JP4059893B2 - Multi-rate clock signal extraction method and multi-rate clock signal extraction device - Google Patents

Multi-rate clock signal extraction method and multi-rate clock signal extraction device Download PDF

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Description

この発明は、伝送レートの変更に即座に対応して光パルス信号からクロック信号を抽出するための方法及びこの方法を実現するための装置に関する。   The present invention relates to a method for extracting a clock signal from an optical pulse signal in response to a change in transmission rate and an apparatus for realizing the method.

光通信技術の分野において、限られた通信線路資源を有効に利用して、送受信可能なチャンネル数を増やす手段として、光時分割多重通信（OTDM: Optical Time Division Multiplexing）等の多重通信方法が検討されている。OTDMとは、複数チャンネルを多重化して時分割多重信号として送信し、受信側でクロック信号から生成されるゲート信号によって時分割多重信号から個々のチャンネルに分離（以後「ゲーティング」）することにより、個々のチャンネルの情報を個別に取り出して受信する方法を採用した通信である。   In the field of optical communication technology, multiplex communication methods such as Optical Time Division Multiplexing (OTDM) are studied as a means to increase the number of channels that can be transmitted and received by effectively using limited communication line resources. Has been. OTDM is a method of multiplexing multiple channels and transmitting them as time division multiplexed signals, and separating them into individual channels (hereinafter “gating”) from the time division multiplexed signals by the gate signal generated from the clock signal on the receiving side. The communication employs a method of individually retrieving and receiving information of individual channels.

送受信される時分割多重信号の時間基準を与える信号を、ベースレートクロック信号（「基準クロック信号」と呼称されることもある。）と称する。受信信号から抽出されるクロック信号の周波数は、単位時間に送受信されるビット数を示すビットレートに等しい場合もあるが、その周波数が数分の一に分周された周波数として抽出される場合もある。以後の説明では、特に必要な場合を除いて、混乱が生じない範囲で上記いずれの場合においても、抽出されるクロック信号を単に「クロック信号」と記載する。   A signal that provides a time reference for a time-division multiplexed signal that is transmitted and received is referred to as a base rate clock signal (sometimes referred to as a “reference clock signal”). The frequency of the clock signal extracted from the received signal may be equal to the bit rate indicating the number of bits transmitted / received per unit time, but may be extracted as a frequency divided by a fraction. is there. In the following description, the extracted clock signal is simply referred to as “clock signal” in any of the above cases within a range where no confusion occurs unless particularly necessary.

また、ベースレートクロック信号に対応する周波数をサンプリング周波数、時分割多重信号のビットレートを伝送レートと称し、伝送レートに対応する周波数を伝送レート周波数と称することもある。もちろん、時分割多重信号のビットレートは、単一チャンネルに割り当てられているビットレートに多重したチャンネル数を掛け合わせた値に等しい。   In addition, the frequency corresponding to the base rate clock signal may be referred to as a sampling frequency, the bit rate of the time division multiplexed signal may be referred to as a transmission rate, and the frequency corresponding to the transmission rate may be referred to as a transmission rate frequency. Of course, the bit rate of the time division multiplexed signal is equal to a value obtained by multiplying the bit rate assigned to a single channel by the number of multiplexed channels.

ゲーティングする際は、受信した時分割多重信号から抽出されるクロック信号が、分周（多重されたチャンネル数分の一に分周）されてゲート信号として用いられる。したがって、時分割多重されたパルス信号からクロック信号を抽出する技術が必要であり、クロック信号抽出のための装置が数々検討されている。   When gating, a clock signal extracted from the received time-division multiplexed signal is frequency-divided (frequency-divided by one for the number of multiplexed channels) and used as a gate signal. Therefore, a technique for extracting the clock signal from the time-division multiplexed pulse signal is required, and many devices for extracting the clock signal have been studied.

現状では、40 Gbit/sの信号を処理できる電子回路を開発することによって、光学的手段と電気的手段とを組み合わせたOTDMが実現されているが（例えば、非特許文献1参照）、電子回路が処理可能な周波数は40 GHz程度が限界であると指摘されている。伝送レートが40 Gbit/sを超える高速度通信を実現するには、電気的手段と光学的手段とを組み合わせて構成される装置が必要となる。   Currently, by developing an electronic circuit that can process a 40 Gbit / s signal, OTDM that combines optical and electrical means has been realized (for example, see Non-Patent Document 1). However, it is pointed out that the frequency that can be processed is about 40 GHz. In order to realize high-speed communication with a transmission rate exceeding 40 Gbit / s, a device configured by combining electrical means and optical means is required.

上述の通信速度40 Gbit/sを越える通信速度の光通信システムにおいて、クロック信号の抽出に成功した例が、最近幾つか報告されている（例えば、非特許文献2から4参照）。非特許文献2には、位相同期発振 (PLL: Phase Locked Loop）回路を構成する部分と光変調を実行する部分とを、組み合わせることによって実現されたクロック信号抽出装置が開示されている。光変調を実行する部分には、電界吸収型変調器(EAM: Electro Absorption Modulator)が利用されており、PLL動作は電気回路で実現されている。ここでは、特に、PLL回路に特別な工夫がなされている。   In the optical communication system having a communication speed exceeding 40 Gbit / s described above, several examples of successful clock signal extraction have been recently reported (for example, see Non-Patent Documents 2 to 4). Non-Patent Document 2 discloses a clock signal extraction device realized by combining a part constituting a phase locked oscillation (PLL) circuit and a part for executing optical modulation. An electroabsorption modulator (EAM) is used for the portion that performs optical modulation, and the PLL operation is realized by an electric circuit. Here, in particular, a special contrivance is made to the PLL circuit.

以後、電気的に実現されるPLL動作と、光学的に実現される光変調動作とが一体化されたクロック信号抽出装置を、光-電気ハイブリット構成のクロック信号抽出装置と称する。   Hereinafter, a clock signal extraction device in which an electrically realized PLL operation and an optically realized optical modulation operation are integrated will be referred to as an optical-electric hybrid configuration clock signal extraction device.

非特許文献2では、1チャンネル当り40 Gbit/sのビットレートの4チャンネル分の信号が光時分割多重されて、160 Gbit/sのRZ（Return to Zero）符号化された光パルス信号として送信された場合に対応する光-電気ハイブリット構成のクロック信号抽出装置を、一例として開示している。光時分割多重信号をゲーティングするサンプリング周波数fsは、伝送レート周波数fの4分の1の周波数に設定されている。すなわちfs＝40 GHz、f＝160 GHzである。   In Non-Patent Document 2, four-channel signals with a bit rate of 40 Gbit / s per channel are optically time-division multiplexed and transmitted as 160 Gbit / s RZ (Return to Zero) encoded optical pulse signals. A clock signal extraction device having an opto-electric hybrid configuration corresponding to such a case is disclosed as an example. The sampling frequency fs for gating the optical time division multiplexed signal is set to a quarter of the transmission rate frequency f. That is, fs = 40 GHz and f = 160 GHz.

光時分割多重信号は、EAMに入力され、(fs-Δf) GHzの電気信号で変調される。ここで、Δfはオフセット周波数と呼ばれ、40 GHzと比較して十分に小さい周波数値であり、ここでは250 MHzに設定されている。なわち、EAMに光時分割多重信号を入力して、光時分割多重信号の伝送レート周波数f（＝160 GHz）の1/4の周波数（＝40 GHz）に、低周波数成分(Δf) GHzをミキシングした周波数(fs-Δf) GHzの変調電気信号で変調して、変調光パルス信号を得ている。   The optical time division multiplexed signal is input to the EAM and modulated with an electrical signal of (fs−Δf) GHz. Here, Δf is called an offset frequency, which is a sufficiently small frequency value compared with 40 GHz, and is set to 250 MHz here. In other words, when an optical time division multiplexed signal is input to the EAM, a low frequency component (Δf) GHz is applied to 1/4 of the transmission rate frequency f (= 160 GHz) of the optical time division multiplexed signal (= 40 GHz). The modulated optical pulse signal is obtained by modulating with the modulated electric signal of the frequency (fs-Δf) GHz where the frequency is mixed.

変調光パルス信号は、O/E（optical-to-electrical）変換されて、透過帯域の中心周波数が(Δf) GHzの4倍である周波数、(4Δf) GHzのバンドパスフィルタによって（4Δf) GHzの周波数電気信号に変換される。このようにして生成された（4Δf) GHzの周波数の電気信号と、基準信号発生器から出力される電気信号を4逓倍して得られた（4Δf) GHzの周波数の電気信号とが位相比較器に入力される。この位相比較器において上記の両者の電気信号の位相が比較され、両者の位相が合致していれば、位相比較器から出力される電気信号が0 Vとなり、位相差の大きさに比例してこの電気信号の電圧が大きくなる。   The modulated optical pulse signal is O / E (optical-to-electrical) converted to a frequency whose center frequency of the transmission band is four times (Δf) GHz, and (4Δf) GHz by a bandpass filter of (4Δf) GHz The frequency is converted into an electrical signal. The electric signal having the frequency of (4Δf) GHz generated in this way and the electric signal having the frequency of (4Δf) GHz obtained by multiplying the electric signal output from the reference signal generator by four are phase comparators. Is input. In this phase comparator, the phases of the two electric signals are compared, and if the two phases match, the electric signal output from the phase comparator becomes 0 V, which is proportional to the magnitude of the phase difference. The voltage of this electric signal increases.

位相比較器から出力される電気信号は、時間的に平均化された強度の電気信号に変換され、電圧制御型発振器（VCO: Voltage Controlled Oscillator）に入力される。そして詳細は後述するが、VCOから出力される電気信号の周波数は、160 Gbit/sのRZ符号化された光時分割多重信号から抽出される周波数(4Δf) GHｚの電気信号の位相と、基準信号発生器から出力される電気信号を4逓倍して得られた(4Δf) GHzの周波数の電気信号の位相とが合致するように変化する。このことによって、光時分割多重信号の光時分割多重信号のクロック信号と、この光-電気ハイブリット構成のクロック信号抽出装置から抽出されるクロック信号の位相を同期させるPLL系回路が形成される。   The electric signal output from the phase comparator is converted into an electric signal having a temporally averaged intensity and is input to a voltage controlled oscillator (VCO). As will be described in detail later, the frequency of the electrical signal output from the VCO is the frequency (4Δf) of the electrical signal of the frequency (4Δf) GHz extracted from the 160 Gbit / s RZ-encoded optical signal and the reference It changes so that the phase of the electrical signal having a frequency of (4Δf) GHz obtained by multiplying the electrical signal output from the signal generator by 4 matches. This forms a PLL circuit that synchronizes the clock signal of the optical time division multiplexed signal of the optical time division multiplexed signal with the phase of the clock signal extracted from the clock signal extraction device of this opto-electric hybrid configuration.

また、非特許文献2に開示されたPLL系回路の動作原理の一部については、非特許文献3及び4にも、簡単に説明されている。   Non-Patent Documents 3 and 4 also briefly explain a part of the operation principle of the PLL circuit disclosed in Non-Patent Document 2.

以上、概略説明したように、非特許文献2に開示されているクロック信号抽出装置の特徴は、高周波数に応答する高速の動作が保障されたO/E変換器を必要としないことである。EAMから出力される変調光パルス信号からは、(4Δf) GHzの周波数成分がO/E変換されて、電気信号が生成されれば良い。すなわち、ここでは、オフセット周波数Δfは250 MHzであるから、4Δf＝1 GHzの周波数に応答するO/E変換器を用いればよく、40 GHz以上といった高周波数に応答する高速の動作が保障されたO/E変換器を必要としない。   As described above, the feature of the clock signal extraction device disclosed in Non-Patent Document 2 is that it does not require an O / E converter that ensures high-speed operation in response to a high frequency. From the modulated optical pulse signal output from the EAM, the frequency component of (4Δf) GHz may be O / E converted to generate an electrical signal. That is, since the offset frequency Δf is 250 MHz here, an O / E converter that responds to a frequency of 4Δf = 1 GHz may be used, and high-speed operation that responds to a high frequency of 40 GHz or more is guaranteed. Does not require an O / E converter.

これによって、PLL系回路を構成するために、高い周波数の電気信号を扱うための特別な配慮は要求されず、また、高速動作が保障されたO/E変換器を用いる必要がないという利点がある。また、EAMからO/E変換器までの光ファイバの長さや、O/E変換器から位相比較器までの電線路の長さ等に特別な制限がない。すなわち、非特許文献2に開示されているクロック信号抽出装置の特徴の第2は、装置を構成する光ファイバ等の光部品の配置に関して特段の配慮が必要ない点である。これによって、クロック信号抽出装置の設計がきわめて容易になる。
"160 Gbit/s Clock Recovery With Electro-Optical PLL Using a Bidirectionally Operated Electroabsorption Modulator as Phase Comparator", C. Boerner et al., Technical Digest of OFC2003, F3, pp. 670-671, Vol. 2, 2003. 「160Gb/sクロック抽出装置の開発」、辻 弘美、他、2003年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会、B-10-115、2003. "Scaleable 80 Gbit/s OTDM using a modular architecture based on EA modulators", H. T. Yamada et al., ECOC 2000 pp. 47-48, Munich, 2000. 「EA変調器を用いた20 Gb/s×2光TDM MUX/DEMUXの開発」、山田弘美、他、1999年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会、B-10-50、1999. As a result, special considerations for handling high frequency electrical signals are not required to configure the PLL circuit, and there is no need to use an O / E converter that guarantees high-speed operation. is there. There are no special restrictions on the length of the optical fiber from the EAM to the O / E converter, the length of the electric wire from the O / E converter to the phase comparator, and the like. That is, the second feature of the clock signal extraction device disclosed in Non-Patent Document 2 is that no special consideration is required regarding the arrangement of optical components such as optical fibers constituting the device. This greatly facilitates the design of the clock signal extraction device.
"160 Gbit / s Clock Recovery With Electro-Optical PLL Using a Bidirectionally Operated Electroabsorption Modulator as Phase Comparator", C. Boerner et al., Technical Digest of OFC2003, F3, pp. 670-671, Vol. 2, 2003. "Development of 160Gb / s clock extractor", Hiromi Tsuji, et al., 2003 IEICE Communication Society Conference, B-10-115, 2003. "Scaleable 80 Gbit / s OTDM using a modular architecture based on EA modulators", HT Yamada et al., ECOC 2000 pp. 47-48, Munich, 2000. `` Development of 20 Gb / s × 2 optical TDM MUX / DEMUX using EA modulator '', Hiromi Yamada, et al., 1999 IEICE Communication Society, B-10-50, 1999.

しかしながら、上述の光-電気ハイブリット構成のクロック信号抽出装置は、クロック信号抽出が可能であるビットレートがただ一通りに固定された、いわば特定のビットレートの光パルス信号に対応する専用装置である。すなわち、例えば、光時分割多重信号のビットレートが、160 Gbit/sであって、抽出するクロック信号の周波数が40 GHzであるというように固定されており、160 Gbit/s以外の伝送レート、例えば伝送レートが80 Gbit/sや40 Gbit/sである光時分割多重信号からは、クロック信号が抽出できない。この理由は、後述するように、光パルス信号を構成する光パルスの時間波形の半値幅が、伝送レートにほぼ反比例して広いことに起因する。   However, the clock signal extraction device having the above-described opto-electric hybrid configuration is a dedicated device corresponding to an optical pulse signal having a specific bit rate, in which the bit rate at which the clock signal can be extracted is fixed to just one. . That is, for example, the bit rate of the optical time division multiplexed signal is 160 Gbit / s and the frequency of the clock signal to be extracted is fixed to 40 GHz, and a transmission rate other than 160 Gbit / s, For example, a clock signal cannot be extracted from an optical time division multiplexed signal having a transmission rate of 80 Gbit / s or 40 Gbit / s. The reason for this is that, as will be described later, the half width of the time waveform of the optical pulse constituting the optical pulse signal is wide in inverse proportion to the transmission rate.

これまで敷設されてきた光通信網においては、高速な伝送を可能とするために、伝送路である光ファイバの波長分散補償を行うなどの工夫がなされてきた。ただし、高速な光伝送が可能とされた光通信網においても、設定されている伝送レートよりも低いレートでの光伝送が不可能なわけではない。すなわち、これまでに敷設された光通信網をより効率的に運用するには、伝送レートが異なる信号を、混在させることが可能であるネットワーク（マルチレートクロックのネットワークと称することもある。）を構築することが求められる。   In optical communication networks that have been laid so far, in order to enable high-speed transmission, contrivances such as chromatic dispersion compensation of an optical fiber that is a transmission path have been made. However, even in an optical communication network capable of high-speed optical transmission, optical transmission at a rate lower than a set transmission rate is not impossible. That is, in order to more efficiently operate an optical communication network laid so far, a network (also referred to as a multi-rate clock network) in which signals having different transmission rates can be mixed is used. It is required to build.

マルチレートクロックのネットワークに対応するには、伝送レートの異なる複数の光パルス信号のそれぞれに即座に対応させて、クロック信号を抽出する方法及びこの方法を実現できる装置が必要となる。   In order to cope with a multi-rate clock network, a method of extracting a clock signal by immediately corresponding to each of a plurality of optical pulse signals having different transmission rates and a device capable of realizing this method are required.

そこで、この発明の目的は、マルチレートクロックのネットワークにおいて、入力される光パルス信号のクロック周波数（伝送レートを意味する。）に、対応させてクロック信号を抽出する方法及びこの方法を実現できる装置を提供することにある。この発明のクロック信号抽出装置は、単一の伝送レートに特化された装置ではなく、複数の異なる伝送レートの光パルス信号に対応してクロック信号を抽出することが可能であるので、以後、マルチレートクロック信号抽出装置と称することとする。また、このマルチレートクロック信号抽出装置で実行されるクロック信号抽出方法を、マルチレートクロック信号抽出方法と称することとする。   Accordingly, an object of the present invention is to extract a clock signal corresponding to the clock frequency (meaning a transmission rate) of an input optical pulse signal in a multi-rate clock network, and an apparatus capable of realizing this method. Is to provide. The clock signal extraction device of the present invention is not a device specialized for a single transmission rate, but can extract a clock signal corresponding to a plurality of optical pulse signals having different transmission rates. It will be referred to as a multi-rate clock signal extraction device. The clock signal extraction method executed by this multi-rate clock signal extraction device is referred to as a multi-rate clock signal extraction method.

上述の目的を達成するため、この発明のマルチレートクロック信号抽出方法は、光パルス圧縮ステップと、光変調ステップと、クロック信号/帰還信号生成ステップとを含んでいる。光パルス圧縮ステップは、受信した光パルス信号のパルスの時間波形を圧縮して、パルスの時間波形の半値幅が狭い狭光パルス信号として出力するステップである。以後、「光パルス信号のパルスの時間波形の半値幅を圧縮して、パルスの時間波形の半値幅が狭い狭光パルス信号を得る」ことを、単に、「光パルス信号を圧縮して狭光パルス信号を得る」ということもある。   To achieve the above object, the multi-rate clock signal extraction method of the present invention includes an optical pulse compression step, an optical modulation step, and a clock signal / feedback signal generation step. The optical pulse compression step is a step of compressing the time waveform of the pulse of the received optical pulse signal and outputting it as a narrow optical pulse signal with a narrow half-value width of the pulse time waveform. Thereafter, “compressing the half-width of the time waveform of the pulse of the optical pulse signal to obtain a narrow optical pulse signal having a narrow half-width of the pulse time waveform” is simply referred to as “compressing the optical pulse signal and Sometimes it gets a pulse signal. "

光変調ステップは、光変調部に狭光パルス信号を入力して変調して変調光パルス信号として出力するステップである。狭光パルス信号を変調するために光変調部に供給される変調電気信号は、周波数f/Nの電気信号と周波数Δfの電気信号とをミキシングして得られる。ここで、Nは1以上の整数であり、fは狭光パルス信号のクロック周波数である。   The optical modulation step is a step in which a narrow optical pulse signal is input to the optical modulation unit, modulated, and output as a modulated optical pulse signal. The modulated electric signal supplied to the optical modulator for modulating the narrow optical pulse signal is obtained by mixing an electric signal having a frequency f / N and an electric signal having a frequency Δf. Here, N is an integer of 1 or more, and f is the clock frequency of the narrow optical pulse signal.

クロック信号/帰還信号生成ステップは、変調光パルス信号から、周波数f/Nのクロック信号及び変調電気信号を生成するステップである。   The clock signal / feedback signal generation step is a step of generating a clock signal having a frequency f / N and a modulated electric signal from the modulated optical pulse signal.

上述のマルチレートクロック信号抽出方法を実現するための装置として、この発明のマルチレートクロック信号抽出装置は、光パルス圧縮部と、光変調部と、クロック信号/帰還信号生成部とを具えている。光パルス圧縮部は、受信した光パルス信号を圧縮して、狭光パルス信号として出力する。光変調部は、狭光パルス信号を変調光パルス信号として出力する。狭光パルス信号を変調するために、この光変調部に供給される変調電気信号は、周波数f/Nの電気信号と周波数Δfの電気信号とをミキシングするミキサーによって生成される。クロック信号/帰還信号生成部は、変調光パルス信号から、周波数f/Nのクロック信号及び変調電気信号を生成して出力する。   As an apparatus for realizing the above-described multi-rate clock signal extraction method, the multi-rate clock signal extraction apparatus of the present invention includes an optical pulse compression unit, an optical modulation unit, and a clock signal / feedback signal generation unit. . The optical pulse compressor compresses the received optical pulse signal and outputs it as a narrow optical pulse signal. The light modulation unit outputs the narrow light pulse signal as a modulated light pulse signal. In order to modulate the narrow optical pulse signal, the modulated electric signal supplied to the optical modulation unit is generated by a mixer that mixes the electric signal having the frequency f / N and the electric signal having the frequency Δf. The clock signal / feedback signal generation unit generates and outputs a clock signal having a frequency f / N and a modulated electric signal from the modulated optical pulse signal.

光パルス圧縮ステップは、光パルス信号増幅ステップとスペクトル幅拡幅ステップとを含んで構成することができる。また、更にこれらのステップに加えて光フィルタリングステップを含んで構成することが好適である。   The optical pulse compression step can be configured to include an optical pulse signal amplification step and a spectral width widening step. In addition to these steps, it is preferable to include an optical filtering step.

光パルス信号増幅ステップは、受信した光パルス信号を増幅するステップである。スペクトル幅拡幅ステップは、光パルス信号増幅ステップで増幅された光パルス信号の周波数スペクトル幅を広げるステップである。光フィルタリングステップは、スペクトル幅拡幅ステップで生成された光パルス信号を光バンドパスフィルタでフィルタリングするステップである。   The optical pulse signal amplification step is a step of amplifying the received optical pulse signal. The spectral width broadening step is a step of widening the frequency spectral width of the optical pulse signal amplified in the optical pulse signal amplification step. The optical filtering step is a step of filtering the optical pulse signal generated in the spectrum broadening step with an optical bandpass filter.

光パルス信号増幅ステップは、光増幅器によって実現できる。スペクトル幅拡幅ステップは、非線形光媒質で実現できる。また、光フィルタリングステップは、光バンドパスフィルタで実現できる。   The optical pulse signal amplification step can be realized by an optical amplifier. The spectral broadening step can be realized with a nonlinear optical medium. The optical filtering step can be realized by an optical bandpass filter.

また、この発明のマルチレートクロック信号抽出方法において、上記のクロック信号/帰還信号生成ステップを、光電変換ステップと、第1バンドパスステップと、位相比較ステップと、時間平均差成分出力ステップと、周波数電圧制御ステップと、第1分岐ステップと、ミキシングステップと、第2バンドパスステップと、増幅ステップと、基準信号発生ステップと、第2分岐ステップと、周波数逓倍ステップとを含んで構成するのが好適である。   In the multi-rate clock signal extraction method of the present invention, the clock signal / feedback signal generation step includes a photoelectric conversion step, a first band pass step, a phase comparison step, a time average difference component output step, a frequency It is preferable to include a voltage control step, a first branching step, a mixing step, a second bandpass step, an amplification step, a reference signal generation step, a second branching step, and a frequency multiplication step. It is.

光電変換ステップは、変調光パルス信号を入力して、第1電気信号に変換して出力するステップである。第1バンドパスステップは、第1電気信号を入力して、周波数NΔfの電気信号成分のみを選択して第2電気信号として出力するステップである。位相比較ステップは、周波数NΔfの第2電気信号と、基準信号発生器によって発生される周波数Δfの基準電気信号をN逓倍して生成される周波数NΔfの電気信号である第3電気信号の位相とを比較して、両者の差成分を第4電気信号として出力するステップである。時間平均差成分出力ステップは、位相比較ステップにおいて出力される第4電気信号を時間平均して、時間平均差成分である第5電気信号を出力するステップである。周波数電圧制御ステップは、第5電気信号を入力して、周波数f/Nの第6電気信号として出力するステップである。第1分岐ステップは、周波数f/Nの第6電気信号を分岐するステップである。ミキシングステップは、周波数f/Nの第6電気信号と、基準信号発生器によって生成される周波数Δfの第7電気信号とをミキシングして、両者の周波数の和周波もしくは差周波信号である第8電気信号を出力するステップである。第2バンドパスステップは、ミキサーから出力される第8電気信号を入力して、周波数が((f/N)-Δf)の電気信号成分のみを選択して第9電気信号として出力するステップである。増幅ステップは、第2バンドパスフィルタからの出力信号である第9電気信号を増幅して、変調電気信号として光変調部に供給するステップである。基準信号発生ステップは、周波数Δfの第7電気信号を出力するステップである。第2分岐ステップは、基準信号発生器から出力される周波数Δfの第7電気信号を分岐するステップである。周波数逓倍ステップは、基準信号発生器から出力される前記周波数Δfの第7電気信号の周波数を逓倍して出力するステップである。   The photoelectric conversion step is a step in which a modulated light pulse signal is input, converted into a first electric signal, and output. The first band pass step is a step of inputting the first electric signal, selecting only the electric signal component of the frequency NΔf, and outputting it as the second electric signal. The phase comparison step includes the phase of the second electric signal having the frequency NΔf and the phase of the third electric signal that is an electric signal having the frequency NΔf generated by multiplying the reference electric signal having the frequency Δf generated by the reference signal generator by N. And the difference component between the two is output as a fourth electrical signal. The time average difference component output step is a step in which the fourth electric signal output in the phase comparison step is time averaged to output a fifth electric signal that is a time average difference component. The frequency voltage control step is a step of inputting the fifth electric signal and outputting it as a sixth electric signal having a frequency f / N. The first branching step is a step of branching the sixth electric signal having the frequency f / N. The mixing step mixes the sixth electric signal having the frequency f / N and the seventh electric signal having the frequency Δf generated by the reference signal generator, and outputs a sum frequency or difference frequency signal of the two frequencies. This is a step of outputting an electrical signal. The second band pass step is a step of inputting the eighth electric signal output from the mixer, selecting only an electric signal component having a frequency of ((f / N) -Δf) and outputting it as the ninth electric signal. is there. The amplification step is a step of amplifying the ninth electric signal that is an output signal from the second bandpass filter and supplying the amplified electric signal to the optical modulation unit. The reference signal generation step is a step of outputting a seventh electric signal having a frequency Δf. The second branching step is a step of branching the seventh electric signal having the frequency Δf output from the reference signal generator. The frequency multiplying step is a step of multiplying and outputting the frequency of the seventh electric signal of the frequency Δf output from the reference signal generator.

クロック信号/帰還信号生成ステップに、更に、ビットレート検出ステップと、半値幅設定ステップとを含めて構成するのが好適である。   It is preferable that the clock signal / feedback signal generation step further includes a bit rate detection step and a half-value width setting step.

ビットレート検出ステップは、第1電気信号から前記狭光パルス信号のビットレートを検出するステップである。半値幅設定ステップは、ビットレート検出ステップで検出されたビットレートに対応して、光パルス信号増幅ステップにおける増幅率を調整することによって、狭光パルス信号のパルスの時間波形の半値幅を設定するステップである。   The bit rate detecting step is a step of detecting the bit rate of the narrow light pulse signal from the first electric signal. The half-value width setting step sets the half-value width of the time waveform of the pulse of the narrow optical pulse signal by adjusting the amplification factor in the optical pulse signal amplification step corresponding to the bit rate detected in the bit rate detection step. It is a step.

上記のクロック信号/帰還信号生成ステップは、この発明のマルチレートクロック信号抽出装置におけるクロック信号/帰還信号生成部において実現される。クロック信号/帰還信号生成部は、光電変換器と、第1バンドパスフィルタと、位相比較器と、ラグリードフィルタと、周波数電圧制御型発振器と、第1分岐器と、ミキサーと、第2バンドパスフィルタと、増幅器と、基準信号発生器と、第2分岐器と、周波数逓倍器とを具えている。また、これらに加えて、ビットレート検出器と、半値幅調整器とを具えて構成するのが好適である。   The clock signal / feedback signal generation step is realized in the clock signal / feedback signal generation unit in the multi-rate clock signal extraction device of the present invention. The clock signal / feedback signal generation unit includes a photoelectric converter, a first band pass filter, a phase comparator, a lag lead filter, a frequency voltage controlled oscillator, a first branching device, a mixer, and a second band. A pass filter, an amplifier, a reference signal generator, a second branching device, and a frequency multiplier are provided. Further, in addition to these, it is preferable to include a bit rate detector and a half-value width adjuster.

上述の光電変換ステップは、光電変換器で実現され、第1バンドパスステップは、第1バンドパスフィルタで実現され、位相比較ステップは、位相比較器で実現され、時間平均差成分出力ステップは、ラグリードフィルタで実現され、周波数電圧制御ステップは、周波数電圧制御型発振器で実現され、第1分岐ステップは、第1分岐器で実現され、ミキシングステップは、ミキサーで実現され、第2バンドパスステップは、第2バンドパスフィルタで実現され、増幅ステップは、増幅器で実現され、基準信号発生ステップは、基準信号発生器で実現され、第2分岐ステップは、第2分岐器で実現され、周波数逓倍ステップは、周波数逓倍器で実現され、ビットレート検出ステップは、ビットレート検出器で実現され、半値幅設定ステップは、半値幅調整器で実現される。   The photoelectric conversion step described above is realized by a photoelectric converter, the first band pass step is realized by a first band pass filter, the phase comparison step is realized by a phase comparator, and the time average difference component output step is: Realized by a lag reed filter, the frequency voltage control step is realized by a frequency voltage controlled oscillator, the first branch step is realized by a first branching device, the mixing step is realized by a mixer, and a second bandpass step. Is realized by a second band pass filter, the amplification step is realized by an amplifier, the reference signal generation step is realized by a reference signal generator, the second branch step is realized by a second branch, and frequency multiplication The step is realized by a frequency multiplier, the bit rate detection step is realized by a bit rate detector, and the half-value width setting step is a half-value width adjustment. In is achieved.

光パルス圧縮ステップと、光変調ステップと、クロック信号/帰還信号生成ステップとを含むこの発明のマルチレートクロック信号抽出方法によれば、光パルス圧縮ステップにおいて、受信した光パルス信号の時間軸上でのパルス幅を狭めることができる。このことによって、受信した光パルス信号の伝送レートが、クロック信号/帰還信号生成部がクロック信号抽出を可能とする伝送レートの設計値より小さな場合には、受信した光パルス信号のパルス幅を圧縮してから、光変調ステップ及びクロック信号/帰還信号生成ステップに引き継げる。従って、マルチレートクロックのネットワークにおいて、入力される光パルス信号の伝送レートが変更されても、クロック信号を抽出することができる。   According to the multi-rate clock signal extraction method of the present invention including the optical pulse compression step, the optical modulation step, and the clock signal / feedback signal generation step, the optical pulse compression step performs the following steps on the time axis of the received optical pulse signal. The pulse width can be reduced. This reduces the pulse width of the received optical pulse signal when the transmission rate of the received optical pulse signal is smaller than the design value of the transmission rate at which the clock signal / feedback signal generator can extract the clock signal. Then, the optical modulation step and the clock signal / feedback signal generation step can be taken over. Therefore, in a multi-rate clock network, the clock signal can be extracted even if the transmission rate of the input optical pulse signal is changed.

受信した光パルス信号のパルスの時間波形の半値幅を狭めるための光パルス圧縮ステップは、光増幅器と非線形光媒質とを利用することによって次のように実現される。受信した光パルス信号の強度を、光増幅器で増幅する。光増幅器で増幅された、光強度の大きな光パルス信号が非線形光媒質に入力されると、非線形光学効果によって、光パルス信号のスペクトル幅が広がる。このスペクトル幅の広がりの程度は、発現する非線形光学効果の大きさに依存する。非線形光媒質に入力される光パルス信号の光強度が大きな程、大きな非線形光学効果が発現し、その結果スペクトル幅が大きく広がる。   The optical pulse compression step for narrowing the half width of the time waveform of the pulse of the received optical pulse signal is realized as follows by using an optical amplifier and a nonlinear optical medium. The intensity of the received optical pulse signal is amplified by an optical amplifier. When an optical pulse signal with high light intensity amplified by an optical amplifier is input to the nonlinear optical medium, the spectral width of the optical pulse signal is expanded by the nonlinear optical effect. The extent of the spread of the spectral width depends on the magnitude of the nonlinear optical effect that appears. The greater the light intensity of the optical pulse signal input to the nonlinear optical medium, the greater the nonlinear optical effect is manifested, and as a result, the spectral width broadens greatly.

すなわち、光増幅器での増幅率を大きくして、非線形光媒質に入力する光パルス信号の強度を強めると、それに応じて非線形光媒質から出力される光パルス信号のスペクトル幅は大きく広がる。それによってこの光パルス信号の時間幅は、スペクトル幅の広がりに反比例して狭く圧縮される。   That is, when the amplification factor in the optical amplifier is increased to increase the intensity of the optical pulse signal input to the nonlinear optical medium, the spectrum width of the optical pulse signal output from the nonlinear optical medium is correspondingly increased. Thereby, the time width of the optical pulse signal is compressed narrowly in inverse proportion to the spread of the spectrum width.

従って、光増幅器の増幅率を制御することで、受信した光パルス信号のパルスの時間波形の半値幅を制御できる。すなわち、受信した光パルス信号のパルスの時間波形の半値幅の広狭にかかわらず、クロック信号/帰還信号生成部においてクロック信号が抽出可能な値となるように調整できる。こうして、受信した光パルス信号のクロック周波数（伝送レート）に対応させて、光増幅器の増幅率を制御することで、クロック信号を抽出することが可能となる。   Therefore, by controlling the amplification factor of the optical amplifier, the half width of the time waveform of the pulse of the received optical pulse signal can be controlled. That is, the clock signal / feedback signal generation unit can adjust the clock signal to a value that can be extracted regardless of whether the half width of the time waveform of the pulse of the received optical pulse signal is wide or narrow. Thus, the clock signal can be extracted by controlling the amplification factor of the optical amplifier in accordance with the clock frequency (transmission rate) of the received optical pulse signal.

このように、光増幅器と非線形光媒質とを具えた光パルス圧縮部によれば、受信した光パルス信号のパルスの時間波形の半値幅を制御できる。しかしながら、受信した光パルス信号が非常に微弱であったり、受信した光パルス信号の伝送レートがクロック信号/帰還信号生成部の設計値に対して非常に低かったりした場合には、光増幅器の増幅率をそれに見合っただけ大きくする必要がある。   Thus, according to the optical pulse compression unit including the optical amplifier and the nonlinear optical medium, it is possible to control the half width of the time waveform of the pulse of the received optical pulse signal. However, if the received optical pulse signal is very weak or the transmission rate of the received optical pulse signal is very low compared to the design value of the clock signal / feedback signal generator, the amplification of the optical amplifier The rate needs to be increased to match that.

光増幅器の増幅率を大きくすると、光増幅器から出力される光パルス信号の時間波形の主ピークの両端にサブピークが発生し、時間波形が単一のパルス波形から変形した複雑な波形となる。光パルス信号の時間波形がこのように複雑な波形となると、このサブピークの存在によって、クロック信号/帰還信号生成部が正常に動作しないという事態が起こり得る。   When the amplification factor of the optical amplifier is increased, sub-peaks are generated at both ends of the main peak of the time waveform of the optical pulse signal output from the optical amplifier, and the time waveform becomes a complex waveform deformed from a single pulse waveform. When the time waveform of the optical pulse signal becomes such a complex waveform, the presence of this sub peak may cause a situation in which the clock signal / feedback signal generation unit does not operate normally.

そこで、このような場合にも、光パルス信号のパルスの時間波形の半値幅を狭めるとともに、サブピークを除去して、クロック信号/帰還信号生成部が正常に動作するように、光パルス信号の時間波形を整形する必要がある。そのために非線形光媒質から出力される光パルス信号をフィルタリングする光バンドパスフィルタによる光フィルタリングステップを設けるのが好適である。   Therefore, even in such a case, the time width of the optical pulse signal is set so that the half-width of the time waveform of the pulse of the optical pulse signal is narrowed and the sub-peak is removed so that the clock signal / feedback signal generator operates normally. It is necessary to shape the waveform. For this purpose, it is preferable to provide an optical filtering step using an optical bandpass filter that filters an optical pulse signal output from the nonlinear optical medium.

光バンドパスフィルタによって、非線形光媒質から出力される光パルス信号のスペクトル成分のうちの一部分（スペクトル周波数曲線の高周波数側あるいは低周波数側のいずれか片方の裾部分）を残して、フィルタリングすることで、光パルス信号の時間波形に現れるサブピークを除去できる。この理由は次のとおりである。   Filtering by using an optical bandpass filter, leaving a part of the spectral component of the optical pulse signal output from the nonlinear optical medium (either the high frequency side or the low frequency side of the spectral frequency curve). Thus, sub-peaks appearing in the time waveform of the optical pulse signal can be removed. The reason for this is as follows.

すなわち、光パルス信号の時間波形のサブピークは、主ピークに比べてそのエネルギーが小さいので、サブピークのみをフーリエ変換して得られる周波数スペクトルと、主ピークのみをフーリエ変換して得られる周波数スペクトルとを重ねると、サブピークの周波数スペクトルは、主ピークの周波数スペクトルのピーク周波数の近傍のみに存在する。従って、非線形光媒質から出力される光パルス信号のスペクトル波形のピーク部分を除去すれば、サブピークの周波数スペクトル成分はそのほとんどが除去される。従って、光バンドパスフィルタで非線形光媒質から出力される光パルス信号の中心波長を除去すれば、時間波形におけるサブピークを除去することができる。   That is, since the energy of the sub peak of the time waveform of the optical pulse signal is smaller than that of the main peak, a frequency spectrum obtained by Fourier transform of only the sub peak and a frequency spectrum obtained by Fourier transform of only the main peak are obtained. When superposed, the frequency spectrum of the sub-peak exists only in the vicinity of the peak frequency of the frequency spectrum of the main peak. Therefore, if the peak portion of the spectrum waveform of the optical pulse signal output from the nonlinear optical medium is removed, most of the sub-peak frequency spectrum components are removed. Therefore, if the center wavelength of the optical pulse signal output from the nonlinear optical medium is removed by the optical bandpass filter, the sub-peak in the time waveform can be removed.

この発明のマルチレートクロック信号抽出方法によれば、上述したように光パルス圧縮ステップにおいて、光パルス信号のパルス幅をクロック抽出のために最適な幅に調整された狭光パルス信号が光変調部に入力される。光変調部では光変調ステップが実行されて、狭光パルス信号が変調されて変調光パルス信号として出力される（光変調ステップ）。変調光パルス信号は、クロック信号/帰還信号生成部に入力されて、クロック信号及び変調電気信号が出力される。従って、この発明のマルチレートクロック信号抽出装置を、マルチレートクロックのネットワークにおいて利用すれば、入力される光パルス信号のクロック周波数（伝送レート周波数）に対応させてクロック信号を抽出することが可能となる。   According to the multi-rate clock signal extraction method of the present invention, as described above, in the optical pulse compression step, the narrow optical pulse signal in which the pulse width of the optical pulse signal is adjusted to the optimum width for clock extraction is converted into the optical modulation unit. Is input. In the optical modulation unit, an optical modulation step is executed, and the narrow optical pulse signal is modulated and output as a modulated optical pulse signal (optical modulation step). The modulated optical pulse signal is input to the clock signal / feedback signal generation unit, and the clock signal and the modulated electric signal are output. Therefore, if the multi-rate clock signal extraction device of the present invention is used in a multi-rate clock network, it is possible to extract a clock signal corresponding to the clock frequency (transmission rate frequency) of the input optical pulse signal. Become.

また、この発明のマルチレートクロック信号抽出装置に、更に、ビットレート検出部と、半値幅設定部とを具えて構成することによって、上述の第1電気信号から狭光パルス信号のビットレートを検出することができる。そして、半値幅設定部によって、ビットレート検出ステップで検出されたビットレートに対応して、光パルス信号増幅ステップにおける増幅率を調整し、狭光パルス信号のパルスの時間波形の半値幅を設定することができる。すなわち、受信した光パルス信号からその伝送レートを検出することができるので、光パルス信号の受信に先立って、伝送レートを知らされていなくとも、クロック信号の抽出に最適な時間半値幅に調整するための光増幅器の増幅率を、受信した光パルス信号から知ることができる。これによって、伝送レートの変更に対応できる。   In addition, the multi-rate clock signal extraction device of the present invention further includes a bit rate detection unit and a half-value width setting unit, thereby detecting the bit rate of the narrow optical pulse signal from the first electric signal. can do. Then, the half-value width setting unit adjusts the amplification factor in the optical pulse signal amplification step in accordance with the bit rate detected in the bit rate detection step, and sets the half-value width of the pulse time waveform of the narrow optical pulse signal. be able to. That is, since the transmission rate can be detected from the received optical pulse signal, it is adjusted to a half-time width that is optimal for clock signal extraction prior to receiving the optical pulse signal, even if the transmission rate is not known. Therefore, the amplification factor of the optical amplifier can be known from the received optical pulse signal. Thereby, it is possible to cope with a change in the transmission rate.

以下、図1から図7を参照して、この発明の実施の形態につき説明する。なお、図1から図3及び図7の各図は、この発明に係る一構成例を図示するものであり、この発明が理解できる程度に各構成要素の配置関係等を概略的に示しているに過ぎず、この発明を図示例に限定するものではない。以下の説明において、特定の機器及び条件等を用いることがあるが、これら機器及び条件は好適例の一つに過ぎず、したがって、何らこれらに限定されない。各図において同様の構成要素については、同一の番号を付して示し、その重複する説明を省略することもある。また、以下に示す図1及び図7において、光ファイバ等の光パルス信号の経路を太線で示し、電気信号の経路を細線で示してある。またこれら太線及び細線に付された番号及び記号は、それぞれ光パルス信号あるいは電気信号を意味する。   Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. Each of FIGS. 1 to 3 and FIG. 7 illustrates an example of the configuration according to the present invention, and schematically shows the arrangement relationship of each component to the extent that the present invention can be understood. However, the present invention is not limited to the illustrated example. In the following description, specific devices and conditions may be used. However, these devices and conditions are only one of preferred examples, and thus are not limited to these. In each figure, the same component is shown with the same number, and redundant description thereof may be omitted. In FIGS. 1 and 7 shown below, the path of an optical pulse signal such as an optical fiber is indicated by a thick line, and the path of an electrical signal is indicated by a thin line. The numbers and symbols given to these thick and thin lines mean optical pulse signals or electrical signals, respectively.

以下の説明において、便宜上、クロック信号/帰還信号生成部は、160 Gbit/sの伝送レート用に設計されているものとし、受信する光パルス信号の伝送レートは、160 Gbit/s、80 Gbit/s、40 Gbit/sのいずれかであるものとする。しかしながら、以下の説明は、伝送レートがこれに限定されることなく、同様に成立することは明らかである。   In the following description, for convenience, it is assumed that the clock signal / feedback signal generator is designed for a transmission rate of 160 Gbit / s, and the transmission rate of the received optical pulse signal is 160 Gbit / s, 80 Gbit / s. It shall be either s or 40 Gbit / s. However, it is clear that the following description is similarly established without limiting the transmission rate to this.

＜第1実施例＞
図1から図6を参照して、この発明の第1実施例であるマルチレートクロック信号抽出装置の構成とその動作原理を説明する。この発明のマルチレートクロック信号抽出装置110は、光パルス圧縮部20と、光変調部50と、クロック信号/帰還信号生成部100を具えて構成される。光変調部50は、EAMを利用して実現されている。 <First embodiment>
With reference to FIG. 1 to FIG. 6, the configuration and operating principle of a multi-rate clock signal extraction apparatus according to the first embodiment of the present invention will be described. The multi-rate clock signal extraction device 110 according to the present invention includes an optical pulse compression unit 20, an optical modulation unit 50, and a clock signal / feedback signal generation unit 100. The light modulator 50 is realized using EAM.

この構成の装置と非特許文献2に開示されている装置との相違は、光パルス信号19のパルスの時間波形の半値幅を調整するためのパルス圧縮部20が具えられている点である。光パルス信号19の伝送レートが、上述したクロック信号/帰還信号生成部100がクロック信号抽出を可能とする伝送レートの設計値と異なり、この伝送レートよりも小さな場合、受信した光パルス信号19のパルス幅を圧縮して、パルスの時間波形の半値幅が狭い狭光パルス信号21として出力する。   The difference between the apparatus having this configuration and the apparatus disclosed in Non-Patent Document 2 is that a pulse compression unit 20 for adjusting the half width of the time waveform of the pulse of the optical pulse signal 19 is provided. When the transmission rate of the optical pulse signal 19 is different from the design value of the transmission rate that enables the clock signal / feedback signal generation unit 100 to extract the clock signal described above, and smaller than this transmission rate, the received optical pulse signal 19 The pulse width is compressed and output as a narrow optical pulse signal 21 having a narrow half-value width of the time waveform of the pulse.

光パルス信号を構成する光パルスの時間波形の半値幅が、伝送レートにほぼ反比例して広い。例えば、40 Gbit/s及び80 Gbit/sである光時分割多重信号を構成する光パルスの時間波形の半値幅は、160 Gbit/sの場合に比較して、それぞれ4倍及び2倍である。、光パルス信号19の伝送レートが、上述の伝送レートの設計値より小さな場合、そのパルス幅が広いことによって、光変調部50から出力される変調光パルス信号51に大きな雑音成分が混入する。その結果、位相比較器56で必要となる位相比較情報（後述する第1電気信号53に含まれる主フーリエ周波数成分に相当する。）がこの大きな雑音に埋まった状態となる。このため、位相比較ステップ終了以降のステップを実行するPLL回路が設計どおり働かず、PLL動作が実現しないことが起こり得る。そのために、ビットレートの小さい光パルス信号からクロック信号を抽出するためには、その光パルスの時間波形の半値幅を圧縮する必要がある。   The half width of the time waveform of the optical pulse constituting the optical pulse signal is wide in inverse proportion to the transmission rate. For example, the half width of the time waveform of the optical pulse constituting the optical time division multiplexed signal of 40 Gbit / s and 80 Gbit / s is 4 times and 2 times, respectively, as compared to 160 Gbit / s. . When the transmission rate of the optical pulse signal 19 is smaller than the design value of the transmission rate described above, a large noise component is mixed in the modulated optical pulse signal 51 output from the optical modulation unit 50 due to the wide pulse width. As a result, the phase comparison information necessary for the phase comparator 56 (corresponding to a main Fourier frequency component included in the first electric signal 53 described later) is buried in this large noise. For this reason, the PLL circuit that executes the steps after the end of the phase comparison step may not work as designed, and the PLL operation may not be realized. Therefore, in order to extract a clock signal from an optical pulse signal with a low bit rate, it is necessary to compress the half width of the time waveform of the optical pulse.

（光パルス圧縮部）
光パルス圧縮部20の構造とその動作について、図2を参照して説明する。光パルス圧縮部20は、光増幅器22、非線形光媒質24を具えて構成されている。そして、光増幅器22の増幅率を調整するために、半値幅調整器40が光増幅器22に接続されている。半値幅調整器40は、例えば、光増幅器22として光ファイバ型光増幅器を利用する場合には、この光増幅器22にポンプ光を供給する装置を指す。そして、半値幅調整器40によって、ポンプ光の強度を調整することで光増幅器22の増幅率を調整することができる。 (Optical pulse compression unit)
The structure and operation of the optical pulse compressor 20 will be described with reference to FIG. The optical pulse compression unit 20 includes an optical amplifier 22 and a nonlinear optical medium 24. A full width at half maximum adjuster 40 is connected to the optical amplifier 22 in order to adjust the amplification factor of the optical amplifier 22. For example, when an optical fiber type optical amplifier is used as the optical amplifier 22, the half-value width adjuster 40 refers to a device that supplies pump light to the optical amplifier 22. Then, the amplification factor of the optical amplifier 22 can be adjusted by adjusting the intensity of the pump light by the half-value width adjuster 40.

また、光パルス圧縮部20は、更に光バンドパスフィルタ26を具えて構成するのが好適である。   Further, it is preferable that the optical pulse compression unit 20 further includes an optical bandpass filter 26.

光増幅器22は、上述したように受信した光パルス信号11から分岐して得られた光パルス信号19のパルスの時間波形の半値幅が、光パルス圧縮部20において調整されて狭光パルス信号21として出力されるために必要とされる強度に達するように光パルス信号19を増幅する。非線形光媒質24は、光増幅器22で増幅された光パルス信号23のスペクトル幅を広げて、光パルス信号25として出力する。   In the optical amplifier 22, the half width of the time waveform of the pulse of the optical pulse signal 19 obtained by branching from the received optical pulse signal 11 as described above is adjusted in the optical pulse compression unit 20 so that the narrow optical pulse signal 21 The optical pulse signal 19 is amplified so as to reach the intensity required to be output as The nonlinear optical medium 24 widens the spectrum width of the optical pulse signal 23 amplified by the optical amplifier 22 and outputs it as the optical pulse signal 25.

非線形光媒質24としては、非線形光ファイバを利用するのが好適である。光通信における光伝送路は光ファイバで形成されていることから、この光ファイバとの接合の便利さから、他の形態の非線形光媒質を採用するより好都合である。もちろん非線形光媒質としては、非線形光ファイバに限定されることはなく、非線形光学結晶である強誘電体結晶に形成された光導波路等を利用することも可能である。非線形光媒質としていかなる素材を利用するかは、設計的事項に属する。この発明の実施例においては、後述するように、非線形光媒質として非線形光ファイバを利用した。   As the nonlinear optical medium 24, it is preferable to use a nonlinear optical fiber. Since an optical transmission line in optical communication is formed of an optical fiber, it is more convenient to employ a nonlinear optical medium of another form because of the convenience of joining with the optical fiber. Of course, the nonlinear optical medium is not limited to a nonlinear optical fiber, and an optical waveguide formed in a ferroelectric crystal, which is a nonlinear optical crystal, can also be used. It is a matter of design which material is used as the nonlinear optical medium. In the embodiments of the present invention, as will be described later, a nonlinear optical fiber is used as the nonlinear optical medium.

基本的に、光増幅器22と非線形光媒質24とを利用することで、光パルス信号19の周波数スペクトルの幅を広げることが可能である。すなわち、光増幅器22で光パルス信号19を増幅し、光パルス信号19を非線形光媒質24に入力すれば、その周波数スペクトルの幅を広げることが可能である。そして、非線形光媒質24から出力される光パルス信号25のパルスの時間波形の半値幅の値が、クロック信号/帰還信号生成部100においてクロック信号を抽出するために必要とされる半値幅の値以下となっていれば、この光パルス信号25をクロック信号/帰還信号生成部100に入力してクロック信号の抽出を行うことができる。   Basically, by using the optical amplifier 22 and the nonlinear optical medium 24, it is possible to widen the width of the frequency spectrum of the optical pulse signal 19. That is, if the optical pulse signal 19 is amplified by the optical amplifier 22 and the optical pulse signal 19 is input to the nonlinear optical medium 24, the width of the frequency spectrum can be expanded. The half-width value of the time waveform of the pulse of the optical pulse signal 25 output from the nonlinear optical medium 24 is the half-width value required to extract the clock signal in the clock signal / feedback signal generation unit 100. If it is below, this optical pulse signal 25 can be input to the clock signal / feedback signal generation unit 100 to extract the clock signal.

しかしながら、上述したように、受信した光パルス信号19が非常に微弱であったり、受信した光パルス信号19の伝送レートがクロック信号/帰還信号生成部100の設計値に対して非常に低かったりした場合には、非線形光媒質24から出力される光パルス信号25をフィルタリングする、光バンドパスフィルタ26を設けるのが好適である。   However, as described above, the received optical pulse signal 19 is very weak, or the transmission rate of the received optical pulse signal 19 is very low with respect to the design value of the clock signal / feedback signal generation unit 100. In this case, it is preferable to provide an optical bandpass filter 26 that filters the optical pulse signal 25 output from the nonlinear optical medium 24.

光バンドパスフィルタ26は、フィルタ中心波長が固定のタイプを用いることも可能であるが、このフィルタ中心波長が可変である波長可変光バンドパスフィルタを利用するのがより便利である。受信した光パルス信号19の強度や、波長、伝送レート等に対応して、光パルス信号25のスペクトル帯域のうちでフィルタリングすべき帯域が異なる場合がある。この場合にも迅速かつ簡便に対応するためには、フィルタ中心波長を変えられる波長可変光バンドパスフィルタを利用するのがよい。   The optical bandpass filter 26 may be of a type with a fixed filter center wavelength, but it is more convenient to use a wavelength variable optical bandpass filter in which the filter center wavelength is variable. Depending on the intensity, wavelength, transmission rate, etc. of the received optical pulse signal 19, the band to be filtered out of the spectral band of the optical pulse signal 25 may differ. In order to cope with this case quickly and easily, it is preferable to use a wavelength tunable optical bandpass filter that can change the filter center wavelength.

波長可変光バンドパスフィルタには、例えば、可変バンドパス光ファイバフィルタ（Fiber Optic Filter Tunable Bandpass Fiber Optic Filters）等の商品名で市販されている（例えば、［平成17年6月25日検索］インターネット＜URL: http://www.newport-japan.co.jp/pdf/0257.pdf＞参照）。このタイプの波長可変光バンドパスフィルタは、薄膜コーティング干渉フィルタが2つの角度付き光ファイバコリメータの間に位置されており、この干渉フィルタの傾き角をマイクロメータ等によって調整することで波長選択を実現している。   The wavelength tunable optical bandpass filter is commercially available under a trade name such as, for example, “Fiber Optic Filter Tunable Bandpass Fiber Optic Filters” (for example, [Search June 25, 2005] Internet <URL: http://www.newport-japan.co.jp/pdf/0257.pdf>) In this type of tunable optical bandpass filter, a thin film coated interference filter is located between two angled optical fiber collimators, and wavelength selection is realized by adjusting the tilt angle of this interference filter with a micrometer or the like. is doing.

（光変調部及びクロック信号/帰還信号生成部）
図1を参照して、光変調部50及びクロック信号/帰還信号生成部100の構成及びその動作について説明する。図1は、この発明のマルチレートクロック信号抽出装置110の、PLL回路を構成する部分と光変調を実行する部分とを中心とした概略的ブロック構成図である。時分割多重信号から個々のチャンネルに分離するゲーティング部14も、マルチレートクロック信号抽出装置110から出力されるクロック信号が使われる場所を示すために、書き加えてある。 (Optical modulator and clock / feedback signal generator)
With reference to FIG. 1, the configuration and operation of the optical modulation unit 50 and the clock signal / feedback signal generation unit 100 will be described. FIG. 1 is a schematic block diagram of a multi-rate clock signal extraction device 110 according to the present invention, centering on a part constituting a PLL circuit and a part for executing optical modulation. A gating unit 14 that separates the time-division multiplexed signal into individual channels is also added to indicate where the clock signal output from the multi-rate clock signal extraction device 110 is used.

受信する光パルス信号11は、光分波器12によって分岐されて、一方は光パルス信号19としてマルチレートクロック信号抽出装置110に入力されてクロック信号71が抽出される。もう一方の光パルス信号13はゲーティング部14に入力され、上述のマルチレートクロック信号抽出装置110で抽出されたクロック信号71（ゲーティング信号）によって、チャンネル毎に分岐される。   The received optical pulse signal 11 is branched by the optical demultiplexer 12, and one of them is input to the multi-rate clock signal extraction device 110 as the optical pulse signal 19 to extract the clock signal 71. The other optical pulse signal 13 is input to the gating unit 14 and branched for each channel by the clock signal 71 (gating signal) extracted by the multi-rate clock signal extracting device 110 described above.

ここでは、一例として、1チャンネル当り40 Gbit/sのビットレートの4チャンネル分の信号が光時分割多重されて、160 Gbit/sのRZ符号化された光パルス信号として送信された場合を想定して、マルチレートクロック信号抽出装置110の構成及びその動作を説明する。すなわち、ゲーティング部14において、160 Gbit/sのRZ符号化された多重信号から、1〜4チャンネルに相当する40 Gbit/sのRZ符号化された光パルス信号が分離されて出力される場合を想定して説明する。   Here, as an example, it is assumed that signals for four channels at a bit rate of 40 Gbit / s per channel are optically time-division multiplexed and transmitted as 160 Gbit / s RZ-encoded optical pulse signals. The configuration and operation of the multi-rate clock signal extraction device 110 will be described. That is, in the gating unit 14, a 40 Gbit / s RZ-encoded optical pulse signal corresponding to 1 to 4 channels is separated and output from a 160 Gbit / s RZ-encoded multiplexed signal An explanation will be given assuming this.

光分波器12によって分岐された光パルス信号19は、パルス圧縮部20に入力されて、そのパルスの時間波形の半値幅を圧縮された狭光パルス信号21に変換されて光変調部50を構成するEAMに入力される。EAMには、(40-Δf) GHzの電気信号79が入力されており、この電気信号79によって、狭光パルス信号21が変調される。EAMに入力される周波数(40-Δf) GHzの電気信号は、厳密な正弦波であるが、変調を被る光パルス信号出力は略矩形のパルス形状であるために、この光パルス信号出力は、(40-Δf) GHzのN逓倍の周期の正弦波をフーリエ成分として含む信号となる。ここで、Nは1以上の整数である。   The optical pulse signal 19 branched by the optical demultiplexer 12 is input to the pulse compression unit 20 and converted into a narrow optical pulse signal 21 in which the half-value width of the time waveform of the pulse is compressed. Input to the EAM to configure. An electric signal 79 of (40−Δf) GHz is input to the EAM, and the narrow light pulse signal 21 is modulated by the electric signal 79. The electrical signal of the frequency (40-Δf) GHz input to the EAM is a strict sine wave, but the optical pulse signal output subjected to modulation has a substantially rectangular pulse shape, so this optical pulse signal output is (40−Δf) A signal including a sine wave with a N-multiple period of GHz as a Fourier component. Here, N is an integer of 1 or more.

以後の説明において、光パルス信号出力がパルス形状である場合において、混乱が生じない範囲で、フーリエ成分を含むことについては言及せずに、主要周波数成分の周波数値を代表値として用いて表現する場合もある。以後、説明する第1電気信号等の電気信号においても、その時間波形が厳密な正弦波ではなく、多数のフーリエ成分を含む場合にも、フーリエ成分を含むことについては言及せずに、主要周波数成分の周波数値を代表値として用いて表現する場合もある。   In the following description, when the optical pulse signal output has a pulse shape, the frequency value of the main frequency component is expressed as a representative value without mentioning that it includes a Fourier component within a range where confusion does not occur. In some cases. In the following, even in the case of an electrical signal such as the first electrical signal to be described, even if the time waveform is not a strict sine wave and includes a large number of Fourier components, the main frequency is not mentioned. In some cases, the frequency value of the component is used as a representative value.

光変調部であるEAMは、次のように動作する。すなわち、EAMに設けられた光導波路を、EAMへの入力光である光パルス信号19が伝播する際に、その導波路の有する吸収係数が、EAMへの入力電気信号である電気信号79の周波数に従って変動する。すなわち、(40-Δf) GHzの周波数で、EAM内に設けられた光導波路を伝播する入力光（光パルス信号19）が変調される。ここで、Δfは、40 GHzと比較して十分に小さい周波数値であり、例えば250 MHz程度の値に設定される。   The EAM that is an optical modulation unit operates as follows. That is, when the optical pulse signal 19 that is input light to the EAM propagates through the optical waveguide provided in the EAM, the absorption coefficient of the waveguide is the frequency of the electric signal 79 that is the input electric signal to the EAM. Fluctuates according to. That is, the input light (optical pulse signal 19) propagating through the optical waveguide provided in the EAM is modulated at a frequency of (40−Δf) GHz. Here, Δf is a sufficiently small frequency value compared with 40 GHz, and is set to a value of about 250 MHz, for example.

以後、説明の便宜のために、一般にEAMが、入力光に対してこのEAMに入力される電気信号の周波数F Hzで透明になったり不透明になったりする現象に因んで、EAMを、F Hzの透過窓と称することもある。すなわち、上述のEAMは、(40-Δf) GHzの周波数の電気信号79に従って、透明になったり不透明になったりするので、(40-Δf) GHzの透過窓である。   Hereinafter, for convenience of explanation, the EAM is generally changed to F Hz due to the phenomenon that the EAM becomes transparent or opaque at the frequency F Hz of the electric signal input to the EAM with respect to the input light. Sometimes referred to as a transmission window. That is, the above-mentioned EAM becomes a transparent window of (40−Δf) GHz because it becomes transparent or opaque according to the electric signal 79 having a frequency of (40−Δf) GHz.

光パルス信号19は、EAMに入力されて、160 Gbit/sのRZ符号化された光パルス信号成分のうち、(40-Δf) GHzの透過窓を通過できた成分のみが濾し取られて、変調光パルス信号51として出力される。すなわち、EAMに光パルス信号19を入力して、光パルス信号19のベースレートクロック周波数f（＝160 GHｚ）の1/N（＝1/4）の周波数に、低周波数成分Δfをミキシングした周波数(40-Δf) GHzの変調電気信号で変調して、変調光パルス信号51として出力するステップであるので、このステップを光変調ステップと称することもある。   The optical pulse signal 19 is input to the EAM, and among the 160 Gbit / s RZ encoded optical pulse signal components, only the components that have passed through the (40-Δf) GHz transmission window are filtered, The modulated light pulse signal 51 is output. That is, the frequency obtained by inputting the optical pulse signal 19 to the EAM and mixing the low frequency component Δf to the 1 / N (= 1/4) frequency of the base rate clock frequency f (= 160 GHz) of the optical pulse signal 19 Since this is a step of modulating with a modulated electric signal of (40−Δf) GHz and outputting as a modulated optical pulse signal 51, this step may be referred to as an optical modulation step.

変調光パルス信号51は、光パルス信号を電気信号に変換するO/E変換器52に入力されて、第1電気信号53として出力される。すなわち、光電変換器であるO/E変換器52に変調光パルス信号51を入力して、第1電気信号53に変換して出力するステップであるので、このステップを光電変換ステップと称することもある。   The modulated optical pulse signal 51 is input to an O / E converter 52 that converts the optical pulse signal into an electrical signal, and is output as a first electrical signal 53. That is, since the modulated optical pulse signal 51 is input to the O / E converter 52, which is a photoelectric converter, is converted into the first electric signal 53 and is output, this step is also referred to as a photoelectric conversion step. is there.

第1電気信号53は、透過帯域の中心周波数がΔfの4倍である周波数、(4Δf) GHzの第1バンドパスフィルタ54によって、第1電気信号53の有する周波数成分のうち、(4Δf) GHzの周波数成分（主フーリエ周波数成分）だけが濾し取られ、(4Δf) GHzの第2電気信号55が出力される。すなわち、第1バンドパスフィルタ54に第1電気信号53を入力して、周波数ΔfのN逓倍（一般にNは１以上の整数で、ここでは4）の周波数（NΔf）GHｚの電気信号のみを選択して第2電気信号55として出力するステップであるので、このステップを第1バンドパスステップと称することもある。   The first electric signal 53 is a frequency whose center frequency of the transmission band is four times Δf, and (4Δf) GHz among the frequency components of the first electric signal 53 by the first bandpass filter 54 of (4Δf) GHz. Only the frequency component (main Fourier frequency component) is filtered, and the second electric signal 55 of (4Δf) GHz is output. That is, the first electric signal 53 is input to the first bandpass filter 54, and only the electric signal having the frequency (NΔf) GHz of the frequency Δf multiplied by N (generally N is an integer equal to or larger than 1 and 4 in this case) is selected. Since this is a step of outputting as the second electric signal 55, this step may be referred to as a first band pass step.

第2電気信号55は位相比較器56に入力される。位相比較器56において、第2電気信号55と周波数が（4Δf）GHzの第3電気信号75との位相が比較される。周波数が（4Δf）GHzの第3電気信号75は、周波数Δf GHzの電気信号を出力する基準信号発生器68から出力される電気信号69から生成される電気信号である。すなわち、電気信号69が、パワー分岐器72を介して4逓倍器74に入力され、4逓倍器74で4逓倍されて出力される。第2電気信号55と第3電気信号75との位相が合致していれば、位相比較器56から出力される第4電気信号57は0 Vとなり、また両者の位相に位相差が存在すれば、その大きさに比例して第4電気信号57の電圧が大きくなる。   The second electric signal 55 is input to the phase comparator 56. In the phase comparator 56, the phases of the second electric signal 55 and the third electric signal 75 having a frequency of (4Δf) GHz are compared. The third electric signal 75 having a frequency of (4Δf) GHz is an electric signal generated from the electric signal 69 output from the reference signal generator 68 that outputs the electric signal having the frequency Δf GHz. That is, the electric signal 69 is input to the quadruple multiplier 74 through the power branching device 72, and is multiplied by four by the four multiplier 74 and output. If the phases of the second electrical signal 55 and the third electrical signal 75 match, the fourth electrical signal 57 output from the phase comparator 56 becomes 0 V, and if there is a phase difference between the two phases. The voltage of the fourth electrical signal 57 increases in proportion to the magnitude.

すなわち、位相比較器56を用いて周波数（NΔf）GHｚの第2電気信号55と周波数ΔfのN倍の周波数（NΔf）GHｚの第3電気信号75との位相を比較して、両電気信号の位相との差成分を出力するステップであるので、このステップを位相比較ステップと称することもある。   That is, the phase comparator 56 is used to compare the phases of the second electric signal 55 having a frequency (NΔf) GHz and the third electric signal 75 having a frequency (NΔf) GHz N times the frequency Δf, and Since this is a step of outputting a difference component from the phase, this step may be referred to as a phase comparison step.

第4電気信号57は、ラグリードフィルタ58に入力されて、時間的に平均化された強度をもつ第5電気信号59として出力される。すなわち、このステップは、ラグリードフィルタ58を用いて、第2電気信号55と第3電気信号75の位相との差成分を時間平均して、時間平均差成分として出力するステップであるので、このステップを時間平均差成分出力ステップと称することもある。   The fourth electric signal 57 is input to the lag lead filter 58 and output as a fifth electric signal 59 having a temporally averaged intensity. That is, this step is a step of averaging the difference component between the phases of the second electric signal 55 and the third electric signal 75 using the lag lead filter 58 and outputting it as a time average difference component. The step may be referred to as a time average difference component output step.

第5電気信号59はVCO 60に入力される。VCO 60は、入力される第5電気信号59の電圧に比例する周波数の電気信号である、第6電気信号61を出力する機能を有している。このため、VCO 60から出力される第6電気信号61の周波数は、160 Gbit/sのRZ符号化された光パルス信号19から抽出される周波数（NΔf）GHｚの第2電気信号55の位相と、周波数（NΔf）GHｚの第3電気信号75の位相とが合致するように変化する。この理由を以下に説明する。   The fifth electric signal 59 is input to the VCO 60. The VCO 60 has a function of outputting a sixth electric signal 61 that is an electric signal having a frequency proportional to the voltage of the input fifth electric signal 59. For this reason, the frequency of the sixth electric signal 61 output from the VCO 60 is the same as the phase of the second electric signal 55 having the frequency (NΔf) GHz extracted from the 160 Gbit / s RZ-encoded optical pulse signal 19. The phase of the third electric signal 75 having the frequency (NΔf) GHz changes so as to match. The reason for this will be described below.

VCO 60は、第5電気信号59が0 Vである場合に出力する周波数（VCO 60の中心周波数）を（f/N）GHzに設定しておけば、第2電気信号55の位相と第3電気信号75の位相とが合致した場合に、周波数が（f/N）GHzの第6電気信号61を出力する。すなわち、第4電気信号59が0 Vとなるためには、変調光パルス信号51と、基準信号発生器68から出力される電気信号69とが同期する必要がある。   If the output frequency (center frequency of VCO 60) is set to (f / N) GHz when the fifth electric signal 59 is 0 V, the VCO 60 and the phase of the second electric signal 55 and the third When the phase of the electric signal 75 matches, the sixth electric signal 61 having a frequency of (f / N) GHz is output. That is, in order for the fourth electric signal 59 to be 0 V, the modulated optical pulse signal 51 and the electric signal 69 output from the reference signal generator 68 need to be synchronized.

第2電気信号55は第1電気信号53の有する周波数成分のうち(4Δf) GHzの周波数成分（主フーリエ周波数成分）だけが濾し取られた信号であり、第1電気信号53は変調光パルス信号51がO/E変換器52に入力されて電気信号に変換された信号である。また、変調光パルス信号51は、光パルス信号19のベースレートクロック周波数f（＝160GHｚ）の1/N（＝1/4）の周波数に低周波数成分Δfをミキシングした周波数N(40-Δf) GHzで変調されてEAMから出力された信号である。従って、第2電気信号55の位相に同期するとは、VCO 60から出力される第6電気信号61が、光パルス信号19のベースレートクロックの周波数f（＝160GHｚ）の1/N（＝1/4）の周波数の電気信号の位相に同期することに相当する。   The second electric signal 55 is a signal obtained by filtering out only the frequency component (main Fourier frequency component) of (4Δf) GHz among the frequency components of the first electric signal 53, and the first electric signal 53 is a modulated optical pulse signal. A signal 51 is input to the O / E converter 52 and converted into an electrical signal. The modulated optical pulse signal 51 has a frequency N (40−Δf) obtained by mixing a low frequency component Δf with a frequency 1 / N (= 1/4) of the base rate clock frequency f (= 160 GHz) of the optical pulse signal 19. It is a signal modulated from GHz and output from EAM. Therefore, to synchronize with the phase of the second electric signal 55, the sixth electric signal 61 output from the VCO 60 is 1 / N (= 1 / N) of the frequency f (= 160 GHz) of the base rate clock of the optical pulse signal 19. This corresponds to synchronizing with the phase of the electric signal having the frequency of 4).

VCO 60から出力される第6電気信号61は、パワー分岐器62によって分岐され、一方はこのPLL系の帰還信号としてミキサー64に入力される。もう一方は抽出されたクロック信号71としてマルチレートクロック信号抽出装置110から出力される。   The sixth electric signal 61 output from the VCO 60 is branched by the power branching device 62, and one of them is input to the mixer 64 as a feedback signal of this PLL system. The other is output from the multi-rate clock signal extraction device 110 as the extracted clock signal 71.

光パルス信号を入力して、この光パルス信号のベースレートクロック周波数fの1/Nの周波数に低周波数成分Δfをミキシングした周波数で変調して、変調光パルス信号として出力するEAMによって構成される部分が光変調部50である。また、この変調光パルス信号を入力して、周波数f/Nのクロック信号、及びこの光パルス信号のベースレートクロック周波数fの1/Nの周波数に低周波数成分Δfをミキシングした周波数の電気信号を出力する部分がクロック信号/帰還信号生成部100である。従って、図1に示すマルチレートクロック信号抽出装置110は、光変調部50であるEAMとクロック信号/帰還信号生成部100とを具えて構成されている。   Configured by EAM that inputs an optical pulse signal, modulates the frequency of 1 / N of the base rate clock frequency f of this optical pulse signal with a frequency mixed with the low frequency component Δf, and outputs it as a modulated optical pulse signal The portion is the light modulator 50. Also, this modulated optical pulse signal is inputted, and a clock signal having a frequency f / N and an electric signal having a frequency obtained by mixing a low frequency component Δf with a frequency 1 / N of the base rate clock frequency f of the optical pulse signal are provided. The output part is the clock signal / feedback signal generation unit 100. Accordingly, the multi-rate clock signal extraction device 110 shown in FIG. 1 includes an EAM that is the optical modulation unit 50 and a clock signal / feedback signal generation unit 100.

ミキサー64には、VCO 60から出力される第6電気信号61と、パワー分岐器72を介して基準信号発生器68から出力される周波数（Δf）GHzの電気信号である第7電気信号69とが入力される。この結果ミキサー64からは、周波数が（40±nΔf）GHzの複数の電気信号成分が合成された第8電気信号65が出力される。ここで、nは、上述した1以上の整数Nとは独立の1以上の整数である。   The mixer 64 includes a sixth electric signal 61 output from the VCO 60, and a seventh electric signal 69 that is an electric signal having a frequency (Δf) GHz output from the reference signal generator 68 via the power divider 72. Is entered. As a result, the mixer 64 outputs an eighth electric signal 65 in which a plurality of electric signal components having a frequency of (40 ± nΔf) GHz are combined. Here, n is an integer of 1 or more independent of the integer N of 1 or more.

第8電気信号65は、透過帯域の中心周波数が(40-Δf) GHzである第2バンドパスフィルタ76に入力され、第8電気信号65が有する複数の周波数成分の中から周波数が(40-Δf) GHzの電気信号だけが濾し取られて、第9電気信号77として出力される。周波数が(40-Δf) GHzの電気信号である第9電気信号77は、増幅器78で増幅されて第10電気信号79に変換されて、EAMに入力される。増幅器78は、EAMを透過窓として好適に動作させるために必要に応じて設置されるものであり、必ず設置しなければならないものではない。   The eighth electric signal 65 is input to the second bandpass filter 76 whose center frequency of the transmission band is (40−Δf) GHz, and the frequency of the plurality of frequency components of the eighth electric signal 65 is (40− Only the electrical signal of Δf) GHz is filtered and output as the ninth electrical signal 77. The ninth electric signal 77 which is an electric signal having a frequency of (40−Δf) GHz is amplified by the amplifier 78, converted into the tenth electric signal 79, and input to the EAM. The amplifier 78 is installed as necessary to operate the EAM suitably as a transmission window, and is not necessarily installed.

なお、第10電気信号79は、光変調部50であるEAMに入力される変調信号であるので、変調電気信号ということもある。   Note that the tenth electric signal 79 is a modulation signal input to the EAM that is the optical modulation unit 50, and thus may be referred to as a modulation electric signal.

ここで、EAMから出力される変調光パルス信号51について説明する。EAMは、電圧を印加することによって光の透過率が変化する特性を有する素子である。従って、EAMに入力させる光パルス信号を、EAMに電気信号を印加することによって光強度変調することができる。EAMに印加する電気信号の振幅を大きくすることによって、EAMから出力される変調光パルス信号51を構成する光パルスの半値幅を狭くすることができる。正弦波の振幅を大きく採るためには、増幅器78を設置し、第2バンドパスフィルタ76から出力される電気信号77を増幅して電気信号79として、EAMに入力する構成とするのが一法である。   Here, the modulated optical pulse signal 51 output from the EAM will be described. The EAM is an element having a characteristic that the light transmittance is changed by applying a voltage. Therefore, the optical pulse signal input to the EAM can be modulated by applying an electric signal to the EAM. By increasing the amplitude of the electrical signal applied to the EAM, the half-value width of the optical pulse constituting the modulated optical pulse signal 51 output from the EAM can be reduced. In order to increase the amplitude of the sine wave, an amplifier 78 is installed, and the electric signal 77 output from the second bandpass filter 76 is amplified and input to the EAM as an electric signal 79. It is.

一方、EAMに印加する電気信号は厳密には正弦波であるが、EAMから出力される光パルス信号は非正弦波である。EAMから出力される光パルス信号は正弦波ではなく、変調光パルス信号51となるので、その信号には、(40-Δf) GHzの繰り返し周期成分に加えて、(40-Δf) GHzの逓倍の繰り返し周期成分もフーリエ成分として含まれる。   On the other hand, the electrical signal applied to the EAM is strictly a sine wave, but the optical pulse signal output from the EAM is a non-sine wave. Since the optical pulse signal output from the EAM is not a sine wave but a modulated optical pulse signal 51, in addition to the repetition period component of (40-Δf) GHz, the signal is multiplied by (40-Δf) GHz. The repetition period component of is also included as a Fourier component.

従って、光変調ステップにおいて、EAMに入力される制御信号である第10電気信号79に含まれる(40-Δf) GHzの4逓倍周波数成分である(160-4Δf) GHz成分と、160 Gbit/sのRZ符号化された光パルス信号19の有する160 GHz成分との差周波である(4Δf) GHz成分が抽出されることとなる。すなわち、EAMから出力される変調光パルス信号51には、(4Δf) GHzの変調成分が含まれる。この(4Δf) GHz成分が、O/E変換器52と第1バンドパスフィルタ54とによって、周波数が(4Δf) GHzの第2電気信号55となって、位相比較器56に入力される。   Accordingly, in the optical modulation step, the (40−Δf) GHz quadruple frequency component (160−4Δf) GHz component included in the tenth electrical signal 79 that is the control signal input to the EAM, and 160 Gbit / s The (4Δf) GHz component, which is the difference frequency from the 160 GHz component of the RZ-encoded optical pulse signal 19, is extracted. That is, the modulated optical pulse signal 51 output from the EAM includes a (4Δf) GHz modulated component. The (4Δf) GHz component is input to the phase comparator 56 as a second electric signal 55 having a frequency of (4Δf) GHz by the O / E converter 52 and the first band pass filter 54.

一方、周波数が（4Δf）GHzの第3電気信号75も位相比較器56に入力される。位相比較器56において、この周波数が(4Δf) GHz成分の第2電気信号55の位相と周波数が（4Δf）GHzの第3電気信号75の位相とを合わせるように、マルチレートクロック信号抽出装置110の電気回路の構成要素が協働して動作する。このことによって、マルチレートクロック信号抽出装置110への入力信号である光パルス信号19のベースレートクロック信号と、VCO 60から出力される第6電気信号61すなわち、マルチレートクロック信号抽出装置110から抽出されるクロック信号71の位相を同期させるPLL系回路が形成される。   On the other hand, a third electrical signal 75 having a frequency of (4Δf) GHz is also input to the phase comparator 56. In the phase comparator 56, the multi-rate clock signal extraction device 110 adjusts the phase of the second electric signal 55 having a frequency of (4Δf) GHz and the phase of the third electric signal 75 having a frequency of (4Δf) GHz. The components of the electrical circuit operate in cooperation. As a result, the base rate clock signal of the optical pulse signal 19 that is the input signal to the multi-rate clock signal extraction device 110 and the sixth electrical signal 61 output from the VCO 60, that is, the extraction from the multi-rate clock signal extraction device 110 A PLL circuit that synchronizes the phase of the clock signal 71 to be generated is formed.

（光パルス圧縮部の動作確認シミュレーション）
図3から図6を参照して、光パルス圧縮部20において、光パルス信号のパルスの時間波形の半値幅を調整（光パルス圧縮）できることをシミュレーションによって確かめたので、その結果について説明する。このシミュレーションによって、この発明が解決しようとする課題が解決できることを明らかにする。すなわち、入力される光パルス信号の伝送レート周波数に、即座に対応させてクロック信号を抽出するという課題が解決できることを明らかにする。 (Operation verification simulation of optical pulse compression unit)
With reference to FIG. 3 to FIG. 6, it has been confirmed by simulation that the optical pulse compression unit 20 can adjust the half width of the time waveform of the pulse of the optical pulse signal (optical pulse compression), and the result will be described. This simulation makes it clear that the problem to be solved by the present invention can be solved. That is, it will be clarified that the problem of extracting the clock signal in response to the transmission rate frequency of the input optical pulse signal can be solved.

図3は、シミュレーションに利用する光パルス圧縮の効果測定装置として想定した装置の概略的ブロック構成図である。パルス生成器30によって、擬似光パルス信号31を生成する。ここで、光パルス生成器30から出力される信号は、規則正しい正弦波であり、この信号には特段の情報が載せられていないので、情報が載せられた通常の光パルス信号と区別するため、光パルス信号とせず、擬似光パルス信号と表記する。シミュレーションを必要以上に複雑化することを避けるために、擬似光パルス信号を想定して行ったが、以下に示すシミュレーション結果は、情報を載せた通常の光パルス信号においても同様に成り立つことは明らかである。光パルス信号は、擬似光パルス信号31を構成する光パルス列の光パルスの幾つかが、載せられた情報に応じて欠けているだけであり、その伝送レート(ビットレート)が異なるわけではないからである。   FIG. 3 is a schematic block configuration diagram of an apparatus assumed as an optical pulse compression effect measuring apparatus used for simulation. A pseudo optical pulse signal 31 is generated by the pulse generator 30. Here, the signal output from the optical pulse generator 30 is a regular sine wave, and since no special information is placed on this signal, it is distinguished from a normal optical pulse signal on which information is placed. Not a light pulse signal but a pseudo light pulse signal. In order to avoid making the simulation more complicated than necessary, it was assumed that a pseudo optical pulse signal was used. However, it is clear that the simulation results shown below hold true for a normal optical pulse signal with information. It is. The optical pulse signal is that some of the optical pulses of the optical pulse train constituting the pseudo optical pulse signal 31 are only missing in accordance with the information that is loaded, and the transmission rate (bit rate) is not different. It is.

擬似光パルス信号31は、光増幅器32によって増幅されて擬似光パルス信号33として出力されて、非線形光媒質34に入力される。光増幅器32には半値幅調整器42を具えたErドープ光ファイバアンプを用いた。光増幅器32の増幅率は、半値幅調整器42によって、ポンプ光の強度を増減することによって調整することができる。半値幅調整器42は、Erドープ光ファイバに入力するポンプ光を発生する半導体レーザと、この半導体レーザの駆動電流を調整するための、電流値可変型電流発生回路とを具えて構成できる。   The pseudo optical pulse signal 31 is amplified by the optical amplifier 32, output as the pseudo optical pulse signal 33, and input to the nonlinear optical medium. As the optical amplifier 32, an Er-doped optical fiber amplifier provided with a half-value width adjuster 42 was used. The amplification factor of the optical amplifier 32 can be adjusted by increasing / decreasing the intensity of the pump light by the half-width adjuster 42. The half-value width adjuster 42 can be configured to include a semiconductor laser that generates pump light input to the Er-doped optical fiber, and a current value variable type current generation circuit for adjusting the drive current of the semiconductor laser.

非線形光媒質34としては、モードフィールド（Mode Field）の面積が10μm2、非線形屈折率が2.5×10-20ｍ2/W、波長分散値が-0.25 ps/nm/km、波長分散スロープが-0 ps/nm2/kmであり、全長が1 kmの光ファイバを用いた。擬似光パルス信号31の波長は、1.55 μｍである。 As the nonlinear optical medium 34, the area of the mode field is 10 μm 2 , the nonlinear refractive index is 2.5 × 10 −20 m 2 / W, the chromatic dispersion value is −0.25 ps / nm / km, and the chromatic dispersion slope is − An optical fiber of 0 ps / nm 2 / km and a total length of 1 km was used. The wavelength of the pseudo optical pulse signal 31 is 1.55 μm.

非線形光媒質34から出力された擬似光パルス信号35は、図4から図6を参照して説明するように、擬似光パルス信号33と比較してその周波数スペクトル幅が広がっている。擬似光パルス信号35は、上述した光バンドパスフィルタ36によってフィルタリングされて、擬似光パルス信号37として出力される。擬似光パルス信号37は、その周波数スペクトル波形のピークに対して高周波数側の周波数成分が、光バンドパスフィルタ36によってフィルタリングされている。   As will be described with reference to FIGS. 4 to 6, the pseudo optical pulse signal 35 output from the nonlinear optical medium 34 has a wider frequency spectrum width than the pseudo optical pulse signal 33. The pseudo optical pulse signal 35 is filtered by the above-described optical bandpass filter 36 and output as a pseudo optical pulse signal 37. In the pseudo optical pulse signal 37, the frequency component on the high frequency side with respect to the peak of the frequency spectrum waveform is filtered by the optical bandpass filter.

擬似光パルス信号37の時間波形及び周波数スペクトルは、測定器38で観測した。また、擬似光パルス信号31、35及び37の周波数スペクトルについても、それぞれの信号が伝播している光伝送路から分岐して測定器（図示省略）によって観測した。また、擬似光パルス信号33の時間波形についても、擬似光パルス信号33が伝播している光伝送路から一部分岐して測定器（図示省略）によって観測した。   The time waveform and frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 37 were observed with the measuring device 38. The frequency spectra of the pseudo optical pulse signals 31, 35, and 37 were also observed by a measuring instrument (not shown) after branching from the optical transmission path through which each signal propagates. Further, the temporal waveform of the pseudo optical pulse signal 33 was also observed by a measuring instrument (not shown) after partially branching from the optical transmission line on which the pseudo optical pulse signal 33 propagates.

図4(A)、(B)及び(C)を参照して、擬似光パルス信号31の伝送レート（ビットレート）が80 Gbit/sである場合のシミュレーション結果を説明する。図4(A)は、光増幅器32から出力された擬似光パルス信号33の時間波形を示す図である。擬似光パルス信号33の強度は22 dBmであった。図4(B)は、光バンドパスフィルタ36から出力された擬似光パルス信号37の時間波形である。図4(A)及び(B)において、横軸は時間をps単位で目盛って示してあり、縦軸は光強度をmW単位で目盛って示してある。また、光バンドパスフィルタ36の透過バンド幅は、1.5 nmであり、透過中心波長は、1.55 μｍから3.6 nm短波長である1.5464μｍに設定した。   A simulation result in the case where the transmission rate (bit rate) of the pseudo optical pulse signal 31 is 80 Gbit / s will be described with reference to FIGS. 4 (A), (B), and (C). 4A is a diagram showing a time waveform of the pseudo optical pulse signal 33 output from the optical amplifier 32. FIG. The intensity of the pseudo light pulse signal 33 was 22 dBm. FIG. 4B is a time waveform of the pseudo optical pulse signal 37 output from the optical bandpass filter 36. 4 (A) and 4 (B), the horizontal axis shows time in units of ps and the vertical axis shows light intensity in units of mW. The transmission band width of the optical bandpass filter 36 was 1.5 nm, and the transmission center wavelength was set to 1.5464 μm, which is a short wavelength of 1.55 μm to 3.6 nm.

図4(A)に示すように、光増幅器32から出力された擬似光パルス信号33のパルスの時間波形の半値幅は5 psである。一方。図4(B)に示すように、光バンドパスフィルタ36から出力された擬似光パルス信号37のパルスの時間波形の半値幅は2.5 psである。このように、光増幅器32及び非線形光媒質34である光ファイバを上述のような条件に設定して用いることによって、パルスの時間波形の半値幅が5 psである擬似光パルス信号を、そのパルスの時間波形の半値幅が半分である2.5 psの擬似光パルス信号に変換することができることが確かめられた。   As shown in FIG. 4 (A), the half width of the time waveform of the pulse of the pseudo optical pulse signal 33 output from the optical amplifier 32 is 5 ps. on the other hand. As shown in FIG. 4B, the half width of the time waveform of the pseudo optical pulse signal 37 output from the optical bandpass filter 36 is 2.5 ps. In this way, by setting and using the optical fiber that is the optical amplifier 32 and the nonlinear optical medium 34 under the above-described conditions, a pseudo optical pulse signal with a half-value width of the pulse time waveform of 5 ps can be obtained. It was confirmed that it can be converted to a pseudo optical pulse signal of 2.5 ps with half the half width of the time waveform.

このシミュレーション結果が得られた要因が上述したように、非線形光媒質34による周波数スペクトル幅の拡大、及び光バンドパスフィルタ36によるフィルタリングによるものであることを確かめるために、擬似光パルス信号31、35及び37の周波数スペクトルを観測した。その結果を図4(C)に示す。図4(C)の横軸は、波長1.55μmに対応する周波数を0としてGHz単位で目盛って示してある。一点破線で擬似光パルス信号31の周波数スペクトルを、破線で擬似光パルス信号35の周波数スペクトルを、実線で擬似光パルス信号37の周波数スペクトルを、それぞれ示している。   In order to confirm that the cause of this simulation result is due to the expansion of the frequency spectrum width by the nonlinear optical medium 34 and the filtering by the optical bandpass filter 36 as described above, the pseudo optical pulse signals 31, 35 are used. And 37 frequency spectra were observed. The result is shown in FIG. 4 (C). The horizontal axis of FIG. 4 (C) is graduated in GHz units with the frequency corresponding to the wavelength of 1.55 μm being 0. The dashed line shows the frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 31, the dashed line shows the frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 35, and the solid line shows the frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 37.

擬似光パルス信号31の周波数スペクトルは、そのパルスの時間波形の半値幅が5 psであることに対応して、横軸上で-250 GHzから250 GHzにわたっている。それに対して、擬似光パルス信号33が非線形光媒質34である光ファイバを通過することによって非線形光学効果が発現し、その結果周波数スペクトルが広くなって出力された擬似光パルス信号35の周波数スペクトルは、横軸上で-750 GHzから750 GHzにわたっており、擬似光パルス信号31の周波数スペクトルよりその幅が広い。   The frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 31 ranges from −250 GHz to 250 GHz on the horizontal axis corresponding to the half width of the time waveform of the pulse being 5 ps. On the other hand, when the pseudo optical pulse signal 33 passes through the optical fiber which is the nonlinear optical medium 34, a nonlinear optical effect is manifested. As a result, the frequency spectrum of the output pseudo optical pulse signal 35 having a wide frequency spectrum is In the horizontal axis, it ranges from -750 GHz to 750 GHz, which is wider than the frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 31.

擬似光パルス信号31の周波数スペクトルに比べて、擬似光パルス信号35の周波数スペクトルが広くなっていることから、擬似光パルス信号35のパルスの時間波形の半値幅は、擬似光パルス信号31のパルスの時間波形の半値幅より狭まっている。すなわち、擬似光パルス信号31のパルスの時間波形の半値幅は、非線形光媒質34によって狭められて、擬似光パルス信号35として出力される。従って、受信した光パルス信号のパルスの時間波形の半値幅を狭めるという当初の目的は、非線形光媒質34によって、実現される。   Since the frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 35 is wider than the frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 31, the half width of the time waveform of the pulse of the pseudo optical pulse signal 35 is the pulse of the pseudo optical pulse signal 31. It is narrower than the half width of the time waveform. That is, the half width of the time waveform of the pulse of the pseudo optical pulse signal 31 is narrowed by the nonlinear optical medium 34 and output as the pseudo optical pulse signal 35. Therefore, the initial purpose of narrowing the half width of the time waveform of the pulse of the received optical pulse signal is realized by the nonlinear optical medium 34.

更に、非線形光媒質34から出力される擬似光パルス信号35の時間波形の形状を、サブピーク成分をほとんど含まない理想的な形状とするために、光バンドパスフィルタ36によって、フィルタリングを行った。光バンドパスフィルタ36によるフィルタリングの効果について、図4(C)を参照して説明する。   Further, filtering was performed by the optical bandpass filter 36 in order to make the shape of the time waveform of the pseudo optical pulse signal 35 output from the non-linear optical medium 34 an ideal shape containing almost no sub-peak component. The effect of filtering by the optical bandpass filter 36 will be described with reference to FIG.

擬似光パルス信号35は、光バンドパスフィルタ36に入力されて擬似光パルス信号37に変換されて出力される。光バンドパスフィルタ36の透過バンド幅は、1.5 nmであり、透過中心波長は、1.55 μｍから3.6 nm短波長である1.5464μｍに設定されているので、図4(C)に実線で示した擬似光パルス信号37の周波数スペクトルの形状は、高周波数側の強度が減少して、中心周波数（0 GHz）に対して非対称の形になっている。すなわち、中心周波数（0 GHz）の信号成分が、擬似光パルス信号35の周波数スペクトルと比較して大きく減少していることが分かる。   The pseudo optical pulse signal 35 is input to the optical bandpass filter 36, converted into a pseudo optical pulse signal 37, and output. The transmission band width of the optical bandpass filter 36 is 1.5 nm, and the transmission center wavelength is set from 1.55 μm to 1.5464 μm, which is a short wavelength of 3.6 nm. Therefore, the pseudo-line indicated by the solid line in FIG. The shape of the frequency spectrum of the optical pulse signal 37 is asymmetric with respect to the center frequency (0 GHz) due to a decrease in intensity on the high frequency side. That is, it can be seen that the signal component of the center frequency (0 GHz) is greatly reduced as compared with the frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 35.

このように、光バンドパスフィルタ36の透過中心波長を1.55 μｍから3.6 nm短波長である1.5464μｍに設定することによって、擬似光パルス信号35の時間波形に現れる雑音成分を効果的に遮断することができる。その結果図4(B)に示すように、時間波形に現れる雑音成分の小さな擬似光パルス信号37（狭光パルス信号に対応する。）が得られている。   Thus, by setting the transmission center wavelength of the optical bandpass filter 36 from 1.55 μm to 1.5464 μm, which is a short wavelength of 3.6 nm, the noise component appearing in the time waveform of the pseudo optical pulse signal 35 can be effectively blocked. Can do. As a result, as shown in FIG. 4B, a pseudo optical pulse signal 37 (corresponding to a narrow optical pulse signal) having a small noise component appearing in the time waveform is obtained.

以上説明したように、80 Gbit/sの光パルス信号を受信した場合でも、そのパルスの時間波形の半値幅は、光パルス圧縮部20によって、160 Gbit/sの光パルス信号のパルスの時間波形の半値幅と同程度の値である、2.5 psとなっている。そのため、EAMに入力される狭光パルス信号21を構成する光パルスの時間波形の半値幅が十分に狭いことによって、EAMから出力される変調光パルス信号51には、周波数がΔf、2Δf、4Δfの主要信号以外の、フーリエ成分がノイズとしてほとんど含まれていない。   As described above, even when an optical pulse signal of 80 Gbit / s is received, the half-value width of the time waveform of the pulse is determined by the optical pulse compressor 20 by the time waveform of the pulse of the 160 Gbit / s optical pulse signal. It is 2.5 ps, which is about the same as the half-value width of. Therefore, since the half width of the time waveform of the optical pulse constituting the narrow optical pulse signal 21 input to the EAM is sufficiently narrow, the modulated optical pulse signal 51 output from the EAM has a frequency of Δf, 2Δf, 4Δf The Fourier component other than the main signal is hardly included as noise.

従って、仮に、クロック信号/帰還信号生成部100が、160 Gbit/sの光パルス信号からクロック信号を抽出できるように設計されている場合であっても、80 Gbit/sの光パルス信号を光パルス圧縮部20によって狭光パルス信号に変換してクロック信号/帰還信号生成部100に入力すれば、クロック信号/帰還信号生成部100の回路部分を全く変更することなく、40 GHzの基準クロック信号を抽出することができる。   Therefore, even if the clock signal / feedback signal generation unit 100 is designed to extract the clock signal from the 160 Gbit / s optical pulse signal, the 80 Gbit / s optical pulse signal is output as an optical signal. If it is converted into a narrow optical pulse signal by the pulse compression unit 20 and input to the clock signal / feedback signal generation unit 100, the reference clock signal of 40 GHz can be obtained without changing the circuit part of the clock signal / feedback signal generation unit 100 at all. Can be extracted.

すなわち、80 Gbit/sの光パルス信号に対して、第1バンドパスフィルタ54からオフセット周波数Δfの4逓倍成分4Δfに等しい電気信号（第2電気信号55）が効率よく抽出され、位相比較器56によって、基準信号発生器68が出力するオフセット周波数Δfの4逓倍成分4Δfに対する位相比較ステップが実行される。このようにクロック信号/帰還信号生成部100においてPLL動作が行われ、40 GHzの基準クロック信号が抽出される。   That is, an electrical signal (second electrical signal 55) equal to the quadruple component 4Δf of the offset frequency Δf is efficiently extracted from the first band pass filter 54 for the optical pulse signal of 80 Gbit / s, and the phase comparator 56 Thus, the phase comparison step for the quadruple component 4Δf of the offset frequency Δf output from the reference signal generator 68 is executed. In this way, the PLL operation is performed in the clock signal / feedback signal generation unit 100, and the 40 GHz reference clock signal is extracted.

次に、図5(A)、(B)及び(C)を参照して、擬似光パルス信号31の伝送レート（ビットレート）が40 Gbit/sである場合のシミュレーション結果（その1）を説明する。図5(A)は、光増幅器32から出力された擬似光パルス信号33の時間波形を示す図である。擬似光パルス信号33の強度は26 dBmであった。図5(B)は、光バンドパスフィルタ36から出力された擬似光パルス信号37の時間波形である。図5(A)及び(B)において、横軸は時間をps単位で目盛って示してあり、縦軸は光強度をmW単位で目盛って示してある。また、光バンドパスフィルタ36の透過バンド幅は、1.5 nmであり、透過中心波長は、1.55 μｍから3.6 nm短波長である1.5464μｍに設定した。   Next, referring to FIGS. 5A, 5B, and 5C, a simulation result (part 1) when the transmission rate (bit rate) of the pseudo optical pulse signal 31 is 40 Gbit / s will be described. To do. FIG. 5A shows a time waveform of the pseudo optical pulse signal 33 output from the optical amplifier 32. FIG. The intensity of the pseudo light pulse signal 33 was 26 dBm. FIG. 5B is a time waveform of the pseudo optical pulse signal 37 output from the optical bandpass filter 36. 5 (A) and 5 (B), the horizontal axis shows time in units of ps, and the vertical axis shows light intensity in units of mW. The transmission band width of the optical bandpass filter 36 was 1.5 nm, and the transmission center wavelength was set to 1.5464 μm, which is a short wavelength of 1.55 μm to 3.6 nm.

図5(A)に示すように、光増幅器32から出力された擬似光パルス信号33のパルスの時間波形の半値幅は10 psである。一方。図5(B)に示すように、光バンドパスフィルタ36から出力された擬似光パルス信号37のパルスの時間波形の半値幅は4 psである。このように、光増幅器32及び非線形光媒質34である光ファイバを上述のような条件に設定して用いることによって、パルスの時間波形の半値幅が10 psである擬似光パルス信号を、そのパルスの時間波形の半値幅が2/5である4 psの擬似光パルス信号に変換することができることが確かめられた。   As shown in FIG. 5A, the half width of the time waveform of the pulse of the pseudo optical pulse signal 33 output from the optical amplifier 32 is 10 ps. on the other hand. As shown in FIG. 5 (B), the half width of the time waveform of the pseudo optical pulse signal 37 output from the optical bandpass filter 36 is 4 ps. In this way, by using the optical fiber that is the optical amplifier 32 and the nonlinear optical medium 34 under the above-described conditions, the pseudo optical pulse signal whose half-width of the time waveform of the pulse is 10 ps It was confirmed that it can be converted into a 4 ps pseudo optical pulse signal with a half-width of 2/5.

上記の80 Gbit/sの場合のシミュレーションと同様に、擬似光パルス信号31、35及び37の周波数スペクトルを観測した。その結果を図5(C)に示す。図5(C)の横軸は、波長1.55μmに対応する周波数を0としてGHz単位で目盛って示してある。一点破線で擬似光パルス信号31の周波数スペクトルを、破線で擬似光パルス信号35の周波数スペクトルを、実線で擬似光パルス信号37の周波数スペクトルを、それぞれ示している。   Similar to the simulation in the case of 80 Gbit / s, the frequency spectra of the pseudo optical pulse signals 31, 35 and 37 were observed. The result is shown in FIG. The horizontal axis of FIG. 5C is scaled in GHz units with the frequency corresponding to the wavelength of 1.55 μm being 0. The dashed line shows the frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 31, the dashed line shows the frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 35, and the solid line shows the frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 37.

擬似光パルス信号31の周波数スペクトルは、そのパルスの時間波形の半値幅が10 psであることに対応して、横軸上で-125 GHzから125 GHzにわたっている。それに対して、擬似光パルス信号33が非線形光媒質34である光ファイバを通過することによって非線形光学効果が発現し、その結果周波数スペクトルが広くなって出力された擬似光パルス信号35の周波数スペクトルは、横軸上で-650 GHzから650 GHzにわたっており、擬似光パルス信号31の周波数スペクトルよりその幅が広い。   The frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 31 extends from −125 GHz to 125 GHz on the horizontal axis corresponding to the half width of the time waveform of the pulse being 10 ps. On the other hand, when the pseudo optical pulse signal 33 passes through the optical fiber which is the nonlinear optical medium 34, a nonlinear optical effect is manifested. As a result, the frequency spectrum of the output pseudo optical pulse signal 35 having a wide frequency spectrum is On the horizontal axis, it ranges from -650 GHz to 650 GHz, and is wider than the frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 31.

擬似光パルス信号31の周波数スペクトルに比べて、擬似光パルス信号35の周波数スペクトルはその幅が広くなっていることから、擬似光パルス信号35のパルスの時間波形の半値幅は、擬似光パルス信号31のパルスの時間波形の半値幅より狭まっている。すなわち、擬似光パルス信号31のパルスの時間波形の半値幅は、非線形光媒質34によって狭められて、擬似光パルス信号35として出力される。従って、この場合も、受信した光パルス信号のパルスの時間波形の半値幅を狭めるという当初の目的は、非線形光媒質34によって、実現されることが分かる。   Since the frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 35 is wider than the frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 31, the half width of the time waveform of the pulse of the pseudo optical pulse signal 35 is the pseudo optical pulse signal. It is narrower than the half width of the time waveform of 31 pulses. That is, the half width of the time waveform of the pulse of the pseudo optical pulse signal 31 is narrowed by the nonlinear optical medium 34 and output as the pseudo optical pulse signal 35. Therefore, in this case as well, it can be seen that the initial purpose of narrowing the half width of the time waveform of the pulse of the received optical pulse signal is realized by the nonlinear optical medium 34.

更に、非線形光媒質34から出力される擬似光パルス信号35の時間波形の形状を、サブピーク成分をほとんど含まない理想的な形状とするために、光バンドパスフィルタ36によって、フィルタリングを行った。光バンドパスフィルタ36によるフィルタリングの効果について、図5(C)を参照して説明する。   Further, filtering was performed by the optical bandpass filter 36 in order to make the shape of the time waveform of the pseudo optical pulse signal 35 output from the non-linear optical medium 34 an ideal shape containing almost no sub-peak component. The effect of filtering by the optical bandpass filter 36 will be described with reference to FIG.

光バンドパスフィルタ36の透過バンド幅は、1.5 nmであり、透過中心波長は、1.55 μｍから3.6 nm短波長である1.5464μｍに設定されているので、図5(C)に実線で示した擬似光パルス信号37の周波数スペクトルの形状は、高周波数側の強度が減少して、中心周波数（0 GHz）に対して非対称の形になっている。すなわち、中心周波数（0 GHz）の信号成分が擬似光パルス信号35の周波数スペクトルと比較して大きく減少していることが分かる。   The transmission band width of the optical bandpass filter 36 is 1.5 nm, and the transmission center wavelength is set from 1.55 μm to 1.5464 μm, which is a short wavelength of 3.6 nm. Therefore, the pseudo-line indicated by the solid line in FIG. The shape of the frequency spectrum of the optical pulse signal 37 is asymmetric with respect to the center frequency (0 GHz) due to a decrease in intensity on the high frequency side. That is, it can be seen that the signal component of the center frequency (0 GHz) is greatly reduced compared to the frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 35.

このように、光バンドパスフィルタ36の透過中心波長を1.55 μｍから3.6 nm短波長である1.5464μｍに設定することによって、擬似光パルス信号35の時間波形に現れる雑音成分を効果的に遮断することができる。その結果図5(B)に示すように、時間波形に現れる雑音成分の小さな擬似光パルス信号37（狭光パルス信号に対応する。）が得られている。   Thus, by setting the transmission center wavelength of the optical bandpass filter 36 from 1.55 μm to 1.5464 μm, which is a short wavelength of 3.6 nm, the noise component appearing in the time waveform of the pseudo optical pulse signal 35 can be effectively blocked. Can do. As a result, as shown in FIG. 5B, a pseudo optical pulse signal 37 (corresponding to a narrow optical pulse signal) having a small noise component appearing in the time waveform is obtained.

以上説明したように、40 Gbit/sの光パルス信号を受信した場合でも、そのパルスの時間波形の半値幅は、光パルス圧縮部20によって、160 Gbit/sの光パルス信号のパルスの時間波形の半値幅よりは幅広であるが、同程度の値である4 psとなっている。そのため、EAMに入力される狭光パルス信号21を構成する光パルスの時間波形の半値幅が十分に狭いことによって、EAMから出力される変調光パルス信号51には、周波数がΔf、2Δf、4Δfの主要信号以外のフーリエ成分が、ノイズとしてほとんど含まれていない。従って、仮に、クロック信号/帰還信号生成部100が、160 Gbit/sの光パルス信号からクロック信号を抽出できるように設計されている場合であっても、40 Gbit/sの光パルス信号を光パルス圧縮部20によって狭光パルス信号に変換してクロック信号/帰還信号生成部100に入力すれば、40 GHzの基準クロック信号を抽出することができる。   As described above, even when an optical pulse signal of 40 Gbit / s is received, the half-width of the time waveform of the pulse is determined by the optical pulse compression unit 20 using the time waveform of the pulse of the 160 Gbit / s optical pulse signal. Although it is wider than the half-value width of, it is 4 ps, which is a comparable value. Therefore, since the half width of the time waveform of the optical pulse constituting the narrow optical pulse signal 21 input to the EAM is sufficiently narrow, the modulated optical pulse signal 51 output from the EAM has a frequency of Δf, 2Δf, 4Δf Fourier components other than the main signal are hardly included as noise. Therefore, even if the clock signal / feedback signal generation unit 100 is designed to extract a clock signal from a 160 Gbit / s optical pulse signal, the 40 Gbit / s optical pulse signal is output as an optical signal. When converted into a narrow optical pulse signal by the pulse compression unit 20 and input to the clock signal / feedback signal generation unit 100, a 40 GHz reference clock signal can be extracted.

すなわち、40 Gbit/sの光パルス信号に対して、第1バンドパスフィルタ54からオフセット周波数Δfの4逓倍成分4Δfに等しい電気信号（第2電気信号55）が効率よく抽出され、位相比較器56によって、基準信号発生器68が出力するオフセット周波数Δfの4逓倍成分4Δfに対する位相比較ステップが実行される。このようにクロック信号/帰還信号生成部100においてPLL動作が行われ、40 GHzの基準クロック信号が抽出される。   That is, an electrical signal (second electrical signal 55) equal to the quadruple component 4Δf of the offset frequency Δf is efficiently extracted from the first bandpass filter 54 for the 40 Gbit / s optical pulse signal, and the phase comparator 56 Thus, the phase comparison step for the quadruple component 4Δf of the offset frequency Δf output from the reference signal generator 68 is executed. In this way, the PLL operation is performed in the clock signal / feedback signal generation unit 100, and the 40 GHz reference clock signal is extracted.

次に、図6(A)、(B)及び(C)を参照して、擬似光パルス信号31の伝送レート（ビットレート）が40 Gbit/sである場合のシミュレーション結果（その2）を説明する。上述の図5に示したシミュレーション（その1）との相違点は、光増幅器32の増幅率が異なる点である。これによって、以下に説明するように、擬似光パルス信号35のパルスの時間波形の半値幅がより狭く圧縮される。また、これに対応して擬似光パルス信号35の周波数スペクトルの幅がより一層広くなるので、それだけ光バンドパスフィルタ36の役割が重要となる。   Next, referring to FIGS. 6A, 6B, and 6C, a simulation result (part 2) when the transmission rate (bit rate) of the pseudo optical pulse signal 31 is 40 Gbit / s will be described. To do. The difference from the simulation (part 1) shown in FIG. 5 described above is that the amplification factor of the optical amplifier 32 is different. As a result, as described below, the half width of the time waveform of the pulse of the pseudo optical pulse signal 35 is more narrowly compressed. Correspondingly, the width of the frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 35 is further widened, so that the role of the optical bandpass filter 36 becomes more important.

図6(A)は、光増幅器32から出力された擬似光パルス信号33の時間波形を示す図である。擬似光パルス信号33の強度は29 dBmであった。図6(B)は、光バンドパスフィルタ36から出力された擬似光パルス信号37の時間波形である。図6(A)及び(B)において、横軸は時間をps単位で目盛って示してあり、縦軸は光強度をmW単位で目盛って示してある。また、上記のシミュレーションと同様に、光バンドパスフィルタ36の透過バンド幅は、1.5 nmであり、透過中心波長は、1.55 μｍから3.6 nm短波長である1.5464μｍに設定した。   6A is a diagram showing a time waveform of the pseudo optical pulse signal 33 output from the optical amplifier 32. FIG. The intensity of the pseudo light pulse signal 33 was 29 dBm. FIG. 6B is a time waveform of the pseudo optical pulse signal 37 output from the optical bandpass filter 36. 6 (A) and 6 (B), the horizontal axis indicates the time in units of ps, and the vertical axis indicates the light intensity in units of mW. Similarly to the above simulation, the transmission band width of the optical bandpass filter 36 is 1.5 nm, and the transmission center wavelength is set to 1.5464 μm, which is 1.55 μm to 3.6 nm short wavelength.

図6(A)に示すように、光増幅器32から出力された擬似光パルス信号33のパルスの時間波形の半値幅は10 psである。これは、図5(A)、(B)及び(C)を参照して説明したシミュレーションと同様に、擬似光パルス信号31のビットレートが40 Gbit/sと等しいので、擬似光パルス信号33のパルスの時間波形の半値幅も等しくなっている。   As shown in FIG. 6 (A), the half width of the time waveform of the pulse of the pseudo optical pulse signal 33 output from the optical amplifier 32 is 10 ps. As in the simulation described with reference to FIGS. 5A, 5B, and 5C, the bit rate of the pseudo optical pulse signal 31 is equal to 40 Gbit / s. The half width of the time waveform of the pulse is also equal.

一方、図6(B)に示すように、光バンドパスフィルタ36から出力された擬似光パルス信号37のパルスの時間波形の半値幅は3.5 psである。このように、光増幅器32及び非線形光媒質34である光ファイバを上述のような条件に設定して用いることによって、パルスの時間波形の半値幅が10 psである擬似光パルス信号を、そのパルスの時間波形の半値幅が3.5/10である3.5 psの擬似光パルス信号に変換することができることが確かめられた。上述のシミュレーションその1の場合に比べて、擬似光パルス信号37の半値幅が4 psに対して3.5 psとより狭くなっているのは、光増幅器32における増幅率が大きいためである。   On the other hand, as shown in FIG. 6B, the half width of the time waveform of the pulse of the pseudo optical pulse signal 37 output from the optical bandpass filter 36 is 3.5 ps. In this way, by using the optical fiber that is the optical amplifier 32 and the nonlinear optical medium 34 under the above-described conditions, the pseudo optical pulse signal whose half-width of the time waveform of the pulse is 10 ps It was confirmed that it can be converted into a pseudo optical pulse signal of 3.5 ps with a half width of 3.5 / 10. Compared to the first simulation described above, the half width of the pseudo optical pulse signal 37 is narrower than 3.5 ps with respect to 4 ps because the amplification factor in the optical amplifier 32 is large.

次に、擬似光パルス信号31、35及び37の周波数スペクトルを観測した。その結果を図6(C)に示す。図6(C)の横軸は、波長1.55μmに対応する周波数を0としてGHz単位で目盛って示してある。一点破線で擬似光パルス信号31の周波数スペクトルを、破線で擬似光パルス信号35の周波数スペクトルを、実線で擬似光パルス信号37の周波数スペクトルを、それぞれ示している。   Next, the frequency spectra of the pseudo optical pulse signals 31, 35 and 37 were observed. The result is shown in FIG. 6 (C). The horizontal axis of FIG. 6 (C) is scaled in units of GHz with the frequency corresponding to the wavelength of 1.55 μm being 0. The dashed line shows the frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 31, the dashed line shows the frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 35, and the solid line shows the frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 37.

擬似光パルス信号31の周波数スペクトルは、そのパルスの時間波形の半値幅が10 psであることに対応して、横軸上で-125 GHzから125 GHzの範囲にわたっている。それに対して、擬似光パルス信号33が非線形光媒質34である光ファイバを通過することによって非線形光学効果が発現し、その結果周波数スペクトルが広くなって出力された擬似光パルス信号35の周波数スペクトルは、横軸上で-1000 GHzから1000 GHzにわたっており、その幅が広い。   The frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 31 ranges from −125 GHz to 125 GHz on the horizontal axis corresponding to the half width of the time waveform of the pulse being 10 ps. On the other hand, when the pseudo optical pulse signal 33 passes through the optical fiber which is the nonlinear optical medium 34, a nonlinear optical effect is manifested. As a result, the frequency spectrum of the output pseudo optical pulse signal 35 having a wide frequency spectrum is The horizontal axis ranges from -1000 GHz to 1000 GHz, and its width is wide.

擬似光パルス信号35は、光バンドパスフィルタ36に入力されて擬似光パルス信号37に変換されて出力される。光バンドパスフィルタ36の透過バンド幅は、1.5 nmであり、透過中心波長は、1.55 μｍから3.6 nm短波長である1.5464μｍに設定されているので、図6(C)に実線で示した擬似光パルス信号37の周波数スペクトルの形状は、高周波数側の強度が減少して、中心周波数（0 GHz）に対して非対称の形になっている。すなわち、中心周波数（0 GHz）の信号成分が擬似光パルス信号35の周波数スペクトルと比較して大きく減少していることが分かる。   The pseudo optical pulse signal 35 is input to the optical bandpass filter 36, converted into a pseudo optical pulse signal 37, and output. The transmission band width of the optical bandpass filter 36 is 1.5 nm, and the transmission center wavelength is set from 1.55 μm to 1.5464 μm, which is a short wavelength of 3.6 nm. Therefore, the pseudo-line shown in FIG. The shape of the frequency spectrum of the optical pulse signal 37 is asymmetric with respect to the center frequency (0 GHz) due to a decrease in intensity on the high frequency side. That is, it can be seen that the signal component of the center frequency (0 GHz) is greatly reduced compared to the frequency spectrum of the pseudo optical pulse signal 35.

このように、光バンドパスフィルタ36の透過中心波長を1.55 μｍから3.6 nm短波長である1.5464μｍに設定することによって、擬似光パルス信号35の時間波形に現れる雑音成分を効果的に遮断することができる。その結果図6(B)に示すように、時間波形に現れる雑音成分の小さな擬似光パルス信号37（狭光パルス信号に対応する。）が得られている。   Thus, by setting the transmission center wavelength of the optical bandpass filter 36 from 1.55 μm to 1.5464 μm, which is a short wavelength of 3.6 nm, the noise component appearing in the time waveform of the pseudo optical pulse signal 35 can be effectively blocked. Can do. As a result, as shown in FIG. 6B, a pseudo optical pulse signal 37 (corresponding to a narrow optical pulse signal) having a small noise component appearing in the time waveform is obtained.

以上説明したように、40 Gbit/sの光パルス信号を受信した場合でも、そのパルスの時間波形の半値幅は、光パルス圧縮部20によって、160 Gbit/sの光パルス信号の時間波形の半値幅に近い、3.5 psとなっている。そのため、EAMに入力される狭光パルス信号21を構成する光パルスの時間波形の半値幅が十分に狭いことによって、EAMから出力される変調光パルス信号51には、周波数がΔf、2Δf、4Δfである主要信号以外の、フーリエ成分がノイズとしてほとんど含まれていない。従って、仮に、クロック信号/帰還信号生成部100が、160 Gbit/sの光パルス信号からクロック信号を抽出できるように設計されている場合であっても、40 Gbit/sの光パルス信号を光パルス圧縮部20によって狭光パルス信号に変換してクロック信号/帰還信号生成部100に入力すれば、40 GHzの基準クロック信号を抽出することができる。   As described above, even when a 40 Gbit / s optical pulse signal is received, the half width of the time waveform of the pulse is reduced by the optical pulse compression unit 20 by a half of the time waveform of the 160 Gbit / s optical pulse signal. It is 3.5 ps, which is close to the price range. Therefore, since the half width of the time waveform of the optical pulse constituting the narrow optical pulse signal 21 input to the EAM is sufficiently narrow, the modulated optical pulse signal 51 output from the EAM has a frequency of Δf, 2Δf, 4Δf The Fourier component other than the main signal is hardly included as noise. Therefore, even if the clock signal / feedback signal generation unit 100 is designed to extract a clock signal from a 160 Gbit / s optical pulse signal, the 40 Gbit / s optical pulse signal is output as an optical signal. When converted into a narrow optical pulse signal by the pulse compression unit 20 and input to the clock signal / feedback signal generation unit 100, a 40 GHz reference clock signal can be extracted.

すなわち、40 Gbit/sの光パルス信号に対して、第1バンドパスフィルタ54からオフセット周波数Δfの4逓倍成分4Δfに等しい電気信号（第2電気信号55）が効率よく抽出され、位相比較器56によって、基準信号発生器68が出力するオフセット周波数Δfの4逓倍成分4Δfに対する位相比較ステップが実行される。このようにクロック信号/帰還信号生成部100においてPLL動作が行われ、40 GHzの基準クロック信号が抽出される。   That is, an electrical signal (second electrical signal 55) equal to the quadruple component 4Δf of the offset frequency Δf is efficiently extracted from the first bandpass filter 54 for the 40 Gbit / s optical pulse signal, and the phase comparator 56 Thus, the phase comparison step for the quadruple component 4Δf of the offset frequency Δf output from the reference signal generator 68 is executed. In this way, the PLL operation is performed in the clock signal / feedback signal generation unit 100, and the 40 GHz reference clock signal is extracted.

受信した光パルス信号のパルスの時間波形の半値幅を狭めるためには、光パルス信号強度を光増幅器で増幅する必要がある。そしてこの増幅率が大きいほど、半値幅をより一層狭めることが可能となる。この場合、非線形光媒質から出力される光パルス信号をフィルタリングする光バンドパスフィルタの役割が一層重要となる。   In order to narrow the half width of the time waveform of the pulse of the received optical pulse signal, it is necessary to amplify the optical pulse signal intensity with an optical amplifier. As the amplification factor increases, the half width can be further narrowed. In this case, the role of the optical bandpass filter that filters the optical pulse signal output from the nonlinear optical medium becomes even more important.

以上説明したように、この発明の第1実施例のマルチレートクロック信号抽出装置によれば、ビットレートが40 Gbit/s、80 Gbit/s及び160 Gbit/sであるいずれの光パルス信号であっても、パルス圧縮部20において、光パルス信号のパルスの時間波形の半値幅を、160 Gbit/sの光パルス信号と等しく変換することが可能である。すなわち、パルス圧縮部20に具えられる光増幅器22の増幅率を調整するだけで、ビットレートが40 Gbit/s、80 Gbit/s及び160 Gbit/sであるいずれの光パルス信号を受信しても対処できる。   As described above, according to the multi-rate clock signal extraction device of the first embodiment of the present invention, any optical pulse signal having a bit rate of 40 Gbit / s, 80 Gbit / s, and 160 Gbit / s can be used. However, in the pulse compression unit 20, it is possible to convert the half width of the time waveform of the pulse of the optical pulse signal equally to the 160 Gbit / s optical pulse signal. That is, it is possible to receive any optical pulse signal having a bit rate of 40 Gbit / s, 80 Gbit / s, and 160 Gbit / s only by adjusting the amplification factor of the optical amplifier 22 provided in the pulse compression unit 20. I can deal with it.

従って、伝送レートが160 Gbit/sである光パルス信号から40 GHzの基準クロック信号を抽出するのに最適な設計がなされた光変調部50であるEAM及びクロック信号/帰還信号生成部100を共通に利用して、ビットレートが40 Gbit/sあるいは80 Gbit/sである光パルス信号から40 GHzの基準クロック信号を抽出することができる。すなわち、光変調部及びクロック信号/帰還信号生成部を具えたクロック信号抽出装置に光パルス圧縮部を加えることによってマルチレートクロック信号抽出装置が実現する。   Therefore, the EAM and the clock signal / feedback signal generator 100, which are optical modulators 50 that are optimally designed to extract a 40 GHz reference clock signal from an optical pulse signal with a transmission rate of 160 Gbit / s, are shared. For example, a 40 GHz reference clock signal can be extracted from an optical pulse signal having a bit rate of 40 Gbit / s or 80 Gbit / s. That is, a multi-rate clock signal extraction device is realized by adding an optical pulse compression unit to a clock signal extraction device including an optical modulation unit and a clock signal / feedback signal generation unit.

＜第2実施例＞
図7を参照して、この発明の第2実施例であるマルチレートクロック信号抽出装置の構成とその動作原理を説明する。 <Second embodiment>
With reference to FIG. 7, the configuration and operating principle of a multi-rate clock signal extracting apparatus according to the second embodiment of the present invention will be described.

第2実施例のマルチレートクロック信号抽出装置114は、第1実施例のマルチレートクロック信号抽出装置110のクロック信号/帰還信号生成部100に換えてクロック信号/帰還信号生成部102が用いられる点が相違する点である。クロック信号/帰還信号生成部102には、クロック信号/帰還信号生成部100には具えられていない、ビットレート検出部80が具えられている。   The multi-rate clock signal extraction device 114 of the second embodiment uses a clock signal / feedback signal generation unit 102 instead of the clock signal / feedback signal generation unit 100 of the multi-rate clock signal extraction device 110 of the first embodiment. Is the difference. The clock signal / feedback signal generation unit 102 includes a bit rate detection unit 80 that is not included in the clock signal / feedback signal generation unit 100.

第2実施例のマルチレートクロック信号抽出装置114は、ビットレート検出部80を除いて、第1実施例のマルチレートクロック信号抽出装置と、同一の構造であるので、両者に共通する構成分についての説明は繰り返さない。   The multi-rate clock signal extraction device 114 of the second embodiment has the same structure as the multi-rate clock signal extraction device of the first embodiment except for the bit rate detection unit 80. The description of will not be repeated.

ビットレート検出部80は、第1バンドパスフィルタ82、第1パワー測定器84、第2バンドパスフィルタ86、第2パワー測定器88、第3バンドパスフィルタ90及び第3パワー測定器92を具えて構成される。O/E変換器52から出力される第1電気信号53が、パワー分岐器94及び96によってその強度が3分割されて、それぞれ第1バンドパスフィルタ82、第2バンドパスフィルタ86及び第3バンドパスフィルタ90に入力される。   The bit rate detection unit 80 includes a first band pass filter 82, a first power measuring instrument 84, a second band pass filter 86, a second power measuring instrument 88, a third band pass filter 90, and a third power measuring instrument 92. Composed. The first electric signal 53 output from the O / E converter 52 is divided into three by the power dividers 94 and 96, and the first band-pass filter 82, the second band-pass filter 86, and the third band, respectively. Input to the pass filter 90.

第1バンドパスフィルタ82の通過中心周波数は、オフセット周波数Δfの4逓倍成分である周波数4Δfである。第2バンドパスフィルタ86の通過中心周波数は、オフセット周波数Δfの2逓倍成分である周波数2Δfである。また、第3バンドパスフィルタ90の通過中心周波数は、オフセット周波数に等しいΔfである。そして、第1バンドパスフィルタ82、第2バンドパスフィルタ86及び第3バンドパスフィルタ90から出力されるそれぞれの出力は、それぞれ第1パワー測定器84、第2パワー測定器88及び第3パワー測定器92に入力されて、その強度が測定される。   The pass center frequency of the first bandpass filter 82 is a frequency 4Δf that is a quadruple component of the offset frequency Δf. The pass center frequency of the second bandpass filter 86 is a frequency 2Δf which is a double component of the offset frequency Δf. Further, the pass center frequency of the third bandpass filter 90 is Δf equal to the offset frequency. The outputs output from the first bandpass filter 82, the second bandpass filter 86, and the third bandpass filter 90 are the first power measuring instrument 84, the second power measuring instrument 88, and the third power measuring, respectively. Is input to the instrument 92, and its intensity is measured.

受信した光パルス信号11の伝送レートが160 Gbit/sである場合は、光パルス圧縮部20で光パルスの時間幅を調整されることなく、光変調部50であるEAMに入力され、EAMで160 Gbit/sのRZ符号化された光パルス信号成分のうち、(40-Δf) GHzの透過窓を通過できた成分のみが濾し取られて、変調光パルス信号51として出力される。変調光パルス信号51には、そのスペクトル成分である周波数がΔf、2Δf、4Δf等の周波数スペクトル成分が含まれており、光パルス信号11の伝送レートが160 Gbit/sであった場合は、このうち周波数が4Δfである周波数スペクトル成分を最も強く含んでいる。同様に光パルス信号11の伝送レートが80 Gbit/sあるいは40 Gbit/sであった場合は、変調光パルス信号51に含まれている周波数スペクトル成分のうち、周波数がそれぞれ2Δf及びΔfである周波数スペクトル成分を最も強く含んでいる。   When the transmission rate of the received optical pulse signal 11 is 160 Gbit / s, the optical pulse compression unit 20 does not adjust the time width of the optical pulse and is input to the EAM that is the optical modulation unit 50. Of the 160 Gbit / s RZ-encoded optical pulse signal component, only the component that can pass through the (40−Δf) GHz transmission window is filtered and output as the modulated optical pulse signal 51. The modulated optical pulse signal 51 includes frequency spectral components such as Δf, 2Δf, 4Δf, etc., which are the spectral components. When the transmission rate of the optical pulse signal 11 is 160 Gbit / s, this Among them, the frequency spectrum component having a frequency of 4Δf is most strongly included. Similarly, when the transmission rate of the optical pulse signal 11 is 80 Gbit / s or 40 Gbit / s, the frequencies of the frequency spectrum components included in the modulated optical pulse signal 51 are 2Δf and Δf, respectively. It contains the most spectral components.

上述したように、受信した光パルス信号11の伝送レートが160 Gbit/sであった場合は、変調光パルス信号51の周波数スペクトル成分は、80 Gbit/sあるいは40 Gbit/sであった場合と比較して、周波数が4Δfである成分の強度が最も大きい。従って、O/E変換器52から出力される第1電気信号53のスペクトル成分においても、周波数が4Δfであるスペクトル成分の強度が最も大きい。このため、第1電気信号53が強度分割されて、第1バンドパスフィルタ82、第2バンドパスフィルタ86及び第3バンドパスフィルタ90に入力されると、通過中心周波数が4Δfである第1バンドパスフィルタ82から最も強い信号が出力される。すなわち、第1パワー測定器84において、最も強い信号が検出される。   As described above, when the transmission rate of the received optical pulse signal 11 is 160 Gbit / s, the frequency spectrum component of the modulated optical pulse signal 51 is 80 Gbit / s or 40 Gbit / s. In comparison, the intensity of the component whose frequency is 4Δf is the highest. Therefore, even in the spectral component of the first electric signal 53 output from the O / E converter 52, the intensity of the spectral component having a frequency of 4Δf is the highest. Therefore, when the first electric signal 53 is intensity-divided and input to the first bandpass filter 82, the second bandpass filter 86, and the third bandpass filter 90, the first band whose pass center frequency is 4Δf The strongest signal is output from the pass filter 82. That is, the strongest signal is detected by the first power measuring device 84.

上述したように、受信した光パルス信号11の伝送レートが160 Gbit/sであった場合は、O/E変換器52から出力される第1電気信号53は、そのスペクトル成分のうち周波数が4Δfである成分を強く含んでいる。そして、第1電気信号53は、パワー分岐器94を介して第1バンドパスフィルタ82に入力されて第2電気信号55として出力され、パワー分岐器98を介して位相比較器56に入力される。   As described above, when the transmission rate of the received optical pulse signal 11 is 160 Gbit / s, the first electric signal 53 output from the O / E converter 52 has a frequency of 4Δf The ingredient which is is strongly included. Then, the first electric signal 53 is input to the first band pass filter 82 via the power branching device 94 and output as the second electric signal 55, and is input to the phase comparator 56 via the power branching device 98. .

また、受信した光パルス信号11の伝送レートが80 Gbit/sである場合は、第1電気信号53は、そのスペクトル成分のうち周波数が2Δfである成分を最も強く含んでいる。このため、通過中心周波数が2Δfである第2バンドパスフィルタ86から最も強い信号が出力さる。すなわち、第2パワー測定器88において、最も強い信号が検出される。同様に、受信した光パルス信号11の伝送レートが40 Gbit/sである場合は、第1電気信号53は、そのスペクトル成分のうち周波数がΔfである成分を最も強く含んでいる。このため、通過中心周波数がΔfである第3バンドパスフィルタ90から最も強い信号が出力さる。すなわち、第3パワー測定器92において、最も強い信号が検出される。   Further, when the transmission rate of the received optical pulse signal 11 is 80 Gbit / s, the first electric signal 53 most strongly includes a component having a frequency of 2Δf among the spectrum components. For this reason, the strongest signal is output from the second bandpass filter 86 whose pass center frequency is 2Δf. That is, the strongest signal is detected in the second power measuring device 88. Similarly, when the transmission rate of the received optical pulse signal 11 is 40 Gbit / s, the first electric signal 53 most strongly includes a component having a frequency of Δf among the spectrum components. For this reason, the strongest signal is output from the third bandpass filter 90 whose pass center frequency is Δf. That is, the strongest signal is detected by the third power measuring device 92.

そして、受信した光パルス信号11の伝送レートが80 Gbit/sあるいは40 Gbit/sのいずれの場合にも、第1電気信号53は、パワー分岐器94を介して第1バンドパスフィルタ82に入力されて第2電気信号55として出力され、パワー分岐器98を介して位相比較器56に入力される。すなわち、受信した光パルス信号11の伝送レートが160 Gbit/s、80 Gbit/s、40 Gbit/sのいずれの場合であっても、クロック信号/帰還信号生成部102の回路を全く変更することなく、クロック信号の抽出が行える。   When the transmission rate of the received optical pulse signal 11 is 80 Gbit / s or 40 Gbit / s, the first electric signal 53 is input to the first bandpass filter 82 via the power divider 94. And output as the second electric signal 55 and input to the phase comparator 56 via the power branching device 98. That is, the circuit of the clock signal / feedback signal generation unit 102 is completely changed regardless of whether the transmission rate of the received optical pulse signal 11 is 160 Gbit / s, 80 Gbit / s, or 40 Gbit / s. In addition, the clock signal can be extracted.

以上説明したように、第1パワー測定器84、第2パワー測定器88、第3パワー測定器92によって、通過中心周波数が4Δfである第1バンドパスフィルタ82、通過中心周波数が2Δfである第2バンドパスフィルタ86及び通過中心周波数がΔfである第3バンドパスフィルタ90のうち、いずれのバンドパスフィルタから最も強い電気信号が出力されているかを知ることができる。すなわち、ビットレート検出部80において、受信した光パルス信号の伝送レートを検出することができる。   As described above, the first power measuring device 84, the second power measuring device 88, and the third power measuring device 92 allow the first band pass filter 82 having a pass center frequency of 4Δf and the first band pass filter having a pass center frequency of 2Δf. Of the two band pass filters 86 and the third band pass filter 90 having a pass center frequency of Δf, it is possible to know which band pass filter outputs the strongest electrical signal. That is, the bit rate detection unit 80 can detect the transmission rate of the received optical pulse signal.

上述のビットレート検出部80において、具体的にビットレート検出ステップを実行するためには、例えば、次のように行う。   In the bit rate detection unit 80 described above, in order to execute the bit rate detection step specifically, for example, the following is performed.

まず、ビットレートが160 Gbit/sである擬似光パルス信号を、光分波器12を介してマルチレートクロック信号抽出装置114に入力する。そして、第1パワー測定器84によって測定される信号強度が最大となるように、光パルス圧縮部20に具えられている光増幅器22の増幅率を調整する。そのときの光増幅器22の増幅率をγ1とする。 First, a pseudo optical pulse signal having a bit rate of 160 Gbit / s is input to the multi-rate clock signal extraction device 114 via the optical demultiplexer 12. Then, the amplification factor of the optical amplifier 22 provided in the optical pulse compression unit 20 is adjusted so that the signal intensity measured by the first power measuring device 84 is maximized. The amplification factor of the optical amplifier 22 at this time is γ 1 .

光増幅器22の増幅率をγ1に設定して、ビットレートが160 Gbit/sである擬似光パルス信号を、光分光器12を介して、マルチレートクロック信号抽出装置114に入力し、第１パワー測定器84によって測定される信号強度を読み取る。この信号強度をP1とする。次にビットレートが80 Gbit/sである擬似光パルス信号を、光分波器12を介してマルチレートクロック信号抽出装置114に入力して、第2パワー測定器88によって測定される信号強度を読み取る。この信号強度をP2とする。更に、ビットレートが40 Gbit/sである擬似光パルス信号を、光分波器12を介してマルチレートクロック信号抽出装置114に入力して、第3パワー測定器92によって、測定される信号強度を読み取る。この信号強度をP3とする。これらの強度信号の値P1、 P2及びP3を初期値として設定する。 The amplification factor of the optical amplifier 22 is set to γ 1 , and a pseudo optical pulse signal having a bit rate of 160 Gbit / s is input to the multi-rate clock signal extraction device 114 via the optical spectrometer 12, and the first The signal strength measured by the power meter 84 is read. The signal strength and P 1. Next, a pseudo optical pulse signal with a bit rate of 80 Gbit / s is input to the multi-rate clock signal extraction device 114 via the optical demultiplexer 12, and the signal intensity measured by the second power measuring device 88 is calculated. read. The signal strength and P 2. Further, a pseudo optical pulse signal having a bit rate of 40 Gbit / s is input to the multi-rate clock signal extraction device 114 via the optical demultiplexer 12, and the signal strength measured by the third power measuring device 92 is measured. Read. The signal strength and P 3. These intensity signal values P 1 , P 2 and P 3 are set as initial values.

次に、ビットレートが80 Gbit/sである擬似光パルス信号を、光分波器12を介してマルチレートクロック信号抽出装置114に入力する。そして、第1パワー測定器84によって測定される信号強度が最大となるように、光パルス圧縮部20に具えられている光増幅器22の増幅率を調整する。そのときの光増幅器22の増幅率をγ2とする。第1パワー測定器84によって測定される信号強度が最大となるとは、光増幅器22の増幅率を増大させても、信号強度の増大が見られなくなる信号強度に達したことを意味する。 Next, a pseudo optical pulse signal having a bit rate of 80 Gbit / s is input to the multi-rate clock signal extraction device 114 via the optical demultiplexer 12. Then, the amplification factor of the optical amplifier 22 provided in the optical pulse compression unit 20 is adjusted so that the signal intensity measured by the first power measuring device 84 is maximized. The amplification factor of the optical amplifier 22 at that time is γ 2 . The maximum signal intensity measured by the first power measuring instrument 84 means that the signal intensity has reached a level at which no increase in signal intensity is observed even when the amplification factor of the optical amplifier 22 is increased.

最後に、ビットレートが40 Gbit/sである擬似光パルス信号を、光分波器12を介してマルチレートクロック信号抽出装置114に入力する。そして、第1パワー測定器84によって測定される信号強度が最大となるように、光パルス圧縮部20に具えられている光増幅器22の増幅率を調整する。そのときの光増幅器22の増幅率をγ3とする。測定される信号強度が最大となるとの意味は、上述の場合と同様である。 Finally, a pseudo optical pulse signal having a bit rate of 40 Gbit / s is input to the multi-rate clock signal extraction device 114 via the optical demultiplexer 12. Then, the amplification factor of the optical amplifier 22 provided in the optical pulse compression unit 20 is adjusted so that the signal intensity measured by the first power measuring device 84 is maximized. The amplification factor of the optical amplifier 22 at this time is γ 3 . The meaning that the measured signal intensity becomes maximum is the same as in the above case.

マルチレートクロック信号抽出装置114の初期化作業として、以上の作業を行う。すなわち、上述した強度信号の値P1、 P2及びP3、及び光増幅器22の増幅率γ1、γ2及びγ3を確定させる。 As the initialization work of the multi-rate clock signal extraction device 114, the above work is performed. That is, the above-described intensity signal values P 1 , P 2 and P 3 and the amplification factors γ 1 , γ 2 and γ 3 of the optical amplifier 22 are determined.

未知のビットレートである光パルス信号を受信した場合に、光増幅器22の増幅率をγ1に設定して、第1パワー測定器84としてP1meas、第2パワー測定器88として、P2meas、第3パワー測定器88として、P3meas、をモニターしながら、第1パワー測定器84から読みとったパワーP1measと初期値P1の比をとり、1に近ければ、ビットレートが160 Gbit/sの光パルス信号が入力されていると判断する。この比が1よりも小さければ第2パワー測定器88から読み取ったパワーP2measと初期値P2との比をとり、この比が1に近ければ、ビットレートが80 Gbit/sの光パルス信号が入力されていると判断する。この比が1よりも小さければ第3パワー測定器92から読み取ったパワーP3measと初期値P3との比をとり、この比が1に近ければ、ビットレートが80 Gbit/sの光パルス信号が入力されていると判断する。 When receiving the optical pulse signal is an unknown bit rate, and set the amplification factor of the optical amplifier 22 in γ 1, P 1meas as a first power measurement device 84, the second power meter 88, P 2meas, While monitoring P 3meas as the third power measuring device 88, the ratio of the power P 1meas read from the first power measuring device 84 to the initial value P 1 is taken, and if close to 1, the bit rate is 160 Gbit / s It is determined that the optical pulse signal is input. If this ratio is smaller than 1, the ratio of the power P 2meas read from the second power meter 88 and the initial value P 2 is taken. If this ratio is close to 1, the optical pulse signal with a bit rate of 80 Gbit / s. Is determined to be entered. If this ratio is less than 1, the ratio of the power P 3meas read from the third power meter 92 and the initial value P 3 is taken. If this ratio is close to 1, the optical pulse signal with a bit rate of 80 Gbit / s Is determined to be entered.

上述のビットレートの判断結果に応じて、光増幅器22の増幅率を160 Gbit/s、80 Gbit/s、40 Gbit/sの順に、γ1、γ2及びγ3と変化させる。 The amplification factor of the optical amplifier 22 is changed to γ 1 , γ 2, and γ 3 in the order of 160 Gbit / s, 80 Gbit / s, and 40 Gbit / s according to the determination result of the bit rate.

このようにして、増幅率を決めた後、第1パワー測定器84の読みを、Pinisialとして設定する。その後、常に、第1パワー測定器84の読みとPinisialとを比較して、第1パワー測定器84が示す値に変動があれば、光パルス信号11の伝送レートが変わったものと判断することができる。このように、伝送レートが変った場合には、光増幅器22の増幅率をγ1に設定して、上述のビットレートの判定作業を繰り返す。 After determining the amplification factor in this way, the reading of the first power measuring device 84 is set as P inisial . Thereafter, the reading of the first power measuring instrument 84 and P inisial are always compared, and if the value indicated by the first power measuring instrument 84 varies, it is determined that the transmission rate of the optical pulse signal 11 has changed. be able to. Thus, when the transmission rate changes, the amplification factor of the optical amplifier 22 is set to γ 1 and the above bit rate determination operation is repeated.

以上説明したように、ビットレート検出部80を設けることによって、ビットレート検出ステップで検出された伝送レートに対応して、光パルス信号増幅ステップにおける増幅率を調整することが可能となる。そして、狭光パルス信号21のパルスの時間波形の半値幅を、伝送レートに応じて設定することができ、半値幅設定ステップを実行できる。   As described above, by providing the bit rate detection unit 80, it becomes possible to adjust the amplification factor in the optical pulse signal amplification step in accordance with the transmission rate detected in the bit rate detection step. Then, the half width of the time waveform of the pulse of the narrow light pulse signal 21 can be set according to the transmission rate, and the half width setting step can be executed.

すなわち、上述したように、第1パワー測定器84、第2パワー測定器88、第3パワー測定器92をモニターすることによって、受信した光パルス信号からその伝送レートを検出することができる。従って、光パルス信号の受信に先立って、伝送レートを知らされていなくとも、クロック信号の抽出に最適なパルスの時間波形の半値幅に調整するための光増幅器の増幅率を、受信光パルス信号から知ることができる。これによって、受信した光パルス信号の伝送レートに応じて光増幅器22の増幅率を調整するだけで、伝送レートの変更にすばやく対応できる。   That is, as described above, by monitoring the first power measuring device 84, the second power measuring device 88, and the third power measuring device 92, the transmission rate can be detected from the received optical pulse signal. Therefore, prior to the reception of the optical pulse signal, even if the transmission rate is not known, the amplification factor of the optical amplifier for adjusting the half width of the time waveform of the pulse optimal for the extraction of the clock signal is set to the received optical pulse signal. Can know from. As a result, it is possible to quickly cope with a change in the transmission rate simply by adjusting the amplification factor of the optical amplifier 22 in accordance with the transmission rate of the received optical pulse signal.

以上説明したように、初期設定として、まず、受信する光パルス信号の伝送レートに応じて、それぞれに最適な光増幅器22の増幅率γ1、γ2及びγ3を確定する作業が行われる。そして、増幅率γ1の場合にモニターされる各伝送レートの光パルス信号を入力した場合のモニター値を初期値として設定しておく。次に、ビットレート検出ステップとして、光増幅器22の増幅率をγ1に設定された状態で、実際に光パルス信号11が受信され、第1パワー測定器84、第2パワー測定器88、第3パワー測定器92がモニターされつつ、初期値との比較がなされ、受信された光パルス信号の伝送レートが感知される。この伝送レートの判定結果に応じて、光増幅器22の増幅率をγ1、γ2あるいはγ3と設定する。 As described above, as an initial setting, first, an operation for determining the optimum amplification factors γ 1 , γ 2, and γ 3 of the optical amplifier 22 according to the transmission rate of the received optical pulse signal is performed. Then, the monitor value when the optical pulse signal of each transmission rate monitored at the amplification factor γ 1 is input is set as an initial value. Then, as the bit rate detecting step, in a state where the amplification factor of the optical amplifier 22 is set to gamma 1, the actually received optical pulse signal 11, the first power measurement device 84, the second power measurement device 88, the While the power meter 92 is monitored, a comparison with the initial value is made, and the transmission rate of the received optical pulse signal is sensed. Depending on the determination result of the transmission rate, the amplification factor of the optical amplifier 22 is set to γ 1 , γ 2, or γ 3 .

また、受信中に光パルス信号の伝送レートが変化した場合に対応するために、常時第1パワー測定器84をモニターし、この測定器が検出している信号強度に変化が現れたら、光増幅器22の増幅率をγ1に設定して、ビットレート検出ステップを実行し、現在受信している光パルス信号の伝送レートを検出して、このの伝送レートに最も適切な値に、光増幅器22の増幅率を設定するという作業が行われる。 In addition, in order to cope with the case where the transmission rate of the optical pulse signal changes during reception, the first power measuring device 84 is constantly monitored, and if a change appears in the signal intensity detected by this measuring device, the optical amplifier The amplification rate of 22 is set to γ 1 and the bit rate detection step is executed to detect the transmission rate of the currently received optical pulse signal, and the optical amplifier 22 is set to the most appropriate value for this transmission rate. The work of setting the amplification factor is performed.

これらビットレート検出ステップは、この発明のマルチレートクロック抽出装置114を操作している装置管理者が行っても良いし、上述のビットレート検出ステップを実現するための作業の全部またはその一部をコンピュータによる自動制御によって行っても良い。   These bit rate detection steps may be performed by a device administrator who operates the multi-rate clock extraction device 114 of the present invention, or all or part of the work for realizing the above-described bit rate detection step. You may carry out by the automatic control by a computer.

第1実施例のマルチレートクロック信号抽出装置の概略的ブロック構成図である。1 is a schematic block configuration diagram of a multi-rate clock signal extraction device according to a first embodiment. パルス圧縮部の概略的ブロック構成図である。It is a schematic block block diagram of a pulse compression part. 光パルス圧縮の効果測定装置の概略的ブロック構成図である。It is a schematic block diagram of an optical pulse compression effect measuring device. 80 Gbit/s信号に対するパルス圧縮の効果を示す図である。It is a figure which shows the effect of the pulse compression with respect to an 80 Gbit / s signal. 40 Gbit/s信号に対するパルス圧縮の効果を示す図（その1）である。It is a figure (the 1) which shows the effect of the pulse compression with respect to a 40 Gbit / s signal. 40 Gbit/s信号に対するパルス圧縮の効果を示す図（その2）である。FIG. 6 is a diagram (part 2) showing the effect of pulse compression on a 40 Gbit / s signal. 第2実施例のマルチレートクロック信号抽出装置の概略的ブロック構成図である。FIG. 6 is a schematic block configuration diagram of a multi-rate clock signal extraction device according to a second embodiment.

符号の説明Explanation of symbols

12：光分波器
14：ゲーティング部
20：光パルス圧縮部
22、32：光増幅器
24、34：非線形光媒質
26、36：光バンドパスフィルタ
30：パルス生成器
38：測定器
40、42：半値幅調整器
50：光変調部
52：O/E変換器
54、76：バンドパスフィルタ
56：位相比較器
58：ラグリードフィルタ
60：VCO
62、72、94、96、98：パワー分岐器
64：ミキサー
68：基準信号発生器
74：4逓倍器
78：増幅器
80：ビットレート検出部
82：第1バンドパスフィルタ
84：第1パワー測定器
86：第2バンドパスフィルタ
88：第2パワー測定器
90：第3バンドパスフィルタ
92：第3パワー測定器
100、102：クロック信号/帰還信号生成部
110、114：マルチレートクロック信号抽出装置 12: Optical demultiplexer
14: Gating part
20: Optical pulse compression unit
22, 32: Optical amplifier
24, 34: Nonlinear optical medium
26, 36: Optical bandpass filter
30: Pulse generator
38: Measuring instrument
40, 42: Half width adjuster
50: Light modulator
52: O / E converter
54, 76: Band pass filter
56: Phase comparator
58: Lug reed filter
60: VCO
62, 72, 94, 96, 98: Power divider
64: Mixer
68: Reference signal generator
74: Quadruple multiplier
78: Amplifier
80: Bit rate detector
82: First bandpass filter
84: 1st power measuring instrument
86: Second bandpass filter
88: Second power meter
90: Third bandpass filter
92: Third power meter
100, 102: Clock signal / feedback signal generator
110, 114: Multi-rate clock signal extraction device

Claims (8)

受信した光パルス信号のパルスの時間波形を圧縮して、パルスの時間波形の半値幅が狭い狭光パルス信号として出力する光パルス圧縮ステップと、
該狭光パルス信号を入力して、前記狭光パルス信号のクロック周波数fの1/N（ただし、Nは1以上の整数とする。）の周波数f/Nの電気信号と周波数Δfの電気信号とをミキシングして得られる変調電気信号によって、前記狭光パルス信号を変調して変調光パルス信号として出力する光変調ステップと、
該変調光パルス信号を入力して、周波数f/Nのクロック信号及び前記変調電気信号を出力するクロック信号/帰還信号生成ステップと
を含み、
前記光パルス圧縮ステップが、
前記光パルス信号を増幅する光パルス信号増幅ステップと、
該光パルス信号増幅ステップで増幅された光パルス信号のスペクトル幅を広げるスペクトル幅拡幅ステップと
を含むことを特徴とするマルチレートクロック信号抽出方法。 An optical pulse compression step for compressing the time waveform of the pulse of the received optical pulse signal and outputting it as a narrow optical pulse signal with a narrow half-value width of the pulse time waveform;
When the narrow optical pulse signal is input, an electrical signal having a frequency f / N and an electrical signal having a frequency Δf of 1 / N (where N is an integer of 1 or more) of the clock frequency f of the narrow optical pulse signal. An optical modulation step of modulating the narrow optical pulse signal and outputting it as a modulated optical pulse signal by a modulated electric signal obtained by mixing
A clock signal / feedback signal generating step of inputting the modulated optical pulse signal and outputting a clock signal of frequency f / N and the modulated electric signal;
Including
The optical pulse compression step comprises:
An optical pulse signal amplification step for amplifying the optical pulse signal;
Features and to luma Ruchi rate clock signal extracting method in that it comprises a spectral width widening step of widening the spectral width of the amplified optical pulse signal by the optical pulse signal amplification step. 受信した光パルス信号のパルスの時間波形を圧縮して、パルスの時間波形の半値幅が狭い狭光パルス信号として出力する光パルス圧縮ステップと、
該狭光パルス信号を入力して、前記狭光パルス信号のクロック周波数fの1/N（ただし、Nは1以上の整数とする。）の周波数f/Nの電気信号と周波数Δfの電気信号とをミキシングして得られる変調電気信号によって、前記狭光パルス信号を変調して変調光パルス信号として出力する光変調ステップと、
該変調光パルス信号を入力して、周波数f/Nのクロック信号及び前記変調電気信号を出力するクロック信号/帰還信号生成ステップと
を含み、
前記光パルス圧縮ステップが、
前記光パルス信号を増幅する前記光パルス信号増幅ステップと、
該光パルス信号増幅ステップで増幅された光パルス信号のスペクトル幅を広げるスペクトル幅拡幅ステップと、
該スペクトル幅拡幅ステップで生成された光パルス信号をフィルタリングする光フィルタリングステップと
を含むことを特徴とするマルチレートクロック信号抽出方法。 An optical pulse compression step for compressing the time waveform of the pulse of the received optical pulse signal and outputting it as a narrow optical pulse signal with a narrow half-value width of the pulse time waveform;
When the narrow optical pulse signal is input, an electrical signal having a frequency f / N and an electrical signal having a frequency Δf of 1 / N (where N is an integer of 1 or more) of the clock frequency f of the narrow optical pulse signal. An optical modulation step of modulating the narrow optical pulse signal and outputting it as a modulated optical pulse signal by a modulated electric signal obtained by mixing
A clock signal / feedback signal generating step of inputting the modulated optical pulse signal and outputting a clock signal of frequency f / N and the modulated electric signal;
Including
The optical pulse compression step comprises:
And the optical pulse signal amplifying step of amplifying the optical pulse signal,
A spectral width broadening step for widening the spectral width of the optical pulse signal amplified in the optical pulse signal amplification step;
Features and to luma Ruchi rate clock signal extracting method in that it comprises an optical filtering step of filtering the optical pulse signal generated by the spectral width widening step. 前記クロック信号/帰還信号生成ステップが、
前記変調光パルス信号を入力して、第1電気信号に変換して出力する光電変換ステップと、
該第1電気信号を入力して、周波数NΔfの電気信号成分のみを選択して第2電気信号として出力する第1バンドパスステップと、
周波数NΔfの該第2電気信号と、基準信号発生器によって発生される周波数Δfの基準電気信号をN逓倍して生成される周波数NΔfの電気信号である第3電気信号の位相とを比較して、両者の差成分を第4電気信号として出力する位相比較ステップと、
該第4電気信号を時間平均して、時間平均差成分である第5電気信号を出力する時間平均差成分出力ステップと、
該第5電気信号を入力して、周波数f/Nの第6電気信号として出力する周波数電圧制御ステップと、
周波数f/Nの該第6電気信号を分岐する第1分岐ステップと、
周波数f/Nの該第6電気信号と、前記基準信号発生器によって生成される周波数Δfの第7電気信号とをミキシングして、両者の周波数の和周波もしくは差周波信号である第8電気信号を出力するミキシングステップと、
該第8電気信号を入力して、周波数((f/N)-Δf)の電気信号成分のみを選択して第9電気信号として出力する第2バンドパスステップと、
周波数((f/N)-Δf)の該第9電気信号を増幅して、変調電気信号として前記光変調部に供給する増幅ステップと、
前記周波数Δfの第7電気信号を出力する基準信号発生ステップと、
周波数Δfの該第7電気信号を分岐する第2分岐ステップと、
周波数Δfの前記第7電気信号の周波数を逓倍して出力する周波数逓倍ステップと
を含むことを特徴とする請求項1又は2に記載のマルチレートクロック信号抽出方法。 The clock signal / feedback signal generation step includes
The photoelectric conversion step of inputting the modulated light pulse signal, converting it to a first electric signal and outputting it,
A first band pass step for inputting the first electric signal, selecting only an electric signal component of the frequency NΔf and outputting it as a second electric signal;
The phase of the second electric signal having the frequency NΔf is compared with the phase of the third electric signal that is an electric signal having the frequency NΔf generated by multiplying the reference electric signal having the frequency Δf generated by the reference signal generator by N. A phase comparison step for outputting the difference component between the two as a fourth electrical signal;
A time average difference component output step of averaging the fourth electric signal and outputting a fifth electric signal that is a time average difference component;
A frequency voltage control step for inputting the fifth electrical signal and outputting it as a sixth electrical signal of frequency f / N;
A first branching step for branching the sixth electrical signal of frequency f / N;
The sixth electric signal having the frequency f / N and the seventh electric signal having the frequency Δf generated by the reference signal generator are mixed to obtain an eighth electric signal which is a sum frequency or a difference frequency signal of both frequencies. A mixing step that outputs
A second band pass step for inputting the eighth electric signal, selecting only an electric signal component of frequency ((f / N) -Δf) and outputting it as a ninth electric signal;
An amplification step of amplifying the ninth electric signal having a frequency ((f / N) -Δf) and supplying the ninth electric signal as a modulated electric signal;
A reference signal generating step for outputting a seventh electric signal having the frequency Δf;
A second branching step for branching the seventh electrical signal of frequency Δf;
3. The multi-rate clock signal extraction method according to claim 1, further comprising a frequency multiplication step of multiplying and outputting the frequency of the seventh electric signal having a frequency Δf. 前記第1電気信号から前記狭光パルス信号のビットレートを検出する、ビットレート検出ステップと、
該ビットレートに対応して、前記光パルス信号増幅ステップにおける増幅率を調整することによって、前記狭光パルス信号のパルスの時間波形の半値幅を設定する、半値幅設定ステップと
を含むことを特徴とする請求項3に記載のマルチレートクロック信号抽出方法。 Detecting a bit rate of the narrow light pulse signal from the first electrical signal, a bit rate detection step;
A half-value width setting step of setting a half-value width of a pulse time waveform of the narrow light pulse signal by adjusting an amplification factor in the light pulse signal amplification step corresponding to the bit rate. 4. The multi-rate clock signal extraction method according to claim 3 . 受信した光パルス信号のパルスの時間波形を圧縮して、パルスの時間波形の半値幅が狭い狭光パルス信号として出力する光パルス圧縮部と、
前記狭光パルス信号を入力して、前記狭光パルス信号のクロック周波数fの1/N（ただし、Nは1以上の整数とする。）の周波数f/Nの電気信号と周波数Δfの電気信号とをミキシングして得られる変調電気信号によって、前記狭光パルス信号を変調して変調光パルス信号として出力する光変調部と、
該変調光パルス信号を入力して、周波数f/Nのクロック信号及び前記変調電気信号を出力するクロック信号/帰還信号生成部と
を具え、
前記光パルス圧縮部が、
前記光パルス信号を増幅する光増幅器と、
該光増幅器で増幅された光パルス信号のスペクトル幅を広げる非線形光媒質と
を具えることを特徴とするマルチレートクロック信号抽出装置。 An optical pulse compression unit that compresses the time waveform of the pulse of the received optical pulse signal and outputs it as a narrow optical pulse signal with a narrow half-value width of the pulse time waveform;
When the narrow optical pulse signal is input, an electrical signal having a frequency f / N and an electrical signal having a frequency Δf of 1 / N (where N is an integer equal to or greater than 1) of the clock frequency f of the narrow optical pulse signal. An optical modulation unit that modulates the narrow optical pulse signal and outputs it as a modulated optical pulse signal by a modulated electrical signal obtained by mixing
A clock signal / feedback signal generator for inputting the modulated optical pulse signal and outputting a clock signal of frequency f / N and the modulated electrical signal;
With
The optical pulse compression unit,
An optical amplifier for amplifying the optical pulse signal;
Features and to luma Ruchi rate clock signal extracting device that comprises a nonlinear optical medium to broaden the spectral width of the amplified optical pulse signal by the optical amplifier. 受信した光パルス信号のパルスの時間波形を圧縮して、パルスの時間波形の半値幅が狭い狭光パルス信号として出力する光パルス圧縮部と、
前記狭光パルス信号を入力して、前記狭光パルス信号のクロック周波数fの1/N（ただし、Nは1以上の整数とする。）の周波数f/Nの電気信号と周波数Δfの電気信号とをミキシングして得られる変調電気信号によって、前記狭光パルス信号を変調して変調光パルス信号として出力する光変調部と、
該変調光パルス信号を入力して、周波数f/Nのクロック信号及び前記変調電気信号を出力するクロック信号/帰還信号生成部と
を具え、
前記光パルス圧縮部が、
前記光パルス信号を増幅する光増幅器と、
該光増幅器で増幅された光パルス信号のスペクトル幅を広げる非線形光媒質と、
該非線形光媒質で生成された光パルス信号をフィルタリングする光バンドパスフィルタと
を具えることを特徴とするマルチレートクロック信号抽出装置。 An optical pulse compression unit that compresses the time waveform of the pulse of the received optical pulse signal and outputs it as a narrow optical pulse signal with a narrow half-value width of the pulse time waveform;
When the narrow optical pulse signal is input, an electrical signal having a frequency f / N and an electrical signal having a frequency Δf of 1 / N of the clock frequency f of the narrow optical pulse signal (where N is an integer of 1 or more) An optical modulation unit that modulates the narrow optical pulse signal and outputs it as a modulated optical pulse signal by a modulated electrical signal obtained by mixing
A clock signal / feedback signal generator for inputting the modulated optical pulse signal and outputting a clock signal of frequency f / N and the modulated electrical signal;
With
The optical pulse compression unit,
An optical amplifier for amplifying the optical pulse signal;
A nonlinear optical medium that broadens the spectral width of the optical pulse signal amplified by the optical amplifier;
Features and to luma Ruchi rate clock signal extracting device that comprises an optical bandpass filter for filtering the light pulse signal generated by the nonlinear optical medium. 前記クロック信号/帰還信号生成部が、
前記変調光パルス信号を入力して、第1電気信号に変換して出力する光電変換器と、
該第1電気信号を入力して、周波数NΔfの電気信号成分のみを選択して第2電気信号として出力する第1バンドパスフィルタと、
周波数NΔfの該第2電気信号と、基準信号発生器によって発生される周波数Δfの基準電気信号をN逓倍して生成される周波数NΔfの電気信号である第3電気信号の位相とを比較して、両者の差成分を第4電気信号として出力する位相比較器と、
該第4電気信号を時間平均して、時間平均差成分である第5電気信号を出力するラグリードフィルタと、
該第5電気信号を入力して、周波数f/Nの第6電気信号として出力する周波数電圧制御型発振器と、
周波数f/Nの該第6電気信号を分岐する第1分岐器と、
周波数f/Nの該第6電気信号と、前記基準信号発生器によって発生される周波数Δfの第7電気信号とをミキシングして、両者の周波数の和周波もしくは差周波信号である第8電気信号を出力するミキサーと、
該第8電気信号をフィルタリングして、周波数((f/N)-Δf)の電気信号成分である第9電気信号を出力する第2バンドパスフィルタと、
周波数((f/N)-Δf)の該第9電気信号を増幅して、変調電気信号として前記光変調部に供給する増幅器と、
周波数Δfの前記第7電気信号を出力する前記基準信号発生器と、
周波数Δfの該第7電気信号を分岐する第2分岐器と、
周波数Δfの前記第7電気信号の周波数を逓倍して出力する周波数逓倍器と
を具えることを特徴とする請求項5又は6に記載のマルチレートクロック信号抽出装置。 The clock signal / feedback signal generation unit
A photoelectric converter that inputs the modulated light pulse signal, converts it into a first electric signal, and outputs it,
A first band-pass filter that inputs the first electric signal, selects only an electric signal component of the frequency NΔf, and outputs it as a second electric signal;
The phase of the second electric signal having the frequency NΔf is compared with the phase of the third electric signal that is an electric signal having the frequency NΔf generated by multiplying the reference electric signal having the frequency Δf generated by the reference signal generator by N. A phase comparator that outputs the difference component between the two as a fourth electrical signal;
A lag lead filter that averages the fourth electric signal over time and outputs a fifth electric signal that is a time average difference component;
A frequency voltage controlled oscillator that inputs the fifth electrical signal and outputs it as a sixth electrical signal of frequency f / N;
A first branching device for branching the sixth electric signal of frequency f / N;
The sixth electric signal having the frequency f / N and the seventh electric signal having the frequency Δf generated by the reference signal generator are mixed to obtain an eighth electric signal which is a sum frequency or a difference frequency signal of both frequencies. A mixer that outputs
A second band-pass filter that filters the eighth electrical signal and outputs a ninth electrical signal that is an electrical signal component of frequency ((f / N) −Δf);
An amplifier that amplifies the ninth electric signal of frequency ((f / N) −Δf) and supplies the ninth electric signal as a modulated electric signal to the optical modulation unit;
It said reference signal generator for outputting said seventh electrical signal having a frequency Delta] f,
A second branching device for branching the seventh electrical signal of frequency Δf;
7. The multi-rate clock signal extraction device according to claim 5 , further comprising a frequency multiplier that multiplies and outputs the frequency of the seventh electric signal having a frequency Δf. 前記第1電気信号から前記狭光パルス信号のビットレートを検出するビットレート検出器と、
該ビットレートに対応して、前記狭光パルス信号のパルスの時間波形の半値幅を設定するために、前記光増幅器の増幅率を調整するための半値幅調整器と
を具えることを特徴とする請求項7に記載のマルチレートクロック信号抽出装置。 A bit rate detector for detecting a bit rate of the narrow optical pulse signal from the first electrical signal;
A half-value width adjuster for adjusting an amplification factor of the optical amplifier to set a half-value width of a time waveform of the pulse of the narrow light pulse signal corresponding to the bit rate. 8. The multi-rate clock signal extraction device according to claim 7 .
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