JP3954770B2

JP3954770B2 - BAND FILTER DEVICE AND TRANSMITTING DEVICE AND TRANSMITTING / RECEIVER DEVICE USING SAME

Info

Publication number: JP3954770B2
Application number: JP2000075952A
Authority: JP
Inventors: 太司黒木; 浩哉佐藤
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2000-03-17
Filing date: 2000-03-17
Publication date: 2007-08-08
Anticipated expiration: 2020-03-17
Also published as: JP2001267803A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、扱う周波数が３ＧＨzからおよそ３００ＧＨzにおよぶマイクロ波,ミリ波と呼ばれる超高周波帯に好適な平面型帯域フィルタ装置、およびその帯域フィルタ装置を用いた送信装置ならびに送受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、超高周波帯で動作する帯域フィルタ装置としては、実開平１−１２６７０９号公報に開示されているものや、１９８５年電気通信学会マイクロ波研究会資料(ＭＷ８５−６６)に報告されているものがある。
【０００３】
前者の帯域フィルタ装置は、誘電体を導体壁で包囲して形成したＴＥモードもしくはＴＭモード用の共振器において、導体壁を高温超伝導体で形成したものである。これにより、エネルギー損失が無く、理想的なＱ値が得られる。その結果、バンドパスフィルタなどの電子部品の特性を向上するものである。
【０００４】
また、後者の帯域フィルタ装置は、５０ＧＨｚのミリ波帯でセラミック共振器を用いて超高周波帯フィルタを形成したもので、超高周波帯フィルタを小型化,低損失化することができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前者の帯域フィルタ装置のように、セラミック共振器の共振モードとして、ＴＥ_0n _δモードやＴＭモードを利用したものでは、フィルタの帯域を数ＧＨｚまで広げることが困難であるという問題がある。さらには、周波数がミリ波帯に近づくほどセラミック共振器への電磁界の集中度が高くなるので、この傾向が顕著になる。
【０００６】
また、後者の帯域フィルタ装置のように、単に、セラミック共振器を数個並べただけでは、共振器の不要モードや遮断周波数近傍の不要波を除去することが困難になる。
【０００７】
このように、上記従来の帯域フィルタ装置では、共振器の不要モードや、遮断周波数近傍の不要波を除去し、かつ、セラミック共振器を利用したミリ波帯フィルタではあるものの、その通過帯域を数ＧＨｚの広帯域に設定することができないという問題がある。
【０００８】
そこで、この発明の目的は、共振器の不要モードや遮断周波数近傍の不要波を除去し、その通過帯域を数ＧＨｚの広帯域にまで設定できる帯域フィルタ装置を提供することにある。さらに、この帯域フィルタ装置を使用した小型で超高周波帯の高性能の送信装置ならびに送受信装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、この発明の帯域フィルタ装置は、遮断周波数を有する非放射性誘電体伝送線路と、この非放射性誘電体伝送線路の先端に設けられたモードサプレッサと、帯域阻止フィルタまたは高域フィルタと、複数の共振器から成る多段共振器と、上記複数の共振器を互いに隔てている遮断線路とを備え、
上記多段共振器を成す複数の共振器を、ＥＨ _１１δ モードを共振モードとする共振器としたことを特徴としている。
【００１０】
この発明では、上記伝送線路の遮断周波数と、上記帯域阻止フィルタまたは高域フィルタの特性との相互関係を、上記遮断線路を用いて調整することができる。その結果、上記帯域阻止フィルタや高域フィルタを構成する共振器の不要モードや遮断周波数近傍の不要波を除去することができ、その通過帯域を数ＧＨｚの広帯域にまで設定できる。
【００１１】
また、一実施形態の帯域フィルタ装置は、上記帯域阻止フィルタまたは高域フィルタは、上記伝送線路に対して縦続接続されている。
【００１２】
この一実施形態では、帯域阻止フィルタまたは高域フィルタが、伝送線路に対して縦続接続されているので、フィルタの遮断特性を急峻にすることができる。または、特定の周波数成分を大きく減衰させることができる。
【００１３】
また、他の実施形態の帯域フィルタ装置は、
上記帯域阻止フィルタまたは高域フィルタを構成する共振器が、セラミックで作製されていることを特徴としている。
【００１４】
この実施形態では、上記帯域阻止フィルタまたは高域フィルタを構成する共振器が、セラミックで作製されているので、小型で低損失の帯域フィルタ装置を提供できる。
【００１５】
また、一実施形態の帯域フィルタ装置は、上記帯域阻止フィルタまたは高域フィルタを構成する共振器は、ＥＨモードを、共振モードとした。
【００１６】
この実施形態では、上記セラミック共振器の共振モードとして、ＥＨモードを用いることによって、ミリ波帯まで適用できる広帯域の超高周波フィルタ装置を実現できる。
【００１７】
また、他の実施形態の帯域フィルタ装置は、上記伝送線路を、非放射性誘電体線路とした。
【００１８】
この実施形態では、上記伝送線路を、非放射性誘電体線路としたことによって、小型で低損失の帯域フィルタ装置を実現できる。
【００１９】
また、一実施形態の帯域フィルタ装置は、この帯域フィルタの共振周波数よりも低域側に表れる不要共振周波数ffc'が、上記伝送線路の遮断周波数ｆcよりも低く設定されている。
【００２０】
この実施形態では、
(不要共振周波数ffc')＜(伝送線路の遮断周波数ｆc)
としたので、伝送線路の遮断効果を利用して、共振器の不要共振を除去することができる。
【００２１】
また、他の実施形態の帯域フィルタ装置は、この帯域フィルタの共振周波数よりも低域側に表れる不要共振周波数ffc'が、上記伝送線路の遮断周波数ｆcよりも低く設定されていて、光速をｃ₀とし、上記伝送線路を形成する誘電体材料の比誘電率をεｒとすると、上記伝送線路の高さａと幅ｂとが、次の(１)式の関係を有する。

【００２２】
この実施形態では、上記(１)式で示されるように、伝送線路の高さａと幅ｂを設定することによって、伝送線路としてＮＲＤガイド(非放射性誘電体線路)を用いる場合において、伝送線路の遮断効果を用いて共振器の不要共振を除去できる。
【００２３】
また、一実施形態の送信装置は、単一または複数の映像信号に対し、請求項１に記載の帯域フィルタ装置と、上記映像信号をアップコンバートする手段とを備える。
【００２４】
この実施形態では、複数の帯域の信号を多重化してアップコンバートした広帯域伝送に用いることができる送信装置を実現できる。
【００２５】
また、他の実施形態の送受信装置は、単一または複数の映像信号に対し、請求項１に記載の帯域フィルタ装置と、上記映像信号をアップコンバートする手段とを備える。
【００２６】
この実施形態では、複数の帯域の信号を多重化してアップコンバートした広帯域伝送に用いることができる送受信装置を実現できる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下、この発明を図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００２８】
〔第１の参考例〕
図１に、この発明の帯域フィルタ装置の参考例を示す。この参考例では、遮断周波数を有する伝送線路として、ＮＲＤガイド(非放射性誘電体線路)からなる入力線路１ａと出力線路１ｂを採用した。
【００２９】
図１に示すように、この参考例では、導電体基板７ｂ上に、入力線路１ａとモードサプレッサ２ａと多段共振器４と出力用モードサプレッサ２ｂと出力線路１ｂとが略直線状に配置され、これらは、上記導電体基板７ｂとこの基板７ｂに対して所定間隙を隔てて平行に配置されたもう１つの導電体基板７ａとの間に格納されている。
【００３０】
図２に詳細に示すように、上記多段共振器４は、５個の円柱状誘電体共振器４ａ,４ｂ,４ｃ,４ｄ,４ｅからなる。この５個の共振器４ａ〜４ｅは、互いに所定間隙を隔てており、各間隙は、遮断線路６,６,６,６を構成している。また、上記共振器４ａとモードサプレッサ２ａとの間隙および上記共振器４ｅとモードサプレッサ２ｂとの間隙も、遮断線路６,６を構成している。
【００３１】
さらに、上記モードサプレッサ２ａの傍らには、所定間隙を隔てて帯域阻止フィルタ３ａが配置されており、この帯域阻止フィルタ３ａと上記モードサプレッサ２ａとの間隙が、遮断線路５ａを構成している。一方、上記モードサプレッサ２ｂの傍らには、所定間隙を隔てて帯域阻止フィルタ３ｂが配置されており、この帯域阻止フィルタ３ｂと上記モードサプレッサ２ｂとの間隙が、遮断線路５ｂを構成している。
【００３２】
上記帯域阻止フィルタ３ａ,３ｂは、低域遮断特性を急峻にする、もしくは、ある特定の周波数における信号を抑える。また、遮断線路５ａは、入力線路１ａと帯域阻止フィルタ３ａとの結合量を調節し、遮断線路５ｂは、出力線路１ｂと帯域阻止フィルタ３ｂとの結合量を調節する。
【００３３】
上記各共振器４ａ〜４ｅは、図４に示すように、セラミック円柱９ａと、このセラミック円柱９ａを軸方向の両側から挟むテフロン円柱９ｂと９ｃとで構成される中軸体９０と、この中軸体９０が挿入されるテフロン製の管９ｄからなる。このテフロン製の管９ｄは、これら円柱９ａ,９ｂ,９ｃの軸芯ずれを防止すると共に、気密性を高める役割を果す。上記セラミック円柱９ａは、低損失セラミック材料で作製されており、上記テフロン円柱９ｂ,９ｃはセラミック円柱９ａと同一の直径と高さを有する。この第１実施形態では、上記中軸体９０の高さを、上記導電体基板７ａと７ｂとの間隙寸法と同一もしくは０.９％増しの寸法に設定した。
【００３４】
また、この参考例では、上記ＮＲＤガイドからなり、伝送線路をなす入力線路１ａおよび出力線路１ｂの高さａと幅ｂと、この伝送線路の遮断周波数ｆｃとは、次の関係式(１)で規定される。

この式(１)において、ｃ₀は光速、εｒは上記伝送線路を構成する材料の比誘電率である。
【００３５】
この参考例では、この式(１)で算出される入,出力線路(伝送線路)１ａ,１ｂの遮断周波数ｆｃが、この参考例の帯域フィルタの共振周波数よりも低域側に現れる不要共振周波数ｆｆｃ'よりも高くなるように、上記ＮＲＤガイドの材料や形状(高さａ,幅ｂ,比誘電率εｒ)を設定した。これにより、不要共振を除去できる。
【００３６】
次に、上記多段共振器４を構成する共振器４ａ〜４ｅにおける共振モードを説明する。この参考例では、図５(Ｂ)に示すように、ＨＥモードの共振電磁界となる。このＨＥモードでは、セラミック円柱９ａを縦,横に貫通する電気力線１０,磁力線１１が存在する。なお、この発明では、図５(Ｂ)に示すＨＥモードに替えて、図５(Ｃ)に示すＥＨモードを採用してもよい。このＥＨモードでは、電気力線１０は、セラミック円柱９ａの断面において対向する両端部分で略環状に存在し、磁力線１１は、上記両端部分の間を一端から他端に向って延びる複数の磁力線となる。なお、図５(Ａ)に示す分布は、従来例における電気力線１０と磁力線１１の分布であり、電気力線１０は、セラミック円柱９ａの断面において環状に分布し、磁力線１１は上記断面において縦横に延在している。なお、上述の各モードは、周方向,半径方向,高さ方向への分布に応じてさらに細分化され、このようなモード次数は、このモード名の後に、周方向,半径方向,高さ方向の順にそれぞれ添え字で記述される。
【００３７】
ところで、従来例で採用されていた最も低損失なＴＥ_0n _δモードでは、動作周波数が数ＧＨｚ以上になると、電磁界の集中が良いことに起因して、線路と共振器との負荷Ｑが低くとれなくなっていた。また、共振器間の結合係数も同様の理由で高くとれなくなり、その結果、ミリ波帯での利用を想定したＴＥ_0n _δモード超高周波平面帯域フィルタでは、数ＧＨｚを越える帯域を有するものは実現が困難となっていた。
【００３８】
これに対し、本発明の実施形態では、ＴＥ_0n _δモードよりも電磁界の集中度の弱いＥＨ_nm _δモードを利用することによって、帯域幅の広い超高周波平面型帯域フィルタを実現できた。
【００３９】
〔第２の参考例〕
次に、図３に、この発明の帯域フィルタ装置の第２の参考例を示す。この第２参考例は、第１の参考例の帯域阻止フィルタ３ａ,３ｂに代えて、入出力線路１ａ,１ｂの先端に、高域フィルタ８ａ,８ｂを形成した点だけが、前述の第１の参考例と異なる。
【００４０】
この高域フィルタ８ａ,８ｂは、入出力線路１ａ,１ｂの幅ｂよりも小さな幅を有している。また、高域フィルタ８ａ,８ｂは、入出力線路１ａ,１ｂの高さａと同じ高さを有している。
【００４１】
この第２の参考例では、高域フィルタ８ａ,８ｂによって、第１の参考例に比べて、低域側の遮断周波数特性を急峻にできる。また、この高域フィルタ８ａ,８ｂの特性を、特定の周波数の信号を遮断するように設計することで、特性周波数の信号を除去することができる。この場合、高域フィルタ８ａ,８ｂを形成する入出力線路１ａ,１ｂの幅ｂは、前述の式(１)で算出される。
【００４２】
次に、図６(Ａ),(Ｂ),(Ｃ)に、帯域フィルタ装置の構成例を示す。図６(Ａ)は、前述の第１の参考例の構成に相当し、伝送線路１ａと１ｂとの間に、帯域阻止フィルタ１４と帯域通過フィルタ１３と帯域阻止フィルタ１４とが縦続接続されている。また、図６(Ｃ)は、前述の第２参考例の構成に相当し、伝送線路１ａと１ｂとの間に、高域通過フィルタ１２ａと帯域通過フィルタ１３と高域通過フィルタ１２ａとが縦続接続されている。さらに、図６(Ｂ)に示すように、伝送線路１ａと１ｂとの間に、帯域阻止フィルタ１４と帯域通過フィルタ１３とを並列接続した構成としてもよい。
【００４３】
【実施例】
次に、上記第１参考例の具体的な実施例として、フィルタの動作周波数を６０ＧＨｚとし、共振モードを、ＥＨ₁₁ _δモードとした本発明の実施形態となる帯域フィルタ装置の構成を説明する。この実施例では、多段共振器４を構成する共振器４ａ〜４ｅとして、比誘電率εｒが２１のセラミック円柱９ａを用い、その直径を２ｍｍとし、高さを０.３３ｍｍとした。また、テフロン円柱９ｂ,９ｃの直径を２ｍｍとし、高さを０.９６ｍｍとした。また、テフロン管９ｄの内径を２.０ｍｍとし外径を２.２ｍｍとした。
【００４４】
そして、平行導体板７ａと７ｂとの間隙は、２.２５ｍｍとし、ＮＲＤガイドを構成する入,出力線路１ａ,１ｂはテフロンで作製し、その高さを２.２５ｍｍとし、幅を２.５ｍｍとした。
【００４５】
図７に、共振器間の間隙を横軸とし、負荷Ｑを縦軸とした負荷Ｑ特性図を示す。この実施例では、図７に、ＥＨモード共振器の特性で示すように、従来のＴＥモード共振器に比べて、負荷Ｑを低減できた。また、図８に、共振器間の間隔を横軸とし、結合係数を縦軸とした特性図を示す。図８に、ＥＨモードの特性で示すように、従来のＴＥモードに比べて、セラミック共振器間の結合係数を十分に大きくとれることが判明した。
【００４６】
すなわち、このＥＨ₁₁ _δモード共振器を用いた実施例によれば、従来のＴＥ₀₂ _δモード共振器を用いた帯域フィルタに比べて、帯域幅の広い超高周波平面型帯域フィルタを実現できた。
【００４７】
なお、ＥＨ_nm _δモードやＨＥ_nm _δモードでは、ＴＥ_0n _δモードに比べて、共振器の損失が多少大きく、その結果、フィルタの挿入損失が増加することが懸念されたが、フィルタの帯域幅とその挿入損失とは反比例の関係にあるので、帯域の広いフィルタを設計する限り、本発明のフィルタで損失が増加する問題は回避できる。
【００４８】
次に、上記ＥＨ₁₁ _δモード共振器を５段用いたＮＲＤガイド超高周波平面型帯域フィルタの周波数特性を、図９に示す。図９を参照すれば分かるように、帯域幅２.５ＧＨｚと広帯域な性能が得られた。また、挿入損失は、帯域内で１ｄＢ以下と小さい。また、図１０に、上記帯域フィルタに、中心周波数が５８.９６６ＧＨｚの帯域阻止フィルタを縦続接続した帯域フィルタ装置の周波数特性を示す。この帯域フィルタ装置は、５９.９５９ＧＨｚを中心として、１.８０５ＧＨｚの帯域幅を有し、５８.９６６ＧＨｚ以下の周波数帯で大きな減衰を達成した。本フィルタ装置の特性は、ＶＨＦ,ＵＨＦ,ＢＳ,ＣＳテレビ信号、あるいは、ＣＡＴＶ信号をミリ波帯にアップコンバートする多重映像伝送超高周波送信機およびトランシーバに適用できる水準にある。
【００４９】
尚、上記第１,第２参考例では、入出力線路１ａ,１ｂをＮＲＤガイドで構成した。
【００５０】
また、上記参考例では、伝送線路１ａ,１ｂと共振器４間に、遮断線路５ａ,５ｂを形成し、共振器４ａ,４ｂ,４ｃ,４ｄ,４ｅ間に遮断線路６,６,６,６,６,６を形成したが、この遮断線路は、遮断周波数が極めて高い状態のものであれば良い。たとえば、空隙の他に、極めて幅の薄い誘電体片を用いることができる。
【００５１】
【発明の効果】
以上より明らかなように、この発明の帯域フィルタ装置は、遮断周波数を有する非放射性誘電体伝送線路と、この非放射性誘電体伝送線路の先端に設けられたモードサプレッサと、帯域阻止フィルタまたは高域フィルタと、複数の共振器から成る多段共振器と、上記複数の共振器を互いに隔てている遮断線路とを備え、上記多段共振器を成す複数の共振器を、ＥＨ _１１δ モードを共振モードとする共振器とした。この発明では、上記伝送線路の遮断周波数と、上記帯域阻止フィルタまたは高域フィルタの特性との相互関係を、上記遮断線路を用いて調整することができる。その結果、上記帯域阻止フィルタや高域フィルタを構成する共振器の不要モードや遮断周波数近傍の不要波を除去することができ、その通過帯域を数ＧＨｚの広帯域にまで設定できる。
【００５２】
また、一実施形態の帯域フィルタ装置は、上記帯域阻止フィルタまたは高域フィルタは、上記伝送線路に対して縦続接続されているので、フィルタの遮断特性を急峻にすることができる。または、特定の周波数成分を大きく減衰させることができる。
【００５３】
また、他の実施形態では、上記帯域阻止フィルタまたは高域フィルタを構成する共振器が、セラミックで作製されているので、小型で低損失の帯域フィルタ装置を提供できる。
【００５４】
また、一実施形態は、上記帯域阻止フィルタまたは高域フィルタを構成する上記セラミック共振器の共振モードとして、ＥＨ_nm _δモードを用いることによって、ミリ波帯まで適用できる広帯域の超高周波フィルタ装置を実現できる。
【００５５】
また、他の実施形態の帯域フィルタ装置は、上記伝送線路を、非放射性誘電体線路としたことによって、小型で低損失の帯域フィルタ装置を実現できる。
【００５６】
また、一実施形態は、(不要共振周波数ffc')＜(伝送線路の遮断周波数ｆc)としたので、伝送線路の遮断効果を利用して、共振器の不要共振を除去することができる。
【００５７】
また、他の実施形態の帯域フィルタ装置は、この帯域フィルタの共振周波数よりも低域側に表れる不要共振周波数ffc'が、上記伝送線路の遮断周波数ｆcよりも低く設定されていて、光速をｃ₀とし、上記伝送線路を形成する誘電体材料の比誘電率をεｒとすると、上記伝送線路の高さａと幅ｂとが、次の(１)式の関係を有する。

この実施形態では、上記(１)式で示されるように、伝送線路の高さａと幅ｂを設定することによって、伝送線路としてＮＲＤガイド(非放射性誘電体線路)を用いる場合において、伝送線路の遮断効果を用いて共振器の不要共振を除去できる。
【００５８】
また、一実施形態の送信装置は、単一または複数の映像信号に対し、この発明の帯域フィルタ装置と、上記映像信号をアップコンバートする手段とを備えるので、複数の帯域の信号を多重化してアップコンバートした広帯域伝送に用いることができる。
【００５９】
また、他の実施形態の送受信装置は、単一または複数の映像信号に対し、この発明の帯域フィルタ装置と、上記映像信号をアップコンバートする手段とを備えるので、複数の帯域の信号を多重化してアップコンバートした広帯域伝送に用いることができる送受信装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の帯域フィルタの第１参考例の構成を示す斜視図である。
【図２】上記第１参考例の要部拡大図である。
【図３】この発明の帯域フィルタの第２参考例の構成を示す斜視図である。
【図４】上記第１,第２参考例で用いられる多段共振器４を構成する共振器の構造を説明する模式図である。
【図５】図５(Ａ)は従来の帯域フィルタ装置で採用されるＴＥモードでの電磁界分布を示す図であり、図５(Ｂ)は本発明の上記参考例で採用されるＨＥモードでの電磁界分布を示す図であり、図５(Ｃ)は本発明で採用されるＥＨモードでの電磁界分布を示す図である。
【図６】図６(Ａ)は、本発明の第１参考例で採用された構成を示すブロック図であり、図６(Ｂ)は、本発明で採用できる他の構成を示すブロック図であり、図６(Ｃ)は、本発明の第２参考例で採用された構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の実施形態(ＥＨモード共振器)と従来例(ＴＥモード共振器)における負荷Ｑ特性図である。
【図８】本発明の実施形態(ＥＨモード共振器)と従来例(ＴＥモード共振器)における結合係数特性図である。
【図９】本発明の実施例であるＥＨ₁₁ _δモード共振器を５段用いたＮＲＤガイド超高周波平面型帯域フィルタの周波数帯域特性図である。
【図１０】本発明の上記実施例の帯域フィルタに、帯域阻止フィルタを縦続接続した帯域フィルタ装置の周波数特性を示す。
【符号の説明】
１ａ…入力線路、１ｂ…出力線路、２ａ,２ｂ…モードサプレッサ、
３ａ,３ｂ…帯域阻止フィルタ、４…多段共振器、
４ａ〜４ｅ…円柱状誘電体共振器、５ａ,５ｂ…遮断線路、
６…遮断線路、７ａ,７ｂ…導電体基板、８ａ,８ｂ…高域フィルタ、
９ａ…セラミック円柱、９ｂ,９ｃ…テフロン円柱、９ｄ…テフロン製の管、
１０…電気力線、１１…磁力線、１３…帯域通過フィルタ、
１４…帯域阻止フィルタ。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a planar band-pass filter device suitable for an ultra-high frequency band called a microwave or millimeter wave whose frequency ranges from 3 GHz to about 300 GHz, and a transmission device and a transmission / reception device using the band-pass filter device.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as a band-pass filter device operating in the super-high frequency band, the one disclosed in Japanese Utility Model Laid-Open No. 1-126709, or the one reported in 1985 Electromagnetic Communication Society Microwave Research Material (MW85-66) There is.
[0003]
The former band filter device is a TE mode or TM mode resonator formed by surrounding a dielectric with a conductor wall, and the conductor wall is formed of a high-temperature superconductor. Thereby, there is no energy loss and an ideal Q value can be obtained. As a result, the characteristics of electronic parts such as a band pass filter are improved.
[0004]
Further, the latter band-pass filter device is an ultra-high frequency band filter formed by using a ceramic resonator in a millimeter-wave band of 50 GHz, and the ultra-high frequency band filter can be reduced in size and reduced in loss.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, when the TE _0n _δ mode or the TM mode is used as the resonance mode of the ceramic resonator as in the former band filter device, there is a problem that it is difficult to widen the filter band to several GHz. Furthermore, since the concentration of the electromagnetic field on the ceramic resonator increases as the frequency approaches the millimeter wave band, this tendency becomes remarkable.
[0006]
In addition, as in the latter band-pass filter device, it is difficult to remove unnecessary waves near the cut-off frequency and unnecessary modes of the resonator by simply arranging several ceramic resonators.
[0007]
As described above, the conventional band-pass filter device is a millimeter wave band filter that eliminates unnecessary modes of the resonator and unnecessary waves near the cut-off frequency and uses a ceramic resonator. There is a problem that it cannot be set to a wide band of GHz.
[0008]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a band-pass filter device that can remove unnecessary waves in the resonator and unnecessary waves near the cut-off frequency and set the passband to a wide band of several GHz. It is another object of the present invention to provide a small-sized and ultra-high-frequency high-performance transmitter and transmitter / receiver using the band filter device.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a bandpass filter device of the present invention includes a nonradiative dielectric transmission line having a cutoff frequency, a mode suppressor provided at the tip of the nonradiative dielectric transmission line, a bandstop filter, or a high frequency band. Bei example a filter, a multi-stage resonator consisting of a plurality of resonators, and a cut-off line that separates from each other the plurality of resonators,
The plurality of resonators _{constituting the} multistage resonator are resonators having an EH _11δ mode as a resonance mode .
[0010]
In this invention, the correlation between the cutoff frequency of the transmission line and the characteristics of the band rejection filter or the high-pass filter can be adjusted using the cutoff line. As a result, unnecessary modes of the resonators constituting the band-stop filter and the high-pass filter and unnecessary waves near the cutoff frequency can be removed, and the pass band can be set to a wide band of several GHz.
[0011]
In one embodiment, the band-stop filter or the high-pass filter is cascaded to the transmission line.
[0012]
In this embodiment, since the band rejection filter or the high-pass filter is cascade-connected to the transmission line, the cutoff characteristic of the filter can be made steep. Alternatively, a specific frequency component can be greatly attenuated.
[0013]
In addition, the band-pass filter device of another embodiment is
The resonator constituting the band-stop filter or the high-pass filter is made of ceramic.
[0014]
In this embodiment, since the resonator constituting the band-stop filter or the high-pass filter is made of ceramic, a small-sized and low-loss band-pass filter device can be provided.
[0015]
Further, band-pass filter device of one embodiment, resonator constituting the band-stop filter or a high pass filter, the E H mode, and a resonant mode.
[0016]
In this embodiment, by using the EH mode as the resonance mode of the ceramic resonator, a broadband ultra-high frequency filter device that can be applied up to the millimeter wave band can be realized.
[0017]
In the band-pass filter device of another embodiment, the transmission line is a non-radiative dielectric line.
[0018]
In this embodiment, the transmission line is a non-radiative dielectric line, thereby realizing a small and low-loss band-pass device.
[0019]
In the band filter device according to the embodiment, the unnecessary resonance frequency ffc ′ appearing on the lower frequency side than the resonance frequency of the band filter is set lower than the cutoff frequency fc of the transmission line.
[0020]
In this embodiment,
(Unnecessary resonance frequency ffc ') <(transmission line cut-off frequency fc)
As a result, unnecessary resonance of the resonator can be removed by utilizing the blocking effect of the transmission line.
[0021]
Further, in the band-pass filter device of another embodiment, the unnecessary resonance frequency ffc ′ appearing on the lower frequency side than the resonance frequency of the band-pass filter is set lower than the cutoff frequency fc of the transmission line, and the speed of light is c. _If the relative dielectric constant of the dielectric material forming the transmission line is εr, the height a and the width b of the transmission line have the following relationship (1).

[0022]
In this embodiment, as shown in the above equation (1), by setting the height a and the width b of the transmission line, when using an NRD guide (non-radiative dielectric line) as the transmission line, the transmission line Unnecessary resonance of the resonator can be removed by using the blocking effect.
[0023]
In addition, a transmission device according to an embodiment includes the bandpass filter device according to claim 1 and means for up-converting the video signal with respect to a single or a plurality of video signals.
[0024]
In this embodiment, it is possible to realize a transmission apparatus that can be used for wideband transmission in which signals of a plurality of bands are multiplexed and up-converted.
[0025]
Moreover, the transmission / reception apparatus of other embodiment is provided with the band filter apparatus of Claim 1 with respect to the single or several video signal, and the means to upconvert the said video signal.
[0026]
In this embodiment, it is possible to realize a transmission / reception apparatus that can be used for wideband transmission in which signals of a plurality of bands are multiplexed and up-converted.
[0027]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the illustrated embodiments.
[0028]
[First Reference Example ]
FIG. 1 shows a reference example of the band-pass filter device of the present invention. In this reference example , an input line 1a and an output line 1b made of an NRD guide (nonradiative dielectric line) are employed as transmission lines having a cutoff frequency.
[0029]
As shown in FIG. 1, in this reference example , the input line 1a, the mode suppressor 2a, the multistage resonator 4, the output mode suppressor 2b, and the output line 1b are arranged substantially linearly on the conductor substrate 7b. These are stored between the conductive substrate 7b and another conductive substrate 7a arranged in parallel with a predetermined gap with respect to the substrate 7b.
[0030]
As shown in detail in FIG. 2, the multistage resonator 4 includes five cylindrical

dielectric resonators

4a, 4b, 4c, 4d, and 4e. The five resonators 4 a to 4 e are separated from each other by a predetermined gap, and each gap constitutes a

cutoff line

6, 6, 6, 6. Further, the gap between the resonator 4a and the mode suppressor 2a and the gap between the resonator 4e and the mode suppressor 2b also constitute the

cutoff lines

6 and 6.
[0031]
Further, a band rejection filter 3a is disposed beside the mode suppressor 2a with a predetermined gap therebetween, and the gap between the band rejection filter 3a and the mode suppressor 2a constitutes a cutoff line 5a. On the other hand, a band rejection filter 3b is disposed beside the mode suppressor 2b with a predetermined gap therebetween, and the gap between the band rejection filter 3b and the mode suppressor 2b constitutes a cutoff line 5b.
[0032]
The

band rejection filters

3a and 3b make the low-frequency cutoff characteristic steep or suppress signals at a specific frequency. The cutoff line 5a adjusts the coupling amount between the input line 1a and the band rejection filter 3a, and the cutoff line 5b regulates the coupling amount between the output line 1b and the band rejection filter 3b.
[0033]
As shown in FIG. 4, each of the resonators 4 a to 4 e includes a ceramic cylinder 9 a, a medium shaft body 90 composed of

Teflon cylinders

9 b and 9 c sandwiching the ceramic cylinder 9 a from both sides in the axial direction, and the medium shaft body It consists of a tube 9d made of Teflon into which 90 is inserted. The tube 9d made of Teflon serves to prevent the misalignment of the

cylinders

9a, 9b, and 9c and to increase the airtightness. The ceramic cylinder 9a is made of a low-loss ceramic material, and the

Teflon cylinders

9b and 9c have the same diameter and height as the ceramic cylinder 9a. In the first embodiment, the height of the intermediate shaft 90 is set to be the same as or 0.9% higher than the gap between the conductor substrates 7a and 7b.
[0034]
In this reference example , the height a and the width b of the input line 1a and the output line 1b, which are composed of the NRD guide and form the transmission line, and the cutoff frequency fc of the transmission line are expressed by the following relational expression (1). It is prescribed by.

In this equation (1), c ₀ is the speed of light, and εr is the relative dielectric constant of the material constituting the transmission line.
[0035]
In this reference example , the cutoff frequency fc of the input and output lines (transmission lines) 1a and 1b calculated by the equation (1) is an unnecessary resonance frequency that appears on the lower frequency side than the resonance frequency of the bandpass filter of this reference example. The material and shape (height a, width b, relative dielectric constant εr) of the NRD guide were set so as to be higher than fff ′. Thereby, unnecessary resonance can be removed.
[0036]
Next, resonance modes in the resonators 4a to 4e constituting the multistage resonator 4 will be described. In this reference example, as shown in FIG. 5 (B), the resonance electromagnetic field of HE mode. In this HE mode, there are electric lines of force 10 and lines of magnetic force 11 penetrating the ceramic cylinder 9a vertically and horizontally. In the present invention, the EH mode shown in FIG. 5C may be adopted instead of the HE mode shown in FIG. In this EH mode, the electric lines of force 10 are present in an annular shape at both ends facing each other in the cross section of the ceramic cylinder 9a, and the magnetic lines of force 11 are a plurality of magnetic lines of force extending from one end to the other end between the both ends. Become. The distribution shown in FIG. 5A is a distribution of the electric lines of force 10 and the lines of magnetic force 11 in the conventional example. The electric lines of force 10 are distributed annularly in the cross section of the ceramic cylinder 9a, and the lines of magnetic force 11 are in the above cross section. It extends vertically and horizontally. Each mode described above is further subdivided according to the distribution in the circumferential direction, radial direction, and height direction, and such mode order is given in the circumferential direction, radial direction, height direction after this mode name. Each is described with a subscript.
[0037]
By the way, in the lowest loss TE _0n _δ mode employed in the conventional example, when the operating frequency is several GHz or more, the load Q between the line and the resonator is low due to good concentration of the electromagnetic field. I couldn't take it. In addition, the coupling coefficient between the resonators cannot be increased for the same reason, and as a result, a TE _0n _δ mode super-high frequency plane band filter assumed to be used in the millimeter wave band has a band exceeding several GHz. Has become difficult.
[0038]
In contrast, in embodiments of the present invention, by than TE _0n _[delta] mode utilizing weak have E H _nm _[delta] mode degree of concentration of the electromagnetic field, could realize a wide microwave planar band filter bandwidth .
[0039]
[Second Reference Example ]
Next, FIG. 3 shows a second reference example of the band-pass filter device of the present invention. The second reference example is different from the first embodiment in that the high-pass filters 8a and 8b are formed at the tips of the input /

output lines

1a and 1b in place of the

band rejection filters

3a and 3b of the first reference example . Different from the reference example .
[0040]
The high-pass filters 8a and 8b have a width smaller than the width b of the input /

output lines

1a and 1b. The high-pass filters 8a and 8b have the same height as the height a of the input /

output lines

1a and 1b.
[0041]
In the second reference example , the high-pass filters 8a and 8b can sharpen the cut-off frequency characteristic on the low frequency side compared to the first reference example . Further, by designing the characteristics of the high-pass filters 8a and 8b so as to cut off a signal having a specific frequency, the signal having the characteristic frequency can be removed. In this case, the width b of the input /

output lines

1a and 1b forming the high-pass filters 8a and 8b is calculated by the above-described equation (1).
[0042]
Next, FIG. 6 (A), the in (B), (C), shows a configuration example of a band-pass filter device. FIG. 6A corresponds to the configuration of the first reference example described above, and the band rejection filter 14, the band pass filter 13, and the band rejection filter 14 are cascaded between the

transmission lines

1a and 1b. Yes. 6C corresponds to the configuration of the second reference example described above, and a high-pass filter 12a, a band-pass filter 13, and a high-pass filter 12a are cascaded between the

transmission lines

1a and 1b. It is connected. Further, as shown in FIG. 6 (B), a band rejection filter 14 and a band pass filter 13 may be connected in parallel between the

transmission lines

1a and 1b.
[0043]
【Example】
Next, as a specific example of the first reference example , the configuration of the band-pass filter device according to the embodiment of the present invention in which the filter operating frequency is 60 GHz and the resonance mode is the EH ₁₁ _δ mode will be described. In this embodiment, a ceramic cylinder 9a having a relative dielectric constant εr of 21 is used as the resonators 4a to 4e constituting the multistage resonator 4, and its diameter is 2 mm and its height is 0.33 mm. The diameters of the

Teflon cylinders

9b and 9c were 2 mm, and the height was 0.96 mm. The inner diameter of the Teflon tube 9d was 2.0 mm, and the outer diameter was 2.2 mm.
[0044]
The gap between the parallel conductor plates 7a and 7b is 2.25 mm, the input and

output lines

1a and 1b constituting the NRD guide are made of Teflon, the height is 2.25 mm, and the width is 2.5 mm. It was.
[0045]
FIG. 7 shows a load Q characteristic diagram with the gap between the resonators as the horizontal axis and the load Q as the vertical axis. In this embodiment, as shown by the characteristics of the EH mode resonator in FIG. 7, the load Q can be reduced as compared with the conventional TE mode resonator. FIG. 8 is a characteristic diagram in which the interval between the resonators is on the horizontal axis and the coupling coefficient is on the vertical axis. As shown by the characteristics of the EH mode in FIG. 8, it has been found that the coupling coefficient between the ceramic resonators can be sufficiently increased as compared with the conventional TE mode.
[0046]
That is, according to the example using the EH ₁₁ _δ mode resonator, an ultrahigh frequency planar band filter having a wider bandwidth than the conventional band filter using the TE ₀₂ _δ mode resonator can be realized.
[0047]
In the EH _nm _[delta] mode or HE _nm _[delta] mode, as compared with the TE _0n _[delta] mode, are slightly larger loss of the resonator, as a result, it has been feared that the insertion loss of the filter increases, the bandwidth of the filter Therefore, as long as a wide-band filter is designed, the problem of increased loss in the filter of the present invention can be avoided.
[0048]
Next, FIG. 9 shows frequency characteristics of an NRD guide ultrahigh frequency planar bandpass filter using five stages of the EH ₁₁ _δ mode resonator. As can be seen by referring to FIG. 9, a bandwidth of 2.5 GHz was obtained. Further, the insertion loss is as small as 1 dB or less in the band. FIG. 10 shows the frequency characteristics of a band filter device in which a band rejection filter having a center frequency of 58.966 GHz is cascade-connected to the band filter. This band-pass filter device has a bandwidth of 1.805 GHz centering on 59.959 GHz, and achieves great attenuation in a frequency band of 58.966 GHz or less. The characteristics of this filter device are at a level applicable to a VHF, UHF, BS, CS television signal or a multiplex video transmission ultra-high frequency transmitter and transceiver that upconverts a CATV signal to a millimeter wave band.
[0049]
In the first and second reference examples , the input /

output lines

1a and 1b are configured by NRD guides .
[0050]
In the above reference example , the

cutoff lines

5a and 5b are formed between the

transmission lines

1a and 1b and the resonator 4, and the

cutoff lines

6, 6, 6, and 6 are formed between the

resonators

4a, 4b, 4c, 4d, and 4e. , 6 and 6 are formed, however, this cutoff line only needs to have a very high cutoff frequency. For example, in addition to the air gap, a very thin dielectric piece can be used.
[0051]
【The invention's effect】
As is apparent from the above, the bandpass filter device of the present invention includes a nonradiative dielectric transmission line having a cutoff frequency, a mode suppressor provided at the tip of the nonradiative dielectric transmission line, a bandstop filter, or a high frequency band a filter, a multi-stage resonator consisting of a plurality of resonators, e Bei a cutoff line that separates from each other the plurality of resonators, a plurality of resonators constituting the multistage resonator, a resonant mode EH _11Deruta mode It was set as a resonator . In this invention, the correlation between the cutoff frequency of the transmission line and the characteristics of the band rejection filter or the high-pass filter can be adjusted using the cutoff line. As a result, unnecessary modes of the resonators constituting the band-stop filter and the high-pass filter and unnecessary waves near the cutoff frequency can be removed, and the pass band can be set to a wide band of several GHz.
[0052]
In the band filter device of one embodiment, since the band rejection filter or the high band filter is cascade-connected to the transmission line, the cutoff characteristic of the filter can be made steep. Alternatively, a specific frequency component can be greatly attenuated.
[0053]
In another embodiment, since the resonator constituting the band-stop filter or the high-pass filter is made of ceramic, a small and low-loss band-pass filter device can be provided.
[0054]
Further, in one embodiment, a broadband ultra-high frequency filter device that can be applied up to the millimeter wave band by using the E H _nm _δ mode as a resonance mode of the ceramic resonator constituting the band-stop filter or the high-pass filter. realizable.
[0055]
Moreover, the band-pass filter apparatus of other embodiment can implement | achieve a small and low-loss band-pass filter apparatus by making the said transmission line into the nonradiative dielectric material line.
[0056]
Further, in the embodiment, since (unnecessary resonance frequency ffc ′) <(transmission line cutoff frequency fc) is satisfied, the unnecessary resonance of the resonator can be removed using the cutoff effect of the transmission line.
[0057]
Further, in the band-pass filter device of another embodiment, the unnecessary resonance frequency ffc ′ appearing on the lower frequency side than the resonance frequency of the band-pass filter is set lower than the cutoff frequency fc of the transmission line, and the speed of light is c. _If the relative dielectric constant of the dielectric material forming the transmission line is εr, the height a and the width b of the transmission line have the following relationship (1).

In this embodiment, as shown in the above equation (1), by setting the height a and the width b of the transmission line, when using an NRD guide (non-radiative dielectric line) as the transmission line, the transmission line Unnecessary resonance of the resonator can be removed by using the blocking effect.
[0058]
In addition, the transmission apparatus according to an embodiment includes the band filter device of the present invention and a means for up-converting the video signal for a single or a plurality of video signals. It can be used for up-converted broadband transmission.
[0059]
In addition, the transmission / reception apparatus according to another embodiment includes the band-pass filter device of the present invention and means for up-converting the video signal with respect to a single or a plurality of video signals. Thus, it is possible to realize a transmission / reception apparatus that can be used for wide-band transmission up-converted.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a perspective view showing a configuration of a first reference example of a bandpass filter according to the present invention.
FIG. 2 is an enlarged view of a main part of the first reference example .
3 is a perspective view showing a configuration of a second reference example of the bandpass filter of the present invention.
FIG. 4 is a schematic diagram illustrating the structure of a resonator constituting the multistage resonator 4 used in the first and second reference examples .
5A is a diagram showing an electromagnetic field distribution in a TE mode employed in a conventional bandpass filter device, and FIG. 5B is a HE mode employed in the above reference example of the present invention. FIG. 5C is a diagram showing the electromagnetic field distribution in the EH mode employed in the present invention.
6 (A) is a block diagram showing a configuration adopted in the first reference example of the present invention, and FIG. 6 (B) is a block diagram showing another configuration that can be adopted in the present invention. FIG. 6C is a block diagram showing a configuration adopted in the second reference example of the present invention.
FIG. 7 is a load Q characteristic diagram in an embodiment (EH mode resonator) of the present invention and a conventional example (TE mode resonator).
FIG. 8 is a coupling coefficient characteristic diagram in an embodiment (EH mode resonator) of the present invention and a conventional example (TE mode resonator).
FIG. 9 is a frequency band characteristic diagram of an NRD guide ultrahigh frequency planar band-pass filter using five stages of EH ₁₁ _δ mode resonators according to an embodiment of the present invention.
FIG. 10 shows frequency characteristics of a band-pass filter device in which band-stop filters are cascade-connected to the band-pass filter of the above embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
1a ... input line, 1b ... output line, 2a, 2b ... mode suppressor,
3a, 3b ... band-stop filter, 4 ... multistage resonator,
4a to 4e: cylindrical dielectric resonators, 5a, 5b: cutoff lines,
6 ... Cut-off line, 7a, 7b ... Conductor substrate, 8a, 8b ... High pass filter,
9a ... Ceramic cylinder, 9b, 9c ... Teflon cylinder, 9d ... Teflon tube,
10 ... Electric field lines, 11 ... Magnetic field lines, 13 ... Band pass filter,
14: Band stop filter.

Claims

A non-radiative dielectric transmission line having a cutoff frequency, a mode suppressor provided at a tip of the non-radiative dielectric transmission line, a band-stop filter or a high-pass filter, a multistage resonator including a plurality of resonators, and e Bei a cutoff line that separates the plurality of resonators to one another,
A band-pass filter device characterized in that the plurality of resonators _{constituting the} multistage resonator are resonators having an EH _11δ mode as a resonance mode .

The bandpass filter device according to claim 1,
The band-pass filter device, wherein the band-stop filter or the high-pass filter is cascade-connected to the transmission line.

The bandpass filter device according to claim 1,
A band-pass filter device, wherein the resonator constituting the band-stop filter or the high-pass filter is made of ceramic.

The bandpass filter device according to claim 3,
The resonator constituting the band-stop filter or the high-pass filter has the EH mode as a resonance mode.

The bandpass filter device according to claim 1,
An unnecessary resonance frequency ffc ′ appearing on a lower frequency side than a resonance frequency of the band filter is set to be lower than a cutoff frequency fc of the transmission line.

The bandpass filter device according to claim 1 ,
An unnecessary resonance frequency ffc ′ that appears on the lower side of the resonance frequency of the band filter is set lower than the cutoff frequency fc of the transmission line,
When the speed of light is c ₀ and the relative dielectric constant of the dielectric material forming the transmission line is εr, the height a and the width b of the transmission line have the following relationship (1). A bandpass filter device.

A transmission apparatus comprising: the band-pass filter device according to claim 1; and means for up-converting the video signal with respect to a single or a plurality of video signals.

A transmission / reception apparatus comprising: the bandpass filter device according to claim 1; and means for up-converting the video signal with respect to a single or a plurality of video signals.