JP4013814B2 - Antenna structure and communication device having the same - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信機の例えば回路基板に配設されるアンテナ構造およびそれを備えた通信機に関するものである。
【０００２】
【背景技術】
図１３には特許文献１に記載のアンテナの一つが示されている。このアンテナ４０は、例えば誘電体の基体４１に放射電極４２が形成されて成るものであり、例えば通信機の回路基板４３に実装される。
【０００３】
このアンテナ４０では、放射電極４２は、基体４１の上面４１ａの一端側から他端側に渡って伸長形成され、さらに、基体４１の側面４１ｂに回り込んで形成された後に基体４１の表面４１ａに戻る形状でもって、形成されている。この放射電極４２の一端部４２ａは、基体４１の側面４１ｃに形成された接地用電極４４に接続されており、その接地用電極４４を介して回路基板４３のグランド４５に接地されている。つまり、放射電極４２の端部４２ａはグランドに接地されたショート部と成している。
【０００４】
また、基体４１の側面４１ｄには給電電極４６が下端側から上端側に渡って形成され、この給電電極４６の上端側はさらに基体４１の上面４１ａに伸長形成され、当該給電電極４６の上端部は放射電極４２の開放端４２ｂと間隔を介して対向配置されている。この給電電極４６の下端部は回路基板４３に形成された給電用パターン４７に接続されている。この給電用パターン４７は通信機の通信用の高周波回路（図示せず）に接続されている。
【０００５】
例えば、その通信用の高周波回路から送信用の信号が給電用パターン４７を介してアンテナ４０の給電電極４６に供給されると、その信号は、給電電極４６から、当該給電電極４６と放射電極４２の開放端４２ｂとの間の容量を介して、放射電極４２に供給される。この供給された送信用の信号に基づいて放射電極４２が共振して信号が放射される（つまり、アンテナ動作を行う）。
【０００６】
【特許文献１】
特開平９−１６２６３３号公報
【特許文献２】
特開２００１−２１７６４３号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上記したような基板上に配設されるアンテナに対しては、アンテナの小型化や、アンテナ効率の向上や、製造の容易さや、マルチバンド化に対応できること等の要求がある。
【０００８】
図１３のアンテナ４０の構成では、放射電極４２の幅が狭いので、当該放射電極４２を通電する電流のロス（損失）が発生し易い。このため、アンテナ効率の向上が難しいという問題がある。また、放射電極４２は基体４１の複数の面に渡って形成されて形状が複雑であり、製造工程が煩雑になる。さらに、アンテナ４０を回路基板４３に実装する際に、アンテナ４０の接地用電極４４を、回路基板４３のグランド４５に位置合わせし、かつ、アンテナ４０の給電電極４６を、回路基板４３の給電用パターン４７に位置合わせしなければならず、アンテナ４０の実装作業が面倒である。
【０００９】
ところで、放射電極は複数の共振周波数を有している。ここでは、それら複数の共振周波数の中で最も低い共振周波数（基本周波数）を利用したアンテナ動作を基本モードの通信動作と呼び、また、それよりも高い共振周波数（高次周波数）を利用したアンテナ動作を高次モードの通信動作と呼ぶこととする。
【００１０】
放射電極４２に基本モードの通信動作だけでなく、高次モードの通信動作をも行わせることによって、アンテナ４０は、複数の周波数帯での通信が可能なアンテナと成すことができる。しかしながら、アンテナ４０の構成では、放射電極４２の基本周波数が設定の周波数となるように放射電極４２の電気長を設定すると、放射電極４２の高次周波数が、基本周波数のほぼ整数倍の周波数に定まってしまうため、高次周波数の制御が難しいという問題がある。すなわち、アンテナ４０の構成では、通信が可能な周波数帯の組み合わせが定まってしまう。このため、マルチバンド化に対応することが困難である。
【００１１】
本発明は上記課題を解決するために成されたものであり、その目的は、小型化を促進させながらもアンテナ効率の向上を図ることができ、また、製造が容易で、マルチバンド化に対応することができるアンテナ構造およびそれを備えた通信機を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、この発明は次に示す構成をもって前記課題を解決するための手段と成している。すなわち、この発明は、接地基板の表面上に当該接地基板と間隔を介して給電放射電極が配置されて成るアンテナ構造であって、給電放射電極は基本モードの共振周波数と当該基本モードの共振周波数よりは高い高次モードの共振周波数とでアンテナ動作を行う構成と成し、当該給電放射電極においては、接地基板に接地用電極を介して接続するショート部と、開放端部とがスリットを介して隣接配置されており、開放端部からショート部に至る電流経路は前記スリットを避けて迂回したループ状の経路と成し、前記高次モードの共振周波数は基本モードの共振周波数の整数倍の共振周波数からずらされており、その共振周波数のずれ量は前記スリットの容量によって調整されており、また、接地基板の表面には、給電放射電極への給電用の導体パターンが給電放射電極の開放端部に間隔を介し対向して形成されており、給電放射電極は、接地基板上の給電用の導体パターンから当該導体パターンと開放端部との間の容量を介して給電される容量給電タイプの給電放射電極と成し、前記給電放射電極の開放端部と、接地基板上の給電用の導体パターンとの間の空間部に給電放射電極と当該給電放射電極へ容量給電する高周波回路側との整合状態を調整するための誘電率を持たせた誘電体が介設され、また、給電放射電極の開放端部以外の部分と接地基板との間の空間部には給電放射電極の電気長を定めるための誘電率を持たせた誘電体が介設される構成と成し、給電放射電極の開放端部と給電用の導体パターンとの間に介設された誘電体と、給電放射電極の開放端部以外の部分と接地基板との間に介設された誘電体とに異なる誘電率を持たせることで両誘電体に互いに異なる役割を分担させていることを特徴としている。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下に、この発明に係る実施形態例を図面に基づいて説明する。説明の都合上、本発明の実施形態例を説明する前に、先ず、本発明を説明するための参考例を説明する。
【００１４】
図１（ａ）には参考例のアンテナ構造が模式的な斜視図により示され、図１（ｂ）には図１（ａ）のＡ−Ａ部分の模式的な断面図が示され、図１（ｃ）には図１（ａ）のａ方向から見た参考例のアンテナ構造が分解状態で示されている。
【００１５】
参考例のアンテナ構造１は、接地基板２の表面上に当該接地基板２と間隔を介して配置される給電放射電極３と、当該給電放射電極３を接地基板２に接続させる接地用電極４と、接地基板２の表面に形成されている給電用の導体パターンである給電用パターン５と、給電放射電極３と接地基板２との間の空間部に介設される誘電体６とを有して構成されている。
【００１６】
この参考例では、給電放射電極３は、接地基板２と間隔を介し平行に配置されており、当該給電放射電極３にはスリット８が形成されている。そのスリット８を介して隣り合う給電放射電極端縁部分α，β（図１（ｃ）参照）のうち、一方の給電放射電極端縁部分αは開放端部と成し、他方の給電放射電極端縁部分βはショート部と成している。この参考例では、接地基板２は長方形状となっており、給電放射電極３の開放端部αおよびショート部βは長方形状の接地基板２の短辺側の端縁領域に配置されている。
【００１７】
接地用電極４は給電放射電極３のショート部βに連接されており、当該接地用電極４は、給電放射電極３のショート部βを接地基板２に接地させている。
【００１８】
この参考例では、給電放射電極３の開放端部αの一部分は接地基板２側に折り曲げられ当該折り曲げ部分はさらにその先端部が折り曲げられて接地基板２と間隔を介して平行となっている。接地基板２には、そのような給電放射電極３の開放端部αに対向する端縁部分に、給電用パターン５が形成されている。
【００１９】
その給電用パターン５は、接地基板２の短辺側端縁に沿って形成されて給電放射電極３の開放端部αに間隔を介し対向している。この参考例では、給電用パターン５の一端側は接地基板２の長辺に沿う方向に伸長形成されており、給電用パターン５はＬ字形状となっている。この給電用パターン５の端部は例えば通信機の通信用の高周波回路９に接続される。
【００２０】
誘電体６は接地基板２と給電放射電極３との間の空間部を充填するように形成されている。これにより、誘電体６はスリット８にも、また、給電放射電極３の開放端部αと給電用パターン５との間にも配設されている。この誘電体６の作製手法には様々な手法があるが、その一例を挙げると、例えばインサート成形手法がある。インサート成形手法を利用した場合には、給電放射電極３および接地用電極４と一体化した直方体状の誘電体６を形作ることができる。この場合には、図１（ｃ）に示すような給電放射電極３および接地用電極４が誘電体６の基体に形成されて成るチップ状の部品が作製されるので、そのチップ状の部品を接地基板２上に実装することになる。
【００２１】
このようなアンテナ構造１においては、例えば、通信機の高周波回路９から送信用の信号が給電用パターン５に供給されると、その送信用の信号は、給電用パターン５から、当該給電用パターン５と給電放射電極３の開放端部αとの間の容量Ｃqを介して給電放射電極３の開放端部αに伝達される。つまり、この参考例では、給電放射電極３は容量給電タイプの放射電極となっている。
【００２２】
その給電放射電極３の開放端部αに供給された送信用の信号の電流は、例えば図２（ａ）のモデル図の実線Ｉに示されるように、スリット８を避けて迂回したループ状の経路でもってショート部βに向けて通電する。この送信用の信号の通電によって給電放射電極３が共振することにより、送信用の信号が給電放射電極３から外部に放射される。
【００２３】
ところで、給電放射電極３は予め定められた設定の共振周波数でもって共振することができるように、給電放射電極３の電気長が設定されている。この参考例に示す給電放射電極３において、当該給電放射電極３の電気長に主に関与するのは、（１）開放端部αからショート部βに至るまでの電流経路の物理的な長さと、（２）その長さを決定するスリット８の形成位置およびスリット長と、（３）給電放射電極３における波長短縮効果を導く誘電体６の誘電率およびその形成量と、（４）スリット８に生じる容量Ｃsである。
【００２４】
例えば、スリット８の形成位置の調整やスリット長の延長によって、給電放射電極３の開放端部αからショート部βに至るまでの電流経路の物理的な長さを長くすると、給電放射電極３の電気長を長くすることができる。また、誘電体６の誘電率を高くすると、誘電体６による波長短縮効果が高まって給電放射電極３の電気長を長くすることができる。さらに、スリット８の幅や誘電率（ここでは誘電体６の誘電率）の調整によってスリット８の容量Ｃsを大きくすると、給電放射電極３の電気長を長くすることができる。
【００２５】
この参考例では、給電放射電極３は、基本モードと高次モードの両方のアンテナ動作が可能となっており、それら基本モードと高次モードのそれぞれの周波数帯が設定の周波数帯となるように、実験やシミュレーションによって給電放射電極３の電気長が調整されて給電放射電極３の前述したような構成要素（１）〜（４）が、それぞれ、設定されている。
【００２６】
なお、給電放射電極３の高次モードの共振周波数（高次周波数）と、基本モードの共振周波数（基本周波数）とは、高次周波数が基本周波数のほぼ整数倍の周波数になるという関係がある。このために、例えば、基本周波数だけを調整しようとしても、基本周波数だけでなく、高次周波数をも変動してしまうため、共振周波数の調整は難しいものであるが、この参考例では、スリット８が形成されているので、共振周波数調整の難しさを軽減することができる。つまり、スリット８を利用することで、給電放射電極３の電気長の調整ができるので、基本周波数の調整を行うことができるのはもちろんであるが、スリット８の形状を最適化すれば、スリット８を利用して給電放射電極３の電気長を可変した際に、その電気長の可変による基本周波数の可変幅に比べて高次周波数の可変幅を大きくできる。このことから、高次周波数の調整が容易となる。言い換えれば、スリット８の容量Ｃsの可変調整によって、基本周波数の変動を抑制しながら高次周波数の調整を行うことができるので、高次周波数の調整が容易となる。なお、そのように共振周波数の調整が容易となる理由は、スリット８に生じる容量Ｃsと、給電放射電極３が持つインダクタンス成分とが等価的に形成するＬＣ共振回路が関与している。
【００２７】
この参考例のアンテナ構造１から得られる効果を以下に述べる。
【００２８】
この参考例では、給電放射電極３は、開放端部αと給電用パターン５間の容量Ｃqを利用した容量給電タイプの放射電極と成していることから、その開放端部αと給電用パターン５間の容量Ｃqを調整することで、給電放射電極３と例えば通信機の高周波回路９側との整合状態を容易に調整することができる。その上、この参考例では、給電放射電極３が高周波回路９側に接続する給電部位を開放端部αとした。このため、給電放射電極３と高周波回路９側との整合を、基本モードと高次モードの何れの場合であっても、良好にすることができる。それというのは次に示すような理由による。
【００２９】
図３（ａ）、（ｂ）は、給電放射電極３の開放端部αからショート部βに至るまでの電流経路の電磁界分布を表したグラフであり、図３（ａ）は基本モードに関するものであり、図３（ｂ）は高次モードに関するものである。また、図３（ａ）、（ｂ）において、実線Ｉ1，Ｉ2は電流分布を表し、点線Ｖ1，Ｖ2は電圧分布を表している。
【００３０】
給電放射電極３と高周波回路９側との整合を、基本モードと高次モードの何れの場合であっても良好にするためには、給電放射電極３の給電部分のインピーダンスが、基本モードと高次モードの何れにおいても同じ又は同程度であることが望ましい。しかしながら、給電放射電極３のインピーダンス分布は、図３（ａ）、（ｂ）の電流分布と電圧分布の関係から推測できるように、基本モードの場合と、高次モードの場合とで異なる。このため、基本モードと高次モードの何れの場合においても、給電放射電極３と高周波回路９側との整合を良好にすることができる給電放射電極部位は限られている。
【００３１】
この参考例では、給電放射電極３が高周波回路９側と接続する給電部分は開放端部αであり、その開放端部αは基本モードに対するインピーダンスと、高次モードに対するインピーダンスとが共通して高くなっている。したがって、基本モードと高次モードの何れの場合においても、給電放射電極３と高周波回路９側との整合を良好にできる。
【００３２】
このことは、本発明者の次に示すような実験によっても確認されている。この実験では、４つのサンプルＡ〜Ｄを用いた。それらサンプルＡ〜Ｄのアンテナ構造は、給電に関する構成以外の構成は同様であり、サンプルＡ〜Ｄの何れも、図４に示されるような形状の給電放射電極３が図１と同様に接地基板２の端部に配設されて構成されている。
【００３３】
サンプルＡの給電放射電極３は、図４に示す給電放射電極３のＰ1位置（ショート部β）に直接的に高周波回路９側が接続されている。つまり、サンプルＡでは、給電放射電極３のショート部βには、接地基板２に向けて伸びる給電電極が連接されており、当該給電電極は接地基板２上の給電用パターン５に直接的に接続されている。つまり、サンプルＡの給電放射電極３は直接給電タイプの放射電極である。
【００３４】
サンプルＢは参考例に示した構成を有するものであり、このサンプルＢでは、給電放射電極３の図４に示すＰ2位置（開放端部α）に高周波回路９側（給電用パターン５）が容量を介して接続されている。
【００３５】
サンプルＣの給電放射電極３はサンプルＢの給電放射電極３と同様に容量給電タイプの放射電極であるが、サンプルＣでは、給電放射電極３の図４に示すＰ3位置に高周波回路９側（給電用パターン５）が容量を介して接続されている。また、サンプルＤの給電放射電極３もサンプルＢの給電放射電極３と同様に容量給電タイプの放射電極であるが、サンプルＤでは、給電放射電極３の図４に示すＰ4位置に高周波回路９側（給電用パターン５）が容量を介して接続されている。
【００３６】
なお、サンプルＡ〜Ｄにおいて、給電放射電極３は、その幅ｗが４０mmであり、長さＬが２０mmであり、接地基板２に対する給電放射電極３の高さ位置は６mmである。また、給電放射電極３が配設された接地基板２は、その幅が４０mmであり、長さが８０mmであり、厚みが１mmである。
【００３７】
サンプルＡ〜Ｄについて、基本モードと高次モードのそれぞれに関し、５０Ω給電に対する整合状態を調べた。図５（ａ）〜（ｄ）はその実験により得られたスミスチャートが示されている。図５（ａ）はサンプルＡに関するものであり、図５（ｂ）はサンプルＢに関するものであり、図５（ｃ）はサンプルＣに関するものであり、図５（ｄ）はサンプルＤに関するものである。図５（ａ）〜（ｄ）において、スミスチャートの中心Ｏは５０Ωで入力電力が最大となる点であり、▲は基本モードの共振点を示し、■は高次モードの共振点を示している。
【００３８】
また、図６（ａ）〜（ｄ）には、それぞれ、実験により得られたリターンロス特性が示されている。図６（ａ）はサンプルＡに関するものであり、図６（ｂ）はサンプルＢに関するものであり、図６（ｃ）はサンプルＣに関するものであり、図６（ｄ）はサンプルＤに関するものである。
【００３９】
さらに、表１にはサンプルＡ〜Ｄのそれぞれに関する入力電力比が示されている。なお、入力電力Ｐinとは、リターンロスの値をRLとしたときに、Ｐin＝１−１０（ RL ／ 10 ）の数式によって求まる値であり、ここでの入力電力比とは、高次モードのリターンロスに基づいて求めた入力電力ＰfHと、基本モードのリターンロスに基づいて求めた入力電力ＰfLとの比（ＰfL／ＰfH）とした。
【００４０】
【表１】

Figure 0004013814
【００４１】
図５のスミスチャートに表されているように、参考例の構成（つまり、給電放射電極３の開放端部αに容量給電させる構成）を有するサンプルＢ（図５（ｂ）参照）は、他のサンプルＡ，Ｃ，Ｄよりも、基本モードの共振点と高次モードの共振点との位置が近く、基本モードと高次モードの整合の格差が小さいことが分かる。このことは、図６のリターンロス特性からも見ることができる。つまり、給電放射電極３が開放端部α（Ｐ2）以外の部分（Ｐ3，Ｐ4）で容量給電されるタイプのサンプルＣ，Ｄ（図６（ｃ）、（ｄ）参照）は、基本モードのリターンロスRLLと、高次モードのリターンロスRLHとの差が大きく、基本モードと高次モードの整合の格差が大きいことが分かる。これに対して、参考例の構成を有するもの（サンプルＢ（図６（ｂ）参照））は、基本モードのリターンロスRLLと、高次モードのリターンロスRLHとが同程度であり、基本モードと高次モードの整合の格差が小さいことが分かる。また、直接給電タイプのサンプルＡ（図６（ａ）参照）も、基本モードのリターンロスRLLと、高次モードのリターンロスRLHとが同程度であるが、参考例の構成を有するサンプルＢは、その直接給電タイプのサンプルＡよりも、基本モードと高次モードのリターンロスRLL，RLHが深く、当該サンプルＢはサンプルＡよりも整合状態が良好である。
【００４２】
さらにまた、参考例の構成を備えることによって、基本モードと高次モードの整合の格差を小さくできることは、表１の入力電力比（ＰfL／ＰfH）からも分かる。つまり、入力電力比（ＰfL／ＰfH）が１に近づく程、基本モードと高次モードの整合の格差が小さいことを表している。参考例の構成を備えたサンプルＢの入力電力比は１に近い０．９７であり、このことからも、参考例の構成を備えることにより、基本モードと高次モードの整合の格差が小さいことが分かる。
【００４３】
以上のような実験結果にも示されているように、この参考例の構成を備えることによって、給電放射電極３の開放端部αと給電用パターン５間の間隔や対向面積の調整等により開放端部αと給電用パターン５間の容量Ｃqを適宜な値に設定することにより、基本モードと高次モードの整合の格差を小さくできる。これにより、基本モードと高次モードの何れの場合においても、給電放射電極３と高周波回路９側との整合を良好にできる。
【００４４】
この参考例の構成から、さらに次に示すような効果をも奏することができる。例えば、図１３に示すような構成では、基体４１に放射電極４２が形成された後に、その基体４１が回路基板４３に実装される。この実装工程では、基体４１側の接地用電極４４、給電電極４６がそれぞれ回路基板４３のグランド４５、給電用パターン４７に接続するように位置合わせして基体４１を回路基板４３上に配置する。その後、基体４１側の接地用電極４４、給電電極４６をそれぞれ回路基板４３のグランド４５、給電用パターン４７にはんだ接続する。
【００４５】
これに対して、この参考例の構成では、例えば、誘電体６から成る基体に給電放射電極３と接地用電極４が形成されたチップ状の部品を、給電用パターン５が形成された接地基板２に実装する場合に、確実に例えばはんだ等によって接続させなければならない部分は、誘電体６をただ接地基板２に固定するだけの部分を除けば、誘電体６側の接地用電極４と、接地基板２との接続部分である。つまり、図１３に示すような構成では、アンテナ特性に関わる必須の接続部分は、基体４１側の接地用電極４４と回路基板４３のグランド４５との接続部分と、基体４１側の給電電極４６と回路基板４３の給電用パターン４７との接続部分との２箇所である。これに対して、この参考例の構成では、アンテナ特性に関わる必須の接続部分は、誘電体６側の接地用電極４と接地基板２との接続部分の１箇所であり、図１３の構成よりも必須の接続部分の数を削減することができる。このため、この参考例の構成を備えることによって、接続不良に起因したアンテナ特性劣化問題の発生確率を低減することができて、信頼性を向上させることができる。また、アンテナ構造１の製造工程の簡素化を図ることができる。
【００４６】
また、図１３に示す構成では、給電電極４６と放射電極４２がショートする虞があったが、この参考例では、給電放射電極３の開放端部αと給電用パターン５との間には誘電体６が介設されているので、給電放射電極３と給電用パターン５間のショート問題を回避することができる。このことも、参考例のアンテナ構造１の信頼性向上に寄与する。
【００４７】
さらに、例えば、図１３の構成では、基体４１側の給電電極４６と、回路基板４３の給電用パターン４７とを確実にはんだ接続させるために、給電用パターン４７は基体４１よりも外側の回路基板部分にはみ出して形成されている。このため、基体４１よりも広い面積をアンテナ占有スペースとして回路基板４３に用意しなければならない。これに対して、参考例では、給電放射電極３の開放端部αと、給電用パターン５とが間隔を介して対向すればよいので、給電用パターン５の全てが、給電放射電極３に対向する接地基板部分に形成されている。このため、給電放射電極３（誘電体６）を配設するスペースだけを接地基板２に用意すればよいので、接地基板２におけるアンテナ占有スペースを削減することができる。換言すれば、接地基板２におけるアンテナ占有スペースの広さが定まっている場合には、その設定のアンテナ占有スペースの全体を給電放射電極３の配置領域として使用できるので、給電放射電極３を拡大することができる。この給電放射電極３の拡大によってアンテナ効率を向上させることが可能である。
【００４８】
また、この参考例では、給電放射電極３の開放端部αを接地基板２の給電用パターン５に容量を介して接続させる構成であるので、図１３に示す給電電極４６に対応する電極が不要であり、これにより、アンテナ構造１の電極の簡略化を図ることができる。
【００４９】
さらに、この参考例では、給電放射電極３にスリット８を形成し、当該スリット８によって給電放射電極３に流れる電流経路をループ状としている。この構成から次に示すような効果を得ることができる。すなわち、スリット８によって給電放射電極３に流れる電流経路をループ状としたことにより、給電放射電極３を長くすることなく、開放端部αからショート部βに至るまでの物理的な長さを長くできて給電放射電極３の電気長を長くすることができる。また、スリット８を給電放射電極３に設けることにより当該スリット８に生じる容量Ｃsによっても給電放射電極３の電気長を長くすることができる。
【００５０】
さらに、給電放射電極３と接地基板２間に誘電体６を介設しており、その誘電体６による波長短縮効果によっても給電放射電極３の電気長を長くすることができる。
【００５１】
このように参考例では、スリット８と誘電体６によって給電放射電極３の電気長を長くすることができるので、給電放射電極３の小型化、つまり、アンテナ構造１の小型化を促進させることができる。特に、参考例では、スリット８に生じる容量Ｃsによって給電放射電極３の電気長を長くできるので、給電放射電極３の開放端部αからショート部βに至るまでの物理的な長さを抑えながら、給電放射電極３の電気長を長くすることができることから、電流の損失を抑制することができて、アンテナ効率を向上させることができる。
【００５２】
また、この参考例では、給電放射電極３にスリット８を形成して当該スリット８により給電放射電極３の電流経路をループ状としたので、例えば給電放射電極３に図２（ｂ）に示されるようなスリット１０を形成して給電放射電極３の電流経路をミアンダ状にした場合よりも、電流経路の電極幅が広くなることから、アンテナ効率を向上させることができる。具体例を挙げると、例えば給電放射電極３は、その幅ｗが３６mmであり、長さＬが２０mmであり、接地基板２に対する給電放射電極３の高さ位置が６mmであり、また、給電放射電極３が配設される接地基板２は、その幅が４０mmであり、長さが１１５mmであり、厚みが１mmであるという条件の下で、ウィラ・キャップ法により、電流経路がループ状の給電放射電極３（図２（ａ）参照）と、電流経路がミアンダ状の給電放射電極３（図２（ｂ）参照）とのそれぞれに関してアンテナ効率を求めた。それによると、基本モード（基本周波数９００ＭHz）においては、アンテナ効率に大きな差は見られなかったが、高次モード（高次周波数１７５０ＭHz）においては、電流経路がループ状の給電放射電極３のアンテナ効率は７２％であるのに対して、電流経路がミアンダ状の給電放射電極３のアンテナ効率は４１％であり、電流経路がループ状の給電放射電極３の方が格段にアンテナ効率が高かった。
【００５３】
上記のように、給電放射電極３にスリット８を設けて給電放射電極３の電流経路をループ状にすることによって、小型でアンテナ効率の向上（特に高次モードのアンテナ効率の向上）が図れる給電放射電極３を得ることができる。また、給電放射電極３の電流経路をループ状にすることによって、給電放射電極３の電流経路がミアンダ状である場合に比べて、給電放射電極３の電極形状を簡素化することができる。
【００５４】
さらに、参考例では、スリット８を形成したことにより、前述したように、給電放射電極３の基本周波数および高次周波数の調整が容易となる。特に、高次周波数の調整が容易となるため、マルチバンド化に対応することが容易となる。
【００５５】
さらに、参考例では、給電放射電極３のループ状の電流経路は接地基板２の端縁部分から接地基板２の中央部に向けて張り出した後に接地基板２の端縁部分に戻る経路となっており、その接地基板２の中央部側に張り出した電流経路部分は接地基板２との間に容量Ｃtを形成する構成となっている。また、この参考例では、給電放射電極３と接地基板２との間には誘電体６が介設されており、給電放射電極３と接地基板２間が空隙である場合よりも、その容量Ｃtは高められている。このため、その給電放射電極３における接地基板２の中央寄りの端縁部分と接地基板２との間に電界が集中するので、例えば、アンテナ構造１に物体が接近した際に、その接近物が給電放射電極３の電界に与える悪影響を大幅に軽減することができる。つまり、接近物によるアンテナ特性の変動を抑制することができる。
【００５６】
以上のように、この参考例に示した構成を有することにより、様々な優れた効果を得ることができる。
【００５７】
以下に、本発明に係るアンテナ構造の第１実施形態例を説明する。なお、この第１実施形態例の説明において、参考例と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。
【００５８】
この第１実施形態例では、図７の模式的な断面図に示されるように、給電放射電極３の開放端部αと、給電用パターン５との間に介設される誘電体６’は、給電放射電極３における開放端部α以外の部分と、接地基板２との間の誘電体６とは異なる誘電率を持っている。この誘電体６に関する構成以外の構成およびその作用、効果は参考例の構成およびその作用、効果と同様である。
【００５９】
前述したように、給電放射電極３の開放端部αと給電用パターン５との間の容量Ｃqを調整することで、給電放射電極３と高周波回路９側との整合状態を調整することができる。その容量Ｃqの調整は、給電放射電極３の開放端部αと給電用パターン５間の対向面積Ｓと、それら開放端部αと給電用パターン５間の間隔ｄと、それら開放端部αと給電用パターン５間の誘電率εとのうちの１つ以上を可変することで行うことができる。つまり、容量Ｃqは、それら対向面積Ｓ、間隔ｄ、誘電率εと、Ｃq＝ε×（Ｓ／ｄ）の数式に表される関係があるために、それら対向面積Ｓと間隔ｄと誘電率εの調整によって、容量Ｃqを調整できる。
【００６０】
この第１実施形態例では、給電放射電極３の開放端部αと給電用パターン５との対向面積Ｓと、開放端部αと給電用パターン５間の間隔ｄとのうちの一方又は両方によって容量Ｃqの調整を行うだけでなく、開放端部αと給電用パターン５間の誘電率εをも利用して、開放端部αと給電用パターン５間の容量Ｃqを調整することが容易にできる構成とした。つまり、給電放射電極３と接地基板２間に介設される誘電体６は、給電放射電極３の電気長やアンテナ効率等を考慮して、その誘電率が定められる。このため、参考例の如く開放端部αと給電用パターン５間に配設される誘電体６が給電放射電極３の他の部分と接地基板２間に介設される誘電体６と同じ誘電材料によって構成される場合には、開放端部αと給電用パターン５間の容量Ｃqの調整のためだけに、誘電体６の誘電率を可変することはできない。
【００６１】
これに対して、この第１実施形態例では、開放端部αと給電用パターン５間の容量Ｃqの調整のためだけに、その開放端部αと給電用パターン５間の誘電率を可変できる構成とした。つまり、開放端部αと給電用パターン５間の誘電体６'の大きさは、それ以外の部分の誘電体６の大きさに比べて格段に小さく、その誘電体６'の誘電率を可変しても給電放射電極３の電気長やアンテナ効率に大きな悪影響を及ぼすことが無いことに着目し、この第１実施形態例では、開放端部αと給電用パターン５間の誘電体６'を他の部分の誘電体６とは異なる誘電材料により形成する構成とした。これにより、開放端部αと給電用パターン５間の誘電体６'の誘電率は、給電放射電極３の電気長やアンテナ効率等を気にすることなく、開放端部αと給電用パターン５間の容量Ｃqの調整のために設定することが可能となる。
【００６２】
この第１実施形態例では、開放端部αと給電用パターン５との対向面積Ｓと、開放端部αと給電用パターン５間の間隔ｄと、開放端部αと給電用パターン５間の誘電体６'の誘電率εとの全てを利用して、開放端部αと給電用パターン５間の容量Ｃqを調整することが可能であるので、その容量Ｃqの調整が容易となり、より一層給電放射電極３と高周波回路９側との良好な整合状態を得ることができる。
【００６３】
また、例えば、高周波回路９側の条件が変更になった場合には、給電放射電極３と高周波回路９側との整合状態が悪化してしまうことがある。このような場合には、給電放射電極３と高周波回路９側との整合状態を良好にすべく給電放射電極３と給電用パターン５間の容量Ｃqの調整が必要となる。この場合に、この第１実施形態例では、開放端部αと給電用パターン５間の誘電体６'の誘電率の変更が容易であるので、その容量Ｃqの調整のために開放端部αと給電用パターン５間の誘電体６'の誘電率を可変するだけで、簡単かつ迅速に給電放射電極３と高周波回路９側との整合状態を良好にすることができる。つまり、設計変更に迅速に対応することができる。
【００６４】
以下に、第２実施形態例を説明する。なお、この第２実施形態例の説明において、参考例又は第１実施形態例と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。
【００６５】
この第２実施形態例では、接地基板２に形成されている給電用パターン５をも放射電極として機能させる構成とした。その給電用パターン５は、給電放射電極３の共振周波数とは異なる設定の共振周波数を持っている。この給電用パターン５以外の構成は第１の実施形態例と同様である。
【００６６】
この第２実施形態例では、給電用パターン５を放射電極として機能させ、当該給電用パターン５の共振周波数を給電放射電極３の共振周波数と異ならせることにより、例えば、アンテナ構造１は、給電放射電極３に基づいた図８の実線ａに示されるようなリターンロス特性に加えて、給電用パターン５に基づいた例えば図８の鎖線ｂ又は鎖線ｃ又は点線ｄに示されるようなリターンロス特性を持つことができる。
【００６７】
この第２実施形態例の構成によって、給電放射電極３だけの場合よりも多い周波数帯を得ることができて、よりマルチバンド化に対応したアンテナ構造１を得ることができる。また、給電放射電極３のみの場合には、例えば図８の実線ａに示されるようなリターンロス特性を有するのに対して、給電用パターン５を放射電極として機能させ当該給電用パターン５に例えば図８の点線ｄに示されるようなリターンロス特性を持たせることで、例えば、高次モードにおける帯域幅を幅ｈから幅Ｈに大幅に拡大することができる。
【００６８】
以下に、第３実施形態例を説明する。なお、この第３実施形態例の説明において、参考例や、第１〜第２の各実施形態例と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。
【００６９】
この第３実施形態例では、図９（ａ）のモデル図に示されるように、無給電放射電極１２が給電放射電極３と間隔を介し接地基板２の基板面に沿う方向に隣接並設されている。この無給電放射電極１２に関する構成以外の構成は第１〜第２の各実施形態例と同様である。
【００７０】
この第３実施形態例では、接地用電極４と間隔を介して接地用電極１３が並設されており、無給電放射電極１２は、その接地用電極１３を介して長方形状の接地基板２の短辺側の端縁部分に接地されている。また、無給電放射電極１２と給電放射電極３間の間隙と、無給電放射電極１２と接地基板２間の間隙に誘電体６が介設されている。
【００７１】
無給電放射電極１２は給電放射電極３の基本周波数と高次周波数のうちの一方又は両方に近い共振周波数を持ち、また、無給電放射電極１２と、給電放射電極３とは電磁結合する構成と成している。このため、この第３実施形態例では、給電放射電極３が共振すると、電磁結合によって無給電放射電極１２も共振する。例えば、給電放射電極３だけが設けられている場合には、図９（ｂ）の点線ａに示すようなリターンロス特性を持つのに対して、給電放射電極３に加えて無給電放射電極１２を設けることによって、図９（ｂ）の実線ｂに示すようなリターンロス特性を持たせることができる。つまり、図９（ｂ）に示す実線ｂの例では、給電放射電極３の高次モードにおいて、無給電放射電極１２により、複共振状態が作り出されている。
【００７２】
この第３実施形態例では、給電放射電極３と無給電放射電極１２間の電磁結合量が、図９（ｂ）に示すような良好な複共振状態を作り出すことができる電磁結合量となるように、例えば、無給電放射電極１２と給電放射電極３間の間隔ｄeや、無給電放射電極１２と給電放射電極３間の間隙に介設される誘電体６の誘電率などによって、無給電放射電極１２と給電放射電極３間の電磁結合量が調整されている。
【００７３】
この第３実施形態例の構成では、無給電放射電極１２を設けており、当該無給電放射電極１２によって複共振状態を作り出すことができるので、例えば、放射電極として給電放射電極３だけが設けられている場合には、高次モードの帯域幅が例えば図９（ｂ）の幅ｈであるのに対して、給電放射電極３に加えて無給電放射電極１２を設けることによって、高次モードの帯域幅を幅Ｈに広げることができる。このように周波数帯域の広帯域化が可能となったり、また、マルチバンド化に容易に対応することが可能となる。
【００７４】
以下に、第４実施形態例を説明する。なお、この第４実施形態例の説明において、参考例および第１〜第３の各実施形態例と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。
【００７５】
図１０（ａ）には第４実施形態例のアンテナ構造１が模式的な斜視図により示され、図１０（ｂ）には図１０（ａ）の右側からアンテナ構造１を見た場合の側面図が模式的に示され、図１０（ｃ）には給電放射電極３および無給電放射電極１２の展開図が模式的に示されている。
【００７６】
この第４実施形態例では、給電放射電極３には、参考例および第１〜第３の各実施形態例と同様にスリット８が形成されており、そのスリット８を介して開放端部αとショート部βが隣接配置されている。また、この第４実施形態例においても、給電放射電極３の開放端部αからショート部βに至る電流経路は、スリット８を避けて迂回したループ状となっている。
【００７７】
この第４実施形態例では、給電放射電極３の開放端部αおよびショート部βは、図１０の例では接地基板２の裏面における短辺側の端縁領域に配置されている。給電放射電極３は、その開放端部αとショート部βの形成部分を起点として接地基板２から離れる方向に伸長し接地基板２の端縁を間隔を介して囲むようにループ状の経路を通って起点とは反対側の接地基板面（接地基板２の表面）に間隔を介し沿うように形成された態様となっている。
【００７８】
また、この第４実施形態例では、第３実施形態例と同様に給電放射電極３と複共振状態を作り出す無給電放射電極１２が設けられている。この無給電放射電極１２は、接地用電極１３を介して接地基板２（図１０の例では接地基板２の裏面）に接地されており、当該無給電放射電極１２は、その接地用電極１３に連接するショート部を起点として接地基板２から離れる方向に伸長し接地基板２の端縁を間隔を介して囲むようにループ状の経路を通って起点とは反対側の接地基板面（接地基板２の表面）に間隔を介し沿うように形成された態様となっている。
【００７９】
この第４実施形態例では、接地基板２は通信機の回路基板として機能するものであり、アンテナ構造１は、その接地基板２の端部に配置され、接地基板２と共に通信機の筐体内に収容配置される。通信機の筐体にはデザインのために端部分に絞る方向のテーパが付けられている場合がある。この第４実施形態例では、その通信機の筐体の形状を考慮している。つまり、給電放射電極３と無給電放射電極１２は、それぞれ、接地基板２からはみ出している部分Ｂ（図１０（ｂ）参照）を有し、それら給電放射電極３および無給電放射電極１２のそれぞれの表側のはみ出し部分Ｂには、通信機の筐体のテーパに応じた傾斜が付けられている。つまり、その表面側のはみ出し部分Ｂはテーパ部と成している。
【００８０】
これにより、第４実施形態例のアンテナ構造１は、通信機の筐体の端部に嵌め合わせることができて、通信機の筐体端部のデッドスペースを無くすことができる構成となっている。また、給電放射電極３および無給電放射電極１２において、表側に配置されているはみ出し部分Ｂの一部には誘電体６が配設されている。
【００８１】
また、この第４実施形態例では、給電放射電極３と無給電放射電極１２は、それぞれ、接地基板２の長辺側の端縁領域に配置されている部分３Ｔ，１２Ｔを有している。それらの部分３Ｔ，１２Ｔは、それぞれ、接地基板２の長辺側の端縁に向かうに従って接地基板２との間の間隔が狭くなる傾きが付けられている。この傾きも、前記同様に、通信機の筐体の端部のテーパに合わせたものである。
【００８２】
さらに、この第４実施形態例では、給電放射電極３および無給電放射電極１２の接地基板２によりもはみ出した部分Ｂにおいて、裏側に配置されている電極部分には、給電放射電極３と無給電放射電極１２間に間隙１４が形成されている。例えば、この第４実施形態例のアンテナ構造１を携帯型電話機に内蔵する場合には、アンテナ構造１の接地基板２は携帯型電話機の回路基板と成し、給電放射電極３および無給電放射電極１２は、通話中に天頂側となる回路基板のトップ側端部に配設される。携帯型電話機のトップ側にはスピーカーが設けられており、アンテナ構造１の給電放射電極３と無給電放射電極１２間に形成した前記間隙１４を介し、ループ形状の給電放射電極３および無給電放射電極１２により形成された空間部１５の内部には例えば通信機のスピーカー等の部品が配設される。
【００８３】
この第４実施形態例では、給電放射電極３および無給電放射電極１２は、接地基板２からはみ出して接地基板２の端縁を間隔を介し囲むループ状の形態を有しているので、給電放射電極３および無給電放射電極１２の物理的体積を大きくすることができたり、電極面が拡大して、アンテナ効率等のアンテナ特性を大幅に改善することができる。また、通信機の筐体内のデッドスペースを有効利用することで、そのような効果を得ることができるので、アンテナ構造１や通信機の小型化を図ることが可能となる。
【００８４】
以下に、第５実施形態例を説明する。この第５実施形態例は通信機に関するものである。この第５実施形態例の通信機は、第１〜第４の各実施形態例に示したアンテナ構造１の何れか１つが設けられている。そのアンテナに関する構成以外の通信機構成には様々な構成があり、ここでは、そのアンテナ以外の通信機構成は何れの構成を採用してもよく、その説明は省略する。また、第１〜第４の各実施形態例のアンテナ構造１の重複説明は省略する。
【００８５】
なお、この発明は第１〜第５の各実施形態例の構成に限定されるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例えば、第１〜第５の各実施形態例では、給電放射電極３と接地基板２間を充填するように誘電体６が形成されていたが、例えば、図１１に示されるように、給電放射電極３と接地基板２間に空隙２０を設けてもよい。この場合には、誘電体６に空隙２０を設けた分、給電放射電極３と接地基板２間の実質的な誘電率が小さくなる。言い換えれば、給電放射電極３と接地基板２間の誘電率の調整は、誘電体６を形成する誘電材料を可変するだけでなく、空隙２０の有無や空隙２０の大きさ（つまり、誘電体６の形成量）によっても行うことができて、その誘電率の調整により給電放射電極３の電気長やアンテナ効率を調整することができる。
【００８６】
さらに、第１〜第５の各実施形態例では、給電用パターン５はＬ字形状であったが、例えば、第２実施形態例に示したような放射電極として機能させる給電用パターン５の共振周波数を設定の共振周波数とするために給電用パターン５の電気長を長くする必要がある場合には、例えば、図１２（ａ）に示されるように、コ字形状の給電用パターン５を形成してもよい。また、給電用パターン５を放射電極としては機能させず、給電専用の導体パターンとする場合には、例えば、図１２（ｂ）に示されるように、接地基板２において、給電放射電極３の開放端部αと対向する部分だけに、給電用パターン５を設けてもよい。
【００８７】
また、第１〜第５の各実施形態例では、給電放射電極３は接地基板２の端部に配設される構成であったが、例えば、給電放射電極３を接地基板２の端部以外の部分に設けても、給電放射電極３によって接地基板２に誘起される高周波電流の経路長が満足できる程に長い場合には、給電放射電極３は接地基板２の端部以外の部分に設けてもよい。
【００８８】
さらに、第３や第４の実施形態例に示した無給電放射電極１２にもスリットを設け、当該スリットによって、例えば、無給電放射電極１２の電流経路を給電放射電極３と同様のループ状の電流経路としてもよい。さらに、第３や第４の実施形態例では、無給電放射電極１２を１つ設ける例を示したが、例えば、給電放射電極３を挟み込むように、給電放射電極３の両側に無給電放射電極１２を設ける構成としてもよく、無給電放射電極１２の数は１つとは限らない。
【００８９】
さらに、第４実施形態例では、給電放射電極３と無給電放射電極１２が設けられている場合において、給電放射電極３および無給電放射電極１２がテーパ部を有している例を示したが、もちろん、無給電放射電極１２が省略され給電放射電極３だけが設けられているアンテナ構造１においても、給電放射電極３がテーパ部を有している構成としてもよい。
【００９０】
さらに、第１〜第５の各実施形態例では、接地基板２は長方形状であったが、接地基板２は長方形状以外の形状であってもよい。さらに、図１、図７、図９、図１１に示す例では、給電放射電極３の開放端部αの一部分は接地基板２側に近付けて形成されていたが、そのような部分を形成しなくとも、給電放射電極３の開放端部αと給電用パターン５間の容量Ｃqが、給電放射電極３と高周波回路９側の整合状態が良好となる容量とすることが可能である場合には、開放端部αの全部が同一面上に配置されている構成としてもよい。
【００９１】
【発明の効果】
この発明によれば、接地基板には、給電放射電極の開放端部に対向する部分に給電用の導体パターン（給電用パターン）を設け、給電放射電極は、その開放端部と接地基板の給電用パターンとの間の容量を介して給電される給電容量タイプの放射電極とした。このため、その給電放射電極の開放端部と接地基板の給電用パターンとの間の容量を調整することで、給電放射電極と通信機の高周波回路側との整合状態を容易に調整することができる。特に、この発明では、給電放射電極の給電部位を開放端部とした。その給電放射電極の開放端部は、基本モードにおいても高次モードにおいてもインピーダンスがほぼ等しいことから、基本モードと高次モードの整合の格差を非常に小さくすることができるので、給電放射電極と高周波回路側との整合状態を、基本モードと高次モードの何れの場合であっても、良好にすることができる。また、給電放射電極の開放端部と、接地基板の給電用パターンとの間に誘電体を介設することによって、その誘電体の誘電率により、給電放射電極と通信機の高周波回路側との整合状態をより容易に調整することが可能となる。これにより、より一層整合状態の良好なアンテナ構造を得ることができる。
【００９２】
さらに、給電放射電極の開放端部と接地基板の給電用パターンとは容量を介して結合する構成であるので、それら給電放射電極の開放端部と、接地基板の給電用パターンとを例えばはんだ接続しなくてよい。つまり、はんだ接続箇所を削減できることから、はんだ接続不良の発生確率を低減させることができて、アンテナ構造の信頼性を向上させることができる。
【００９３】
さらに、接地基板において、例えば、仮に給電用パターンと給電放射電極をはんだ接続しなければならない場合には、給電用パターンの一部を給電放射電極が対向する接地基板部分からはみ出して形成しなければならず、この場合には、給電放射電極が対向する接地基板部分よりも広い面積をアンテナ占有スペースとして接地基板に用意する必要がある。これに対して、この発明では、接地基板の給電用パターンは、給電放射電極の開放端部と間隔を介して対向配置すればよいので、給電用パターンは、給電放射電極が対向する接地基板部分から、はみ出して形成しなくてもよい。これにより、給電放射電極が対向する接地基板部分よりも広い面積をアンテナ占有スペースとして接地基板に用意しなくても済むこととなり、接地基板におけるアンテナ占有スペースを削減することができる。また、換言すれば、接地基板におけるアンテナ占有スペースの広さが定まっている場合には、その設定のアンテナ占有スペースの全体を給電放射電極の配置領域として使用できるので、給電放射電極を拡大することができる。この給電放射電極の拡大によってアンテナ効率を向上させることが可能である。
【００９４】
さらに、この発明では、給電放射電極にスリットを形成し、給電放射電極の開放端部とショート部はスリットを介して隣接配置されている。これにより、給電放射電極の開放端部からショート部に至る電流経路は、スリットを避けて迂回したループ状となっている。このため、給電放射電極の物理的な長さを長くすることなく、給電放射電極の電気長を長くすることができる。また、スリットに生じる容量によっても、給電放射電極の電気長を長くすることができる。このように、給電放射電極の物理的な長さを長くすることなく、給電放射電極の電気長を長くすることができるので、給電放射電極の小型化、つまり、アンテナ構造の小型化を促進させることができる。
【００９５】
また、給電放射電極の物理的な長さを長くすることなく、換言すれば、電流損失を抑制しながら、給電放射電極の電気長を長くすることができるので、アンテナ効率を向上させることができる。
【００９６】
さらに、給電放射電極の電流経路をループ状にしたので、給電放射電極の電流経路をミアンダ状とする場合に比べて、給電放射電極の形状を簡素化することができるし、また、電極幅を広くすることができるので、アンテナ効率を高めることができる。
【００９７】
さらに、給電放射電極の開放端部とショート部間をスリットの容量を介して結合したので、その容量調整によって、給電放射電極の基本周波数の調整だけでなく、高次周波数の調整をも容易となる。このため、マルチバンド化に満足に対応することが可能となる。
【００９８】
さらに、給電放射電極と接地基板間に容量を持たせることによって、その給電放射電極と接地基板間に電界を集中させることができる。これにより、給電放射電極に物体が接近しても、その接近物による給電放射電極の電界への悪影響を軽減することができる。さらにまた、給電放射電極と接地基板間に誘電体を介設することにより、給電放射電極と接地基板間が空隙である場合よりも、給電放射電極と接地基板間の容量を大きくすることができて、給電放射電極と接地基板間の電界集中を強くすることができる。このため、接近物による給電放射電極の電界への悪影響をより一層軽減することが可能となる。
【００９９】
さらに、給電放射電極のショート部と開放端部が接地基板の端縁領域、特に、長方形状の接地基板の短辺側の端縁領域に配置されているものにあっては、給電放射電極に起因して接地基板に誘起される高周波電流の経路長を長くすることができる。これにより、接地基板にアンテナ機能を持たせることが容易にできて、アンテナ効率を向上させることができる。
【０１００】
給電用パターンが接地基板の端縁に沿って形成されていて給電放射電極の開放端部と間隔を介し対向配置されているものにあっては、給電用パターンを長くすることができて、給電用パターンを放射電極として機能させることが可能となる。例えば、給電用パターンが給電放射電極の共振周波数とは異なる共振周波数を持つ放射電極となるように給電用パターンを設計することによって、アンテナ構造は、周波数帯域の広帯域化や、マルチバンド化への対応を容易にすることができる。
【０１０１】
さらに、給電放射電極と複共振状態を作り出す無給電放射電極を形成することによっても、上記同様に、周波数帯域の広帯域化や、マルチバンド化への対応を容易にすることができる。
【０１０２】
さらに、給電放射電極に形成されているスリットに誘電体が形成されているものにあっては、誘電体の誘電率によってスリットに生じる容量の調整が可能となり、そのスリットの容量が関与する給電放射電極の電気長や給電放射電極の高次周波数の調整を容易にすることができる。
【０１０３】
さらに、給電放射電極が接地基板の端縁を間隔を介して囲むループ状の形態を有しているものにあっては、接地基板のアンテナ占有スペースを広げることなく、給電放射電極の電気長を容易に長くすることができる。また、アンテナ効率の向上を図ることができる。
【０１０４】
さらに、この発明において特徴的な構成を持つアンテナ構造が設けられている通信機にあっては、この発明のアンテナ構造は小型化が容易であるので、そのアンテナ構造の小型化に伴って通信機の小型化を図ることができる。また、アンテナ特性が良好となることから、通信の性能の良い通信機を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明を説明するための参考例のアンテナ構造を説明するための図である。
【図２】 給電放射電極にスリットを設けた場合の給電放射電極の電流経路の具体例を示した図である
【図３】 給電放射電極の基本モードと高次モードの電磁界分布を示したグラフである。
【図４】 本発明者が行った実験を説明するための図である。
【図５】 本発明者が行った実験により得られたスミスチャートである。
【図６】 本発明者が行った実験により得られたリターンロス特性を表すグラフである。
【図７】 第１実施形態例において特徴的な構成を説明するためのアンテナ構造の模式的な断面図である。
【図８】 第２実施形態例の構成から得られるリターンロス特性の例を説明するためのグラフである。
【図９】 第３実施形態例のアンテナ構造を説明するための図である。
【図１０】 第４実施形態例のアンテナ構造を説明するための図である。
【図１１】 その他の実施形態例を説明するための図である。
【図１２】 給電用パターンのその他の形態例を説明するための図である。
【図１３】 特許文献１に記載のアンテナ構造の一つを示したモデル図である。
【符号の説明】
１ アンテナ構造
２ 接地基板
３ 給電放射電極
４ 接地用電極
５ 給電用パターン
６，６’ 誘電体
８ スリット
１２ 無給電放射電極
α 開放端部
β ショート部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  The present invention relates to an antenna structure disposed on, for example, a circuit board of a communication device, and a communication device including the antenna structure.
[0002]
[Background]
  FIG. 13 shows one of the antennas described in Patent Document 1. The antenna 40 is formed by, for example, forming a radiation electrode 42 on a dielectric base 41 and is mounted on a circuit board 43 of a communication device, for example.
[0003]
  In this antenna 40, the radiation electrode 42 is formed to extend from one end side to the other end side of the upper surface 41 a of the base body 41, and further formed around the side surface 41 b of the base body 41, and then on the surface 41 a of the base body 41. It is formed with a returning shape. One end portion 42 a of the radiation electrode 42 is connected to a ground electrode 44 formed on the side surface 41 c of the base body 41, and is grounded to the ground 45 of the circuit board 43 through the ground electrode 44. That is, the end portion 42a of the radiation electrode 42 forms a short portion grounded to the ground.
[0004]
  A power supply electrode 46 is formed on the side surface 41 d of the base body 41 from the lower end side to the upper end side, and the upper end side of the power supply electrode 46 is further extended to the upper surface 41 a of the base body 41. Is disposed opposite to the open end 42b of the radiation electrode 42 with a space therebetween. The lower end portion of the power supply electrode 46 is connected to a power supply pattern 47 formed on the circuit board 43. The power feeding pattern 47 is connected to a communication high-frequency circuit (not shown) of the communication device.
[0005]
  For example, when a signal for transmission is supplied from the high frequency circuit for communication to the power supply electrode 46 of the antenna 40 via the power supply pattern 47, the signal is supplied from the power supply electrode 46 to the power supply electrode 46 and the radiation electrode 42. Open end 42 ofbIs supplied to the radiation electrode 42 via a capacitor between the first electrode and the second electrode. Based on the supplied signal for transmission, the radiation electrode 42 resonates and radiates a signal (that is, performs antenna operation).
[0006]
[Patent Document 1]
          JP-A-9-162633
[Patent Document 2]
          JP 2001-217743 A
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
  There is a demand for an antenna disposed on a substrate as described above, such as miniaturization of the antenna, improvement of antenna efficiency, ease of manufacturing, and adaptability to multiband.
[0008]
  In the configuration of the antenna 40 in FIG. 13, since the width of the radiation electrode 42 is narrow, a loss of current flowing through the radiation electrode 42 is likely to occur. For this reason, there is a problem that it is difficult to improve the antenna efficiency. In addition, the radiation electrode 42 is formed over a plurality of surfaces of the base body 41 and has a complicated shape, which complicates the manufacturing process. Further, when the antenna 40 is mounted on the circuit board 43, the grounding electrode 44 of the antenna 40 is aligned with the ground 45 of the circuit board 43, and the feeding electrode 46 of the antenna 40 is used for feeding the circuit board 43. It must be aligned with the pattern 47, and the mounting operation of the antenna 40 is troublesome.
[0009]
  By the way, the radiation electrode has a plurality of resonance frequencies. Here, the antenna operation using the lowest resonance frequency (fundamental frequency) among the plurality of resonance frequencies is called the fundamental mode communication operation, and the antenna using a higher resonance frequency (higher order frequency). The operation is referred to as a high-order mode communication operation.
[0010]
  By causing the radiation electrode 42 to perform not only the basic mode communication operation but also the higher-order mode communication operation, the antenna 40 can be configured as an antenna capable of communication in a plurality of frequency bands. However, in the configuration of the antenna 40, when the electrical length of the radiation electrode 42 is set so that the fundamental frequency of the radiation electrode 42 becomes the set frequency, the higher-order frequency of the radiation electrode 42 becomes a frequency that is substantially an integral multiple of the fundamental frequency. Since it becomes fixed, there is a problem that it is difficult to control high-order frequencies. That is, in the configuration of the antenna 40, a combination of frequency bands in which communication is possible is determined. For this reason, it is difficult to cope with multiband.
[0011]
  The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and its purpose is to improve antenna efficiency while promoting miniaturization, and is easy to manufacture and adapts to multi-band. An object is to provide an antenna structure and a communication device including the antenna structure.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
  In order to achieve the above object, the present invention has the following configuration as means for solving the above problems. That is, the present invention is an antenna structure in which a feed radiation electrode is disposed on the surface of a ground substrate with a space from the ground substrate, and the feed radiation electrodeIs configured to perform antenna operation at a resonance frequency of the fundamental mode and a resonance frequency of a higher-order mode higher than the resonance frequency of the fundamental mode.In this case, the short part connected to the ground substrate via the grounding electrode and the open end part are disposed adjacent to each other via a slit, and the current path from the open end part to the short part bypasses the slit. Looped path,The resonance frequency of the higher-order mode is shifted from a resonance frequency that is an integral multiple of the resonance frequency of the fundamental mode, and the amount of shift of the resonance frequency is adjusted by the capacitance of the slit,In addition, a conductive pattern for supplying power to the feeding radiation electrode is formed on the surface of the grounding substrate so as to face the open end of the feeding radiation electrode with a gap therebetween. A capacitive feed-type radiation electrode that is fed from the conductor pattern of the conductor via a capacitance between the conductor pattern and the open end.In order to adjust the matching state between the feeding radiation electrode and the high-frequency circuit side that capacitively feeds the feeding radiation electrode in the space between the open end of the feeding radiation electrode and the conductive pattern for feeding on the ground substrate A dielectric material having a dielectric constant of 2 is interposed, and a space between the ground substrate and a portion other than the open end of the feed radiation electrode has a dielectric constant for determining the electrical length of the feed radiation electrode. A portion other than the open end of the feed radiation electrode and the dielectric interposed between the open end of the feed radiation electrode and the conductive pattern for feed By giving different dielectric constants to the dielectric interposed between the two and the ground substrate, both dielectrics can share different roles.It is characterized by having.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
  Embodiments according to the present invention will be described below with reference to the drawings.For convenience of explanation, before describing an embodiment of the present invention, a reference example for explaining the present invention will be described first.
[0014]
  In FIG.referenceAn example antenna structure is shown by a schematic perspective view, FIG. 1 (b) shows a schematic cross-sectional view of the AA portion of FIG. 1 (a), and FIG. 1 (c) shows FIG. Viewed from direction a of (a)referenceAn example antenna structure is shown in an exploded state.
[0015]
  referenceThe antenna structure 1 of the example includes a feed radiation electrode 3 disposed on the surface of the ground substrate 2 with a space from the ground substrate 2, a ground electrode 4 that connects the feed radiation electrode 3 to the ground substrate 2, A power supply pattern 5 which is a conductive pattern for power supply formed on the surface of the ground substrate 2 and a dielectric 6 interposed in a space between the power supply radiation electrode 3 and the ground substrate 2 are provided. It is configured.
[0016]
  thisreferenceIn the example, the feed radiation electrode 3 is arranged in parallel with the ground substrate 2 with a gap therebetween, and a slit 8 is formed in the feed radiation electrode 3. Of the feeding radiation electrode edge portions α and β (see FIG. 1C) adjacent to each other through the slit 8, one feeding radiation electrode edge portion α forms an open end portion and the other feeding radiation electrode. The extreme edge portion β is a short portion. thisreferenceIn the example, the ground substrate 2 has a rectangular shape, and the open end α and the short portion β of the feeding radiation electrode 3 are arranged in the edge region on the short side of the rectangular ground substrate 2.
[0017]
  The grounding electrode 4 is connected to the short part β of the feeding radiation electrode 3, and the grounding electrode 4 grounds the shorting part β of the feeding radiation electrode 3 to the ground substrate 2.
[0018]
  thisreferenceIn the example, a part of the open end portion α of the feeding radiation electrode 3 is bent toward the ground substrate 2, and the bent portion is further bent at the tip portion so as to be parallel to the ground substrate 2 with a gap. On the ground substrate 2, a power supply pattern 5 is formed at an edge portion facing the open end α of the power supply radiation electrode 3.
[0019]
  The power supply pattern 5 is formed along the short side edge of the ground substrate 2 and faces the open end α of the power supply radiation electrode 3 with a gap. thisreferenceIn the example, one end side of the power supply pattern 5 is formed to extend in a direction along the long side of the ground substrate 2, and the power supply pattern 5 has an L shape. An end of the power feeding pattern 5 is connected to a high frequency circuit 9 for communication of a communication device, for example.
[0020]
  The dielectric 6 is formed so as to fill a space between the ground substrate 2 and the feeding radiation electrode 3. Thus, the dielectric 6 is disposed also in the slit 8 and between the open end portion α of the feeding radiation electrode 3 and the feeding pattern 5. There are various methods for producing the dielectric 6. One example is an insert molding method. When the insert molding technique is used, a rectangular parallelepiped dielectric 6 integrated with the feeding radiation electrode 3 and the grounding electrode 4 can be formed. In this case, a chip-shaped component is produced in which the feeding radiation electrode 3 and the grounding electrode 4 as shown in FIG. It is mounted on the ground substrate 2.
[0021]
  In such an antenna structure 1, for example, when a transmission signal is supplied from the high frequency circuit 9 of the communication device to the power feeding pattern 5, the transmission signal is transmitted from the power feeding pattern 5 to the power feeding pattern. 5 and the open end portion α of the feed radiation electrode 3 through the capacitance Cq between the open end portion α of the feed radiation electrode 3. That is, thisReference exampleThen, the feed radiation electrode 3 is a capacitive feed type radiation electrode.
[0022]
  The current of the signal for transmission supplied to the open end α of the feeding radiation electrode 3 is, for example, a loop-like shape bypassing the slit 8 as shown by the solid line I in the model diagram of FIG. It energizes toward the short part β along the route. When the power supply radiation electrode 3 resonates due to the energization of the transmission signal, the transmission signal is emitted from the power supply radiation electrode 3 to the outside.
[0023]
  By the way, the electric length of the feed radiation electrode 3 is set so that the feed radiation electrode 3 can resonate at a preset resonance frequency. thisreferenceIn the feed radiation electrode 3 shown in the example, the electrical length of the feed radiation electrode 3 is mainly concerned with (1) the physical length of the current path from the open end α to the short portion β, ( 2) the position and length of the slit 8 that determines its length; (3) the dielectric constant of the dielectric 6 that leads to the wavelength shortening effect in the feeding radiation electrode 3; It is a capacity Cs.
[0024]
  For example, if the physical length of the current path from the open end α to the short portion β of the feed radiation electrode 3 is increased by adjusting the formation position of the slit 8 or extending the slit length, the feed radiation electrode 3 The electrical length can be increased. Further, when the dielectric constant of the dielectric 6 is increased, the wavelength shortening effect by the dielectric 6 is enhanced, and the electrical length of the feed radiation electrode 3 can be increased. Furthermore, if the capacitance Cs of the slit 8 is increased by adjusting the width of the slit 8 and the dielectric constant (here, the dielectric constant of the dielectric 6), the electrical length of the feed radiation electrode 3 can be increased.
[0025]
  thisreferenceIn the example, the feed radiation electrode 3 is capable of antenna operation in both the fundamental mode and the higher order mode, and the experiment is performed so that each frequency band of the fundamental mode and the higher order mode becomes a set frequency band. The electrical length of the feed radiation electrode 3 is adjusted by simulation, and the above-described components (1) to (4) of the feed radiation electrode 3 are set.
[0026]
  The resonance frequency (high-order frequency) of the higher-order mode of the feed radiation electrode 3 and the resonance frequency (fundamental frequency) of the fundamental mode have a relationship that the higher-order frequency becomes a frequency that is substantially an integral multiple of the fundamental frequency. . For this reason, for example, even if only the fundamental frequency is adjusted, not only the fundamental frequency but also the higher-order frequency fluctuates, so it is difficult to adjust the resonance frequency.referenceIn the example, since the slit 8 is formed, the resonance frequencyAdjustmentCan reduce the difficulty. That is, since the electrical length of the feeding radiation electrode 3 can be adjusted by using the slit 8, the fundamental frequency can be adjusted, but if the shape of the slit 8 is optimized, the slit can be adjusted. When the electrical length of the feed radiation electrode 3 is varied using 8, the variable width of the higher order frequency can be made larger than the variable width of the fundamental frequency by varying the electrical length. This facilitates the adjustment of higher order frequencies. In other words, by adjusting the capacitance Cs of the slit 8, the higher-order frequency can be adjusted while suppressing the fluctuation of the fundamental frequency, so that the higher-order frequency can be easily adjusted. The reason that the resonance frequency can be easily adjusted in this way is related to the LC resonance circuit in which the capacitance Cs generated in the slit 8 and the inductance component of the feeding radiation electrode 3 are equivalently formed.
[0027]
  thisreferenceThe effects obtained from the example antenna structure 1 will be described below.
[0028]
  thisreferenceIn the example, the feed radiation electrode 3 is a capacitive feed type radiation electrode that utilizes the capacitance Cq between the open end α and the feed pattern 5, and therefore, between the open end α and the feed pattern 5. By adjusting the capacitance Cq, the matching state between the feeding radiation electrode 3 and, for example, the high frequency circuit 9 side of the communication device can be easily adjusted. Besides, thisreferenceIn the example, the feeding portion where the feeding radiation electrode 3 is connected to the high frequency circuit 9 side is the open end α. For this reason, the matching between the feeding radiation electrode 3 and the high-frequency circuit 9 can be made favorable in both the basic mode and the higher-order mode. The reason is as follows.
[0029]
  3A and 3B are graphs showing the electromagnetic field distribution of the current path from the open end α to the short β of the feeding radiation electrode 3, and FIG. 3A relates to the basic mode. FIG. 3B relates to the higher order mode. In FIGS. 3A and 3B, the solid line I1, I2Represents the current distribution, dotted line V1, V2Represents a voltage distribution.
[0030]
  In order to achieve good matching between the feeding radiation electrode 3 and the high-frequency circuit 9 in either the fundamental mode or the higher order mode, the impedance of the feeding portion of the feeding radiation electrode 3 is higher than the fundamental mode. It is desirable that they are the same or similar in any of the following modes. However, the impedance distribution of the feed radiation electrode 3 is different between the basic mode and the high-order mode, as can be inferred from the relationship between the current distribution and the voltage distribution in FIGS. For this reason, in any case of the fundamental mode and the higher-order mode, there are limited feeding radiation electrode portions capable of achieving good matching between the feeding radiation electrode 3 and the high frequency circuit 9 side.
[0031]
  thisreferenceIn the example, the feeding portion where the feeding radiation electrode 3 is connected to the high-frequency circuit 9 side is an open end α, and the open end α has a high impedance for the fundamental mode and a high-order mode in common. Yes. Therefore, in both the basic mode and the higher order mode, the matching between the feeding radiation electrode 3 and the high-frequency circuit 9 can be improved.
[0032]
  This has been confirmed by the following experiments by the present inventors. In this experiment, four samples A to D were used. The antenna structures of the samples A to D are the same except for the configuration related to the power supply, and the power supply radiation electrode 3 having the shape as shown in FIG. 2 is arranged at the end.
[0033]
  The feeding radiation electrode 3 of the sample A is directly connected to the P1 position (short portion β) of the feeding radiation electrode 3 shown in FIG. In other words, in sample A, the feeding electrode extending toward the grounding substrate 2 is connected to the short portion β of the feeding radiation electrode 3, and the feeding electrode is directly connected to the feeding pattern 5 on the grounding substrate 2. Has been. That is, the feeding radiation electrode 3 of the sample A is a direct feeding type radiation electrode.
[0034]
  Sample B isreferenceIn this sample B, the high frequency circuit 9 side (feeding pattern 5) is connected to the P2 position (open end α) of the feeding radiation electrode 3 shown in FIG. Has been.
[0035]
  The feeding radiation electrode 3 of the sample C is a capacitive feeding type radiation electrode similarly to the feeding radiation electrode 3 of the sample B. However, in the sample C, the high frequency circuit 9 side (feeding) is located at the position P3 of the feeding radiation electrode 3 shown in FIG. Pattern 5) is connected via a capacitor. Further, the feeding radiation electrode 3 of the sample D is also a capacitive feeding type radiation electrode similarly to the feeding radiation electrode 3 of the sample B, but in the sample D, the high frequency circuit 9 side is located at the position P4 of the feeding radiation electrode 3 in FIG. (Power supply pattern 5) is connected via a capacitor.
[0036]
  In Samples A to D, the feed radiation electrode 3 has a width w of 40 mm, a length L of 20 mm, and a height position of the feed radiation electrode 3 with respect to the ground substrate 2 is 6 mm. The ground substrate 2 on which the feed radiation electrode 3 is disposed has a width of 40 mm, a length of 80 mm, and a thickness of 1 mm.
[0037]
  For samples A to D, the matching state with respect to 50Ω feeding was examined for each of the fundamental mode and the higher-order mode. 5A to 5D show Smith charts obtained by the experiment. 5 (a) relates to sample A, FIG. 5 (b) relates to sample B, FIG. 5 (c) relates to sample C, and FIG. 5 (d) relates to sample D. is there. 5A to 5D, the center O of the Smith chart is the point where the input power is maximum at 50Ω, ▲ indicates the resonance point of the fundamental mode, and ■ indicates the resonance point of the higher order mode. Yes.
[0038]
  FIGS. 6A to 6D show return loss characteristics obtained by experiments, respectively. 6 (a) relates to sample A, FIG. 6 (b) relates to sample B, FIG. 6 (c) relates to sample C, and FIG. 6 (d) relates to sample D. is there.
[0039]
  Further, Table 1 shows the input power ratio for each of the samples A to D. Note that the input power Pin is Pin = 1-10 when the value of return loss is RL.( RL / Ten )The input power ratio here is the input power P calculated based on the return loss of the higher order mode.fHAnd the input power P obtained based on the return loss in the basic mode.fLRatio to (PfL/ PfH).
[0040]
[Table 1]
Figure 0004013814
[0041]
  As shown in the Smith chart of FIG.referenceSample B (see FIG. 5B) having an example configuration (that is, a configuration in which capacitive feeding is performed to the open end α of the feeding radiation electrode 3) is more fundamental mode resonance than the other samples A, C, and D. It can be seen that the point and the resonance point of the higher order mode are close to each other, and the difference in matching between the fundamental mode and the higher order mode is small. This can also be seen from the return loss characteristic of FIG. That is, the samples C and D (see FIGS. 6C and 6D) of the type in which the feeding radiation electrode 3 is capacitively fed at the portions (P3, P4) other than the open end α (P2) are in the basic mode. Return loss RLLAnd higher-order mode return loss RLHIt can be seen that there is a large difference between the fundamental mode and the higher-order mode. On the contrary,referenceThe one having the example configuration (sample B (see FIG. 6B)) has a return loss RL of the basic mode.LAnd higher-order mode return loss RLHIt can be seen that the difference between the fundamental mode and the higher-order mode is small. In addition, the direct feed type sample A (see FIG. 6A) is also used in the basic mode return loss RL.LAnd higher-order mode return loss RLHIs about the same,referenceSample B with the example configuration has a return loss RL in the fundamental mode and higher mode than sample A in direct feed type.L, RLHThe sample B is better aligned than the sample A.
[0042]
  Furthermore,referenceBy providing the example configuration, the difference in matching between the fundamental mode and the higher-order mode can be reduced.fL/ PfH) That is, the input power ratio (PfL/ PfH) Is closer to 1, indicating that the difference in matching between the basic mode and the higher order mode is smaller.referenceThe input power ratio of sample B with the example configuration is 0.97, which is close to 1, and from this,referenceBy providing the configuration of the example, it can be seen that the difference in matching between the fundamental mode and the higher-order mode is small.
[0043]
  As shown in the above experimental results, thisreferenceBy providing the configuration of the example, the capacitance Cq between the open end α and the power supply pattern 5 is set to an appropriate value by adjusting the distance between the open end α of the power supply radiation electrode 3 and the power supply pattern 5, the facing area, or the like. By setting, the difference in matching between the basic mode and the higher-order mode can be reduced. Thereby, in any case of a fundamental mode and a higher-order mode, matching with the feed radiation electrode 3 and the high frequency circuit 9 side can be made favorable.
[0044]
  thisreferenceFrom the configuration of the example, the following effects can be obtained. For example, in the configuration as shown in FIG. 13, after the radiation electrode 42 is formed on the base body 41, the base body 41 is mounted on the circuit board 43. In this mounting process, the base 41 is arranged on the circuit board 43 so that the grounding electrode 44 and the power feeding electrode 46 on the base 41 side are connected to the ground 45 and the power feeding pattern 47 of the circuit board 43, respectively. Thereafter, the grounding electrode 44 and the feeding electrode 46 on the base 41 side are soldered to the ground 45 and the feeding pattern 47 of the circuit board 43, respectively.
[0045]
  In contrast, thisreferenceIn the configuration of the example, for example, when a chip-like component in which the feeding radiation electrode 3 and the grounding electrode 4 are formed on the base made of the dielectric 6 is mounted on the grounding substrate 2 on which the feeding pattern 5 is formed, The portion that must be securely connected by, for example, solder or the like is a connecting portion between the grounding electrode 4 on the dielectric 6 side and the grounding substrate 2 except for a portion that merely fixes the dielectric 6 to the grounding substrate 2. It is. That is, in the configuration shown in FIG. 13, the essential connection parts related to the antenna characteristics are the connection part between the grounding electrode 44 on the base 41 side and the ground 45 on the circuit board 43, and the feeding electrode 46 on the base 41 side. The circuit board 43 is connected to the power supply pattern 47 at two locations. In contrast, thisreferenceIn the configuration of the example, the essential connection portion related to the antenna characteristics is one portion of the connection portion between the grounding electrode 4 on the dielectric 6 side and the ground substrate 2, and the number of essential connection portions is larger than that in the configuration of FIG. 13. Can be reduced. Because of thisreferenceBy providing the configuration of the example, it is possible to reduce the probability of occurrence of an antenna characteristic deterioration problem due to poor connection, and to improve reliability. In addition, the manufacturing process of the antenna structure 1 can be simplified.
[0046]
  Further, in the configuration shown in FIG. 13, there is a possibility that the feeding electrode 46 and the radiation electrode 42 may be short-circuited.referenceIn the example, since the dielectric 6 is interposed between the open end α of the feed radiation electrode 3 and the feed pattern 5, a short circuit problem between the feed radiation electrode 3 and the feed pattern 5 is avoided. Can do. This tooreferenceThis contributes to improving the reliability of the example antenna structure 1.
[0047]
  Further, for example, in the configuration of FIG. 13, the power supply pattern 47 is provided on the outer side of the base body 41 in order to securely connect the power supply electrode 46 on the base body 41 side and the power supply pattern 47 of the circuit board 43. It is formed to protrude from the part. For this reason, an area wider than the base body 41 must be prepared in the circuit board 43 as an antenna occupation space. On the contrary,referenceIn the example, since the open end portion α of the feed radiation electrode 3 and the feed pattern 5 only need to face each other with a gap therebetween, all of the feed pattern 5 is formed on the ground substrate portion facing the feed radiation electrode 3. Has been. For this reason, since only the space where the feed radiation electrode 3 (dielectric 6) is disposed needs to be prepared in the ground substrate 2, the space occupied by the antenna in the ground substrate 2 can be reduced. In other words, when the size of the antenna occupation space on the ground substrate 2 is fixed, the entire antenna occupation space of the setting can be used as the arrangement region of the feed radiation electrode 3, and therefore the feed radiation electrode 3 is enlarged. be able to. The antenna efficiency can be improved by enlarging the feed radiation electrode 3.
[0048]
  Also thisreferenceIn the example, since the open end α of the power supply radiation electrode 3 is connected to the power supply pattern 5 of the ground substrate 2 through a capacitor, an electrode corresponding to the power supply electrode 46 shown in FIG. Thus, the electrodes of the antenna structure 1 can be simplified.
[0049]
  In addition, thisreferenceIn the example, a slit 8 is formed in the feeding radiation electrode 3, and a current path flowing through the feeding radiation electrode 3 by the slit 8 is formed in a loop shape. The following effects can be obtained from this configuration. That is, by making the current path flowing through the slit 8 to the feed radiation electrode 3 in a loop shape, the physical length from the open end α to the short portion β is lengthened without lengthening the feed radiation electrode 3. Thus, the electrical length of the feed radiation electrode 3 can be increased. Further, by providing the slit 8 in the feed radiation electrode 3, the electrical length of the feed radiation electrode 3 can be increased by the capacitance Cs generated in the slit 8.
[0050]
  Furthermore, the dielectric 6 is interposed between the feed radiation electrode 3 and the ground substrate 2, and the electrical length of the feed radiation electrode 3 can be increased by the wavelength shortening effect of the dielectric 6.
[0051]
  in this wayreferenceIn the example, since the electric length of the feed radiation electrode 3 can be increased by the slit 8 and the dielectric 6, it is possible to promote downsizing of the feed radiation electrode 3, that is, downsizing of the antenna structure 1. In particular,referenceIn the example, since the electric length of the feed radiation electrode 3 can be increased by the capacitance Cs generated in the slit 8, the feed radiation is suppressed while suppressing the physical length from the open end portion α to the short portion β of the feed radiation electrode 3. Since the electrical length of the electrode 3 can be increased, current loss can be suppressed and antenna efficiency can be improved.
[0052]
  Also thisreferenceIn the example, since the slit 8 is formed in the feed radiation electrode 3 and the current path of the feed radiation electrode 3 is formed in a loop shape by the slit 8, for example, the slit 10 as shown in FIG. Since the electrode width of the current path is wider than when the current path of the feeding radiation electrode 3 is formed in a meander shape, the antenna efficiency can be improved. Specifically, for example, the feed radiation electrode 3 has a width w of 36 mm, a length L of 20 mm, a height position of the feed radiation electrode 3 with respect to the ground substrate 2, and a feed radiation. The ground substrate 2 on which the electrode 3 is disposed has a width of 40 mm, a length of 115 mm, and a thickness of 1 mm. Antenna efficiency was determined for each of the radiation electrode 3 (see FIG. 2A) and the feeding radiation electrode 3 whose current path is meandered (see FIG. 2B). According to this, in the fundamental mode (basic frequency 900 MHz), there was no significant difference in antenna efficiency, but in the higher order mode (higher order frequency 1750 MHz), the antenna of the feed radiation electrode 3 having a loop current path. While the efficiency is 72%, the antenna efficiency of the feed radiation electrode 3 having a meander current path is 41%, and the antenna efficiency of the feed radiation electrode 3 having a loop current path is much higher. .
[0053]
  As described above, by providing the slit 8 in the feed radiation electrode 3 to make the current path of the feed radiation electrode 3 in a loop shape, the feed can be reduced in size and improved in antenna efficiency (particularly in higher-order mode antenna efficiency). The radiation electrode 3 can be obtained. Further, by forming the current path of the feed radiation electrode 3 in a loop shape, the electrode shape of the feed radiation electrode 3 can be simplified as compared with the case where the current path of the feed radiation electrode 3 is a meander shape.
[0054]
  further,referenceIn the example, since the slit 8 is formed, the basic frequency and the higher-order frequency of the feeding radiation electrode 3 can be easily adjusted as described above. In particular, since it is easy to adjust high-order frequencies, it is easy to cope with multiband.
[0055]
  further,referenceIn the example, the loop-shaped current path of the feeding radiation electrode 3 is a path that protrudes from the edge portion of the ground substrate 2 toward the center portion of the ground substrate 2 and then returns to the edge portion of the ground substrate 2. The current path portion that protrudes toward the center of the ground substrate 2 is configured to form a capacitance Ct with the ground substrate 2. Also thisreferenceIn the example, the dielectric 6 is interposed between the feed radiation electrode 3 and the ground substrate 2, and the capacitance Ct is increased as compared with the case where the gap between the feed radiation electrode 3 and the ground substrate 2 is a gap. Yes. For this reason, since the electric field concentrates between the grounding substrate 2 and the edge portion near the center of the grounding substrate 2 in the feeding radiation electrode 3, for example, when an object approaches the antenna structure 1, The adverse effect on the electric field of the feed radiation electrode 3 can be greatly reduced. That is, it is possible to suppress changes in antenna characteristics due to an approaching object.
[0056]
  As above, thisreferenceBy having the configuration shown in the example, various excellent effects can be obtained.
[0057]
  less than,First of the antenna structure according to the present inventionAn example embodiment will be described. This number1In the description of the example embodiment,referenceThe same components as those in the example are denoted by the same reference numerals, and redundant description of common portions is omitted.
[0058]
  This first1In the embodiment, as shown in the schematic cross-sectional view of FIG. 7, the dielectric 6 ′ interposed between the open end α of the feed radiation electrode 3 and the feed pattern 5 is fed with radiation. A portion of the electrode 3 other than the open end portion α and the dielectric 6 between the ground substrate 2 have a different dielectric constant. Configuration other than the configuration related to the dielectric 6And its actions and effectsIsreferenceExample configurationAnd its actions and effectsIt is the same.
[0059]
  As described above, the matching state between the feed radiation electrode 3 and the high-frequency circuit 9 can be adjusted by adjusting the capacitance Cq between the open end α of the feed radiation electrode 3 and the feed pattern 5. . The capacitance Cq is adjusted by adjusting the facing area S between the open end α of the feed radiation electrode 3 and the power supply pattern 5, the distance d between the open end α and the power supply pattern 5, and the open end α. This can be done by varying one or more of the dielectric constant ε between the power supply patterns 5. That is, since the capacitance Cq has a relationship expressed by the formula of the facing area S, the distance d, and the dielectric constant ε, and Cq = ε × (S / d), the facing area S, the distance d, and the dielectric constant. The capacitance Cq can be adjusted by adjusting ε.
[0060]
  This first1In the embodiment, the capacitance Cq is determined by one or both of the facing area S between the open end α of the power supply radiation electrode 3 and the power supply pattern 5 and the distance d between the open end α and the power supply pattern 5. In addition to the adjustment, the configuration can easily adjust the capacitance Cq between the open end α and the power supply pattern 5 by using the dielectric constant ε between the open end α and the power supply pattern 5. did. That is, the dielectric constant of the dielectric 6 interposed between the feed radiation electrode 3 and the ground substrate 2 is determined in consideration of the electrical length of the feed radiation electrode 3, the antenna efficiency, and the like. For this reason,referenceAs shown in the example, the dielectric 6 disposed between the open end α and the power supply pattern 5 is made of the same dielectric material as the dielectric 6 interposed between the other portion of the power supply radiation electrode 3 and the ground substrate 2. In this case, the dielectric constant of the dielectric 6 cannot be varied only for adjusting the capacitance Cq between the open end α and the power feeding pattern 5.
[0061]
  In contrast, this1In the embodiment, the dielectric constant between the open end α and the power supply pattern 5 can be varied only for adjusting the capacitance Cq between the open end α and the power supply pattern 5. That is, the size of the dielectric 6 ′ between the open end α and the power feeding pattern 5 is much smaller than the size of the dielectric 6 in other portions, and the dielectric constant of the dielectric 6 ′ can be varied. However, paying attention to the fact that the electrical length of the feed radiation electrode 3 and the antenna efficiency are not adversely affected.1In the embodiment, the dielectric 6 ′ between the open end α and the power feeding pattern 5 is formed of a dielectric material different from the dielectric 6 in other portions. As a result, the dielectric constant of the dielectric 6 ′ between the open end α and the power supply pattern 5 does not concern the electrical length of the power supply radiation electrode 3, the antenna efficiency, etc., and the open end α and the power supply pattern 5 It is possible to set for adjusting the capacitance Cq.
[0062]
  This first1In the embodiment, the facing area S between the open end α and the power feeding pattern 5, the distance d between the open end α and the power feeding pattern 5, and the dielectric 6 between the open end α and the power feeding pattern 5. It is possible to adjust the capacitance Cq between the open end α and the power supply pattern 5 by using all of the dielectric constant ε of ', so that the capacitance Cq can be easily adjusted, and the feed radiation electrode 3 and a high matching state between the high-frequency circuit 9 side can be obtained.
[0063]
  For example, when the condition on the high-frequency circuit 9 side is changed, the matching state between the feeding radiation electrode 3 and the high-frequency circuit 9 side may be deteriorated. In such a case, it is necessary to adjust the capacitance Cq between the feed radiation electrode 3 and the feed pattern 5 so that the matching state between the feed radiation electrode 3 and the high-frequency circuit 9 is favorable. In this case, this1In the embodiment, since it is easy to change the dielectric constant of the dielectric 6 ′ between the open end α and the power supply pattern 5, the adjustment between the open end α and the power supply pattern 5 is necessary for adjusting the capacitance Cq. By simply changing the dielectric constant of the dielectric 6 ′, the matching state between the feeding radiation electrode 3 and the high-frequency circuit 9 can be improved easily and quickly. That is, it is possible to quickly cope with a design change.
[0064]
  Below2An example embodiment will be described. This number2In the description of the example embodiment,Reference exampleOr the second1The same components as those in the embodiment are denoted by the same reference numerals, and redundant description of common portions is omitted.
[0065]
  This first2In the embodiment, the power feeding pattern 5 formed on the ground substrate 2 is also configured to function as a radiation electrode. The feeding pattern 5 has a resonance frequency that is different from the resonance frequency of the feeding radiation electrode 3. The configuration other than the power feeding pattern 5 is the first1'sThis is the same as the embodiment.
[0066]
  This first2In the embodiment, for example, the antenna structure 1 is connected to the feeding radiation electrode 3 by causing the feeding pattern 5 to function as a radiation electrode and making the resonance frequency of the feeding pattern 5 different from the resonance frequency of the feeding radiation electrode 3. In addition to the return loss characteristic as shown by the solid line a in FIG. 8, it has the return loss characteristic as shown by the chain line b or the chain line c or the dotted line d in FIG. it can.
[0067]
  This first2With the configuration of the embodiment, it is possible to obtain more frequency bands than when only the feed radiation electrode 3 is used, and it is possible to obtain the antenna structure 1 corresponding to the multiband. Further, in the case of only the feeding radiation electrode 3, for example, it has a return loss characteristic as shown by a solid line a in FIG. 8, whereas the feeding pattern 5 functions as a radiation electrode and the feeding pattern 5 is, for example, By giving the return loss characteristic as shown by the dotted line d in FIG. 8, for example, the bandwidth in the higher-order mode can be greatly expanded from the width h to the width H.
[0068]
  Below3An example embodiment will be described. This number3In the description of the example embodiment,Reference examples and1st to 1st2The same reference numerals are given to the same components as those in each of the embodiments, and the overlapping description of the common portions will be omitted.
[0069]
  This first3In the embodiment, as shown in the model diagram of FIG. 9A, the parasitic radiation electrode 12 is arranged adjacent to the feeding radiation electrode 3 in the direction along the substrate surface of the ground substrate 2 with a gap therebetween. Configurations other than the configuration related to the parasitic radiation electrode 12 are first to first.2This is the same as each of the embodiments.
[0070]
  This first3In the embodiment, the grounding electrode 13 and the grounding electrode 13 are arranged side by side with a space therebetween, and the parasitic radiation electrode 12 is connected to the short side of the rectangular grounding substrate 2 via the grounding electrode 13. It is grounded at the edge part. Further, a dielectric 6 is interposed in the gap between the parasitic radiation electrode 12 and the feeding radiation electrode 3 and in the gap between the parasitic radiation electrode 12 and the ground substrate 2.
[0071]
  The parasitic radiation electrode 12 has a resonance frequency close to one or both of the fundamental frequency and the higher order frequency of the feeding radiation electrode 3, and the parasitic radiation electrode 12 and the feeding radiation electrode 3 are electromagnetically coupled. It is made. For this reason, this3In the embodiment, when the feed radiation electrode 3 resonates, the parasitic radiation electrode 12 also resonates due to electromagnetic coupling. For example, when only the feeding radiation electrode 3 is provided, it has a return loss characteristic as shown by a dotted line a in FIG. 9B, whereas the parasitic radiation electrode 12 in addition to the feeding radiation electrode 3. The return loss characteristic as shown by the solid line b in FIG. 9B can be provided. That is, in the example of the solid line b shown in FIG. 9B, a double resonance state is created by the non-feeding radiation electrode 12 in the higher order mode of the feeding radiation electrode 3.
[0072]
  This first3In the embodiment, for example, the electromagnetic coupling amount between the feeding radiation electrode 3 and the non-feeding radiation electrode 12 is an electromagnetic coupling amount capable of creating a good multiple resonance state as shown in FIG. Depending on the distance de between the parasitic radiation electrode 12 and the feeder radiation electrode 3, the dielectric constant of the dielectric 6 interposed in the gap between the parasitic radiation electrode 12 and the feeder radiation electrode 3, etc. The amount of electromagnetic coupling between the feed radiation electrodes 3 is adjusted.
[0073]
  This first3In the configuration of the embodiment, the parasitic radiation electrode 12 is provided, and a multi-resonance state can be created by the parasitic radiation electrode 12, so that, for example, only the feeder radiation electrode 3 is provided as the radiation electrode. For example, the bandwidth of the higher-order mode is, for example, the width h of FIG. 9B, but by providing the parasitic radiation electrode 12 in addition to the feeding radiation electrode 3, the bandwidth of the higher-order mode is reduced. The width H can be expanded. As described above, it is possible to widen the frequency band, and it is possible to easily cope with the multiband.
[0074]
  Below4An example embodiment will be described. This number4In the description of the example embodiment,Reference examples and1st to 1st3The same reference numerals are given to the same components as those in each of the embodiments, and the overlapping description of the common portions will be omitted.
[0075]
  In FIG.4The antenna structure 1 of the embodiment is shown by a schematic perspective view, and FIG. 10B schematically shows a side view when the antenna structure 1 is viewed from the right side of FIG. 10 (c) schematically shows a developed view of the feeding radiation electrode 3 and the non-feeding radiation electrode 12. FIG.
[0076]
  This first4In the embodiment, the feeding radiation electrode 3 includesReference examples and1st to 1st3A slit 8 is formed in the same manner as each of the embodiments, and the open end α and the short portion β are disposed adjacent to each other through the slit 8. This second4Also in the embodiment, the current path from the open end α to the short portion β of the feeding radiation electrode 3 has a loop shape that circumvents the slit 8.
[0077]
  This first4In the embodiment, the open end portion α and the short portion β of the feed radiation electrode 3 are arranged in the edge region on the short side on the back surface of the ground substrate 2 in the example of FIG. The feed radiation electrode 3 extends in a direction away from the grounding substrate 2 starting from the portion where the open end portion α and the short portion β are formed, and passes through a loop-like path so as to surround the edge of the grounding substrate 2 with a space therebetween. Thus, the grounding substrate surface (the surface of the grounding substrate 2) opposite to the starting point is formed so as to extend along the interval.
[0078]
  This second4In the example embodiment,3Similarly to the embodiment, a feed radiation electrode 3 and a parasitic radiation electrode 12 that creates a double resonance state are provided. The parasitic radiation electrode 12 is grounded to the ground substrate 2 (in the example of FIG. 10, the back surface of the ground substrate 2) via the ground electrode 13, and the parasitic radiation electrode 12 is connected to the ground electrode 13. The grounding substrate surface (the grounding substrate 2) opposite to the starting point passes through a loop-like path so as to extend away from the grounding substrate 2 starting from the connected short part and surround the edge of the grounding substrate 2 with a gap therebetween. The surface is formed so as to extend along the interval.
[0079]
  This first4In the embodiment, the ground board 2 functions as a circuit board of the communication device, and the antenna structure 1 is disposed at the end of the ground substrate 2 and is housed and disposed in the housing of the communication device together with the ground substrate 2. The In some cases, the casing of the communication device has a taper in the direction of narrowing to the end portion for design. This first4In the embodiment, the shape of the casing of the communication device is considered. That is, each of the feed radiation electrode 3 and the parasitic radiation electrode 12 has a portion B (see FIG. 10B) that protrudes from the ground substrate 2, and each of the feed radiation electrode 3 and the parasitic radiation electrode 12. The protrusion B on the front side is inclined according to the taper of the casing of the communication device. That is, the protruding portion B on the surface side forms a tapered portion.
[0080]
  As a result,4The antenna structure 1 according to the embodiment can be fitted to the end of the casing of the communication device, and can eliminate the dead space at the end of the casing of the communication device. In addition, in the feed radiation electrode 3 and the non-feed radiation electrode 12, a dielectric 6 is disposed on a part of the protruding portion B disposed on the front side.
[0081]
  This second4In the embodiment, the feeding radiation electrode 3 and the non-feeding radiation electrode 12 have portions 3T and 12T arranged in the edge region on the long side of the ground substrate 2, respectively. These portions 3T and 12T are inclined so that the distance from the ground substrate 2 becomes narrower toward the edge of the long side of the ground substrate 2, respectively. This inclination is also matched with the taper at the end of the casing of the communication device, as described above.
[0082]
  In addition, this second4In the embodiment, in the portion B that protrudes from the grounding substrate 2 of the feeding radiation electrode 3 and the parasitic radiation electrode 12, the electrode portion disposed on the back side is between the feeding radiation electrode 3 and the parasitic radiation electrode 12. A gap 14 is formed. For example, this4When the antenna structure 1 of the embodiment is built in a mobile phone, the ground substrate 2 of the antenna structure 1 is formed as a circuit board of the mobile phone, and the feeding radiation electrode 3 and the non-feeding radiation electrode 12 are in a call. The circuit board is arranged at the top side end portion of the circuit board which becomes the top side. A speaker is provided on the top side of the portable telephone, and the loop-shaped feeding radiation electrode 3 and the parasitic radiation are passed through the gap 14 formed between the feeding radiation electrode 3 and the parasitic radiation electrode 12 of the antenna structure 1. Components such as a speaker of a communication device are disposed inside the space 15 formed by the electrodes 12.
[0083]
  This first4In the embodiment, the feeding radiation electrode 3 and the parasitic radiation electrode 12 have a loop-like shape that protrudes from the ground substrate 2 and surrounds the edge of the ground substrate 2 with a gap therebetween. The physical volume of the parasitic radiation electrode 12 can be increased, or the electrode surface can be enlarged to greatly improve the antenna characteristics such as antenna efficiency. Moreover, since such an effect can be acquired by effectively using the dead space in the housing | casing of a communication apparatus, it becomes possible to achieve size reduction of the antenna structure 1 and a communication apparatus.
[0084]
  Below5An example embodiment will be described. This first5The embodiment relates to a communication device. This first5The communication device of the embodiment is a first to a first4Any one of the antenna structures 1 shown in the embodiments is provided. There are various configurations of communication devices other than the configuration related to the antenna. Here, any configuration may be adopted as the configuration of the communication device other than the antenna, and the description thereof will be omitted. Also, first to first4The redundant description of the antenna structure 1 in each of the embodiments is omitted.
[0085]
  In addition, this invention is 1st-1st5It is not limited to the configuration of each of the embodiments, and various embodiments can be adopted. For example, first to first5In each of the embodiments, the dielectric 6 is formed so as to fill the space between the feed radiation electrode 3 and the ground substrate 2. For example, as shown in FIG. 11, between the feed radiation electrode 3 and the ground substrate 2. You may provide the space | gap 20 in. In this case, the substantial dielectric constant between the feeding radiation electrode 3 and the ground substrate 2 is reduced by the amount of the gap 20 provided in the dielectric 6. In other words, the adjustment of the dielectric constant between the feeding radiation electrode 3 and the ground substrate 2 not only changes the dielectric material forming the dielectric 6, but also the presence / absence of the gap 20 and the size of the gap 20 (that is, the dielectric 6). The electric length of the feed radiation electrode 3 and the antenna efficiency can be adjusted by adjusting the dielectric constant.
[0086]
  Furthermore, the first to the first5In each of the embodiments, the power feeding pattern 5 is L-shaped.2When it is necessary to increase the electrical length of the power supply pattern 5 in order to set the resonance frequency of the power supply pattern 5 to function as a radiation electrode as shown in the embodiment to the set resonance frequency, for example, FIG. As shown in (a), a U-shaped feeding pattern 5 may be formed. Further, when the power supply pattern 5 does not function as a radiation electrode and is a conductor pattern dedicated to power supply, for example, as shown in FIG. 12B, the power supply radiation electrode 3 is opened on the ground substrate 2. The power feeding pattern 5 may be provided only in a portion facing the end α.
[0087]
  Also, first to first5In each of the embodiments, the feed radiation electrode 3 is arranged at the end portion of the ground substrate 2. For example, even if the feed radiation electrode 3 is provided at a portion other than the end portion of the ground substrate 2, When the path length of the high-frequency current induced in the ground substrate 2 by the feed radiation electrode 3 is long enough to be satisfied, the feed radiation electrode 3 may be provided in a portion other than the end portion of the ground substrate 2.
[0088]
  In addition3And second4The non-feeding radiation electrode 12 shown in the embodiment may also be provided with a slit so that, for example, the current path of the non-feeding radiation electrode 12 may be a loop-like current path similar to that of the feeding radiation electrode 3. In addition3And second4In the embodiment, an example in which one parasitic radiation electrode 12 is provided has been described. However, for example, the parasitic radiation electrode 12 may be provided on both sides of the feeding radiation electrode 3 so as to sandwich the feeding radiation electrode 3. The number of parasitic radiation electrodes 12 is not necessarily one.
[0089]
  In addition4In the embodiment, when the feeding radiation electrode 3 and the parasitic radiation electrode 12 are provided, the feeding radiation electrode 3 and the parasitic radiation electrode 12 have a tapered portion. Even in the antenna structure 1 in which the feed radiation electrode 12 is omitted and only the feed radiation electrode 3 is provided, the feed radiation electrode 3 may have a tapered portion.
[0090]
  Furthermore, the first to the first5In each of the embodiments, the ground substrate 2 has a rectangular shape, but the ground substrate 2 may have a shape other than the rectangular shape. Further, in the examples shown in FIGS. 1, 7, 9, and 11, a part of the open end α of the feeding radiation electrode 3 is formed close to the ground substrate 2 side. However, such a part is formed. In the case where the capacitance Cq between the open end α of the feed radiation electrode 3 and the feed pattern 5 can be set to a capacity that provides a good matching state between the feed radiation electrode 3 and the high-frequency circuit 9 side. The open end α may be arranged on the same plane.
[0091]
【The invention's effect】
  According to the present invention, the grounding substrate is provided with the conductive pattern for feeding (feeding pattern) at the portion facing the open end of the feeding radiation electrode, and the feeding radiation electrode is fed between the open end and the grounding substrate. The power supply capacity type radiation electrode is fed via a capacity between the pattern and the pattern. For this reason, it is possible to easily adjust the matching state between the feeding radiation electrode and the high frequency circuit side of the communication device by adjusting the capacitance between the open end of the feeding radiation electrode and the feeding pattern of the ground substrate. it can. In particular, in the present invention, the feeding portion of the feeding radiation electrode is an open end. Since the open end of the feed radiation electrode has substantially the same impedance in both the fundamental mode and the higher order mode, the difference in matching between the fundamental mode and the higher order mode can be made very small. The matching state with the high-frequency circuit side can be made good in both the basic mode and the higher-order mode. Also, by providing a dielectric between the open end of the feed radiation electrode and the feed pattern on the ground substrate, the dielectric constant of the dielectric causes the feed radiation electrode and the high frequency circuit side of the communication device to be connected. It becomes possible to adjust the alignment state more easily. Thereby, it is possible to obtain an antenna structure having a better matching state.
[0092]
  Further, since the open end portion of the power supply radiation electrode and the power supply pattern of the ground substrate are coupled via a capacitor, the open end portion of the power supply radiation electrode and the power supply pattern of the ground substrate are connected by, for example, soldering. You don't have to. That is, since the number of solder connection locations can be reduced, the probability of occurrence of poor solder connection can be reduced, and the reliability of the antenna structure can be improved.
[0093]
  Further, in the ground substrate, for example, if the power supply pattern and the power supply radiation electrode must be soldered, a part of the power supply pattern must be formed so as to protrude from the ground substrate portion facing the power supply radiation electrode. In this case, it is necessary to provide the ground board with an area larger than the ground board portion facing the feeding radiation electrode as an antenna occupation space. On the other hand, in the present invention, the power supply pattern on the ground substrate may be disposed opposite to the open end portion of the power supply radiation electrode with a space therebetween. Therefore, it does not have to be formed. As a result, it is not necessary to prepare an area occupied by the ground substrate that is larger than the ground substrate portion facing the feeding radiation electrode as an antenna occupied space, and the antenna occupied space on the ground substrate can be reduced. In other words, if the area of the antenna occupying space on the ground substrate is fixed, the entire antenna occupying space of the setting can be used as the arrangement area of the feeding radiating electrode. Can do. The antenna efficiency can be improved by enlarging the feed radiation electrode.
[0094]
  Further, in the present invention, a slit is formed in the feed radiation electrode, and the open end portion and the short portion of the feed radiation electrode are disposed adjacent to each other via the slit. As a result, the current path from the open end portion of the power supply radiation electrode to the short portion has a loop shape that bypasses the slit. For this reason, the electrical length of the feed radiation electrode can be increased without increasing the physical length of the feed radiation electrode. Further, the electric length of the feeding radiation electrode can be increased by the capacitance generated in the slit. As described above, since the electrical length of the feed radiation electrode can be increased without increasing the physical length of the feed radiation electrode, the miniaturization of the feed radiation electrode, that is, the miniaturization of the antenna structure is promoted. be able to.
[0095]
  Further, without increasing the physical length of the feed radiation electrode, in other words, while suppressing the current loss, the electrical length of the feed radiation electrode can be increased, so that the antenna efficiency can be improved. .
[0096]
  Furthermore, since the current path of the feed radiation electrode is made in a loop shape, the shape of the feed radiation electrode can be simplified and the electrode width can be reduced compared to the case where the current path of the feed radiation electrode is a meander shape. Since the width can be increased, the antenna efficiency can be increased.
[0097]
  Furthermore, between the open end of the feed radiation electrode and the shortSlitSince the coupling is performed via the capacitance, the adjustment of the capacitance facilitates not only the adjustment of the fundamental frequency of the feeding radiation electrode but also the adjustment of the higher order frequency. For this reason, it becomes possible to respond satisfactorily to the multiband.
[0098]
  Furthermore, by providing a capacitance between the feed radiation electrode and the ground substrate, the electric field can be concentrated between the feed radiation electrode and the ground substrate. Thereby, even if an object approaches the feeding radiation electrode, the adverse effect of the approaching object on the electric field of the feeding radiation electrode can be reduced. Furthermore, by interposing a dielectric between the feed radiation electrode and the ground substrate, the capacitance between the feed radiation electrode and the ground substrate can be made larger than when there is a gap between the feed radiation electrode and the ground substrate. Thus, the electric field concentration between the feeding radiation electrode and the ground substrate can be strengthened. For this reason, it is possible to further reduce the adverse effect of the approaching object on the electric field of the feeding radiation electrode.
[0099]
  Furthermore, when the shorted portion and the open end of the feeding radiation electrode are arranged in the edge region of the grounding substrate, particularly the edge region on the short side of the rectangular grounding substrate, the feeding radiation electrode As a result, the path length of the high-frequency current induced in the ground substrate can be increased. Thereby, it is possible to easily give the grounding board an antenna function, and it is possible to improve the antenna efficiency.
[0100]
  If the power supply pattern is formed along the edge of the grounding substrate and is disposed opposite to the open end of the power supply radiation electrode with a gap therebetween, the power supply pattern can be lengthened. It is possible to make the working pattern function as a radiation electrode. For example, by designing the power feeding pattern so that the power feeding pattern is a radiation electrode having a resonance frequency different from the resonance frequency of the power feeding radiation electrode, the antenna structure can be expanded to a wider frequency band or multiband. Correspondence can be facilitated.
[0101]
  Further, by forming a non-feeding radiation electrode that creates a double resonance state with the feeding radiation electrode, it is possible to facilitate the use of a wider frequency band and multi-banding as described above.
[0102]
  Furthermore, in the case where a dielectric is formed in the slit formed in the feed radiation electrode, the capacitance generated in the slit can be adjusted by the dielectric constant of the dielectric, and the feed radiation in which the capacitance of the slit is involved. Adjustment of the electrical length of the electrode and the higher-order frequency of the feeding radiation electrode can be facilitated.
[0103]
  Further, in the case where the feed radiation electrode has a loop-like shape surrounding the edge of the grounding board with a space therebetween, the electrical length of the feed radiation electrode can be increased without increasing the antenna occupation space of the grounding board. Can be lengthened easily. Further, the antenna efficiency can be improved.
[0104]
  Further, in a communication device provided with an antenna structure having a characteristic configuration in the present invention, the antenna structure of the present invention can be easily downsized. Can be miniaturized. In addition, since the antenna characteristics are good, a communication device with good communication performance can be provided.
[Brief description of the drawings]
[Figure 1]Reference for explaining the present inventionIt is a figure for demonstrating the antenna structure of an example.
FIG. 2 is a diagram showing a specific example of a current path of a feeding radiation electrode when a slit is provided in the feeding radiation electrode.
FIG. 3 is a graph showing electromagnetic field distributions of a fundamental mode and a higher-order mode of a feeding radiation electrode.
FIG. 4 is a diagram for explaining an experiment conducted by the inventor.
FIG. 5 is a Smith chart obtained by an experiment conducted by the present inventor.
FIG. 6 is a graph showing return loss characteristics obtained by experiments conducted by the present inventors.
FIG. 71It is typical sectional drawing of the antenna structure for demonstrating the characteristic structure in the embodiment.
FIG. 82It is a graph for demonstrating the example of the return loss characteristic obtained from the structure of the example of an embodiment.
FIG. 93It is a figure for demonstrating the antenna structure of the example of an embodiment.
FIG. 104It is a figure for demonstrating the antenna structure of the example of an embodiment.
FIG. 11 is a diagram for explaining another embodiment.
FIG. 12 is a diagram for explaining another example of the power feeding pattern.
13 is a model diagram showing one of the antenna structures described in Patent Document 1. FIG.
[Explanation of symbols]
  1 Antenna structure
  2 Grounding board
  3 Feeding radiation electrode
  4 Grounding electrode
  5 Power feeding pattern
  6,6 'dielectric
  8 Slit
  12 Parasitic radiation electrode
  α Open end
  β Short section

Claims (11)

接地基板の表面上に当該接地基板と間隔を介して給電放射電極が配置されて成るアンテナ構造であって、給電放射電極は基本モードの共振周波数と当該基本モードの共振周波数よりは高い高次モードの共振周波数とでアンテナ動作を行う構成と成し、当該給電放射電極においては、接地基板に接地用電極を介して接続するショート部と、開放端部とがスリットを介して隣接配置されており、開放端部からショート部に至る電流経路は前記スリットを避けて迂回したループ状の経路と成し、前記高次モードの共振周波数は基本モードの共振周波数の整数倍の共振周波数からずらされており、その共振周波数のずれ量は前記スリットの容量によって調整されており、また、接地基板の表面には、給電放射電極への給電用の導体パターンが給電放射電極の開放端部に間隔を介し対向して形成されており、給電放射電極は、接地基板上の給電用の導体パターンから当該導体パターンと開放端部との間の容量を介して給電される容量給電タイプの給電放射電極と成し、前記給電放射電極の開放端部と、接地基板上の給電用の導体パターンとの間の空間部に給電放射電極と当該給電放射電極へ容量給電する高周波回路側との整合状態を調整するための誘電率を持たせた誘電体が介設され、また、給電放射電極の開放端部以外の部分と接地基板との間の空間部には給電放射電極の電気長を定めるための誘電率を持たせた誘電体が介設される構成と成し、給電放射電極の開放端部と給電用の導体パターンとの間に介設された誘電体と、給電放射電極の開放端部以外の部分と接地基板との間に介設された誘電体とに異なる誘電率を持たせることで両誘電体に互いに異なる役割を分担させていることを特徴とするアンテナ構造。An antenna structure in which a feed radiation electrode is disposed on a surface of a ground substrate with a gap from the ground substrate, and the feed radiation electrode has a fundamental mode resonance frequency and a higher-order mode higher than the resonance frequency of the fundamental mode. The power supply radiation electrode has a short portion connected to the ground substrate via the ground electrode and an open end portion adjacent to each other via a slit. The current path from the open end part to the short part forms a loop-like path that bypasses the slit, and the resonance frequency of the higher-order mode is shifted from the resonance frequency that is an integral multiple of the resonance frequency of the fundamental mode. cage, the amount of deviation of the resonance frequency is adjusted by the capacity of the slit, the surface of the ground substrate, the conductor pattern of the power supply to the feed radiation electrode feed radiation The feeding radiation electrode is formed so as to face the open end of the pole with a space therebetween, and the feeding radiation electrode is fed from the feeding conductor pattern on the ground substrate through a capacitance between the conductor pattern and the open end. A high-frequency power supply that feeds a feed radiation electrode and a feed radiation electrode in a space between the open end of the feed radiation electrode and a conductive pattern for feeding on the ground substrate. A dielectric material having a dielectric constant for adjusting the matching state with the circuit side is interposed, and the space between the ground substrate and the portion other than the open end of the power radiation electrode is in the power radiation electrode A dielectric having a dielectric constant for determining the electrical length of the dielectric, and a dielectric interposed between the open end of the feed radiation electrode and the conductor pattern for feeding, It is interposed between the grounding board and the part other than the open end of the feed radiation electrode. Antenna structure, characterized in that it is shared by different roles from each other in both the dielectric by giving a different dielectric constant and dielectric. 給電放射電極のショート部および開放端部は接地基板の端縁領域に配置されていることを特徴とする請求項１記載のアンテナ構造。  2. The antenna structure according to claim 1, wherein the short-circuit portion and the open end portion of the feed radiation electrode are arranged in an edge region of the ground substrate. 接地基板は長方形状と成し、給電放射電極のショート部および開放端部は長方形状の接地基板の短辺側の端縁領域に配置されていることを特徴とする請求項２記載のアンテナ構造。  3. The antenna structure according to claim 2, wherein the ground substrate has a rectangular shape, and a short portion and an open end portion of the feed radiation electrode are disposed in an edge region on the short side of the rectangular ground substrate. . 給電用の導体パターンは、接地基板の端縁に沿って形成されていて給電放射電極の開放端部と間隔を介し対向していることを特徴とする請求項２又は請求項３記載のアンテナ構造。  4. The antenna structure according to claim 2, wherein the power supply conductor pattern is formed along an edge of the ground substrate, and is opposed to the open end portion of the power supply radiation electrode via a gap. . 給電用の導体パターンは、給電放射電極の共振周波数とは異なる周波数で共振してアンテナ動作を行う放射電極と成していることを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１つに記載のアンテナ構造。  5. The power supply conductive pattern is a radiation electrode that resonates at a frequency different from a resonance frequency of the power supply radiation electrode and performs an antenna operation. The described antenna structure. 給電放射電極と間隔を介し隣接並設されて給電放射電極と複共振状態を作り出す無給電放射電極が配設されていることを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れか１つに記載のアンテナ構造。  6. The non-feeding radiation electrode that is arranged adjacent to the feeding radiation electrode with a space therebetween to create a double resonance state with the feeding radiation electrode is provided. Antenna structure. 給電放射電極に形成されているスリットに誘電体が配設されていることを特徴とする請求項１乃至請求項６の何れか１つに記載のアンテナ構造。The antenna structure according to any one of claims 1 to 6 , wherein a dielectric is disposed in a slit formed in the feeding radiation electrode. 給電放射電極の少なくとも端縁部分の一部は、接地基板に対して傾いているテーパ部と成していることを特徴とする請求項１乃至請求項７の何れか１つに記載のアンテナ構造。The antenna structure according to any one of claims 1 to 7 , wherein at least a part of the edge portion of the feed radiation electrode is a tapered portion inclined with respect to the ground substrate. . 給電放射電極は、接地基板の表面と裏面の一方の端縁部分の上方側に配置されたショート部および開放端部の形成部分を起点として接地基板から離れる方向に伸長し接地基板端縁を間隔を介して囲むループ状の経路を通って起点とは反対側の接地基板面に間隔を介し沿うように形成された態様と成していることを特徴とする請求項２乃至請求項８の何れか１つに記載のアンテナ構造。The feed radiation electrode extends in the direction away from the ground substrate starting from the formation of the shorted and open ends located above one edge of the front and back surfaces of the ground substrate, and is spaced from the ground substrate edge. 9. The method according to any one of claims 2 to 8 , characterized in that it is formed so as to follow a grounding substrate surface opposite to the starting point through a loop-shaped path surrounded by a gap. The antenna structure as described in one. 請求項１乃至請求項９の何れか１つに記載のアンテナ構造が設けられていることを特徴とする通信機。A communication device comprising the antenna structure according to any one of claims 1 to 9 . 通信機は携帯型電話機と成しており、アンテナ構造は、携帯型電話機の接地基板である回路基板において、通話中に天頂側となるトップ側の基板端部に設けられていることを特徴とする請求項１０記載の通信機。The communicator is a mobile phone, and the antenna structure is provided on the top side of the circuit board, which is the grounding board of the mobile phone, at the top side of the board that becomes the zenith side during a call. The communication device according to claim 10 .
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