JP3970735B2 - Composite filter, antenna duplexer, and communication device - Google Patents

Composite filter, antenna duplexer, and communication device Download PDF

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【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話端末などの通信装置に用いられる複合フィルタ、アンテナ共用器、及び通信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話端末などの通信装置には通常フィルタが用いられている。このようなフィルタの一つとして、複数の信号を入力し、一つの信号を出力する多入力１出力型のフィルタがある（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図７に、携帯電話端末６０の構成を示す。携帯電話端末６０には、このような従来の多入力１出力型のフィルタが用いられている。携帯電話端末６０は、１．５ＧＨｚ帯と８００ＭＨｚ帯との２つの周波数帯のいずれか一方を使用して無線通信を行うことが出来るデュアルバンド機である。
【０００４】
図２に、携帯電話端末６０が使用する８００ＭＨｚ帯の周波数構成を示す。
【０００５】
Ｄ帯２３とＤ帯２８とは携帯電話端末６０が同時送受信する通信方式で用いられる周波数帯域であり、Ｄ帯２３は携帯電話端末６０の受信用に用いられる帯域であり、Ｄ帯２８は携帯電話端末６０の送信用に用いられる帯域である。
【０００６】
Ａ帯２５とＡ帯２７とは、上記とは異なる通信方式で用いられる周波数帯域であり、Ａ帯２５は、携帯電話端末の受信用に用いられる帯域であり、Ａ帯２７は、携帯電話端末の送信用に用いられる帯域である。Ａ帯２５及びＡ帯２７を使用する通信方式は、送信と受信を同時には行わない通信方式である。Ｃ帯２４とＣ帯２６とは、上記の通信方式と同じ通信方式で用いられる周波数帯域であり、Ｃ帯２４は、携帯電話端末６０の受信用に用いられる帯域であり、Ｃ帯２６は、携帯電話端末６０の送信用に用いられる帯域である。Ｃ帯２４及びＣ帯２６を使用する通信方式は、上記と同様に送信と受信とを同時には行わない通信方式である。携帯電話端末６０は、Ｄ帯、Ａ帯、Ｃ帯に対応する各通信方式を、携帯電話端末６０が使用される国などの地域に応じて切り換えて使用することが出来る。具体的には、Ｄ帯を使用する通信方式は、例えばＰＤＣフルデュプレックス方式であり、Ａ帯を使用する通信方式は、例えば通常の時分割ＰＤＣ方式であり、Ｃ帯を使用する通信方式も、例えば通常の時分割ＰＤＣ方式である。なお、Ｄ帯を使用する通信方式は、送信と受信とを同時に行う通信方式であり、かつＡ帯及びＣ帯を使用する通信方式はそれぞれ送信と受信とを同時に行わない通信方式でありさえすれば、これ以外の通信方式であってもよいことは言うまでもない。
【０００７】
携帯電話端末６０は、送信回路部１、受信回路部２、ベースバンド部３、スイッチ４、アンテナ５、アンテナ６、１．５ＧＨｚ帯用ＳＡＷフィルタ１７、及び複合フィルタ３３から構成される。
【０００８】
ベースバンド部３は、ベースバンド信号を変調して、その変調された信号を中間周波数の信号として、送信回路部１に出力し、また受信回路部２から入力されてくる中間周波数の信号を復調し、音声信号を出力する回路である。なお、ベースバンド部３は、ベースバンド信号を中間周波数の信号に変換し、また中間周波数の信号をベースバンド信号に変換する周波数変換器をも含むものとする。
【０００９】
送信回路部１は、１．５ＧＨｚ帯用の送信信号と８００ＭＨｚ帯用の送信信号とのいずれか一方を出力する回路である。なお、１．５ＧＨｚ帯用の送信信号と８００ＭＨｚ帯用の送信信号とのいずれを出力するかの切り換えは、図示していない制御回路により切り換えられるものである。
【００１０】
送信回路部１は、アップコンバータ７ａ、利得可変増幅器８１ａ、フィルタ８ａ、電力増幅器９ａ、結合コンデンサ１０、アイソレータ１１、フィルタ１２、アップコンバータ７ｂ、利得可変増幅器８１ｂ、フィルタ８ｂ、電力増幅器９ｂ、方向性結合器（ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ｃｏｕｐｌｅｒ）１３などから構成される。
【００１１】
アップコンバータ７ａは、ベースバンド部３から出力された中間周波数の信号を８００ＭＨｚ帯の信号に変換する手段である。利得可変増幅器８１ａは、図示していない制御回路の制御に従って利得を制御され、変換された８００ＭＨｚ帯の信号を決められた送信出力になるような利得で増幅する増幅器である。フィルタ８ａは、アップコンバータ７ａから出力された８００ＭＨｚ帯の信号の不要周波数成分を低減するバンドパスフィルタである。電力増幅器９ａは、フィルタ８ａから出力された信号を送信出力まで増幅する手段である。結合コンデンサ１０は、電力増幅器９ａの出力電力を調整するためのパワーモニタ用の信号を供給するコンデンサである。アイソレータ１１は、電力増幅器９ａで出力された送信信号をフィルタ１２の側に通過させ、フィルタ１２の側から反射されてくる送信信号を遮断する手段である。フィルタ１２は、アイソレータ１１から出力された信号の不要周波数成分を低減する手段である。
【００１２】
アップコンバータ７ｂは、ベースバンド部３から出力された中間周波数の信号を１．５ＧＨｚ帯の信号に変換する手段である。利得可変増幅器８１ｂは、図示していない制御回路の制御に従ってその利得を制御され、変換された１．５ＧＨｚ帯の信号を決められた送信出力になるような利得で増幅する増幅器である。フィルタ８ｂは、アップコンバータ７ｂから出力された１．５ＧＨｚ帯の信号の不要周波数成分を低減するバンドパスフィルタである。電力増幅器９ｂは、フィルタ８ｂから出力された信号を送信出力まで増幅する手段である。方向性結合器１３は、電力増幅器９ｂから出力された信号をスイッチ４側に通過させ、スイッチ４側からの反射波を電力増幅器９ｂの側に通過させないようにし、また電力増幅器９ｂの出力電力を調整する図示していない制御回路にパワーモニタ用の信号を供給する手段である。
【００１３】
受信回路部２は、複合フィルタ３３から入力される信号を中間周波数の信号に変換して、ベースバンド部３に出力する回路である。
【００１４】
受信回路部２は、低雑音増幅器１９ａ、フィルタ２０ａ、ミキサ２１ａ、低雑音増幅器１９ｂ、フィルタ２０ｂ、ミキサ２１ｂ、及びフィルタ２２から構成される。
【００１５】
低雑音増幅器１９ａは、８００ＭＨｚ帯の受信信号を増幅する手段である。フィルタ２０ａは、低雑音増幅器１９ａで増幅された信号の不要周波数成分を低減する手段である。ミキサ２１ａは、フィルタ２０ａを通過した信号を中間周波数の信号に変換する手段である。
【００１６】
低雑音増幅器１９ｂは、１．５ＧＨｚ帯の受信信号を増幅する手段である。フィルタ２０ｂは、低雑音増幅器１９ｂで増幅された信号の不要周波数成分を低減する手段である。ミキサ２１ｂは、フィルタ２０ｂを通過した信号を中間周波数の信号に変換する手段である。
【００１７】
また、フィルタ２２は、中間周波数に変換された信号に含まれる不要周波数成分を低減する手段である。
１．５ＧＨｚ帯受信用ＳＡＷフィルタ１７は、１．５ＧＨｚ帯の受信信号を通過させ、受信用に用いられる１．５ＧＨｚ帯以外の信号を減衰させる弾性表面波フィルタである。
【００１８】
複合フィルタ３３は複数の入力と一つの出力とを有する多入力１出力型のフィルタである。
【００１９】
複合フィルタ３３は、誘電体フィルタ３０、Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ３１、スイッチ３２から構成される。
【００２０】
誘電体フィルタ３０は、Ｄ帯２３の信号を通過させ、Ｄ帯２８の信号を減衰させる誘電体同軸フィルタである。
【００２１】
Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ３１は、Ａ帯２５の信号を通過させる弾性表面波フィルタである。
【００２２】
スイッチ３２は、Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ３１の出力と誘電体フィルタ３０の出力とのいずれを受信回路部２へ出力するかを切り換えるともに、受信回路部２とのインピーダンスを整合させる手段である。
【００２３】
スイッチ４は、アンテナ５、６で受信された受信信号を複合フィルタ３３のいずれの入力に出力するかを切り換え、また、送信回路部１のいずれの出力をアンテナ５、６に入力するかを切り換える手段である。
【００２４】
次に、このような従来の携帯電話端末６０の動作を説明する。
【００２５】
まず、携帯電話端末６０がＤ帯２３、Ｄ帯２８を用いた通信方式で通信する場合の動作を説明する。
【００２６】
この場合、携帯電話端末６０は、送信波を送信するとともに、同時に受信波を受信する同時送受信を行う。
【００２７】
すなわち、ベースバンド部３から出力された中間周波数の信号は、送信回路部１のアップコンバータ７ａに入力される。アップコンバータ７ａは入力された中間周波数の信号を送信周波数の信号すなわち、Ｄ帯２８に含まれる周波数の信号に変換する。この送信周波数の信号は、利得可変増幅器８１ａで決められた送信出力になるような利得で増幅され、フィルタ８ａで不要周波数成分が低減され、電力増幅器９ａで送信出力まで増幅される。増幅された信号は、アイソレータ１１を通過し、フィルタ１２で歪み成分が低減されてスイッチ４に入力される。スイッチ４は、フィルタ１２の出力信号をアンテナ５または６に入力するように切り換えられている。従って、フィルタ１２から出力された信号はアンテナ５またはアンテナ６に入力され、アンテナ５またはアンテナ６から電波として空中に放射される。
【００２８】
一方、上記の送信動作と同時に、基地局から送信されてきた電波は、アンテナ５またはアンテナ６で電気信号に変換され、スイッチ４に出力される。スイッチ４は、図示していない制御回路の制御により、アンテナ５またはアンテナ６から出力される電気信号を、１．５ＧＨｚ用ＳＡＷフィルタ１７、Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ３１、誘電体フィルタ３０のいずれに出力するかを切り換える。今、Ｄ帯２３及びＤ帯２８を用いた通信方式で通信しているので、スイッチ４は、この電気信号を受信信号として誘電体フィルタ３０に出力するよう切り換えられている。従って受信信号は、誘電体フィルタ３０に出力される。
【００２９】
さらに、同時送受信しているので、送信回路部１から出力された送信信号は、スイッチ４を経由してアンテナ５、６に出力され、空中に放射されるとともに、一部の送信信号は、スイッチ４から誘電体フィルタ３０に入力する。この送信信号は、受信信号に比べて大電力である。従って、Ｄ帯２３用のフィルタとしてＳＡＷフィルタではなく、大電力に強い誘電体フィルタ３０を用いている。誘電体フィルタ３０は、Ｄ帯２８に含まれる送信信号を減衰させ、Ｄ帯２３に含まれる受信信号を通過させる。
【００３０】
スイッチ３２は、図示していない制御回路により誘電体フィルタ３３からの出力信号を低雑音増幅器１９ａに出力するように切り換えられている。スイッチ３２は、誘電体フィルタ３０からの出力信号を選択的に切り換えて低雑音増幅器１９ａに入力させる。
【００３１】
低雑音増幅器１９ａは、スイッチ３２から入力されてくる信号を増幅する。増幅された信号は、フィルタ２０ａで不要周波数成分が低減され、ミキサ２１ａで中間周波数の信号に変換される。フィルタ２２は、中間周波数の信号に変換された信号の不要周波数成分を低減し、ベースバンド部３に出力する。
【００３２】
次に、携帯電話端末６０がＡ帯２５、Ａ帯２７を用いた通信方式で通信する場合の動作を説明する。
【００３３】
この場合、携帯電話端末６０は、送信波を出力している際には、受信回路２は中間周波数の信号をベースバンド部３に出力しない。すなわち受信動作を停止している。そして、受信回路２が受信信号を入力して、中間周波数の信号に変換してベースバンド部３に出力している際には、送信回路１は送信信号を出力しない。このように、携帯電話端末６０は、送信動作と受信動作とを時分割で切り換えている。
【００３４】
すなわち、送信動作時には、送信回路部１は、上記のＤ帯の場合と同様にして送信信号をスイッチ４に出力する。スイッチ４は、図示していない制御回路の制御に従って、入力された信号がアンテナ５、またはアンテナ６に入力されるように切り換えられている。従って、送信回路部１からスイッチ４に入力された信号は、アンテナ５、またはアンテナ６から空中に電波として放射される。
【００３５】
また、受信動作時には、スイッチ４は、図示していない制御回路によりアンテナ５またはアンテナ６で電気信号に変換された受信信号がＡ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５に入力されるように切り換えられている。従って、アンテナ５またはアンテナ６で電気信号に変換された受信信号は、スイッチ４を介して、Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ３１に入力される。この場合、送信回路部１は、動作を停止しているすなわち、送信信号を出力していないので、Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ３１に送信信号が入力されてくることはない。Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ３１は、Ａ帯２５内の受信信号を通過させ、Ａ帯２５以外の周波数を有する信号をノイズ成分として減衰させる。
【００３６】
また、スイッチ３２は、図示していない制御回路によりＡ帯受信用ＳＡＷフィルタ３１から出力される信号が低雑音増幅器１９ａに入力されるように選択的に切り換えられている。従って、Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ３１を通過した信号は、低雑音増幅器１９ａに入力される。このときスイッチ３２は、Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ３１の出力インピーダンスと、低雑音増幅器１９ａの入力インピーダンスとを整合させる。
【００３７】
低雑音増幅器１９ａに入力された信号は、Ｄ帯２３、Ｄ帯２８を使用する通信方式の場合と同様にして受信回路部２で中間周波数の信号に変換され、ベースバンド部３に出力される。
【００３８】
次に、携帯電話端末６０が１．５ＧＨｚ帯を用いた通信方式で通信する場合の動作を説明する。
【００３９】
この場合、Ａ帯２５及びＡ帯２７を用いた通信方式と同様に、携帯電話端末６０は、送信動作と受信動作とを時分割で切り換えている。
【００４０】
送信時には、ベースバンド部３から出力された中間周波数の信号は、送信回路部１のアップコンバータ７ｂに入力され、アップコンバータ７ｂで１．５ＧＨｚ帯の送信周波数の信号に変換される。アップコンバータ７ｂから出力された信号は、利得可変増幅器８１ｂで決められた送信出力になるような利得で増幅され、フィルタ８ｂで不要周波数成分が低減され、電力増幅器９ｂで送信出力まで増幅され、方向性結合器１３を通過してスイッチ４に出力される。
【００４１】
スイッチ４は、図示していない制御回路の制御に従って、方向性結合器１３からの出力がアンテナ５またはアンテナ６に入力されるように切り換えられている。従って、方向性結合器１３から出力された送信信号は、スイッチ４を介してアンテナ５またはアンテナ６に入力され、アンテナ５またはアンテナ６から空中に電波として放射される。
【００４２】
また、受信時には、アンテナ５またはアンテナ６で電気信号に変換された受信信号は、スイッチ４に入力される。スイッチ４は、図示していない制御回路の制御に従って、アンテナ５またはアンテナ６で受信された受信信号が１．５ＧＨｚ帯用ＳＡＷフィルタ１７に入力されるよう切り換えられている。従って、アンテナ５またはアンテナ６から出力された受信信号は、スイッチ４を介して、１．５ＧＨｚ帯用ＳＡＷフィルタに入力される。１．５ＧＨｚ帯用ＳＡＷフィルタ１７は、不要周波数成分を低減して、受信回路部２の低雑音増幅器１９ｂに出力する。低雑音増幅器１９ｂは、入力された信号を増幅し、増幅された信号は、フィルタ２０ｂで不要周波数成分が低減され、ミキサ２１ｂに入力される。ミキサ２１ｂは、入力された信号を中間周波数の信号に変換し、その中間周波数の信号はフィルタ２２で不要周波数成分が低減されたのち、ベースバンド部３に出力される。
【００４３】
このように、複合フィルタ３３は、同時送受信をするＤ帯２３用のフィルタとしては、大電力の入力にも耐え得る誘電体フィルタが用いられ、同時送受信しないＡ帯２５用のフィルタとしては、サイズが小型であるＳＡＷフィルタが用いられている。
【００４４】
また、携帯電話端末６０の他の回路部分などにも１入力１出力型のフィルタが用いられている。このようなフィルタとしては、小電力の信号を入力する場合には、ＳＡＷフィルタを用いることにより小型化することが出来、また、大きな減衰量が必要な場合には誘電体フィルタが用いられる。
【００４５】
【特許文献１】
特開平９−０８３２１４号公報
【００４６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、一般に誘電体フィルタは、ＳＡＷフィルタに比べて通過帯域近傍での減衰特性が急峻ではないという特徴がある。従って、誘電体フィルタ３０は、Ｄ帯２８では大きな減衰量が得られているものの、Ｄ帯２３に周波数がより近接しているＡ帯２５では、それほど大きな減衰量を得ることはできない。
【００４７】
従って、仮にＡ帯受信用ＳＡＷフィルタ３１の出力と誘電体フィルタ３０の出力とをスイッチ３２を介さず直接接続して、低雑音増幅器１９ａの入力とした場合には、誘電体フィルタ３０とＡ帯受信用ＳＡＷフィルタ３１との出力を合成することが出来ない。つまり、Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ３１からの出力信号が誘電体フィルタ３０の出力側から入力側に通過してしまうことになる。
【００４８】
このように、Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ３１の通過帯域の周波数における誘電体フィルタ３０の出力インピーダンスを無限大（オープン）にもっていけないために、スイッチ３２を設けない場合には誘電体フィルタ３０とＡ帯受信用ＳＡＷフィルタ３１とでは、出力を合成することが出来ない。
【００４９】
すなわち、従来の複合フィルタ３３では、誘電体フィルタ３０とＳＡＷフィルタ３１との出力を合成するためにはスイッチ３２が必要になる。
【００５０】
このように従来の複合フィルタ３３では、出力合成のためにスイッチ３２を用いなければならずその分サイズが大きくなる。また、スイッチ３３を信号が通過する際の損失により、複合フィルタ３３の損失が大きくなる。
【００５１】
すなわち、従来の複合フィルタは出力合成のためにスイッチを使用する必要があるためサイズが大きくなるという課題がある。
【００５２】
また、従来の複合フィルタは出力合成のためにスイッチを使用する必要があるため損失が大きくなるという課題がある。
【００５３】
また、上述したように誘電体フィルタはＳＡＷフィルタに比べて通過帯域近傍での減衰特性が急峻でない。従って、誘電体フィルタ３３は、Ｄ帯２８に含まれる大電力の送信信号を減衰させることは出来るが、Ｄ帯２３近傍のノイズ成分を通過させてしまうことになる。また、誘電体フィルタ３３は、Ｄ帯２８に含まれる大電力の送信信号を十分減衰させる必要があるため、減衰量の大きい誘電体フィルタ３３を用いる必要があり、このため誘電体フィルタ３３が大型化してしまう。また、逆に小型の誘電体フィルタ３３を用いた場合には、減衰量が不足するため、Ｄ帯２８に含まれる大電力の送信信号を十分減衰させることが出来なくなる。
【００５４】
すなわち、従来の複合フィルタは、サイズが小型のままでは十分良好なフィルタ特性を得ることができず、また逆に十分良好なフィルタ特性を得ようとすると、複合フィルタが大型化してしまうという課題がある。
【００５５】
また、１入力１出力型のフィルタとして誘電体フィルタを用いた場合には、減衰量は大きいものの、通過帯域近傍では急峻な特性を得ることが出来ないという課題がある。
【００５６】
また、１入力１出力型のフィルタとしてＳＡＷフィルタを用いた場合には、通過帯域近傍で急峻な減衰特性を得ることが出来るが、大きな減衰量を得ることが出来ないという課題がある。
【００５７】
本発明は、上記課題を考慮し、小型な複合フィルタ、アンテナ共用器、及び通信装置を提供することを目的とするものである。
【００５８】
また、本発明は、上記課題を考慮し、通過帯域内では、低損失である複合フィルタ、アンテナ共用器、及び通信装置を提供することを目的とするものである。
【００５９】
また、本発明は、上記課題を考慮し、通過帯域外では高減衰である複合フィルタ、アンテナ共用器、通信装置を提供することを目的とするものである。
【００６０】
また、本発明は、上記課題を考慮し、大電力の信号が入力される場合であっても、減衰量が大きく、また、通過帯域近傍で急峻な減衰特性を有する複合フィルタを提供することを目的とするものである。
【００６１】
また、本発明は、上記課題を考慮し、通過帯域近傍で急峻に減衰し、かつ減衰量が大きい複合フィルタ、アンテナ共用器、及び通信装置を提供することを目的するものである。
【００６２】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために、第１の本発明は、誘電体ノッチフィルタと、
第１の弾性表面波フィルタと、
第２の弾性表面波フィルタとを備え、
前記誘電体ノッチフィルタの減衰帯域と前記第１の弾性表面波フィルタの減衰帯域とは少なくとも共通した帯域部分を有し、
前記誘電体ノッチフィルタの一方には第１の入力信号が入力され、前記誘電体ノッチフィルタの他方は、前記第１の弾性表面波フィルタの一方と接続され、前記第１の弾性表面波フィルタの他方から前記第１の弾性表面波フィルタの出力信号が出力され、
前記第２の弾性表面波フィルタの一方には第２の入力信号が入力され、前記第２の弾性表面波フィルタの他方は前記第１の弾性表面波フィルタの他方と接続され、前記第２の弾性表面フィルタの他方から前記第２の弾性表面波フィルタの出力信号が出力され、
前記第１の入力信号は、第１の周波数帯の信号と、前記第１の周波数帯とは共通する部分を含まない周波数帯である第３の周波数帯の信号であり、
前記第２の入力信号は、前記第１の周波数帯とも前記第３の周波数帯とも共通する部分を有しない周波数帯であって、前記第１の周波数帯と前記第３の周波数帯との間の周波数帯である第２の周波数帯の信号であり、
前記誘電体ノッチフィルタの通過帯域と前記第１の弾性表面波フィルタの通過帯域とは、ともに前記第１の周波数帯を含み、
前記第２の弾性表面波フィルタの通過帯域は、前記第２の周波数帯を含み、
前記誘電体ノッチフィルタの減衰帯域と前記第１の弾性表面波フィルタの減衰帯域とは、ともに前記第３の周波数帯を含み、
前記第１の周波数帯に含まれる周波数と前記第３の周波数帯に含まれる周波数との周波数間隔は、所定の周波数間隔以上離れており、
前記第１の弾性表面波フィルタは、少なくとも前記第２の周波数帯の信号を阻止可能である複合フィルタである。
【００６３】
また、第２の本発明は、前記誘電体ノッチフィルタの減衰周波数と前記第１の弾性表面波フィルタの減衰極周波数とが実施上一致していることである第１の本発明の複合フィルタである。
【００６６】
また、第３の本発明は、前記第２の弾性表面波フィルタは、少なくとも前記第１の周波数帯の信号を阻止可能である第１の本発明の複合フィルタである。
【００６７】
また、第４の本発明は、第３の弾性表面波フィルタをさらに備え、
前記第３の弾性表面波フィルタの一方には第３の入力信号が入力され、前記第３の弾性表面波フィルタの他方は前記第１の弾性表面波フィルタの他方に接続され、前記第３の弾性表面フィルタの他方から前記第３の弾性表面波フィルタの出力信号が出力され、
前記第３の入力信号は、前記第１の周波数帯とも前記第３の周波数帯とも共通部分を有さず、かつ互いに共通部分を有しない周波数帯の信号であり、
前記第３の弾性表面波フィルタの通過帯域は、その第３の弾性表面波フィルタに入力される前記第３の入力信号が含まれる周波数帯を含み、
前記各第３の弾性表面波フィルタは、前記第１の周波数帯の信号と、前記第２の周波数帯の信号と、少なくとも前記第１の入力信号と前記第２の入力信号を阻止可能である第３の本発明の複合フィルタである。
【００６８】
また、第５の本発明は、前記誘電体ノッチフィルタの減衰周波数は、前記誘電体ノッチフィルタの減衰量と前記第１の弾性表面波フィルタの減衰量とを合わせることによって所定量以上の減衰量が得られるように調整されている第１〜４の本発明のいずれかの複合フィルタである。
【００６９】
また、第６の本発明は、前記誘電体ノッチフィルタ及び前記各弾性表面波フィルタへの入力信号は、スイッチにより切り換えられる第１〜４の本発明のいずれかの複合フィルタである。
【００７０】
また、第７の本発明は、第６の本発明の複合フィルタと、
アンテナと接続される前記スイッチと、
前記スイッチに接続された送信用フィルタとを備え、
前記第１の周波数帯は同時送受信を行う場合の受信用の周波数帯であり、
前記第３の周波数帯は前記同時送受信を行う場合の送信用の周波数帯であり、
前記同時送受信を行う場合、前記スイッチは、前記アンテナと前記誘電体ノッチフィルタの一方とを電気的に接続すると同時に、前記送信フィルタの出力と前記アンテナとを電気的に接続するアンテナ共用器である。
【００７１】
また、第８の本発明は、第７の本発明のアンテナ共用器と、
前記送信用フィルタに送信信号を出力する送信回路と、
前記アンテナ共用器の前記複合フィルタから出力される受信信号を入力する受信回路とを備えた通信装置である。
【００７２】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施の形態を図面を参照しながら説明する。
【００７３】
（第１の実施の形態）
図１に、第１の実施の形態の携帯電話端末４０の構成を示す。携帯電話端末４０には、２入力１出力型の複合フィルタ１８が用いられており、携帯電話端末４０は、１．５ＧＨｚ帯と８００ＭＨｚ帯との２つの周波数帯を使用して無線通信を行うことが出来るデュアルバンド機である。
【００７４】
図２に、携帯電話端末４０が使用する８００ＭＨｚ帯の周波数構成を示す。なお、これらの周波数帯、及び通信方式については従来の技術で説明したものと同等であるので詳細な説明を省略する。
【００７５】
なお、特に断らない限り、従来の技術と同一部分については同一符号を付して詳細な説明を省略する。
【００７６】
携帯電話端末４０は、送信回路部１、受信回路部２、ベースバンド部３、スイッチ４、アンテナ５、アンテナ６、１．５ＧＨｚ帯用ＳＡＷフィルタ、及び複合フィルタ１８から構成される。
【００７７】
ベースバンド部３は、ベースバンド信号を変調して、その変調された信号を中間周波数の信号として、送信回路部１に出力し、また受信回路部２から入力されてくる中間周波数の信号を復調し、音声信号を出力する回路である。なお、ベースバンド部３は、ベースバンド信号を中間周波数の信号に変換し、また中間周波数の信号をベースバンド信号に変換する周波数変換器をも含むものとする。
【００７８】
送信回路部１は、１．５ＧＨｚ帯用の送信信号と８００ＭＨｚ帯用の送信信号とのいずれか一方を出力する回路である。なお、１．５ＧＨｚ帯用の送信信号と８００ＭＨｚ帯用の送信信号とのいずれを出力するかの切り換えは、図示していない制御回路により切り換えられるものである。
【００７９】
送信回路部１は、アップコンバータ７ａ、フィルタ８ａ、利得可変増幅器８１ａ、電力増幅器９ａ、アイソレータ１１、フィルタ１２、アップコンバータ７ｂ、利得可変増幅器８１ｂ、フィルタ８ｂ、電力増幅器９ｂ、方向性結合器１３などから構成され、これらは従来の技術で説明したものと同様である。
【００８０】
受信回路部２は、複合フィルタ１８から入力される信号を中間周波数の信号に変換して、ベースバンド部３に出力する回路である。
【００８１】
受信回路部２は、低雑音増幅器１９ａ、フィルタ２０ａ、ミキサ２１ａ、低雑音増幅器１９ｂ、フィルタ２０ｂ、ミキサ２１ｂ、及びフィルタ２２から構成され、これらは従来の技術で説明したものと同様である。
１．５ＧＨｚ帯受信用ＳＡＷフィルタ１７は、１．５ＧＨｚ帯の受信信号を通過させ、受信用に用いられる１．５ＧＨｚ帯以外の信号を減衰させる弾性表面波フィルタである。
【００８２】
複合フィルタ１８は２つの入力と一つの出力とを有する多入力１出力型のフィルタである。
【００８３】
複合フィルタ１８は、誘電体フィルタ１４、Ｄ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５、Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６から構成される。
【００８４】
誘電体フィルタ１４は、Ｄ帯２３の信号を通過させ、Ｄ帯２８の信号を減衰させる誘電体同軸フィルタである。
【００８５】
Ｄ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５は、Ｄ帯２３の信号を通過させ、Ｄ帯２３以外の信号を減衰させる弾性表面波フィルタである。また、Ｄ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５は、その出力インピーダンスがＡ帯２５の周波数においては無限大（オープン）になる弾性表面波フィルタである。
【００８６】
Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６は、Ａ帯２５の信号を通過させ、Ａ帯２５以外の信号を減衰させる弾性表面波フィルタである。また、Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６は、その出力インピーダンスがＤ帯２３の周波数においては、無限大（オープン）になる弾性表面波フィルタである。
【００８７】
図３に、複合フィルタ１８のさらに詳細な構成を示す。図３において、Ｄ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５とＡ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６とは、同一の圧電基板３０上に形成されている。すなわち、Ｄ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５とＡ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６とは、２入力１出力型の弾性表面波フィルタとして形成されている。このように本実施の形態の複合フィルタ１８は、従来の複合フィルタ３３とは異なり出力合成のためのスイッチ３２を備えておらず、Ｄ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５の出力とＡ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６の出力とが直接接続されている。
【００８８】
図１に戻って、スイッチ４は、アンテナ５、６で受信された受信信号を複合フィルタ１８のいずれの入力に出力するかを切り換え、また、送信回路部１のいずれの出力をアンテナ５、６に入力するかを切り換える手段である。
【００８９】
複合フィルタ１８と１．５ＧＨｚ帯用ＳＡＷフィルタ７３とは、複合フィルタモジュールとして構成されている。図５に、このような複合フィルタモジュール７０の構成を示す。複合フィルタモジュール７０は、誘電体同軸共振器７２、１．５ＧＨｚ帯用ＳＡＷフィルタ７３、チップＬＣ部品７４、及びＡ帯／Ｄ帯デュアルバンドＳＡＷフィルタ７５がプリント基板７１上に実装された構造を有し、携帯電話端末４０の無線回路基板に実装されるものである。
【００９０】
誘電体同軸共振器７２は、図１の誘電体ノッチフィルタ１４に相当し、Ａ帯／Ｄ帯デュアルバンドＳＡＷフィルタ７５は、図１のＡ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６とＤ帯受信用ＳＡＷフィルタ１７との機能を兼ねているものである。すなわち、図３の圧電基板３０、Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６及びＤ帯受信用ＳＡＷフィルタ１７などから構成される弾性表面波フィルタの部分に相当する。
【００９１】
なお、本実施の形態のＤ帯２３は本発明の第１の周波数帯の例であり、本実施の形態のＡ帯２５は本発明の形態の第２の周波数帯の例であり、本実施の形態のＤ帯２８は本発明の第３の周波数帯の例であり、本実施の形態のＤ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５は本発明の第１の弾性表面波フィルタの例であり、本実施の形態のＡ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６は本発明の第２の弾性表面波フィルタの例である。
【００９２】
次に、このような本実施の形態の動作を説明する。
【００９３】
まず、携帯電話端末６０がＤ帯２３、Ｄ帯２８を用いた通信方式で通信する場合の動作を説明する。
【００９４】
この場合、携帯電話端末６０は、従来の技術で説明したように、送信波を送信するとともに、同時に受信波を受信する同時送受信を行う。
【００９５】
すなわち、ベースバンド部３から出力された中間周波数の信号は、送信回路部１のアップコンバータ７ａに入力される。アップコンバータ７ａは入力された中間周波数の信号を送信周波数の信号すなわち、Ｄ帯２８に含まれる周波数の信号に変換する。この送信周波数の信号は、利得可変増幅器８１ａで決められた送信出力になるような利得で増幅され、フィルタ８ａで不要周波数成分が低減され、電力増幅器９ａで送信出力まで増幅される。増幅された信号は、アイソレータ１１を通過し、フィルタ１２で歪み成分が低減されてスイッチ４に入力される。
【００９６】
スイッチ４は、フィルタ１２の出力信号をアンテナ５またはアンテナ６に入力するように切り換えられている。従って、フィルタ１２から出力された信号はアンテナ５またはアンテナ６に入力され、アンテナ５またはアンテナ６から電波として空中に放射される。
【００９７】
一方、上記の送信動作と同時に、受信動作をも行う。すなわち、基地局から送信されてきた電波は、アンテナ５またはアンテナ６で電気信号に変換され、スイッチ４に出力される。スイッチ４は、図示していない制御回路の制御により、アンテナ５またはアンテナ６から出力される電気信号を、１．５ＧＨｚ用ＳＡＷフィルタ１７、Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６、誘電体フィルタ１４のいずれに出力するかを切り換える。今、Ｄ帯２３及びＤ帯２８を用いた通信方式で通信しているので、スイッチ４は、この電気信号を受信信号として誘電体フィルタ１４に出力するよう切り換えられている。従って受信信号は、誘電体フィルタ１４に出力される。
【００９８】
さらに、同時送受信しているので、送信回路部１から出力された送信信号は、スイッチ４を経由してアンテナ５、６に出力され、空中に放射されるとともに、一部の送信信号は、スイッチ４から誘電体フィルタ１４に入力する。
【００９９】
この誘電体フィルタ１４に入力される送信信号は、受信信号に比べて大電力である。従って、Ｄ帯２３用のフィルタとしてＳＡＷフィルタではなく、大電力に強い誘電体フィルタ１４を用いている。つまり誘電体フィルタ１４の代わりＳＡＷフィルタを用いた場合には、ＳＡＷフィルタは誘電体フィルタ１４よりも大電力に弱いので、ＳＡＷフィルタが破損するか異常動作を起こしてしまうことになる。このように、Ｄ帯２３、Ｄ帯２８を使用する通信方式の場合には、スイッチ４から複合フィルタ１８の誘電体フィルタ１４に受信信号と送信信号とが同時に入力されることになる。そして、誘電体フィルタ１４は、Ｄ帯２３に含まれる受信信号を通過させ、Ｄ帯２８に含まれる送信信号を減衰させる。
【０１００】
誘電体フィルタ１４から出力された信号は、次にＤ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５に入力される。Ｄ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５は、入力されてくる信号のうちＤ帯２３に含まれる信号を通過させ、Ｄ帯２３に含まれない周波数の信号を減衰させる。なお、図２から明らかなようにＤ帯２３に含まれる周波数とＤ帯２８に含まれる周波数とは少なくとも９４０−８２８＝１１２ＭＨｚ以上の周波数間隔がある。このようにＤ帯２３に含まれる周波数とＤ帯２８に含まれる周波数との周波数間隔が所定の周波数間隔以上離れている場合には、誘電体フィルタ１４で、Ｄ帯２３の信号を通過させるとともに、Ｄ帯２８の信号を減衰させることが可能である。
【０１０１】
また、Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６の出力インピーダンスは、Ｄ帯２３の周波数において無限大（オープン）になるので、Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６は、Ｄ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５から出力された信号が、Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６の入力側に流れ込むのを阻止することが出来る。
【０１０２】
従って、Ｄ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５から出力された信号は、出力合成のためのスイッチなどを介さず、直接低雑音増幅器１９ａに入力される。
【０１０３】
低雑音増幅器１９ａに入力された信号は、受信回路部２で中間周波数の信号に変換され、ベースバンド部３に出力される。
【０１０４】
従って、誘電体フィルタ１４として、従来の技術の複合フィルタ３３の誘電体フィルタ３０より減衰量の少ない誘電体フィルタを用いた場合であっても、誘電体フィルタ１４の後段のＤ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５がさらに、Ｄ帯２３以外の周波数の信号を減衰させるので、従来の技術の複合フィルタ３３と少なくとも同等以上の減衰特性を得ることが出来る。また、誘電体フィルタ１４は、従来の技術の誘電体フィルタ３０より減衰量が少ないので、誘電体フィルタ１４は、従来の複合フィルタ３３の誘電体フィルタ３０より小型化することが出来る。従って、本実施の形態の複合フィルタ１８は、従来の技術の複合フィルタ３３より小型化出来、かつそれにも関わらず、従来の複合フィルタ３３より少なくとも同等以上の減衰特性を有するようにすることが出来る。
【０１０５】
逆に、誘電体フィルタ１４として、従来の技術の複合フィルタ３３の誘電体フィルタ３０と同程度の誘電体フィルタを用いた場合、誘電体フィルタ１４の後段のＤ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５がさらに、Ｄ帯２３以外の周波数の信号を減衰させるので、従来の技術の複合フィルタ３３より通過帯域外での減衰量を大きくすることが出来、さらに通過帯域近傍で急峻な減衰特性を有するようにすることが出来る。
【０１０６】
また、スイッチ４から出力されてくる送信信号は、まず、誘電体フィルタ１４に入力される。そして、誘電体フィルタ１４が大電力の送信信号を小電力の送信信号に減衰させた後に、Ｄ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５に入力される。従って、ＳＡＷフィルタ１５には小電力の信号が入力されるので、Ｄ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５が破損したりせず、また異常動作を起こさないようにすることが出来る。
【０１０７】
そして、ＳＡＷフィルタ１５は、誘電体フィルタ１４に比べて通過帯域近傍で急峻に減衰するので、従来の技術よりもさらに、Ｄ帯２３近傍でＤ帯２３以外の周波数のノイズ成分などをも良好に減衰させることが出来る。
【０１０８】
低雑音増幅器１９ａは、Ｄ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５から入力されてくる信号を増幅する。増幅された信号は、フィルタ２０ａで不要周波数成分が低減され、ミキサ２１ａで中間周波数の信号に変換される。フィルタ２２は、中間周波数の信号に変換された信号の不要周波数成分を低減し、ベースバンド部３に出力する。
【０１０９】
次に、携帯電話端末６０がＡ帯２５、Ａ帯２７を用いた通信方式で通信する場合の動作を説明する。
【０１１０】
この場合、携帯電話端末６０は、送信波を出力している際には、受信回路２は中間周波数の信号をベースバンド部３に出力しない。すなわち受信動作を停止している。そして、受信回路２が受信信号を入力して、中間周波数の信号に変換してベースバンド部３に出力している際には、送信回路１は送信信号を出力しない。このように、携帯電話端末６０は、送信動作と受信動作とを時分割で切り換えている。
【０１１１】
すなわち、送信動作時には、送信回路部１は、上記のＤ帯の場合と同様にして送信信号をスイッチ４に出力する。スイッチ４は、図示していない制御回路の制御に従って、入力された信号がアンテナ５、またはアンテナ６に入力されるように切り換えられている。従って、送信回路部１からスイッチ４に入力された信号は、アンテナ５、またはアンテナ６から空中に電波として放射される。
【０１１２】
また、受信動作時には、スイッチ４は、図示していない制御回路によりアンテナ５またはアンテナ６で電気信号に変換された受信信号がＡ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５に入力されるように切り換えられている。従って、アンテナ５またはアンテナ６で電気信号に変換された受信信号は、スイッチ４を介して、Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６に入力される。この場合、送信回路部１は、動作を停止しているすなわち、送信信号を出力していないので、Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６に送信信号が入力されてくることはない。Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６は、Ａ帯２５内の受信信号を通過させ、Ａ帯２５以外の周波数を有する信号をノイズ成分として減衰させる。
【０１１３】
Ｄ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５の出力インピーダンスは、Ａ帯２５の周波数において無限大（オープン）になるので、Ｄ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５は、Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６から出力された信号が、Ｄ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５の入力側に流れ込むのを阻止する。
【０１１４】
従って、Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６から出力された信号は、出力合成のためのスイッチなどを介さず、直接低雑音増幅器１９ａに入力される。
【０１１５】
低雑音増幅器１９ａに入力された信号は、Ｄ帯２３、Ｄ帯２８を使用する通信方式の場合と同様にして受信回路部２で中間周波数の信号に変換され、ベースバンド部３に出力される。
【０１１６】
このようにＤ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５の出力インピーダンスは、Ａ帯２５の周波数において、無限大（オープン）になるので、Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ２５からの出力信号がＤ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５の入力側に流れ込むのを阻止することが出来る。また、Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６は、Ｄ帯２３の周波数において、無限大（オープン）になるので、Ｄ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５からの出力信号が入力側に流れ込むのを阻止することが出来る。
【０１１７】
このように本実施の形態の複合フィルタ１８は、低雑音増幅器１９ａの入力側にはＤ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５とＡ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６とが接続されている。そして、ＳＡＷフィルタどうしは出力インピーダンスが等しく、互いの通過帯域で相手の出力インピーダンスを無限大（オープン）に出来るので、従来の技術のように出力合成のためのスイッチを介することなく、直接低雑音増幅器１９ａの入力に接続することが出来る。このように誘電体フィルタ１４とＤ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５とを縦続に接続することにより、スイッチを用いなくても出力合成することが出来るようになる。そして、スイッチが不要になった分だけ本実施の形態の複合フィルタ１８を小型化することが出来る。さらに、本実施の形態の複合フィルタ１８は、スイッチを使用していないので、スイッチを信号が通過する際の損失がないので、その分低損失にすることが出来る。
【０１１８】
なお、携帯電話端末６０が１．５ＧＨｚ帯を用いた通信方式で通信する場合の動作については、従来の技術と同様であるので詳細な説明を省略する。
【０１１９】
また、一般に誘電体フィルタは、製造後に誘電体フィルタを削るなどの加工処理を行うことにより、減衰周波数などを簡単に調整することが出来る。これに対してＳＡＷフィルタは、製造後にフィルタ特性を調整することは困難である。
【０１２０】
従って、複合フィルタ１８の製造後であっても、誘電体フィルタ１４の減衰周波数などを調整することによって、誘電体フィルタ１４とＳＡＷフィルタ１５とを組み合わせた減衰量がより大きくなるように調整することが出来る。
【０１２１】
このように、送信回路部１のフィルタ１２、方向性結合器１３、スイッチ４、複合フィルタ１８、及び１．５ＧＨｚ帯用ＳＡＷフィルタ１７は、アンテナ共用器として機能している。従って、アンテナ共用器の一部に本実施の形態の複合フィルタ１８を用いることにより、小型、高減衰、低損失なアンテナ共用器を実現することが出来る。
【０１２２】
また、図４の（ａ）に１入力１出力型の複合フィルタを示す。図４の（ａ）の複合フィルタでは、誘電体フィルタ４１とＳＡＷフィルタ４２とが縦続に接続されており、誘電体フィルタ４１の一方から入力信号が入力され、ＳＡＷフィルタ４２の他方から出力信号が出力されるものである。
【０１２３】
このようにすれば、入力側に送信信号などの大電力の信号を入力することが出来る上、通過帯域近傍で急峻に減衰し、かつ減衰量が大きいフィルタを実現することが出来る。
【０１２４】
また、図４の（ｂ）に別の１入力１出力型の複合フィルタを示す。図４の（ｂ）の複合フィルタでは、ＳＡＷフィルタ４２と誘電体フィルタ４１とが縦続に接続されており、ＳＡＷフィルタ４２の一方から入力信号が入力され、誘電体フィルタ４１の一方から出力信号４１が出力されるものである。
【０１２５】
このようにすれば、通過帯域近傍で急峻に減衰し、かつ減衰量が大きいフィルタを実現することが出来る。
【０１２６】
さらに、図４の（ａ）の複合フィルタ及び図４の（ｂ）の複合フィルタのいずれの場合も、複合フィルタの製造後に誘電体フィルタ４１に削るなどの加工処理を施すことにより、複合フィルタの特性を微調整することが出来る。
【０１２７】
ここで、各々のフィルタの通過特性並びに複合フィルタの通過特性について詳細に説明をする。
【０１２８】
図８はSAWフィルタ単体の通過特性を示したものである。SAWフィルタは通過帯域（受信D帯：８１０MHｚから８２８MHｚ）を通し、近傍の受信A帯（８７０MHｚから８８５MHｚ）を減衰させるのに適した通過特性を有する。しかしながら、減衰量は通過帯域から十分離れた周波数においても３０ｄB程度であり、送信周波数帯域（送信D帯：９４０MHｚから９５８MHｚ）で必要とされる減衰量、例えば５５ｄBから６０ｄB、には全然及ばない。SAWフィルタの通過特性にも幸い送信周波数帯に減衰極が生じているが、帯域幅も狭く、減衰量も上述の値には到達していない。
【０１２９】
図９は誘電体ノッチフィルタ単体の通過特性を示したものである。誘電体ノッチフィルタは通過帯域（受信D帯：８１０MHｚから８２８MHｚ）における挿入損失が非常に小さく、フィルタを縦続接続するには好適である。しかし、通過帯域の近傍で大きな減衰量を確保することは苦手であり、これ単体で近傍の受信A帯（８７０MHｚから８８５MHｚ）を減衰させることはできない。一方、誘電体ノッチフィルタは１１２MHｚ以上離れた送信D帯において１５ｄBから２０ｄBの減衰量を、１８MHｚの送信周波数帯域全体をカバーできる広帯域に確保できる。誘電体ノッチフィルタでは、減衰周波数を誘電体共振器の誘電体セラミックや電極を削ることによって高くすることも低くすることも容易にできる。従って、上記のSAWフィルタの減衰極周波数の微妙なずれも、誘電体ノッチフィルタの減衰極周波数を微調整することによって、非常に優れた特性を簡単な調整で容易に得ることができる。
【０１３０】
図１０は誘電体ノッチフィルタとSAWフィルタを縦続接続した複合フィルタの通過特性を示したものである。上述した２つのフィルタの特徴をうまく組合わせることにより、通過帯域では２ｄB以下の低損失、通過帯域の近傍の受信A帯でも３０ｄB以上の減衰量、送信周波数帯域では１８MHｚの帯域に渡って５５ｄBから６０ｄB以上の大きな減衰量が得られている。
【０１３１】
このような特性は、SAWフィルタだけでも得られないし、誘電体フィルタだけでも得られない。本発明の構成の、両者を組合わせた複合フィルタによってはじめて可能となるものである。
【０１３２】
なお、本実施の形態では、複合フィルタ１８は、２入力１出力型であるとして説明したが、これに限らない。Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６と並列に互いに異なった受信帯域を通過させる複数の受信用ＳＡＷフィルタをさらに設けても構わない。この場合、これら複数の受信用ＳＡＷフィルタへの信号の入力はスイッチ４により切り換えることによって行われ、これら複数の受信用ＳＡＷフィルタの出力はＡ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６の出力に接続されるものとする。そして、Ｄ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５及びＡ帯受信用ＳＡＷフィルタ１６をも含めたこれらのＳＡＷフィルタは、互いに他のＳＡＷフィルタを通過して出力される信号を阻止可能であるものとする。このように多入力１出力型の複合フィルタであっても本実施の形態と同等の効果を得ることが出来る。
【０１３３】
さらに、本実施の形態では、誘電体フィルタ１４は、Ｄ帯２３の信号を通過させ、Ｄ帯２８の信号を減衰させる誘電体同軸フィルタであり、Ｄ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５は、Ｄ帯２３の信号を通過させ、Ｄ帯２３以外の信号を減衰させる弾性表面波フィルタであるとして説明したが、これに限らない。 誘電体フィルタ１４は、Ｄ帯２３及びＣ帯２４の信号を通過させ、Ｄ帯２８の信号を減衰させる誘電体同軸フィルタであり、Ｄ帯受信用ＳＡＷフィルタ１５は、Ｄ帯２３及びＣ帯２４の信号を通過させ、Ｄ帯２３及びＣ帯２４以外の信号を減衰させる弾性表面波フィルタであってもよい。ただし、Ｃ帯２４は、Ｃ帯２４を受信用、Ｃ帯２６を送信用に用いる通信方式で用いられる受信用の周波数帯である。そして、この通信方式は同時送受信は行わないものとする。
【０１３４】
さらに、本実施の形態では、１．５ＧＨｚ帯用ＳＡＷフィルタと複合フィルタ１８とを一つの複合フィルタモジュール７０として構成したが、これに限らず、図６に示すように、積層構造を有する複合フィルタモジュール７５として構成することも出来る。
【０１３５】
すなわち、図６の複合フィルタモジュール７５は、誘電体積層ノッチフィルタ７６の上部にＳＡＷフィルタ７７がパッケージ実装またはベアチップ実装された構成を有している。このように、図５の複合フィルタモジュール７０の代わりに図６に示すような積層構造を有する複合フィルタモジュール７５を用いることも出来る。
【０１３６】
なお、本実施の形態の説明では誘電体フィルタとSAWフィルタを一体実装したモジュールの例について説明をしているが、本発明の構成はこれに限るものでなく、本発明が目的とする通過特性を実現できるものであれば全て含まれる。例えば、誘電体共振器部とSAWフィルタ部を別々に構成するような変形は、当然本発明の範疇である。
【０１３７】
【発明の効果】
以上説明したところから明らかなように、本発明は、小型な複合フィルタ、アンテナ共用器、及び通信装置を提供することが出来る。
【０１３８】
また、本発明は、通過帯域内では、低損失である複合フィルタ、アンテナ共用器、及び通信装置を提供することが出来る。
【０１３９】
また、本発明は、通過帯域外では高減衰である複合フィルタ、アンテナ共用器、通信装置を提供することが出来る。
【０１４０】
また、本発明は、大電力の信号が入力される場合であっても、減衰量が大きく、また、通過帯域近傍で急峻な減衰特性を有する複合フィルタを提供することが出来る。
【０１４１】
また、本発明は、通過帯域近傍で急峻に減衰し、かつ減衰量が大きい複合フィルタ、アンテナ共用器、及び通信装置を提供することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態における複合フィルタを用いた携帯電話端末の構成を示す図
【図２】本発明の第１の実施の形態における携帯電話端末及び従来の携帯電話端末が通信する際に使用する８００ＭＨｚ帯の周波数帯域を示す図
【図３】本発明の第１の実施の形態における複合フィルタの詳細な構成を示す図
【図４】（ａ）本発明の第１の実施の形態における１入力１出力型の複合フィルタの構成を示す図（ｂ）本発明の第１の実施の形態における１入力１出力型の複合フィルタの構成を示す図
【図５】本発明の第１の実施の形態における複合フィルタモジュールの構成を示す斜視図
【図６】本発明の第１の実施の形態における積層構造を有する複合フィルタモジュールの斜視図
【図７】従来の複合フィルタを用いた携帯電話端末の構成を示す図
【図８】本発明の第１の実施の形態におけるＳＡＷフィルタ単体の通過特性を示す図
【図９】本発明の第１の実施の形態における誘電体ノッチフィルタ単体の通過特性を示す図
【図１０】本発明の第１の実施の形態における誘電体ノッチフィルタとＳＡＷフィルタとを縦続接続した複合フィルタの通過特性を示す図
【符号の説明】
１ 送信回路部
２ 受信回路部
３ ベースバンド部
４ スイッチ
５、６ アンテナ
７ａ、７ｂ アップコンバータ
８ａ、８ｂ フィルタ
９ａ、９ｂ 電力増幅器
１０ 結合コンデンサ
１１ アイソレータ
１２ フィルタ
１３ 方向性結合器
１４ 誘電帯ノッチフィルタ
１５ Ｄ帯受信用ＳＡＷフィルタ
１６ Ａ帯受信用ＳＡＷフィルタ
１７ １．５ＧＨｚ帯用ＳＡＷフィルタ
１８ 複合フィルタ
１９ａ、１９ｂ 低雑音アンプ
２０ａ、２０ｂ フィルタ
２１ａ、２１ｂ ミキサ
２２ フィルタ
８１ａ、８１ｂ 利得可変増幅器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a composite filter, an antenna duplexer, and a communication device used in a communication device such as a mobile phone terminal.
[0002]
[Prior art]
A filter is usually used for a communication device such as a mobile phone terminal. As one of such filters, there is a multi-input single-output type filter that inputs a plurality of signals and outputs one signal (see, for example, Patent Document 1).
[0003]
FIG. 7 shows the configuration of the mobile phone terminal 60. Such a conventional multi-input single-output filter is used for the mobile phone terminal 60. The mobile phone terminal 60 is a dual band machine capable of performing wireless communication using one of two frequency bands of 1.5 GHz band and 800 MHz band.
[0004]
FIG. 2 shows the frequency configuration of the 800 MHz band used by the mobile phone terminal 60.
[0005]
The D band 23 and the D band 28 are frequency bands used in a communication method in which the mobile phone terminal 60 transmits and receives simultaneously, the D band 23 is a band used for reception of the mobile phone terminal 60, and the D band 28 is a mobile phone. This is a band used for transmission of the telephone terminal 60.
[0006]
The A band 25 and the A band 27 are frequency bands used in a communication method different from the above, the A band 25 is a band used for reception of a mobile phone terminal, and the A band 27 is a mobile phone terminal. It is a band used for transmission. The communication method using the A band 25 and the A band 27 is a communication method in which transmission and reception are not performed simultaneously. The C band 24 and the C band 26 are frequency bands used in the same communication system as the above communication system, the C band 24 is a band used for reception of the mobile phone terminal 60, and the C band 26 is This is a band used for transmission of the mobile phone terminal 60. The communication method using the C band 24 and the C band 26 is a communication method in which transmission and reception are not performed at the same time as described above. The mobile phone terminal 60 can switch and use each communication method corresponding to the D band, A band, and C band according to the region such as the country where the mobile phone terminal 60 is used. Specifically, the communication method using the D band is, for example, a PDC full-duplex method, the communication method using the A band is, for example, a normal time division PDC method, and a communication method using the C band is also used. For example, it is a normal time division PDC system. Note that the communication method using the D band is a communication method that performs transmission and reception at the same time, and the communication method that uses the A band and the C band is a communication method that does not perform transmission and reception at the same time. Needless to say, other communication methods may be used.
[0007]
The cellular phone terminal 60 includes a transmission circuit unit 1, a reception circuit unit 2, a baseband unit 3, a switch 4, an antenna 5, an antenna 6, a 1.5 GHz band SAW filter 17, and a composite filter 33.
[0008]
The baseband unit 3 modulates the baseband signal, outputs the modulated signal as an intermediate frequency signal to the transmission circuit unit 1, and demodulates the intermediate frequency signal input from the reception circuit unit 2 And a circuit for outputting an audio signal. The baseband unit 3 includes a frequency converter that converts a baseband signal into an intermediate frequency signal and converts the intermediate frequency signal into a baseband signal.
[0009]
The transmission circuit unit 1 is a circuit that outputs either a 1.5 GHz band transmission signal or an 800 MHz band transmission signal. It should be noted that switching between outputting a 1.5 GHz band transmission signal and an 800 MHz band transmission signal is performed by a control circuit (not shown).
[0010]
The transmission circuit unit 1 includes an up converter 7a, a variable gain amplifier 81a, a filter 8a, a power amplifier 9a, a coupling capacitor 10, an isolator 11, a filter 12, an up converter 7b, a variable gain amplifier 81b, a filter 8b, a power amplifier 9b, and directionality. It consists of a coupler (direction coupler) 13 and the like.
[0011]
The up-converter 7a is a means for converting the intermediate frequency signal output from the baseband unit 3 into an 800 MHz band signal. The variable gain amplifier 81a is an amplifier whose gain is controlled in accordance with control of a control circuit (not shown), and which amplifies the converted 800 MHz band signal with a gain that provides a determined transmission output. The filter 8a is a band-pass filter that reduces unnecessary frequency components of the 800 MHz band signal output from the up-converter 7a. The power amplifier 9a is means for amplifying the signal output from the filter 8a to the transmission output. The coupling capacitor 10 is a capacitor that supplies a power monitor signal for adjusting the output power of the power amplifier 9a. The isolator 11 is means for passing the transmission signal output from the power amplifier 9a to the filter 12 side and blocking the transmission signal reflected from the filter 12 side. The filter 12 is means for reducing unnecessary frequency components of the signal output from the isolator 11.
[0012]
The up-converter 7b is a means for converting the intermediate frequency signal output from the baseband unit 3 into a 1.5 GHz band signal. The gain variable amplifier 81b is an amplifier whose gain is controlled in accordance with control of a control circuit (not shown), and which amplifies the converted 1.5 GHz band signal with a gain that provides a determined transmission output. The filter 8b is a bandpass filter that reduces unnecessary frequency components of the 1.5 GHz band signal output from the up-converter 7b. The power amplifier 9b is means for amplifying the signal output from the filter 8b to the transmission output. The directional coupler 13 passes the signal output from the power amplifier 9b to the switch 4 side so that the reflected wave from the switch 4 side does not pass to the power amplifier 9b side, and outputs the output power of the power amplifier 9b. This is means for supplying a power monitoring signal to a control circuit (not shown) to be adjusted.
[0013]
The receiving circuit unit 2 is a circuit that converts a signal input from the composite filter 33 into a signal having an intermediate frequency and outputs the signal to the baseband unit 3.
[0014]
The reception circuit unit 2 includes a low noise amplifier 19a, a filter 20a, a mixer 21a, a low noise amplifier 19b, a filter 20b, a mixer 21b, and a filter 22.
[0015]
The low noise amplifier 19a is means for amplifying the 800 MHz band received signal. The filter 20a is means for reducing unnecessary frequency components of the signal amplified by the low noise amplifier 19a. The mixer 21a is a means for converting the signal that has passed through the filter 20a into an intermediate frequency signal.
[0016]
The low noise amplifier 19b is means for amplifying a received signal in the 1.5 GHz band. The filter 20b is means for reducing unnecessary frequency components of the signal amplified by the low noise amplifier 19b. The mixer 21b is means for converting the signal that has passed through the filter 20b into an intermediate frequency signal.
[0017]
The filter 22 is means for reducing unnecessary frequency components contained in the signal converted to the intermediate frequency.
The 1.5 GHz band reception SAW filter 17 is a surface acoustic wave filter that passes a 1.5 GHz band reception signal and attenuates signals other than the 1.5 GHz band used for reception.
[0018]
The composite filter 33 is a multi-input single-output type filter having a plurality of inputs and one output.
[0019]
The composite filter 33 includes a dielectric filter 30, an A-band receiving SAW filter 31, and a switch 32.
[0020]
The dielectric filter 30 is a dielectric coaxial filter that passes the signal of the D band 23 and attenuates the signal of the D band 28.
[0021]
The A-band receiving SAW filter 31 is a surface acoustic wave filter that passes the A-band 25 signal.
[0022]
The switch 32 is means for switching which of the output of the A-band receiving SAW filter 31 and the output of the dielectric filter 30 is output to the receiving circuit unit 2 and matching the impedance with the receiving circuit unit 2.
[0023]
The switch 4 switches to which input of the composite filter 33 the reception signal received by the antennas 5 and 6 is output, and switches which output of the transmission circuit unit 1 is input to the antennas 5 and 6. Means.
[0024]
Next, the operation of such a conventional mobile phone terminal 60 will be described.
[0025]
First, the operation in the case where the mobile phone terminal 60 communicates with the communication system using the D band 23 and the D band 28 will be described.
[0026]
In this case, the mobile phone terminal 60 transmits and receives transmission waves and simultaneously transmits and receives reception waves.
[0027]
That is, the intermediate frequency signal output from the baseband unit 3 is input to the up-converter 7 a of the transmission circuit unit 1. The up-converter 7 a converts the inputted intermediate frequency signal into a transmission frequency signal, that is, a frequency signal included in the D band 28. The signal of this transmission frequency is amplified with a gain that becomes a transmission output determined by the variable gain amplifier 81a, the unnecessary frequency component is reduced by the filter 8a, and is amplified to the transmission output by the power amplifier 9a. The amplified signal passes through the isolator 11, the distortion component is reduced by the filter 12, and the amplified signal is input to the switch 4. The switch 4 is switched to input the output signal of the filter 12 to the antenna 5 or 6. Therefore, the signal output from the filter 12 is input to the antenna 5 or the antenna 6, and is radiated from the antenna 5 or the antenna 6 into the air as a radio wave.
[0028]
On the other hand, simultaneously with the above transmission operation, the radio wave transmitted from the base station is converted into an electrical signal by the antenna 5 or the antenna 6 and output to the switch 4. The switch 4 controls the electric signal output from the antenna 5 or 6 to any of the 1.5 GHz SAW filter 17, the A-band receiving SAW filter 31, and the dielectric filter 30 under the control of a control circuit (not shown). Switch the output. Now, since communication is performed using a communication system using the D band 23 and the D band 28, the switch 4 is switched to output this electric signal to the dielectric filter 30 as a received signal. Accordingly, the received signal is output to the dielectric filter 30.
[0029]
Further, since transmission and reception are performed simultaneously, the transmission signal output from the transmission circuit unit 1 is output to the antennas 5 and 6 via the switch 4 and is radiated into the air. 4 to the dielectric filter 30. This transmission signal has higher power than the reception signal. Therefore, not the SAW filter but the dielectric filter 30 strong against high power is used as the filter for the D band 23. Dielectric filter 30 attenuates the transmission signal included in D band 28 and passes the reception signal included in D band 23.
[0030]
The switch 32 is switched to output an output signal from the dielectric filter 33 to the low noise amplifier 19a by a control circuit (not shown). The switch 32 selectively switches the output signal from the dielectric filter 30 and inputs it to the low noise amplifier 19a.
[0031]
The low noise amplifier 19a amplifies the signal input from the switch 32. An unnecessary frequency component of the amplified signal is reduced by the filter 20a, and the signal is converted to an intermediate frequency signal by the mixer 21a. The filter 22 reduces unnecessary frequency components of the signal converted into the intermediate frequency signal and outputs the reduced signal to the baseband unit 3.
[0032]
Next, an operation when the mobile phone terminal 60 communicates with a communication method using the A band 25 and the A band 27 will be described.
[0033]
In this case, when the mobile phone terminal 60 outputs a transmission wave, the reception circuit 2 does not output a signal having an intermediate frequency to the baseband unit 3. That is, the reception operation is stopped. When the reception circuit 2 receives the received signal, converts it into an intermediate frequency signal and outputs it to the baseband unit 3, the transmission circuit 1 does not output the transmission signal. Thus, the cellular phone terminal 60 switches between the transmission operation and the reception operation in a time division manner.
[0034]
That is, at the time of transmission operation, the transmission circuit unit 1 outputs a transmission signal to the switch 4 in the same manner as in the case of the D band. The switch 4 is switched so that the input signal is input to the antenna 5 or the antenna 6 according to control of a control circuit (not shown). Therefore, the signal input from the transmission circuit unit 1 to the switch 4 is radiated as a radio wave from the antenna 5 or the antenna 6 into the air.
[0035]
Further, during the reception operation, the switch 4 is switched so that a reception signal converted into an electric signal by the antenna 5 or the antenna 6 by a control circuit (not shown) is input to the A-band reception SAW filter 15. Accordingly, the reception signal converted into an electric signal by the antenna 5 or 6 is input to the A-band reception SAW filter 31 via the switch 4. In this case, since the transmission circuit unit 1 is not operating, that is, does not output a transmission signal, the transmission signal is not input to the A-band reception SAW filter 31. The A-band reception SAW filter 31 passes a reception signal in the A-band 25 and attenuates a signal having a frequency other than the A-band 25 as a noise component.
[0036]
The switch 32 is selectively switched so that a signal output from the A-band receiving SAW filter 31 is input to the low noise amplifier 19a by a control circuit (not shown). Accordingly, the signal that has passed through the A-band receiving SAW filter 31 is input to the low noise amplifier 19a. At this time, the switch 32 matches the output impedance of the A-band receiving SAW filter 31 with the input impedance of the low noise amplifier 19a.
[0037]
The signal input to the low noise amplifier 19a is converted to an intermediate frequency signal by the receiving circuit unit 2 and output to the baseband unit 3 in the same manner as in the communication system using the D band 23 and D band 28. .
[0038]
Next, an operation when the mobile phone terminal 60 communicates with a communication system using the 1.5 GHz band will be described.
[0039]
In this case, similar to the communication method using the A band 25 and the A band 27, the cellular phone terminal 60 switches between the transmission operation and the reception operation in a time division manner.
[0040]
At the time of transmission, the intermediate frequency signal output from the baseband unit 3 is input to the up converter 7b of the transmission circuit unit 1, and is converted into a signal having a transmission frequency of 1.5 GHz band by the up converter 7b. The signal output from the up-converter 7b is amplified with a gain such that the transmission output is determined by the variable gain amplifier 81b, the unnecessary frequency component is reduced by the filter 8b, and is amplified to the transmission output by the power amplifier 9b. The signal passes through the sexual coupler 13 and is output to the switch 4.
[0041]
The switch 4 is switched so that the output from the directional coupler 13 is input to the antenna 5 or the antenna 6 according to control of a control circuit (not shown). Therefore, the transmission signal output from the directional coupler 13 is input to the antenna 5 or the antenna 6 via the switch 4 and is radiated as a radio wave from the antenna 5 or the antenna 6 into the air.
[0042]
At the time of reception, a reception signal converted into an electric signal by the antenna 5 or the antenna 6 is input to the switch 4. The switch 4 is switched so that a reception signal received by the antenna 5 or 6 is input to the 1.5 GHz band SAW filter 17 in accordance with control of a control circuit (not shown). Therefore, the reception signal output from the antenna 5 or the antenna 6 is input to the 1.5 GHz band SAW filter via the switch 4. The 1.5 GHz band SAW filter 17 reduces unnecessary frequency components and outputs them to the low noise amplifier 19 b of the reception circuit unit 2. The low noise amplifier 19b amplifies the input signal, the unnecessary frequency component of the amplified signal is reduced by the filter 20b, and the input signal is input to the mixer 21b. The mixer 21 b converts the input signal into an intermediate frequency signal, and the intermediate frequency signal is output to the baseband unit 3 after an unnecessary frequency component is reduced by the filter 22.
[0043]
In this way, the composite filter 33 uses a dielectric filter that can withstand high power input as a filter for the D band 23 that performs simultaneous transmission and reception, and has a size as a filter for the A band 25 that does not transmit and receive simultaneously. A SAW filter having a small size is used.
[0044]
A 1-input 1-output type filter is also used in other circuit portions of the cellular phone terminal 60. Such a filter can be miniaturized by using a SAW filter when a low-power signal is input, and a dielectric filter is used when a large attenuation is required.
[0045]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Laid-Open No. 9-083214
[0046]
[Problems to be solved by the invention]
However, in general, the dielectric filter has a feature that the attenuation characteristic in the vicinity of the pass band is not steep compared to the SAW filter. Therefore, although the dielectric filter 30 can obtain a large attenuation in the D band 28, the dielectric filter 30 cannot obtain such a large attenuation in the A band 25 whose frequency is closer to the D band 23.
[0047]
Accordingly, if the output of the A-band receiving SAW filter 31 and the output of the dielectric filter 30 are directly connected without passing through the switch 32 and used as the input of the low-noise amplifier 19a, the dielectric filter 30 and the A-band are connected. The output from the reception SAW filter 31 cannot be synthesized. That is, the output signal from the A-band receiving SAW filter 31 passes from the output side of the dielectric filter 30 to the input side.
[0048]
Thus, since the output impedance of the dielectric filter 30 at the passband frequency of the A-band receiving SAW filter 31 cannot be made infinite (open), when the switch 32 is not provided, the dielectric filter 30 and the A The output cannot be combined with the band receiving SAW filter 31.
[0049]
That is, in the conventional composite filter 33, the switch 32 is required to synthesize the outputs of the dielectric filter 30 and the SAW filter 31.
[0050]
Thus, in the conventional composite filter 33, the switch 32 must be used for output synthesis, and the size increases accordingly. Further, the loss of the composite filter 33 increases due to the loss when the signal passes through the switch 33.
[0051]
That is, the conventional composite filter has a problem that the size is increased because it is necessary to use a switch for output synthesis.
[0052]
In addition, the conventional composite filter has a problem that loss is increased because it is necessary to use a switch for output synthesis.
[0053]
Further, as described above, the dielectric filter does not have a steep attenuation characteristic in the vicinity of the pass band as compared with the SAW filter. Therefore, the dielectric filter 33 can attenuate a high-power transmission signal included in the D band 28 but allows a noise component near the D band 23 to pass therethrough. Further, since the dielectric filter 33 needs to sufficiently attenuate the high-power transmission signal included in the D band 28, it is necessary to use the dielectric filter 33 having a large attenuation amount. For this reason, the dielectric filter 33 is large. It will become. On the other hand, when the small dielectric filter 33 is used, the amount of attenuation is insufficient, so that a high-power transmission signal included in the D band 28 cannot be sufficiently attenuated.
[0054]
That is, the conventional composite filter cannot obtain sufficiently good filter characteristics if the size is small, and conversely, if a sufficiently good filter characteristic is to be obtained, the composite filter becomes large. is there.
[0055]
In addition, when a dielectric filter is used as a 1-input 1-output filter, although there is a large amount of attenuation, there is a problem that a steep characteristic cannot be obtained in the vicinity of the passband.
[0056]
When a SAW filter is used as a 1-input 1-output filter, a steep attenuation characteristic can be obtained in the vicinity of the passband, but there is a problem that a large attenuation cannot be obtained.
[0057]
In view of the above problems, an object of the present invention is to provide a small composite filter, an antenna duplexer, and a communication device.
[0058]
Another object of the present invention is to provide a composite filter, an antenna duplexer, and a communication device that have low loss in the passband in consideration of the above-described problems.
[0059]
Another object of the present invention is to provide a composite filter, an antenna duplexer, and a communication device that are highly attenuated outside the passband in consideration of the above problems.
[0060]
In addition, the present invention provides a composite filter that takes into account the above problems and has a large attenuation amount and a steep attenuation characteristic in the vicinity of the passband even when a high-power signal is input. It is the purpose.
[0061]
Another object of the present invention is to provide a composite filter, an antenna duplexer, and a communication device that take into account the above-described problems and attenuate steeply in the vicinity of the passband and have a large attenuation.
[0062]
[Means for Solving the Problems]
  In order to solve the above-described problem, the first aspect of the present invention includes a dielectric notch filter,
  First surface acoustic wave filterWhen,
  Second surface acoustic wave filterAnd
  The attenuation band of the dielectric notch filter and the attenuation band of the first surface acoustic wave filter have at least a common band portion,
  Dielectric notch filterA first input signal is input to one of the first, the other of the dielectric notch filter is connected to one of the first surface acoustic wave filter, and the first of the first surface acoustic wave filter is connected to the first of the first surface acoustic wave filter. Output signal of the surface acoustic wave filter of
  A second input signal is input to one of the second surface acoustic wave filters, the other of the second surface acoustic wave filters is connected to the other of the first surface acoustic wave filters, and the second An output signal of the second surface acoustic wave filter is output from the other of the surface acoustic wave filters,
  The first input signal is a signal in a third frequency band that is a frequency band that does not include a common part between the signal in the first frequency band and the first frequency band;
  The second input signal is a frequency band that does not have a portion common to the first frequency band and the third frequency band, and is between the first frequency band and the third frequency band. A signal in a second frequency band that is a frequency band of
  The passband of the dielectric notch filter and the passband of the first surface acoustic wave filter both include the first frequency band,
  The pass band of the second surface acoustic wave filter includes the second frequency band,
  The attenuation band of the dielectric notch filter and the attenuation band of the first surface acoustic wave filter both include the third frequency band,
  The frequency interval between the frequency included in the first frequency band and the frequency included in the third frequency band is more than a predetermined frequency interval,
  The first surface acoustic wave filter can block at least the signal in the second frequency band.It is a composite filter.
[0063]
The second aspect of the present invention is the composite filter according to the first aspect of the present invention, wherein the attenuation frequency of the dielectric notch filter and the attenuation pole frequency of the first surface acoustic wave filter coincide in practice. is there.
[0066]
  The second3In the present invention, the second surface acoustic wave filter is capable of blocking at least the signal in the first frequency band.1It is the composite filter of this invention.
[0067]
  The second4The present invention isA third surface acoustic wave filter;
  A third input signal is input to one of the third surface acoustic wave filters, the other of the third surface acoustic wave filters is connected to the other of the first surface acoustic wave filters, The output signal of the third surface acoustic wave filter is output from the other of the surface acoustic filter,
  The thirdinput signalIs a signal in a frequency band that does not have a common part in the first frequency band and the third frequency band and does not have a common part in each other.And
  The passband of the third surface acoustic wave filter isFor the third surface acoustic wave filterEnteredThe third inputIncluding the frequency band in which the signal is contained,
  Each of the third surface acoustic wave filters includes a signal in the first frequency band, a signal in the second frequency band,SmallAt leastThe first input signal and the second input signal areThe number that can be stopped3It is the composite filter of this invention.
[0068]
  The second5According to the present invention, the attenuation frequency of the dielectric notch filter is such that an attenuation amount of a predetermined amount or more can be obtained by combining the attenuation amount of the dielectric notch filter and the attenuation amount of the first surface acoustic wave filter. Adjusted to 1st to4The composite filter according to any one of the present invention.
[0069]
  The second6The present invention relates to the dielectric notch fillDataAnd each of the surface acoustic wave filtersToinputsignalIs switched by a switch1~4The composite filter according to any one of the present invention.
[0070]
  The second7The present invention is the first6A composite filter of the present invention,
  The switch connected to an antenna;
  A transmission filter connected to the switch,
  The first frequency band is a frequency band for reception when performing simultaneous transmission and reception;
  The third frequency band is a frequency band for transmission when performing the simultaneous transmission and reception,
  When performing the simultaneous transmission and reception, the switch is an antenna duplexer that electrically connects the antenna and one of the dielectric notch filters, and at the same time electrically connects the output of the transmission filter and the antenna. .
[0071]
  The second8The present invention is the first7The antenna duplexer of the present invention,
  A transmission circuit that outputs a transmission signal to the transmission filter;
  And a reception circuit that receives a reception signal output from the composite filter of the antenna duplexer.
[0072]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0073]
(First embodiment)
FIG. 1 shows the configuration of the mobile phone terminal 40 according to the first embodiment. The mobile phone terminal 40 uses the 2-input 1-output type composite filter 18, and the mobile phone terminal 40 performs wireless communication using two frequency bands of 1.5 GHz band and 800 MHz band. It is a dual band machine that can do.
[0074]
FIG. 2 shows the frequency configuration of the 800 MHz band used by the mobile phone terminal 40. Since these frequency bands and communication methods are the same as those described in the prior art, detailed description will be omitted.
[0075]
Unless otherwise noted, the same parts as those in the conventional technique are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof is omitted.
[0076]
The cellular phone terminal 40 includes a transmission circuit unit 1, a reception circuit unit 2, a baseband unit 3, a switch 4, an antenna 5, an antenna 6, a 1.5 GHz band SAW filter, and a composite filter 18.
[0077]
The baseband unit 3 modulates the baseband signal, outputs the modulated signal as an intermediate frequency signal to the transmission circuit unit 1, and demodulates the intermediate frequency signal input from the reception circuit unit 2 And a circuit for outputting an audio signal. The baseband unit 3 includes a frequency converter that converts a baseband signal into an intermediate frequency signal and converts the intermediate frequency signal into a baseband signal.
[0078]
The transmission circuit unit 1 is a circuit that outputs either a 1.5 GHz band transmission signal or an 800 MHz band transmission signal. It should be noted that switching between outputting a 1.5 GHz band transmission signal and an 800 MHz band transmission signal is performed by a control circuit (not shown).
[0079]
The transmission circuit unit 1 includes an up converter 7a, a filter 8a, a variable gain amplifier 81a, a power amplifier 9a, an isolator 11, a filter 12, an up converter 7b, a variable gain amplifier 81b, a filter 8b, a power amplifier 9b, a directional coupler 13, and the like. These are the same as those described in the prior art.
[0080]
The receiving circuit unit 2 is a circuit that converts a signal input from the composite filter 18 into an intermediate frequency signal and outputs the signal to the baseband unit 3.
[0081]
The reception circuit unit 2 includes a low noise amplifier 19a, a filter 20a, a mixer 21a, a low noise amplifier 19b, a filter 20b, a mixer 21b, and a filter 22, which are the same as those described in the related art.
The 1.5 GHz band reception SAW filter 17 is a surface acoustic wave filter that passes a 1.5 GHz band reception signal and attenuates signals other than the 1.5 GHz band used for reception.
[0082]
The composite filter 18 is a multi-input single-output type filter having two inputs and one output.
[0083]
The composite filter 18 includes a dielectric filter 14, a D-band receiving SAW filter 15, and an A-band receiving SAW filter 16.
[0084]
The dielectric filter 14 is a dielectric coaxial filter that passes the D band 23 signal and attenuates the D band 28 signal.
[0085]
The D-band receiving SAW filter 15 is a surface acoustic wave filter that passes signals in the D band 23 and attenuates signals other than the D band 23. The D-band receiving SAW filter 15 is a surface acoustic wave filter whose output impedance is infinite (open) at the frequency of the A-band 25.
[0086]
The A-band receiving SAW filter 16 is a surface acoustic wave filter that passes signals in the A-band 25 and attenuates signals other than the A-band 25. The A-band receiving SAW filter 16 is a surface acoustic wave filter whose output impedance is infinite (open) at the frequency of the D-band 23.
[0087]
FIG. 3 shows a more detailed configuration of the composite filter 18. In FIG. 3, the D-band receiving SAW filter 15 and the A-band receiving SAW filter 16 are formed on the same piezoelectric substrate 30. That is, the D-band receiving SAW filter 15 and the A-band receiving SAW filter 16 are formed as a 2-input 1-output surface acoustic wave filter. Thus, unlike the conventional composite filter 33, the composite filter 18 of the present embodiment does not include the switch 32 for output synthesis, and the output of the D-band reception SAW filter 15 and the A-band reception SAW filter. 16 outputs are directly connected.
[0088]
Returning to FIG. 1, the switch 4 switches which input of the composite filter 18 the reception signal received by the antennas 5 and 6 is switched to, and which output of the transmission circuit unit 1 is output to the antennas 5 and 6. It is a means for switching whether to input to.
[0089]
The composite filter 18 and the 1.5 GHz band SAW filter 73 are configured as a composite filter module. FIG. 5 shows the configuration of such a composite filter module 70. The composite filter module 70 has a structure in which a dielectric coaxial resonator 72, a 1.5 GHz band SAW filter 73, a chip LC component 74, and an A band / D band dual band SAW filter 75 are mounted on a printed circuit board 71. Then, it is mounted on the radio circuit board of the mobile phone terminal 40.
[0090]
The dielectric coaxial resonator 72 corresponds to the dielectric notch filter 14 of FIG. 1, and the A band / D band dual band SAW filter 75 is the A band reception SAW filter 16 and the D band reception SAW filter 17 of FIG. It also serves as a function. That is, it corresponds to a surface acoustic wave filter portion including the piezoelectric substrate 30, the A-band receiving SAW filter 16, the D-band receiving SAW filter 17 and the like in FIG.
[0091]
The D band 23 of the present embodiment is an example of the first frequency band of the present invention, and the A band 25 of the present embodiment is an example of the second frequency band of the present invention. The D band 28 of the present embodiment is an example of the third frequency band of the present invention, and the D band reception SAW filter 15 of the present embodiment is an example of the first surface acoustic wave filter of the present invention. The A-band receiving SAW filter 16 of the form is an example of the second surface acoustic wave filter of the present invention.
[0092]
Next, the operation of this embodiment will be described.
[0093]
First, the operation in the case where the mobile phone terminal 60 communicates with the communication system using the D band 23 and the D band 28 will be described.
[0094]
In this case, as described in the related art, the mobile phone terminal 60 transmits a transmission wave and simultaneously transmits and receives a reception wave.
[0095]
That is, the intermediate frequency signal output from the baseband unit 3 is input to the up-converter 7 a of the transmission circuit unit 1. The up-converter 7 a converts the inputted intermediate frequency signal into a transmission frequency signal, that is, a frequency signal included in the D band 28. The signal of this transmission frequency is amplified with a gain that becomes a transmission output determined by the variable gain amplifier 81a, the unnecessary frequency component is reduced by the filter 8a, and is amplified to the transmission output by the power amplifier 9a. The amplified signal passes through the isolator 11, the distortion component is reduced by the filter 12, and the amplified signal is input to the switch 4.
[0096]
The switch 4 is switched to input the output signal of the filter 12 to the antenna 5 or the antenna 6. Therefore, the signal output from the filter 12 is input to the antenna 5 or the antenna 6, and is radiated from the antenna 5 or the antenna 6 into the air as a radio wave.
[0097]
On the other hand, a reception operation is performed simultaneously with the above transmission operation. That is, the radio wave transmitted from the base station is converted into an electrical signal by the antenna 5 or the antenna 6 and output to the switch 4. The switch 4 controls the electric signal output from the antenna 5 or 6 to any of the 1.5 GHz SAW filter 17, the A-band receiving SAW filter 16, and the dielectric filter 14 under the control of a control circuit (not shown). Switch the output. Now, since communication is performed using a communication system using the D band 23 and the D band 28, the switch 4 is switched to output this electrical signal to the dielectric filter 14 as a received signal. Accordingly, the received signal is output to the dielectric filter 14.
[0098]
Further, since transmission and reception are performed simultaneously, the transmission signal output from the transmission circuit unit 1 is output to the antennas 5 and 6 via the switch 4 and is radiated into the air. 4 to the dielectric filter 14.
[0099]
The transmission signal input to the dielectric filter 14 has a higher power than the reception signal. Therefore, not the SAW filter but the dielectric filter 14 strong against high power is used as the filter for the D band 23. In other words, when a SAW filter is used instead of the dielectric filter 14, the SAW filter is weaker than the dielectric filter 14 in terms of power, so that the SAW filter is damaged or causes an abnormal operation. As described above, in the case of a communication method using the D band 23 and the D band 28, the reception signal and the transmission signal are simultaneously input from the switch 4 to the dielectric filter 14 of the composite filter 18. Then, the dielectric filter 14 passes the reception signal included in the D band 23 and attenuates the transmission signal included in the D band 28.
[0100]
The signal output from the dielectric filter 14 is then input to the D-band receiving SAW filter 15. The D-band receiving SAW filter 15 passes signals included in the D-band 23 among the input signals, and attenuates signals having frequencies not included in the D-band 23. As is clear from FIG. 2, the frequency included in the D band 23 and the frequency included in the D band 28 have a frequency interval of at least 940−828 = 112 MHz. As described above, when the frequency interval between the frequency included in the D band 23 and the frequency included in the D band 28 is more than a predetermined frequency interval, the dielectric filter 14 passes the signal of the D band 23. It is possible to attenuate the signal in the D band 28.
[0101]
Further, since the output impedance of the A-band receiving SAW filter 16 becomes infinite (open) at the frequency of the D-band 23, the A-band receiving SAW filter 16 outputs the signal output from the D-band receiving SAW filter 15. Can be prevented from flowing into the input side of the A-band receiving SAW filter 16.
[0102]
Therefore, the signal output from the D-band receiving SAW filter 15 is directly input to the low noise amplifier 19a without going through a switch for output synthesis.
[0103]
The signal input to the low noise amplifier 19 a is converted into an intermediate frequency signal by the receiving circuit unit 2 and output to the baseband unit 3.
[0104]
Therefore, even if a dielectric filter having a smaller attenuation than the dielectric filter 30 of the conventional composite filter 33 is used as the dielectric filter 14, the D-band receiving SAW filter subsequent to the dielectric filter 14 is used. 15 further attenuates signals of frequencies other than the D band 23, so that at least an attenuation characteristic equal to or higher than that of the conventional composite filter 33 can be obtained. Further, since the dielectric filter 14 has less attenuation than the dielectric filter 30 of the prior art, the dielectric filter 14 can be made smaller than the dielectric filter 30 of the conventional composite filter 33. Therefore, the composite filter 18 of the present embodiment can be made smaller than the composite filter 33 of the prior art, and nevertheless, it can have an attenuation characteristic at least equal to or higher than that of the conventional composite filter 33. .
[0105]
On the contrary, when a dielectric filter equivalent to the dielectric filter 30 of the conventional composite filter 33 is used as the dielectric filter 14, the D-band receiving SAW filter 15 subsequent to the dielectric filter 14 further includes: Since signals of frequencies other than the D-band 23 are attenuated, the amount of attenuation outside the pass band can be increased as compared with the conventional composite filter 33, and a steep attenuation characteristic is provided near the pass band. I can do it.
[0106]
The transmission signal output from the switch 4 is first input to the dielectric filter 14. Then, after the dielectric filter 14 attenuates the high-power transmission signal to the low-power transmission signal, the dielectric filter 14 is input to the D-band reception SAW filter 15. Accordingly, since a low-power signal is input to the SAW filter 15, it is possible to prevent the D-band receiving SAW filter 15 from being damaged and from causing an abnormal operation.
[0107]
Since the SAW filter 15 attenuates sharply in the vicinity of the pass band as compared with the dielectric filter 14, the noise component of the frequency other than the D band 23 is better near the D band 23 than in the conventional technique. Can be attenuated.
[0108]
The low noise amplifier 19a amplifies the signal input from the D-band receiving SAW filter 15. An unnecessary frequency component of the amplified signal is reduced by the filter 20a, and the signal is converted to an intermediate frequency signal by the mixer 21a. The filter 22 reduces unnecessary frequency components of the signal converted into the intermediate frequency signal and outputs the reduced signal to the baseband unit 3.
[0109]
Next, an operation when the mobile phone terminal 60 communicates with a communication method using the A band 25 and the A band 27 will be described.
[0110]
In this case, when the mobile phone terminal 60 outputs a transmission wave, the reception circuit 2 does not output a signal having an intermediate frequency to the baseband unit 3. That is, the reception operation is stopped. When the reception circuit 2 receives the received signal, converts it into an intermediate frequency signal and outputs it to the baseband unit 3, the transmission circuit 1 does not output the transmission signal. Thus, the cellular phone terminal 60 switches between the transmission operation and the reception operation in a time division manner.
[0111]
That is, at the time of transmission operation, the transmission circuit unit 1 outputs a transmission signal to the switch 4 in the same manner as in the case of the D band. The switch 4 is switched so that the input signal is input to the antenna 5 or the antenna 6 according to control of a control circuit (not shown). Therefore, the signal input from the transmission circuit unit 1 to the switch 4 is radiated as a radio wave from the antenna 5 or the antenna 6 into the air.
[0112]
Further, during the reception operation, the switch 4 is switched so that a reception signal converted into an electric signal by the antenna 5 or the antenna 6 by a control circuit (not shown) is input to the A-band reception SAW filter 15. Therefore, the reception signal converted into an electric signal by the antenna 5 or the antenna 6 is input to the A-band reception SAW filter 16 via the switch 4. In this case, since the transmission circuit unit 1 is not operating, that is, does not output a transmission signal, the transmission signal is not input to the A-band reception SAW filter 16. The A-band reception SAW filter 16 passes a reception signal in the A-band 25 and attenuates a signal having a frequency other than the A-band 25 as a noise component.
[0113]
Since the output impedance of the D-band receiving SAW filter 15 becomes infinite (open) at the frequency of the A-band 25, the signal output from the A-band receiving SAW filter 16 is The flow into the input side of the D-band receiving SAW filter 15 is prevented.
[0114]
Accordingly, the signal output from the A-band receiving SAW filter 16 is directly input to the low noise amplifier 19a without going through a switch for output synthesis.
[0115]
The signal input to the low noise amplifier 19a is converted to an intermediate frequency signal by the receiving circuit unit 2 and output to the baseband unit 3 in the same manner as in the communication system using the D band 23 and D band 28. .
[0116]
Thus, the output impedance of the D-band receiving SAW filter 15 becomes infinite (open) at the frequency of the A-band 25, so that the output signal from the A-band receiving SAW filter 25 becomes the D-band receiving SAW filter 15. Can be prevented from flowing into the input side. Further, since the A-band receiving SAW filter 16 becomes infinite (open) at the frequency of the D-band 23, the output signal from the D-band receiving SAW filter 15 can be prevented from flowing into the input side. .
[0117]
As described above, in the composite filter 18 of the present embodiment, the D-band receiving SAW filter 15 and the A-band receiving SAW filter 16 are connected to the input side of the low noise amplifier 19a. Since the SAW filters have the same output impedance and the other's output impedance can be made infinite (open) in the passbands of each other, low noise can be directly eliminated without using a switch for output synthesis as in the prior art. It can be connected to the input of the amplifier 19a. In this way, by connecting the dielectric filter 14 and the D-band receiving SAW filter 15 in cascade, it is possible to perform output synthesis without using a switch. And the composite filter 18 of this Embodiment can be reduced in size by the part which became unnecessary [a switch]. Furthermore, since the composite filter 18 of the present embodiment does not use a switch, there is no loss when a signal passes through the switch, so that the loss can be reduced accordingly.
[0118]
Note that the operation when the mobile phone terminal 60 communicates with a communication system using the 1.5 GHz band is the same as that of the conventional technology, and thus detailed description thereof is omitted.
[0119]
In general, a dielectric filter can be easily adjusted in attenuation frequency and the like by performing processing such as cutting the dielectric filter after manufacturing. On the other hand, it is difficult to adjust the filter characteristics after manufacturing the SAW filter.
[0120]
Therefore, even after the composite filter 18 is manufactured, the attenuation amount of the dielectric filter 14 and the SAW filter 15 are adjusted so as to increase the attenuation amount by adjusting the attenuation frequency of the dielectric filter 14. I can do it.
[0121]
As described above, the filter 12, the directional coupler 13, the switch 4, the composite filter 18, and the 1.5 GHz band SAW filter 17 of the transmission circuit unit 1 function as an antenna duplexer. Therefore, by using the composite filter 18 of this embodiment as a part of the antenna duplexer, it is possible to realize a small, high-attenuation, low-loss antenna duplexer.
[0122]
FIG. 4A shows a 1-input 1-output type composite filter. In the composite filter of FIG. 4A, a dielectric filter 41 and a SAW filter 42 are connected in cascade, an input signal is input from one of the dielectric filters 41, and an output signal is output from the other of the SAW filters 42. Is output.
[0123]
In this way, a high-power signal such as a transmission signal can be input to the input side, and a filter that attenuates sharply in the vicinity of the passband and has a large attenuation amount can be realized.
[0124]
FIG. 4B shows another 1-input 1-output composite filter. In the composite filter of FIG. 4B, the SAW filter 42 and the dielectric filter 41 are connected in cascade, an input signal is input from one of the SAW filters 42, and an output signal 41 is input from one of the dielectric filters 41. Is output.
[0125]
In this way, it is possible to realize a filter that attenuates steeply in the vicinity of the passband and has a large attenuation.
[0126]
Further, in both cases of the composite filter of FIG. 4A and the composite filter of FIG. 4B, the dielectric filter 41 is processed after the composite filter is manufactured, so that the composite filter is processed. The characteristics can be finely adjusted.
[0127]
Here, the pass characteristics of each filter and the pass characteristics of the composite filter will be described in detail.
[0128]
FIG. 8 shows the pass characteristics of a single SAW filter. The SAW filter has a pass characteristic suitable for attenuating the nearby reception A band (870 MHz to 885 MHz) through the pass band (reception D band: 810 MHz to 828 MHz). However, the attenuation is about 30 dB even at a frequency sufficiently away from the pass band, and does not reach the attenuation required in the transmission frequency band (transmission D band: 940 MHz to 958 MHz), for example, 55 dB to 60 dB. Fortunately for the pass characteristics of the SAW filter, an attenuation pole is generated in the transmission frequency band, but the bandwidth is narrow and the attenuation amount does not reach the above value.
[0129]
FIG. 9 shows the pass characteristic of a single dielectric notch filter. The dielectric notch filter has a very small insertion loss in the pass band (reception D band: 810 MHz to 828 MHz), and is suitable for cascading the filters. However, it is difficult to secure a large amount of attenuation near the pass band, and it is not possible to attenuate the nearby reception A band (870 MHz to 885 MHz) alone. On the other hand, the dielectric notch filter can secure an attenuation of 15 dB to 20 dB in a transmission D band separated by 112 MHz or more in a wide band that can cover the entire transmission frequency band of 18 MHz. In the dielectric notch filter, the attenuation frequency can be easily increased or decreased by cutting the dielectric ceramic or electrode of the dielectric resonator. Therefore, even a slight deviation in the attenuation pole frequency of the SAW filter can be easily obtained by adjusting the attenuation pole frequency of the dielectric notch filter with a simple adjustment.
[0130]
FIG. 10 shows the pass characteristics of a composite filter in which a dielectric notch filter and a SAW filter are connected in cascade. By combining the characteristics of the two filters described above well, low loss of 2 dB or less in the pass band, attenuation of 30 dB or more in the reception A band near the pass band, and 55 dB over the 18 MHz band in the transmission frequency band. A large attenuation of 60 dB or more is obtained.
[0131]
Such a characteristic cannot be obtained by using only a SAW filter, and cannot be obtained by using only a dielectric filter. This is only possible with the composite filter of the configuration of the present invention in which both are combined.
[0132]
In the present embodiment, the composite filter 18 has been described as being of the 2-input / 1-output type, but is not limited to this. A plurality of reception SAW filters that pass different reception bands may be further provided in parallel with the A-band reception SAW filter 16. In this case, input of signals to the plurality of reception SAW filters is performed by switching by the switch 4, and outputs of the plurality of reception SAW filters are connected to outputs of the A-band reception SAW filter 16. To do. These SAW filters including the D-band receiving SAW filter 15 and the A-band receiving SAW filter 16 can block signals output from each other through other SAW filters. Thus, even if it is a multi-input 1-output type composite filter, the same effect as this embodiment can be obtained.
[0133]
Furthermore, in the present embodiment, the dielectric filter 14 is a dielectric coaxial filter that passes the signal of the D band 23 and attenuates the signal of the D band 28. The D band receiving SAW filter 15 is the D band 23. However, the present invention is not limited to this. The dielectric filter 14 is a dielectric coaxial filter that passes the signals of the D band 23 and the C band 24 and attenuates the signal of the D band 28. The D band receiving SAW filter 15 is the D band 23 and the C band 24. The surface acoustic wave filter may be used to pass the above signal and attenuate signals other than the D band 23 and the C band 24. However, the C band 24 is a frequency band for reception used in a communication method in which the C band 24 is used for reception and the C band 26 is used for transmission. In this communication method, simultaneous transmission / reception is not performed.
[0134]
Furthermore, in the present embodiment, the 1.5 GHz band SAW filter and the composite filter 18 are configured as one composite filter module 70. However, the present invention is not limited to this, and a composite filter having a laminated structure as shown in FIG. It can also be configured as a module 75.
[0135]
That is, the composite filter module 75 in FIG. 6 has a configuration in which the SAW filter 77 is package-mounted or bare-chip mounted on the dielectric laminated notch filter 76. Thus, a composite filter module 75 having a laminated structure as shown in FIG. 6 can be used instead of the composite filter module 70 of FIG.
[0136]
In the description of the present embodiment, an example of a module in which a dielectric filter and a SAW filter are integrally mounted is described. However, the configuration of the present invention is not limited to this, and the pass characteristics intended by the present invention are described. Anything that can realize is included. For example, such a modification that separates the dielectric resonator section and the SAW filter section is naturally within the scope of the present invention.
[0137]
【The invention's effect】
As is apparent from the above description, the present invention can provide a small composite filter, an antenna duplexer, and a communication device.
[0138]
In addition, the present invention can provide a composite filter, an antenna duplexer, and a communication device that have low loss within the passband.
[0139]
In addition, the present invention can provide a composite filter, an antenna duplexer, and a communication device that have high attenuation outside the passband.
[0140]
In addition, the present invention can provide a composite filter that has a large attenuation amount and has a steep attenuation characteristic in the vicinity of the passband even when a high-power signal is input.
[0141]
In addition, the present invention can provide a composite filter, an antenna duplexer, and a communication device that are steeply attenuated near the passband and have a large attenuation.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a mobile phone terminal using a composite filter according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a frequency band of 800 MHz band used when the mobile phone terminal according to the first embodiment of the present invention and the conventional mobile phone terminal communicate with each other.
FIG. 3 is a diagram showing a detailed configuration of the composite filter according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4A is a diagram showing a configuration of a 1-input 1-output composite filter in the first embodiment of the present invention; FIG. 4B is a 1-input 1-output composite in the first embodiment of the present invention; Diagram showing filter configuration
FIG. 5 is a perspective view showing the configuration of the composite filter module according to the first embodiment of the invention.
FIG. 6 is a perspective view of a composite filter module having a laminated structure according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a mobile phone terminal using a conventional composite filter.
FIG. 8 is a diagram showing pass characteristics of a single SAW filter according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing pass characteristics of a single dielectric notch filter according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a diagram showing pass characteristics of a composite filter in which a dielectric notch filter and a SAW filter are cascade-connected in the first embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
1 Transmitter circuit
2 Receiver circuit
3 Baseband part
4 switch
5, 6 Antenna
7a, 7b Upconverter
8a, 8b filter
9a, 9b Power amplifier
10 coupling capacitor
11 Isolator
12 Filter
13 Directional coupler
14 Dielectric band notch filter
15 D band reception SAW filter
16 A band receiving SAW filter
17 1.5GHz band SAW filter
18 Compound filter
19a, 19b Low noise amplifier
20a, 20b filter
21a, 21b mixer
22 Filter
81a, 81b Variable gain amplifier

Claims (8)

誘電体ノッチフィルタと、
第１の弾性表面波フィルタと、
第２の弾性表面波フィルタとを備え、
前記誘電体ノッチフィルタの減衰帯域と前記第１の弾性表面波フィルタの減衰帯域とは少なくとも共通した帯域部分を有し、
前記誘電体ノッチフィルタの一方には第１の入力信号が入力され、前記誘電体ノッチフィルタの他方は、前記第１の弾性表面波フィルタの一方と接続され、前記第１の弾性表面波フィルタの他方から前記第１の弾性表面波フィルタの出力信号が出力され、
前記第２の弾性表面波フィルタの一方には第２の入力信号が入力され、前記第２の弾性表面波フィルタの他方は前記第１の弾性表面波フィルタの他方と接続され、前記第２の弾性表面フィルタの他方から前記第２の弾性表面波フィルタの出力信号が出力され、
前記第１の入力信号は、第１の周波数帯の信号と、前記第１の周波数帯とは共通する部分を含まない周波数帯である第３の周波数帯の信号であり、
前記第２の入力信号は、前記第１の周波数帯とも前記第３の周波数帯とも共通する部分を有しない周波数帯であって、前記第１の周波数帯と前記第３の周波数帯との間の周波数帯である第２の周波数帯の信号であり、
前記誘電体ノッチフィルタの通過帯域と前記第１の弾性表面波フィルタの通過帯域とは、ともに前記第１の周波数帯を含み、
前記第２の弾性表面波フィルタの通過帯域は、前記第２の周波数帯を含み、
前記誘電体ノッチフィルタの減衰帯域と前記第１の弾性表面波フィルタの減衰帯域とは、ともに前記第３の周波数帯を含み、
前記第１の周波数帯に含まれる周波数と前記第３の周波数帯に含まれる周波数との周波数間隔は、所定の周波数間隔以上離れており、
前記第１の弾性表面波フィルタは、少なくとも前記第２の周波数帯の信号を阻止可能である複合フィルタ。A dielectric notch filter;
A first surface acoustic wave filter ;
A second surface acoustic wave filter ,
The attenuation band of the dielectric notch filter and the attenuation band of the first surface acoustic wave filter have at least a common band portion,
A first input signal is input to one of the dielectric notch filters, and the other of the dielectric notch filters is connected to one of the first surface acoustic wave filters. The output signal of the first surface acoustic wave filter is output from the other side,
A second input signal is input to one of the second surface acoustic wave filters, the other of the second surface acoustic wave filters is connected to the other of the first surface acoustic wave filters, and the second An output signal of the second surface acoustic wave filter is output from the other of the surface acoustic wave filters,
The first input signal is a signal in a third frequency band that is a frequency band that does not include a common part between the signal in the first frequency band and the first frequency band;
The second input signal is a frequency band that does not have a portion common to the first frequency band and the third frequency band, and is between the first frequency band and the third frequency band. A signal in a second frequency band that is a frequency band of
The passband of the dielectric notch filter and the passband of the first surface acoustic wave filter both include the first frequency band,
The pass band of the second surface acoustic wave filter includes the second frequency band,
The attenuation band of the dielectric notch filter and the attenuation band of the first surface acoustic wave filter both include the third frequency band,
The frequency interval between the frequency included in the first frequency band and the frequency included in the third frequency band is more than a predetermined frequency interval,
The first surface acoustic wave filter is a composite filter capable of blocking signals of at least the second frequency band . 前記誘電体ノッチフィルタの減衰周波数と前記第１の弾性表面波フィルタの減衰極周波数とが実質上一致していることである請求項１記載の複合フィルタ。  2. The composite filter according to claim 1, wherein the attenuation frequency of the dielectric notch filter and the attenuation pole frequency of the first surface acoustic wave filter substantially coincide with each other. 前記第２の弾性表面波フィルタは、少なくとも前記第１の周波数帯の信号を阻止可能である請求項１記載の複合フィルタ。It said second surface acoustic wave filter, the composite filter of claim 1, wherein it is possible prevent the signal of at least the first frequency band. 第３の弾性表面波フィルタをさらに備え、
前記第３の弾性表面波フィルタの一方には第３の入力信号が入力され、前記第３の弾性表面波フィルタの他方は前記第１の弾性表面波フィルタの他方に接続され、前記第３の弾性表面フィルタの他方から前記第３の弾性表面波フィルタの出力信号が出力され、
前記第３の入力信号は、前記第１の周波数帯とも前記第３の周波数帯とも共通部分を有さず、かつ互いに共通部分を有しない周波数帯の信号であり、
前記第３の弾性表面波フィルタの通過帯域は、その第３の弾性表面波フィルタに入力される前記第３の入力信号が含まれる周波数帯を含み、
前記各第３の弾性表面波フィルタは、前記第１の周波数帯の信号と、前記第２の周波数帯の信号と、少なくとも前記第１の入力信号と前記第２の入力信号を阻止可能である請求項３記載の複合フィルタ。 A third surface acoustic wave filter;
A third input signal is input to one of the third surface acoustic wave filters, the other of the third surface acoustic wave filters is connected to the other of the first surface acoustic wave filters, The output signal of the third surface acoustic wave filter is output from the other of the surface acoustic filter,
The third input signal is a signal in a frequency band that does not have a common part with the first frequency band and the third frequency band and does not have a common part with each other ,
The passband of the third surface acoustic wave filter includes a frequency band in which the third input signal input to the third surface acoustic wave filter is included,
Wherein each of the third surface acoustic wave filter, the signal of the first frequency band, and the signal of the second frequency band, can prevent the second input signal and the first input signal even without least The composite filter according to claim 3 . 前記誘電体ノッチフィルタの減衰周波数は、前記誘電体ノッチフィルタの減衰量と前記第１の弾性表面波フィルタの減衰量とを合わせることによって所定量以上の減衰量が得られるように調整されている請求項１〜４のいずれかに記載の複合フィルタ。The attenuation frequency of the dielectric notch filter is adjusted so that an attenuation amount of a predetermined amount or more can be obtained by combining the attenuation amount of the dielectric notch filter and the attenuation amount of the first surface acoustic wave filter. composite filter according to any one of claims 1-4. 前記誘電体ノッチフィルタ及び前記各弾性表面波フィルタへの入力信号は、スイッチにより切り換えられる請求項１〜４のいずれかに記載の複合フィルタ。The dielectric notch filter及 beauty the input signal to the surface acoustic wave filter is a composite filter according to any one of claims 1 to 4, which is switched by the switch. 請求項６記載の複合フィルタと、
アンテナと接続される前記スイッチと、
前記スイッチに接続された送信用フィルタとを備え、
前記第１の周波数帯は同時送受信を行う場合の受信用の周波数帯であり、
前記第３の周波数帯は前記同時送受信を行う場合の送信用の周波数帯であり、
前記同時送受信を行う場合、前記スイッチは、前記アンテナと前記誘電体ノッチフィルタの一方とを電気的に接続すると同時に、前記送信フィルタの出力と前記アンテナとを電気的に接続するアンテナ共用器。A composite filter according to claim 6 ;
The switch connected to an antenna;
A transmission filter connected to the switch,
The first frequency band is a frequency band for reception when performing simultaneous transmission and reception;
The third frequency band is a frequency band for transmission when performing the simultaneous transmission and reception,
When performing the simultaneous transmission and reception, the switch is an antenna duplexer that electrically connects the antenna and one of the dielectric notch filters and at the same time electrically connects the output of the transmission filter and the antenna. 請求項７記載のアンテナ共用器と、
前記送信用フィルタに送信信号を出力する送信回路と、
前記アンテナ共用器の前記複合フィルタから出力される受信信号を入力する受信回路とを備えた通信装置。The antenna duplexer according to claim 7 ,
A transmission circuit that outputs a transmission signal to the transmission filter;
A communication apparatus comprising: a reception circuit that inputs a reception signal output from the composite filter of the antenna duplexer.
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