JP4059402B2 - Noise reduction system, program and method for OFDM - Google Patents

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本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式の伝送に適用されるＯＦＤＭ用雑音除去システム及びプログラム並びに方法に関する。   The present invention relates to an OFDM noise removal system, program, and method applied to OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) transmission.

近年、携帯電話やインターネットなどの通信技術の爆発的な普及に伴って、無線、有線においてより多くの情報を高速に伝送するための技術が広く求められている。このため現在最も注目されている技術の一つが、周波数の利用効率を向上させることができるＯＦＤＭ（ＯＦＤＭ変調）であり，今日盛んに研究開発され次々と実用化されている。ＯＦＤＭは欧州のデジタル音声放送(DAM : Digital Audio Broadcasting)やIEEE 802.11などの無線ＬＡＮシステムに採用されている（非特許文献１，２参照）。また、次世代の移動通信システムに対しての検討が広く行われている。   In recent years, with the explosive spread of communication technologies such as mobile phones and the Internet, a technology for transmitting more information at high speed wirelessly and wiredly is widely demanded. For this reason, one of the technologies that are currently attracting the most attention is OFDM (OFDM modulation), which can improve the frequency utilization efficiency, and it is actively researched and developed today and is being put into practical use one after another. OFDM is adopted in wireless LAN systems such as European digital audio broadcasting (DAM) and IEEE 802.11 (see Non-Patent Documents 1 and 2). In addition, studies on next-generation mobile communication systems have been widely conducted.

ＯＦＤＭは同一レートの単一キャリア伝送に比べてシンボル長が長く、さらにガードインターバルを付加していることによってマルチパスなどによるシンボル間干渉に強いといえる。   OFDM has a longer symbol length than single-carrier transmission at the same rate, and can be said to be resistant to inter-symbol interference due to multipath or the like by adding a guard interval.

その一方で、ＯＦＤＭについて解決しなければならない様々な問題が存在している（非特許文献３参照）。この問題の中の一つに、伝送路歪みの影響がある。   On the other hand, there are various problems that must be solved for OFDM (see Non-Patent Document 3). One of the problems is the influence of transmission path distortion.

地上波ディジタルテレビジョンや無線ＬＡＮのようなディジタル無線通信では、マルチパス伝送路による伝送路歪みが大きな問題となる（非特許文献４参照）。そこで、ＯＦＤＭシステムでは、マルチパス伝送路によるキャリア間干渉、遅延波によるキャリア間干渉に対して耐性を持たせるためにガードインターバル信号を用いている。   In digital wireless communication such as terrestrial digital television and wireless LAN, transmission path distortion due to a multipath transmission path is a serious problem (see Non-Patent Document 4). Therefore, in the OFDM system, a guard interval signal is used in order to provide resistance against inter-carrier interference due to multipath transmission lines and inter-carrier interference due to delayed waves.

しかし，ガードインターバルの長さが伝送路による信号の遅延の長さより長く、キャリア間干渉を防ぐことができる場合でも、遅延波による周波数選択性フェージングの影響を受ける。このようなマルチパス伝送路歪みによる信号劣化を補正するために、等化を行う必要がある。   However, even when the guard interval length is longer than the signal delay length through the transmission line and inter-carrier interference can be prevented, it is affected by frequency selective fading due to the delayed wave. In order to correct such signal degradation due to multipath transmission line distortion, equalization must be performed.

ＯＦＤＭシステムにおいて、ガードインターバルの長さが伝送路による信号の遅延の長さより長い場合の受信シンボルは、式（１）で表される。

Figure 0004059402
In the OFDM system, a received symbol when the guard interval length is longer than the signal delay length through the transmission path is expressed by Equation (1).
Figure 0004059402

ここで、ｎはシンボル番号を示し、ｌは搬送波番号を示す。また、Ｘ（ｎ，ｌ）は送信シンボル（送信信号）を表し、Ｙ（ｎ，ｌ）は受信シンボル（受信信号）を表し、Ｈ（ｎ，ｌ）は伝送路の伝達関数であり、Ｎ（ｎ，ｌ）は伝送路で付加される例えば白色雑音などのような雑音である。この式（１）より受信シンボルＹ（ｎ，ｌ）は伝送路Ｈ（ｎ，ｌ）と雑音Ｎ（ｎ，ｌ）によって歪んだ信号となる。よって、伝送路の影響を低減するために等化を行う必要がある。   Here, n indicates a symbol number, and l indicates a carrier number. X (n, l) represents a transmission symbol (transmission signal), Y (n, l) represents a reception symbol (reception signal), H (n, l) is a transfer function of the transmission path, and N (N, l) is noise such as white noise added in the transmission path. From this equation (1), the received symbol Y (n, l) becomes a signal distorted by the transmission path H (n, l) and noise N (n, l). Therefore, it is necessary to perform equalization in order to reduce the influence of the transmission path.

ＯＦＤＭシステムで一般的に用いられる等化器では、パイロットシンボルを用いて伝送路推定を行う。ＯＦＤＭシステム用の等化器は、受信機側のＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理の後段に挿入される。まず送信側で、受信側でも既知なシンボル(パイロットシンボル)を送信する。   An equalizer generally used in an OFDM system performs transmission path estimation using pilot symbols. The equalizer for the OFDM system is inserted after the FFT (Fast Fourier Transform) processing on the receiver side. First, the transmitting side transmits a known symbol (pilot symbol) on the receiving side.

パイロットシンボルは、図１７に示すように一定間隔Ｋごとに挿入され、パイロットシンボルをもとに一定間隔毎に伝送路推定を行う。受信側で既知である送信パイロットシンボルｄ（ｎ，ｌ）に対する伝送路推定値は以下のように表せる。

Figure 0004059402
As shown in FIG. 17, pilot symbols are inserted at regular intervals K, and transmission path estimation is performed at regular intervals based on the pilot symbols. The transmission path estimation value for the transmission pilot symbol d (n, l) known on the receiving side can be expressed as follows.
Figure 0004059402

式（２）から雑音が十分に無視できるほど小さければパイロット信号が挿入されている周波数成分に対する真の伝送路推定が得られる。データシンボルが送信されている区間において、受信シンボルから伝送路推定値を複素除算することにより、伝送路歪みを補正し、送信シンボルの推定値が得られる。   From equation (2), if the noise is small enough to be ignored, a true transmission path estimate for the frequency component into which the pilot signal is inserted can be obtained. In the interval in which the data symbols are transmitted, the transmission path distortion is corrected by complex division of the transmission path estimation value from the reception symbol, and the transmission symbol estimation value is obtained.

上述したように、シンボルは伝送路上でマルチパスの影響を受けて歪み、受信される。そして等化器でパイロット(既知)シンボルによる参照シンボルと受信シンボルの複素除算をすることによって伝送路の推定を行い、伝送路歪みの補正を行う（非特許文献５参照）。   As described above, the symbol is distorted and received on the transmission path due to the influence of multipath. Then, the equalizer estimates the transmission path by performing complex division of the reference symbol and the received symbol by the pilot (known) symbol, and corrects the transmission path distortion (see Non-Patent Document 5).

しかしこの手法では、伝送路で付加されるガウス性白色雑音などの雑音の大きさが無視できない場合には伝送路の推定精度、伝送品質が劣化する場合がある。   However, in this method, when the magnitude of noise such as Gaussian white noise added in the transmission path cannot be ignored, the estimation accuracy and transmission quality of the transmission path may deteriorate.

このような雑音の影響を低減するため、パイロット信号を複数回連続して送信し、各パイロットで得られた伝送路推定値の平均を取ることで推定精度を向上させる手法が用いられる。   In order to reduce the influence of such noise, a technique is used in which the pilot signal is continuously transmitted a plurality of times and the estimation accuracy is improved by taking the average of the transmission path estimation values obtained for each pilot.

特許文献１（特開２００４−２０７９５８号）では、受信したパイロットデータと既知のパイロットデータとに基づいて伝送路特性データからノイズ成分を除去する伝送路特性推定装置が開示されている。   Patent Document 1 (Japanese Patent Laid-Open No. 2004-207958) discloses a transmission path characteristic estimation device that removes noise components from transmission path characteristic data based on received pilot data and known pilot data.

特許文献２（特開２００４−１９２６６６号）では、入力信号に混入した周期性ノイズを低減するノイズ低減装置が開示されている。   Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-192666 discloses a noise reduction device that reduces periodic noise mixed in an input signal.

特許文献３（特開平１０−３２２３０７号の段落［００２１］−［００２３］）では、ＯＦＤＭのガードインターバルとシンボル期間の終わりの部分の相関をとり、同期検出信号を検出し、同期検出信号から高いレベルのノイズ成分を除去するＯＦＤＭ信号受信機が開示されている。
Supplement to IEEE Standard for Information technology- Telecommunications and information exchange between systems-Local and metropolitan area networks Specifi- cation requirements Part 11 : Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) specifications : High-speed Physical Layer in the 5 GHz Band, IEEE Std. 802.11a, 1999 松江英明，守倉正博，“802.11高速無線LAN教科書，”IDGジャパン，2003 伊丹誠，“OFDM変調の基礎とシステム実現のための諸技術，”電子情報通信学会誌，Vol.85，No.12，pp.925-931，Dec.2002 笹岡秀一，“移動通信，”オーム社，1998 尾知博，上田健二，“OFDMシステム技術とMATLABシミュレーション解説，”トリケップス，2002 特開２００４−２０７９５８号 特開２００４−１９２６６６号 特開平１０−３２２３０７号，段落［００２１］−［００２３］ In Patent Document 3 (paragraphs [0021]-[0023] in Japanese Patent Laid-Open No. 10-322307), the OFDM guard interval and the end of the symbol period are correlated to detect the synchronization detection signal, and the high is detected from the synchronization detection signal. An OFDM signal receiver is disclosed that removes level noise components.
Supplement to IEEE Standard for Information technology- Telecommunications and information exchange between systems-Local and metropolitan area networks Specification requirements Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) specifications: High-speed Physical Layer in the 5 GHz Band, IEEE Std. 802.11a, 1999 Hideaki Matsue, Masahiro Morikura, “802.11 High-Speed Wireless LAN Textbook,” IDG Japan, 2003 Makoto Itami, “Fundamentals of OFDM modulation and various technologies for system realization,” IEICE Journal, Vol.85, No.12, pp.925-931, Dec.2002 Shuichi Sasaoka, “Mobile Communications,” Ohmsha, 1998 Ochihiro, Ueda, Kenji, “OFDM system technology and MATLAB simulation explanation,” Trikes, 2002 JP 2004-207958 A JP 2004-192666 A JP-A-10-322307, paragraphs [0021]-[0023]

上述したように、従来においては、雑音の影響を低減するため、パイロット信号を複数回連続して送信し、各パイロットで得られた伝送路推定値の平均を取ることで推定精度を向上させる手法が提案されている。   As described above, conventionally, in order to reduce the influence of noise, a technique for improving the estimation accuracy by continuously transmitting a pilot signal a plurality of times and taking an average of transmission path estimation values obtained for each pilot. Has been proposed.

しかしながら、この手法では、十分な雑音抑圧効果が得られない場合がある。また、雑音の影響を抑えるために余分にパイロットシンボルを送信することになり通信効率が低下する場合がある。   However, this method may not provide a sufficient noise suppression effect. In addition, in order to suppress the influence of noise, extra pilot symbols are transmitted, which may reduce communication efficiency.

また、パイロット信号を用いてノイズ成分を除去する特許文献１の伝送路特性推定装置では、上述したように、伝送路で付加されるガウス性白色雑音などの雑音の大きさが無視できない場合には伝送路の推定精度、伝送品質が劣化する場合がある。   Moreover, in the transmission path characteristic estimation apparatus of Patent Document 1 that removes noise components using a pilot signal, as described above, when the magnitude of noise such as Gaussian white noise added in the transmission path cannot be ignored, There are cases where the estimation accuracy of the transmission path and the transmission quality deteriorate.

特許文献２のノイズ低減装置では、周期性のない白色雑音などのような雑音の除去までは想定されていない。   In the noise reduction device of Patent Document 2, it is not assumed that noise such as white noise having no periodicity is removed.

特許文献３のＯＦＤＭ信号受信機では、同期検出信号から高いレベルのノイズ成分は除去されるが、他の性質を持つ例えば白色雑音などのような雑音の除去までは考慮されていない。   In the OFDM signal receiver of Patent Document 3, a high-level noise component is removed from the synchronization detection signal, but noise removal such as white noise having other properties is not considered.

本発明は、以上のような実情に鑑みてなされたもので、伝送路の推定精度、通信品質の向上させるＯＦＤＭ用雑音除去システム及びプログラム並びに方法を提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide an OFDM noise removal system, program, and method for improving transmission path estimation accuracy and communication quality.

本発明の第１の態様に係るＯＦＤＭ用雑音除去システムは、ＯＦＤＭ方式の信号伝送に適用され、送信側で、伝送対象のＯＦＤＭ信号の先端に、ＯＦＤＭ信号の終端部でありガードインターバル以上の長さのタップ係数収束区間である適応区間の信号を付加した適応区間付きＯＦＤＭ信号を作成する適応区間付加手段と、受信側で、適応区間付きＯＦＤＭ信号に対して、ＯＦＤＭ信号作成時のサンプリングレートよりも高いサンプリングレートによる第１のサンプリングレート変換を行う第１のサンプリングレート変換手段と、第１のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の終端部の適応区間の信号を参照信号とし、第１のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の先端部の適応区間の信号を用いてタップ係数を収束させる適応アルゴリズム演算手段と、適応アルゴリズム演算手段によって収束されたタップ係数に基づいて、第１のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号におけるＯＦＤＭ信号の雑音を除去する適応フィルタと、適応フィルタによる雑音除去後の適応区間付きＯＦＤＭ信号に対して、ＯＦＤＭ信号作成時のサンプリングレートと同一のサンプリングレートとなるように第２のサンプリングレート変換を行う第２のサンプリングレート変換手段と、第２のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の先端部の前記適応区間の信号を除去し、ＯＦＤＭ信号を求める適応区間除去手段とを具備する。   The OFDM noise removal system according to the first aspect of the present invention is applied to OFDM signal transmission, and at the transmission side, at the front end of the OFDM signal to be transmitted, is a terminal portion of the OFDM signal and is longer than the guard interval. The adaptive interval adding means for creating an OFDM signal with an adaptive interval to which the signal of the adaptive interval that is the tap coefficient convergence interval is added, and the sampling rate at the time of OFDM signal creation for the OFDM signal with the adaptive interval on the receiving side A first sampling rate conversion means for performing a first sampling rate conversion at a higher sampling rate, a signal in an adaptation section at the end of the OFDM signal with an adaptation section after the first sampling rate conversion as a reference signal, Tap signal using the adaptive interval signal at the tip of OFDM signal with adaptive interval after sampling rate conversion of Adaptive algorithm computing means for converging, an adaptive filter for removing the noise of the OFDM signal in the OFDM signal with adaptive section after the first sampling rate conversion based on the tap coefficient converged by the adaptive algorithm computing means, and an adaptive filter A second sampling rate conversion means for performing a second sampling rate conversion on the OFDM signal with an adaptive interval after noise removal by the second sampling rate conversion so as to have the same sampling rate as the sampling rate at the time of creating the OFDM signal; Adaptive section removing means for removing the signal in the adaptive section at the front end of the OFDM signal with adaptive section after the sampling rate conversion and obtaining the OFDM signal.

上記第１の態様では、適応信号処理を行うために、ＯＦＤＭ信号の先頭に適応区間が接続される。そして、このガードインターバルを含む適応区間の信号を適応フィルタのフィルタ入力、このＯＦＤＭ信号１周期分先の信号を参照信号として、ＯＦＤＭの周期性を利用し、適応的にタップ係数を収束させる。   In the first aspect, an adaptive section is connected to the head of the OFDM signal in order to perform adaptive signal processing. Then, the tap coefficient is adaptively converged using the periodicity of OFDM by using the signal of the adaptive section including the guard interval as the filter input of the adaptive filter and using the signal one cycle ahead of the OFDM signal as a reference signal.

これにより、適用フィルタを用いてＯＦＤＭ信号の雑音を高精度に除去することができ、通信品質を向上させることができる。   Thereby, the noise of the OFDM signal can be removed with high accuracy using the applied filter, and the communication quality can be improved.

本発明の第２の態様に係るＯＦＤＭ用雑音除去システムは、適応フィルタを直線位相フィルタとしている。これにより、位相歪みを防止できる。   In the noise removal system for OFDM according to the second aspect of the present invention, the adaptive filter is a linear phase filter. Thereby, phase distortion can be prevented.

本発明の第３の態様に係るＯＦＤＭ用雑音除去装置は、ＯＦＤＭ方式の信号伝送に適用され、受信側で、伝送対象のＯＦＤＭ信号の終端部でありガードインターバル以上の長さのタップ係数収束区間である適応区間の信号をＯＦＤＭ信号の先端に付加した適応区間付きＯＦＤＭ信号に対して、ＯＦＤＭ信号作成時のサンプリングレートよりも高いサンプリングレートによる第１のサンプリングレート変換を行う第１のサンプリングレート変換手段と、第１のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の終端部の適応区間の信号を参照信号とし、第１のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の先端部の適応区間の信号を用いてタップ係数を収束させる適応アルゴリズム演算手段と、適応アルゴリズム演算手段によって収束されたタップ係数に基づいて、第１のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号におけるＯＦＤＭ信号の雑音を除去する適応フィルタと、適応フィルタによる雑音除去後の適応区間付きＯＦＤＭ信号に対して、ＯＦＤＭ信号作成時のサンプリングレートと同一のサンプリングレートとなるように第２のサンプリングレート変換を行う第２のサンプリングレート変換手段と、第２のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の先端部の適応区間の信号を除去し、ＯＦＤＭ信号を求める適応区間除去手段とを具備する。 The OFDM noise removal apparatus according to the third aspect of the present invention is applied to OFDM signal transmission, and is a terminating end of an OFDM signal to be transmitted on the receiving side and has a tap coefficient convergence interval longer than the guard interval. A first sampling rate conversion for performing a first sampling rate conversion at a sampling rate higher than the sampling rate at the time of creating the OFDM signal with respect to the OFDM signal with an adaptive interval obtained by adding the signal of the adaptive interval at the top of the OFDM signal And the signal in the adaptation section at the front end of the OFDM signal with adaptive section after the first sampling rate conversion, with the signal in the adaptation section at the end of the OFDM signal with adaptation section after the first sampling rate conversion as a reference signal Adaptive algorithm calculation means for converging tap coefficients using And an adaptive filter for removing noise of the OFDM signal in the OFDM signal with adaptive section after the first sampling rate conversion, and an OFDM signal with adaptive section after noise removal by the adaptive filter , Second sampling rate conversion means for converting the second sampling rate so that the sampling rate is the same as the sampling rate at the time of creating the OFDM signal, and the tip of the OFDM signal with an adaptive interval after the second sampling rate conversion And an adaptive interval removing means for obtaining an OFDM signal.

この第３の態様に係るＯＦＤＭ用雑音除去装置は、上記第１の態様に係るＯＦＤＭ用雑音除去システムの受信側の装置である。 The OFDM noise removal apparatus according to the third aspect is an apparatus on the receiving side of the OFDM noise removal system according to the first aspect.

なお、上記の態様はシステム及び装置として表現されている。しかしながら、これに限らず、上記の態様は、方法、プログラム、コンピュータ読み取り可能な記憶媒体などで表現されるとしてもよい。   In addition, said aspect is expressed as a system and an apparatus. However, the present invention is not limited to this, and the above aspect may be expressed by a method, a program, a computer-readable storage medium, and the like.

本発明により、伝送路の推定精度が向上し、通信品質が向上し、同じ通信品質ならばより遠くへの伝送が可能となる。   According to the present invention, the estimation accuracy of the transmission path is improved, the communication quality is improved, and if the communication quality is the same, transmission to a longer distance is possible.

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について説明する。なお、以下の各図において同一の部分については同一の符号を付して説明を省略する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In addition, the same code | symbol is attached | subjected about the same part in each following figure, and description is abbreviate | omitted.

（第１の実施の形態）
本実施の形態では、適用フィルタを利用したＯＦＤＭ用雑音除去システムについて説明する。 (First embodiment)
In this embodiment, an OFDM noise removal system using an applied filter will be described.

図１は、本実施の形態に係るＯＦＤＭ用雑音除去システムを具備するＯＦＤＭシステムの構成の例を示すブロック図である。   FIG. 1 is a block diagram illustrating an example of a configuration of an OFDM system including an OFDM noise removal system according to the present embodiment.

ＯＦＤＭシステム１は、送信機２及び受信機３を具備する。送信機２と受信機３とは、伝送路（マルチパス）４経由で伝送可能である。   The OFDM system 1 includes a transmitter 2 and a receiver 3. The transmitter 2 and the receiver 3 can transmit via a transmission path (multipath) 4.

送信機２は、マッピング部２１、シリアルパラレル変換部２２、逆高速フーリエ変換部２３、適応区間付加部２４、パラレルシリアル変換部２５、デジタルアナログ変換部２６を具備する。   The transmitter 2 includes a mapping unit 21, a serial / parallel conversion unit 22, an inverse fast Fourier transform unit 23, an adaptive interval addition unit 24, a parallel / serial conversion unit 25, and a digital / analog conversion unit 26.

受信機３は、オーバーサンプリング部３１を含むアナログデジタル変換部３２、ノイズ除去部３３、ダウンサンプリング部３４、シリアルパラレル変換部３５、適応区間除去部３６、高速フーリエ変換部３７、等化器３８、パラレルシリアル変換部３９、デマッピング部４０を具備する。   The receiver 3 includes an analog / digital conversion unit 32 including an oversampling unit 31, a noise removal unit 33, a downsampling unit 34, a serial / parallel conversion unit 35, an adaptive interval removal unit 36, a fast Fourier transform unit 37, an equalizer 38, A parallel-serial conversion unit 39 and a demapping unit 40 are provided.

この送信機２及び受信機３の構成要素のうち、適応区間付加部２４、オーバーサンプリング部３２、ノイズ除去部３３、ダウンサンプリング部３４、適応区間除去部３６により、本実施の形態に係るＯＦＤＭ用雑音除去システム５が構成される。すなわち、送信側のＯＦＤＭ用雑音除去装置は、適応区間付加部２４に相当し、受信側のＯＦＤＭ用雑音除去装置は、オーバーサンプリング部３１、ノイズ除去部３３、ダウンサンプリング部３４、適応区間除去部３６に相当する。   Among the components of the transmitter 2 and the receiver 3, the adaptive interval adding unit 24, the oversampling unit 32, the noise removing unit 33, the downsampling unit 34, and the adaptive interval removing unit 36 are used for OFDM according to the present embodiment. A noise removal system 5 is configured. That is, the OFDM noise removing device on the transmission side corresponds to the adaptive interval adding unit 24, and the OFDM noise removing device on the receiving side is the oversampling unit 31, the noise removing unit 33, the downsampling unit 34, and the adaptive interval removing unit. This corresponds to 36.

送信機２において、マッピング部２１は、情報ビット列の多値変調、一次変調を行い、シンボル列をマッピングする。   In the transmitter 2, the mapping unit 21 performs multi-level modulation and primary modulation of the information bit sequence, and maps the symbol sequence.

シリアルパラレル変換部２２は、マッピング部２１によるマッピング後のシリアル信号に対して直列／並列変換を実行し、パラレル信号に変換する。   The serial / parallel converter 22 performs serial / parallel conversion on the serial signal mapped by the mapping unit 21 and converts the serial signal into a parallel signal.

逆高速フーリエ変換部２３は、シリアルパラレル変換部２２からのパラレル信号に対して、逆高速フーリエ変換を実行し、ＯＦＤＭ信号を作成する。   The inverse fast Fourier transform unit 23 performs inverse fast Fourier transform on the parallel signal from the serial / parallel transform unit 22 to create an OFDM signal.

適応区間付加部２４は、適応信号処理を行うために、ＯＦＤＭ信号の終端部でありガードインターバル以上の長さのタップ係数収束区間である適応区間の信号を、ＯＦＤＭ信号の先端に付加し、適応区間付きＯＦＤＭ信号を作成する。   In order to perform adaptive signal processing, the adaptive interval adding unit 24 adds a signal of an adaptive interval that is a termination factor of the OFDM signal and is a tap coefficient convergence interval having a length equal to or longer than the guard interval to the front end of the OFDM signal. Create a sectioned OFDM signal.

図２は、適応区間付きＯＦＤＭ信号の例を示す図である。   FIG. 2 is a diagram illustrating an example of an OFDM signal with an adaptive interval.

適応区間ＴNは、タップ係数を収束するための区間であり、ガードインターバルＴG以上の長さである。例えば、適応区間ＴNはガードインターバルＴGより長いとする。ＯＦＤＭ信号の基本周期は１／ｆ0である。 The adaptation section T N is a section for converging tap coefficients, and has a length equal to or longer than the guard interval TG . For example, it is assumed that the adaptation interval T N is longer than the guard interval T G. The basic period of the OFDM signal is 1 / f 0 .

なお、本実施の形態において、ガードインターバルＴG、適応区間ＴN、ＯＦＤＭ信号の基本周期１／ｆ0の単位は離散時間信号数とする。 In the present embodiment, the unit of the guard interval T G , the adaptive interval T N , and the basic period 1 / f 0 of the OFDM signal is the number of discrete time signals.

適応区間付きＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の終端部における適応区間の信号が、ＯＦＤＭ信号の先端に付加された構成である。これにより、適応区間付きＯＦＤＭ信号の先端部と終端部とは、同じ信号になる。１シンボル区間ｍは、０以上であり１／ｆ0＋ＴN未満の区間となる。 The OFDM signal with an adaptive section has a configuration in which the signal of the adaptive section at the end of the OFDM signal is added to the front end of the OFDM signal. Thereby, the front end part and the end part of the OFDM signal with adaptive section become the same signal. One symbol section m is a section of 0 or more and less than 1 / f 0 + TN .

パラレルシリアル変換部２５は、適応区間付きＯＦＤＭ信号に対して並列／直列変換を実行し、シリアルの適応区間付きＯＦＤＭ信号に変換する。   The parallel-serial conversion unit 25 performs parallel / serial conversion on the OFDM signal with an adaptive interval, and converts it into an OFDM signal with a serial adaptive interval.

デジタルアナログ変換部２６は、パラレルシリアル変換部２５によって変換された適応区間付きＯＦＤＭ信号をアナログの適応区間付きＯＦＤＭ信号に変換し、伝送路４経由で受信機３に送信する。   The digital / analog conversion unit 26 converts the OFDM signal with adaptive section converted by the parallel-serial conversion unit 25 into an OFDM signal with analog adaptive section, and transmits it to the receiver 3 via the transmission path 4.

受信機３において、アナログデジタル変換部３１は、送信機３から伝送路４経由で受信したアナログの適応区間付きＯＦＤＭ信号を、デジタルの適応区間付きＯＦＤＭ信号に変換する。   In the receiver 3, the analog-to-digital converter 31 converts the analog OFDM signal with an adaptive interval received from the transmitter 3 via the transmission path 4 into a digital OFDM signal with an adaptive interval.

このアナログデジタル変換部３１は、オーバーサンプリング部３２を含み、適応区間付きＯＦＤＭ信号のＡ／Ｄ変換を行う際に、送信側でＯＦＤＭ信号を作成した時のサンプリングレートのｋ倍のサンプリングレートでオーバーサンプリングを行う。   This analog-digital conversion unit 31 includes an oversampling unit 32, and when performing A / D conversion of an OFDM signal with an adaptive section, the analog-to-digital conversion unit 31 oversamples at a sampling rate k times the sampling rate when the OFDM signal is created on the transmission side. Sampling is performed.

ＯＦＤＭ方式では、逆高速フーリエ変換を行ってＯＦＤＭ信号を作成した際の信号のサンプリングレートは、１倍である。送信側の逆高速フーリエ変換と受信側の高速フーリエ変換とは一対になっており、理論的に１倍のサンプリングレートでも信号を送受信可能である。しかしながら、本実施の形態では、適応フィルタを用いて信号の推定を行うため、最大周波数の２倍以上のサンプリングレートでサンプリングを行い、信号を処理する。したがって、ｋは２以上である。   In the OFDM method, the sampling rate of a signal when an inverse fast Fourier transform is performed to create an OFDM signal is 1 time. The inverse fast Fourier transform on the transmitting side and the fast Fourier transform on the receiving side are paired, and signals can be transmitted and received theoretically even at a sampling rate of 1 time. However, in this embodiment, since the signal is estimated using an adaptive filter, sampling is performed at a sampling rate that is twice or more the maximum frequency, and the signal is processed. Therefore, k is 2 or more.

ノイズ除去部３３は、主に、適応アルゴリズム演算部３３ａと適応フィルタ３３ｂとを具備する。   The noise removal unit 33 mainly includes an adaptive algorithm calculation unit 33a and an adaptive filter 33b.

適応アルゴリズム演算部３３ａは、オーバーサンプリング後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の終端部の適応区間ＴNの信号を参照信号とし、オーバーサンプリング後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の先端部の適応区間ＴNの信号により適応フィルタ３３ｂで用いられるタップ係数の収束を行う。 Adaptive algorithm operating unit 33a, a reference signal a signal of the adaptive interval T N terminal end of the adapter section with OFDM signal after the oversampling, the signal of the adaptive interval T N of the front end portion of the adapter section with OFDM signal after oversampling Thus, the tap coefficient used in the adaptive filter 33b is converged.

適応フィルタ３３ｂは、適応アルゴリズム演算部３３ａによって収束されたタップ係数に基づいて、オーバーサンプリング後の適応区間付きＯＦＤＭ信号におけるＯＦＤＭ信号の雑音を除去（低減）する。   The adaptive filter 33b removes (reduces) OFDM signal noise in the OFDM signal with an adaptive interval after oversampling based on the tap coefficient converged by the adaptive algorithm calculation unit 33a.

ダウンサンプリング部３４は、適応フィルタ３３ｂによる雑音除去後の適応区間付きＯＦＤＭ信号を、ＯＦＤＭ信号を作成した際のサンプリングレートと同一のサンプリングレートとなるようにダウンサンプリングを行う。   The down-sampling unit 34 down-samples the OFDM signal with adaptive section after noise removal by the adaptive filter 33b so that the sampling rate becomes the same as the sampling rate when the OFDM signal is created.

シリアルパラレル変換部３５は、ダウンサンプリング後の適応区間付きＯＦＤＭ信号に対して直列／並列変換を実行し、パラレル信号に変換する。   The serial / parallel conversion unit 35 performs serial / parallel conversion on the down-sampled OFDM signal with an adaptive interval, and converts it into a parallel signal.

適応区間除去部３６は、パラレルの適応区間付きＯＦＤＭ信号から先頭部の適応区間ＴNの信号を除去し、ＯＦＤＭ信号を求める。 The adaptive interval removing unit 36 removes the signal in the adaptive interval T N at the beginning from the parallel OFDM signal with the adaptive interval, and obtains the OFDM signal.

高速フーリエ変換部３７は、ＯＦＤＭ信号に対して、高速フーリエ変換を実行する。   The fast Fourier transform unit 37 performs fast Fourier transform on the OFDM signal.

等化器３８は、高速フーリエ変換後の信号について好ましくない振幅及び位相の周波数応答を補正し、高速フーリエ変換後の信号について伝送路４から受けた影響を補正する処理を実行する。   The equalizer 38 corrects an undesired amplitude and phase frequency response for the signal after the fast Fourier transform, and corrects the influence received from the transmission path 4 for the signal after the fast Fourier transform.

パラレルシリアル変換部３９は、等化器３８で補正された信号に対して並列／直列変換を実行し、シリアル信号に変換する。   The parallel-serial conversion unit 39 performs parallel / serial conversion on the signal corrected by the equalizer 38 to convert it into a serial signal.

デマッピング部４０は、シリアル信号に対して、上記マッピング部２１で行われた変換と逆の変換を行う。   The demapping unit 40 performs a conversion opposite to the conversion performed by the mapping unit 21 on the serial signal.

図３は、本実施の形態に係るＯＦＤＭ雑音除去装置５の１シンボル分の処理の例を示すフローチャートである。   FIG. 3 is a flowchart showing an example of processing for one symbol of the OFDM noise removal apparatus 5 according to the present embodiment.

ステップＳ１において、送信側の適応区間付加部２４は、逆高速フーリエ変換部２３から受け付けたＯＦＤＭ信号の先端に、ＯＦＤＭ信号の終端部でありガードインターバル以上の長さのタップ係数収束区間である適応区間の信号を付加し、適応区間付きＯＦＤＭ信号を作成する。   In step S1, the adaptive interval adding unit 24 on the transmission side is an adaptation that is a tap coefficient convergence interval that is a terminal portion of the OFDM signal and has a length equal to or longer than the guard interval at the front end of the OFDM signal received from the inverse fast Fourier transform unit 23. An interval signal is added to create an OFDM signal with an adaptive interval.

ステップＳ２において、受信側のオーバーサンプリング部３１は、適応区間付きＯＦＤＭ信号のサンプリングレートを、ＯＦＤＭ信号作成時のサンプリングレートのｋ倍（２倍以上）に変換する。   In step S2, the oversampling unit 31 on the reception side converts the sampling rate of the OFDM signal with adaptive section to k times (2 times or more) the sampling rate at the time of creating the OFDM signal.

ステップＳ３において、適応アルゴリズム演算部３３ａは、オーバーサンプリング後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の終端部の適応区間の信号を参照信号とし、オーバーサンプリング後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の先端部の適応区間の信号を用いてタップ係数を収束させる。   In step S3, the adaptive algorithm calculation unit 33a uses the signal in the adaptation section at the end of the OFDM signal with the adaptation section after oversampling as a reference signal, and the signal in the adaptation section at the tip of the OFDM signal with the adaptation section after oversampling. To converge the tap coefficients.

ステップＳ４において、適応フィルタ３３ｂは、収束されたタップ係数に基づいて、オーバーサンプリング後の適応区間付きＯＦＤＭ信号におけるＯＦＤＭ信号の雑音を除去する。   In step S4, the adaptive filter 33b removes the noise of the OFDM signal in the OFDM signal with the adaptive section after oversampling based on the converged tap coefficients.

ステップＳ５において、ダウンサンプリング部３４は、雑音除去後の適応区間付きＯＦＤＭ信号のサンプリングレートを、ＯＦＤＭ信号作成時のサンプリングレートに変換する。   In step S5, the down-sampling unit 34 converts the sampling rate of the OFDM signal with adaptive section after noise removal into the sampling rate at the time of creating the OFDM signal.

ステップＳ６において、適応区間除去部３６は、ダウンサンプリング後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の先端部の適応区間の信号を除去し、ＯＦＤＭ信号を求める。   In step S6, the adaptive interval removing unit 36 removes the signal in the adaptive interval at the front end of the OFDM signal with the adaptive interval after downsampling, and obtains the OFDM signal.

ここで、上記ＯＦＤＭ用雑音除去システム５の適応区間付加部２４について詳細に説明する。   Here, the adaptive section adding unit 24 of the OFDM noise removal system 5 will be described in detail.

図４は、適応区間付加部２４の構成の例を示すブロック図である。   FIG. 4 is a block diagram illustrating an example of the configuration of the adaptive section adding unit 24.

適応区間付加部２４は、適応区間抽出部２４ａ、作成部２４ｂを具備する。   The adaptive interval adding unit 24 includes an adaptive interval extracting unit 24a and a creating unit 24b.

適応区間抽出部２４ａには、適応区間ＴNが設定されている。適応区間抽出部２４ａは、逆高速フーリエ変換により得られた区間（１／ｆ0）のＯＦＤＭ信号を受け付け、ＯＦＤＭ信号の終端部における適応区間ＴNの信号を抽出し、作成部２４ｂに提供する。作成部２４ｂは、逆高速フーリエ変換により得られた区間（１／ｆ0）のＯＦＤＭ信号と適応区間抽出部２４ａによって抽出された適応区間ＴNの信号とを受け付け、区間（１／ｆ0）のＯＦＤＭ信号の先頭に適応区間ＴNの信号を接続する。この結果、区間（ＴN＋１／ｆ0）の適応区間付きＯＦＤＭ信号が作成され、出力される。 An adaptive interval TN is set in the adaptive interval extraction unit 24a. The adaptive interval extraction unit 24a receives the OFDM signal of the interval (1 / f 0 ) obtained by the inverse fast Fourier transform, extracts the signal of the adaptive interval T N at the end of the OFDM signal, and provides it to the creation unit 24b . The creation unit 24b receives the OFDM signal in the section (1 / f 0 ) obtained by the inverse fast Fourier transform and the signal in the adaptive section T N extracted by the adaptive section extraction unit 24a, and receives the section (1 / f 0 ). The signal in the adaptation interval T N is connected to the head of the OFDM signal. As a result, an OFDM signal with an adaptive section in the section (T N + 1 / f 0 ) is created and output.

図５は、適応区間付加部２４の１シンボル分の処理の例を示すフローチャートである。   FIG. 5 is a flowchart illustrating an example of processing for one symbol by the adaptive section adding unit 24.

ステップＴ１において、適応区間抽出部２４ａは、逆高速フーリエ変換により得られた区間（１／ｆ0）のＯＦＤＭ信号から終端部の適応区間ＴNの信号を抽出する。 In step T1, the adaptive interval extraction unit 24a extracts a signal in the adaptive interval T N at the termination portion from the OFDM signal in the interval (1 / f 0 ) obtained by the inverse fast Fourier transform.

ステップＴ２において、作成部２４ｂは、逆高速フーリエ変換により得られた区間（１／ｆ0）のＯＦＤＭ信号の先頭に適応区間ＴNの信号を接続する。 In step T2, the creating unit 24b connects the signal in the adaptive section T N to the head of the OFDM signal in the section (1 / f 0 ) obtained by the inverse fast Fourier transform.

次に、上記ＯＦＤＭ用雑音除去システム５のノイズ除去部３３とダウンサンプリング部３４との関係について詳細に説明する。   Next, the relationship between the noise removal unit 33 and the downsampling unit 34 of the OFDM noise removal system 5 will be described in detail.

図６は、ノイズ除去部３３とダウンサンプリング部３４との関係の例を示すブロック図である。   FIG. 6 is a block diagram illustrating an example of the relationship between the noise removing unit 33 and the downsampling unit 34.

ノイズ除去部３３は、適応アルゴリズム演算部３３ａ、適応フィルタ３３ｂ、データメモリ３３ｃ、参照信号抽出部３３ｄ、スイッチ３３ｅ、誤差算出部３３ｆを具備する。なお、参照信号抽出部３３ｄには、オーバーサンプリング後の適応区間ｋＴNが設定されている。 The noise removal unit 33 includes an adaptive algorithm calculation unit 33a, an adaptive filter 33b, a data memory 33c, a reference signal extraction unit 33d, a switch 33e, and an error calculation unit 33f. Note that the reference signal extraction unit 33d, adapter section kT N after oversampling is set.

データメモリ３３ｃは、適応区間を含む１シンボル分の適応区間付きＯＦＤＭ信号を記憶する。これは、参照信号として未来の信号である適応区間付きＯＦＤＭ信号の終端部の適応区間ｋＴNの信号を用いるためである。 The data memory 33c stores an OFDM signal with an adaptive interval for one symbol including the adaptive interval. This reference signal is for use signal of the adaptive interval kT N terminal end of a future signal adapter section with OFDM signal.

参照信号抽出部３３ｄは、データメモリ３３ｃに記憶されている適応区間付きＯＦＤＭ信号の終端部の適応区間ｋＴNの信号を参照信号として抽出する。 Reference signal extracting unit 33d extracts the signal of the adaptive interval kT N terminal end of the adapter section with OFDM signals stored in the data memory 33c as the reference signal.

スイッチ３３ｅは、データメモリ３３ｃに記憶されている適応区間付きＯＦＤＭ信号の先端部の適応区間ｋＴNの信号について処理を行っている場合には、適応アルゴリズム演算部３３ａにより適応フィルタ３３ｂのタップ係数の更新を行うために、接続状態となる。 Switch 33e, when you have been processed signal of the adaptive interval kT N of the front end portion of the adapter section with OFDM signals stored in the data memory 33c is, the tap coefficients of the adaptive filter 33b by the adaptive algorithm operating portion 33a In order to perform the update, the connection state is established.

一方、スイッチ３３ｅは、データメモリ３３ｃに記憶されている適応区間付きＯＦＤＭ信号のＯＦＤＭ信号について処理を行っている場合には、適応フィルタ３３ｂのタップ係数を固定するために、切断状態となる。   On the other hand, when processing is performed on the OFDM signal of the OFDM signal with adaptive section stored in the data memory 33c, the switch 33e is in a disconnected state in order to fix the tap coefficient of the adaptive filter 33b.

誤差算出部３３ｆは、先端部の適応区間ｋＴNの信号が適応フィルタ３３ｂに入力されている場合に、参照信号抽出部３３ｄで参照信号として抽出された終端部の適応区間ｋＴNの信号から適応フィルタ３３ｂのフィルタ出力を減算し、誤差を求める。 Error calculation unit 33f, when the signal of the adaptive interval kT N of the front end portion is input to the adaptive filter 33b, adapted from the signal of the adaptive interval kT N terminal end extracted as a reference signal by the reference signal extraction unit 33d The error is obtained by subtracting the filter output of the filter 33b.

適応アルゴリズム演算部３３ａは、フィルタ入力すなわち、データメモリ３３ｃに記憶されている適応区間付きＯＦＤＭ信号の先端部の適応区間ｋＴNの信号と、誤差算出部３３ｆで算出された誤差とに基づいて、適応フィルタ３３ｂのタップ係数を更新する。 Adaptive algorithm operating unit 33a, the filter input or a signal of the adaptive interval kT N of the front end portion of the adapter section with OFDM signals stored in the data memory 33c, based on the error calculated by the error calculation unit 33f, The tap coefficient of the adaptive filter 33b is updated.

適応フィルタ３３ｂは、データメモリ３３ｃに記憶されている適応区間付きＯＦＤＭ信号をフィルタ入力として入力し、適応アルゴリズム演算部３３ａにより更新されたタップ係数を固定した後、適応区間付きＯＦＤＭ信号のうちＯＦＤＭ信号に対して雑音除去を行う。   The adaptive filter 33b receives the OFDM signal with adaptive section stored in the data memory 33c as a filter input, fixes the tap coefficient updated by the adaptive algorithm calculation unit 33a, and then selects the OFDM signal of the OFDM signal with adaptive section. Remove noise.

ダウンサンプリング部３４には、オーバーサンプリングで用いられた倍率ｋが設定される。ダウンサンプリング部３４は、適応フィルタ３３ｂから出力されたフィルタ出力である雑音除去後の適応区間付きＯＦＤＭ信号のサンプリングレートを１／ｋ倍する。   The downsampling unit 34 is set with the magnification k used in oversampling. The downsampling unit 34 multiplies the sampling rate of the OFDM signal with an adaptive section after noise removal, which is the filter output output from the adaptive filter 33b, by 1 / k.

図７は、ノイズ除去部３３とダウンサンプリング部３４との１シンボル分の処理の例を示すフローチャートである。   FIG. 7 is a flowchart illustrating an example of processing for one symbol by the noise removing unit 33 and the downsampling unit 34.

ステップＵ１において、データメモリ３３ｃは、オーバーサンプリング後の１シンボル分の適応区間付きＯＦＤＭ信号を記憶する。   In step U1, the data memory 33c stores an OFDM signal with an adaptive interval for one symbol after oversampling.

ステップＵ２において、参照信号抽出部３３ｄは、データメモリ３３ｃに記憶されている適応区間付きＯＦＤＭ信号から、終端部の適応区間ｋＴNの信号を参照信号として抽出する。 In step U2, the reference signal extraction unit 33d from the adapter section with OFDM signals stored in the data memory 33c, and extracts the signal of the adaptive interval kT N terminal end as a reference signal.

ステップＵ３において、適応フィルタ３３ｂは、データメモリ３３ｃに記憶されている適応区間付きＯＦＤＭ信号の入力を開始する。   In step U3, the adaptive filter 33b starts input of the OFDM signal with adaptive section stored in the data memory 33c.

ステップＵ４において、適応フィルタ３３ｂに入力されている信号は、適応区間付きＯＦＤＭ信号のうち先端部の適応区間ｋＴNの信号か否か判断される。 In step U4, the signal being input to the adaptive filter 33b is determined whether the signal or not the adapter section kT N of the front end portion of the adapter section with OFDM signal.

適応フィルタ３３ｂに先端部の適応区間ｋＴNの信号が入力されている場合、ステップＵ５において、スイッチ３３ｅは接続状態を維持する。 If the signal of the adaptive interval kT N of the front end portion to the adaptive filter 33b is input, in step U5, the switch 33e maintains the connected state.

ステップＵ６において、適応フィルタ３３ｂはフィルタ出力を発し、処理はステップＵ７及びステップＵ１１に移る。   In step U6, the adaptive filter 33b emits a filter output, and the process proceeds to step U7 and step U11.

ステップＵ７において、誤差算出部３３ｆは、参照信号と適応フィルタ３３ｂからの出力との誤差を算出する。   In step U7, the error calculator 33f calculates an error between the reference signal and the output from the adaptive filter 33b.

ステップＵ８において、適応アルゴリズム演算部３３ａは、適応フィルタ３３ｂへの入力と誤差とを用いて適応フィルタ３３ｂのタップ係数を更新し、処理はステップＵ４に戻る。   In step U8, the adaptive algorithm calculation unit 33a updates the tap coefficient of the adaptive filter 33b using the input to the adaptive filter 33b and the error, and the process returns to step U4.

適応フィルタ３３ｂにＯＦＤＭ信号が入力されている場合、ステップＵ９において、スイッチ３３ｅは切断状態となり、適応フィルタ３３ｂのタップ係数が固定される。   When the OFDM signal is input to the adaptive filter 33b, in step U9, the switch 33e is disconnected and the tap coefficient of the adaptive filter 33b is fixed.

ステップＵ１０において、適応フィルタ３３ｂはフィルタ入力に対する雑音除去を行い、フィルタ出力を発する。   In step U10, the adaptive filter 33b removes noise from the filter input and generates a filter output.

ステップＵ１１において、ダウンサンプリング部３４は、適応フィルタ３３ｂからのフィルタ出力のサンプリングレートを１／ｋ倍する。   In step U11, the downsampling unit 34 multiplies the sampling rate of the filter output from the adaptive filter 33b by 1 / k.

図８は、適応区間除去部３６と信号との関係の例を示すブロック図である。   FIG. 8 is a block diagram illustrating an example of the relationship between the adaptive interval removing unit 36 and the signal.

適応区間除去部３６には、適応区間ＴNが設定されている。適応区間除去部３６は、シリアルパラレル変換後の区間（ＴN＋１／ｆ0）の適応区間付きＯＦＤＭ信号を入力し、区間（ＴN＋１／ｆ0）の適応区間付きＯＦＤＭ信号から、先頭の適応区間ＴNの信号を除去し、区間（１／ｆ0）のＯＦＤＭ信号を求める。 In the adaptive section removing unit 36, an adaptive section TN is set. The adaptive section removing unit 36 receives the OFDM signal with an adaptive section of the section (T N + 1 / f 0 ) after the serial-parallel conversion, and starts from the OFDM signal with the adaptive section of the section (T N + 1 / f 0 ). The signal in the adaptive interval T N is removed, and the OFDM signal in the interval (1 / f 0 ) is obtained.

以下に、上述のＯＦＤＭ用雑音除去システム５で用いられている雑音除去理論について詳しく説明する。   Hereinafter, the noise removal theory used in the above-described OFDM noise removal system 5 will be described in detail.

ＯＦＤＭ信号は、同一シンボル内では周期的な信号である。一方、ガウス性の雑音に周期性はない。この特性の違いを利用して適応フィルタ３３ｂによる予測を行い、マルチパスにより劣化したＯＦＤＭ信号の推定を行う。   An OFDM signal is a periodic signal within the same symbol. On the other hand, Gaussian noise has no periodicity. By using this difference in characteristics, prediction by the adaptive filter 33b is performed, and an OFDM signal degraded by multipath is estimated.

本実施の形態に係るＯＦＤＭ用雑音除去システム５のノイズ除去部３３は、ＯＦＤＭ信号の受信及び同期処理後、Ｓ／Ｐ変換前に用いる。また、ＯＦＤＭの信号の周期性を用いた適応信号処理を行うために送信側では、ガードインターバル（Ｇ．Ｉ．）の付加とともにフィルタのタップ係数を収束するための区間（適応区間；Adaptive Interval）を付加する。なお、適応区間の信号はガードインターバルの付加方法と同様にＯＦＤＭ信号の終端部を先頭に接続したものである。このため、上記図２に示す適応区間付きＯＦＤＭ信号が送信されることになる。上記図２に示すように、１／ｆ0 はＯＦＤＭ信号の基本周期、ＴGはガードインターバル、ＴN （ＴN はＴG以上）は適応区間を表わす。すなわち、本実施の形態において、適応区間はガードインターバルを含む構成となる。ここで、１／ｆ0、ＴG、ＴNの単位は離散時間信号数である。 The noise removal unit 33 of the OFDM noise removal system 5 according to the present embodiment is used after receiving and synchronizing the OFDM signal and before S / P conversion. In addition, in order to perform adaptive signal processing using the periodicity of the OFDM signal, the transmission side adds a guard interval (GI) and converges a filter tap coefficient (adaptive interval; adaptive interval). Is added. Note that the signal in the adaptation interval is obtained by connecting the end of the OFDM signal to the head in the same manner as the guard interval adding method. For this reason, the OFDM signal with an adaptive section shown in FIG. 2 is transmitted. As shown in FIG. 2, 1 / f 0 represents the fundamental period of the OFDM signal, T G represents a guard interval, and T N (T N is greater than T G ) represents an adaptation interval. In other words, in the present embodiment, the adaptive interval includes a guard interval. Here, the unit of 1 / f 0 , T G , T N is the number of discrete time signals.

これにより、適応区間付きＯＦＤＭ信号の先端部と終端部とは同じ信号となり、受信側での相違は、伝送路４上のガウス性白色雑音となる。したがって、１シンボル区間（０＜ｍ＜１／ｆ0 ＋ＴN：ｍは０以上であり、１／ｆ0 ＋ＴN未満）においてＯＦＤＭ信号ｘn(ｍ)には以下の関係が成立する。

Figure 0004059402
As a result, the front end and the end of the OFDM signal with adaptive section become the same signal, and the difference on the receiving side is Gaussian white noise on the transmission path 4. Therefore, the following relationship is established for the OFDM signal x n (m) in one symbol period (0 < m <1 / f 0 + T N : m is 0 or more and less than 1 / f 0 + T N ).
Figure 0004059402

ここで、上式が成立するのはｍ（０＜ｍ＜ＴN：ｍは０以上であり、ＴN未満）の範囲である。 Here, the above formula is satisfied in a range of m (0 < m <T N : m is 0 or more and less than T N ).

図９は、伝送路４とノイズ除去部３３との概念図である。受信側ではＯＦＤＭ信号作成時のｋ倍のサンプリングレートでサンプリングを行う。ここで、サンプリングレートをｋ倍としたときの時刻をｍ’により表す。また、Ｈ(ｚ)およびＨNC(ｚ)はマルチパスによる伝送路伝達関数、適応フィルタ（雑音除去フィルタ）３３ｂの伝達関数を表す。なお、伝送路のインパルス応答をｈn（ｍ’）とする。 FIG. 9 is a conceptual diagram of the transmission path 4 and the noise removal unit 33. On the receiving side, sampling is performed at a sampling rate that is k times that at the time of creating the OFDM signal. Here, the time when the sampling rate is k times is represented by m ′. H (z) and H NC (z) represent a multipath transmission path transfer function and a transfer function of an adaptive filter (noise removal filter) 33b. It is assumed that the impulse response of the transmission path is h n (m ′).

受信信号ｙn（ｍ’）はマルチパスによる歪みを受けた信号ｓn（ｍ’）にガウス性白色雑音ξn（ｍ’）が重畳した信号である。 The received signal y n (m ′) is a signal in which Gaussian white noise ξ n (m ′) is superimposed on the signal s n (m ′) that has been distorted by multipath.

すなわち、受信側では、ノイズ除去部３３の参照信号に１周期先の信号としてｙn (ｍ’＋ｋ／ｆ0)を用い、参照信号とフィルタ出力との誤差ｅn（ｍ’）をタップ係数の更新、収束に用いる。このときの受信信号は次式で表せる。

Figure 0004059402
That is, on the receiving side, y n (m ′ + k / f 0 ) is used as a signal one cycle ahead for the reference signal of the noise removal unit 33, and an error e n (m ′) between the reference signal and the filter output is used as a tap coefficient. Used for updating and convergence. The received signal at this time can be expressed by the following equation.
Figure 0004059402

また、適応区間(０＜ｍ’＜ｋＴN ：ｍは０以上であり、ｋＴN未満)において

Figure 0004059402
The adaptive interval (0 <m '<kT N : m is zero or greater, less than kT N) in
Figure 0004059402

となる。ここで、１シンボル内｛０＜ｍ’＜ｋ（ＴN＋１／ｆ0）｝（ｍ’は０以上であり、ｋ（ＴN＋１／ｆ0）未満）で伝送路４が定常ならば、送信信号を含む項、つまりｓn（ｍ’）とｓn(ｍ’＋ｋ／ｆ0)とは相関が強くなると考えられる。一方、雑音ξn（ｍ’）とξn(ｍ’＋ｋ／ｆ0)との相関は弱いと考えられる。 It becomes. Here, if the transmission line 4 is stationary within one symbol {0 < m ′ <k (T N + 1 / f 0 )} (m ′ is greater than or equal to 0 and less than k (T N + 1 / f 0 )). It is considered that the term including the transmission signal, that is, s n (m ′) and s n (m ′ + k / f 0 ) has a strong correlation. On the other hand, the correlation between the noise ξ n (m ′) and ξ n (m ′ + k / f 0 ) is considered weak.

ノイズ除去部３３は例えばトランスバーサルフィルタで構成される。なお、フィルタ出力ｓｓn（ｍ’）は次式で表される。

Figure 0004059402
The noise removing unit 33 is configured by a transversal filter, for example. The filter output ss n (m ′) is expressed by the following equation.
Figure 0004059402

ここで、ｈｈn,i（ｍ’）はタップ係数、Ｍ＋１はタップ数を表わす。ノイズ除去部３３は２段階で動作する。まず、適応区間（０＜ｍ’＜ｋＴN：ｍ’は０以上であり、ｋＴN未満）においてタップ係数の更新を行い、フィルタ出力と参照信号との誤差ｅn（ｍ’）の２乗平均値が最小となるように動作させる。 Here, hh n, i (m ′) represents a tap coefficient, and M + 1 represents the number of taps. The noise removing unit 33 operates in two stages. First, the adaptive interval (0 <m '<kT N : m' is zero or greater, kT less than N) updates the tap coefficients in the square of the error e n between the reference signal and the filter output (m ') Operate so that the average value is minimized.

ここで、ｓn（ｍ’）とｓn(ｍ’＋ｋ／ｆ0)とは相関が強く、ξn（ｍ’）とξn(ｍ’＋ｋ／ｆ0)との相関は弱いと考えられるため、フィルタ出力としてｓn（ｍ’）の推定値ｓｓn（ｍ’）が得られるようにタップ係数は収束する。 Here, s n (m ′) and s n (m ′ + k / f 0 ) are strongly correlated, and ξ n (m ′) and ξ n (m ′ + k / f 0 ) are weakly correlated. is therefore, the tap coefficients as s n (m ') as the filter output estimate of ss n (m') is obtained converges.

次に、フィルタリング区間｛ｋＴN ＜ｍ’＜ｋ（ＴN＋１／ｆ0）｝（ｍ’はｋＴN以上であり、ｋ（ＴN＋１／ｆ0）未満）においてタップ係数の更新を行わず、適応区間において得られたタップ係数を用いて雑音の抑圧を行う。 Next, the tap coefficient is updated in the filtering interval {kT N < m ′ <k (T N + 1 / f 0 )} (m ′ is greater than or equal to kT N and less than k (T N + 1 / f 0 )). First, noise suppression is performed using the tap coefficient obtained in the adaptive interval.

伝送路４のインパルス応答が１シンボル分のＯＦＤＭ信号の送信時間内｛０＜ｍ’＜ｋ（ＴN＋１／ｆ0）｝で定常性が強く、タップ係数が適応区間において十分収束していると仮定すると雑音の抑圧が可能となる。 The impulse response of the transmission path 4 is strong in the transmission time {0 < m ′ <k (T N + 1 / f 0 )} within the transmission time of the OFDM signal for one symbol, and the tap coefficients are sufficiently converged in the adaptation interval. It is possible to suppress noise.

ただし、ノイズ除去部３３により位相歪みが生じる可能性がある。そこで、ノイズ除去部３３による位相歪みを防ぐため、適応フィルタ３３ｂを直線位相フィルタとする必要がある。そこで、上記式（６）よりフィルタ構成を、

Figure 0004059402
However, phase distortion may occur due to the noise removing unit 33. Therefore, in order to prevent phase distortion caused by the noise removing unit 33, the adaptive filter 33b needs to be a linear phase filter. Therefore, the filter configuration from the above equation (6) is
Figure 0004059402

とする。ここで、ｙn（ｍ’）の自己相関関数Ｅ［ｙn（ｍ’）ｙ* n（ｍ＋τ）］（τ＝…，−２，−１，０，＋１，＋２，…）はτ＝０について対称となるため、タップ係数の収束値はｈｈn,i（ｍ’）＝ｈｈn,i（−ｍ’）となると考えられる。ここで、アスタリスクは複素共役を表す。ｙn（ｍ’）は複素信号である。ただし、因果性を満たすためにノイズ除去部３３は、図１０に示す構成となる。 And Here, y n (m ') of the autocorrelation function E [y n (m') y * n (m + τ)] (τ = ..., -2, -1,0, + 1, + 2, ...) is tau = Since it is symmetric with respect to 0, the convergence value of the tap coefficient is considered to be hh n, i (m ′) = hh n, i (−m ′). Here, an asterisk represents a complex conjugate. y n (m ′) is a complex signal. However, in order to satisfy the causality, the noise removing unit 33 has a configuration shown in FIG.

ここで、出力信号は次式で表せる。

Figure 0004059402
Here, the output signal can be expressed by the following equation.
Figure 0004059402

このとき、参照信号をｙn(ｍ’＋ｋ／ｆ0−Ｌ)とする。また、タップ係数はｈｈn,i（ｍ’）＝ｈｈn,i（２Ｌ＋１−ｍ’−１）となる。 At this time, the reference signal is y n (m ′ + k / f 0 −L). The tap coefficient is hh n, i (m ′) = hh n, i (2L + 1−m′−1).

最後にダウンサンプリングを行い、サンプリングレートをＯＦＤＭ信号作成時と同一にし、ガードインターバルの除去とともに適応区間の除去を行う。   Finally, down-sampling is performed, the sampling rate is made the same as that at the time of creating the OFDM signal, and the adaptive interval is removed together with the guard interval.

なお、上記雑音除去理論は、適応区間の長さとしては、ガードインターバルの長さの２〜１０倍の長さで特に有効である。   The above-mentioned noise removal theory is particularly effective when the length of the adaptive section is 2 to 10 times the length of the guard interval.

以上説明した本実施の形態においては、受信側において、適応区間付きＯＦＤＭ信号の終端部の適応区間の信号を参照信号として適応アルゴリズムによりフィルタを動作させる。マルチパスの影響を受けた適応区間付きＯＦＤＭ信号において、先端部の適応区間の信号と、ＯＦＤＭ信号の１周期後の終端部の適応区間の信号とは相関が強く、適応フィルタ３３ｂにより推定可能である。一方で、ガウス性白色雑音などの周期性のない雑音は、適応フィルタ３３ｂによる推定が不可能である。   In the present embodiment described above, on the receiving side, the filter is operated by an adaptive algorithm using the signal in the adaptive section at the end of the OFDM signal with adaptive section as a reference signal. In an OFDM signal with an adaptive interval affected by multipath, the signal in the adaptive interval at the leading end and the signal in the adaptive interval at the end after one period of the OFDM signal are strongly correlated and can be estimated by the adaptive filter 33b. is there. On the other hand, noise having no periodicity such as Gaussian white noise cannot be estimated by the adaptive filter 33b.

したがって、フィルタ出力として雑音の除去された信号を得ることができ、伝送路４の推定精度を向上させることができ、通信品質の向上させることができ、雑音にロバストな通信システムを構築することができる。   Therefore, a signal from which noise has been removed can be obtained as a filter output, the estimation accuracy of the transmission path 4 can be improved, communication quality can be improved, and a communication system that is robust to noise can be constructed. it can.

さらに、本実施の形態では、適応フィルタ３３ｂとして直線位相フィルタを用いることにより、位相歪みを回避することができる。   Furthermore, in this embodiment, phase distortion can be avoided by using a linear phase filter as the adaptive filter 33b.

なお、本実施の形態において、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）及び逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）及び逆高速フーリエ変換（ＩＤＦＴ）としてもよい。   In the present embodiment, the fast Fourier transform (FFT) and the inverse fast Fourier transform (IFFT) may be a discrete Fourier transform (DFT) and an inverse fast Fourier transform (IDFT).

また、本実施の形態において、各構成要素は同様の動作を実現可能であれば配置を変更させてもよく、また各構成要素を自由に組み合わせてもよく、各構成要素を自由に分割してもよく、いくつかの構成要素を削除してもよい。すなわち、本実施の形態については、上記の構成そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。   In the present embodiment, each component may be rearranged as long as the same operation can be realized, each component may be freely combined, and each component may be freely divided. Alternatively, some components may be deleted. In other words, the present embodiment is not limited to the above-described configuration as it is, and can be embodied by modifying the components without departing from the scope of the invention in the implementation stage.

例えば、アナログデジタル変換部３２とオーバーサンプリング部３１とを別構成としてもよい。   For example, the analog-digital conversion unit 32 and the oversampling unit 31 may be configured separately.

ここで、上記各実施の形態に係る送信機２と受信機３とのうちの少なくとも一方について、一部又は全部をコンピュータとソフトウェアとを用いて実現する場合について説明する。   Here, the case where a part or all of at least one of the transmitter 2 and the receiver 3 according to each of the above embodiments is realized using a computer and software will be described.

図１１は、本実施の形態に係る送信機２又は受信機３を、コンピュータとソフトウェアとを用いて実現するための構成の例を示すブロック図である。   FIG. 11 is a block diagram illustrating an example of a configuration for realizing the transmitter 2 or the receiver 3 according to the present embodiment using a computer and software.

コンピュータ６は、プロセッサ７、例えば内部メモリなどの記憶装置８、内部バス９を具備する。プロセッサ７と記憶装置８とは、内部バス９経由で接続されている。   The computer 6 includes a processor 7, a storage device 8 such as an internal memory, and an internal bus 9. The processor 7 and the storage device 8 are connected via an internal bus 9.

上記送信機２及び受信機３において、各構成要素間での信号の受け渡しは、記憶装置８への記憶及び読み出しにより行われるとしてもよい。また、上記送信機２及び受信機３において、各種の値の設定は記憶装置８に記憶されることで行われるとしてもよい。   In the transmitter 2 and the receiver 3, the signal passing between the components may be performed by storing and reading out the storage device 8. Further, in the transmitter 2 and the receiver 3, various values may be set by being stored in the storage device 8.

記憶媒体１０に記憶されているプログラム１１は、コンピュータ６に読み込まれ、プロセッサ７により実行される。これにより、コンピュータ６は、送信機２又は受信機３の具備する各構成要素としての機能を実現する。   The program 11 stored in the storage medium 10 is read into the computer 6 and executed by the processor 7. As a result, the computer 6 realizes functions as respective components included in the transmitter 2 or the receiver 3.

本実施の形態において、プログラム１１は、例えば磁気ディスク（フレキシブルディスク、ハードディスク等）、光ディスク（ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ等）、半導体メモリなどの記憶媒体１０に書き込んで、送信機２又は受信機３として動作するコンピュータ６に適用可能である。また、上記プログラム１１は、通信媒体により伝送してコンピュータ６に適用することも可能である。コンピュータ６は、上記プログラム１１を読み込み、このプログラム１１によって動作が制御されることにより、送信機２又は受信機３としての機能を実現する。プログラム１１は、複数のコンピュータに分散して配置され、複数のコンピュータ間で互いに連携しつつ処理が実行されるとしてもよい。   In the present embodiment, the program 11 is written in a storage medium 10 such as a magnetic disk (flexible disk, hard disk, etc.), an optical disk (CD-ROM, DVD, etc.), a semiconductor memory, etc., and used as the transmitter 2 or the receiver 3. The present invention can be applied to a computer 6 that operates. Further, the program 11 can be applied to the computer 6 by being transmitted through a communication medium. The computer 6 reads the program 11 and controls the operation of the program 11 to realize the function as the transmitter 2 or the receiver 3. The program 11 may be distributed and arranged in a plurality of computers, and the processing may be executed while the plurality of computers cooperate with each other.

（第２の実施の形態）
本実施の形態では、上記第１の実施の形態に係るＯＦＤＭ用雑音除去システム５の第１のシミュレーション結果について説明する。 (Second Embodiment)
In the present embodiment, a first simulation result of the OFDM noise removal system 5 according to the first embodiment will be described.

本実施の形態におけるシミュレーションでは、一次変調に６４ＱＡＭ、ＦＦＴ周期を３．２μｓ、ＦＦＴポイントを２５６、ガードインターバルを０．８μｓ、オーバーサンプリング係数ｋを８とした。   In the simulation in the present embodiment, 64QAM is used for primary modulation, the FFT period is 3.2 μs, the FFT point is 256, the guard interval is 0.8 μs, and the oversampling coefficient k is 8.

また、ノイズ除去部３３のタップ数を３３とし、ノイズ除去部３３の適応アルゴリズムにＮＬＭＳ（Normalized least mean square）アルゴリズムを用いた。   Further, the tap number of the noise removing unit 33 is set to 33, and an NLMS (Normalized least mean square) algorithm is used as an adaptive algorithm of the noise removing unit 33.

伝送路環境には、２０波のマルチパス環境を用いた。ただし、レイリーフェージング環境ではないとした。   A 20-wave multipath environment was used as the transmission path environment. However, it was not a Rayleigh fading environment.

図１２は、シミュレーション結果である雑音電力密度（Ｅs／Ｎ0）に対するビットエラーレート（Bit-error rate：ＢＥＲ）を示すグラフである。 FIG. 12 is a graph showing a bit-error rate (BER) with respect to a noise power density (E s / N 0 ) as a simulation result.

等化器３８のみを用いた場合と等化器３８とともにＯＦＤＭ用雑音除去システム５（ＮＣ）を用いた場合では、ＢＥＲ＝１．０×１０-1において約８ｄＢの改善が確認され、本手法の有効性が確認された。 In the case where only the equalizer 38 is used and the case where the OFDM noise removal system 5 (NC) is used together with the equalizer 38, an improvement of about 8 dB is confirmed at BER = 1.0 × 10 −1 . The effectiveness of was confirmed.

（第３の実施の形態）
本実施の形態では、上記第１の実施の形態に係るＯＦＤＭ用雑音除去システム５の第２のシミュレーション結果について説明する。 (Third embodiment)
In the present embodiment, the second simulation result of the OFDM noise removal system 5 according to the first embodiment will be described.

図１３は、シミュレーション結果であるＥs／Ｎ0とＢＥＲとの収束特性を示すグラフである。 FIG. 13 is a graph showing convergence characteristics between E s / N 0 and BER, which are simulation results.

ガードインターバルのサンプル数を６４とし、適応区間のサンプル数を１２８及び２５６とした場合、タップ係数の初期値を十分に収束させた場合について、Ｅs／Ｎ0とＢＥＲとの特性を示している。 When the number of samples in the guard interval is 64 and the number of samples in the adaptive interval is 128 and 256, the characteristic of E s / N 0 and BER is shown when the initial value of the tap coefficient is sufficiently converged. .

この結果から、適応区間の長さをガードインターバルの長さの２倍とした場合であっても、タップ係数の初期値を十分に収束させた場合に近い十分な雑音除去効果が得られることが分かる。   From this result, even when the length of the adaptive interval is twice the length of the guard interval, a sufficient noise removal effect close to the case where the initial value of the tap coefficient is sufficiently converged can be obtained. I understand.

（第４の実施の形態）
本実施の形態では、上記第１の実施の形態に係るＯＦＤＭ用雑音除去システム５の第３のシミュレーション結果について説明する。 (Fourth embodiment)
In the present embodiment, the third simulation result of the OFDM noise removal system 5 according to the first embodiment will be described.

本実施の形態において、シミュレーション条件は、一次変調方式を６４ＱＡＭとし、ＦＦＴポイント数を２５６とし、サンプリングレートをＦＦＴ処理時の信号の８倍とした。また、タップ係数の更新にはＮＬＭＳアルゴリズムを用いた。ＮＬＭＳアルゴリズムによるタップ係数の更新式を次式に示す

Figure 0004059402
In this embodiment, the simulation conditions are such that the primary modulation scheme is 64QAM, the number of FFT points is 256, and the sampling rate is 8 times the signal at the time of FFT processing. The NLMS algorithm was used for updating the tap coefficient. The following formula shows the tap coefficient update formula based on the NLMS algorithm.
Figure 0004059402

Figure 0004059402
Figure 0004059402

Figure 0004059402
Figure 0004059402

ここでａは正の定数、μはステップサイズを表し、Ｔは行列の転置を表す。また、本実施の形態におけるシミュレーションではａ＝０、μ＝０．０１とし、タップ係数は十分収束させた値を用いている。伝送路環境は見通し外のオフィス環境を想定し、図１４の伝送路モデルの遅延プロフィールに示すHIPERLAN/2のModel A（平明徳ほか，“周波数選択性フェージング環境におけるOFDM通信システムのタイミング同期方式，”信学論B，Vol.J84-B，No.7，pp.1225-1264，Sep，2001）の１８波のマルチパス環境とし、さらに白色ガウス雑音を付加した。ただし、レイリーフェージング環境ではないとする。   Here, a represents a positive constant, μ represents a step size, and T represents transposition of a matrix. In the simulation in this embodiment, a = 0 and μ = 0.01 are used, and the tap coefficient is a sufficiently converged value. Assuming that the transmission path environment is an out-of-sight office environment, Model A of HIPERLAN / 2 shown in the delay profile of the transmission path model in FIG. 14 (Akira Taira, et al. “Timing synchronization method of OFDM communication system in frequency selective fading environment, "An 18-wave multipath environment of" Science Theory B, Vol. J84-B, No. 7, pp. 1225-1264, Sep, 2001 "and white Gaussian noise was added. However, it is not a Rayleigh fading environment.

ノイズ除去部３３の最適なタップ数を検討するために、タップ数に対するＢＥＲについて検討する。ただし、等化器３８に用いる伝送路推定値ＨＨ（ｋ’，ｌ）を付加雑音の無い環境での推定値とした。   In order to examine the optimum tap number of the noise removing unit 33, the BER with respect to the tap number is examined. However, the transmission channel estimation value HH (k ′, l) used for the equalizer 38 is an estimation value in an environment without additional noise.

このときのタップ数２Ｌ＋１に対するＢＥＲ特性を図１５に示す。この図１５において、ＯＦＤＭ用雑音除去システム５（ＮＣ）を用いた場合に、タップ数２Ｌ＋１が３３から８１の間でＢＥＲの特性が良くなることが確認された。   FIG. 15 shows the BER characteristics for the tap number 2L + 1 at this time. In FIG. 15, it was confirmed that when the OFDM noise removal system 5 (NC) is used, the BER characteristics are improved when the number of taps 2L + 1 is between 33 and 81.

さらに、ＯＦＤＭ用雑音除去システム５の有効性を確認するために、タップ数を３３としてシミュレーションを行った。   Furthermore, in order to confirm the effectiveness of the noise removal system 5 for OFDM, a simulation was performed with 33 taps.

図１６に、Ｅs／Ｎ0に対するＢＥＲを測定した結果を示す。この図１６では、ＯＦＤＭ用雑音除去システム５も等化器３８も用いない場合、等化器３８のみを用いた場合、等化器３８及びＯＦＤＭ用雑音除去システム５を用いた場合の測定結果が表されている。 FIG. 16 shows the result of measuring the BER against E s / N 0 . In FIG. 16, when neither the OFDM noise removal system 5 nor the equalizer 38 is used, when only the equalizer 38 is used, the measurement results when the equalizer 38 and the OFDM noise removal system 5 are used are shown. It is represented.

等化器３８のみを用いた場合のシミュレーションでは，等化器３８において連続したパイロット信号Ｎを２とした。一方、ＯＦＤＭ用雑音除去システム５を用いた場合のシミュレーションではＮ＝１とした。また、どちらの場合もパイロット信号と情報シンボル１６シンボルとを繰り返して送信した。   In the simulation using only the equalizer 38, the continuous pilot signal N is set to 2 in the equalizer 38. On the other hand, in the simulation when the OFDM noise removal system 5 is used, N = 1. In either case, the pilot signal and 16 information symbols were repeatedly transmitted.

図１６の結果から、ＯＦＤＭ用雑音除去システム５を用いない場合の結果と比較して、ＯＦＤＭ用雑音除去システム５を用いた場合の方がＢＥＲが０．１の時にＥs／Ｎ0が約７．０ｄＢ改善され、ＯＦＤＭ用雑音除去システム５の効果が確認された。また、従来のように冗長シンボルを用いることなく、雑音を除去可能であることが確認された。 From the result of FIG. 16, compared to the result when the OFDM noise removal system 5 is not used, when the OFDM noise removal system 5 is used, when the BER is 0.1, E s / N 0 is about 7.0 dB was improved, and the effect of the noise removal system 5 for OFDM was confirmed. It was also confirmed that noise can be removed without using redundant symbols as in the prior art.

高速フーリエ変換の解析区間をＴFFTとしたとき、ＯＦＤＭ信号は周期ＴFFTの周期信号である。これに対して、ＯＦＤＭ信号に重畳している白色雑音には周期性はない。上記各実施の形態では、この特性の違いを利用し、適応フィルタ３３ｂによる雑音除去を行う。適応フィルタ３３ｂを利用したＯＦＤＭ用雑音除去システム５では、ＯＦＤＭ信号にガードインターバルとともに適応処理区間を設ける。適応フィルタ３３ｂにおいて、適応区間付きＯＦＤＭ信号の先端部の適応区間ではタップ係数を更新、収束させる。次に、先端部の適応区間後のフィルタリング区間においては、適応区間で得られたタップ係数を用いた雑音の抑圧が行われる。これにより、伝送路４においてガウス性白色雑音の影響によって歪んだＯＦＤＭ信号から雑音を除去でき、通信品質を向上させることができる。 When the fast Fourier transform analysis section is T FFT , the OFDM signal is a periodic signal of period T FFT . On the other hand, the white noise superimposed on the OFDM signal has no periodicity. In each of the embodiments described above, noise removal by the adaptive filter 33b is performed using the difference in characteristics. In the OFDM noise removal system 5 using the adaptive filter 33b, an adaptive processing section is provided in the OFDM signal together with a guard interval. In the adaptive filter 33b, the tap coefficient is updated and converged in the adaptive section at the tip of the OFDM signal with the adaptive section. Next, in the filtering section after the adaptive section at the front end, noise suppression is performed using the tap coefficient obtained in the adaptive section. Thereby, noise can be removed from the OFDM signal distorted by the influence of Gaussian white noise in the transmission path 4, and communication quality can be improved.

本発明は、ＯＦＤＭ変調方式の通信分野に有効である。   The present invention is effective in the communication field of the OFDM modulation system.

本発明の第１の実施の形態に係るＯＦＤＭ用雑音除去システムを具備するＯＦＤＭシステムの構成の例を示すブロック図。The block diagram which shows the example of a structure of the OFDM system which comprises the noise removal system for OFDM which concerns on the 1st Embodiment of this invention. 適応区間付きＯＦＤＭ信号の例を示す図。The figure which shows the example of the OFDM signal with an adaptive area. 同実施の形態に係るＯＦＤＭ雑音除去装置の１シンボル分の処理の例を示すフローチャート。The flowchart which shows the example of a process for 1 symbol of the OFDM noise removal apparatus which concerns on the same embodiment. 適応区間付加部の構成の例を示すブロック図。The block diagram which shows the example of a structure of an adaptive area addition part. 適応区間付加部の１シンボル分の処理の例を示すフローチャート。The flowchart which shows the example of the process for 1 symbol of an adaptive area addition part. ノイズ除去部とダウンサンプリング部との関係の例を示すブロック図。The block diagram which shows the example of the relationship between a noise removal part and a downsampling part. ノイズ除去部とダウンサンプリング部との１シンボル分の処理の例を示すフローチャート。The flowchart which shows the example of the process for 1 symbol of a noise removal part and a downsampling part. 適応区間除去部と信号との関係の例を示すブロック図。The block diagram which shows the example of the relationship between an adaptive area removal part and a signal. 伝送路とノイズ除去部との概念図。The conceptual diagram of a transmission line and a noise removal part. ノイズ除去部の構成の例を示す図。The figure which shows the example of a structure of a noise removal part. 同実施の形態に係る送信機又は受信機を、コンピュータとソフトウェアとを用いて実現するための構成の例を示すブロック図。The block diagram which shows the example of the structure for implement | achieving the transmitter or receiver which concerns on the embodiment using a computer and software. 本発明の第２の実施の形態に係るシミュレーション結果である雑音電力密度（Ｅs／Ｎ0）に対するビットエラーレート（Bit-error rate：ＢＥＲ）を示すグラフ。It is a simulation result according to the second embodiment of the present invention the noise power density (E s / N 0) for the bit error rate: graph showing (Bit-error rate BER). 本発明の第３の実施の形態に係るシミュレーション結果であるＥs／Ｎ0とＢＥＲとの収束特性を示すグラフ。The third graph shows the convergence characteristics of the E s / N 0 and the BER simulation results according to an embodiment of the present invention. 伝送路モデルの遅延プロフィール。Delay profile of transmission line model. 本発明の第４の実施の形態に係るシミュレーション結果であるタップ数に対するＢＥＲ特性を示すグラフ。The graph which shows the BER characteristic with respect to the tap number which is a simulation result which concerns on the 4th Embodiment of this invention. 同実施の形態に係るシミュレーション結果であるＥs／Ｎ0に対するＢＥＲの測定結果を示すグラフ。Graph showing measurement results of the BER against E s / N 0 is a simulation result according to the embodiment. データシンボルとパイロットシンボルとの関係の例を示す図。The figure which shows the example of the relationship between a data symbol and a pilot symbol.

符号の説明Explanation of symbols

１…ＯＦＤＭシステム、２…送信機、２１…マッピング部、２２…シリアルパラレル変換部、２３…逆高速フーリエ変換部、２４…適応区間付加部、２４ａ…適応区間抽出部、２４ｂ…作成部、２５…パラレルシリアル変換部、２６…デジタルアナログ変換部、３…受信機、３１…オーバーサンプリング部、３２…アナログデジタル変換部、３３…ノイズ除去部、３３ａ…適応アルゴリズム演算部、３３ｂ…適応フィルタ３３ｂ、３３ｃ…データメモリ、３３ｄ…参照信号抽出部、３３ｅ…スイッチ、３３ｆ…誤差算出部、３４…ダウンサンプリング部、３５…シリアルパラレル変換部、３６…適応区間除去部、３７…高速フーリエ変換部、３８…等化器、３９…パラレルシリアル変換部、４０…デマッピング部、４…伝送路、５…ＯＦＤＭ用雑音除去システム、６…コンピュータ、７…プロセッサ、８…記憶装置、９…内部バス、１０…記憶媒体、１１…プログラム   DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... OFDM system, 2 ... Transmitter, 21 ... Mapping part, 22 ... Serial parallel conversion part, 23 ... Inverse fast Fourier transform part, 24 ... Adaptive area addition part, 24a ... Adaptive area extraction part, 24b ... Creation part, 25 DESCRIPTION OF SYMBOLS ... Parallel serial conversion part, 26 ... Digital analog conversion part, 3 ... Receiver, 31 ... Oversampling part, 32 ... Analog digital conversion part, 33 ... Noise removal part, 33a ... Adaptive algorithm calculating part, 33b ... Adaptive filter 33b, 33c ... Data memory, 33d ... Reference signal extraction unit, 33e ... Switch, 33f ... Error calculation unit, 34 ... Downsampling unit, 35 ... Serial / parallel conversion unit, 36 ... Adaptive interval removal unit, 37 ... Fast Fourier transform unit, 38 ... Equalizer, 39 ... Parallel / serial converter, 40 ... demapping unit, 4 ... transmission path, 5 ... OFDM Denoising system, 6 ... computer, 7 ... processor, 8 ... storage device, 9 ... internal bus, 10 ... storage medium, 11 ... Program

Claims (6)

ＯＦＤＭ方式の信号伝送に適用されるＯＦＤＭ用雑音除去システムにおいて、
送信側で、伝送対象のＯＦＤＭ信号の先端に、前記ＯＦＤＭ信号の終端部でありガードインターバル以上の長さのタップ係数収束区間である適応区間の信号を付加した適応区間付きＯＦＤＭ信号を作成する適応区間付加手段と、
受信側で、前記適応区間付きＯＦＤＭ信号に対して、前記ＯＦＤＭ信号作成時のサンプリングレートよりも高いサンプリングレートによる第１のサンプリングレート変換を行う第１のサンプリングレート変換手段と、
前記第１のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の終端部の前記適応区間の信号を参照信号とし、前記第１のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の先端部の前記適応区間の信号を用いてタップ係数を収束させる適応アルゴリズム演算手段と、
前記適応アルゴリズム演算手段によって収束された前記タップ係数に基づいて、前記第１のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号におけるＯＦＤＭ信号の雑音を除去する適応フィルタと、
前記適応フィルタによる雑音除去後の適応区間付きＯＦＤＭ信号に対して、前記ＯＦＤＭ信号作成時のサンプリングレートと同一のサンプリングレートとなるように第２のサンプリングレート変換を行う第２のサンプリングレート変換手段と、
前記第２のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の先端部の前記適応区間の信号を除去し、前記ＯＦＤＭ信号を求める適応区間除去手段と
を具備することを特徴とするＯＦＤＭ用雑音除去システム。 In the noise removal system for OFDM applied to signal transmission of the OFDM system,
Adaptation that creates an OFDM signal with an adaptive interval on the transmitting side, by adding an adaptive interval signal that is a termination point of the OFDM signal and a tap coefficient convergence interval that is longer than the guard interval to the front end of the OFDM signal to be transmitted Section addition means;
A first sampling rate conversion means for performing a first sampling rate conversion at a receiving side with a sampling rate higher than a sampling rate at the time of creating the OFDM signal on the OFDM signal with an adaptive interval at the receiving side;
The signal in the adaptive section at the end of the OFDM signal with adaptive section after the first sampling rate conversion is used as a reference signal, and the adaptive section at the front end of the OFDM signal with adaptive section after the first sampling rate conversion is used. Adaptive algorithm computing means for converging tap coefficients using a signal;
An adaptive filter that removes noise of the OFDM signal in the OFDM signal with an adaptive interval after the first sampling rate conversion based on the tap coefficient converged by the adaptive algorithm computing means;
Second sampling rate conversion means for performing a second sampling rate conversion on the OFDM signal with an adaptive interval after noise removal by the adaptive filter so as to have the same sampling rate as the sampling rate at the time of creating the OFDM signal; ,
An OFDM noise removal system comprising: adaptive section removal means for obtaining the OFDM signal by removing the signal in the adaptive section at the tip of the OFDM signal with adaptive section after the second sampling rate conversion . 請求項１記載のＯＦＤＭ用雑音除去システムにおいて、
前記適応フィルタは、直線位相フィルタであることを特徴とするＯＦＤＭ用雑音除去システム。 The OFDM noise removal system according to claim 1, wherein
The OFDM noise removal system, wherein the adaptive filter is a linear phase filter. ＯＦＤＭ方式の信号伝送に適用されるＯＦＤＭ用雑音除去装置において、
受信側で、伝送対象のＯＦＤＭ信号の終端部でありガードインターバル以上の長さのタップ係数収束区間である適応区間の信号を前記ＯＦＤＭ信号の先端に付加した適応区間付きＯＦＤＭ信号に対して、前記ＯＦＤＭ信号作成時のサンプリングレートよりも高いサンプリングレートによる第１のサンプリングレート変換を行う第１のサンプリングレート変換手段と、
前記第１のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の終端部の前記適応区間の信号を参照信号とし、前記第１のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の先端部の前記適応区間の信号を用いてタップ係数を収束させる適応アルゴリズム演算手段と、
前記適応アルゴリズム演算手段によって収束された前記タップ係数に基づいて、前記第１のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号におけるＯＦＤＭ信号の雑音を除去する適応フィルタと、
前記適応フィルタによる雑音除去後の適応区間付きＯＦＤＭ信号に対して、前記ＯＦＤＭ信号作成時のサンプリングレートと同一のサンプリングレートとなるように第２のサンプリングレート変換を行う第２のサンプリングレート変換手段と、
前記第２のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の先端部の前記適応区間の信号を除去し、前記ＯＦＤＭ信号を求める適応区間除去手段と
を具備することを特徴とするＯＦＤＭ用雑音除去装置。 In the noise removal apparatus for OFDM applied to the OFDM signal transmission,
On the receiving side, with respect to the OFDM signal with an adaptive interval, which is a terminal portion of an OFDM signal to be transmitted and an adaptive interval signal that is a tap coefficient convergence interval having a length equal to or longer than the guard interval, is added to the front end of the OFDM signal. First sampling rate conversion means for performing a first sampling rate conversion at a sampling rate higher than the sampling rate at the time of creating the OFDM signal;
The signal in the adaptive section at the end of the OFDM signal with adaptive section after the first sampling rate conversion is used as a reference signal, and the adaptive section at the front end of the OFDM signal with adaptive section after the first sampling rate conversion is used. Adaptive algorithm computing means for converging tap coefficients using a signal;
An adaptive filter that removes noise of the OFDM signal in the OFDM signal with an adaptive interval after the first sampling rate conversion based on the tap coefficient converged by the adaptive algorithm computing means;
Second sampling rate conversion means for performing a second sampling rate conversion on the OFDM signal with an adaptive interval after noise removal by the adaptive filter so as to have the same sampling rate as the sampling rate at the time of creating the OFDM signal; ,
An OFDM noise removing apparatus comprising: adaptive section removing means for removing the signal in the adaptive section at the front end of the OFDM signal with adaptive section after the second sampling rate conversion and obtaining the OFDM signal . ＯＦＤＭ方式の送信機のコンピュータを、
伝送対象のＯＦＤＭ信号の先端に、前記ＯＦＤＭ信号の終端部でありガードインターバル以上の長さのタップ係数収束区間である適応区間の信号を付加した適応区間付きＯＦＤＭ信号を作成する適応区間付加手段
として機能させ、
ＯＦＤＭ方式の受信機のコンピュータを、
前記適応区間付きＯＦＤＭ信号に対して、前記ＯＦＤＭ信号作成時のサンプリングレートよりも高いサンプリングレートによる第１のサンプリングレート変換を行う第１のサンプリングレート変換手段、
前記第１のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の終端部の前記適応区間の信号を参照信号とし、前記第１のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の先端部の前記適応区間の信号を用いてタップ係数を収束させる適応アルゴリズム演算手段、
前記適応アルゴリズム演算手段によって収束された前記タップ係数に基づいて、前記第１のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号におけるＯＦＤＭ信号の雑音を除去する適応フィルタ、
前記適応フィルタによる雑音除去後の適応区間付きＯＦＤＭ信号に対して、前記ＯＦＤＭ信号作成時のサンプリングレートと同一のサンプリングレートとなるように第２のサンプリングレート変換を行う第２のサンプリングレート変換手段、
前記第２のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の先端部の前記適応区間の信号を除去し、前記ＯＦＤＭ信号を求める適応区間除去手段
として機能させる
ためのプログラム。 OFDM transmitter computer
As an adaptive interval adding means for creating an OFDM signal with an adaptive interval by adding a signal of an adaptive interval which is a termination point of the OFDM signal and is a tap coefficient convergence interval having a length equal to or longer than the guard interval to the leading end of the OFDM signal to be transmitted Make it work
OFDM receiver computer
A first sampling rate conversion means for performing a first sampling rate conversion at a sampling rate higher than the sampling rate at the time of creating the OFDM signal, with respect to the OFDM signal with adaptive section;
The signal in the adaptive section at the end of the OFDM signal with adaptive section after the first sampling rate conversion is used as a reference signal, and the adaptive section at the front end of the OFDM signal with adaptive section after the first sampling rate conversion is used. Adaptive algorithm computing means for converging tap coefficients using signals,
An adaptive filter that removes noise of the OFDM signal in the OFDM signal with an adaptive interval after the first sampling rate conversion based on the tap coefficient converged by the adaptive algorithm computing means;
Second sampling rate conversion means for performing a second sampling rate conversion on the OFDM signal with an adaptive interval after noise removal by the adaptive filter so as to have the same sampling rate as the sampling rate at the time of creating the OFDM signal;
A program for removing the signal in the adaptive section at the front end of the OFDM signal with an adaptive section after the second sampling rate conversion and functioning as an adaptive section removing means for obtaining the OFDM signal. ＯＦＤＭ方式の受信機のコンピュータを、
伝送対象のＯＦＤＭ信号の終端部でありガードインターバル以上の長さのタップ係数収束区間である適応区間の信号を前記ＯＦＤＭ信号の先端に付加した適応区間付きＯＦＤＭ信号に対して、前記ＯＦＤＭ信号作成時のサンプリングレートよりも高いサンプリングレートによる第１のサンプリングレート変換を行う第１のサンプリングレート変換手段、
前記第１のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の終端部の前記適応区間の信号を参照信号とし、前記第１のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の先端部の前記適応区間の信号を用いてタップ係数を収束させる適応アルゴリズム演算手段、
前記適応アルゴリズム演算手段によって収束された前記タップ係数に基づいて、前記第１のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号におけるＯＦＤＭ信号の雑音を除去する適応フィルタ、
前記適応フィルタによる雑音除去後の適応区間付きＯＦＤＭ信号に対して、前記ＯＦＤＭ信号作成時のサンプリングレートと同一のサンプリングレートとなるように第２のサンプリングレート変換を行う第２のサンプリングレート変換手段、
前記第２のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の先端部の前記適応区間の信号を除去し、前記ＯＦＤＭ信号を求める適応区間除去手段
として機能させるためのプログラム。 OFDM receiver computer
At the time of creating the OFDM signal with respect to the OFDM signal with an adaptive interval, which is a terminal portion of the OFDM signal to be transmitted and an adaptive interval signal that is a tap coefficient convergence interval longer than the guard interval is added to the front end of the OFDM signal. First sampling rate conversion means for performing a first sampling rate conversion at a sampling rate higher than the sampling rate of
The signal in the adaptive section at the end of the OFDM signal with adaptive section after the first sampling rate conversion is used as a reference signal, and the adaptive section at the front end of the OFDM signal with adaptive section after the first sampling rate conversion is used. Adaptive algorithm computing means for converging tap coefficients using signals,
An adaptive filter that removes noise of the OFDM signal in the OFDM signal with an adaptive interval after the first sampling rate conversion based on the tap coefficient converged by the adaptive algorithm computing means;
Second sampling rate conversion means for performing a second sampling rate conversion on the OFDM signal with an adaptive interval after noise removal by the adaptive filter so as to have the same sampling rate as the sampling rate at the time of creating the OFDM signal;
A program for removing the signal in the adaptive section at the front end of the OFDM signal with an adaptive section after the second sampling rate conversion and functioning as an adaptive section removing means for obtaining the OFDM signal. ＯＦＤＭ方式の信号伝送に適用されるＯＦＤＭ用雑音除去方法において、
送信側で、伝送対象のＯＦＤＭ信号の先端に、前記ＯＦＤＭ信号の終端部でありガードインターバル以上の長さのタップ係数収束区間である適応区間の信号を付加した適応区間付きＯＦＤＭ信号を作成し、
受信側で、前記適応区間付きＯＦＤＭ信号に対して、前記ＯＦＤＭ信号作成時のサンプリングレートよりも高いサンプリングレートによる第１のサンプリングレート変換を行い、
前記第１のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の終端部の前記適応区間の信号を参照信号とし、前記第１のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の先端部の前記適応区間の信号を用いてタップ係数を収束させ、
収束された前記タップ係数に基づいて、前記第１のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号におけるＯＦＤＭ信号の雑音を除去し、
雑音除去後の適応区間付きＯＦＤＭ信号に対して、前記ＯＦＤＭ信号作成時のサンプリングレートと同一のサンプリングレートとなるように第２のサンプリングレート変換を行い、
前記第２のサンプリングレート変換後の適応区間付きＯＦＤＭ信号の先端部の前記適応区間の信号を除去し、前記ＯＦＤＭ信号を求める
ことを特徴とするＯＦＤＭ用雑音除去方法。 In the noise removal method for OFDM applied to the OFDM signal transmission,
On the transmission side, an OFDM signal with an adaptive interval is created by adding an adaptive interval signal that is a termination factor of the OFDM signal and a tap coefficient convergence interval having a length equal to or longer than the guard interval, to the front end of the OFDM signal to be transmitted,
On the receiving side, a first sampling rate conversion is performed on the OFDM signal with an adaptive interval at a sampling rate higher than the sampling rate at the time of creating the OFDM signal,
The signal in the adaptive section at the end of the OFDM signal with adaptive section after the first sampling rate conversion is used as a reference signal, and the adaptive section at the front end of the OFDM signal with adaptive section after the first sampling rate conversion is used. Use the signal to converge the tap coefficients,
Based on the converged tap coefficient, remove noise of the OFDM signal in the OFDM signal with adaptive interval after the first sampling rate conversion,
A second sampling rate conversion is performed on the OFDM signal with an adaptive interval after noise removal so that the sampling rate becomes the same as the sampling rate at the time of creating the OFDM signal,
An OFDM noise removal method, wherein the OFDM signal is obtained by removing the signal in the adaptive section at the front end of the OFDM signal with adaptive section after the second sampling rate conversion.
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