JP3953189B2 - Control device for permanent magnet type synchronous motor - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、位置センサや速度センサを有することなく停止時からの起動を可能にする永久磁石形同期電動機の制御装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
図2に従来の技術のブロック線図の一例を示す。図中、1は永久磁石形同期電動機、2は永久磁石形同期電動機1に印可される一次電圧v1を検出する電圧検出器、3は永久磁石形同期電動機1に流れる一次電流i1を検出する電流検出器、4は永久磁石形同期電動機1に電力を供給する電力変換器である。
7は電流成分変成器であり、電流検出器3の出力i1及び推定された永久磁石の方向θgを入力して推定された永久磁石の方向θgに平行なd軸電流成分idおよび垂直なq軸電流成分iqを出力する。
8は電圧成分変換器であり、電圧検出器2の出力v1及び推定された永久磁石の方向θgを入力して前記推定された永久磁石の方向θgに平行なd軸電圧成分vd及び垂直なq軸電圧成分vqを出力する。
【0003】
6は、高調波重畳器であり、d軸電流成分idに重畳する高調波電流のd軸電流指令idcを出力する。電流制御器5は、d軸電流成分id及びq軸電流成分iqがd軸電流指令idc及びq軸電流指令iqc(=0)に追従するような制御信号を電力変換器4に出力する。
22は位置推定器であり、d軸電流成分id、q軸電流成分iq及びq軸電圧成分vqを入力して永久磁石の方向θgを出力する。
【0004】
位置推定器22中12は微分器であり、q軸電流成分iqを微分する。13はインダクタンス分電圧降下演算器であり、微分器12の出力と永久磁石の方向に垂直な軸の永久磁石形同期電動機1のインダクタンスLqとの積を出力する。
14は抵抗分電圧降下演算器であり、q軸電流成分iqと永久磁石形同期電動機1の電機子抵抗Rとの積を出力する。
15は加算器であり、インダクタンス分電圧降下演算器13の出力と抵抗分電圧降下演算器14の出力との和を出力する。16は減算器であり、加算器15の出力とq軸電圧成分vqとの差を出力する。17は微分器であり、減算器16の出力を微分する。18は位置誤差検出器であり、微分器17の出力dvqとd軸電流成分idとの積Δωを出力する。19は低域通過フィルタであり、位置誤差検出器18の出力Δωに含まれる直流成分Δωfを出力する。
【0005】
20は比例積分増幅器であり、低域通過フィルタ19の出力Δωfを入力して永久磁石形同期電動機1の回転速度ωgを出力する。21は積分器であり、回転速度ωgを積分して永久磁石の方向θgを出力する。
【0006】
以下は、従来の技術について永久磁石形同期電動機の回転速度ωgと永久磁石の方向θgとの推定原理を説明する。
図3は永久磁石形同期電動機の実際の永久磁石φgrの方向θgrと推定された永久磁石φgの方向θgの関係をベクトルで表したもので、これらの間に
【0007】
【数1】
【0008】
の位置誤差Δθがある場合、d軸電流成分idとq軸電流成分iqが、
【0009】
【数2】
【0010】
に制御されているとすると、一次電流i1の中で実際の永久磁石φgrの方向θgrに平行なdr軸電流成分idr及び垂直なqr軸電流成分iqrは、
【0011】
【数3】
【0012】
で表される。
ここで、Iは電流の波高値、ωは電流の角周波数、tは時間である。
【0013】
永久磁石形同期電動機の特性方程式は、次式で表される。
【0014】
【数4】
【0015】
ここで、vdrは一次電圧v1の中で実際の永久磁石φgrの方向θgrに平行なdr軸電圧成分、vqrは一次電圧v1の中で実際の永久磁石φgrの方向θgrに垂直なqr軸電圧成分、pは微分演算子、Ldは永久磁石形同期電動機のインダクタンスで永久磁石の方向に平行な軸のインダクタンス、ωgrは永久磁石形同期電動機の実際の回転速度、φは永久磁石の磁束の大きさである。
停止時のdr軸電圧成分vdrとqr軸電圧成分vqrは(4)式、(5)式、(6)式と(7)式より、
【0016】
【数5】
【0017】
となる。
従って、推定された永久磁石φgの方向θg及び垂直なq軸電圧成分vqは、(8)式と(9)式により、
【0018】
【数6】
【0019】
と表される。
【0020】
位置誤差検出器18の出力Δωは、d軸電流成分idとq軸電圧成分vqを微分した値との積なので、
【0021】
【数7】
【0022】
と表される。従って、低域通過フィルタ19の出力ΔωfであるΔωの直流成分は、
【0023】
【数8】
【0024】
となる。Lq>Ldなので(12)式よりΔθ>0の場合はΔωf<0、
Δθ<0の場合はΔωf>0となることが分かる。つまり推定している永久磁石の方向θgが実際の方向θgrよりも進んでいる場合は、Δωf<0となり比例積分増幅器20によって推定された永久磁石形同期電動機の回転速度ωgが小さくなるのでθgの進みが遅くなり実際の方向に一致するようになる。
逆の場合も同様である。
【0025】
【発明が解決しようとする課題】
(12)式によりΔωfは−sin(2・Δθ)と比例関係にあることから永久磁石の磁束の方向を推定できることを説明したが、それは位置誤差Δθが
−90度<Δθ<90度である場合に限られる。すなわち永久磁石形同期電動機が停止している場合等、永久磁石の方向が分からない場合、最初の位置誤差Δθが±90度以上あると推定される永久磁石の磁束の方向θgは±180度の位置誤差Δθを持ってしまう。
【0026】
さらに最初の位置誤差Δθが±90度付近の場合、Δωfが不安定となり永久磁石の方向を推定できなくなる。
本発明は上述した点に鑑みて創案されたもので、その目的とするところは、これらの欠点を解決し、位置誤差Δθが−90度<Δθ<90度以外でも永久磁石の方向を推定することができ、さらに位置誤差Δθが±90度付近の場合に
Δωfが不安定になることも解消できる永久磁石形同期電動機の制御装置を提供するものである。
【0027】
【課題を解決するための手段】
つまり、その目的を達成するための手段は、請求項1に示す如く、永久磁石形同期電動機の推定された永久磁石の方向に平行な一次電流の成分に高調波を重畳して、検出された前記永久磁石形同期電動機の一次電流と一次電圧より前記推定された永久磁石の方向を修正できる位置推定器を持つ永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記永久磁石形同期電動機の一次電流を、推定された永久磁石の方向に平行なd軸電流成分及び垂直なq軸電流成分に分けて出力する電流成分変換器と、前記永久磁石形同期電動機の一次電圧を、推定された永久磁石の方向に平行なd軸電圧成分及び垂直なq軸電圧成分に分けて出力する電圧成分変換器と、前記永久磁石形同期電動機が停止した状態で、前記推定された永久磁石に平行な一次電流成分を直流成分のない高調波成分のみとし、前記推定された永久磁石の方向に垂直な方向の一次電流成分を零としたときに前記電圧成分変換器出力のd軸電圧成分の振幅の大きさが所定値より大きい場合は前記推定された永久磁石の方向を90度進めるか90度遅らせるように前記位置推定器を修正するdq軸判定器と、前記d軸電流成分が正の時のd軸電圧成分の平均値が、d軸電流成分が負の時のd軸電圧成分の平均値より大きい場合に前記推定された永久磁石の方向を180度進めた値になるように前記位置推定器を修正する磁極判定器とを具備するものである。
【0028】
【発明の実施の形態】
図1に請求項1に対する本発明の一実施例のブロック線図を示し、以下この図に基づいて説明する。なお、図2と同一符号で示す部分は、同一構成、同一機能を有するが、ここではその説明は省略する。
図1中、10はdq軸判定器であり、d軸電圧成分vdの振幅の大きさが所定値より大きい場合は推定された永久磁石の方向θgを90度進めるか遅らせるように位置推定器9の出力を修正する。11は磁極判定器であり、d軸電流成分idが正の時のd軸電圧成分vdの平均値がd軸電流成分idが負の時のd軸電圧成分vdの平均値より大きい場合に前記推定された永久磁石の方向θgを180度進めた値になるように位置推定器9の出力を修正する。位置推定器9は、位置推定器22にdq軸判定器10と磁極判定器11とによる前記推定された永久磁石の方向θgを修正する機能を加えたものである。
【0029】
以下は本発明によって、前記問題点を解決できる理由を説明する。推定された永久磁石φgの方向θgと平行な成分のd軸電圧成分vdは、(8)式と(9)式により、
【0030】
【数9】
【0031】
と表される。(13)式よりd軸電圧成分vdの振幅の大きさは、Lq>Ldの関係から位置誤差Δθが±90度に近づくほど大きくなる。よって、d軸電圧成分vdの振幅の大きさを所定値と比較して、d軸電圧成分vdの振幅の大きさが所定値より大きければ、推定された永久磁石の方向θgを90度進めるかもしくは遅らせる。
【0032】
永久磁石の方向θgが正しく推定されている場合の永久磁石形同期電動機のインダクタンスLdは、d軸電流成分idが正ならd軸電流成分idによる磁束と永久磁石の磁束の方向θgとが等しくなり、インダクタンスLdが小さくなる。逆に、d軸電流成分idが負ならd軸電流成分idによる磁束と永久磁石の磁束の方向θgとが逆方向となりインダクタンスLdが大きくなる磁気飽和現象が発生する。よって、永久磁石の方向θgに180度の位置誤差Δθがある場合は、d軸電流成分idが正ならインダクタンスLdは大きくなり、d軸電流成分idが負ならインダクタンスLdは小さくなることは明らかである。そこで、d軸電流指令idc=I・sin(ω・t)、q軸電流指令iqc=0に制御した時、d軸電流成分idが正の時のd軸電圧成分vdの平均値とd軸電流成分idが負の時のd軸電圧成分vdの平均値を比較することで180度の位置誤差Δθがあるかどうかを判定することができる。
【発明の効果】
本発明により、位置センサなしで永久磁石形同期電動機の停止時の永久磁石の方向を推定することが可能になった。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施例を表すブロック図である。
【図2】従来方式の一実施例を表すブロック図である。
【図3】本発明の原理を説明するためのベクトル図である。
【符号の説明】
1 永久磁石形同期電動機
2 電圧検出器
3 電流検出器
4 電力変換器
5 電流制御器
6 高調波重畳器
7 電流成分変換器
8 電圧成分変換器
9 位置推定器
10 dq軸判定器
11 磁極判定器
12 微分器
13 インダクタンス分電圧降下演算器
14 抵抗分電圧降下演算器
15 加算器
16 減算器
17 微分器
18 位置誤差検出器
19 低域通過フィルタ
20 比例積分増幅器
21 積分器
22 位置推定器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a controller for a permanent magnet synchronous motor that can be started from a stop without having a position sensor or a speed sensor.
[0002]
[Prior art]
FIG. 2 shows an example of a conventional block diagram. In the figure, 1 is a permanent magnet type synchronous motor, 2 is a voltage detector for detecting a primary voltage v1 applied to the permanent magnet type
7 is a current component transformer, which receives the output i1 of the
A
[0003]
[0004]
12 in the
A resistance voltage drop calculator 14 outputs a product of the q-axis current component iq and the armature resistance R of the permanent magnet type
An adder 15 outputs the sum of the output of the inductance
[0005]
[0006]
In the following, the estimation principle of the rotational speed ωg of the permanent magnet type synchronous motor and the direction θg of the permanent magnet will be described with respect to the prior art.
FIG. 3 shows the relationship between the direction θgr of the actual permanent magnet φgr of the permanent magnet type synchronous motor and the direction θg of the estimated permanent magnet φg as a vector.
[Expression 1]
[0008]
When there is a position error Δθ of d-axis current component id and q-axis current component iq,
[0009]
[Expression 2]
[0010]
In the primary current i1, the dr-axis current component idr parallel to the direction θgr of the actual permanent magnet φgr and the qr-axis current component iqr perpendicular to
[0011]
[Equation 3]
[0012]
It is represented by
Here, I is the peak value of the current, ω is the angular frequency of the current, and t is the time.
[0013]
The characteristic equation of the permanent magnet type synchronous motor is expressed by the following equation.
[0014]
[Expression 4]
[0015]
Here, vdr is a dr-axis voltage component parallel to the direction θgr of the actual permanent magnet φgr in the primary voltage v1, and vqr is a qr-axis voltage component perpendicular to the direction θgr of the actual permanent magnet φgr in the primary voltage v1. , P is the differential operator, Ld is the inductance of the permanent magnet type synchronous motor and the inductance of the axis parallel to the direction of the permanent magnet, ωgr is the actual rotational speed of the permanent magnet type synchronous motor, φ is the magnitude of the magnetic flux of the permanent magnet It is.
The dr-axis voltage component vdr and the qr-axis voltage component vqr at the time of stop are expressed by the equations (4), (5), (6), and (7),
[0016]
[Equation 5]
[0017]
It becomes.
Therefore, the estimated direction θg of the permanent magnet φg and the vertical q-axis voltage component vq are expressed by the equations (8) and (9):
[0018]
[Formula 6]
[0019]
It is expressed.
[0020]
The output Δω of the
[0021]
[Expression 7]
[0022]
It is expressed. Therefore, the DC component of Δω that is the output Δωf of the low-pass filter 19 is
[0023]
[Equation 8]
[0024]
It becomes. Since Lq> Ld, from equation (12), when Δθ> 0, Δωf <0,
It can be seen that Δωf> 0 when Δθ <0. That is, when the estimated direction θg of the permanent magnet is ahead of the actual direction θgr, Δωf <0, and the rotational speed ωg of the permanent magnet type synchronous motor estimated by the
The same applies to the reverse case.
[0025]
[Problems to be solved by the invention]
The equation (12) explained that Δωf is proportional to −sin (2 · Δθ), so that the direction of the magnetic flux of the permanent magnet can be estimated. However, the positional error Δθ is −90 degrees <Δθ <90 degrees. Limited to cases. That is, when the direction of the permanent magnet is unknown, such as when the permanent magnet type synchronous motor is stopped, the direction θg of the magnetic flux of the permanent magnet that is estimated to have an initial position error Δθ of ± 90 degrees or more is ± 180 degrees. It has a position error Δθ.
[0026]
Further, when the initial position error Δθ is around ± 90 degrees, Δωf becomes unstable and the direction of the permanent magnet cannot be estimated.
The present invention was devised in view of the above points, and its object is to solve these drawbacks and estimate the direction of the permanent magnet even when the position error Δθ is other than −90 degrees <Δθ <90 degrees. In addition, the present invention provides a controller for a permanent magnet type synchronous motor that can eliminate the instability of Δωf when the position error Δθ is around ± 90 degrees.
[0027]
[Means for Solving the Problems]
In other words, the means for achieving the object is detected by superimposing harmonics on the component of the primary current parallel to the direction of the estimated permanent magnet of the permanent magnet type synchronous motor, as shown in
[0028]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows a block diagram of an embodiment of the present invention corresponding to claim 1 and will be described below with reference to this figure. Note that portions denoted by the same reference numerals as those in FIG. 2 have the same configuration and the same function, but the description thereof is omitted here.
In FIG. 1,
[0029]
Hereinafter, the reason why the above-described problem can be solved by the present invention will be described. The d-axis voltage component vd, which is a component parallel to the estimated direction θg of the permanent magnet φg, is expressed by the following equations (8) and (9):
[0030]
[Equation 9]
[0031]
It is expressed. From the equation (13), the magnitude of the amplitude of the d-axis voltage component vd increases as the position error Δθ approaches ± 90 degrees from the relationship of Lq> Ld. Therefore, the magnitude of the amplitude of the d-axis voltage component vd is compared with a predetermined value. If the magnitude of the amplitude of the d-axis voltage component vd is larger than the predetermined value, the estimated direction θg of the permanent magnet is advanced by 90 degrees. Or delay.
[0032]
If the d-axis current component id is positive, the inductance Ld of the permanent magnet synchronous motor when the direction θg of the permanent magnet is correctly estimated is equal to the magnetic flux direction θg of the d-axis current component id and the magnetic flux direction of the permanent magnet. Inductance Ld becomes small. Conversely, if the d-axis current component id is negative, a magnetic saturation phenomenon occurs in which the magnetic flux due to the d-axis current component id and the direction θg of the permanent magnet magnetic flux are reversed and the inductance Ld increases. Therefore, when there is a position error Δθ of 180 degrees in the direction θg of the permanent magnet, it is clear that the inductance Ld increases if the d-axis current component id is positive, and the inductance Ld decreases if the d-axis current component id is negative. is there. Therefore, when the d-axis current command idc = I · sin (ω · t) and the q-axis current command iqc = 0 are controlled, the average value of the d-axis voltage component vd when the d-axis current component id is positive and the d-axis By comparing the average value of the d-axis voltage component vd when the current component id is negative, it can be determined whether or not there is a position error Δθ of 180 degrees.
【The invention's effect】
The present invention makes it possible to estimate the direction of the permanent magnet when the permanent magnet type synchronous motor is stopped without a position sensor.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing an example of a conventional method.
FIG. 3 is a vector diagram for explaining the principle of the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
Claims (1)
Priority Applications (1)
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JP15220598A JP3953189B2 (en) | 1998-05-15 | 1998-05-15 | Control device for permanent magnet type synchronous motor |
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPH11332279A JPH11332279A (en) | 1999-11-30 |
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JP15220598A Expired - Lifetime JP3953189B2 (en) | 1998-05-15 | 1998-05-15 | Control device for permanent magnet type synchronous motor |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2020088978A (en) * | 2018-11-20 | 2020-06-04 | 株式会社日立産機システム | Electric power conversion device |
-
1998
- 1998-05-15 JP JP15220598A patent/JP3953189B2/en not_active Expired - Lifetime
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