JP4036002B2

JP4036002B2 - Phase control device

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Publication number: JP4036002B2
Application number: JP2002025856A
Authority: JP
Inventors: 達哉向井; 常弘北村; 之広村田; 芳範秋成; 健治岡田
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2002-02-01
Filing date: 2002-02-01
Publication date: 2008-01-23
Anticipated expiration: 2022-02-01
Also published as: JP2003229294A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流負荷への供給電力を位相制御して調光を行う位相制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、交流負荷への供給電力を制御するものとして、ファン等のモータの速度制御装置や、演出効果を得るため、或いは省エネルギを目的として、白熱灯や蛍光灯等の点灯電力を位相制御する照明点灯装置等が知られている。
【０００３】
このような位相制御装置の中で、一例として、上述の照明点灯装置には図２６（ａ）に示すような一般的な位相制御装置が用いられている。この従来の位相制御装置は、商用交流電源（以下、交流電源と言う）ＡＣと、白熱灯ＬＡとの直列回路を接続する２端子構造となっており、前記直列回路にリアクタンスＬを介して並列接続される双方向性３端子サイリスタ（以下、トライアックと言う）Ｑ１と、抵抗Ｒ１、可変抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１の直列回路から構成されトライアックＱ１の両端間に接続された時定数回路及び、コンデンサＣ１と可変抵抗Ｒ２の接続点とトライアックＱ１のゲート端子との間に接続されるダイアックＱ２、可変抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１の直列回路の両端間に接続され、両端電圧を一定に規制する定電圧ダイオードＺＤ１、ＺＤ２の逆直列回路から成るトリガ回路Ｔとで構成される。尚、図２６（ｂ）に示すように、ダイアックＱ２の代わりにＳＢＳＱ２’を用いたトリガ回路Ｔを用いた従来例もある。
【０００４】
これらの回路では、抵抗Ｒ１、可変抵抗Ｒ２を通じて充電されるコンデンサＣ１の電圧がダイアックＱ２のブレークオーバー電圧に達したとき、或いはＳＢＳＱ２’のゲートに接続されている定電圧ダイオードＺＤ３のカソードに印加されている電圧がツェナー電圧を超えてＳＢＳＱ２’にゲート電流が流れたときに、ダイアックＱ２或いはＳＢＳＱ２’が導通してコンデンサＣ１の電荷をトライアックＱ１のゲート電流ｉとして放出し、トライアックＱ１を点弧するようになっている。
【０００５】
また、図２６（ｃ）に示すように交流電源ＡＣの電圧変動や部品のばらつき周波数変動による位相制御特性のばらつきを低減させるために、ダイアックやＳＢＳを用いずにトランジスタでトリガ電流を流すもので、電圧の抵抗分圧とＲＣ時定数を比較して点弧位相角を定めるようになっている。
【０００６】
ところで、これら位相制御装置では、トラアックＱ１により負荷である白熱灯ＬＡの負荷電流を直接点弧導通させるので、交流電源ＡＣの位相角が９０度付近では、負荷電流が非常に急峻な立ち上がりを示す。そして、点弧時のｄｉ／ｄｔが大きいので、高周波ノイズが発生する（１５０ＫＨｚ〜３０ＭＨｚ）。また、負荷である白熱灯Ｌでは急峻な負荷電流の影響によりフィラメントが振動して音響ノイズを発生させる。
【０００７】
その対策として、一般的な位相制御装置では、図示するように白熱灯ＬＡと交流電源ＡＣの直列回路間にコンデンサＣ０（又はＣ０、Ｃ０’の直列回路）を、また白熱灯ＬＡと交流電源ＡＣの直列回路にリアクタンスＬを介してトライアックＱ１を接続することで、負荷電流の立ち上がりをＬ成分により緩やかにすることにより、ノイズ発生を低減させている。
【０００８】
ところで、従来例の回路において、前記のノイズのレベルをＩＥＣ基準等の規格値を満足するレベルまで低減させるには、非常に大きなリアクタンスＬが必要となり、位相制御装置本体が非常に大型化する。またそのリアクタンスＬ自体から音響ノイズが発生する或いは発熱が発生するという問題もある。特に負荷容量の大きな位相制御装置においては、顕著である。
【０００９】
最近では、前記の問題を解決策として、位相制御素子としてトライアックや逆阻止３端子サイリスタ（以下、サイリスタと言う）に代わってＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴやパワートランジスタ等のスイッチ素子を用いた回路構成が特許第２５０７８４８号公報や特許第２９２０７７１号公報に示されるように提案されている。
【００１０】
前者の回路構成では、所定の位相制御角でスイッチ素子のゲート信号を制御して緩やかにスイッチングさせることにより、ノイズ発生を低減させるようになっている。また、後者の回路構成ではＲＰＣ（逆位相制御方式）が採用されており、交流電源電圧のゼロクロスでスイッチ素子を導通させ、設定された位相角で緩やかに遮断させることでノイズ発生を低減するようになっている。
【００１１】
しかし、両者に共通する問題として、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ素子のオン抵抗がトラアックと比較して大きく、放熱構造を大型にする必要があり、そのため位相制御装置が大型化する問題もある。また同等のオン抵抗にする為には、素子自身を大型にする必要があり、かつ大型化に伴い非常に高価になってしまうという欠点がある。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
前記のような問題を解決するために、前記のＭＯＳＦＥＴ等とトラアック或いはサイリスタの複合された位相制御技術が提案されている。この技術は例えばサイリスタを点弧させる前にＩＧＢＴ或いはＭＯＳＦＥＴを制御部によりリニア動作させて、その後にサイリスタを点弧導通させるというソフトスイッチングの方法であり、ＩＧＢＴ或いはＭＯＳＦＥＴが投入される時間を短くすることができるので、位相制御素子を大型化で高価格なものを使用することなく、ノイズ発生を低減させることが可能となる。また、リアクタンスＬが不用となるので発熱や音響ノイズを防止することができる。
【００１３】
しかし、上記の方法では、前記のｌＧＢＴ或いはＭＯＳＦＥＴを投入する為の制御において、リニア制御或いは緩やかなスイッチングによりノイズを低減可能であるが、負荷の容量が大きな場合に合わせてｌＧＢＴ或いはＭＯＳＦＥＴの点弧時の制御を行うと、電流が少ない場合には、過度な制御をしていることになり、余計な発熱を生み出すことになる。また、大きな容量を制御する場合には、ｌＧＢＴ及びＭＯＳＦＥＴのスイッチング時の大きな損失を低減しなければ、位相制御装置全体の発熱が増大するという問題が発生する。また、ｌＧＢＴ或いはＭＯＳＦＥＴには、ゲートの特性、スイッチング特性にばらつきがあり、そのばらつきにも拘わらず、同じ制御をした場合、ノイズのレベルも変動するという問題がある。つまり、上記のＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴを用いる従来例では、ノイズ低減と発熱低減の両方に対しては配慮されていないため、ばらつきを考慮した照明負荷の状態に合わせた詳細の制御が必要である。
【００１４】
本発明は、上述の点に鑑みて為されたもので、その目的とするところは、ｌＧＢＴ或いはＭＯＳＦＥＴ等の自己消弧型スイッチ素子と逆阻止や双方向性のサイリスタとを用いて位相制御を行う位相制御装置において、ノイズ低減と発熱低減とを配慮した位相制御が行える位相制御装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上述の目的を達成するために、請求項１の発明では、交流電源と負荷との間に挿入し、逆阻止若しくは双方向性のサイリスタからなる第１のスイッチ回路と、自己消弧型スイッチ素子からなり、前記第１のスイッチ回路の両端に接続される第２のスイッチ回路と、前記サイリスタの点弧導通及び自己消弧型スイッチ素子の駆動を制御する制御部とを備え、前記制御部は位相制御動作時に、設定された所定の位相角から、時間的に分割した区間単位で前記自己消弧型スイッチ素子を制御駆動して該自己消弧型スイッチ素子を通じて負荷に印加される負荷電圧を傾斜上昇させる期間を設定し、この期間を経た後、前記サイリスタを点弧導通させる位相制御装置であって、前記制御部は、前記期間においては、負荷電圧の傾斜上昇線が、前記区間単位で傾きが設定された連続的な非線形な線となるように、前記自己消弧型スイッチ素子を制御駆動することを特徴とする。
【００１６】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、前記期間の経過後自己消弧型スイッチ素子を飽和状態とした後、前記サイリスタを点弧導通させ、この点弧導通後に前記自己消弧型スイッチ素子をオフさせることを特徴とする。
【００１８】
請求項３の発明では、請求項１の発明において、前記制御部に、前記自己消弧型スイッチ素子の制御端に前記区間単位で信号レベルが設定された制御信号をデジタル信号で生成する機能とサイリスタの点弧用信号を生成する機能とを備えたＣＰＵ回路と、このＣＰＵ回路から出力されるデジタル信号からなる制御信号をＤ／Ａ変換して前記自己消弧型スイッチ素子の制御端に供給するＤ／Ａ変換回路とを備えていることを特徴とする。
【００１９】
請求項４の発明では、請求項１の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子として電圧駆動型のスイッチ素子を用い、前記制御部が、前記自己消弧型スイッチ素子の制御端内部の容量或いは制御端に接続されたコンデンサを充電して該充電電圧を制御信号電圧として該自己消弧型スイッチ素子を駆動する制御信号をＰＷＭ信号として出力することを特徴とする。
【００２０】
請求項５の発明では、請求項１の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子として電圧駆動型のスイッチ素子を用いるとともに、充電電圧を前記自己消弧型スイッチ素子の制御信号電圧とするコンデンサと充電用の抵抗からなるＲＣブロックを並列に少なくとも２組以上前記消弧型スイッチ素子の制御端に接続して、各ＲＣブロックに対して制御部から設定された充電用電荷量を供給するためのパルスを出力することを特徴とする。
【００２１】
請求項６の発明では、請求項１の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子として電圧駆動型のスイッチ素子を用い、前記制御部が、前記自己消弧型スイッチ素子の制御端内部の容量或いは制御端に接続されたコンデンサを充電して該充電電圧を制御信号電圧として該自己消弧型スイッチ素子を駆動する電流源を備えるとともに、この電流源の出力電流値を前記区間単位で制御することを特徴とする。
【００２２】
請求項７の発明では、請求項４乃至６の何れかの発明において、前記自己消弧型スイッチ素子の制御端の電圧を検出する第１の検出手段を備え、前記制御部が、前記第１の検出手段で検出される電圧に基づいて制御信号電圧を制御する手段とを備えていることを特徴とする。
【００２３】
請求項８の発明では、請求項７の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子の両端間電圧を検出する第２の検出手段を備え、前記制御部が、前記第２の検出手段の検出電圧に基づいて制御信号電圧を制御することを特徴とする。
【００２４】
請求項９の発明では、請求項７の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部が、負荷電流検出手段の検出する負荷電流に対応して制御信号電圧を制御することを特徴とする。
【００２５】
請求項１０の発明では、請求項７の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部が、負荷電流の大きさと制御信号電圧とを関連付けた記憶データテーブルを備え、前記負荷電流検出手段により検出される負荷電流値に対応した制御信号電圧データを前記記憶データテーブルから選択し、該制御信号電圧に基づいて前記自己消弧型スイッチ素子の制御端の電圧を制御することを特徴とする。
【００２６】
請求項１１の発明では、請求項７の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子が、駆動開始から飽和状態に至る過渡的な領域において、前記制御部が、制御端内の容量が増大する変化を前記第１の検出手段の検出電圧から判断して制御信号電圧を一時的に増大させる機能を備えていることを特徴とする。
【００２７】
請求項１２の発明では、請求項１１の発明において、前記制御部が、サイリスタを点弧導通させる直前に前記自己消弧型スイッチ素子の制御端に印加する制御信号電圧を増大させる機能を備えていることを特徴とする。
【００２８】
請求項１３の発明では、請求項２の発明において、前記制御部が、前記サイリスタの点弧導通後、交流電源電圧がゼロになる直前からゼロになるまで、前記自己消弧型スイッチ素子を再駆動して飽和状態とすることを特徴とする。
【００２９】
請求項１４の発明では、請求項１の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子の温度を電気信号に変換出力する温度検出素子を備え、前記制御部が、該温度検出素子からの電気信号に基づいて自己消弧型スイッチ素子の温度を検出する機能を備え、自己消弧型スイッチ素子の駆動中の自己消弧型スイッチ素子の温度が安全動作温度領域以上になったときに前記サイリスタを点弧導通へ移行させる制御を行うことを特徴とする。
【００３０】
請求項１５の発明では、請求項１の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子の温度を電気信号に変換出力する第１の温度検出素子と、前記サイリスタの温度を電気信号に変換出力する第２の温度検出素子とを備え、前記制御部が、両温度検出素子からの電気信号に基づいて自己消弧型スイッチ素子の温度と前記サイリスタの温度とを検出する機能と、自己消弧型スイッチ素子の温度に対してサイリスタの温度が下回る場合には両温度が等しくなるまで若しくは自己消弧型スイッチ素子の温度以上となるまで位相制御サイクルにおけるサイリスタの点弧導通する位相角を順次小さくする方向に制御し、前記自己消弧型スイッチ素子の温度に対して前記サイリスタの温度が上回る場合には両温度が等しくなるまで若しくは自己消弧型スイッチ素子の温度以下となるまで、位相制御サイクルにおける３前記端子サイリスタの点弧導通する位相角を順次大きくする方向に制御する機能と、前記自己消弧型スイッチ素子及びサイリスタの温度が安全動作温度領域以上になった場合には、位相制御動作を停止することを特徴とする。
【００３１】
請求項１６の発明では、請求項１の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部が、前記負荷電流検出手段の検出出力から検出される負荷電流の絶対値により実効電流値を算出する機能を備え、実効電流値が所定値以下の場合に、前記自己消弧型スイッチ素子の飽和状態を電源電圧がゼロクロスまで維持する位相制御を行うことを特徴とする。
【００３２】
請求項１７の発明では、請求項１の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部には所定の電源投入に伴う位相制御動作時に負荷電流検出回路の検出出力から負荷電流の絶対値を検出し、その検出した絶対値に応じた制御データを記憶する手段を備え、上記所定の電源投入以外の電源投入に伴う位相制御動作時には記憶されている制御データに基づいて自己消弧型スイッチ素子及びサイリスタによる位相制御を行うことを特徴とする。
【００３３】
請求項１８の発明では、請求項１の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備えるとともに、負荷と交流電源の直列回路に並列接続される開閉素子とコンデンサとの直列回路ブロック若しくは負荷と交流電源の直列回路とサイリスタとの間に接続されたインダクタと開閉素子との並列回路ブロックの少なくとも一方を備え、上記制御部は負荷電流検出手段の検出する負荷電流値が所定値以上のとき上記開閉素子をオン又はオフさせることを特徴とする。
【００３４】
請求項１９の発明では、請求項１の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部には負荷電流検出手段の検出出力から負荷電流の絶対値を検出するとともに、その検出した絶対値から実効電流値を算出して、接続される負荷の負荷容量の大きさを検知する機能と検知された負荷容量が所定負荷容量より小さい場合、自己消弧型スイッチ素子を交流電源電圧のゼロクロスから駆動して、設定された位相でオフさせる逆位相制御による制御を行う機能を備えたことを特徴とする。
【００３５】
【発明の実施の形態】
上述の各解決手段を踏まえて、以下にその具体的な実施形態を詳細に説明する。
【００３６】
（実施形態１）
図１は本実施形態の回路構成を示しており、本実施形態回路は、交流電源ＡＣと照明負荷ＬＯの直列回路に対して、双方向性３端子サイリスタ（以下、トラアックと言う）Ｑ１からなる第１のスイッチ回路と、トライアックＱ１の両端間にダイオードブリッジ１を介して接続される自己消弧型のスイッチ素子であるＩＧＢＴＱ３（或いはＭＯＳＦＥＴでも良い）からなる第２のスイッチ回路と、これらトライアックＱ１、ＩＧＢＴＱ３の駆動を制御する制御部２と、照明負荷ＬＯの照度比（調光レベル）を設定する外部入力部３とから構成される。尚、トライアックＱ１の代わりに逆阻止３端子サイリスタを用いても良い。またＣ３はＩＧＢＴＱ３の制御端たるゲート内の容量を、Ｒ３はゲートに接続される抵抗を示す。
【００３７】
制御部２は、ダイオードブリッジ１の整流出力電圧を所定の直流電圧に変換して電源として各部に供給するとともに、交流電源電圧のゼロクロスを検出する機能を備えた電源回路２１と、この電源回路２１から電源供給を受けて動作し、トライアックＱ１、ＩＧＢＴＱ３を駆動制御して照明負荷ＬＯの照度比が設定値となるように位相制御角を演算し、それに対応した信号を電源回路２１からのゼロクロス検出信号ＺＳに基づいて生成するＣＰＵ回路２２と、このＣＰＵ回路２２からＩＧＢＴＱ３の駆動用として出力されるデジタルな制御信号電圧をアナログ電圧の制御信号電圧に変換するためのＤ／Ａ変換回路２３と、ＣＰＵ回路２２から出力され信号をトライアックＱ１のゲートに単発のトリガ信号として供給するためのドライブ回路２４とで構成される。
【００３８】
次に、以上の回路構成を踏まえて、本実施形態の動作を説明する。
【００３９】
まず、位相制御動作がオフ状態にある待機中の場合、交流電源ＡＣから照明負荷ＬＯ及びダイオードブリッジ１を通じて、全位相中或いは限定された位相期間で電源回路２１に電流が流れ、当該電源回路２１では、ＣＰＵ回路２２に電源を供給すると共にゼロクロス検出を行い、このゼロクロス検出信号ＺＳをＣＰＵ回路２２に与えることで、ＣＰＵ回路２２はゼロクロス位置を演算している。
【００４０】
そして、外部設定部３からオン動作信号と、設定照度比に対応する設定信号の入力があると、ＣＰＵ回路２２は外部入力部３で設定されている照明負荷ＬＯの照度比が得られる位相制御角を演算により求め、ゼロクロス検出信号ＺＳに基づいて交流電源電圧の所定位相角で、ＩＧＢＴＱ３を駆動する制御信号電圧を出力する。この駆動ではＩＧＢＴＱ３及びダイオードブリッジ１を通じて印加される照明負荷ＬＯの両端電圧（負荷電圧）を図２（ａ）の（イ）で示すように緩やかに立ち上げる制御が行われる。
【００４１】
この立ち上げ期間を含めたＩＧＢＴＱ３の駆動期間はトライアックＱ１を点弧導通させる前に設定するもので、最終的にＩＧＢＴＱ３を完全にオン状態（飽和状態）とした後、ドライブ回路２４を通じてトライアックＱ１のゲートにトリガ用パルス信号を与えてトライアックＱ１を点弧導通させた後に終了させるようなっている。
【００４２】
そして、トライアックＱ１の導通期間は保持電流以下となる交流電源ＡＣの電圧のゼロクロス付近まで継続する。この一連動作を交流電源電圧の各半周期毎に繰り返され、照明負荷ＬＯは位相制御された電力が供給され、外部設定部３で設定された照度比に調光される。
【００４３】
ここでＣＰＵ回路２２は、前記駆動期間において、照明負荷ＬＯに印加される電圧（負荷電圧）が所定のパターンで滑らかに変化させるためにＩＧＢＴＱ３を駆動するための制御信号を生成するようになっている。
【００４４】
例えば、ＩＧＢＴＱ３のゲートに加える制御信号電圧に応じて、ＩＧＢＴＱ３の両端電圧を制御する方法により、照明負荷ＬＯに印加される電圧を制御する場合には、ＣＰＵ回路２２は前記駆動期間を複数の区間に分割し、夫々の区間においてＩＧＢＴＱ３のゲートに印加する制御信号電圧に対応するデジタル信号を生成し、この時分割的（時系列的）に生成されたデジタル信号をＤ／Ａ変換回路２３でアナログの制御信号電圧に変換した後、ＩＧＢＴＱ３のゲートに印加してＩＧＢＴＱ３を駆動し、前記駆動期間の立ち上がりにおける負荷電圧を、図２（ａ）の（ロ）に示すように直線状に上昇させたり、或いは同図の（イ）に示すように非線形で上昇させるのである。
【００４５】
尚、図３（ａ）は直線状に負荷電圧を上昇させるためにＩＧＢＴＱ３のゲートに加えられる制御信号電圧の変化パターンを示す。図３（ｂ）は非線形状に負荷電圧を上昇させるためにＩＧＢＴＱ３のゲートに加えられる制御信号電圧の変化パターンを示す。
【００４６】
ここで、負荷電圧を図２（ａ）の（ロ）に示すように直線状に上昇させる場合に比べて同図の（イ）に示すように非線形で上昇させる場合のほうが前者の期間Ｔ１に比べて、後者の期間Ｔ１’が短く、そのため駆動期間中のスイッチング損失も図２（ｂ）に示すように前者の場合（ハ）に比べて後者（ニ）の方が少なく、発熱量を低減できる。
【００４７】
また、Ｄ／Ａ変換回路２３を用いる代わりに制御部２内のＣＰＵ回路２２からＰＷＭ信号Ｓを生成して図４に示すようにＩＧＢＴＱ３のゲートに加えるようにしても勿論よい。
【００４８】
この場合、ＩＧＢＴＱ３のゲート内部の容量Ｃ３がＰＷＭ信号Ｓによって充電されることでこの充電カーブの変化により制御信号電圧の上昇パターンを得る。
【００４９】
このゲート内部の容量Ｃ３以外にゲートに制御信号としてコンデンサの充電電圧を加えるＲＣ回路部を付設しても良い。
【００５０】
図５（ａ）は、ＰＮＰ型のトランジスタＱ１１…のベースに制御部２からのパルス信号のタイミングに応じてオン導通させることで、トランジスタＱ１１…と抵抗Ｒ１１…とを介して流れる電源からの電流により充電されるコンデンサＣ１１…をダイオードＤ１１…を介してＩＧＢＴＱ３のゲートに接続したＲＣブロックを複数設けたもので、各々のＲＣブロックにパルス信号（図ではＳと示す）を適切なタイミングで与え、夫々ＲＣブロックの時定数によって決まる充電カーブを利用した任意の制御信号電圧をＩＧＢＴＱ３のゲートに加えることができるようになっている。
【００５１】
図５（ｂ）はＩＧＢＴＱ３のゲートに抵抗Ｒ２１…と、コンデンサＣ２１…とからなる複数段のＲＣ回路部を接続し、パルス信号（図ではＳと示す）の電圧でまず初段のコンデンサＣ２１を充電し、この充電電荷で次段のコンデンサＣ２２を充電し、更にコンデンサＣ２２の充電電荷で、最終段であるコンデンサＣ２３を充電し、このコンデンサＣ２３の充電電圧をＩＧＢＴＱ３のゲートに制御信号電圧として印加するようにしている。
【００５２】
また、図５（ｃ）は図５（ｂ）におけるコンデンサＣ２１…にＰＮＰのトランジスタＱ２１…を接続し、これらトランジスタＱ２１を適切なタイミングでオン又はオフさせることでコンデンサの数を制御し、ＩＧＢＴＱ３のゲートに制御信号電圧を加えるコンデンサの充電電圧の変化を選択できるようにしたものである。
【００５３】
この図５（ａ）〜（ｃ）の回路構成を用いることで非常に安価な構成で所定の負荷電圧の変化パターンを得ることができる。
【００５４】
尚、パルス信号を用いてＩＧＢＴＱ３のゲートに接続したコンデンサを充電する代わりに、図６に示すように電流源ＩＧを用い、この電流源ＩＧを制御部２によってその出力電流を時分割的に区切った各区間で制御することで抵抗Ｒ３を介して充電する容量Ｃ３の充電カーブ、つまりＩＧＢＴＱ３のゲート回路内の容量Ｃ３への電荷量を制御するようにしても良い。
【００５５】
つまり、ＩＧＢＴＱ３はゲート内の容量Ｃ３への電荷供給量により制御されるため、図６（或いは図５）のような電荷量を制御する形で制御する方が高精度な波形整形が行える。
【００５６】
尚、図５におけるパルス信号をＰＷＭ信号とすることでより高精度な波形を実現することが可能である。
【００５７】
前記の例ではＩＧＢＴＱ３及びダイオードブリッジ１を介して印加される負荷電圧をＩＧＢＴＱ３のゲートに印加する制御信号電圧により制御することで時分割的に変化させるものであるが、例えばＩＧＢＴＱ３をＰＷＭ信号でスイッチングさせることで、ＩＧＢＴＱ３及びダイオードブリッジ１を介して照明負荷ＬＯに印加される電圧を時分割的に制御し、その電圧を所定の変化パターンとするようにしても良い。
【００５８】
（実施形態２）
本実施形態は、図７に示すように制御部２内にＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧をＣＰＵ回路２２にフィードバックさせる点に特徴がある。
【００５９】
つまりＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧をＡ／Ｄ変換回路２５を介してＣＰＵ回路２２の入力ポートにフィードバックするようになっている。
【００６０】
その他の構成は実施形態１と同じであるので同じ構成要素に同じ符号を付し、説明は省略する。
【００６１】
次に、本実施形態の動作について説明する。ここでは位相制御動作を行わない待機中の動作及び位相制御の基本動作は実施形態１と同じであるので、本実施形態の特徴であるＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧のフィードバックにかかる動作について説明する。
【００６２】
まず、本実施形態にあっても位相制御動作を行う場合に、上述のようにトライアックＱ１を点弧導通させる前の所定期間、ＩＧＢＴＱ３をＤ／Ａ変換回路２３を介して出力される所定波形の制御信号電圧によりＩＧＢＴＱ３を駆動するのであるが、ＩＧＢＴＱ３のゲート内部の容量分のばらつき等の影響により、制御信号電圧の波形が本来の波形と相違した波形に変化することになる。そこで本実施形態ではＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧をＡ／Ｄ変換回路２５を介してＣＰＵ回路２２にフィードバックさせ、ＣＰＵ回路２２で設定された基準となる制御信号電圧波形パターンと比較し、その差に基づいて出力する制御信号電圧を補正する。この補正動作を設定された誤差以内に前記の差が収束するまで繰り返す。その結果ＩＧＢＴＱ３のゲート内部の容量Ｃ３にばらつきが発生したとしても、その特性のばらつきに合わせた制御信号で制御することができるので、ＩＧＢＴＱ３の駆動時における負荷電圧の波形のばらつきを低減することができることになる。
【００６３】
このように本実施形態では、ＩＧＢＴＱ３を駆動するための制御信号電圧の波形がゲート内部の容量Ｃ３でばらつくのを補正することで、ノイズの発生レベルのばらつきを低減させることができ、そのためばらつき量が多いことによる設計的な余裕を減らすことができ、結果ＩＧＢＴＱ３の発熱量も低減させることができ、装置の小型化が可能となるという利点がある。
【００６４】
（実施形態３）
図１の回路構成や図７の回路構成では、ＩＧＢＴＱ３の駆動期間において、照明負荷ＬＯに印加される電圧波形が所定の波形となるように、ＣＰＵ回路２２でデジタル信号からなる制御信号電圧を時分割的に生成させ、Ｄ／Ａ変換回路２３でＤ／Ａ変換した後、ＩＧＢＴＱ３のゲートに印加する構成となっているが、本実施形態では図８に示すように、ＩＧＢＴＱ３を駆動する駆動期間においてＣＰＵ回路２６から単パルス或いはＰＷＭ制御されたパルス信号をアナログのアンプ回路２６へ出力させ、アンプ回路２６内の積分回路構成により駆動期間を時間的に分割した各区間において所定の制御信号電圧を発生させるようになっている。つまり、各区間における制御信号電圧が所定電圧となるように演算し、その演算結果に基づいて単パルスやＰＷＭ制御されたパルス信号をＣＰＵ回路２６から出力させるようになっている。これにより駆動期間でのＩＧＢＴＱ３の両端電圧がゲートに時分割的に印加される制御信号電圧により制御され、その結果図１や図７の回路構成と同様に駆動期間での照明負荷ＬＯに印加される電圧を緩やかに上昇させるパターンとすることができる。
【００６５】
また実施形態２では、ＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧をＡ／Ｄ変換回路２５でデジタル信号に変換した後、ＣＰＵ回路２２へフィードバックし、ＣＰＵ回路２２において、制御信号電圧を補正するようになっているが、本実施形態では、ＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧をアンプ回路２６へフィードバックし、このアンプ回路２６において、制御信号電圧を補正するようになっている。
【００６６】
尚、その他の構成は図１，図７の回路と同じであるので、同じ構成要素には同じ符号を付して説明は省略する。
【００６７】
次に、以上の回路構成を踏まえて、本実施形態の動作について説明する。ここでは位相制御動作を行わない待機中の動作及び位相制御の基本動作は実施形態１と同じであるので、本実施形態の特徴であるＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧のフィードバックにかかる動作について説明する。
【００６８】
まず実施形態２で説明したように、前記ＩＧＢＴＱ３はゲート内部の容量Ｃ３のばらつき等の影響により、制御信号電圧波形の波形が変化する。
【００６９】
そこで本実施形態では、ＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧をアンプ回路２６にフィードバックさせ、アンプ回路２６内において、予め設定された基準の制御信号電圧波形のパターンと比較し、その差を補正するように増幅機能を時分割で動作させる。この補正動作を前記差が設定された誤差以内に収束するまで繰り返す。その結果ＩＧＢＴＱ３のゲート内部の容量にばらつきが発生したとしても、その特性のばらつきに合わせて補正した制御信号電圧で制御することができるので、ＩＧＢＴＱ３の駆動時における負荷電圧の波形のばらつきを低減することができる。
【００７０】
このように本実施形態でも、ＩＧＢＴＱ３を駆動するための制御信号電圧波形がゲート内部の容量Ｃ３でばらつくのを補正することで、ノイズの発生レベルのばらつきを低減させることができ、そのためばらつき量が多いことによる設計的な余裕を減らすことができるので合わせて発熱量を低減させることができ、装置の小型化が可能となるという利点がある。
【００７１】
また、実施形態２のようにＣＰＵ回路２２へフィードバックする場合、ＣＰＵ回路２２では、少なくとも半サイクル前の制御信号電圧波形から補正のための演算を行う必要があり、そのため、誤差を所定の誤差範囲に収束させるまでの時間が非常に長くかかるので、ノイズレベルが高い期間が比較的長く、連続した外部入力部３での照度比設定信号が連続的に変化（例えば、人が操作するスライド調光操作）する場合などにおいては、ＣＰＵ回路２２のアルゴリズムが非常に複雑化し、さらに収束するまでの時間が長くなる。
【００７２】
特に本実施形態の場合は、ＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧をアンプ回路２６へフィードバックさせるので、高速増幅機能を持つアンプ回路２６を利用することで、時間的に分割された区間毎における制御となり、そのため収束するまでの時間を非常に短くさせることができ、その結果ＣＰＵ回路２２のアルゴリズムも非常に簡単となり、低速度で且つ低価格な汎用のマイコンをＣＰＵ回路２２に使用することが可能となる。
【００７３】
（実施形態４）
本実施形態は、図９（ａ）に示すようにＩＧＢＴＱ３のエミッタに対して直列に接続してＩＧＢＴＱ３を介して流れる負荷電流を検出する負荷電流検出回路４を設け、この負荷電流検出回路４が検出する負荷電流値をＣＰＵ回路２２へフィードバックすることで、ＩＧＢＴＱ３を駆動する駆動期間を制御しようとするものである。
【００７４】
本実施形態の構成は図１の構成、或いは図７，図８に示すＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧をフィードバックする構成に加えればよいので、その他の構成はこれら図を参照し、図示は省略する。
【００７５】
而して本実施形態によれば、ＩＧＢＴＱ３の駆動時にＩＧＢＴＱ３を介して流れる負荷電流を負荷電流検出回路４で検出して、その検出電流が大きい場合には、ＩＧＢＴＱ３の駆動期間を長くするようにＩＧＢＴＱ３を制御し、逆に負荷電流が小さい場合には、その駆動期間を短縮するようにＩＧＢＴＱ３を制御する。つまり負荷電流が大きい場合にはノイズレベルが大きいので、ノイズの低減が図れる。一方、位相制御装置としての定格使用電流に対して、実際に流れる負荷電流が小さい場合には、ＩＧＢＴＱ３の駆動時間を短縮することにより、ＩＧＢＴＱ３の損失による発熱を低減することができる。
【００７６】
よって、本実施形態では、負荷電流を検出することによって、ノイズの低減を図りながら、実際の使用負荷状態に合わせた制御を行い、ＩＧＢＴＱ３の発熱量を最低限化させることができ、余分なエネルギーを出すことがなく省エネルギー化を図ることが出来る。
【００７７】
尚、シャント抵抗Ｒ０の代わりに図９（ｂ）に示すようにカレントトランスＣＴからなる負荷電流検出回路４を用いても良い。
【００７８】
また、図７，図８に示す構成に併用する場合にはＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧のフィードバックによる制御と併用する。
【００７９】
（実施形態５）
本実施形態は、実施形態８の負荷電流検出回路４に加えて、図１０に示すように負荷電流検出回路４によリ検出された負荷電流値Ｉ１…に応じて制御部２内の例えばＣＰＵ回路２２の記憶装置５に記憶されてある図１１に示す記憶データテーブル６の中からＩＧＢＴＱ３のゲートに印加する制御信号電圧信号▲１▼…を選択し、選択する制御信号電圧信号▲１▼…によりＩＧＢＴＱ３を制御するようにした点に特徴がある。
【００８０】
而して本実施形態によれば、検出される負荷電流に合わせた制御信号電圧の出力が容易に行うことができ、そのため制御部２内の制御信号生成部分を簡略化させることができ、また定格容量が相違する場合であっても記憶データテーブル６内のデータ更新のみで対応することができるので、部品の共有化を図ることができるので低コスト化することが図れるという利点がある。
【００８１】
尚、本実施形態の場合はＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧のフィードバックによる制御をも併用するようになっている。
【００８２】
（実施形態６）
本実施形態は図７或いは図８で示すＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧のフィードバック構成において、ＩＧＢＴＱ３を完全にオン状態（飽和状態）に駆動するまでの過渡的な領域において増大変化するゲート内部の容量Ｃ３の変化に合わせて、フィードバック制御によりゲートに印加する制御信号電圧を一時的に増大させるように制御し、その後は、緩やかな変化の制御信号電圧による制御に移行させるように制御する機能をＣＰＵ回路２２に持たせた点に特徴がある。
【００８３】
尚、構成は図７又は図８に示す構成を用いるためここでは図示しない。
【００８４】
而して図１２（ａ）に示すように、ゲートの電圧を時分割的に生成された制御信号電圧信号に基づいてＩＧＢＴＱ３をリニアに駆動制御する場合に、ＩＧＢＴＱ３（ＭＯＳＦＥＴを用いた場合も同様）の特有の現象である、オン駆動途中でのゲート内の容量Ｃ３の増大により、図１２（ｂ）に示すようにオンするまでの時間に遅れが発生してしまうという問題があるが、本実施形態では、容量が増大してゲートの電圧が高くならない場合に、その容量増大を補うようにゲートに印加する制御信号電圧を図１３（ａ）に示すように増大させて、ゲートの電圧を図１３（ｂ）において実線で示すように高くして容量Ｃ３の増大による遅れを緩和させることができるのである。従って、容量Ｃ３の影響を受けてＩＧＢＴＱ３のオン駆動が遅れる場合の負荷電圧は図１２（ｃ）に示すように緩やかに変化するが、本実施形態ではオンするに至る時間を短縮することができるので、負荷電圧は図１３（ｃ）に示すように速やかに立ち上がる。そしてＩＧＢＴＱ３が完全にオンする状態になる時間が早いため無駄な損失による発熱を防止することができることになる。
【００８５】
（実施形態７）
本実施形態は、実施形態１０のゲートの電圧制御に加えて、トライアックＱ１を点弧導通させる直前にＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧を短時間、急激に増大させるフィードバック制御を行う機能を制御部２のＣＰＵ回路２２の制御機能に持たせた点に特徴がある。
【００８６】
尚、構成は図７又は図８に示す構成を用いるためここでは図示しない。
【００８７】
而して本実施形態によれば、トライアックＱ１は、ゲート電流が流れ込むと急激に完全オン状態となるがＩＧＢＴＱ３（ＭＯＳＦＥＴを使用する場合）では、インピーダンスが非常に下がった状態では、完全にオン状態（飽和状態）とならない。
【００８８】
制御信号電圧を時分割的に生成してリニアとした図１４（ａ）に示す制御信号電圧でＩＧＢＴＱ３を駆動する場合、前記のようなＩＧＢＴＱ３が完全にオンしない状態でトライアックＱ１を点弧導通させた場合、各々のインピーダンスの差が大きく、その為に負荷電圧に図１４（ｂ）に示す段差ΔＶ１を生じ、その段差ΔＶ１でノイズが増大する。
【００８９】
しかしながら本実施形態では、見かけ上オンの状態から更にＩＧＢＴＱ３のゲートに印加する制御信号電圧を図１５（ａ）に示すように上昇させることで、ＩＧＢＴＱ３を完全にオンさせることができ、このオン状態下でトライアックＱ１を点弧導通させた場合、インピーダンスの差による負荷電圧の段差ΔＶ２は図１５（ｂ）に示すようにΔＶ１に比して極力小さくでき、その結果更なる低ノイズ化を図ることが可能となる利点がある。
【００９０】
（実施形態８）
上述の各実施形態では図１６（ａ）に示すようにトライアックＱ１を点弧導通する前に、ＩＧＢＴＱ３を駆動して負荷電流を緩やかに上昇させる駆動期間Ｔａを設け、またトライアックＱ１の導通期間Ｔｂでは、トライアックＱ１は保持電流以下となる交流電源電圧のゼロクロス付近（Ｚ）でオフするが、この場合オフする際にノイズが発生するといった問題がある。特に負荷電流が小さい場合には、オフされる電圧が高くなるのでノイズも大きくなる。
【００９１】
そこで本実施形態ではトライアックＱ１の点弧導通期間Ｔｂにおいて、図１７（ａ）に示すように交流電源電圧のゼロクロス付近で再度ＩＧＢＴＱ３を再度オンさせる機能を制御部２のＣＰＵ回路２２の制御機能に持たせている点に特徴がある。尚、構成は図７又は図８に示す構成を用いるためここでは図示しない。
【００９２】
而して本実施形態では、トライアックＱ１の導通期間において、交流電源電圧がゼロとなる直前に、ＣＰＵ回路２２の制御の下でＩＧＢＴＱ３を再度オンさせる（Ｔａ’）。これによりトライアックＱ１が保持電流以下となってターンオフしても負荷電流を次の交流電源電圧のゼロクロスまでＩＧＢＴＱ３を介して流し続けることができるので、ノイズの発生を抑制することが出来るという利点がある。
【００９３】
尚図１６（ｂ）、図１７（ｂ）は共にＩＧＢＴＱ３の駆動期間（Ｔａ，Ｔａ’）における負荷電流を示す。
【００９４】
（実施形態９）
本実施形態は、図１８に示すように図８の回路構成に、ＩＧＢＴＱ３のコレクタ・エミッタ間の電圧を分圧するための抵抗ＲＡ，ＲＢの直列回路を接続し、この抵抗ＲＡ，ＲＢで分圧された電圧をＡ／Ｄ変換回路２７でＡ／Ｄ変換した後、ＣＰＵ回路２２にフィードバックする構成を加え、ＩＧＢＴＱ３のゲートの閾値電圧のばらつきによる投入位相角のばらつき及び負荷電圧のスイッチング波形のばらつきに対処させた点に特徴がある。
【００９５】
その他の構成は図８と同じであるので、同じ構成要素に同じ符号を付し説明は省略する。
【００９６】
次に、以上の回路構成を踏まえて、本実施形態の動作について説明する。ここでは位相制御動作を行わない待機中の動作及び位相制御の基本動作は実施形態１と同じであり、またＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧のフィードバックにかかる動作は実施形態４と同じであるので、これらの動作の説明は省略し、本実施形態の特徴とする構成の動作について説明する。
【００９７】
而して今外部設定部３からオン動作信号と、設定照度比に対応する設定信号の入力があると、ＣＰＵ回路２２は外部入力部３で設定されている照明負荷ＬＯの照度比が得られる位相制御角を演算により求め、ゼロクロス検出信号ＺＳに基づいて交流電源ＡＣの電圧の所定位相角で、ＩＧＢＴＱ３を駆動する。この駆動によりＩＧＢＴＱ３及びダイオードブリッジ１を通じて印加される照明負荷ＬＯの両端電圧（負荷電圧）を上述した実施形態と同様に時分割的な制御により緩やかに立ち上げる。このＩＧＢＴＱ３を駆動する駆動期間において、ＩＧＢＴＱ３のコレクタ・エミッタ間の電圧を抵抗ＲＡ，ＲＢで分圧した電圧により検出し、その電圧をＡ／Ｄ変換回路２７でＡ／Ｄ変換してＣＰＵ回路２２にフィードバックする。ＣＰＵ回路２２ではフィードバックされてきた電圧波形と、予め設定された波形パターンとを比較して相違している場合には、さらにゲートに印加する制御信号電圧を制御してコレクタ・エミッタ間の波形を変化させ、その誤差が予め設定してある範囲に収束させる制御を行う。
【００９８】
図１９（ａ）は、ＩＧＢＴＱ３のコレクタ・エミッタ間の電圧波形を示す。この波形の領域ｂでは、ＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧に対して高速な制御が必要であるので、アンプ回路２６における前記のゲートの電圧のフィードバック制御により、ばらつき低減が可能である。
【００９９】
一方、領域ａに関しては、ＩＧＢＴＱ３のゲートの閾値電圧特性のばらつきにより、ゲートの電圧のフィードバック制御だけでは制御できない領域であるため、本実施形態のようにＩＧＢＴＱ３のコレクタ・エミッタ間の電圧波形をフィードバック制御することで、設定された投入位相（時間）のずれを補正することができるのである。
【０１００】
また、尚、電圧のフィードバックの制御の構成として、アンプ回路２６ヘＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧と、コレクタ・エミッタ間の電圧をフィードバックして制御を行うようにしても良い。
【０１０１】
（実施形態１０）
本実施形態は、図２０に示すように図８の回路構成に、温度検出素子ＴＨ１を第２のスイッチ回路を構成するＩＧＢＴＱ３に温度的に結合するように近接配置し、温度検出素子ＴＨ１からの温度検出信号に基づいてＣＰＵ回路２２でＩＧＢＴＱ３の温度を検出し、この検出温度に基づいて負荷状態に対応する制御を後述するように行う点に特徴がある。ここで温度検出素子ＴＨ１として温度によってその電気的抵抗値が変化する負（又は正）特性のサーミスタを用いているが、温度によって起電圧値が変化する熱電対や、半導体等を用いることができる。
【０１０２】
その他の構成は図８と同じであるので、同じ構成要素に同じ符号を付し説明は省略する。
【０１０３】
次に本実施形態の動作について説明する。ここでは位相制御動作を行わない待機中の動作は実施形態１と同じであり、またＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧のフィードバックにかかる動作は実施形態４と同じであるので、これらの動作の説明は省略し、本実施形態の特徴とする構成の動作について説明する。
【０１０４】
而して今外部設定部３からオン動作信号と、設定照度比に対応する位相制御角信号の入力があると、ＣＰＵ回路２２は外部入力部３で設定されている照明負荷ＬＯの照度比が得られる位相角を演算により求め、ゼロクロス検出信号ＺＳに基づいて交流電源ＡＣの電圧の所定位相角で、ＩＧＢＴＱ３を駆動する。この駆動によりＩＧＢＴＱ３及びダイオードブリッジ１を通じて印加される照明負荷ＬＯの両端電圧（負荷電圧）を上述した実施形態と同様に時分割的な制御により緩やかに立ち上げ、この立ち上げ期間が経過するとＩＧＢＴＱ３を完全にオン駆動させるようにＣＰＵ回路２２は制御を行う。駆動されているＩＧＢＴＱ３にはダイオードブリッジ１を介して負荷電流が流れるため、ＩＧＢＴＱ３に損失が発生して発熱する。
【０１０５】
この発熱が温度検出素子ＴＨ１たるサーミスタに熱伝達され、その抵抗値が検出する温度に応じて変化する。ここでサーミスタからなる温度検出素子ＴＨ１は抵抗ＲＣと直列に接続され、電源回路２１から定電圧が印加されており、温度検出素子ＴＨ１の抵抗値の変化は電圧変化として図２０のＸ点に現われる。
【０１０６】
このＸ点の電圧はＡ／Ｄ変換回路２７によりＣＰＵ回路２２で処理可能なデジタル信号として変換され、ＣＰＵ回路２２に入力される。
【０１０７】
一方、ＣＰＵ回路２２では内部の記憶装置（図示せず）にその温度以下ではＩＧＢＴＱ３の安全動作が保障されて且つ寿命も十分確保されるとする温度閾値を記憶している。ＣＰＵ回路２２はこの温度閾値と検出されたＩＧＢＴＱ３の温度とを比較し、ＩＧＢＴＱ３の温度が温度閾値以下であればＩＧＢＴＱ３による駆動を継続し、トライアックＱ１を停止させた状態を継続する。そしてＩＧＢＴＱ３のオン状態を次のゼロクロス点まで維持してゼロクロス点でオフさせる。この動作は以後交流電源電圧の各半周期毎に繰り返される。
【０１０８】
つまりＩＧＢＴＱ３の発熱量が少ない、小さな負荷容量の場合にはＩＧＢＴＱ３の駆動のみの位相制御を行い、ＩＧＢＴＱ３からトライアックＱ１に負荷電流の通電を切り替えないので、一連の連続した滑らかな通電電流及びスイッチ間電圧となり雑音の発生をより小さく抑えることが可能である。
【０１０９】
また、負荷容量が小さい場合にトライアックＱ１をオンさせると、その電流値がトライアックＱ１の保持電流以下である場合には、トライアックＱ１がターンオフしてしまうが、本実施形態にあっては、ＩＧＢＴＱ３のみの位相制御であるので、その不具合がなく、より小さい負荷を制御することが可能である。
【０１１０】
次に、ＩＧＢＴＱ３の駆動中に負荷電流が増加した場合について説明する。負荷電流が増加した場合、ＩＧＢＴＱ３における損失が増加するので、ＩＧＢＴＱ３の発熱量が増大し、その温度は上昇する。この温度上昇はサーミスタからなる温度検出素子ＴＨ１に熱伝達され、その抵抗値が変化してＸ点の電圧も変化することになる。そしてＡ／Ｄ変換回路２７でＡ／Ｄ変換されて後、ＩＧＢＴＱ３の温度を示す信号としてＣＰＵ回路２２に入力される。
【０１１１】
ＣＰＵ回路２２は、入力された信号により検出されたＩＧＢＴＱ３の温度と前記温度閾値とを比較し、ＩＧＢＴＱ３の温度が温度閾値を超えている場合には、ＩＧＢＴＱ３の安全動作温度領域外及び寿命が確保されない可能性があると判断し、ＣＰＵ回路２２は、トライアックＱ１のゲートに対するトリガ用のパルスを発生させ、ドライブ回路２４を通じてトライアックＱ１をトリガする。
【０１１２】
このトライアックＱ１をトリガするパルス信号の発生タイミングは、ＩＧＢＴＱ３の駆動期間において、ＩＧＢＴＱ３が完全にオン状態（飽和状態）に駆動された後のタイミングである。そしてトライアックＱ１がオンとなった後は、ＩＧＢＴＱ３及びダイオードブリッジ１により発生する電圧降下よりもトライアックＱ１に発生する電圧降下の方がはるかに小さいため、負荷電流はＩＧＢＴＱ３からトライアックＱ１に切り替って通電される。この後にＩＧＢＴＱ３はオフ状態となる。そしてトライアックＱ１は次の交流電源電圧のゼロクロスでターンオフする。これらの動作が交流電源周期の半周期毎に繰り返される。
【０１１３】
以上の動作により、本実施形態では小さい照明負荷ＬＯが接続されている場合にはＩＧＢＴＱ３のみで負荷電流を流すことで低ノイズ化を図り、また大きな照明負荷ＬＯが接続されている場合には、前記の各実施形態と同様にトライアックＱ１の点弧導通する前にＩＧＢＴＱ３によって立ち上がり時のノイズ低減を図る駆動期間が設定されることになり、しかもＩＧＢＴＱ３の安全動作温度領域外ではトライアックＱ１に負荷電流を流すことでＩＧＢＴＱ３の熱破壊を防ぐとともに大きな負荷にも対応できるのである
（実施形態１１）
前記実施形態１０では、ＩＧＢＴＱ３の温度を温度検出素子ＴＨ１で検出することで、ＩＧＢＴＱ３の温度が安全動作温度領域内に収まる形で動作できる場合には、ＩＧＢＴＱ３の駆動のみで負荷電流を通電し、負荷が大きくてその温度が安全動作温度領域外に上昇する場合には通電をトライアックＱ１に切り換える制御を行うようにしたものであるが、本実施形態では、実施形態１０の構成に加え、図２１に示すようにトライアックＱ１に熱結合するように第２の温度検出素子ＴＨ２たるサーミスタをトライアックＱ１に近接配置し、この温度検出素子ＴＨ２によりトライアックＱ１の温度を検出し、温度検出素子ＴＨ１、ＴＨ２の検出温度に基づいてＩＧＢＴＱ３及びトライアックＱ１を制御する点に特徴がある。
【０１１４】
尚、説明を簡略化するためにトライアックＱ１とＩＧＢＴＱ３の耐熱温度は同一であると仮定する。
【０１１５】
次に本実施形態の動作について説明する。ここでは位相制御動作を行わない待機中の動作は実施形態１と同じであり、またＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧のフィードバックにかかる動作は実施形態４と同じであるので、これらの動作の説明は省略し、本実施形態の特徴とする構成の動作について説明する。
【０１１６】
而して今外部設定部３からオン動作信号と、設定照度比に対応する位相制御角信号の入力があると、ＣＰＵ回路２２は外部入力部３で設定されている照明負荷ＬＯの照度比が得られる位相角を演算により求め、ゼロクロス検出信号ＺＳに基づいて交流電源ＡＣの電圧の所定位相角で、ＩＧＢＴＱ３を駆動する。この駆動によりＩＧＢＴＱ３及びダイオードブリッジ１を通じて印加される照明負荷ＬＯの両端電圧（負荷電圧）を上述した各実施形態と同様に時分割的な制御により緩やかに立ち上げ、この立ち上げ期間が経過するとＩＧＢＴＱ３を完全にオン駆動させるようにＣＰＵ回路２２は制御を行う。一方駆動されているＩＧＢＴＱ３にはダイオードブリッジ１を介して負荷電流が流れるため、ＩＧＢＴＱ３に損失が発生して発熱する。
【０１１７】
この発熱が温度検出素子ＴＨ１たるサーミスタに熱伝達され、その抵抗値が検出する温度に応じて変化する。ここでサーミスタからなる温度検出素子ＴＨ１は抵抗ＲＣと直列に接続され、電源回路２１から定電圧が印加されており、温度検出素子ＴＨ１の抵抗値の変化は電圧変化として図２１のＸ点に現われる。
【０１１８】
このＸ点の電圧はＡ／Ｄ変換回路２７によりＣＰＵ回路２２で処理可能なデジタル信号として変換され、ＣＰＵ回路２２に入力される。
【０１１９】
同様に、トライアックＱ１の温度を検出するサーミスタからなる温度検出素子ＴＨ２も抵抗ＲＤを介して電源回路２１から定電圧が印加されており、温度検出素子ＴＨ２の抵抗値の変化は電圧変化としてＹ点に現れ、Ｘ点の電圧と同様にＡ／Ｄ変換回路２７によりＡ／Ｄ変換された後、トライアックＱ１の温度検出信号としてＣＰＵ回路２２に入力される。
【０１２０】
ＣＰＵ回路２２は、ＩＧＢＴＱ３の温度とトライアックＱ１の温度とを比較するのであるが、この場合トライアックＱ１は動作を現在まで停止していたので、ＩＧＢＴＱ３の温度はトライアックＱ１の温度よりも高い。ＣＰＵ回路２２は、トライアックＱ１の温度がＩＧＢＴＱ３の温度より低い場合にはトリガ用のパルス信号をドライブ回路２４を通じてトライアックＱ１のゲートに与えて、トライアックＱ１を点弧導通させる。
【０１２１】
このトライアックＱ１をトリガするパルス信号の発生タイミングは、ＩＧＢＴＱ３が完全にオン状態となった後に設定される。
【０１２２】
さてトライアックＱ１が導通した後は、ＩＧＢＴＱ３及びダイオ一ドブリッジ１により発生する電圧降下よりもトライアックＱ１に発生する電圧降下のほうが遙かに小さいため、負荷電流はＩＧＢＴＱ３からトライアックＱ１に切り替わって通電される。そしてこの後にＩＧＢＴＱ３をオフする。トライアックＱ１は次のゼロクロスでターンオフする。このトライアックＱ１及びＩＧＢＴＱ３のスイッチング動作は交流電源周期の半周期毎に繰り返される。
【０１２３】
以上の動作により、ＩＧＢＴＱ３のみでスイッチング動作していたときよりも発熱が低減されるので温度検出素子ＴＨ１により検出されるＩＧＢＴＱ３の温度は低下する。
【０１２４】
一方、温度検出素子ＴＨ２により検出されるトライアックＱ１の温度は通電が開始されると上昇する。これら、トライアックＱ１の温度及び第２スイッチの温度をＣＰＵ回路２２内でさらに比較するが、トライアックＱ１の温度がＩＧＢＴＱ３の温度より低い場合には、現在のトライアックＱ１の投入位相角よりも次の半周期ではさらに小さい位相角でトライアックＱ１を点弧導通させる。これにより、トライアックＱ１の導通期間が長くなってさらにトライアックＱ１の温度が上昇する。
【０１２５】
一方、ＩＧＢＴＱ３の駆動期間は短くなってＩＧＢＴＱ３の温度は低下する。この一連の温度検出及び比較、トライアックＱ１の投入位相角を小さくする動作をトライアックＱ１の温度がＩＧＢＴＱ３の温度と等しくなるまで若しくは、トライアックＱ１の温度がＩＧＢＴＱ３の温度より高くなるまで続ける。トライアックＱ１の温度がＩＧＢＴＱ３の温度よりも高くなった場合には、トライアックＱ１の投入位相角を現在の投入位相角よりも大きくする、これにより、トライアックＱ１の温度は低下し、一方ＩＧＢＴＱ３の温度は上昇する。
【０１２６】
この一連の温度検出及び比較、トライアックＱ１の投入位相角を大きくする制御動作をトライアックＱ１の温度がＩＧＢＴＱ３の温度と等しくなるまで若しくは、ＩＧＢＴＱ３の温度がトライアックＱ１の温度より高くなるまで続ける。
【０１２７】
以上のような制御を続けることにより、トライアックＱ１及びＩＧＢＴＱ３の温度を同じに保つことができる。トライアックＱ１とＩＧＢＴＱ３の温度が同じになった場合には、現在のトライアックＱ１の投入位相角を保持してトライアックＱ１とＩＧＢＴＱ３の温度を同じに維持する。
【０１２８】
尚、図２２は前記のＩＧＢＴＱ３を駆動期間ＴａとトライアックＱ１の導通期間Ｔｂとの関係を示しており、これら期間Ｔａ，Ｔｂの関係は検出温度によって変化することになる。
【０１２９】
ここで最大負荷容量はトライアックＱ１とＩＧＢＴＱ３の耐熱温度により決定されるが、トライアックＱ１とＩＧＢＴＱ３の温度差が大きいと温度の高い方のスイッチにより負荷電流が制限されてしまうが、このようにトライアックＱ１とＩＧＢＴＱ３を同じ温度に制御することにより最大の負荷容量を確保することができる。
【０１３０】
また、ＣＰＵ回路２２内の記憶装置に温度閾値が記憶されており、この温度閾値以下ではトライアックＱ１及びＩＧＢＴＱ３の安全動作が保障されており、また寿命も十分確保される。ＣＰＵ回路２２内の記憶装置に記憶された温度閾値とトライアックＱ１の温度とＩＧＢＴＱ３の温度とを比較し、温度閾値を超えるとトライアックＱ１及びＩＧＢＴＱ３ヘの制御信号を停止する。これにより、素子の発熱による故障、破損が防止できる。
【０１３１】
尚、トライアックＱ１とＩＧＢＴＱ３の熱耐量は同じと仮定したが、トライアックＱ１とＩＧＢＴＱ３の熱耐量に差があったとしても、トライアックＱ１の温度閾値及びＩＧＢＴＱ３の温度閾値を個別に設けて、温度閾値と夫々の素子温度との差をそれぞれ同じに保つ制御としても良い。
【０１３２】
また、温度差以外にも素子温度に対する寿命特性が異なる場合などにはそれぞれの素子温度に重み付けをした温度テーブルをＣＰＵ回路２２内の記憶装置に記憶させ、重み付けされた温度が同じになるように制御することもできる。また、素子に近接した場所に熱に弱い部品などがある場合は、夫々の素子の耐熱温度で温度閾値を設定しなくても、熱に弱い部品の耐熱温度を超えないように温度閾値を設定することもできる。
（実施形態１２）
上述の各実施形態では、低ノイズ化のために、ＩＧＢＴＱ３の駆動による駆動期間をトライアックＱ１の導通期間の前に設けているが、接続される照明負荷ＬＯの負荷容量がが定格負荷容量より非常に大きな場合には、ＩＧＢＴＱ３を完全にオンさせた状態（飽和状態）とするまでの過渡的な領域でのＩＧＢＴＱ３の損失が大きくなるため、耐量が大きなＩＧＢＴＱ３を用いる必要があるとともに、負荷電流の増加のために発生ノイズが大きくなる。
【０１３３】
そこで本実施形態では、図２３に示すように開閉用スイッチ素子Ｓ１と雑音防止用コンデンサＣ０との直列回路を交流電源ＡＣと照明負荷ＬＯの直列回路に並列に接続し、また開閉用スイッチ素子Ｓ２と雑音防止用のリアクタンスＬとの並列回路を照明負荷Ｌ０とトライアックＱ１との間に挿入し、接続する照明負荷ＬＯが所定負荷容量以上の高負荷容量である場合にはスイッチ素子Ｓ１をオン、Ｓ２をオフさせることで、ＬＣによる雑音防止回路を接続して低ノイズ化を図り、接続する照明負荷ＬＯが所定負荷容量未満の場合にはスイッチ素子Ｓ１をオフ、Ｓ２をオンさせ、ＩＧＢＴＱ３の駆動期間の設定のみで低ノイズ化を図るようになっている。
【０１３４】
ここで接続される照明負荷ＬＯの負荷容量を制御部２が判断するために、図１０の実施形態と同様にＩＧＢＴＱ３のエミッタに負荷電流を検出するための負荷電流検出回路４を直列接続し、制御部２はこの負荷電流検出回路４が検出する負荷電流の大きさにより照明負荷ＬＯの負荷容量を判断して、この判断結果によりスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２を制御し、上述の雑音防止回路を回路に接続したり、回路から切り離すのである。
【０１３５】
本実施形態によれば所定の負荷容量未満の照明負荷ＬＯが接続されている場合には、ＬＣによる雑音防止回路によらず、ＩＧＢＴＱ３の駆動期間の設定のみでノイズ発生を低減し、照明負荷ＬＯの負荷容量が所定負荷容量以上の場合には、ＩＧＢＴＱ３の駆動期間の設定と、雑音防止回路とを併用することでノイズ発生を低減するのである。
【０１３６】
ここで負荷容量が大きい場合には、ＩＧＢＴＱ３の駆動期間の設定による低ノイズ化と併用する形で、雑音防止回路が接続されるため、雑音防止用のリアクタンスＬやコンデンサＣ０を小型にすることができ、大負荷容量に対応する場合にも装置の大型化を避けつつ低ノイズ化が図れる。
【０１３７】
また、負荷容量が小さい場合には、雑音防止回路を接続しないため、ＬＣの唸り音を無くすことができる。
【０１３８】
尚、本実施形態においても負荷電流検出回路４の検出する負荷電流に応じて図１０の実施形態と同様な制御を行うようにするのは勿論である。
【０１３９】
また、コンデンサＣ０或いはリアクタンスＬの何れか一方のみで雑音防止回路を構成するようにしても良い。
【０１４０】
また、負荷電流検出回路４をシャント抵抗Ｒ０以外にカレントトランス等を用いて構成しても追い。
【０１４１】
（実施形態１３）
本実施形態は、図１０に示すような負荷電流検出回路４を設けた構成において、ＩＧＢＴＱ３の温度を検出する温度検出素子ＴＨ１を図２０と同様に設け、制御部２が負荷電流検出回路４の出力から負荷電流の絶対値を検出するとともに検出した絶対値から実効電流値を算出し、この算出した結果からＩＧＢＴＱ３のみによる位相制御か、ＩＧＢＴＱ３の駆動期間とトライアックＱ１の導通期間との組み合わせによる位相制御かを判断し、後者の位相制御時には、ＩＧＢＴＱ３の駆動期間とトライアックＱ１の導通期期間の長さを温度検出素子ＴＨ１の検出温度によって自動制御する点に特徴がある。尚、ここでは図１０，図２０を参照して構成は図示しない。
【０１４２】
本実施形態によれば、低負荷容量の照明負荷ＬＯが接続されている場合には、低負荷時のオン抵抗がトライアックＱ１よりも小さいＩＧＢＴＱ３のみで位相制御を行うことで損失の低減を図れる。また駆動開始時に負荷電圧を上述と同様に時分割的に制御を行うことで緩やかに立ち上げさせ、更に飽和状態への移行後、次の交流電源電圧のゼロクロスでオフさせることにより、低ノイズ化を図ることができる。
【０１４３】
またＩＧＢＴＱ３の温度を検出する温度検出素子ＴＨ１の検出温度より負荷容量の大きいことを検知することにより、ＩＧＢＴＱ３の温度が安全動作温度領域を超える前に、トライアックＱ１を点弧導通させて、高負荷容量の照明負荷ＬＯを接続している場合にも安全に動作することができるのである。
【０１４４】
また、ＩＧＢＴＱ３、トライアックＱ１の各素子の電流耐量に合わせて各々の素子の駆動期間、導通期間を制御することができるので、位相制御装置をより小型にすることが可能となる。より定格負荷容量を増大させることが出来るという利点がある。
【０１４５】
（実施形態１４）
本実施形態は、上述の負荷電流検出回路４を備えた構成において、制御部２が負荷電流検出回路４の出力から負荷電流の絶対値を検出するとともに検出した絶対値から実効電流値を算出し、この算出した結果から図２４に示すようにＩＧＢＴＱ３の駆動期間ＴａとトライアックＱ１の導通期間Ｔｂとを組み合わせた位相制御か、或いは図２５に示す交流電源電圧のゼロクロス付近から駆動して、設定位相でオフさせる逆位相制御かを選択制御する機能を持たるようにしたものである。尚、後者の位相制御では実施形態１２と同様に温度検出素子ＴＨ１の検出に基づいて駆動期間Ｔａと導通期間Ｔｂの長さを自動制御するようなっている。
【０１４６】
ここで回路構成は実施形態１２と同様に図１０，図２０を参照することで、図示は省略する。本実施形態は実施形態１２の利点に加えて、低負荷容量の制御時には、交流電源電圧のゼロクロスからＩＧＢＴＱ３を駆動させることができるので、ノイズを更に低減できる。
（実施形態１５）
本実施形態は、負荷電流検出回路４を備えたものにおいて、照明器具の設置或いはランプ効果後の最初の電源或いは一定期間毎の電源投入に応じて、制御部２においてＩＧＢＴＱ３を駆動し、そのときに流れる負荷電流の絶対値を負荷検出回路４の検出出力から検出し、その検出した絶対値に応じたＩＧＢＴＱ３の制御信号データを内蔵する記憶装置（図示せず）に記憶させて、電源が遮断された後、次の位相制御動作ための電源投入時には、記憶装置に記憶された制御信号データに基づいて制御される構成を採用したものが本実施形態である。
【０１４７】
毎回負荷電流を検出をして位相制御方法を決定する実施形態では、最適な制御状態になるまで時間を要し、最適なノイズ或いは熱の低減が行われるまでには両者の特性が悪い期間が発生するが、本実施形態では、照明器具等が設置された後の状態は、変化しないことに着目して、設置後或いはランプ交換後の最初の電源投入時に照明負荷ＬＯの状態を把握して、その状態に応じた制御信号データを記憶し、その後の位相制御時には、既に記憶している制御信号データに基づいて制御を行うので、負荷電流の検知無しで高速に最適化を図ることができ、また定期的な制御信号データの更新を行うことで、照明負荷ＬＯの経時的な変化に対しても対応できる。
【０１４８】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流電源と負荷との間に挿入し、逆阻止若しくは双方向性のサイリスタからなる第１のスイッチ回路と、自己消弧型スイッチ素子からなり、前記第１のスイッチ回路の両端に接続される第２のスイッチ回路と、前記サイリスタの点弧導通及び自己消弧型スイッチ素子の駆動を制御する制御部とを備え、前記制御部は位相制御動作時に、設定された所定の位相角から、時間的に分割した区間単位で前記自己消弧型スイッチ素子を制御駆動して該自己消弧型スイッチ素子を通じて負荷に印加される負荷電圧を傾斜上昇させる期間を設定し、この期間を経た後、前記サイリスタを点弧導通させるので、時間的に分割した区間単位で前記自己消弧型スイッチ素子を制御駆動するので、位相制御開始の投入時点の負荷電圧の立ち上がりを緩やかにしてノイズの発生を防止することができ、しかも自己消弧型スイッチ素子での損失を抑えて発熱を低減できるように制御でき、雑音防止回路を設けることを必要としない上に発熱に配慮された制御のために装置が大型化するのを避けることができるという効果がある。その上、前記期間の負荷電圧の傾斜上昇線を、前記区間単位で個別に傾きが設定された連続的な非線形な線としたので、駆動開始と駆動終了前で緩やかに負荷電圧を変化させる制御が可能となり、そのため自己消弧型スイッチ素子の駆動期間を短くすることができ、結果ノイズ低減とともに自己消弧型スイッチ素子の損失による発熱を低減できる。
【０１４９】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記期間の経過後自己消弧型スイッチ素子を飽和状態とした後、前記サイリスタを点弧導通させ、この点弧導通後に前記自己消弧型スイッチ素子をオフさせるので、請求項１の発明の効果に加えて、消弧型スイッチ素子の駆動期間を極力短くすることができて、自己消弧型スイッチ素子での発熱を防止できるという効果がある。
【０１５１】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、前記制御部に、前記自己消弧型スイッチ素子の制御端に前記区間単位で信号レベルが設定された制御信号をデジタル信号で生成する機能とサイリスタの点弧用信号を生成する機能とを備えたＣＰＵ回路と、このＣＰＵ回路から出力されるデジタル信号からなる制御信号をＤ／Ａ変換して前記自己消弧型スイッチ素子の制御端に供給するＤ／Ａ変換回路とを備えているので、任意に制御信号波形を容易に生成することができ、ノイズ低減と発熱低減に対して最適な自己消弧型スイッチ素子の駆動を可能とする。
【０１５２】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子として電圧駆動型のスイッチ素子を用い、前記制御部が、前記自己消弧型スイッチ素子の制御端内部の容量或いは制御端に接続されたコンデンサを充電して該充電電圧を制御信号電圧として該自己消弧型スイッチ素子を駆動する制御信号をＰＷＭ信号として出力するので、任意に制御信号電圧波形を容易に生成することができ、その上Ｄ／Ａ変換回路などを必要とせず、そのため装置の小型化が図れる。
【０１５３】
請求項５の発明は、請求項１の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子として電圧駆動型のスイッチ素子を用いるとともに、充電電圧を前記自己消弧型スイッチ素子の制御信号電圧とするコンデンサと充電用の抵抗からなるＲＣブロックを並列に少なくとも２組以上前記消弧型スイッチ素子の制御端に接続して、各ＲＣブロックに対して制御部から設定された充電用電荷量を供給するためのパルスを出力するので、制御信号電圧波形の整形が簡単な回路構成で行え、装置の低コスト化が図れる。
【０１５４】
請求項６の発明は、請求項１の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子として電圧駆動型のスイッチ素子を用い、前記制御部が、前記自己消弧型スイッチ素子の制御端内部の容量或いは制御端に接続されたコンデンサを充電して該充電電圧を制御信号電圧として該自己消弧型スイッチ素子を駆動する電流源を備えるとともに、この電流源の出力電流値を前記区間単位で制御するので、高精度で制御信号電圧波形の整形が行える。
【０１５５】
請求項７の発明は、請求項４乃至６の何れかの発明において、前記自己消弧型スイッチ素子の制御端の電圧を検出する第１の検出手段を備え、前記制御部が、前記第１の検出手段で検出される電圧に基づいて制御信号電圧を制御する手段とを備えているので、自己消弧型スイッチ素子のばらつきによる制御信号電圧波形のばらつきを補正し、その結果ノイズ発生レベルのばらつきを低減することができ、ばらつき量を考慮した設計条件の余裕を減らすことができ、そのため発熱量をより低減することが可能となって、装置のより小型化が図れる。
【０１５６】
請求項８の発明は、請求項７の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子の両端間電圧を検出する第２の検出手段を備え、前記制御部が、前記第２の検出手段の検出電圧に基づいて制御信号電圧を制御するので、ばらつきをより低減することができ、その結果更に、発熱量の低減や装置の小型化を可能とする。
【０１５７】
請求項９の発明は、請求項７の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部が、負荷電流検出手段の検出する負荷電流に対応して制御信号電圧を制御するので、装置の定格使用電流に対して実際の負荷電流が小さい場合には自己消弧型スイッチ素子の駆動期間を短くすることができ、その結果ノイズの低減を図りながら自己消弧型スイッチ素子の発熱量を最低限化することができ、余分な電力損失を低減することによる省エネルギ化が図れる。
【０１５８】
請求項１０の発明は、請求項７の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部が、負荷電流の大きさと制御信号電圧とを関連付けた記憶データテーブルを備え、前記負荷電流検出手段により検出される負荷電流値に対応した制御信号電圧データを前記記憶データテーブルから選択し、該制御信号電圧に基づいて前記自己消弧型スイッチ素子の制御端の電圧を制御するので、負荷電流に合わせた制御信号出力制御が容易に行え、制御部での制御処理などが簡単となる上に、定格負荷容量の変更があっても記憶データテーブルのデータ更新で容易に対処でき、そのため使用回路部品の共有化による低コスト化も図れるという効果がある。
【０１５９】
請求項１１の発明は、請求項７の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子が、駆動開始から飽和状態に至る過渡的な領域において、前記制御部が、制御端内の容量が増大する変化を前記第１の検出手段の検出電圧から判断して制御信号電圧を一時的に増大させる機能を備えているので、自己消弧型スイッチ素子の制御端内の容量が増大による駆動遅れを緩和することができ、そのため駆動時間を短縮することができ、その分自己消弧型スイッチ素子の発熱の低減が図れる。
【０１６０】
請求項１２の発明は、請求項１１の発明において、前記制御部が、サイリスタを点弧導通させる直前に前記自己消弧型スイッチ素子の制御端に印加する制御信号電圧を増大させる機能を備えているので、自己消弧型スイッチ素子を完全にオンさせた状態でサイリスタの点弧導通が図れ、そのためサイリスタの点弧導通前の負荷電圧と点弧導通による負荷電圧と差を極力小さくすることができ、その結果更なるノイズの低減が図れる。
【０１６１】
請求項１３の発明は、請求項２の発明において、前記制御部が、前記サイリスタの点弧導通後、交流電源電圧がゼロになる直前からゼロになるまで、前記自己消弧型スイッチ素子を再駆動して飽和状態とするので、サイリスタのターンオフ時におけるノイズ発生を無くすことができる。
【０１６２】
請求項１４の発明は、請求項１の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子の温度を電気信号に変換出力する温度検出素子を備え、前記制御部が、該温度検出素子からの電気信号に基づいて自己消弧型スイッチ素子の温度を検出する機能を備え、自己消弧型スイッチ素子の駆動中の自己消弧型スイッチ素子の温度が安全動作温度領域以上になったときに前記サイリスタを点弧導通へ移行させる制御を行うので、ノイズ発生を低減しつつ低容量時における自己消弧型スイッチ素子の低損失を利用して、自己消弧型スイッチ素子が安全に動作できる範囲での発熱を極力抑えることができ、更なる装置の小型化を容易としている。
【０１６３】
請求項１５の発明は、請求項１の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子の温度を電気信号に変換出力する第１の温度検出素子と、前記サイリスタの温度を電気信号に変換出力する第２の温度検出素子とを備え、前記制御部が、両温度検出素子からの電気信号に基づいて自己消弧型スイッチ素子の温度と前記サイリスタの温度とを検出する機能と、自己消弧型スイッチ素子の温度に対してサイリスタの温度が下回る場合には両温度が等しくなるまで若しくは自己消弧型スイッチ素子の温度以上となるまで位相制御サイクルにおけるサイリスタの点弧導通する位相角を順次小さくする方向に制御し、前記自己消弧型スイッチ素子の温度に対して前記サイリスタの温度が上回る場合には両温度が等しくなるまで若しくは自己消弧型スイッチ素子の温度以下となるまで、位相制御サイクルにおける３前記端子サイリスタの点弧導通する位相角を順次大きくする方向に制御する機能と、前記自己消弧型スイッチ素子及びサイリスタの温度が安全動作温度領域以上になった場合には、位相制御動作を停止するので、サイリスタ及び自己消弧型スイッチ素子を許容できる温度まで十分に活用することができ、その結果装置の小型化が図れ、また定格負荷容量を増大させることもでき、更に定格負荷容量以上の負荷が接続された場合には、素子の動作可能領域を超えると自動的に位相制御を停止させることができるため、熱等による破損、発火を未然に防止できる。
【０１６４】
請求項１６の発明は、請求項１の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部が、前記負荷電流検出手段の検出出力から検出される負荷電流の絶対値により実効電流値を算出する機能を備え、実効電流値が所定値以下の場合に、前記自己消弧型スイッチ素子の飽和状態を電源電圧がゼロクロスまで維持する位相制御を行うので、高負荷容量時には、自己消弧型スイッチ素子とサイリスタとの組み合わせによって位相制御を行うことで、低ノイズ化と低発熱化を図り、低負荷容量時においては低ノイズを図りつつ、低容量時でのオン抵抗の小さい自己消弧型スイッチ素子のみによる位相制御ができるため、低容量時の発熱を抑えることができる。
【０１６５】
請求項１７の発明は、請求項１の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部には所定の電源投入に伴う位相制御動作時に負荷電流検出回路の検出出力から負荷電流の絶対値を検出し、その検出した絶対値に応じた制御データを記憶する手段を備え、上記所定の電源投入以外の電源投入に伴う位相制御動作時には記憶されている制御データに基づいて自己消弧型スイッチ素子及びサイリスタによる位相制御を行うので、一度決定した制御データに基づく制御が可能であるため、電流検知等を行う制御に比して高速に最適化が図れ、特に定期的な制御データの更新を図ることで、負荷の経時的な変化にも対応できる。
【０１６６】
請求項１８の発明は、請求項１の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備えるとともに、負荷と交流電源の直列回路に並列接続される開閉素子とコンデンサとの直列回路ブロック若しくは負荷と交流電源の直列回路とサイリスタとの間に接続されたインダクタと開閉素子との並列回路ブロックの少なくとも一方を備え、上記制御部は負荷電流検出手段の検出する負荷電流値が所定値以上のとき上記開閉素子をオン又はオフさせるので、高負荷容量の負荷が接続された場合の低ノイズ化も確実に行え、しかも自己消弧型スイッチ素子の時分割的な制御駆動によるノイズ低減とを併用するために雑音防止のためのインダクタやコンデンサを小型なものとすることができ、その結果雑音防止用のコンデンサやインダクタを用いた装置に比べて小型化が図れる。
【０１６７】
請求項１９の発明は、請求項１の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部には負荷電流検出手段の検出出力から負荷電流の絶対値を検出するとともに、その検出した絶対値から実効電流値を算出して、接続される負荷の負荷容量の大きさを検知する機能と検知された負荷容量が所定負荷容量より小さい場合、自己消弧型スイッチ素子を交流電源電圧のゼロクロスから駆動して、設定された位相でオフさせる逆位相制御による制御を行う機能を備えたので、請求項１６の発明の効果に加えて、低容量制御時のノイズを更に低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１の回路構成図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】同上の動作説明用の制御信号電圧波形図である。
【図４】同上の別の制御信号電圧波形例図である。
【図５】同上のＩＧＢＴＱの制御信号電圧波形の供給例に用いるＲＣブロックの回路例図である。
【図６】同上のＩＧＢＴＱ３の制御信号電圧波形の他の供給例に用いる回路例図である。
【図７】本発明の実施形態２の回路構成図である。
【図８】本発明の実施形態３の回路構成図である。
【図９】（ａ）は本発明の実施形態４の要部回路構成図である。
（ｂ）は同上の負荷電流検出回路の別の例を用いた要部回路構成図である。
【図１０】本発明の実施形態５の回路構成図である。
【図１１】同上に用いる記憶データテーブルの構成図である。
【図１２】本発明の実施形態６の比較例の動作波形図である。
【図１３】同上の動作説明用波形図である。
【図１４】本発明の実施形態７の比較例の動作波形図である。
【図１５】同上の動作説明用波形図である。
【図１６】本発明の実施形態８の比較例の動作波形図である。
【図１７】同上の動作説明用波形図である。
【図１８】本発明の実施形態９の回路構成図である。
【図１９】同上の動作説明図である。
【図２０】本発明の実施形態１０の回路構成図である。
【図２１】本発明の実施形態１１の回路構成図である。
【図２２】同上の動作説明用波形図である。
【図２３】本発明の実施形態１２の回路構成図である。
【図２４】本発明の実施形態１４の動作説明用波形図である。
【図２５】同上の動作説明用波形図である。
【図２６】（ａ）は従来例の回路構成図である。
（ｂ）は別の従来例の回路構成図である。
（ｃ）は他の従来例の回路構成図である。
【符号の説明】
１ダイオードブリッジ
２制御部
２１電源回路
２２ＣＰＵ回路
２３Ｄ／Ａ変換回路
２４ドライブ回路
３外部入力部
Ｑ１トライアック
Ｑ３ＩＧＢＴＱ３
ＡＣ商用交流電源
ＺＳゼロクロス信号
Ｃ３容量
Ｒ３抵抗
ＬＯ照明負荷[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a phase control device that performs light control by phase-controlling power supplied to an AC load.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, for controlling the power supplied to an AC load, the speed control device of a motor such as a fan, and the lighting power of an incandescent lamp or a fluorescent lamp are phase-controlled for the purpose of obtaining a production effect or saving energy. An illumination lighting device and the like are known.
[0003]
Among such phase control devices, as an example, a general phase control device as shown in FIG. 26A is used for the above-described illumination lighting device. This conventional phase control device has a two-terminal structure in which a series circuit of a commercial AC power supply (hereinafter referred to as AC power supply) AC and an incandescent lamp LA is connected, and is connected in parallel to the series circuit via a reactance L. A time constant circuit connected between both ends of the triac Q1, which is composed of a series circuit of a bidirectional three-terminal thyristor (hereinafter referred to as triac) Q1, a resistor R1, a variable resistor R2, and a capacitor C1, and a capacitor C1 A constant voltage diode ZD1 that is connected between both ends of a series circuit of the diac Q2 and the variable resistor R2 and the capacitor C1 connected between the connection point of the variable resistor R2 and the gate terminal of the triac Q1, and regulates the voltage at both ends constant. , And a trigger circuit T composed of an anti-series circuit of ZD2. As shown in FIG. 26B, there is a conventional example using a trigger circuit T using SBSQ 2 'instead of diac Q2.
[0004]
In these circuits, when the voltage of the capacitor C1 charged through the resistor R1 and the variable resistor R2 reaches the breakover voltage of the diac Q2, or is applied to the cathode of the constant voltage diode ZD3 connected to the gate of the SBSQ2 ′. When the voltage exceeds the zener voltage and the gate current flows to SBSQ2 ', diac Q2 or SBSQ2' conducts, discharges the charge of capacitor C1 as gate current i of triac Q1, and ignites triac Q1. It is like that.
[0005]
In addition, as shown in FIG. 26C, in order to reduce variation in phase control characteristics due to variation in voltage of AC power supply AC and variation in frequency of components, a trigger current is passed through a transistor without using a diac or SBS. The ignition phase angle is determined by comparing the resistance voltage division of the voltage with the RC time constant.
[0006]
By the way, in these phase control devices, the load current of the incandescent lamp LA that is a load is directly ignited by the traac Q1, so that the load current shows a very steep rise when the phase angle of the AC power supply AC is around 90 degrees. . And since di / dt at the time of ignition is large, a high frequency noise generate | occur | produces (150 KHz-30 MHz). Further, in the incandescent lamp L that is a load, the filament vibrates due to the influence of a steep load current to generate acoustic noise.
[0007]
As a countermeasure, in a general phase control device, as shown in the figure, a capacitor C0 (or a series circuit of C0 and C0 ′) is provided between the series circuit of the incandescent lamp LA and the AC power supply AC, and the incandescent lamp LA and the AC power supply AC. By connecting the triac Q1 to the series circuit via the reactance L, the rise of the load current is moderated by the L component, thereby reducing noise generation.
[0008]
By the way, in the conventional circuit, in order to reduce the noise level to a level satisfying a standard value such as the IEC standard, a very large reactance L is required, and the phase control device main body becomes very large. Further, there is a problem that acoustic noise is generated or heat is generated from the reactance L itself. This is particularly remarkable in a phase control device having a large load capacity.
[0009]
Recently, as a solution to the above problem, a circuit configuration using a switching element such as a MOSFET, an IGBT, or a power transistor instead of a triac or reverse blocking three-terminal thyristor (hereinafter referred to as a thyristor) as a phase control element has been patented. No. 2,507,848 and Japanese Patent No. 2920771 have been proposed.
[0010]
In the former circuit configuration, noise generation is reduced by controlling the gate signal of the switch element at a predetermined phase control angle and switching it gently. In the latter circuit configuration, RPC (reverse phase control system) is adopted, and the switch element is made to conduct at the zero cross of the AC power supply voltage and is gently cut off at the set phase angle so as to reduce noise generation. It has become.
[0011]
However, as a problem common to both, the on-resistance of a switching element such as a MOSFET is larger than that of the traac, and it is necessary to increase the size of the heat dissipation structure. Further, in order to obtain an equivalent on-resistance, there is a disadvantage that the element itself needs to be enlarged and becomes very expensive as the size is increased.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
In order to solve the above problems, a phase control technique in which the MOSFET or the like and a traac or thyristor are combined has been proposed. This technique is a soft switching method in which, for example, the IGBT or MOSFET is linearly operated by the control unit before starting the thyristor, and then the thyristor is turned on, and the time during which the IGBT or MOSFET is turned on is shortened. Therefore, the generation of noise can be reduced without using an expensive and large phase control element. Moreover, since the reactance L is unnecessary, heat generation and acoustic noise can be prevented.
[0013]
However, in the above method, in the control for turning on the lGBT or MOSFET, noise can be reduced by linear control or gradual switching. However, when the load capacity is large, the lGBT or MOSFET is ignited. When the time control is performed, if the current is small, it means that the control is excessive, and extra heat is generated. In the case of controlling a large capacity, if the large loss at the time of switching of the lGBT and the MOSFET is not reduced, there arises a problem that heat generation of the entire phase control device increases. In addition, there is a problem that lGBT or MOSFET has variations in gate characteristics and switching characteristics, and the noise level fluctuates when the same control is performed regardless of the variations. That is, in the conventional example using the above-described IGBT or MOSFET, since both noise reduction and heat generation reduction are not taken into consideration, detailed control in accordance with the state of the illumination load in consideration of variation is necessary.
[0014]
The present invention has been made in view of the above points, and its object is to perform phase control using a self-extinguishing switch element such as lGBT or MOSFET and a reverse blocking or bidirectional thyristor. An object of the present invention is to provide a phase control device capable of performing phase control in consideration of noise reduction and heat generation reduction.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
  In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, there is provided a first switch circuit comprising a reverse blocking or bidirectional thyristor inserted between an AC power source and a load, and a self-extinguishing switch element. A second switch circuit connected to both ends of the first switch circuit, and a control unit that controls ignition conduction of the thyristor and driving of the self-extinguishing switch element, the control unit includes: During the phase control operation, the self-extinguishing switch element is controlled and driven in a unit of time divided from the set predetermined phase angle, and the load voltage applied to the load through the self-extinguishing switch element is Set the period to incline, and after this period, the thyristor is turned onIn the phase control device, the control unit is configured so that, during the period, the ramp-up line of the load voltage is a self-extinguishing type so that the slope is a continuous non-linear line in which the slope is set for each section. Control driving the switch elementIt is characterized by.
[0016]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, after the self-extinguishing switch element is saturated after the elapse of the period, the thyristor is ignited and the self-extinguishing type after the igniting conduction. The switch element is turned off.
[0018]
  Claim3In the invention of claim 1, in the invention of claim 1, the control unit has a function of generating a control signal in which a signal level is set for each section at a control end of the self-extinguishing switch element as a digital signal and a thyristor. A CPU circuit having a function of generating an arc signal, and a D / A converter for supplying a control signal composed of a digital signal output from the CPU circuit to the control terminal of the self-extinguishing switch element And an A conversion circuit.
[0019]
  Claim4In the invention of claim 1, in the invention of claim 1, a voltage-driven switching element is used as the self-extinguishing switch element, and the control unit is connected to a capacitance or a control terminal inside the control end of the self-extinguishing switch element. The connected capacitor is charged and a control signal for driving the self-extinguishing switch element is output as a PWM signal using the charging voltage as a control signal voltage.
[0020]
  Claim5In the invention of claim 1, in the invention of claim 1, a voltage-driven switching element is used as the self-extinguishing switch element, a charging voltage is a control signal voltage of the self-extinguishing switch element, and a charging Connect at least two RC blocks made of resistors in parallel to the control ends of the arc-extinguishing switch elements, and output pulses for supplying the charge amount set by the control unit to each RC block. It is characterized by doing.
[0021]
  Claim6In the invention of claim 1, in the invention of claim 1, a voltage-driven switching element is used as the self-extinguishing switch element, and the control unit is connected to a capacitance or a control terminal inside the control end of the self-extinguishing switch element. It comprises a current source that charges a connected capacitor and drives the self-extinguishing switch element using the charging voltage as a control signal voltage, and controls the output current value of the current source in units of the sections. To do.
[0022]
  Claim7In the invention of claim4Thru6In any one of the inventions, a first detection unit that detects a voltage at a control end of the self-extinguishing switch element is provided, and the control unit controls the voltage based on the voltage detected by the first detection unit. And means for controlling the signal voltage.
[0023]
  Claim8In the invention of claim7In the invention of claim 1, further comprising second detection means for detecting a voltage across the self-extinguishing switch element, wherein the control unit controls the control signal voltage based on the detection voltage of the second detection means. Characterized by.
[0024]
  Claim9In the invention of claim7In the invention, load current means for detecting a load current flowing through the load via the self-extinguishing switch element is provided, and the control unit controls the control signal voltage corresponding to the load current detected by the load current detection means. It is characterized by controlling.
[0025]
  Claim10In the invention of claim7In the invention, load current means for detecting a load current flowing through the load via the self-extinguishing switch element is provided, and the control unit stores a stored data table in which the magnitude of the load current and the control signal voltage are associated with each other. Control signal voltage data corresponding to the load current value detected by the load current detection means is selected from the stored data table, and the voltage at the control end of the self-extinguishing switch element is selected based on the control signal voltage. It is characterized by controlling.
[0026]
  Claim11In the invention of claim7In the present invention, in the transient region where the self-extinguishing switch element is in a transitional state from the start of driving to a saturated state, the control unit detects a change in the capacitance in the control end that is detected by the first detecting means. It is characterized by having a function of temporarily increasing the control signal voltage as determined from the above.
[0027]
  Claim12In the invention of claim11In the invention, the control unit has a function of increasing a control signal voltage applied to a control terminal of the self-extinguishing switch element immediately before the thyristor is turned on.
[0028]
  Claim13In the invention of claim 2, in the invention of claim 2, after the ignition of the thyristor, the control unit restarts the self-extinguishing switch element until the AC power supply voltage becomes zero immediately before it becomes zero. It is characterized by being saturated.
[0029]
  Claim14The invention of claim 1 further comprises a temperature detection element that converts and outputs the temperature of the self-extinguishing switch element into an electrical signal, and the control unit is configured to perform self-control based on the electrical signal from the temperature detection element. It has a function to detect the temperature of the arc-extinguishing switch element, and when the temperature of the self-extinguishing switch element during driving of the self-extinguishing switch element exceeds the safe operating temperature range, the thyristor is turned on. It is characterized by performing control to shift.
[0030]
  Claim15In the invention of claim 1, in the invention of claim 1, a first temperature detecting element that converts and outputs the temperature of the self-extinguishing switch element into an electric signal, and a second temperature that converts and outputs the temperature of the thyristor into an electric signal. A function of detecting the temperature of the self-extinguishing switch element and the temperature of the thyristor based on electrical signals from both temperature detecting elements, and the temperature of the self-extinguishing switch element. If the temperature of the thyristor is lower than the temperature of the thyristor, the phase angle at which the thyristor is turned on in the phase control cycle is sequentially reduced until both temperatures become equal to or higher than the temperature of the self-extinguishing switch element. When the temperature of the thyristor exceeds the temperature of the self-extinguishing switch element, the temperature of the self-extinguishing switch element is increased until the two temperatures become equal to each other. In the phase control cycle, the temperature of the self-extinguishing switch element and the thyristor is equal to or higher than the safe operating temperature range, until the phase becomes lower. In such a case, the phase control operation is stopped.
[0031]
  Claim16The invention according to claim 1 further comprises load current means for detecting a load current flowing through the load via the self-extinguishing switch element, wherein the control unit is configured to detect a load output from the load current detection means. Phase control that has a function to calculate the effective current value from the detected absolute value of the load current, and maintains the saturation state of the self-extinguishing switch element until the zero voltage crosses when the effective current value is not more than a predetermined value It is characterized by performing.
[0032]
  Claim17According to the present invention, in the first aspect of the invention, load current means for detecting a load current flowing through the load via the self-extinguishing switch element is provided, and the control unit has a phase control operation associated with a predetermined power-on. Sometimes, a means for detecting the absolute value of the load current from the detection output of the load current detection circuit and storing control data corresponding to the detected absolute value is provided, and during phase control operation associated with power-on other than the predetermined power-on Phase control is performed by a self-extinguishing switch element and a thyristor based on the stored control data.
[0033]
  Claim18In the invention of claim 1, in the invention of claim 1, there is provided a load current means for detecting a load current flowing through the load through the self-extinguishing switch element, and an open / close connected in parallel to a series circuit of the load and an AC power supply At least one of a series circuit block of an element and a capacitor or a parallel circuit block of an inductor and a switching element connected between a series circuit of a load and an AC power supply and a thyristor is provided, and the control unit detects the load current detecting means The open / close element is turned on or off when the load current value to be applied is equal to or greater than a predetermined value.
[0034]
  Claim19The invention according to claim 1 further comprises load current means for detecting a load current flowing through the load via the self-extinguishing switch element, and the control unit is configured to detect a load from a detection output of the load current detection means. When the absolute value of the current is detected and the effective current value is calculated from the detected absolute value to detect the magnitude of the load capacity of the connected load and the detected load capacity is smaller than the predetermined load capacity The self-extinguishing switch element is driven from the zero cross of the AC power supply voltage, and has a function of performing control by reverse phase control to turn off at a set phase.
[0035]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Based on each solution described above, specific embodiments thereof will be described in detail below.
[0036]
(Embodiment 1)
FIG. 1 shows a circuit configuration of the present embodiment. The circuit of the present embodiment is composed of a bidirectional three-terminal thyristor (hereinafter referred to as a traac) Q1 with respect to a series circuit of an AC power supply AC and a lighting load LO. A first switch circuit, a second switch circuit composed of IGBTQ3 (or a MOSFET) which is a self-extinguishing switch element connected between both ends of the triac Q1 via the diode bridge 1, and the triac Q1 The control unit 2 controls driving of the IGBT Q3, and the external input unit 3 sets the illuminance ratio (dimming level) of the illumination load LO. A reverse blocking three-terminal thyristor may be used instead of the triac Q1. C3 represents a capacitance in the gate serving as the control terminal of the IGBT Q3, and R3 represents a resistor connected to the gate.
[0037]
The control unit 2 converts the rectified output voltage of the diode bridge 1 into a predetermined DC voltage and supplies it to each unit as a power source. The power source circuit 21 has a function of detecting a zero cross of the AC power source voltage, and the power source circuit 21. The phase control angle is calculated so that the illuminance ratio of the illumination load LO becomes a set value by driving and controlling the triac Q1 and IGBT Q3, and the corresponding signal is detected from the power supply circuit 21 as zero-cross. A CPU circuit 22 generated based on the signal ZS, a D / A conversion circuit 23 for converting a digital control signal voltage output from the CPU circuit 22 for driving the IGBT Q3 into a control signal voltage of an analog voltage, Drive circuit 2 for supplying a signal output from the CPU circuit 22 to the gate of the triac Q1 as a single trigger signal Constituted by the.
[0038]
Next, based on the above circuit configuration, the operation of the present embodiment will be described.
[0039]
First, in the standby state in which the phase control operation is in the OFF state, a current flows from the AC power supply AC through the illumination load LO and the diode bridge 1 to the power supply circuit 21 during all phases or in a limited phase period. Then, power is supplied to the CPU circuit 22, zero cross detection is performed, and the zero cross detection signal ZS is supplied to the CPU circuit 22, whereby the CPU circuit 22 calculates the zero cross position.
[0040]
When the ON operation signal and the setting signal corresponding to the set illuminance ratio are input from the external setting unit 3, the CPU circuit 22 obtains the illuminance ratio of the illumination load LO set by the external input unit 3. The angle is obtained by calculation, and a control signal voltage for driving the IGBT Q3 is output at a predetermined phase angle of the AC power supply voltage based on the zero cross detection signal ZS. In this drive, control is performed such that the voltage (load voltage) at both ends of the illumination load LO applied through the IGBT Q3 and the diode bridge 1 is gradually raised as shown in FIG.
[0041]
The drive period of the IGBT Q3 including the start-up period is set before the triac Q1 is turned on. Finally, after the IGBT Q3 is completely turned on (saturated), the drive of the triac Q1 through the drive circuit 24 is performed. The trigger pulse signal is given to the gate and the triac Q1 is ignited, and the process is terminated.
[0042]
The conduction period of the triac Q1 continues until near the zero cross of the voltage of the AC power supply AC that is equal to or lower than the holding current. This series of operations is repeated for each half cycle of the AC power supply voltage, and the illumination load LO is supplied with phase-controlled power and is dimmed to the illuminance ratio set by the external setting unit 3.
[0043]
Here, the CPU circuit 22 generates a control signal for driving the IGBT Q3 in order to smoothly change the voltage (load voltage) applied to the illumination load LO in a predetermined pattern during the driving period. Yes.
[0044]
For example, when the voltage applied to the illumination load LO is controlled by a method of controlling the voltage across the IGBT Q3 according to the control signal voltage applied to the gate of the IGBT Q3, the CPU circuit 22 sets the drive period to a plurality of intervals. The digital signal corresponding to the control signal voltage applied to the gate of the IGBT Q3 is generated in each section, and the digital signal generated in a time division manner (time series) is analogized by the D / A conversion circuit 23. 2 is applied to the gate of the IGBT Q3 to drive the IGBT Q3, and the load voltage at the rising edge of the driving period is increased linearly as shown in FIG. Or, as shown in (a) of FIG.
[0045]
FIG. 3A shows a change pattern of the control signal voltage applied to the gate of the IGBT Q3 in order to increase the load voltage linearly. FIG. 3B shows a change pattern of the control signal voltage applied to the gate of the IGBT Q3 in order to raise the load voltage nonlinearly.
[0046]
Here, in the case where the load voltage is increased non-linearly as shown in (a) of FIG. 2 in comparison with the case where the load voltage is increased linearly as shown in (b) of FIG. In comparison, the latter period T1 ′ is shorter, and therefore the switching loss during the driving period is smaller in the latter (d) than in the former (c) as shown in FIG. it can.
[0047]
In addition, instead of using the D / A conversion circuit 23, the PWM signal S may be generated from the CPU circuit 22 in the control unit 2 and applied to the gate of the IGBT Q3 as shown in FIG.
[0048]
In this case, the capacitance C3 inside the gate of the IGBT Q3 is charged by the PWM signal S, whereby a rising pattern of the control signal voltage is obtained by the change of the charging curve.
[0049]
In addition to the capacitance C3 inside the gate, an RC circuit unit that applies a capacitor charging voltage as a control signal to the gate may be provided.
[0050]
FIG. 5A shows the current from the power source flowing through the transistors Q11 and the resistors R11 by turning on the base of the PNP transistors Q11 in accordance with the timing of the pulse signal from the control unit 2. Are provided with a plurality of RC blocks connected to the gates of the IGBTs Q3 through diodes D11, and a pulse signal (shown as S in the figure) is given to each RC block at an appropriate timing. An arbitrary control signal voltage using a charging curve determined by the time constant of each RC block can be applied to the gate of the IGBT Q3.
[0051]
In FIG. 5 (b), a plurality of stages of RC circuit units including resistors R21 and capacitors C21... Are connected to the gate of the IGBT Q3, and the first stage capacitor C21 is first charged with the voltage of a pulse signal (shown as S in the figure). Then, the capacitor C22 in the next stage is charged with this charge charge, the capacitor C23 as the final stage is charged with the charge charge in the capacitor C22, and the charge voltage of the capacitor C23 is applied as a control signal voltage to the gate of the IGBT Q3. I am doing so.
[0052]
5C connects the PNP transistors Q21... To the capacitors C21... In FIG. 5B, and controls the number of capacitors by turning on or off the transistors Q21 at appropriate timing. The change of the charging voltage of the capacitor for applying the control signal voltage to the gate can be selected.
[0053]
By using the circuit configurations of FIGS. 5A to 5C, a predetermined load voltage change pattern can be obtained with a very inexpensive configuration.
[0054]
Instead of charging the capacitor connected to the gate of the IGBT Q3 using a pulse signal, a current source IG is used as shown in FIG. 6, and the current source IG is divided by the control unit 2 in a time division manner. In addition, by controlling in each section, the charge curve of the capacitor C3 charged through the resistor R3, that is, the charge amount to the capacitor C3 in the gate circuit of the IGBT Q3 may be controlled.
[0055]
That is, since the IGBT Q3 is controlled by the amount of charge supplied to the capacitor C3 in the gate, waveform control with higher accuracy can be performed by controlling the amount of charge as shown in FIG. 6 (or FIG. 5).
[0056]
Note that a more accurate waveform can be realized by using the pulse signal in FIG. 5 as a PWM signal.
[0057]
In the above example, the load voltage applied via the IGBT Q3 and the diode bridge 1 is controlled by the control signal voltage applied to the gate of the IGBT Q3 to be changed in a time division manner. For example, the IGBT Q3 is switched by a PWM signal. By doing so, the voltage applied to the illumination load LO via the IGBT Q3 and the diode bridge 1 may be controlled in a time-sharing manner so that the voltage has a predetermined change pattern.
[0058]
(Embodiment 2)
This embodiment is characterized in that the voltage of the gate of the IGBT Q3 is fed back to the CPU circuit 22 in the control unit 2 as shown in FIG.
[0059]
That is, the gate voltage of the IGBT Q3 is fed back to the input port of the CPU circuit 22 via the A / D conversion circuit 25.
[0060]
Since other configurations are the same as those of the first embodiment, the same components are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
[0061]
Next, the operation of this embodiment will be described. Here, the standby operation in which the phase control operation is not performed and the basic operation of the phase control are the same as those in the first embodiment. Therefore, the operation related to the feedback of the gate voltage of the IGBT Q3, which is a feature of the present embodiment, will be described.
[0062]
First, when the phase control operation is performed even in the present embodiment, the IGBT Q3 is output through the D / A conversion circuit 23 for a predetermined period before the triac Q1 is turned on as described above. The IGBT Q3 is driven by the control signal voltage, but the waveform of the control signal voltage changes to a waveform different from the original waveform due to the influence of the variation of the capacitance in the gate of the IGBT Q3. Therefore, in the present embodiment, the gate voltage of the IGBT Q3 is fed back to the CPU circuit 22 via the A / D conversion circuit 25 and compared with the reference control signal voltage waveform pattern set by the CPU circuit 22, and based on the difference. The control signal voltage output is corrected. This correction operation is repeated until the difference converges within a set error. As a result, even if a variation occurs in the capacitance C3 inside the gate of the IGBT Q3, it can be controlled with a control signal in accordance with the variation in the characteristics, so that the variation in the waveform of the load voltage when the IGBT Q3 is driven can be reduced. It will be possible.
[0063]
As described above, in this embodiment, by correcting the variation of the waveform of the control signal voltage for driving the IGBT Q3 due to the capacitance C3 inside the gate, it is possible to reduce the variation of the noise generation level, and thus the variation amount. Therefore, there is an advantage that the design margin due to the large amount of the device can be reduced, and the heat generation amount of the IGBT Q3 can be reduced as a result, and the device can be downsized.
[0064]
(Embodiment 3)
In the circuit configuration of FIG. 1 and the circuit configuration of FIG. 7, the control signal voltage composed of a digital signal is sometimes applied by the CPU circuit 22 so that the voltage waveform applied to the illumination load LO becomes a predetermined waveform during the drive period of the IGBT Q3. After being generated in a divided manner and D / A converted by the D / A conversion circuit 23, it is configured to be applied to the gate of the IGBT Q3. In this embodiment, as shown in FIG. 8, the driving period for driving the IGBT Q3 The CPU circuit 26 outputs a single pulse or PWM-controlled pulse signal to the analog amplifier circuit 26, and a predetermined control signal voltage is applied to each section obtained by dividing the drive period in time by the integration circuit configuration in the amplifier circuit 26. It is supposed to be generated. That is, the control signal voltage in each section is calculated to be a predetermined voltage, and a single pulse or PWM-controlled pulse signal is output from the CPU circuit 26 based on the calculation result. As a result, the voltage across the IGBT Q3 during the driving period is controlled by the control signal voltage applied to the gate in a time-sharing manner. As a result, the voltage is applied to the illumination load LO during the driving period as in the circuit configuration of FIGS. The voltage can be increased gradually.
[0065]
In the second embodiment, the gate voltage of the IGBT Q3 is converted into a digital signal by the A / D conversion circuit 25, and then fed back to the CPU circuit 22. The CPU circuit 22 corrects the control signal voltage. In the present embodiment, the gate voltage of the IGBT Q3 is fed back to the amplifier circuit 26, and the control signal voltage is corrected in the amplifier circuit 26.
[0066]
Since other configurations are the same as those of the circuits of FIGS. 1 and 7, the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
[0067]
Next, based on the above circuit configuration, the operation of the present embodiment will be described. Here, the standby operation in which the phase control operation is not performed and the basic operation of the phase control are the same as those in the first embodiment. Therefore, the operation related to the feedback of the gate voltage of the IGBT Q3, which is a feature of the present embodiment, will be described.
[0068]
First, as described in the second embodiment, the waveform of the control signal voltage of the IGBT Q3 changes due to the influence of variations in the capacitance C3 inside the gate.
[0069]
Therefore, in the present embodiment, the amplification function is performed so that the gate voltage of the IGBT Q3 is fed back to the amplifier circuit 26, compared with a preset reference control signal voltage waveform pattern in the amplifier circuit 26, and the difference is corrected. Is operated in a time-sharing manner. This correction operation is repeated until the difference converges within the set error. As a result, even if there is a variation in the capacitance inside the gate of the IGBT Q3, it can be controlled with the control signal voltage corrected in accordance with the variation in the characteristics, so that the variation in the waveform of the load voltage when driving the IGBT Q3 is reduced. be able to.
[0070]
As described above, also in this embodiment, by correcting the variation of the control signal voltage waveform for driving the IGBT Q3 due to the capacitance C3 inside the gate, it is possible to reduce the variation in the level of noise generation, and therefore the variation amount. Since the design margin due to the large number can be reduced, the amount of generated heat can be reduced, and the apparatus can be downsized.
[0071]
Further, when the feedback is made to the CPU circuit 22 as in the second embodiment, the CPU circuit 22 needs to perform an operation for correction from the control signal voltage waveform at least half a cycle before, so that the error is within a predetermined error range. Since it takes a very long time to converge, the period when the noise level is high is relatively long, and the illuminance ratio setting signal at the continuous external input unit 3 continuously changes (for example, slide dimming operated by a person). In the case of operation), the algorithm of the CPU circuit 22 becomes very complicated, and the time until convergence is further increased.
[0072]
Particularly in the case of the present embodiment, the gate voltage of the IGBT Q3 is fed back to the amplifier circuit 26. Therefore, by using the amplifier circuit 26 having a high-speed amplification function, the control is performed for each time-divided section, and therefore converges. As a result, the algorithm of the CPU circuit 22 becomes very simple, and a low-speed and low-cost general-purpose microcomputer can be used for the CPU circuit 22.
[0073]
(Embodiment 4)
In the present embodiment, as shown in FIG. 9A, a load current detection circuit 4 is provided which is connected in series to the emitter of the IGBT Q3 and detects a load current flowing through the IGBT Q3. The detected load current value is fed back to the CPU circuit 22 to control the drive period for driving the IGBT Q3.
[0074]
The configuration of this embodiment may be added to the configuration of FIG. 1 or the configuration of feeding back the gate voltage of the IGBT Q3 shown in FIG. 7 and FIG.
[0075]
  Thus, according to the present embodiment, when the IGBT Q3 is driven, the load current flowing through the IGBT Q3 is detected by the load current detection circuit 4, and when the detected current is large, the drive period of the IGBT Q3 is lengthened. The IGBT Q3 is controlled. Conversely, when the load current is small, the IGBT Q3 is controlled so as to shorten the drive period. That is, since the noise level is large when the load current is large, noise can be reduced. On the other hand, when the load current that actually flows is smaller than the rated operating current as the phase control device, the drive time of the IGBT Q3 is shortened.ThisThus, heat generation due to the loss of the IGBT Q3 can be reduced.
[0076]
Therefore, in the present embodiment, by detecting the load current, it is possible to perform control in accordance with the actual use load state while reducing noise, and to minimize the amount of heat generated by the IGBT Q3. It is possible to save energy without giving out.
[0077]
Instead of the shunt resistor R0, a load current detection circuit 4 including a current transformer CT may be used as shown in FIG. 9B.
[0078]
Further, when used in combination with the configuration shown in FIGS. 7 and 8, it is used together with control by feedback of the gate voltage of the IGBT Q3.
[0079]
(Embodiment 5)
In the present embodiment, in addition to the load current detection circuit 4 of the eighth embodiment, for example, a CPU in the control unit 2 according to the load current value I1 detected by the load current detection circuit 4 as shown in FIG. The control signal voltage signal {circle around (1)} applied to the gate of the IGBT Q3 is selected from the stored data table 6 shown in FIG. 11 stored in the storage device 5 of the circuit 22, and the selected control signal voltage signal {circle around (1)}. This is characterized in that the IGBTQ3 is controlled by.
[0080]
Thus, according to the present embodiment, it is possible to easily output the control signal voltage in accordance with the detected load current, so that the control signal generating part in the control unit 2 can be simplified, Even if the rated capacities are different, it can be dealt with only by updating the data in the stored data table 6, so that parts can be shared and there is an advantage that the cost can be reduced.
[0081]
In the case of this embodiment, control by feedback of the gate voltage of the IGBT Q3 is also used.
[0082]
  (Embodiment 6)
  In the present embodiment, in the feedback configuration of the gate voltage of the IGBT Q3 shown in FIG. 7 or FIG. 8, the capacitance C3 inside the gate that increases and changes in a transient region until the IGBT Q3 is completely driven to the ON state (saturated state). Feed to changeBaThe CPU circuit 22 has a function of controlling the control signal voltage to be applied to the gate to be temporarily increased by the clock control, and thereafter shifting to the control by the slowly changing control signal voltage. There is a feature in the point.
[0083]
The configuration is not shown here because the configuration shown in FIG. 7 or FIG. 8 is used.
[0084]
Thus, as shown in FIG. 12A, when the IGBT Q3 is linearly driven and controlled based on the control signal voltage signal generated in a time-division manner, the same applies to the case where the IGBT Q3 (MOSFET is used). ), Which is a peculiar phenomenon, increases the capacitance C3 in the gate during the on-drive, which causes a delay in the time until it is turned on as shown in FIG. In the embodiment, when the capacitance increases and the gate voltage does not increase, the control signal voltage applied to the gate is increased as shown in FIG. 13A to compensate for the increase in capacitance, and the gate voltage is increased. As shown by the solid line in FIG. 13B, the delay due to the increase in the capacitance C3 can be reduced. Therefore, the load voltage when the on-drive of the IGBT Q3 is delayed due to the influence of the capacitor C3 changes slowly as shown in FIG. 12C, but in this embodiment, the time to turn on can be shortened. Therefore, the load voltage quickly rises as shown in FIG. And since the time when the IGBT Q3 is completely turned on is early, it is possible to prevent heat generation due to useless loss.
[0085]
(Embodiment 7)
In the present embodiment, in addition to the gate voltage control of the tenth embodiment, the CPU of the control unit 2 has a function of performing feedback control for rapidly increasing the voltage of the gate of the IGBT Q3 for a short time immediately before the triac Q1 is turned on. This is characterized in that the control function of the circuit 22 is provided.
[0086]
The configuration is not shown here because the configuration shown in FIG. 7 or FIG. 8 is used.
[0087]
Thus, according to the present embodiment, the triac Q1 is suddenly completely turned on when the gate current flows, but in the IGBT Q3 (when the MOSFET is used), the triac Q1 is completely turned on when the impedance is very low. Not saturated.
[0088]
When the IGBT Q3 is driven by the control signal voltage shown in FIG. 14A, which is generated linearly by generating the control signal voltage in a time-sharing manner, the triac Q1 is ignited in a state where the IGBT Q3 is not completely turned on. In this case, the difference between the impedances is large, so that a step ΔV1 shown in FIG. 14B is generated in the load voltage, and noise increases at the step ΔV1.
[0089]
However, in this embodiment, the IGBT Q3 can be completely turned on by raising the control signal voltage applied to the gate of the IGBT Q3 from the apparently on state as shown in FIG. When the TRIAC Q1 is turned on at the bottom, the step ΔV2 of the load voltage due to the difference in impedance can be made as small as possible compared to ΔV1, as shown in FIG. 15B, and as a result, further noise reduction can be achieved. There is an advantage that becomes possible.
[0090]
(Embodiment 8)
In each of the above-described embodiments, as shown in FIG. 16 (a), before the triac Q1 is turned on, a driving period Ta for driving the IGBT Q3 to gently increase the load current is provided, and the conduction period Tb of the triac Q1 is provided. Then, the triac Q1 is turned off in the vicinity of the zero cross (Z) of the AC power supply voltage that is equal to or lower than the holding current. In particular, when the load current is small, the voltage to be turned off increases, so that noise increases.
[0091]
Therefore, in the present embodiment, in the ignition conduction period Tb of the triac Q1, the function of turning on the IGBT Q3 again near the zero cross of the AC power supply voltage as shown in FIG. There is a feature in having it. The configuration is not shown here because the configuration shown in FIG. 7 or FIG. 8 is used.
[0092]
Thus, in the present embodiment, the IGBT Q3 is turned on again under the control of the CPU circuit 22 (Ta ′) immediately before the AC power supply voltage becomes zero in the conduction period of the triac Q1. As a result, even if the TRIAC Q1 becomes equal to or lower than the holding current and is turned off, the load current can continue to flow through the IGBT Q3 until the next AC power supply voltage zero cross. .
[0093]
FIGS. 16B and 17B both show load currents during the drive period (Ta, Ta ′) of the IGBT Q3.
[0094]
(Embodiment 9)
In this embodiment, as shown in FIG. 18, a series circuit of resistors RA and RB for dividing the collector-emitter voltage of the IGBT Q3 is connected to the circuit configuration of FIG. 8, and the resistors RA and RB are used to divide the voltage. The A / D conversion circuit 27 performs A / D conversion on the generated voltage and then feeds it back to the CPU circuit 22 to vary the input phase angle due to variations in the threshold voltage of the gate of the IGBT Q3 and variations in the switching waveform of the load voltage. There is a feature in the point that I coped with.
[0095]
Since other configurations are the same as those in FIG. 8, the same reference numerals are given to the same components, and description thereof is omitted.
[0096]
Next, based on the above circuit configuration, the operation of the present embodiment will be described. Here, the standby operation without the phase control operation and the basic operation of the phase control are the same as in the first embodiment, and the operation related to the feedback of the gate voltage of the IGBT Q3 is the same as in the fourth embodiment. The description of the operation is omitted, and the operation of the configuration characteristic of the present embodiment will be described.
[0097]
Thus, when the ON operation signal and the setting signal corresponding to the set illuminance ratio are input from the external setting unit 3, the CPU circuit 22 can obtain the illuminance ratio of the illumination load LO set by the external input unit 3. The phase control angle is obtained by calculation, and the IGBT Q3 is driven at a predetermined phase angle of the voltage of the AC power supply AC based on the zero cross detection signal ZS. By this driving, the voltage (load voltage) across the illumination load LO applied through the IGBT Q3 and the diode bridge 1 is gradually raised by time-division control as in the above-described embodiment. In the driving period for driving the IGBT Q3, the voltage between the collector and the emitter of the IGBT Q3 is detected by a voltage divided by the resistors RA and RB, and the voltage is A / D converted by the A / D conversion circuit 27. To give feedback. When the voltage waveform fed back in the CPU circuit 22 is different from the preset waveform pattern, the control signal voltage applied to the gate is further controlled to obtain the waveform between the collector and the emitter. Control is performed so that the error converges to a preset range.
[0098]
FIG. 19A shows a voltage waveform between the collector and emitter of the IGBT Q3. In the region b of this waveform, since high speed control is required for the gate voltage of the IGBT Q3, variation can be reduced by feedback control of the gate voltage in the amplifier circuit 26.
[0099]
On the other hand, the region a is a region that cannot be controlled only by the feedback control of the gate voltage due to the variation in the threshold voltage characteristics of the gate of the IGBT Q3, so that the voltage waveform between the collector and emitter of the IGBT Q3 is fed back as in this embodiment. By controlling, the set input phase (time) shift can be corrected.
[0100]
As a voltage feedback control configuration, the amplifier circuit 26 may be controlled by feeding back the gate voltage of the IGBT Q3 and the voltage between the collector and the emitter.
[0101]
(Embodiment 10)
In the present embodiment, as shown in FIG. 20, the temperature detection element TH1 is arranged close to the circuit configuration of FIG. 8 so as to be thermally coupled to the IGBT Q3 that constitutes the second switch circuit. The CPU circuit 22 detects the temperature of the IGBT Q3 based on the temperature detection signal, and the control corresponding to the load state is performed based on the detected temperature as described later. Here, as the temperature detection element TH1, a thermistor having a negative (or positive) characteristic whose electric resistance value changes depending on the temperature is used, but a thermocouple, a semiconductor, or the like whose electromotive voltage value changes depending on the temperature can be used. .
[0102]
Since other configurations are the same as those in FIG. 8, the same reference numerals are given to the same components, and description thereof is omitted.
[0103]
Next, the operation of this embodiment will be described. Here, the standby operation without performing the phase control operation is the same as that of the first embodiment, and the operation related to the feedback of the gate voltage of the IGBT Q3 is the same as that of the fourth embodiment. The operation of the configuration characteristic of the present embodiment will be described.
[0104]
Thus, when an ON operation signal and a phase control angle signal corresponding to the set illuminance ratio are input from the external setting unit 3, the CPU circuit 22 determines that the illuminance ratio of the illumination load LO set in the external input unit 3 is The obtained phase angle is obtained by calculation, and the IGBT Q3 is driven at a predetermined phase angle of the voltage of the AC power supply AC based on the zero cross detection signal ZS. As a result of this driving, the voltage across the illumination load LO (load voltage) applied through the IGBT Q3 and the diode bridge 1 is gradually raised by time-division control in the same manner as in the above-described embodiment. The CPU circuit 22 performs control so that it is completely turned on. Since a load current flows through the driven IGBT Q3 through the diode bridge 1, a loss occurs in the IGBT Q3 and heat is generated.
[0105]
This heat generation is transferred to the thermistor as the temperature detection element TH1, and its resistance value changes according to the detected temperature. Here, the temperature detection element TH1 composed of a thermistor is connected in series with the resistor RC, and a constant voltage is applied from the power supply circuit 21, and a change in the resistance value of the temperature detection element TH1 appears as a voltage change at a point X in FIG. .
[0106]
The voltage at point X is converted by the A / D conversion circuit 27 as a digital signal that can be processed by the CPU circuit 22 and input to the CPU circuit 22.
[0107]
On the other hand, the CPU circuit 22 stores a temperature threshold value in the internal storage device (not shown) below that the safe operation of the IGBT Q3 is ensured and the lifetime is sufficiently ensured. The CPU circuit 22 compares this temperature threshold value with the detected temperature of the IGBT Q3. If the temperature of the IGBT Q3 is equal to or lower than the temperature threshold value, the CPU circuit 22 continues driving with the IGBT Q3 and continues the state where the triac Q1 is stopped. The IGBT Q3 is kept on until the next zero cross point and turned off at the zero cross point. This operation is thereafter repeated every half cycle of the AC power supply voltage.
[0108]
In other words, in the case of a small load capacity with a small amount of heat generated by the IGBT Q3, the phase control only for driving the IGBT Q3 is performed and the energization of the load current is not switched from the IGBT Q3 to the triac Q1. It becomes a voltage and noise generation can be suppressed to a smaller level.
[0109]
Further, when the triac Q1 is turned on when the load capacity is small, the triac Q1 is turned off when the current value is equal to or lower than the holding current of the triac Q1, but in this embodiment, only the IGBT Q3 is used. Therefore, it is possible to control a smaller load without the problem.
[0110]
Next, a case where the load current increases during driving of the IGBT Q3 will be described. When the load current increases, the loss in the IGBT Q3 increases, so the amount of heat generated by the IGBT Q3 increases and the temperature rises. This temperature rise is transferred to the temperature detection element TH1 made of a thermistor, the resistance value of which changes, and the voltage at the point X also changes. After A / D conversion by the A / D conversion circuit 27, the signal is input to the CPU circuit 22 as a signal indicating the temperature of the IGBT Q3.
[0111]
The CPU circuit 22 compares the temperature of the IGBT Q3 detected by the input signal with the temperature threshold value, and when the temperature of the IGBT Q3 exceeds the temperature threshold value, the IGBT Q3 is secured outside the safe operating temperature range and has a lifetime. The CPU circuit 22 generates a trigger pulse for the gate of the triac Q1 and triggers the triac Q1 through the drive circuit 24.
[0112]
The generation timing of the pulse signal that triggers the triac Q1 is the timing after the IGBT Q3 is completely driven to the on state (saturated state) in the driving period of the IGBT Q3. After the triac Q1 is turned on, the voltage drop generated in the triac Q1 is much smaller than the voltage drop generated by the IGBT Q3 and the diode bridge 1, so that the load current is switched from the IGBT Q3 to the triac Q1 and energized. Is done. After this, the IGBT Q3 is turned off. The triac Q1 is turned off at the zero cross of the next AC power supply voltage. These operations are repeated every half cycle of the AC power supply cycle.
[0113]
With the above operation, in the present embodiment, when a small illumination load LO is connected, noise is reduced by flowing a load current only with the IGBT Q3, and when a large illumination load LO is connected, As in each of the above-described embodiments, a drive period for reducing noise at the start-up time is set by the IGBT Q3 before the triac Q1 is turned on, and the load current is supplied to the triac Q1 outside the safe operating temperature range of the IGBT Q3. Can prevent thermal destruction of IGBTQ3 and can handle large loads.
(Embodiment 11)
In the tenth embodiment, when the temperature of the IGBT Q3 is detected by the temperature detection element TH1, and the operation of the IGBT Q3 is within the safe operating temperature range, the load current is passed only by driving the IGBT Q3, When the load is large and the temperature rises outside the safe operating temperature range, control is performed to switch the energization to the triac Q1, but in this embodiment, in addition to the configuration of the tenth embodiment, FIG. As shown, the thermistor as the second temperature detection element TH2 is disposed close to the triac Q1 so as to be thermally coupled to the triac Q1, and the temperature of the triac Q1 is detected by the temperature detection element TH2, and the temperature detection elements TH1, TH2 It is characterized in that the IGBT Q3 and the triac Q1 are controlled based on the detected temperature.
[0114]
In order to simplify the description, it is assumed that the heat resistant temperatures of the triac Q1 and the IGBT Q3 are the same.
[0115]
Next, the operation of this embodiment will be described. Here, the standby operation without performing the phase control operation is the same as that of the first embodiment, and the operation related to the feedback of the gate voltage of the IGBT Q3 is the same as that of the fourth embodiment. The operation of the configuration characteristic of the present embodiment will be described.
[0116]
Thus, when an ON operation signal and a phase control angle signal corresponding to the set illuminance ratio are input from the external setting unit 3, the CPU circuit 22 determines that the illuminance ratio of the illumination load LO set in the external input unit 3 is The obtained phase angle is obtained by calculation, and the IGBT Q3 is driven at a predetermined phase angle of the voltage of the AC power supply AC based on the zero cross detection signal ZS. As a result of this driving, the voltage across both ends of the illumination load LO (load voltage) applied through the IGBT Q3 and the diode bridge 1 is gradually raised by time-division control as in the above-described embodiments, and when this rise period elapses, the IGBT Q3 The CPU circuit 22 performs control so as to completely turn on. On the other hand, since a load current flows through the driven IGBT Q3 via the diode bridge 1, a loss occurs in the IGBT Q3 and heat is generated.
[0117]
This heat generation is transferred to the thermistor as the temperature detection element TH1, and its resistance value changes according to the detected temperature. Here, the temperature detection element TH1 formed of a thermistor is connected in series with the resistor RC, and a constant voltage is applied from the power supply circuit 21, and a change in the resistance value of the temperature detection element TH1 appears as a voltage change at a point X in FIG. .
[0118]
The voltage at point X is converted by the A / D conversion circuit 27 as a digital signal that can be processed by the CPU circuit 22 and input to the CPU circuit 22.
[0119]
Similarly, a constant voltage is also applied from the power supply circuit 21 to the temperature detection element TH2, which is a thermistor that detects the temperature of the triac Q1, via the resistor RD, and the change in the resistance value of the temperature detection element TH2 is the voltage change as the Y point. And A / D converted by the A / D conversion circuit 27 in the same manner as the voltage at the point X, and then input to the CPU circuit 22 as a temperature detection signal of the triac Q1.
[0120]
The CPU circuit 22 compares the temperature of the IGBT Q3 with the temperature of the triac Q1. In this case, since the operation of the triac Q1 has been stopped until now, the temperature of the IGBT Q3 is higher than the temperature of the triac Q1. When the temperature of the triac Q1 is lower than the temperature of the IGBT Q3, the CPU circuit 22 supplies a trigger pulse signal to the gate of the triac Q1 through the drive circuit 24, thereby causing the triac Q1 to be turned on.
[0121]
The generation timing of the pulse signal that triggers the triac Q1 is set after the IGBT Q3 is completely turned on.
[0122]
After the triac Q1 is turned on, the voltage drop generated in the triac Q1 is much smaller than the voltage drop generated by the IGBT Q3 and the diode bridge 1, so that the load current is switched from the IGBT Q3 to the triac Q1 and energized. . After this, the IGBT Q3 is turned off. Triac Q1 turns off at the next zero cross. The switching operations of the triac Q1 and the IGBT Q3 are repeated every half cycle of the AC power supply cycle.
[0123]
With the above operation, heat generation is reduced as compared with the case where the switching operation is performed only with the IGBT Q3, and therefore the temperature of the IGBT Q3 detected by the temperature detection element TH1 is lowered.
[0124]
On the other hand, the temperature of the triac Q1 detected by the temperature detection element TH2 rises when energization is started. The temperature of the triac Q1 and the temperature of the second switch are further compared in the CPU circuit 22. When the temperature of the triac Q1 is lower than the temperature of the IGBT Q3, the next half of the input phase angle of the current triac Q1. In the period, the triac Q1 is ignited with a smaller phase angle. Thereby, the conduction | electrical_connection period of triac Q1 becomes long and the temperature of triac Q1 rises further.
[0125]
On the other hand, the driving period of IGBT Q3 is shortened, and the temperature of IGBT Q3 is lowered. This series of temperature detection and comparison and the operation of reducing the input phase angle of the triac Q1 are continued until the temperature of the triac Q1 becomes equal to the temperature of the IGBT Q3 or until the temperature of the triac Q1 becomes higher than the temperature of the IGBT Q3. When the temperature of the triac Q1 becomes higher than the temperature of the IGBT Q3, the charging phase angle of the triac Q1 is made larger than the current charging phase angle. Thereby, the temperature of the triac Q1 is lowered, while the temperature of the IGBT Q3 is To rise.
[0126]
This series of temperature detection and comparison and control operation for increasing the input phase angle of the triac Q1 are continued until the temperature of the triac Q1 becomes equal to the temperature of the IGBT Q3 or until the temperature of the IGBT Q3 becomes higher than the temperature of the triac Q1.
[0127]
By continuing the control as described above, the temperatures of the triac Q1 and the IGBT Q3 can be kept the same. When the temperatures of the triac Q1 and the IGBT Q3 become the same, the current phase angle of the triac Q1 is maintained and the temperatures of the triac Q1 and the IGBT Q3 are kept the same.
[0128]
FIG. 22 shows the relationship between the IGBT Q3 in the drive period Ta and the conduction period Tb of the triac Q1, and the relationship between these periods Ta and Tb varies depending on the detected temperature.
[0129]
Here, the maximum load capacity is determined by the heat resistant temperature of the triac Q1 and the IGBT Q3, but if the temperature difference between the triac Q1 and the IGBT Q3 is large, the load current is limited by the switch having a higher temperature. And IGBTQ3 can be controlled to the same temperature to ensure the maximum load capacity.
[0130]
Further, a temperature threshold value is stored in the storage device in the CPU circuit 22, and below this temperature threshold value, the safe operation of the triac Q1 and the IGBT Q3 is ensured and the lifetime is sufficiently ensured. The temperature threshold value stored in the storage device in the CPU circuit 22, the temperature of the triac Q1, and the temperature of the IGBT Q3 are compared. When the temperature threshold value is exceeded, the control signals to the triac Q1 and the IGBT Q3 are stopped. Thereby, failure and damage due to heat generation of the element can be prevented.
[0131]
It is assumed that the thermal resistance of the triac Q1 and the IGBT Q3 is the same, but even if there is a difference in the thermal resistance of the triac Q1 and the IGBT Q3, the temperature threshold of the triac Q1 and the temperature threshold of the IGBT Q3 are separately provided, It is good also as control which keeps the difference with each element temperature the same.
[0132]
Further, when the lifetime characteristics with respect to the element temperature other than the temperature difference are different, a temperature table weighted to each element temperature is stored in the storage device in the CPU circuit 22 so that the weighted temperatures are the same. It can also be controlled. Also, if there are heat-sensitive components in the vicinity of the element, set the temperature threshold so that the heat-resistant temperature of the heat-sensitive component is not exceeded even if the temperature threshold is not set at the heat-resistant temperature of each element. You can also
Embodiment 12
In each of the embodiments described above, the drive period by driving the IGBT Q3 is provided before the conduction period of the triac Q1 in order to reduce noise, but the load capacity of the connected illumination load LO is much higher than the rated load capacity. Is large, the loss of the IGBT Q3 in a transitional region until the IGBT Q3 is completely turned on (saturated state) becomes large. Generated noise increases due to the increase.
[0133]
Therefore, in the present embodiment, as shown in FIG. 23, a series circuit of the switching element S1 and the noise prevention capacitor C0 is connected in parallel to the series circuit of the AC power supply AC and the lighting load LO, and the switching element S2 Is inserted between the lighting load L0 and the triac Q1, and the switching element S1 is turned on when the connected lighting load LO is higher than a predetermined load capacity. By turning off S2, a noise prevention circuit by LC is connected to reduce noise. When the connected illumination load LO is less than a predetermined load capacity, the switch element S1 is turned off, S2 is turned on, and the IGBT Q3 is driven. Noise reduction is achieved only by setting the period.
[0134]
In order for the control unit 2 to determine the load capacity of the illumination load LO connected here, the load current detection circuit 4 for detecting the load current is connected in series to the emitter of the IGBT Q3 as in the embodiment of FIG. The control unit 2 determines the load capacity of the illumination load LO based on the magnitude of the load current detected by the load current detection circuit 4, controls the switch elements S1 and S2 based on the determination result, and configures the above-described noise prevention circuit. Connect to or disconnect from the circuit.
[0135]
According to the present embodiment, when the illumination load LO having a load capacity less than the predetermined load capacity is connected, the generation of noise is reduced only by setting the drive period of the IGBT Q3 without using the LC noise prevention circuit, and the illumination load LO is reduced. When the load capacity is equal to or greater than the predetermined load capacity, the generation of noise is reduced by using the setting of the drive period of the IGBT Q3 and the noise prevention circuit in combination.
[0136]
Here, when the load capacity is large, since the noise prevention circuit is connected in combination with the reduction in noise by setting the drive period of the IGBT Q3, the reactance L for noise prevention and the capacitor C0 can be reduced in size. In addition, even when dealing with a large load capacity, it is possible to reduce noise while avoiding an increase in the size of the apparatus.
[0137]
Further, when the load capacity is small, the noise prevention circuit is not connected, so that the roaring sound of the LC can be eliminated.
[0138]
In this embodiment, it is needless to say that the same control as in the embodiment of FIG. 10 is performed according to the load current detected by the load current detection circuit 4.
[0139]
Further, the noise prevention circuit may be configured by only one of the capacitor C0 and the reactance L.
[0140]
Further, even if the load current detection circuit 4 is configured by using a current transformer or the like in addition to the shunt resistor R0, it will follow.
[0141]
  (Embodiment 13)
  In the present embodiment, in the configuration in which the load current detection circuit 4 as shown in FIG. 10 is provided, a temperature detection element TH1 for detecting the temperature of the IGBT Q3 is provided in the same manner as in FIG. The absolute value of the load current is detected from the output, and the effective current value is calculated from the detected absolute value. From the calculated result, the phase control by only the IGBT Q3 or the phase by the combination of the drive period of the IGBT Q3 and the conduction period of the triac Q1 controlOrIn the latter phase control, the length of the drive period of the IGBT Q3 and the length of the conduction period of the triac Q1 are automatically controlled by the detected temperature of the temperature detection element TH1. Here, the configuration is not shown with reference to FIGS. 10 and 20.
[0142]
According to the present embodiment, when a lighting load LO having a low load capacity is connected, the loss can be reduced by performing phase control only with the IGBT Q3 whose on-resistance at the low load is smaller than that of the triac Q1. In addition, the load voltage is controlled in a time-sharing manner in the same way as described above at the start of driving, and then gradually raised, and after transition to saturation, the noise is reduced by turning off at the next AC power supply voltage zero cross. Can be achieved.
[0143]
Further, by detecting that the load capacity is larger than the detection temperature of the temperature detection element TH1 for detecting the temperature of the IGBT Q3, the TRIAC Q1 is ignited before the temperature of the IGBT Q3 exceeds the safe operating temperature range, and the high load Even when a lighting load LO with a capacity is connected, it can operate safely.
[0144]
In addition, since the drive period and conduction period of each element can be controlled in accordance with the current tolerance of each element of IGBT Q3 and triac Q1, the phase control device can be made smaller. There is an advantage that the rated load capacity can be increased.
[0145]
(Embodiment 14)
In this embodiment, in the configuration including the load current detection circuit 4 described above, the control unit 2 detects the absolute value of the load current from the output of the load current detection circuit 4 and calculates the effective current value from the detected absolute value. From the calculated results, phase control combining the driving period Ta of the IGBT Q3 and the conduction period Tb of the triac Q1 as shown in FIG. 24, or driving from the vicinity of the zero cross of the AC power supply voltage shown in FIG. It has a function of selectively controlling whether the anti-phase control is turned off by. In the latter phase control, the lengths of the drive period Ta and the conduction period Tb are automatically controlled based on the detection of the temperature detection element TH1 as in the twelfth embodiment.
[0146]
Here, the circuit configuration will be omitted by referring to FIGS. 10 and 20 as in the twelfth embodiment. In addition to the advantages of the twelfth embodiment, this embodiment can further reduce noise since the IGBT Q3 can be driven from the zero cross of the AC power supply voltage when controlling a low load capacity.
(Embodiment 15)
In this embodiment, the load current detection circuit 4 is provided, and the IGBT 2 is driven in the control unit 2 in response to the installation of the luminaire or the first power supply after the lamp effect or the power-on at regular intervals. Is detected from the detection output of the load detection circuit 4, and the control signal data of the IGBT Q3 corresponding to the detected absolute value is stored in a built-in storage device (not shown), and the power supply is cut off. In this embodiment, the power supply for the next phase control operation is performed after the control is performed based on the control signal data stored in the storage device.
[0147]
In the embodiment in which the load current is detected every time and the phase control method is determined, it takes time until the optimum control state is reached, and there is a period in which both characteristics are bad before the optimum noise or heat reduction is performed. However, in this embodiment, paying attention to the fact that the state after the installation of the lighting fixture etc. does not change, the state of the lighting load LO is grasped at the first power-on after the installation or after the lamp replacement. The control signal data corresponding to the state is stored, and during the subsequent phase control, control is performed based on the already stored control signal data, so that optimization can be achieved at high speed without detecting the load current. In addition, by periodically updating the control signal data, it is possible to cope with a change with time of the illumination load LO.
[0148]
【The invention's effect】
  The invention according to claim 1 comprises a first switch circuit inserted between an AC power source and a load and comprising a reverse blocking or bidirectional thyristor, and a self-extinguishing switch element. A second switch circuit connected to both ends of the thyristor, and a control unit for controlling the ignition conduction of the thyristor and the drive of the self-extinguishing type switch element, the control unit being set to a predetermined set during the phase control operation From this phase angle, the self-extinguishing switch element is controlled and driven in a time-divided interval unit to set a period during which the load voltage applied to the load through the self-extinguishing switch element is ramped up. After a period of time, the thyristor is ignited, so that the self-extinguishing switch element is controlled and driven in time-divided sections.DoTherefore, the rise of the load voltage at the start of phase control start can be moderated to prevent noise generation, and the loss in the self-extinguishing switch element can be suppressed to reduce heat generation and noise can be controlled. There is an effect that it is not necessary to provide a prevention circuit, and it is possible to avoid an increase in the size of the apparatus for the control in consideration of heat generation.In addition, the load voltage ramp rise line during the period is a continuous non-linear line in which the slope is set individually for each section, so that the load voltage is changed gently before and after the start of driving. Therefore, the driving period of the self-extinguishing switch element can be shortened, and as a result, noise generation and heat generation due to loss of the self-extinguishing switch element can be reduced.
[0149]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, after the self-extinguishing switch element is saturated after the lapse of the period, the thyristor is ignited and the self-extinguishing type is activated after the igniting. Since the switch element is turned off, in addition to the effect of the invention of claim 1, the drive period of the arc extinguishing switch element can be shortened as much as possible, and the heat generation in the self arc extinguishing switch element can be prevented. is there.
[0151]
  Claim3The invention of claim 1 is characterized in that, in the invention of claim 1, the control unit generates a control signal in which a signal level is set for each section at the control end of the self-extinguishing switch element as a digital signal and a thyristor. A CPU circuit having a function of generating an arc signal, and a D / A converter for supplying a control signal composed of a digital signal output from the CPU circuit to the control terminal of the self-extinguishing switch element Since it is equipped with an A conversion circuit, it is possible to easily generate a control signal waveform arbitrarily, which is optimal for noise reduction and heat generation reduction.Self-extinguishing switch elementCan be driven.
[0152]
  Claim4The invention of claim 1 uses a voltage-driven switching element as the self-extinguishing switch element in the invention of claim 1, and the control unit is connected to a capacitance or a control terminal inside the control end of the self-extinguishing switch element. Since the connected capacitor is charged and the control signal for driving the self-extinguishing switch element is output as a PWM signal using the charging voltage as a control signal voltage, a control signal voltage waveform can be easily generated arbitrarily. In addition, no D / A conversion circuit or the like is required, and therefore the apparatus can be downsized.
[0153]
  Claim5The invention of claim 1 uses a voltage-driven switching element as the self-extinguishing switch element in the invention of claim 1 and uses a charging voltage as a control signal voltage of the self-extinguishing switch element and a charging capacitor. Connect at least two RC blocks made of resistors in parallel to the control ends of the arc-extinguishing switch elements, and output pulses for supplying the charge amount set by the control unit to each RC block. Therefore, the control signal voltage waveform can be shaped with a simple circuit configuration, and the cost of the apparatus can be reduced.
[0154]
  Claim6The invention of claim 1 uses a voltage-driven switching element as the self-extinguishing switch element in the invention of claim 1, and the control unit is connected to a capacitance or a control terminal inside the control end of the self-extinguishing switch element. A current source that drives the self-extinguishing switch element by charging the connected capacitor and using the charging voltage as a control signal voltage, and the output current value of the current source is controlled in units of the sections. The control signal voltage waveform can be shaped with.
[0155]
  Claim7The invention of claim4Thru6In any one of the inventions, a first detection unit that detects a voltage at a control end of the self-extinguishing switch element is provided, and the control unit controls the voltage based on the voltage detected by the first detection unit. Because it has a means to control the signal voltage, variations in the control signal voltage waveform due to variations in the self-extinguishing switch element can be corrected, and as a result, variations in the noise generation level can be reduced, and the amount of variation can be taken into account. Therefore, it is possible to reduce the margin of the designed condition, so that it is possible to further reduce the amount of heat generation and to further reduce the size of the apparatus.
[0156]
  Claim8The invention of claim7In the invention, the second detection means for detecting the voltage across the self-extinguishing switch element is provided, and the control unit controls the control signal voltage based on the detection voltage of the second detection means. The variation can be further reduced, and as a result, the amount of generated heat can be reduced and the apparatus can be downsized.
[0157]
  Claim9The invention of claim7In the invention, load current means for detecting a load current flowing through the load via the self-extinguishing switch element is provided, and the control unit controls the control signal voltage corresponding to the load current detected by the load current detection means. Therefore, when the actual load current is small relative to the rated operating current of the device, the drive period of the self-extinguishing switch element can be shortened, and as a result, the self-extinguishing type while reducing noise is achieved. The amount of heat generated by the switch element can be minimized, and energy can be saved by reducing extra power loss.
[0158]
  Claim10The invention of claim7In the invention, load current means for detecting a load current flowing through the load via the self-extinguishing switch element is provided, and the control unit stores a stored data table in which the magnitude of the load current and the control signal voltage are associated with each other. Control signal voltage data corresponding to the load current value detected by the load current detection means is selected from the stored data table, and the voltage at the control end of the self-extinguishing switch element is selected based on the control signal voltage. Because control is performed, control signal output control according to the load current can be easily performed, control processing at the control unit is simplified, and data in the stored data table can be easily updated even when the rated load capacity changes. Therefore, it is possible to reduce the cost by sharing the circuit components used.
[0159]
  Claim11The invention of claim7In the present invention, in the transient region where the self-extinguishing switch element is in a transitional state from the start of driving to a saturated state, the control unit detects a change in the capacitance in the control end that is detected by the first detecting means. It has a function to temporarily increase the control signal voltage as judged fromsoThe drive delay due to the increase in the capacitance within the control end of the self-extinguishing switch element can be mitigated, so that the drive time can be shortened, and the heat generation of the self-extinguishing switch element can be reduced accordingly.
[0160]
  Claim12The invention of claim11In the invention, since the control unit has a function of increasing the control signal voltage applied to the control terminal of the self-extinguishing switch element immediately before the thyristor is turned on, the self-extinguishing switch element is provided. The thyristor can be fired in the fully on state, so that the difference between the load voltage before the thyristor is fired and the load voltage due to the fire continuity can be minimized, resulting in further noise reduction. I can plan.
[0161]
  Claim13In the invention of claim 2, in the invention of claim 2, the controller re-drives the self-extinguishing switch element until the AC power supply voltage becomes zero immediately after the thyristor is turned on until the AC power supply voltage becomes zero. Since saturation occurs, noise generation at the turn-off of the thyristor can be eliminated.
[0162]
  Claim14The invention of claim 1 further comprises a temperature detection element that converts and outputs the temperature of the self-extinguishing switch element into an electric signal, and the control unit is self-responsive based on the electric signal from the temperature detection element. It has a function to detect the temperature of the arc-extinguishing switch element, and when the temperature of the self-extinguishing switch element during driving of the self-extinguishing switch element exceeds the safe operating temperature range, the thyristor is turned on. Since the control to shift is performed, the heat generation within the range where the self-extinguishing switch element can be operated safely is minimized by using the low loss of the self-extinguishing switch element at low capacity while reducing noise generation. Therefore, further downsizing of the device is facilitated.
[0163]
  Claim15According to the invention of claim 1, in the invention of claim 1, a first temperature detecting element that converts and outputs the temperature of the self-extinguishing switch element into an electric signal, and a second temperature that converts and outputs the temperature of the thyristor into an electric signal. A function of detecting the temperature of the self-extinguishing switch element and the temperature of the thyristor based on electrical signals from both temperature detecting elements, and the temperature of the self-extinguishing switch element. If the temperature of the thyristor is lower than the temperature of the thyristor, the phase angle at which the thyristor is turned on in the phase control cycle is sequentially reduced until both temperatures become equal to or higher than the temperature of the self-extinguishing switch element. If the temperature of the thyristor is higher than the temperature of the self-extinguishing switch element, the two temperatures are equal or lower than the temperature of the self-extinguishing switch element. In the phase control cycle, the function of controlling the phase angle at which the three terminal thyristors are ignited in order to gradually increase, and the temperature of the self-extinguishing switch element and the thyristor have exceeded the safe operating temperature range. In this case, since the phase control operation is stopped, the thyristor and the self-extinguishing switch element can be fully utilized up to an allowable temperature, and as a result, the apparatus can be reduced in size and the rated load capacity can be increased. In addition, when a load exceeding the rated load capacity is connected, the phase control can be automatically stopped when the operating range of the element is exceeded, so damage or ignition due to heat or the like can be prevented in advance. .
[0164]
  Claim16The invention according to claim 1 further comprises load current means for detecting a load current flowing through the load via the self-extinguishing switch element, wherein the control unit is configured to detect the load current from the detection output of the load current detection means. Phase control that has a function to calculate the effective current value from the detected absolute value of the load current, and maintains the saturation state of the self-extinguishing switch element until the zero voltage crosses when the effective current value is not more than a predetermined value Therefore, at high load capacity, phase control is performed by a combination of a self-extinguishing switch element and a thyristor to reduce noise and heat, and at low load capacity, while reducing noise, Since phase control can be performed only by a self-extinguishing switch element having a low on-resistance at a low capacity, heat generation at a low capacity can be suppressed.
[0165]
  Claim17The invention according to claim 1 further comprises load current means for detecting a load current flowing through the load via the self-extinguishing switch element in the invention according to claim 1, wherein the control unit has a phase control operation accompanying a predetermined power-on. Sometimes, a means for detecting the absolute value of the load current from the detection output of the load current detection circuit and storing control data corresponding to the detected absolute value is provided, and during phase control operation associated with power-on other than the predetermined power-on Since phase control is performed by the self-extinguishing switch element and thyristor based on the stored control data, control based on control data once determined is possible, so it is faster than control that performs current detection etc. Optimization can be achieved, and in particular, by periodically updating control data, it is possible to cope with changes in load over time.
[0166]
  Claim18The invention according to claim 1 further comprises load current means for detecting a load current flowing through the load via the self-extinguishing switch element, and is connected in parallel to a series circuit of a load and an AC power supply. At least one of a series circuit block of an element and a capacitor or a parallel circuit block of an inductor and a switching element connected between a series circuit of a load and an AC power supply and a thyristor is provided, and the control unit detects the load current detecting means Since the switching element is turned on or off when the load current value to be exceeded is greater than or equal to a predetermined value, the noise can be reliably reduced when a load with a high load capacity is connected, and the self-extinguishing switch element is time-divisionally divided. In combination with noise reduction by simple control drive, inductors and capacitors for noise prevention can be made smaller, resulting in noise prevention Size reduction can be achieved as compared to the device using a capacitor or an inductor.
[0167]
  Claim19The invention according to claim 1 further comprises load current means for detecting a load current flowing through the load via the self-extinguishing switch element, and the control section is configured to detect a load from a detection output of the load current detection means. When the absolute value of the current is detected and the effective current value is calculated from the detected absolute value to detect the magnitude of the load capacity of the connected load and the detected load capacity is smaller than the predetermined load capacity Since the self-extinguishing switch element is driven from the zero cross of the AC power supply voltage, it has a function of performing the control by the anti-phase control to turn off at the set phase.16In addition to the effect of the present invention, noise during low capacity control can be further reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 3 is a control signal voltage waveform diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 4 is another example of the control signal voltage waveform shown in FIG.
FIG. 5 is a circuit example diagram of an RC block used in an example of supplying a control signal voltage waveform of the IGBTQ.
FIG. 6 is a circuit example diagram used for another supply example of the control signal voltage waveform of the IGBT Q3.
FIG. 7 is a circuit configuration diagram of Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 8 is a circuit configuration diagram of Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 9A is a principal circuit diagram of a fourth embodiment of the present invention.
(B) is a principal circuit configuration diagram using another example of the load current detection circuit of the above.
FIG. 10 is a circuit configuration diagram of Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 11 is a configuration diagram of a storage data table used in the above.
FIG. 12 is an operation waveform diagram of a comparative example of Embodiment 6 of the present invention.
FIG. 13 is a waveform diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 14 is an operation waveform diagram of a comparative example of Embodiment 7 of the present invention.
FIG. 15 is a waveform diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 16 is an operation waveform diagram of a comparative example of the eighth embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a waveform diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 18 is a circuit configuration diagram of Embodiment 9 of the present invention.
FIG. 19 is a diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 20 is a circuit configuration diagram of Embodiment 10 of the present invention.
FIG. 21 is a circuit configuration diagram of Embodiment 11 of the present invention.
FIG. 22 is a waveform diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 23 is a circuit configuration diagram of Embodiment 12 of the present invention.
FIG. 24 is a waveform diagram for explaining operation of the fourteenth embodiment of the present invention.
FIG. 25 is a waveform diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 26A is a circuit configuration diagram of a conventional example.
(B) is a circuit block diagram of another prior art example.
(C) is a circuit configuration diagram of another conventional example.
[Explanation of symbols]
1 Diode bridge
2 Control unit
21 Power supply circuit
22 CPU circuit
23 D / A conversion circuit
24 Drive circuit
3 External input section
Q1 Triac
Q3 IGBTQ3
AC commercial AC power supply
ZS Zero cross signal
C3 capacity
R3 resistance
LO Lighting load

Claims

A first switch circuit that is inserted between an AC power supply and a load and includes a reverse blocking or bidirectional thyristor and a self-extinguishing switch element, and is connected to both ends of the first switch circuit. 2 and a control unit for controlling the ignition conduction of the thyristor and the driving of the self-extinguishing type switch element, and the control unit temporally determines a predetermined phase angle during the phase control operation. The self-extinguishing switch element is controlled and driven in units of divided sections to set a period during which the load voltage applied to the load through the self-extinguishing switch element is ramped up. After this period, the thyristor A phase control device for starting and conducting
The control unit controls and drives the self-extinguishing switch element so that, during the period, the ramp-up line of the load voltage is a continuous non-linear line in which the slope is set for each section. A phase control device characterized by the above.

2. The self-extinguishing switch element is made to saturate after the elapse of the period, and then the thyristor is ignited and the self-extinguishing switch element is turned off after the igniting conduction. Phase control device.

The control unit has a function of generating a control signal in which a signal level is set for each section at a control end of the self-extinguishing switch element as a digital signal and a function of generating a thyristor firing signal. A CPU circuit; and a D / A conversion circuit that D / A converts a control signal composed of a digital signal output from the CPU circuit and supplies the control signal to a control terminal of the self-extinguishing switch element. The phase control apparatus according to claim 1.

A voltage-driven switch element is used as the self-extinguishing switch element, and the control unit charges the charge voltage by charging a capacitor inside the control terminal of the self-extinguishing switch element or a capacitor connected to the control terminal. 2. The phase control device according to claim 1 , wherein a control signal for driving the self-extinguishing switch element is output as a PWM signal using the control signal voltage as a control signal voltage .

A voltage-driven switching element is used as the self-extinguishing switch element, and at least two RC blocks each including a capacitor and a charging resistor, whose charging voltage is a control signal voltage of the self-extinguishing switch element, are arranged in parallel. 2. The pulse connected to the control terminal of the arc-extinguishing type switch element and outputting a charge amount set by the control unit for each RC block is output as described above. Phase control device.

A voltage-driven switching element is used as the self-extinguishing type switching element, and the control unit charges the charging voltage by charging a capacitor inside the control end of the self-extinguishing type switching element or a capacitor connected to the control end. The phase control device according to claim 1 , further comprising: a current source that drives the self-extinguishing type switch element using the control signal voltage as a control signal voltage, and controls an output current value of the current source in units of the section .

Means for detecting a voltage at a control terminal of the self-extinguishing switch element, and the control unit controls the control signal voltage based on the voltage detected by the first detection means; that it comprises a phase control device of any one of claims 4 to 6, wherein.

And a second detection unit configured to detect a voltage across the self-extinguishing switch element, wherein the control unit controls a control signal voltage based on a detection voltage of the second detection unit. The phase control device according to claim 7 .

Load current means for detecting the load current flowing through the load via the self-extinguishing switch element is provided, and the control unit controls the control signal voltage in accordance with the load current detected by the load current detection means. The phase control apparatus according to claim 7 .

Load current means for detecting a load current flowing through the load via the self-extinguishing switch element is provided, and the control unit includes a storage data table in which the magnitude of the load current is associated with a control signal voltage, and the load Selecting control signal voltage data corresponding to the load current value detected by the current detection means from the stored data table, and controlling the voltage at the control terminal of the self-extinguishing switch element based on the control signal voltage. 8. The phase control apparatus according to claim 7, wherein

In a transitional region where the self-extinguishing switch element is in a saturated state from the start of driving, the control unit determines a change in the capacitance within the control end from the detection voltage of the first detection means. 8. The phase control apparatus according to claim 7, further comprising a function of temporarily increasing the control signal voltage .

The phase control device according to claim 11 , wherein the control unit has a function of increasing a control signal voltage applied to a control terminal of the self-extinguishing switch element immediately before the thyristor is turned on. .

The control unit re-drives the self-extinguishing switch element until the AC power supply voltage becomes zero immediately after the thyristor is turned on until the AC power supply voltage becomes zero, so as to be in a saturated state. 3. The phase control device according to 2 .

A temperature detecting element that converts and outputs the temperature of the self-extinguishing switch element into an electric signal; And controlling the thyristor to shift to ignition conduction when the temperature of the self-extinguishing switch element during driving of the self-extinguishing switch element exceeds a safe operating temperature range. Item 2. The phase control device according to Item 1 .

A first temperature detection element that converts and outputs the temperature of the self-extinguishing switch element into an electrical signal; and a second temperature detection element that converts and outputs the temperature of the thyristor into an electrical signal, and the control unit includes: The function of detecting the temperature of the self-extinguishing switch element and the temperature of the thyristor based on the electrical signals from both temperature detecting elements, and when the temperature of the thyristor is lower than the temperature of the self-extinguishing switch element The thyristor firing phase angle in the phase control cycle is controlled to be sequentially reduced until both temperatures become equal or equal to or higher than the temperature of the self-extinguishing switch element, and the temperature of the self-extinguishing switch element is controlled. On the other hand, when the temperature of the thyristor is higher, the phase control cycle is continued until both the temperatures become equal or the temperature of the self-extinguishing switch element becomes lower than the temperature. 3 The function of controlling the terminal thyristor to gradually increase the phase angle at which the terminal thyristor is turned on, and the phase control operation when the temperature of the self-extinguishing switch element and the thyristor exceeds the safe operating temperature range. phase control apparatus according to claim 1, wherein the stop.

Load current means for detecting a load current flowing through the load via the self-extinguishing switch element is provided, and the control unit is an effective current based on an absolute value of the load current detected from a detection output of the load current detection means. 2. A phase control for maintaining a saturation state of the self-extinguishing switch element until a power supply voltage reaches zero cross when an effective current value is a predetermined value or less is provided. Phase control device.

Load current means for detecting a load current flowing through the load via the self-extinguishing switch element is provided, and the control unit detects a load current from a detection output of the load current detection circuit during a phase control operation when a predetermined power is turned on. Means for detecting the absolute value of the signal and storing control data corresponding to the detected absolute value, and during the phase control operation associated with the power-on other than the predetermined power-on, the self-extinguishing is based on the stored control data. The phase control apparatus according to claim 1, wherein phase control is performed by an arc-type switch element and a thyristor .

A load current means for detecting a load current flowing through the load via the self-extinguishing switch element, and a series circuit block or a load of a switching element and a capacitor connected in parallel to a series circuit of the load and an AC power supply; At least one of a parallel circuit block of an inductor and a switching element connected between a series circuit of the AC power supply and a thyristor is provided, and the control unit is The phase control apparatus according to claim 1, wherein the switching element is turned on or off .

Load current means for detecting the load current flowing through the load via the self-extinguishing switch element is provided, and the control unit detects the absolute value of the load current from the detection output of the load current detection means, and the detection thereof The function to detect the magnitude of the load capacity of the connected load by calculating the effective current value from the absolute value, and if the detected load capacity is smaller than the predetermined load capacity, the self-extinguishing switch element is connected to the AC power supply voltage. The phase control device according to claim 1, further comprising a function of performing control by reverse phase control that is driven from the zero cross and is turned off at a set phase .