JP4034358B2

JP4034358B2 - DC motor actuator generating radial force

Info

Publication number: JP4034358B2
Application number: JP54045998A
Authority: JP
Inventors: ガンターケイヘイン; ハンズロイトホルド; クリスティアンフラーリイ
Original assignee: シーゲイトテクノロジィリミテッドライアビリティカンパニー
Priority date: 1997-03-19
Filing date: 1997-03-19
Publication date: 2008-01-16
Anticipated expiration: 2017-03-19
Also published as: WO1998042063A1; KR100393858B1; GB9921852D0; GB2337647B; GB2337647A; JP2002511228A; HK1023858A1; KR20000076393A; DE19782264T1

Description

〔関連出願の相互参照〕
本発明は、発明者Gunter Karl Heine, Hans LeutholdおよびChristian Fleuryによって本出願と同時に出願された、本明細書の一部をなす「スピンドルモータのための能動的電磁気減衰システム」と題する米国特許出願第号（代理人事件番号A-6331/JAS）に開示されたシステムにおいて有用である。
このシステムは、公知の全てのブラシレスD.C.モータに有用である。また、何れも本願発明の譲受人に譲渡された1996年12月31日発行の「ディスクドライブ用鉄なしスピンドルモータ」と題する米国特許第5,590,003号、および1997年1月28日発行の「単相スピンドルモータ」と題する米国特許第5,598,071号に示された設計のモータにも有用であり、これら特許の内容は本明細書の一部をなす参照として本願に組み込まれる。
〔発明の分野〕
本発明は、一般にはモータ、および斯かるモータに発生する振動もしくは共振に関する。ディスクドライブアセンブリーに使用されるスピンドルモータに関して特定の応用または例を記載するが、本発明の応用はこれら特定の例に限定されない。本発明は、このような共振を排除するためのアクチュエータを開示する。
〔発明の背景〕
殆どのモータ、実際には固定軸の回りに回転する回転システムの殆どが、該システムに生じてその一部となる振動または共振を生じ、当該システム全体の安定性および円滑な動作を妨害する。このような問題はディスクドライブ工業において特に厳しく、この場合、スピンドルモータが高速回転のためのディスクまたはディスクパックを装着および支持している。ディスクドライブ工業では、より大きなトラック密度で動作できるヘッドディスクアセンブリー（HDA）を得るための研究が継続して行われており、そのためには衝撃および振動に対するより大きな耐性を必要とする。
HDAに対する動作要求が増大するに伴って、従来のHDAシステムに付随する問題が特性決定因子となる。例えば、従来のボールベアリングに付随する非反復的ランナウト（NRR）がトラック間隔を制限し、従ってHDAが確実に動作できるトラック密度を低下させる。NRRは、ハードディスクドライブの高度に複雑な動的特性、即ち、ボールベアリングが出す予想機械共振に対応した、モータおよびディスクパックの機械モードに関連している。NRRの振幅を減少させるためには、ドライブの振動特性を修飾しなければならない。幾つかの標準的な解決策の一つは、如何なる振動も生じず、従って共振モードを刺激しない非接触型ベアリング（例えば、磁気的または水力学的ベアリング）を使用することである。
従来技術において、ディスクドライブのモータまたはトランスジューサに付随した振動を電気的に減衰させるために多くの努力が行われてきた。より迅速にトランスジューサをトラック上に位置合わせするために、移動中のトランスジューサの振動を減衰させる従来技術には、Songの米国特許第4,414,497号、Sidmanの米国特許第5,459,383号、およびRavizzaの米国特許第4,080,636号が含まれる。これらは夫々、移動中のトランスジューサの振動または運動をより迅速に減衰させるためのフィードバックを加える精巧な回路を含んでいる。これらは全て、モータまたはディスクそれ自身の振動を減衰する問題に関するものではなく、また当該システムにかなりの複雑さおよび費用を加える。
他の特許では、モータの振動を減衰させるために、モータ自身に機械的または電子機械的な素子を加えている。これらの特許には、Hasigawaの米国特許第5,317,466号、Bartecの米国特許第4,198,863号、Clanceyの米国特許第4,286,202号が含まれる。これら特許は、特に振動を検出して減衰するために、機械的または電子機械的素子をモータに加えることに向けられている。これらの従来技術のアプローチもまた、回転するモータ、特にディスクドライブのスピンドルモータに存在し得る共振モードを検出し、斯かる共振を減衰する上で有効であることが立証されていない。更に、これらのアプローチは、モータ設計に対して著しい費用および複雑さを加える。
〔発明の概要〕
従って、本発明の目的は、ディスクドライブのスピンドルモータのような、回転システムにおいて生じる共振を減衰することである。
関連の目的は、回転システムの回転軸を所定位置に安定化することである。
本発明の更なる目的は、回転システムの非減衰共振運動を正確にシミュレートし、次いで、当該回転システムに位相の合わない力を加えて共振運動を減衰することである。
本発明の更なる関連目的は、共振運動を正確かつ反復して減衰または減弱する位相の合わない力を加え、これによって当該システムを安定化させることである。
本発明において、「減衰」の用語は、加えられる力が当該システム内の共振運動と位相が合わないという事実に直接関係している。これは、従来技術で採用されているアプローチを構成するような、システム内で発生している共振を直接妨害する力を加える（これはシステムに硬直性を加えるであろう）というアイディアとは逆である。これは、電磁気ベアリング等によって採用されるアプローチを当該システムに加えることである。
本発明の更なる目的は、このような非減衰運動を感知して、これらの運動を減衰させる回路を介して適切な力を加えることである。
本発明のもう一つの目的は、減衰アクチュエータが、当該回転システムを支持するモータの巻線を構成し得ることを示すことである。
本発明のもう一つの目的は、運動を止めるためのアクチュエータは、選択された大きさおよび位相の電流が印加される回転システムを支持しているモータの特定の巻線を構成し得ることを確立することである。
本発明の更にもう一つの目的は、効果的な減衰アクチュエータを提供するような、モータにおける巻線および該巻線における電流の方向および大きさを選択するためのアプローチを示すことである。
従って、本発明においては先ず共振運動が刺激され、次いで、その式の導関数を利用して減衰信号および位相遅延を定義し、これが該システムに対する力の適用を制御して当該システム内の共振を止める。従って、本発明が教示する減衰方法は、当該システムの運動を経時的に測定することと、ちょうど同じ力を90°だけ遅延させることと、前記減衰力を加えて前記運動を起こす傾向を矯正することとを具備する。こうして、本発明によれば、所定速度の運動は所定速度の逆の運動によって打ち消され、高周波運動が首尾よく止まる。このアプローチの成功の少なくとも一部は、当該運動の式の導関数が常に、回転システムの共振運動式の因子として速度を有していることに基づいている。従って、高周波の運動において、この減衰アプローチは、剛体システムに剛性を加えるよりも実質的に効果的である。
以下の詳細な説明では、高い応答性で共振運動を減衰する半径方向の力を、ここで回転システムの一例として使用するスピンドルモータの追加の巻線を使用することによって発生させ得ることを示すために、式が導出される。コイルは相にグループ化され、エネルギーを付与されて必要な時に半径方向の力を発生する。また、望ましくない運動の式を得て、追加の巻き線への電流の適用により力を発生および減衰するための適切な回路の例も開示される。
この詳細な説明は例示目的だけのものであり、分析および発明の原理は、当該モータに既に存在する巻き線を利用して適用することができるであろう。例えば、巻線を分岐し、半径方向の安定化力を発生させるために必要な電流を通常のモータ駆動電流に加えることができるであろう。或いは、正規の駆動電流を短時間だけ切断し、半径方向の力を発生させるために同じ巻線に負荷される電流を計算し、これら二つの電流を迅速に交代させて、駆動電流によってモータのモーメントを維持する一方、前記計算された電流によって半径方向の力を発生させてもよい。
本発明の他の特徴および利点は、添付の図面を参照して本発明の開示を検討することにより、当業者に明らかになるであろう。
【図面の簡単な説明】
図１Ａは、異なる組み合わせのコイルに電流を供給する際に、回転子の磁石にトルクを加えることが可能であることを示す図である。
図１Ｂは、異なる組み合わせのコイルに電流を供給する際に、回転子の磁石に半径方向の力を適用することが可能であることを示す図である。
図２Ａは、永久磁石ブラシレス直流モータの、一つのスロットに配置された導電体を示す図である。
図２Ｂは、導電体がコアと磁石の間のエアギヤップに直接配置される仮定条件を示している。
図３Ａは、前記エアギヤップに配置された一つの導電体に働く力を示す図である。
図３Ｂは、作用および反作用則、並びに前記エアギヤップに配置された導電体を流れる電流に起因して、磁石に作用する力を示す図である。
図４は、図３Ｂで分析した力のｘ軸およびｙ軸上への投影を示す図である。
図５は、エアギヤップに二つの導電体が配置されるときに、磁石に作用する二つの力を示している。
図６Ａは、モータ巻線における一つのスロットのコイル開口部を示す図である。
図６Ｂは、モータ巻線における二つのスロットのコイル開口部を示す図である。
図７は、モータの12のスロットに配置された12の同心円的コイルを示す図である。
図８は、8極12スロットモーターのための、トルクを発生する3相巻線を示す図である。
図９は、半径方向の力を発生する単相の６つのコイルを示す図である。
図１０は、回転する一つの半径方向の力を示す図である。
図１１は、直角位相で回転する二つの半径方向の力を示す図である。
図１２は、直角位相にある二つの半径方向の力を発生する２相巻線と、一つのスロットのコイル開口部を示す図である。
図１３が、二つの半径方向の力を発生する２相巻線、および二つのスロットのコイル開口部を示す図である。
図１４Ａは、直角位相にある二つの回転する力を示す図である。
図１４Ｂは120°離れた三つの回転する力を示す図である。
図１５は、二つの磁気回路をもったモータ構造を示す図である。
図１６Ａおよび図１６Ｂは、スロットの内モータ巻線（エアギヤップに配置されるシリンダ）の斜視図および断面図である。
図１７は、直角位相にある回転する二つの半径方向の力を示す図である。
図１８は、半径方向の力ベクトルの、相１および２によって発生する力ベクトル上への投影図である。
図１９は、相１によって発生した力ベクトル上への、半径方向の力のｘ軸およびｙ軸成分ベクトルの投影を示す図である。
図２０は、二つの直角位相にある力の合力と、120°分離された方向を有する三つの力の合力との間の関係を示す図である。
図２１は、相１の電流計算（a.59）のブロック図である
図２２は、一つの三角関数及び一つの乗算を処理する手段のブロック図である。
図２３は、回転子の位置の関数としてEPROMアドレスを発生する手段のブロック図である。
図２４は、位相遅延調節を伴った、回転子位置の関数としてEPROMアドレスを発生する手段のブロック図である。
図２５は、図２４のブロック図に対応するタイミング図である。
図２６は、モータドライブのトランジスタコマンド信号を使用して、電気的周期当たり一つのパルスを発生する回路図である。
図２７は、電気的周期当たり一つのパルスを発生するために、モータドライブのトランジスタコマンド信号を使用することを示す図である；タイミング図は、図２６の回路に関連している。
図２８は、二相の巻き線を利用して、半径方向の力を発生するためのブロック図である。
図２９は、半径方向の力に対する位相遅延効果を示す図である。
図３０は、ハードドライブスピンドルモータの垂直断面図である。
図３１は、回転する半径方向の力の励起に対する応答を測定するための回路のブロック図である。
図３２は、回転軸の角位置の定義を示す図である。
図３３は、順方向ジャイロスコープモードの回転、１回転当たり１パルスを与える信号に対して適用される、αおよびβのNOR成分の測定を示す図である。
図３４は、順方向ジャイロスコープモードの励起を示す図であり、αおよびβのNRR成分のリサジュー図形も示されている。
図３５は、逆方向ジャイロスコープモードの励起、およびαおよびβのNRR成分の測定を示す図であり、１回転当たり１パルスを与える信号も示されている。
図３６は、逆方向ジャイロスコープモードの励起を示す図であり、αおよびβのNRR成分のリサジュー図形も示されている。
図３７は、ｘｚ平面における回転子の運動を示す図である。
図３８は、波振幅のボーデプロット（bode plot）を示す図である。
図３９は、波位相遅延のボーデプロット（bode plot）を示す図である。
図４０は、同期マルチプライヤー位相遅延の効果を含む、α波位相遅延のボーデプロット（bode plot）を示す図である。
図４１は、電流増幅器および測定システムによって導入された時相遅延を含む、α波位相遅延のボーデプロット（bode plot）を示す図である。
図４２は、同期マルチプライヤー位相遅延を伴う逆方向ジャイロスコープモードの時相遅延の矯正を示す図である。
〔好ましい実施例の詳細な説明〕
スピンドルモータの標準的設計は、回転子を回転させるトルクを発生することを意図している。本研究の目的は、スピンドル部品（例えば磁石およびスタック）およびコイルまたは巻き線に供給される特別に計算された電流を用いて、スピンドルモータ内に半径方向の追加の力を発生させることである。図１Ａおよび図１Ｂは、異なった組み合わせのコイルを適用することにより、コイルの巻き方およびコイル中の電流の方向に応じて、回転子磁石に対してトルク（図１Ａ）または半径方向の力（図１Ｂ）の何れかを適用できることを示している。以下での議論および誘導は、この例について、別のコイルをモータに加えることを仮定している。この詳細な説明は例示のみを目的とするものであり、分析および本発明の原理は、モータに既に存在する巻き線を利用して適用することもできるであろう。例えば、巻き線を分岐させることもできるであろうし、半径方向の安定化力を発生するのに必要な電流を、正規のモータ駆動電流に加えることもできるであろう。或いは、正規の駆動電流を非常に短時間だけ切断し、半径方向の力を発生するように計算された電流を同じ巻線に印加してもよい。モータのモーメントがこれら駆動電流によって維持される一方、計算された電流によって半径方向の力が形成されるように、この二つの電流を迅速に交代させる。
永久磁石ブラシレスＤＣモータの場合、それは、磁石と力を発生する導電体を流れる電流との間の相互作用である。このようなモータの設計には、回転子位置の関数である電流を巻線に供給する際に、通常はトルクを生じ（該トルクは回転子に作用してモータを回転させる）、または本発明で望まれる半径方向の力を生じる巻き線を形成するために、導電体を位相が合ったコイルおよび複数のコイルに分類することを必要とする。この設計は、磁極の数、およびスロットモータの場合にはスタックにおけるスロットの数のようなパラメータに依存する。異なるモータ構成について、半径方向の力を発生する巻き線の設計を可能にする分析ツールがここに提案される。
この分析ツールは、最初に、一つの導電体に起因して磁石に作用する力の分析において、次いで、一つのコイルに起因して磁石に作用する力の分析において開発される。この分析の結論は、トルクまたは半径方向の力の何れかを生成するためのコイルの組み合わせ方を示す。
次いで、この分析ツールを使用して、最も普通の構成のスロットモータを研究する。次いで、トルクおよび／または半径方向の力を発生する巻線での変化に一致した構成を記載した表が提示される。
次いで、トルクおよび／または半径方向の力のための巻き線に適合した、モータ構成を記載した対応する表と共に、スロットレスモータが提示される。
一つの導電体による力
磁界に配置された一つの導電体における力の発生は、フレミングの左手の法則に基づく。
一つの導電体が磁界の中に置かれる：該導電体に電流が流れると、これに力が発生する。この力の方向は同図に示された左手の法則によって与えられ、この力の大きさは次式によって与えられる。
Ｆ＝Ｂ・Ｉ・Ｌ（a.1）
ここで、
Ｂ＝磁束密度［Tl］
Ｉ＝電流［Ａ］
Ｌ＝導電体の有効長さ［ｍ］
Ｆ＝力［Ｎ］
永久磁石ブラシレスDCモータ（図A.3a）の一つのスロットに配置された一つの導電体における力発生の決定は、該導電体がコアと磁石との間のエアギャップ内に配置される（図A.3b）と仮定されるならは、上記の関係に基づくことができる。エアギャップ磁界の大きさ（磁石によるもの）は、角位置の正弦関数とみなされる。その方向は半径方向とみなされ、その大きさは、磁石からコアの方に行くときに正である。以下の式は、図A.3bに記載した角位置についての磁束密度を与える。

ここで、
α＝磁石の角位置。この値は北極が参照位置と一致するときにゼロである。
β＝磁束密度が計算される角位置
B5＝磁束密度のピーク値。この値はエアギャップの長さ、スタックスチールの種類、歯の形状、磁石の磁化…を考慮に入れる。正確なトルク値の決定は、現実のスロットモータのエアギャップにおける磁束密度分布の第一ハーモニックスとして計算たこの値に依存するが、それはコイルの組み合わせに関する巻線の設計には影響しない。
先の仮定に基づいて、図３Ａに記載したエアギャップに配置された一つの導電体に作用する力を決定することが可能である。磁束密度は式（a2）によって与えられるから、この力の大きさは次式の通りである。

ここで、
ｌ_act＝導電体の有効長さ［ｍ］
α ＝磁石の角位置。北極が参照位置に一致するときこの値はゼロである。
β ＝導電体の角位置
図３Ｂに例示した作用および反作用則を使用すれば、導電体を流れる電流に起因して磁石に作用する力は、大きさは同じであるが方向は反対である。
フレミングの法則およびエアギャップにおける仮定された放射状磁束から、磁石に作用する力は接線方向である。従って、磁石に作用するトルクを計算することが可能である。

ここで、
ｒ＝磁石の半径［ｍ］
幾つかの導電体による異なった力を加えることができるように、磁石に作用する力のデカルト成分が決定された。図４は、この力のx軸およびｙ軸上への投影を示している。
下記の式は、一つの導電体による磁石に作用する力のｘ成分およびｙ成分を与える。

一つのコイルによる力
図５は、二つの導電体で構成されたコイル52がエアギャップに配置されるときの、磁石50に作用する二つの力を示している。これらの導電体を流れる電流は同じコイルを流れるとき、それらの大きさは同一であるが、それらの符号は逆である。
以下のパラメータがコイルを定義する。
ｓ＝ラジアンでのコイル開口部、二つの導電体間の角度を与える。
β＝中間コイル角位置
α＝回転子の位置
式（a.3）を使用することにより、磁石50に作用する両方の力の大きさを決定することが可能である。

次いで、磁石50に作用する全トルクを決定することができる。

三角関数の公式（a.11）を使用して、コイルおよび回転子の位置αおよびβからコイル開口部の影響を分離するように、全トルク式を次のように記述することができる。

式（a.12）は、トルクを最大にするためにコイル開口部を選択できることを示している。また、得られた磁石50に作用する力のデカルト成分Ｆ_xおよびＦ_yも、次式に従って決定することができる。

デカルト成分Ｆ_xおよびＦ_y（a.13）および（a.14）は、コイルおよび回転子の位置αおよびβからコイル開口部の影響を分離するために、トルク式（a.10）を（a.12）に変換したのと同じ方法で変換することができる。
Ｆ _x 成分の操作
三角関数の公式（a.17）を使用することにより、Ｆ_x成分の式（a.14）は、コイルおよび回転子の位置αおよびβからコイル開口部の影響を分離するように、下記のように書き直すことができる。

（p+1）項および（p-1）項をまとめて次式を得る。

角位置αおよびβの関数項の、コイル開口部の関数項からの分離において：

sin（-x）=-sin（x）の公式を用いて

最後に、三角関数の公式（a.23）を用いると、式（a.22）は式（a.25）になる。

Ｆ _y 成分の操作
三角関数の公式（a.26）を用いれば、Ｆ_y成分の式（a.16）は、コイルおよび回転子の位置αおよびβからコイル開口部の影響を分離するように書き直すことができる。

（p+1）項および（p-1）項をまとめて：

角位置αおよびβの関数項を、コイル開口部の関数である項から分離して：

公式cos（-x）=cos（x）を使用して：

最後に、三角関数の公式（a.32）を使用すると、式（a.31）は式（a.34）になる。

デカルト成分Ｆ _x およびＦ _y
以下の最終的な式は、１巻きのコイルに電流Ｉが供給されたときに得られる磁石に作用する力の、二つのデカルト成分Ｆ_xおよびＦ_yを与える。

トルクを発生するためのコイルの組み合わせ
トルクを発生する巻線を設計する方法は、半径方向の力を発生する巻き線を設計する方法を見つけるための着想源である。この節では、8極12スロット構成を使用した例を提示する（図５）。図６Ａおよび６Ｂは、磁石66も含めて、如何にして導電体60をモータ64のスロット62内に配置できるかを示している。図６Ａは、歯69の回りの同心円状コイル68を示している。スロットにおける正確な導電体の位置は、対応するコイル開口部61を計算するために実際上重要ではない。コイル開口部61は、むしろ、コイル導電体を含む二つのスロット中央線間の角度として定義される。図６Ｂは、二つのスロットコイル開口部63を有するコイルを示している。
式（a.12）に示したように、コイル開口部61または63のだけがトルクの大きさに影響する。式（a.37）は、コイル68の有効性を記述する係数ｋを定義している。次いで、図６Ａおよび６Ｂのコイル68によって発生するトルクが、（a.38）によって与えられる。

ここで、
α₀＝中央コイル角位置
α ＝回転子位置
コイル開口部ｓ61または63は、トルクの大きさを最大にし、また作製が容易な巻き線を与えるために選択される。以下の表Ｉは、一つのスロットコイル開口部を有する巻き線が同心円的になり、従ってトルクを失うことなく作られるであろうことを示している。

図７は、12の同心円コイル70が、モータ73の12のスロット72に配置され得ることを示している。
以下の表IIは、図７の12のコイルについて、その角度位置α₁、および磁石位置の正弦関数（式（a.38））であるトルクの位相シフト角（p,α₁）を与える。

位相シフト角pα₁の分析は、図７に示した四つのコイル（1,4,7,10）、並びに他の２グループのコイル（2,5,8,11）および（3,6,9,12）は位相の合ったトルクを発生することを示している。また、これら３つのコイルグループによって発生されたトルクは、120°だけ遅延されることが分かる。同じグループ内のコイルを接続すると、図８に示した３相の巻線を与えるであろう。
一つのコイルにより発生した力の二つのデカルト成分を与える式（a.35）および（a.36）を使用することにより、この巻線の一つの相への電源供給が、半径方向の力を発生するかどうかをチェックすることも可能である。これらの成分は、コイル角位置と（p+1）または（p-1）の積である二つの位相シフト角を持った、回転子位置の二つの正弦関数の合計によって与えられる。
下記の表は、図８の12のコイルについて、それらの角位置α₁および位相シフト角（pα₁）、並びにこれらコイルにより発生された力のデカルト成分の位相シフト角（p+1）α₁および（p-1）α₁を与える。第一の位相（コイル1, 4, 7および10）をチェックする際に、（p-1）α₁位相シフト角は（0, 270, 180および90）であり、従ってこれら四つの正弦成分の合計は無であることが分かる。同じ方法で、対応する（p+1）α₁位相シフト角は（0, 90, 180および270）であり、従ってこれら四つの正弦成分は無である。

従って、図８の3相巻線は、半径方向の力の発生を伴わずにトルクを発生する。
半径方向の力を発生するコイルの組み合わせ
この節では、この研究で開発された分析ツールを使用して、半径方向の力の発生を伴わずにトルクを発生する巻線設計を提示するために先の節で使用したのと同じモータ構成（8極12スロット）について、半径方向の力を発生する巻線を設計する。
方法は先の節で述べたのと同様である。12のコイルがスタックの12のスロットに配置できる（図７）と仮定すれば、下記の表が埋められなければならない。それは、12のコイルについて、それらの角位置α₁、それらのトルクのシフト角pα₁、並びにこれらコイルが発生する力のデカルト成分のシフト角（p-1）α₁および（p+1）α₁を与える。
この表の分析によって、コイル（1,-3,5,-7,9,-11）が位相の合ったデカルト成分項（p-1）をもった力を発生することが示される。我々は、前にマイナス符号がついたコイル番号は負の電流が供給されるコイルに対応し、従って180°遅延していると仮定する。
このコイル群（1,-3,5,-7,9,-11）については、（p+1）α₁内のデカルト成分の合計は無であるということができる（何故なら、位相シフト角0, 120, 240を有する三つの正弦関数は無である）。同じ方法で、pα₁におけるトルク項の合計は無である。

従って、コイル（1,-3,5,-7,9,-11）を直列に接続すれば、半径方向の力を発生する位相が得られる。
図9の位相に一定の電流Ｉが供給されれば、次の二つのデカルト成分を持った半径方向の力が発生するであろう

ここで、

この半径方向の力の大きさは一定であり、その方向は回転子の位置に依存する。もし回転子が一定の速度Ωで回転すれば、この半径方向の力は図１０に示すように回転するであろう。
従って、電流Ｉを変化させる際に、この力の大きさを変化させることが可能である。しかし、その方向を変化させることは不可能であり、これは回転子の位置にのみ依存する。
表IVの分析結果は、相２のコイル（2, -4, 6, -8, 10, -12）に正の電流Ｉを供給すると、第一相（＝コイル1, -3, 5, -7, 9, -11）によって発生した力に直交する半径方向の力が発生するであろうことを示している。図１１は、これら二つの相に一定の電流Ｉを供給すると、直角位相にある二つの回転する半径方向の力が発生する子とを示している。
従って、一定の回転子位置について、二つの相を流れる電流を変化させるだけで、全ての大きさの大きさで全ての方向に半径方向の力を発生することが可能である。以下の式は、これら電流ｉ_phlおよびｉ_ph2の関数として、直角位相にあるこれら二つの力のデカルト成分を与える。
相１（コイル1, -3, 5, -7, 9, -11）

相２（コイル2, -4, 6, -8, 10, -12）

ここで、

式（a.46）は、力の大きさがコイル開口部ｓの関数であることを示している。このパラメータは、半径方向の力を最大にし、また作製が容易な巻き線を得るために選択される。以下の表は、二つのスロットコイル開口部を用いて最も大きい力が得られることを示している。

図１２および図１３は、直角位相にある二つの半径方向の力を発生する「２相巻線」設計を示している。１スロットコイル開口部を有する巻線（図１２）は、作製は容易であるが、２スロットコイル開口部を有する巻線（図１３）で発生されるのと同じ大きさの力を発生するために、42％も多い電流を必要とする。
直角位相にある二つの半径方向の力を発生する
２相巻線に適合した他のモータ構成
先の節では、8極12スロットモータ構成について、直角位相にある二つの半径方向の力を発生する巻線を設計する方法を提示した。このような巻線を実現するために使用できる他のモータ構成は、式（a.47）および（a.48）に要約される。これらは、夫々の対極数ｐについて二つのスロット数（Ｚ₁およびＺ₂）を与える。

下記の表VIは、６以下の対極数について、これら可能なモータ構成の全てを要約している。

スロット数Ｚ₁は、（p-1）におけるデカルト成分を持った位相の合った力を発生する２群のコイルに対応するのに対して、スロット数Ｚ₂は、（p+1）項におけるデカルト成分をもった位相の合った力を発生する２群のコイルに対応する。発生するトルクは無である。
３相トルク巻線」および「２相半径方向力巻線」に適合した構成
この研究の第一の思想は、標準スピンドルの成分を取り、第二の巻き線を加えることにより半径方向の追加の力を発生させることであった。上記で述べたように、正規のモータ巻線を利用することも可能であろう。この思想を可能にするために、トルクおよび半径方向の力の両方の電流に適合した構成を選択しなければならない。３相スピンドルモータのための最も普通の解法が、表VIIに要約されている。

表VIと表VIIとの間の共通部分は、トルクを発生する３相巻線および直角位相にある二つの半径方向の力を発生する２相巻線に適合した、二つの構成（4極12スロット、および8極12スロット）を与える。
トルクを発生する巻線のための他の相数の考慮
トルクおよび半径方向の力の両方の巻線に適合した解決策の数を増大するために、これら巻き線の相数を変化させることができる。トルクを発生する巻線の相数は通常は３であるが、２または５でもよい。５相スピンドルモータについて最も通常の解法が表VIIIに要約されている。

表VIおよび表VIIの共通部分は、トルクを発生する５相巻線およびおよび直角位相にある二つの半径方向の力を発生する２相巻線に適合した一つの構成（8極20スロット）を与える。
トルクを発生する２相巻線についての解決策は、更に制限される。対称的な巻線については、極および相当たり1未満（ｑ≧１）のスロットを有することが可能であると思われる。
表IXは、6以下の対極数ｐ、並びに極当たりおよび相当たりのスロット数が１および２のためのモータ構成を要約している。

表VIおよび表IXの共通部分は、トルクを発生する２相巻線およびおよび直角位相にある二つの半径方向の力を発生する２相巻線に適合した一つの構成（2極8スロット）を与える。
半径方向の力を発生する巻き線のための他の相数の考慮
直角位相にある二つの回転する半径方向の力を発生するために２相巻線が考慮されたので（図１４Ａ）、３相巻線を利用して、120°離れた方向の三つの回転する半径方向の力を発生することもできる（図１４Ｂ）。このような巻線を実現するために使用できるモータ構成は、式（a.49）および（a.50）に要約される。それらは、夫々の対極数ｐについて２スロット数（Ｚ₁およびＺ₂）を与える。

以下の表は、６以下の対極数について、これら可能なモータ構成の全てを要約している。

スロット数Ｚ₂が、（p+1）におけるデカルト成分項をもつ位相の合った力を発生する３群のコイルに対応するとき、スロット数Ｚ₁は、（p-1）におけるデカルト成分項をもつ位相の合った力を発生する３群のコイルに対応する。発生するトルクは無であろう。付属書類2は、上記表に対応する全ての３相巻線の記述を提示する。表VIIと表Ｘとの間の共通部分は、トルクを発生する３相巻線および120°離れた方向の三つの半径方向の力を発生する３相巻線に適合した、二つのモータ構成（4極6スロット、および8極18スロット）を与える。
表VIIIと表Ｘとの間の共通部分は、トルクを発生する５相巻線および120°離れた三つの半径方向の力を発生する３相巻線に適合した、一つのモータ構成（8極30スロット）を与える。
表XIと表Ｘとの間の共通部分は、トルクを発生する２相巻線および120°離れた方向の三つの半径方向の力を発生する３相巻線に適合した、二つ以上のモータ構成（6極12スロット、および6極24スロット）を与える。これらの解決策の全ては表XIに記載されている。
スロットモータについての解決策の要約
この研究は、トルクおよび半径方向の力の両方を発生するスピンドルモータを作製するための、異なった可能性が存在することを示している。表XIに要約した解法について、トルクおよび半径方向の力の両方の巻線は、同じスタックのスロットを共有することができる。これは、容積上の束縛が大きい応用にとては重要な利点であり得る。しかし、それは他のモータ構成の重要性が小さいことを意味しない。それらは、トルク巻線および半径方向の力の巻線が同じスタックのスロットを共有する必要のない応用において、依然使用できるからである。これらの他の応用のための解決策の数は、全てのトルクの巻線の解（表VII、表VIIIおよび表IXに与えられる）および全ての半径方向の力の巻線の解（表VIおよび表Ｘに与えられる）の組み合わせによって与えられる。

図１５は、全てのトルク巻線および半径方向の力の巻線の、全ての組み合わせを使用することをを可能にするモータ構造を示している。この例について、内部および外部の磁気回路は同じ構成（同じ極数およびスロット数）を有しているが、異なる構成を有することもできるであろう。即ち、内部磁気リングおよび外部磁気リング200, 202は、中心リング206の何れかの側に形成されたスロット204と共働する同じ数の交互極を有している。
スロットレスモータの特別の事例
スロットレスモータの場合、回転子磁石と固定子ヨークとの間のエアギャップの中に巻線が直接配置されるので、トルク巻線と半径方向の力の巻線との間の適合性の問題はもはや存在しない。
図１６Ａおよび１６Ｂは、本発明を使用するために採用できるスロットレス巻線を備えたモータの一例を示している。巻線はエアギャップに配置されたシリンダであるから、同じエアギャップの中に、二つの巻線を同心円的シリンダとして配置するのが容易である。
スロットレスモータのための通常のトルク巻線の解決策
トルクを発生する３相巻線を形成するために、通常使用される相当たりのコイル数は式（a.51）によって与えられ、対応するコイル開口部は式（a.52）によって与えられる。

このような巻線の場合、（a.37）によって与えられる係数ｋは常に１に等しい。表XIIは、６以下の対極数ｓについて通常の構成を与える。

スロットレスモータについての放射状力の巻線の解決策
直角位相にある二つの放射状力を発生する２相巻線を形成するために、対極数ｐの関数としての可能な全コイル数は、式（a.53）および（a.55）によって与えられる。対応するコイル開口部は式（a.54）または（a.56）によって与えられる。

以下の表は、６以下の対極数についての、これら可能なモータ構成の全てを要約している。
６極スロットレスモータについての例
この例は、６極スロットレスモータについて、トルクおよび半径方向の力を発生する巻線を記載している。
３相巻線でトルクを発生するために、一つの解決策だけが６極モータに対応する（上記の表XII）。この巻線は18コイルで構成される。表XIIIは、18の各コイル、それらの角位置α₁、それらのトルクの位相シフト角（ｐα₁）、並びにこれらコイルにより発生する力のデカルト成分の位相シフト角（p+1）および（p-1）を与えている。

表XIIIは、３群のコイル、即ちグループ１（+1, -4, +7, -10, +13, -16）、グループ２（+3, -6, +9, -12, +15, -18）およびグループ３（-2, +5, -8, +11, -14, +17）が位相の合ったトルクを発生することを示している。同じグループ内のコイルを直列に接続することにより、120°遅延した三つのトルクを発生し且つ半径方向の力を発生しない３相が与えられる。
２相巻線を用いて直角位相にあある二つの半径方向の力を発生するための二つの解決策は、６極モータに対応する（表a.30およびA.31）。この巻線は8コイルまたは16コイルで構成される。

表XVIは、第一の解決策の8コイルについて、それらの角位置α₁、それらのトルクの位相シフト角（ｐα₁）、並びにこれらコイルが発生する力のデカルト成分の位相シフト角（p+1）α₁および（p-1）α₁を与える。

表XVIの分析は、二つのコイル群、即ちグループ1（+1, -3, +5, -7）およびグループ２（+2, -4, +6, -8）が、位相の合ったデカルト成分を持った力を発生することを示している。同じグループ内のコイルを直列に接続することにより、直角位相にある二つの半径方向の力を発生し且つトルクを発生しない２相が与えられる。
半径方向の力を発生する２相巻線に電流を供給する方法
この節では、所定の半径方向の力を発生するために、前記相に流れなければならない電流の定義を試みる。先ず、半径方向の力の極座標は既知であると仮定し、次に、半径方向の力の直角デカルト座標が既知であると仮定する。
上記で既に述べたように、図１２および図１３に提示した２相の巻線に同じ電流Ｉが供給されると、直角位相にある二つの回転する半径方向の力が発生する（図１７）。上記の式（a.42）〜式（a.45）は、各相によって発生した二つの力のデカルト成分を与える。
所望の半径方向の力の極座標が与えられると、当該相を流れる電流は下記によって決定される。
・相１の電流：半径方向の力ベクトルの、相１によって発生した力のベクトル上への投影（図１８）。

・相２の電流：半径方向の力ベクトルの、相２によって発生した力のベクトル上への投影（図１８）。

所望の半径方向の力のデカルト座標が与えられれば、当該相を流れる電流は下記によって決定される。
・相１の電流：半径方向の力のxおよびｙ成分ベクトルの、相１によって発生した力のベクトル上への投影（図１９）。

・相２の電流：半径方向の力のxおよびｙ成分ベクトルの、相２によって発生した力のベクトル上への投影。

また、当該２相を流れる電流の関数として、全半径方向の力のx成分およびｙ成分を与える式（a.61）および（a.62）を決定することが可能である。式（a.42）〜（a.45）から次式を得る。

半径方向の力を発生する３相巻線に電流を供給する方法
この節では、所定の半径方向の力を発生するために、３相に流れなければならない電流の定義を試みる。
この問題を解決する最も単純な方法は、先の節で計算した２相巻線電流から３相電流を決定することである。これは、直角位相にある二つの力の合計と、120°離れた方向の三つの力の合計とが同じ最終的な力を与えるときに（図２０）、両者の間の関係を決定することと同等である。
複素数を使用することにより式（a.63）はこの同等性を与え、これは3つの未知要素が存在するときに二つの等式を表す。３相系が対象であると仮定すれば、条件（a.64）は第三の等式を導く。

式（a.63）および（a.64）で与えられる等式は、極座標での放射状力の式（a.57）および（a.58）によって、またデカルト座標での半径方向の力の式（a.59）および（a.60）によって与えられる２相電流から、３相電流を決定することを可能にする変形された関係を与える。

条件（a.64）を尊重すれば、逆の変形は次式により与えられる。

半径方向の力のための巻線を流れる電流の電子計算
この節では、半径方向の力を発生する相を流れなければならない電流を計算するための電子的解決策を提示する。半径方向の力の直交デカルト座標が既知であると仮定する。２相巻線を考慮すれば、当該相を流れる電流は式（a.59）および（a.60）を用いて計算することができる。
図２１は、相１の電流を決定するブロック図（式（a.59）に対応する）である。計算を行うために、入力400, 402は半径方向の力のｘおよびｙ成分であり、入力404は回転子位置を表し、出力406は電流値である。二つの三角関数を処理するための手段410, 412が与えられ、引き数を有するのは、回転子位置、二つの乗算414, 416、および一つの乗算器出力の追加418である。
図２２は、一つの三角関数および一つの乗算の処理を含み、それによってブロック410, 414またはブロック412, 416の機能を実行する電子的解決を提示する。勿論、このアプローチは例示に過ぎない。EPROMメモリー420が、三角関数の引き数を用いてアドレスされる。次いで、対応する引き数について該関数の記憶された値は、EPROMデータバス424を介してデジタルアナログ変換機422に送られる。次いで、入力された半径方向の力成分400または402に基づくＤ／Ａ変換機の参照電圧入力426が、乗算を処理するために使用される。
最も正確なアプローチでは、図２１に示すように、回転子位置の関数として、メモリー420にアクセスするために使用するEPROMメモリーアドレスを発生することを必要とする。分解器または光エンコーダを使用する解法も、（高価ではあるが）勿論可能である。位相同期ループチップを周波数増倍器として使用する解法、或いは入力周波数としてモータ駆動整流周波数を利用する解法もまた可能である。
単純な解法（図２３）は、モータ速度が完全に一定のままであるか、または最悪でも変化が遅いこと（きわめて大きな慣性を持った系で達成できる）を想定している。それは、周波数がモータ回転速度Ωに比例する入力クロック442（ここでpはモータの対極数である）の落下縁に増設された、カウンタ440を使用する。同期性を保証するために、図示のように、そのリセットされた入力444に対して電気的周期当たり1パルスを適用することにより、カウンタは低レベルにリセットされる。
ハードディスクドライブのスピンドルモータのような低速適用では、この入力クロック周波数を一定に維持して、解決策を単純にすることができる。このような一定速度の適用では、リセットパルスはモータドライバによって与えることができる。
低速変化を適用するためには、該速度を正規に測定した後に、入力クロック周波数442がコンピュータ処理される。次いで、この入力クロックを周波数変換器への電圧で発生することができる。次いで、周期的なカウンタのリセットは、速度の変化によって生じた周波数の不正確さによる影響を周期的に矯正するであろう。
全ての同期システムにおけるのと同様に、位相を制御できることが重要である。図２４は、図２５に示すタイミング信号を利用して、位相遅延調節を組み込んだ第二の解決法を提示する。この解決法は、入力456または458において同じ入力クロック信号454を付加された、二つの同一のカウンタを使用する。第一のカウンタ450は、図２５に示すように、第一のカウンタ値がスイッチのプログラム値480に等しくなる毎に、リセット２ 466を利用してそのリセット入力460に電気的周期当たり１パルスを適用することにより、低レベルにリセットされる。振幅比較器470は、カウンタ450の出力を、スイッチ472でセットされた位相遅延値と比較する。二つのカウンタの出力が、RESET2 466のパルスがトリガーされる時間と共に、図２５に示されている。パルス466のタイミングにおけるシフトが、対応する出力452における位相シフトを生じることが分かる。図２５は、図２４のタイミング図の実施を与える。
図２６は、モータドライバによってリセットパルスが与えられる方法を示している。この例のために、６トランジスタの一つの論理コマンド［４］が使用される。パルスは、この信号の全ての上昇縁で発生するであろう（図２７）。
半径方向の力のための巻線を流れる電流の電子計算の概要
図２８は、先の節で提示した電子的解法を完全なシステムに挿入できる方法をブロック図により示している。「同期マルチプライヤ」600は、二つの電流の余弦（ｉ_ph1およびｉ_ph2）を、以下で説明する半径方向の力のデカルト成分（Ｆ_xおよびＦ_y）の関数として処理する。次いで、二つの電流増幅器602, 604を使用して、モータ608における半径方向の力のための巻線606に電流を供給する。標準のモータ巻線610もまた示されている。このブロック図の他の詳細は、本願に組み込まれた出願に見ることができる。
「同期マルチプライヤ」の同期のために、下記に示す、三つの他の入力が与えられなければならない。
・モータ速度に比例した周波数をもった入力クロックＣＫ612；それは、上記で述べた定速適用のための、公知の標準設計による関数発生器614によって発生することができる。
・電気的周期当たり1パルスのRESET信号616：この信号は、図２６および図２７に示したモータドライバ618によって与えることができ、またモータ608の一つの相への周期コマンド信号の先端縁617である。明らかに、モータの回転位置を表す如何なる正規の反復信号も使用することができる。
・発生された半径方向の力の方向調節を可能にするスイッチプログラムされた位相遅延値620。図２９は、半径方向の力に対する位相遅延効果を示しており、以下でより詳細に説明する。
位相遅延効果
図２９は、半径方向の力のための２相巻線605（図２８）を流れる電流により発生した力の方向に対して、位相遅延が如何に影響するかを示している。一つの所定の回転子位置および二つの所定位相の電流について、位相遅延修飾を利用することにより、得られた半径方向の力の360°の回転を与えることができる。
殆どの適用について、例えば運動プローブの位置であり得る幾つかの参照に対して、放射状力の方向を調節することが重要である。
ここで述べるシステムは位相遅延調節を可能にするから、幾つかの調節方法を提示することは有益である。ボールベアリングモータの場合は、アクチュエータが２シフトベアリングに支持された回転子に対して半径方向の力を加え、生じた変位の静的方向測定を妨害するから、問題は複雑である。明らかに、ここで説明する方法および装置は、ボールベアリング等のような、他のタイプのベアリングを備えたモータと共に使用することができる。
次の節では、回転する半径方向の力の励起に対する応答を使用した方法を提示する。この方法は、半径方向の力の方向を調節するための測定を使用するから、位置の不正確さに対する感受性が低い。この方法を使用する自動アルゴリズムが開発された。
回転する半径方向の力の励起に対する応答を使用した位相遅延調節
この節では、ハードディスクドライブでの適用に使用されてきた半径方向の力の方向調節を提示する。この例では、スピンドルモータをアクチュエータとして使用して、二つのボールベアリング702, 704（図30）によってシャフト705上に支持された回転子400のジャイロスコープ運動を制御する。この研究で提示されたシステムを使用すれば、半径方向の力が回転子の磁石706に加えられ、該回転子に支持されたディスク708の望ましくない運動を抑制する。
この応用は、好ましくはモータ608の回転子700に結合された、二つの容量性プローブ800, 802を使用して、回転軸またはシャフト705のジャイロスコープ運動を測定する。これらの測定から幾つかのフィードバックが計算され、この例では追加の巻線を具備した半径方向の力のアクチュエータを通して適用される。安定なシステムを得るためには、プローブ800, 802の位置に対応する参照方向に対して、矯正力の方向を調節することが非常に重要である。
この方法は、アクチュエータ自身を使用して、図３１で述べた半径方向の力を伴うジャイロスコープ運動を励起する。次いで、二つの容量性プローブ800, 802を使用して、回転900の軸の角位置αおよびβ（図３２）により与えられる励起応答を測定する。このブロック図のシステムの更に詳細な動作は、本願に組み込まれた出願の中に見られる。
当該システムのランナウトは、測定される運動よりも大きいので、コームフィルター810を使用して、モータ速度に同期した成分を同期しない成分（非反復性ランナウトと称する）から分離する。
図３３および図３４は順方向励起のための応答測定を示し、図３５および図３６は逆方向励起のための応答測定を示す。応答性のリサジュー図形は円に近いので、回転運動は有効に発生したと結論することができる。これらの測定は、説明したシステムが良好に働き、制御可能な方向で半径方向の力を発生させることを立証している。
半径方向の力の方向を調節するために、角位置αおよび半径方向の力Ｆ_xは同じ平面ｚｘ内にあると仮定する（図３７）。これら二つの変数の一時的な変動は正弦曲線的である。両方の波は、同じ周波数および脈動ωに依存した位相遅延を有している。回転する半径方向の力が一定に維持され、且つその脈動ωが変動すれば、図３８はα波の大きさの変動を示し、また図３９はF_x波とα波との間の位相遅延を示す。
半径方向の力の方向調節は、波の位相ボーデプロットを使用して行うことができる。図４０は、このボーデプロット上での位相遅延の効果を示している。α波の位相の測定において、スイッチ620（図２８，３１）に応答する同期マルチプライヤ600の位相遅延を計算することが可能であり、これは所望の方向で半径方向の力を生じるであろう。
時相遅延補償
図３９は，当該システム部品によって導入された遅延が無視できる理想的な状況を提示する。現実は異なり、電流増幅器、容量性プローブおよびコームフィルターのような部品は、約20°のジャイロ周波数に対応する時相遅延を導入する（図４１）。
理論的には，同期マルチプライヤ600の位相遅延を使用して、時相遅延を補償することができるであろう。図４２は、これは逆方向の時相遅延としておそらく実際的でないことを示している。
本発明の他の特徴および利点は、本発明の開示を検討した当業者には明らかであろう。[Cross-reference of related applications]
The present invention is a U.S. patent application filed concurrently with this application by inventors Gunter Karl Heine, Hans Leuthold and Christian Fleury, entitled "Active Electromagnetic Damping System for Spindle Motors" which forms part of this specification. This is useful in the system disclosed in No. (Attorney Case No. A-6331 / JAS).
This system is useful for all known brushless DC motors. In addition, U.S. Pat. No. 5,590,003 entitled "Spindle Motor without Iron for Disk Drive" issued on December 31, 1996, which was assigned to the assignee of the present invention, and "Single Phase" issued on January 28, 1997. It is also useful for motors of the design shown in US Pat. No. 5,598,071, entitled “Spindle Motor”, the contents of which are incorporated herein by reference as part of this specification.
(Field of the Invention)
The present invention relates generally to motors and to vibrations or resonances that occur in such motors. Although specific applications or examples are described with respect to spindle motors used in disk drive assemblies, the application of the present invention is not limited to these specific examples. The present invention discloses an actuator for eliminating such resonance.
BACKGROUND OF THE INVENTION
Most motors, and in fact most of the rotating systems that rotate about a fixed axis, create vibrations or resonances that are part of and part of the system, hindering the overall stability and smooth operation of the system. Such a problem is particularly severe in the disk drive industry, where a spindle motor mounts and supports a disk or disk pack for high speed rotation. In the disk drive industry, research is ongoing to obtain a head disk assembly (HDA) that can operate at higher track densities, which requires greater resistance to shock and vibration.
As the operating demands on HDA increase, the problems associated with conventional HDA systems become characterization factors. For example, the non-repetitive run out (NRR) associated with conventional ball bearings limits the track spacing, thus reducing the track density with which the HDA can operate reliably. NRR is related to motor and disk pack machine modes that correspond to the highly complex dynamic characteristics of hard disk drives, ie, the expected machine resonances produced by ball bearings. In order to reduce the amplitude of NRR, the vibration characteristics of the drive must be modified. One of several standard solutions is to use non-contact bearings (eg, magnetic or hydraulic bearings) that do not cause any vibration and therefore do not stimulate the resonant mode.
In the prior art, many efforts have been made to electrically damp vibrations associated with disk drive motors or transducers. Prior art techniques for damping transducer vibration during movement to more quickly align the transducer on the track include Song U.S. Pat.No. 4,414,497, Sidman U.S. Pat.No. 5,459,383, and Ravizza U.S. Pat. Includes 4,080,636. Each of these includes sophisticated circuitry that adds feedback to more quickly dampen the vibrations or motion of the moving transducer. All of these are not related to the problem of dampening the vibration of the motor or disk itself, and add considerable complexity and cost to the system.
Other patents add mechanical or electromechanical elements to the motor itself to damp motor vibrations. These patents include Hasigawa US Pat. No. 5,317,466, Bartec US Pat. No. 4,198,863, and Clancey US Pat. No. 4,286,202. These patents are specifically directed to adding mechanical or electromechanical elements to the motor to detect and dampen vibrations. These prior art approaches have also not proven effective in detecting resonant modes that may exist in rotating motors, particularly disk drive spindle motors, and attenuating such resonances. In addition, these approaches add significant cost and complexity to the motor design.
[Summary of the Invention]
Accordingly, it is an object of the present invention to dampen resonances that occur in rotating systems, such as disk drive spindle motors.
A related object is to stabilize the rotation axis of the rotation system in place.
A further object of the present invention is to accurately simulate the undamped resonant motion of a rotating system, and then apply an out-of-phase force to the rotating system to dampen the resonant motion.
A further related object of the present invention is to apply out-of-phase forces that dampen or attenuate the resonant motion accurately and repeatedly, thereby stabilizing the system.
In the present invention, the term “damping” is directly related to the fact that the applied force is out of phase with the resonant motion in the system. This is contrary to the idea of adding a force that directly interferes with the resonances occurring in the system, which constitutes the approach taken in the prior art (which will add rigidity to the system). It is. This is to add to the system the approach taken by electromagnetic bearings and the like.
A further object of the present invention is to sense such undamped motion and apply an appropriate force via a circuit that attenuates these motions.
Another object of the present invention is to show that the damping actuator can constitute the winding of the motor that supports the rotating system.
Another object of the present invention establishes that an actuator for stopping motion can constitute a particular winding of a motor supporting a rotating system to which a current of selected magnitude and phase is applied. It is to be.
Yet another object of the present invention is to show an approach for selecting the windings in a motor and the direction and magnitude of the current in the windings so as to provide an effective damping actuator.
Thus, in the present invention, resonant motion is first stimulated, and then the derivative of the equation is used to define the damping signal and phase delay, which controls the application of force to the system to control the resonance in the system. stop. Therefore, the damping method taught by the present invention corrects the tendency of the system to measure the movement of the system over time, to delay just the same force by 90 °, and to apply the damping force to cause the movement. It comprises. Thus, according to the present invention, the motion at the predetermined speed is canceled by the reverse motion of the predetermined speed, and the high-frequency motion is successfully stopped. At least part of the success of this approach is based on the fact that the derivative of the equation of motion always has velocity as a factor in the resonant motion equation of the rotating system. Thus, in high frequency motion, this damping approach is substantially more effective than adding stiffness to a rigid system.
In the following detailed description, to show that a radial force that damps resonant motion with high responsiveness can be generated by using an additional winding of a spindle motor used here as an example of a rotating system. An expression is derived. The coils are grouped into phases and energized to generate radial forces when needed. Also disclosed is an example of a suitable circuit for obtaining an undesired equation of motion and generating and damping a force by applying current to additional windings.
This detailed description is for illustrative purposes only, and the principles of analysis and invention could be applied utilizing windings already present in the motor. For example, the current required to branch the winding and generate a radial stabilizing force could be added to the normal motor drive current. Alternatively, the normal drive current is cut for a short period of time, the current loaded in the same winding to generate a radial force is calculated, and these two currents can be quickly replaced to drive the motor While maintaining the moment, a radial force may be generated by the calculated current.
Other features and advantages of the present invention will become apparent to those skilled in the art upon review of the present disclosure with reference to the accompanying drawings.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1A is a diagram showing that torque can be applied to a rotor magnet when supplying current to different combinations of coils.
FIG. 1B is a diagram showing that a radial force can be applied to the rotor magnets when supplying current to different combinations of coils.
FIG. 2A is a diagram illustrating a conductor disposed in one slot of a permanent magnet brushless DC motor.
FIG. 2B shows a hypothetical condition in which the conductor is placed directly in the air gap between the core and the magnet.
FIG. 3A is a diagram illustrating a force acting on one conductor arranged in the air gap.
FIG. 3B is a diagram illustrating the force acting on the magnet due to the action and reaction law and the current flowing through the conductor disposed in the air gap.
FIG. 4 is a diagram showing a projection of the force analyzed in FIG. 3B on the x-axis and the y-axis.
FIG. 5 shows two forces acting on the magnet when two conductors are arranged in the air gap.
FIG. 6A is a diagram showing a coil opening of one slot in the motor winding.
FIG. 6B is a diagram showing coil openings of two slots in the motor winding.
FIG. 7 shows twelve concentric coils placed in twelve slots of the motor.
FIG. 8 shows a three-phase winding for generating torque for an 8-pole 12-slot motor.
FIG. 9 is a diagram illustrating six single-phase coils that generate a radial force.
FIG. 10 is a diagram illustrating one radial force that rotates.
FIG. 11 is a diagram illustrating two radial forces rotating in quadrature.
FIG. 12 shows a two-phase winding that generates two radial forces in quadrature and a coil opening in one slot.
FIG. 13 shows two-phase windings that generate two radial forces and two slot coil openings.
FIG. 14A shows two rotating forces in quadrature.
FIG. 14B shows three rotating forces separated by 120 °.
FIG. 15 is a diagram showing a motor structure having two magnetic circuits.
16A and 16B are a perspective view and a cross-sectional view of the inner motor winding (cylinder arranged in the air gap) of the slot.
FIG. 17 shows two rotating radial forces in quadrature.
FIG. 18 is a projection of the radial force vector onto the force vector generated by

phases

1 and 2.
FIG. 19 shows the projection of the radial force x-axis and y-axis component vectors onto the force vector generated by phase 1.
FIG. 20 is a diagram illustrating the relationship between the resultant force of two forces in quadrature and the resultant force of three forces having directions separated by 120 °.
FIG. 21 is a block diagram of phase 1 current calculation (a.59).
FIG. 22 is a block diagram of means for processing one trigonometric function and one multiplication.
FIG. 23 is a block diagram of means for generating an EPROM address as a function of rotor position.
FIG. 24 is a block diagram of means for generating an EPROM address as a function of rotor position, with phase delay adjustment.
FIG. 25 is a timing diagram corresponding to the block diagram of FIG.
FIG. 26 is a circuit diagram for generating one pulse per electrical cycle using a transistor command signal of a motor drive.
FIG. 27 illustrates the use of the motor drive transistor command signal to generate one pulse per electrical cycle; the timing diagram is associated with the circuit of FIG.
FIG. 28 is a block diagram for generating a radial force using two-phase windings.
FIG. 29 is a diagram illustrating the phase delay effect on the radial force.
FIG. 30 is a vertical sectional view of the hard drive spindle motor.
FIG. 31 is a block diagram of a circuit for measuring the response to excitation of a rotating radial force.
FIG. 32 is a diagram illustrating the definition of the angular position of the rotation axis.
FIG. 33 is a diagram showing the measurement of the NOR components of α and β applied to a signal that gives one pulse per rotation and rotation in the forward gyroscope mode.
FIG. 34 is a diagram showing excitation in the forward gyroscope mode, and a Lissajous figure of α and β NRR components is also shown.
FIG. 35 is a diagram illustrating reverse gyroscope mode excitation and measurement of α and β NRR components, and a signal giving one pulse per revolution is also shown.
FIG. 36 is a diagram showing excitation in the reverse gyroscope mode, and a Lissajous figure of α and β NRR components is also shown.
FIG. 37 is a diagram illustrating the movement of the rotor in the xz plane.
FIG. 38 shows a wave amplitude bode plot.
FIG. 39 shows a wave phase delay bode plot.
FIG. 40 is a diagram showing an alpha wave phase delay bode plot including the effect of the synchronous multiplier phase delay.
FIG. 41 is a diagram illustrating an alpha wave phase delay bode plot including the time delay introduced by the current amplifier and measurement system.
FIG. 42 is a diagram illustrating correction of the time delay in the reverse gyroscope mode with the synchronous multiplier phase delay.
Detailed Description of the Preferred Embodiment
The standard design of the spindle motor is intended to generate a torque that rotates the rotor. The purpose of this study is to generate additional radial forces in the spindle motor using specially calculated current supplied to the spindle components (eg magnets and stacks) and coils or windings. 1A and 1B show that by applying different combinations of coils, torque (FIG. 1A) or radial force (FIG. 1A) or radial force (depending on how the coils are wound and the direction of current in the coils). It is shown that any one of FIG. 1B) can be applied. The discussion and induction below assume for this example that another coil is added to the motor. This detailed description is for illustrative purposes only, and the analysis and principles of the present invention could also be applied utilizing windings already present in the motor. For example, the winding could be diverted, or the current required to generate a radial stabilizing force could be added to the regular motor drive current. Alternatively, the normal drive current may be cut for a very short time and a current calculated to generate a radial force applied to the same winding. While the moment of the motor is maintained by these drive currents, the two currents are rapidly alternated so that the calculated current creates a radial force.
In the case of a permanent magnet brushless DC motor, it is an interaction between the magnet and the current flowing through the conductor that generates the force. In designing such motors, when a current that is a function of rotor position is supplied to the windings, torque is usually generated (the torque acts on the rotor to rotate the motor) or the present invention. In order to form the windings that produce the desired radial force, it is necessary to classify the conductors into phased coils and coils. This design depends on parameters such as the number of magnetic poles and in the case of slot motors the number of slots in the stack. An analysis tool is proposed here that allows the design of windings that generate radial forces for different motor configurations.
This analysis tool is first developed in the analysis of the force acting on the magnet due to one conductor and then in the analysis of the force acting on the magnet due to one coil. The conclusion of this analysis shows how to combine the coils to produce either torque or radial force.
This analysis tool is then used to study the most common configuration of slot motors. A table is then presented that describes the configuration consistent with changes in windings that generate torque and / or radial force.
A slotless motor is then presented with a corresponding table describing the motor configuration, adapted to the windings for torque and / or radial force.
Force by one conductor
The generation of force in one conductor placed in a magnetic field is based on Fleming's left-hand rule.
A conductor is placed in a magnetic field: when a current flows through the conductor, a force is generated on it. The direction of this force is given by the left-hand rule shown in the figure, and the magnitude of this force is given by the following equation.
F = B ・ I ・ L (a.1)
here,
B = Magnetic flux density [Tl]
I = current [A]
L = Effective length of conductor [m]
F = force [N]
The determination of force generation in one conductor placed in one slot of a permanent magnet brushless DC motor (Figure A.3a) is determined by placing the conductor in the air gap between the core and the magnet (Figure If A.3b) is assumed, it can be based on the above relationship. The magnitude of the air gap magnetic field (by the magnet) is considered a sine function of angular position. That direction is considered the radial direction and its magnitude is positive when going from the magnet towards the core. The following equation gives the magnetic flux density for the angular position described in Figure A.3b.

here,
α = angular position of the magnet. This value is zero when the North Pole matches the reference position.
β = angular position where magnetic flux density is calculated
B5 = Peak value of magnetic flux density. This value takes into account the length of the air gap, the type of stack steel, the shape of the teeth, the magnetization of the magnet. The determination of the exact torque value depends on this value calculated as the first harmonic of the magnetic flux density distribution in the air gap of a real slot motor, but it does not affect the winding design for the coil combination.
Based on the above assumptions, it is possible to determine the force acting on one conductor placed in the air gap described in FIG. 3A. Since the magnetic flux density is given by equation (a2), the magnitude of this force is:

here,
l_act= Effective length of conductor [m]
α = angular position of the magnet. This value is zero when the North Pole matches the reference position.
β = angular position of the conductor
Using the action and reaction laws illustrated in FIG. 3B, the forces acting on the magnet due to the current flowing through the conductor are the same in magnitude but opposite in direction.
From Fleming's law and the assumed radial magnetic flux in the air gap, the force acting on the magnet is tangential. Therefore, it is possible to calculate the torque acting on the magnet.

here,
r = radius of magnet [m]
The Cartesian component of the force acting on the magnet has been determined so that different forces due to several conductors can be applied. FIG. 4 shows the projection of this force on the x and y axes.
The following equation gives the x and y components of the force acting on the magnet with one conductor.

Force by one coil
FIG. 5 shows two forces acting on the magnet 50 when a coil 52 composed of two conductors is placed in the air gap. When the currents flowing through these conductors flow through the same coil, their magnitudes are the same, but their signs are reversed.
The following parameters define the coil.
s = coil opening in radians, giving the angle between the two conductors.
β = Intermediate coil angle position
α = rotor position
By using equation (a.3), it is possible to determine the magnitude of both forces acting on the magnet 50.

The total torque acting on the magnet 50 can then be determined.

Using the trigonometric formula (a.11), the total torque equation can be written as follows to separate the effect of the coil opening from the coil and rotor positions α and β.

Equation (a.12) shows that the coil opening can be selected to maximize the torque. Also, the Cartesian component F of the force acting on the obtained magnet 50_xAnd F_yCan also be determined according to the following equation:

Cartesian component F_xAnd F_y(A.13) and (a.14) transformed the torque equation (a.10) into (a.12) to separate the effect of the coil opening from the coil and rotor positions α and β. Can be converted in the same way.
F _x Ingredient manipulation
By using the trigonometric formula (a.17), F_xThe component equation (a.14) can be rewritten as follows to separate the effect of the coil opening from the coil and rotor positions α and β.

By combining the (p + 1) term and the (p-1) term, the following equation is obtained.

In separating the function terms of angular positions α and β from the function terms of the coil opening:

Using the formula of sin (-x) =-sin (x)

Finally, using the trigonometric formula (a.23), equation (a.22) becomes equation (a.25).

F _y Ingredient manipulation
Using the trigonometric formula (a.26), F_yThe component equation (a.16) can be rewritten to separate the effects of the coil opening from the coil and rotor positions α and β.

Put together the (p + 1) and (p-1) terms:

Separate the function terms for angular positions α and β from the terms that are functions of the coil opening:

Using the official cos (-x) = cos (x):

Finally, using the trigonometric formula (a.32), equation (a.31) becomes equation (a.34).

Cartesian component F _x And F _y
The following final equation shows two Cartesian components F of the force acting on the magnet obtained when the current I is supplied to the one-turn coil._xAnd F_ygive.

Coil combination to generate torque
The method of designing a winding that generates a torque is an idea source for finding a way to design a winding that generates a radial force. In this section, an example using an 8-pole 12-slot configuration is presented (Figure 5). FIGS. 6A and 6B show how the conductor 60, including the magnet 66, can be placed in the slot 62 of the motor 64. FIG. 6A shows a concentric coil 68 around the tooth 69. The exact conductor position in the slot is not really important for calculating the corresponding coil opening 61. Rather, the coil opening 61 is defined as the angle between the two slot centerlines that contain the coil conductor. FIG. 6B shows a coil having two slot coil openings 63.
As shown in equation (a.12), only the

coil opening

61 or 63 affects the magnitude of the torque. Equation (a.37) defines a coefficient k that describes the effectiveness of the coil 68. The torque generated by the coil 68 of FIGS. 6A and 6B is then given by (a.38).

here,
α₀= Central coil angle position
α = rotor position
The coil opening s61 or 63 is selected to maximize the magnitude of the torque and to provide a winding that is easy to make. Table I below shows that windings with one slot coil opening will be concentric and therefore will be made without loss of torque.

FIG. 7 shows that twelve concentric coils 70 can be placed in twelve slots 72 of the motor 73.
Table II below shows the angular position α for the 12 coils of FIG.₁, And the phase shift angle (p, α) of the torque, which is a sine function of the magnet position (formula (a.38))₁)give.

Phase shift angle pα₁Analysis of the four coils (1,4,7,10) shown in FIG. 7 and the other two groups of coils (2,5,8,11) and (3,6,9,12) It is shown that the torque that is suitable is generated. It can also be seen that the torque generated by these three coil groups is delayed by 120 °. Connecting the coils in the same group will give the three-phase winding shown in FIG.
By using the equations (a.35) and (a.36) that give two Cartesian components of the force generated by one coil, the power supply to one phase of this winding will reduce the radial force It is also possible to check whether it occurs. These components are given by the sum of the two sinusoidal functions of the rotor position, with two phase shift angles that are the product of the coil angle position and (p + 1) or (p-1).
The table below shows the angular position α for the 12 coils in FIG.₁And the phase shift angle (pα₁), And the phase shift angle (p + 1) α of the Cartesian component of the force generated by these coils₁And (p-1) α₁give. When checking the first phase (coils 1, 4, 7 and 10), (p-1) α₁It can be seen that the phase shift angle is (0, 270, 180 and 90) and therefore the sum of these four sine components is none. In the same way, the corresponding (p + 1) α₁The phase shift angle is (0, 90, 180 and 270), so these four sine components are null.

Therefore, the three-phase winding in FIG. 8 generates torque without generating radial force.
Coil combinations that generate radial forces
In this section, we use the analysis tool developed in this study to use the same motor configuration used in the previous section to present a winding design that generates torque without the generation of radial forces ( Design a winding that generates radial force for 8 poles and 12 slots).
The method is similar to that described in the previous section. Assuming that 12 coils can be placed in 12 slots of the stack (FIG. 7), the following table must be filled. That is, for 12 coils, their angular position α₁, Their torque shift angle pα₁, As well as the Cartesian component shift angle of force generated by these coils (p-1) α₁And (p + 1) α₁give.
Analysis of this table shows that the coil (1, -3,5, -7,9, -11) generates a force with a Cartesian component term (p-1) in phase. We assume that the coil number preceded by a minus sign corresponds to a coil supplied with a negative current and is therefore 180 ° delayed.
For this coil group (1, -3,5, -7,9, -11), (p + 1) α₁It can be said that the sum of the Cartesian components in is nil (since the three sine functions with phase shift angles 0, 120, 240 are nil). In the same way, pα₁The sum of the torque terms at is zero.

Therefore, if the coils (1, -3,5, -7,9, -11) are connected in series, a phase for generating a radial force can be obtained.
If a constant current I is supplied in the phase of FIG. 9, a radial force with the following two Cartesian components will be generated.

here,

The magnitude of this radial force is constant and its direction depends on the position of the rotor. If the rotor rotates at a constant speed Ω, this radial force will rotate as shown in FIG.
Accordingly, when the current I is changed, the magnitude of this force can be changed. However, it is impossible to change its direction, which depends only on the position of the rotor.
The analysis results in Table IV show that when a positive current I is supplied to the phase 2 coils (2, -4, 6, -8, 10, -12), the first phase (= coils 1, -3, 5,- 7, 9, -11) indicates that a radial force perpendicular to the force generated will be generated. FIG. 11 shows a child that generates two rotating radial forces in quadrature when a constant current I is applied to these two phases.
Therefore, it is possible to generate a radial force in all directions at all magnitudes by simply changing the current flowing through the two phases for a fixed rotor position. The following equation shows these currents i_phlAnd i_ph2Gives the Cartesian components of these two forces in quadrature as a function of.
Phase 1 (Coil 1, -3, 5, -7, 9, -11)

Phase 2 (Coil 2, -4, 6, -8, 10, -12)

here,

Equation (a.46) indicates that the magnitude of the force is a function of the coil opening s. This parameter is chosen to maximize the radial force and to obtain a winding that is easy to make. The following table shows that the greatest force is obtained using two slot coil openings.

FIGS. 12 and 13 show a “two-phase winding” design that generates two radial forces in quadrature. A winding having a one-slot coil opening (FIG. 12) is easy to produce, but generates a force as large as that generated by a winding having a two-slot coil opening (FIG. 13). In addition, 42% more current is required.
Generate two radial forces in quadrature
Other motor configurations suitable for two-phase winding
In the previous section, we presented a method for designing windings that generate two radial forces in quadrature for an 8-pole 12-slot motor configuration. Other motor configurations that can be used to implement such windings are summarized in equations (a.47) and (a.48). These are two slots (Z) for each counter electrode number p.₁And Z₂)give.

Table VI below summarizes all of these possible motor configurations for 6 or fewer counter poles.

Number of slots Z₁Corresponds to two groups of coils that generate Cartesian forces with Cartesian components in (p-1), whereas the number of slots Z₂Corresponds to two groups of coils that generate in-phase forces with Cartesian components in the (p + 1) term. No torque is generated.
Configuration suitable for “3-phase torque winding” and “2-phase radial force winding”
The primary idea of this work was to take the components of a standard spindle and generate an additional radial force by applying a second winding. As mentioned above, it would be possible to use regular motor windings. In order to enable this idea, a configuration must be chosen that is compatible with both torque and radial force currents. The most common solutions for three-phase spindle motors are summarized in Table VII.

The intersection between Table VI and Table VII consists of two configurations (4 poles 12) adapted to a three-phase winding generating torque and a two-phase winding generating two radial forces in quadrature. Slot, and 8 poles and 12 slots).
Consider other phase numbers for windings that generate torque
In order to increase the number of solutions adapted to both torque and radial force windings, the number of phases of these windings can be varied. The number of phases of the winding generating the torque is usually 3, but it may be 2 or 5. The most common solutions for 5-phase spindle motors are summarized in Table VIII.

The common part of Table VI and Table VII consists of one configuration (8 poles, 20 slots) adapted to a 5-phase winding generating torque and a 2-phase winding generating two radial forces in quadrature. give.
Solutions for two-phase windings that generate torque are further limited. For symmetrical windings, it seems possible to have less than 1 (q ≧ 1) slots per pole and phase.
Table IX summarizes the motor configurations for counter pole number p of 6 or less and 1 and 2 slots per pole and per phase.

The common part of Table VI and Table IX consists of a two-phase winding that generates torque and one configuration (two poles and eight slots) adapted to two-phase windings that generate two radial forces in quadrature. give.
Other phase number considerations for windings that generate radial forces
Since a two-phase winding was considered to generate two rotating radial forces that are in quadrature (FIG. 14A), three rotations in directions 120 ° apart using a three-phase winding. A radial force can also be generated (FIG. 14B). Motor configurations that can be used to implement such windings are summarized in equations (a.49) and (a.50). They have two slots (Z) for each counter electrode number p.₁And Z₂)give.

The following table summarizes all of these possible motor configurations for a number of counter poles of 6 or less.

Number of slots Z₂Corresponds to three groups of coils generating in-phase forces with Cartesian component terms at (p + 1), the number of slots Z₁Corresponds to three groups of coils that generate in-phase forces with Cartesian component terms in (p-1). There will be no torque generated. Annex 2 provides a description of all three-phase windings corresponding to the table above. The intersection between Table VII and Table X consists of two motor configurations (3 motors) adapted to a three-phase winding generating torque and a three-phase winding generating three radial forces 120 degrees apart ( 4 pole 6 slot, and 8 pole 18 slot).
The common part between Table VIII and Table X is a single motor configuration (8 poles) adapted to a 5-phase winding generating torque and a 3-phase winding generating three radial forces 120 ° apart. 30 slots).
The intersection between Table XI and Table X is that two or more motors fitted with a two-phase winding generating torque and a three-phase winding generating three radial forces 120 degrees apart Give configuration (6 poles 12 slots, and 6 poles 24 slots). All of these solutions are listed in Table XI.
Summary of solutions for slot motors
This study shows that there are different possibilities for making spindle motors that generate both torque and radial forces. For the solution summarized in Table XI, both torque and radial force windings can share the same stack of slots. This can be an important advantage for high volume constraints applications. However, that does not mean that other motor configurations are less important. They are still usable in applications where the torque winding and the radial force winding do not need to share the same stack of slots. The number of solutions for these other applications includes all torque winding solutions (given in Tables VII, VIII and IX) and all radial force winding solutions (Table VI). And given in Table X).

FIG. 15 shows a motor structure that makes it possible to use all combinations of all torque windings and radial force windings. For this example, the internal and external magnetic circuits have the same configuration (the same number of poles and slots), but could have different configurations. That is, the inner and outer

magnetic rings

200, 202 have the same number of alternating poles that cooperate with the slots 204 formed on either side of the central ring 206.
Special case of slotless motor
In the case of slotless motors, the winding is placed directly in the air gap between the rotor magnet and the stator yoke, so compatibility issues between the torque winding and the radial force winding No longer exists.
Figures 16A and 16B show an example of a motor with slotless windings that can be employed to use the present invention. Since the windings are cylinders arranged in the air gap, it is easy to arrange the two windings as concentric cylinders in the same air gap.
Conventional torque winding solutions for slotless motors
To form a three-phase winding that generates torque, the number of coils per phase normally used is given by equation (a.51) and the corresponding coil opening is given by equation (a.52).

For such windings, the coefficient k given by (a.37) is always equal to 1. Table XII gives the usual configuration for counter electrode number s of 6 or less.

Radial force winding solution for slotless motors
In order to form a two-phase winding that generates two radial forces in quadrature, the total number of possible coils as a function of the counter-pole number p is given by equations (a.53) and (a.55) . The corresponding coil opening is given by equation (a.54) or (a.56).

The following table summarizes all of these possible motor configurations for 6 or fewer counter poles.
Example of 6 pole slotless motor
This example describes a winding that generates torque and radial force for a 6 pole slotless motor.
In order to generate torque with a three-phase winding, only one solution corresponds to a 6-pole motor (Table XII above). This winding consists of 18 coils. Table XIII shows 18 coils, their angular position α₁, Phase shift angle of those torques (pα₁), And phase shift angles (p + 1) and (p-1) of Cartesian components of the force generated by these coils.

Table XIII shows three groups of coils: group 1 (+1, -4, +7, -10, +13, -16), group 2 (+3, -6, +9, -12, +15, -18) and Group 3 (-2, +5, -8, +11, -14, +17) generate in-phase torque. Connecting the coils in the same group in series provides three phases that generate three torques delayed by 120 ° and no radial force.
Two solutions for generating two radial forces in quadrature using a two-phase winding correspond to a six pole motor (Tables a.30 and A.31). This winding consists of 8 or 16 coils.

Table XVI shows the angular position α for the eight coils of the first solution.₁, Phase shift angle of those torques (pα₁), And the phase shift angle (p + 1) α of the Cartesian component of the force generated by these coils₁And (p-1) α₁give.

The analysis in Table XVI shows that two coil groups, Group 1 (+1, -3, +5, -7) and Group 2 (+2, -4, +6, -8), are in phased Cartesian. It shows that a force with a component is generated. Connecting coils in the same group in series provides two phases that generate two radial forces in quadrature and no torque.
Method for supplying current to a two-phase winding generating a radial force
This section attempts to define the current that must flow in the phase in order to generate a given radial force. First, assume that the polar coordinates of the radial force are known, and then assume that the Cartesian Cartesian coordinates of the radial force are known.
As already mentioned above, when the same current I is applied to the two-phase windings presented in FIGS. 12 and 13, two rotating radial forces in quadrature are generated (FIG. 17). . Equations (a.42) to (a.45) above give the Cartesian components of the two forces generated by each phase.
Given the polar coordinates of the desired radial force, the current through the phase is determined by:
Phase 1 current: projection of the radial force vector onto the force vector generated by phase 1 (FIG. 18).

Phase 2 current: projection of the radial force vector onto the force vector generated by phase 2 (FIG. 18).

Given the Cartesian coordinates of the desired radial force, the current through the phase is determined by:
Phase 1 current: projection of radial force x and y component vectors onto the force vector generated by phase 1 (FIG. 19).

Phase 2 current: the projection of the radial force x and y component vectors onto the force vector generated by phase 2.

It is also possible to determine the equations (a.61) and (a.62) that give the x and y components of the force in all radial directions as a function of the current flowing through the two phases. From the formulas (a.42) to (a.45), the following formula is obtained.

Method for supplying current to a three-phase winding generating a radial force
This section attempts to define the current that must flow in three phases to generate a given radial force.
The simplest way to solve this problem is to determine the three-phase current from the two-phase winding current calculated in the previous section. This is to determine the relationship between the two forces in quadrature and the sum of the three forces 120 ° apart gives the same final force (Figure 20). Is equivalent to
By using complex numbers, equation (a.63) gives this equality, which represents two equations when there are three unknown elements. Assuming that a three-phase system is the target, condition (a.64) leads to the third equation.

The equations given by equations (a.63) and (a.64) are expressed by the radial force equations (a.57) and (a.58) in polar coordinates and in the radial force equation in Cartesian coordinates. From the two-phase current given by (a.59) and (a.60), a modified relationship is provided that makes it possible to determine the three-phase current.

If the condition (a.64) is respected, the opposite transformation is given by

Electronic calculation of the current through the winding for radial forces
This section presents an electronic solution for calculating the current that must flow through the phase generating the radial force. Assume that Cartesian Cartesian coordinates of the radial force are known. Considering the two-phase winding, the current flowing through the phase can be calculated using equations (a.59) and (a.60).
FIG. 21 is a block diagram (corresponding to equation (a.59)) for determining phase 1 current. To perform the calculations,

inputs

400, 402 are the x and y components of the radial force, input 404 represents the rotor position, and output 406 is the current value.

Means

410, 412 for processing two trigonometric functions are provided, having arguments are the rotor position, two

multiplications

414, 416, and one additional multiplier output 418.
FIG. 22 presents an electronic solution that includes the processing of one trigonometric function and one multiplication, thereby performing the functions of

block

410, 414 or block 412, 416. Of course, this approach is exemplary only. The EPROM memory 420 is addressed using trigonometric function arguments. The stored value of the function for the corresponding argument is then sent to the digital to analog converter 422 via the EPROM data bus 424. The D / A converter reference voltage input 426 based on the input

radial force component

400 or 402 is then used to process the multiplication.
The most accurate approach requires generating the EPROM memory address used to access the memory 420 as a function of rotor position, as shown in FIG. A solution using a decomposer or an optical encoder is of course possible (although expensive). Solutions using a phase-locked loop chip as a frequency multiplier or solutions using a motor driven commutation frequency as the input frequency are also possible.
The simple solution (FIG. 23) assumes that the motor speed remains completely constant, or at the very least changes slowly (which can be achieved with a system with very large inertia). It uses a counter 440 that is added to the falling edge of an input clock 442 (where p is the number of counter electrodes of the motor) whose frequency is proportional to the motor rotational speed Ω. To ensure synchrony, the counter is reset to a low level by applying one pulse per electrical period to its reset input 444 as shown.
In low speed applications such as hard disk drive spindle motors, this input clock frequency can be kept constant to simplify the solution. In such a constant speed application, the reset pulse can be provided by a motor driver.
To apply a slow change, the input clock frequency 442 is computer processed after the speed is properly measured. This input clock can then be generated with the voltage to the frequency converter. A periodic counter reset will then periodically correct for the effects of frequency inaccuracies caused by speed changes.
It is important to be able to control the phase as in all synchronous systems. FIG. 24 presents a second solution that incorporates phase delay adjustment utilizing the timing signal shown in FIG. This solution uses two identical counters with the same input clock signal 454 added at

input

456 or 458. As shown in FIG. 25, the first counter 450 uses a reset 2 466 to apply one pulse per electrical cycle to its reset input 460 each time the first counter value is equal to the switch program value 480. Apply to reset to low level. The amplitude comparator 470 compares the output of the counter 450 with the phase delay value set by the switch 472. The outputs of the two counters are shown in FIG. 25, along with the time at which the RESET2 466 pulse is triggered. It can be seen that the shift in the timing of the pulse 466 results in a phase shift in the corresponding output 452. FIG. 25 provides an implementation of the timing diagram of FIG.
FIG. 26 shows a method in which the reset pulse is given by the motor driver. For this example, one logic command [4] with 6 transistors is used. A pulse will occur on every rising edge of this signal (FIG. 27).
Overview of electronic calculation of current through windings for radial forces
FIG. 28 illustrates in block diagram how the electronic solution presented in the previous section can be inserted into a complete system. The “synchronous multiplier” 600 is the cosine of two currents (i_ph1And i_ph2) For the Cartesian component of the radial force (F_xAnd F_y) As a function. The two current amplifiers 602, 604 are then used to supply current to the winding 606 for radial force in the motor 608. A standard motor winding 610 is also shown. Other details of this block diagram can be found in the applications incorporated herein.
For the synchronization of the “synchronization multiplier”, three other inputs must be given as shown below.
An input clock CK612 with a frequency proportional to the motor speed; it can be generated by a function generator 614 of known standard design for the constant speed application described above.
One pulse of RESET signal 616 per electrical cycle: This signal can be provided by the motor driver 618 shown in FIGS. 26 and 27 and at the leading edge 617 of the periodic command signal to one phase of the motor 608 is there. Obviously, any regular repetitive signal representing the rotational position of the motor can be used.
A switch-programmed phase delay value 620 that allows the direction of the generated radial force to be adjusted. FIG. 29 shows the effect of phase delay on radial force and is described in more detail below.
Phase delay effect
FIG. 29 shows how the phase delay affects the direction of the force generated by the current flowing through the two-phase winding 605 (FIG. 28) for radial forces. By using phase delay modification for one given rotor position and two given phase currents, a 360 ° rotation of the resulting radial force can be applied.
For most applications it is important to adjust the direction of the radial force with respect to some reference which may be, for example, the position of the motion probe.
Since the system described here allows for phase delay adjustment, it is beneficial to present some adjustment methods. In the case of a ball bearing motor, the problem is complicated because the actuator applies a radial force to the rotor supported by the two-shift bearing and interferes with the static direction measurement of the resulting displacement. Obviously, the methods and apparatus described herein can be used with motors with other types of bearings, such as ball bearings and the like.
In the next section, we present a method using the response to the excitation of rotating radial forces. This method uses a measurement to adjust the direction of the radial force and is therefore less sensitive to position inaccuracies. An automatic algorithm using this method has been developed.
Phase delay adjustment using response to excitation of rotating radial force
This section presents the radial force direction adjustments that have been used in hard disk drive applications. In this example, a spindle motor is used as an actuator to control the gyroscopic movement of the rotor 400 supported on the shaft 705 by two ball bearings 702, 704 (FIG. 30). Using the system presented in this study, a radial force is applied to the rotor magnet 706 to suppress unwanted movement of the disk 708 supported by the rotor.
This application uses two capacitive probes 800, 802, preferably coupled to the rotor 700 of the motor 608, to measure the gyroscopic motion of the rotating shaft or shaft 705. From these measurements some feedback is calculated and applied in this example through a radial force actuator with additional windings. In order to obtain a stable system, it is very important to adjust the direction of the correction force with respect to the reference direction corresponding to the position of the probes 800 and 802.
This method uses the actuator itself to excite the gyroscopic motion with the radial force described in FIG. Two capacitive probes 800, 802 are then used to measure the excitation response provided by the angular positions α and β (FIG. 32) of the axis of rotation 900. More detailed operation of this block diagram system can be found in the applications incorporated herein.
Since the runout of the system is greater than the measured motion, a comb filter 810 is used to separate the components synchronized to the motor speed from the components that are not synchronized (referred to as non-repetitive runouts).
33 and 34 show response measurements for forward excitation, and FIGS. 35 and 36 show response measurements for backward excitation. Since the responsive Lissajous figure is close to a circle, it can be concluded that the rotational motion has occurred effectively. These measurements demonstrate that the described system works well and generates radial forces in a controllable direction.
In order to adjust the direction of the radial force, the angular position α and the radial force F_xAre in the same plane zx (FIG. 37). The temporary variation of these two variables is sinusoidal. Both waves have the same frequency and phase delay depending on the pulsation ω. If the rotating radial force is kept constant and its pulsation ω varies, FIG. 38 shows the variation of the α wave magnitude, and FIG._xThe phase delay between the wave and the alpha wave is shown.
Radial force direction adjustment can be performed using a wave phase Bode plot. FIG. 40 shows the effect of phase delay on this Bode plot. In measuring the phase of the alpha wave, it is possible to calculate the phase delay of the synchronous multiplier 600 in response to the switch 620 (FIGS. 28, 31), which will produce a radial force in the desired direction. .
Temporal delay compensation
FIG. 39 presents an ideal situation where the delay introduced by the system component is negligible. In reality, components such as current amplifiers, capacitive probes and comb filters introduce a time delay corresponding to a gyro frequency of about 20 ° (FIG. 41).
Theoretically, the phase delay of the synchronous multiplier 600 could be used to compensate for the time delay. FIG. 42 shows that this is probably not practical as a backward phase delay.
Other features and advantages of the present invention will be apparent to those skilled in the art who have reviewed the present disclosure.

Claims

An apparatus for stabilizing a rotating shaft of a rotating system, the rotating system comprising a rotor having an inertial load, bearing means for supporting the rotor around the rotating shaft, and the rotation around the rotating shaft Motor means for causing rotation of the child,
The motor means includes
With magnets;
A first winding set;
A drive current source that causes a relative rotation between the winding and the magnet;
Combined with the motor, it comprises an actuator current power source that excites the windings to generate radial forces that stabilize the position of the rotating shaft and damp vibration and resonant motion of the rotor. An actuator;
With
The rotation system further includes:
Means for generating first and second input signals representative of the radial force component to be generated and a third signal representative of the motor position;
Memory means addressed with an independent variable of a function based on the rotor position to provide an output signal based on a trigonometric function based on the rotor position; and an output signal based on the trigonometric function; and Multiplier means for controlling the actuator current in response to the first and second input signals representing a radial force component;
A device characterized by comprising:

The said first winding of said motor means is wound over a stator having a plurality of slots, each winding being wound around one of said slots. Equipment.

The winding comprises at least a first phase winding and a second phase winding, the phase windings being separately wound and separately excited to generate two radial forces. Item 2. The apparatus according to Item 1.

The apparatus of claim 3, wherein the motor includes a stator having a plurality of slots, and wherein the winding is wound over two of the slots.

4. An apparatus according to claim 3, comprising circuit means for exciting each of said phases separately to change the magnitude and direction of said radial force.

A first and a second probe coupled to the rotor for measuring the gyroscopic motion of the rotor or the shaft, and processing the output of the probe to produce the first phase winding and the second phase winding; 6. The apparatus of claim 5, wherein the apparatus establishes a signal applied to excite a line and stabilize the system.

The apparatus of claim 6 including means for adjusting a direction of the correction force relative to a direction corresponding to the position of the probe.

8. The apparatus of claim 7, including means for changing the magnitude of the current applied to the first and second phase windings to adjust the magnitude of the correction force applied to the rotor. .

In response to the output of the probe, a comb for separating a component synchronized with the speed of the motor in the rotating system from a component that is not synchronized with the motor speed and represents the oscillatory motion of the rotor The apparatus of claim 6 including a filter.

The apparatus of claim 1, wherein the actuator current and the drive current are applied to the windings separately in a timely manner.

The apparatus of claim 1, wherein the actuator current and the drive current are simultaneously applied to the winding.

The apparatus of claim 11, wherein the motor is selected from one of a configuration including 4 poles 12 slots and 8 poles 12 slots.

The apparatus according to claim 6, wherein the number of phases of the winding generating the torque is one of a two-phase, three-phase, and five-phase motor.

The apparatus of claim 13, wherein the motor has an 8 pole 20 slot configuration.

The apparatus of claim 6, wherein the motor is a two-phase motor having a two-pole eight-slot configuration.

The apparatus of claim 6, wherein the motor is a three-phase motor and the actuator winding is a three-phase winding that generates three radial forces in directions separated by 120 °.

17. The apparatus of claim 16, wherein the motor configuration is a 4 pole 6 slot, 8 pole 18 slot design.

The apparatus of claim 6, wherein the motor is a five-phase motor and the actuator winding is a three-phase winding that generates three radial forces in directions separated by 120 °.

The apparatus of claim 18, wherein the motor is an 8-pole 30-slot motor.

The apparatus of claim 6, wherein the motor is a two-phase motor and the actuator comprises a three-phase winding that generates three radial forces in directions separated by 120 °.

21. The apparatus of claim 20, wherein the motor is a 6 pole 12 slot motor or a 6 pole 24 slot motor.

The motor has slotless windings, and the windings of the actuator are concentric but located in the same air gap between the motor core and the rotating magnet. The device described in 1.

The magnitude of the actuator is a function of the current flowing in the two phase windings of the actuator, and the relationship between the force and the current is

The apparatus of claim 6, defined as

The actuator is a three-phase actuator, and the relationship between the force and the current is

The apparatus of claim 6 represented as:

An apparatus for generating an actuator current according to claim 6,
Means for generating a current signal as a function of rotor position;
Means for multiplying each detected force by the motor function current;
7. An apparatus according to claim 6, comprising means for summing the generated signals.

Means for sensing movement of the rotor;
Comb means for separating non-repetitive motion from repetitive motion of the motor;
The apparatus of claim 1, wherein the actuator stabilizes the rotor in response to the comb means.

The actuator comprises a first phase winding and a second phase winding, the windings being wound separately and separately excited to generate two radial forces in quadrature. Item 27. The apparatus according to Item 26.

The current to the phase winding is:

Here, k _f The apparatus of claim 27, defined as a function of the coil opening s.

29. The apparatus of claim 28, wherein the actuator comprises the first phase winding, the second phase winding, and a third phase winding, the windings being constrained by an event as follows: .

The multiplier means comprises an output signal based on the trigonometric function as one input and one of the first and second signals representing the radial force as another input. The apparatus of claim 1 comprising a machine.

31. The apparatus of claim 30, wherein said signal generating means is normally reset in response to pulses driven by a motor, said reset being proportional to motor rotational speed.

32. The apparatus of claim 31, including circuitry for incorporating an adjustable phase delay in the means for generating the current definition signal.