JP4031539B2

JP4031539B2 - Device including load protection circuit against excessive input voltage and load protection method against excessive input voltage

Info

Publication number: JP4031539B2
Application number: JP29219795A
Authority: JP
Inventors: リチャード・ケイ・ウィリアムズ
Original assignee: Siliconix Inc
Current assignee: Vishay Siliconix Inc
Priority date: 1994-10-19
Filing date: 1995-10-13
Publication date: 2008-01-09
Anticipated expiration: 2015-10-13
Also published as: DE69518049D1; US5585991A; EP0708515A1; EP0708515B1; JPH08213619A; HK1014402A1; DE69518049T2

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、負荷（特に半導体デバイスを含む負荷）を過大な電圧または極性が逆の電圧から保護するための回路に関する。本発明は、特に、車両に於いて発生する“ロードダンプ（ｌｏａｄｄｕｍｐ）”と呼ばれる状態から負荷を保護するための回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
半導体デバイス、特に集積回路を含むデバイスは、“逆極性電圧”にさらされると破壊されることがある。このような逆極性の電圧は、例えば、正電圧が加えられるように設計された端子に負電圧が加えられた場合に発生する。このような状態は、車両などで、端子にバッテリーを不注意で逆に接続した場合に発生する。逆極性電圧が加えられると、半導体デバイス内のＰＮ接合が順バイアスされて大きな電流が流れ、過熱によってアルミニウム線が溶け、デバイスが永久的に損傷されることがある。
【０００３】
消費電力が小さいときは、図１Ａ及び図１Ｂに示されているように、この問題はショットキーダイオードを負荷に直列に接続することによって解消される。ダイオード１０はモジュール１１内のＰＮ接合を表している。バッテリーの極性が逆の場合（図１Ｂ）、ダイオード１０は順バイアスされるおそれがあるが、ショットキーダイオード１２が逆バイアスされ電流が阻止されることによって、モジュール１１は保護される。バッテリーが適切に接続されている場合（図１Ａ）、ショットキーダイオード１２は順バイアスされ、そこで消費される電力はわずかである。
【０００４】
消費電力がより大きい場合、米国特許出願第０８／０６７，３７３号明細書に記載されているように、逆極性につながれたバッテリーから保護するため、パワーＭＯＳＦＥＴと専用制御回路を用いることができる。この特許出願は、本出願に引証として加えられる。この方法は、技術的には魅力的な問題解決法であるが、回路内にパワーＭＯＳＦＥＴを組み込むことはコストの増加につながる。
【０００５】
過大なバッテリー電圧に対する処置を考えると、問題は一層複雑になる。過大な電圧は様々な状況で発生し得るが、車両に於いては、以下の２つの場合が特に重要である。まず、車両をジャンプスタートすると、電圧が通常のバッテリー電圧の約２倍（即ち２４Ｖ）にまで達することがある。バッテリーにつながっている多くのＩＣの動作範囲は、レギュレータＩＣも含めて、６Ｖ乃至１８Ｖであるため、２４Ｖに達する電圧は問題である。２４Ｖの電圧では、ＩＣ中の接合の中にはアバランシェブレークダウン（ａｖａｌａｎｃｈｅｂｒｅａｋｄｏｗｎ）を起こすものもあり得る。アバランシェブレークダウンによって生成されるエネルギー及び電流に耐えることができない場合ＩＣは破壊される。
【０００６】
“ロードダンプ”と呼ばれる状態では、より困難な問題が発生する。これは図２Ａ乃至図２Ｃに示されている。ロードダンプは、通常、バッテリーを充電するべく最大電流で動作している発電機が、機械的な振動またはショックによってバッテリーの接続端子からはずれてしまった場合に発生する。その結果、回路が開状態（図２Ａに於いてスイッチ２０によって図示）となり、符号２１及び符号２２で示されているような回路内の様々なコイルを流れる電流が急激に減少する。当然、発電機自身もインダクタンス成分を含んでいる。よく知られた関係式
【０００７】
Ｖ＝Ｌ×ｄＩ／ｄｔ
【０００８】
によると、これによって、数百Ｖのオーダの非常に高い電圧が発生し得る。このような電圧では、ほとんどのＩＣが破壊されてしまう。
【０００９】
この問題を改善するため、図２Ａの回路では、トランソーブ（ｔｒａｎｓｏｒｂ）として知られているツェナーダイオード２３が負荷２４に並列に接続されている。ツェナーダイオード２３は、通常、電圧を３０Ｖ程度にクランプしたりするのに用いられる。しかしながら、実際には、ツェナーダイオード２３が“発火”するには数十ｎｓ（ナノ秒）を要し、その間にバッテリーラインの電圧は５０Ｖ乃至１００Ｖに上昇してしまう。また、ツェナーダイオードと負荷との間の距離が離れていると、ロードダンプによって生じた過大な電圧をダイオードがクランプする能力が低下してしまう。
【００１０】
その結果、ロードダンプは、車両のバッテリーラインに現れる５０Ｖ乃至１００Ｖの過渡的な電圧と考えられる。しかし、このような状態は数百ｍｓの間持続することがあり、半導体のダイ、パッケージ、その他の半導体部品は、約１００ｍｓ内に熱平衡状態に達するため、ロードダンプはバッテリーラインに発生する５０Ｖ乃至１００Ｖの準直流電圧として考えなければならない。
【００１１】
図２Ａに於いて、Ｖbatt′はバッテリー２５の両端の電圧を表し、Ｖbattは車両内のバッテリーラインの電圧を表す。図２Ｂには、時刻ｔ＝０に発電機が切り離されたものとして、Ｖbatt′とＶbattの挙動が示されている。図示されているように、Ｖbattは約６０Ｖまで急激に増加した後、ツェナーダイオード２３がブレークダウンすることによって頭打ちになる。図２Ｃには、開路状態が発生する前後の発電機を流れる電流（Ｉgen）とツェナーダイオード２３を流れる電流（Ｉdiode）の挙動が示されている。
【００１２】
図３Ａに示されているように、モジュール（または集積回路）内の最大電圧を制限するのに、直列抵抗３０と第２ツェナーダイオード３１がよく用いられる。図３Ｂに示されているように、負荷２４にかかる電圧ＶDDは、ツェナーダイオード３１のブレークダウン電圧ＢＶzに制限される。また、図３Ｃに示されているように、モジュール内を流れる電流ＩDDは、（６０−ＢＶz）／Ｒseriesに制限される。ここでＲseriesは抵抗３０の抵抗値を表す。
【００１３】
別の方法では、図４Ａに示されているように、抵抗の代わりにＰＮＰトランジスタが用いられる。バイポーラトランジスタ４０は、そのベースに電流源４１が接続された電流源として働く。電流源４１によって供給される電流が小さい値に維持されていれば、バイポーラトランジスタ４０のコレクタ電流も制限され、トランジスタ４０がロードダンプによって生じる電圧のほとんどを担うこととなる。図４Ｂに示されているように、ロードダンプ発生時、負荷にかかる電圧ＶDDは一定であるが、一方トランジスタ４０のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCEはツェナーダイオード２３のブレークダウン電圧からＶDDを差し引いた値にまで上昇する。図４Ｃに示されているように、トランジスタ４０のベース電流ＩBとコレクタ電流Ｉcは一定値を保つ。
【００１４】
抵抗によって電流を制限する方法（図３Ａ）に関わる問題は、負荷が軽い場合にＶDDが大きくなる（即ち、抵抗３０の両端の電圧降下が小さくなる）ということである。それによって、ツェナーダイオード３１がブレークダウンし、抵抗３０を流れる電流の概ね全てがこのダイオード３１を流れる。この場合、電力損失はＶbatt²に比例することが示される。バッテリーが１８Ｖに完全に充電されている場合、このような損失はかなり大きい。このため、実際上、抵抗によって電流を制限する方法は、電流負荷が小さく抵抗３０を大きくできる場合に限定される。
【００１５】
ＢＶzがバッテリーの通常動作範囲よりも高く設定され、通常動作中のＩＣの電力消費を小さくするようになっている場合、ツェナーダイオード３１に直列に含まれる抵抗によって、ロードダンプ発生時に電圧が許容範囲を越えて上昇することがある。ＢＶzを高くすると、ブレークダウン時のツェナーダイオード３１の抵抗値もより高くなるからである。
【００１６】
この方法に関する別の問題点は、電流がバッテリー電圧に比例して上昇するということである。そのため、６０Ｖのバッテリー電圧では、電流は通常時の６倍も大きくなる。ツェナーダイオード３１の電圧が一定とすると、ＩＣ内の電力消費は同じ割合で増加し、抵抗３０における電力消費は３６倍になる。このため、抵抗３０をＩＣ内に組み込むことはできず、高価な電力用巻線抵抗を使用しなければならない。
【００１７】
自動車産業では、ＰＮＰ線形レギュレータを用いた方法（図４Ａ）が最もよく使用されている。しかしながら、この方法はいくつかの理由により余り好ましくない。即ち、入力電圧と出力電圧が大きく異なる場合、線形レギュレータはあまり効率がよくない。また、高電圧用ＰＮＰバイポーラトランジスタは、電流利得が小さいため、ベース電流が主要な電力消費源となってしまう。負荷に伝達される電力はバイポーラトランジスタの飽和時のコレクタ−エミッタ間電圧（この値は小電流の場合でも０．３Ｖより概ね大きい）によって制限される。レギュレータと負荷との間に長い結線を用いることは好ましくないため、各負荷は専用のレギュレータを持つ必要があるが、それによってコストも増加する。また、バイポーラトランジスタは温度上昇に伴いより多くの電流を流す性質があるため、熱に関する保護が困難である。
【００１８】
バイポーラトランジスタのベース駆動に関する要求は、大きな問題となり得る。βを１０とすると、２Ａの電流に対しては２００ｍＡのベース電流が必要である。ベース駆動に関する電力損失は、この電流を全てバッテリー電圧から供給することによって生じる（この損失は、バイポーラトランジスタのベース−エミッタ間接合と、グランドに接続された電流吸収回路（図４Ａに於いて電流源４１として図示）とに分けられる）。バイポーラトランジスタに於ける全電力損失は、ベース駆動に関する損失とＩc×ＶCEとを足しあわせたものであり、即ち、
【００１９】

【００２０】
となる。
【００２１】
負荷電流を２Ａ、出力電圧を５Ｖとすると、１８Ｖのバッテリー電圧に対する電力損失は約３０Ｗとなり、ベース駆動に関する値だけでは３．６Ｗとなる。バッテリー電圧が６Ｖの場合、Ｉc×ＶCEによる損失は２Ｗにまで減少するが、ベース駆動損失は２００ｍＡ×６Ｖ＝１．２Ｗにしか減少しない。従って、ベース駆動に関する損失が５０％以上を占めることとなる。
【００２２】
負荷を流れる電流は小さく制限されるが、ロードダンプ状態に於いて消費される電力は、なお非常に大きい。更に、バイポーラトランジスタのベースに於ける望ましくない電力損失の問題の他に、このトランジスタは、ＢＶceo即ちバイポーラトランジスタが支える電圧が最大定格より大きくなるように、その定格電圧に関して設計しなければならない。例えば、１００Ｖの製品は、１７０ＶのＢＶcbo接合ブレークダウン電圧を必要とする。高温で動作させるときには、更に安全マージンが必要とされる。この電圧の問題は、βが小さい理由の一つとなっている。即ち、バイポーラトランジスタのベース駆動損失を低減するには、デバイスの高温に於ける安定性を犠牲にしなければならない。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
従って、本発明の目的は、上述したような問題点を解決するため、過大な電圧から負荷を保護するための改善された保護回路を含む装置及び過大な電圧から負荷を保護するための改善された方法を提供することにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明によると、ロードダンプに対する回路の保護は、保護されるべき負荷にデプレッション型ＭＯＳＦＥＴを直列に接続することによってなされる。デプレッション型ＭＯＳＦＥＴは、ゲート−ソース間電圧Ｖgsが０の場合に導通状態にあり、Ｖgsがピンチオフ電圧になると非導通となるＭＯＳＦＥＴである。ピンチオフ電圧はＮチャネルデバイスでは負電圧である（即ち、ゲートがソースに対して負にバイアスされる）。また、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴでは、ピンチオフ電圧は正電圧である（即ち、ゲート電圧をソース電圧より上昇させることによってピンチオフが達成される）。
【００２５】
第１グループの実施例では、デプレッション型ＭＯＳＦＥＴのゲートはそのＭＯＳＦＥＴのソースに接続されるか、或いはソース電圧とグランドとの間のある基準電圧に接続される。このグループに於ける最後の実施例では、ＭＯＳＦＥＴのゲートは、ＭＯＳＦＥＴのソースとグランドとの間に接続されたツェナーダイオードのカソードに接続される。
【００２６】
第２グループの実施例では、デプレッション型ＭＯＳＦＥＴのゲートは、ＭＯＳＦＥＴのソースが予め定められた値に達すると、第１のレベルから第２のレベルに切り替えられる。この予め定められた値は、ロードダンプ状態に於けるソース電圧に関連して設定される。このグループの実施例は、デプレッション型ＭＯＳＦＥＴを流れる電流がロードダンプの間概ね低減されるという利点を有する。
【００２７】
第３グループの実施例では、デプレッション型ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を制御するのに負帰還が用いられる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
本発明に従う実施例は、保護されるべき負荷に直列に接続されたデプレッション型ＭＯＳＦＥＴを含む。
【００２９】
図５は、負荷５１に直列に接続されたＭＯＳＦＥＴ５０を含む基本回路を図示している。ＭＯＳＦＥＴ５０のドレインとグランドとの間のダイオードＤ１は、例えば７０Ｖといった比較的高いブレークダウン電圧を有する。ＭＯＳＦＥＴ５０のソースとグランドとの間に、負荷５１と並列に接続された第２のダイオードＤ２は、通常、例えば８Ｖ（５Ｖ回路に対して）または１８Ｖ（１５Ｖ回路に対して）といった比較的低いブレークダウン電圧を有する。ダイオードＤ１とＤ２は、回路に絶対に必要というわけではないが、様々な利点を有する。集積化に於いてはダイオードＤ１とＤ２を除外することはできないだろう。ダイオードＤ１は、集積化されたＤＭＯＳトランジスタのドレインと基板との間の接合に関連し、一方ダイオードＤ２はＣＭＯＳトランジスタ対内または静電気放電（ｅｌｅｃｔｒｏｓｔａｔｉｃｄｉｓｃｈａｒｇｅ：ＥＳＤ）保護回路内に存在し得る。回路に組み込まれている場合、ダイオードＤ１はロードダンプの間の好ましくない導通が避けられるように、ロードダンプ電圧より大きなアバランシェブレークダウン電圧を有していなければならない。ロードダンプの間に導通状態になると、ダイオードＤ１は極めて破壊されやすい。
【００３０】
通常、デプレッション型ＭＯＳＦＥＴ５０のピンチオフ電圧Ｖpは−１Ｖ乃至−４Ｖの範囲にある。通常動作時、ダイオードＤ２はブレークダウンしておらず、ＭＯＳＦＥＴ５０のデバイスサイズとＶpが適切に選ばれていると仮定すると、ＭＯＳＦＥＴ５０は抵抗として振る舞う。ロードダンプが発生すると、ＭＯＳＦＥＴ５０のソース電圧が上昇し、ダイオードＤ２のブレークダウン電圧に達する。その後さらに入力電圧が上昇し続けると、ＭＯＳＦＥＴ５０が増加した電圧を支え、飽和し、電流制限を始める。いったんＭＯＳＦＥＴ５０が電流制限モードになると、ＭＯＳＦＥＴ５０で消費される電力の増加は、電圧上昇分だけとなる。従って、飽和したＭＯＳＦＥＴ５０に於いて消費される電力は入力電圧の線形関数となる。
【００３１】
図６に示されている実施例では、ＭＯＳＦＥＴ５０のゲートはグランドに接続されている。この実施例では、ＭＯＳＦＥＴ５０のＶpは、例えば−８Ｖであり、ＶDDが８Ｖに達することができるようになっている。図６に示されている回路は、デプレッション型ＭＯＳＦＥＴ５０のサイズに対して過大な負荷電流が要求されない限り、ピンチオフ電圧に近い値（即ち、−Ｖp）にＶDDを制限する性質を有する。
【００３２】
別の方法として、ＭＯＳＦＥＴ５０のゲートが、図７に示されているように、グランドとＭＯＳＦＥＴのソース電圧との間の基準電圧につながっていても良い。あるいは、図８に示されているように、ツェナーダイオードＤ３のカソードにつながっていても良い。図８の実施例では、電圧ＶDDはツェナーダイオードＤ３のプレイクダウン電圧とＭＯＳＦＥＴ５０のピンチオフ電圧の絶対値との和に等しい最大値に効果的に制限される。
【００３３】
デプレッション型ＭＯＳＦＥＴ５０に対する閾値の最適な決定は、デバイスサイズと必要とされる負荷電流の範囲とに依存する。デプレッション型ＭＯＳＦＥＴ５０が閾値電圧Ｖt＝−Ｖpを有すると仮定すると、飽和電流は以下の式で与えられる。
【００３４】
Ｉd（sat）＝ｋＶp²
【００３５】
ここでｋ＝μＣoxＷ／Ｌであり、μはＭＯＳＦＥＴのキャリアの移動度、Ｃoxはゲートの静電容量、Ｗはゲート幅、Ｌはチャネル長さである。同様に、ＭＯＳＦＥＴ５０のオン抵抗は、
【００３６】
Ｒds＝１／（ｋＶp）
【００３７】
となる。
【００３８】
電流があまり大きくない通常動作の場合、ＭＯＳＦＥＴ５０は線形領域にあり、抵抗値Ｒdsを有する直列抵抗のように振る舞う。ＭＯＳＦＥＴの両端の電圧降下は、
【００３９】

【００４０】
となる。
【００４１】
ロードダンプの間はＭＯＳＦＥＴ５０を流れる電流は飽和し、ＭＯＳＦＥＴ５０は定電流源となる。負荷５１を流れる電流はロードダンプ電圧に比例して増加はしない。通常電流に対する飽和電流の増加は、以下の式によって表される。
【００４２】

【００４３】
これは、デプレッション型のデバイスでは、ロードダンプ時の電流の増加率はデプレッション型のデバイスを通常動作時により高い電流密度で動作させることによってより小さくなることを意味している。従って、図５乃至図８に示されている回路では、通常動作時のＭＯＳＦＥＴ５０に於ける電力損失と、ロードダンプ時のＭＯＳＦＥＴ５０を流れる電流の増加との間にドレードオフの関係がある。
【００４４】
図９Ａは、抵抗による方法（図３Ａ）、バイポーラトランジスタによる方法（図４Ａ）、及びデプレッション型ＭＯＳＦＥＴによる方法（図５乃至図８）に対する電流の挙動を電圧の関数として表したものである。これらの３つの場合の全てに於いて、電流はバッテリー電圧がダイオードＤ２のブレークダウン電圧（即ち２０Ｖ）を越えるまでは増加しない。ＭＯＳＦＥＴ５０と抵抗３０とが同じ線形抵抗となるように選択されているとすると、ＭＯＳＦＥＴ５０が飽和し電流を制限するようになるまでは電流は直線的に増加する。抵抗３０を流れる電流は直線的に増加し続ける。ＰＮＰトランジスタ４０は、ベース電流の存在のためデバイスを流れる全電流がより大きいという点を除いては、ＭＯＳＦＥＴ３０と同じように振る舞う。
【００４５】
図９Ｂは、同じデバイスに対して、電力損失を電圧の関数として表したものである。これらの３つのデバイス全てに対して、電力損失は、ツェナーダイオードのブレークダウン電圧までは直線的に増加するが、バイポーラトランジスタ４０に於ける電力損失は幾分か大きい。その後、電力損失は幾何級数的に（二乗特性で）増加し始める。バイポーラトランジスタ３０とＭＯＳＦＥＴ５０では、電流が飽和すると電力はまた直線的に増加し始める。一方、抵抗３０を流れる電流は幾何級数的に増加し続ける。
【００４６】
図１０Ａ及び図１０Ｂには、ロードダンプが発生するとＭＯＳＦＥＴ５０のゲートが切り替えられるようになっている改善された実施例が示されている。図１０Ａの回路は、基準電圧ＶREFに接続された負入力端子と、ツェナーダイオードＤ４のアノードに接続された正入力端子とを有する比較器７０を含んでいる。比較器７０からの出力はインバータ７１に入力され、インバータ７１の出力はＭＯＳＦＥＴ５０のゲートに接続されている。
【００４７】
ＶDDがツェナーダイオードＤ４のブレークダウン電圧よりも低いときは、比較器７０の正入力はグランドに接続され、インバータ７１はＶDDに等しい電圧をＭＯＳＦＥＴ５０のゲートに対して出力する。この状態では、回路は、ＭＯＳＦＥＴ５０のゲートとソースが短絡されている図５に示した回路と等価である。
【００４８】
ロードダンプが発生すると、ＶDDが上昇してツェナーダイオードＤ４がブレークダウンし、抵抗７２と共に分圧回路を形成する。比較器７０の正入力の電圧が上昇してＶREFを越えると、比較器７０は、インバータ７０がＭＯＳＦＥＴ５０のゲートにグランド電位を供給するように電圧を出力する。
【００４９】
この場合、ＭＯＳＦＥＴ５０の飽和電流は、以下の式で表される値まで低減される。
【００５０】
Ｉd（sat）＝ｋ（Ｖp−ＢＶzener）²
【００５１】
ここで、ＢＶzenerはツェナーダイオードＤ４のブレークダウン電圧である。１８Ｖといった高いバッテリー電圧に於いてもツェナーダイオードＤ２をブレークダウンさせたくない場合は、ツェナーダイオードＤ４が１５Ｖのブレークダウン電圧を有するようにしてもよい。
【００５２】
別の方法として、図１０Ｂに示されている回路を用いて、ロードダンプの間、ＭＯＳＦＥＴ５０のゲートを中間的なバイアス電圧値に切り替えても良い。この回路では、インバータ７１はロードダンプが発生するとＭＯＳＦＥＴ５０のゲートに対し予め定められた基準電圧ＶREFを供給する。以下の式は、デプレッション型ＭＯＳＦＥＴ５０のＶgsをロードダンプ状態に於ける望ましい最大電流値Ｉmaxの関数として表したものである。
【００５３】
【数１】

【００５４】
図１１Ａと図１１Ｂは、それぞれ、ＭＯＳＦＥＴ５０を流れる電流とＭＯＳＦＥＴ５０で消費される電力を、ゲートが固定されている場合（図５乃至図８）と、ゲートが切り替えられる場合（図１０Ａ及び図１０Ｂ）に対して示したものである。ゲートが切り替えられる場合に対する曲線に現れているバンプは、切り替えに時間がかかることによるものである。図１０Ａ及び図１０Ｂに示されている回路の変形として、電圧の検出をデプレッション型ＭＯＳＦＥＴ５０のドレイン側で行っても良いが、この場合、検出回路がロードダンプに耐えられなければならない。
【００５５】
図１２に示されている回路では、ＶDDの増加を抑えるように、差動増幅器９０によってＭＯＳＦＥＴ５０のゲートに負帰還電圧が加えられる。差動増幅器９０の正入力端子は、基準電圧ＶREFに接続され、差動増幅器９０の負入力端子はＶDDに接続されている。コンデンサＣ１は回路が振動しないようにフィルタリング機能を果たすものである。ロードダンプの間、差動増幅器９０はＭＯＳＦＥＴ５０のゲートに負電圧を供給し、それによってＭＯＳＦＥＴ５０を流れる電流を減少させ、ＶDDの増加を制限する。デプレッション型ＭＯＳＦＥＴ５０のゲート駆動電圧は、正の電源供給ラインの電圧を超えることはないため、このデバイスを駆動するのにチャージポンプ（ｃｈａｒｇｅｐｕｍｐ）は不要である。更に、ＭＯＳＦＥＴ５０は通常オン状態にあり、従って、最初の電源投入時、ゲートを駆動する制御回路が動作状態になる前に始動電流を供給することができる。
【００５６】
本発明のロードダンプに対する保護回路は、極性が逆に接続されたバッテリーに対して回路素子を保護するためのデバイスと共に用いることもできる。図１３Ａ乃至図１３Ｃの実施例では、ダイオードＤ５が回路に追加されており、そのアノードはＶbattに接続され、そのカソードはＭＯＳＦＥＴ５０のドレインに接続されている。図１３Ａに示されている基本的なロードダンプ回路は、図５に示した回路に対応しており、図１３Ａに示されている回路は図１０Ｂに示した回路に対応しており、図１３Ｃに示されている回路は図１２に示した回路に対応している。ダイオードＤ５がない場合、バッテリーが逆極性につながれた状態によってダイオードＤ１に過大な電流が流れるであろう。
【００５７】
本発明による特定の好適実施例について説明してきたが、理解されるように、本発明の広範囲に渡る原理は、様々な構成、構造に於いて実施され得る。例えば、開示された実施例はＮチャネルＭＯＳＦＥＴを含み、負荷の正側に接続されているが、極性を変えることもできるし、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴを用いることも可能である。本発明は、そのような変形変更を全て含むものである。本発明は、特許請求の範囲によって画定される。
【００５８】
尚、本出願は、“ＥｌｅｃｔｒｏｓｔａｔｉｃＤｉｓｃｈａｒｇｅＰｒｏｔｅｃｔｉｏｎＤｅｖｉｃｅＦｏｒＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ”というタイトルの米国特許出願第０８／３２６，１７２号（代理人整理番号ＳＩＬ７０１６）と関連しており、この特許出願は本出願に引証として加えられる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１はＡ及びＢからなり、逆極性のバッテリーに対するショットキーダイオードを含む従来の保護回路である。
【図２】図２はＡ乃至Ｃからなり、図２Ａはロードダンプに於いて生じる現象を説明するための模式的な回路図であり、図２Ｂは、図２Ａに示した回路に於けるロードダンプの前及びロードダンプの間の負荷の両端の電圧を表すグラフであり、図２Ｃは、図２Ａ示した回路に於けるロードダンプの前後に於ける発電機を流れる電流と保護用ツェナーダイオードを流れる電流を表したグラフである。
【図３】図３はＡ乃至Ｃからなり、図３Ａは、直列抵抗とツェナーダイオード電圧クランプ素子とを含む従来のロードダンプ保護回路を表した図であり、図３Ｂは、図３Ａに示した回路に於けるロードダンプの前及びロードダンプの間の負荷の両端の電圧挙動を表したグラフであり、図３Ｃは、図３Ａの回路に於けるロードダンプの前後のツェナーダイオード電圧制御素子を流れる電流を表したグラフである。
【図４】図４はＡ乃至Ｃからなり、図４Ａは、バイポーラトランジスタを含む従来のロードダンプに対する保護回路の回路図であり、図４Ｂは、図４Ａに示した回路に於けるロードダンプの前及びロードダンプの間の負荷の両端の電圧を表した図であり、図４Ｃは、図４Ａに示した回路に於けるロードダンプの前及びロードダンプの間の負荷を流れる電流を表したグラフである。
【図５】図５は、本発明による保護回路を図示したものであり、この実施例ではデプレッション型ＭＯＳＦＥＴのソースはそのＭＯＳＦＥＴのゲートに接続されている。
【図６】図６は、本発明による保護回路を図示したものであり、この実施例ではデプレッション型ＭＯＳＦＥＴのゲートはグランドに接続されている。
【図７】図７は、本発明による保護回路を図示したものであり、この実施例ではデプレッション型ＭＯＳＦＥＴのゲートはソース電圧とグランドとの間の基準電圧に接続されている。
【図８】図８は、本発明による保護回路を図示したものであり、この実施例ではデプレッション型ＭＯＳＦＥＴのゲートはグランドとソースとの間に接続されたツェナーダイオードのカソードに接続されている。
【図９】図９はＡ及びＢからなり、図９Ａは、図３Ａ及び図４Ａに示した回路に於ける電流と比較して図５乃至図８に示した実施例のデプレッション型ＭＯＳＦＥＴを流れる電流の挙動を電圧の増加に対して表した図であり、図９Ｂは、図３Ａ及び図４Ａに示した回路に於いて消費される電力と比較して図５乃至図８に示した実施例のデプレッション型ＭＯＳＦＥＴに於ける電力消費を電圧の増加に対して表した図である。
【図１０】図１０はＡ及びＢからなり、それぞれ、本発明による別の保護回路を表したものであり、図１０Ａの実施例ではデプレッション型ＭＯＳＦＥＴのゲートはロードダンプ状態の間ソース電圧からグランド電位に切り替えられるようになっており、図１０Ｂの実施例ではデプレッション型ＭＯＳＦＥＴのゲートはロードダンプ状態の間ソース電圧から基準電圧に切り替えられるようになっている。
【図１１】図１１はＡ及びＢからなり、図１１Ａは、本発明の実施例に於いて、ゲートが切り替えられる場合と切り替えられない場合について、ＭＯＳＦＥＴを流れる電流値を電圧の関数として表し比較したグラフであり、図１１Ｂは、本発明の実施例に於いて、ゲートが切り替えられる場合と切り替えられない場合について、ＭＯＳＦＥＴに於いて消費される電力を電圧の関数として表し比較したグラフである。
【図１２】図１２は、更に別の保護回路を図示したものであり、この実施例ではデプレッション型ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧が負帰還によって制御される。
【図１３】図１３はＡ乃至Ｃからなり、それぞれ入力電圧の極性の反転に対しても負荷を保護することのできる保護回路を図示している。
【符号の説明】
１０ダイオード
１１モジュール（ＩＣ）
１２ショットキーダイオード
２０ロードダンプの発生を表すスイッチ
２１、２２コイル
２３ツェナーダイオード
２４負荷
２５バッテリー
３０抵抗
３１ツェナーダイオード
４０バイポーラトランジスタ
４１電流源
５０ＭＯＳＦＥＴ
５１負荷
７０比較器
７１インバータ
７２抵抗
９０差動増幅器
ＢＶz ブレークダウン電圧
Ｃ１コンデンサ
Ｄ１ダイオード
Ｄ２ダイオード
Ｄ３ツェナーダイオード
Ｄ４ツェナーダイオード
Ｄ５ダイオード
Ｖbatt′ バッテリー電圧
Ｖbatt バッテリーラインの電圧
ＶDD 負荷にかかる電圧
ＩB ベース電流
Ｉc コレクタ電流
Ｉdiode ツェナーダイオードを流れる電流
ＩDD モジュール内を流れる電流
Ｉgen 発電機電流
Ｒseries 抵抗値
ＶCE コレクタ−エミッタ間電圧
Ｖp ピンチオフ電圧
ＶREF 基準電圧[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a circuit for protecting a load (particularly a load including a semiconductor device) from an excessive voltage or a voltage having a reverse polarity. More particularly, the present invention relates to a circuit for protecting a load from a condition called “load dump” that occurs in a vehicle.
[0002]
[Prior art]
Semiconductor devices, particularly devices containing integrated circuits, can be destroyed when exposed to “reverse polarity voltages”. Such a reverse polarity voltage occurs, for example, when a negative voltage is applied to a terminal designed to apply a positive voltage. Such a situation occurs when a battery is inadvertently connected to the terminal in a vehicle or the like. When a reverse polarity voltage is applied, the PN junction in the semiconductor device is forward-biased, causing a large current to flow and overheating can melt the aluminum wire and permanently damage the device.
[0003]
When power consumption is low, this problem is eliminated by connecting a Schottky diode in series with the load, as shown in FIGS. 1A and 1B. The diode 10 represents a PN junction in the module 11. If the battery polarity is reversed (FIG. 1B), the diode 10 may be forward biased, but the module 11 is protected by reverse biasing the Schottky diode 12 and blocking current. When the battery is properly connected (FIG. 1A), the Schottky diode 12 is forward biased and consumes little power there.
[0004]
For higher power consumption, power MOSFETs and dedicated control circuitry can be used to protect against reverse polarity batteries as described in US patent application Ser. No. 08 / 067,373. This patent application is incorporated by reference into this application. This method is a technically attractive problem solution, but incorporating a power MOSFET in the circuit leads to increased costs.
[0005]
The problem becomes even more complex when dealing with excessive battery voltages. Although an excessive voltage can occur in various situations, the following two cases are particularly important in a vehicle. First, when the vehicle is jump-started, the voltage may reach about twice the normal battery voltage (ie, 24V). Since the operating range of many ICs connected to the battery is 6V to 18V including the regulator IC, the voltage reaching 24V is a problem. At a voltage of 24V, some junctions in the IC may cause avalanche breakdown. An IC is destroyed if it cannot withstand the energy and current generated by avalanche breakdown.
[0006]
A more difficult problem occurs in what is called a “load dump”. This is illustrated in FIGS. 2A-2C. A load dump usually occurs when a generator operating at maximum current to charge a battery is disconnected from the connection terminal of the battery due to mechanical vibration or shock. As a result, the circuit is open (illustrated by switch 20 in FIG. 2A), and the current flowing through the various coils in the circuit as indicated by reference numerals 21 and 22 decreases rapidly. Naturally, the generator itself includes an inductance component. Well-known relational expression
[0007]
V = L × dI / dt
[0008]
This can generate very high voltages on the order of several hundred volts. At such a voltage, most ICs are destroyed.
[0009]
In order to remedy this problem, in the circuit of FIG. 2A, a Zener diode 23 known as a transorb is connected in parallel to a load 24. The zener diode 23 is usually used for clamping the voltage to about 30V. However, in practice, it takes tens of ns (nanoseconds) for the Zener diode 23 to “ignite”, and the voltage of the battery line rises to 50V to 100V during that time. Further, when the distance between the Zener diode and the load is increased, the ability of the diode to clamp an excessive voltage generated by the load dump is reduced.
[0010]
As a result, the load dump is considered as a transient voltage of 50V to 100V appearing in the vehicle battery line. However, this condition can last for several hundred ms, and semiconductor dies, packages, and other semiconductor components reach thermal equilibrium in about 100 ms, so a load dump can occur from 50V to It must be considered as a quasi-DC voltage of 100V.
[0011]
In FIG. 2A, Vbatt ′ represents the voltage across the battery 25, and Vbatt represents the voltage of the battery line in the vehicle. FIG. 2B shows the behavior of Vbatt ′ and Vbatt, assuming that the generator is disconnected at time t = 0. As shown in the figure, Vbatt suddenly increases to about 60V, and then reaches a peak when the Zener diode 23 breaks down. FIG. 2C shows the behavior of the current (Igen) flowing through the generator and the current (Idiode) flowing through the zener diode 23 before and after the open circuit state occurs.
[0012]
As shown in FIG. 3A, a series resistor 30 and a second Zener diode 31 are often used to limit the maximum voltage in the module (or integrated circuit). As shown in FIG. 3B, the voltage VDD applied to the load 24 is limited to the breakdown voltage BVz of the Zener diode 31. Also, as shown in FIG. 3C, the current IDD flowing through the module is limited to (60−BVz) / Rseries. Here, Rseries represents the resistance value of the resistor 30.
[0013]
Another method uses PNP transistors instead of resistors as shown in FIG. 4A. The bipolar transistor 40 functions as a current source having a current source 41 connected to its base. If the current supplied by the current source 41 is maintained at a small value, the collector current of the bipolar transistor 40 is also limited, and the transistor 40 bears most of the voltage generated by the load dump. As shown in FIG. 4B, when load dump occurs, the voltage VDD applied to the load is constant, while the collector-emitter voltage VCE of the transistor 40 is the value obtained by subtracting VDD from the breakdown voltage of the Zener diode 23. Rise up to. As shown in FIG. 4C, the base current IB and the collector current Ic of the transistor 40 are kept constant.
[0014]
The problem with the method of limiting the current with the resistor (FIG. 3A) is that VDD increases (ie, the voltage drop across the resistor 30 decreases) when the load is light. As a result, the Zener diode 31 breaks down, and almost all of the current flowing through the resistor 30 flows through the diode 31. In this case, the power loss is Vbatt²It is shown to be proportional to Such losses are quite significant when the battery is fully charged to 18V. Therefore, in practice, the method of limiting the current by the resistance is limited to the case where the current load is small and the resistance 30 can be increased.
[0015]
When BVz is set higher than the normal operation range of the battery and the power consumption of the IC during normal operation is reduced, the voltage included in the Zener diode 31 is allowed within the allowable range when a load dump occurs. May rise beyond. This is because when BVz is increased, the resistance value of the Zener diode 31 at the time of breakdown is also increased.
[0016]
Another problem with this method is that the current rises in proportion to the battery voltage. Therefore, at a battery voltage of 60V, the current is 6 times larger than normal. If the voltage of the Zener diode 31 is constant, the power consumption in the IC increases at the same rate, and the power consumption in the resistor 30 becomes 36 times. For this reason, the resistor 30 cannot be incorporated in the IC, and an expensive power winding resistor must be used.
[0017]
In the automotive industry, the method using a PNP linear regulator (FIG. 4A) is most often used. However, this method is less preferred for several reasons. That is, the linear regulator is not very efficient when the input voltage and the output voltage are significantly different. In addition, since the high-voltage PNP bipolar transistor has a small current gain, the base current becomes the main power consumption source. The power transferred to the load is limited by the collector-emitter voltage when the bipolar transistor is saturated (this value is generally greater than 0.3 V even for small currents). Since it is not preferable to use a long connection between the regulator and the load, each load needs to have a dedicated regulator, which increases the cost. Further, since the bipolar transistor has a property of flowing a larger amount of current as the temperature rises, it is difficult to protect against heat.
[0018]
The requirements for bipolar transistor base drive can be a major problem. When β is 10, a base current of 200 mA is required for a current of 2 A. The power loss related to the base drive is caused by supplying all this current from the battery voltage (this loss is caused by a current absorption circuit connected to the base-emitter junction of the bipolar transistor and the ground (current source in FIG. 4A)). 41). The total power loss in a bipolar transistor is the sum of the loss associated with the base drive plus Ic x VCE, ie
[0019]

[0020]
It becomes.
[0021]
Assuming that the load current is 2A and the output voltage is 5V, the power loss with respect to the battery voltage of 18V is about 30W, and the value relating to the base drive alone is 3.6W. When the battery voltage is 6V, the loss due to Ic × VCE is reduced to 2W, but the base drive loss is only reduced to 200mA × 6V = 1.2W. Therefore, the loss related to base driving accounts for 50% or more.
[0022]
Although the current through the load is limited to a small amount, the power consumed in the load dump condition is still very large. Furthermore, besides the undesirable power loss problem at the base of the bipolar transistor, this transistor must be designed with respect to its rated voltage so that the voltage supported by the BVceo or bipolar transistor is greater than the maximum rating. For example, a 100V product requires a 170V BVcbo junction breakdown voltage. An additional safety margin is required when operating at high temperatures. This voltage problem is one of the reasons why β is small. That is, to reduce the base drive loss of a bipolar transistor, the high temperature stability of the device must be sacrificed.
[0023]
[Problems to be solved by the invention]
Accordingly, it is an object of the present invention to provide an apparatus including an improved protection circuit for protecting a load from an excessive voltage and an improved protection for protecting the load from an excessive voltage in order to solve the above-described problems. Is to provide a method.
[0024]
[Means for Solving the Problems]
According to the present invention, circuit protection against load dump is achieved by connecting a depletion type MOSFET in series with the load to be protected. The depletion type MOSFET is a MOSFET which is in a conductive state when the gate-source voltage Vgs is 0 and becomes non-conductive when Vgs becomes a pinch-off voltage. The pinch-off voltage is a negative voltage for N-channel devices (ie, the gate is negatively biased with respect to the source). In the P-channel MOSFET, the pinch-off voltage is a positive voltage (that is, pinch-off is achieved by raising the gate voltage above the source voltage).
[0025]
In the first group of embodiments, the gate of the depletion mode MOSFET is connected to the source of the MOSFET or to a reference voltage between the source voltage and ground. In the last embodiment in this group, the gate of the MOSFET is connected to the cathode of a Zener diode connected between the source of the MOSFET and ground.
[0026]
In the second group of embodiments, the gate of the depletion type MOSFET is switched from the first level to the second level when the source of the MOSFET reaches a predetermined value. This predetermined value is set in relation to the source voltage in the load dump condition. This group of embodiments has the advantage that the current through the depletion-type MOSFET is substantially reduced during load dump.
[0027]
In the third group of embodiments, negative feedback is used to control the gate voltage of the depletion type MOSFET.
[0028]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An embodiment according to the present invention includes a depletion type MOSFET connected in series with a load to be protected.
[0029]
FIG. 5 illustrates a basic circuit including a MOSFET 50 connected in series with a load 51. The diode D1 between the drain of the MOSFET 50 and the ground has a relatively high breakdown voltage, for example 70V. The second diode D2 connected in parallel with the load 51 between the source of the MOSFET 50 and ground typically has a relatively low break, for example 8V (for a 5V circuit) or 18V (for a 15V circuit). Has a down voltage. Diodes D1 and D2 are not absolutely necessary for the circuit, but have various advantages. In integration, diodes D1 and D2 would not be excluded. The diode D1 is associated with the junction between the drain of the integrated DMOS transistor and the substrate, while the diode D2 can be in a CMOS transistor pair or in an electrostatic discharge (ESD) protection circuit. When incorporated in the circuit, diode D1 must have an avalanche breakdown voltage greater than the load dump voltage so that undesired conduction during the load dump is avoided. When the conductive state is established during the load dump, the diode D1 is very easily destroyed.
[0030]
Usually, the pinch-off voltage Vp of the depletion type MOSFET 50 is in the range of -1V to -4V. During normal operation, assuming that the diode D2 is not broken down and the device size and Vp of the MOSFET 50 are properly selected, the MOSFET 50 behaves as a resistor. When the load dump occurs, the source voltage of the MOSFET 50 rises and reaches the breakdown voltage of the diode D2. If the input voltage continues to rise further thereafter, the MOSFET 50 supports the increased voltage, saturates, and starts current limiting. Once the MOSFET 50 is in the current limit mode, the increase in power consumed by the MOSFET 50 is only the voltage increase. Therefore, the power consumed in the saturated MOSFET 50 is a linear function of the input voltage.
[0031]
In the embodiment shown in FIG. 6, the gate of MOSFET 50 is connected to ground. In this embodiment, the Vp of the MOSFET 50 is -8V, for example, so that VDD can reach 8V. The circuit shown in FIG. 6 has a property of limiting VDD to a value close to the pinch-off voltage (ie, −Vp) unless an excessive load current is required for the size of the depletion type MOSFET 50.
[0032]
Alternatively, the gate of MOSFET 50 may be connected to a reference voltage between ground and the source voltage of the MOSFET, as shown in FIG. Alternatively, as shown in FIG. 8, it may be connected to the cathode of the Zener diode D3. In the embodiment of FIG. 8, voltage VDD is effectively limited to a maximum value equal to the sum of the breakdown voltage of zener diode D3 and the absolute value of the pinch-off voltage of MOSFET 50.
[0033]
Optimal determination of the threshold for the depletion type MOSFET 50 depends on the device size and the required load current range. Assuming that the depletion type MOSFET 50 has a threshold voltage Vt = −Vp, the saturation current is given by the following equation.
[0034]
Id (sat) = kVp²
[0035]
Here, k = μCoxW / L, μ is the carrier mobility of the MOSFET, Cox is the gate capacitance, W is the gate width, and L is the channel length. Similarly, the on-resistance of MOSFET 50 is
[0036]
Rds = 1 / (kVp)
[0037]
It becomes.
[0038]
For normal operation where the current is not very large, MOSFET 50 is in the linear region and behaves like a series resistor having a resistance value Rds. The voltage drop across the MOSFET is
[0039]

[0040]
It becomes.
[0041]
During the load dump, the current flowing through the MOSFET 50 is saturated, and the MOSFET 50 becomes a constant current source. The current flowing through the load 51 does not increase in proportion to the load dump voltage. The increase in the saturation current with respect to the normal current is expressed by the following equation.
[0042]

[0043]
This means that in a depletion type device, the rate of increase in current during load dump becomes smaller by operating the depletion type device at a higher current density during normal operation. Therefore, in the circuits shown in FIG. 5 to FIG. 8, there is a dreed-off relationship between the power loss in the MOSFET 50 during normal operation and the increase in the current flowing through the MOSFET 50 during load dump.
[0044]
FIG. 9A shows the current behavior as a function of voltage for the resistance method (FIG. 3A), bipolar transistor method (FIG. 4A), and depletion type MOSFET method (FIGS. 5-8). In all three cases, the current does not increase until the battery voltage exceeds the breakdown voltage of diode D2 (ie, 20V). If MOSFET 50 and resistor 30 are selected to have the same linear resistance, the current increases linearly until MOSFET 50 saturates and limits the current. The current flowing through the resistor 30 continues to increase linearly. PNP transistor 40 behaves like MOSFET 30 except that the total current flowing through the device is larger due to the presence of the base current.
[0045]
FIG. 9B shows power loss as a function of voltage for the same device. For all three devices, the power loss increases linearly up to the breakdown voltage of the zener diode, but the power loss in the bipolar transistor 40 is somewhat higher. Thereafter, the power loss begins to increase geometrically (with a square characteristic). In bipolar transistor 30 and MOSFET 50, the power also begins to increase linearly when the current is saturated. On the other hand, the current flowing through the resistor 30 continues to increase geometrically.
[0046]
10A and 10B show an improved embodiment in which the gate of MOSFET 50 is switched when a load dump occurs. The circuit of FIG. 10A includes a comparator 70 having a negative input terminal connected to the reference voltage VREF and a positive input terminal connected to the anode of Zener diode D4. The output from the comparator 70 is input to the inverter 71, and the output of the inverter 71 is connected to the gate of the MOSFET 50.
[0047]
When VDD is lower than the breakdown voltage of zener diode D4, the positive input of comparator 70 is connected to ground, and inverter 71 outputs a voltage equal to VDD to the gate of MOSFET 50. In this state, the circuit is equivalent to the circuit shown in FIG. 5 in which the gate and source of MOSFET 50 are short-circuited.
[0048]
When a load dump occurs, VDD rises and the Zener diode D4 breaks down to form a voltage dividing circuit together with the resistor 72. When the voltage of the positive input of the comparator 70 rises and exceeds VREF, the comparator 70 outputs a voltage so that the inverter 70 supplies the ground potential to the gate of the MOSFET 50.
[0049]
In this case, the saturation current of the MOSFET 50 is reduced to a value represented by the following expression.
[0050]
Id (sat) = k (Vp−BVzener)²
[0051]
Here, BVzener is a breakdown voltage of the Zener diode D4. If it is not desired to break down the Zener diode D2 even at a battery voltage as high as 18V, the Zener diode D4 may have a breakdown voltage of 15V.
[0052]
Alternatively, the circuit shown in FIG. 10B may be used to switch the gate of MOSFET 50 to an intermediate bias voltage value during load dump. In this circuit, the inverter 71 supplies a predetermined reference voltage VREF to the gate of the MOSFET 50 when a load dump occurs. The following equation represents Vgs of the depletion type MOSFET 50 as a function of the desired maximum current value Imax in the load dump state.
[0053]
[Expression 1]

[0054]
11A and 11B respectively show the current flowing through the MOSFET 50 and the power consumed by the MOSFET 50 when the gate is fixed (FIGS. 5 to 8) and when the gate is switched (FIGS. 10A and 10B). Is shown. The bumps appearing in the curve for the case where the gate is switched are due to the time required for switching. As a modification of the circuit shown in FIGS. 10A and 10B, the voltage may be detected on the drain side of the depletion type MOSFET 50. In this case, the detection circuit must be able to withstand the load dump.
[0055]
In the circuit shown in FIG. 12, a negative feedback voltage is applied to the gate of the MOSFET 50 by the differential amplifier 90 so as to suppress an increase in VDD. The positive input terminal of the differential amplifier 90 is connected to the reference voltage VREF, and the negative input terminal of the differential amplifier 90 is connected to VDD. The capacitor C1 performs a filtering function so that the circuit does not vibrate. During load dump, differential amplifier 90 provides a negative voltage to the gate of MOSFET 50, thereby reducing the current through MOSFET 50 and limiting the increase in VDD. Since the gate drive voltage of the depletion type MOSFET 50 does not exceed the voltage of the positive power supply line, a charge pump is not required to drive this device. Furthermore, the MOSFET 50 is normally in an on state, and therefore, when the power is first turned on, the starting current can be supplied before the control circuit for driving the gate is in an operating state.
[0056]
The protection circuit against load dump of the present invention can also be used with a device for protecting circuit elements against a battery connected in reverse polarity. In the embodiment of FIGS. 13A-13C, a diode D5 is added to the circuit, with its anode connected to Vbatt and its cathode connected to the drain of MOSFET 50. The basic load dump circuit shown in FIG. 13A corresponds to the circuit shown in FIG. 5, the circuit shown in FIG. 13A corresponds to the circuit shown in FIG. 10B, and FIG. The circuit shown in FIG. 6 corresponds to the circuit shown in FIG. In the absence of diode D5, excessive current will flow through diode D1 due to the battery being connected to the opposite polarity.
[0057]
While specific preferred embodiments according to the present invention have been described, it will be appreciated that the broad principles of the present invention can be implemented in a variety of configurations and configurations. For example, the disclosed embodiment includes an N-channel MOSFET and is connected to the positive side of the load, but the polarity can be changed or a P-channel MOSFET can be used. The present invention includes all such modifications. The invention is defined by the claims.
[0058]
This application is related to US patent application Ser. No. 08 / 326,172 (Attorney Docket No. SIL7016) entitled “Electrostatic Discharge Protection Device For Integrated Circuit”, which is incorporated herein by reference. Added.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a conventional protection circuit comprising A and B and including a Schottky diode for a battery of reverse polarity.
2 includes A to C, FIG. 2A is a schematic circuit diagram for explaining a phenomenon that occurs in a load dump, and FIG. 2B is a load in the circuit shown in FIG. 2A. FIG. 2C is a graph showing the voltage across the load before the dump and during the load dump, and FIG. 2C shows the current flowing through the generator and the protective zener diode before and after the load dump in the circuit shown in FIG. 2A. It is a graph showing the electric current which flows.
FIG. 3 includes A to C, and FIG. 3A is a diagram illustrating a conventional load dump protection circuit including a series resistor and a Zener diode voltage clamp element, and FIG. 3B is illustrated in FIG. 3A. 3C is a graph showing the voltage behavior across the load before and during load dump in the circuit, and FIG. 3C flows through the Zener diode voltage control element before and after the load dump in the circuit of FIG. 3A. It is a graph showing an electric current.
4 is a circuit diagram of a conventional protection circuit against load dump including bipolar transistors, and FIG. 4B is a circuit diagram of the load dump in the circuit shown in FIG. 4A. FIG. 4C is a graph showing the voltage across the load before and during the load dump, and FIG. 4C is a graph showing the current flowing through the load before and during the load dump in the circuit shown in FIG. 4A. It is.
FIG. 5 illustrates a protection circuit according to the present invention, in which the source of a depletion type MOSFET is connected to the gate of the MOSFET.
FIG. 6 illustrates a protection circuit according to the present invention. In this embodiment, the gate of the depletion type MOSFET is connected to the ground.
FIG. 7 illustrates a protection circuit according to the present invention, in which the gate of the depletion type MOSFET is connected to a reference voltage between the source voltage and ground.
FIG. 8 illustrates a protection circuit according to the present invention. In this embodiment, the gate of the depletion type MOSFET is connected to the cathode of a Zener diode connected between the ground and the source.
9 is composed of A and B, and FIG. 9A flows through the depletion type MOSFET of the embodiment shown in FIGS. 5 to 8 in comparison with the current in the circuit shown in FIGS. 3A and 4A. FIG. 9B shows the behavior of current with respect to voltage increase, and FIG. 9B shows the embodiment shown in FIGS. 5 to 8 in comparison with the power consumed in the circuits shown in FIGS. 3A and 4A. It is the figure which represented the power consumption in the depletion type MOSFET of this with respect to the increase in voltage.
FIG. 10 comprises A and B, each representing another protection circuit according to the present invention, wherein in the embodiment of FIG. In the embodiment of FIG. 10B, the gate of the depletion type MOSFET is switched from the source voltage to the reference voltage during the load dump state.
FIG. 11 includes A and B, and FIG. 11A shows a comparison of the value of the current flowing through the MOSFET as a function of voltage when the gate is switched and when the gate is not switched in the embodiment of the present invention. FIG. 11B is a graph comparing the power consumed in the MOSFET as a function of voltage when the gate is switched and when the gate is not switched in the embodiment of the present invention.
FIG. 12 illustrates still another protection circuit. In this embodiment, the gate voltage of the depletion type MOSFET is controlled by negative feedback.
FIG. 13 is a diagram illustrating a protection circuit that includes A to C and can protect the load against inversion of the polarity of the input voltage.
[Explanation of symbols]
10 Diode
11 Module (IC)
12 Schottky diode
20 Switch indicating occurrence of load dump
21, 22 Coil
23 Zener diode
24 Load
25 battery
30 resistance
31 Zener diode
40 Bipolar transistor
41 Current source
50 MOSFET
51 Load
70 comparator
71 inverter
72 resistance
90 Differential Amplifier
BVz breakdown voltage
C1 capacitor
D1 diode
D2 diode
D3 Zener diode
D4 Zener diode
D5 diode
Vbatt 'battery voltage
Vbatt battery line voltage
Voltage applied to VDD load
IB base current
Ic collector current
Idiode Current flowing through Zener diode
Current flowing in the IDD module
Igen generator current
Rseries resistance value
VCE Collector-emitter voltage
Vp pinch-off voltage
VREF reference voltage

Claims

A load protection device that is connected between a power source and a load in a vehicle and protects the load from a load dump generated in the vehicle ,
The load protection device includes a depletion type MOSFET having a drain connected to an input of the load protection device , a source connected to an output of the load protection device , and a gate connected to a voltage of a certain value;
When said input voltage is at a normal level, the depletion-type MOSFET behaves as a resistor, when the input voltage becomes excessively large value, the depletion-type MOSFET is saturated, so that thereby the load is protected from excessive current In addition, the size and the pinch-off voltage of the depletion type MOSFET are selected ,
And further comprising a diode connected in series with the depletion type MOSFET, wherein the diode is connected to prevent a current flowing back through the load ,
When the load dump occurs, the diode breakdown voltage is selected first so that the diode breaks down first, and if the voltage continues to rise, the depletion type MOSFET saturates and starts current limiting. Feature load protection device .

2. The apparatus of claim 1, wherein the gate of the depletion type MOSFET is connected to the source of the depletion type MOSFET.

The device of claim 1, wherein the gate of the depletion type MOSFET is connected to ground.

The depletion type MOSFET and the load are adapted so that when the input voltage is at a normal operating level, the depletion type MOSFET operates near its saturation current. apparatus.

The apparatus of claim 1, further comprising a switching circuit, wherein when the input voltage reaches an excessive value, the switching circuit connects a gate of the depletion type MOSFET to the ground.

When the input voltage is at a normal level, when the input voltage is at a normal level, the gate of the depletion type MOSFET is connected to the same potential as the source of the depletion type MOSFET, and when the input voltage reaches an excessive value, the switching circuit apparatus according to claim 1, characterized in that that will be connected to a gate reference voltage of the depletion-type MOSFET by.

The switching circuit further includes a switching circuit, and when the input voltage reaches an excessive value, the switching circuit connects the gate of the depletion type MOSFET to a voltage lower than the source voltage of the MOSFET. Equipment.

8. The apparatus of claim 7, wherein the switching circuit includes a Zener diode and a comparator, and an output signal of the comparator is used to supply a voltage of the gate of the depletion type MOSFET.

9. The device of claim 8, wherein the gate of the depletion type MOSFET is connected to ground when the input voltage reaches an excessive value.

9. The apparatus of claim 8, wherein the gate of the depletion mode MOSFET is connected to a reference voltage that is higher than ground when the input voltage reaches an excessive value.

A vehicle,
Battery,
Load,
11. A vehicle according to claim 1, further comprising a load protection device that is connected between a power source and a load in the vehicle and protects the load from a load dump generated in the vehicle.