JP4056660B2 - Capacitance sensor device and safety device for electric power window device - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、静電容量センサ装置及び電動式パワーウインドウ装置の安全装置(人体等挟み込み防止装置)に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
電動式パワーウインドウ装置の安全装置は、ウインドウガラスの閉動作時における指や腕、頭等の人体の一部がウインドウ枠(ウインドウ枠のない、いわゆるサッシュレスドアの車両においては全閉時のウインドウ上縁部に近接の車室内ルーフ部)とウインドウガラスとの間に挟まれる事故を防止する挟み込み防止機能の実現を目的とするもので、これまで種々の方式が開示されている。
【0003】
これら開示されている方式を原理的に大別すると、
(1)パワーウインドウモータの駆動電流をモニタし、挟み込み発生時の電流波形の異常(正常動作域での過負荷電流の発生)を検出して該モータの作動をキャンセルするタイプ
(2)パワーウインドウモータの回転状態をパルス列としてモニタし、挟み込み発生時の回転パルスの異常(正常動作域でのパルス列の異常の発生)を検出して該モータの作動をキャンセルするタイプ
(3)ウインドウガラスの上縁部に接するウインドウ枠のガラスランチャンネル部分にタッチセンサを設け、ウインドウガラスの閉動作時に指や腕、頭等の人体の一部が挟まれたことをタッチセンサが検出して該モータの作動をキャンセルするタイプ
(4)ウインドウガラスの上縁部にタッチセンサを設け、ウインドウガラスの閉動作時に指や腕、頭等の人体の一部がタッチセンサに触れたことを検出して該モータの作動をキャンセルするタイプ
等がある。
【0004】
具体的な開示例としては、前記(1)のタイプには特開平6−335284号公報、前記(2)のタイプには特開平5−321530号公報、前記(3)のタイプには実開昭61−104221号公報、前記(4)のタイプには特開昭60−119883号公報等がある。
【0005】
【発明が解決しょうとする課題】
しかしながら、従来構造の安全装置のうち、(1)と(2)のタイプはいずれも指や腕、頭等の人体の一部がウインドウ枠とウインドウガラスとの間に実際に挟まれてパワーウインドウモータが少なからず過負荷状態になってから狭圧されるのを防止するものであり、安全制御を行うタイミングをいかに速くしたところで該モータを差動させるリレーの動作ディレイ、該モータのイナーシャ、該モータ出力の電源電圧依存性等、除去できない応答遅れがあるため、挟まれた人に苦痛や不快感を与えることは避けられず、安全装置としてその目的を完全に達成することは困難と言わざるを得なかった。
【0006】
加えて、この(1)と(2)のタイプを大量生産の各種の車に適用しようとすると、車種によりウインドウの大きさ、建付けの違い等から該モータへの負荷条件が同じでないため、車種ごとに安全制御の条件出し設計と実機による評価又はシミュレーションが必要で、開発に多大な労力が必要であった。
【0007】
また、(3)のタイプは、ウインドウ枠に配置されたタッチセンサに接触したことをもって安全制御を行うものであり、タッチセンサへの接触が実際に挟まれての接触とすると、サイドバイザが設けられている場合には、挟まれている部位がウインドウ枠のタッチセンサに接触する前に該サイドバイザに強く挟まれてしまい、(1)や(2)のタイプと同様、安全動作が機能する前に挟まれた人に苦痛を与えるおそれがあり、安全装置としては必ずしも十分なものでなかった。
【0008】
特に、(3)のタイプの開示例の場合には、ガラスランの内部に導電材を埋め込んで静電容量型センサを構成し、人体等の接触を該センサが検出して該モータの作動をキャンセルする構造であり、ガラスランの構造が複雑で、コストの掛かるものであると共に、ここで開示されている該静電容量型センサは容量検出用発振器と基本周波数発振器の2つの発振器の周波数の差を検出する構造のため、2つの発振器の発振周波数のバラツキや温度特性の違い及び経年変化によるガラスランの材質変化やひび割れによる静電容量のドリフト等が発生し、動作の安定性に欠けるものであった。
【0009】
また、(4)のタイプは、ウインドウガラスの上縁部に設置されたタッチセンサに接触したことをもって安全制御を行うものであり、前記(1)、(2)及び(3)のタイプに比べて安全装置としては好適である。しかしながら、該タッチセンサはウインドウガラスの上縁部に電極を焼き付け、その上に加圧導電ゴムを配置し、更にこれらを透明シリコンゴムで封止コーティングする構造であり、センサのウインドウガラスへの加工が必要でその形成が複雑であると共に、センサ出力の取り出しにもガラスコーティング配線が必要とされる。
【0010】
さらに、(4)のタイプは、タッチセンサの検出エリアをウインドウガラスの挟み込みが予想される上縁部全領域に対応させるには該タッチセンサをウインドウガラスの上縁部にそって複数配置する必要がある等、コストのかかるものでもあった。
【0011】
本発明は、かかる技術上の課題を考慮してなされたもので、ウインドウガラスの閉動作中に、ウインドウ枠(ウインドウ枠のない、いわゆるサッシュレスドアの車両においては全閉時のウインドウ上縁部に近接の車室内ルーフ部)近傍に又はドアウインドウガラス自体に人体等導電性のある物体の接近を検出した場合には、非接触のうちに(実際に挟まれる前に)パワーウインドウモータの作動をキャンセルして挟み込みの発生を未然に防止できる、安価で、安定で、高感度で、大量生産が可能な、全ての車種に一様に適用できる安全装置の実現を目的とする。また、そのような安全装置に好適なセンサ装置の実現を目的とする。
【0012】
【課題を解決するための手段】
(A)かかる課題を解決するため、請求項1に記載の発明にあっては、電極近傍空間の静電特性の変化を電気信号の位相変化として検出する位相遅延型の静電容量センサ装置において、以下の手段を備えるようにする。
【0013】
すなわち、(1) 観測領域近傍に配置される2対の電極と、(2) 基準パルスを発生するパルス発生回路と、(3) 基準パルスを分周して出力する分周回路と、(4) 分周回路より分周パルスを入力する可変端子の抵抗タップ位置が、電気的制御信号の印加によってアナログ的又はデジタル的に変位可能であり、当該可変端子に入力された基準パルスを2つの固定端子へ分岐して出力する可変抵抗手段と、(5) 分周回路の分周過程で発生する中間パルスを入力とし、当該中間パルスを基にスイッチ制御信号を生成するスイッチ制御回路と、(6) スイッチ制御信号を基にスイッチ素子を高頻度で接断し、分周回路より入力される分周パルスの後段回路への印加を制御する第1及び第2のスイッチ回路と、(7) 2対の電極のうち接続される1対の電極と、第1又は第2のスイッチ回路を介して接続される可変抵抗手段の2つの固定端子のうちの1つであって、接続される固定端子と可変端子との間の抵抗分とで構成される積分回路によって前記分周回路で発生された分周パルスを積分し、位相遅れタイミングパルスを出力する第1及び第2の可変遅延回路と、(8) 第1及び第2の可変遅延回路から出力される位相遅れタイミングパルスの位相関係の相対的変化を弁別する位相弁別回路と、(9) 可変抵抗手段の可変端子の抵抗タップ位置を制御する電気的制御信号を出力する制御手段とを備えるようにする。
【0014】
このように、請求項1に記載の発明においては、電気的制御信号によって可変抵抗手段の可変端子の抵抗タップ位置を制御可能とし、制御回路によって、第1及び第2の可変遅延回路を構成する積分回路(1対の電極と固定端子と可変端子との間の抵抗分とで構成される。)の積分時間(容量値と抵抗値とで定まる。)を制御可能な構成としたことにより、経年変化や環境変化の影響によらず常に、第1及び第2の可変遅延回路の相対的な位相関係を最適な状態に維持することができるのに加え、第1及び第2の可変遅延回路への分周パルスの印加を第1及び第2のスイッチ回路によって高頻度で接断できるようにしたことにより、積分時間に要する時間を数倍に拡大でき、その分、検出感度を向上させることができる。かくして、一対の電極近傍空間に生じる静電特性の変化を常に高い検出感度にて検出できる。
【0015】
(B)なお、請求項1に記載の発明における制御手段は、第1及び第2の可変遅延回路から出力される各位相遅れタイミングパルスを入力し、その遅延時間差に基づいて可変抵抗手段の可変端子の抵抗タップ位置を切り替え制御するものであることが望ましい。
【0016】
(C)また、請求項3に記載の発明における制御手段は、遅延時間差を一定時間毎計測し、当該遅延時間差が目標範囲に入るようにフィードバック制御するものであることが更に望ましい。
【0017】
(D)また、請求項4に記載の発明における制御手段は、遅延時間差の目標範囲に対する隔たりが大きい場合、可変抵抗手段に指示する抵抗タップ位置の変位量を大きくし、遅延時間差の目標範囲に対する隔たりが小さい場合、可変抵抗手段に指示する抵抗タップ位置の変位量を小さくするものであることが更に望ましい。
【0018】
(E)また、請求項5に記載の発明にあっては、電極近傍空間の静電特性の変化を電気信号の位相変化として検出する位相遅延型の静電容量センサ装置において、以下の手段を備えるようにする。
【0019】
すなわち、(1) 観測領域近傍に配置される2対の電極と、(2) 基準パルスを発生するパルス発生回路と、(3) 基準パルスを分周して出力する分周回路と、(4) 分周回路の分周過程で発生する中間パルスを入力とし、当該中間パルスを基にスイッチ制御信号を生成するスイッチ制御回路と、(5) スイッチ制御信号を基にスイッチ素子を高頻度で接断し、分周回路より入力される分周パルスの後段回路への印加を制御する第1及び第2のスイッチ回路と、(6) 2対の電極のうち接続される1対の電極と、第1及び第2のスイッチ回路のうち対応する出力に接続される抵抗分とで構成される積分回路によって前記分周回路で発生された分周パルスを積分し、位相遅れタイミングパルスを出力する第1及び第2の可変遅延回路と、(7) 第1及び第2の可変遅延回路から出力される位相遅れタイミングパルスの位相関係の相対的変化を弁別する位相弁別回路とを備えるようにする。
このように、請求項5に記載の発明においては、第1及び第2の可変遅延回路への分周パルスの印加を第1及び第2のスイッチ回路によって高頻度で接断できるようにしたことにより、積分時間に要する時間を数倍に拡大でき、その分、検出感度を向上させることができる。かくして、一対の電極近傍空間に生じる静電特性の変化を常に高い検出感度にて検出できる。
【0020】
(F)また、請求項6に記載の発明においては、電気的にウインドウガラスを開閉駆動する電動式パワーウインドウ装置に搭載され、前記ウインドウガラス閉動作時における異物の挟み込みを防止する安全装置において、請求項1〜5のいずれかに記載の静電容量センサ装置を検知手段として備えるようにする。
【0021】
かかる構成とすることにより、検出感度が高く信頼性に優れた安全性の高い電動式パワーウインドウ装置の安全装置を実現できる。
【0022】
【発明の実施の形態】
(A)電動式パワーウインドウ装置の全体構成
以下、本発明に係るパワーウインドウ装置の安全装置の実施形態例を、図面を参照しつつ説明する。まず、当該安全装置を備える電動式パワーウインドウ装置の機能ブロック構成を、図2を用いて説明する。
【0023】
図2に示すように、電動式パワーウインドウ装置は、位相遅延型静電容量センサ1と、制御回路2と、パワーウインドウスイッチ(SW)操作部3と、パワーウインドウ駆動回路4と、モータ5とで構成される。
【0024】
このうち、位相遅延型静電容量センサ1は、対をなす複数の容量センサの出力位相の関係を基に容量センサ近傍に生じた静電特性を変化させる事象(水や人体等の比誘電率の大きな物体の接近)を検出するための手段であり、本願明細書において提案する安全装置の中核をなす部分である。なお、当該位相遅延型静電容量センサ1の詳細については後述する。
【0025】
制御回路2は、位相遅延型静電容量センサ1の出力とパワーウインドウスイッチ操作部3の出力に基づいて、パワーウインドウの開閉動作を制御するための手段であり、前述の位相遅延型静電容量センサ1との協調動作により安全装置を構成する。制御回路2は、位相遅延型静電容量センサ1の出力から挟み込み等の事象の発生を検出した場合、閉動作のキャンセル(停止)の他、回避動作(モータ5の所定量だけ逆回転させる動作)を実行する。もっとも、かかる安全装置としての回避動作については、既に様々な動作が考えられているためそれらを用いることが可能である。
【0026】
パワーウインドウSW操作部3は、ユーザがパワーウインドウに求める動作(オートアップ、オートダウンなど)をその操作に応じて受け付ける入力手段である。パワーウインドウ駆動回路4は、制御回路2からの制御信号に応じてモータに与える電流を制御する手段である。モータ5は、実際にパワーウインドウを駆動するのに必要な外力を与える動力源である。
【0027】
(B)安全装置の第1の実施形態例
以下、位相遅延型静電容量センサ1と制御回路2で構成される安全装置の第1の実施形態例を説明する。
【0028】
(B−1)安全装置の構成
図1に、第1の実施形態に係る安全装置の機能ブロック構成例を示す。本実施形態に係る安全装置は、容量センサ11、12と、パルス発生回路13と、遅延量調整回路14、15と、可変遅延回路16、17、18、19と、位相弁別回路20、21と、切替制御回路22と、切替回路23、24と、制御回路2とで構成される。
【0029】
(a)容量センサ11、12
容量センサ11、12は、パワーウインドウの閉動作時における比誘電率の高い物体(人体等)の挟み込みのおそれを静電容量の変化として検出するための手段であり、具体的には一対のセンサ電極が対向するように配置されたコンデンサからなる。図3及び図4は、この容量センサ11、12のパワーウインドウへの取り付け例を表している。
【0030】
ここで、図3は、導電性フィルム状に形成した一対のセンサ電極をウインドウ枠上縁部に沿うように貼り付けた例である。図では、ウインドウ枠上縁部を2つの領域に分割し、その前部に容量センサ11を後部に容量センサ12を配している。また、図4は、透明な導電性フィルム状に形成した一対のセンサ電極をウインドウガラスの上縁部に沿うように貼り付けた例である。図では、ウインドウガラスの上縁部を2つの領域に分割し、その前部に容量センサ11を後部に容量センサ12を配している。なお、図3及び図4ともに、容量センサ11及び12の前後の相対的な位置関係は入れ替わっていても良い。
【0031】
(b)パルス発生回路13
パルス発生回路13は、容量センサ11及び12間で生じた相対的な静電容量の変化を電気的に検出するのに必要なパルスを発生するための手段である。具体的には、図5及び図6に示すように、シュミットインバータ13A、抵抗13B、コンデンサ13Cを発振回路を構成するように接続してなる。なお、図5は図1に対応する具体的な回路図であり、図6は遅延量調整回路14、15の具体的な回路構成を表した概略構成図である。
【0032】
(c)遅延量調整回路14、15
遅延量調整回路14及び15は、敏感な検出感度の作り込みと、その検出感度の経年変化や環境変化(温度、湿度等)の自動調整(トリミング)とを可能とするために設ける手段である。具体的には、図6に示すように、抵抗の可変端子の位置が制御信号の印加に応じてステップ的に変位する多段階制御型の電子ボリウム14A、15Aによって構成される。
【0033】
電子ボリウム14A、15Aは、2本の固定端子(−)及び(+)と1本の可変端子の他に電気信号により抵抗分割位置を変位させる2本の制御端子(+/−方向制御端子14B、15Bとステップ変位端子14C、15C)とから構成されており、マイクロコンピュータでなる制御回路2から与えられる制御信号に基づいて、対応する可変遅延回路16、17又は18、19への抵抗値の配分を変更できるようになっている。
【0034】
なお、この実施形態では、電子ボリウム14A、15Aとして可変端子の位置が制御信号の印加に応じてステップ的(ディジタル的)に変位するものを用いるが、アナログ的に変位するものを適用することもできる。
【0035】
(d)制御回路2
制御回路2は、検出感度の調整制御を行うマイクロコンピュータで補正処理を実行するためのプログラムメモリ、データメモリ、タイマ、カウンタ等を内蔵してなり、各部と以下の信号線a〜fで接続されている。
【0036】
信号線aは、可変遅延回路4、5の遅延動作のスタートタイミングを制御回路2に知らせるための信号線(以下「asig」という。)である。この信号線aを介してパルス発生回路13の出力が与えられる。信号線bは、可変遅延回路16及び18における各遅延出力のタイミングを制御回路2に知らせるための信号線(以下「bsig」とう。)である。信号線cは、可変遅延回路17及び19における各遅延出力のタイミングを制御回路2に知らせるための信号線(以下「csig」という。)である。信号線dは、位相弁別回路20及び21の各検出出力を制御回路2に知らせるための信号線である。
【0037】
信号線e及びfは、感度を常に一定に保つための調整信号を遅延量調整回路14及び15に与えるための出力制御線である。因みに、信号線eは、遅延量調整回路14及び15内の電子ボリウム14A及び15Aの変位方向を指定する出力制御線(+/−)であり、制御回路2からの出力が「H」レベルのとき(+)方向への変位を、「L」レベルのとき(−)方向への変位を指定する。また、信号線fは、電子ボリウム14A及び15Aのステップ変位量を制御する出力制御線(inc)であり、1発のパルス信号の出力毎に信号線eで指定した方向に1ステップ変位する。従って、2ステップ移動の場合は、2発のパルス信号を連続出力する。
【0038】
(e)可変遅延回路16、17、18、19
可変遅延回路16、17は、容量センサ12への比誘電率の高い物体(人体等)の接近を検出するための回路であり、可変遅延回路18及び19は、容量センサ11への比誘電率の高い物体(人体等)の接近を検出するための回路である。
【0039】
ここで、可変遅延回路16、17は、積分回路(容量センサ11、12と、抵抗16A、17A及び遅延量調整回路14で割り当てられた抵抗分とからなる)と、シュミットインバータ16B、17Bとで構成されており、容量センサ11及び12における静電容量値に応じた量だけパルス発生回路13の出力パルスを遅延し出力する。
【0040】
一方、可変遅延回路18、19は、積分回路(容量センサ12、11と、抵抗18A、19A及び遅延量調整回路15で割り当てられた抵抗分とからなる)と、シュミットインバータ18B、19Bとで構成されており、容量センサ11及び12における静電容量値に応じた量だけパルス発生回路13の出力パルスを遅延し出力する。
【0041】
なお、可変遅延回路16、18の積分時間(遅延量)は、それぞれ対応する可変遅延回路16、19の積分時間(遅延量)に対してわずかに大きく設定されている。これは比誘電率の高い物体(人体等)の容量センサ11又は12への接近によって、接近された可変容量センサに接続される可変遅延回路の積分時間(遅延量)の大きくなり、対をなす可変遅延回路の出力パルス間で位相関係の逆転が生じるのを比誘電率の高い物体(人体等)の接近として検出するためである。
【0042】
従って、検出感度を高くするには、対をなす可変遅延回路16及び17間並びに18及び19間での通常状態における積分時間(遅延量)の大小関係(可変遅延回路16の積分時間>可変遅延回路17の積分時間、かつ可変遅延回路18の積分時間>可変遅延回路19の積分時間)を維持しつつ、積分時間(遅延量)ができる限り近接していることが求められる。
【0043】
また、経年変化や環境変化による部品特性や定数のドリフトによる検出感度の低下や誤検出のおそれをなくすためには、どのような環境下でも上述の条件が満たされる必要がある。
【0044】
そのため、本実施形態においては、遅延量調整回路14及び15によって対をなす可変遅延回路16、17及び18及び19に割り当てる抵抗分を個別に自動調整する構成を採用している。
【0045】
(f)位相弁別回路20、21
位相弁別回路20、21は、対をなす可変遅延回路間(16及び17間、18及び19間)での出力パルスの位相関係を弁別するための手段である。位相弁別回路20は、可変遅延回路17の出力パルスの位相が可変遅延回路16の出力パルスの位相に比べて遅くなる場合、すなわち、可変容量センサ12への比誘電率の高い物体(人体等)の接近による位相関係の逆転検出時、「H」レベルの出力dを出力する。一方、位相弁別回路21は、可変遅延回路19の出力パルスの位相が可変遅延回路18の出力パルスの位相に比べて遅くなる場合、すなわち、可変容量センサ11への比誘電率の高い物体(人体等)の接近による位相関係の逆転検出時、「H」レベルの出力dを出力する。
【0046】
なお、位相弁別回路20、21は、可変遅延回路16、18の出力パルスをD入力、可変遅延回路17、19からの出力パルスをクロック入力とするD型フリップフロップ20A、21Aと、ノイズ除去回路(抵抗20B、21B、コンデンサ20C、21C、シュミットトリガ20D、21D)と、出力バッファ回路(トランジスタ20E、21E、抵抗20F、21F)とで構成される。
【0047】
(g)切替制御回路22
切替制御回路22は、容量センサ11、12を、対をなす可変遅延回路16、17又は可変遅延回路19、18に交互に接続するための手段である。ここで、切替制御回路22は、パルス発生回路13の出力パルスを1/2分周する1/2分周回路22Aと、その反転出力を生成するインバータとで構成される。
【0048】
なお、切替制御回路22には、1/2分周回路22Aの出力が「H」レベルであり、かつ、パルス発生回路13の出力パルスが「L」レベルである場合、容量センサ11、12に蓄積された電荷を放電させ、可変遅延回路18、19による次の検出動作に入るための準備をするインバータと、1/2分周回路22Aの出力が「L」レベルであり、かつ、パルス発生回路13の出力パルスが「L」レベルである場合、容量センサ11、12に蓄積された電荷を放電させ、可変遅延回路16、17による次の検出動作に入るための準備をするインバータも設けられている。
【0049】
(h)切替回路23、24
切替回路23、24は、切替制御回路22から与えられる制御信号に応じて容量センサ11、12を接続する可変遅延回路の組(16、17又は18、19)を切り替えるための手段である。この切替回路23、24は、接続中点に容量センサ11、12がそれぞれ接続されてなる一対のアナログスイッチ23A、23B、24A、24Bでなる。
【0050】
ここで、アナログスイッチ23A、24Aは、切替制御回路22の出力が「H」レベルのとき閉動作し、切替制御回路22の出力が「L」レベルのとき開動作する。一方、アナログスイッチ23B、24Bは、切替制御回路22の出力が「H」レベルのとき開動作し、切替制御回路22の出力が「L」レベルのとき閉動作する。
【0051】
(B−2)安全装置の動作
続いて、本実施形態に係る安全装置の動作を、各状態ごと場合分けして説明する。
【0052】
(a)通常時の動作
まず、図7及び図8を用い、容量センサ11及び12のいずれの近傍にも比誘電率の高い物体が存在しない場合の動作を説明する。なお、対をなす可変遅延回路16、17間における積分時間(遅延量)は遅延量調整回路14によって適切な状態に調整されているものとする。同様に、対をなす可変遅延回路18、19間における積分時間(遅延量)も遅延量調整回路15によって適切な状態に調整されているものとする。
【0053】
さて、パルス発生回路13において発生された出力パルスS1は、遅延量調整回路14、15及び切替制御回路22に与えられる。このうち、切替制御回路22に与えられた出力パルスS1は1/2分周され、切替制御信号S2として切替回路23、24に与えられる。
【0054】
ここで、出力パルスS1の立ち上がりタイミングで図7及び図8に示すように切替制御回路22の切替制御信号S2が「H」レベルの期間、切替回路23、24のアナログスイッチ23A、24Aが閉動作し、容量センサ11、12を可変遅延回路16、17に接続する。
【0055】
このとき、出力パルスS1が「H」レベルである間、図7(C)、(D)や図8(C)、(D)に示すように、各遅延回路の出力S3、S4は積分時間(遅延量)に応じた波形で立ち上がる。
【0056】
なお、可変遅延回路16の積分時間(遅延量)は、可変遅延回路17の積分時間(遅延量)に対して大きく設定されているので、可変遅延回路16側の遅延回路の出力S3の立ち上がり位相は、可変遅延回路17側の遅延回路の出力S4の立ち上がり位相に比べ僅かながら遅れる。
【0057】
このため、図7(G)、(H)に示すように、可変遅延回路16側のシュミットトリガ16Bの出力S7は、可変遅延回路17側のシュミットトリガ17Bの出力S8に比べ位相が僅かながら遅れることになる。これら2つの出力S7、S8は、ともに位相弁別回路20に与えられる。ここで、出力S7はD型フリップフロップ20AのD入力端子に、出力S8はD型フリップフロップ20Aのクロック入力端子に与えられる。
【0058】
ここで、クロック入力端子に与えられる出力S8が立ち上がるタイミングは、前述のように、出力S7が立ち上がるタイミングよりも前であるため、位相弁別回路20からは「L」レベルの出力S11が制御回路2に出力される。
【0059】
次に、切替制御信号S2が「H」レベルのまま出力パルスS1が「L」レベルに立ち下がると、切替制御回路22は、インバータ回路を用いて容量センサ11、12に蓄積された電荷を放電制御し、可変遅延回路18、19による次の検出動作に移るための準備状態に入る。
【0060】
かかる後、出力パルスS1が再び立ち上がると、今度は、切替制御信号S2が「L」レベルに切り替わり、容量センサ11、12を可変遅延回路19、18に接続する状態に切り替わる。このとき、アナログスイッチ23B、24Bが閉動作する。
【0061】
そして今度は、出力パルスS1が「L」レベルである間、図7(E)、(F)や図8(E)、(F)に示すように、各遅延回路の出力S5、S6は積分時間(遅延量)に応じた波形で立ち上がる。
【0062】
勿論、可変遅延回路18の積分時間(遅延量)は、可変遅延回路19の積分時間(遅延量)に対して大きく設定されているので、可変遅延回路18側の遅延回路の出力S5の立ち上がり位相は、可変遅延回路19側の遅延回路の出力S6の立ち上がり位相に比べ僅かながら遅れる。
【0063】
このため、可変遅延回路18側のシュミットトリガ18Bの出力S9は、可変遅延回路19側のシュミットトリガ19Bの出力S10に比べ位相が僅かながら遅れることになる。これら2つの出力S9、S10は、ともに位相弁別回路21に与えられる。ここで、出力S9はD型フリップフロップ21AのD入力端子に、出力S10はD型フリップフロップ21Aのクロック入力端子に与えられる。
【0064】
ここで、クロック入力端子に与えられる出力S10が立ち上がるタイミングは、前述のように、出力S9が立ち上がるタイミングよりも前であるため、位相弁別回路21からはやはり「L」レベルの出力S12が制御回路2に出力される。
【0065】
このように、位相弁別回路20及び21の出力S11、S12が共に「L」レベルとなるのが、通常動作時であり、この入力結果を基に制御回路2は、比誘電率の高い物体がパワーウインドウガラス上縁付近又はウインドウ枠の上縁付近に存在しないことを確認する。
【0066】
なお、切替制御信号S2が「L」レベルのまま出力パルスS1が「L」レベルに立ち下がると、切替制御回路22は、インバータ回路を用いて容量センサ11、12に蓄積された電荷を放電制御し、可変遅延回路16、17による次の検出動作に移るための準備状態に入る。
【0067】
(b)容量センサ12の近傍に比誘電率の高い物体が接近した時の動作
続いて、容量センサ12の近傍に比誘電率の高い物体が接近した時の動作を、図7を用いて説明する。なお、当該場合の動作は、図7のうち右半分部分の信号波形が相当する。また、この場合も基本的な動作については通常動作時と同様であり、切替制御信号S2によって容量センサ11、12に接続される可変遅延回路の対が交番で切り替えられ、それぞれ出力パルスS1が「H」レベルのときに位相関係の検出が行われる。
【0068】
違いは、比誘電率の高い物体が接近したことによって容量センサ12の静電容量が大きくなり、可変遅延回路17側の積分時間(遅延量)と可変遅延回路16側の積分時間(遅延量)との間に逆転現象が生じることである。すなわち、図7(C)、(D)のようになる。
【0069】
この結果、図7(G)、(H)に示すように、可変遅延回路17側のシュミットトリガ17Bの出力S8は、可変遅延回路16側のシュミットトリガ16Bの出力S7に比べ位相が僅かながら遅れることになり、クロック入力端子に与えられる出力S8が立ち上がりタイミングで、先に立ち上がった出力S7がラッチされ、位相弁別回路20からは「H」レベルの出力S11が制御回路2に出力される状態になる。
【0070】
一方、可変遅延回路18側の積分時間(遅延量)と可変遅延回路19側の積分時間(遅延量)との関係については、容量センサ12が可変遅延回路18側に接続されているため、むしろ積分時間(遅延量)の差は拡大する。すなわち、図7(E)、(F)のようになる。従って、位相弁別回路21からは、通常動作時と同様、「L」レベルの出力S12が制御回路2に出力される状態になる。
【0071】
このように、位相弁別回路20の出力S11が「H」レベルであり、かつ、位相弁別回路21の出力S12が「L」レベルのとき、制御回路2は、パワーウインドウガラス上縁付近又はウインドウ枠の上縁付近のうち容量センサ12の近傍に比誘電率の高い物体が存在することを確認する。なお、制御回路2は、当該確認の後、当該物体の挟み込み回避をパワーウインドウ駆動回路4に命じることになる。
【0072】
(c)容量センサ11の近傍に比誘電率の高い物体が接近した時の動作
一方、容量センサ11の近傍に比誘電率の高い物体が接近した時の動作を、図8を用いて説明する。なお、当該場合の動作は、図8のうち右半分部分の信号波形が相当する。また、この場合も基本的な動作については通常動作時と同様である。
【0073】
違いは、比誘電率の高い物体が接近したことによって容量センサ11の静電容量が大きくなり、可変遅延回路19側の積分時間(遅延量)と可変遅延回路18側の積分時間(遅延量)との間に逆転現象が生じることである。すなわち、図7(E)、(F)のようになる。
【0074】
この結果、図7(I)、(J)に示すように、可変遅延回路19側のシュミットトリガ19Bの出力S10は、可変遅延回路18側のシュミットトリガ18Bの出力S9に比べ位相が僅かながら遅れることになり、クロック入力端子に与えられる出力S10が立ち上がりタイミングで、先に立ち上がった出力S9がラッチされ、位相弁別回路21からは「H」レベルの出力S12が制御回路2に出力される状態になる。
【0075】
一方、可変遅延回路16側の積分時間(遅延量)と可変遅延回路17側の積分時間(遅延量)との関係については、容量センサ11が可変遅延回路16側に接続されているため、むしろ積分時間(遅延量)の差は拡大する。すなわち、図7(C)、(D)のようになる。従って、位相弁別回路20からは、通常動作時と同様、「L」レベルの出力S11が制御回路2に出力される状態になる。
【0076】
このように、位相弁別回路20の出力S11が「L」レベルであり、かつ、位相弁別回路21の出力S12が「H」レベルのとき、制御回路2は、パワーウインドウガラス上縁付近又はウインドウ枠の上縁付近のうち容量センサ11の近傍に比誘電率の高い物体が存在することを確認する。なお、制御回路2は、当該確認の後、当該物体の挟み込み回避をパワーウインドウ駆動回路4に命じることになる。
【0077】
なお、位相弁別回路20及び21の出力S11、S12が共に「H」レベルのとき、制御回路2は、比誘電率の高い物体がパワーウインドウガラス上縁付近又はウインドウ枠の上縁付近に存在するとして、やはり当該物体の挟み込み回避をパワーウインドウ駆動回路4に命じることになる。
【0078】
(d)自動調整(トリミング)動作
以上が、対をなす可変遅延回路16、17間及び可変遅延回路18、19間における積分時間(遅延量)が適切な状態に保たれている場合の動作内容である。しかし、製造直後やセッティング直後における可変遅延回路16、17間及び可変遅延回路18、19間の相対的な積分時間(遅延量)は、部品定数のバラツキ等の影響で最適な状態になっていない。このため、従来は、一台一台個別に相対的な積分時間(遅延量)を調整(トリミング)する必要があった。
【0079】
また、当初は最適な状態に調整されていても、部品には経年変化や環境変化(温度、湿度等)の影響があり、安全装置を構成する部品の特性や定数がドリフトして相対的な積分時間(遅延量)の関係が変化してしまう。この結果、検出感度が低下するおそれが生じる。
【0080】
そこで、本実施形態における安全装置では、位相遅延型静電容量センサ1に生じる相対的な積分時間(遅延量)のずれを制御回路2によって監視し、安全装置としての動作を開始する前に自動的にずれ量の補正を実行する。
【0081】
このため、制御回路2は、パルス発生回路13の出力パルスS1を信号線aを介して直接入力し、当該asigの立ち上がりタイミングを検出することにより、可変遅延回路16、17及び18、19の積分時間(遅延量)の計測開始のスタートタイミングとする。
【0082】
また、制御回路2は、可変遅延回路16、17及び18、19の各遅延出力S7、S8及びS9、S10を分岐して入力し、スタートタイミングからのそれぞれの遅延時間の差(位相差)を弁別するための検出対象とする(bsig及びcsig)。
【0083】
さらに、制御回路2は、位相弁別回路20、21の出力S11、S12も検出出力dとして割込入力端子に入力(ipt)し、その割込処理の中で本来のセンサ出力の判定処理を実行する。
【0084】
以下、安全装置の自動調整(トリミング)動作を、図9、図10に示すフローチャートに従って説明する。なお、当該処理動作は、制御回路2にて実行される。制御回路2は、パワーオンリセット時に当該プログラムを読み込んで処理を開始する。
【0085】
まず、制御回路2は、ステップS1において各種の設定を初期設定し、続くステップS2において、電子ボリウムを予め定められている初期位置に設定制御する。かかる設定動作後、制御回路2は、信号線aに現れる信号波形の変化より、パルス発生回路13の出力パルスS1が「L」から「H」に立ち上がるタイミングを検出する。具体的には、ステップS3の実行時に出力パルスS1が「L」から「H」に立ち上がるかの判定を行う。
【0086】
ここで、制御回路2は、肯定結果が得られた場合、ステップS4に進んで遅延タイマをスタートさせる。これに対し、制御回路2は、否定結果が得られた場合、ステップS5に進んで信号線cに現れる信号(可変遅延回路16及び17について相対関係を調整する場合には可変遅延回路17の出力S8、可変遅延回路18及び19について相対関係を調整する場合には可変遅延回路19の出力S10)が「H」レベルか否か判定する。この判定は、現判定タイミングが、出力パルスS1の立ち上がりタイミングに対して前か後かを判定するために行われる。
【0087】
すなわち、肯定結果が得られた場合には、出力パルスS1の立ち上がり後であって、既に遅延タイマがスタートしている状態であることを判定できるのに対し、否定結果が得られた場合には、出力パルスS1の立ち上がり前であって、未だ遅延タイマがスタートしていない状態であることが判定できる。
【0088】
ここでは、ステップS5で否定結果が得られたものとする。この場合は、未だ所定の計測タイミングが到来していないことを意味するので、制御回路2は、ステップS6にて回路内に内蔵されている遅延タイマの値をクリアしてから前述のステップS3に戻り、前述の動作を実行する。
【0089】
さて、所定の計測タイミングが到来し(出力パルスS1が「L」から「H」に立ち上がり)、遅延タイマの計測が開始すると、制御回路2はステップ7に進み、現タイミングが信号線bに現れる信号波形が「L」から「H」に立ち上がるタイミングか否かを判定する。
【0090】
ここで、制御回路2は、肯定結果が得られた場合、ステップS8に進んで出力パルスS1の立ち上がりから信号線bに現れる信号波形(可変遅延回路16及び17について相対関係を調整する場合には可変遅延回路16の出力S7、可変遅延回路18及び19について相対関係を調整する場合には可変遅延回路18の出力S9)が「L」から「H」に立ち上がるまでに要した遅延時間Tabを計算する。
【0091】
制御回路2は、ステップS7で否定結果を得た場合又はステップS8の計算が終了した場合、ステップS9に進み、前述ステップS7の場合と同様に、現タイミングが信号線cに現れる信号波形が「L」から「H」に立ち上がるタイミングか否かを判定する。
【0092】
そして、制御回路2は、肯定結果が得られた場合、ステップS10に進んで出力パルスS1の立ち上がりから信号線cに現れる信号波形(可変遅延回路16及び17について相対関係を調整する場合には可変遅延回路17の出力S8、可変遅延回路18及び19について相対関係を調整する場合には可変遅延回路19の出力S10)が「L」から「H」に立ち上がるまでに要した遅延時間Tacを計算する。
【0093】
なお、これら信号線b及びcに現れる信号波形の立ち上がりの検出処理は、どちらが先であっても良く、両方の遅延出力(立ち上がり)を認識するまで監視を継続する。
【0094】
上述のように、ステップS9で否定結果を得た場合又はステップ10の計算処理を終了した場合、制御回路2は、ステップS11に進み、信号線bの信号レベル及び信号線cの信号レベルの両方が「H」レベルか判定する。これは、遅延時間TabとTacの計測が共に終了したかを判定する処理である。
【0095】
ここで、制御回路2は、否定結果が得られた場合には、再びステップS3の処理に戻って、遅延時間Tab及びTacの双方が求められるまで前述の処理を繰り返す。
【0096】
やがて、ステップS11において肯定結果が得られ、現調整対象である一対の可変調整回路16、17又は18、19についての遅延時間Tab及びTacの双方が求められたことが確認されると、制御回路2はステップS12に進んで遅延タイマをクリアした後、各遅延時間Tab及びTacの時間差をTbcとして計算する。なお、計算結果は、制御回路2によってデータメモリにセーブされる。
【0097】
このように時間差Tbcが計算されると、制御回路2は、ノイズ等の影響による当該時間差のバラツキ誤差を押さえるため、ステップS14において、当該時間差Tbcがn回計算されたか否かを判定する。そして、当該ステップS14で否定結果が得られる場合、制御回路2は、再びステップS3からの処理を実行するための帰還ループに入るべく、ステップS16に移行し、帰還タイミングの調整を行う。
【0098】
すなわち、ステップS16にて、制御回路2は、遅延時間Tab、Tacの計測に適したタイミングになるまで(出力パルスS1が「L」レベルとなるまで)ステップS3への帰還タイミングを待機する。
【0099】
やがて、n個の時間差Tbcが計算され、ステップS14で肯定結果が得られると、制御回路2は、ステップS15に進み、これらn個の時間差Tbc1〜Tbcnの平均値Tbc(av)を計算する。これらの波形関係を図11に示す。
【0100】
このように、時間差の平均値Tbc(av)が求まると、制御回路2は、計算された平均値Tbc(av)の値に基づいて、遅延量調整回路14における遅延時間の調整量が適切か否か、不適切な場合にはどちらの方向にどれだけ電子ボリウム14A又は15Aを変位すべきかを判定する。
【0101】
ここでの判断の内容と電子ボリウム14A又は15Aへの補正動作は、計算された平均値Tbc(av)の値に応じて、下記のように分類される。なお、この関係を図12に示す。
【0102】
(1) Tbc(av)≦0のとき
→(+)方向へ2ステップ補正
(2) 0<Tbc(av)≦目標領域下限値のとき
→(+)方向へ1ステップ補正
(3) 目標領域下限値<Tbc(av)≦目標領域上限値のとき
→補正なし
(4) 目標領域上限値<Tbc(av)≦目標領域オーバ1値のとき
→(−)方向へ1ステップ補正
(5)目標領域オーバ1値<Tbc(av)≦目標領域オーバ2値のとき
→(−)方向へ2ステップ補正
制御回路2によるかかる補正動作は、図12からも判るように、Tbc(av)を常に目標領域内に保つように作用するフィードバック制御であり、しかも1組と目標領域とのはずれ量を計算した上で、はずれ量が大きくなるに従って迅速に目標領域内にフィードバックするように、はずれ量の程度に応じてフィードバックの強さを変えるように働く。また、制御回路2によるかかる補正動作は、フィードバック制御のレスポンス速度を検出対象物質の接近速度に対して十分遅くする。
【0103】
なお、制御回路2は、前述の処理をステップS17〜S24の処理として実行するが、当該処理を常時行うのではなく、ステップS25の判定により、一定時間毎定期的に実行する。以上により、実際に比誘電率の大きな物体の接近があった場合には、当該補正制御に影響を受けることなく、高感度にその接近を検出することができる。
【0104】
(B−3)実施形態例における効果
以上のように、位相遅延型静電容量センサ1の構成を上述の構成とすることにより、位相遅延型静電容量センサ1を構成する部品の特性のバラツキや経年変化、環境変化等に対して人手による感度調整(トリミング)を不要とでき、しかも安定かつ高い検出感度を有する、メンテナンスフリーの位相遅延型静電容量センサを実現できる。
【0105】
また、容量センサ11及び12をパワーウインドウのウインドウ枠又はウインドウガラス上縁部に配設し、ウインドウガラスの(自動)閉動作中における容量センサ11及び12の静電容量の変化を検出することで人体等の比誘電率の高い物体の挟み込み防止機能を備えた電動式パワーウインドウ装置の安全装置に、電子ボリウム14A及び15Aを採用した前述の位相遅延型静電容量センサ1を適用したことにより、経年変化や環境変化にかかわらず、常に高感度かつ安定した挟み込み防止の検出を実現できる。かくして、より安全性の高いパワーウインドウ装置を実現できる。
【0106】
(C)安全装置の第2の実施形態例
以下、位相遅延型静電容量センサ1'と制御回路2'で構成される安全装置の第2の実施形態例を説明する。
【0107】
(C−1)安全装置の構成
図13に、第2の実施形態に係る安全装置の機能ブロック構成例を示す。なお、図13は、図1と同一部分に同一符号を、対応部分に対応符号を付して示したものである。本実施形態に係る安全装置は、容量センサ11、12と、パルス発生回路13'と、可変遅延回路16、17、18、19と、位相弁別回路20、21と、切替制御回路22と、切替回路23、24と、分周回路25と、オフセット調整回路26、27と、スイッチ制御回路28と、スイッチ回路29、30、31、32と、制御回路2'とで構成される。
【0108】
以下、第1の実施形態と異なる構成要素についてのみ個別に説明する。
【0109】
(a)パルス発生回路13'
パルス発生回路13'は、図14に示すように、その基本構成は第1の実施形態で説明したパルス発生回路13と同様の構成でなる。違いは、パルス発生回路13から出力されるパルスの周波数に対し、1000倍以上の高周波パルスを生起する点である。
【0110】
(b)分周回路25
分周回路25は、パルス発生回路13'の出力パルスS11(図15(A))を入力し、第1の実施形態例で説明したパルス発生回路13の出力パルスと同等の周波数を有する分周パルスS16(図15(F))をその出力とする回路である。なお、分周回路25は、分周過程の中間パルス(2分周、4分周、8分周)S12(図15(B))、S13(図15(C))、S14(図15(D))を、出力端子Q1、Q2、Q3の各端子より出力するように構成されている。
【0111】
(c)オフセット調整回路26、27
オフセット調整回路26、27は、対をなす可変遅延回路16、17間及び可変遅延回路18、19間における積分時間(遅延量)のオフセット分を調整するために設けられている手段であって、その内部は一般的な可変抵抗26A、27Aから構成される。
【0112】
なお、オフセット調整回路26、27は、第1の実施形態における遅延量調整回路14、15に対応するものであり、経年変化や環境変化に対する安定性を高める上では、第1の実施形態例で説明した遅延量調整回路14、15を適用することが望ましい。
【0113】
(d)スイッチ制御回路28
スイッチ制御回路28は、分周回路25が分周過程で生成する中間パルスS12、S13、S14を入力し、スイッチ回路29、30、31、32をオンオフ制御する制御パルスS15(図15(E))を生成する回路である。この実施形態の場合、スイッチ制御回路28は、論理積(アンド)回路28Aで構成されている。従って、スイッチ制御回路28から出力される制御パルスS15は、出力パルスS11のパルスが8回立ち上がるたびに1回の割合で「H」レベルに立ち上がる。
【0114】
(e)スイッチ回路29、30、31、32
スイッチ回路29、30、31、32は、前述の制御パルスS15を入力し、制御パルスS15が「H」レベルの間だけ、スイッチを閉動作する手段である。すなわち、出力パルスS11の8パルスに1回、分周パルスS16を可変遅延回路16、17、18、19に印加する構成でなる。このため、可変遅延回路16、17、18、19を構成する積分回路の出力波形は、図15(H)のような階段波形となる。
【0115】
(C−2)安全装置の動作
続いて、本実施形態に係る安全装置の動作を、各状態ごと場合分けして説明する。
【0116】
(a)通常時の動作
まず、図16及び図17を用い、容量センサ11及び12のいずれの近傍にも比誘電率の高い物体が存在しない場合の動作を説明する。なお、対をなす可変遅延回路16、17間における積分時間(遅延量)はオフセット調整回路26によって適切な状態に調整されているものとする。同様に、対をなす可変遅延回路18、19間における積分時間(遅延量)もオフセット調整回路27によって適切な状態に調整されているものとする。
【0117】
さて、本実施形態におけるパルス発生回路13'であるが、当該回路を構成するコンデンサ13C'及び抵抗13B'は、第1の実施形態におけるパルス発生回路13を構成するコンデンサ13C及び抵抗13Bに比べて十分小さい値に定められている。このため、パルス発生回路13'から出力される出力パルスS11のパルス周期は、パルス発生回路13のそれに比べて1000倍以上の高周波出力となる。
【0118】
かかる高周波出力パルスS11が分周回路25に入力される。分周回路25は多段フリップフロップ回路構成でなり、第1の実施形態例におけるパルス発生回路13の出力パルスとほぼ同等の低周波まで分周した分周パルスS16を、オフセット調整回路26及び27並びに切替制御回路22に与える。
【0119】
ここで、切替制御回路22は、第1の実施形態例の場合と同様に動作し、分周パルスS16を1/2分周した切替制御信号S17を切替回路23、24に与える。かくして、分周パルスS16の立ち上がりタイミングで図16及び図17に示すように切替制御回路22の切替制御信号S17が「H」レベルの期間、切替回路23、24のアナログスイッチ23A、24Aが閉動作し、容量センサ11、12を可変遅延回路16、17に接続する。
【0120】
従って、本実施形態の場合にも、分周パルスS16が「H」レベルである間、図16(C)、(D)や図17(C)、(D)に示すように、可変遅延回路16、17の各遅延回路の出力S18、S19は積分時間(遅延量)に応じた波形で立ち上がることになり、その立ち上がり位相のわずかな違いが位相弁別回路20にて検出されることになる。
【0121】
ただし、本実施形態例の場合には、図15を用いて説明したように、可変遅延回路16、17に対する分周パルスS16の印加は、パルス発生回路13'の高周波出力パルスS11の8周期に1回だけの間欠的なものとなる。
【0122】
このため、本実施形態における可変遅延回路16、17の積分波形は、図15(H)に示すように、スイッチ制御回路28の間欠的な制御パルスS15が付勢されている時には充電特性を示す一方、スイッチ制御回路28の間欠的な制御パルスS15が付勢されていない時には充電ホールド状態を維持するように積分特性が変化する。
【0123】
このことは、従来のようにスイッチ制御をしない場合における可変遅延回路16、17の積分時間軸(図15(G))を8倍に拡伸したことに相当し、従来回路における可変遅延回路16、17のわずかな遅延出力タイミングの違いを8倍に拡大して位相関係の検出を行うことが可能となる。すなわち、検出感度を向上することができる。なおこのことは、従来回路における可変遅延回路16、17の積分時定数を8倍にしたことと同等の効果を上げたことになる。
【0124】
かくして、位相弁別回路20からは、8倍の精度にて可変遅延回路16、17の各出力の位相関係が弁別され、この場合には「L」レベルの出力S26が制御回路2に出力されることになる。
【0125】
なお、切替制御信号S2が「H」レベルのまま出力パルスS1が「L」レベルに立ち下がると、切替制御回路22によって容量センサ11、12に蓄積された電荷は放電され、可変遅延回路18、19による次の検出動作に移ることになる。
【0126】
次に、分周パルスS16が再び立ち上がると、今度は、切替制御信号S17が「L」レベルに切り替わり、容量センサ11、12は可変遅延回路19、18に接続される状態に切り替わる。この後の動作は、図16(E)、(F)や図17(E)、(F)に示すように、可変遅延回路19、18に現れる積分波形が階段状となることを除いて第1の実施形態と同じようになる。
【0127】
(b)容量センサ12の近傍に比誘電率の高い物体が接近した時の動作
この場合は、図16のうち右半分部分の信号波形に示すように、比誘電率の高い物体が接近したことによって容量センサ12の静電容量が大きくなり、可変遅延回路17側の積分時間(遅延量)と可変遅延回路16側の積分時間(遅延量)との間に逆転現象が生じる一方、可変遅延回路19側の積分時間(遅延量)と可変遅延回路18側の積分時間(遅延量)については積分時間差が一層拡大する現象が生じる。
【0128】
そして、本実施形態例では、この可変遅延回路17側の積分時間(遅延量)と可変遅延回路16側の積分時間(遅延量)との間の逆転現象を従来回路の8倍の精度で検出することになる。
【0129】
この結果、制御回路2は、パワーウインドウガラス上縁付近又はウインドウ枠の上縁付近のうち容量センサ12の近傍に比誘電率の高い物体が存在することを確認し、当該物体の挟み込み回避をパワーウインドウ駆動回路4に命じることになる。
【0130】
(c)容量センサ11の近傍に比誘電率の高い物体が接近した時の動作
この場合は、図17のうち右半分部分の信号波形に示すように、比誘電率の高い物体が接近したことによって容量センサ11の静電容量が大きくなり、可変遅延回路19側の積分時間(遅延量)と可変遅延回路18側の積分時間(遅延量)との間に逆転現象が生じる一方、可変遅延回路16側の積分時間(遅延量)と可変遅延回路17側の積分時間(遅延量)については積分時間差が一層拡大する現象が生じる。
【0131】
そして、本実施形態例では、この可変遅延回路19側の積分時間(遅延量)と可変遅延回路18側の積分時間(遅延量)との間の逆転現象を従来回路の8倍の精度で検出することになる。
【0132】
この結果、制御回路2は、パワーウインドウガラス上縁付近又はウインドウ枠の上縁付近のうち容量センサ11の近傍に比誘電率の高い物体が存在することを確認し、当該物体の挟み込み回避をパワーウインドウ駆動回路4に命じることになる。
【0133】
(C−3)実施形態例における効果
以上のように、位相遅延型静電容量センサ1'の構成を上述の構成とすることにより、従来に比べて検出感度の非常に高い位相遅延形静電容量式センサを実現できることになる。
【0134】
また、容量センサ11及び12をパワーウインドウのウインドウ枠又はウインドウガラス上縁部に配設し、ウインドウガラスの(自動)閉動作中における容量センサ11及び12の静電容量の変化を検出することで人体等の比誘電率の高い物体の挟み込み防止機能を備えた電動式パワーウインドウ装置の安全装置に、前述の位相遅延型静電容量センサ1を適用したことにより、高感度かつ安定した挟み込み防止の検出を実現できる。かくして、より安全性の高いパワーウインドウ装置を実現できる。
【0135】
(D)他の実施形態
上述の第1及び第2の実施形態例におけるいては、容量センサを2つ用いる場合について述べたが、3つ以上用いる場合にも適用し得る。
【0136】
上述の第2の実施形態例においては、パルス発生回路13'における出力パルスの周波数を第1の実施形態例におけるパルス発生回路13の出力パルスに対し1000倍以上とするものとしたが、必要に応じてより倍率の小さいものを用いても良い。
【0137】
上述の第2の実施形態例においては、分周回路25からスイッチ制御回路28に対して出力する中間パルスを、2分周、4分周、8分周の3種類の信号とする場合について述べたが、16分周以上の中間パルスを与えるようにしても良い。また、中間パルスの組み合せについても自由に選定し得る。
【0138】
上述の第1及び第2の実施形態においては、容量センサ11への比誘電率の高い物体の接近検出用及び容量センサ12への比誘電率の高い物体の接近検出用として2系統の処理回路(遅延量調整回路、可変遅延回路、位相弁別回路(第1の実施形態)、オフセット調整回路、スイッチ回路、可変遅延回路、位相弁別回路(第2の実施形態))を用意する場合について述べたが、かかる処理回路としては1系統のみを用意し、容量センサ11及び12のかかる処理回路への接続関係を交番で切り替えるようにしても良い。
【0139】
上述の第1及び第2の実施形態例においては、位相遅延型静電容量センサ1又は1'をパワーウインドウの安全装置に適用する場合について述べたが、適用装置はこれに限らず、各種開閉(スライド動作を含む。)機構を備える装置における安全装置に広く適用できる。
【0140】
上述の第2の実施形態の説明中においても述べたが、第1の実施形態における自動調整(トリミング)機能を第2の実施形態と組み合せた構成とすれば、経年変化や環境変化に対して安定で、かつ、検出感度の非常に高い安全性の高い安全装置(位相遅延型静電容量センサ装置)を実現できる。
【0141】
【発明の効果】
(A)上述のように請求項1に記載の発明によれば、電極近傍空間の静電特性の変化を電気信号の位相変化として検出する位相遅延型の静電容量センサ装置において、電気的制御信号によって可変抵抗手段の可変端子の抵抗タップ位置を制御可能とし、制御回路によって、第1及び第2の可変遅延回路を構成する積分回路の積分時間を制御可能な構成としたのに加え、第1及び第2の可変遅延回路への分周パルスの印加を第1及び第2のスイッチ回路によって高頻度で接断できるようにしたことにより、経年変化や環境変化の影響によらず常に、第1及び第2の可変遅延回路の相対的な位相関係を最適な状態に維持することができると共に、積分時間に要する時間を数倍に拡大して検出感度を向上させることができる。
【0142】
(B)また、上述のように請求項2に記載の発明によれば、請求項1に記載の発明における制御手段として、第1及び第2の可変遅延回路から出力される各位相遅れタイミングパルスを入力し、その遅延時間差に基づいて可変抵抗手段の可変端子の抵抗タップ位置を切り替え制御するものを用いることにより、経年変化や環境変化の影響によって第1及び第2の可変遅延回路に生じる遅延時間差の相対変化を確実に打ち消すことができる。
【0143】
(C)また、請求項3に記載の発明によれば、請求項2に記載の発明における制御手段として、遅延時間差を一定時間毎計測し、当該遅延時間差が目標範囲に入るようにフィードバック制御するものを用いることにより、相対的な遅延時間差を常に一定に保つことができる。
【0144】
(D)また、請求項4に記載の発明によれば、請求項3に記載の発明における制御手段として、遅延時間差の目標範囲に対する隔たりが大きい場合、可変抵抗手段に指示する抵抗タップ位置の変位量を大きくし、遅延時間差の目標範囲に対する隔たりが小さい場合、可変抵抗手段に指示する抵抗タップ位置の変位量を小さくするものを用いることにより、遅延時間差を短時間のうちに目標範囲内に修正可能とできる。
【0145】
(E)また、上述のように請求項5に記載の発明によれば、電極近傍空間の静電特性の変化を電気信号の位相変化として検出する位相遅延型の静電容量センサ装置において、第1及び第2の可変遅延回路への分周パルスの印加を第1及び第2のスイッチ回路によって高頻度で接断できるようにしたことにより、積分時間に要する時間を数倍に拡大でき、その分、検出感度を向上させることができる。
【0146】
(F)また、上述のように請求項6に記載の発明によれば、電気的にウインドウガラスを開閉駆動する電動式パワーウインドウ装置に搭載され、前記ウインドウガラス閉動作時における異物の挟み込みを防止する安全装置において、請求項1〜5のいずれかに記載の静電容量センサ装置を検知手段として備えることにより、検出感度が高く信頼性に優れた安全性の高い電動式パワーウインドウ装置の安全装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 電動式パワーウインドウ装置の安全装置(第1の実施形態)を示す機能ブロック図である。
【図2】 電動式パワーウインドウ装置の概略構成を示す機能ブロック図である。
【図3】 容量センサのパワーウインドウへの取り付け例(その1)を示す図である。
【図4】 容量センサのパワーウインドウへの取り付け例(その2)を示す図である。
【図5】 電動式パワーウインドウ装置の安全装置(第1の実施形態)を示す回路構成図である。
【図6】 遅延量調整回路とその周辺回路の回路構成図である。
【図7】 通常時及び容量センサ12に比誘電率の高い物体が接近した時の信号波形を示す図である。
【図8】 通常時及び容量センサ11に比誘電率の高い物体が接近した時の信号波形を示す図である。
【図9】 自動調整(トリミング)動作実行プログラムを示すフローチャート図(その1)である。
【図10】 自動調整(トリミング)動作実行プログラムを示すフローチャート図(その2)である。
【図11】 オフセット量の調整原理を示す図である。
【図12】 検出量と調整量との関係を表した図である。
【図13】 電動式パワーウインドウ装置の安全装置(第2の実施形態)を示す機能ブロック図である。
【図14】 電動式パワーウインドウ装置の安全装置(第2の実施形態)を示す回路構成図である。
【図15】 パルス発生回路の出力パルスと各部の信号波形の関係を示す図である。
【図16】 通常時及び容量センサ12に比誘電率の高い物体が接近した時の信号波形を示す図である。
【図17】 通常時及び容量センサ11に比誘電率の高い物体が接近した時の信号波形を示す図である。
【符号の説明】
1、1'…位相遅延型静電容量センサ、2、2'…制御回路、3…パワーウインドウスイッチ(SW)操作部3、4…パワーウインドウ駆動回路、5…モータ、11、12…容量センサ、13、13'…パルス発生回路、14、15…遅延量調整回路、16、17、18、19…可変遅延回路、20、21…位相弁別回路、22…切替制御回路、23、24…切替回路、25…分周回路、26、27…オフセット調整回路、28…スイッチ制御回路、29、30、31、32…スイッチ回路。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present inventionCapacitance sensor device andThe present invention relates to a safety device for an electric power window device (a device for preventing a human body or the like from being caught).
[0002]
[Prior art]
A safety device for an electric power window device is a part of a human body such as a finger, arm or head when a window glass is closed. A window frame (in a so-called sashless door vehicle without a window frame) Various systems have been disclosed so far for the purpose of realizing a pinching prevention function for preventing an accident that is pinched between a window glass and a vehicle interior roof portion close to the upper edge portion.
[0003]
These disclosed methods can be broadly divided in principle.
(1)A type that monitors the drive current of a power window motor and detects an abnormal current waveform (occurrence of an overload current in the normal operating range) when pinching occurs and cancels the operation of the motor
(2)A type that monitors the rotation state of a power window motor as a pulse train, detects rotation pulse abnormality (occurrence of pulse train abnormality in the normal operation range) when pinching occurs, and cancels the operation of the motor
(3)A touch sensor is provided in the glass run channel part of the window frame that touches the upper edge of the window glass. When the window glass is closed, the touch sensor detects that a part of the human body such as a finger, arm, or head has been pinched. Type that cancels the operation of the motor
(4)A type in which a touch sensor is provided at the upper edge of the window glass, and the operation of the motor is canceled by detecting that a part of a human body such as a finger, arm, or head touches the touch sensor when the window glass is closed.
Etc.
[0004]
As specific disclosure examples,(1)No. 6-335284, the above type(2)The type of this is disclosed in JP-A-5-321530, the above(3)No. 61-104221, the aforementioned type(4)Examples of this type include JP-A-60-119883.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, among conventional safety devices,(1)When(2)In all of these types, a part of the human body such as fingers, arms, and heads is actually sandwiched between the window frame and the window glass, and the power window motor is not overloaded, and it is compressed. Because there is a response delay that cannot be removed, such as the operation delay of the relay that makes the motor differential, the inertia of the motor, the power supply voltage dependency of the motor output, etc. It was inevitable to give pain and discomfort to the person who was caught, and it was difficult to achieve its purpose completely as a safety device.
[0006]
Plus this(1)When(2)When applying this type to various mass-produced vehicles, the load conditions on the motor are not the same due to differences in the size of the window, installation, etc., depending on the vehicle model. Evaluation or simulation is necessary, and much effort is required for development.
[0007]
Also,(3)This type performs safety control by touching the touch sensor arranged in the window frame.If the contact to the touch sensor is actually sandwiched, the side visor is provided. , Before the contacted part touches the touch sensor of the window frame, it is strongly sandwiched by the side visor,(1)And(2)As in the case of this type, there is a possibility that it may be painful to a person who is caught before the safety operation functions, and it is not always sufficient as a safety device.
[0008]
In particular,(3)In the disclosed example of this type, a capacitance type sensor is configured by embedding a conductive material in a glass run, and the sensor detects contact of a human body or the like and cancels the operation of the motor. The structure of the glass run is complicated and expensive, and the capacitive sensor disclosed here is used for capacitance detection.oscillationAnd fundamental frequencyoscillationTwo of the vesseloscillationBecause of the structure that detects the difference in frequencyoscillationVesseloscillationDue to frequency variation, temperature characteristics, and glass run material changes due to aging, electrostatic capacity drift due to cracks, etc., resulting in stable operation.LackIt was a thing.
[0009]
Also,(4)This type performs safety control by touching the touch sensor installed at the upper edge of the window glass,(1),(2)as well as(3)Compared to this type, it is suitable as a safety device. However, the touch sensor has a structure in which an electrode is baked on the upper edge of the window glass, a pressure conductive rubber is disposed on the electrode, and further, these are sealed and coated with a transparent silicon rubber. And the formation thereof is complicated, and glass coating wiring is also required for taking out the sensor output.
[0010]
further,(4)This type requires a plurality of touch sensors to be arranged along the upper edge of the window glass in order to make the detection area of the touch sensor correspond to the entire upper edge where the window glass is expected to be sandwiched. It was also something that took.
[0011]
The present invention has been made in consideration of such technical problems. During the closing operation of the window glass, the window frame (the upper edge of the window when fully closed in a so-called sashless door vehicle without a window frame) is disclosed. When the proximity of a conductive object such as a human body is detected in the vicinity of the roof of the vehicle interior near the door window or the door window glass itself, the operation of the power window motor is performed without contact (before actually being pinched) The purpose of this invention is to realize a safety device that can be applied to all vehicle types that is inexpensive, stable, highly sensitive, and capable of mass production.Another object is to realize a sensor device suitable for such a safety device.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
(A) In order to solve this problem, the invention described in
[0013]
That is, (1) two pairs of electrodes arranged in the vicinity of the observation region, (2) a pulse generation circuit that generates a reference pulse, (3) a frequency dividing circuit that divides and outputs the reference pulse, and (4 ) Divide by divider circuitpulseThe resistance tap position of the variable terminal that inputs the signal can be displaced in an analog or digital manner by applying an electrical control signal, and the reference pulse input to the variable terminal can be branched and output to the two fixed terminals. Resistance means, (5) a switch control circuit that receives an intermediate pulse generated in the frequency dividing process of the frequency dividing circuit and generates a switch control signal based on the intermediate pulse, and (6) a switch based on the switch control signal. Dividing the element with high frequency and input from the divider circuitpulseThe first and second switch circuits for controlling the application to the subsequent stage circuit; and (7) one pair of electrodes to be connected among the two pairs of electrodes, and the first and second switch circuits. One of the two fixed terminals of the variable resistance means, and an integration circuit constituted by a resistance component between the fixed terminal to be connected and the variable terminal.Frequency division generated by the frequency dividerFirst and second variable delay circuits that integrate pulses and output phase delay timing pulses; and (8) relative changes in the phase relationship of the phase delay timing pulses output from the first and second variable delay circuits. And (9) a control means for outputting an electrical control signal for controlling the resistance tap position of the variable terminal of the variable resistance means.
[0014]
Thus, the claim1In the invention described in (1), an integration circuit (a pair of electrodes) that makes it possible to control the resistance tap position of the variable terminal of the variable resistance means by means of an electrical control signal and constitutes the first and second variable delay circuits by the control circuit. The integration time (determined by the capacitance value and the resistance value) can be controlled, and the influence of aging and environmental changes can be achieved. Regardless of this, the relative phase relationship between the first and second variable delay circuits can always be maintained in an optimum state, and the frequency is divided into the first and second variable delay circuits.pulseCan be disconnected frequently by the first and second switch circuits, the time required for the integration time can be increased several times, and the detection sensitivity can be improved accordingly. Thus, it is possible to always detect a change in electrostatic characteristics occurring in the space near the pair of electrodes with high detection sensitivity.
[0015]
(B) The claim1The control means in the described invention inputs each phase delay timing pulse output from the first and second variable delay circuits, and switches and controls the resistance tap position of the variable terminal of the variable resistance means based on the delay time difference. It is desirable to be a thing.
[0016]
(CIn addition, it is further preferable that the control means in the invention described in
[0017]
(DIn addition, the control means according to the invention of
[0018]
(EAnd claims5In the invention described in 1), the following means is provided in the phase-delay type capacitance sensor device that detects the change in the electrostatic characteristics in the space near the electrode as the phase change of the electric signal.
[0019]
That is, (1) two pairs of electrodes arranged in the vicinity of the observation region, (2) a pulse generation circuit that generates a reference pulse, (3) a frequency dividing circuit that divides and outputs the reference pulse, and (4 ) A switch control circuit that generates a switch control signal based on the intermediate pulse generated in the frequency dividing process of the frequency divider, and (5) a switch element is frequently connected based on the switch control signal. Divided by frequency divider circuitpulseFirst and second switch circuits for controlling application to the subsequent stage circuit, (6) one pair of electrodes connected among the two pairs of electrodes, and a corresponding output among the first and second switch circuits First and second variable delay circuits that integrate a frequency-divided pulse generated by the frequency divider circuit by an integrating circuit composed of a resistance component connected to the output signal and output a phase delay timing pulse; (7) A phase discriminating circuit for discriminating a relative change in the phase relationship between the phase delay timing pulses output from the first and second variable delay circuits.
Thus, the claim5In the invention described in (1), the frequency division into the first and second variable delay circuitspulseCan be disconnected frequently by the first and second switch circuits, the time required for the integration time can be increased several times, and the detection sensitivity can be improved accordingly. Thus, it is possible to always detect a change in electrostatic characteristics occurring in the space near the pair of electrodes with high detection sensitivity.
[0020]
(FAnd claims6In the invention according to
[0021]
By adopting such a configuration, it is possible to realize a safety device for an electric power window device with high detection sensitivity, excellent reliability, and high safety.
[0022]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(A) Overall configuration of electric power window device
Embodiments of a safety device for a power window device according to the present invention will be described below with reference to the drawings. First, a functional block configuration of an electric power window device including the safety device will be described with reference to FIG.
[0023]
As shown in FIG. 2, the electric power window device includes a phase delay
[0024]
Among these, the phase delay
[0025]
The
[0026]
The power window
[0027]
(B) First embodiment of safety device
Hereinafter, a first embodiment of a safety device including the phase delay
[0028]
(B-1) Configuration of safety device
FIG. 1 shows a functional block configuration example of the safety device according to the first embodiment. The safety device according to the present embodiment includes
[0029]
(A)
[0030]
Here, FIG. 3 is an example in which a pair of sensor electrodes formed in a conductive film shape is attached along the upper edge of the window frame. In the figure, the upper edge of the window frame is divided into two areas,
[0031]
(B)
The pulse generation circuit 13YongIt is a means for generating a pulse necessary for electrically detecting a change in relative capacitance generated between the
[0032]
(C) Delay
The delay
[0033]
In addition to the two fixed terminals (−) and (+) and one variable terminal, the
[0034]
In this embodiment, the electronicVolumeThe position of the variable terminal as 14A, 15A is stepwise (digital) according to the application of the control signalDisplacementTo use, but analogDisplacementYou can also apply what you do.
[0035]
(D)
The
[0036]
The signal line a is a signal line (hereinafter referred to as “asig”) for notifying the
[0037]
The signal lines e and f provide adjustment signals for keeping the sensitivity constant at all times.Delay amountThis is an output control line for giving to the
[0038]
(E)
The
[0039]
Here, the
[0040]
On the other hand, the
[0041]
The integration time (delay amount) of the
[0042]
Accordingly, in order to increase the detection sensitivity, the relationship between the integration time (delay amount) in the normal state between the paired
[0043]
In addition, in order to eliminate the possibility of deterioration in detection sensitivity and erroneous detection due to component characteristics and constant drift due to aging and environmental changes, it is necessary to satisfy the above conditions under any environment.
[0044]
Therefore, in the present embodiment, a configuration is adopted in which the resistances assigned to the
[0045]
(F)
The
[0046]
The
[0047]
(G)
The switching control circuit 22YongThis is means for alternately connecting the
[0048]
The switching
[0049]
(H) Switching
The switching
[0050]
Here, the analog switches 23A and 24A are closed when the output of the switching
[0051]
(B-2) Operation of safety device
Subsequently, the operation of the safety device according to the present embodiment will be described separately for each state.
[0052]
(A) Normal operation
First, using FIG. 7 and FIG. 8, the operation in the case where no object having a high relative dielectric constant exists in the vicinity of any of the
[0053]
The output pulse S1 generated in the
[0054]
Here, the analog switches 23A and 24A of the switching
[0055]
At this time, while the output pulse S1 is at the “H” level, as shown in FIGS. 7C and 7D and FIGS. 8C and 8D, the outputs S3 and S4 of the respective delay circuits are integrated time. It rises with a waveform corresponding to (delay amount).
[0056]
Since the integration time (delay amount) of the
[0057]
For this reason, as shown in FIGS. 7G and 7H, the output S7 of the
[0058]
Here, since the timing at which the output S8 applied to the clock input terminal rises is earlier than the timing at which the output S7 rises as described above, the output S11 of “L” level is output from the
[0059]
Next, when the output pulse S1 falls to the “L” level while the switching control signal S2 remains at the “H” level, the switching
[0060]
After that, when the output pulse S1 rises again, this time, the switching control signal S2 is switched to the “L” level, and the
[0061]
Then, while the output pulse S1 is at the “L” level, the outputs S5 and S6 of each delay circuit are integrated as shown in FIGS. 7 (E) and (F) and FIGS. 8 (E) and (F). It rises with a waveform corresponding to the time (delay amount).
[0062]
Of course, since the integration time (delay amount) of the
[0063]
For this reason, the output S9 of the
[0064]
Here, since the timing at which the output S10 applied to the clock input terminal rises is earlier than the timing at which the output S9 rises, as described above, the output S12 of “L” level is also output from the
[0065]
As described above, the outputs S11 and S12 of the
[0066]
When the output pulse S1 falls to the “L” level while the switching control signal S2 remains at the “L” level, the switching
[0067]
(B) Operation when an object having a high dielectric constant approaches the vicinity of the
Next, an operation when an object having a high dielectric constant approaches the vicinity of the
[0068]
The difference is that the capacitance of the
[0069]
As a result, as shown in FIGS. 7G and 7H, the output S8 of the Schmitt trigger 17B on the
[0070]
On the other hand, the relationship between the integration time (delay amount) on the
[0071]
Thus, when the output S11 of the
[0072]
(C) Operation when an object having a high relative dielectric constant approaches the
On the other hand, the operation when an object having a high relative dielectric constant approaches the vicinity of the
[0073]
The difference is that the capacitance of the
[0074]
As a result, as shown in FIGS. 7I and 7J, the output S10 of the
[0075]
On the other hand, the relationship between the integration time (delay amount) on the
[0076]
Thus, when the output S11 of the
[0077]
When the outputs S11 and S12 of the
[0078]
(D) Automatic adjustment (trimming) operation
The above is the operation content when the integration time (delay amount) between the paired
[0079]
Even if it is initially adjusted to the optimum state, the parts are affected by aging and environmental changes (temperature, humidity, etc.), and the characteristics and constants of the parts that make up the safety device drift and become relative. The relationship of integration time (delay amount) changes. As a result, the detection sensitivity may be reduced.
[0080]
Therefore, in the safety device according to the present embodiment, the
[0081]
For this reason, the
[0082]
Further, the
[0083]
Further, the
[0084]
Hereinafter, the automatic adjustment (trimming) operation of the safety device will be described with reference to the flowcharts shown in FIGS. The processing operation is executed by the
[0085]
First, the
[0086]
Here, if a positive result is obtained, the
[0087]
That is, when a positive result is obtained, it can be determined that the delay timer has already started after the rise of the output pulse S1, whereas when a negative result is obtained. It can be determined that the delay timer has not yet started before the rise of the output pulse S1.
[0088]
Here, it is assumed that a negative result is obtained in step S5. In this case, it means that the predetermined measurement timing has not yet arrived. Therefore, the
[0089]
Now, when the predetermined measurement timing comes (output pulse S1 rises from “L” to “H”) and the measurement of the delay timer starts, the
[0090]
Here, if a positive result is obtained, the
[0091]
When the
[0092]
Then, if an affirmative result is obtained, the
[0093]
It should be noted that the detection processing of the rising edges of the signal waveforms appearing on these signal lines b and c may be preceded, and monitoring is continued until both delayed outputs (rising edges) are recognized.
[0094]
As described above, when a negative result is obtained in step S9 or when the calculation process of
[0095]
Here, if a negative result is obtained, the
[0096]
Eventually, when a positive result is obtained in step S11 and it is confirmed that both the delay times Tab and Tac for the pair of
[0097]
When the time difference Tbc is calculated in this way, the
[0098]
That is, in step S16, the
[0099]
Eventually, n time differences Tbc are calculated, and if a positive result is obtained in step S14, the
[0100]
As described above, when the average value Tbc (av) of the time difference is obtained, the
[0101]
The contents of the determination here and the correction operation to the
[0102]
(1) When Tbc (av) ≦ 0
→ 2-step correction in the (+) direction
(2) When 0 <Tbc (av) ≦ target area lower limit value
→ 1 step correction in the (+) direction
(3) When target area lower limit value <Tbc (av) ≦ target area upper limit value
→ No correction
(4) When target area upper limit value <Tbc (av) ≦ target area over 1 value
→ 1 step correction in the (-) direction
(5)When target area over 1 value <Tbc (av) ≤ target area over 2 value
→ Two-step correction in the (-) direction
As can be seen from FIG. 12, the correction operation by the
[0103]
The
[0104]
(B-3) Effects in the embodiment
As described above, by adopting the above-described configuration of the phase delay
[0105]
[0106]
(C) Second embodiment of safety device
Hereinafter, a second embodiment of the safety device composed of the phase delay
[0107]
(C-1) Configuration of safety device
FIG. 13 shows a functional block configuration example of the safety device according to the second embodiment. 13 shows the same parts as those in FIG. 1 with the same reference numerals and the corresponding parts with corresponding reference numerals. The safety device according to the present embodiment includes
[0108]
Hereinafter, only components different from those of the first embodiment will be described individually.
[0109]
(A) Pulse generation circuit 13 '
As shown in FIG. 14, the basic configuration of the
[0110]
(B)
The
[0111]
(C) Offset
The offset
[0112]
The offset
[0113]
(D)
The
[0114]
(E)
The
[0115]
(C-2) Operation of safety device
Subsequently, the operation of the safety device according to the present embodiment will be described separately for each state.
[0116]
(A) Normal operation
First, using FIG. 16 and FIG. 17, the operation in the case where an object having a high relative dielectric constant does not exist in the vicinity of any of the
[0117]
Now, in the
[0118]
The high frequency output pulse S11 is input to the
[0119]
Here, the switching
[0120]
Therefore, also in the case of the present embodiment, as shown in FIGS. 16C and 16D and FIGS. 17C and 17D, the variable delay circuit while the divided pulse S16 is at the “H” level. The outputs S18 and S19 of the
[0121]
However, in the case of the present embodiment, as described with reference to FIG. 15, the application of the divided pulse S16 to the
[0122]
For this reason, the integrated waveforms of the
[0123]
This is equivalent to extending the integration time axis (FIG. 15G) of the
[0124]
Thus, the
[0125]
When the output pulse S1 falls to the “L” level while the switching control signal S2 remains at the “H” level, the charges accumulated in the
[0126]
Next, when the divided pulse S16 rises again, this time, the switching control signal S17 is switched to the “L” level, and the
[0127]
(B) Operation when an object having a high dielectric constant approaches the vicinity of the
In this case, as shown in the signal waveform in the right half part of FIG. 16, the capacitance of the
[0128]
In this embodiment, a reverse phenomenon between the integration time (delay amount) on the
[0129]
As a result, the
[0130]
(C) Operation when an object having a high relative dielectric constant approaches the
In this case, as shown in the signal waveform in the right half part of FIG. 17, the capacitance of the
[0131]
In this embodiment, a reverse phenomenon between the integration time (delay amount) on the
[0132]
As a result, the
[0133]
(C-3) Effects in the embodiment
As described above, by setting the configuration of the phase delay
[0134]
[0135]
(D) Other embodiments
In the first and second embodiments described above, the case where two capacitive sensors are used has been described, but the present invention can also be applied to the case where three or more capacitive sensors are used.
[0136]
In the second embodiment described above, the frequency of the output pulse in the
[0137]
In the above-described second embodiment, the case where the intermediate pulse output from the
[0138]
In the first and second embodiments described aboveLeaveAre two processing circuits (a delay amount adjustment circuit, a variable delay circuit, a phase) for detecting the approach of an object having a high relative dielectric constant to the
[0139]
In the first and second embodiments described above, the case where the phase-delay
[0140]
As described in the above description of the second embodiment, if the automatic adjustment (trimming) function in the first embodiment is combined with the second embodiment, it is possible to prevent changes over time and environmental changes. A safe and highly safe safety device (phase delay type capacitive sensor device) that has a very high detection sensitivity can be realized.
[0141]
【The invention's effect】
(A) According to the invention described in
[0142]
(BAnd claims as described above2According to the invention described in
[0143]
(CAnd claims3According to the invention described in claim2As the control means in the invention described in the above, the relative delay time difference can always be kept constant by measuring the delay time difference every fixed time and performing feedback control so that the delay time difference falls within the target range. .
[0144]
(DAnd claims4According to the invention described in claim3As a control means in the invention described in (2), when the distance from the target range of the delay time difference is large, the resistance tap position indicated to the variable resistance meansDisplacementWhen the amount is increased and the distance from the target range of the delay time difference is small, the resistance tap position indicated to the variable resistance meansDisplacementBy using the one that reduces the amount, the delay time difference can be corrected within the target range in a short time.
[0145]
(EAnd claims as described above5According to the invention described in the above, in the phase delay type capacitance sensor device that detects the change in the electrostatic characteristics in the space near the electrode as the phase change of the electric signal, the frequency division into the first and second variable delay circuitspulseCan be disconnected frequently by the first and second switch circuits, the time required for the integration time can be increased several times, and the detection sensitivity can be improved accordingly.
[0146]
(FAnd claims as described above6According to the invention described in the above, in the safety device that is mounted on the electric power window device that electrically opens and closes the window glass and prevents foreign matter from being caught during the window glass closing operation,5By providing the capacitance sensor device according to any one of the above as a detection means, it is possible to realize a safety device for an electric power window device having high detection sensitivity and high reliability and high safety.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a functional block diagram showing a safety device (first embodiment) of an electric power window device.
FIG. 2 is a functional block diagram showing a schematic configuration of the electric power window device.
FIG. 3 is a diagram showing an example (part 1) of attaching a capacitance sensor to a power window.
FIG. 4 is a diagram showing an example (part 2) of attaching a capacitance sensor to a power window.
FIG. 5 is a circuit configuration diagram showing a safety device (first embodiment) of the electric power window device.
FIG. 6 is a circuit configuration diagram of a delay amount adjusting circuit and its peripheral circuits.
7 is a diagram showing signal waveforms at normal times and when an object having a high relative dielectric constant approaches the
FIG. 8 is a diagram showing signal waveforms at normal times and when an object having a high relative dielectric constant approaches the
FIG. 9 is a flowchart (No. 1) showing an automatic adjustment (trimming) operation execution program;
FIG. 10 is a flowchart (part 2) showing an automatic adjustment (trimming) operation execution program;
FIG. 11 is a diagram illustrating the principle of adjusting the offset amount.
FIG. 12 is a diagram illustrating a relationship between a detection amount and an adjustment amount.
FIG. 13 is a functional block diagram showing a safety device (second embodiment) of an electric power window device.
FIG. 14 is a circuit configuration diagram showing a safety device (second embodiment) of the electric power window device.
FIG. 15 is a diagram illustrating a relationship between an output pulse of a pulse generation circuit and a signal waveform of each unit.
FIG. 16 is a diagram showing signal waveforms at normal times and when an object having a high relative dielectric constant approaches the
FIG. 17 is a diagram illustrating signal waveforms at normal time and when an object having a high relative dielectric constant approaches the
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
Claims (6)
観測領域近傍に配置される2対の電極と、
基準パルスを発生するパルス発生回路と、
前記基準パルスを分周して出力する分周回路と、
前記分周回路より分周パルスを入力する可変端子の抵抗タップ位置が、電気的制御信号の印加によってアナログ的又はデジタル的に変位可能であり、当該可変端子に入力された分周パルスを2つの固定端子へ分岐して出力する可変抵抗手段と、
前記分周回路の分周過程で発生する中間パルスを入力とし、当該中間パルスを基にスイッチ制御信号を生成するスイッチ制御回路と、
前記スイッチ制御信号を基にスイッチ素子を高頻度で接断し、前記分周回路より入力される分周パルスの後段回路への印加を制御する第1及び第2のスイッチ回路と、
前記2対の電極のうち接続される1対の電極と、前記第1又は第2のスイッチ回路を介して接続される前記可変抵抗手段の2つの固定端子のうちの1つであって、接続される固定端子と前記可変端子との間の抵抗分とで構成される積分回路によって、前記分周回路で発生された分周パルスを積分し、位相遅れタイミングパルスを出力する第1及び第2の可変遅延回路と、
前記第1及び第2の可変遅延回路から出力される位相遅れタイミングパルスの位相関係の相対的変化を弁別する位相弁別回路と、
前記可変抵抗手段の可変端子の抵抗タップ位置を制御する電気的制御信号を出力する制御手段と
を備えることを特徴とする静電容量センサ装置。In a phase-delay type capacitive sensor device that detects a change in electrostatic characteristics in a space near an electrode as a phase change of an electrical signal,
Two pairs of electrodes arranged in the vicinity of the observation region;
A pulse generation circuit for generating a reference pulse;
A frequency dividing circuit for dividing and outputting the reference pulse;
The resistance tap position of the variable terminal to which the frequency dividing pulse is input from the frequency dividing circuit can be displaced in an analog or digital manner by applying an electric control signal, and two frequency dividing pulses input to the variable terminal Variable resistance means for branching and outputting to a fixed terminal;
A switch control circuit which receives an intermediate pulse generated in the frequency dividing process of the frequency divider circuit and generates a switch control signal based on the intermediate pulse;
First and second switch circuits that connect and disconnect the switch elements at a high frequency based on the switch control signal, and control application of a divided pulse input from the divider circuit to a subsequent circuit;
One of the two pairs of electrodes and one of the two fixed terminals of the variable resistance means connected via the first or second switch circuit and connected, The first and second outputs of the phase lag timing pulse by integrating the frequency- divided pulse generated by the frequency- dividing circuit by an integrating circuit composed of the fixed terminal and the resistance between the variable terminal. Variable delay circuit of
A phase discrimination circuit that discriminates a relative change in the phase relationship between the phase delay timing pulses output from the first and second variable delay circuits;
And a control means for outputting an electrical control signal for controlling a resistance tap position of a variable terminal of the variable resistance means.
前記制御手段は、前記第1及び第2の可変遅延回路から出力される各位相遅れタイミングパルスを入力し、その遅延時間差に基づいて前記可変抵抗手段の可変端子の抵抗タップ位置を切り替え制御する
ことを特徴とする静電容量センサ装置。The capacitance sensor device according to claim 1 ,
The control means inputs each phase delay timing pulse output from the first and second variable delay circuits, and switches and controls the resistance tap position of the variable terminal of the variable resistance means based on the delay time difference. Capacitance sensor device characterized by the above.
前記制御手段は、前記遅延時間差を一定時間毎計測し、当該遅延時間差が目標範囲に入るようにフィードバック制御する
ことを特徴とする静電容量センサ装置。The capacitance sensor device according to claim 2 ,
The electrostatic capacity sensor device, wherein the control means measures the delay time difference every predetermined time and performs feedback control so that the delay time difference falls within a target range.
前記制御手段は、前記遅延時間差の目標範囲に対する隔たりが大きい場合、前記可変抵抗手段に指示する抵抗タップ位置の変位量を大きくし、前記遅延時間差の目標範囲に対する隔たりが小さい場合、前記可変抵抗手段に指示する抵抗タップ位置の変位量を小さくする
ことを特徴とする静電容量センサ装置。The capacitance sensor device according to claim 3 .
The control means increases the displacement amount of the resistance tap position instructed to the variable resistance means when the distance from the target range of the delay time difference is large, and the variable resistance means when the distance from the target range of the delay time difference is small. A capacitance sensor device characterized by reducing a displacement amount of a resistance tap position instructed to
観測領域近傍に配置される2対の電極と、
基準パルスを発生するパルス発生回路と、
前記基準パルスを分周して出力する分周回路と、
前記分周回路の分周過程で発生する中間パルスを入力とし、当該中間パルスを基にスイッチ制御信号を生成するスイッチ制御回路と、
前記スイッチ制御信号を基にスイッチ素子を高頻度で接断し、前記分周回路より入力される分周パルスの後段回路への印加を制御する第1及び第2のスイッチ回路と、
前記2対の電極のうち接続される1対の電極と、前記第1及び第2のスイッチ回路のうち対応する出力に接続される抵抗分とで構成される積分回路によって前記分周回路で発生された分周パルスを積分し、位相遅れタイミングパルスを出力する第1及び第2の可変遅延回路と、
前記第1及び第2の可変遅延回路から出力される位相遅れタイミングパルスの位相関係の相対的変化を弁別する位相弁別回路と
を備えることを特徴とする静電容量センサ装置。In a phase-delay type capacitive sensor device that detects a change in electrostatic characteristics in a space near an electrode as a phase change of an electrical signal,
Two pairs of electrodes arranged in the vicinity of the observation region;
A pulse generation circuit for generating a reference pulse;
A frequency dividing circuit for dividing and outputting the reference pulse;
A switch control circuit which receives an intermediate pulse generated in the frequency dividing process of the frequency divider circuit and generates a switch control signal based on the intermediate pulse;
First and second switch circuits that connect and disconnect the switch elements at a high frequency based on the switch control signal, and control application of a divided pulse input from the divider circuit to a subsequent circuit;
Generated in the frequency divider circuit by an integrating circuit composed of a pair of electrodes connected between the two pairs of electrodes and a resistance component connected to a corresponding output of the first and second switch circuits. First and second variable delay circuits that integrate the divided pulse and output a phase delay timing pulse;
And a phase discrimination circuit that discriminates a relative change in the phase relationship between the phase delay timing pulses output from the first and second variable delay circuits.
請求項1〜5のいずれかに記載の静電容量センサ装置を検知手段として備えることを特徴とする電動式パワーウインドウ装置の安全装置。In a safety device that is mounted on an electric power window device that electrically drives the window glass to open and close, and prevents foreign objects from being caught during the window glass closing operation,
A safety device for an electric power window device comprising the capacitance sensor device according to any one of claims 1 to 5 as detection means.
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