の2点)。また、信号点振幅の小さい点が2つ存在し、その振幅は0となる((0.0,0.0)で重なっている2点)。したがって、振幅で評価するダイナミックレンジは4となる。 In FIG. 30, the modulation signals A and B use the same signal point arrangement for both amplitude and phase. Looking at the synthesized signal in FIG. 30, there are two points with large signal point amplitudes, and the amplitude is 4 (4.0, 0.0), (−4.0, 0.0). ). In addition, there are two points with small signal point amplitudes, and the amplitudes are 0 (two points overlapping at (0.0, 0.0)). Therefore, the dynamic range evaluated by the amplitude is 4.
これに対して、図31は、変調信号Bの信号点配置を、振幅は変化させず位相のみ90°回転させたものを示す。そのときの合成信号の信号点配置を見ると、4点ともに振幅が2√2(約2.8)となり、振幅で評価するダイナミックレンジは2.8となり、PAPRが小さくなることが分かる。 On the other hand, FIG. 31 shows a signal point arrangement of the modulation signal B, in which only the phase is rotated 90 ° without changing the amplitude. Looking at the signal point arrangement of the synthesized signal at that time, it can be seen that the amplitude is 2√2 (about 2.8) at all four points, the dynamic range evaluated by the amplitude is 2.8, and the PAPR becomes small.
このように、変調信号毎に信号点配置を変更することで、変更しない場合と比較してPAPRを小さくでき、ゲインコントロールを行いやすくすることができる。 Thus, by changing the signal point arrangement for each modulation signal, the PAPR can be reduced compared to the case where the signal point is not changed, and gain control can be easily performed.
図32、33は、4つの変調信号A〜DをOFDM信号としたときのサブキャリアk(k=1,・・・,N N:FFTポイント数)の、各シンボルの同相I―直交Q面における信号点配置と、変調信号A,B、C、Dを受信した合成信号の信号点配置の一例である。ここでは、雑音の影響は考慮せずチャネル推定は理想的に行うものとして図示している。 32 and 33 show the in-phase I-quadrature Q planes of each symbol of subcarrier k (k = 1,..., N N: FFT point number) when four modulation signals A to D are OFDM signals. Is a signal point arrangement of the combined signal that received the modulated signals A, B, C, and D. Here, the channel estimation is illustrated as ideally performed without considering the influence of noise.
図32は各変調信号A,B,C,Dを同一信号点配置を用いて送信する場合、図33は各変調信号A,B,C,Dを異なる信号点配置を用いて送信する場合である。図32では合成信号の振幅で評価するダイナミックレンジが16となるのに対し、図33では合成信号の振幅で評価するダイナミックレンジは4√2(約5.6)に抑えられている。このように、利得制御用シンボルにおいて変調信号毎に信号点配置を変更する方法を採用すると、変調信号数の増加とともに、よりダイナミックレンジを安定化させる効果が得られる。 FIG. 32 shows a case where each modulation signal A, B, C, D is transmitted using the same signal point arrangement, and FIG. 33 shows a case where each modulation signal A, B, C, D is transmitted using a different signal point arrangement. is there. In FIG. 32, the dynamic range evaluated by the amplitude of the synthesized signal is 16, whereas in FIG. 33, the dynamic range evaluated by the amplitude of the synthesized signal is suppressed to 4√2 (about 5.6). As described above, when the method of changing the signal point arrangement for each modulation signal in the gain control symbol is employed, the effect of further stabilizing the dynamic range can be obtained as the number of modulation signals increases.
なお、本実施の形態では、変調信号のパターンとして、図31に示す2つのパターンを用いて説明を行ったが、このパターンに限ったものではなく、要は合成信号においてPAPRが小さくなるように、変調信号毎にパターンを変更すればよい。よって、図34のように、180°の位相差とならないBPSK信号で送信することもできる。図30と図34の合成信号を比較すると、振幅が4となる点((4.0.0.0)、(−4.0.0.0))を約3.7((3.4,1.4)、(−3.4,1.4))にし、ダイナミックレンジを小さくできていることがわかる。 In this embodiment, the two patterns shown in FIG. 31 have been described as modulation signal patterns. However, the present invention is not limited to this pattern, and the point is that the PAPR is reduced in the synthesized signal. The pattern may be changed for each modulation signal. Therefore, as shown in FIG. 34, it is also possible to transmit with a BPSK signal that does not have a phase difference of 180 °. Comparing the synthesized signals of FIG. 30 and FIG. 34, the point where the amplitude becomes 4 ((4.0.0.0), (−4.0.0.0)) is about 3.7 ((3.4 , 1.4) and (-3.4, 1.4)), it can be seen that the dynamic range can be reduced.
また、本実施の形態では、利得制御用シンボルに対し、BPSK変調の信号点配置を変更する方法を説明した。繰り返しになるが、利得制御用シンボルは利得制御が目的のシンボルであるため、シンボルを復調した誤り率は全く関係ない。このことを考えると、各変調信号において多値変調を用い、変調信号毎に異なる送信パターンを用いて送信することで、同様のPAPR削減効果が得られダイナミックレンジを小さくできると言える。このとき、多値変調としては振幅の変動のない変調方式、例えばPSK変調が適しており、その多値数が大きい(8PSK→16PSK→32PSK・・・)ほど各変調信号においてランダムな位相となるため、ダイナミックレンジを小さくできる。したがって、所望するダイナミックレンジとなるように多値数を選定すればよい。 In the present embodiment, the method of changing the signal point arrangement of BPSK modulation for the gain control symbol has been described. Again, since the gain control symbol is a symbol for which gain control is intended, the error rate at which the symbol is demodulated is completely irrelevant. Considering this, it can be said that the same PAPR reduction effect can be obtained and the dynamic range can be reduced by using multi-level modulation in each modulation signal and transmitting using a different transmission pattern for each modulation signal. At this time, a modulation method without amplitude fluctuation is suitable as multi-level modulation, for example, PSK modulation, and the larger the multi-level number (8 PSK → 16 PSK → 32 PSK...), The more random the phase in each modulation signal. Therefore, the dynamic range can be reduced. Therefore, the multi-value number may be selected so as to obtain a desired dynamic range.
かくして、本実施の形態によれば、同時に送信する変調信号の数を変化させる方式において、利得制御用シンボルに対して変調信号毎に異なる信号点配置とすることでPAPR削減効果が得られダイナミックレンジを小さくでき、A/D変換部における量子化誤差を低減できる。 Thus, according to the present embodiment, in the method of changing the number of modulation signals to be transmitted at the same time, the PAPR reduction effect can be obtained by arranging different signal point for each modulation signal with respect to the gain control symbol. And the quantization error in the A / D converter can be reduced.
(他の実施の形態)
なお上述した実施の形態では、変調信号A〜Dのフレーム構成を、図3、図7及び図27に示すようにした場合について述べたが、変調信号のフレーム構成はこれに限らない。
(Other embodiments)
In the above-described embodiment, the case where the frame configurations of the modulation signals A to D are as shown in FIGS. 3, 7, and 27 has been described. However, the frame configuration of the modulation signals is not limited to this.
また上述した実施の形態では、変調信号数設定手段11としてフレーム構成信号生成部507及び変調部502A〜502Dを用い、送信方法要求情報S10に応じた数の送信変調信号数を設定した場合について述べたが、これに限らず、自局で送信変調信号数を設定するようにしてもよい。例えば送ろうとするデータ量が多い場合には送信変調信号数を多く設定し、送ろうとするデータ量が少ない場合には送信変調信号数を少なく設定してもよい。要は、複数のアンテナを用いて送信する変調信号の数を設定できればよい。
In the above-described embodiment, the case where the frame configuration
また上述した実施の形態1では、送信電力変更手段12として図14に示したようなパイロットシンボルマッピング部512を用いた場合について述べたが、本発明の送信電力変更手段はこれに限らず、要は、送信変調信号数に応じて、データシンボルの送信電力とパイロットシンボルの送信電力の比を変化させることができるようなものであればよい。
In the first embodiment described above, the case where pilot
また上述した実施の形態2では、送信電力変更手段12としてゲインコントロール部701A〜701D(図26)を用いた場合について述べたが、本発明の送信電力変更手段はこれに限らず、要は、送信変調信号数が切り換えられると同時に、各変調信号の送信電力を変更できるようなものであればよい。
Moreover, in
また上述した実施の形態では、4つの送信アンテナT1〜T4が設けられた無線送信装置において、送信アンテナ数(送信変調信号数)を2つと4つの間、又は1つと4つの間で切り換えるようにした場合について述べたが、これに限らず、送信アンテナ数nでn系統の変調信号を送信するものに広く適用できる。また送信アンテナ数と送信する変調信号の数は一致する必要はなく、送信アンテナ数を、送信変調信号の数より多くし、送信アンテナを選択し、選択した送信アンテナから変調信号を送信してもよい。またアンテナは複数のアンテナで一つのアンテナ部を形成していてもよい。 In the above-described embodiment, in the wireless transmission device provided with four transmission antennas T1 to T4, the number of transmission antennas (the number of transmission modulation signals) is switched between two and four, or between one and four. However, the present invention is not limited to this, and the present invention can be widely applied to devices that transmit n types of modulated signals with n transmission antennas. In addition, the number of transmission antennas and the number of modulated signals to be transmitted do not need to match, even if the number of transmission antennas is larger than the number of transmission modulated signals, a transmission antenna is selected, and a modulated signal is transmitted from the selected transmission antenna. Good. Moreover, the antenna may form one antenna part with a plurality of antennas.
また上述した実施の形態では、OFDMを行う無線送信装置を例に説明したが、これに限ったものではなく、マルチキャリア方式、シングルキャリア方式でも同様に実施することができる。またスペクトル拡散通信方式を用いてもよい。特にOFDM方式とスペクトル拡散方式とを組み合わせた方式に適用しても同様に実施することができる。 In the above-described embodiment, the radio transmission apparatus that performs OFDM has been described as an example. However, the present invention is not limited to this, and the present invention can be similarly applied to a multicarrier system and a single carrier system. A spread spectrum communication method may be used. In particular, the present invention can be similarly implemented even if it is applied to a method combining the OFDM method and the spread spectrum method.
また上述した実施の形態では、特に符号化について触れなかったが、時空間符号化を施さない場合においても実施でき、また、文献“Space-Time Block Codes from Orthogonal Design”IEEE Transactions on Information Theory, pp.1456-1467,vol.45, no.5, July 1999に示されている時空間ブロック符号、文献“Space-Time Block Codes for High Data Rate Wireless Communication : Performance Criterion and Code Construction”IEEE Transactions on Information Theory, pp.744-765, vol.44, no.2, March 1998に示されている時空間トレリス符号を適用していても同様に実施することができる。 In the above-described embodiment, coding was not particularly mentioned, but it can be performed even when space-time coding is not performed, and the document “Space-Time Block Codes from Orthogonal Design” IEEE Transactions on Information Theory, pp. .1456-1467, vol.45, no.5, July 1999 Space-Time Block Codes, Literature “Space-Time Block Codes for High Data Rate Wireless Communication: Performance Criterion and Code Construction” IEEE Transactions on Information Theory , pp.744-765, vol.44, no.2, March 1998, can be implemented in the same way even if the space-time trellis code shown in March 1998 is applied.
さらに変調信号として各アンテナからOFDM信号を送信する場合、変調信号の送信電力を変更するにあたっては、各サブキャリアの送信電力を変更することで変調信号の送信電力を変更してもよく、または使用するサブキャリア数を変更することで送信電力を変更するようにしてもよい。 Furthermore, when an OFDM signal is transmitted from each antenna as a modulation signal, the transmission power of the modulation signal may be changed or changed by changing the transmission power of each subcarrier in changing the transmission power of the modulation signal. The transmission power may be changed by changing the number of subcarriers to be performed.
図35を用いて、使用するサブキャリア数を変更する場合について簡単に説明する。図35は、実施の形態3で説明した図29のような電力波形を作るための具体例を示したものであり、各変調信号A〜Dがそれぞれ64本のサブキャリアから形成されている場合を想定している。時間iから時間i+3にかけては、アンテナT1から64本のサブキャリア全てを使って変調信号Aを送信する。これに対して、時間i+4から時間i+7にかけては、アンテナT1〜T4から、それぞれ16本のサブキャリアを使って各変調信号A〜Dを送信する。ここでサブキャリア1本当たりの送信電力を同じにすれば、図29に示すような電力波形を得ることができる。因みに、時間iから時間i+3で使用しているサブキャリア数と、時間i+4から時間i+7で使用しているサブキャリア数は、共に64本なので、時間iから時間i+3の合成信号の送信電力と、時間i+4から時間i+7の送信電力は等しくなる。 A case where the number of subcarriers to be used is changed will be briefly described with reference to FIG. FIG. 35 shows a specific example for generating the power waveform as shown in FIG. 29 described in the third embodiment, and each modulation signal A to D is formed of 64 subcarriers. Is assumed. From time i to time i + 3, modulated signal A is transmitted from antenna T1 using all 64 subcarriers. On the other hand, from time i + 4 to time i + 7, each of the modulation signals A to D is transmitted from the antennas T1 to T4 using 16 subcarriers. Here, if the transmission power per subcarrier is the same, a power waveform as shown in FIG. 29 can be obtained. Incidentally, since the number of subcarriers used from time i to time i + 3 and the number of subcarriers used from time i + 4 to time i + 7 are both 64, the transmission power of the combined signal from time i to time i + 3, The transmission power from time i + 4 to time i + 7 is equal.
要は、使用するサブキャリア数を変更する場合には、変調信号を送信するアンテナ数が増えると(多重する変調信号数が増えると)、各変調信号(OFDM信号)中で使用するサブキャリア数を減らすようにする。因みに、使用するサブキャリアとは、I−Q平面上での信号点が(0,0)でないシンボルが配置されたサブキャリアをいう。例えばBPSKであれば、(1,0)又は(−1,0)のシンボルが配置されたサブキャリアをいう。逆に、使用しないサブキャリアとは、信号点(0,0)のシンボルが配置されたサブキャリアをいう。 In short, when changing the number of subcarriers used, the number of subcarriers used in each modulated signal (OFDM signal) increases as the number of antennas transmitting modulated signals increases (the number of modulated signals to be multiplexed increases). To reduce. Incidentally, the subcarrier to be used refers to a subcarrier in which a symbol whose signal point is not (0, 0) on the IQ plane is arranged. For example, in the case of BPSK, it means a subcarrier in which a symbol of (1, 0) or (-1, 0) is arranged. On the contrary, the unused subcarrier means a subcarrier in which a symbol of a signal point (0, 0) is arranged.
また変調信号として各アンテナからOFDM信号を送信する場合には、各サブキャリアの送信電力を変更する方法と、使用するサブキャリア数を変更する方法の両方を併用することで、複数アンテナから送信する変調信号の合計送信電力を変更するようにしてもよい。 In addition, when transmitting an OFDM signal from each antenna as a modulation signal, transmission is performed from multiple antennas by using both the method of changing the transmission power of each subcarrier and the method of changing the number of subcarriers to be used. The total transmission power of the modulation signal may be changed.
本発明は無線送信方法及び無線送信装置に関し、特に複数アンテナから異なる変調信号を送信すると共に同時に送信する変調信号の数を変化させる方式において、送信する変調信号数を変化させた場合でも高精度の復調が要求される無線通信システムに適用して好適なものである。 The present invention relates to a wireless transmission method and a wireless transmission device , and in particular, in a method of transmitting different modulation signals from a plurality of antennas and changing the number of modulation signals transmitted simultaneously, even when the number of modulation signals to be transmitted is changed, high accuracy. The present invention is suitable for application to a radio communication system that requires demodulation.
10、500、700 無線送信装置
11 変調信号数設定手段
12 送信電力変更手段
201、401 信号検出用シンボルの信号点
202、402 制御シンボル、電波伝搬環境推定シンボルの信号点
203 データシンボルの信号点
502A〜502D 変調部
505A〜505D 無線部
506A〜506D 電力増幅部
507 フレーム構成信号生成部
512 パイロットシンボルマッピング部
520 送信アンテナ数2用パイロットシンボル生成部
521 送信アンテナ数4用パイロットシンボル生成部
600 無線受信装置
701A〜701D ゲインコントロール部
T1〜Tn、R1〜R4 アンテナ
S2 フレーム構成信号
10, 500, 700
Claims (12)
受信装置が前記変調信号の周波数オフセットを推定するための周波数オフセット推定信号、受信装置が前記変調信号のチャネル変動を推定するためのチャネル変動推定信号、及び受信装置が前記変調信号のゲインコントロールを行うための利得制御信号を含む送信フレームを形成し、
前記送信フレームを送信する無線送信方法であり、
前記送信フレームは、第1の利得制御信号と第2の利得制御信号とを有し、
前記第1の利得制御信号は、前記周波数オフセット推定信号の前に配置され、
前記第2の利得制御信号は、前記周波数オフセット推定信号の後であって、かつ、前記チャネル変動推定信号の前に配置される
ことを特徴とする無線送信方法。 A wireless transmission method for transmitting a modulated signal,
A frequency offset estimation signal for the receiver to estimate the frequency offset of the modulated signal, a channel fluctuation estimation signal for the receiver to estimate the channel fluctuation of the modulated signal, and a receiver to control the gain of the modulated signal Forming a transmission frame including a gain control signal for,
A wireless transmission method for transmitting the transmission frame,
The transmission frame has a first gain control signal and a second gain control signal,
The first gain control signal is disposed before the frequency offset estimation signal;
The wireless transmission method, wherein the second gain control signal is arranged after the frequency offset estimation signal and before the channel fluctuation estimation signal .
受信装置が前記変調信号の周波数オフセットを推定するための周波数オフセット推定信号、受信装置が前記変調信号のチャネル変動を推定するためのチャネル変動推定信号、及び受信装置が前記変調信号のゲインコントロールを行うための利得制御信号を含む送信フレームを形成し、
前記送信フレームを送信する無線送信装置であり、
前記送信フレームは、第1の利得制御信号と第2の利得制御信号とを有し、
前記第1の利得制御信号は、前記周波数オフセット推定信号の前に配置され、
前記第2の利得制御信号は、前記周波数オフセット推定信号の後であって、かつ、前記チャネル変動推定信号の前に配置される
ことを特徴とする無線送信装置。 A wireless transmission device that transmits a modulated signal,
A frequency offset estimation signal for the receiver to estimate the frequency offset of the modulated signal, a channel fluctuation estimation signal for the receiver to estimate the channel fluctuation of the modulated signal, and a receiver to control the gain of the modulated signal Forming a transmission frame including a gain control signal for,
A wireless transmission device for transmitting the transmission frame;
The transmission frame has a first gain control signal and a second gain control signal,
The first gain control signal is disposed before the frequency offset estimation signal;
The radio transmission apparatus, wherein the second gain control signal is arranged after the frequency offset estimation signal and before the channel fluctuation estimation signal .
受信装置が前記変調信号の周波数オフセットを推定するための周波数オフセット推定信号、受信装置が前記変調信号のチャネル変動を推定するためのチャネル変動推定信号、及び受信装置が前記変調信号のゲインコントロールを行うための利得制御信号を制御信号群として含む送信フレームを形成し、A frequency offset estimation signal for the receiver to estimate the frequency offset of the modulated signal, a channel fluctuation estimation signal for the receiver to estimate the channel fluctuation of the modulated signal, and a receiver to control the gain of the modulated signal Forming a transmission frame including a gain control signal for the control signal group,
前記送信フレームを送信する無線送信方法であり、A wireless transmission method for transmitting the transmission frame,
前記送信フレームは、前記制御信号群内に、第1の利得制御信号と第2の利得制御信号とを有し、前記第1の利得制御信号と前記第2の利得制御信号との間に前記周波数オフセット推定信号が配置されるThe transmission frame includes a first gain control signal and a second gain control signal in the control signal group, and the transmission frame includes the first gain control signal and the second gain control signal. Frequency offset estimation signal is placed
ことを特徴とする無線送信方法。And a wireless transmission method.
ことを特徴とする請求項3又は4に記載の無線送信方法。 The wireless transmission method according to claim 3 or 4 , wherein one of the first gain control signal and the second gain control signal is arranged before the channel fluctuation estimation signal.
前記第2の利得制御信号は、前記周波数オフセット推定信号の後であって、かつ、前記チャネル変動推定信号の前に配置される
ことを特徴とする請求項3乃至5いずれか一項に記載の無線送信方法。 The first gain control signal is disposed before the frequency offset estimation signal;
The said 2nd gain control signal is arrange | positioned after the said frequency offset estimation signal and before the said channel fluctuation estimation signal, The Claim 3 thru | or 5 characterized by the above-mentioned. Wireless transmission method.
請求項1、3乃至6のいずれか一項に記載の無線送信方法。 The wireless transmission method according to any one of claims 1 to 3 , wherein the transmission frame is an OFDM signal.
受信装置が前記変調信号の周波数オフセットを推定するための周波数オフセット推定信号、受信装置が前記変調信号のチャネル変動を推定するためのチャネル変動推定信号、及び受信装置が前記変調信号のゲインコントロールを行うための利得制御信号を制御信号群として含む送信フレームを形成し、
前記送信フレームを送信する無線送信装置であり、
前記送信フレームは、前記制御信号群内に、第1の利得制御信号と第2の利得制御信号とを有し、前記第1の利得制御信号と前記第2の利得制御信号との間に前記周波数オフセット推定信号が配置される
ことを特徴とする無線送信装置。 A wireless transmission device that transmits a modulated signal,
A frequency offset estimation signal for the receiver to estimate the frequency offset of the modulated signal, a channel fluctuation estimation signal for the receiver to estimate the channel fluctuation of the modulated signal, and a receiver to control the gain of the modulated signal Forming a transmission frame including a gain control signal for the control signal group ,
A wireless transmission device for transmitting the transmission frame;
The transmission frame includes a first gain control signal and a second gain control signal in the control signal group, and the transmission frame includes the first gain control signal and the second gain control signal. A radio transmission apparatus, wherein a frequency offset estimation signal is arranged.
ことを特徴とする請求項8又は9に記載の無線送信装置。The wireless transmission device according to claim 8 or 9, wherein
前記第2の利得制御信号は、前記周波数オフセット推定信号の後であって、かつ、前記チャネル変動推定信号の前に配置されるThe second gain control signal is arranged after the frequency offset estimation signal and before the channel fluctuation estimation signal
ことを特徴とする請求項8乃至10いずれか一項に記載の無線送信装置。The wireless transmission device according to claim 8, wherein the wireless transmission device is a wireless transmission device.
請求項2、8乃至11のいずれか一項に記載の無線送信装置。The wireless transmission device according to claim 2, or 8 to 11.
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