JP3948367B2 - Wireless communication method for wireless communication device, wireless communication method for wireless communication system, wireless communication system, and wireless communication device - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a communication system for attaining desired reception quality while preventing an average transmission power from being increased even on the occurrence of propagation path gain variations for a comparatively short period. <P>SOLUTION: The wireless communication system controls the transmission power so as to decrease the transmission power when the propagation path gain is decreased and increase the transmission power when the propagation path gain is increased so as to relieve data missing due to reduction in the transmission power through error correction. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信システムの無線送信電力の制御方法に関するもので、特に移動通信システムに適用して好適である。
【0002】
【従来の技術】
無線通信システムにおいて、所望の受信品質を得るために、無線通信機の送信電力の制御を行う技術が知られている。例えば、USP5,267,262には、CDMA移動通信システムにおいて、基地局で端末からの信号受信電力を測定し、所望の値より小さい場合に送信電力を増加指示、大きい場合に送信電力減少指示を移動局に対して送信し、移動局は前記、送信電力制御指示に従い送信電力を制御することにより、基地局における受信電力をほぼ一定に保つ技術が開示されている。
【0003】
また、USP5,559,790には、基地局が既知の電力で送信するパイロット信号の受信品質を移動局が測定し、その測定結果に基づき受信品質が悪い場合には受信品質が良い場合に比べて大きな送信電力を要求する送信電力制御信号を基地局に送信し、基地局はこの送信電力制御信号に基づき前記移動局に向けた信号の送信電力を制御することにより、移動局における基地局からの信号受信品質をほぼ一定に保つ技術が開示されている。
【0004】
これらの技術は何れも、受信側における受信電力や品質を一定となるように制御することを目的としている。すなわち、以上の従来の技術による送信電力制御方法では、受信品質を一定化し、伝搬路の利得変動に起因する受信品質の劣化や不必要に過大な送信電力によるシステム内の干渉を防止している。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、移動局の移動に伴い発生する比較的短周期の伝搬路利得変動であるフェージングが存在する場合、従来の技術を用いると、瞬時的に伝搬路利得が小さくなったときに非常に大きな送信電力となってしまい、平均送信電力が増加してしまう。平均送信電力の増加は、システム全体に与える相互干渉を増加させ、システム全体の通信スループットの低下を招く。また、端末においては平均送信電力の増加は消費電力を増加させ、通話可能時間が短くなってしまう。
【0006】
また、平均送信電力を増加させなかった場合には、平均受信電力が減少し、それに伴う受信品質(SN比, SNR)の劣化により通信路の容量が低下してしまう。すなわち、通信可能な最大データレートが低下することになる。
【0007】
【課題を解決するための手段】
本発明の一側面においては、伝搬路利得が大きくなったときに送信電力を増加させ、伝搬路利得が小さくなったときに送信電力を減少させるように制御する。
伝搬路利得が小さいときに送信電力を下げたことにより発生する受信データの品質のばらつきや受信データの欠落をターボ符号に代表されるような強力な誤り訂正符号にて救済する。
【0008】
本発明のその他の側面については、発明の実施の形態において明らかにされる。
【0009】
【発明の実施の形態】
まず、本発明の電力制御アルゴリズムについて説明する。
【0010】
いま、図1のように伝搬路利得が変動した場合を考える。すなわち、時刻t1, t2, t3, t4における利得をそれぞれ2, 1, 1/3, 2/3で平均利得が1となるような伝搬路を考える。受信側で図2のように電力1で一定の雑音が加わるとすると、これは等価的に送信側で図3に示すように時刻t1, t2, t3, t4においてそれぞれ電力1/2, 1, 3, 3/2の雑音が加わったことと等価である。すなわち、伝搬路利得の変動は等価的に雑音電力の変動とみなすことが可能である。
【0011】
一方、通信路の容量Cは、理論的にはC=W log2(1+S/N)となることが知られている。ここで、Cは1秒あたりに伝送可能なビット数、Wは周波数帯域幅、Sは信号電力、Nは雑音電力、log2(x)は2を底とするxの対数とする。従って、上記のように時間変動する伝搬路における通信路容量は、時刻tにおける信号電力S(t), 雑音電力をN(t)とすると、C=Ave(W log2(1+S(t)/N(t)))となる。ここでAve(x)はxの時間平均を表すものとする。従って、電力制御によってS(t)を時間的に変化させると通信路容量が変化することになる。本発明では通信路容量をなるべく大きくするように送信電力を制御する。具体的には、以下のようにする。
【0012】
いま、平均送信電力、すなわちS(t)の時間平均Ave(S(t))を一定とした場合に通信路容量Cを最大化するS(t)について考える。Ave(S(t))が一定であるから、ある時刻の送信電力を増加させると他の時刻の送信電力は減少させなくてはならない。ここで、前記通信路容量の定義式よりSの微小増加に対するCの増加率はdC/dS=W/log(2)/(N+S)であるから、一定の電力を時間方向に分配するときにN+Sが最も小さいところに送信電力を分配することが通信路容量を最も増加させることになる。このようにN+Sが最も小さなところに順次送信電力を分配していくと、最終的に全ての電力を分配し終わった時にはN+Sは一定、かつ、達成されたS+NよりもNが大きい時間帯にはSは全く分配されないようになり、この状態が最も通信路容量が大きいことになる。
【0013】
ここで、受信機が受ける雑音電力を時間の関数Nr(t), 伝搬路利得を時間の関数g(t)とおくと、送信側で見た等価雑音電力N(t)は、N(t) = Nr(t)/g(t)となる。従って、前記通信路容量を最大とする送信電力S(t)は、N(t) + S(t) = Nr(t)/g(t) + S(t) = P_const. (一定)という条件を満たす。すなわち、S(t) = P_const - Nr(t)/g(t)となるように制御すれば良い。但し、S(t)<0となる場合は実際の送信電力は0とする(つまり送信を停止する)。なお、P_constを大きくすれば平均送信電力および通信路容量が増加する。逆に、P_constを小さくすれば平均送信電力および通信路容量が減少する。従って、所望の通信路容量が得られる値にP_constを決定すれば良い。
【0014】
例えば、図1に示す伝搬路利得変動の下で平均送信電力を1とした場合、送信電力制御結果は図4に示すようになる。図中、太線で囲まれた部分が信号電力、細線で囲まれた部分が雑音電力である。すなわち、時刻t1, t2, t3, t4における送信電力は、それぞれ11/6, 4/3, 0, 5/6とする。平均送信電力は
(11/6 + 4/3 + 0 + 5/6)/4 = 1
となっており、また、図4の送信電力制御の結果を受信側で見たときの受信電力は図5に示すとおり、時刻t1, t2, t3, t4においてそれぞれ11/3, 4/3, 0, 5/9となる。
【0015】
一方、従来技術による電力制御では、受信電力もしくは受信品質を一定に保つため、図6に示すように雑音電力に比例した送信電力となるよう制御することとなる。すなわち時刻t1, t2, t3, t4における送信電力は、それぞれ1/3, 2/3, 2, 1となる。平均送信電力は、
(1/3 + 2/3 + 2 + 1)/4 = 1
となっており、また、図6の電力分配(送信電力制御)の結果を受信側で見たときの受信電力は図7に示すとおり、時刻t1, t2, t3, t4においてそれぞれ2/3, 2/3, 2/3, 2/3となる。
【0016】
図8に伝搬路利得の変動に対する送信電力の制御を比較する。横軸が伝搬路利得、縦軸が送信電力制御結果としての送信電力を示す。図中、丸印が本発明、菱形が従来の技術である。すなわち、従来の送信電力制御では通信路利得と送信電力は反比例の関係にあり、通信路利得が低下すると送信電力を増大させ、通信路利得が増加すると送信電力を低減しているのに対し、本発明では逆に、通信路利得が低下すると送信電力を低下させ、通信路利得が増加すると送信電力を増加させている。
【0017】
また、本発明による送信電力制御にて達成される通信路容量は
C=W(log2(1+11/3)+log2(1+4/3)+log2(1+0)+log2(1+5/9))/4
=1.02W
となる。一方、従来の技術による送信電力制御にて達成される通信路容量は
C=W log2(1+2/3) = 0.737W
となる。
【0018】
これらよりここに示した例では、本発明の電力制御によれば従来の電力制御方法に比して通信路容量が1.38 (=1.02/0.737)倍に増加する。一方、従来の送信電力制御方式を用いて、前記、本発明を適用した場合の通信路容量と同一の通信路容量を達成するためには、1.02 = log2(1+1.028)であるからS/N=1.028が必要であり、前記従来の送信電力制御で達成されたS/N=2/3の1.54(=1.028/(2/3))倍の平均送信電力が必要となる。従って、本発明により、同一の通信路容量を達成するための送信電力は、従来の技術を用いる場合の0.649倍に低減される。
【0019】
以上、理論的に通信路容量を最大化する送信電力制御アルゴリズムについて述べたが、厳密に上記アルゴリズムに従わなくてもほぼ同等の効果を得ることができる。すなわち、図8に示す伝搬路利得と送信電力の関係を近似する関数を用いて送信電力を行うことも可能である。この関数は全体として正の傾きを持っているものが望ましく、例えば、送信電力を伝搬路利得に比例させるような単純なものでもほぼ同様の効果を得ることができる。
【0020】
なお、前記送信電力を決定するアルゴリズムS(t) = P_const - Nr(t)/g(t)によれば、伝搬路利得が図9に示すように時刻t0でステップ状に増加した場合、送信電力は図10(a)のようにやはりステップ状に変化する。また、制御遅延が発生した場合などには図10(b)のようにある立上り時間をもって変化する。
【0021】
図10(a), (b)の制御では、伝搬路利得が大きい基地局に近い場所に移動局が位置するときに通信路容量が大きく、逆に基地局から遠い場所に移動局が位置するときに通信路容量が小さくなる。この差がシステム設計上好ましくない場合は、例えば
P_const = C0 Ave(Nr(t))/Ave(g(t))
のように現在の通信路状況の平均的な利得と雑音電力を用いてP_constを比較的ゆっくり制御することが実際的である。ここで、C0は定数とする。これにより、基地局からの距離によらずにほぼ一定の通信路容量を得ながら通信路の短時間的な変動に対して前記電力制御が適用される。
【0022】
この場合、前記図9に示す伝搬路利得変動に対して、
図10(c), (d)に示すように、短時間的には前記図10(a), (b)と
同様な送信電力となり、その後、従来の電力制御と同様に
伝搬路利得変動を打消す送信電力に徐々に近づくような
応答を示す。
【0023】
以上の電力制御によれば、通信路容量が時間的に変動することになる。従来の電力制御では受信品質を一定化することで通信路容量を一定化していたため、通信路はAWGN(Additive White Gaussian Noise, 加法性白色雑音)に近い特性となるため、AWGN通信路に適した誤り訂正符号が適していた。これに対し、前記の電力制御では受信品質が大きくばらつくき、一部の受信データは欠落に近い状態となる。従って、比較的短い時間周期の変動に対しては、インタリーブにより受信品質のばらつきの時間相関性を排除し、更にターボ符号などの強力な誤り訂正符号を適用し、その冗長性を利用して受信品質の悪い受信データを受信品質の良い受信データで救済することが好ましい。ターボ符号に代わってLDPC(Low Density Parity Check)符号や積符号などを適用することも好ましい。より一般的には符号語を構成する多数のビットが複雑に連鎖した依存関係を持ち、復号の途中結果を用いて再度復号を行う繰返し復号の適用によって高い誤り訂正能力が得られることが知られている誤り訂正符号を適用することが好ましい。
また、ある程度の時間(例えば誤り訂正符号の符号化単位やインタリーブ単位に相当する時間)にわたって受信品質の悪い状態が続くと誤り訂正による救済はできない。従って、ある程度の時間にわたって受信品質が良く通信路容量が平均以上のときは、ビットレートを制御して高ビットレートにて通信を行い、逆に受信品質が悪く通信路容量が平均以下の時は低ビットレートにて通信を行うことが好ましい。
【0024】
また、P_constの算出に用いるAve(Nr(t)), Ave(g(t))の平均時間を略通信路符号化を行う単位に一致させることにより明示的なビットレートの制御を行わなくても平均的なビットレートを向上させることが可能となり、一定のビットレートが要求されるシステムに適する。
【0025】
以降、上記アルゴリズムを実施するためのシステム及び装置構成について説明する。
【0026】
図30に本発明のシステム構成を示す。複数の移動局3,4,5が無線を介して基地局1,2と通信を行い、基地局1,2は基地局制御局6の制御の下、前記移動局どうし、もしくは、固定網に属する通信機器と通信を確立する。
【0027】
図11に本発明の信側無線通信機の構成、図13に本発明の信無線通信機の構成を示す。ここで、本発明の送信電力制御によりその送信電力が制御される無線通信機を送信側無線通信機、他方を受信側無線通信機としている。図30に示すシステム構成上、移動局、基地局のどちらの局がどちらの無線通信機であってもよく、基地局を送信側無線通信機とするなら下り信号の送信電力制御を行うことになり、逆に移動局を送信側無線通信機とするなら上り信号の送信電力制御を行うことになる。
【0028】
図11でアンテナより受信された信号は無線周波数回路101にてベースバンド帯域の信号に変換される。このベースバンド帯域の信号は、復調器102にて検波等の復調処理が施され、通信路復号化器121にて誤り訂正される。一方、前記ベースバンド帯域の信号は電力信号生成部105に入力され、前記電力制御アルゴリズムに従った送信電力制御信号を生成する。この送信電力制御信号は、第3パイロット信号生成部130で生成される第3パイロット信号、並びに誤り訂正符号化器106、インタリーバ107にて通信路符号化を受けたデータ信号と多重化器109にて多重化される。この多重化された信号は、例えば図14のような形式になる。303がデータ信号、304が電力制御信号、305が第3のパイロット信号であり、図中、横方向が時間、縦方向が符号分割に用いられる符号を表し、時間多重、符号分割多重等の多重方法で多重されている。前記、多重された信号は変調器110にて変調され、無線周波数回路101を介して無線伝搬路に送出される。
【0029】
受信側無線通信機から送出された信号は、図13に示す送信側無線通信機にて受信される。101,102,103,104の動作は受信側無線通信機と同様である。送信電力制御部111は前記電力制御信号304を抽出し、この抽出された送信電力制御信号304に従った送信電力を算出する。一方、通信路符号化器122で符号化された送信データは第2パイロット信号生成手段108にて生成される第2パイロット信号と多重化器112で多重され、送信電力可変手段113に入力される。送信電力可変手段113は前記送信電力制御部111から指定された送信電力になるよう信号振幅を可変する。送信電力可変手段113の出力は第1のパイロット信号生成手段114にて所定の電力に設定された第1のパイロット信号と多重化器115にて多重化され、図12に示すような形式の信号となる。図12において301は第1のパイロット信号、302は第2のパイロット信号、303はデータ信号である。
【0030】
図12に示すように、様々な多重形式が可能である。また、第1のパイロット信号301(P0)は前記送信電力制御部111による電力制御を受けず、所定の電力で送信される。一方、第2のパイロット信号302はデータ信号303とともに前記電力制御を受けて送信される。図12の形式に多重された信号は、変調器110で変調され、無線周波数回路101を介して無線伝搬路に送出される。
【0031】
受信側無線通信機における送信電力信号生成部105、および送信側無線通信機における送信電力生成部111は、例えばそれぞれ図15、図16のように構成される。図15の送信電力信号生成部は、第1のパイロット信号分離手段201、第2のパイロット信号分離手段205にてそれぞれ第1のパイロット信号、第2のパイロット信号を分離し、前記S(t) = P_const - Nr(t)/g(t)において、P_const = C0 Ave(Nr(t))/Ave(g(t))となる送信電力に対して、現在の送信電力が大きいか小さいかを比較器211にて判定し、大きい場合に送信電力の減少、小さい場合に送信電力の増加を指示する送信電力制御信号304を生成する。従って、図16の送信電力制御部は前期送信電力制御信号304を抽出し、この送信電力制御信号に従って現在の送信電力を増減する。なお、図15において雑音電力は第2のパイロット信号から求めているが、第1のパイロット信号から求めることも可能である(点線)。 前記、誤り訂正符号化器106の構成例を図31に示す。図31はターボ符号の符号化を行うもので、入力された送信データをデータレートの情報に従って符号化を行い、符号化結果を出力する。入力された送信データは再帰的畳み込み符号器E1(231)にて畳み込み符号化され、信号Y1となる。また、前記送信データは、インタリーバ230でデータ順序を入れ替えた後、別の再帰的畳み込み符号器E2(232)にて畳み込み符号化され、信号Y2となる。その後、元の送信データX(もしくはU), Y1, Y2をパラレル−シリアル(P/S)変換器233にて一つの信号にまとめられ、符号化結果を出力する。 前記、誤り訂正復号器104の構成例を図32に示す。図32は図31のターボ符号器により符号化された信号に対応する誤り訂正復号器であり、受信信号とデータレートの情報に従って繰返し復号により誤り訂正復号を行い、復号結果U''を出力する。入力された受信信号は、シリアル−パラレル(S/P)変換器234にて前記パラレル−シリアル(P/S)変換器233と逆の動作により、U', Y1', Y2'に分離される。軟判定復号器D1(235)は、分離されたU', Y1'を用いて前記再帰的畳み込み符号器E1(231)に対応した軟判定復号処理を行う。軟判定復号器D1(235)による復号結果は、インタリーバ237を介して軟判定復号器D2(238)に入力される。一方、前記シリアル−パラレル(S/P)変換器234の出力U'をインタリーバ236にてデータ順序を入れ替え、前記軟判定復号器D2(238)に入力される。ここで、インタリーバ236, 237は図31中のインタリーバ230と同じ順序入れ替え規則に従う。軟判定復号器D2(238)は、前記シリアル−パラレル(S/P)変換器234の出力Y2'、前記インタリーバ236の出力、前記インタリーバ237の出力を用いて軟判定復号を行い、復号結果を出力する。軟判定復号器D2(238)の復号結果はデインタリーバ239に入力され、データの順序を入れ替える。デインタリーバ239は前記インタリーバ230, 236, 237と逆の動作によりデータの順序を戻すように働く。デインタリーバ239の出力は前記軟判定復号器D1(235)に入力され、再度復号処理が実施される。このように軟判定復号器D1(235), D2(238)をそれぞれ繰返し交互に通過して復号精度を向上させる。十分な回数の復号を行った後、軟判定復号器D1(235), D2(238)いずれかの復号結果を最終的な復号結果として出力する。図31, 図32はターボ符号を用いた例であるが、前述の通り、繰返し復号処理によって高い誤り訂正能力を発揮できるLDPC符号や積符号などの誤り訂正符号に対応した誤り訂正符号化器、誤り訂正復号器であっても良い。 以上の実施形態において、前述のようにある程度の時間にわたって通信路容量が平均以上のときは、ビットレートを制御して高ビットレートにて通信を行い、逆に通信路容量が平均以下の時は低ビットレートにて通信を行うことが好ましい。このためには図13の通信路符号化器122と図11の通信路復号化器121にかえて、それぞれ図17、図18に示すような通信路符号化器及び通信路復号化器を用いればよい。図17に示す通信路符号化器は、データレート指示により指定されたデータレートで符号化を行う誤り訂正符号化器106と、データレート指示により指定されたデータレートに関する情報であるデータレート情報を生成し、その情報を出力するレート情報生成部123と、誤り訂正符号化器106の出力をインタリーブ処理するインタリーブ部107と、インタリーブ部107の出力と、レート情報生成部123の出力とを多重する多重化部124とを有する。また、図18に示す通信路復号化器は、受信した信号からデータレート情報を分離するレート情報分離部125と、データレート情報が分離された残りのデータをデインタリーブするデインタリーブ部103と、分離されたデータレート情報に基づき、デインタリーブ部の出力を復号化する誤り訂正復号器104とを有する。
【0032】
送信電力制御部105は、図19に示すような構成することも可能である。図中、関数演算部214は、入力信号の増加に対して出力が増加する関数f(x)の演算を行う。これにより、伝搬路利得が平均値より増加すると、送信電力の増加を指示する送信電力制御信号を生成する。また、雑音電力が時間によらず一定であると仮定できる場合には、図20のように簡単化が可能である。
【0033】
さらに、図21に示すように、送信側無線通信機が送出する信号に第2のパイロット信号302が含まれない場合にも、例えば図22に示す構成にて規格化送信電力S(t)/P0を求め、これを送信電力制御信号とし、図23に示す送信電力制御部にてS(t)を求めることが可能である。より単純には、図22に代えて図24の構成、図23に代えて図25の構成を用いることも可能である。
【0034】
また、図26に示すように、送信側無線通信機が送出する信号に第1のパイロット信号301が含まれない場合にも、例えば図27に示す送信電力制御信号生成部と、図16に示す送信電力制御部にてS(t)を求めることが可能である。より単純には、図27に代えて図28の構成、図16に代えて図29の構成を用いることも可能である。
【0035】
以上、上述した本発明の実施例によれば、比較的短周期の伝搬路利得変動が発生した場合においても、平均送信電力の増加を防止しながら所望の受信品質を達成する送信電力制御方法を提供することができる、
また、比較的短周期の伝搬路利得変動が発生した場合においても、通信路容量を大きく保つことができる
【0036】
【発明の効果】
本発明によれば、所要の送信電力を低下させ相互干渉が低減する。また、本発明によれば通信路容量が増大し、通信可能ビットレートの向上が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】伝搬路利得の時間変動の第1の例を説明するための図である。
【図2】雑音電力の時間変化の一例を説明するための図である。
【図3】送信端での等価雑音電力の時間変化の一例を説明するための図である。
【図4】本発明による送信電力制御の第1の例を説明するための図である。
【図5】図4に示した送信電力制御を適用した場合の受信電力の時間変化を示す図である。
【図6】従来技術による送信電力制御の一例を説明するための図である。
【図7】図6に示した送信電力制御を適用した場合の受信電力の時間変化を示す図である。
【図8】本発明による送信電力制御と従来技術による送信電力制御とにおける送信電力比較
【図9】伝搬路利得変動の第2の例を説明するための図である。
【図10】本発明による送信電力制御の第2の例を説明するための図である。
【図11】本発明による受信側無線通信機の構成例を示す図である。
【図12】本発明による送信側無線通信機の送信信号多重形式の第1の例を説明するための図である。
【図13】本発明による送信側無線通信機の構成例を説明するための図である。
【図14】本発明による受信側無線通信機の送信信号多重形式の一例を示す図である。
【図15】本発明による送信電力制御信号生成部の第1の構成例を示す図である。
【図16】本発明による送信電力制御部の第1の構成例を示す図である。
【図17】本発明によるデータレート制御機能つき符号化器の構成例を示す図である。
【図18】本発明によるデータレート制御機能つき復号器の構成例を示す図である。
【図19】本発明による送信電力制御信号生成部の第2の構成例を示す図である。
【図20】本発明による送信電力制御信号生成部の第3の構成例を示す図である。
【図21】本発明による送信側無線通信機の送信信号多重形式の第2の例を示す図である。
【図22】本発明による送信電力制御信号生成部の第4の構成例を示す図である。
【図23】本発明による送信電力制御部の第2の構成例を示す図である。
【図24】本発明による送信電力制御信号生成部の第5の構成例を示す図である。
【図25】本発明による送信電力制御部の第3の構成例を示す図である。
【図26】本発明による送信側無線通信機の送信信号多重形式の第3の例を示す図である。
【図27】本発明による送信電力制御信号生成部の第6の構成例を示す図である。
【図28】本発明による送信電力制御信号生成部の第7の構成例を示す図である。
【図29】本発明による送信電力制御部の第4の構成例を示す図である。
【図30】本発明の通信システムの構成例を説明するための図である。
【図31】本発明による送信側無線機の誤り訂正符号化器の構成例を示す図である。
【図32】本発明による受信側無線機の誤り訂正復号器の構成例を示す図である。
【符号の説明】
1,2 基地局
3,4,5 移動局
6 基地局制御局
7 固定網
101 無線周波数回路
102 復調器
103 デインタリーバ
104 誤り訂正復号器
121 通信路復号化器
105 送信電力制御信号生成部
106 誤り訂正符号化器
107 インタリーバ
109, 112, 115, 124 信号多重器
110 変調器
111 送信電力制御部
122 通信路符号化器
108 第2パイロット信号生成部
113 送信電力可変手段
114 第1パイロット信号生成部
130 第3パイロット信号生成部
301 第1パイロット信号
302 第2パイロット信号
303 データ信号
304 電力制御信号
305 第3パイロット信号
201 第1パイロット信号分離手段
202, 210 信号電力測定手段
203, 207, 223 信号平均手段
204, 212, 216, 217, 228 除算器
205 第2パイロット信号分離手段
206 雑音電力測定手段
208, 213, 215, 218, 222, 224, 226 乗算器
209, 219, 225 加算器
211 比較手段
220 電力制御信号分離手段
221 送信電力算出手段
123 データレート情報生成手段
125 データレート情報分離手段
214 関数演算手段
227 信号遅延手段
230, 236 インタリーバ
231, 232 再帰的畳み込み符号器
233 パラレル−シリアル(P/S)変換器
234 シリアル−パラレル(S/P)変換器
235, 238 軟判定復号器
239 デインタリーバ。
[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a method for controlling radio transmission power of a radio communication system, and is particularly suitable for application to a mobile communication system.
[0002]
[Prior art]
In a wireless communication system, a technique for controlling transmission power of a wireless communication device in order to obtain desired reception quality is known. For example, in USP 5,267,262, in a CDMA mobile communication system, a signal reception power from a terminal is measured at a base station, and an instruction to increase transmission power is given when it is smaller than a desired value, and an instruction to decrease transmission power when it is larger. A technique is disclosed in which the mobile station controls the transmission power according to the transmission power control instruction to keep the reception power at the base station substantially constant.
[0003]
Also, in USP 5,559,790, the mobile station measures the reception quality of the pilot signal transmitted by the base station with a known power, and when the reception quality is poor based on the measurement result, it is larger than when the reception quality is good. A transmission power control signal requesting transmission power is transmitted to the base station, and the base station controls the transmission power of the signal directed to the mobile station based on the transmission power control signal, so that the signal from the base station in the mobile station A technique for keeping reception quality substantially constant is disclosed.
[0004]
Each of these techniques aims to control the reception power and quality at the reception side to be constant. That is, with the above-described conventional transmission power control method, reception quality is made constant, and degradation of reception quality due to propagation path gain fluctuations and unnecessary interference in the system due to excessive transmission power are prevented. .
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, if there is fading, which is a relatively short-cycle propagation path gain fluctuation that occurs as the mobile station moves, using the conventional technology, a very large transmission occurs when the propagation path gain decreases instantaneously. As a result, the average transmission power increases. The increase in average transmission power increases the mutual interference given to the entire system, resulting in a decrease in communication throughput of the entire system. Further, in the terminal, an increase in average transmission power increases power consumption and shortens the available call time.
[0006]
Further, when the average transmission power is not increased, the average reception power is decreased, and the capacity of the communication path is reduced due to the deterioration of the reception quality (SN ratio, SNR). That is, the maximum data rate that can be communicated is reduced.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In one aspect of the present invention, control is performed such that the transmission power is increased when the propagation path gain is increased and the transmission power is decreased when the propagation path gain is decreased.
Variations in the quality of received data and loss of received data caused by lowering the transmission power when the channel gain is small are remedied with a powerful error correction code such as a turbo code.
[0008]
Other aspects of the present invention will be clarified in the embodiments of the present invention.
[0009]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
First, the power control algorithm of the present invention will be described.
[0010]
Consider the case where the channel gain fluctuates as shown in FIG. That is, consider a propagation path in which the average gain becomes 1 at times t1, t2, t3, and t4 and gains of 2, 1, 1/3, and 2/3, respectively. Assuming that constant noise is added at power 1 on the receiving side as shown in FIG. 2, this is equivalent to power 1/2, 1, 2, and t4 at times t1, t2, t3, and t4 as shown in FIG. Equivalent to the addition of 3, 3/2 noise. That is, the fluctuation of the propagation path gain can be equivalently regarded as the fluctuation of the noise power.
[0011]
On the other hand, it is known that the capacity C of the communication path is theoretically C = W log2 (1 + S / N). Here, C is the number of bits that can be transmitted per second, W is the frequency bandwidth, S is the signal power, N is the noise power, and log2 (x) is the logarithm of x with 2 as the base. Therefore, the channel capacity in the time-varying propagation path as described above is C = Ave (W log2 (1 + S (t)), where signal power S (t) at time t and noise power N (t) / N (t))). Here, Ave (x) represents the time average of x. Therefore, when S (t) is changed with time by power control, the channel capacity changes. In the present invention, transmission power is controlled so as to increase the channel capacity as much as possible. Specifically, it is as follows.
[0012]
Consider S (t) that maximizes the channel capacity C when the average transmission power, that is, the time average Ave (S (t)) of S (t) is constant. Since Ave (S (t)) is constant, if the transmission power at a certain time is increased, the transmission power at another time must be decreased. Here, since the rate of increase of C with respect to the slight increase of S is dC / dS = W / log (2) / (N + S) from the definition equation of the channel capacity, constant power is distributed in the time direction. Sometimes distributing transmission power where N + S is the smallest will increase the channel capacity. In this way, when the transmission power is sequentially distributed to the place where N + S is the smallest, when all the power is finally distributed, N + S is constant and N is higher than S + N achieved. S is not distributed at all in the time zone when is large, and this state has the largest channel capacity.
[0013]
Here, if the noise power received by the receiver is the time function Nr (t) and the propagation path gain is the time function g (t), the equivalent noise power N (t) seen on the transmission side is N (t ) = Nr (t) / g (t). Therefore, the transmission power S (t) that maximizes the channel capacity is a condition that N (t) + S (t) = Nr (t) / g (t) + S (t) = P_const. Meet. That is, the control may be performed so that S (t) = P_const−Nr (t) / g (t) . However, when S (t) <0, the actual transmission power is 0 (that is, transmission is stopped). If P_const is increased, average transmission power and channel capacity increase. Conversely, if P_const is reduced, the average transmission power and the channel capacity are reduced. Therefore, it is only necessary to determine P_const to a value that provides a desired communication path capacity.
[0014]
For example, when the average transmission power is 1 under the propagation path gain fluctuation shown in FIG. 1, the transmission power control result is as shown in FIG. In the figure, a portion surrounded by a thick line is signal power, and a portion surrounded by a thin line is noise power. That is, the transmission powers at times t1, t2, t3, and t4 are 11/6, 4/3, 0, and 5/6, respectively. Average transmission power is
(11/6 + 4/3 + 0 + 5/6) / 4 = 1
Also, the received power when the result of the transmission power control in FIG. 4 is viewed on the receiving side is 11/3, 4/3, and t3 at time t1, t2, t3, t4, respectively, as shown in FIG. 0, 5/9.
[0015]
On the other hand, in the power control according to the conventional technique, in order to keep the reception power or the reception quality constant, the transmission power is controlled to be proportional to the noise power as shown in FIG. That is, the transmission powers at times t1, t2, t3, and t4 are 1/3, 2/3, 2, and 1, respectively. Average transmission power is
(1/3 + 2/3 + 2 + 1) / 4 = 1
In addition, the received power when the result of power distribution (transmission power control) in FIG. 6 is viewed on the receiving side is 2/3 at time t1, t2, t3, t4, respectively, as shown in FIG. 2/3, 2/3, 2/3.
[0016]
FIG. 8 compares transmission power control with respect to fluctuations in propagation path gain. The horizontal axis represents propagation path gain, and the vertical axis represents transmission power as a transmission power control result. In the figure, circles indicate the present invention, and diamonds indicate the prior art. In other words, in the conventional transmission power control, the channel gain and the transmission power are in an inversely proportional relationship, and when the channel gain decreases, the transmission power increases, whereas when the channel gain increases, the transmission power decreases. In the present invention, conversely, when the channel gain decreases, the transmission power is reduced, and when the channel gain increases, the transmission power is increased.
[0017]
The channel capacity achieved by the transmission power control according to the present invention is
C = W (log2 (1 + 11/3) + log2 (1 + 4/3) + log2 (1 + 0) + log2 (1 + 5/9)) / 4
= 1.02 W
It becomes. On the other hand, the channel capacity achieved by the conventional transmission power control is
C = W log2 (1 + 2/3) = 0. 737 W
It becomes.
[0018]
Thus, in the example shown here, according to the power control of the present invention, the channel capacity is increased 1.38 (= 1.02 / 0.737 ) times as compared with the conventional power control method. On the other hand, using the conventional transmission power control method, in order to achieve the same channel capacity as that when the present invention is applied, 1.02 = log2 (1 + 1.028 ). N = 1.028 is required, and an average transmission power of 1.54 (= 1.028 / (2/3)) times S / N = 2/3 achieved by the conventional transmission power control is required. Therefore, according to the present invention, the transmission power for achieving the same channel capacity is reduced to 0.649 times that in the case of using the conventional technique.
[0019]
The transmission power control algorithm that theoretically maximizes the channel capacity has been described above, but substantially the same effect can be obtained without strictly following the above algorithm. That is, it is possible to perform transmission power using a function that approximates the relationship between the propagation path gain and transmission power shown in FIG. It is desirable for this function to have a positive slope as a whole. For example, even a simple function that makes the transmission power proportional to the channel gain can obtain substantially the same effect.
[0020]
Note that according to the algorithm S (t) = P_const−Nr (t) / g (t) for determining the transmission power, the transmission gain is increased when the channel gain increases stepwise as shown in FIG. 9 at time t0. The power also changes stepwise as shown in FIG. 10 (a). Further, when a control delay occurs, it changes with a certain rise time as shown in FIG. 10 (b).
[0021]
In the control of FIGS. 10 (a) and 10 (b), the channel capacity is large when the mobile station is located near the base station where the channel gain is large, and conversely the mobile station is located far from the base station. Sometimes the channel capacity becomes smaller. If this difference is undesirable in system design, for example
P_const = C0 Ave (Nr (t)) / Ave (g (t))
Thus, it is practical to control P_const relatively slowly using the average gain and noise power of the current channel condition. Here, C0 is a constant. As a result, the power control is applied to short-term fluctuations in the communication path while obtaining a substantially constant communication path capacity regardless of the distance from the base station.
[0022]
In this case, for the propagation path gain fluctuation shown in FIG.
As shown in FIGS. 10 (c) and 10 (d), the transmission power becomes the same as that shown in FIGS. 10 (a) and 10 (b) in a short time, and then the channel gain fluctuation is changed as in the conventional power control. A response that gradually approaches the canceling transmission power is shown.
[0023]
According to the power control described above, the channel capacity varies with time. In conventional power control, the channel capacity is made constant by keeping the reception quality constant, so the channel has characteristics close to AWGN (Additive White Gaussian Noise), so it is suitable for AWGN channels. An error correction code was suitable. On the other hand, in the power control described above, the reception quality varies greatly, and a part of the reception data is almost lost. Therefore, for relatively short time period fluctuations, interleaving eliminates the temporal correlation of reception quality variations, and further applies a powerful error correction code such as a turbo code, and uses that redundancy to receive data. It is preferable to relieve reception data with poor quality with reception data with good reception quality. It is also preferable to apply an LDPC (Low Density Parity Check) code or a product code in place of the turbo code. More generally, it is known that a large number of bits constituting a codeword have a complex chain of dependencies, and high error correction capability can be obtained by applying iterative decoding that performs decoding again using intermediate results of decoding. It is preferable to apply the error correction code.
In addition, if the state of poor reception quality continues for a certain period of time (for example, a time corresponding to an encoding unit or an interleaving unit of an error correction code), it cannot be remedied by error correction. Therefore, when the reception quality is good for a certain amount of time and the channel capacity is above the average, the bit rate is controlled and communication is performed at a high bit rate. Conversely, when the reception quality is poor and the channel capacity is below the average, It is preferable to perform communication at a low bit rate.
[0024]
In addition, it is not necessary to explicitly control the bit rate by making the average time of Ave (Nr (t)) and Ave (g (t)) used for calculating P_const coincide with the unit for performing substantially channel coding. It is possible to improve the average bit rate, which is suitable for a system that requires a constant bit rate.
[0025]
Hereinafter, a system and apparatus configuration for executing the above algorithm will be described.
[0026]
FIG. 30 shows the system configuration of the present invention. A plurality of mobile stations 3, 4, 5 communicate with the base stations 1, 2 via radio, and the base stations 1, 2 are controlled by the base station control station 6 between the mobile stations or in a fixed network Establish communication with the communication device to which it belongs.
[0027]
Configuration of receiving-side radio communication apparatus of the present invention in FIG. 11 shows the transmission of a signal radio communication apparatus configuration of the present invention in FIG. 13. Here, the wireless communication device whose transmission power is controlled by the transmission power control of the present invention is a transmission-side wireless communication device, and the other is a reception-side wireless communication device. In the system configuration shown in FIG. 30, either the mobile station or the base station may be either radio communication device, and if the base station is a transmission side radio communication device, the transmission power control of the downlink signal is performed. On the contrary, if the mobile station is a transmitting side wireless communication device, the transmission power control of the uplink signal is performed.
[0028]
The signal received from the antenna in FIG. 11 is converted into a baseband signal by the radio frequency circuit 101. The baseband signal is subjected to demodulation processing such as detection by the demodulator 102 and error-corrected by the channel decoder 121. On the other hand, the baseband signal is input to the power signal generation unit 105 to generate a transmission power control signal according to the power control algorithm. This transmission power control signal is sent to the third pilot signal generated by the third pilot signal generation unit 130, the data signal subjected to channel coding by the error correction encoder 106 and the interleaver 107, and the multiplexer 109. Are multiplexed. This multiplexed signal has a format as shown in FIG. 14, for example. 303 is a data signal, 304 is a power control signal, and 305 is a third pilot signal. In the figure, the horizontal direction represents time and the vertical direction represents a code used for code division. Multiplexed in the way. The multiplexed signal is modulated by the modulator 110 and sent to the radio propagation path via the radio frequency circuit 101.
[0029]
A signal transmitted from the reception-side wireless communication device is received by the transmission-side wireless communication device shown in FIG. Operations of 101, 102, 103, and 104 are the same as those of the reception-side wireless communication device. The transmission power control unit 111 extracts the power control signal 304, and calculates transmission power according to the extracted transmission power control signal 304. On the other hand, the transmission data encoded by the channel encoder 122 is multiplexed by the multiplexer 112 with the second pilot signal generated by the second pilot signal generator 108 and input to the transmission power variable means 113. . The transmission power varying means 113 varies the signal amplitude so that the transmission power specified by the transmission power control unit 111 is obtained. The output of the transmission power varying means 113 is multiplexed with the first pilot signal set to a predetermined power by the first pilot signal generating means 114 and the multiplexer 115, and a signal having a format as shown in FIG. It becomes. In FIG. 12, 301 is a first pilot signal, 302 is a second pilot signal, and 303 is a data signal.
[0030]
As shown in FIG. 12, various multiplexing formats are possible. The first pilot signal 301 (P0) is transmitted with a predetermined power without being subjected to power control by the transmission power control unit 111. On the other hand, the second pilot signal 302 is transmitted together with the data signal 303 under the power control. The signal multiplexed in the format of FIG. 12 is modulated by the modulator 110 and sent to the radio propagation path via the radio frequency circuit 101.
[0031]
The transmission power signal generation unit 105 in the reception-side wireless communication device and the transmission power generation unit 111 in the transmission-side wireless communication device are configured as shown in FIGS. 15 and 16, for example. The transmission power signal generator in FIG. 15 separates the first pilot signal and the second pilot signal by the first pilot signal separation unit 201 and the second pilot signal separation unit 205, respectively, and the S (t) = P_const-In Nr (t) / g (t) , whether the current transmission power is larger or smaller than the transmission power of P_const = C0 Ave (Nr (t)) / Ave (g (t)) A determination is made by the comparator 211, and a transmission power control signal 304 is generated to instruct a decrease in transmission power when it is large and an increase in transmission power when it is small. Accordingly, the transmission power control unit in FIG. 16 extracts the previous transmission power control signal 304, and increases or decreases the current transmission power according to this transmission power control signal. In FIG. 15, the noise power is obtained from the second pilot signal, but can also be obtained from the first pilot signal (dotted line). A configuration example of the error correction encoder 106 is shown in FIG. FIG. 31 performs encoding of a turbo code. The input transmission data is encoded in accordance with data rate information, and an encoding result is output. The input transmission data is convolutionally encoded by a recursive convolutional encoder E1 (231) to become a signal Y1. Further, the transmission data is subjected to convolutional coding by another recursive convolutional encoder E2 (232) after changing the data order by the interleaver 230, and becomes a signal Y2. Thereafter, the original transmission data X (or U), Y1, and Y2 are combined into one signal by the parallel-serial (P / S) converter 233, and the encoding result is output. A configuration example of the error correction decoder 104 is shown in FIG. FIG. 32 is an error correction decoder corresponding to the signal encoded by the turbo encoder of FIG. 31, and performs error correction decoding by iterative decoding according to the received signal and data rate information, and outputs a decoding result U ″ . The input received signal is separated into U ′, Y1 ′, and Y2 ′ by the serial-parallel (S / P) converter 234 by the reverse operation of the parallel-serial (P / S) converter 233. . The soft decision decoder D1 (235) performs soft decision decoding processing corresponding to the recursive convolutional encoder E1 (231) using the separated U ′ and Y1 ′. The result of decoding by the soft decision decoder D1 (235) is input to the soft decision decoder D2 (238) via the interleaver 237. On the other hand, the output U ′ of the serial-parallel (S / P) converter 234 is exchanged by the interleaver 236 and input to the soft decision decoder D2 (238). Here, the interleavers 236 and 237 follow the same order changing rules as the interleaver 230 in FIG. The soft decision decoder D2 (238) performs soft decision decoding using the output Y2 ′ of the serial-parallel (S / P) converter 234, the output of the interleaver 236, and the output of the interleaver 237, and outputs the decoding result. Output. The decoding result of soft decision decoder D2 (238) is input to deinterleaver 239, and the order of data is changed. The deinterleaver 239 works to restore the data order by the reverse operation of the interleaver 230, 236, 237. The output of the deinterleaver 239 is input to the soft decision decoder D1 (235), and the decoding process is performed again. In this way, the soft decision decoders D1 (235) and D2 (238) are repeatedly and alternately passed to improve decoding accuracy. After decoding a sufficient number of times, one of the soft decision decoders D1 (235) and D2 (238) is output as a final decoding result. FIG. 31 and FIG. 32 are examples using a turbo code. As described above, an error correction encoder corresponding to an error correction code such as an LDPC code or a product code that can exhibit high error correction capability by iterative decoding processing, An error correction decoder may be used. In the above embodiment, when the channel capacity is above the average over a certain period of time as described above, the bit rate is controlled to perform communication at a high bit rate, and conversely, when the channel capacity is below the average, It is preferable to perform communication at a low bit rate. For this purpose, in place of the channel encoder 122 in FIG. 13 and the channel decoder 121 in FIG. 11, a channel encoder and channel decoder as shown in FIGS. 17 and 18, respectively, are used. That's fine. The channel encoder shown in FIG. 17 includes an error correction encoder 106 that performs encoding at the data rate specified by the data rate instruction, and data rate information that is information about the data rate specified by the data rate instruction. A rate information generating unit 123 that generates and outputs the information, an interleaving unit 107 that interleaves the output of the error correction encoder 106, an output of the interleaving unit 107, and an output of the rate information generating unit 123. And a multiplexing unit 124. 18 includes a rate information separation unit 125 that separates data rate information from the received signal, a deinterleaving unit 103 that deinterleaves the remaining data from which the data rate information has been separated, And an error correction decoder 104 for decoding the output of the deinterleave unit based on the separated data rate information.
[0032]
The transmission power control unit 105 can be configured as shown in FIG. In the figure, a function calculation unit 214 calculates a function f (x) whose output increases as the input signal increases. Thereby, when the propagation path gain increases from the average value, a transmission power control signal instructing an increase in transmission power is generated. Further, when it can be assumed that the noise power is constant regardless of time, simplification is possible as shown in FIG.
[0033]
Furthermore, as shown in FIG. 21, even when the second pilot signal 302 is not included in the signal transmitted by the transmission-side wireless communication device, for example, the normalized transmission power S (t) / It is possible to obtain P0, use this as a transmission power control signal, and obtain S (t) by the transmission power control unit shown in FIG. More simply, the configuration of FIG. 24 can be used instead of FIG. 22, and the configuration of FIG. 25 can be used instead of FIG.
[0034]
Also, as shown in FIG. 26, even when the first pilot signal 301 is not included in the signal transmitted by the transmission-side wireless communication device, for example, the transmission power control signal generation unit shown in FIG. The transmission power control unit can determine S (t). More simply, the configuration of FIG. 28 can be used instead of FIG. 27, and the configuration of FIG. 29 can be used instead of FIG.
[0035]
As described above, according to the above-described embodiment of the present invention, there is provided a transmission power control method that achieves desired reception quality while preventing an increase in average transmission power even when a channel gain fluctuation with a relatively short period occurs. Can be provided,
Further, even when a propagation gain variation with a relatively short period occurs, the communication channel capacity can be kept large.
【The invention's effect】
According to the present invention, required transmission power is reduced and mutual interference is reduced. Further, according to the present invention, the channel capacity is increased, and the bit rate capable of communication can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram for explaining a first example of time variation of propagation path gain;
FIG. 2 is a diagram for explaining an example of a temporal change in noise power.
FIG. 3 is a diagram for explaining an example of a temporal change in equivalent noise power at a transmission end.
FIG. 4 is a diagram for explaining a first example of transmission power control according to the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing a temporal change in received power when the transmission power control shown in FIG. 4 is applied.
FIG. 6 is a diagram for explaining an example of transmission power control according to a conventional technique.
7 is a diagram showing a temporal change in received power when the transmission power control shown in FIG. 6 is applied.
FIG. 8 is a comparison of transmission power between transmission power control according to the present invention and transmission power control according to the prior art. FIG. 9 is a diagram for explaining a second example of propagation path gain fluctuation.
FIG. 10 is a diagram for explaining a second example of transmission power control according to the present invention.
FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration example of a receiving-side wireless communication device according to the present invention.
FIG. 12 is a diagram for explaining a first example of a transmission signal multiplexing format of a transmitting side wireless communication device according to the present invention;
FIG. 13 is a diagram for explaining a configuration example of a transmitting side wireless communication device according to the present invention;
FIG. 14 is a diagram showing an example of a transmission signal multiplexing format of the receiving side wireless communication device according to the present invention.
FIG. 15 is a diagram illustrating a first configuration example of a transmission power control signal generation unit according to the present invention.
FIG. 16 is a diagram illustrating a first configuration example of a transmission power control unit according to the present invention.
FIG. 17 is a diagram illustrating a configuration example of an encoder with a data rate control function according to the present invention.
FIG. 18 is a diagram illustrating a configuration example of a decoder with a data rate control function according to the present invention.
FIG. 19 is a diagram illustrating a second configuration example of a transmission power control signal generation unit according to the present invention.
FIG. 20 is a diagram illustrating a third configuration example of the transmission power control signal generation unit according to the present invention.
FIG. 21 is a diagram showing a second example of the transmission signal multiplexing format of the transmission-side wireless communication device according to the present invention.
FIG. 22 is a diagram illustrating a fourth configuration example of the transmission power control signal generation unit according to the present invention.
FIG. 23 is a diagram illustrating a second configuration example of a transmission power control unit according to the present invention.
FIG. 24 is a diagram illustrating a fifth configuration example of a transmission power control signal generation unit according to the present invention.
FIG. 25 is a diagram illustrating a third configuration example of the transmission power control unit according to the present invention.
FIG. 26 is a diagram showing a third example of the transmission signal multiplexing format of the transmission-side wireless communication device according to the present invention.
FIG. 27 is a diagram illustrating a sixth exemplary configuration of the transmission power control signal generation unit according to the present invention.
FIG. 28 is a diagram illustrating a seventh exemplary configuration of the transmission power control signal generation unit according to the present invention.
FIG. 29 is a diagram illustrating a fourth configuration example of the transmission power control unit according to the present invention.
FIG. 30 is a diagram for explaining a configuration example of a communication system according to the present invention.
FIG. 31 is a diagram illustrating a configuration example of an error correction encoder of a transmitting-side radio according to the present invention.
FIG. 32 is a diagram illustrating a configuration example of an error correction decoder of a reception-side radio according to the present invention.
[Explanation of symbols]
1,2 Base station
3,4,5 mobile station
6 Base station control station
7 Fixed net
101 radio frequency circuit
102 Demodulator
103 Deinterleaver
104 Error correction decoder
121 Channel decoder
105 Transmission power control signal generator
106 Error correction encoder
107 Interleaver
109, 112, 115, 124 Signal multiplexer
110 modulator
111 Transmit power controller
122 channel encoder
108 Second pilot signal generator
113 Transmission power variable means
114 First pilot signal generator
130 Third pilot signal generator
301 1st pilot signal
302 2nd pilot signal
303 Data signal
304 Power control signal
305 3rd pilot signal
201 First pilot signal separation means
202, 210 Signal power measurement means
203, 207, 223 Signal averaging means
204, 212, 216, 217, 228 Divider
205 Second pilot signal separation means
206 Noise power measurement means
208, 213, 215, 218, 222, 224, 226 multiplier
209, 219, 225 Adder
211 Comparison means
220 Power control signal separation means
221 Transmission power calculation means
123 Data rate information generation means
125 Data rate information separation means
214 Function calculation means
227 Signal delay means
230, 236 Interleaver
231, 232 Recursive convolutional encoder
233 Parallel-serial (P / S) converter
234 Serial-Parallel (S / P) Converter
235, 238 soft decision decoder
239 Deinterleaver.

Claims (11)

無線通信システムにおける送信制御方法であって、
送信機と受信機との間の伝搬路状態を判定する第1のステップと、
送信信号を、ターボ符号、LDPC符号、または積符号により符号化する第2のステップと、
該判定された伝搬路状態に基づいて前記送信機から前記受信機へ送信する信号の送信電力を制御する第3のステップとを有し、
前記第3のステップにおいて、前記伝搬路状態が改善した場合に送信電力を増加させ、
前記伝搬路状態が悪化した場合に送信電力を減少させるよう前記制御を行うことを特徴とする送信制御方法。
A transmission control method in a wireless communication system, comprising:
A first step of determining a propagation path condition between the transmitter and the receiver;
A second step of encoding the transmission signal with a turbo code, an LDPC code, or a product code;
A third step of controlling transmission power of a signal transmitted from the transmitter to the receiver based on the determined propagation path state;
In the third step, when the propagation path state is improved, the transmission power is increased,
A transmission control method comprising performing the control so as to reduce transmission power when the propagation path state deteriorates .
請求項1記載の送信制御方法であって、更に、送信機からの信号を受信した受信機において、受信信号に対して繰返し復号を行う第4のステップを有することを特徴とする送信制御方法。  The transmission control method according to claim 1, further comprising a fourth step of performing iterative decoding on the received signal in the receiver that has received the signal from the transmitter. 請求項1記載の送信制御方法であって、より高い送信電力を設定する場合には、より高いデータレートで信号送信を行うことを特徴とする送信制御方法。  The transmission control method according to claim 1, wherein when higher transmission power is set, signal transmission is performed at a higher data rate. 送信機と受信機とを有する無線通信システムであって、
前記送信機は、該受信機へ送信する送信信号を、ターボ符号、LDPC符号、または積符号により符号化し、該受信機との間の伝搬路状態に応じて該送信信号の送信電力を制御し、
該制御は、前記伝搬路状態が改善した場合に送信電力を増加させ、前記伝搬路状態が悪化した場合に送信電力を減少させる制御であり、
前記受信機は、受信信号を前記送信機における符号化に応じて復号することを特徴とする無線通信システム。
A wireless communication system having a transmitter and a receiver,
The transmitter encodes a transmission signal to be transmitted to the receiver with a turbo code, an LDPC code, or a product code, and controls transmission power of the transmission signal according to a propagation path state with the receiver. ,
The control is a control for increasing the transmission power when the propagation path state is improved and decreasing the transmission power when the propagation path state is deteriorated ,
The wireless communication system, wherein the receiver decodes a received signal in accordance with encoding in the transmitter.
請求項4記載の無線通信システムであって、前記受信機は、受信信号に対して繰返し復号を行うことを特徴とする無線通信システム。  5. The wireless communication system according to claim 4, wherein the receiver performs iterative decoding on a received signal. 請求項4記載の無線通信システムであって、より高い送信電力を設定する場合には、より高いデータレートで信号送信を行うことを特徴とする無線通信システム。  5. The radio communication system according to claim 4, wherein when higher transmission power is set, signal transmission is performed at a higher data rate. 無線通信システムにおける送信装置であって、
送信信号の符号化を行う符号化部と、
該送信信号の送信電力を制御する送信電力制御部と、
該送信電力が制御された送信信号の送信と、該送信信号の送信先である受信装置からの信号の受信とを行う無線部とを有し、
前記符号化部は、ターボ符号、LDPC符号、または積符号により符号化し、
前記送信電力制御部は、前記受信装置との間の伝搬路状態が改善した場合に送信電力を増加させ、伝搬路状態が悪化した場合に送信電力を減少させるように前記送信機から前記受信機へ送信する信号の送信電力を制御することを特徴とする送信装置。
A transmission device in a wireless communication system,
An encoding unit for encoding a transmission signal;
A transmission power control unit for controlling the transmission power of the transmission signal;
A radio unit that performs transmission of the transmission signal in which the transmission power is controlled and reception of a signal from a receiving device that is a transmission destination of the transmission signal
The encoding unit encodes with a turbo code, an LDPC code, or a product code,
The transmission power control unit increases the transmission power when a propagation path state with the receiving apparatus is improved, and decreases the transmission power when the propagation path state is deteriorated, from the transmitter to the receiver. A transmission apparatus that controls transmission power of a signal to be transmitted.
請求項7記載の送信装置であって、より高い送信電力を設定する場合には、より高いデータレートで信号送信を行うことを特徴とする送信装置。  8. The transmission apparatus according to claim 7, wherein when higher transmission power is set, signal transmission is performed at a higher data rate. 無線通信システムにおける受信装置であって、
送信装置からの信号の受信と、該送信信号への制御信号の送信とを行う無線部と、
前記受信信号の復号化を行う復号化部と、
前記受信信号に基づいて前記制御信号を生成する制御信号生成部とを有し、
前記復号化部は、ターボ符号、LDPC符号、または積符号により復号を行い、
該制御信号生成部は、前記受信信号に基づいて該送信装置との間の伝搬路状態を判断し、
該伝搬路状態が改善した場合には増加させた送信電力で、伝搬路状態が悪化した場合には減少させた送信電力で、該送信装置からの信号送信を行うよう指示する制御信号を生成することを特徴とする受信装置。
A receiving device in a wireless communication system,
A radio unit for receiving a signal from the transmission device and transmitting a control signal to the transmission signal;
A decoding unit for decoding the received signal;
A control signal generator that generates the control signal based on the received signal;
The decoding unit performs decoding using a turbo code, an LDPC code, or a product code,
The control signal generation unit determines a propagation path state with the transmission device based on the received signal,
Generates a control signal instructing to transmit a signal from the transmission device with increased transmission power when the propagation path state is improved and with reduced transmission power when the propagation path state is deteriorated. A receiving apparatus.
請求項9記載の受信装置であって、前記復号化部は、前記受信信号に対して繰返し復号を行うことを特徴とする受信装置。  The receiving apparatus according to claim 9, wherein the decoding unit performs iterative decoding on the received signal. 請求項9記載の受信装置であって、さらにデータレート制御部を有し、該データレート制御部は、伝搬路状態がより良好な場合により高いデータレートを設定して前記送信装置に通知することを特徴とする受信装置。  10. The receiving device according to claim 9, further comprising a data rate control unit, wherein the data rate control unit sets a higher data rate and notifies the transmitting device when a propagation path condition is better. A receiver characterized by.
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