JP4027426B2

JP4027426B2 - Communication apparatus and communication system

Info

Publication number: JP4027426B2
Application number: JP50957198A
Authority: JP
Inventors: 芝　　隆司; 稔茂木; 章綱湯原; 山田　　純
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Media Electronics Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Media Electronics Co Ltd
Priority date: 1996-08-09
Filing date: 1996-08-09
Publication date: 2007-12-26
Anticipated expiration: 2016-08-09
Also published as: AU6669896A; WO1998007246A1

Description

技術分野
本発明は、コード多重方式（ＣＤＭＡ方式）を用いたスペクトラム拡散通信装置および通信システムに関する。
背景技術
従来のコード多重方式(Code Division Multiple Access，CDMA)を用いた通信方式は、例えば、電子情報通信学会信学技報ＲＣＳ９５−１２０巻（１９９６−０１）の第５７頁から６２頁に記載されているように、デジタル相関処理方式か、デジタル制御型のマッチドフィルタを用いる場合が多い。従来の方式ではキャリア周波数に同期させなければならないため、同期捕捉時間が長く、例えば、データ伝送時、パケット通信を行った場合、実行データ送信速度が上がらない等の問題がある。
発明の開示
本発明の目的は、上述の問題を解決し、同期捕捉時間が短く、データパケット通信時にも実行通信速度の低下が無い、良好な通信方式を提供する事にある。
上記の目的は、相関処理部にＳＡＷマッチドフィルタを用いる事により達成される。また、同期信号検出部に固定コードのマッチドフィルタ、信号検出部に可変コード型のマッチドフィルタを配置することにより達成される。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明の第１実施例の通信装置のシステムブロックであり、
第２図は、従来の通信装置のシステムブロックであり、
第３図は、従来の受信側の機能に関するブロックであり、
第４図は、本発明の受信側の機能に関するブロックであり、
第５図は、従来の受信側のマッチドフィルタに関するブロックであり、
第６図は、本発明のＳＡＷマッチドフィルタに関するブロックであり、
第７図は、本発明の第２実施例の受信側の１部に関するシステムブロックであり、
第８図は、本発明の第２実施例に用いる固定コード型ＳＡＷマッチドフィルタであり、
第９図は、本発明の第２実施例の制御フローであり、
第１０図は、本発明の第３実施例の弾性表面波マッチドフィルタの模式図であり、
第１１図は、本発明の第４実施例の弾性表面波マッチドフィルタの模式図であり、
第１２図は、本発明の通信装置を用いた移動体通信システムであり、
第１３図は、本発明の通信装置を用いた無線ＬＡＮ通信システムである。
発明を実施するための最良の形態
以下、本発明の詳細を第１図から第１３図に示した実施例によって説明する。
第１図は、本発明を用いたコード多重方式通信装置の１例をシステムブロックを用いて示したものである。送信側においては、ベースバンド処理部１で音声ＣＯＤＥＣまたは外部データのＩ／Ｏ、エラー訂正用の畳み込み符号化、インターリーバ、ＣＤＭＡ用のアダマール変調を行った後、ＰＮ符号を乗算（０、１の半加算）することにより拡散変調を行う。また、変復調部２では、デジタルベースバンド信号をＱＰＳＫ変調する。さらに、ＣＤＭＡ−ＲＦ部３では、ＲＦ帯にアップコンバートし、アンテナ４より送信を行う。
受信側では、アンテナ４より入力された受信信号をＣＤＭＡ−ＲＦ部で中間周波数信号にダウンコンバートし、変復調部２で、アナログ信号（デジタル位相変調信号）のまま、レーク処理、逆拡散、アダマール変換の処理を行う。ここで、逆拡散、アダマール変換処理はＳＡＷマッチドフィルタを用いて行った。復調されたデジタル信号はベースバンド処理部１で、ディインタリーバ、ビタビ誤り訂正（検出）、音声ＣＯＤＥＣまたは、外部装置へのデータ送受信処理を行う。
上記通信装置は、アナログ通信（音声信号が主）処理部も共有しており、アナログ変調部６とアナログ復調部７が別系統で設けられている。
比較のため、従来の、ベースバンド部で逆拡散処理を行う方法を、第２図を用いて示す。図中、第１図と同様箇所は同様の番号を示した。送信側においては、ベースバンド処理部８で音声ＣＯＤＥＣ、エラー訂正用の畳み込み符号化、インターリーバ、ＣＤＭＡ用のアダマール変調を行った後、ＰＮ符号を乗算（０、１の半加算）することにより拡散変調を行う。また、変復調部９では、デジタルベースバンド信号をＱＰＳＫ変調する。さらに、ＣＤＭＡ−ＲＦ部１０では、ＲＦ帯にアップコンバートし、アンテナ４より送信を行う。
受信側では、アンテナ４より入力された受信信号をＣＤＭＡ−ＲＦ部で中間周波数信号にダウンコンバートし、変復調部９で、アナログ信号（デジタル位相変調信号）を高速のＡＤコンバータ処理を行い、コンバートされたデジタル信号はベースバンド処理部８で、レーク処理、逆拡散、アダマール変換の処理、ディインタリーバ、ビタビ誤り訂正（検出）、音声ＣＯＤＥＣ処理を行う。
第３図は従来方式の受信部を機能ブロック図として示したものである。従来のシステムではアンテナ４より入力された信号は、ＱＰＳＫデジタル復調回路１１でデジタル復調され、その後、ＰＮジェネレータ１２により発生される、ウオルシュコードで変調された最長符号系列（ｍ系列信号）と逆拡散回路１３において相関処理を行い、元の情報速度のデータに再生され、さらにデータ復調部１４によりディスクランブル（ディインターリーバ）、ビタビアルゴリズムによる（誤り訂正、検出）復調を行い、バリアブルレート音声復調回路１５により音声信号へ変換される。この方式では、同期回路１６の同期制御が重要で、信号からキャリア成分を検出し、位相ロックを行うまでの時間が、かなり大きい。したがって、冗長度が高い、連続的な音声信号等の通信は可能であるが、デジタルデータ等のパケット通信には向かない。
また第４図は本発明の受信部を機能ブロック図として示したものである。アンテナ４より入力された信号は、ＳＡＷマッチドフィルタを用いたＲＦ／ＩＦ相関復調、同期処理回路１７で、ＰＮジェネレータ１８により発生される、ウオルシュコードで変調された最長符号系列（ｍ系列信号）と逆拡散相関処理を行い、元の情報速度のデータに再生され、さらにデータ復調部１９によりディスクランブル（ディインターリーバ）、ビタビアルゴリズムによる（誤り訂正、検出）復調を行い、バリアブルレート音声復調、データＩ／Ｏ回路２０により音声信号変換または外路回路へのデータＩ／Ｏ処理がなされる。この方式では、同期回路は不要で、信号から自動的に情報速度に対応した信号クロックが発生する。したがって、連続的な音声信号もデジタルデータ等のパケット通信にも対応可能である。
従来の方式では、逆拡散処理をベースバンド（デジタル信号）に変換した後、行っているため、同期捕捉時間が大きく、高速のデータＩ／Ｏを行うことができない。また、逆拡散処理をベースバンドで行っているため、外部雑音の影響を受けやすく、実効的な処理利得は低下してしまう。それに対し、本発明では、デジタル信号に変換する前にＳＡＷマッチドフィルタを用いて、逆拡散処理を行っているため、同期捕捉時間が短く、実効的な処理利得も大きい。
以上、本実施例によれば、通信装置の処理時間を短縮させ、実効的な処理利得も向上させる事ができるため、パケット通信時の実効通信速度を低下させる事なく、通信信頼性の向上、通信距離の拡大を図る事ができる。
第５図は従来のデジタルマッチドフィルタ部の機能ブロックである。入力端子２１から入力されたデジタル信号はクロック周波数の逆数に相当する時間、信号を保持する遅延回路２２を数段直列に配置し、各段のデジタル信号とPN符号の各係数a1,a2,…anとの（１、−１）の乗算（１、０の半加算）処理を乗算器２３により行い、加算器２４によりその結果を加算し、ＰＮ信号に一致した時、各々の信号が同相で加わり、元の情報速度の信号を得る。第６図は本発明のプログラマブルＳＡＷマッチドフィルタであり、弾性表面波基板２６上に、入力すだれ状電極２７および出力コード化電極２８が配置されている。入力端子２９から入力された信号は出力コード化電極２８の固定遅延時間だけ離された各タップから電気信号として出力され、それぞれのタップは極性反転器３０に接続されている。極性反転器３０の極性はPN符号の各係数a1,a2,…anに対応して反転されている。それぞれの信号は加算器３１によりアナログ信号の加算を行っている。このように、従来のシステムでは各タップの遅延時間はクロックのホールディング機能を用いていたため、同期捕捉時間が大きかったのに対し、本発明のＳＡＷマッチドフィルタでは固定遅延時間であるため、原理的には、リアルタイムで信号の復調が可能である。また、極性反転器３０の極性をPN符号の各係数a1,a2,…anに対応して反転させているため、どのようなＰＮ符号に対しても対応可能であり、またそれが、時間的に変化しているような場合でも、信号の復調が可能である。
第７図は、本発明の第２実施例の受信側の１部に関するシステムブロックである。第２実施例では、ＣＤＭＡのためのウオルシュシーケンスの同期をパイロット信号として別系統で処理するシステムの受信側の処理ブロックを示している。入力端子３２から入力された信号は４分岐され、１つは固定コードＳＡＷマッチドフィルタ（０）３３へ、他の３つはプログラマブルＳＡＷマッチドフィルタ（１）３５、（２）３９、（３）４３へ入力される。固定コードＳＡＷマッチドフィルタ（０）３３の出力は同期信号としてパイロットチャンネル出力端子３４から出力されると同時に、それぞれのプログラマブルＳＡＷマッチドフィルタ（１）３５、（２）３９、（３）４３の出力信号と混合器３６、４０、４４により、乗算され、それぞれ、シンクチャンネル出力端子３７、ページングチャンネル出力端子４１、トラフィックチャンネル出力端子４５に出力される。ＱＰＳＫ変復調の場合、同様の処理回路が（Ｉ信号の他に）Ｑ信号復調回路が必要であることは、言うまでもない。
次に、第２実施例のＳＡＷマッチドフィルタに設定するＰＮコードに関して説明する。先ず固定コードＳＡＷマッチドフィルタ（０）３３の概要を第８図に示す。入力端子４７には入力すだれ状電極４８が接続され、出力符号化すだれ状電極４９の各タップはＰＮコード（ｍ１からｍ５１２）に対応した極性となっている。それぞれのすだれ状電極は出力端子５０（１から５１２）へ接続され、相関ピークがどのコード（電極）によるものか、判定できるようになっている。各ＰＮコードは６４ビットであり、１５段m系列の最後に０を加えたショートコードの部分符号列（ｍ１からm５１２）である。この符号はパイロットチャンネルのＰＮ符号に対応しており、m系列信号であるため、サイドローブの上昇は小さい。第２実施例の他のプログラマブルＳＡＷマッチドフィルタには第６図の構造のフィルタを配置した。それぞれ、シンクチャンネルでは上記１５段m系列の最後に０を加えたショートコードの部分符号列（ｍ１からm５１２）にウオルシュシーケンスの３２番目のコードとの各ビットの乗算（０、１の半加算）した符号列を各タップ係数として配置し、また、ページングチャンネルでは上記ショートコードの部分符号列（ｍ１からm５１２）にウオルシュシーケンスの１−７番目のいずれかのコードとの各ビットの乗算（０、１の半加算）した符号列を各タップ係数として配置し、また、トラフィックチャンネルでは上記ショートコードの部分符号列（ｍ１からm５１２）にウオルシュシーケンスの８−３１、３３−６３番目のいずれかのコードとの各ビットの乗算（０、１の半加算）した符号列を各タップ係数として配置している。以上の各係数の配置方法を手順を追って第９図に示した。本実施例の方法を用いると、時間軸上のサイドローブが小さい、同期信号として良好な信号（同期した時間で強いピークとなる）がパイロットチャンネルから得られ、その信号を各チャンネルの信号と乗算する為、信号としてはウオルシュシーケンスに同期した相関信号のみが自動的に得られる。以上、本実施例を用いれば、厳密な同期捕捉回路を必要としないため、回路の簡略化と、高速データ通信が可能となる。
第１０図は、本発明の第３実施例のＳＡＷマッチドフィルタの断面図である。例えば、移動通信等のデジタルデータの情報速度は、数１０ＫＨｚ程度の場合が多い。北米のＣＤＭＡ通信機では１９ＫＨｚであり、符号化電極の遅延時間はその逆数に比例するため、通常のＳＡＷフィルタに比べ、かなり大きいものとなってしまう。例えば、ＳＡＷの音速を４０００ｍ／ｓとすれば、符号化電極部の長さは２１０ｍｍとなり、実用的ではない。そこで、ＳＡＷ速度の低速度化が必要となる。第１０図はラム波を用いた低音速デバイスの例である。入力正規型すだれ状電極５１と出力符号化すだれ状電極５２はＳｉ基板５３上に配置されたホウケイ酸ガラス５４を設け、その上にＺｎＯ薄膜５５を設けた構造となっている。ホウケイ酸ガラス５４とＳｉ基板５３間には空隙部５６を設け、基板の表と裏の結合をおこしたラム波モードの表面波が励起される。このモードの特徴は板厚により音速が変化し、その速度が小さいという特徴を持つ。本構成で中心周波数を２４．５ＭＨｚ、板厚、０．９μｍとすれば、音速２８８ｍ／ｓ程度となり、デバイスサイズを２０ｍｍ程度とすることができる。以上、本実施励を用いれば、情報速度が遅い場合でも、マッチドフィルタのデバイスサイズを小さくできるため、小形化、高集積化に有利である。また、本構造では、デバイスの表面をエッチングすることにより中心周波数の調整が可能であるため、デバイスの歩留り向上による低価格化に有利である。
第１１図は第４実施例の弾性表面波マッチドフィルタを模式的に示したものである。入力端子６０には入力正規型電極５８が、出力端子６１には出力符号化電極部５９が接続されている。通常、弾性表面波基板５７は符号化電極部５９での温度変動による遅延時間変動を抑圧するため、低温度系数を有する水晶を用いる場合が多い。しかし、水晶基板の電気機械結合係数は小さいため、すだれ状電極部のインピーダンスが高くなり、ミスマッチ損失が増大する。そこで、本実施例では、入力すだれ状電極部５８のみに高結合係数の圧電薄膜６２を成膜し、入力すだれ状電極５８のインピーダンスを下げ、ミスマッチ損失を抑えている。本実施例を用いれば、温度変動に強く、低損失なマッチドフィルタが得られる。
第１２図は本発明を用いた移動体通信システムを示している。本実施例はセルラー方式ＣＤＭＡ移動通信装置に関するものである。基地局６３を中心としたセル６４にそれぞれのエリアを分割し、各々の端末は基地局を介して通信を行っている。可搬型携帯端末６５、６７、車載用端末６６それぞれに、本発明の通信装置を用いているため、それぞれの端末間で、データパケット通信が可能であり、また、実効的な感度が高いため、データの信頼度が高い。
第１３図は本発明を用いた無線ＬＡＮ通信システムを示している。ＬＡＮ用ケーブル６８に本通信装置７２、７３が接続され、各端末６９、７０には本通信装置７１、７４が接続されている。また、各端末７５、７６に本通信装置７７、７８を接続し、各端末間で（有線系を介さず）自由に通信を行うことができる。本実施例を用いれば、ＣＤＭＡ方式による多重通信が可能であるため、各々の端末が同時に通信速度を落とすことなく通信が可能である。
産業上の利用可能性
本発明によれば、データ通信装置の実効的な高速化、通信距離の拡大が可能となり、信頼性の高い通信システムが実現できる。TECHNICAL FIELD The present invention relates to a spread spectrum communication apparatus and a communication system using a code multiplexing method (CDMA method).
Background Art Conventional communication systems using Code Division Multiple Access (CDMA) are described, for example, on pages 57 to 62 of IEICE Technical Report RCS 95-120 (1996-01). In many cases, a digital correlation processing method or a digital control type matched filter is used. Since the conventional method must be synchronized with the carrier frequency, the synchronization acquisition time is long. For example, when packet communication is performed during data transmission, there is a problem that the execution data transmission speed does not increase.
DISCLOSURE OF THE INVENTION An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems, and to provide a good communication method in which the synchronization acquisition time is short and the execution communication speed is not lowered even during data packet communication.
The above object is achieved by using a SAW matched filter in the correlation processing unit. Further, this is achieved by arranging a fixed code matched filter in the synchronization signal detection unit and a variable code type matched filter in the signal detection unit.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a system block of a communication apparatus according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a system block of a conventional communication device,
FIG. 3 is a block related to the function of the conventional receiving side.
FIG. 4 is a block relating to the function of the receiving side of the present invention,
FIG. 5 is a block related to a conventional matched filter on the receiving side,
FIG. 6 is a block relating to the SAW matched filter of the present invention,
FIG. 7 is a system block relating to a part of the receiving side according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a fixed code type SAW matched filter used in the second embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a control flow of the second embodiment of the present invention,
FIG. 10 is a schematic diagram of a surface acoustic wave matched filter according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a schematic diagram of a surface acoustic wave matched filter according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 12 shows a mobile communication system using the communication apparatus of the present invention.
FIG. 13 shows a wireless LAN communication system using the communication apparatus of the present invention.
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION The details of the present invention will be described below with reference to the embodiments shown in FIGS.
FIG. 1 shows an example of a code multiplexing communication apparatus using the present invention using system blocks. On the transmission side, the baseband processing unit 1 performs speech CODEC or I / O of external data, convolutional coding for error correction, interleaver, and Hadamard modulation for CDMA, and then multiplies (0, 1). (Half addition) is performed to perform diffusion modulation. Further, the modem unit 2 performs QPSK modulation on the digital baseband signal. Further, the CDMA-RF unit 3 up-converts to the RF band and transmits from the antenna 4.
On the receiving side, the reception signal input from the antenna 4 is down-converted to an intermediate frequency signal by the CDMA-RF unit, and the modulation / demodulation unit 2 keeps the analog signal (digital phase modulation signal) as rake processing, despreading, Hadamard transform Perform the process. Here, the despreading and Hadamard transform processes were performed using a SAW matched filter. The demodulated digital signal is subjected to a deinterleaver, Viterbi error correction (detection), audio CODEC, or data transmission / reception processing to an external device by the baseband processing unit 1.
The communication apparatus also shares an analog communication (mainly audio signal) processing unit, and an analog modulation unit 6 and an analog demodulation unit 7 are provided in different systems.
For comparison, a conventional method of performing despreading processing in the baseband portion is shown using FIG. In the figure, the same parts as those in FIG. On the transmission side, the baseband processing unit 8 performs voice CODEC, convolutional coding for error correction, interleaver, and Hadamard modulation for CDMA, and then multiplies the PN code (half addition of 0 and 1). Perform spread modulation. Further, the modem unit 9 performs QPSK modulation on the digital baseband signal. Further, the CDMA-RF unit 10 up-converts to the RF band and transmits from the antenna 4.
On the receiving side, the received signal input from the antenna 4 is down-converted to an intermediate frequency signal by the CDMA-RF unit, and the analog signal (digital phase modulation signal) is subjected to high-speed AD converter processing by the modem unit 9 and converted. The baseband processing unit 8 performs rake processing, despreading, Hadamard transform processing, deinterleaver, Viterbi error correction (detection), and audio CODEC processing.
FIG. 3 shows a conventional receiving unit as a functional block diagram. In the conventional system, the signal input from the antenna 4 is digitally demodulated by the QPSK digital demodulation circuit 11 and then despread with the longest code sequence (m-sequence signal) generated by the PN generator 12 and modulated by the Walsh code. Correlation processing is performed in the circuit 13 and the data is reproduced to the original information rate data. Further, the data demodulator 14 performs descrambling (deinterleaver) and demodulation using the Viterbi algorithm (error correction and detection), and a variable rate audio demodulation circuit. 15 is converted into an audio signal. In this method, the synchronization control of the synchronization circuit 16 is important, and the time from the detection of the carrier component from the signal to the phase lock is considerably long. Therefore, although continuous communication such as a voice signal with high redundancy is possible, it is not suitable for packet communication of digital data or the like.
FIG. 4 is a functional block diagram showing the receiving unit of the present invention. The signal input from the antenna 4 is an RF / IF correlation demodulating / synchronizing circuit 17 using a SAW matched filter and a longest code sequence (m-sequence signal) generated by a PN generator 18 and modulated by a Walsh code. Despreading correlation processing is performed and data is reproduced to the original information rate data. Further, the data demodulator 19 performs descrambling (deinterleaver), and Viterbi algorithm (error correction, detection) demodulation, variable rate audio demodulation, data The I / O circuit 20 performs audio signal conversion or data I / O processing to the external circuit. In this system, no synchronization circuit is required, and a signal clock corresponding to the information speed is automatically generated from the signal. Therefore, continuous audio signals and packet communications such as digital data can be supported.
In the conventional method, since the despreading process is performed after conversion to baseband (digital signal), the synchronization acquisition time is long and high-speed data I / O cannot be performed. Moreover, since the despreading process is performed in the baseband, it is easily affected by external noise, and the effective processing gain is reduced. On the other hand, in the present invention, since the despreading process is performed using the SAW matched filter before the digital signal is converted, the synchronization acquisition time is short and the effective processing gain is large.
As described above, according to the present embodiment, since the processing time of the communication device can be shortened and the effective processing gain can be improved, the communication reliability can be improved without reducing the effective communication speed during packet communication. The communication distance can be increased.
FIG. 5 is a functional block of a conventional digital matched filter unit. The digital signal input from the input terminal 21 is provided with several stages of delay circuits 22 for holding the signal for a time corresponding to the reciprocal of the clock frequency in series, and the digital signal at each stage and the coefficients a1, a2,. The multiplication (1, -1) multiplication (half addition of 1, 0) with an is performed by the multiplier 23, and the result is added by the adder 24. When the result matches the PN signal, each signal is in phase. Join to get the original information rate signal. FIG. 6 shows a programmable SAW matched filter according to the present invention, in which an input interdigital electrode 27 and an output coded electrode 28 are arranged on a surface acoustic wave substrate 26. A signal inputted from the input terminal 29 is outputted as an electric signal from each tap separated by a fixed delay time of the output coding electrode 28, and each tap is connected to the polarity inverter 30. The polarity of the polarity inverter 30 is inverted corresponding to the coefficients a1, a2,. Each signal is added to an analog signal by an adder 31. Thus, in the conventional system, since the delay time of each tap uses the clock holding function, the synchronization acquisition time is large. In contrast, the SAW matched filter of the present invention has a fixed delay time. The signal can be demodulated in real time. Further, since the polarity of the polarity inverter 30 is inverted corresponding to each coefficient a1, a2,... An of the PN code, it can be applied to any PN code, and this is temporal. Even in such a case, the signal can be demodulated.
FIG. 7 is a system block relating to a part of the receiving side according to the second embodiment of the present invention. The second embodiment shows a processing block on the receiving side of a system that processes Walsh sequence synchronization for CDMA as a pilot signal in a separate system. The signal inputted from the input terminal 32 is branched into four, one to the fixed code SAW matched filter (0) 33, and the other three to the programmable SAW matched filters (1) 35, (2) 39, (3) 43 Is input. The output of the fixed code SAW matched filter (0) 33 is output from the pilot channel output terminal 34 as a synchronization signal, and at the same time, the output signal of each programmable SAW matched filter (1) 35, (2) 39, (3) 43 And the mixers 36, 40, and 44, and output to the sync channel output terminal 37, the paging channel output terminal 41, and the traffic channel output terminal 45, respectively. In the case of QPSK modulation / demodulation, it goes without saying that a similar processing circuit requires a Q signal demodulation circuit (in addition to the I signal).
Next, the PN code set in the SAW matched filter of the second embodiment will be described. First, an outline of the fixed code SAW matched filter (0) 33 is shown in FIG. An input interdigital electrode 48 is connected to the input terminal 47, and each tap of the output encoded interdigital electrode 49 has a polarity corresponding to the PN code (m1 to m512). Each interdigital electrode is connected to the output terminal 50 (1 to 512) so that it can be determined which code (electrode) the correlation peak is due to. Each PN code is 64 bits, and is a partial code string (m1 to m512) of a short code obtained by adding 0 to the end of a 15-stage m-sequence. Since this code corresponds to the PN code of the pilot channel and is an m-sequence signal, the rise of the side lobe is small. A filter having the structure shown in FIG. 6 is arranged in another programmable SAW matched filter of the second embodiment. In the sync channel, each bit of the short code partial code string (m1 to m512) obtained by adding 0 to the end of the 15-stage m-sequence and the 32nd code of the Walsh sequence (half addition of 0 and 1) In the paging channel, the partial code string (m1 to m512) of the short code is multiplied by any one of the 1-7th codes of the Walsh sequence (0, 1) (half-added 1) is arranged as each tap coefficient, and in the traffic channel, any one of codes 8-31 and 33-63 of the Walsh sequence is added to the partial code string (m1 to m512) of the short code. A code string obtained by multiplying each bit with (half addition of 0 and 1) is arranged as each tap coefficient. FIG. 9 shows the arrangement method of each coefficient as described above. When the method of this embodiment is used, a good signal as a synchronization signal with a small sidelobe on the time axis (a strong peak at the synchronized time) is obtained from the pilot channel, and the signal is multiplied by the signal of each channel. Therefore, only a correlation signal synchronized with the Walsh sequence is automatically obtained as a signal. As described above, if this embodiment is used, a strict synchronization acquisition circuit is not required, so that the circuit can be simplified and high-speed data communication can be performed.
FIG. 10 is a sectional view of a SAW matched filter according to a third embodiment of the present invention. For example, the information speed of digital data such as mobile communication is often about several tens KHz. In a North American CDMA communication device, it is 19 KHz, and the delay time of the encoding electrode is proportional to the reciprocal thereof, so that it is considerably larger than a normal SAW filter. For example, if the sound speed of SAW is 4000 m / s, the length of the encoded electrode portion is 210 mm, which is not practical. Therefore, it is necessary to reduce the SAW speed. FIG. 10 shows an example of a low sound speed device using Lamb waves. The input normal type interdigital electrode 51 and the output encoding interdigital electrode 52 have a structure in which a borosilicate glass 54 disposed on a Si substrate 53 is provided and a ZnO thin film 55 is provided thereon. A gap 56 is provided between the borosilicate glass 54 and the Si substrate 53 to excite the surface wave in the Lamb wave mode in which the front and back of the substrate are coupled. The feature of this mode is that the sound speed changes depending on the plate thickness, and the speed is small. If the center frequency is 24.5 MHz, the plate thickness, and 0.9 μm in this configuration, the sound speed is about 288 m / s, and the device size can be about 20 mm. As described above, the use of the present embodiment is advantageous for downsizing and high integration because the device size of the matched filter can be reduced even when the information speed is low. In addition, this structure is advantageous in reducing the cost by improving the device yield because the center frequency can be adjusted by etching the surface of the device.
FIG. 11 schematically shows a surface acoustic wave matched filter according to the fourth embodiment. An input normal type electrode 58 is connected to the input terminal 60, and an output encoding electrode portion 59 is connected to the output terminal 61. In general, the surface acoustic wave substrate 57 often uses a crystal having a low temperature coefficient in order to suppress delay time fluctuations due to temperature fluctuations in the encoding electrode unit 59. However, since the electromechanical coupling coefficient of the quartz substrate is small, the impedance of the interdigital electrode portion becomes high and mismatch loss increases. Therefore, in this embodiment, the piezoelectric thin film 62 having a high coupling coefficient is formed only on the input interdigital electrode portion 58, the impedance of the input interdigital electrode 58 is lowered, and mismatch loss is suppressed. By using this embodiment, a matched filter that is resistant to temperature fluctuations and has low loss can be obtained.
FIG. 12 shows a mobile communication system using the present invention. This embodiment relates to a cellular CDMA mobile communication apparatus. Each area is divided into cells 64 centered on the base station 63, and each terminal communicates via the base station. Since the communication device of the present invention is used for each of the portable mobile terminals 65 and 67 and the in-vehicle terminal 66, data packet communication is possible between the respective terminals, and effective sensitivity is high. High reliability of data.
FIG. 13 shows a wireless LAN communication system using the present invention. The communication devices 72 and 73 are connected to the LAN cable 68, and the communication devices 71 and 74 are connected to the terminals 69 and 70. Further, the communication devices 77 and 78 can be connected to the terminals 75 and 76 so that communication can be freely performed between the terminals (not via a wired system). If this embodiment is used, multiplex communication by the CDMA system is possible, so that each terminal can perform communication without simultaneously reducing the communication speed.
Industrial Applicability According to the present invention, the data communication device can be effectively increased in speed and the communication distance can be increased, and a highly reliable communication system can be realized.

Claims

A modulation / demodulation apparatus used in a spread spectrum communication apparatus using a code multiplex communication system (CDMA system) having a pilot channel ,
Disposed synchronization symbol channel for detecting a synchronization signal, from the pilot signal, the fixed code SAW matched filter to be to generate a correlation signal without the signal generator,
A programmable SAW matched filter arranged in the data reproduction channel;
The fixed code from SAW matched the programmable SAW matched filter in synchronization with the outputted the correlation signal from the filter, modem, characterized in that for reproducing the signal.

A modulation / demodulation apparatus used in a spread spectrum communication apparatus using a code multiplex communication system (CDMA system) having a pilot channel ,
Arranged synchronization signal channel for detecting a synchronization signal, from the pilot signal, the fixed code matched filter to be to generate a correlation signal without the signal generator,
A variable code type matched filter arranged in the data reproduction channel,
A modulation / demodulation apparatus for reproducing a signal from the variable code matched filter in synchronization with a correlation signal from the fixed code matched filter.

3. The modem according to claim 2, wherein the variable code matched filter is a programmable SAW matched filter.

The modem according to any one of claims 1 to 3,
A communication device comprising an antenna.

A communication device according to claim 4;
A communication system comprising the communication device and a base station that performs communication according to a code multiplex communication method (CDMA method).