JP4019838B2 - Synchronous induction motor and compressor - Google Patents

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JP4019838B2
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、誘導トルクを利用して起動し、リラクタンストルクを利用して同期運転をする同期誘導電動機及びそれを用いた圧縮機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図３１は特開平９−１９１６１８号公報などに示されている従来の４極の同期電動機を示す横断面図、図３２は従来の同期電動機を示すｑ軸での縦断面図である。図において、２１は回転子であり、１ｍｍ程度の厚さの電磁鋼板を回転軸方向に複数枚積層した後に例えばシャフトなどの出力軸となる回転軸４に圧入などにより固定されている。また、２３は固定子であり、回転子２１と同様、回転軸方向に電磁鋼板を積層して形成されている。２４は固定子２３に巻回された巻線で、この巻線２４に電流を流すことにより回転磁界を発生させることができる。２５は回転子２１に設けられている幅が数ミリ程度のスリットで、図３１に示すように回転軸４側に凸形状で複数並列配置されている。そしてスリット２５に交わる方向に形成される複数の磁路を磁気的に絶縁するために内部を空隙にするかあるいは内部に非導電体であり非磁性体の部材が充填されている。また、図３２における１１は回転子２１の積層方向の上下に設けられ、回転子２１を固定すると共にそれ自身導体としても作用することができるエンドリングである。
【０００３】
図３３（ａ）は従来の同期電動機の回転子を示す横断面図であり、図３３（ｂ）は図３３（ａ）の点線Ｂ部分を拡大して示す部分拡大図である。図において、２６は薄肉連結部であり、スリット２５によって回転子２１の各部が分離しないように、スリット２５の外周側で回転子２１の外周部が接続されている。この薄肉連結部２６の厚さによって、回転子２１の遠心力に対する強度が決定される。
【０００４】
このような従来の同期電動機において、回転子２１に存在できる界磁磁束の位置と方向は回転子２１に生じる磁路の位置と方向で定められるので、所望の回転方向へトルクが発生するように固定子２３の巻線２４へ励磁電流を流して、回転子２１に回転トルクを発生させ、回転子２１を所望の方向に回転させる。回転子２１にはスリット２５によって、磁束の流れやすい方向であるｄ軸と磁束の流れにくい方向であるｑ軸で磁極突起が形成され、リラクタンストルクが働くように構成されている。このため、固定子２３の巻線２４によって作られる回転磁界に追従して回転子２１が回転する。これを同期運転と称し、この装置を同期電動機と称している。
【０００５】
上記に述べた同期電動機では起動時にインバータなどの他の装置が必要となる。これに対し、起動時にインバータなどの他の装置を必要としない電動機として、回転子２１に２次導体を設けてエンドリング１１を通して電流が流れる構成にし、固定子２３の巻線２４に電流を流すことによって作られた回転磁界と、その回転磁界によって２次導体に流れる誘導電流とによって、回転磁界の方向に発生する誘導トルクで回転子２１を回転させる構成の誘導電動機がある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような回転子に２次導体を有する誘導電動機では、回転子の回転中に常に２次導体に電流が流れることで２次銅損が発生し、電動機効率を向上できないという問題があった。
【０００７】
また、従来の同期電動機において、電動機効率を向上するには以下のようないくつかの問題点があった。
電動機効率を向上するためには、ｑ軸方向のインダクタンスＬｑとｄ軸方向のインダクタンスＬｄの幅を大きくすることが考えられる。その一例として、回転子２１の外周部を通って漏れる磁束を低減すれば、磁束の流れにくい方向であるｑ軸方向のインダクタンスＬｑを小さくできる。ところが、図３３に示すような従来の回転子２１の構成では、外周部を通る磁束を低減するためには薄肉連結部２６の幅を狭くする必要があるが、狭くすると回転子２１の回転による遠心力に耐えられなくなり、回転子２１が歪んでしまうという問題があった。
【０００８】
また、図３４に示す回転子２１で、隣り合うスリット２５の間に磁束が通るのであるが、そのスリット２５間の幅は磁束の入口から出口までのどの位置でもｍ＝ｎであり、また、並列に設けられた複数のスリット間の全ての幅はほぼ同じに構成されていた。ところが回転子２１を通る磁束の大きさは、磁界の中心部では磁束が多く周辺部では少ないというように、場所によって異なっている。さらに、あるスリット間を通っている磁束が途中でスリットを飛び越えて隣のスリット間に移る場合もあり、スリット間を通る磁束の大きさはスリット間への入口側と出口側とで異なっている。このため、幅が同じであるスリット２５を設けた回転子２１では、回転子２１内の磁束密度がばらつき、回転子２１全体として損失を低減できないという問題があった。
【０００９】
また、スリット間の幅に対して磁束が大きい部分では磁束飽和が発生するまでの磁束の大きさが小さいため、それほど出力を上げることができないという問題があった。
また、高容易磁束方向を持つ材料を使用すると、回転子２１の鉄損を低下させて電動機効率を向上することができるが、一方ではコストが高くなるという問題があった。
【００１０】
この発明は、起動時には回転子に２次導体を有し、この２次導体とエンドリングに電流が流れる構成で固定子の巻線に電流を流すことで、起動時にインバータなどの他の装置を必要とすることなく起動できる誘導電動機と、同期運転時に２次導体に電流が流れることなく運転できる同期電動機との両方の働きを兼ね備えた同期誘導電動機において、誘導トルクを大きくしてスムーズに同期運転に引き込むことができ、電動機効率を向上できる同期誘導電動機を得ることを目的とする。
【００１１】
さらに、同期誘導電動機の同期運転時に、上記のような同期電動機の問題点を解消でき、簡単な構造で回転子の回転による遠心力に対する耐力を低下することのない同期誘導電動機を得ることを目的とする。
特に、上記のような同期誘導電動機の効率の向上に寄与する要因として、回転子の構成に対して以下のようなことが考えられる。
１） ｑ軸方向のインダクタンスＬｑとｄ軸方向のインダクタンスＬｄの幅を大きくして、突極比を大きくする。
２） 回転子を通過する磁束密度を均一化し、鉄損を小さくする。
３） 回転子を構成する回転子鉄心部材自体の磁束の通りやすい方向をｄ軸方向として、突極比を大きくする。
１）〜３）を考慮して、電動機効率を向上することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明の請求項１に係わる同期誘導電動機は、複数枚積層される回転子鉄心と、前記回転子鉄心に設けられ磁束の流れやすい方向であるｄ軸および磁束の流れにくい方向であるｑ軸で磁極突起を形成してリラクタンストルクを発生させる複数のスリットと、前記回転子鉄心の外周の内側に設けられ誘導トルクを発生させる複数のスロットと、前記スロットに充填された導電性材と、を有する回転子を備え、回転軸に最も近い前記スロットは前記スリットと接続し、前記ｄ軸から最も遠くに位置するスリットに接続された前記スロットとの間に、前記スリットに接続されない前記スロットを設け、前記回転子鉄心の径方向で、前記スリットに接続されていないスロットの外周側から前記回転子鉄心の外周までの距離を、前記スリットに接続されているスロットの外周側から前記回転子鉄心の外周までの距離よりも短くなるように構成したものである。
【００１３】
また、互いに直交するｄ軸とｑ軸を備え、磁極突起の極数が２極であることを特徴とするものである。
【００１４】
また、この発明の請求項３に係わる同期誘導電動機は、前記スリットに接続されていないスロットを前記回転子鉄心の外周に露出させたことを特徴とするものである。
【００１５】
また、この発明の請求項４に係わる同期誘導電動機は、前記スリットに接続されていないスロットに、前記回転子鉄心と嵌合する嵌合部を設けたことを特徴とするものである。
【００１６】
また、この発明の請求項５に係わる同期誘導電動機は、前記ｑ軸または前記ｑ軸から回転方向に所定角度傾けたｑ’軸方向の外周の形状を、前記外周の内側に設けられているスロットの形状に沿って湾曲させて、前記外周の距離を長くしたことを特徴とするものである。
【００１７】
また、この発明の請求項６に係わる同期誘導電動機は、前記ｄ軸または前記ｄ軸から回転方向に所定角度傾けたｄ’軸を、前記回転子鉄心の圧延方向と略一致するように構成したことを特徴とするものである。
【００１８】
また、この発明の請求項７に係わる圧縮機は、請求項１乃至５のうちのいずれか１項に記載の同期誘導電動機を有するものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について図を用いて説明する。図１はこの発明の実施の形態１に係る同期誘導電動機（以下、ＳｙＩＭと記す）を示す横断面図である。また、図２は実施の形態１に係るＳｙＩＭの回転子を示す斜視図で、回転軸として設けられる出力軸は省略している。
図において、１は磁性体である電磁鋼板により構成された回転子鉄心で、例えば１ｍｍ以下の厚さの電磁鋼板が複数枚積層されることにより回転子３０を構成する。２、１２はスリットで、複数のスリットで構成され、内部に非磁性体で導電性材である例えばアルミニウムが充填されている。３、１３はスロットで、複数のスロットで構成され、スリット２、１２と同様、内部に非磁性体で導電性材である例えばアルミニウムが充填されている。４は回転軸で、圧入や焼き嵌めなどにより回転子３０に固着されている。また、９ａは磁性体である電磁鋼板により構成された固定子鉄心で、例えば１ｍｍ以下の厚さの電磁鋼板が複数枚積層されて固定子９を構成する。９ｂは固定子鉄心９ａのスロットであり、巻線１０が巻回されている。固定子９は回転子３０の周囲に所定の間隔を有するように配置され回転磁界を発生する。
【００２０】
図１に示すように、スロット３、１３は、回転子鉄心１の外周の内側で回転子鉄心１の中心より最も遠い位置に、回転子鉄心１の中心に対して放射状に略均等に配置され、起動時や非同期時に誘導トルクを発生させるための２次電流が流れる。このスロット３、１３は、必要な誘導トルクが発生する形状であればどんな形状でもよく、使用する同期誘導電動機の仕様に合わせて任意の形状にすればよい。
また、スリット２、１２は磁束の流れやすい方向であるｄ軸と磁束の流れにくい方向であるｑ軸が得られるように、放射状に配置されたスロット３、１３間をｄ軸に対して略平行になるように例えば直線状に接続する。さらに、ｄ軸とｑ軸が回転子鉄心１の略中心を通って直交するようにスリット２、１２が配設されて、２極の磁極突起が形成される。即ち、スリット２、１２の長手方向（ｄ軸の方向）の両端部にスロット３、１３が例えば連結して接続されている。このスリット２、１２によって、ｑ軸方向に磁気的に絶縁してリラクタンストルクを発生させる。スリット２、１２の形状は、必要なリラクタンストルクを発生させることができる形状であればどんな形状でもよく、例えば、図１に示すような直線的でなくても、使用するＳｙＩＭの仕様に合わせた形状にすればよい。また、スリット２、１２には非磁性体を充填せずに空間で構成してもよい。
【００２１】
また、スロット３、１３のうちのｑ軸に対称に配置されているスロット同士を、スリット２、１２によって連結して接続することにより、それぞれの機能を補強することができる。即ち、スロット３、１３を２次導体として作用させる時には２次銅損を小さくでき、磁気突起を利用した同期運転ではｑ軸とｄ軸のリラクタンスＬｑ、Ｌｄの幅を大きくできる。
１１は回転子鉄心１のスリット２、１２及びスロット３、１３に充填されたアルミニウム等の充填物質が回転子鉄心１の上下両端部で短絡形成しているエンドリング（短絡環）である。回転子３０の外観は従来の誘導電動機と同様である。
【００２２】
図１、図２で示す同期誘導電動機の動作について説明する。電動機の起動時に、固定子９で発生した回転磁界によって回転子鉄心１のスロット３、１３に誘導電流が流れ、誘導トルクが発生する。発生した誘導トルクによって、回転子鉄心１は回転方向に回転し始める。また、回転子鉄心１のスリット２、１２によって固定子鉄心１に作られた突極に比例したリラクタンストルクが発生する。誘導トルクとリラクタンストルクにより回転子鉄心１の回転数が上がり、任意の回転数に達したときに回転子鉄心１の回転と回転磁界の回転が一致する同期回転数で運転することになる。同期運転時は、固定子９で発生した磁束８をスロット３、１３が横切ることが無いためスロット３、１３には誘導電流がほとんど流れなくなる。このため、同期運転時は、誘導トルクではなくリラクタンストルクが支配的となる回転トルクにより回転子鉄心１は同期運転をすることになる。
【００２３】
ここで示す固定子９で生成された磁束は、回転子鉄心１の位置によって２極の磁極突起を有する構成である。回転子３０をスムーズに回転させるため、回転子鉄心１のスリット２、１２及びスロット３、１３の形状は、図に向かってｄ軸の上側と下側では１８０度の回転対称になるように構成している。
【００２４】
従来の回転子は４以上の偶数の極数で構成されており、例えば図３１のスリット２５の形状ではｄ軸とｑ軸の角度は４５度である。これに対し、この実施の形態では、ｄ軸とｑ軸の角度を９０度にすることにより極数を２極とした。２極にすることにより従来の誘導機と同じように商用電源（５０／６０Ｈｚ）を印加した時の回転子３０の回転数を１５００及び１８００ｒ／ｍｉｎで回転できるようになった。この電動機を圧縮機に搭載した場合、出力の低下が起こることが無く、むしろ、ＳｙＩＭは同期運転を行うことにより商用電源で運転する場合誘導電動機より出力を出すことができる。特に、エアコンや冷蔵庫など冷凍空調装置に用いられる圧縮機や、ファンモータなどにこの同期誘導電動機を用いることで、圧縮機やファンモータの能力不足が生じるのを防止できる。
【００２５】
図３は極数が２極である他の構成例のＳｙＩＭの回転子鉄心１を示す上面図である。図ではスリット２、１２とスロット３、１３の充填物質をわかりやすいように格子で表示している。図１に示した構成では、スロット３、１３とスリット２、１２を連結した形状は、回転軸４側に向かって凸形状に湾曲しているが、図３の構成では、回転軸４側に向かって凹形状に湾曲した形状となっている。このような構成の回転子鉄心１でも、極数を２極にすることができる。このため、図１に示した回転子鉄心１と同様、圧縮機などに搭載した場合、出力の低下が起こることが無く、むしろ、誘導電動機と違いＳｙＩＭは同期運転を行うことにより商用電源で運転する場合に誘導電動機より出力を出すことができる。
なお、図３のスリット２、１２及びスロット３、１３はなめらかに連結してあるので、その境がはっきりしない構成であるが、スリット２、１２の間にくびれを設けてもいいし、またスリット２、１２とスロット３、１３とを数ミリ程度間隔をあけて分離して構成してもよい。スリット２、１２とスロット３、１３とを数ミリ程度分離して構成しても、ｑ軸方向に磁気的に絶縁する作用は連結して接続する場合と同様であり、実質的には接続されているとすることができる。
【００２６】
さらに、この実施の形態では、図１や図３に示した極数を２極としたＳｙＩＭの電動機効率の向上を図ることのできる構成について述べる。
図４は実施の形態１によるＳｙＩＭの１つの回転子鉄心を示す上面図である。 図ではスリット２、１２とスロット３、１３の充填物質をわかりやすいように格子で表示している。スリット２、１２は、それぞれ２つのスリット２ａ、２ｂ、１２ａ、１２ｂで構成され、また、スロット３、１３は、それぞれ７つのスロット３ａ〜３ｇ、１３ａ〜１３ｇで構成されている。回転軸４に最も近いスリットを第１スリット２ａ、１２ａとし、その外側のスリットを第２スリット２ｂ、１２ｂとする。また、スロットも同様に回転軸４に近いものから外周へ向かって、第１スロット３ａ、３ｇ、１３ａ、１３ｇ、第２スロット３ｂ、３ｆ、１３ｂ、１３ｆ、第３スロット３ｃ、３ｅ、１３ｃ、１３ｅ、第４スロット３ｄ、１３ｄとする。
【００２７】
この実施の形態では、スロット３ａ〜３ｇ、１３ａ〜１３ｇのすべてをスリット２、１２で連結するのではなく、スロット３、１３の一部は回転子鉄心１を構成する電磁鋼板で連結されるように構成している。図４に示すように、例えばｄ軸の上半分では、ｑ軸方向において最も回転軸４に近い第１スリット２ａに接続されるスロット３ａ、３ｇよりもｄ軸から遠くに配置されているスロット３ｂ〜３ｆのうちの少なくとも一対のスロット、例えば第２スロット３ｂ、３ｆを残し、他のスロット３ａ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｇをスリット２ａ、２ｂで接続する。ｄ軸の下半分でも同様に、ｑ軸方向において最も回転軸４に近い第１スリット１２ａに接続されるスロット１３ａ、１３ｇよりもｄ軸から遠くに配置されているスロット１３ｂ〜１３ｆのうちの少なくとも一対のスロット、例えば第２スロット１３ｂ、１３ｆを残し、他のスロット１３ａ、１３ｃ、１３ｄ、１３ｅ、１３ｆをスリット１２ａ、１２ｂで接続する。ここでスロット３ｄ、１３ｄはスリットを含む一塊で構成しており、誘導トルクとリラクタンストルクの両方のトルクの発生に作用する。
【００２８】
図５は回転子鉄心１のたの構成例であり、図３に示す構成の回転子鉄心１において、スロット３、１３のすべてをスリット２、１２で接続するのではなく、スロット３、１３の一部のスロット３ｂ，３ｆ，１３ｂ，１３ｆを残し、他のスロット３ａ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｇ、１３ａ、１３ｃ、１３ｄ、１３ｅ、１３ｆをスリット２ａ、２ｂ、１２ａ、１２ｂで接続した構成例である。スロット３ｂ，３ｆ，１３ｂ，１３ｆは回転子鉄心１を構成する電磁鋼板で接続されることになる。
【００２９】
また、図６は図４に示した回転子鉄心１の点線○の部分を拡大して示す部分拡大図である。図において、１５は幅ｔ１、例えば１ｍｍ以下の幅の薄肉連結部であり、この薄肉連結部１５によって、各スロット３、１３の外周側で回転子鉄心１の外周部を互いに接続しており、回転時に遠心力がかかっても回転子鉄心１の各部分が分離しないように、回転子３０の強度を保っている。
ところが、薄肉連結部１５が形成されているために、回転子鉄心１の外周部を通る漏れ磁束や高調波鉄損により回転子鉄心１で発生する損失が大きくなり、ＳｙＩＭとしての効率が低下する。
即ち、薄肉連結部１５はＳｙＩＭの効率向上の点からは幅を小さくすることが要求され、回転子３０の強度向上の点からは幅を大きくすることが要求されるという相反する構成が好ましいことになる。そこで図１で示したようにすべてのスロット３、１３をスリット２、１２で連結するように構成すると、ここに充填する充填物質と回転子鉄心１との接触部での密着性は保証されず、遠心力に対する強度が弱いものとなる。このため、図４、図５に示すようにスリット２、１２で接続しないスロット３ｂ、３ｆ、１３ｂ、１３ｆを設けて遠心力に対する強度低下を防止する。図６のようにスリット２に連結していないスロット３ｂの部分の遠心力に対する強度は、薄肉連結部１５だけでなくその内側の回転子鉄心１部分で強度を持つことになるので、すべてのスロット３、１３をスリット２、１２で接続した場合に比べ、遠心力に対する強度を高めることができる。
さらに、スリット２、１２が並設されるｑ軸方向において強度が低下するので、スリット２、１２で接続しないスロットは、ｑ軸方向において回転軸４に最も近いスリット２ａが接続するスロット３ａ、３ｇよりもｄ軸から遠くに配置されているスロット、例えばスロット３ｂ、３ｆとしている。
【００３０】
誘導トルクは常に回転方向にトルクを発生させるが、リラクタンストルクは突極の位置と磁束の方向によって発生する回転トルクの方向が異なってくる。このため、回転子鉄心１の起動から同期運転までの間は、誘導トルクは常に回転方向に発生しているが、リラクタンストルクは回転子鉄心１の回転位置と回転磁界との位置関係によって、回転方向とその逆方向に交互に回転トルクを発生している。このため、同期運転まで間は、リラクタンストルクは回転の働きを部分的に阻害することになる。そこで、スリット２、１２に接続されないスロット３、１３を一つ、またはそれ以上設けると、同期までの回転中に発生するリラクタンストルクに対する誘導トルクの割合が大きくなり、スムーズに同期運転まで到達することができる。
【００３１】
さらに、スロット３、１３の一部を、スリット２、１２で連結しないことにより、すべてのスロット３、１３をスリット２、１２で連結する構成にした場合よりも、薄肉連結部１５の幅を狭くでき、薄肉連結部１５を通る漏れ磁束や高調波鉄損を小さくできる。従って、回転子鉄心１で発生する損失を小さくでき、ＳｙＩＭとしての効率を向上できる。
【００３２】
なお、図４、図５ではスロット３ｂ、３ｆをスリットで接続しない構成としたが、これに限るものではなく、他の一対のスロット３ｃ、３ｅをスリットで連結しないようにしてもよい。また、ｑ軸に対称に配置されているスロット、例えばスロット３ｃ、３ｅやスロット３ｂ、３ｆを１対のスロットとしてスリットで接続しない構成に限るものではなく、例えばスロット３ｂ、３ｅをスリットで接続せずに、スロット３ｃ、３ｆをスリットで接続するような構成にしてもよい。また、スロットがさらに多く設けられている場合、１対以上の複数のスロットをスリットで接続しないようにしてもよい。
【００３３】
また、スリット２、１２で接続しないスロット３、１３は、回転軸４に最も近いスリットに接続されたスロットよりも少なくともｄ軸から遠くに位置していれば、どのスリットでもよく、その数も１対以上であればいくつでもよい。スリット２、１２の数が減ることでｑ軸方向に磁束が流れやすくなる場合には、スリットの幅を太くするなどで対応できる。また、ｑ軸方向でスリット２、１２に接続しないスロット３、１３が隣り合っていてもよい。
【００３４】
また、図１、図３、図４、図５に示した回転子鉄心１では、ｑ軸のスロット３ｄ、１３ｄをスリット２、１２と連結して一塊に構成し、２次導体となるスロット３、１３の作用と、ｑ軸方向に磁気的に絶縁するスリット２、１２の作用を有するように構成したが、分割してｑ軸の両側に配置してスロット３、１３の作用のみとしてもよい。
【００３５】
また、図７は、この実施の形態に係る回転子鉄心１のさらに他の構成例を示す部分拡大図である。この構成例は、回転子鉄心１の径方向で、スリットに接続されていないスロット３ｂの外周側から回転子鉄心１の外周までの距離（ｔ２）を、スリットに接続されているスロット３ａ、３ｃの外周側から回転子鉄心１の外周までの距離（ｔ１）よりも短くなるように構成した。実際には、スリット２と連結していないスロット３ｂ近傍の回転子鉄心１の外周部を切り欠いて、薄肉連結部１５の幅をｔ１からｔ２（ｔ１＞ｔ２）のように薄くしている。例えばｔ１＝０．５ｍｍ程度とし、ｔ２＝０．３ｍｍ程度とする。
このようにスリットと接続していないスロット３ｂの薄肉連結部１５の幅を小さくすることで、図６に示した構成よりも磁束がｔ２の幅の薄肉連結部１５で通りにくくなる。回転子鉄心１の外周部を通る磁束が通りにくくなることにより、ｑ軸側のインダクタンスＬｑが小さくなり、回転子鉄心１の突極比を大きくすることができる。また、この部分での高調波鉄損を抑制することができ、ＳｙＩＭの効率や力率を向上することできる。
【００３６】
図１や図３に示したように、すべてのスロット３、１３がスリット２、１２に接続しているような回転子鉄心１の場合、回転子鉄心１の回転によって発生する遠心力に対する強度は、スリット２、１２やスロット３、１３の端面とそこに充填されている充填物質との結合（接着）と、回転子鉄心１の薄肉連結部１５の強度によってほぼ決定される。ここで、充填物質との結合は信頼性が少なく、薄肉連結部１５の強度だけでほぼ決定されることになる。このため、ＳｙＩＭの仕様によって薄肉連結部１５の幅が必然的に決まってしまい、ＳｙＩＭの効率を向上するために、薄肉連結部１５の幅を小さくしてｑ軸のインダクタンスＬｑを小さくすることができない。そこで、ＳｙＩＭの仕様に応じて薄肉連結部１５の幅をｔ１として回転子鉄心１を決定し、回転軸４方向に積層した後、図７に示すように、スリットと接続していないスロット３ｂの外周部を積層方向に切り欠くことにより、スロット３ｂの外周側の薄肉連結部１５の幅をｔ１からｔ２にする。
スリットに接続していないスロット３ｂの部分の遠心力に対する強度は、薄肉連結部１５だけでなくその内側の回転子鉄心１部分で強度を持つことになる。このため、スロット３ｂの薄肉連結部１５はスロット３ｂに充填されている充填物質に働く遠心力に対する強度を保つだけでよく、これを考慮してｔ２を設定すればよい。このようにしてスロット３ｂの外周側の薄肉連結部１５の幅を今まで以上に薄くすることができる。
なお、回転子鉄心１を積層してから薄肉連結部１５を積層方向に切り欠いて製造するのに限らず、回転子鉄心１を打ち抜く時に、回転軸４の中心から外周までの距離を変化させてもよい。回転子鉄心１の外形を完全な円とする必要はなく、スリットに接続されていないスロット３ｂの付近での回転軸中心から外周までの距離を、スリットに接続されるスロットの付近での回転軸中心から外周までの距離を短くしてもよい。このように構成することで、スリットに接続されていないスロット３ｂの外周側の薄肉連結部１５を、スリットに接続されるスロットの外周側の薄肉連結部１５よりも短くでき、この後、回転子鉄心１を積層して製造しても、同様の効果を奏する。
【００３７】
また、スリットに接続されていないスロット３ｂにおける薄肉連結部１５の幅を狭くする他の構成例を以下に示す。
図８はこの実施の形態のさらに他の構成例による回転子鉄心１を示す部分拡大図である。スリットと連結していないスロット３ｂの位置を回転子鉄心１の外周側に移動、または外周まで広げることにより、スロット３ｂの薄肉連結部１５の幅をｔ１からｔ２にして狭くする。この様に構成した場合にも上記と同様、磁束が薄肉連結部１５を通りにくくなり、回転子鉄心１の外周部での磁束の漏れや高調波鉄損を抑制することができ、ＳｙＩＭの効率や力率が向上することできる効果を奏する。
【００３８】
また、図９はこの実施の形態のさらに他の構成例による回転子鉄心１を示す部分拡大図である。図９ではスロット３ｂを外周の縁まで形成して外周に露出させている。この構成により、スリットと連結していないスロット３ｂの薄肉連結部１７の外周は不連続になって磁気的に絶縁される。このため、磁束が薄肉連結部１７を更に通りにくくなり、回転子鉄心１の外周部での磁束の漏れや高調波鉄損を抑制することができ、ＳｙＩＭの効率や力率をさらに向上できる。
この場合、図に示す様にスロット３ｂの回転方向の幅ｈ１より露出部の回転方向の幅ｈ２を小さくすれば、ｈ２に隣接している薄肉連結部１７によってスロット３ｂが押さえられている構成となる。このため、スロット３ｂに充填されている充填物質が回転子鉄心１の回転によって飛ばされるのを防ぐことができる。
【００３９】
また、図１０（ａ）〜（ｄ）はそれぞれこの実施の形態のさらに他の構成例による回転子鉄心１を示す部分拡大図である。図９において、スロット３ｂの露出部の磁気的な絶縁の効果を上げるためにさらに露出部の幅ｈ２を大きくする必要がある場合には、図１０（ａ）〜（ｄ）のそれぞれのようにスロット３ｂの一部に凹凸による嵌合部１８を形成し、回転子鉄心１を構成する電磁鋼板に形成した凹凸と嵌合させる。この嵌合部１８によってスロット３ｂ内に充填している充填物質を回転子鉄心１に強固に固定でき、回転した時に遠心力によってスロット３ｂ内の充填物質が飛び出すのを防止できる。図１０（ａ）〜図１０（ｂ）はいずれも、嵌合部１８によって回転時の遠心力に対して十分な強度を有し、かつ回転子鉄心１の外周部に十分な幅の非磁性体を形成でき、回転子鉄心１の外周部での磁束の漏れや高調波鉄損を抑制することができ、ＳｙＩＭの効率や力率をさらに向上できる効果を奏する。
または、回転子３０の少なくとも外周の縁に露出しているスロット３ｂをＳＵＳなどの非磁性体で覆ってもよい。
また、図７や図８のようにスロットの外周側に薄肉連結部１５を形成したスロットにおいて、図１０に示すような嵌合部１８を設ければ、さらに遠心力に対して十分な強度を有するものとなる。
【００４０】
また、図１、図３、図４、図５に示した回転子鉄心１では、ｄ軸方向にスロット３、１３を配置していないが、図１１に示すようにｄ軸方向にも、例えばスロット３ｈ、３ｉ、１３ｈ、１３ｉを配置してもよい。図１１に示した構成は図４の構成にスロット３ｈ、３ｉ、１３ｈ、１３ｉを配置したものを示している。このようにｄ軸方向にもスロット３、１３を配置することにより、発生する誘導トルクが大きくなり、さらに均一になるため、起動時から同期運転に至る過程で、さらにスムーズに回転数が上昇することになる。もちろん図１、図３、図５の構成にｄ軸方向に、スリットに接続しないスロット３ｈ、３ｉ、１３ｈ、１３ｉを配置しても同様である。
【００４１】
また、この実施の形態ではスリット２、１２やスロット３、１３の形状を変更することで、電動機効率の向上を図っており、スリット２、１２やスロット３、１３の形状の変更した電動機の製造に際し、回転子鉄心１の金型を変えるだけでよく、製造工程を変更する必要がないため、従来の製造コストと同様のコストで製造できる。
【００４２】
実施の形態２．
図１２は、この発明の実施の形態２に係わる同期誘導電動機の回転子鉄心を示す上面図である。図において、図４と同一符号は同一、または相当部分を示し、詳しい説明を省略する。８、８ａ、８ｂは固定子で発生した磁束の進入方向、θは回転角を示している。この回転子鉄心１が複数枚積層され、出力軸４に圧入等により固定され、回転子を形成している。図１に示す様に回転子の周囲に所定の間隔を空けて固定子が配設される。
【００４３】
固定子で発生した磁界は、回転子鉄心１のスリット２、１２により磁気的に絶縁されているため、スリット２、１２間、例えばスリット２ａとスリット２ｂの間を通って固定子の他の磁極に導通する。固定子で発生した磁極の方向が図１２の右から左、または左から右に通る磁界が発生しているときに、回転子鉄心１の回転位置が図１２に示すような位置であればリラクタンスが最も小さい。また、回転子鉄心１の回転位置が図１２に対して９０度の回転した位置であればリラクタンスが最も大きくなる。リラクタンスが最も小さい方向をｄ軸、最も大きい方向をｑ軸といい、ｄ軸とｑ軸の間の回転角θで回転子鉄心１に回転トルクが発生し、その大きさはｄ軸またはｑ軸との回転角θにより変化する。
【００４４】
回転子鉄心１に任意の負荷が掛かった状態で同期運転をしている場合、回転子鉄心１に負荷と釣合うトルクを発生させるための回転角θで回転子が回転している。回転子鉄心１の回転位置が図１２に示す状態の場合、固定子が発生した磁界の方向は図１２の横方向（ｄ軸に一致する方向）ではなく、回転子の回転方向（反時計方向）に所望する回転トルクが発生するための回転角θだけ回転した磁束８の方向となる。回転角θは磁束の方向をｄ軸からの反時計回りの角度で表し、通常、回転角θは０〜５０度の範囲で使用される。この場合、固定子で発生した磁束８の大部分は、図１２に向かって回転子鉄心１の右上方向から入ってきて、左下から固定子の反対磁極に入っていく。回転子鉄心１はスリット２、１２によって磁気的に絶縁されているために、磁束８はスリット２、１２に沿って通っていくことになるが、磁束の一部はスリット２、１２を飛び越えて通ることになる。スリット２、１２を飛び越える磁束の量や位置は、固定子の磁界の大きさや、回転子鉄心１が発生しているトルク、及びスリット２、１２やスロット３、１３の形状によって変化する。
【００４５】
固定子で発生した磁束８の分布は、図１２に示す磁束８の中心部（この例ではロータ回転角θ）が強く磁束８ａや磁束８ｂにようにロータ回転角θを中心として磁束８から遠いほど弱くなっている。また、負荷の大きさによって、回転子鉄心１に入ってくる磁束の角度θが変化する。図１３は横軸にロータの回転角θ、縦軸に磁束φを示すグラフである。負荷が小さい場合は、回転角θは小さいところで釣り合うため、図１３のφ２のような磁束分布となる。逆に、負荷が大きい場合は、回転角θは大きいところで釣り合うため、φ３のような磁束分布となる。また、その中間の負荷では、φ１のような磁束分布となる。
【００４６】
図１４は図１２の点線○で示した部分を拡大して示す部分拡大図である。図中、矢印は磁束の方向を示すと共に矢印の太さは磁束の大きさを示す。スリット２、１２は回転子鉄心１の回転軸４側から外周部まで一定の間隔に配置されているのが一般的である。このため、例えば、磁束８の大きさによってスリット２、１２間の回転子鉄心１で発生する鉄損が変わってくる。即ち、スリット２ａとスリット２ｂの間の幅（以下、ストリップと記す）Ｗ１を通る磁束は、スリット２ｂとスリット２ｃの間のストリップＷ２を通る磁束に比べ、磁束の中心に近い磁束が通るため磁束の大きさは大きい。ところがストリップＷ１とストリップＷ２の幅が同じだと、ストリップＷ２で発生する鉄損よりストリップＷ１で発生する鉄損のほうが大きいことになる。また、磁束８の大きさによっては、ストリップでの磁束の飽和が発生しＳｙＩＭの効率や特性が低下する可能性が出てくる。
そこで、この実施の形態では、固定子で発生する磁束が回転子鉄心１のｄ軸方向またはｄ軸から回転方向に所定角度傾けたｄ’軸方向の磁路を通って回転磁界を形成するときの磁路における磁束密度が均一化するように、磁束の大きい部分のスロット間の幅とスリット間の幅の少なくともいずれか一方の幅を、磁束の小さな部分の幅よりも広くした。スリットとスロットは、ｄ軸の上半分と下半分では回転軸４の中心に対してほぼ１８０度で点対称に構成されている。ここでスリット間とは、ｄ軸の上半分または下半分に形成されているスリットのうちで、隣接するスリットの間の回転子鉄心の部分を意味し、スロット間とは、ｄ軸の上半分または下半分に形成されているスロットのうちで、隣接するスロットの間の回転子鉄心の部分を意味する。
【００４７】
図１５はこの実施の形態に係る回転子鉄心１を示す部分拡大図である。図１４の点線○部とほぼ同一の部分を示している。この実施の形態では、スリット２、１２の間の電磁鋼板の部分であるストリップを通過する磁束の大きさにあわせて、Ｗ１＞Ｗ２＞Ｗ３となるように、ストリップの幅を変えている。例えば、磁束の大きさの大きいストリップＷ１の幅は、磁束の大きさの小さいストリップＷ２より広くさらに磁束の大きさの小さいストリップＷ３の幅をストリップＷ２よりも狭くしてある。ストリップのそれぞれの幅は、回転子鉄心１の大きさ、積層高さ、トルクなどにより鉄損等が最も少なくなるように設定すればよい。これにより、回転子鉄心１内でＳｙＩＭの効率に影響する部分の磁束密度を均一にできるため、回転子鉄心１の鉄損が下がりＳｙＩＭの性能を向上できる。また、磁束飽和となる磁束の大きさも従来に比べ大きくすることができるため、ＳｙＩＭの出力を向上することができる。
ただし、一番幅の狭いストリップＷ３の幅は、回転子鉄心１を製造する際の打ち抜きに耐える幅として０．３〜０．５ｍｍ程度にするのが好ましい。
【００４８】
なお、ここではｑ軸方向で、回転軸４側のスリット間の幅を外周側のスリット間の幅よりも広くした構成について述べたが、ｑ軸から回転方向に所定角度θ傾けたｑ’軸方向で、回転軸４側のスリット間の幅を外周側のスリット間の幅よりも広くしても、同様の効果を奏する。この所定角度θは、０〜５０度の間で設定される。
また、ここでは図１２における回転子鉄心１のｄ軸の上側の部分について説明したが、回転子鉄心１の極数が２極の場合には、回転軸４の中心を回転中心として、１８０度の回転対称になるように構成する。
また、スリット２、１２、スロット３、１３が図１２のように構成されている回転子鉄心１のスリット間の幅について説明したが、実施の形態１における図３、図４、図５、図１１のような構成の回転子鉄心１にも適用することができ、上記と同様の効果を奏する。
【００４９】
また前述の様に、固定子によって作られる磁束８と回転子鉄心１との回転角θは回転子鉄心１のスリット２、１２やスロット３、１３の形状、負荷トルクなどにより回転方向に回転角θだけ進んだ方向になっている。このため、回転子鉄心１を通る磁束は、スリット２、１２によって磁気的に絶縁されているために各ストリップを通って反対側の磁極に入る時に、一部の磁束は、スリット２、１２を飛び越えて次のストリップに入るものも存在する。つまり、ストリップＷ２を通っていた磁束の一部がスリット２ｂを飛び越えてストリップＷ１に入ってくる磁束が存在するということである。このため、例えば、ストリップＷ１を通る磁束は、ｄ軸の上側ではｑ軸の右側より左側の方が多くなる。
【００５０】
このため、図１６では、スリット２、１２を飛び越える磁束を考慮して、磁路の下流側のストリップの幅を広くしている。図中、矢印は磁束の方向を示すと共に太さは磁束の大きさを示す。少なくとも回転軸４の近くに位置するスリット２ａとその隣のスリット２ｂとの間の幅Ｗ１を、回転子鉄心１に形成される磁路の入口側（図に向かって右側）よりも出口側（図に向かって左側）で広くすることで、磁束密度を均一化できる。図１６では、図１５で説明した構成のｑ軸方向で回転軸４の中央側のストリップの幅を外周側より広くすると共に、磁束の流れの下流側が広くなるようにスリット２、１２を傾けたり、幅を変化させている。具体的には、ストリップの幅は、Ｗ１＞Ｗ２＞Ｗ３とし、横方向（ｄ軸方向）のどこであってもこの関係が満たされる。さらに、ストリップＷ１に関しては図に向かってｑ軸の右から左に向かうに従って、幅を大きくしている。ストリップＷ２も同様、横方向で同じ幅ではなく、磁束８の大きさ及びスリット２、１２を飛び越える磁束を考慮して、幅を変化させている。さらにはストリップＷ１に関しては、例えば内側のスリット２ａの壁をｄ軸に平行とし、外側のスリット２ｂの壁を回転方向のストリップ幅が広くなる様にα度傾斜させる。これにより、ｑ軸の左側のＷ１の幅がｑ軸の右側のＷ１の幅よりも広くなり、左側に多くの磁束を通すことができる。従って、ストリップＷ１は最も多くの磁束が通るのに加えて、ストリップＷ２、Ｗ３からスリット２ｂ、２ｃを飛び越えた分だけ多くなっても、磁束密度を均一にできる。ストリップＷ２についても同様であり、ｑ軸の右側よりも左側の幅を広くする。ストリップＷ３に関しては通る磁束も少なく、ｑ軸の左側ではスリット２ｃを飛び越えて隣接するストリップＷ２に流れるので、ｑ軸の右側よりも幅を狭く、または同様にした。
このようにこの実施の形態ではスリット２、１２の間のストリップの幅を変化させて、磁路における磁束密度が一様になるようにすることにより、回転子鉄心１の鉄損を低下できる。これにより、ＳｙＩＭの効率を向上することができる。
なお、ここでもｑ軸を基準にしてスリット間の幅を変化させたが、ｑ軸を回転方向に所定の角度θだけ傾けたｑ’軸を基準にしても同様の効果を奏する。
【００５１】
また、図１５、図１６では、スリット間の幅（ストリップの幅）を回転子鉄心１の回転軸側を広く外周に行くほど狭くしてあるが、モータの特性や使用負荷によってはストリップＷ１よりＷ２を広くしても回転子鉄心１内の磁束分布を均一化でき損失分布を均一化できる場合もある。
また、図１６では、複数のスリット２、１２を並設している構成の回転子鉄心１で、少なくとも回転軸４に最も近い位置に配置されるストリップにおいて、ｑ軸の回転方向側を広くしたが、ＳｙＩＭの使用条件や回転子鉄心１のスリット２、１２やスロット３、１３の形状によっては、回転方向と反対側を広くした方がよい場合もある。例えばスリット２、１２内にマグネットを挿入している場合などは、磁束が多くなる部分で、スリット２、１２を広くした方が磁束が通りやすくなり、磁束密度を均一化できる。
【００５２】
次に、図１７に示す回転子鉄心１の上面図における点線○の部分の構成について述べる。図１８は、図１７の点線○の部分を拡大して示す部分拡大図である。図中、図１２と同一符号は同一、または相当部分を示し、説明を省略する。
【００５３】
図１２の説明と同様、図１７において、固定子で発生した磁束は、回転子鉄心１の右上方向（回転角θだけ反時計回りに回転した方向）から入ってくる。回転子鉄心１の発生するトルクは、磁束８と回転子鉄心１との回転角θによって変化する。回転角θが大きくなるにしたがって、回転子鉄心１で発生するトルクは大きくなり、ある一定以上回転角θが大きくなるとトルクは小さくなってくる傾向にある。通常、回転角θは０〜５０度の範囲で使用し、比例してトルクが大きくなっていく範囲で使用する。
【００５４】
負荷変動にあわせ、負荷とつり合うトルクが発生するように回転角θが変化する。回転角θが変化すると、回転子鉄心１に入ってくる磁束８の進入角が変化することになる。このため、回転子鉄心１への磁束の出入口部分では、磁束の大きさの変化に合わせて方向も変化するため、鉄損が大きくなる。従来は図３４に示すようにスリット２５間の幅（ストリップ幅）は、磁束８の入口から出口まで一定の幅ｍ＝ｎになっている。このように構成されている場合は、磁束の出入口となる回転子鉄心１の外周部での損失が大きくなる。
【００５５】
そこで図１８に示すように、回転子鉄心１内部の磁束の通るスリット２ａ、２ｂの間の幅Ｗ１やスリット２ｂ、２ｃの間の幅Ｗ２に対し、スロット３ａ、３ｂの間の幅Ｗ４やスロット３ｂ、３ｃの間の幅Ｗ５が広くなるように構成する。このように構成することで、磁束の変化の大きい回転子鉄心１への磁路の出入口部での磁束密度が下がり、進入する磁路の出入口部即ちスロット３ａ、３ｂ間と、出入口部の間の中央部即ちスリット２ａ、２ｂ間とで、磁束密度を均一化でき鉄損を低減できる。回転子鉄心１内でＳｙＩＭの効率に影響する部分の磁束密度を下げることにより鉄損が下がり、ＳｙＩＭの性能を向上することができる。また、磁束飽和になりやすい磁束の出入口部の磁束密度を下げることによって、固定子で発生させる磁束の大きさも従来に比べ大きくすることができるため、ＳｙＩＭの出力を向上することができる。
【００５６】
また、図１９に示す様に、回転子鉄心１の回転方向で、ｄ軸に最も近いスロット３ａとその隣のスロット３ｂとの間の幅Ｗ４を、これに続くスロット間の幅Ｗ５よりも広くし、更にスロット間の幅Ｗ５を回転方向に隣のスロット間の幅Ｗ６よりも広くすると、さらに磁束密度を均一化できる。固定子で発生した磁束８の分布は、磁束８の中心部が強く磁束８ａや磁束８ｂのように磁束８から遠いほど弱くなっている。回転子鉄心１に入ってくる磁束の大きさに合わせてスロット３、１３間の幅を変えることで、回転子鉄心１の外周部で発生する鉄損を低減できる。大きい磁束８が通るスロット３ａと３ｂの間の幅Ｗ４を広くし、それより小さい磁束８ａが通るスロット３ｂと３ｃの間の幅Ｗ５をＷ４より狭くする。即ちｄ軸に近いスロット間の幅を、ｑ軸に近いスロット間の幅よりも広くする。このように構成することで、図１８の構成よりもさらに回転子鉄心１内でＳｙＩＭの効率に影響する部分の磁束密度を下げることにより鉄損が下がりＳｙＩＭの効率を向上できる。
ここで、磁束はｄ軸、またはｄ軸を回転方向に所定角度傾けたｄ’軸方向から回転子鉄心１に進入するので、ｄ軸またはｄ’軸に近いスロット間の幅を、ｑ軸またはｑ’軸に近いスロット間の幅よりも広くすればよい。この所定角度は、０＜θ＜５０度の範囲で設定される。
【００５７】
図２０に、ｄ’軸及びｑ’軸を基準にしてスロット間の幅を構成した構成例を示す。固定子によって作られる磁束８は、回転子鉄心１のスリット２、１２やスロット３、１３の形状、負荷トルクなどにより回転子鉄心１のｄ軸から回転方向に回転角θだけ進んだ方向になっている。磁束の大きさは、ｄ軸から回転方向に回転角θ進んだｄ’軸方向が最も大きく、これから離れるほど小さくなる。この磁束の大きさに合わせて回転子鉄心１の磁路の幅を形成することで、磁束を均一化する。
具体的には、ｄ’軸を基準とし、このｄ’軸に最も近いスロット３、１３間の幅を最も広くし、このｄ’軸から回転方向に進んだ部分に配置されているスロット間の幅を次第に狭くする。即ちＷ４≧Ｗ５≧Ｗ６≧Ｗ６’とする。更にｑ’軸を基準とし、このｑ’軸に最も近いスロット間の幅を最も狭くし、この軸から回転方向に進んだ部分に配置されているスロット間の幅を次第に広くする。即ちＷ４’≧Ｗ５’とする。
【００５８】
このようにスロット３、１３間の幅を磁路の方向及び磁束の大きさによって変化させることにより、回転子鉄心１での鉄損を小さくできるため、磁束の大きさや変化の大きい回転子鉄心１への磁束の出入口部で磁束密度が下がり、磁束密度を均一化して鉄損を低下できる。回転子鉄心１内でＳｙＩＭの効率に影響する部分の磁束密度を下げることにより鉄損が下がりＳｙＩＭの効率を向上できる。また、磁束飽和になりやすい回転子鉄心１の磁束の出入口部の磁束密度を下げることによって、固定子で発生させる磁束の大きさも従来に比べ大きくすることができるため、ＳｙＩＭの出力を向上できる。
なお、図に向かってｄ軸の下側の構成は、磁極が２極の場合にはｄ軸の上側を回転軸４を中心に１８０度回転させたものと同様である。
【００５９】
なお、この実施の形態は、図１に示した回転子鉄心１に適用した場合について述べたが、図３、図４、図５、図１１に示した構成の回転子鉄心１にも適用できる。また、これらの構成の回転子鉄心に、実施の形態１で記載した少なくともいずれか１つの構成を兼ね備えるようにすると、さらに電動機効率の向上を図ることができる。
【００６０】
実施の形態３．
図２１は、この発明の実施の形態３における同期誘導電動機の回転子鉄心１を示す上面図である。図中、図１と同一符号は、同一または相当部分を示し、説明を省略する。回転子鉄心１は、例えばけい素鋼板などの電磁鋼板を１ｍｍ程度の厚さに圧延した後、スロット３、１３やスリット２、１２や回転軸４を圧入する穴を形成する。そして、この回転子鉄心１を複数枚積層し、スロット３、１３やスリット２、１２に導電性材や非磁性体を充填し、回転軸４を圧入する。図２１において、回転子鉄心１に示す矢印Ｐの伸びる方向が圧延工程での圧延方向を示している。
【００６１】
この実施の形態では、図２１のように、回転子鉄心１内部の磁束の通りやすいｄ軸方向と回転子鉄心１の圧延方向をほぼ同じ方向となるようにした。圧延されてロール巻された電磁鋼板の場合、長手方向を圧延方向、これと直交する方向を直角方向と呼んでいる。一般に、回転子鉄心１の材料である電磁鋼板などは、圧延方向とその直角方向とで異なる磁気抵抗を示し、磁束の通りやすさが違っている。通常、圧延方向が磁束の通りやすい方向になっているので、圧延方向と回転子鉄心１の磁束の通りやすいｄ軸方向をほぼ一致させることにより、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスＬｄ、Ｌｑの大きさに差ができ、突極比を大きくしてＳｙＩＭの電動機効率を向上することができる。
【００６２】
また、この実施の形態の他の構成例を図２２に示す。これは図４に示した構成の回転子鉄心１に適用したものである。図２１と同様、圧延方向と回転子鉄心１の磁束の通りやすいｄ軸方向をほぼ一致させることにより、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスＬｄ、Ｌｑの大きさに差ができ、ＳｙＩＭの効率を向上することができる。さらに、スリットに接続されないスロット３ｂ、３ｆ、１３ｂ、１３ｆを設けているので、遠心力に対する強度を保持できる。
【００６３】
また、この実施の形態のさらに他の構成例を図２３に示す。同期運転では回転子鉄心１の磁束の流れやすいｄ軸方向に対して、磁束８は回転角θだけ回転方向に傾けたｄ’軸方向から回転子鉄心１に進入する。図２３では、これに合わせて圧延方向Ｐをｄ’軸方向に略一致させている。この回転角θはかかる負荷の大きさによって０〜５０度の間で変化するので、回転子鉄心１の圧延方向Ｐをｄ軸方向から回転方向に０〜５０度回転した位置に合わせる。圧延方向Ｐのｄ軸方向からの回転角θの大きさは、スリット２、１２やスロット３、１３、ＳｙＩＭの使用条件を考慮して決定すればよい。
このように、圧延方向と回転子鉄心１に磁束が進入する方向であるｄ’軸方向をほぼ一致させることにより、ｄ軸方向とｑ軸方向のインダクタンスＬｄ、Ｌｑの大きさに差ができ、ＳｙＩＭの効率を向上することができる。
【００６４】
このように回転子鉄心１の圧延方向を回転子鉄心１に形成するスリット２、１２やスロット３、１３の位置や磁路に応じて決定すれば、さらにｄ軸方向とｑ軸方向のインダクタンスＬｄ、Ｌｑの大きさに差ができ、ＳｙＩＭの電動機効率が向上する。
【００６５】
なお、図２３では、圧延方向Ｐをｄ軸から回転方向に回転させているが、スリット２、１２やスロット３、１３やＳｙＩＭの使用条件によっては、回転子鉄心１を製造する際の圧延方向をｄ軸方向から反回転方向に回転させたほうがよい場合もある。例えばスリット２、１２を飛び越える磁束８を積極的に活用する場合は、圧延方向Ｐをｄ軸から回転方向に回転させ、逆にスリット２、１２を極力飛び越えないようにする場合は、圧延方向Ｐをｄ軸から反対方向に回転させるといった設計ができるため、設計の自由度を広げることができる。
【００６６】
また、この実施の形態による回転子鉄心１の製造において、圧延方向と磁束の流れやすいｄ軸、またはｄ’軸を任意の角度で設定して加工するだけなので、製造工程やコストには影響しない。また、ＳｙＩＭの仕様にあわせ、回転子鉄心１の型の取り付け角度を変えるだけでよいため、同じ型で色々な特性のＳｙＩＭを容易に製造することができる。
【００６７】
なお、この実施の形態は、図１または図４に示した回転子鉄心１に適用した場合について述べたが、図３、図５、図１１に示した構成の回転子鉄心１にも適用できる。また、これらの構成の回転子鉄心に、実施の形態１及び実施の形態２で記載した少なくともいずれか１つの構成を兼ね備えるようにすると、さらに電動機効率の向上を図ることができる。
【００６８】
また、この実施の形態では、回転子鉄心１を製造する際の圧延方向の磁気抵抗が直角方向の磁気抵抗よりも小さくなるということを利用したものである。これと同様に、回転子鉄心１の材質に磁気異方性材料を使用し、磁束の通りやすい方向をｄ軸またはｄ’軸に合わせても同様の効果を奏する。
【００６９】
実施の形態４．
図２４は、この発明の実施の形態４に係る同期誘導電動機の回転子鉄心を示す上面図である。図中、図１と同一符号は同一、または相当部分を示し、説明を省略する。また、図ではスリット２、１２とスロット３、１３の充填物質をわかりやすいように格子で表示している。
図において、１９ａは溝であり、回転子鉄心１のｑ軸方向の外周に、回転軸側に凹状であり回転子鉄心１の積層方向に伸びるように構成している。
【００７０】
ＳｙＩＭの効率は、磁束の流れやすいｄ軸方向のインダクタンスＬｄと磁束の流れにくいｑ軸方向のインダクタンスＬｑとの差や比の大きさでほぼ決定され、効率を向上させるためには、Ｌｄを大きくするかＬｑを小さくする必要がある。
この実施の形態では、図２４に示すように、回転子鉄心１の外周部のｑ軸方向に溝１９ａを設けている。この溝１９ａによって、ｑ軸方向における回転子鉄心１の外周と固定子との距離は、ｄ軸方向における距離よりも長くなり、ｑ軸方向の磁束が流れにくくなってインダクタンスＬｑが小さくなる。溝１９ａは、回転子鉄心１の外周から一番外側のスリット２ｃ、１２ｃまでの間に設けており、ｄ軸方向のインダクタンスＬｄにはほとんど影響しないため、ＳｙＩＭの効率を向上できる。
また、回転子鉄心１の外周部に設けた溝１９ａによって、外周部での漏れ磁束や高調波鉄損を低減できるため、さらにＳｙＩＭの効率を向上できる。
なお、この溝９ａは回転子鉄心１の積層方向に伸びるものとしているが、回転子の上端から下端まで伸びていなくてもよい。溝９ａを設けた回転子鉄心１と溝９ａを設けない回転子鉄心１とが積層方向で混在していても、溝９ａを設けた回転子鉄心１を一部に設けることで、この部分のインダクタンスＬｑをある程度小さくすることができ、効率を向上できる。
【００７１】
また、この実施の形態の他の構成例を図２５に示す。図のように、回転子鉄心１のほぼｑ軸方向の外周部が、ｑ軸に略垂直な辺になるように切り欠いた切り欠き部１９ｂを構成する。これにより、図２４に示した構成と同様、ｑ軸方向における回転子鉄心１の外周と固定子との距離が、ｄ軸方向における距離よりも広がって、磁束が流れにくくなり、ｑ軸方向のインダクタンスＬｑが小さくなる。切り欠き部１９ｂはｑ軸にほぼ垂直になるように切り欠いているので、ｄ軸に沿った磁束の流れに影響を及ぼすことはない。即ち、ｄ軸方向のインダクタンスＬｄにはほとんど影響しないため、突極比が大きくなりＳｙＩＭの効率を向上することができる。また、回転子鉄心１の外周部を切り欠くことにより、この部分での高調波鉄損を低減できるため、ＳｙＩＭの効率を向上することができる。
【００７２】
図２４、図２５では、ｑ軸方向における回転子と固定子との距離を、ｄ軸方向における回転子と固定子との距離よりも長くしたことによって、ｑ軸方向とｄ軸方向のインダクタンスＬｑ、Ｌｄの差を大きくでき、ＳｙＩＭの効率を向上することができる。
なお、溝１９ａや切り欠き部１９ｂの形状は上記の形状に限るものではない。例えば図２４の溝１９ａはｑ軸を含む四角形状にしているが、三角形や多角形にしてもよい。また、図２５の切り欠き部１９ｂは、回転子鉄心１の円周の一部を円弧ではなくｑ軸に垂直かつｄ軸に平行な直線で辺とすることで形成したが、これに限るものではなく、曲線で構成してもよい。
また、溝９ａ及び切り欠き部９ｂはｑ軸を含むように構成されていなくてもよく、ｑ軸方向の外周近傍や、ｑ軸から回転方向に所定の回転角θ傾けたｑ’軸方向の外周近傍に設けてもよい。ｑ’軸方向の回転子鉄心１と固定子との間の距離を、ｄ’軸方向の距離よりも大きくすることによって、ｑ軸方向とｄ軸方向のインダクタンスの差を大きくでき、ＳｙＩＭの効率を向上することができる。
【００７３】
また、例えば図２６に示すように、回転子鉄心１の外形を磁束の流れやすいｄ軸を長軸とし、磁束の流れにくいｑ軸方向を短軸とした楕円状にしてもよい。この場合にはｑ軸方向の回転子鉄心１と固定子との間の空間１９ｃが広がり、ｑ軸方向のインダクタンスＬｑを小さくすることができる。さらに、ｄ軸方向のインダクタンスＬｄにはほとんど影響しないため、ＳｙＩＭの効率を向上できる。また、ｑ軸方向の距離を広げることにより高調波鉄損を低減でき、ＳｙＩＭの効率を向上できる。
【００７４】
また、図２７に示すように、回転子鉄心１の外形を、ｑ軸を回転方向に回転角θだけ傾けたｑ’軸を短軸、ｄ軸を回転方向に回転角θだけ傾けたｄ’軸を長軸とした楕円状とする。
ＳｙＩＭが同期運転中の磁束の流れやすいｄ軸に対して固定子で作られる磁束８が回転方向に０〜５０度程度の回転角θだけ進んでいることを考慮し、ｑ’軸方向における回転子鉄心１と固定子との距離がｄ’軸方向の距離よりも大きくなるように構成する。このため、同期運転時に、ｑ’軸方向に空間１９ｃができ、回転子鉄心１と固定子との間の距離を、ｄ’軸方向の距離よりも大きくすることによって、ｑ’軸方向のインダクタンスを小さくできる。この構成では、ｄ’軸方向のインダクタンスＬｄにはほとんど影響しないため、リラクタンストルクを大きくして、ＳｙＩＭの効率を向上することができる。また、ｑ’軸方向の回転子鉄心１と固定子との距離を広げることにより高調波鉄損を低減でき、ＳｙＩＭの効率を向上できる。
【００７５】
また、さらに図２６、図２７に示す構成に加え、溝９ａや切り欠き部１９ｂをｑ軸方向の外周部に設け、回転子鉄心１と固定子との間の距離がｑ軸方向においてｄ軸方向よりも大きくなるように構成してもよい。
【００７６】
また、この実施の形態は、図１に示した回転子鉄心１に適用した場合について述べたが、回転子鉄心１に配置されるスリット２、１２及びスロット３、１３は、従来の構成でもよいし、図３、図４、図５、図１１に示した構成の回転子鉄心１にも適用できる。また、これらの構成の回転子鉄心に、実施の形態１ないし実施の形態３で記載した少なくともいずれか１つの構成を兼ね備えるようにすると、さらに電動機効率の向上を図ることができる。
【００７７】
実施の形態５．
図２８は、この発明の実施の形態５における同期誘導電動機の回転子鉄心を示す上面図である。図中、図１と同一符号は同一、または相当部分を示し、説明を省略する。また、図ではスリット２、１２とスロット３、１３の充填物質をわかりやすいように格子で表示する。
【００７８】
ＳｙＩＭの効率を決定する要因の１つとして、磁束の流れやすいｄ軸方向のインダクタンスＬｄと磁束の流れにくいｑ軸方向のインダクタンスＬｑとの差や比の大きさがある。ｄ軸方向のインダクタンスＬｄを大きくするか、ｑ軸方向のインダクタンスＬｑを小さくすることで、インダクタンスＬｄとインダクタンスＬｑの差を大きくすれば、効率を向上できる。この実施の形態では、回転子鉄心１の外周部の磁束を流れにくくすることにより、インダクタンスＬｑを小さくしている。
【００７９】
図２８では、回転子鉄心１の外周形状を、スロット３、１３の外周に沿って湾曲させた複数の円弧をつなげた構成とする。これにより回転子鉄心１の外周部の磁束の流れる距離が長くなるため、磁束が流れにくくなり、ｑ軸方向のインダクタンスＬｑを小さくすることができる。この様な外周形状にしても、ｄ軸方向にスロットが配設されていない構成ではｄ軸方向のインダクタンスＬｄにはほとんど影響しないため、ＳｙＩＭの効率を向上できる。
また、回転子鉄心１の外周の距離を長くすることにより、外周部での高調波鉄損を低減できるため、さらにＳｙＩＭの効率を向上できる。
なお、この外周形状は、全てのスロット３、１３の外周の回転子鉄心１の形状を湾曲するのに限るものではなく、少なくともｑ軸に近いスロット３、１３の設けられた回転子鉄心１の外周をスロット３、１３の外形に沿って湾曲させることで、効果を奏する。ただし、ｑ軸からｑ軸の回転方向に回転角θだけ傾けたｑ’軸方向のスロット３、１３が設けられた回転子鉄心１の外周形状を、スロット３、１３の外形に沿って湾曲させれば、磁束８の方向がｄ’軸方向から進入する場合、ｑ軸方向のインダクタンスＬｑを小さくできる効果を奏する。
ここで、回転子鉄心１の外周は、スロット３、１３の外形にピッタリと沿って湾曲させていなくてもよく、ある程度スロット３、１３の外形に沿わせることで、外周の距離を長く構成すれば効果を奏する。
【００８０】
また、この実施の形態の他の構成例を図２９に示す。回転子鉄心１の外周形状をスロット３、１３の外周に沿って湾曲させ、さらにｑ軸方向のスロット３ｄ、１３ｄをｑ軸でくびれるような形状にする。この様に構成することで、図２８の構成よりもさらにｑ軸方向における回転子鉄心１の外周部の磁束の流れる距離を長くでき、磁束が流れにくくなり、ｑ軸方向のインダクタンスＬｑを小さくできるので、ＳｙＩＭの効率を向上できる。また、外周部での高調波鉄損を低減できるため、ＳｙＩＭの効率をさらに向上することができる。
【００８１】
また、この実施形態のさらに他の構成例を図３０に示す。図のように、少なくともｄ軸近傍にあるスロット３、１３、この場合はスロット３ａ、３ｂ、３ｆ、３ｇ、１３ａ、１３ｂ、１３ｆ、１３ｇの配置されている回転子鉄心１の外周はそのままとし、その他のスロット３ｃ，３ｄ、３ｅ、１３ｃ、１３ｄ、１３ｅの配置されている回転子鉄心１の外周の形状を、スロット３、１３の外周に沿って湾曲させる。
これにより、回転子鉄心１の外周部の磁束の流れる距離が長くなるため、磁束が流れにくくなり、ｑ軸方向のインダクタンスＬｑを小さくすることができる。さらに、ｄ軸近傍にあるスロット３、１３では回転子鉄心１の外周部はそのままの形状としているので、ｄ軸方向のインダクタンスＬｄへの影響が図２８に示した構成よりも小さくなるため、ＳｙＩＭの効率を向上できる。また、回転子鉄心１の外周部を長くすることにより、外周部での高調波鉄損を低減できるため、ＳｙＩＭの効率を向上することができる。また、外周部を磁束が通りにくい構成なので薄肉連結部を厚くしてもよく、回転子の遠心力に対する耐力を向上できる。
【００８２】
また、図３０において、ｑ軸方向ではなくｑ’軸方向の回転子鉄心１の外形を、その近傍にあるスロット３、１３の外周に沿って湾曲させても同様である。この時にはｄ’軸近傍にあるスロット３、１３では回転子鉄心１の外形はそのままの形状とすればよい。
また、図３０に示す構成で、図２９に示したようにスロット３ｄ、１３ｄのｑ軸で回転軸４側にくびれるように構成し、スロット３ｄ、１３ｄの外側を２つの円弧で構成すれば、インダクタンスＬｑがさらに小さくなると共に、外周部での高調波鉄損がさらに低減され、ＳｙＩＭの効率をさらに向上できる。
【００８３】
なお、この実施の形態は、図１に示した回転子鉄心１に適用した場合について述べたが、図３、図４、図５、図１１に示した構成の回転子鉄心１にも適用できる。また、これらの構成の回転子鉄心に、実施の形態１〜実施の形態４で記載した少なくともいずれか１つの構成を兼ね備えるようにすると、さらに電動機効率の向上を図ることができる。
【００８４】
また、実施の形態１〜実施の形態５のそれぞれにおいて、充填物質にアルミニウムを使用しているが、銅などの別の材質でもよく、非磁性体で導電性材であれば同様の効果を奏する。
また、実施の形態１〜実施の形態５のそれぞれでは、スリット２、１２とスロット３、１３に同じアルミニウムを充填するようにしているが別々の物質を充填しても同様の効果を奏する。スリット２、１２に例えばアルミニウムをダイカスト法などにより充填し、スロット部３、１３には別の例えば導電率の良い銅などをダイカスト法などにより充填してもよい。このように構成すれば、スリット２、１２を機能させるのに最適な材質の充填物質を用い、また、スロット３、１３を機能させるのに最適な別の材質の充填物質を用いれば、両者の効果を高めることができる。製造においては、スリット２、１２にスロット３、１３の充填物質が入らないようにカバーをしてからスロット３、１３に充填すれば、確実にスリット２、１２とスロット３、１３の充填物質を分離することができる。この場合、スリット２、１２に充填する物質は必ずしも導電性材にする必要はない。
【００８５】
また、実施の形態１〜実施の形態５のそれぞれでは、スリット２、１２の充填物質に非磁性体を充填したが、マグネット等の磁性体をスリット２、１２の一部または全部に挿入してもよい。スリット２、１２に磁性体を挿入した場合には、磁束がスリットを通ることができ、磁束を多くとおすことができるので、電動機の出力を上げることができるという効果を奏する。製造する際には、予め、マグネットを挿入できるように充填物質をあけておき、スリット２、１２に挿入するマグネットをスリット２、１２の凹凸に合う形状に加工しておいてここに挿入すれば容易に装着できる。
【００８６】
また、実施の形態１〜実施の形態５のそれぞれでは、スリット２、１２とスロット３、１３を連続した曲線で連結し接続しているが、スリット２、１２とスロット３、１３の間にくびれを設けたり数ミリ程度の間隔を開けて分離したりしても、スリット２、１２とスロット３、１３のｑ軸方向に対して磁気的に絶縁する作用は実質的には連結して接続する場合と同一であり、同様の効果を奏する。
【００８７】
また、実施の形態１、実施の形態２、実施の形態４、実施の形態５では互いに直交するｑ軸とｄ軸を備え、磁極突起の極数を２極として大きな回転数で運転できる構成のものについて説明したが、２極以上の極数でも同様の効果を奏する。２極突起の場合にはｄ軸、ｑ軸は直交し、極間の角度は１８０度なので、回転子鉄心１の構成を回転子鉄心の回転軸の中心を中心として１８０度で回転対称に構成しているが、４極の場合には極間の角度は９０度となるので、回転子鉄心１の構成を回転子鉄心の回転中心を中心として９０度で回転対称に構成すればよい。もっと多い極数になっても同様であり、極間の角度で回転対称に構成すればよい。
【００８８】
また、実施の形態１〜実施の形態５のそれぞれによるＳｙＩＭは、永久磁石などのマグネットを使用しないため、コストが高くなるのを防止でき、リサイクル性がよい。
【００８９】
なお、実施の形態１〜実施の形態５で示す同期誘導電動機は、従来の誘導電動機に比べ、同期運転時は回転子の２次銅損が発生せず高効率運転が可能となり、同程度の効率の電動機で比較すると小型化できる。このためこの同期誘導電動機をファンモータとして用いる送風機、圧縮機、エアコンや冷蔵庫等の冷凍空調装置に用いると、装置全体として効率の向上を図ることができ、また、小型化できる。小型化することで、軽量化でき、運搬しやすいという効果にもつながる。
【００９０】
【発明の効果】
この発明の請求項１に係わる同期誘導電動機は、複数枚積層される回転子鉄心と、前記回転子鉄心に設けられ磁束の流れやすい方向であるｄ軸および磁束の流れにくい方向であるｑ軸で磁極突起を形成してリラクタンストルクを発生させる複数のスリットと、前記回転子鉄心の外周の内側に設けられ誘導トルクを発生させる複数のスロットと、前記スロットに充填された導電性材と、を有する回転子を備え、回転軸に最も近い前記スロットは前記スリットと接続し、前記ｄ軸から最も遠くに位置するスリットに接続された前記スロットとの間に、前記スリットに接続されない前記スロットを設け、前記回転子鉄心の径方向で、前記スリットに接続されていないスロットの外周側から前記回転子鉄心の外周までの距離を、前記スリットに接続されているスロットの外周側から前記回転子鉄心の外周までの距離よりも短くなるように構成したことにより、回転子の外周部に流れる磁束を低減して、電動機の効率を向上できる同期誘導電動機が得られる。
【００９１】
また、この発明の請求項２の発明によれば、互いに直交するｄ軸とｑ軸を備え、磁極突起の極数が２極であることにより、４極以上の極数で構成された電動機と同レベルの電源を印加した時の回転数を大きくでき、出力の低下を防止できる同期誘導電動機が得られる。
【００９２】
また、この発明の請求項３の発明によれば、前記スリットに接続されていないスロットを前記回転子鉄心の外周に露出させたことにより、回転子の外周部に流れる磁束をさらに低減して、電動機の効率を向上できる同期誘導電動機が得られる。
【００９３】
また、この発明の請求項４の発明によれば、前記スリットに接続されていないスロットは、前記回転子鉄心と嵌合する嵌合部を有することにより、回転子の回転による遠心力に対する耐力を向上できる同期誘導電動機が得られる。
【００９４】
また、この発明の請求項５の発明によれば、前記ｑ軸または前記ｑ軸から回転方向に所定角度傾けたｑ’軸方向の外周の形状を、前記外周の内側に設けられているスロットの形状に沿って湾曲させて、前記外周の距離を長くしたため、ｑ軸側のインダクタンスＬｑを小さくすることができ電動機効率を向上できる同期誘導電動機が得られる。
【００９５】
また、この発明の請求項６の発明によれば、前記ｄ軸または前記ｄ軸から回転方向に所定角度傾けたｄ’軸を、前記回転子鉄心の圧延方向と略一致するように構成したことにより、電動機の効率を向上することができ、また、圧延方向により電動機の特性を変えることができるため、設計の自由度を増すことができる同期誘導電動機が得られる。
【００９６】
また、この発明の請求項７の発明によれば、請求項１乃至請求項６のうちのいずれか１項に記載の同期誘導電動機を有することにより、効率を向上した同期誘導電動機を用い、能力不足が生じるのを防止でき、また同様の能力であれば小型化できる圧縮機が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１に係る同期誘導電動機を示す横断面図である。
【図２】 実施の形態１に係る同期誘導電動機の回転子を示す斜視図である。
【図３】 実施の形態１に係る同期誘導電動機の回転子鉄心の他の構成例を示す上面図である。
【図４】 実施の形態１に係る同期誘導電動機の回転子鉄心を示す上面図である。
【図５】 実施の形態１に係る同期誘導電動機の回転子鉄心の他の構成例を示す上面図である。
【図６】 実施の形態１に係る同期誘導電動機の回転子鉄心の一部を拡大して示す部分拡大図である。
【図７】 実施の形態１に係る同期誘導電動機の回転子鉄心のさらに他の構成例を示す部分拡大図である。
【図８】 実施の形態１に係る同期誘導電動機の回転子鉄心のさらに他の構成例を示す部分拡大図である。
【図９】 実施の形態１に係る同期誘導電動機の回転子鉄心のさらに他の構成例を示す部分拡大図である。
【図１０】 実施の形態１に係る同期誘導電動機の回転子鉄心のさらに他の構成例を示す部分拡大図である。
【図１１】 実施の形態１に係る同期誘導電動機の回転子鉄心のさらに他の構成例を示す上面図である。
【図１２】 この発明の実施の形態２に係る同期誘導電動機の回転子鉄心を示す上面図である。
【図１３】 実施の形態２に係り、横軸にロータ回転角θを示し、縦軸に磁束φを示すグラフである。
【図１４】 実施の形態２に係る同期電動誘導機の回転子鉄心を示す部分拡大図である。
【図１５】 実施の形態２に係る同期電動誘導機の回転子鉄心を示す部分拡大図である。
【図１６】 実施の形態２に係る同期誘導電動機の回転子鉄心の他の構成例を示す部分拡大図である。
【図１７】 実施の形態２に係る同期誘導電動機の回転子鉄心を示す上面図である。
【図１８】 実施の形態２に係る同期誘導電動機の回転子鉄心を拡大して示す部分拡大図である。
【図１９】 実施の形態２に係る同期誘導電動機の回転子鉄心の他の構成例を示す部分拡大図である。
【図２０】 実施の形態２に係る同期誘導電動機の回転子鉄心のさらに他の構成例を示す部分拡大図である。
【図２１】 この発明の実施の形態３に係る同期誘導電動機の回転子鉄心を示す上面図である。
【図２２】 実施の形態３に係る同期誘導電動機の回転子鉄心の他の構成例を示す上面図である。
【図２３】 実施の形態３に係る同期誘導電動機の回転子鉄心のさらに他の構成例を示す上面図である。
【図２４】 この発明の実施の形態４に係る同期誘導電動機の回転子を示す上面図である。
【図２５】 実施の形態４に係る同期誘導電動機の回転子鉄心の他の構成例を示す上面図である。
【図２６】 実施の形態４に係る同期誘導電動機の回転子鉄心の他の構成例を示す上面図である。
【図２７】 実施の形態４に係る同期誘導電動機の回転子鉄心を示す部分拡大図である。
【図２８】 この発明の実施の形態５に係る同期誘導電動機の回転子鉄心を示す上面図である。
【図２９】 実施の形態５に係る同期誘導電動機の回転子鉄心の他の構成例を示す上面図である。
【図３０】 実施の形態５に係る同期誘導電動機の回転子鉄心のさらに他の構成例を示す上面図である。
【図３１】 従来の４極の同期電動機を示す横断面図である。
【図３２】 従来の同期電動機を示す縦断面図である。
【図３３】 従来の同期電動機の回転子を示す横断面図（図３３（ａ））、及び部分拡大図（図３３（ｂ））である。
【図３４】 従来の同期電動機の回転子鉄心を示す上面図である。
【符号の説明】
１ 回転子鉄心、２、２ａ、２ｂ スリット、３、３ａ〜３ｇ スロット、４ 回転軸、８ 磁束、９ 固定子、１０ 巻線、１２、１２ａ、１２ｂ スリット、１３、１３ａ〜１３ｇ スロット、１５ 薄肉連結部、１７ 薄肉連結部、１８ 嵌合部、１９ａ 溝、１９ｂ 切り欠き部、１９ｃ 空間、３０ 回転子。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  The present invention relates to a synchronous induction motor that starts using induction torque and performs synchronous operation using reluctance torque, and a compressor using the same.
[0002]
[Prior art]
  FIG. 31 is a transverse sectional view showing a conventional 4-pole synchronous motor disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 9-191618 and the like, and FIG. 32 is a longitudinal sectional view along the q-axis showing the conventional synchronous motor. In the figure, reference numeral 21 denotes a rotor, which is fixed by, for example, press-fitting to a rotary shaft 4 serving as an output shaft such as a shaft after a plurality of electromagnetic steel plates having a thickness of about 1 mm are stacked in the direction of the rotary shaft. Reference numeral 23 denotes a stator, which, like the rotor 21, is formed by laminating electromagnetic steel plates in the direction of the rotation axis. Reference numeral 24 denotes a winding wound around the stator 23, and a rotating magnetic field can be generated by passing a current through the winding 24. Reference numeral 25 denotes a slit having a width of about several millimeters provided in the rotor 21. A plurality of slits 25 are arranged in parallel in a convex shape on the rotating shaft 4 side as shown in FIG. In order to magnetically insulate a plurality of magnetic paths formed in the direction intersecting with the slit 25, the inside is made a gap, or the inside is filled with a non-magnetic member that is a non-conductor. Further, reference numeral 11 in FIG. 32 denotes an end ring which is provided above and below in the stacking direction of the rotor 21 and can fix the rotor 21 and can also act as a conductor itself.
[0003]
  FIG. 33 (a) is a transverse sectional view showing a rotor of a conventional synchronous motor, and FIG. 33 (b) is a partially enlarged view showing a portion indicated by a dotted line B in FIG. 33 (a). In the drawing, reference numeral 26 denotes a thin connecting portion, and the outer peripheral portion of the rotor 21 is connected on the outer peripheral side of the slit 25 so that the respective portions of the rotor 21 are not separated by the slit 25. The strength of the rotor 21 against the centrifugal force is determined by the thickness of the thin-walled connecting portion 26.
[0004]
  In such a conventional synchronous motor, the position and direction of the field magnetic flux that can exist in the rotor 21 are determined by the position and direction of the magnetic path generated in the rotor 21, so that torque is generated in a desired rotation direction. An exciting current is passed through the winding 24 of the stator 23 to generate a rotational torque in the rotor 21 and rotate the rotor 21 in a desired direction. The rotor 21 is configured by a slit 25 so that magnetic pole projections are formed on the d-axis, which is the direction in which the magnetic flux easily flows, and the q-axis, which is the direction in which the magnetic flux does not easily flow, so that reluctance torque works. For this reason, the rotor 21 rotates following the rotating magnetic field created by the winding 24 of the stator 23. This is called synchronous operation, and this device is called a synchronous motor.
[0005]
  The synchronous motor described above requires another device such as an inverter at the time of start-up. On the other hand, as an electric motor that does not require other devices such as an inverter at the time of startup, the rotor 21 is provided with a secondary conductor so that a current flows through the end ring 11, and a current flows through the winding 24 of the stator 23. There is an induction motor configured to rotate the rotor 21 with induced torque generated in the direction of the rotating magnetic field by the rotating magnetic field generated by the rotating magnetic field and the induced current flowing in the secondary conductor by the rotating magnetic field.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
  In the induction motor having the secondary conductor in the rotor as described above, there is a problem that a secondary copper loss occurs due to the current flowing through the secondary conductor during the rotation of the rotor, and the motor efficiency cannot be improved. .
[0007]
  Further, in the conventional synchronous motor, there are some problems as follows to improve the motor efficiency.
  In order to improve the motor efficiency, it is conceivable to increase the width of the inductance Lq in the q-axis direction and the inductance Ld in the d-axis direction. As an example, if the magnetic flux leaking through the outer peripheral portion of the rotor 21 is reduced, the inductance Lq in the q-axis direction, which is the direction in which the magnetic flux hardly flows, can be reduced. However, in the configuration of the conventional rotor 21 as shown in FIG. 33, it is necessary to narrow the width of the thin connecting portion 26 in order to reduce the magnetic flux passing through the outer peripheral portion. There was a problem that the rotor 21 could not withstand centrifugal force and the rotor 21 was distorted.
[0008]
  Further, in the rotor 21 shown in FIG. 34, the magnetic flux passes between the adjacent slits 25, and the width between the slits 25 is m = n at any position from the entrance to the exit of the magnetic flux, All the widths between the plurality of slits provided in parallel were substantially the same. However, the magnitude of the magnetic flux passing through the rotor 21 varies depending on the location, such that the magnetic flux is large in the central part of the magnetic field and small in the peripheral part. Furthermore, the magnetic flux passing between certain slits sometimes jumps between the slits and moves between adjacent slits, and the magnitude of the magnetic flux passing between the slits differs between the entrance side and the exit side between the slits. . For this reason, in the rotor 21 provided with the slits 25 having the same width, there is a problem that the magnetic flux density in the rotor 21 varies and the loss as a whole cannot be reduced.
[0009]
  In addition, there is a problem in that the output cannot be increased so much in the portion where the magnetic flux is large with respect to the width between the slits, because the magnitude of the magnetic flux until the magnetic flux saturation occurs is small.
  In addition, when a material having a high easy magnetic flux direction is used, the iron loss of the rotor 21 can be reduced and the motor efficiency can be improved, but there is a problem that the cost is increased.
[0010]
  This invention has a secondary conductor in the rotor at the time of starting, and the current flows through the winding of the stator in such a configuration that the current flows through the secondary conductor and the end ring. In synchronous induction motors that have the functions of both induction motors that can be started without being required and synchronous motors that can be operated without current flowing in the secondary conductor during synchronous operation, the induction torque is increased and the synchronous operation is smooth. It is an object of the present invention to obtain a synchronous induction motor that can be drawn into the motor and can improve the motor efficiency.
[0011]
  Furthermore, the object of the present invention is to obtain a synchronous induction motor that can solve the problems of the synchronous motor as described above during the synchronous operation of the synchronous induction motor and has a simple structure and does not reduce the resistance to the centrifugal force due to the rotation of the rotor. And
  In particular, as factors contributing to the improvement of the efficiency of the synchronous induction motor as described above, the following can be considered for the configuration of the rotor.
1) The salient pole ratio is increased by increasing the width of the inductance Lq in the q-axis direction and the inductance Ld in the d-axis direction.
2) Make the magnetic flux density passing through the rotor uniform and reduce the iron loss.
3) The salient pole ratio is increased with the direction in which the magnetic flux of the rotor core member itself constituting the rotor easily passes as the d-axis direction.
  An object is to improve the motor efficiency in consideration of 1) to 3).
[0012]
[Means for Solving the Problems]
  A synchronous induction motor according to claim 1 of the present invention includes a plurality of laminated rotor cores, a d-axis provided in the rotor core and a direction in which magnetic flux easily flows, and a q-axis that is a direction in which magnetic flux does not easily flow. A plurality of slits for forming reluctance torque by forming magnetic pole projections, a plurality of slots provided inside the outer periphery of the rotor core for generating induction torque, and a conductive material filled in the slots. Provided with a rotor, the slot closest to the rotation axis is connected to the slit, and the slot not connected to the slit is provided between the slot connected to the slit farthest from the d-axisIn the radial direction of the rotor core, the distance from the outer peripheral side of the slot not connected to the slit to the outer periphery of the rotor core is determined from the outer peripheral side of the slot connected to the slit to the rotor core. Configured to be shorter than the distance to the outer circumferenceIt is a thing.
[0013]
  Also,It has a d-axis and a q-axis that are orthogonal to each other, and the number of poles of the magnetic pole projection is two.
[0014]
  Further, the claims of the present invention3The synchronous induction motor according to the above is characterized in that a slot not connected to the slit is exposed on the outer periphery of the rotor core.
[0015]
  Further, the claims of the present invention4The synchronous induction motor according to (1) is characterized in that a fitting portion for fitting with the rotor core is provided in a slot not connected to the slit.
[0016]
  Further, the claims of the present invention5The synchronous induction motor according to the present invention is configured such that the shape of the outer periphery in the q′-axis direction inclined by a predetermined angle in the rotational direction from the q-axis or the q-axis is curved along the shape of the slot provided inside the outer periphery. The distance of the outer periphery is increased.
[0017]
  Further, the claims of the present invention6The synchronous induction motor according to the present invention is characterized in that the d-axis or the d′-axis inclined at a predetermined angle in the rotation direction from the d-axis is substantially coincident with the rolling direction of the rotor core. .
[0018]
  Further, the claims of the present invention7The compressor which concerns on has the synchronous induction motor of any one of Claims 1 thru | or 5.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
  Embodiment 1 of the present invention will be described below with reference to the drawings. 1 is a cross-sectional view showing a synchronous induction motor (hereinafter referred to as SyIM) according to Embodiment 1 of the present invention. FIG. 2 is a perspective view showing the SyIM rotor according to the first embodiment, and an output shaft provided as a rotation shaft is omitted.
  In the figure, reference numeral 1 denotes a rotor core made of an electromagnetic steel plate that is a magnetic body, and the rotor 30 is formed by laminating a plurality of electromagnetic steel plates having a thickness of, for example, 1 mm or less. Reference numerals 2 and 12 are slits, each of which is composed of a plurality of slits, and is filled with, for example, aluminum which is a nonmagnetic material and is a conductive material. Reference numerals 3 and 13 denote slots, each of which is composed of a plurality of slots. Like the slits 2 and 12, the inside is filled with, for example, aluminum which is a nonmagnetic material and is a conductive material. A rotating shaft 4 is fixed to the rotor 30 by press fitting or shrink fitting. Reference numeral 9a denotes a stator core made of an electromagnetic steel plate that is a magnetic body, and a plurality of electromagnetic steel plates having a thickness of 1 mm or less, for example, are laminated to constitute the stator 9. 9b is a slot of the stator core 9a, and the winding 10 is wound around it. The stator 9 is arranged around the rotor 30 so as to have a predetermined interval and generates a rotating magnetic field.
[0020]
  As shown in FIG. 1, the slots 3 and 13 are arranged substantially evenly radially with respect to the center of the rotor core 1 at a position farthest from the center of the rotor core 1 inside the outer periphery of the rotor core 1. In addition, a secondary current for generating an induction torque flows during start-up or asynchronous. The slots 3 and 13 may have any shape as long as the necessary induction torque is generated, and may be any shape according to the specifications of the synchronous induction motor to be used.
  The slits 2 and 12 are substantially parallel to the d-axis between the radially arranged slots 3 and 13 so as to obtain a d-axis that is easy to flow of magnetic flux and a q-axis that is hard to flow of magnetic flux. For example, they are connected in a straight line. Further, the slits 2 and 12 are disposed so that the d-axis and the q-axis are orthogonal to each other through the approximate center of the rotor core 1 to form a dipole magnetic pole projection. That is, the slots 3 and 13 are connected and connected to both ends of the slits 2 and 12 in the longitudinal direction (d-axis direction), for example. The slits 2 and 12 generate a reluctance torque while being magnetically insulated in the q-axis direction. The shape of the slits 2 and 12 may be any shape as long as the necessary reluctance torque can be generated. For example, the slits 2 and 12 may not be linear as shown in FIG. What is necessary is just to make a shape. Further, the slits 2 and 12 may be configured with spaces without being filled with a nonmagnetic material.
[0021]
  Further, the slots 3 and 13 that are arranged symmetrically with respect to the q-axis are connected to each other by the slits 2 and 12 so that the respective functions can be reinforced. That is, the secondary copper loss can be reduced when the slots 3 and 13 are used as the secondary conductor, and the width of the reluctances Lq and Ld of the q axis and the d axis can be increased in the synchronous operation using the magnetic protrusion.
  Reference numeral 11 denotes an end ring (short-circuited ring) in which a filling material such as aluminum filled in the slits 2 and 12 and the slots 3 and 13 of the rotor core 1 is short-circuited at both upper and lower ends of the rotor core 1. The appearance of the rotor 30 is the same as that of a conventional induction motor.
[0022]
  The operation of the synchronous induction motor shown in FIGS. 1 and 2 will be described. When the electric motor is started, an induced current flows through the slots 3 and 13 of the rotor core 1 due to the rotating magnetic field generated in the stator 9, and an induced torque is generated. Due to the generated induction torque, the rotor core 1 starts to rotate in the rotation direction. In addition, a reluctance torque proportional to the salient poles formed on the stator core 1 is generated by the slits 2 and 12 of the rotor core 1. The rotation speed of the rotor core 1 is increased by the induction torque and the reluctance torque, and when the rotation speed reaches an arbitrary rotation speed, the rotor core 1 is operated at a synchronous rotation speed that matches the rotation of the rotating magnetic field. During synchronous operation, since the slots 3 and 13 do not cross the magnetic flux 8 generated in the stator 9, the induced current hardly flows through the slots 3 and 13. For this reason, at the time of synchronous operation, the rotor core 1 is operated synchronously by rotational torque in which reluctance torque is dominant instead of induction torque.
[0023]
  The magnetic flux generated by the stator 9 shown here has a configuration having two magnetic pole projections depending on the position of the rotor core 1. In order to smoothly rotate the rotor 30, the shapes of the slits 2, 12 and the slots 3, 13 of the rotor core 1 are configured to be 180 degrees rotationally symmetrical on the upper side and the lower side of the d-axis as viewed in the figure. is doing.
[0024]
  The conventional rotor has an even number of poles of 4 or more. For example, in the shape of the slit 25 in FIG. 31, the angle between the d axis and the q axis is 45 degrees. In contrast, in this embodiment, the number of poles is set to two by setting the angle between the d-axis and the q-axis to 90 degrees. By using two poles, the rotational speed of the rotor 30 can be rotated at 1500 and 1800 r / min when a commercial power supply (50/60 Hz) is applied, as in a conventional induction machine. When this electric motor is mounted on the compressor, the output does not decrease. Rather, SyIM can output the output from the induction motor when operated with a commercial power source by performing a synchronous operation. In particular, by using this synchronous induction motor for a compressor or a fan motor used in a refrigerating and air-conditioning apparatus such as an air conditioner or a refrigerator, it is possible to prevent the compressor and the fan motor from being insufficient in capacity.
[0025]
  FIG. 3 is a top view showing a SyIM rotor core 1 of another configuration example having two poles. In the figure, the filling materials in the slits 2 and 12 and the slots 3 and 13 are displayed in a lattice so as to be easily understood. In the configuration shown in FIG. 1, the shape in which the slots 3 and 13 and the slits 2 and 12 are connected is curved in a convex shape toward the rotating shaft 4 side. However, in the configuration of FIG. The shape is curved in a concave shape. Even in the rotor core 1 having such a configuration, the number of poles can be two. For this reason, as in the case of the rotor core 1 shown in FIG. 1, when mounted on a compressor or the like, the output does not decrease. Rather, unlike the induction motor, the SyIM operates on a commercial power supply by performing synchronous operation. In this case, the output can be output from the induction motor.
  The slits 2 and 12 and the slots 3 and 13 in FIG. 3 are smoothly connected, so that the boundary between them is not clear. However, a constriction may be provided between the slits 2 and 12, and 2 and 12 and the slots 3 and 13 may be separated by a few millimeters. Even if the slits 2 and 12 and the slots 3 and 13 are separated from each other by several millimeters, the action of magnetic insulation in the q-axis direction is the same as that in the case of being connected and connected. Can be.
[0026]
  Furthermore, in this embodiment, a configuration capable of improving the motor efficiency of the SyIM with the number of poles shown in FIG. 1 and FIG. 3 being two will be described.
  FIG. 4 is a top view showing one rotor core of the SyIM according to the first embodiment. In the figure, the filling materials in the slits 2 and 12 and the slots 3 and 13 are displayed in a lattice so as to be easily understood. The slits 2 and 12 are each composed of two slits 2a, 2b, 12a and 12b, and the slots 3 and 13 are respectively composed of seven slots 3a to 3g and 13a to 13g. The slits closest to the rotating shaft 4 are the first slits 2a and 12a, and the outer slits are the second slits 2b and 12b. Similarly, from the vicinity of the rotary shaft 4 toward the outer periphery, the slots are also arranged in the first slot 3a, 3g, 13a, 13g, the second slot 3b, 3f, 13b, 13f, the third slot 3c, 3e, 13c, 13e. The fourth slots 3d and 13d.
[0027]
  In this embodiment, not all of the slots 3 a to 3 g and 13 a to 13 g are connected by the slits 2 and 12, but a part of the slots 3 and 13 is connected by an electromagnetic steel plate constituting the rotor core 1. It is configured. As shown in FIG. 4, for example, in the upper half of the d-axis, the slot 3b disposed farther from the d-axis than the slots 3a and 3g connected to the first slit 2a closest to the rotation axis 4 in the q-axis direction. ˜3f, at least a pair of slots, for example, the second slots 3b and 3f are left, and the other slots 3a, 3c, 3d, 3e and 3g are connected by the slits 2a and 2b. Similarly, in the lower half of the d-axis, at least one of the slots 13b to 13f arranged farther from the d-axis than the slots 13a and 13g connected to the first slit 12a closest to the rotation axis 4 in the q-axis direction. A pair of slots, for example, the second slots 13b and 13f are left, and the other slots 13a, 13c, 13d, 13e, and 13f are connected by the slits 12a and 12b. Here, the slots 3d and 13d are formed as a lump including a slit, and act on generation of both induction torque and reluctance torque.
[0028]
  FIG. 5 shows an example of the configuration of the rotor core 1. In the rotor core 1 having the configuration shown in FIG. 3, not all the slots 3 and 13 are connected by the slits 2 and 12, but the slots 3 and 13 are not connected. Example of configuration in which some slots 3b, 3f, 13b, 13f are left and other slots 3a, 3c, 3d, 3e, 3g, 13a, 13c, 13d, 13e, 13f are connected by slits 2a, 2b, 12a, 12b It is. The slots 3b, 3f, 13b, and 13f are connected by an electromagnetic steel plate that constitutes the rotor core 1.
[0029]
  FIG. 6 is a partially enlarged view showing the portion of the dotted line ◯ of the rotor core 1 shown in FIG. 4 in an enlarged manner. In the figure, reference numeral 15 denotes a thin connecting portion having a width t1, for example, a width of 1 mm or less, and the thin connecting portion 15 connects the outer peripheral portions of the rotor core 1 to each other on the outer peripheral side of each of the slots 3 and 13. The strength of the rotor 30 is maintained so that each part of the rotor core 1 is not separated even if centrifugal force is applied during rotation.
  However, since the thin connecting portion 15 is formed, loss generated in the rotor core 1 due to leakage magnetic flux passing through the outer peripheral portion of the rotor core 1 and harmonic iron loss is increased, and the efficiency as SyIM is reduced. .
  That is, it is preferable that the thin connecting portion 15 has a conflicting structure in which it is required to reduce the width from the viewpoint of improving the efficiency of SyIM, and to increase the width from the viewpoint of improving the strength of the rotor 30. become. Therefore, if all the slots 3 and 13 are connected by the slits 2 and 12 as shown in FIG. 1, the adhesion at the contact portion between the filling material and the rotor core 1 is not guaranteed. The strength against centrifugal force is weak. For this reason, as shown in FIGS. 4 and 5, slots 3b, 3f, 13b, and 13f that are not connected by the slits 2 and 12 are provided to prevent a decrease in strength against centrifugal force. As shown in FIG. 6, the strength of the portion of the slot 3b not connected to the slit 2 with respect to the centrifugal force is strong not only in the thin-walled connecting portion 15 but also in the inner portion of the rotor core 1. Compared with the case where 3 and 13 are connected by the slits 2 and 12, strength against centrifugal force can be increased.
  Further, since the strength decreases in the q-axis direction where the slits 2 and 12 are arranged side by side, the slots that are not connected by the slits 2 and 12 are the slots 3a and 3g that are connected to the slit 2a that is closest to the rotating shaft 4 in the q-axis direction. The slots are arranged farther from the d-axis, for example, slots 3b and 3f.
[0030]
  The induced torque always generates torque in the rotational direction, but the reluctance torque has different rotational torque directions depending on the position of the salient pole and the direction of the magnetic flux. For this reason, the induction torque is always generated in the rotational direction from the start of the rotor core 1 to the synchronous operation, but the reluctance torque is rotated depending on the positional relationship between the rotational position of the rotor core 1 and the rotating magnetic field. Rotational torque is generated alternately in the direction and the opposite direction. For this reason, the reluctance torque partially inhibits the function of rotation until the synchronous operation. Therefore, if one or more slots 3 and 13 not connected to the slits 2 and 12 are provided, the ratio of the induction torque to the reluctance torque generated during the rotation until the synchronization increases, and the synchronous operation can be smoothly reached. Can do.
[0031]
  Further, by not connecting a part of the slots 3 and 13 with the slits 2 and 12, the width of the thin-walled connecting portion 15 is made narrower than when all the slots 3 and 13 are connected with the slits 2 and 12. It is possible to reduce the leakage magnetic flux and the harmonic iron loss passing through the thin connecting portion 15. Therefore, the loss which generate | occur | produces in the rotor core 1 can be made small, and the efficiency as SyIM can be improved.
[0032]
  4 and 5, the slots 3b and 3f are not connected by the slits, but the present invention is not limited to this, and the other pair of slots 3c and 3e may not be connected by the slits. Further, the slot is not limited to a configuration in which slots arranged symmetrically with respect to the q axis, for example, the slots 3c and 3e and the slots 3b and 3f are not connected by a slit, but for example, the slots 3b and 3e are connected by a slit. Alternatively, the slots 3c and 3f may be connected by a slit. Further, when more slots are provided, a plurality of slots of a pair or more may not be connected by slits.
[0033]
  The slots 3 and 13 not connected by the slits 2 and 12 may be any slit as long as they are located at least further from the d-axis than the slot connected to the slit closest to the rotating shaft 4, and the number thereof is 1 as well. Any number of pairs is acceptable. When the number of the slits 2 and 12 is reduced and the magnetic flux easily flows in the q-axis direction, it can be dealt with by increasing the width of the slits. Further, the slots 3 and 13 that are not connected to the slits 2 and 12 in the q-axis direction may be adjacent to each other.
[0034]
  Further, in the rotor core 1 shown in FIGS. 1, 3, 4, and 5, the slots 3d and 13d of the q axis are connected to the slits 2 and 12 to form a lump, and the slot 3 serving as a secondary conductor. 13 and the slits 2 and 12 that are magnetically insulated in the q-axis direction. However, it may be divided and arranged on both sides of the q-axis so that only the slot 3 and 13 functions. .
[0035]
  FIG. 7 is a partially enlarged view showing still another configuration example of the rotor core 1 according to this embodiment. In this configuration example, the distance (t2) from the outer peripheral side of the slot 3b not connected to the slit to the outer periphery of the rotor core 1 in the radial direction of the rotor core 1 is defined as the slots 3a and 3c connected to the slit. It was comprised so that it might become shorter than the distance (t1) from the outer peripheral side of this to the outer periphery of the rotor core 1. FIG. Actually, the outer peripheral portion of the rotor core 1 in the vicinity of the slot 3b that is not connected to the slit 2 is cut away, and the width of the thin connecting portion 15 is reduced from t1 to t2 (t1> t2). For example, t1 = about 0.5 mm and t2 = about 0.3 mm.
  Thus, by reducing the width of the thin connecting portion 15 of the slot 3b not connected to the slit, the magnetic flux is less likely to pass through the thin connecting portion 15 having the width of t2 than the configuration shown in FIG. Since the magnetic flux passing through the outer peripheral portion of the rotor core 1 becomes difficult to pass, the inductance Lq on the q-axis side is reduced, and the salient pole ratio of the rotor core 1 can be increased. Moreover, the harmonic iron loss in this part can be suppressed and the efficiency and power factor of SyIM can be improved.
[0036]
  As shown in FIGS. 1 and 3, in the case of the rotor core 1 in which all the slots 3 and 13 are connected to the slits 2 and 12, the strength against the centrifugal force generated by the rotation of the rotor core 1 is It is determined substantially by the connection (adhesion) between the end surfaces of the slits 2 and 12 and the slots 3 and 13 and the filling material filled therein and the strength of the thin-walled connecting portion 15 of the rotor core 1. Here, the bonding with the filling material is less reliable, and is almost determined only by the strength of the thin connecting portion 15. For this reason, the width of the thin connecting portion 15 is inevitably determined by the specification of the SyIM, and in order to improve the efficiency of the SyIM, the width of the thin connecting portion 15 can be reduced to reduce the q-axis inductance Lq. Can not. Therefore, the rotor core 1 is determined by setting the width of the thin coupling portion 15 to t1 in accordance with the specification of SyIM, and laminated in the direction of the rotation axis 4, and then, as shown in FIG. By cutting out the outer peripheral portion in the stacking direction, the width of the thin connecting portion 15 on the outer peripheral side of the slot 3b is changed from t1 to t2.
  The strength of the portion of the slot 3b not connected to the slit with respect to the centrifugal force is strong not only in the thin-walled connecting portion 15 but also in the rotor core 1 portion inside thereof. For this reason, the thin connecting portion 15 of the slot 3b only needs to maintain strength against the centrifugal force acting on the filling material filled in the slot 3b, and t2 may be set in consideration of this. In this way, the width of the thin connecting portion 15 on the outer peripheral side of the slot 3b can be made thinner than before.
  In addition, the rotor core 1 is laminated and then the thin connecting portion 15 is notched and manufactured in the lamination direction. When the rotor core 1 is punched, the distance from the center of the rotating shaft 4 to the outer periphery is changed. May be. The outer shape of the rotor core 1 does not have to be a complete circle, and the distance from the center of the rotation axis to the outer periphery in the vicinity of the slot 3b not connected to the slit is the rotation axis in the vicinity of the slot connected to the slit. The distance from the center to the outer periphery may be shortened. By configuring in this way, the thin-walled connecting portion 15 on the outer peripheral side of the slot 3b that is not connected to the slit can be made shorter than the thin-walled connecting portion 15 on the outer peripheral side of the slot connected to the slit. Even if the iron core 1 is laminated and manufactured, the same effect is obtained.
[0037]
  Further, another configuration example for narrowing the width of the thin connecting portion 15 in the slot 3b not connected to the slit will be described below.
  FIG. 8 is a partially enlarged view showing a rotor core 1 according to still another configuration example of this embodiment. By moving the position of the slot 3b not connected to the slit to the outer peripheral side of the rotor core 1 or expanding it to the outer periphery, the width of the thin connecting portion 15 of the slot 3b is reduced from t1 to t2. Even in such a configuration, similarly to the above, the magnetic flux hardly passes through the thin-walled connecting portion 15, and the leakage of the magnetic flux and the harmonic iron loss at the outer peripheral portion of the rotor core 1 can be suppressed. And the power factor can be improved.
[0038]
  Moreover, FIG. 9 is the elements on larger scale which show the rotor core 1 by the further another structural example of this embodiment. In FIG. 9, the slot 3b is formed to the outer peripheral edge and exposed to the outer periphery. With this configuration, the outer periphery of the thin connecting portion 17 of the slot 3b not connected to the slit becomes discontinuous and is magnetically insulated. For this reason, the magnetic flux is more difficult to pass through the thin-walled connecting portion 17, leakage of magnetic flux and harmonic iron loss at the outer peripheral portion of the rotor core 1 can be suppressed, and the efficiency and power factor of SyIM can be further improved.
  In this case, as shown in the figure, if the width h2 in the rotational direction of the exposed portion is made smaller than the width h1 in the rotational direction of the slot 3b, the slot 3b is pressed by the thin connecting portion 17 adjacent to h2. Become. For this reason, it can prevent that the filling substance with which the slot 3b is filled is skipped by rotation of the rotor core 1. FIG.
[0039]
  FIGS. 10A to 10D are partially enlarged views showing a rotor core 1 according to still another configuration example of this embodiment. In FIG. 9, when it is necessary to further increase the width h2 of the exposed portion in order to increase the magnetic insulation effect of the exposed portion of the slot 3b, as shown in FIGS. 10 (a) to 10 (d). A fitting portion 18 with unevenness is formed in a part of the slot 3b, and is fitted with the unevenness formed on the electromagnetic steel sheet constituting the rotor core 1. By this fitting portion 18, the filling material filled in the slot 3 b can be firmly fixed to the rotor core 1, and the filling material in the slot 3 b can be prevented from jumping out by centrifugal force when rotating. In each of FIGS. 10A to 10B, the fitting portion 18 has sufficient strength against the centrifugal force during rotation, and the non-magnetic portion has a sufficient width on the outer peripheral portion of the rotor core 1. The body can be formed, magnetic flux leakage and harmonic iron loss at the outer periphery of the rotor core 1 can be suppressed, and the efficiency and power factor of SyIM can be further improved.
  Alternatively, the slot 3b exposed on at least the outer peripheral edge of the rotor 30 may be covered with a nonmagnetic material such as SUS.
  Further, in the slot in which the thin connecting portion 15 is formed on the outer peripheral side of the slot as shown in FIGS. 7 and 8, if a fitting portion 18 as shown in FIG. 10 is provided, a sufficient strength against centrifugal force can be obtained. It will have.
[0040]
  Further, in the rotor core 1 shown in FIGS. 1, 3, 4, and 5, the slots 3 and 13 are not arranged in the d-axis direction. However, as shown in FIG. Slots 3h, 3i, 13h, and 13i may be arranged. The configuration shown in FIG. 11 shows a configuration in which slots 3h, 3i, 13h, and 13i are arranged in the configuration shown in FIG. By arranging the slots 3 and 13 in the d-axis direction in this way, the generated induced torque increases and becomes more uniform, so that the rotational speed increases more smoothly during the process from startup to synchronous operation. It will be. Of course, it is the same when the slots 3h, 3i, 13h, and 13i that are not connected to the slits are arranged in the d-axis direction in the configuration of FIGS.
[0041]
  Further, in this embodiment, the efficiency of the motor is improved by changing the shapes of the slits 2 and 12 and the slots 3 and 13, and the manufacture of the motor with the changed shapes of the slits 2 and 12 and the slots 3 and 13 is made. At this time, it is only necessary to change the mold of the rotor core 1, and it is not necessary to change the manufacturing process. Therefore, it can be manufactured at a cost similar to the conventional manufacturing cost.
[0042]
Embodiment 2. FIG.
  FIG. 12 is a top view showing a rotor core of a synchronous induction motor according to Embodiment 2 of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG. 4 denote the same or corresponding parts, and detailed description thereof will be omitted. Reference numerals 8, 8a, and 8b denote directions in which magnetic flux generated in the stator enters, and θ denotes a rotation angle. A plurality of the rotor cores 1 are laminated and fixed to the output shaft 4 by press fitting or the like to form a rotor. As shown in FIG. 1, the stator is disposed around the rotor with a predetermined interval.
[0043]
  Since the magnetic field generated in the stator is magnetically insulated by the slits 2 and 12 of the rotor core 1, the other magnetic poles of the stator pass between the slits 2 and 12, for example, between the slits 2 a and 2 b. Conducted to. When a magnetic field is generated in which the direction of the magnetic pole generated in the stator passes from right to left or from left to right in FIG. 12, if the rotational position of the rotor core 1 is such a position as shown in FIG. Is the smallest. Further, if the rotational position of the rotor core 1 is a position rotated 90 degrees with respect to FIG. 12, the reluctance is the largest. The direction with the smallest reluctance is called the d-axis, and the direction with the largest reluctance is called the q-axis. A rotational torque is generated in the rotor core 1 at the rotation angle θ between the d-axis and the q-axis, and the magnitude of the torque is And the rotation angle θ.
[0044]
  When the synchronous operation is performed in a state where an arbitrary load is applied to the rotor core 1, the rotor rotates at a rotation angle θ for generating a torque in the rotor core 1 that balances the load. When the rotational position of the rotor core 1 is in the state shown in FIG. 12, the direction of the magnetic field generated by the stator is not the lateral direction (direction matching the d axis) in FIG. 12, but the rotational direction of the rotor (counterclockwise direction). ) In the direction of the magnetic flux 8 rotated by the rotation angle θ for generating a desired rotational torque. The rotation angle θ represents the direction of the magnetic flux as a counterclockwise angle from the d axis, and the rotation angle θ is normally used in the range of 0 to 50 degrees. In this case, most of the magnetic flux 8 generated in the stator enters from the upper right direction of the rotor core 1 toward FIG. 12, and enters the opposite magnetic pole of the stator from the lower left. Since the rotor core 1 is magnetically insulated by the slits 2 and 12, the magnetic flux 8 passes along the slits 2 and 12, but part of the magnetic flux jumps over the slits 2 and 12. Will pass. The amount and position of the magnetic flux jumping over the slits 2 and 12 vary depending on the magnitude of the magnetic field of the stator, the torque generated by the rotor core 1, and the shapes of the slits 2 and 12 and the slots 3 and 13.
[0045]
  The distribution of the magnetic flux 8 generated in the stator is such that the central portion of the magnetic flux 8 shown in FIG. 12 (in this example, the rotor rotation angle θ) is strong and is far from the magnetic flux 8 around the rotor rotation angle θ as in the magnetic flux 8a and the magnetic flux 8b. It is getting weaker. Further, the angle θ of the magnetic flux entering the rotor core 1 changes depending on the magnitude of the load. FIG. 13 is a graph showing the rotor rotation angle θ on the horizontal axis and the magnetic flux φ on the vertical axis. When the load is small, the rotation angle θ is balanced where the load is small, so the magnetic flux distribution is as shown by φ2 in FIG. On the contrary, when the load is large, the rotation angle θ is balanced where it is large, so that the magnetic flux distribution is φ3. Further, at an intermediate load, the magnetic flux distribution is φ1.
[0046]
  FIG. 14 is a partially enlarged view showing the portion indicated by the dotted line ◯ in FIG. 12 in an enlarged manner. In the figure, the arrow indicates the direction of the magnetic flux, and the thickness of the arrow indicates the magnitude of the magnetic flux. In general, the slits 2 and 12 are arranged at regular intervals from the rotating shaft 4 side to the outer periphery of the rotor core 1. For this reason, the iron loss which generate | occur | produces in the rotor core 1 between the slits 2 and 12 changes with the magnitude | sizes of the magnetic flux 8, for example. That is, the magnetic flux passing through the width W1 between the slit 2a and the slit 2b (hereinafter referred to as a strip) W1 is closer to the center of the magnetic flux than the magnetic flux passing through the strip W2 between the slit 2b and the slit 2c. The size of is large. However, if the widths of the strip W1 and the strip W2 are the same, the iron loss generated in the strip W1 is larger than the iron loss generated in the strip W2. Further, depending on the magnitude of the magnetic flux 8, saturation of the magnetic flux in the strip may occur, and the efficiency and characteristics of the SyIM may decrease.
  Therefore, in this embodiment, when the magnetic flux generated in the stator forms a rotating magnetic field through the magnetic path in the d-axis direction of the rotor core 1 that is inclined by a predetermined angle from the d-axis direction or the d-axis in the rotation direction. In order to make the magnetic flux density in the magnetic path uniform, at least one of the width between the slots and the width between the slits in the portion where the magnetic flux is large is made wider than the width of the portion where the magnetic flux is small. The slit and the slot are configured to be point-symmetrical at about 180 degrees with respect to the center of the rotating shaft 4 in the upper half and the lower half of the d-axis. Here, the term “between slits” means a portion of the rotor core between adjacent slits among slits formed in the upper half or the lower half of the d-axis, and “between slots” means the upper half of the d-axis. Or, it means a portion of the rotor core between adjacent slots among the slots formed in the lower half.
[0047]
  FIG. 15 is a partially enlarged view showing the rotor core 1 according to this embodiment. The same part as the dotted line (circle) part of FIG. 14 is shown. In this embodiment, the width of the strip is changed so as to satisfy W1> W2> W3 in accordance with the magnitude of the magnetic flux passing through the strip which is the portion of the electromagnetic steel plate between the slits 2 and 12. For example, the width of the strip W1 having a large magnetic flux is wider than the strip W2 having a small magnetic flux, and the width of the strip W3 having a small magnetic flux is narrower than that of the strip W2. The width of each strip may be set so that the iron loss or the like is minimized by the size of the rotor core 1, the stacking height, the torque, and the like. Thereby, since the magnetic flux density of the part which influences the efficiency of SyIM within the rotor core 1 can be made uniform, the iron loss of the rotor core 1 falls and the performance of SyIM can be improved. In addition, since the magnitude of the magnetic flux that becomes magnetic flux saturation can be increased as compared with the prior art, the output of SyIM can be improved.
  However, the width of the narrowest strip W3 is preferably about 0.3 to 0.5 mm as a width that can withstand punching when the rotor core 1 is manufactured.
[0048]
  Here, the configuration in which the width between the slits on the rotating shaft 4 side is wider than the width between the slits on the outer peripheral side in the q-axis direction is described. However, the q′-axis tilted by a predetermined angle θ from the q-axis in the rotating direction. Even if the width between the slits on the rotating shaft 4 side is wider than the width between the slits on the outer peripheral side in the direction, the same effect can be obtained. The predetermined angle θ is set between 0 to 50 degrees.
  Here, the upper part of the d-axis of the rotor core 1 in FIG. 12 has been described. However, when the number of poles of the rotor core 1 is two, the center of the rotary shaft 4 is the rotation center and 180 degrees. It is configured to be rotationally symmetric.
  Further, the width between the slits of the rotor core 1 in which the slits 2 and 12 and the slots 3 and 13 are configured as shown in FIG. 12 has been described. FIG. 3, FIG. 4, FIG. 11 can be applied to the rotor core 1 configured as shown in FIG.
[0049]
  Further, as described above, the rotation angle θ between the magnetic flux 8 generated by the stator and the rotor core 1 depends on the shape of the slits 2 and 12 and the slots 3 and 13 of the rotor core 1 and the load torque. The direction is advanced by θ. For this reason, since the magnetic flux passing through the rotor core 1 is magnetically insulated by the slits 2, 12, some magnetic flux passes through the slits 2, 12 when entering the opposite magnetic pole through each strip. Some jump over to the next strip. That is, a part of the magnetic flux that has passed through the strip W2 jumps over the slit 2b and enters the strip W1. For this reason, for example, the magnetic flux passing through the strip W1 is larger on the left side than on the right side of the q axis on the upper side of the d axis.
[0050]
  For this reason, in FIG. 16, the width of the strip on the downstream side of the magnetic path is increased in consideration of the magnetic flux jumping over the slits 2 and 12. In the figure, the arrow indicates the direction of the magnetic flux and the thickness indicates the magnitude of the magnetic flux. At least the width W1 between the slit 2a located near the rotating shaft 4 and the adjacent slit 2b is set to the outlet side (right side in the figure) of the magnetic path formed in the rotor core 1 (on the right side). The magnetic flux density can be made uniform by increasing the width on the left side of the figure. In FIG. 16, the width of the strip on the central side of the rotating shaft 4 in the q-axis direction of the configuration described in FIG. 15 is made wider than the outer peripheral side, and the slits 2 and 12 are inclined so that the downstream side of the flow of magnetic flux becomes wider. , Changing the width. Specifically, the width of the strip is W1> W2> W3, and this relationship is satisfied anywhere in the lateral direction (d-axis direction). Further, the width of the strip W1 is increased from the right to the left of the q axis toward the drawing. Similarly, the width of the strip W2 is changed in consideration of the magnitude of the magnetic flux 8 and the magnetic flux jumping over the slits 2 and 12, not the same width in the lateral direction. Further, for the strip W1, for example, the wall of the inner slit 2a is made parallel to the d-axis, and the wall of the outer slit 2b is inclined by α degrees so that the strip width in the rotation direction becomes wider. As a result, the width of W1 on the left side of the q-axis becomes wider than the width of W1 on the right side of the q-axis, and a large amount of magnetic flux can be passed to the left side. Therefore, in addition to the most magnetic flux passing through the strip W1, the magnetic flux density can be made uniform even if the strip W1 is increased by the amount exceeding the slits 2b and 2c from the strips W2 and W3. The same applies to the strip W2, and the width on the left side is made wider than the right side of the q axis. With respect to the strip W3, the magnetic flux passing therethrough is small, and on the left side of the q-axis, it jumps over the slit 2c and flows to the adjacent strip W2, so that the width is narrower or the same as that on the right side of the q-axis.
  Thus, in this embodiment, the iron loss of the rotor core 1 can be reduced by changing the width of the strip between the slits 2 and 12 so that the magnetic flux density in the magnetic path becomes uniform. Thereby, the efficiency of SyIM can be improved.
  In this case, the width between the slits is changed with the q axis as a reference, but the same effect can be obtained when the q ′ axis is inclined with a predetermined angle θ in the rotation direction.
[0051]
  15 and 16, the width between the slits (the width of the strip) is made narrower toward the outer periphery with the rotation axis side of the rotor core 1 wider, but depending on the characteristics of the motor and the load used, it is smaller than the strip W1. Even if W2 is widened, the magnetic flux distribution in the rotor core 1 can be made uniform and the loss distribution can be made uniform.
  Further, in FIG. 16, in the rotor core 1 having a configuration in which a plurality of slits 2 and 12 are arranged side by side, the rotation direction side of the q axis is widened in the strip arranged at least at the position closest to the rotation axis 4. However, depending on the use conditions of SyIM and the shapes of the slits 2 and 12 and the slots 3 and 13 of the rotor core 1, it may be better to widen the side opposite to the rotation direction. For example, when magnets are inserted into the slits 2 and 12, the magnetic flux is more easily passed when the slits 2 and 12 are widened at the portion where the magnetic flux increases, and the magnetic flux density can be made uniform.
[0052]
  Next, the configuration of the portion indicated by the dotted line ◯ in the top view of the rotor core 1 shown in FIG. 17 will be described. FIG. 18 is a partially enlarged view showing an enlarged portion indicated by a dotted line ◯ in FIG. In the figure, the same reference numerals as those in FIG. 12 denote the same or corresponding parts, and a description thereof will be omitted.
[0053]
  As in the description of FIG. 12, in FIG. 17, the magnetic flux generated by the stator enters from the upper right direction of the rotor core 1 (the direction rotated counterclockwise by the rotation angle θ). The torque generated by the rotor core 1 varies depending on the rotation angle θ between the magnetic flux 8 and the rotor core 1. As the rotation angle θ increases, the torque generated in the rotor core 1 increases, and when the rotation angle θ increases beyond a certain level, the torque tends to decrease. Usually, the rotation angle θ is used in the range of 0 to 50 degrees, and is used in the range where the torque increases in proportion.
[0054]
  As the load fluctuates, the rotation angle θ changes so that a torque that balances the load is generated. When the rotation angle θ changes, the approach angle of the magnetic flux 8 entering the rotor core 1 changes. For this reason, at the entrance / exit portion of the magnetic flux to the rotor core 1, the direction also changes in accordance with the change in the magnitude of the magnetic flux, so the iron loss increases. Conventionally, as shown in FIG. 34, the width (strip width) between the slits 25 is a constant width m = n from the entrance to the exit of the magnetic flux 8. In the case of such a configuration, the loss at the outer peripheral portion of the rotor core 1 that becomes the entrance and exit of the magnetic flux increases.
[0055]
  Accordingly, as shown in FIG. 18, the width W4 between the slots 3a and 3b and the slot W2 between the slits 2a and 2b through which the magnetic flux inside the rotor core 1 passes and the width W2 between the slits 2b and 2c. The width W5 between 3b and 3c is configured to be wide. With this configuration, the magnetic flux density at the entrance / exit of the magnetic path to the rotor core 1 with a large change in magnetic flux decreases, and the entrance / exit of the magnetic path to enter, that is, between the slots 3a and 3b, and between the entrance / exit The magnetic flux density can be made uniform and the iron loss can be reduced between the central portion of the slits 2a and 2b. By reducing the magnetic flux density in the rotor core 1 that affects the efficiency of the SyIM, the iron loss is reduced and the performance of the SyIM can be improved. Further, by reducing the magnetic flux density at the entrance / exit portion of the magnetic flux that is likely to be saturated, the magnitude of the magnetic flux generated by the stator can be increased as compared with the conventional case, so that the output of SyIM can be improved.
[0056]
  Further, as shown in FIG. 19, in the rotation direction of the rotor core 1, the width W4 between the slot 3a closest to the d-axis and the adjacent slot 3b is wider than the width W5 between the subsequent slots. Further, if the width W5 between the slots is made wider than the width W6 between the adjacent slots in the rotation direction, the magnetic flux density can be made more uniform. The distribution of the magnetic flux 8 generated in the stator is weaker as the center of the magnetic flux 8 is stronger and farther from the magnetic flux 8 like the magnetic flux 8a and the magnetic flux 8b. By changing the width between the slots 3 and 13 in accordance with the magnitude of the magnetic flux entering the rotor core 1, iron loss generated at the outer periphery of the rotor core 1 can be reduced. The width W4 between the slots 3a and 3b through which the large magnetic flux 8 passes is made wider, and the width W5 between the slots 3b and 3c through which the smaller magnetic flux 8a passes is made narrower than W4. That is, the width between slots close to the d-axis is made wider than the width between slots close to the q-axis. By configuring in this way, the core loss is reduced by lowering the magnetic flux density in the rotor core 1 that affects the efficiency of SyIM, and the efficiency of SyIM can be improved.
  Here, since the magnetic flux enters the rotor core 1 from the d-axis or the d′-axis direction in which the d-axis is inclined by a predetermined angle in the rotation direction, the width between slots close to the d-axis or d′-axis is set to the q-axis or What is necessary is just to make it wider than the width | variety between slots near q 'axis | shaft. This predetermined angle is set in a range of 0 <θ <50 degrees.
[0057]
  FIG. 20 shows a configuration example in which the width between slots is configured based on the d ′ axis and the q ′ axis. The magnetic flux 8 generated by the stator is in a direction advanced from the d-axis of the rotor core 1 by the rotation angle θ by the shape of the slits 2 and 12 and the slots 3 and 13 of the rotor core 1 and the load torque. ing. The magnitude of the magnetic flux is greatest in the d′-axis direction, which is advanced from the d-axis in the rotational direction by the rotation angle θ, and decreases as the distance from the direction increases. The magnetic flux is made uniform by forming the width of the magnetic path of the rotor core 1 according to the magnitude of the magnetic flux.
  Specifically, with reference to the d ′ axis, the width between the slots 3 and 13 closest to the d ′ axis is the widest, and between the slots arranged in the portion advanced in the rotation direction from the d ′ axis. Reduce the width gradually. That is, W4 ≧ W5 ≧ W6 ≧ W6 ′. Further, with reference to the q′-axis, the width between the slots closest to the q′-axis is made the smallest, and the width between the slots arranged in the portion proceeding in the rotational direction from this axis is gradually made wider. That is, W4 ′ ≧ W5 ′.
[0058]
  Since the iron loss in the rotor core 1 can be reduced by changing the width between the slots 3 and 13 according to the direction of the magnetic path and the magnitude of the magnetic flux in this way, the rotor core 1 having a large magnitude and change in the magnetic flux. The magnetic flux density is lowered at the entrance and exit of the magnetic flux to the magnetic field, and the magnetic flux density can be made uniform to reduce the iron loss. By reducing the magnetic flux density in the rotor core 1 that affects the efficiency of SyIM, the iron loss is reduced and the efficiency of SyIM can be improved. Moreover, since the magnitude of the magnetic flux generated by the stator can be increased by lowering the magnetic flux density at the entrance / exit portion of the magnetic flux of the rotor core 1 that is likely to become magnetic flux saturation, the output of the SyIM can be improved.
  The configuration on the lower side of the d-axis as viewed in the figure is the same as that obtained by rotating the upper side of the d-axis by 180 degrees about the rotation axis 4 when the magnetic pole has two poles.
[0059]
  Although this embodiment has been described with respect to the case where it is applied to the rotor core 1 shown in FIG. 1, it can also be applied to the rotor core 1 having the configuration shown in FIG. 3, FIG. 4, FIG. . Further, when the rotor core having these configurations is provided with at least one of the configurations described in the first embodiment, the motor efficiency can be further improved.
[0060]
Embodiment 3 FIG.
  FIG. 21 is a top view showing rotor core 1 of the synchronous induction motor according to Embodiment 3 of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG. 1 denote the same or corresponding parts, and a description thereof will be omitted. The rotor core 1 is formed with holes for press-fitting the slots 3 and 13, the slits 2 and 12, and the rotary shaft 4 after rolling an electromagnetic steel plate such as a silicon steel plate to a thickness of about 1 mm. Then, a plurality of the rotor cores 1 are laminated, the slots 3 and 13 and the slits 2 and 12 are filled with a conductive material or a non-magnetic material, and the rotary shaft 4 is press-fitted. In FIG. 21, the direction in which the arrow P shown in the rotor core 1 extends indicates the rolling direction in the rolling process.
[0061]
  In this embodiment, as shown in FIG. 21, the d-axis direction in which the magnetic flux inside the rotor core 1 is easy to pass and the rolling direction of the rotor core 1 are set to be substantially the same direction. In the case of a magnetic steel sheet rolled and rolled, the longitudinal direction is called the rolling direction, and the direction orthogonal to this is called the right-angle direction. In general, an electromagnetic steel sheet or the like, which is a material of the rotor core 1, exhibits different magnetic resistances in the rolling direction and the direction perpendicular thereto, and the ease of passing the magnetic flux is different. Usually, since the rolling direction is a direction in which the magnetic flux easily passes, the inductances Ld and Lq of the d axis and the q axis are increased by substantially matching the rolling direction and the d axis direction in which the magnetic flux of the rotor core 1 easily passes. Therefore, the SyIM motor efficiency can be improved by increasing the salient pole ratio.
[0062]
  Further, another configuration example of this embodiment is shown in FIG. This is applied to the rotor core 1 having the configuration shown in FIG. Similar to FIG. 21, by making the rolling direction and the d-axis direction in which the magnetic flux of the rotor core 1 is easy to pass substantially coincide, the size of the inductances Ld and Lq of the d-axis and q-axis can be made different, and the efficiency of SyIM is improved. can do. Furthermore, since the slots 3b, 3f, 13b, and 13f that are not connected to the slit are provided, the strength against centrifugal force can be maintained.
[0063]
  FIG. 23 shows still another configuration example of this embodiment. In the synchronous operation, the magnetic flux 8 enters the rotor core 1 from the d′-axis direction inclined in the rotation direction by the rotation angle θ with respect to the d-axis direction in which the magnetic flux of the rotor core 1 easily flows. In FIG. 23, the rolling direction P is made to substantially coincide with the d′-axis direction accordingly. Since the rotation angle θ varies between 0 and 50 degrees depending on the magnitude of the load, the rolling direction P of the rotor core 1 is adjusted to the position rotated from the d-axis direction to the rotation direction by 0 to 50 degrees. The magnitude of the rotation angle θ of the rolling direction P from the d-axis direction may be determined in consideration of the use conditions of the slits 2 and 12, the slots 3 and 13, and SyIM.
  Thus, by substantially matching the rolling direction and the d′-axis direction, which is the direction in which the magnetic flux enters the rotor core 1, there can be a difference in the magnitudes of the inductances Ld and Lq in the d-axis direction and the q-axis direction, The efficiency of SyIM can be improved.
[0064]
  Thus, if the rolling direction of the rotor core 1 is determined according to the positions and magnetic paths of the slits 2 and 12 and the slots 3 and 13 formed in the rotor core 1, inductances dd in the d-axis direction and the q-axis direction are further provided. , Lq can be different in size, and the motor efficiency of SyIM is improved.
[0065]
  In FIG. 23, the rolling direction P is rotated in the rotational direction from the d axis, but depending on the use conditions of the slits 2, 12, slots 3, 13, and SyIM, the rolling direction when the rotor core 1 is manufactured. In some cases, it is better to rotate the counterclockwise from the d-axis direction. For example, when actively utilizing the magnetic flux 8 that jumps over the slits 2 and 12, the rolling direction P is rotated in the rotational direction from the d axis, and conversely, when the slits 2 and 12 are prevented from jumping as much as possible, the rolling direction P Can be designed to rotate in the opposite direction from the d-axis, so the degree of freedom in design can be expanded.
[0066]
  Moreover, in the manufacture of the rotor core 1 according to this embodiment, since the rolling direction and the d-axis or d′-axis where the magnetic flux easily flows are set and processed at an arbitrary angle, the manufacturing process and cost are not affected. . Further, since it is only necessary to change the mounting angle of the rotor core 1 according to the specifications of SyIM, SyIM having various characteristics can be easily manufactured with the same type.
[0067]
  Although this embodiment has been described with respect to the case where it is applied to the rotor core 1 shown in FIG. 1 or FIG. 4, it can also be applied to the rotor core 1 having the configuration shown in FIGS. . Further, when the rotor core having these configurations is provided with at least one of the configurations described in the first and second embodiments, the motor efficiency can be further improved.
[0068]
  In this embodiment, the fact that the magnetic resistance in the rolling direction when the rotor core 1 is manufactured becomes smaller than the magnetic resistance in the perpendicular direction. Similarly, the same effect can be obtained by using a magnetic anisotropic material as the material of the rotor core 1 and aligning the direction in which the magnetic flux easily passes with the d-axis or d'-axis.
[0069]
Embodiment 4 FIG.
  FIG. 24 is a top view showing the rotor core of the synchronous induction motor according to Embodiment 4 of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG. 1 denote the same or corresponding parts, and a description thereof will be omitted. Further, in the figure, the fillers in the slits 2 and 12 and the slots 3 and 13 are displayed in a lattice so as to be easily understood.
  In the drawing, reference numeral 19a denotes a groove, which is configured to be concave on the rotating shaft side on the outer periphery in the q-axis direction of the rotor core 1 and to extend in the stacking direction of the rotor core 1.
[0070]
  The efficiency of SyIM is almost determined by the difference or ratio of the inductance Ld in the d-axis direction where the magnetic flux easily flows and the inductance Lq in the q-axis direction where the magnetic flux does not easily flow. To improve the efficiency, the Ld is increased. It is necessary to make Lq small.
  In this embodiment, as shown in FIG. 24, a groove 19 a is provided in the q-axis direction of the outer peripheral portion of the rotor core 1. By this groove 19a, the distance between the outer periphery of the rotor core 1 and the stator in the q-axis direction becomes longer than the distance in the d-axis direction, and the magnetic flux in the q-axis direction hardly flows and the inductance Lq is reduced. The groove 19a is provided between the outer periphery of the rotor core 1 and the outermost slits 2c and 12c, and hardly affects the inductance Ld in the d-axis direction, so that the efficiency of SyIM can be improved.
  Moreover, since the leakage magnetic flux and harmonic iron loss in an outer peripheral part can be reduced by the groove | channel 19a provided in the outer peripheral part of the rotor core 1, SyIM efficiency can be improved further.
  In addition, although this groove | channel 9a shall extend in the lamination direction of the rotor core 1, it does not need to extend from the upper end to the lower end of a rotor. Even if the rotor core 1 provided with the groove 9a and the rotor core 1 not provided with the groove 9a are mixed in the stacking direction, by providing the rotor core 1 provided with the groove 9a in part, The inductance Lq can be reduced to some extent, and the efficiency can be improved.
[0071]
  Further, another configuration example of this embodiment is shown in FIG. As shown in the figure, a cutout portion 19b is formed by cutting out the outer peripheral portion of the rotor core 1 substantially in the q-axis direction so as to be a side substantially perpendicular to the q-axis. 24, the distance between the outer periphery of the rotor core 1 and the stator in the q-axis direction is wider than the distance in the d-axis direction, making it difficult for the magnetic flux to flow. Inductance Lq is reduced. Since the notch 19b is notched so as to be substantially perpendicular to the q axis, the flow of magnetic flux along the d axis is not affected. That is, since the inductance Ld in the d-axis direction is hardly affected, the salient pole ratio is increased and the efficiency of SyIM can be improved. Moreover, since the harmonic iron loss in this part can be reduced by notching the outer peripheral part of the rotor core 1, the efficiency of SyIM can be improved.
[0072]
  24 and 25, the distance between the rotor and the stator in the q-axis direction is longer than the distance between the rotor and the stator in the d-axis direction, so that the inductance Lq in the q-axis direction and the d-axis direction is obtained. , Ld can be increased, and the efficiency of SyIM can be improved.
  In addition, the shape of the groove 19a or the notch 19b is not limited to the above shape. For example, the groove 19a in FIG. 24 has a quadrangular shape including the q axis, but may have a triangular shape or a polygonal shape. Further, the cutout portion 19b in FIG. 25 is formed by forming a part of the circumference of the rotor core 1 as a side with a straight line perpendicular to the q axis and parallel to the d axis instead of an arc. Instead, it may be configured by a curve.
  Further, the groove 9a and the notch 9b may not be configured to include the q-axis, and may be arranged near the outer periphery in the q-axis direction or in the q′-axis direction inclined by a predetermined rotation angle θ from the q-axis to the rotation direction. You may provide in the outer periphery vicinity. By making the distance between the rotor core 1 in the q′-axis direction and the stator larger than the distance in the d′-axis direction, the difference in inductance between the q-axis direction and the d-axis direction can be increased, and the efficiency of SyIM Can be improved.
[0073]
  Further, for example, as shown in FIG. 26, the outer shape of the rotor core 1 may be an ellipse having a long axis as the d axis where magnetic flux easily flows and a short axis as the q axis direction where magnetic flux does not easily flow. In this case, the space 19c between the rotor core 1 in the q-axis direction and the stator is expanded, and the inductance Lq in the q-axis direction can be reduced. Furthermore, since the inductance Ld in the d-axis direction is hardly affected, the efficiency of SyIM can be improved. Further, by increasing the distance in the q-axis direction, the harmonic iron loss can be reduced, and the efficiency of SyIM can be improved.
[0074]
  In addition, as shown in FIG. 27, the outer shape of the rotor core 1 is d ′ in which the q ′ axis is inclined by the rotation angle θ in the rotation direction and the d ′ axis is inclined by the rotation angle θ in the rotation direction. An ellipse with the axis as the major axis is assumed.
  In consideration of the fact that the magnetic flux 8 generated by the stator is advanced by the rotation angle θ of about 0 to 50 degrees in the rotation direction with respect to the d axis where the magnetic flux easily flows during the synchronous operation of the SyIM, the rotation in the q ′ axis direction The distance between the core 1 and the stator is configured to be larger than the distance in the d′-axis direction. For this reason, during synchronous operation, a space 19c is created in the q′-axis direction, and the inductance in the q′-axis direction is set by making the distance between the rotor core 1 and the stator larger than the distance in the d′-axis direction. Can be reduced. In this configuration, since the inductance Ld in the d′-axis direction is hardly affected, the reluctance torque can be increased and the efficiency of SyIM can be improved. Further, by increasing the distance between the rotor core 1 and the stator in the q′-axis direction, the harmonic iron loss can be reduced, and the efficiency of SyIM can be improved.
[0075]
  Further, in addition to the configuration shown in FIGS. 26 and 27, a groove 9a and a notch 19b are provided on the outer periphery in the q-axis direction, and the distance between the rotor core 1 and the stator is d-axis in the q-axis direction. You may comprise so that it may become larger than a direction.
[0076]
  Moreover, although this embodiment described the case where it applied to the rotor core 1 shown in FIG. 1, the slits 2 and 12 and the slots 3 and 13 arrange | positioned at the rotor core 1 may have a conventional configuration. However, the present invention can also be applied to the rotor core 1 having the configuration shown in FIGS. 3, 4, 5, and 11. Further, if the rotor core having these configurations is provided with at least one of the configurations described in the first to third embodiments, the motor efficiency can be further improved.
[0077]
Embodiment 5 FIG.
  FIG. 28 is a top view showing the rotor core of the synchronous induction motor according to Embodiment 5 of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG. 1 denote the same or corresponding parts, and a description thereof will be omitted. Further, in the figure, the fillers in the slits 2 and 12 and the slots 3 and 13 are displayed in a grid so as to be easily understood.
[0078]
  One of the factors that determine the efficiency of SyIM is the difference or ratio between the d-axis inductance Ld in which the magnetic flux easily flows and the q-axis inductance Lq in which the magnetic flux does not easily flow. The efficiency can be improved if the difference between the inductance Ld and the inductance Lq is increased by increasing the inductance Ld in the d-axis direction or decreasing the inductance Lq in the q-axis direction. In this embodiment, the inductance Lq is reduced by making it difficult for the magnetic flux on the outer periphery of the rotor core 1 to flow.
[0079]
  In FIG. 28, the outer peripheral shape of the rotor core 1 is configured by connecting a plurality of arcs curved along the outer periphery of the slots 3 and 13. As a result, the distance through which the magnetic flux flows in the outer peripheral portion of the rotor core 1 becomes long, so that the magnetic flux hardly flows and the inductance Lq in the q-axis direction can be reduced. Even with such an outer peripheral shape, the configuration in which the slots are not arranged in the d-axis direction hardly affects the inductance Ld in the d-axis direction, so that the efficiency of SyIM can be improved.
  Moreover, since the harmonic iron loss in an outer peripheral part can be reduced by lengthening the distance of the outer periphery of the rotor core 1, SyIM efficiency can be improved further.
  The outer peripheral shape is not limited to the shape of the rotor core 1 on the outer periphery of all the slots 3 and 13, and is not limited to that of the rotor core 1 provided with the slots 3 and 13 at least near the q axis. An effect is obtained by curving the outer periphery along the outer shape of the slots 3 and 13. However, the outer peripheral shape of the rotor core 1 provided with the slots 3 and 13 in the q′-axis direction inclined by the rotation angle θ from the q-axis to the rotation direction of the q-axis is curved along the outer shape of the slots 3 and 13. Then, when the direction of the magnetic flux 8 enters from the d′-axis direction, there is an effect that the inductance Lq in the q-axis direction can be reduced.
  Here, the outer periphery of the rotor core 1 may not be curved along the outer shape of the slots 3 and 13, and the outer peripheral distance can be increased by being along the outer shape of the slots 3 and 13 to some extent. If it is effective.
[0080]
  FIG. 29 shows another configuration example of this embodiment. The outer peripheral shape of the rotor core 1 is curved along the outer periphery of the slots 3 and 13, and the slots 3d and 13d in the q-axis direction are constricted with the q-axis. By configuring in this way, the distance that the magnetic flux flows in the outer peripheral portion of the rotor core 1 in the q-axis direction can be made longer than in the configuration of FIG. 28, the magnetic flux hardly flows, and the inductance Lq in the q-axis direction can be reduced. Therefore, the efficiency of SyIM can be improved. Moreover, since the harmonic iron loss in the outer peripheral portion can be reduced, the efficiency of SyIM can be further improved.
[0081]
  FIG. 30 shows still another configuration example of this embodiment. As shown in the figure, the outer periphery of the rotor core 1 in which the slots 3 and 13 near the d-axis, in this case, the slots 3a, 3b, 3f, 3g, 13a, 13b, 13f, and 13g are arranged is left as it is. The shape of the outer periphery of the rotor core 1 in which the other slots 3c, 3d, 3e, 13c, 13d, and 13e are arranged is curved along the outer periphery of the slots 3 and 13.
  Thereby, since the distance that the magnetic flux flows in the outer peripheral portion of the rotor core 1 becomes long, the magnetic flux becomes difficult to flow, and the inductance Lq in the q-axis direction can be reduced. Furthermore, since the outer peripheral portion of the rotor core 1 is left as it is in the slots 3 and 13 in the vicinity of the d-axis, the influence on the inductance Ld in the d-axis direction is smaller than the configuration shown in FIG. Can improve the efficiency. Moreover, since the harmonic iron loss in an outer peripheral part can be reduced by lengthening the outer peripheral part of the rotor core 1, the efficiency of SyIM can be improved. Further, since the magnetic flux does not easily pass through the outer peripheral portion, the thin-walled connecting portion may be thickened, and the proof strength against the centrifugal force of the rotor can be improved.
[0082]
  In FIG. 30, the same applies to the case where the outer shape of the rotor core 1 in the q′-axis direction instead of the q-axis direction is curved along the outer periphery of the slots 3 and 13 in the vicinity thereof. At this time, the outer shape of the rotor core 1 may be left as it is in the slots 3 and 13 near the d ′ axis.
  Further, in the configuration shown in FIG. 30, if the q axis of the slots 3d and 13d is constricted toward the rotating shaft 4 as shown in FIG. 29 and the outside of the slots 3d and 13d is constituted by two arcs, While the inductance Lq is further reduced, the harmonic iron loss at the outer periphery is further reduced, and the efficiency of SyIM can be further improved.
[0083]
  Although this embodiment has been described with respect to the case where it is applied to the rotor core 1 shown in FIG. 1, it can also be applied to the rotor core 1 having the configuration shown in FIG. 3, FIG. 4, FIG. . In addition, when the rotor core having these configurations is provided with at least one of the configurations described in the first to fourth embodiments, the motor efficiency can be further improved.
[0084]
  In each of the first to fifth embodiments, aluminum is used as the filling material, but another material such as copper may be used, and the same effect can be obtained if it is a non-magnetic material and a conductive material. .
  In each of the first to fifth embodiments, the slits 2 and 12 and the slots 3 and 13 are filled with the same aluminum, but the same effect can be obtained even if different substances are filled. The slits 2 and 12 may be filled with, for example, aluminum by a die casting method or the like, and the slot portions 3 and 13 may be filled with another copper having a high conductivity, for example, by a die casting method or the like. With this configuration, if a filler material made of an optimal material is used to make the slits 2 and 12 function, and if another filler material made of an optimum material is used to make the slots 3 and 13 function, The effect can be enhanced. In manufacturing, if the slots 2 and 12 are covered so that the fillers in the slots 3 and 13 do not enter the slots 3 and 13 and then the slots 3 and 13 are filled, the fillers in the slits 2 and 12 and the slots 3 and 13 are surely filled. Can be separated. In this case, the material filling the slits 2 and 12 is not necessarily made of a conductive material.
[0085]
  Further, in each of the first to fifth embodiments, the filling material of the slits 2 and 12 is filled with a non-magnetic material, but a magnetic material such as a magnet is inserted into a part or all of the slits 2 and 12. Also good. When a magnetic body is inserted into the slits 2 and 12, magnetic flux can pass through the slit and a large amount of magnetic flux can be passed, so that the output of the electric motor can be increased. When manufacturing, if the filling material is opened in advance so that the magnet can be inserted, the magnet to be inserted into the slits 2 and 12 is processed into a shape that fits the irregularities of the slits 2 and 12, and then inserted here. Easy to install.
[0086]
  In each of the first to fifth embodiments, the slits 2 and 12 and the slots 3 and 13 are connected and connected by a continuous curve. However, the constriction is formed between the slits 2 and 12 and the slots 3 and 13. Even if a gap is provided or separated by several millimeters, the slits 2 and 12 and the slots 3 and 13 are magnetically insulated from each other in the q-axis direction. This is the same as the case and produces the same effect.
[0087]
  Further, the first embodiment, the second embodiment, the fourth embodiment, and the fifth embodiment have the q-axis and the d-axis that are orthogonal to each other, and can be operated at a large number of revolutions with the number of pole projections being two. Although the thing was demonstrated, the same effect is produced even if the number of poles is two or more. In the case of a dipole projection, the d-axis and q-axis are orthogonal to each other and the angle between the poles is 180 degrees. However, since the angle between the poles is 90 degrees in the case of four poles, the configuration of the rotor core 1 may be configured to be rotationally symmetrical at 90 degrees about the rotation center of the rotor core. The same applies to the case where the number of poles is larger, and it may be configured to be rotationally symmetric at the angle between the poles.
[0088]
  Moreover, since SyIM by each of Embodiment 1-Embodiment 5 does not use a magnet such as a permanent magnet, it can prevent an increase in cost and has good recyclability.
[0089]
  In addition, the synchronous induction motor shown in Embodiments 1 to 5 is capable of high-efficiency operation without generating secondary copper loss of the rotor during synchronous operation, as compared with conventional induction motors. Compared with an efficient electric motor, the size can be reduced. For this reason, when this synchronous induction motor is used for a refrigerating and air-conditioning apparatus such as a blower, a compressor, an air conditioner or a refrigerator using a fan motor, the efficiency of the entire apparatus can be improved and the size can be reduced. By downsizing, the weight can be reduced and it is easy to carry.
[0090]
【The invention's effect】
  A synchronous induction motor according to claim 1 of the present invention includes a plurality of laminated rotor cores, a d-axis provided in the rotor core and a direction in which magnetic flux easily flows, and a q-axis that is a direction in which magnetic flux does not easily flow. A plurality of slits for forming reluctance torque by forming magnetic pole projections, a plurality of slots provided inside the outer periphery of the rotor core for generating induction torque, and a conductive material filled in the slots. Provided with a rotor, the slot closest to the rotation axis is connected to the slit, and the slot not connected to the slit is provided between the slot connected to the slit farthest from the d-axisIn the radial direction of the rotor core, the distance from the outer peripheral side of the slot not connected to the slit to the outer periphery of the rotor core is determined from the outer peripheral side of the slot connected to the slit to the rotor core. By configuring to be shorter than the distance to the outer periphery, a synchronous induction motor that can reduce the magnetic flux flowing in the outer periphery of the rotor and improve the efficiency of the motor can be obtained.
[0091]
  According to the invention of claim 2 of the present invention,With d-axis and q-axis that are orthogonal to each other and the number of pole projections is two, the number of revolutions can be increased when the same level of power is applied to an electric motor with four or more poles. Thus, a synchronous induction motor that can prevent a decrease in output is obtained.
[0092]
  According to the invention of claim 3 of the present invention, by exposing the slot not connected to the slit to the outer periphery of the rotor core, the magnetic flux flowing in the outer periphery of the rotor is further reduced, A synchronous induction motor capable of improving the efficiency of the electric motor is obtained.
[0093]
  According to a fourth aspect of the present invention, the slot that is not connected to the slit has a fitting portion that fits into the rotor core, so that the resistance to centrifugal force caused by the rotation of the rotor is increased. A synchronous induction motor that can be improved is obtained.
[0094]
  According to the invention of claim 5 of the present invention, the shape of the outer periphery in the q′-axis direction inclined by a predetermined angle in the rotational direction from the q-axis or the q-axis is formed on the slot provided inside the outer periphery. Since the outer peripheral distance is increased by curving along the shape, a synchronous induction motor that can reduce the inductance Lq on the q-axis side and improve the motor efficiency can be obtained.
[0095]
  According to the sixth aspect of the present invention, the d-axis or the d′-axis inclined at a predetermined angle in the rotation direction from the d-axis is configured to substantially coincide with the rolling direction of the rotor core. Thus, the efficiency of the electric motor can be improved, and the characteristics of the electric motor can be changed depending on the rolling direction, so that a synchronous induction motor that can increase the degree of freedom in design can be obtained.
[0096]
  According to the seventh aspect of the present invention, the synchronous induction motor having the synchronous induction motor according to any one of the first to sixth aspects is used to improve the efficiency. A compressor that can prevent the shortage from occurring and can be downsized with the same ability can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a transverse sectional view showing a synchronous induction motor according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a perspective view showing a rotor of the synchronous induction motor according to the first embodiment.
3 is a top view showing another configuration example of the rotor core of the synchronous induction motor according to Embodiment 1. FIG.
4 is a top view showing the rotor core of the synchronous induction motor according to Embodiment 1. FIG.
FIG. 5 is a top view showing another configuration example of the rotor core of the synchronous induction motor according to the first embodiment.
FIG. 6 is a partially enlarged view showing a part of the rotor core of the synchronous induction motor according to Embodiment 1 in an enlarged manner.
7 is a partial enlarged view showing still another configuration example of the rotor core of the synchronous induction motor according to Embodiment 1. FIG.
FIG. 8 is a partially enlarged view showing still another configuration example of the rotor core of the synchronous induction motor according to the first embodiment.
FIG. 9 is a partially enlarged view showing still another configuration example of the rotor core of the synchronous induction motor according to the first embodiment.
FIG. 10 is a partially enlarged view showing still another configuration example of the rotor core of the synchronous induction motor according to the first embodiment.
FIG. 11 is a top view showing still another configuration example of the rotor core of the synchronous induction motor according to the first embodiment.
12 is a top view showing a rotor core of a synchronous induction motor according to Embodiment 2 of the present invention. FIG.
FIG. 13 is a graph according to the second embodiment, showing the rotor rotation angle θ on the horizontal axis and the magnetic flux φ on the vertical axis.
FIG. 14 is a partially enlarged view showing a rotor core of the synchronous electric induction machine according to the second embodiment.
FIG. 15 is a partially enlarged view showing a rotor core of the synchronous electric induction machine according to the second embodiment.
FIG. 16 is a partially enlarged view showing another configuration example of the rotor core of the synchronous induction motor according to the second embodiment.
FIG. 17 is a top view showing a rotor core of the synchronous induction motor according to the second embodiment.
FIG. 18 is a partially enlarged view showing a rotor core of a synchronous induction motor according to Embodiment 2 in an enlarged manner.
FIG. 19 is a partially enlarged view showing another configuration example of the rotor core of the synchronous induction motor according to the second embodiment.
FIG. 20 is a partially enlarged view showing still another configuration example of the rotor core of the synchronous induction motor according to the second embodiment.
FIG. 21 is a top view showing a rotor core of a synchronous induction motor according to Embodiment 3 of the present invention.
22 is a top view showing another configuration example of the rotor core of the synchronous induction motor according to Embodiment 3. FIG.
FIG. 23 is a top view showing still another configuration example of the rotor core of the synchronous induction motor according to the third embodiment.
FIG. 24 is a top view showing a rotor of a synchronous induction motor according to Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 25 is a top view showing another configuration example of the rotor core of the synchronous induction motor according to the fourth embodiment.
FIG. 26 is a top view showing another configuration example of the rotor core of the synchronous induction motor according to the fourth embodiment.
FIG. 27 is a partially enlarged view showing a rotor core of the synchronous induction motor according to the fourth embodiment.
FIG. 28 is a top view showing a rotor core of a synchronous induction motor according to Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 29 is a top view showing another configuration example of the rotor core of the synchronous induction motor according to the fifth embodiment.
30 is a top view showing still another configuration example of the rotor core of the synchronous induction motor according to Embodiment 5. FIG.
FIG. 31 is a cross-sectional view showing a conventional 4-pole synchronous motor.
FIG. 32 is a longitudinal sectional view showing a conventional synchronous motor.
FIG. 33 is a transverse sectional view (FIG. 33 (a)) and a partially enlarged view (FIG. 33 (b)) showing a rotor of a conventional synchronous motor.
FIG. 34 is a top view showing a rotor core of a conventional synchronous motor.
[Explanation of symbols]
  1 rotor core, 2, 2a, 2b slit, 3, 3a-3g slot, 4 rotating shaft, 8 magnetic flux, 9 stator, 10 winding, 12, 12a, 12b slit, 13, 13a-13g slot, 15 thin wall Connection part, 17 Thin connection part, 18 Fitting part, 19a Groove, 19b Notch part, 19c Space, 30 Rotor.

Claims (7)

複数枚積層される回転子鉄心と、
前記回転子鉄心に設けられ磁束の流れやすい方向であるｄ軸および磁束の流れにくい方向であるｑ軸で磁極突起を形成してリラクタンストルクを発生させる複数のスリットと、
前記回転子鉄心の外周の内側に設けられ誘導トルクを発生させる複数のスロットと、
前記スロットに充填された導電性材と、を有する回転子を備え、
回転軸に最も近い前記スロットは前記スリットと接続し、前記ｄ軸から最も遠くに位置するスリットに接続された前記スロットとの間に、前記スリットに接続されない前記スロットを設け、前記回転子鉄心の径方向で、前記スリットに接続されていないスロットの外周側から前記回転子鉄心の外周までの距離を、前記スリットに接続されているスロットの外周側から前記回転子鉄心の外周までの距離よりも短くなるように構成したことを特徴とする同期誘導電動機。A rotor core laminated in a plurality of layers;
A plurality of slits provided on the rotor core for generating reluctance torque by forming magnetic pole projections on a d-axis that is a direction in which magnetic flux easily flows and a q-axis that is a direction in which magnetic flux hardly flows;
A plurality of slots provided on the inner periphery of the outer periphery of the rotor core for generating induction torque;
A rotor having a conductive material filled in the slot,
The slot closest to the rotation axis is connected to the slit, the slot not connected to the slit is provided between the slot connected to the slit farthest from the d-axis, and the rotor core In the radial direction, the distance from the outer peripheral side of the slot not connected to the slit to the outer periphery of the rotor core is larger than the distance from the outer peripheral side of the slot connected to the slit to the outer periphery of the rotor core. A synchronous induction motor characterized by being configured to be shorter . 互いに直交するｄ軸とｑ軸を備え、磁極突起の極数が２極であることを特徴とする請求項１に記載の同期誘導電動機。The synchronous induction motor according to claim 1, wherein the synchronous induction motor includes a d-axis and a q-axis that are orthogonal to each other, and the number of poles of the magnetic pole protrusion is two . 前記スリットに接続されていないスロットを前記回転子鉄心の外周側に露出させたことを特徴とする請求項１または２記載の同期誘導電動機。  The synchronous induction motor according to claim 1, wherein a slot not connected to the slit is exposed on an outer peripheral side of the rotor core. 前記スリットに接続されていないスロットは、前記回転子鉄心と嵌合する嵌合部を有することを特徴とする請求項１乃至３に記載の同期誘導電動機。Wherein not connected to the slit slot synchronous induction motor according to claim 1 to 3, wherein a fitting portion fitted with the rotor core. 前記ｑ軸または前記ｑ軸から回転方向に所定角度傾けたｑ’軸方向の外周の形状を、前記外周の内側に設けられているスロットの形状に沿って湾曲させて、前記外周の距離を長くしたことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の同期誘導電動機。The shape of the outer periphery in the q′-axis direction inclined by a predetermined angle in the rotation direction from the q-axis or the q-axis is curved along the shape of the slot provided on the inner side of the outer periphery to increase the distance of the outer periphery. The synchronous induction motor according to claim 1 , wherein the synchronous induction motor is provided. 前記ｄ軸または前記ｄ軸から回転方向に所定角度傾けたｄ’軸を、前記回転子鉄心の圧延方向と略一致するように構成したことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の同期誘導電動機。The d 'axis inclined a predetermined angle in the rotational direction from the d-axis or the d-axis, any one of claims 1 to 4, characterized by being configured so as to substantially coincide with the rolling direction of the rotor core The synchronous induction motor described in 1. 請求項１乃至６のうちいずれか１項に記載の同期誘導電動機を有する圧縮機。The compressor which has a synchronous induction motor given in any 1 paragraph among Claims 1 thru / or 6 .
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