JP3909995B2

JP3909995B2 - Heavy bass correction system and acoustic apparatus using the same

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Publication number: JP3909995B2
Application number: JP2000060427A
Authority: JP
Inventors: 亮介稲垣
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2000-03-01
Filing date: 2000-03-01
Publication date: 2007-04-25
Anticipated expiration: 2020-03-01
Also published as: JP2001245400A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、小型スピーカやヘッドホン等を使用して音声信号の再生を行う際に、その低域側カットオフ周波数が高いことによって生じる低音再生不良を聴感上修正し、豊かな重低音の再生を実現することができる重低音補正システムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
音源から入力される音声信号の周波数帯域はスピーカの再生可能な周波数帯域に比べて広いことが普通である。そのため、音源から入力される音声信号を忠実に再生するには、再生可能な周波数帯域ができる限り広範囲に及ぶスピーカを設ける必要がある。ここで、前記スピーカの再生可能な周波数帯域の広さはスピーカの寸法や構造等によってそれぞれ固有の範囲を有しているが、一般的にスピーカの寸法が小型になるほど低域側カットオフ周波数が高くなり、低音域の再生特性は悪化する傾向にある。
【０００３】
しかしながら、ノートパソコンやポータブルオーディオ再生装置といった携帯性を求められる機器、省スペースをコンセプトとしたコンパクトオーディオシステム、あるいは自動車室内といった限られた空間に設置されるカーオーディオシステム等に採用されるスピーカもしくはヘッドホンは、その設置場所の制限等からできる限り小型・軽量なものが望まれている。そのため、どうしても低音域の再生特性が犠牲となり、使用者にとっては低音域の再生が不十分であるといった不満を禁じ得ないものとなる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記の課題を解決する手段として、従来の音響装置には低域周波数成分の利得増幅を行う重低音補正システムを設けている。図７は従来の重低音補正システムにおける周波数−利得特性の一例を示すグラフである。このグラフにおいて横軸は周波数を、縦軸は利得をそれぞれ示している。図中の実線１は小型スピーカの再生可能な周波数帯域（周波数ｆ_L〜周波数ｆ_H）を示しており、ここでは２０Ｈｚ（ｆ_L）〜２０ｋＨｚ（ｆ_H）の音声信号を再生可能な小型スピーカを例に挙げている。ただし、この小型スピーカの低域側カットオフ周波数ｆ₀は１００Ｈｚ程度であり、１００Ｈｚ以下の低域周波数成分については十分な再生を行うことができない。
【０００５】
また、図中の破線３は従来の重低音補正システムにおける利得増幅量の周波数特性を示している。図中に示す通り、従来では０Ｈｚ〜１ｋＨｚといった低域周波数領域全体の利得を一律に増幅している。なお、図中の一点鎖線２は０ｄＢのフラットなラインを示しており、全周波数帯域で自然界に存在する音を仮定している。
【０００６】
確かに、上記のように低音域の利得を増幅する構成であれば、ある程度までは小型スピーカ等における低音域の再生特性をカバーすることができる。しかしながら、この例で示した小型スピーカの場合、いくら低域周波数成分の利得のみを上げたとしても、低域側カットオフ周波数ｆ₀が１００Ｈｚであるため、それ以下（特に、２０Ｈｚ以下）の低域周波数成分を再生するには限界がある。かと言って、低音域の利得増幅を過度に行うと音割れやスピーカ筐体のビビリなど別問題が発生するため、おのずと低音域の利得増幅量も制限される。
【０００７】
さらに、前にも述べた通り、従来の重低音補正システムでは低域周波数領域全体の利得を一律に増幅しているので、ある周波数成分にとっては適当な増幅度であっても、別の周波数成分にとっては必要以上の増幅であることが多い。このため、使用者にとっては聴感上非常にうるさく感じ、本来の豊かな暖かみのある重低音とはかけ離れた再生音となっている。
【０００８】
本発明は、上記の問題点に鑑み、小型スピーカやヘッドホン等を使用して音声信号の再生を行う際に、その低域側カットオフ周波数が高いことによって生じる低音再生不良を聴感上修正し、歪みの少ない豊かな重低音の再生を実現することができる重低音補正システムを提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係る重低音補正システムにおいては、音源から２系統に分けて入力される音声信号のＬチャンネル成分及びＲチャンネル成分の低域周波数成分をそれぞれ抜き出すための抽出手段と、前記抽出手段によって抜き出した前記低域周波数成分が入力されるアナログ乗算器と、前記アナログ乗算器の出力信号を前記Ｌチャンネル成分及び前記Ｒチャンネル成分に加えるための加算手段とを有する構成としている。特に、前記アナログ乗算器は、入力された前記低域周波数成分を元のほぼ２倍の周波数帯域にシフトさせるとともに、その振幅を元のほぼ２乗にして出力する構成である。
【００１０】
なお、上記構成の重低音補正システムにおいては、前記音声信号から前記低域周波数成分を除去するためのハイパスフィルタを設け、前記アナログ乗算器の出力信号を前記ハイパスフィルタの出力信号に加える構成とするとよい。さらに、前記アナログ乗算器と前記加算手段との間に、不要な高域周波数成分を除去するためのローパスフィルタを設けてもよい。
【００１１】
また、本発明に係る音響装置においては、上記した重低音補正システムを小型スピーカやヘッドホン等の駆動システムに用いたことを特徴としている。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係る重低音補正システムにおける周波数−利得特性の一例を示すグラフである。このグラフにおいて横軸は周波数を、縦軸は利得をそれぞれ示している。図中の実線１は小型スピーカの再生可能な周波数帯域（周波数ｆ_L〜周波数ｆ_H）を示しており、ここでは２０Ｈｚ（ｆ_L）〜２０ｋＨｚ（ｆ_H）の音声信号を再生可能な小型スピーカを例に挙げている。ただし、この小型スピーカの低域側カットオフ周波数ｆ₀は１００Ｈｚ程度であり、１００Ｈｚ以下の低域周波数成分については十分な再生を行うことができない。また、図中の一点鎖線２は０ｄＢのフラットなラインを示しており、全周波数帯域で自然界に存在する音を仮定している。
【００１３】
ここで、本発明に係る重低音補正システムにおいては、低域周波数領域の利得のみを一律に増幅する従来構成とは異なり、入力される音声信号の低域周波数成分（図中Ａで示す領域）を元のほぼ２倍の周波数帯域にシフトさせるとともに、その振幅を元のほぼ２乗にして出力する（図中Ｂで示す領域）手段を有する構成としている。
【００１４】
まず、本発明に係る重低音補正システムの第１実施形態について説明する。図２は第１実施形態における重低音補正システムの概略構成を示すブロック図である。ここでは、音源から入力される音声信号がＬチャンネル成分とＲチャンネル成分を有するステレオ信号である場合を例に挙げて説明を行う。
【００１５】
図中に示すように、端子ａはバッファ１０を介してローパスフィルタ１２（以下、ＬＰＦ１２と呼ぶ）の入力端と第１加算器１５の入力端とに接続されている。また、端子ｂはバッファ１１を介してローパスフィルタ１３（以下、ＬＰＦ１３と呼ぶ）の入力端と第２加算器１６の入力端とに接続されている。ＬＰＦ１２の出力端はアナログ乗算器１４の第１入力端子ｓに接続されており、ＬＰＦ１３の出力端はアナログ乗算器１４の第２入力端子ｔに接続されている。
【００１６】
さらに、このアナログ乗算器１４の出力端子ｕは第１加算器１５及び第２加算器１６の各入力端に接続されている。第１加算器１５の出力端はバッファ１７を介して端子ｃに接続されており、第２加算器１６の出力端はバッファ１８を介して端子ｄに接続されている。なお、端子ｃ及び端子ｄは図示しないスピーカに接続されている。
【００１７】
次に、上記構成を有する重低音補正システムにおける信号処理の流れについて説明する。前記音源から端子ａに入力される音声信号のＬチャンネル成分Ｌ_INは、バッファ１０を介してＬＰＦ１２と第１加算器１５にそれぞれ入力される。また、前記音源から端子ｂに入力される音声信号のＲチャンネル成分Ｒ_INは、バッファ１１を介してＬＰＦ１３と第２加算器１６にそれぞれ入力される。
【００１８】
ここで、ＬＰＦ１２及びＬＰＦ１３は所定の遮断周波数（ここでは、前記スピーカの低域カットオフ周波数ｆ₀に合わせて１００Ｈｚとする）を有しており、この遮断周波数よりも低い周波数成分のみを通過させる特性がある。よって、ＬＰＦ１２、１３からアナログ乗算器１４に対して出力される信号は、前記音声信号のＬチャンネル成分Ｌ_IN及びＲチャンネル成分Ｒ_INから低域周波数成分のみを抽出した信号となる。
【００１９】
アナログ乗算器１４はＬＰＦ１２、１３の出力信号を掛け合わせることで、元のほぼ２倍の周波数帯域にシフトさせる処理、すなわち入力信号の倍音化（あるいはオクターブ変換とも言う）を行うとともに、その振幅を元のほぼ２乗にして出力するものである。このアナログ乗算器１４の構成及び動作については後ほど詳細に説明を行う。アナログ乗算器１４の出力信号は第１加算器１５及び第２加算器１６によって、元のＬチャンネル成分Ｌ_IN及びＲチャンネル成分Ｒ_INに加えられる。その後、第１加算器１５の出力信号はＬチャンネル成分Ｌ_OUTとして端子ｃから前記スピーカに出力され、第２加算器１６の出力信号はＲチャンネル成分Ｒ_OUTとして端子ｄから前記スピーカに出力される。
【００２０】
ここで、前述したアナログ乗算器１４の構成及び動作について説明する。本実施形態に設けたアナログ乗算器１４は特別な回路構成を有するものではなく、２系統の入力信号Ｘ、Ｙに対してその積信号ＸＹを出力するといった極めて一般的なものである。
【００２１】
図３はアナログ乗算器１４の一構成例を示す回路図である。まず、本実施形態におけるアナログ乗算器１４の回路構成について説明する。ＬＰＦ１２で抽出されたＬチャンネル成分Ｌ_INの低域周波数成分が入力される第１入力端子ｓは、結合コンデンサＣ１を介してトランジスタＱ１のベースに接続されている。図中に示す差動増幅器３０はＬチャンネル成分Ｌ_INの低域周波数成分を増幅するものであり、差動接続された一対のｎｐｎ型トランジスタＱ１、Ｑ２を有している。
【００２２】
これらのトランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタはそれぞれ定電流源Ｉ１、Ｉ２に接続されており、トランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタ間には抵抗Ｒ２が接続されている。また、トランジスタＱ１、Ｑ２のベースはそれぞれ抵抗Ｒ１、Ｒ４を介してバイアス源（図示せず）に接続されている。一方、トランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタはそれぞれダイオードＤ１、Ｄ２を介して共通の抵抗Ｒ３に接続されており、この抵抗Ｒ３は直流電源電圧Ｖ_CCに接続されている。
【００２３】
ここで、差動増幅器３０の出力はトランジスタＱ１、Ｑ２の各コレクタから導出され、次段の乗算器３２の上段差動対を構成するｎｐｎ型トランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８へ供給される。なお、トランジスタＱ１のコレクタはトランジスタＱ６、Ｑ７の各ベースと共通に接続されており、トランジスタＱ２のコレクタはトランジスタＱ５、Ｑ８の各ベースとそれぞれ接続されている。
【００２４】
次に、ＬＰＦ１３で抽出されたＲチャンネル成分Ｒ_INの低域周波数成分が入力される第２入力端子ｔは、結合コンデンサＣ２を介してｎｐｎ型トランジスタＱ３のベースに接続されている。図中に示す差動増幅器３１はＲチャンネル成分Ｒ_INの低域周波数成分を増幅するものであり、差動接続された一対のｎｐｎ型トランジスタＱ３、Ｑ４を有している。
【００２５】
この差動増幅器３１は前述の差動増幅器３０と同様の構成を成しており、トランジスタＱ３、Ｑ４は前述のトランジスタＱ１、Ｑ２に対応している。同様に、定電流源Ｉ３、Ｉ４は前述の定電流源Ｉ１、Ｉ２にそれぞれ対応し、ダイオードＤ３、Ｄ４は前述のダイオードＤ１、Ｄ２のそれぞれ対応している。また、抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８は前述の抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４にそれぞれ対応している。
【００２６】
この差動増幅器３１の出力はトランジスタＱ３、Ｑ４の各コレクタから導出され、次段の乗算器３２の下段差動対を構成するｎｐｎ型トランジスタＱ９、Ｑ１０へ供給される。なお、トランジスタＱ３のコレクタはトランジスタＱ９のベースと接続されており、トランジスタＱ４のコレクタはトランジスタＱ１０のベースとそれぞれ接続されている。
【００２７】
乗算器３２は二重平衡差動接続回路（ダブルバランス型差動接続回路）で構成されており、その下段差動対を構成するトランジスタＱ９、Ｑ１０のエミッタはそれぞれ定電流源Ｉ５、Ｉ６に接続されている。なお、これらの定電流源Ｉ５、Ｉ６の他端はいずれも接地されている。また、トランジスタＱ９、Ｑ１０のエミッタ間には抵抗Ｒ９が接続されている。一方、トランジスタＱ９のコレクタは上段差動対を構成するトランジスタＱ５、Ｑ６の各エミッタに共通に接続され、トランジスタＱ１０のコレクタは上段差動対を構成するトランジスタＱ７、Ｑ８の各エミッタに共通に接続されている。
【００２８】
さらに、トランジスタＱ５、Ｑ７のコレクタはそれぞれｐｎｐ型トランジスタＱ１１のコレクタ及びベースに接続され、トランジスタＱ６、Ｑ８のコレクタはそれぞれｐｎｐ型トランジスタＱ１２のコレクタ及びベースに接続されている。ここで、トランジスタＱ１１はｐｎｐ型トランジスタＱ１４とともに第１のカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ１１、Ｑ１４のベースは互いに接続されている。
【００２９】
また、トランジスタＱ１２はｐｎｐ型トランジスタＱ１３とともに第２のカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ１２、Ｑ１３のベースはともに接続されている。なお、トランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４のエミッタはいずれも抵抗Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３を介して直流電源電圧Ｖ_CCに接続されている。
【００３０】
一方、トランジスタＱ１３のコレクタは第３のカレントミラー回路を構成するｎｐｎ型トランジスタＱ１５、Ｑ１６の各ベース、及びトランジスタＱ１５のコレクタに接続されている。また、トランジスタＱ１４のコレクタはトランジスタＱ１６のコレクタに接続されるとともに、出力端子ｕにも接続されている。この出力端子ｕは別途、抵抗Ｒ１６を介してバイアス源（図示せず）に接続されている。なお、トランジスタＱ１５、Ｑ１６のベースは互いに接続されており、エミッタはそれぞれ抵抗Ｒ１４、Ｒ１５を介してグランドに接続されている。
【００３１】
次に、上記の回路構成を有するアナログ乗算器１４の動作について説明する。ＬＰＦ１２によって抽出されたＬチャンネル成分Ｌ_INの低域周波数成分は差動増幅器３０によって差動増幅され、乗算器３２の上部差動対を構成するトランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８に送出される。一方、ＬＰＦ１３によって抽出されたＲチャンネル成分Ｒ_INの低域周波数成分は差動増幅器３１によって差動増幅され、乗算器３２の下部差動対を構成するトランジスタＱ９、Ｑ１０に送出される。
【００３２】
乗算器３２の上段差動対を構成するトランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８では、各ベースに入力されるＬチャンネル成分Ｌ_INの低域周波数成分と、各エミッタに入力されるＲチャンネル成分Ｒ_INの低域周波数成分との乗算が行われ、その乗算結果はトランジスタＱ１１、Ｑ１２のコレクタ電流として取り出される。そして、これらのコレクタ電流は第１〜第３カレントミラー回路を介してトランジスタＱ１４及びトランジスタＱ１６のコレクタ電流となる。
【００３３】
よって、出力端子ｕからそれらの差分を取り出すことにより、Ｌチャンネル成分Ｌ_INの低域周波数成分とＲチャンネル成分Ｒ_INの低域周波数成分との乗算信号を出力として得ることができる。このように、本実施形態におけるアナログ乗算器１４は非常に簡易な回路構成であり、容易に集積化が可能である。
【００３４】
ここで、上記に説明したアナログ乗算器１４の第１入力端子ｓ及び第２入力端子ｔに対して、次の（１）式に示すような全く同一の入力信号Ｘ、Ｙを入力した場合を考える。なお、（１）式中における入力信号Ｘ、Ｙは時間ｔの関数であり、振幅Ａ、周波数ｆで振動する正弦波であるとする。
【数１】

【００３５】
このような入力信号Ｘ、Ｙをアナログ乗算器１４に入力すると、その出力信号ＸＹは三角関数の変換公式から、次の（２）式のように表すことができる。
【数２】

【００３６】
上の（２）式から明らかなように、アナログ乗算器１４に対して全く同一の入力信号Ｘ、Ｙを入力した場合、その出力信号ＸＹの周波数は２ｆとなり入力信号Ｘ、Ｙの周波数ｆを２倍した値となる。また、出力信号ＸＹの振幅はＡ²となり入力信号Ｘ、Ｙの振幅Ａを２乗した値となる。このように、アナログ乗算器１４に対して全く同一の信号を入力することによって、ある周波数成分を有する入力信号を元の２倍の周波数帯域にシフトさせるとともに、その振幅を元の２乗にして出力することが可能である。
【００３７】
ここで、本実施形態においてはＬＰＦ１２、１３の各出力信号を前述の入力信号Ｘ、Ｙとしてアナログ乗算器１４に入力する構成としている。このような構成とすることにより、ＬＰＦ１２、１３で抽出されたほぼ同じ信号成分の低域周波数成分（０〜１００Ｈｚ）同士を掛け合わせることになるので、アナログ乗算器１４の出力信号は元のほぼ２倍の周波数帯域（０〜２００Ｈｚ）に倍音化される。（ＬＰＦ１２、１３の出力が全く同一であればちょうど２倍の周波数帯域に倍音化される。）
【００３８】
これにより、低音再生能力の乏しい前記スピーカであっても、その再生可能な周波数帯域に前記低域周波数成分がシフトされてくるため、聴感上は前記低域周波数成分をかなり忠実に再生することが可能となる。また、前述の（２）式からも分かるように、入力信号Ｘ、Ｙに歪みがなければその出力信号ＸＹも歪むことはないため、重低音補正システムにアナログ乗算器１４を適用することで非常に高品質な重低音補正が可能となる。
【００３９】
続いて、アナログ乗算器１４による利得増幅作用について説明する。図４はアナログ乗算器１４の入出力特性を示すグラフである。このグラフにおいて横軸はアナログ乗算器１４への入力信号の振幅を示しており、縦軸はアナログ乗算器１４の出力信号の振幅を示している。ここで、図中の実線４はアナログ乗算器１４の入出力特性を示しており、破線５は入力信号がそのまま出力信号となる場合の入出力特性を示している。
【００４０】
前述した通り、アナログ乗算器１４に対して全く同一の２信号を入力すると、元の入力信号の振幅を２乗した値が出力信号の振幅となる特性があるので、入力信号の振幅が１より大きい信号はアナログ乗算器１４によって増幅され、逆に１より小さい信号は低減される。
【００４１】
ここで、本実施形態においてはＬＰＦ１２、１３の各出力信号を前述の入力信号Ｘ、Ｙとしてアナログ乗算器１４に入力する構成としている。このような構成とすることにより、ＬＰＦ１２、１３で抽出された低域周波数成分はアナログ乗算器１４によって掛け合わされ、その出力信号の振幅は元のほぼ２乗の大きさとなる。（ＬＰＦ１２、１３の出力が全く同一であればちょうど２乗の振幅となる。）よって、重低音補正システムにアナログ乗算器１４を適用することで、非常にメリハリの利いた引き締まった出力信号を得ることができる。
【００４２】
次に、本発明に係る重低音補正システムの第２実施形態について説明する。図５は第２実施形態における重低音補正システムの概略構成を示すブロック図である。本実施形態は前述の第１実施形態をさらに発展させたものであり、第１加算器１５及び第２加算器１６に入力される元々の音声信号のＬチャンネル成分Ｌ_IN及びＲチャンネル成分Ｒ_INから、予め低域周波数成分を除去しておくためのハイパスフィルタ１９、２０（以下、ＨＰＦ１９、２０と呼ぶ）を設けている。そして、ＨＰＦ１９、２０の出力信号とアナログ乗算器１４の出力信号とを加えて前記スピーカに出力する構成としている。
【００４３】
ＨＰＦ１９、２０はいずれも、ＬＰＦ１２、１３及びアナログ乗算器１４から成る低音補正部に対して並列となっており、ＨＰＦ１９の入力端はバッファ１０に接続され、出力端は第１加算器１５に接続されている。一方、ＨＰＦ２０の入力端はバッファ１１に接続され、出力端は第２加算器１６に接続されている。ここでＨＰＦ１９、２０は所定の遮断周波数（ここでは、前記スピーカの低域カットオフ周波数ｆ₀に合わせて１００Ｈｚとする）を有しており、この遮断周波数よりも高い周波数成分のみを通過させる特性がある。よって、ＨＰＦ１９、２０から第１加算器１５及び第２加算器１６に対して出力される信号は、元のＬチャンネル成分Ｌ_IN及びＲチャンネル成分Ｒ_INからアナログ乗算器１４に送られる低域周波数成分を取り除いた信号となる。
【００４４】
このような構成とすることにより、本実施形態の重低音補正システムでは、前記音源から入力されるＬチャンネル成分Ｌ_IN及びＲチャンネル成分Ｒ_INが元々有していた低域周波数成分をアナログ乗算器１４の出力信号に置換し、その結果得られた音声信号をＬチャンネル成分Ｌ_OUT及びＲチャンネル成分Ｒ_OUTとして端子ｃ及び端子ｄから出力することになる。よって、元のＬチャンネル成分Ｌ_IN及びＲチャンネル成分Ｒ_INが有していた低域周波数成分と、アナログ乗算器１４によって補正を受けた低域周波数成分とが互いに干渉するようなことがないので、非常に良質の低音再生が実現できる。
【００４５】
次に、本発明に係る重低音補正システムの第３実施形態について説明する。図６は第３実施形態における重低音補正システムの概略構成を示すブロック図である。本実施形態は前述の第１実施形態もしくは第２実施形態をさらに発展させたものであり、アナログ乗算器１４と第１加算器１５及び第２加算器１６との間にローパスフィルタ２１（以下、ＬＰＦ２１と呼ぶ）を設けており、ＬＰＦ２１の入力端はアナログ乗算器１４の出力端子ｕに接続され、出力端は第１加算器１５及び第２加算器１６に接続されている。
【００４６】
ここで、ＬＰＦ２１は所定の遮断周波数（ここでは、２００Ｈｚとする）を有しており、この遮断周波数よりも低い周波数成分のみを通過させる特性がある。よって、ＬＰＦ２１から第１加算器１５及び第２加算器１６に対して出力される信号は、アナログ乗算器１４の出力信号から２００Ｈｚより高い不要な周波数成分を取り除いた信号となる。このように、アナログ乗算器１４での重低音補正によって高音域側に発生する不要な周波数成分を除去することにより、前記スピーカからの再生音はよりクリアなものとなり、非常に高忠実な再生を行うことが可能となる。
【００４７】
上記に説明した実施形態の重低音補正システムに設けたＬＰＦ１２、ＬＰＦ１３、ＨＰＦ１９、ＨＰＦ２０、及びＬＰＦ２１の各遮断周波数や、アナログ乗算器１４の出力利得といった特性値については、入力される音源、小型スピーカやヘッドホン等の周波数特性、及び使用環境等により異なる調整を行う必要がある。また、これらの特性値を過度に設定をしてしまうと、本来の音源の聴感を損なう恐れがある。こうしたことから、前記特性値を設定する際には何種類かの聴感を試し、全ての聴感に対してバランスの良い再生結果が得られるように調整を行うことが望ましい。
【００４８】
なお、他の実施形態としては単一の音源から２つの入力信号を作り、これを乗算器に入力するようにしても構わない。また、このような乗算器を多重段設けることにより、低域周波数成分をさらに強調するようにしてもよい。
【００４９】
【発明の効果】
本発明に係る重低音補正システムにおいては、音源から２系統に分けて入力される音声信号のＬチャンネル成分及びＲチャンネル成分の持つ低域周波数成分をそれぞれ抽出し、その低域周波数成分同士をアナログ乗算器によって掛け合わせることで低音補正を行う構成としている。特に、本発明に係る重低音補正システムにおけるアナログ乗算器では、入力される前記低域周波数成分を元のほぼ２倍の周波数帯域にシフトさせるとともに、その振幅を元のほぼ２乗にして出力する構成としている。
【００５０】
このような構成とすることにより、低音再生能力の乏しいスピーカであっても、その再生可能な周波数帯域に前記低域周波数成分がシフトされてくるため、聴感上は前記低域周波数成分をかなり忠実に再生することが可能となる。また、本発明に係る重低音補正システムではアナログ乗算器によって前記低域周波数成分に対する補正を行うため、入力される音声信号に歪みがなければその出力信号も歪むことはなく、非常に純粋な出力信号を得ることが可能となる。
【００５１】
また、前記アナログ乗算器では元の入力信号の振幅をほぼ２乗した値が出力信号の振幅となる特性があるので、振幅が１より大きい信号は増幅され、逆に１より小さい信号は低減される。よって、本発明に係る重低音補正システムでは非常にメリハリの利いた引き締まった感のある重低音補正を行うことができる。なお、前記低域周波数成分以外の中高域周波数成分については、何ら補正を行わずにそのまま出力するため、前記中高域周波数成分が持つ本来の聴感を損なうことがない。
【００５２】
また、上記構成に加えて、前記音源から入力される元の音声信号から前記低域周波数成分を除去するためのハイパスフィルタを設け、前記アナログ乗算器の出力信号を前記ハイパスフィルタの出力信号に加える構成とするとよい。このような構成とすることにより、この重低音補正システムは前記音声信号が元々有していた低域周波数成分を前記アナログ乗算器の出力信号によって置換する形となる。よって、元の音声信号が有していた低域周波数成分と、前記アナログ乗算器によって補正を受けた低域周波数成分とが互いに干渉するようなことがないので、非常に良質の低音再生が実現できる。
【００５３】
さらに、前記アナログ乗算器の出力信号から不要な高域周波数成分を除去するためのローパスフィルタを設けてもよい。このような構成とすることにより、前記スピーカからの再生音はよりクリアなものとなり、非常に高忠実な再生を行うことが可能となる。
【００５４】
上記したように本発明に係る重低音補正システムを音響装置における小型スピーカやヘッドホン等の駆動システムに用いることにより、低音再生能力の乏しい小型のスピーカであっても、聴感上はかなり忠実な低音再生を行うことが可能となるため、従来のように低音再生能力を求めてスピーカのサイズをむやみに大きくする必要がなくなる。よって、前記音響装置の小型化、軽量化、軽薄化、並びにローコスト化に貢献することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る重低音補正システムにおける周波数−利得特性の一例を示すグラフである。
【図２】第１実施形態における重低音補正システムの概略構成を示すブロック図である。
【図３】アナログ乗算器１４の一構成例を示す回路図である。
【図４】アナログ乗算器１４の入出力特性を示すグラフである。
【図５】第２実施形態における重低音補正システムの概略構成を示すブロック図である。
【図６】第３実施形態における重低音補正システムの概略構成を示すブロック図である。
【図７】従来の重低音補正システムにおける周波数−利得特性の一例を示すグラフである。
【符号の説明】
１２ローパスフィルタ
１３ローパスフィルタ
１４アナログ乗算器
１５第１加算器
１６第２加算器
１９ハイパスフィルタ
２０ハイパスフィルタ
２１ローパスフィルタ
３０差動増幅器
３１差動増幅器
３２乗算器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention corrects a bass reproduction failure caused by a high cut-off frequency of the low frequency side when reproducing an audio signal using a small speaker, headphones, etc., and reproduces a rich heavy bass. The present invention relates to a deep bass correction system that can be realized.
[0002]
[Prior art]
The frequency band of the audio signal input from the sound source is usually wider than the frequency band that can be reproduced by the speaker. Therefore, in order to faithfully reproduce the audio signal input from the sound source, it is necessary to provide a speaker that covers as wide a frequency band as possible. Here, the width of the reproducible frequency band of the speaker has its own range depending on the size and structure of the speaker. Generally, the lower the cutoff frequency, the smaller the size of the speaker. The reproduction characteristics in the low frequency range tend to be worsened.
[0003]
However, speakers or headphones used in portable computers such as notebook computers and portable audio players, compact audio systems based on space-saving concepts, or car audio systems installed in limited spaces such as automobile interiors Therefore, it is desired that the size and weight be as small as possible due to restrictions on the installation location. For this reason, the reproduction characteristics in the low sound range are sacrificed inevitably, and it is impossible for the user to forbid dissatisfaction that the reproduction in the low sound range is insufficient.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
As means for solving the above problems, a conventional acoustic apparatus is provided with a heavy bass correction system that performs gain amplification of low frequency components. FIG. 7 is a graph showing an example of frequency-gain characteristics in a conventional deep bass correction system. In this graph, the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents gain. The solid line 1 in the figure represents a frequency band (frequency f) that can be reproduced by a small speaker. _L ~ Frequency f _H ), Where 20 Hz (f _L ) To 20 kHz (f _H ) Is a small speaker that can reproduce the audio signal. However, the low-frequency cutoff frequency f of this small speaker ₀ Is about 100 Hz, and sufficient reproduction cannot be performed for low frequency components of 100 Hz or less.
[0005]
A broken line 3 in the figure indicates the frequency characteristic of the gain amplification amount in the conventional deep bass correction system. As shown in the figure, conventionally, the gain in the entire low frequency range such as 0 Hz to 1 kHz is uniformly amplified. Note that the alternate long and short dash line 2 in the figure indicates a flat line of 0 dB, and sounds existing in the natural world in all frequency bands are assumed.
[0006]
It is true that the low-frequency reproduction characteristics of a small speaker or the like can be covered to some extent if the configuration is such that the low-frequency gain is amplified as described above. However, in the case of the small speaker shown in this example, even if only the gain of the low frequency component is increased, the low frequency cutoff frequency f ₀ Is 100 Hz, there is a limit in reproducing low frequency components below (especially, 20 Hz or less). However, excessive gain amplification in the low frequency range causes other problems such as sound cracking and chatter chattering, so that the amount of gain amplification in the low frequency range is naturally limited.
[0007]
Furthermore, as described above, in the conventional deep bass correction system, the gain of the entire low frequency range is uniformly amplified. Therefore, even if the amplification factor is appropriate for a certain frequency component, another frequency component is used. In many cases, the amplification is more than necessary. For this reason, the user feels very noisy in terms of hearing, and the reproduced sound is far from the original rich and warm deep bass.
[0008]
In view of the above problems, the present invention corrects a bass reproduction failure caused by a high low-frequency cut-off frequency when reproducing an audio signal using a small speaker, headphones, etc. An object of the present invention is to provide a heavy bass correction system capable of realizing reproduction of a rich heavy bass with little distortion.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, in the deep bass correction system according to the present invention, extraction is performed to extract the low-frequency components of the L channel component and the R channel component of the audio signal input from the sound source divided into two systems. And an analog multiplier to which the low frequency component extracted by the extraction means is input, and an adding means for adding the output signal of the analog multiplier to the L channel component and the R channel component It is said. In particular, the analog multiplier is configured to shift the input low-frequency component to a frequency band that is approximately twice the original frequency band, and output the amplitude of the low-frequency component approximately to the original square.
[0010]
In the heavy bass correction system having the above configuration, a high pass filter for removing the low frequency component from the audio signal is provided, and an output signal of the analog multiplier is added to an output signal of the high pass filter. Good. Furthermore, a low pass filter for removing unnecessary high frequency components may be provided between the analog multiplier and the adding means.
[0011]
The acoustic apparatus according to the present invention is characterized in that the above-described deep bass correction system is used for a driving system such as a small speaker or headphones.
[0012]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a graph showing an example of frequency-gain characteristics in the heavy bass correction system according to the present invention. In this graph, the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents gain. The solid line 1 in the figure represents a frequency band (frequency f) that can be reproduced by a small speaker. _L ~ Frequency f _H ), Where 20 Hz (f _L ) To 20 kHz (f _H ) Is a small speaker that can reproduce the audio signal. However, the low-frequency cutoff frequency f of this small speaker ₀ Is about 100 Hz, and sufficient reproduction cannot be performed for low frequency components of 100 Hz or less. In addition, the alternate long and short dash line 2 in the figure indicates a flat line of 0 dB, and sounds existing in the natural world in all frequency bands are assumed.
[0013]
Here, in the heavy bass correction system according to the present invention, unlike the conventional configuration in which only the gain in the low frequency region is uniformly amplified, the low frequency component of the input audio signal (the region indicated by A in the figure). Is shifted to a frequency band that is approximately twice the original frequency band, and the output is output with the amplitude substantially squared to the original (region indicated by B in the figure).
[0014]
First, a first embodiment of the heavy bass correction system according to the present invention will be described. FIG. 2 is a block diagram showing a schematic configuration of the deep bass correction system in the first embodiment. Here, the case where the audio signal input from the sound source is a stereo signal having an L channel component and an R channel component will be described as an example.
[0015]
As shown in the figure, the terminal a is connected through the buffer 10 to the input end of the low-pass filter 12 (hereinafter referred to as LPF 12) and the input end of the first adder 15. The terminal b is connected to the input terminal of the low-pass filter 13 (hereinafter referred to as LPF 13) and the input terminal of the second adder 16 via the buffer 11. The output terminal of the LPF 12 is connected to the first input terminal s of the analog multiplier 14, and the output terminal of the LPF 13 is connected to the second input terminal t of the analog multiplier 14.
[0016]
Further, the output terminal u of the analog multiplier 14 is connected to each input terminal of the first adder 15 and the second adder 16. The output terminal of the first adder 15 is connected to the terminal c via the buffer 17, and the output terminal of the second adder 16 is connected to the terminal d via the buffer 18. The terminals c and d are connected to a speaker (not shown).
[0017]
Next, the flow of signal processing in the heavy bass correction system having the above configuration will be described. L channel component L of the audio signal input from the sound source to terminal a _IN Are input to the LPF 12 and the first adder 15 through the buffer 10, respectively. Also, the R channel component R of the audio signal input from the sound source to the terminal b _IN Are input to the LPF 13 and the second adder 16 through the buffer 11.
[0018]
Here, the LPF 12 and the LPF 13 have a predetermined cutoff frequency (here, the low-frequency cutoff frequency f of the speaker). ₀ And has a characteristic of passing only frequency components lower than the cut-off frequency. Therefore, the signal output from the

LPFs

12 and 13 to the analog multiplier 14 is the L channel component L of the audio signal. _IN And R channel component R _IN From which only the low frequency components are extracted.
[0019]
The analog multiplier 14 multiplies the output signals of the

LPFs

12 and 13 so as to shift the frequency band to approximately twice the original frequency band, that is, the harmonics of the input signal (also referred to as octave conversion), and the amplitude thereof. It is output with the original square. The configuration and operation of the analog multiplier 14 will be described in detail later. The output signal of the analog multiplier 14 is supplied to the original L channel component L by the first adder 15 and the second adder 16. _IN And R channel component R _IN Added to. Thereafter, the output signal of the first adder 15 is an L channel component L _OUT Is output from the terminal c to the speaker, and the output signal of the second adder 16 is an R channel component R _OUT Is output from the terminal d to the speaker.
[0020]
Here, the configuration and operation of the analog multiplier 14 described above will be described. The analog multiplier 14 provided in this embodiment does not have a special circuit configuration, but is a very general one that outputs the product signal XY with respect to two systems of input signals X and Y.
[0021]
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of the analog multiplier 14. First, the circuit configuration of the analog multiplier 14 in the present embodiment will be described. L channel component L extracted by LPF12 _IN The first input terminal s to which the low frequency component is input is connected to the base of the transistor Q1 via the coupling capacitor C1. The differential amplifier 30 shown in FIG. _IN And has a pair of npn transistors Q1 and Q2 that are differentially connected.
[0022]
The emitters of these transistors Q1 and Q2 are connected to constant current sources I1 and I2, respectively, and a resistor R2 is connected between the emitters of the transistors Q1 and Q2. The bases of the transistors Q1 and Q2 are connected to a bias source (not shown) via resistors R1 and R4, respectively. On the other hand, the collectors of the transistors Q1 and Q2 are connected to a common resistor R3 via diodes D1 and D2, respectively. _CC It is connected to the.
[0023]
Here, the output of the differential amplifier 30 is derived from the collectors of the transistors Q1 and Q2, and is supplied to npn transistors Q5, Q6, Q7, and Q8 that constitute the upper differential pair of the multiplier 32 in the next stage. The collector of the transistor Q1 is connected in common to the bases of the transistors Q6 and Q7, and the collector of the transistor Q2 is connected to the bases of the transistors Q5 and Q8.
[0024]
Next, the R channel component R extracted by the LPF 13 _IN The second input terminal t to which the low frequency component is input is connected to the base of the npn transistor Q3 through the coupling capacitor C2. The differential amplifier 31 shown in the figure has an R channel component R. _IN And a pair of npn transistors Q3 and Q4 that are differentially connected.
[0025]
The differential amplifier 31 has the same configuration as that of the differential amplifier 30 described above, and the transistors Q3 and Q4 correspond to the transistors Q1 and Q2 described above. Similarly, the constant current sources I3 and I4 correspond to the aforementioned constant current sources I1 and I2, respectively, and the diodes D3 and D4 correspond to the aforementioned diodes D1 and D2, respectively. The resistors R5, R6, R7, and R8 correspond to the resistors R1, R2, R3, and R4, respectively.
[0026]
The output of the differential amplifier 31 is derived from the collectors of the transistors Q3 and Q4, and is supplied to npn transistors Q9 and Q10 that form the lower differential pair of the multiplier 32 in the next stage. The collector of transistor Q3 is connected to the base of transistor Q9, and the collector of transistor Q4 is connected to the base of transistor Q10.
[0027]
The multiplier 32 is constituted by a double balanced differential connection circuit (double balance type differential connection circuit), and the emitters of the transistors Q9 and Q10 constituting the lower differential pair are connected to constant current sources I5 and I6, respectively. Has been. The other ends of these constant current sources I5 and I6 are both grounded. A resistor R9 is connected between the emitters of the transistors Q9 and Q10. On the other hand, the collector of the transistor Q9 is commonly connected to the emitters of the transistors Q5 and Q6 constituting the upper differential pair, and the collector of the transistor Q10 is commonly connected to the emitters of the transistors Q7 and Q8 constituting the upper differential pair. Has been.
[0028]
Further, the collectors of the transistors Q5 and Q7 are connected to the collector and base of the pnp transistor Q11, respectively, and the collectors of the transistors Q6 and Q8 are connected to the collector and base of the pnp transistor Q12, respectively. Here, the transistor Q11 and the pnp transistor Q14 form a first current mirror circuit, and the bases of the transistors Q11 and Q14 are connected to each other.
[0029]
The transistor Q12 and the pnp transistor Q13 form a second current mirror circuit, and the bases of the transistors Q12 and Q13 are connected together. The emitters of the transistors Q11, Q12, Q13, and Q14 are all connected to the DC power supply voltage V via resistors R10, R11, R12, and R13. _CC It is connected to the.
[0030]
On the other hand, the collector of the transistor Q13 is connected to the bases of npn transistors Q15 and Q16 constituting the third current mirror circuit and the collector of the transistor Q15. The collector of the transistor Q14 is connected to the collector of the transistor Q16 and also to the output terminal u. The output terminal u is separately connected to a bias source (not shown) via a resistor R16. The bases of the transistors Q15 and Q16 are connected to each other, and the emitters are connected to the ground via resistors R14 and R15, respectively.
[0031]
Next, the operation of the analog multiplier 14 having the above circuit configuration will be described. L channel component L extracted by LPF 12 _IN Are amplified by the differential amplifier 30 and sent to the transistors Q5, Q6, Q7, and Q8 constituting the upper differential pair of the multiplier 32. On the other hand, the R channel component R extracted by the LPF 13 _IN Are amplified by the differential amplifier 31 and sent to the transistors Q9 and Q10 constituting the lower differential pair of the multiplier 32.
[0032]
In the transistors Q5, Q6, Q7, Q8 constituting the upper differential pair of the multiplier 32, the L channel component L input to each base _IN Low frequency component and R channel component R input to each emitter _IN Is multiplied by the low frequency component of the signal, and the multiplication result is taken out as the collector current of the transistors Q11 and Q12. These collector currents become collector currents of the transistors Q14 and Q16 through the first to third current mirror circuits.
[0033]
Therefore, by extracting those differences from the output terminal u, the L channel component L _IN Low frequency component and R channel component R _IN The multiplication signal with the low frequency component of can be obtained as an output. Thus, the analog multiplier 14 in the present embodiment has a very simple circuit configuration and can be easily integrated.
[0034]
Here, a case where exactly the same input signals X and Y as shown in the following equation (1) are input to the first input terminal s and the second input terminal t of the analog multiplier 14 described above. Think. It is assumed that the input signals X and Y in the equation (1) are functions of time t and are sine waves that vibrate with an amplitude A and a frequency f.
[Expression 1]

[0035]
When such input signals X and Y are input to the analog multiplier 14, the output signal XY can be expressed by the following formula (2) from the conversion formula of the trigonometric function.
[Expression 2]

[0036]
As apparent from the above equation (2), when the same input signals X and Y are input to the analog multiplier 14, the frequency of the output signal XY is 2f, and the frequency f of the input signals X and Y is The value is doubled. The amplitude of the output signal XY is A ² And becomes a value obtained by squaring the amplitude A of the input signals X and Y. In this way, by inputting the same signal to the analog multiplier 14, the input signal having a certain frequency component is shifted to twice the original frequency band, and the amplitude is made the original square. It is possible to output.
[0037]
In this embodiment, the output signals of the

LPFs

12 and 13 are input to the analog multiplier 14 as the input signals X and Y described above. With such a configuration, the low frequency components (0 to 100 Hz) of substantially the same signal components extracted by the LPFs 12 and 13 are multiplied together, so that the output signal of the analog multiplier 14 is substantially the original. Overtones are doubled in a double frequency band (0 to 200 Hz). (If the outputs of the

LPFs

12 and 13 are exactly the same, the overtones are doubled to exactly twice the frequency band.)
[0038]
As a result, the low frequency component is shifted to the reproducible frequency band even in the speaker having low bass reproduction capability, so that the low frequency component can be reproduced fairly faithfully in terms of hearing. It becomes possible. Further, as can be seen from the above equation (2), if the input signals X and Y are not distorted, the output signal XY will not be distorted. Therefore, applying the analog multiplier 14 to the deep bass correction system is extremely effective. High quality deep bass correction is possible.
[0039]
Next, the gain amplification operation by the analog multiplier 14 will be described. FIG. 4 is a graph showing the input / output characteristics of the analog multiplier 14. In this graph, the horizontal axis indicates the amplitude of the input signal to the analog multiplier 14, and the vertical axis indicates the amplitude of the output signal of the analog multiplier 14. Here, the solid line 4 in the figure indicates the input / output characteristics of the analog multiplier 14, and the broken line 5 indicates the input / output characteristics when the input signal is directly used as the output signal.
[0040]
As described above, when two identical signals are input to the analog multiplier 14, there is a characteristic that the value obtained by squaring the amplitude of the original input signal becomes the amplitude of the output signal. Larger signals are amplified by analog multiplier 14 and conversely, signals smaller than 1 are reduced.
[0041]
In this embodiment, the output signals of the

LPFs

12 and 13 are input to the analog multiplier 14 as the input signals X and Y described above. With such a configuration, the low frequency components extracted by the LPFs 12 and 13 are multiplied by the analog multiplier 14, and the amplitude of the output signal becomes approximately the original square. (If the outputs of the

LPFs

12 and 13 are exactly the same, the amplitude is just a square.) Therefore, by applying the analog multiplier 14 to the deep bass correction system, a very sharp and firm output signal is obtained. be able to.
[0042]
Next, a second embodiment of the heavy bass correction system according to the present invention will be described. FIG. 5 is a block diagram showing a schematic configuration of the deep bass correction system in the second embodiment. This embodiment is a further development of the first embodiment described above, and the L channel component L of the original audio signal input to the first adder 15 and the second adder 16. _IN And R channel component R _IN Therefore, high pass filters 19 and 20 (hereinafter referred to as HPFs 19 and 20) for removing low frequency components in advance are provided. The output signals of the

HPFs

19 and 20 and the output signal of the analog multiplier 14 are added and output to the speaker.
[0043]
The

HPFs

19 and 20 are both in parallel with the bass correction unit including the

LPFs

12 and 13 and the analog multiplier 14, and the input terminal of the HPF 19 is connected to the buffer 10 and the output terminal is connected to the first adder 15. Has been. On the other hand, the input end of the HPF 20 is connected to the buffer 11, and the output end is connected to the second adder 16. Here, the

HPFs

19 and 20 have a predetermined cutoff frequency (here, the low-frequency cutoff frequency f of the speaker). ₀ And has a characteristic of passing only frequency components higher than the cut-off frequency. Therefore, the signals output from the

HPFs

19 and 20 to the first adder 15 and the second adder 16 are the original L channel components L _IN And R channel component R _IN To the analog multiplier 14 is obtained by removing the low frequency component.
[0044]
With such a configuration, in the deep bass correction system of the present embodiment, the L channel component L input from the sound source. _IN And R channel component R _IN Is replaced with the output signal of the analog multiplier 14, and the resulting audio signal is converted into the L channel component L. _OUT And R channel component R _OUT Are output from the terminal c and the terminal d. Therefore, the original L channel component L _IN And R channel component R _IN Therefore, the low frequency component that has been corrected by the analog multiplier 14 and the low frequency component corrected by the analog multiplier 14 do not interfere with each other.
[0045]
Next, a third embodiment of the heavy bass correction system according to the present invention will be described. FIG. 6 is a block diagram showing a schematic configuration of the deep bass correction system in the third embodiment. This embodiment is a further development of the first embodiment or the second embodiment described above, and a low-pass filter 21 (hereinafter, referred to as “low-pass filter 21”) is provided between the analog multiplier 14, the first adder 15 and the second adder 16. The LPF 21 has an input terminal connected to the output terminal u of the analog multiplier 14, and an output terminal connected to the first adder 15 and the second adder 16.
[0046]
Here, the LPF 21 has a predetermined cutoff frequency (here, 200 Hz), and has a characteristic of allowing only a frequency component lower than the cutoff frequency to pass. Therefore, the signal output from the LPF 21 to the first adder 15 and the second adder 16 is a signal obtained by removing unnecessary frequency components higher than 200 Hz from the output signal of the analog multiplier 14. In this way, by removing unnecessary frequency components generated on the high-frequency range side by the deep bass correction in the analog multiplier 14, the reproduced sound from the speaker becomes clearer and reproduction with very high fidelity is possible. Can be done.
[0047]
Characteristic values such as the cutoff frequencies of the LPF 12, LPF 13, HPF 19, HPF 20, and LPF 21 provided in the above-described deep bass correction system of the embodiment and the output gain of the analog multiplier 14 are input sound sources and small speakers. It is necessary to make different adjustments depending on the frequency characteristics of headphones and headphones and the usage environment. Moreover, if these characteristic values are set excessively, the original sound source may be impaired. For this reason, when setting the characteristic value, it is desirable to test several types of audibility and make adjustments so as to obtain a balanced reproduction result for all audibility.
[0048]
In another embodiment, two input signals may be generated from a single sound source and input to a multiplier. Further, by providing such a multiplier in multiple stages, the low frequency component may be further emphasized.
[0049]
【The invention's effect】
In the deep bass correction system according to the present invention, the low frequency components of the L channel component and the R channel component of the audio signal input in two lines from the sound source are extracted, and the low frequency components are analogized. The bass is corrected by multiplying by a multiplier. In particular, in the analog multiplier in the heavy bass correction system according to the present invention, the input low frequency component is shifted to a frequency band that is approximately twice the original frequency band, and the amplitude is output with the original square value. It is configured.
[0050]
By adopting such a configuration, even in a speaker having a low bass reproduction capability, the low frequency component is shifted to the reproducible frequency band. It is possible to play back. Further, since the low frequency component is corrected by the analog multiplier in the heavy bass correction system according to the present invention, if the input audio signal is not distorted, the output signal is not distorted, and a very pure output A signal can be obtained.
[0051]
In addition, since the analog multiplier has a characteristic that the value obtained by approximately squaring the amplitude of the original input signal becomes the amplitude of the output signal, a signal having an amplitude larger than 1 is amplified, and conversely, a signal smaller than 1 is reduced. The Therefore, the deep bass correction system according to the present invention can perform deep bass correction with a very sharp and firm feeling. Since the middle and high frequency components other than the low frequency components are output as they are without any correction, the original audibility of the middle and high frequency components is not impaired.
[0052]
In addition to the above configuration, a high-pass filter is provided for removing the low-frequency component from the original audio signal input from the sound source, and the output signal of the analog multiplier is added to the output signal of the high-pass filter. It may be configured. By adopting such a configuration, this deep bass correction system replaces the low frequency component originally possessed by the audio signal with the output signal of the analog multiplier. Therefore, the low-frequency component that the original audio signal had and the low-frequency component corrected by the analog multiplier do not interfere with each other. it can.
[0053]
Furthermore, a low pass filter for removing unnecessary high frequency components from the output signal of the analog multiplier may be provided. By adopting such a configuration, the reproduced sound from the speaker becomes clearer and it is possible to perform reproduction with very high fidelity.
[0054]
As described above, by using the heavy bass correction system according to the present invention for a driving system such as a small speaker or a headphone in an acoustic device, even a small speaker having a low bass reproduction capability can reproduce a bass sound that is fairly faithful in terms of hearing. Therefore, it is not necessary to increase the size of the speaker unnecessarily in order to obtain the bass reproduction capability as in the conventional case. Therefore, it is possible to contribute to the reduction in size, weight, thickness and cost of the acoustic device.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a graph showing an example of frequency-gain characteristics in a heavy bass correction system according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a schematic configuration of a deep bass correction system in the first embodiment.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of an analog multiplier 14;
FIG. 4 is a graph showing input / output characteristics of an analog multiplier 14;
FIG. 5 is a block diagram showing a schematic configuration of a deep bass correction system in a second embodiment.
FIG. 6 is a block diagram showing a schematic configuration of a heavy bass correction system according to a third embodiment.
FIG. 7 is a graph showing an example of frequency-gain characteristics in a conventional deep bass correction system.
[Explanation of symbols]
12 Low-pass filter
13 Low-pass filter
14 Analog multiplier
15 First adder
16 Second adder
19 High-pass filter
20 High-pass filter
21 Low-pass filter
30 differential amplifier
31 differential amplifier
32 multiplier

Claims

Extraction means for extracting the low-frequency components of the L channel component and R-channel component of the audio signal input separately from the sound source in two systems, and the analog to which the low-frequency component extracted by the extraction means is input A heavy bass correction system comprising: a multiplier; and an adding means for adding an output signal of the analog multiplier to the L channel component and the R channel component.

2. The overlap according to claim 1, wherein a high-pass filter for removing the low-frequency component from the audio signal is provided, and an output signal of the analog multiplier is added to an output signal of the high-pass filter. Bass correction system.

3. The deep bass correction system according to claim 1, wherein a low-pass filter for removing unnecessary high frequency components is provided between the analog multiplier and the adding means.

An acoustic apparatus, wherein the heavy bass correction system according to any one of claims 1 to 3 is used in a driving system such as a small speaker or a headphone.