JP3933410B2

JP3933410B2 - Dual band wireless communication device

Info

Publication number: JP3933410B2
Application number: JP2001134985A
Authority: JP
Inventors: 歩丸田; 宏幸大野; 章弘豊原; 直人東山
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2001-05-02
Filing date: 2001-05-02
Publication date: 2007-06-20
Anticipated expiration: 2021-05-02
Also published as: JP2002330084A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、デュアルバンド無線通信装置に関し、たとえば８００ＭＨｚ帯と１．５ＧＨｚ帯の２バンドで共通に使用されるデュアルバンド無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
最近、デジタル方式の自動車電話サービスが開始されており、この自動車電話サービスの通信周波数としていわゆる８００ＭＨｚ帯（８１０〜９５６ＭＨｚ）と、１．５ＧＨｚ帯（１４２９〜１５０１ＭＨｚ）の２バンドが割り当てられている。このような２バンドで共通に使用可能なデュアルバンド無線通信装置については、たとえば特開平８−２２３０７３号公報に開示されている。
【０００３】
このデュアルバンド無線通信装置では、従来８００ＭＨｚ帯の送信用および受信用と、１．５ＧＨｚ帯の送信用および受信用の４個の局部発振回路を有していたため回路構成が大型化してしまうのを解消するために、３個の局部発振回路で構成したものであり、３個の局部発振回路で２系統の帯域で送受信が可能となるようにスイッチで切換えるようになっている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記デュアルバンド無線通信装置では、局部発振回路を３回路設け、これらから発振される局部発振信号をスイッチで切換える構成であるため、従来に比べて構成は簡略されているが、それでも局部発振回路が３回路もあるため複雑になり、部品点数も多く、小型化およびコストダウンの障害になっている。
【０００５】
それゆえにこの発明の主たる目的は、局部発振回路をさらに少なくすることにより、構成を簡単にし、部品点数を少なくでき小型化およびコストの低減化に適したデュアルバンド無線通信装置を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るデュアルバンド無線通信装置は、少なくとも２つの異なる帯域の周波数のいずれかを用いて通信を行うデュアルバンド無線通信装置であって、基準信号を発振する基準信号発振手段と、少なくとも２つの異なる帯域の周波数信号を送受信するために、基準信号発振手段からの基準信号に同期する少なくとも２つの帯域の第１の局部発振信号を出力する位相同期結合ループと、位相同期結合ループからいずれか１つの帯域の第１の局部発振信号を出力させる制御手段とを備えたものである。
【０００７】
ここで、位相同期結合ループは、制御手段によって出力される帯域周波数が制御される電圧制御発振手段と、電圧制御発振手段とともに位相同期結合ループを構成する位相同期結合手段とを含む。
【０００８】
また、電圧制御発振手段は、少なくとも２つの帯域の第１の局部発振信号のうち、１つの帯域の第１の局部発振信号の周波数を逓倍して出力する逓倍手段を含む。
【０００９】
また、この発明に係る他のデュアルバンド無線通信装置は、少なくとも２つの異なる帯域の周波数のいずれかを用いて通信を行うデュアルバンド無線通信装置であって、基準信号を発振する基準信号発振手段と、少なくとも２つの異なる帯域の周波数信号を送受信するために、基準信号発振手段からの基準信号に同期する少なくとも２つの帯域の第１の局部発振信号を出力する位相同期結合ループと、位相同期結合ループからいずれか１つの帯域の第１の局部発振信号を出力させる制御手段とを備えたものである。ここで、位相同期結合ループは、制御手段によって出力される帯域周波数が制御される電圧制御発振手段と、電圧制御発振手段とともに位相同期結合ループを構成する位相同期結合手段とを含み、電圧制御発振手段は、少なくとも２つの帯域の第１の局部発振信号のうち、１つの帯域の第１の局部発振信号の周波数を逓倍して出力する逓倍手段を含む。このデュアルバンド無線通信装置は、さらに、基準信号発振手段から出力される基準信号のうち高調波成分を抽出して出力する乗算手段を備える。
【００１０】
また、この発明に係るさらに他のデュアルバンド無線通信装置は、少なくとも２つの異なる帯域の周波数のいずれかを用いて通信を行うデュアルバンド無線通信装置であって、基準信号を発振する基準信号発振手段と、少なくとも２つの異なる帯域の周波数信号を送受信するために、基準信号発振手段からの基準信号に同期する少なくとも２つの帯域の第１の局部発振信号を出力する位相同期結合ループと、位相同期結合ループからいずれか１つの帯域の第１の局部発振信号を出力させる制御手段とを備えたものである。ここで、位相同期結合ループは、制御手段によって出力される帯域周波数が制御される電圧制御発振手段と、電圧制御発振手段とともに位相同期結合ループを構成する位相同期結合手段とを含み、電圧制御発振手段は、少なくとも２つの帯域の第１の局部発振信号のうち、１つの帯域の第１の局部発振信号の周波数を逓倍して出力する逓倍手段を含む。このデュアルバンド無線通信装置は、さらに、位相同期結合ループに同期して基準信号発振手段の発振周波数とは異なる周波数の第２の局部発振信号を出力するサブ位相同期結合ループを備え、サブ位相同期結合ループは、第２の局部発振信号を出力するサブ発振手段と、サブ発振手段を制御して第２の局部発振信号を基準信号に同期させるサブ位相同期結合手段とを含む。
また、この発明に係るさらに他のデュアルバンド無線通信装置は、少なくとも２つの異なる帯域の周波数のいずれかを用いて通信を行うデュアルバンド無線通信装置であって、基準信号を発振する基準信号発振手段と、少なくとも２つの異なる帯域の周波数信号を送受信するために、基準信号発振手段からの基準信号に同期する少なくとも２つの帯域の第１の局部発振信号を出力する位相同期結合ループと、位相同期結合ループからいずれか１つの帯域の第１の局部発振信号を出力させる制御手段とを備えたものである。ここで、位相同期結合ループは、制御手段によって出力される帯域周波数が制御される電圧制御発振手段と、電圧制御発振手段とともに位相同期結合ループを構成する位相同期結合手段と、電圧制御発振手段から出力される帯域の第１の局部発振信号を逓倍させる乗算手段と、少なくとも２つの異なる帯域の周波数のうちの使用される帯域の周波数に応じて、電圧制御手段から出力される基本周波数の第１の局部発振信号と乗算手段から出力される逓倍された第１の局部発振信号とのうちのいずれか一方を選択的に出力する選択出力手段を含み、電圧制御発振手段は、少なくとも２つの帯域の第１の局部発振信号のうち、１つの帯域の第１の局部発振信号の周波数を逓倍して出力する逓倍手段を含む。
【００１１】
さらに、少なくとも２つの異なる帯域の受信信号を増幅して出力する少なくとも２つの増幅手段と、各増幅手段の出力信号と位相同期結合ループまたはサブ位相同期結合ループから出力される第１または第２の局部発振信号とを混合して共通する周波数の第１の中間周波信号を出力する少なくとも２つの第１の混合手段とを備えて受信機を構成する。
【００１２】
さらに、サブ位相同期ループから出力される第２の局部発振信号を分周して第１の混合手段に与える分周手段と、少なくとも２つの第１の混合手段から出力された第１の中間周波信号と分周手段によって分周された第２の局部発振信号とを混合して第２の中間周波信号を出力する第２の混合手段とを含む。
【００１３】
さらに、少なくとも２つの異なる帯域の受信信号を増幅して出力する少なくとも２つの増幅手段と、各増幅手段の出力信号と位相同期結合ループから出力される第１の局部発振信号とを混合して共通する周波数の第１の中間周波信号を出力する少なくとも２つの第１の混合手段と、少なくとも２つの第１の混合手段から出力された第１の中間周波信号と乗算手段によって抽出された高調波成分とを混合して第２の中間周波信号を出力する第２の混合手段とを含む。
【００１４】
さらに、ベースバンド信号を変調する変調手段と、変調手段によって変調された変調信号と位相同期結合ループから出力された第１の局部発振信号またはサブ位相同期結合ループから出力された第２の局部発振信号とを混合する混合手段とを備えて送信機を構成する。
【００１５】
さらに、位相同期結合ループから出力される第１の局部発振信号またはサブ位相同期結合ループから出力される第２の局部発振信号を分周する分周手段を含み、変調手段は分周手段から与えられる分周信号に基づいてベースバンド信号を直交位相変調する直交位相変調手段を含む。
【００１６】
さらに、分周手段は、少なくとも異なる帯域の周波数に応じてその分周比が異なる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の一実施形態のブロック図である。図１において、直交位相変調器２１にはＩ，ＩＢ，Ｑ，ＱＢの４つのベースバンド信号が入力される。直交位相変調器２１は分周器７から与えられる局部発振信号を１／４分周した分周信号に応じて、ベースバンド信号Ｉ，ＩＢ，Ｑ，ＱＢの位相を９０°ずつ回して直交位相変調する。直交位相変調された変調信号は、バンドパスフイルタ（ＢＰＦ）２２を介して混合回路２３に与えられて局部発振信号と混合され、高周波信号として８００ＭＨｚ系は高周波増幅器２４を介して出力され、１．５ＧＨｚ系は高周波増幅器２５を介して出力され、図示しないパワー増幅器およびアンテナを介して空中に放射される。なお、高周波増幅器２４，２５はそれぞれ８００ＭＨｚ系，１．５ＧＨｚ系の対応する系の信号が入力されたときのみ動作するように制御されている。
【００１９】
一方、受信回路は８００ＭＨｚ系の受信信号が低雑音増幅器１１に与えられ、１．５ＧＨｚ系の受信信号が低雑音増幅器１２に与えられる。各低雑音増幅器１１，１２は対応する系の受信信号が入力されたときのみ動作するように制御され、それぞれの出力は第１の混合回路１３，１４で局部発振信号と混合されて第１ＩＦ信号となる。さらに、第１ＩＦ信号は第２の混合回路１６に与えられて局部発振信号と混合されて第２ＩＦ信号となり、ＢＰＦ１７で高周波成分が除去され、リミッタ１８で振幅制限がかけられ、位相検波器１９で位相検波され、受信信号が出力される。
【００２０】
次に、この発明の特徴となる局部発振回路の構成について説明する。この実施形態の局部発振回路は、制御回路１と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２と、位相同期結合（ＰＬＬ）回路３と、ローパスフィルタ（ＬＦ）４と、発振回路５と、乗算器６と、分周器７とを含む。
【００２１】
発振回路５は１２．６ＭＨｚの基準信号を発生する。この基準信号はＰＬＬ回路３に入力されるとともに、乗算器６に与えられて９倍され、１１３．４ＭＨｚの高調波成分が第２混合回路１６に与えられる。ＰＬＬ回路３と、ＬＦ４と、ＶＣＯ２とによってＰＬＬループが構成されている。
【００２２】
ＶＣＯ２は制御回路１によってその発振周波数が切換え制御される。すなわち、ＶＣＯ２は８００ＭＨｚ帯の受信用局部発振信号ｆ_RL＝６９６．１５〜７７１．１５ＭＨｚおよび送信用局部発振信号ｆ_TL＝７１４．４〜７６６．４ＭＨｚと、１．５ＧＨｚ帯の受信用局部発振信号ｆ_RH＝１３６３．１５〜１３８７，１５ＭＨｚおよび送信用局部発振信号ｆ_TH＝１１４３．２〜１１６２．４ＭＨｚの周波数帯をそれぞれ発振する２系統の発振機能を有しており、制御回路１から与えられる２ビットの信号によって上記４つの帯域のいずれかの局部発振信号が選択されてＰＬＬループに出力される。ＶＣＯ２から発生された局部発振信号は送信系の混合回路２３に与えられるとともに分周器７によって１／４分周される。この１／４分周を得るための分周器７は、直交位相変調器２１で位相を１／４回すために設けられている。
【００２３】
８００ＭＨｚ系が選択されているとき、送信時にはＶＣＯ２はｆTL＝７１４．４〜７６６．４ＭＨｚの局部発振信号を出力し、１／４分周器７は、１７８．６〜１９１．６ＭＨｚの信号を直交位相変調器２１に与え、混合回路２３は直交位相変調された信号と、７１４．４〜７６６．４ＭＨｚの局部発振信号とを混合する。その結果、混合回路２３はＴｘ＝ｆTL＋ｆTL／４＝５ｆTL／４＝８９３〜９５８ＭＨｚの送信信号を出力する。この送信信号は高周波増幅器２４を介して出力される。
【００２４】
一方、受信時にはＶＣＯ２はｆ_RL＝６９６．１５〜７７１．１５ＭＨｚの局部発振信号を出力し、第１混合回路１３によってその局部発振信号と低雑音増幅器１１の出力の８１０〜８８５ＭＨｚの受信信号とが混合されて１１３．８５ＭＨｚの第１ＩＦ信号が取出され、さらに第２混合回路１６によって第１混合回路１３の出力の第１ＩＦ信号と乗算器６から出力される９倍高調波の１１３．４ＭＨｚとが混合されて４５０ｋＨｚの第２ＩＦ信号が出力される。
【００２５】
１．５ＧＨｚ系が選択されているとき、送信時にはＶＣＯ２はｆ_TH＝１１４３．２〜１１６２．４ＭＨｚの局部発振信号を出力し、高周波増幅器２５から１４２９〜１４５３ＭＨｚの送信信号が出力される。また、受信時は低雑音増幅器１２の出力の１４７７〜１５０１ＭＨｚの受信信号と、ｆ_RH＝１３６３．１５〜１３８７．１５ＭＨｚの局部発振信号とが第１混合回路１４で混合されて１１３．８５ＭＨｚ第１ＩＦ信号が取出され、さらに第２混合回路１６から４５０ｋＨｚの第２ＩＦ信号が取出される。
【００２６】
上述のごとく、この実施形態によれば、ＶＣＯ２から出力される局部発振信号を８００ＭＨｚ系と１．５ＧＨｚ系とでそれぞれ送受信時に異なる局部発振信号を出力できるようにしたので、局部発振回路を少なくすることができ、構成を簡単にし、部品点数を少なくできるので小型化，低電流化およびコストの低減化に適したデュアルバンド無線通信装置を実現できる。
【００２７】
図２はこの発明の第２の実施形態のブロック図である。図１に示した実施形態では８００ＭＨｚ系および１．５ＧＨｚ系ともに送信時と受信時の周波数帯が離れており、帯域幅が広いため、ＶＣＯ２自体が大型化し、ＢＰＦ２２の帯域幅も広くする必要がある。
【００２８】
特に、図１に示した実施形態では、送信系の混合回路２３に与える局部発振信号はＴｘ＝ｆ_TL＋ｆ_TL／４の関係を充足する必要があることから、局部発振信号の周波数がｆ_TLに固定されてしまう。また、受信系の第２の混合回路１６に入力される局部発振信号も１１３．４ＭＨｚに固定されており、回路を構成する上で制約が大きいという問題がある。
【００２９】
そこで、図２に示した実施形態では８００ＭＨｚ系の局部発振信号を出力するサブＰＬＬ回路９と、発振回路８とを設け、図１に示した乗算器６を削除したものである。発振回路８は２２６．８ＭＨｚの信号を出力し、サブＰＬＬ回路９は発振回路５から出力される１２．６ＭＨｚの発振信号と発振回路８から出力される２２６．８ＭＨｚの発振信号を同期させる。この２２６．８ＭＨｚの信号は８００ＭＨｚ系の送信時に直交位相変調器２１に与えられるとともに、分周器３２で１／２に分周され、１１３．４ＭＨｚの信号が受信機の第２混合回路１６に与えられる。さらに、この信号は１．５ＧＨｚ系の送信時に分周器３１によって１／２分周されて５６．７ＭＨｚの信号が直交位相変調器２１に与えられる。すなわち、発振回路８の２２６．８ＭＨｚの発振信号が１／４されて直交位相変調器２１に与えられる。
【００３０】
なお、１．５ＧＨｚ系の送信時には発振回路８からの２２６．８ＭＨｚの発振信号は直交位相変調器２１には与えられない。混合回路２３は８００ＭＨｚ系では、ＶＣＯ２からの６６６．２〜７３１．２ＭＨｚの局部発振信号と２２６．８ＭＨｚの変調信号とを混合することにより、８９３〜９５８ＭＨｚの送信信号を出力し、１．５ＧＨｚ系では１３７２．３〜３９６．３ＭＨｚの局部発振信号と発振回路８からの２２６．８ＭＨｚの発振信号を１／４した５６．７ＭＨＺの信号とを混合して１４２９〜１４５３ＭＨｚの送信信号を出力する。
【００３１】
一方、８００ＭＨｚ系の受信時には、第１混合回路１３は８１０〜８８５ＭＨｚの受信信号と６９６．１５〜７７１．１５ＭＨｚの局部発振信号とを混合して１１３．８５ＭＨｚの第１ＩＦ信号を出力し、１．５ＧＨｚ系の受信時には、第１混合回路１３は１４７７〜１５０１ＭＨｚの受信信号と１３６３．１５〜１３８７．１５ＭＨｚの局部発振信号とを混合して１１３．８５ＭＨｚの第１ＩＦ信号を出力する。それ以外の構成は図１と同じである。
【００３２】
したがって、この第２の実施形態ではＶＣＯ２から出力される局部発振信号は、８００ＭＨｚ系の受信時は６９６．１５〜７７１．１５ＭＨｚ、送信時は６６６．２〜７３１．２ＭＨｚとなり、１．５ＧＨｚ系の受信時は１３６３．１５〜１３８７．１５ＭＨｚ、送信時は１３７２．３〜３９６．３ＭＨｚとなり、第１の実施形態に比べて帯域幅を狭くできＶＣＯ２を小型化でき、乗算器を不要にすることにより、実装面積を小さくできる。
【００３３】
図３はこの発明の第３の実施形態を示すブロック図である。図２に示した実施形態では、８００ＭＨｚ系の送信時には発振回路８からの２２６．８ＭＨｚの発振信号を直交位相変調器２１に与え、１．５ＧＨｚ系の送信時には分周器３１の出力を直交位相変調器２１に与えるように切換える必要があった。これに対して、図３に示した実施形態ではそのような切換えを不要にする。
【００３４】
すなわち、発振回路８は６０４．８ＭＨｚの発振信号を出力し、この発振信号は分周器７に与えられて１／４分周されて１５１．２ＭＨｚの信号が直交位相変調器２１に与えられるとともに、さらに分周器３２に与えられて１／２分周され、７５．６ＭＨｚの局部発振信号として第２混合回路１６に与えられる。
【００３５】
一方、ＶＣＯ２は８００ＭＨｚ系として受信時にｆ_RL＝７３３．９５〜８０８．９５ＭＨｚを発振し、送信時にｆ_TL＝７４１．８〜８０６．８ＭＨｚの局部発振信号を出力し、１．５ＧＨｚ系として受信時にｆ_RH＝１５５３．０５〜１５７７．０５ＭＨｚを発振し、送信時にｆ_TH＝１５８０．２〜１６０４．２ＭＨｚを発振する。この実施形態では、図１または図２の実施形態に比べて、１．５ＧＨｚ系の局部発振周波数が送受信周波数よりも高く選ばれているのが特徴である。
【００３６】
図４はこの発明の第４の実施形態を示すブロック図である。この実施形態は、ＶＣＯ２ａとしてｆ_RL＝６９６．１５〜７７１．１５ＭＨｚ、ｆ_TL＝７１４．４〜７６６．４ＭＨｚ、ｆ_RH＝６８１．５７５〜６９３．５７５ＭＨｚ、ｆ_TH＝６８３〜６９５ＭＨｚのようにほぼ同じ帯域の発振信号を出力し、１．５ＧＨｚ系に関して２倍にする逓倍回路をＶＣＯ２ａに内蔵させたものである。これによりＶＣＯ２ａとして１．５ＧＨｚの周波数帯域の局部発振信号を出力するための構成を内蔵させる必要がなくなる。ただし、２倍にするための逓倍回路が必要となるが発振回路に比べて逓倍回路の方が構成を簡単にできるので、ＶＣＯ２ａとして小型化できる。
【００３７】
また、図２および図３の実施形態と同様にして発振回路８とサブＰＬＬ回路９とによって、発振回路５の発振信号に同期する２５２ＭＨｚの発振信号が出力され、分周器７によって１／４分周され、６３ＭＨｚの信号が直交位相変調器１に入力される。この実施形態では、８００ＭＨｚ系が選択されているときの送信時の動作は図１と同じであり、ＶＣＯ２ａの発振信号が分周器７で１／４分周して直交位相変調器２１に与えられる。その結果、送信周波数は下記のとおりとなる。
【００３８】
ｆ_TL＋ｆ_TL／４＝８９３〜９５８ＭＨｚ
また、受信時の動作は８１０〜８８５ＭＨｚの受信信号と６９６．１５〜７７１．１５ＭＨｚの局部発振信号が第１混合器１３で混合され、１１３．８５ＭＨｚの第１ＩＦ信号が取出され、さらに第２混合回路１６によって第１ＩＦ信号と乗算器６から出力される９倍高調波の１１３．４ＭＨｚとが混合されて４５０ｋＨｚの第２ＩＦ信号が出力される。
【００３９】
一方、１．５ＧＨｚ系では、発振器８からの２５２ＭＨｚの信号が分周器７で１／４分周されて６３ＭＨｚの信号が直交位相変調器２１に与えられる。局部発振信号は（６８３〜６９５ＭＨｚ）×２となるので、１．５ＧＨｚ系の送信周波数は下記のとおりとなる。
【００４０】
２ｆＴＨ＋２５２／４＝１４２９〜１５５３ＭＨｚ
受信時は１４７７〜１５０１ＭＨｚの受信信号と、（６８１．５７５〜６９３．５７５ＭＨｚ）×２の局部発振信号とが第１混合回路１４で混合されて１１３．８５ＭＨｚの第１ＩＦ信号が取出され、さらに第２混合回路１６から４５０ｋＨｚの第２ＩＦ信号が取出される。
【００４１】
図５はこの発明の第５の実施形態を示すブロック図である。この実施形態は図４に示したＶＣＯ２に代えて、図１〜図３に示した２系統の発振器を有するＶＣＯ２を用いるものであり、その他の構成は図４と同じである。ただし、発振回路８は１７６．４ＭＨｚを発振し、１．５ＧＨｚ系の送信時はこの発振信号が直交位相変調器２１に与えられ、８００ＭＨｚ系の送信時はＰＬＬループからの局部発振信号が分周器７で１／４分周されて直交位相変調器２１に与えられるように切換えられる。
【００４２】
この実施形態では、局部発振信号はｆ_RL＝６９６．１５〜７７１．１５ＭＨｚ、ｆ_TL＝７１４．４〜７６６．４ＭＨｚ、ｆ_RH＝１５９０．８５〜１６１４．８５ＭＨｚ、ｆ_TH＝１６０５．４〜１６２９．４ＭＨｚに選ばれている。
【００４３】
８００ＭＨｚ系の送信時は７１４．４＋７１４．４／４＝８９３ＭＨｚで送信され、１．５ＧＨｚ系の送信時は１６０５．４−１７６．４＝１４２９ＭＨｚで送信される。
【００４４】
図６はこの発明の第６の実施形態を示すブロック図である。この実施形態は、図５に示した実施形態で必要であった８００ＭＨｚ系と１．５ＧＨｚ系の送信時の直交位相変調器２１に与える発振信号の切換えを不要にする。このために、発振回路８は７０５．６ＭＨｚを発振し、この信号が分周器７で１／４分周され、１７６．４ＭＨｚの信号が直交位相変調器２１に与えられる。ＰＬＬループから発生される局部発振信号の周波数は図５と同じである。
【００４５】
したがって、８００ＭＨｚ系の送信時は７１４．４＋７１４．４／４＝８９３ＭＨｚで送信され、１．５ＧＨｚ系の送信時は１６０５．４−７０５．６／４＝１４２９ＭＨｚで送信される。
【００４６】
図７はこの発明の第７の実施形態を示すブロック図である。この実施形態は、図４に示した実施形態と同様にして、ＶＣＯ２からほぼ同じ帯域の発振信号を出力し、１．５ＧＨｚ系ではＶＣＯ２の出力信号を乗算器３３で２倍の周波数となるようにする。ただし、８００ＭＨｚ系ではＶＣＯ２の出力の発振信号をそのまま用いるために、乗算回路３３の入出力側に切換器３４，３５が接続される。
【００４７】
また、ＶＣＯ２の発振周波数は、ｆ_RL＝５９５．３５〜６７０．３５ＭＨｚ、ｆ_TL＝７１４．４〜７６６．４ＭＨｚ、ｆ_RH＝６３１．１７５〜６４３．１７５ＭＨｚ、ｆ_TH＝５７１．６〜５８１．２ＭＨｚに選ばれている。さらに、ＶＣＯ２の発振周波数と第２ＩＦ信号の周波数を近づけるために第１ＩＦ信号の周波数は２１４．６５ＭＨｚに選ばれている。ただし、第２ＩＦ信号の周波数は４５０ｋＨｚにする必要があるので、第２局部発振信号の周波数を高くするために、乗算器６によって１２．６ＭＨｚの１７倍の高調波の２１４．２ＭＨｚ信号が取出される。
【００４８】
したがって、８００ＭＨｚ系の送信時は図６と同じであり、１．５ＧＨｚ系では（５７１．６×２）＋（５７１．６×２）／４＝１４２９ＭＨｚとなる。８００ＭＨｚの受信時は８１０−５９３．３５＝２１４．６５ＭＨｚで第１ＩＦ信号が取出される。１．５ＧＨｚ系の受信時は１４７７−（６３１．１７５×２）＝２１４．６５ＭＨｚで第１ＩＦ信号が取出される。
【００４９】
図８はこの発明の第８の実施形態を示すブロック図である。この実施形態は、図７と同様にして構成し、第１ＩＦ信号の周波数をさらにＶＣＯ２の出力の周波数に近づけるように高くするものである。ＶＣＯ２の発振周波数は、ｆ_RL＝５７０．１５〜６４５．１５ＭＨｚ、ｆ_TL＝７１４．４〜７６６．４ＭＨｚ、ｆ_RH＝６１８．５７５〜６３０．５７５ＭＨｚ、ｆ_TH＝５７１．６〜５８１．２ＭＨｚに選ばれている。さらに、ＶＣＯ２の発振周波数と第２ＩＦ信号の周波数を近づけるために第１ＩＦ信号の周波数は２３９．８５ＭＨｚに選ばれている。ただし、第２ＩＦ信号の周波数は４５０ｋＨｚにする必要があるので、第２局部発振信号の周波数を高くするために、乗算器６によって１２．６ＭＨｚの１９倍の高調波の２３９．４ＭＨｚ信号が取出される。
【００５０】
図９はこの発明の第９の実施形態を示すブロック図である。この実施形態は、８００ＭＨｚ系および１．５ＧＨｚ系の局部発振信号のそれぞれの周波数を送受信信号の周波数よりも高く設定するとともに、図８に示した実施形態よりもさらに第１ＩＦ信号の周波数を高く設定するものである。ＶＣＯ２の発振周波数は、送受信信号の周波数に比べて高く、ｆ_RL＝１０７５．０５〜１１５０．０５ＭＨｚ、ｆ_TL＝１０７１．６〜１１４９．６ＭＨｚ、ｆ_RH＝１７４２．０５〜１７６６．０５ＭＨｚ、ｆ_TH＝１７１４．８〜１７４３．６ＭＨｚに選ばれている。さらに、第１ＩＦ信号の周波数は２６５．０５ＭＨｚに選ばれている。ただし、第２ＩＦ信号の周波数は４５０ｋＨｚにする必要があるので、第２局部発振信号の周波数を高くするために、乗算器６によって１２．６ＭＨｚの２１倍の高調波の２６４．６ＭＨｚ信号が取出される。
【００５１】
この例の場合、８００ＭＨｚ系の送信時は、１０７１．６−１０７１．６／６＝８９３ＭＨｚとなり、１．５ＧＨｚ系の送信時は、１７１４．８−１７１４．８／６＝１４２９ＭＨｚとなる。また、８００ＭＨｚ系の受信時の第１ＩＦ信号は、８１０−１０７５．０５＝２６５．０５ＭＨｚとなり、１．５ＧＨｚ系の受信時の第１ＩＦ信号は１７４２．０５−１４７７＝２６５．０５ＭＨｚとなる。
【００５２】
図１０はこの発明の第１０の実施形態を示すブロック図である。この実施形態は、１．５ＧＨｚ系の送信時の局部発振信号の周波数を８００ＭＨｚ系の局部発振信号の周波数に近づけて、ＶＣＯ２からの局部発振信号を直接直交位相変調器２１に与えるとともに混合回路２３に与え、８００ＭＨｚ系の送信時にはその局部発振信号を分周器７で１／４分周して混合回路２３に与えるものである。このために分周器７の入出力側には切換器３６，３７が接続され、８００ＭＨｚ系の送信時は局部発振信号が分周器７で分周された後に混合回路２３に与えられ、１．５ＧＨｚ系では局部発振信号が直接混合回路２３に与えられる。
【００５３】
局部発振信号の周波数は、ｆ_RL＝６９６．１５〜７７１．１５ＭＨｚ、ｆ_TL＝７１４．４〜７６６．４ＭＨｚ、ｆ_RH＝１３６３．１５〜１３８７．１５ＭＨｚ、ｆ_TH＝７１４．５〜７２６．５ＭＨｚに選ばれる。
【００５４】
図１１はこの発明の第１１の実施形態を示すブロック図である。この実施形態は、図１０に示した実施形態において、１．５ＧＨｚ系の受信時の局部発振信号の周波数も８００ＭＨｚ系の局部発振信号の周波数に近づけるものであり、各局部発振周波数は、ｆ_RL＝６８３．５５〜７５８．５５ＭＨｚ、ｆ_TL＝７１４．４〜７６６．４ＭＨｚ、ｆ_RH＝６７５．２７５〜６８７．２７５ＭＨｚ、ｆ_TH＝７１４．５〜７２６．５ＭＨｚに選ばれる。ただし、１．５ＭＨｚ系の受信時の局部発振周波数は乗算器３８に与えられて×２倍される。また、乗算器６は発振回路５で発振される１２．６ＭＨｚの発振信号の１０倍の高調波の１２６ＭＨｚの第２局部発振信号を第２混合回路１６に与える。
【００５５】
図１２はこの発明の第１２の実施形態を示すブロック図である。この実施形態のＶＣＯ２の発振周波数は図１１の実施形態と同じに選ばれ、１．５ＧＨｚ系の送受信時にはＶＣＯ２の発振周波数を×２するために、図１１に示した乗算器３８に代えて、ＶＣＯ２の出力側に乗算器４０が切換器４１，４２を介して接続されている。
【００５６】
図１３はこの発明の第１３の実施形態を示すブロック図である。この実施形態は、ＶＣＯ２の出力を８００ＭＨｚ系では分周器４３で１／６分周し、１．５ＧＨｚ系では分周器７で１／４分周するように切換器４４，４５で切換えるようにしたものである。局部発振周波数は、ｆ_RL＝１１１２．８５〜１１８７．８５ＭＨｚ、ｆ_TL＝１０７１．６〜１１４９．６ＭＨｚ、ｆ_RH＝１１７４．１５〜１１９８．１５ＭＨｚ、ｆ_TH＝１１４３．２〜１１６２．２４ＭＨｚのように、比較的高い周波数に選ばれる。このため、第１ＩＦ信号は３０２．８５ＭＨｚの周波数で出力され、１２．６ＭＨｚの×２４倍の高調波信号が第２局部発振信号として乗算器６から出力される。
【００５７】
図１４はこの発明の第１４の実施形態を示すブロック図である。この実施形態は、図１３の変形例であり、各局部発振周波数は、ｆ_RL＝６９６．１５〜７７１．１５ＭＨｚ、ｆ_TL＝７１４．４〜７６６．４ＭＨｚ、ｆ_RH＝６８１．５７５〜６９３．５７５ＭＨｚ、ｆ_TH＝１７１４．８〜１７４３．６ＭＨｚに選ばれる。１．５ＧＨｚ系の受信時の局部発振周波数を低く選んでいるため、１．５ＧＨｚ系の受信回路の第１混合回路１４には、乗算器３８によって局部発振信号の２倍の高調波成分が与えられ、第１混合回路１４から１１３．８５ＭＨｚの第１ＩＦ信号が出力される。
【００５８】
図１５はこの発明の第１５の実施形態を示すブロック図である。この実施形態では、各局部発振周波数は、ｆ_RL＝６９６．１５〜７７１．１５ＭＨｚ、ｆ_TL＝７１４．４〜７６６．４ＭＨｚ、ｆ_RH＝６８１．５７５〜６９３．５７５ＭＨｚ、ｆ_TH＝１１４３．２〜１１６２．４ＭＨｚに選ばれる。この例も１．５ＧＨｚ系の受信時の局部発振周波数を低く選んでいるため、１．５ＧＨｚ系の受信回路の第１混合回路１４には、乗算器３８によって局部発振信号の２倍の高調波成分が与えられ、第１混合回路１４から１１３．８５ＭＨｚの第１ＩＦ信号が出力される。
【００５９】
図１６はこの発明の第１６の実施形態を示すブロック図である。この実施形態は図１５の変系例であり、局部発振周波数は図１５と同様に選ばれている。ただし、１．５ＧＨｚ系の送受信時にはＶＣＯ２の発振周波数を×２するために、ＶＣＯ２の出力側に乗算器４０が切換器４１，４２を介して接続されている。
【００６０】
図１７はこの発明の第１７の実施形態を示すブロック図である。この実施形態は第１ＩＦ信号の周波数を下げて、１．５ＧＨｚ系の受信時におけるＶＣＯ２の出力の周波数に近づけたものである。各局部発振周波数は、ｆ_RL＝７０８．７５〜７８３．７５ＭＨｚ、ｆ_TL＝７１４．４〜７６６．４ＭＨｚ、ｆ_RH＝７８９．１２５〜８０１．１２５ＭＨｚ、ｆ_TH＝１１４３．２〜１１６２．４ＭＨｚに選ばれる。この例も１．５ＧＨｚ系の受信時の局部発振周波数を低く選んでいるため、１．５ＧＨｚ系の受信回路の第１混合器１４には、乗算器３８によって局部発振信号の２倍の高調波成分が与えられ、第１混合回路１４から１０１．２５ＭＨｚの第１ＩＦ信号が出力される。また、第２混合回路１６には乗算器６によって１２．６ＭＨｚの×８倍の高調波信号が与えられる。
【００６１】
図１８はこの発明の第１８の実施形態を示すブロック図である。この実施形態は図１６の変形例であり、局部発振周波数は図１６の例と同じ周波数に選ばれている。ＶＣＯ２の出力は乗算器５０に与えられて２倍の高調波成分が取出され、さらにデュプレクサ５１２与えられて１倍波と２倍波とが取出され、１倍波は受信側の８００ＭＨｚ系の第１混合器１３と、送信側の混合器２３と、分周器７とに与えられ、２倍波はＰＬＬ回路３と受信側の１．５ＧＨｚ系の第１混合回路１４とに与えられる。
【００６２】
図１９はこの発明が適用されるデュアルバンド無線通信装置に用いられる帯域幅を説明するための図である。図１９において、８００ＭＨｚ帯はＤ帯（送信：ＴＸ）９４０．０〜９５８．０ＭＨｚ，（受信：ＲＸ）８１０．０〜８２８．０ＭＨｚ，帯域幅１８．０ＭＨｚ，送受間隔１３０．０ＭＨｚと、Ａ帯（ＴＸ）９２５．０〜９４０．０ＭＨｚ，（ＲＸ）８７０．０〜８８５．０ＭＨｚ，帯域幅１５．０ＭＨｚ，送受間隔５５．０ＭＨｚと、Ｃ帯（ＴＸ）８９３．０〜８９８ＭＨｚ，（ＲＸ）８３８．０〜８４３ＭＨｚ，帯域幅５．０ＭＨｚ，送受間隔５５．０ＭＨｚとに定められている。
【００６３】
また、１．５ＧＨｚ系は、（ＴＸ）１４２９．０〜１４５３．０，（ＲＸ）１４７７．０〜１５０１．０，帯域幅２４．０ＭＨｚ，送受間隔−４８．０ＭＨｚに定められている。
【００６４】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【００６５】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、少なくとも２つの異なる帯域の周波数を用いて通信を行うデュアルバンド無線通信装置において、少なくとも２つの異なる帯域の周波数信号を送受信するために、基準信号発振手段からの基準信号に位相同期結合する少なくとも２つの帯域の局部発振信号を発振させ、そのうち１つの帯域に対応する信号で受信信号と混合して中間周波数信号を出力するかあるいは変調信号と混合して高周波信号を出力するようにしたので、局部発振器を減らすことができ、小型化および低電流化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図２】この発明の第２の実施形態を示すブロック図である。
【図３】この発明の第３の実施形態を示すブロック図である。
【図４】この発明の第４の実施形態を示すブロック図である。
【図５】この発明の第５の実施形態を示すブロック図である。
【図６】この発明の第６の実施形態を示すブロック図である。
【図７】この発明の第７の実施形態を示すブロック図である。
【図８】この発明の第８の実施形態を示すブロック図である。
【図９】この発明の第９の実施形態を示すブロック図である。
【図１０】この発明の第１０の実施形態を示すブロック図である。
【図１１】この発明の第１１の実施形態を示すブロック図である。
【図１２】この発明の第１２の実施形態を示すブロック図である。
【図１３】この発明の第１３の実施形態を示すブロック図である。
【図１４】この発明の第１４の実施形態を示すブロック図である。
【図１５】この発明の第１５の実施形態を示すブロック図である。
【図１６】この発明の第１６の実施形態を示すブロック図である。
【図１７】この発明の第１７の実施形態を示すブロック図である。
【図１８】この発明の第１８の実施形態を示すブロック図である。
【図１９】この発明が適用されるデュアルバンド無線通信装置に用いられる帯域幅を説明するための図である。
【符号の説明】
１制御回路、２，２ａＶＣＯ、３ＰＬＬ回路、４ローパスフイルタ（ＬＦ）、５，８発振回路、６，３３，３８，４０，５０乗算器、７，３１，３２，４３分周器、９サブＰＬＬ回路、１１，１２低雑音増幅器、１３，１４，１６，２３混合回路、１５，１７，２２バンドパスフイルタ（ＢＰＦ）、１８リミッタ、１９位相検波器、２１直交位相変調器、２４，２５高周波増幅器、３４，３５，３６，３７，４１，４２，４４，４５切換器、５１デュプレクサ。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a dual band radio communication apparatus, for example, a dual band radio communication apparatus used in common in two bands of 800 MHz band and 1.5 GHz band.
[0002]
[Prior art]
Recently, a digital automobile telephone service has been started, and two bands of a so-called 800 MHz band (810 to 956 MHz) and a 1.5 GHz band (1429 to 1501 MHz) are assigned as communication frequencies of the automobile telephone service. Such a dual-band wireless communication apparatus that can be used in common in two bands is disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-222307.
[0003]
  This dual-band wireless communication apparatus has conventionally had four local oscillation circuits for transmission and reception in the 800 MHz band and transmission and reception in the 1.5 GHz band, so that the circuit configuration becomes large. To solve this problem, it consists of three local oscillator circuits.TheThe switch is switched by a switch so that transmission / reception can be performed in two bands using three local oscillation circuits.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
The dual-band wireless communication device has three local oscillation circuits and switches the local oscillation signal oscillated from these by a switch, so the configuration is simplified compared to the conventional one. Since there are three circuits, it is complicated, has a large number of parts, and is an obstacle to miniaturization and cost reduction.
[0005]
SUMMARY OF THE INVENTION Therefore, a main object of the present invention is to provide a dual-band radio communication apparatus suitable for miniaturization and cost reduction by simplifying the configuration and reducing the number of parts by further reducing the local oscillation circuit. .
[0006]
[Means for Solving the Problems]
  This inventionDual-band wireless communication device according toIs a dual-band wireless communication apparatus that performs communication using any one of at least two different band frequencies for transmitting and receiving at least two different band frequency signals with reference signal oscillating means that oscillates a reference signal. And at least two bands synchronized with the reference signal from the reference signal oscillating means.FirstA phase-locked coupling loop that outputs a local oscillation signal,FirstControl means for outputting a local oscillation signalIt isThe
[0007]
  hereThe phase-locked coupling loop includes a voltage-controlled oscillation means for controlling a band frequency output by the control means, and a phase-locked coupling means that forms a phase-locked coupling loop together with the voltage-controlled oscillation means.Include.
[0008]
  Further, the voltage controlled oscillation means has at least two bands.FirstOne of the local oscillation signalsFirstMultiply the frequency of the local oscillation signal and outputIncludes multiplication means.
[0009]
  Another dual-band radio communication apparatus according to the present invention is a dual-band radio communication apparatus that performs communication using one of at least two different band frequencies, and a reference signal oscillating means that oscillates a reference signal; A phase-locked coupling loop for outputting a first local oscillation signal in at least two bands synchronized with the reference signal from the reference signal oscillating means for transmitting and receiving frequency signals in at least two different bands; And a control means for outputting a first local oscillation signal in any one band. Here, the phase-locked coupling loop includes voltage-controlled oscillation means for controlling the band frequency output by the control means, and phase-locked coupling means that form a phase-locked coupling loop together with the voltage-controlled oscillation means.Thus, the voltage controlled oscillation means includes multiplication means for multiplying and outputting the frequency of the first local oscillation signal in one band among the first local oscillation signals in at least two bands.Mu The dual-band wireless communication apparatus further includes multiplication means for extracting and outputting a harmonic component from the reference signal output from the reference signal oscillating means.
[0010]
  Still another dual-band radio communication apparatus according to the present invention is a dual-band radio communication apparatus that performs communication using any one of frequencies of at least two different bands, and a reference signal oscillation unit that oscillates a reference signal And a phase-locked coupling loop for outputting a first local oscillation signal in at least two bands synchronized with the reference signal from the reference signal oscillating means for transmitting and receiving frequency signals in at least two different bands, and phase-locked coupling And a control means for outputting a first local oscillation signal of any one band from the loop. Here, the phase-locked coupling loop includes voltage-controlled oscillation means for controlling the band frequency output by the control means, and phase-locked coupling means that form a phase-locked coupling loop together with the voltage-controlled oscillation means.Thus, the voltage-controlled oscillation means includes multiplication means for multiplying and outputting the frequency of the first local oscillation signal in one band among the first local oscillation signals in at least two bands.Mu The dual-band wireless communication apparatus further includes a sub-phase synchronization coupling loop that outputs a second local oscillation signal having a frequency different from the oscillation frequency of the reference signal oscillation means in synchronization with the phase-locking coupling loop. The coupling loop includes sub oscillation means for outputting the second local oscillation signal, and sub phase synchronization coupling means for controlling the sub oscillation means to synchronize the second local oscillation signal with the reference signal.
  Still another dual-band radio communication apparatus according to the present invention is a dual-band radio communication apparatus that performs communication using any one of frequencies of at least two different bands, and a reference signal oscillation unit that oscillates a reference signal And a phase-locked coupling loop for outputting a first local oscillation signal in at least two bands synchronized with the reference signal from the reference signal oscillating means for transmitting and receiving frequency signals in at least two different bands, and phase-locked coupling And a control means for outputting a first local oscillation signal of any one band from the loop. Here, the phase-locked coupling loop includes a voltage-controlled oscillation means for controlling a band frequency output by the control means, a phase-locked coupling means that forms a phase-locked coupling loop together with the voltage-controlled oscillation means, and a voltage-controlled oscillation means. A multiplication means for multiplying the first local oscillation signal in the output band, and a first fundamental frequency output from the voltage control means according to the frequency of the band to be used among the frequencies of at least two different bands. Selection output means for selectively outputting any one of the local oscillation signal of the first and the multiplied first local oscillation signals output from the multiplication means, and the voltage controlled oscillation means includes at least two bands. Multiplication means for multiplying and outputting the frequency of the first local oscillation signal in one band of the first local oscillation signal is included.
[0011]
  Further, at least two amplifying means for amplifying and outputting received signals in at least two different bands, and output signals of the respective amplifying means are outputted from the phase-locked coupling loop or the sub-phase-locked coupling loop.1st or 2ndMixed with other local oscillation signalsFirstAt least two that output intermediate frequency signalsFirstAnd a mixing means.
[0012]
  Furthermore, the second local oscillation signal output from the sub phase locked loop is divided.FirstA frequency dividing means for the mixing means, and at least twoFirstOutput from mixing meansFirstSecond mixing means for mixing the intermediate frequency signal and the second local oscillation signal divided by the dividing means to output a second intermediate frequency signal.
[0013]
  Further, at least two amplifying means for amplifying and outputting received signals in at least two different bands, and output signals from the respective amplifying means and the phase-locked coupling loop are output.FirstAt least two first mixing means for mixing first local frequency signals and outputting a first intermediate frequency signal having a common frequency, and first intermediate frequency signals output from at least two first mixing means WhenMultiplicationBy meansExtractionWasHarmonic componentAnd a second mixing means for outputting a second intermediate frequency signal.
[0014]
  Furthermore, the modulation means for modulating the baseband signal, the modulation signal modulated by the modulation means, and the phase-locked coupling loop outputFirstThe transmitter includes a local oscillation signal or a mixing unit that mixes the second local oscillation signal output from the sub-phase locked coupling loop.
[0015]
  Furthermore, it is output from the phase locked coupling loop.FirstOutput from local oscillation signal or sub-phase locked coupling loopSecondFrequency division means for dividing the local oscillation signal is included, and the modulation means includes quadrature phase modulation means for quadrature-modulating the baseband signal based on the frequency division signal supplied from the frequency division means.
[0016]
Further, the frequency dividing means has different frequency dividing ratios at least according to frequencies in different bands.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of the present invention. In FIG. 1, four baseband signals I, IB, Q, and QB are input to the quadrature modulator 21. The quadrature modulator 21 rotates the phase of the baseband signals I, IB, Q, and QB by 90 ° in accordance with the divided signal obtained by dividing the local oscillation signal supplied from the frequency divider 7 by ¼. Modulate. The quadrature modulated signal is supplied to a mixing circuit 23 through a band pass filter (BPF) 22 and mixed with a local oscillation signal, and an 800 MHz system is output as a high frequency signal through a high frequency amplifier 24. The 5 GHz system is output via the high frequency amplifier 25 and radiated into the air via a power amplifier and an antenna (not shown). The high frequency amplifiers 24 and 25 are controlled so as to operate only when signals of corresponding systems of 800 MHz system and 1.5 GHz system are input, respectively.
[0019]
On the other hand, in the receiving circuit, an 800 MHz reception signal is supplied to the low noise amplifier 11, and a 1.5 GHz reception signal is supplied to the low noise amplifier 12. Each of the low noise amplifiers 11 and 12 is controlled so as to operate only when a reception signal of a corresponding system is input, and each output is mixed with the local oscillation signal by the first mixing circuits 13 and 14 to be the first IF signal. It becomes. Further, the first IF signal is supplied to the second mixing circuit 16 and mixed with the local oscillation signal to become the second IF signal, the high-frequency component is removed by the BPF 17, the amplitude is limited by the limiter 18, and the phase detector 19 Phase detection is performed and a received signal is output.
[0020]
Next, the configuration of the local oscillation circuit that is a feature of the present invention will be described. The local oscillation circuit of this embodiment includes a control circuit 1, a voltage controlled oscillator (VCO) 2, a phase lock coupling (PLL) circuit 3, a low-pass filter (LF) 4, an oscillation circuit 5, a multiplier 6, And a frequency divider 7.
[0021]
The oscillation circuit 5 generates a 12.6 MHz reference signal. This reference signal is input to the PLL circuit 3 and is also supplied to the multiplier 6 to be multiplied by 9, and a harmonic component of 113.4 MHz is supplied to the second mixing circuit 16. A PLL loop is configured by the PLL circuit 3, LF4, and VCO2.
[0022]
The oscillation frequency of the VCO 2 is controlled by the control circuit 1. That is, VCO2 is a local oscillation signal f for reception in the 800 MHz band._RL= 696.15-771.15 MHz and local oscillation signal f for transmission_TL= 714.4 to 766.4 MHz, 1.5 GHz reception local oscillation signal f_RH= 1363.15 to 1387, 15 MHz and local oscillation signal f for transmission_TH= Has two oscillation functions to oscillate each frequency band of 1143.2 to 1162.4 MHz, and a local oscillation signal in any of the above four bands is selected by a 2-bit signal supplied from the control circuit 1 And output to the PLL loop. The local oscillation signal generated from the VCO 2 is supplied to the transmission system mixing circuit 23 and is divided by ¼ by the frequency divider 7. The frequency divider 7 for obtaining this 1/4 frequency division is provided for the quadrature phase modulator 21 to make the phase 1/4.
[0023]
  When the 800 MHz system is selected, VCO2 outputs a local oscillation signal of fTL = 714.4 to 766.4 MHz during transmission, and the 1/4 frequency divider 7 orthogonalizes the signal of 178.6 to 191.6 MHz. The signal is supplied to the phase modulator 21, and the mixing circuit 23 mixes the quadrature-phase modulated signal with the 714.4 to 766.4 MHz local oscillation signal. As a result, the mixing circuit 23 outputs a transmission signal of Tx = fTL + fTL / 4 = 5fTL / 4 = 893-958 MHz. This transmission signal is a high frequency amplifier24 is output.
[0024]
On the other hand, VCO2 is f when receiving_RL= 696.15 to 771.15 MHz local oscillation signal is output, and the first mixing circuit 13 mixes the local oscillation signal with the received signal of 810 to 885 MHz output from the low-noise amplifier 11 to obtain a 113.85 MHz first oscillation signal. The 1 IF signal is taken out, and further, the second IF signal of 450 kHz is mixed by the second mixer circuit 16 by mixing the first IF signal output from the first mixer circuit 13 and the 9th harmonic 113.4 MHz output from the multiplier 6. Is output.
[0025]
When the 1.5 GHz system is selected, VCO2 is f during transmission._TH= 1143.2 to 1162.4 MHz local oscillation signal is output, and high frequency amplifier 25 outputs a transmission signal of 1429 to 1453 MHz. At the time of reception, the received signal of 1477 to 1501 MHz, which is the output of the low noise amplifier 12, and f_RH= 1363.15 to 1387.15 MHz of the local oscillation signal is mixed by the first mixing circuit 14 to extract the 113.85 MHz first IF signal, and the second IF signal of 450 kHz is extracted from the second mixing circuit 16.
[0026]
As described above, according to this embodiment, since the local oscillation signal output from the VCO 2 can be output in the 800 MHz system and the 1.5 GHz system at the time of transmission / reception, the local oscillation circuit is reduced. In addition, since the configuration can be simplified and the number of parts can be reduced, a dual-band wireless communication apparatus suitable for downsizing, low current, and cost reduction can be realized.
[0027]
FIG. 2 is a block diagram of a second embodiment of the present invention. In the embodiment shown in FIG. 1, both the 800 MHz system and the 1.5 GHz system have separate transmission and reception frequency bands, and the bandwidth is wide. Therefore, the VCO 2 itself must be enlarged and the bandwidth of the BPF 22 needs to be widened. is there.
[0028]
In particular, in the embodiment shown in FIG. 1, the local oscillation signal supplied to the transmission-system mixing circuit 23 is Tx = f_TL+ F_TLSince the relationship of / 4 needs to be satisfied, the frequency of the local oscillation signal is f_TLWill be fixed. In addition, the local oscillation signal input to the second mixing circuit 16 of the receiving system is also fixed at 113.4 MHz, and there is a problem that restrictions are large in configuring the circuit.
[0029]
  Therefore, in the embodiment shown in FIG. 2, a sub PLL circuit 9 for outputting an 800 MHz local oscillation signal and an oscillation circuit 8 are provided, and the multiplier 6 shown in FIG. 1 is omitted. The oscillation circuit 8 outputs a 226.8 MHz signal, and the sub PLL circuit 9 synchronizes the 12.6 MHz oscillation signal output from the oscillation circuit 5 and the 226.8 MHz oscillation signal output from the oscillation circuit 8. This 226.8 MHz signal is supplied to the quadrature modulator 21 during transmission of the 800 MHz system, and is divided by a half by the frequency divider 32, and the 113.4 MHz signal is sent to the second mixing circuit 16 of the receiver. Given. Further, this signal is divided by 1/2 by a frequency divider 31 during transmission of a 1.5 GHz system, and a signal of 56.7 MHz is a quadrature phase modulator.21Given to. That is, the 226.8 MHz oscillation signal of the oscillation circuit 8 is ¼ and supplied to the quadrature modulator 21.
[0030]
Note that the 226.8 MHz oscillation signal from the oscillation circuit 8 is not supplied to the quadrature modulator 21 during 1.5 GHz transmission. In the 800 MHz system, the mixing circuit 23 outputs a transmission signal of 893 to 958 MHz by mixing a 666.2 to 731.2 MHz local oscillation signal from the VCO 2 and a modulation signal of 226.8 MHz, and a 1.5 GHz system. Then, the local oscillation signal of 1372.3 to 396.3 MHz and the 56.7 MHz signal obtained by ¼ of the oscillation signal of 226.8 MHz from the oscillation circuit 8 are mixed to output a transmission signal of 1429 to 1453 MHz.
[0031]
On the other hand, at the time of 800 MHz reception, the first mixing circuit 13 mixes the received signal of 810 to 885 MHz and the local oscillation signal of 696.15 to 771.15 MHz and outputs the first IF signal of 113.85 MHz. At the time of 5 GHz reception, the first mixing circuit 13 mixes the reception signal of 1477 to 1501 MHz and the local oscillation signal of 1363.15 to 1387.15 MHz and outputs a first IF signal of 113.85 MHz. The rest of the configuration is the same as in FIG.
[0032]
Therefore, in this second embodiment, the local oscillation signal output from the VCO 2 is 696.15 to 771.15 MHz when receiving the 800 MHz system and 666.2 to 731.2 MHz when transmitting, and the 1.5 GHz system 1363.15 to 1387.15 MHz at the time of reception, and 1372.3 to 396.3 MHz at the time of transmission. The bandwidth can be reduced compared to the first embodiment, the VCO 2 can be downsized, and a multiplier is not required. The mounting area can be reduced.
[0033]
FIG. 3 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention. In the embodiment shown in FIG. 2, the 226.8 MHz oscillation signal from the oscillation circuit 8 is supplied to the quadrature modulator 21 during 800 MHz transmission, and the output of the frequency divider 31 is used as the quadrature phase during 1.5 GHz transmission. It was necessary to switch to give to the modulator 21. In contrast, the embodiment shown in FIG. 3 eliminates such switching.
[0034]
That is, the oscillation circuit 8 outputs an oscillation signal of 604.8 MHz, this oscillation signal is given to the frequency divider 7 and is divided by a quarter, and a signal of 151.2 MHz is given to the quadrature modulator 21. Further, it is supplied to the frequency divider 32, divided by 1/2, and supplied to the second mixing circuit 16 as a local oscillation signal of 75.6 MHz.
[0035]
On the other hand, VCO2 is an 800 MHz system and f_RL= 733.95 to 808.95 MHz, f during transmission_TL= Outputs local oscillation signal of 741.8 to 806.8 MHz and receives as 1.5 GHz system when receiving_RH= 1553.05 to 1577.05 MHz, f during transmission_TH= 1580.2 to 1604.2 MHz is oscillated. This embodiment is characterized in that the local oscillation frequency of the 1.5 GHz system is selected higher than the transmission / reception frequency as compared with the embodiment of FIG. 1 or FIG.
[0036]
FIG. 4 is a block diagram showing a fourth embodiment of the present invention. In this embodiment, VCO 2a is f_RL= 696.15-771.15 MHz, f_TL= 714.4 to 766.4 MHz, f_RH= 681.575-693.575 MHz, f_TH= A frequency equal to 683 to 695 MHz is output, and a multiplication circuit that doubles the 1.5 GHz system is built in the VCO 2a. This eliminates the need for a built-in configuration for outputting a local oscillation signal in the frequency band of 1.5 GHz as the VCO 2a. However, a multiplication circuit for doubling is required, but the configuration of the multiplication circuit can be simplified compared to the oscillation circuit, so that the VCO 2a can be downsized.
[0037]
2 and 3, the oscillation circuit 8 and the sub PLL circuit 9 output a 252 MHz oscillation signal synchronized with the oscillation signal of the oscillation circuit 5. Frequency division is performed, and a 63 MHz signal is input to the quadrature phase modulator 1. In this embodiment, the operation at the time of transmission when the 800 MHz system is selected is the same as in FIG. 1, and the oscillation signal of the VCO 2a is divided by ¼ by the frequency divider 7 and given to the quadrature modulator 21. It is done. As a result, the transmission frequency is as follows.
[0038]
f_TL+ F_TL/ 4 = 893-958MHz
The operation at the time of reception is that the received signal of 810 to 885 MHz and the local oscillation signal of 696.15 to 771.15 MHz are mixed by the first mixer 13, the first IF signal of 113.85 MHz is taken out, and further the second mixing The circuit 16 mixes the first IF signal and the 9th harmonic of 113.4 MHz output from the multiplier 6 to output a second IF signal of 450 kHz.
[0039]
On the other hand, in the 1.5 GHz system, the 252 MHz signal from the oscillator 8 is divided by ¼ by the frequency divider 7, and the 63 MHz signal is supplied to the quadrature modulator 21. Since the local oscillation signal is (683 to 695 MHz) × 2, the 1.5 GHz transmission frequency is as follows.
[0040]
2fTH + 252/4 = 1429-1553MHz
At the time of reception, a reception signal of 1477 to 1501 MHz and a local oscillation signal of (681.575 to 693.575 MHz) × 2 are mixed by the first mixing circuit 14 to extract a first IF signal of 113.85 MHz, and further A second IF signal of 450 kHz is extracted from the 2 mixing circuit 16.
[0041]
FIG. 5 is a block diagram showing a fifth embodiment of the present invention. In this embodiment, the VCO 2 having the two oscillators shown in FIGS. 1 to 3 is used in place of the VCO 2 shown in FIG. 4, and the other configurations are the same as those in FIG. However, the oscillation circuit 8 oscillates 176.4 MHz, and this oscillation signal is given to the quadrature modulator 21 at the time of 1.5 GHz transmission, and the local oscillation signal from the PLL loop is divided at the time of 800 MHz transmission. The frequency is divided by a quarter in the unit 7 and switched to be supplied to the quadrature modulator 21.
[0042]
In this embodiment, the local oscillation signal is f_RL= 696.15-771.15 MHz, f_TL= 714.4 to 766.4 MHz, f_RH= 1590.85 to 1614.85 MHz, f_TH= 1605.4 to 1629.4 MHz.
[0043]
At the time of 800 MHz transmission, the transmission is performed at 714.4 + 714.4 / 4 = 893 MHz, and at the transmission of 1.5 GHz, transmission is performed at 1605.4-176.4 = 1429 MHz.
[0044]
FIG. 6 is a block diagram showing a sixth embodiment of the present invention. This embodiment makes it unnecessary to switch the oscillation signal applied to the quadrature modulator 21 during transmission of the 800 MHz system and the 1.5 GHz system, which was necessary in the embodiment shown in FIG. For this purpose, the oscillation circuit 8 oscillates 705.6 MHz, and this signal is divided by a quarter by the frequency divider 7, and a 176.4 MHz signal is supplied to the quadrature modulator 21. The frequency of the local oscillation signal generated from the PLL loop is the same as in FIG.
[0045]
Therefore, at the time of 800 MHz transmission, the transmission is performed at 714.4 + 714.4 / 4 = 893 MHz, and at the transmission of 1.5 GHz, transmission is performed at 1605.4-705.6 / 4 = 1429 MHz.
[0046]
FIG. 7 is a block diagram showing a seventh embodiment of the present invention. In this embodiment, in the same manner as the embodiment shown in FIG. 4, an oscillation signal of almost the same band is output from the VCO 2, and in the 1.5 GHz system, the output signal of the VCO 2 is doubled by the multiplier 33. To. However, in the 800 MHz system, the switches 34 and 35 are connected to the input / output side of the multiplier circuit 33 in order to use the oscillation signal output from the VCO 2 as it is.
[0047]
The oscillation frequency of VCO2 is f_RL= 595.35-670.35 MHz, f_TL= 714.4 to 766.4 MHz, f_RH= 631.175-643.175 MHz, f_TH= 571.6 to 581.2 MHz. Further, the frequency of the first IF signal is selected to be 214.65 MHz in order to bring the oscillation frequency of the VCO 2 close to the frequency of the second IF signal. However, since the frequency of the second IF signal needs to be 450 kHz, in order to increase the frequency of the second local oscillation signal, the multiplier 6 extracts a 214.2 MHz signal that is 17 times higher than 12.6 MHz. The
[0048]
Therefore, the transmission at 800 MHz is the same as that in FIG. 6, and (571.6 × 2) + (571.6 × 2) / 4 = 1429 MHz in the 1.5 GHz system. When receiving at 800 MHz, the first IF signal is extracted at 810−593.35 = 214.65 MHz. At the time of 1.5 GHz reception, the first IF signal is extracted at 1477− (631.175 × 2) = 214.65 MHz.
[0049]
FIG. 8 is a block diagram showing an eighth embodiment of the present invention. This embodiment is configured in the same manner as in FIG. 7 and increases the frequency of the first IF signal so as to be closer to the output frequency of the VCO 2. The oscillation frequency of VCO2 is f_RL= 570.15 to 645.15 MHz, f_TL= 714.4 to 766.4 MHz, f_RH= 618.575-630.575 MHz, f_TH= 571.6 to 581.2 MHz. Further, the frequency of the first IF signal is selected to be 239.85 MHz in order to bring the oscillation frequency of the VCO 2 close to the frequency of the second IF signal. However, since the frequency of the second IF signal needs to be 450 kHz, in order to increase the frequency of the second local oscillation signal, the multiplier 6 extracts a 239.4 MHz signal that is 19 times higher than 12.6 MHz. The
[0050]
FIG. 9 is a block diagram showing a ninth embodiment of the present invention. In this embodiment, the frequencies of the 800 MHz and 1.5 GHz local oscillation signals are set higher than the frequency of the transmission / reception signal, and the frequency of the first IF signal is set higher than that of the embodiment shown in FIG. To do. The oscillation frequency of the VCO 2 is higher than the frequency of the transmission / reception signal, and f_RL= 1075.05-1150.05 MHz, f_TL= 1071.6 to 1149.6 MHz, f_RH= 1742.05 to 1766.05 MHz, f_TH= 1714.8 to 1743.6 MHz. Further, the frequency of the first IF signal is selected to be 265.05 MHz. However, since the frequency of the second IF signal needs to be 450 kHz, in order to increase the frequency of the second local oscillation signal, the multiplier 6 extracts a 264.6 MHz signal having a harmonic 21 times as high as 12.6 MHz. The
[0051]
In this example, 1071.6−1071.6 / 6 = 893 MHz during 800 MHz transmission, and 1714.8−1714.8 / 6 = 1429 MHz during 1.5 GHz transmission. The first IF signal at the time of 800 MHz reception is 810-1075.05 = 265.05 MHz, and the first IF signal at the reception of 1.5 GHz is 1742.05-1477 = 265.05 MHz.
[0052]
FIG. 10 is a block diagram showing a tenth embodiment of the present invention. In this embodiment, the frequency of the local oscillation signal at the time of 1.5 GHz transmission is made close to the frequency of the 800 MHz local oscillation signal, and the local oscillation signal from the VCO 2 is directly supplied to the quadrature modulator 21 and the mixing circuit 23 When the 800 MHz transmission is performed, the local oscillation signal is divided by a quarter by the frequency divider 7 and supplied to the mixing circuit 23. For this purpose, the selectors 36 and 37 are connected to the input / output side of the frequency divider 7, and at the time of 800 MHz transmission, the local oscillation signal is divided by the frequency divider 7 and then given to the mixing circuit 23. In the .5 GHz system, the local oscillation signal is directly supplied to the mixing circuit 23.
[0053]
The frequency of the local oscillation signal is f_RL= 696.15-771.15 MHz, f_TL= 714.4 to 766.4 MHz, f_RH= 1363.15-1387.15 MHz, f_TH= 714.5 to 726.5 MHz.
[0054]
FIG. 11 is a block diagram showing an eleventh embodiment of the present invention. In this embodiment, in the embodiment shown in FIG. 10, the frequency of the local oscillation signal at the time of reception of the 1.5 GHz system is also close to the frequency of the local oscillation signal of the 800 MHz system, and each local oscillation frequency is f_RL= 683.55 to 758.55 MHz, f_TL= 714.4 to 766.4 MHz, f_RH= 675.275-687.275 MHz, f_TH= 714.5 to 726.5 MHz. However, the local oscillation frequency at the time of reception of the 1.5 MHz system is given to the multiplier 38 and multiplied by x2. The multiplier 6 supplies the second mixing circuit 16 with a 126 MHz second local oscillation signal that is 10 times higher harmonic than the 12.6 MHz oscillation signal oscillated by the oscillation circuit 5.
[0055]
FIG. 12 is a block diagram showing a twelfth embodiment of the present invention. The oscillation frequency of the VCO 2 of this embodiment is selected to be the same as that of the embodiment of FIG. 11, and instead of the multiplier 38 shown in FIG. A multiplier 40 is connected to the output side of the VCO 2 via switching devices 41 and 42.
[0056]
FIG. 13 is a block diagram showing a thirteenth embodiment of the present invention. In this embodiment, the output of the VCO 2 is switched by the switches 44 and 45 so that the frequency divider 43 divides the output of the VCO 2 by 1/6 by the frequency divider 43 and the frequency divider 7 ¼ by the frequency divider 7 in the 1.5 GHz system. It is a thing. The local oscillation frequency is f_RL= 1111.285 to 1187.85 MHz, f_TL= 1071.6 to 1149.6 MHz, f_RH= 1174.15-1198.15 MHz, f_TH= A relatively high frequency is selected such as 1143.2 to 1162.24 MHz. Therefore, the first IF signal is output at a frequency of 302.85 MHz, and a harmonic signal that is x24 times 12.6 MHz is output from the multiplier 6 as a second local oscillation signal.
[0057]
FIG. 14 is a block diagram showing a fourteenth embodiment of the present invention. This embodiment is a modification of FIG. 13, and each local oscillation frequency is f._RL= 696.15-771.15 MHz, f_TL= 714.4 to 766.4 MHz, f_RH= 681.575-693.575 MHz, f_TH= 1714.8 to 1743.6 MHz. Since the local oscillation frequency at the time of reception of the 1.5 GHz system is selected low, the multiplier 38 gives a harmonic component twice that of the local oscillation signal to the first mixing circuit 14 of the 1.5 GHz system reception circuit. The first mixing circuit 14 outputs a first IF signal of 113.85 MHz.
[0058]
FIG. 15 is a block diagram showing a fifteenth embodiment of the present invention. In this embodiment, each local oscillation frequency is f_RL= 696.15-771.15 MHz, f_TL= 714.4 to 766.4 MHz, f_RH= 681.575-693.575 MHz, f_TH= 1143.2 to 1162.4 MHz. In this example as well, the local oscillation frequency at the time of reception of the 1.5 GHz system is selected to be low, so the first mixing circuit 14 of the 1.5 GHz system reception circuit has a harmonic wave twice the local oscillation signal by the multiplier 38. The first mixing circuit 14 outputs a 113.85 MHz first IF signal.
[0059]
FIG. 16 is a block diagram showing a sixteenth embodiment of the present invention. This embodiment is a modification example of FIG. 15, and the local oscillation frequency is selected similarly to FIG. However, the multiplier 40 is connected to the output side of the VCO 2 via the switches 41 and 42 in order to make the oscillation frequency of the VCO 2 × 2 at the time of 1.5 GHz system transmission / reception.
[0060]
FIG. 17 is a block diagram showing a seventeenth embodiment of the present invention. In this embodiment, the frequency of the first IF signal is lowered to be close to the output frequency of the VCO 2 at the time of 1.5 GHz reception. Each local oscillation frequency is f_RL= 708.75-783.75 MHz, f_TL= 714.4 to 766.4 MHz, f_RH= 789.125-801.125 MHz, f_TH= 1143.2 to 1162.4 MHz. In this example as well, the local oscillation frequency at the time of reception of the 1.5 GHz system is selected to be low, so the first mixer 14 of the 1.5 GHz system reception circuit has a harmonic wave twice the local oscillation signal by the multiplier 38. A component is given, and a first IF signal of 101.25 MHz is output from the first mixing circuit 14. The second mixing circuit 16 is supplied with a harmonic signal of × 8 times 12.6 MHz by the multiplier 6.
[0061]
FIG. 18 is a block diagram showing an eighteenth embodiment of the present invention. This embodiment is a modification of FIG. 16, and the local oscillation frequency is selected to be the same frequency as the example of FIG. The output of the VCO 2 is supplied to the multiplier 50 to extract the double harmonic component, and further supplied to the duplexer 512 to extract the first harmonic and the second harmonic, and the first harmonic is the 800 MHz first of the receiving side. The first mixer 13, the transmission-side mixer 23, and the frequency divider 7 are provided, and the second harmonic is supplied to the PLL circuit 3 and the reception-side 1.5 GHz system first mixing circuit 14.
[0062]
FIG. 19 is a diagram for explaining the bandwidth used in the dual-band wireless communication apparatus to which the present invention is applied. In FIG. 19, the 800 MHz band is a D band (transmission: TX) 940.0 to 958.0 MHz, (reception: RX) 810.0 to 828.0 MHz, a bandwidth 18.0 MHz, a transmission interval 130.0 MHz, and an A band. (TX) 925.0 to 940.0 MHz, (RX) 870.0 to 885.0 MHz, bandwidth 15.0 MHz, transmission / reception interval 55.0 MHz, C band (TX) 893.0 to 898 MHz, (RX) 838 0 to 843 MHz, a bandwidth of 5.0 MHz, and a transmission / reception interval of 55.0 MHz.
[0063]
The 1.5 GHz system is defined as (TX) 1429.0 to 1453.0, (RX) 1477.0 to 1501.0, a bandwidth 24.0 MHz, and a transmission / reception interval −48.0 MHz.
[0064]
The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
[0065]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, in the dual-band wireless communication apparatus that performs communication using frequencies of at least two different bands, the reference signal oscillating means transmits and receives frequency signals of at least two different bands. Oscillate at least two bands of local oscillation signals that are phase-synchronized with the reference signal, and mix the received signal with the signal corresponding to one of the bands to output an intermediate frequency signal or mix with the modulation signal to generate a high frequency signal. Since the signal is output, the number of local oscillators can be reduced, and the size and current can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram showing a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram showing a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a block diagram showing an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a block diagram showing a ninth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a block diagram showing a tenth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a block diagram showing an eleventh embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a block diagram showing a twelfth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a block diagram showing a thirteenth embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a block diagram showing a fourteenth embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a block diagram showing a fifteenth embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a block diagram showing a sixteenth embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a block diagram showing a seventeenth embodiment of the present invention.
FIG. 18 is a block diagram showing an eighteenth embodiment of the present invention.
FIG. 19 is a diagram for explaining a bandwidth used in a dual-band wireless communication apparatus to which the present invention is applied.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Control circuit, 2, 2a VCO, 3 PLL circuit, 4 Low pass filter (LF), 5, 8 Oscillator circuit, 6, 33, 38, 40, 50 Multiplier, 7, 31, 32, 43 Frequency divider, 9 Sub PLL circuit, 11, 12 Low noise amplifier, 13, 14, 16, 23 Mixing circuit, 15, 17, 22 Band pass filter (BPF), 18 Limiter, 19 Phase detector, 21 Quadrature phase modulator, 24, 25 High frequency amplifier, 34, 35, 36, 37, 41, 42, 44, 45 switcher, 51 duplexer.

Claims

A dual-band wireless communication apparatus that performs communication using one of at least two different band frequencies,
A reference signal oscillating means for oscillating a reference signal;
A phase-locked coupling loop for outputting a first local oscillation signal in at least two bands synchronized with a reference signal from the reference signal oscillating means for transmitting and receiving the frequency signal in the at least two different bands;
Control means for outputting a first local oscillation signal in any one band from the phase-locked coupling loop,
The phase locked coupling loop is
Voltage-controlled oscillation means for controlling a band frequency output by the control means;
Phase lock coupling means that constitutes the phase lock coupling loop together with the voltage controlled oscillation means,
The voltage controlled oscillating means includes a multiplying means for multiplying and outputting the frequency of the first local oscillation signal of one band among the first local oscillation signals of the at least two bands. .

A dual-band wireless communication apparatus that performs communication using one of at least two different band frequencies,
A reference signal oscillating means for oscillating a reference signal;
A phase-locked coupling loop for outputting a first local oscillation signal in at least two bands synchronized with a reference signal from the reference signal oscillating means for transmitting and receiving the frequency signal in the at least two different bands;
Control means for outputting a first local oscillation signal in any one band from the phase-locked coupling loop,
The phase locked coupling loop is
Voltage-controlled oscillation means for controlling a band frequency output by the control means;
Phase lock coupling means that constitutes the phase lock coupling loop together with the voltage controlled oscillation means,
The voltage-controlled oscillating means includes a multiplying means for multiplying and outputting the frequency of the first local oscillation signal in one band among the first local oscillation signals in the at least two bands,
Furthermore, the dual band radio | wireless communication apparatus provided with the multiplication means which extracts and outputs a harmonic component among the reference signals output from the said reference signal oscillation means.

A dual-band wireless communication apparatus that performs communication using one of at least two different band frequencies,
A reference signal oscillating means for oscillating a reference signal;
A phase-locked coupling loop for outputting a first local oscillation signal in at least two bands synchronized with a reference signal from the reference signal oscillating means for transmitting and receiving the frequency signal in the at least two different bands;
Control means for outputting a first local oscillation signal in any one band from the phase-locked coupling loop,
The phase locked coupling loop is
Voltage-controlled oscillation means for controlling a band frequency output by the control means;
Phase lock coupling means that constitutes the phase lock coupling loop together with the voltage controlled oscillation means,
The voltage-controlled oscillating means includes a multiplying means for multiplying and outputting the frequency of the first local oscillation signal in one band among the first local oscillation signals in the at least two bands,
And a sub-phase synchronization coupling loop that outputs a second local oscillation signal having a frequency different from the oscillation frequency of the reference signal oscillation means in synchronization with the phase synchronization coupling loop,
The sub-phase locked coupling loop is
Sub oscillation means for outputting the second local oscillation signal;
And a sub-phase synchronous coupling unit that controls the sub oscillation unit to synchronize the second local oscillation signal with the reference signal.

A dual-band wireless communication apparatus that performs communication using one of at least two different band frequencies,
A reference signal oscillating means for oscillating a reference signal;
A phase-locked coupling loop for outputting a first local oscillation signal in at least two bands synchronized with a reference signal from the reference signal oscillating means for transmitting and receiving the frequency signal in the at least two different bands;
Control means for outputting a first local oscillation signal in any one band from the phase-locked coupling loop,
The phase locked coupling loop is
Voltage-controlled oscillation means for controlling a band frequency output by the control means;
Phase-locked coupling means constituting the phase-locked coupling loop together with the voltage-controlled oscillation means;
Multiplication means for multiplying a first local oscillation signal in a band output from the voltage controlled oscillation means;
The first local oscillation signal of the fundamental frequency output from the voltage control means and the multiplied first output from the multiplication means according to the frequency of the band to be used among the frequencies of the at least two different bands. the selection output means for outputting selectively either one of the first local oscillation signal seen including,
Said voltage controlled oscillator means, said one of the at least two first local oscillation signal of a band, including a multiplying means for outputting by multiplying the frequency of the first local oscillation signal of one band, dual-band wireless communication apparatus.

And at least two amplifying means for amplifying and outputting the received signals of the at least two different bands;
A first intermediate frequency signal having a common frequency is output by mixing the output signal of each amplification unit and the first or second local oscillation signal output from the phase-locked coupling loop or the sub-phase-locked coupling loop. 5. The dual-band wireless communication apparatus according to claim 1, further comprising: at least two first mixing units.

Further, frequency dividing means for dividing the second local oscillation signal output from the sub-phase locked loop and giving it to the first mixing means,
The first intermediate frequency signal output from the at least two first mixing means and the second local oscillation signal divided by the frequency dividing means are mixed to output a second intermediate frequency signal. The dual-band wireless communication apparatus according to claim 5, wherein the receiver includes two mixing units.

And at least two amplifying means for amplifying and outputting the received signals of the at least two different bands;
At least two first mixing means for mixing the output signal of each amplification means and the first local oscillation signal output from the phase-locked coupling loop to output a first intermediate frequency signal having a common frequency; ,
Second mixing means for mixing the first intermediate frequency signal output from the at least two first mixing means and the harmonic component extracted by the multiplying means to output a second intermediate frequency signal. The dual band wireless communication apparatus according to claim 2, comprising:

A modulation means for modulating the baseband signal;
Mixing means for mixing the modulation signal modulated by the modulation means and the first local oscillation signal output from the phase-locked coupling loop or the second local oscillation signal output from the sub-phase-locked coupling loop; The dual-band wireless communication apparatus according to claim 1, further comprising a transmitter.

And further comprising frequency dividing means for frequency-dividing the first local oscillation signal output from the phase-locked coupling loop or the second local oscillation signal output from the sub-phase-locked coupling loop,
9. The dual-band wireless communication apparatus according to claim 8, wherein the modulation means includes quadrature phase modulation means for quadrature-modulating the baseband signal based on the frequency-divided signal supplied from the frequency-dividing means.

The dual-band radio communication apparatus according to claim 9, wherein the frequency dividing unit has a frequency dividing ratio that differs according to the frequency of the at least different band.