JP3908111B2

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Publication number: JP3908111B2
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Inventors: 佳昭伊海
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Filing date: 2002-07-26
Publication date: 2007-04-25
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光学記憶媒体をリード、ライトするバネ特性を持つアクチュエータの機械的振動を抑圧する光学記憶装置に関し、特に、光学ヘッドを含むアクチュエータの減衰率を電気的に高め、機械的振動を抑圧する光学記憶装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光デイスク、光磁気デイスク等の光学記憶媒体を利用した光学記憶装置は、ＤＶＤ、ＣＤ、ＭＯドライブとして、広く、ＡＶ機器、コンピュータの記憶装置に利用されている。このような光学記憶装置では、光学記憶媒体をリード、リード／ライトするため、アクチュエータが設けられている。
【０００３】
アクチュエータは、照射光の焦点を光学記憶媒体の記録面に合わせるための対物レンズと対物レンズ駆動機構を有する。そして、対物レンズ駆動機構により、対物レンズのフォーカス位置を調整し、常時、照射光の焦点を光学記憶媒体の記録面に合わせている。又、ドライブによっては、更に、対物レンズを光学記憶媒体のトラック方向に駆動し、照射光をトラックに追従制御する。
【０００４】
このような対物レンズ駆動機構は、対物レンズを含む可動部を、コイルバネや板バネを介し固定部に連結して、構成される。このように、可動部は、バネ部材を介し固定部に連結されるため、振動に対し、所定の減衰率を有する。このような光アクチュエータにおいて、不要な振動、特に外乱による振動を抑圧する必要があり、減衰率を高める方法が提案されている。
【０００５】
この減衰率を高める機械的方法として、従来、対物レンズ駆動機構の可動部を支持するバネにダンパ剤とよばれるゲル状の物質を塗布する方法（例えば、特開２０００−２８５４９１号公報等）や、減衰率の高い材料でバネを構成する方法（例えば、特開２００１−２９１２５３号公報等）が提案されている。
【０００６】
また、従来の電気的方法として、アクチュエータのコイルの逆起電圧を検出し、対物レンズの移動速度を求め、対物レンズの移動速度をフィードバックする方法（例えば、特開平９−２７０１３３号公報、特開平４−９５２２６号公報等）や、コントローラからの駆動電流から、アクチュエータの共振付近の周波数成分を、ノッチフィルタなどによって、除去し、振動を抑える方法も提案されている。この従来のフィードバック方法は、アクチュエータコイルに直列に検出抵抗を接続し、コイル間の電圧から検出抵抗の電圧を差し引き、逆起電圧を検出するものである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の機械的に減衰率を高める方法には、アクチュエータの構造上限界がある。例えば、バネ部材の材料を選択する方法では、アクチュエータの構造によっては、支持バネは細くせざるをえず、強い減衰をもたせることは困難である。また、ダンパ剤の塗布の方法では、装置ごとにばらつきが大きく、制御系に悪影響を及ぼすことがあった。
【０００８】
又、電気的方法としてのアクチュエータ駆動指示信号から共振周波数付近の成分を除去する方法では、自発的な動作には効果があるものの、外部からの加速度外乱には対応することができず、振動を抑えることができない。特に、フォーカスアクチュエータに関して、光デイスクの高密度化に伴い、レンズの焦点距離も短くなる方向にあるため、機械公差や組立公差のある物理的なストッパをレンズとデイスクの間に設けることが困難になってきている。
【０００９】
例えば、光磁気デイスク装置においては、高密度化が可能な磁界変調記録方式を採用するために、磁気ヘッドを媒体に接近させる必要があり、ストッパを設けることが難しい。そのため、非制御時やフォーカス引込み動作時に外部から振動が加わった場合に、アクチュエータの振動によりレンズまたは磁気ヘッドとデイスクとが衝突し、記録データが破壊される危険が生じる。
【００１０】
更に、アクチュエータコイルの逆起電圧を検出し、レンズ速度を得て、フィードバックする従来の方法では、アクチュエータコイルに直列に検出抵抗を接続し、コイル電流を流す必要がある。この検出抵抗による電圧降下で、アクチュエータコイルに流れる電流が制限され、アクチュエータの最大加速性能が低下する。特に、コンピュータに接続される光ドライブの場合には、最大駆動電圧が、５ボルト若しくは１２ボルト程度に制限されるため、検出抵抗による電圧降下のロスが大きい。
【００１１】
このため、追従制御開始時や大きな外乱が加わった場合など大きな加速を必要とする状況では、アクチュエータの加速度が飽和し、高速動作が困難となる。通常、アクチュエータコイルに接続される検出抵抗は、数オーム程度のため、検出抵抗を直列接続する場合の電流への影響は、大きい。
【００１２】
また、制御中に、数百ミリアンペア〜数アンペアの電流が、検出抵抗にも流れるため、発熱が生じ、特に、光ドライブのように小型化が要求される装置では、この対策も必要となる。
【００１３】
従って、本発明の目的は、アクチュエータの最大加速性能を低下することなく、電気的制御でアクチュエータの不要な振動を防止するための光学記憶装置を提供することにある。
【００１４】
又、本発明の他の目的は、駆動電圧が制限される環境でも、アクチュエータに流れる電流に影響を与えずに、電気的制御でアクチュエータの減衰率を高めるための光学記憶装置を提供することにある。
【００１５】
更に、本発明の別の目的は、アクチュエータの最大加速性能を低下することなく、又、不要な発熱を発生することなく、電気的制御でアクチュエータの不要な振動を防止するための光学記憶装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
この目的の達成のため、本発明は、光学記憶媒体に光を照射し、前記光学記憶媒体のリード及びライトの少なくとも一方を行う光学記憶装置において、前記光学記憶媒体に光を照射するための対物レンズと、バネ特性を有し、前記対物レンズを駆動するアクチュエータと、前記対物レンズの光を前記光学記憶媒体に追従制御するための制御入力信号に応じた駆動電流を前記アクチュエータの駆動コイルに流し、前記駆動コイルを駆動するドライバと、前記対物レンズの光を前記光学記憶媒体に追従制御するための前記ドライバへの前記制御入力信号から前記アクチュエータの駆動電流成分を算出し、前記駆動コイルの両端電圧と前記駆動電流成分とから、前記アクチュエータの速度を推定し、前記制御入力信号にネガテイブフィードバックする対物レンズ駆動部とを有する。
【００１７】
本発明では、バネ特性を持つ対物レンズアクチュエータの減衰率を、電気的制御で向上するため、アクチュエータの材料、構造に制限されず、且つばらつきを抑え減衰率を可変にできる。又、検出抵抗をアクチュエータコイルに接続しなくても、両端電圧と制御入力とからアクチュエータ速度を推定して、減衰率を向上するため、電源電圧が制限された状態でのアクチュエータコイルの最大電流が低下することを防止できる。このため、アクチュエータの最大加速度の低下を防止でき、アクチュエータの性能を低下せずに、減衰率を向上できる。しかも、検出抵抗を使用しないため、発熱の問題が発生しないので、特に、コンパクト化が要求される光デイスクドライブの小型化が容易となる。
【００１８】
又、本発明では、好ましくは、前記対物レンズ駆動部は、前記制御入力信号から前記アクチュエータの抵抗による電圧降下成分と、前記アクチュエータのインダクタンスによる逆起電圧成分を算出し、前記両端電圧から前記電圧降下成分と前記逆起電圧成分を差し引き、前記アクチュエータの推定速度を得る。これにより、アクチュエータの共振ピーク周波数にかかわらず、減衰率を向上できる。
【００１９】
更に、本発明の他の態様は、光学記憶媒体に光を照射し、前記光学記憶媒体のリード及びライトの少なくとも一方を行う光学記憶装置において、前記光学記憶媒体に光を照射するための対物レンズと、バネ特性を有し、前記対物レンズを駆動するアクチュエータと、前記対物レンズの光を前記光学記憶媒体に追従制御するための制御入力信号に応じた駆動電流を前記アクチュエータの駆動コイルに流し、前記アクチュエータの駆動コイルを駆動するドライバと、前記対物レンズの光を前記光学記憶媒体に追従制御するための前記ドライバへの前記制御入力信号から前記アクチュエータの駆動電流成分を算出し、前記駆動コイルの両端電圧と前記駆動電流成分とから、前記アクチュエータの速度を推定し、前記アクチュエータの共振ピークの周波数付近の成分を通過する帯域通過フィルタを介し、前記制御入力信号にネガテイブフィードバックする対物レンズ駆動部とを有する。
【００２０】
この本発明の態様でも、バネ特性を持つ対物レンズアクチュエータの減衰率を、電気的制御で向上するため、アクチュエータの材料、構造に制限されず、且つばらつきを抑え減衰率を可変にできる。又、検出抵抗をアクチュエータコイルに接続しなくても、帯域フィルタを介し、アクチュエータ速度を推定して、減衰率を向上するため、電源電圧が制限された状態でのアクチュエータコイルの最大電流が低下することを防止できる。このため、アクチュエータの最大加速度の低下を防止でき、アクチュエータの性能を低下せずに、減衰率を向上できる。しかも、検出抵抗を使用しないため、発熱の問題が発生しないので、特に、コンパクト化が要求される光デイスクドライブの小型化が容易となる。
【００２１】
又、本発明では、好ましくは、前記対物レンズ駆動部は、前記ドライバに入力される制御入力信号から前記アクチュエータの抵抗による電圧降下成分と、前記アクチュエータのインダクタンスによる逆起電圧成分を算出し、前記両端電圧から前記電圧降下成分と前記逆起電圧成分を差し引き、前記アクチュエータの推定速度を得て、前記帯域通過フィルタを介しネガテイブフィードバックする。
【００２２】
これにより、アクチュエータの共振ピークの周波数に左右されず、正確な速度を推定することができる。
【００２３】
又、本発明では、好ましくは、前記対物レンズ駆動部は、前記ドライバに入力される制御入力信号から前記アクチュエータの抵抗による電圧降下成分を算出し、前記両端電圧から前記電圧降下成分を差し引き、前記アクチュエータの推定速度を得て、前記帯域通過フィルタを介しネガテイブフィードバックする。
【００２４】
これにより、アクチュエータの共振ピークの周波数に応じて、簡単な構成で、減衰率を向上できる。
【００２５】
又、本発明では、好ましくは、前記対物レンズ駆動部は、前記ドライバに入力される制御入力信号から前記アクチュエータのインダクタンスによる逆起電圧成分を算出し、前記両端電圧から前記逆起電圧成分を差し引き、前記アクチュエータの推定速度を得て、前記帯域通過フィルタを介しネガテイブフィードバックする。
【００２６】
アクチュエータの共振ピークの周波数位置に応じて、簡単な構成で減衰率を向上できる。
【００２７】
又、本発明では、好ましくは、前記アクチュエータが、前記対物レンズを前記光学記憶媒体のフォーカス方向に駆動することにより、対物レンズの光学記憶媒体との衝突を防止できる。
【００２８】
又、本発明では、好ましくは、前記アクチュエータが、前記対物レンズを前記光学記憶媒体のトラック方向に駆動することにより、外乱によるトラック外れを防止できる。
【００２９】
又、本発明では、好ましくは、前記対物レンズ駆動部は、前記ドライバに入力される制御入力信号と前記アクチュエータの抵抗と、前記ドライバの増幅率とから前記電圧降下成分を算出することにより、正確に速度を、制御入力から計算できる。
【００３０】
又、本発明では、好ましくは、前記対物レンズ駆動部は、前記ドライバに入力される制御入力信号の微分信号と、前記アクチュエータのインダクタンスと、前記ドライバの増幅率とから前記逆起電圧成分を算出することにより、より正確に速度を、制御入力から計算できる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、光学記憶装置、アクチュエータの制御系の第１の実施の形態、アクチュエータの制御系の第１の実施の形態、アクチュエータの制御系の第２の実施の形態、アクチュエータの制御系の第３の実施の形態、アクチュエータの制御系の第４の実施の形態、アクチュエータコイルの特性測定、他の実施の形態の順で、図面を参照して、説明する。
【００３２】
［光学記憶装置］
図１は、本発明の一実施の形態の光学記憶装置の構成図、図２は、図１のアクチュエータの構成図、図３は、図２のアクチュエータの断面図、図４は、図２のアクチュエータの分解構成図、図５は、図１の他のアクチュエータの構成図である。
【００３３】
以下、光学記憶装置として、図１に示すような、光学記憶媒体に、光磁気デイスク（ＭＯデイスク）を使用した光磁気ドライブ（ＭＯドライブ）を例に説明するが、光学記憶媒体に、光デイスクを使用したＣＤ／ＣＤ−Ｒ／ＣＤ−ＲＷ／ＤＶＤドライブ等の光学記憶装置にも適用できる。
【００３４】
図１に示すように、スピンドルモーター１０は、光学記憶媒体（ＭＯデイスク）１を回転する。通常、ＭＯデイスク１は、リムーバブルな媒体であり、図示しないドライブの挿入口から挿入される。アクチュエータ（光ピックアップ）２は、この光学記憶媒体１の下に設けられ、対物レンズ２７を介し、光学記憶媒体１に矢印のように光ビームを照射し、反射光を導く。
【００３５】
アクチュエータ２は、トラックアクチュエータ１１、１３、１４、２０により、光学記憶媒体１の半径方向の任意のトラック位置へ移動する。トラックアクチュエータは、アクチュエータ２をガイドする一対のガイド１１と、リニアアクチュエータの固定部を構成する磁石１４と磁気回路１３と、リニアアクチュエータの可動部を構成するトラックアクチュエータコイル２０とで構成される。このトラックアクチュエータコイル２０は、光アクチュエータ２に固定される。従って、トラックアクチュエータコイル２０に駆動電流を流すことにより、アクチュエータ２は、光学記憶媒体２の半径方向に移動する。
【００３６】
アクチュエータ２の詳細を、図２乃至図４で説明する。図２及び図４に示すように、アクチュエータ１は、ガイド１１で導かれる本体２１を有し、この本体２１にアクチュエータコイル２０が固定される。本体２１には、立ち上げミラー２２と、フォーカスアクチュエータの固定部を構成する磁石２３と、対物レンズ駆動機構２４〜２８が設けられる。
【００３７】
又、対物レンズ駆動機構２４〜２８は、固定ブロック２４と、可動ブロック２６と、固定ブロック２４と可動ブロック２６とを接続する一対の板バネ２５とを有する。この可動ブロック２６に、前述の対物レンズ２７と、フォーカスアクチュエータのコイル２８とが設けられる。更に、図３で示すように、磁界変調により、光磁気記録を行うため、可動ブロック２６に、対物レンズ２７と近接して、磁気ヘッド３０が設けられる。
【００３８】
従って、後述する追従コントローラからの駆動電流をフォーカスコイル２８に流すことにより、固定ブロック２４に板バネ２５で支持された可動ブロック２６が移動し、対物レンズ２７の焦点位置を光学記憶媒体１に追従させる。
【００３９】
又、図示しない光学固定部は、レーザーダイオードＬＤからの拡散光を、３ビームトラッキング用回折格子と、ビームスプリッターを介して、コリメータレンズにより平行光１００に変換し、アクチュエータ２の穴２９に入射する。アクチュエータ２では、立ち上げミラー２２で反射後、対物レンズ２７により光学記憶媒体１上にほぼ回折限界まで集光する。
【００４０】
光学固定部では、ビームスプリッターに入射する光の一部は、ビームスプリッターにより反射され、集光レンズを介してＡＰＣ（Auto Power Control)デイテクタに集光される。又、光学記憶媒体１より反射された光は、再び対物レンズ２７を介し、ミラー２２で反射後、光学固定部に入射する。
【００４１】
光学固定部では、光学コリメートレンズにより収束光となり、ビームスプリッターに再度入射し、ビームスプリッターにより反射され、ウオラストンプリズム、円筒面レンズを介して、反射光デイテクタ上に集光する。この反射デイテクタの光電変換出力から、ＭＯ信号、フォーカスエラー信号、トラックエラー信号が生成される。
【００４２】
図５は、他のアクチュエータの構成図である。図２乃至図４のアクチュエータが、対物レンズ２７をフォーカス方向に駆動するものであるが、図５のアクチュエータは、対物レンズ２７をフォーカス方向とトラック方向に駆動する。図５に示すように、対物レンズ２７が設けられた可動ブロック２６は、固定ブロック２４に、４本の支持バネ３２で支持される。この可動ブロック２６に、フォーカスコイル２８と、トラックコイル３１とが設けられる。
【００４３】
フォーカスコイル２８に駆動電流を流し、フォーカス追従動作を行い、トラックコイル３１に駆動電流を流し、トラック追従動作を行う。この支持バネ３２は、細く、機械的減衰率が小さい。
【００４４】
このように、アクチュエータ２は、バネ特性を有しており、機械的な減衰が小さいアクチュエータである。本発明は、以下に説明するように、このようなアクチュエータに対し、アクチュエータコイルの逆起電圧を利用した速度フィードバック制御系により擬似的な減衰を持たせることを目的としている。
【００４５】
［制御系の第１の実施の形態］
図６は、本発明のアクチュエータ制御系の第１の実施の形態のブロック図、図７は、比較例としての従来の駆動力に対するアクチュエータ変位のブロック線図、図８は、本発明による駆動力に対するアクチュエータ変位のブロック線図、図９は、本発明によるアクチュエータの周波数特性図、図１０は、本発明による振動抑圧動作の説明図である。
【００４６】
図６に示すように、追従制御コントローラ３は、図２のアクチュエータ２の対物レンズ２７をフォーカス追従制御する駆動信号Ｖｄｉｎを出力する。例えば、フォーカスエラー信号から駆動信号を生成するフォーカス追従コントローラで構成される。又、図５のアクチュエータでは、フォーカス追従コントローラと、トラック追従コントローラで構成される。
【００４７】
駆動信号Ｖｄｉｎは、駆動ドライバ４を介しアクチュエータ２のアクチュエータコイル２８に供給される。本発明では、駆動ドライバ４の出力であるコイル電圧Ｖｃを検出し、移動速度Ｕを推定し、追従制御コントローラ３の出力から差し引く速度フィードバック系５を設けている。即ち、速度Ｕに，フィードバックゲインをかけた上で駆動電圧にネガティブフィードバックすることにより、速度に比例した減速電流がアクチュエータに出力される。このため、擬似的に減衰を強くすることができる。
【００４８】
この速度フィードバック系５を説明する。アクチュエータの動作中における駆動コイル２８の両端電圧は、以下の（１）式で表される。
【００４９】
【数１】

ここで、Ｖｃ:コイル２８の両端電圧(V)、Ｉｃ:コイル電流、Ｒ:コイル電気抵抗(Ω)、Ｌ:コイルインダクタンス(H)、Ｂ:磁束密度(T)、ｌ:有効コイル長(m)、Ｕ:アクチュエータ速度である。
【００５０】
この（１）式で、右辺第1項は、コイルの直流抵抗による電圧降下、第２項は、コイルのインダクタンスによる電圧降下、第３項はコイルの逆起電圧である。この（１）式を速度Ｕについて解くと、（２）式のようになる。
【００５１】
【数２】

従って、コイル両端電圧Ｖｃと、コイル電流Ｉｃを計測すれば、速度Ｕが得られる。しかし、コイル電流Ｉｃは，デイスク装置上の回路で測定することは困難である。前述の従来技術では、検出抵抗を直列に接続して、コイル電流Ｉｃによる電圧降下成分を検出しているが、前述のように、検出抵抗を設ける弊害がある。
【００５２】
本発明では、このコイル電流Ｉｃを、駆動ドライバ４への入力信号Ｖｄｉｎから推定することにより、検出抵抗を設けることなく、速度を推定する。これを説明すると、電磁駆動アクチュエータのドライバ４は、一般的に入力信号Ｖｄｉｎに比例した電流Ｉｃをコイルに流す。すなわち、ドライバ４の増幅率をＫｄとすると，Ｉｃ＝Ｋｄ・Ｖｄｉｎの関係がある。
【００５３】
ドライバ４の駆動帯域に近い高周波領域では，この関係は崩れるが、制御上問題となる制御帯域付近では比例関係が保たれる。そのため、（２）式のＩｃに，Ｋｄ・Ｖｄｉｎを代入して近似することができる。代入した結果を，下記（３）式に示す。
【００５４】
Ｕ＝１／Ｂｌ・（Ｖｃ−Ｋｄ・Ｒ・Ｖdin−Ｋｄ・Ｌ・（ｄVdin/dt)) （３）
（３）式から、駆動ドライバ４への入力信号Ｖｄｉｎとコイル両端電圧Ｖｃから速度Ｕを推定できることがわかる。この速度ＵにフィードバックゲインＫｂをかけた上で，駆動電圧にネガティブフィードバックすると、速度に比例した減速電流がアクチュエータに出力される。このため、擬似的に減衰を強くすることができる。
【００５５】
即ち、図６に示すように、速度フィードバック制御系５は、駆動（入力）信号Ｖｄｉｎから、（３）式の（）内の２項であるＫｄ・Ｒ・Ｖdinと、３項であるＫｄ・Ｌ・（ｄVdin/dt)とを計算し、コイル電圧Ｖｃからこれらを差し引き、１／Ｂｌを乗じて、推定速度Ｕを計算し、フィードバックゲインＫｂを乗じて、駆動電圧Ｖｄｉｎから差し引く。
【００５６】
本発明では、機械的な制約がないため、減衰を強くすることのできないアクチュエータにも適用でき、フィードバックゲインＫｄに応じて任意の減衰率を与えることができる。また、検出抵抗を設けない電気回路で構成されており、後述するように、特性Ｒ，Ｌを測定してから，制御パラメータＫｄを設定することも可能なため、装置ごとのばらつきが小さく，追従制御への悪影響が小さい。
【００５７】
また、アクチュエータ駆動指示信号から共振周波数付近の成分を除去する方法と比べ、コイルの逆起電圧を利用して実際のアクチュエータ速度を推定してフィードバックを行なっているため、外部からの加速度外乱による振動も抑制できるという利点がある。
【００５８】
さらに、追従制御を行っていない状態でも動作できるため、フォーカスアクチュエータの非制御時や引き込み時にも減衰を働かせることができ、外部からの加速度外乱による振動を抑制し、レンズとディスクとの衝突を防ぐ効果がある。
【００５９】
また，微動トラッキングアクチュエータに独立したセンサを設ける方法に比べて、部品点数が少なくコスト的に有利であり、ポジショナに部品を搭載する必要もないためシーク制御への悪影響もない。
【００６０】
これを図７及び図８のブロック線図及び図１０の周波数特性図で説明する。アクチュエータの可動部質量をＭ、減衰係数をＣ、ばね定数をＫとすると、アクチュエータの運動方程式は，本発明を適用しない場合には、下記（４）式の如くであり、図７は、この運動方程式に基づく、駆動力Ｆに対するアクチュエータ変位Ｘのブロック線図である。
【００６１】
【数３】

ただし、Ｘは変位、Ｆは駆動力である。
【００６２】
図７のブロック線図からわかるように、駆動力Ｆには、アクチュエータ速度に比例した抵抗力(減衰力)、および加速度に比例した抵抗力(慣性力)がかかる。もし、減衰係数Ｃが小さく、速度に比例した減衰力が働きにくい場合、変位Ｘ／駆動力Ｆの周波数特性は、図９の破線に示すように、アクチュエータ（バネ）の共振周波数に大きなピークを持つことになる。
【００６３】
一方、本発明を適用した場合には、Ｆをコイル電流による駆動力と外部からの加速度外乱Ａｄｉｓｔのみとすると、Ｆ＝ＢｌＩｃ＋ＭＡｄｉｓｔとなる。さらに、コイル電流Ｉｃは，駆動ドライバへの入力電圧Ｖｄｉｎに比例すると考えると、Ｉｃ＝ＫｄＶｄｉｎとなる。
【００６４】
ここで、本発明における追従制御コントローラの出力をＶｃｏｎｔ、フィードバックによりＶｃｏｎｔから引かれる電圧をＶｆｂとする。Ｖｆｂの値は、アクチュエータの推定速度ＵとフィードバックゲインＫｆｂの積、Ｋｆｂ・Ｕとなるので、駆動ドライバへの入力電圧Ｖｄｉｎは，以下のように書くことができる。
【００６５】
【数４】

以上の３つの式を、（４）式に代入し、さらに速度の項を左辺にまとめると、次の（５）式が得られる。
【００６６】
【数５】

この式から、追従制御コントローラおよび外部からの加速度外乱に対し運動方程式の減衰係数がBl・K_d・K_fbだけ増加すること、フィードバックゲインK_fbを変化させることによって任意の減衰係数を設定できることがわかる。
【００６７】
図８は、この運動方程式に基づく、駆動力Ｆに対するアクチュエータ変位Ｘのブロック線図である。
【００６８】
本発明では、コイルの逆起電圧をもとに、アクチュエータ速度を推定し、それに比例ゲインをかけて負の電磁駆動力として与えているため、図８のように速度に比例した抵抗力がかかるかたちになる。
【００６９】
つまり、速度が正確に推定されていれば、減衰係数が（C+BlKdKfb）に増加し、速度に比例した減衰力が強く働くことになる。その結果、周波数特性は、図９の実線で示すような、共振ピークのない形に変化する。
【００７０】
図１０は、図９の２種類の周波数特性（従来の点線の特性と、実線の本発明の特性）に対して、パルス状の衝撃が加わった場合の挙動を示す。従来の減衰が小さい場合、図１０の上段に示すように、衝撃の印加により、アクチュエータ２６は大きな振動をおこす。フォーカス制御が行なわれていれば、外乱が小さいければ、レンズ２７とデイスク１との間隔が保ち易いが、外乱が大きい場合や無制御状態の場合は、図１０のように大きな振動を起こすため、ストッパのないアクチュエータではデイスク１とレンズ２７とが衝突する危険がある。
【００７１】
一方、本発明を適用して図９の実線のような共振ピークを持たない周波数特性では、図１０の下段のように、衝撃に対する振動が小さくなるため、衝突の危険は小さくなる。また、変位だけではなく速度も小さくなるため、フォーカス引込み制御への悪影響も小さくなり、安定な引込み動作が可能になる。
【００７２】
次に、この実施の形態の具体的構成例を、図１１及び図１２で説明する。図１１は、速度フィードバック系５をアナログ電子回路で構成した例、図１２は、速度フィードバック系５をデジタル処理又はデジタル回路で構成した例である。
【００７３】
先ず、図１１の構成を説明する。速度フィードバック系５は、アクチュエータコイル２８の両端の電位の差を算出する減算回路５４と、駆動信号ＶｄｉｎにゲインＫｄ・Ｌを乗じる増幅回路５１と、増幅回路５１の出力を微分する微分回路５２と、駆動信号ＶｄｉｎにゲインＫｄ・Ｒを乗じる増幅回路５３と、減算回路５４のコイル電圧から微分回路５２の出力と増幅回路５３の出力を差し引く減算回路５５と、減算回路５５の出力にゲインＫｂ／Ｂｌを乗じる増幅回路５６と、デジタル制御回路７の出力から増幅回路５６の出力を差し引く減算回路５０とを有する。
【００７４】
又、デジタル制御回路７は、前述の追従制御コントローラ３と、追従制御コントローラ３のデジタル制御値をアナログの駆動信号に変換するＤ／Ａコンバータ６を有する。
【００７５】
又、図１２のデジタルの速度フィードバック系５は、アクチュエータコイル２８の両端の電位の差を算出するアナログ減算回路５４と、デジタル制御回路７とを有する。このデジタル制御回路７は、減算回路５４のアナログ出力をデジタル値に変換するＡ／Ｄコンバータ８と、駆動信号ＶｄｉｎにゲインＫｄ・Ｌを乗じる増幅要素３４と、増幅要素３４の出力を微分する微分演算要素３５と、駆動信号ＶｄｉｎにゲインＫｄ・Ｒを乗じる増幅要素３７と、Ａ／Ｄコンバータ８のコイル電圧から微分演算要素３５の出力と増幅要素３７の出力を差し引く減算要素３６と、減算要素３６の出力にゲインＫｂ／Ｂｌを乗じる増幅要素３８と、デジタル制御回路７の追従コントローラの制御出力から増幅要素３８の出力を差し引く減算要素３３とを有する。
【００７６】
又、デジタル制御回路７は、前述の追従制御コントローラ３と、追従制御コントローラ３のデジタル制御値をアナログの駆動信号Ｖｄｉｎに変換するＤ／Ａコンバータ６を有する。
【００７７】
この速度フィードバック系５の各要素は、デジタル処理するプログラムや、デジタル演算回路で構成される。このような構成により、上述の（３）式を用いてアクチュエータ速度Ｕを推定し、フィードバックすることによって，アクチュエータの共振を減衰させることができる。
【００７８】
図１３は、図６の第１の実施の形態の変形例のブロック図である。図１３では、外部からの加速度外乱によるアクチュエータの振動を主に抑制する例である。即ち、一般に、外部からの加速度外乱によるアクチュエータの振動は、主共振周波数付近に集中する。したがって、主に外乱による振動を抑制するために減衰を強める場合は、フィードバック信号を帯域通過フィルタ９に通すことで、主共振周波数付近の信号のみフィードバックさせてノイズの影響の少ない制御が実現できる。
【００７９】
即ち、図１３において、図６と同一のものは、同一の記号で示してあり、速度フィードバック制御系５は、駆動（入力）信号Ｖｄｉｎから、（３）式の（）内の２項であるＫｄ・Ｒ・Ｖdinと、３項であるＫｄ・Ｌ・（ｄVdin/dt)とを計算し、コイル電圧Ｖｃからこれらを差し引き、１／Ｂｌを乗じて、推定速度Ｕを計算し、フィードバックゲインＫｂを乗じて、帯域通過フィルタ９を通して、駆動電圧Ｖｄｉｎから差し引く。この帯域通過フィルタ９は、前述の主共振周波数付近の信号のみを通過するフィルタである。
【００８０】
図１４は、図１３の速度フィードバック系を、アナログ電子回路により構成した場合の構成図である。図１４において、図１１で示したものと同一のものは、同一の記号で示してある。
【００８１】
図１４において、速度フィードバック系５は、アクチュエータコイル２８の両端の電位の差を算出する減算回路５４と、駆動信号ＶｄｉｎにゲインＫｄ・Ｌを乗じる増幅回路５１と、増幅回路５１の出力を微分する微分回路５２と、駆動信号ＶｄｉｎにゲインＫｄ・Ｒを乗じる増幅回路５３と、減算回路５４のコイル電圧から微分回路５２の出力と増幅回路５３の出力を差し引く減算回路５５と、減算回路５５の出力にゲインＫｂ／Ｂｌを乗じる増幅回路５６と、増幅回路５６の出力の主共振周波数付近の信号のみを通過する帯域通過フィルタ９と、デジタル制御回路７の出力から帯域通過フィルタ９の出力を差し引く減算回路５０とを有する。
【００８２】
又、デジタル制御回路７は、前述の追従制御コントローラ３と、追従制御コントローラ３のデジタル制御値をアナログの駆動信号に変換するＤ／Ａコンバータ６を有する。
【００８３】
更に、図１２と同様に、図１３の速度フィードバック系５を、デジタル処理又はデジタル回路で構成することもできる。
【００８４】
［制御系の第２の実施の形態］
図１５は、本発明のアクチュエータ制御系の第２の実施の形態のブロック図、図１６は、直流抵抗項とインダクタンス項の周波数特性図、図１７は、本発明の第２の実施の形態の構成図である。
【００８５】
図１５において、図６と同一のものは、同一の記号で示す。即ち、図１５に示すように、追従制御コントローラ３は、図２のアクチュエータ２の対物レンズ２７をフォーカス追従制御する駆動信号Ｖｄｉｎを出力する。例えば、フォーカスエラー信号から駆動信号を生成するフォーカス追従コントローラで構成される。又、図５のアクチュエータでは、フォーカス追従コントローラと、トラック追従コントローラで構成される。
【００８６】
駆動信号Ｖｄｉｎは、駆動ドライバ４を介しアクチュエータ２のアクチュエータコイル２８に供給される。又、駆動ドライバ４の出力であるコイル電圧Ｖｃを検出し、移動速度Ｕを推定し、追従制御コントローラ３の出力から差し引く速度フィードバック系５ａを設けている。即ち、速度Ｕに，フィードバックゲインをかけた上で駆動電圧にネガティブフィードバックすることにより、速度に比例した減速電流がアクチュエータに出力される。このため、擬似的に減衰を強くすることができる。
【００８７】
この速度フィードバック制御系５ａを説明する。前述の（１）式からわかるように、コイル両端電圧Ｖｃは、コイルの直流抵抗による電圧降下(第1項)、コイルのインダクタンスによる電圧降下(第２項)、速度に比例したコイルの逆起電圧(第３項)の和である。したがって、速度を推定する場合、（２）式のように、コイル電圧から直流抵抗による電圧とインダクタンスによる電圧を除去することになる。
【００８８】
ここで、直流抵抗の項（Ｒ・Ｉｃ）とインダクタンスの項（Ｌ・ｄＩｃ／ｄｔ）の影響の強さを周波数領域で比較した場合、図１６のようになる。すなわち、Ｒ／（２πＬ）ヘルツの周波数を境として、それよりも低い周波数では、直流抵抗の影響が、高い周波数ではインダクタンスの影響が大きくなる。
【００８９】
そのため、アクチュエータの主共振周波数がＲ／（２πＬ）ヘルツよりも十分に低い場合は、インダクタンスの項（Ｌ・ｄＩｃ／ｄｔ）を省略し、さらに主共振付近の周波数のみ通過させる帯域通過フィルタを挿入する。これにより、より簡単な構成で主共振の減衰を強めることが可能になる。
【００９０】
即ち、（３）式を、下記（６）式に簡略化する。
【００９１】
Ｕ＝１／Ｂｌ・（Ｖｃ−Ｋｄ・Ｒ・Ｖdin) （６）
即ち、図１５に示すように、速度フィードバック制御系５ａは、駆動（入力）信号Ｖｄｉｎから、（６）式の（）内の２項であるＫｄ・Ｒ・Ｖdinを計算し、コイル電圧Ｖｃからこれらを差し引き、１／Ｂｌを乗じて、推定速度Ｕを計算し、フィードバックゲインＫｂを乗じて、帯域通過フィルタ９を介し、駆動電圧Ｖｄｉｎから差し引く。
【００９２】
本発明では、機械的な制約がないため、減衰を強くすることのできないアクチュエータにも適用でき、フィードバックゲインＫｄに応じて任意の減衰率を与えることができる。また、検出抵抗を設けない電気回路で構成されており、後述するように、特性Ｒを測定してから，制御パラメータＫｄを設定することも可能なため、装置ごとのばらつきが小さく，追従制御への悪影響が小さい。
【００９３】
また、アクチュエータ駆動指示信号から共振周波数付近の成分を除去する方法と比べ、コイルの逆起電圧を利用して実際のアクチュエータ速度を推定してフィードバックを行なっているため、外部からの加速度外乱による振動も抑制できるという利点がある。
【００９４】
さらに、追従制御を行っていない状態でも動作できるため、フォーカスアクチュエータの非制御時や引き込み時にも減衰を働かせることができ、外部からの加速度外乱による振動を抑制し、レンズとディスクとの衝突を防ぐ効果がある。
【００９５】
また，微動トラッキングアクチュエータに独立したセンサを設ける方法に比べて、部品点数が少なくコスト的に有利であり、ポジショナに部品を搭載する必要もないためシーク制御への悪影響もない。
【００９６】
図１７は、図１５の速度フィードバック系５をアナログ回路で構成した例の構成図である。図１７において、速度フィードバック系５は、アクチュエータコイル２８の両端の電位の差を算出する減算回路５４と、駆動信号ＶｄｉｎにゲインＫｄ・Ｒを乗じる増幅回路５３と、減算回路５４のコイル電圧から増幅回路５３の出力を差し引く減算回路５５と、減算回路５５の出力にゲインＫｂ／Ｂｌを乗じる増幅回路５６と、増幅回路５６の出力の主共振周波数付近の信号のみを通過する帯域通過フィルタ９と、デジタル制御回路７の出力から帯域通過フィルタ９の出力を差し引く減算回路５０とを有する。
【００９７】
又、デジタル制御回路７は、前述の追従制御コントローラ３と、追従制御コントローラ３のデジタル制御値をアナログの駆動信号に変換するＤ／Ａコンバータ６を有する。
【００９８】
更に、図１２と同様に、図１６の速度フィードバック系５ａを、デジタル処理又はデジタル回路で構成することもできる。
【００９９】
［制御系の第３の実施の形態］
図１８は、本発明のアクチュエータ制御系の第３の実施の形態のブロック図、図１９は、本発明の第３の実施の形態の構成図である。
【０１００】
図１８において、図６と同一のものは、同一の記号で示す。即ち、図１８に示すように、追従制御コントローラ３は、図２のアクチュエータ２の対物レンズ２７をフォーカス追従制御する駆動信号Ｖｄｉｎを出力する。例えば、フォーカスエラー信号から駆動信号を生成するフォーカス追従コントローラで構成される。又、図５のアクチュエータでは、フォーカス追従コントローラと、トラック追従コントローラで構成される。
【０１０１】
駆動信号Ｖｄｉｎは、駆動ドライバ４を介しアクチュエータ２のアクチュエータコイル２８に供給される。又、駆動ドライバ４の出力であるコイル電圧Ｖｃを検出し、移動速度Ｕを推定し、追従制御コントローラ３の出力から差し引く速度フィードバック系５ｂを設けている。即ち、速度Ｕに，フィードバックゲインをかけた上で駆動電圧にネガティブフィードバックすることにより、速度に比例した減速電流がアクチュエータに出力される。このため、擬似的に減衰を強くすることができる。
【０１０２】
この速度フィードバック制御系５ｂを説明する。前述の（１）式からわかるように、コイル両端電圧Ｖｃは、コイルの直流抵抗による電圧降下(第1項)、コイルのインダクタンスによる電圧降下(第２項)、速度に比例したコイルの逆起電圧(第３項)の和である。したがって、速度を推定する場合、（２）式のように、コイル電圧から直流抵抗による電圧とインダクタンスによる電圧を除去することになる。
【０１０３】
ここで、直流抵抗の項（Ｒ・Ｉｃ）とインダクタンスの項（Ｌ・ｄＩｃ／ｄｔ）の影響の強さを周波数領域で比較した場合、図１６のようになる。すなわち、Ｒ／（２πＬ）ヘルツの周波数を境として、それよりも低い周波数では、直流抵抗の影響が、高い周波数ではインダクタンスの影響が大きくなる。
【０１０４】
そのため、アクチュエータの主共振周波数がＲ／（２πＬ）ヘルツよりも十分に高い場合は、直流抵抗の項（Ｒ・Ｉｃ）を省略して、帯域通過フィルタ９を挿入する。これにより、より簡単な構成で主共振の減衰を強めることが可能になる。
【０１０５】
即ち、前述の（３）式を下記（７）式に簡略化する。
【０１０６】
Ｕ＝１／Ｂｌ・（Ｖｃ−Ｋｄ・Ｌ・（ｄVdin/dt)) （７）
（７）式から、駆動ドライバ４への入力信号Ｖｄｉｎとコイル両端電圧Ｖｃから速度Ｕを推定できることがわかる。この速度ＵにフィードバックゲインＫｂをかけた上で，駆動電圧にネガティブフィードバックすると、速度に比例した減速電流がアクチュエータに出力される。このため、擬似的に減衰を強くすることができる。
【０１０７】
即ち、図１８に示すように、速度フィードバック制御系５ｂは、駆動（入力）信号Ｖｄｉｎから、（７）式の（）内の３項であるＫｄ・Ｌ・（ｄVdin/dt)を計算し、コイル電圧Ｖｃからこれらを差し引き、１／Ｂｌを乗じて、推定速度Ｕを計算し、フィードバックゲインＫｂを乗じて、帯域通過フィルタ９を介して、駆動電圧Ｖｄｉｎから差し引く。
【０１０８】
本発明では、機械的な制約がないため、減衰を強くすることのできないアクチュエータにも適用でき、フィードバックゲインＫｄに応じて任意の減衰率を与えることができる。また、検出抵抗を設けない電気回路で構成されており、後述するように、特性Ｒ，Ｌを測定してから，制御パラメータＫｄを設定することも可能なため、装置ごとのばらつきが小さく，追従制御への悪影響が小さい。
【０１０９】
また、アクチュエータ駆動指示信号から共振周波数付近の成分を除去する方法と比べ、コイルの逆起電圧を利用して実際のアクチュエータ速度を推定してフィードバックを行なっているため、外部からの加速度外乱による振動も抑制できるという利点がある。
【０１１０】
さらに、追従制御を行っていない状態でも動作できるため、フォーカスアクチュエータの非制御時や引き込み時にも減衰を働かせることができ、外部からの加速度外乱による振動を抑制し、レンズとディスクとの衝突を防ぐ効果がある。
【０１１１】
また，微動トラッキングアクチュエータに独立したセンサを設ける方法に比べて、部品点数が少なくコスト的に有利であり、ポジショナに部品を搭載する必要もないためシーク制御への悪影響もない。
【０１１２】
図１９は、図１７の速度フィードバック系５ｂをアナログ回路で構成した例の構成図である。図１９において、速度フィードバック系５ｂは、アクチュエータコイル２８の両端の電位の差を算出する減算回路５４と、駆動信号ＶｄｉｎにゲインＫｄ・Ｌを乗じる増幅回路５１と、増幅回路５１の出力を微分する微分回路５２と、減算回路５４のコイル電圧から微分回路５２の出力を差し引く減算回路５５と、減算回路５５の出力にゲインＫｂ／Ｂｌを乗じる増幅回路５６と、増幅回路５６の出力の主共振周波数付近の信号のみを通過する帯域通過フィルタ９と、デジタル制御回路７の出力から帯域通過フィルタ９の出力を差し引く減算回路５０とを有する。
【０１１３】
又、デジタル制御回路７は、前述の追従制御コントローラ３と、追従制御コントローラ３のデジタル制御値をアナログの駆動信号に変換するＤ／Ａコンバータ６を有する。
【０１１４】
更に、図１２と同様に、図１８の速度フィードバック系５ｂを、デジタル処理又はデジタル回路で構成することもできる。
【０１１５】
［制御系の第４の実施の形態］
図２０は、本発明のアクチュエータ制御系の第４の実施の形態のブロック図、図２１は、本発明の第４の実施の形態の構成図である。
【０１１６】
図２０において、図６と同一のものは、同一の記号で示す。即ち、図２０に示すように、追従制御コントローラ３は、図２のアクチュエータ２の対物レンズ２７をフォーカス追従制御する駆動信号Ｖｄｉｎを出力する。例えば、フォーカスエラー信号から駆動信号を生成するフォーカス追従コントローラで構成される。又、図５のアクチュエータでは、フォーカス追従コントローラと、トラック追従コントローラで構成される。
【０１１７】
駆動信号Ｖｄｉｎは、駆動ドライバ４を介しアクチュエータ２のアクチュエータコイル２８に供給される。又、駆動ドライバ４の出力であるコイル電圧Ｖｃを検出し、移動速度Ｕを推定し、追従制御コントローラ３の出力から差し引く速度フィードバック系５ｃを設けている。即ち、速度Ｕに，フィードバックゲインをかけた上で駆動電圧にネガティブフィードバックすることにより、速度に比例した減速電流がアクチュエータに出力される。このため、擬似的に減衰を強くすることができる。
【０１１８】
この速度フィードバック制御系５ｃを説明する。前述の（１）式の３つの項の係数のうち、Ｒ，Ｌと比較してＢｌが十分大きな値をもつアクチュエータの場合、直流抵抗の項とインダクタンスの項の両方を省略しても、精度の良い推定速度を得ることができる。
【０１１９】
即ち、前述の（３）式を下記（８）式に簡略化する。
【０１２０】
Ｕ＝１／Ｂｌ・Ｖｃ（８）
（８）式から、コイル両端電圧Ｖｃから速度Ｕを推定できることがわかる。この速度ＵにフィードバックゲインＫｂをかけた上で，帯域通過フィルタ９を介し、駆動電圧にネガティブフィードバックすると、速度に比例した減速電流がアクチュエータに出力される。このため、擬似的に減衰を強くすることができる。
【０１２１】
即ち、図２０に示すように、速度フィードバック制御系５ｃは、コイル電圧Ｖｃに、１／Ｂｌを乗じて、推定速度Ｕを計算し、フィードバックゲインＫｂを乗じて、帯域通過フィルタ９を介して、駆動電圧Ｖｄｉｎから差し引く。
【０１２２】
したがって、ＲとＬの項を両方省略し、帯域通過フィルタを挿入することで、さらに簡単な構成で主共振の減衰を強めることが可能になる。
【０１２３】
図２１は、図２０の速度フィードバック系５ｃをアナログ回路で構成した例の構成図である。図２１において、速度フィードバック系５ｃは、アクチュエータコイル２８の両端の電位の差を算出する減算回路５４と、減算回路５４の出力にゲインＫｂ／Ｂｌを乗じる増幅回路５６と、増幅回路５６の出力の主共振周波数付近の信号のみを通過する帯域通過フィルタ９と、デジタル制御回路７の出力から帯域通過フィルタ９の出力を差し引く減算回路５０とを有する。
【０１２４】
又、デジタル制御回路７は、前述の追従制御コントローラ３と、追従制御コントローラ３のデジタル制御値をアナログの駆動信号に変換するＤ／Ａコンバータ６を有する。
【０１２５】
更に、図１２と同様に、図２０の速度フィードバック系５ｃを、デジタル処理又はデジタル回路で構成することもできる。
【０１２６】
［アクチュエータコイルの特性測定］
図２２は、本発明の一実施の形態の特性測定ブロック図であり、図１６の周波数特性を測定するためのブロック図である。図２２に示すように、駆動ドライバ４に駆動信号を与えて、アクチュエータコイル２８に電流を流す。測定は、アクチュエータコイル２８の両端電圧と、アクチュエータコイル２８の電流を測定する。
【０１２７】
即ち、図２２において、アクチュエータ２を固定し、逆電圧がかからない状態で、駆動ドライバ４にサイン波を入力し、コイル両端電圧Ｖｃとコイル電流Ｉｃ（電流測定プローブにより）を測定する。その振幅比を測定すると、図１６で説明した周波数特性が得られる。
【０１２８】
図２３は、本発明の一実施の形態の直流抵抗の測定処理フロー図、図２４は、本発明の一実施の形態のインダクタンスの測定処理フロー図である。これらは、図１２等で示したデジタル処理回路が、装置の電源オン時等に実行して、アクチュエータの特性を測定し、設定する例に適している。
【０１２９】
先ず、図２３により、直流抵抗の測定処理を説明する。
【０１３０】
（Ｓ１０）駆動ドライバ４へ、一定のレベルの電圧Ｖ０を出力する。
【０１３１】
（Ｓ１２）過渡応答の整定を待つ。
【０１３２】
（Ｓ１４）過渡応答が整定すると、コイル両端電圧Ｖｃを測定する。
【０１３３】
（Ｓ１６）一定のレベルの入力電圧であるから、コイルに一定電流が流れ続けるため、微分成分、即ち（１）式のインダクタンス項はゼロである。従って、（６）式が成立する。このとき、アクチュエータ速度Ｕも0であるならば（例えば、アクチュエータを固定する）、Ｖｃ＝Ｒ・Ｉｃ＝Ｋｄ・Ｒ・Ｖｄｉｎとなるため、Ｖｃ／Ｖ０から、係数Ｋｄ・Ｒを以下の（９）式より得る。
【０１３４】
Ｋｄ・Ｒ＝Ｖｃ／Ｖ０（９）
次に、図２４により、インダクタンスの測定処理を説明する。
【０１３５】
（Ｓ２０）駆動ドライバ４へ、Ｒ／Ｌ＜２πｆとなる周波数ｆ、振幅Ｖｆの正弦波信号を出力する。
【０１３６】
（Ｓ２２）過渡応答の整定を待つ。
【０１３７】
（Ｓ２４）過渡応答が整定すると、コイル両端電圧Ｖｃを測定する。
【０１３８】
（Ｓ２６）R/L＜2πfとなるような周波数f ヘルツ以上の領域では、前述のようにコイル両端電圧Ｖｃへの直流抵抗の影響が小さくなり、インダクタンスの影響が支配的となる。また、一般に共振ピークを持つアクチュエータは、共振周波数以上の高周波では電流に対して速度が小さくなるため、逆起電圧の影響も小さい。従って、アクチュエータを固定しなくても、固定しても測定できる。そのため、ｆ（Hz）の周波数、Ｖｆの振幅でドライバ４に出力をした場合、（１）式の第1項と第3項を無視してＶｃ＝Ｌ・ｄＩｃ／ｄｔ＝Ｋｄ・Ｌ・ｄＶｄｉｎ／ｄｔ＝２πｆ・Ｋｄ・Ｌ・Ｖｄｉｎとすることができ、Ｖｃ／（Ｖｆ・２πf)から、係数Ｋｄ・Ｌを以下の（１０）式より得る。
【０１３９】
Ｋｄ・Ｌ＝Ｖｃ／（２πｆ・Ｖｆ）（１０）
このように、コイル直流抵抗ＲとインダクタンスＬを測定して増幅比を決定することもできる。特に、デジタル回路（図１２）で構成する場合の係数設定を正確にでき、デジタル処理が可能となる。
【０１４０】
このようにして、得られた特性から、第１乃至第４の実施の形態のいずれかの制御系を選択し、且つ係数を設定し、制御系を設計する。
【０１４１】
このように、追従制御コントローラおよび外部からの加速度外乱に対し運動方程式の減衰係数がＢｌ・Ｋｄ・Ｋｆｂだけ増加し、且つフィードバックゲインＫｆｂを変化させることによって，任意の減衰係数を設定できる。
【０１４２】
減衰を強くすることによって、アクチュエータの非制御時における振動を抑制することができる。例えば、フォーカシング制御を開始する直前に装置に衝撃が加わった場合、減衰が弱いとアクチュエータは大きく振動したままディスクに接近することになり、ディスクとの衝突の危険が生じる。しかし、本発明により減衰を強くすることができれば、外乱による振動を抑制できるため安全にフォーカシング制御を開始することができる。
【０１４３】
また、ポジショナ上に乗っている微動トラッキングアクチュエータは、ポジショナのシーク動作によって振動が起きた場合、安定にトラッキング制御を開始することができない恐れがある。また、トラッキング制御中に外部からの加速度外乱が加わることで、ポジショナとの相対変位が許容範囲を超えてビームの収差に悪影響が及ぶこともある。本発明により減衰を強くすることができれば、これらの障害を克服することが可能となる。
【０１４４】
さらに、固定光学系に設置されるガルバノミラーなどのアクチュエータに適用すれば、装置外部からの外乱による振動を抑えることができるため、ビームの収差への悪影響を避けることができる。
【０１４５】
この他に、共振ピークを抑えることで装置個体間の特性のばらつきを緩和することもできる。つまり、減衰が弱く共振ピークが大きい場合は、共振周波数がずれることによる制御系への影響が大きいが、減衰が強く効いている共振であればあまり問題とならないことが多く、ばらつきに対する耐性を高めることができる。
【０１４６】
［他の実施の形態］
光学記憶装置を、光磁気デイスク装置で説明したが、光デイスク装置等の他のデイスク記憶装置にも適用できる。
【０１４７】
以上、本発明を、実施の形態で説明したが、本発明の趣旨の範囲内において、種々の変形が可能であり、これらを本発明の技術的範囲から排除するものではない。
【０１４８】
（付記１）光学記憶媒体に光を照射し、前記光学記憶媒体のリード及びライトの少なくとも一方を行う光学記憶装置において、前記光学記憶媒体に光を照射するための対物レンズと、バネ特性を有し、前記対物レンズを駆動するアクチュエータと、前記アクチュエータの駆動コイルを駆動するドライバと、前記駆動コイルの両端電圧と、前記対物レンズの光を前記光学記憶媒体に追従制御するための前記ドライバへの制御入力信号とから前記アクチュエータの速度を推定し、前記制御入力信号にネガテイブフィードバックする対物レンズ駆動部とを有することを特徴とする光学記憶装置。
【０１４９】
（付記２）前記対物レンズ駆動部は、前記制御入力信号から前記アクチュエータの抵抗による電圧降下成分と、前記アクチュエータのインダクタンスによる逆起電圧成分を算出し、前記両端電圧から前記電圧降下成分と前記逆起電圧成分を差し引き、前記アクチュエータの推定速度を得ることを特徴とする付記１の光学記憶装置。
【０１５０】
（付記３）光学記憶媒体に光を照射し、前記光学記憶媒体のリード及びライトの少なくとも一方を行う光学記憶装置において、前記光学記憶媒体に光を照射するための対物レンズと、バネ特性を有し、前記対物レンズを駆動するアクチュエータと、前記アクチュエータの駆動コイルを駆動するドライバと、前記駆動コイルの両端電圧を検出し、前記光アクチュエータの共振ピークの周波数付近の成分を通過する帯域通過フィルタを介し、前記制御入力信号にネガテイブフィードバックする対物レンズ駆動部とを有することを特徴とする光学記憶装置。
【０１５１】
（付記４）前記対物レンズ駆動部は、前記ドライバに入力される制御入力信号から前記アクチュエータの抵抗による電圧降下成分と、前記アクチュエータのインダクタンスによる逆起電圧成分を算出し、前記両端電圧から前記電圧降下成分と前記逆起電圧成分を差し引き、前記アクチュエータの推定速度を得て、前記帯域通過フィルタを介しネガテイブフィードバックすることを特徴とする付記３の光学記憶装置。
【０１５２】
（付記５）前記対物レンズ駆動部は、前記ドライバに入力される制御入力信号から前記アクチュエータの抵抗による電圧降下成分を算出し、前記両端電圧から前記電圧降下成分を差し引き、前記アクチュエータの推定速度を得て、前記帯域通過フィルタを介しネガテイブフィードバックすることを特徴とする付記３の光学記憶装置。
【０１５３】
（付記６）前記対物レンズ駆動部は、前記ドライバに入力される制御入力信号から前記アクチュエータのインダクタンスによる逆起電圧成分を算出し、前記両端電圧から前記逆起電圧成分を差し引き、前記アクチュエータの推定速度を得て、前記帯域通過フィルタを介しネガテイブフィードバックすることを特徴とする付記３の光学記憶装置。
【０１５４】
（付記７）前記アクチュエータが、前記対物レンズを前記光学記憶媒体のフォーカス方向に駆動することを特徴とする付記１の光学記憶装置。
【０１５５】
（付記８）前記アクチュエータが、前記対物レンズを前記光学記憶媒体のトラック方向に駆動することを特徴とする付記１の光学記憶装置。
【０１５６】
（付記９）前記対物レンズ駆動部は、前記ドライバに入力される制御入力信号と前記アクチュエータの抵抗と、前記ドライバの増幅率とから前記電圧降下成分を算出することを特徴とする付記１の光学記憶装置。
【０１５７】
（付記１０）前記対物レンズ駆動部は、前記ドライバに入力される制御入力信号の微分信号と、前記アクチュエータのインダクタンスと、前記ドライバの増幅率とから前記逆起電圧成分を算出することを特徴とする付記１の光学記憶装置。
【０１５８】
【発明の効果】
バネ特性を持つ対物レンズアクチュエータの減衰率を、電気的制御で向上するため、アクチュエータの材料、構造に制限されず、且つばらつきを抑え減衰率を可変にできる。
【０１５９】
又、検出抵抗をアクチュエータコイルに接続しなくても、アクチュエータ速度を推定して、減衰率を向上するため、電源電圧が制限された状態でのアクチュエータコイルの最大電流が低下することを防止できる。このため、アクチュエータの最大加速度の低下を防止でき、アクチュエータの性能を低下せずに、減衰率を向上できる。
【０１６０】
しかも、検出抵抗を使用しないため、発熱の問題が発生しないので、特に、コンパクト化が要求される光デイスクドライブの小型化が容易となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態の光学記憶装置の構成図である。
【図２】図１のアクチュエータの構成図である。
【図３】図１のアクチュエータの断面図である。
【図４】図２のアクチュエータの分解構成図である。
【図５】図１の他のアクチュエータの構成図である。
【図６】本発明の第１の実施の形態のアクチュエータ制御系のブロック図である。
【図７】比較例としての従来のアクチュエータの運動方程式のブロック線図である。
【図８】本発明の制御系によるアクチュエータの運動方程式のブロック線図である。
【図９】図６の制御系の周波数特性図である。
【図１０】図６の制御系の動作説明図である。
【図１１】図６の制御系のアナログ回路による構成図である。
【図１２】図６の制御系のデジタル回路による構成図である。
【図１３】図６の制御系の変形例の構成図である。
【図１４】図１４の制御系のアナログ回路による構成図である。
【図１５】本発明の第２の実施の形態のアクチュエータ制御系のブロック図である。
【図１６】本発明の第２の実施の形態の説明図である。
【図１７】図１５の制御系の構成例を示す図である。
【図１８】本発明の第３の実施の形態のアクチュエータ制御系のブロック図である。
【図１９】図１８の制御系の構成例を示す図である。
【図２０】本発明の第４の実施の形態のアクチュエータ制御系のブロック図である。
【図２１】図２０の制御系の構成例を示す図である。
【図２２】本発明によるアクチュエータの特性測定のブロック図である。
【図２３】本発明によるアクチュエータの抵抗特性測定処理フロー図である。
【図２４】本発明によるアクチュエータのインダクタンス特性測定処理フロー図である。
【符号の説明】
１光学記憶媒体（光磁気デイスク）
２光アクチュエータ
３追従制御コントローラ
４駆動ドライバ
５、５ａ，５ｂ，５ｃ速度フィードバック系
２４固定ブロック
２５板バネ
２６可動ブロック
２７対物レンズ
２８フォーカスコイル
５０、５４、５５減算回路
５１、５３、５６増幅回路
５２微分回路
６Ｄ／Ａコンバータ
７デジタル制御回路
８Ａ／Ｄコンバータ
９帯域通過フィルタ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an optical storage device that suppresses mechanical vibration of an actuator having a spring characteristic for reading and writing an optical storage medium, and more particularly to electrically increase the attenuation rate of an actuator including an optical head to suppress mechanical vibration. The present invention relates to an optical storage device.
[0002]
[Prior art]
Optical storage devices using optical storage media such as optical disks and magneto-optical disks are widely used as storage devices for AV equipment and computers as DVD, CD, and MO drives. In such an optical storage device, an actuator is provided to read and read / write the optical storage medium.
[0003]
The actuator has an objective lens and an objective lens driving mechanism for focusing the irradiation light on the recording surface of the optical storage medium. Then, the focus position of the objective lens is adjusted by the objective lens driving mechanism, and the focus of the irradiation light is always adjusted to the recording surface of the optical storage medium. Further, depending on the drive, the objective lens is further driven in the track direction of the optical storage medium, and the irradiation light is controlled to follow the track.
[0004]
Such an objective lens driving mechanism is configured by connecting a movable part including an objective lens to a fixed part via a coil spring or a leaf spring. Thus, since the movable part is connected to the fixed part via the spring member, it has a predetermined attenuation rate with respect to vibration. In such an optical actuator, it is necessary to suppress unnecessary vibration, particularly vibration due to disturbance, and a method for increasing the attenuation rate has been proposed.
[0005]
As a mechanical method for increasing the attenuation rate, conventionally, a method of applying a gel-like substance called a damper agent to a spring that supports the movable part of the objective lens driving mechanism (for example, JP 2000-285491 A), A method of forming a spring with a material having a high damping rate (for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-291253) has been proposed.
[0006]
Further, as a conventional electrical method, a method of detecting the back electromotive force of the coil of the actuator, obtaining the moving speed of the objective lens, and feeding back the moving speed of the objective lens (for example, Japanese Patent Laid-Open Nos. 9-270133, 4-95226, etc.) and a method of suppressing vibration by removing a frequency component near the resonance of the actuator from a drive current from a controller by a notch filter or the like. In this conventional feedback method, a detection resistor is connected in series with an actuator coil, and the voltage of the detection resistor is subtracted from the voltage between the coils to detect a counter electromotive voltage.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional method for mechanically increasing the damping rate has a limit in the structure of the actuator. For example, in the method of selecting the material of the spring member, depending on the structure of the actuator, the support spring has to be thin, and it is difficult to give strong damping. In addition, the method of applying the damper agent has a large variation from device to device, which may adversely affect the control system.
[0008]
In addition, although the method of removing the component near the resonance frequency from the actuator drive instruction signal as an electrical method is effective for spontaneous operation, it cannot cope with external acceleration disturbance, and vibration is not generated. It cannot be suppressed. In particular, with regard to the focus actuator, as the optical disk density increases, the focal length of the lens tends to decrease, making it difficult to provide a physical stopper with mechanical and assembly tolerances between the lens and the disk. It has become to.
[0009]
For example, in a magneto-optical disk apparatus, in order to employ a magnetic field modulation recording method capable of increasing the density, it is necessary to bring the magnetic head close to the medium, and it is difficult to provide a stopper. For this reason, when vibration is applied from outside during non-control or focus pull-in operation, the lens or magnetic head collides with the disk due to the vibration of the actuator, and there is a risk that the recorded data is destroyed.
[0010]
Furthermore, in the conventional method of detecting the back electromotive force voltage of the actuator coil, obtaining the lens speed, and feeding back, it is necessary to connect a detection resistor in series with the actuator coil and to flow a coil current. Due to the voltage drop due to this detection resistor, the current flowing through the actuator coil is limited, and the maximum acceleration performance of the actuator is reduced. In particular, in the case of an optical drive connected to a computer, the maximum drive voltage is limited to about 5 volts or 12 volts, so that the loss of voltage drop due to the detection resistor is large.
[0011]
For this reason, in a situation where a large acceleration is required, such as when the follow-up control is started or when a large disturbance is applied, the acceleration of the actuator is saturated and high-speed operation becomes difficult. Usually, the detection resistance connected to the actuator coil is about several ohms, so the influence on the current when the detection resistance is connected in series is large.
[0012]
In addition, a current of several hundred milliamperes to several amperes flows through the detection resistor during the control, so that heat is generated. In particular, this measure is necessary in a device that is required to be miniaturized such as an optical drive.
[0013]
Accordingly, an object of the present invention is to provide an optical storage device for preventing unnecessary vibration of an actuator by electrical control without degrading the maximum acceleration performance of the actuator.
[0014]
Another object of the present invention is to provide an optical storage device for increasing the attenuation rate of an actuator by electrical control without affecting the current flowing through the actuator even in an environment where the drive voltage is limited. is there.
[0015]
Furthermore, another object of the present invention is to provide an optical storage device for preventing unnecessary vibration of an actuator by electrical control without reducing the maximum acceleration performance of the actuator and without generating unnecessary heat generation. It is to provide.
[0016]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve this object, the present invention provides an objective for irradiating light on an optical storage medium in an optical storage device that irradiates the optical storage medium with light and performs at least one of reading and writing of the optical storage medium. A lens and an actuator having spring characteristics and driving the objective lens; A drive current corresponding to a control input signal for controlling the light of the objective lens to follow the optical storage medium is passed through the drive coil of the actuator; A driver for driving the drive coil; and a driver for controlling the light of the objective lens to follow the optical storage medium. Said Control input signal Calculate the drive current component of the actuator from Voltage across the drive coil and The drive current component And from , An objective lens driving unit that estimates the speed of the actuator and performs negative feedback to the control input signal.
[0017]
In the present invention, since the attenuation rate of the objective lens actuator having spring characteristics is improved by electrical control, it is not limited by the material and structure of the actuator, and the attenuation rate can be made variable while suppressing variations. Even if the detection resistor is not connected to the actuator coil, the actuator current is estimated from the voltage at both ends and the control input to improve the attenuation rate. It can be prevented from decreasing. For this reason, the fall of the maximum acceleration of an actuator can be prevented, and an attenuation factor can be improved, without reducing the performance of an actuator. In addition, since no detection resistor is used, the problem of heat generation does not occur, and in particular, it is easy to reduce the size of an optical disk drive that is required to be compact.
[0018]
In the present invention, it is preferable that the objective lens driving unit calculates a voltage drop component due to the resistance of the actuator and a counter electromotive voltage component due to the inductance of the actuator from the control input signal, and the voltage from the both-end voltage. The estimated speed of the actuator is obtained by subtracting the descent component and the back electromotive voltage component. As a result, the attenuation rate can be improved regardless of the resonance peak frequency of the actuator.
[0019]
Further, according to another aspect of the present invention, there is provided an objective lens for irradiating the optical storage medium with light in an optical storage device that irradiates the optical storage medium with light and performs at least one of reading and writing of the optical storage medium. And an actuator having spring characteristics and driving the objective lens, A drive current corresponding to a control input signal for controlling the light of the objective lens to follow the optical storage medium is passed through the drive coil of the actuator; A driver for driving a drive coil of the actuator; The drive current component of the actuator is calculated from the control input signal to the driver for controlling the light of the objective lens to follow the optical storage medium, and the voltage across the drive coil and the drive current component are used to calculate the drive current component. Estimate the speed of the actuator, And an objective lens driving unit that performs negative feedback to the control input signal through a band-pass filter that passes a component near the resonance peak frequency of the actuator.
[0020]
Also in this aspect of the present invention, since the attenuation rate of the objective lens actuator having spring characteristics is improved by electrical control, it is not limited by the material and structure of the actuator, and the attenuation rate can be made variable while suppressing variations. In addition, even if the detection resistor is not connected to the actuator coil, the actuator current is estimated through the bandpass filter, and the attenuation rate is improved, so that the maximum current of the actuator coil is reduced when the power supply voltage is limited. Can be prevented. For this reason, the fall of the maximum acceleration of an actuator can be prevented, and an attenuation factor can be improved, without reducing the performance of an actuator. In addition, since no detection resistor is used, the problem of heat generation does not occur, and in particular, it is easy to reduce the size of an optical disk drive that is required to be compact.
[0021]
In the present invention, it is preferable that the objective lens driving unit calculates a voltage drop component due to the resistance of the actuator and a back electromotive force component due to the inductance of the actuator from a control input signal input to the driver, The voltage drop component and the back electromotive voltage component are subtracted from the voltage at both ends to obtain an estimated speed of the actuator, and negative feedback is performed via the band pass filter.
[0022]
Thus, an accurate speed can be estimated regardless of the resonance peak frequency of the actuator.
[0023]
In the present invention, it is preferable that the objective lens driving unit calculates a voltage drop component due to resistance of the actuator from a control input signal input to the driver, subtracts the voltage drop component from the both-end voltage, An estimated speed of the actuator is obtained and negative feedback is performed through the band pass filter.
[0024]
As a result, the attenuation rate can be improved with a simple configuration according to the frequency of the resonance peak of the actuator.
[0025]
In the present invention, it is preferable that the objective lens driving unit calculates a back electromotive voltage component due to inductance of the actuator from a control input signal input to the driver, and subtracts the back electromotive voltage component from the both-ends voltage. The estimated speed of the actuator is obtained, and negative feedback is performed through the band pass filter.
[0026]
According to the frequency position of the resonance peak of the actuator, the attenuation rate can be improved with a simple configuration.
[0027]
In the present invention, it is preferable that the actuator can prevent the objective lens from colliding with the optical storage medium by driving the objective lens in the focus direction of the optical storage medium.
[0028]
In the present invention, it is preferable that the actuator drive the objective lens in the track direction of the optical storage medium, thereby preventing the off-track due to disturbance.
[0029]
In the present invention, it is preferable that the objective lens driving unit accurately calculates the voltage drop component from the control input signal input to the driver, the resistance of the actuator, and the amplification factor of the driver. The speed can be calculated from the control input.
[0030]
In the present invention, it is preferable that the objective lens driving unit calculates the back electromotive voltage component from a differential signal of a control input signal input to the driver, an inductance of the actuator, and an amplification factor of the driver. By doing so, the speed can be calculated more accurately from the control input.
[0031]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention are described below as an optical storage device, a first embodiment of an actuator control system, a first embodiment of an actuator control system, a second embodiment of an actuator control system, The third embodiment of the actuator control system, the fourth embodiment of the actuator control system, the measurement of actuator coil characteristics, and other embodiments will be described in this order with reference to the drawings.
[0032]
[Optical storage device]
1 is a configuration diagram of an optical storage device according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a configuration diagram of an actuator of FIG. 1, FIG. 3 is a sectional view of the actuator of FIG. 2, and FIG. FIG. 5 is an exploded configuration diagram of the actuator, and FIG. 5 is a configuration diagram of another actuator of FIG.
[0033]
Hereinafter, as an optical storage device, a magneto-optical drive (MO drive) using a magneto-optical disk (MO disk) as an optical storage medium as shown in FIG. 1 will be described as an example. The present invention can also be applied to an optical storage device such as a CD / CD-R / CD-RW / DVD drive.
[0034]
As shown in FIG. 1, the spindle motor 10 rotates an optical storage medium (MO disk) 1. Usually, the MO disk 1 is a removable medium and is inserted from an insertion slot of a drive (not shown). The actuator (optical pickup) 2 is provided under the optical storage medium 1 and irradiates the optical storage medium 1 with a light beam as indicated by an arrow through the objective lens 27 to guide reflected light.
[0035]
The actuator 2 is moved to an arbitrary track position in the radial direction of the optical storage medium 1 by the

track actuators

11, 13, 14, and 20. The track actuator includes a pair of guides 11 for guiding the actuator 2, a magnet 14 and a magnetic circuit 13 constituting a fixed portion of the linear actuator, and a track actuator coil 20 constituting a movable portion of the linear actuator. The track actuator coil 20 is fixed to the optical actuator 2. Therefore, the actuator 2 moves in the radial direction of the optical storage medium 2 by passing a drive current through the track actuator coil 20.
[0036]
Details of the actuator 2 will be described with reference to FIGS. As shown in FIGS. 2 and 4, the actuator 1 has a main body 21 guided by a guide 11, and an actuator coil 20 is fixed to the main body 21. The main body 21 is provided with a raising mirror 22, a magnet 23 that constitutes a fixed portion of the focus actuator, and objective lens driving mechanisms 24 to 28.
[0037]
The objective lens driving mechanisms 24 to 28 include a fixed block 24, a movable block 26, and a pair of leaf springs 25 that connect the fixed block 24 and the movable block 26. The movable block 26 is provided with the above-described objective lens 27 and a focus actuator coil 28. Further, as shown in FIG. 3, a magnetic head 30 is provided in the movable block 26 in the vicinity of the objective lens 27 in order to perform magneto-optical recording by magnetic field modulation.
[0038]
Accordingly, when a driving current from a follow-up controller, which will be described later, is passed through the focus coil 28, the movable block 26 supported by the leaf spring 25 moves on the fixed block 24, and the focal position of the objective lens 27 follows the optical storage medium 1. Let
[0039]
An optical fixing unit (not shown) converts the diffused light from the laser diode LD into parallel light 100 by a collimator lens via a three-beam tracking diffraction grating and a beam splitter, and enters the hole 29 of the actuator 2. . In the actuator 2, after being reflected by the rising mirror 22, the light is condensed on the optical storage medium 1 to the diffraction limit by the objective lens 27.
[0040]
In the optical fixing unit, a part of the light incident on the beam splitter is reflected by the beam splitter and condensed on an APC (Auto Power Control) detector via a condenser lens. The light reflected from the optical storage medium 1 is reflected again by the mirror 22 via the objective lens 27 and then enters the optical fixing unit.
[0041]
In the optical fixing unit, the light is converged by the optical collimating lens, is incident again on the beam splitter, is reflected by the beam splitter, and is condensed on the reflected light detector via the Wollaston prism and the cylindrical lens. An MO signal, a focus error signal, and a track error signal are generated from the photoelectric conversion output of the reflection detector.
[0042]
FIG. 5 is a configuration diagram of another actuator. The actuator shown in FIGS. 2 to 4 drives the objective lens 27 in the focus direction. The actuator shown in FIG. 5 drives the objective lens 27 in the focus direction and the track direction. As shown in FIG. 5, the movable block 26 provided with the objective lens 27 is supported by the fixed block 24 by four support springs 32. The movable block 26 is provided with a focus coil 28 and a track coil 31.
[0043]
A drive current is supplied to the focus coil 28 to perform a focus follow-up operation, and a drive current is supplied to the track coil 31 to perform a track follow-up operation. The support spring 32 is thin and has a small mechanical damping rate.
[0044]
Thus, the actuator 2 is an actuator having a spring characteristic and small mechanical damping. As described below, an object of the present invention is to give a pseudo damping to such an actuator by a speed feedback control system using a counter electromotive voltage of an actuator coil.
[0045]
[First embodiment of control system]
FIG. 6 is a block diagram of the first embodiment of the actuator control system of the present invention, FIG. 7 is a block diagram of actuator displacement with respect to a conventional driving force as a comparative example, and FIG. 8 is a driving force according to the present invention. FIG. 9 is a frequency characteristic diagram of the actuator according to the present invention, and FIG. 10 is an explanatory diagram of the vibration suppression operation according to the present invention.
[0046]
As shown in FIG. 6, the follow-up control controller 3 outputs a drive signal Vdin that performs focus follow-up control on the objective lens 27 of the actuator 2 shown in FIG. For example, a focus tracking controller that generates a drive signal from the focus error signal is used. The actuator shown in FIG. 5 includes a focus tracking controller and a track tracking controller.
[0047]
The drive signal Vdin is supplied to the actuator coil 28 of the actuator 2 via the drive driver 4. In the present invention, a speed feedback system 5 is provided that detects the coil voltage Vc that is the output of the drive driver 4, estimates the moving speed U, and subtracts it from the output of the follow-up control controller 3. That is, by applying a feedback gain to the speed U and negatively feeding back to the drive voltage, a deceleration current proportional to the speed is output to the actuator. For this reason, the attenuation can be increased in a pseudo manner.
[0048]
The speed feedback system 5 will be described. The voltage across the drive coil 28 during the operation of the actuator is expressed by the following equation (1).
[0049]
[Expression 1]

Here, Vc: voltage across the coil 28 (V), Ic: coil current, R: coil electrical resistance (Ω), L: coil inductance (H), B: magnetic flux density (T), l: effective coil length ( m), U: Actuator speed.
[0050]
In this equation (1), the first term on the right side is the voltage drop due to the DC resistance of the coil, the second term is the voltage drop due to the inductance of the coil, and the third term is the counter electromotive voltage of the coil. When this equation (1) is solved for the speed U, the equation (2) is obtained.
[0051]
[Expression 2]

Therefore, the speed U can be obtained by measuring the coil both-ends voltage Vc and the coil current Ic. However, it is difficult to measure the coil current Ic with a circuit on the disk device. In the above-described conventional technology, the detection resistor is connected in series to detect the voltage drop component due to the coil current Ic. However, as described above, there is an adverse effect of providing the detection resistor.
[0052]
In the present invention, the coil current Ic is estimated from the input signal Vdin to the drive driver 4 to estimate the speed without providing a detection resistor. Explaining this, the driver 4 of the electromagnetic actuator generally causes a current Ic proportional to the input signal Vdin to flow through the coil. That is, if the amplification factor of the driver 4 is Kd, there is a relationship of Ic = Kd · Vdin.
[0053]
In the high frequency region close to the drive band of the driver 4, this relationship is broken, but the proportional relationship is maintained in the vicinity of the control band, which is a problem in control. Therefore, it can be approximated by substituting Kd · Vdin for Ic in the equation (2). The result of substitution is shown in the following formula (3).
[0054]
U = 1 / B1 (Vc-Kd, R, Vdin-Kd, L, (dVdin / dt)) (3)
From equation (3), it can be seen that the speed U can be estimated from the input signal Vdin to the drive driver 4 and the coil end-to-end voltage Vc. When the feedback gain Kb is applied to the speed U and negative feedback is made to the drive voltage, a deceleration current proportional to the speed is output to the actuator. For this reason, the attenuation can be increased in a pseudo manner.
[0055]
That is, as shown in FIG. 6, the speed feedback control system 5 determines from the drive (input) signal Vdin the two terms Kd · R · Vdin and the third term Kd · L · (dVdin / dt) is calculated, and these are subtracted from the coil voltage Vc, multiplied by 1 / Bl to calculate the estimated speed U, multiplied by the feedback gain Kb, and subtracted from the drive voltage Vdin.
[0056]
In the present invention, since there is no mechanical restriction, the present invention can be applied to an actuator that cannot increase the attenuation, and an arbitrary attenuation rate can be given according to the feedback gain Kd. In addition, it is composed of an electric circuit without a detection resistor, and as will be described later, the control parameter Kd can be set after measuring the characteristics R and L. Small adverse effect on control.
[0057]
Compared with the method of removing the component near the resonance frequency from the actuator drive instruction signal, feedback is performed by estimating the actual actuator speed using the back electromotive force of the coil, so vibration due to external acceleration disturbance There is an advantage that can be suppressed.
[0058]
Furthermore, because it can operate even when tracking control is not performed, damping can be applied even when the focus actuator is not controlled or retracted, suppressing vibration due to external acceleration disturbance and preventing collision between the lens and the disk effective.
[0059]
In addition, compared with the method of providing an independent sensor for the fine tracking actuator, the number of parts is small, which is advantageous in terms of cost, and it is not necessary to mount the parts on the positioner, so there is no adverse effect on seek control.
[0060]
This will be described with reference to the block diagrams of FIGS. 7 and 8 and the frequency characteristic diagram of FIG. If the mass of the movable part of the actuator is M, the damping coefficient is C, and the spring constant is K, the equation of motion of the actuator is as shown in the following equation (4) when the present invention is not applied. It is a block diagram of actuator displacement X with respect to driving force F based on a motion equation.
[0061]
[Equation 3]

However, X is displacement and F is a driving force.
[0062]
As can be seen from the block diagram of FIG. 7, the driving force F includes a resistance force (damping force) proportional to the actuator speed and a resistance force (inertial force) proportional to the acceleration. If the damping coefficient C is small and the damping force proportional to the speed is difficult to work, the frequency characteristic of the displacement X / driving force F has a large peak in the resonance frequency of the actuator (spring) as shown by the broken line in FIG. Will have.
[0063]
On the other hand, when the present invention is applied, F = BlIc + MAdist, where F is only the driving force by the coil current and the external acceleration disturbance Adist. Further, when it is considered that the coil current Ic is proportional to the input voltage Vdin to the drive driver, Ic = KdVdin.
[0064]
Here, it is assumed that the output of the tracking controller in the present invention is Vcont, and the voltage drawn from Vcont by feedback is Vfb. Since the value of Vfb is the product of the estimated speed U of the actuator and the feedback gain Kfb, Kfb · U, the input voltage Vdin to the drive driver can be written as follows.
[0065]
[Expression 4]

Substituting the above three formulas into formula (4) and further combining the terms of speed on the left side gives the following formula (5).
[0066]
[Equation 5]

From this equation, the damping coefficient of the equation of motion is Bl · K for the following controller and external acceleration disturbance. _d ・ K _fb Only increase, feedback gain K _fb It can be seen that an arbitrary attenuation coefficient can be set by changing.
[0067]
FIG. 8 is a block diagram of the actuator displacement X with respect to the driving force F based on this equation of motion.
[0068]
In the present invention, the actuator speed is estimated based on the counter electromotive voltage of the coil, and is given as a negative electromagnetic driving force by applying a proportional gain thereto. Therefore, a resistance force proportional to the speed is applied as shown in FIG. Become a shape.
[0069]
That is, if the speed is accurately estimated, the damping coefficient increases to (C + BlKdKfb), and the damping force proportional to the speed works strongly. As a result, the frequency characteristic changes to a form having no resonance peak as shown by the solid line in FIG.
[0070]
FIG. 10 shows the behavior when a pulse-like impact is applied to the two types of frequency characteristics shown in FIG. 9 (the conventional dotted characteristic and the solid characteristic of the present invention). When the conventional damping is small, as shown in the upper part of FIG. If focus control is performed, if the disturbance is small, the distance between the lens 27 and the disk 1 can be easily maintained. However, when the disturbance is large or in the uncontrolled state, a large vibration is generated as shown in FIG. In the case of an actuator without a stopper, there is a risk that the disk 1 and the lens 27 collide.
[0071]
On the other hand, in the frequency characteristic that does not have a resonance peak as shown by the solid line in FIG. 9 by applying the present invention, the vibration with respect to the impact is reduced as shown in the lower part of FIG. Further, since not only the displacement but also the speed is reduced, the adverse effect on the focus pull-in control is reduced, and a stable pull-in operation is possible.
[0072]
Next, a specific configuration example of this embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 11 shows an example in which the speed feedback system 5 is configured by an analog electronic circuit, and FIG. 12 shows an example in which the speed feedback system 5 is configured by digital processing or a digital circuit.
[0073]
First, the configuration of FIG. 11 will be described. The speed feedback system 5 includes a subtracting circuit 54 that calculates a potential difference between both ends of the actuator coil 28, an amplification circuit 51 that multiplies the drive signal Vdin by the gain Kd · L, and a differentiation circuit 52 that differentiates the output of the amplification circuit 51. The amplifier circuit 53 that multiplies the drive signal Vdin by the gain Kd · R, the subtractor circuit 55 that subtracts the output of the differentiation circuit 52 and the output of the amplification circuit 53 from the coil voltage of the subtraction circuit 54, and the gain Kb / It has an amplification circuit 56 for multiplying Bl and a subtraction circuit 50 for subtracting the output of the amplification circuit 56 from the output of the digital control circuit 7.
[0074]
Further, the digital control circuit 7 includes the follow-up control controller 3 and the D / A converter 6 that converts the digital control value of the follow-up control controller 3 into an analog drive signal.
[0075]
The digital speed feedback system 5 in FIG. 12 includes an analog subtracting circuit 54 that calculates a potential difference between both ends of the actuator coil 28 and a digital control circuit 7. The digital control circuit 7 includes an A / D converter 8 that converts the analog output of the subtraction circuit 54 into a digital value, an amplification element 34 that multiplies the drive signal Vdin by a gain Kd · L, and a differentiation that differentiates the output of the amplification element 34. A calculation element 35; an amplification element 37 that multiplies the drive signal Vdin by a gain Kd · R; a subtraction element 36 that subtracts the output of the differentiation calculation element 35 and the output of the amplification element 37 from the coil voltage of the A / D converter 8; An amplification element 38 that multiplies the output of 36 by a gain Kb / Bl, and a subtraction element 33 that subtracts the output of the amplification element 38 from the control output of the tracking controller of the digital control circuit 7.
[0076]
The digital control circuit 7 also includes the follow-up control controller 3 and the D / A converter 6 that converts the digital control value of the follow-up control controller 3 into an analog drive signal Vdin.
[0077]
Each element of the speed feedback system 5 includes a digital processing program and a digital arithmetic circuit. With such a configuration, it is possible to attenuate the resonance of the actuator by estimating the actuator speed U using the above equation (3) and feeding it back.
[0078]
FIG. 13 is a block diagram of a modification of the first embodiment of FIG. FIG. 13 shows an example in which the vibration of the actuator due to external acceleration disturbance is mainly suppressed. That is, generally, the vibration of the actuator due to the external acceleration disturbance is concentrated near the main resonance frequency. Therefore, when the attenuation is strengthened mainly to suppress the vibration due to the disturbance, the feedback signal is passed through the band-pass filter 9 so that only the signal near the main resonance frequency is fed back and control with less influence of noise can be realized.
[0079]
That is, in FIG. 13, the same components as those in FIG. 6 are denoted by the same symbols, and the speed feedback control system 5 is the two terms in () of the equation (3) from the drive (input) signal Vdin. Kd · R · Vdin and three terms Kd · L · (dVdin / dt) are calculated, subtracted from the coil voltage Vc, multiplied by 1 / B1, and an estimated speed U is calculated, and the feedback gain Kb And is subtracted from the drive voltage Vdin through the band-pass filter 9. This band-pass filter 9 is a filter that passes only signals near the main resonance frequency described above.
[0080]
FIG. 14 is a configuration diagram when the speed feedback system of FIG. 13 is configured by an analog electronic circuit. 14, the same components as those shown in FIG. 11 are indicated by the same symbols.
[0081]
In FIG. 14, the speed feedback system 5 differentiates the output of the subtraction circuit 54 that calculates the potential difference between both ends of the actuator coil 28, the amplification signal 51 that multiplies the drive signal Vdin by the gain Kd · L, and the amplification circuit 51. Differentiation circuit 52, amplification circuit 53 that multiplies drive signal Vdin by gain Kd · R, subtraction circuit 55 that subtracts the output of differentiation circuit 52 and the output of amplification circuit 53 from the coil voltage of subtraction circuit 54, and the output of subtraction circuit 55 Is multiplied by the gain Kb / Bl, the band-pass filter 9 that passes only the signal near the main resonance frequency of the output of the amplifier circuit 56, and the subtraction that subtracts the output of the band-pass filter 9 from the output of the digital control circuit 7 Circuit 50.
[0082]
Further, the digital control circuit 7 includes the follow-up control controller 3 and the D / A converter 6 that converts the digital control value of the follow-up control controller 3 into an analog drive signal.
[0083]
Furthermore, similarly to FIG. 12, the speed feedback system 5 of FIG. 13 can be configured by digital processing or a digital circuit.
[0084]
[Second Embodiment of Control System]
FIG. 15 is a block diagram of a second embodiment of the actuator control system of the present invention, FIG. 16 is a frequency characteristic diagram of a DC resistance term and an inductance term, and FIG. 17 is a diagram of the second embodiment of the present invention. It is a block diagram.
[0085]
15 that are the same as those in FIG. 6 are denoted by the same symbols. That is, as shown in FIG. 15, the tracking control controller 3 outputs a drive signal Vdin that performs focus tracking control of the objective lens 27 of the actuator 2 of FIG. For example, a focus tracking controller that generates a drive signal from the focus error signal is used. The actuator shown in FIG. 5 includes a focus tracking controller and a track tracking controller.
[0086]
The drive signal Vdin is supplied to the actuator coil 28 of the actuator 2 via the drive driver 4. Further, a speed feedback system 5 a that detects the coil voltage Vc that is the output of the drive driver 4, estimates the moving speed U, and subtracts it from the output of the follow-up control controller 3 is provided. That is, by applying a feedback gain to the speed U and negatively feeding back to the drive voltage, a deceleration current proportional to the speed is output to the actuator. For this reason, the attenuation can be increased in a pseudo manner.
[0087]
The speed feedback control system 5a will be described. As can be seen from the above equation (1), the voltage across the coil Vc is the voltage drop due to the DC resistance of the coil (first term), the voltage drop due to the inductance of the coil (second term), and the coil back electromotive force proportional to the speed. It is the sum of voltage (3rd term). Therefore, when estimating the speed, the voltage due to the DC resistance and the voltage due to the inductance are removed from the coil voltage as shown in the equation (2).
[0088]
Here, when the strength of the influence of the DC resistance term (R · Ic) and the inductance term (L · dIc / dt) is compared in the frequency domain, it is as shown in FIG. That is, with the frequency of R / (2πL) hertz as a boundary, the influence of the direct current resistance is lower at a lower frequency, and the influence of the inductance is higher at a higher frequency.
[0089]
For this reason, when the main resonance frequency of the actuator is sufficiently lower than R / (2πL) Hertz, the inductance term (L · dIc / dt) is omitted, and a band-pass filter that passes only the frequency near the main resonance is inserted. To do. This makes it possible to increase the attenuation of the main resonance with a simpler configuration.
[0090]
That is, the formula (3) is simplified to the following formula (6).
[0091]
U = 1 / Bl. (Vc-Kd.R.Vdin) (6)
That is, as shown in FIG. 15, the speed feedback control system 5a calculates Kd · R · Vdin, which is the second term in () of the equation (6), from the drive (input) signal Vdin, and from the coil voltage Vc. These are subtracted and multiplied by 1 / Bl to calculate the estimated speed U, multiplied by the feedback gain Kb, and subtracted from the drive voltage Vdin via the band pass filter 9.
[0092]
In the present invention, since there is no mechanical restriction, the present invention can be applied to an actuator that cannot increase the attenuation, and an arbitrary attenuation rate can be given according to the feedback gain Kd. In addition, since it is configured by an electric circuit not provided with a detection resistor and, as will be described later, it is possible to set the control parameter Kd after measuring the characteristic R, it is possible to set the control parameter Kd so that the variation from device to device is small. The adverse effect of is small.
[0093]
Compared with the method of removing the component near the resonance frequency from the actuator drive instruction signal, feedback is performed by estimating the actual actuator speed using the back electromotive force of the coil, so vibration due to external acceleration disturbance There is an advantage that can be suppressed.
[0094]
Furthermore, because it can operate even when tracking control is not performed, damping can be applied even when the focus actuator is not controlled or retracted, suppressing vibration due to external acceleration disturbance and preventing collision between the lens and the disk effective.
[0095]
In addition, compared with the method of providing an independent sensor for the fine tracking actuator, the number of parts is small, which is advantageous in terms of cost, and it is not necessary to mount the parts on the positioner, so there is no adverse effect on seek control.
[0096]
FIG. 17 is a configuration diagram of an example in which the speed feedback system 5 of FIG. 15 is configured by an analog circuit. In FIG. 17, the speed feedback system 5 includes a subtraction circuit 54 that calculates the difference in potential between both ends of the actuator coil 28, an amplification circuit 53 that multiplies the drive signal Vdin by the gain Kd · R, and an amplification from the coil voltage of the subtraction circuit 54. A subtracting circuit 55 for subtracting the output of the circuit 53; an amplifying circuit 56 for multiplying the output of the subtracting circuit 55 by a gain Kb / Bl; and a bandpass filter 9 for passing only a signal near the main resonance frequency of the output of the amplifying circuit 56; A subtracting circuit 50 for subtracting the output of the band-pass filter 9 from the output of the digital control circuit 7.
[0097]
Further, the digital control circuit 7 includes the follow-up control controller 3 and the D / A converter 6 that converts the digital control value of the follow-up control controller 3 into an analog drive signal.
[0098]
Further, similarly to FIG. 12, the speed feedback system 5a of FIG. 16 may be configured by digital processing or a digital circuit.
[0099]
[Third embodiment of control system]
FIG. 18 is a block diagram of the third embodiment of the actuator control system of the present invention, and FIG. 19 is a configuration diagram of the third embodiment of the present invention.
[0100]
18 that are the same as those in FIG. 6 are denoted by the same symbols. That is, as shown in FIG. 18, the follow-up controller 3 outputs a drive signal Vdin that performs focus follow-up control on the objective lens 27 of the actuator 2 in FIG. For example, a focus tracking controller that generates a drive signal from the focus error signal is used. The actuator shown in FIG. 5 includes a focus tracking controller and a track tracking controller.
[0101]
The drive signal Vdin is supplied to the actuator coil 28 of the actuator 2 via the drive driver 4. Further, a speed feedback system 5 b is provided which detects the coil voltage Vc which is the output of the drive driver 4, estimates the moving speed U, and subtracts it from the output of the tracking control controller 3. That is, by applying a feedback gain to the speed U and negatively feeding back to the drive voltage, a deceleration current proportional to the speed is output to the actuator. For this reason, the attenuation can be increased in a pseudo manner.
[0102]
The speed feedback control system 5b will be described. As can be seen from the above equation (1), the voltage across the coil Vc is the voltage drop due to the DC resistance of the coil (first term), the voltage drop due to the coil inductance (second term), and the back electromotive force of the coil proportional to the speed. It is the sum of voltage (3rd term). Therefore, when estimating the speed, the voltage due to the DC resistance and the voltage due to the inductance are removed from the coil voltage as shown in the equation (2).
[0103]
Here, when the strength of the influence of the DC resistance term (R · Ic) and the inductance term (L · dIc / dt) is compared in the frequency domain, it is as shown in FIG. That is, with the frequency of R / (2πL) hertz as a boundary, the influence of the direct current resistance becomes lower at a lower frequency, and the influence of the inductance becomes larger at a higher frequency.
[0104]
Therefore, when the main resonance frequency of the actuator is sufficiently higher than R / (2πL) Hertz, the band-pass filter 9 is inserted with the DC resistance term (R · Ic) omitted. This makes it possible to increase the attenuation of the main resonance with a simpler configuration.
[0105]
That is, the above equation (3) is simplified to the following equation (7).
[0106]
U = 1 / Bl. (Vc-Kd.L. (DVdin / dt)) (7)
From equation (7), it can be seen that the speed U can be estimated from the input signal Vdin to the drive driver 4 and the coil end-to-end voltage Vc. When the feedback gain Kb is applied to the speed U and negative feedback is made to the drive voltage, a deceleration current proportional to the speed is output to the actuator. For this reason, the attenuation can be increased in a pseudo manner.
[0107]
That is, as shown in FIG. 18, the speed feedback control system 5b calculates Kd · L · (dVdin / dt), which is the third term in () of the equation (7), from the drive (input) signal Vdin. These are subtracted from the coil voltage Vc, multiplied by 1 / Bl to calculate the estimated speed U, multiplied by the feedback gain Kb, and subtracted from the drive voltage Vdin via the band pass filter 9.
[0108]
In the present invention, since there is no mechanical restriction, the present invention can be applied to an actuator that cannot increase the attenuation, and an arbitrary attenuation rate can be given according to the feedback gain Kd. In addition, it is composed of an electric circuit without a detection resistor, and as will be described later, the control parameter Kd can be set after measuring the characteristics R and L. Small adverse effect on control.
[0109]
Compared with the method of removing the component near the resonance frequency from the actuator drive instruction signal, feedback is performed by estimating the actual actuator speed using the back electromotive force of the coil, so vibration due to external acceleration disturbance There is an advantage that can be suppressed.
[0110]
Furthermore, because it can operate even when tracking control is not performed, damping can be applied even when the focus actuator is not controlled or retracted, suppressing vibration due to external acceleration disturbance and preventing collision between the lens and the disk effective.
[0111]
In addition, compared with the method of providing an independent sensor for the fine tracking actuator, the number of parts is small, which is advantageous in terms of cost, and it is not necessary to mount the parts on the positioner, so there is no adverse effect on seek control.
[0112]
FIG. 19 is a configuration diagram of an example in which the speed feedback system 5b of FIG. 17 is configured by an analog circuit. In FIG. 19, the speed feedback system 5 b differentiates the output of the subtraction circuit 54 that calculates the potential difference between both ends of the actuator coil 28, the amplification signal 51 that multiplies the drive signal Vdin by the gain Kd · L, and the amplification circuit 51. Differentiating circuit 52, subtracting circuit 55 for subtracting the output of differentiating circuit 52 from the coil voltage of subtracting circuit 54, amplifying circuit 56 for multiplying the output of subtracting circuit 55 by gain Kb / Bl, and the main resonance frequency of the output of amplifying circuit 56 A band-pass filter 9 that passes only nearby signals and a subtracting circuit 50 that subtracts the output of the band-pass filter 9 from the output of the digital control circuit 7 are provided.
[0113]
Further, the digital control circuit 7 includes the follow-up control controller 3 and the D / A converter 6 that converts the digital control value of the follow-up control controller 3 into an analog drive signal.
[0114]
Furthermore, similarly to FIG. 12, the speed feedback system 5b of FIG. 18 can be configured by digital processing or a digital circuit.
[0115]
[Fourth Embodiment of Control System]
FIG. 20 is a block diagram of the fourth embodiment of the actuator control system of the present invention, and FIG. 21 is a configuration diagram of the fourth embodiment of the present invention.
[0116]
20 that are the same as those in FIG. 6 are denoted by the same symbols. That is, as shown in FIG. 20, the follow-up controller 3 outputs a drive signal Vdin that performs focus follow-up control on the objective lens 27 of the actuator 2 in FIG. For example, a focus tracking controller that generates a drive signal from the focus error signal is used. The actuator shown in FIG. 5 includes a focus tracking controller and a track tracking controller.
[0117]
The drive signal Vdin is supplied to the actuator coil 28 of the actuator 2 via the drive driver 4. Further, a speed feedback system 5 c is provided which detects the coil voltage Vc which is the output of the drive driver 4, estimates the moving speed U, and subtracts it from the output of the follow-up control controller 3. That is, by applying a feedback gain to the speed U and negatively feeding back to the drive voltage, a deceleration current proportional to the speed is output to the actuator. For this reason, the attenuation can be increased in a pseudo manner.
[0118]
The speed feedback control system 5c will be described. Of the coefficients of the three terms in the above equation (1), in the case of an actuator in which Bl has a sufficiently large value compared to R and L, even if both the DC resistance term and the inductance term are omitted, the accuracy A good estimated speed can be obtained.
[0119]
That is, the above equation (3) is simplified to the following equation (8).
[0120]
U = 1 / Bl · Vc (8)
From equation (8), it can be seen that the speed U can be estimated from the voltage Vc across the coil. When the feedback gain Kb is applied to the speed U and negative feedback is made to the drive voltage via the band-pass filter 9, a deceleration current proportional to the speed is output to the actuator. For this reason, the attenuation can be increased in a pseudo manner.
[0121]
That is, as shown in FIG. 20, the speed feedback control system 5c multiplies the coil voltage Vc by 1 / B1, calculates the estimated speed U, multiplies the feedback gain Kb, and passes through the bandpass filter 9. Subtract from drive voltage Vdin.
[0122]
Therefore, by omitting both the R and L terms and inserting a band-pass filter, it becomes possible to increase the attenuation of the main resonance with a simpler configuration.
[0123]
FIG. 21 is a configuration diagram of an example in which the speed feedback system 5c of FIG. 20 is configured with an analog circuit. In FIG. 21, the speed feedback system 5 c includes a subtraction circuit 54 that calculates a difference in potential between both ends of the actuator coil 28, an amplification circuit 56 that multiplies the output of the subtraction circuit 54 by a gain Kb / Bl, and an output of the amplification circuit 56. A band-pass filter 9 that passes only a signal near the main resonance frequency and a subtraction circuit 50 that subtracts the output of the band-pass filter 9 from the output of the digital control circuit 7 are provided.
[0124]
Further, the digital control circuit 7 includes the follow-up control controller 3 and the D / A converter 6 that converts the digital control value of the follow-up control controller 3 into an analog drive signal.
[0125]
Furthermore, similarly to FIG. 12, the speed feedback system 5c of FIG. 20 can be configured by digital processing or a digital circuit.
[0126]
[Actuator coil characteristic measurement]
FIG. 22 is a characteristic measurement block diagram according to one embodiment of the present invention, and is a block diagram for measuring the frequency characteristic of FIG. As shown in FIG. 22, a drive signal is given to the drive driver 4 to cause a current to flow through the actuator coil 28. In the measurement, the voltage across the actuator coil 28 and the current of the actuator coil 28 are measured.
[0127]
That is, in FIG. 22, with the actuator 2 fixed and no reverse voltage applied, a sine wave is input to the drive driver 4 to measure the coil end-to-end voltage Vc and the coil current Ic (using a current measurement probe). When the amplitude ratio is measured, the frequency characteristic described in FIG. 16 is obtained.
[0128]
FIG. 23 is a DC resistance measurement process flow diagram according to one embodiment of the present invention, and FIG. 24 is an inductance measurement process flow diagram according to one embodiment of the present invention. These are suitable for an example in which the digital processing circuit shown in FIG. 12 or the like is executed when the apparatus is turned on to measure and set the characteristics of the actuator.
[0129]
First, the DC resistance measurement process will be described with reference to FIG.
[0130]
(S10) A voltage V0 at a certain level is output to the drive driver 4.
[0131]
(S12) Wait for the transient response to settle.
[0132]
(S14) When the transient response is settled, the coil end-to-end voltage Vc is measured.
[0133]
(S16) Since the input voltage is at a constant level, a constant current continues to flow through the coil. Therefore, the differential component, that is, the inductance term in equation (1) is zero. Therefore, equation (6) is established. At this time, if the actuator speed U is also 0 (for example, the actuator is fixed), Vc = R · Ic = Kd · R · Vdin. Therefore, from Vc / V0, the coefficient Kd · R is set to the following (9 )
[0134]
Kd · R = Vc / V0 (9)
Next, the inductance measurement process will be described with reference to FIG.
[0135]
(S20) A sine wave signal having a frequency f and an amplitude Vf satisfying R / L <2πf is output to the drive driver 4.
[0136]
(S22) Wait for the transient response to settle.
[0137]
(S24) When the transient response is settled, the coil end-to-end voltage Vc is measured.
[0138]
(S26) In the region of frequency f hertz or higher where R / L <2πf, the influence of the direct current resistance on the voltage Vc across the coil becomes small as described above, and the influence of the inductance becomes dominant. In general, an actuator having a resonance peak is less affected by the counter electromotive voltage because the speed is reduced with respect to the current at a high frequency equal to or higher than the resonance frequency. Therefore, the measurement can be performed without fixing the actuator. Therefore, when output is made to the driver 4 at a frequency of f (Hz) and an amplitude of Vf, the first and third terms of the equation (1) are ignored and Vc = L · dIc / dt = Kd · L · dVdin / Dt = 2πf · Kd · L · Vdin, and the coefficient Kd · L is obtained from the following equation (10) from Vc / (Vf · 2πf).
[0139]
Kd · L = Vc / (2πf · Vf) (10)
Thus, the amplification ratio can be determined by measuring the coil DC resistance R and the inductance L. In particular, the coefficient setting in the case of configuring with a digital circuit (FIG. 12) can be made accurately, and digital processing becomes possible.
[0140]
In this way, the control system of any of the first to fourth embodiments is selected from the obtained characteristics, the coefficient is set, and the control system is designed.
[0141]
In this way, the damping coefficient of the equation of motion increases by Bl · Kd · Kfb and the feedback gain Kfb can be set by changing the feedback gain Kfb with respect to the follow-up controller and external acceleration disturbance.
[0142]
By increasing the damping, it is possible to suppress vibration when the actuator is not controlled. For example, when an impact is applied to the apparatus immediately before starting the focusing control, if the damping is weak, the actuator approaches the disk while vibrating greatly, and there is a risk of collision with the disk. However, if the attenuation can be increased by the present invention, the vibration due to the disturbance can be suppressed, so that the focusing control can be started safely.
[0143]
Further, the fine tracking actuator on the positioner may not be able to stably start tracking control when vibration occurs due to the seek operation of the positioner. In addition, an external acceleration disturbance may be applied during tracking control, and the relative displacement with the positioner may exceed an allowable range, and the beam aberration may be adversely affected. If the attenuation can be increased by the present invention, these obstacles can be overcome.
[0144]
Furthermore, if applied to an actuator such as a galvanometer mirror installed in a fixed optical system, it is possible to suppress vibrations caused by disturbances from the outside of the apparatus, so that adverse effects on beam aberration can be avoided.
[0145]
In addition, by suppressing the resonance peak, it is possible to reduce variations in characteristics between individual devices. In other words, when the attenuation is weak and the resonance peak is large, the influence on the control system due to the shift of the resonance frequency is large, but it is often not a problem if the resonance is strongly damped, increasing the tolerance to variations. be able to.
[0146]
[Other embodiments]
Although the optical storage device has been described as a magneto-optical disk device, it can also be applied to other disk storage devices such as an optical disk device.
[0147]
As mentioned above, although this invention was demonstrated by embodiment, in the range of the meaning of this invention, a various deformation | transformation is possible and these are not excluded from the technical scope of this invention.
[0148]
(Supplementary Note 1) An optical storage device that irradiates light to the optical storage medium and performs at least one of reading and writing of the optical storage medium, and has an objective lens for irradiating the optical storage medium with light and a spring characteristic. And an actuator for driving the objective lens, a driver for driving a drive coil of the actuator, a voltage across the drive coil, and a driver for controlling the light of the objective lens to follow the optical storage medium. An optical storage device, comprising: an objective lens driving unit that estimates a speed of the actuator from a control input signal and performs negative feedback to the control input signal.
[0149]
(Supplementary Note 2) The objective lens driving unit calculates a voltage drop component due to the resistance of the actuator and a back electromotive voltage component due to the inductance of the actuator from the control input signal, and the voltage drop component and the inverse of the voltage across the both ends. The optical storage device according to appendix 1, wherein an electromotive force component is subtracted to obtain an estimated speed of the actuator.
[0150]
(Appendix 3) An optical storage device that irradiates light to the optical storage medium and performs at least one of reading and writing of the optical storage medium, and has an objective lens for irradiating the optical storage medium with light and a spring characteristic. And an actuator that drives the objective lens, a driver that drives the drive coil of the actuator, and a band-pass filter that detects a voltage across the drive coil and passes a component near the resonance peak frequency of the optical actuator. And an objective lens driving unit that performs negative feedback to the control input signal.
[0151]
(Supplementary Note 4) The objective lens driving unit calculates a voltage drop component due to the resistance of the actuator and a back electromotive force component due to the inductance of the actuator from a control input signal input to the driver, and the voltage from the both-ends voltage. The optical storage device according to appendix 3, wherein a drop component and the back electromotive voltage component are subtracted to obtain an estimated speed of the actuator, and negative feedback is performed through the band pass filter.
[0152]
(Supplementary Note 5) The objective lens driving unit calculates a voltage drop component due to the resistance of the actuator from a control input signal input to the driver, subtracts the voltage drop component from the both-ends voltage, and calculates an estimated speed of the actuator. The optical storage device according to appendix 3, wherein negative feedback is obtained through the band-pass filter.
[0153]
(Appendix 6) The objective lens driving unit calculates a back electromotive voltage component due to inductance of the actuator from a control input signal input to the driver, subtracts the back electromotive voltage component from the both-ends voltage, and estimates the actuator The optical storage device according to appendix 3, wherein speed is obtained and negative feedback is performed through the band-pass filter.
[0154]
(Supplementary note 7) The optical storage device according to supplementary note 1, wherein the actuator drives the objective lens in a focus direction of the optical storage medium.
[0155]
(Supplementary note 8) The optical storage device according to supplementary note 1, wherein the actuator drives the objective lens in a track direction of the optical storage medium.
[0156]
(Supplementary note 9) The optical according to supplementary note 1, wherein the objective lens driving unit calculates the voltage drop component from a control input signal inputted to the driver, a resistance of the actuator, and an amplification factor of the driver. Storage device.
[0157]
(Supplementary Note 10) The objective lens driving unit calculates the back electromotive force component from a differential signal of a control input signal input to the driver, an inductance of the actuator, and an amplification factor of the driver. The optical storage device according to appendix 1.
[0158]
【The invention's effect】
Since the attenuation rate of the objective lens actuator having a spring characteristic is improved by electrical control, it is not limited by the material and structure of the actuator, and the attenuation rate can be made variable by suppressing variations.
[0159]
Even if the detection resistor is not connected to the actuator coil, the actuator speed is estimated and the attenuation rate is improved, so that it is possible to prevent the maximum current of the actuator coil from being lowered when the power supply voltage is limited. For this reason, the fall of the maximum acceleration of an actuator can be prevented, and an attenuation factor can be improved, without reducing the performance of an actuator.
[0160]
In addition, since no detection resistor is used, the problem of heat generation does not occur, and in particular, it is easy to reduce the size of an optical disk drive that is required to be compact.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of an optical storage device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram of the actuator of FIG. 1;
FIG. 3 is a cross-sectional view of the actuator of FIG.
4 is an exploded configuration diagram of the actuator of FIG. 2. FIG.
FIG. 5 is a configuration diagram of another actuator in FIG. 1;
FIG. 6 is a block diagram of an actuator control system according to the first embodiment of this invention.
FIG. 7 is a block diagram of an equation of motion of a conventional actuator as a comparative example.
FIG. 8 is a block diagram of an equation of motion of an actuator by the control system of the present invention.
FIG. 9 is a frequency characteristic diagram of the control system of FIG. 6;
10 is an operation explanatory diagram of the control system of FIG. 6;
11 is a configuration diagram of an analog circuit in the control system of FIG. 6;
12 is a configuration diagram of a digital circuit of the control system in FIG. 6;
13 is a configuration diagram of a modified example of the control system of FIG. 6;
14 is a configuration diagram of an analog circuit of the control system in FIG. 14;
FIG. 15 is a block diagram of an actuator control system according to a second embodiment of this invention.
FIG. 16 is an explanatory diagram of a second embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a diagram illustrating a configuration example of a control system in FIG. 15;
FIG. 18 is a block diagram of an actuator control system according to a third embodiment of the present invention.
19 is a diagram illustrating a configuration example of a control system in FIG. 18;
FIG. 20 is a block diagram of an actuator control system according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 21 is a diagram illustrating a configuration example of a control system in FIG. 20;
FIG. 22 is a block diagram of actuator characteristic measurement according to the present invention.
FIG. 23 is a flowchart showing a process for measuring resistance characteristics of an actuator according to the present invention.
FIG. 24 is a flowchart of an inductance characteristic measurement process for an actuator according to the present invention.
[Explanation of symbols]
1 Optical storage medium (magneto-optical disk)
2 Optical actuator
3 Tracking controller
4 Drive driver
5, 5a, 5b, 5c Speed feedback system
24 fixed blocks
25 leaf spring
26 Movable block
27 Objective lens
28 Focus coil
50, 54, 55 Subtraction circuit
51, 53, 56 Amplifier circuit
52 Differentiation circuit
6 D / A converter
7 Digital control circuit
8 A / D converter
9 Band pass filter

Claims

In an optical storage device that irradiates an optical storage medium with light and performs at least one of reading and writing of the optical storage medium,
An objective lens for irradiating the optical storage medium with light;
An actuator having a spring characteristic and driving the objective lens;
A driver that drives the drive coil by causing a drive current corresponding to a control input signal for controlling the light of the objective lens to follow the optical storage medium to flow through the drive coil of the actuator ;
Wherein the light of the objective lens to calculate a driving current component of the actuator from the control input signal to the driver to follow-up control to the optical storage medium, and a voltage across said drive current component of the driving coil, the An optical storage device, comprising: an objective lens driving unit that estimates an actuator speed and performs negative feedback on the control input signal.

In an optical storage device that irradiates an optical storage medium with light and performs at least one of reading and writing of the optical storage medium,
An objective lens for irradiating the optical storage medium with light;
An actuator having a spring characteristic and driving the objective lens;
A driver that drives a drive coil of the actuator by passing a drive current corresponding to a control input signal for controlling the light of the objective lens to follow the optical storage medium ;
The drive current component of the actuator is calculated from the control input signal to the driver, the speed of the actuator is estimated from the both-end voltage of the drive coil and the drive current component, and near the resonance peak frequency of the actuator. An optical storage device, comprising: an objective lens driving unit that performs negative feedback to the control input signal through a band-pass filter that passes components.

The objective lens drive unit, a voltage drop component due to the resistance of the actuator from the control input signal input to the driver, calculates a counter electromotive voltage component due to the inductance of the actuator, and the voltage drop component from the voltage across The optical storage device according to claim 2, wherein the back electromotive force component is subtracted to obtain an estimated speed of the actuator, and negative feedback is performed through the band-pass filter.

The objective lens driving unit calculates a voltage drop component due to the resistance of the actuator from the control input signal input to the driver, subtracts the voltage drop component from the both-ends voltage to obtain an estimated speed of the actuator, The optical storage device according to claim 2, wherein negative feedback is performed through the band-pass filter.

The objective lens driving unit calculates a counter electromotive voltage component due to the inductance of the actuator from the control input signal input to the driver, and subtracts the counter electromotive voltage component from the both-ends voltage to obtain an estimated speed of the actuator. The optical storage device according to claim 2, wherein negative feedback is performed through the band-pass filter.

In an objective lens driving device for driving an objective lens for irradiating light to an optical storage medium with an actuator having spring characteristics,
A detection circuit that detects a voltage across the drive coil driven by a driver that causes a drive current to flow through the drive coil of the actuator in accordance with a control input signal for controlling the light of the objective lens to follow the optical storage medium;
An objective lens driving unit that calculates a drive current component of the actuator from the control input signal, estimates the speed of the actuator from the detected both-ends voltage and the drive current component, and performs negative feedback to the control input signal And having
An objective lens driving device .

In an objective lens driving device for driving an objective lens for irradiating light to an optical storage medium with an actuator having spring characteristics,
A detection circuit that detects a voltage across the drive coil driven by a driver that causes a drive current to flow through the drive coil of the actuator in accordance with a control input signal for controlling the light of the objective lens to follow the optical storage medium;
The drive current component of the actuator is calculated from the control input signal, the speed of the actuator is estimated from the detected both-end voltage and the drive current component, and the component near the resonance peak frequency of the actuator passes. And an objective lens driving unit that performs negative feedback to the control input signal via a band-pass filter that performs
An objective lens driving device .