JP3893429B2

JP3893429B2 - Ignition system

Info

Publication number: JP3893429B2
Application number: JP54681698A
Authority: JP
Inventors: 茂幸濱崎; 義之中込; 正敏中洲; 達弘関
Original assignee: Renesas Technology Corp
Current assignee: Renesas Technology Corp
Priority date: 1997-04-25
Filing date: 1998-04-24
Publication date: 2007-03-14
Anticipated expiration: 2018-04-24
Also published as: WO1998049444A1

Description

技術分野
この発明は、イグニッションシステムに関し、主に内燃機関（エンジン）の気筒別点火システムを構成する所謂ＩＣイグナイタに利用して有効な技術に関するものである。
背景技術
絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）に流れる電流をその使用中に温度が変化した際にもそれによる温度誤差をなくして正確に検出できるようにした半導体素子の電流検出装置が特開平８−５４４２７号公報に開示されている。また、パワーＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ／ＭＯＳＦＥＴ:Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）と同一チップの温度の異常上昇を検出する保護回路を搭載した半導体装置が特開平５−３０４４５０号公報に開示されている。
イグニッションシステムでは、共通のイグニッションコイルで発生されたスパーク電圧を分配器（ディストリビュータ）を介して各点火プラグに供給するものと異なり、各点火プラグに一対一に対応させてイグニッションコイルとそれを駆動するパワートランジスタを設けるという気筒別点火システムがある。上記気筒別点火システムにおいては、点火プラグに装着されるイグニッションコイルキャップ（筺体）に上記イグニッションコイルを内蔵させてシステムの簡素化を図るようにすることができる。このような点火プラグのイグニッションコイルキャップにイグニッションコイルを内蔵させると、イグニッションコイルの小型化に伴いエネルギー変換効率が悪くなり入力側のスイッチング電流を大きくすることが必要となる。そして、上記のように大きなスイッチング電流を流したときにはスイッチング素子において発生する損失を少なくする必要がある。
このような観点から、本願発明者等においてはバイポーラトランジスタによるパワートランジスタに代えてＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることを検討した。ＩＧＢＴは、いわばダーリントン接続の入力側をＭＯＳＦＥＴで構成し、出力側をバイポーラトランジスタで構成した複合素子であり、制御端子からみた入力インピーダンスが高く電圧駆動できるためにマイクロコンピュータ等のエンジンコントロールユニットより直接制御できるとともに、オン状態でのコレクタ，エミッタ間の残り電圧が小さくて上記大きな電流を流したときの電力損失を小さくできるために上記のような気筒別点火システムに好適である。
しかしながら、上記のような大電流を流すようにされたＩＧＢＴにおいては、その破壊を防止するための保護回路は前記公報のように別チップで構成され、ハイブリッドＩＣ構造にならざるを得ないために気筒別点火システムの小型化を妨げるものである。パワーＭＯＳＦＥＴに保護回路を搭載した上記公報では、温度の異常上昇を検出してスイッチ動作を遮断させてしまうというものであるために点火システムには利用できない。また、点火システムでは、点火プラグが正しく装着されていなかったり、点火プラグの放電電極（スパーク電極）にホコリやオイルが付着している等の何らかのトラブルにより点火プラグに火花が飛ばない（スパークしない）と、イグニッションコイルによって発生したエネルギーが上記ＩＧＢＴに印加されるために上記ＩＧＢＴの高耐圧化が必要となり、更にはエンジンの回転数が低い時に大きな電流が流れてしまうことによりスイッチング素子の上記ＩＧＢＴ自体が破壊されてしまう。また、上記大きな電流によってパワースイッチング素子のトランジスタ（ＩＧＢＴ）が破壊しないときでもイグニッションコイルにより異常に高い電圧を発生させてしまうという問題が生じる。本発明者等は本発明に先立って、上記の各問題点を見出した。
したがって、この発明は、簡単な構成で高信頼性を持って出力電流を制限する保護回路を搭載したイグニッションシステムを提供することを目的としている。この発明は、簡単な構成で高信頼化を実現した気筒別点火のイグニッションシステムを提供することを他の目的としている。この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
発明の開示
本発明は、高耐圧で、かつ第１端子と第２端子との間に大電流を流すように形成され、制御端子において高入力インピーダンスを持つパワートランジスタが形成される半導体基板（チップ）上に、上記パワートランジスタがオン状態にされるときの上記制御端子と第１端子との間に供給される入力電圧を受けて安定化電圧を形成する電流回路及び上記電源回路により供給された定電圧に基づいて形成された基準電圧値と、上記パワートランジスタに流れる電流値に対応した電圧値とを比較して、上記パワートランジスタに流れる電流値が許容電流値（上記パワートランジスタが破壊されてしますような大電流値よりも小さい電流値）を越えないようにパワートランジスタの制御入力端子に供給される電圧を制御する制御回路からなる保護回路を搭載する。
上記パワートランジスタ装置により気筒別に設けられたイグニッションコイルを駆動し、かかるイグニッションコイルを点火プラグに装着されるイグニッションコイルキャップに搭載し、かつ、上記パワートランジスタ装置をマイクロコンピュータ等からなるエンジンコントロールユニットでスイッチ制御する。また上記イグニッションコイルキャップに上記イグニッションコイルと上記パワートランジスタ装置の双方を搭載し、更なる気筒別点火システムの小型化を図る。
【図面の簡単な説明】
第１図は、この発明に係るパワートランジスタ装置の一実施例を示す概略回路図であり、
第２図は、この発明に係るパワートランジスタ装置の他の一実施例を示す概略回路図であり、
第３図は、第１図のパワートランジスタ装置の一実施例を示す回路図であり、
第４図は、第２図のパワートランジスタ装置の一実施例を示す回路図であり、
第５図は、この発明に係るパワートランジスタ装置の一実施例を示す概略レイアウト図であり、
第６図は、第５図のＡ−Ａ’部分の素子構造断面図であり、
第７図は、第５図のＢ−Ｂ’部分の素子構造断面図であり、
第８図は、第５図のＣ−Ｃ’部分の素子構造断面図であり、
第９図は、この発明に係るパワートランジスタ装置の外観図であり、
第１０図は、この発明に係るパワートランジスタ装置の更に他の一実施例を示す回路図であり、
第１１図は、この発明に係るパワートランジスタ装置に搭載される電源回路の動作を説明するための入出力電圧特性図であり、
第１２図は、この発明に係るパワートランジスタ装置に搭載される制御回路の電流制限動作を説明するための特性図であり、
第１３図は、この発明に係るパワートランジスタ装置を用いて構成された気筒別点火システムの一実施例を示す構成図であり、
第１４図は、この発明に係るパワートランジスタ装置とイグニッションコイルを一体化して搭載したイグニッションコイルキャップの一実施例を示す構成図であり、
第１５図は、この発明に係るイグニッションコイルキャップを用いて構成された気筒別点火システムの一実施例を示す構成図である。
発明を実施するための最良の形態
この発明をより詳細に説述するために、添付の図面に従ってこれを説明する。
第１図には、この発明に係るパワートランジスタ装置の一実施例の概略回路図が示されている。同図の各回路素子及び回路ブロックは、単結晶シリコンのような１個の半導体基板上において形成される。絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下単にパワートランジスタと略する）Ｔ１は、そのコレクタがコレクタ端子Ｃに接続され、エミッタには電流検出部を構成する抵抗（抵抗素子）Ｒ１０を介してエミッタ端子Ｅに接続され、ゲートは抵抗（抵抗素子）Ｒ１を介してゲート端子Ｇに接続される。
上記パワートランジスタのコレクタ−エミッタ間に流れる電流が上記許容電流を越えないように制限する保護回路として後記するツェナーダイオード、電源回路、制御回路が上記ゲート端子とエミッタ端子との間に設けられる上記ゲート端子とエミッタ端子との間には、ゲート保護用のツェナーダイオードＺＤ１が設けられる。このツェナーダイオードＺＤ１は、主に上記パワートランジスタＴ１のゲート絶縁膜の静電破壊防止のために設けられる。
この実施例では、上記パワートランジスタＴ１に流れる電流を制限する保護回路は、上記ゲート端子とエミッタ端子との間に接続されて設けられ、かかるパワートランジスタＴ１をオン状態にさせる入力電圧が印加されているときに機能すれば良いことを利用し、上記入力電圧を動作電圧として利用する。つまり、上記ゲート端子から供給された入力電圧は、抵抗Ｒ２と負電圧防止ダイオードＤ１を介して電源回路に供給される。電源回路では、制御回路の動作に必要な電源出力（電源電圧）を形成する。この電源出力は、上記パワートランジスタＴ１をオン状態にさせる入力電圧に対して低くく、かつ上記制御回路が動作を行うのに必要とされる定電圧を形成する。
制御回路は、上記電源回路からの電源出力を動作電圧とするともに、かかる電源出力（電源電圧）を抵抗（抵抗素子）Ｒ６とＲ９で分圧して基準電圧を形成する。上記制御回路は、上記分圧回路で形成された基準電圧と、上記抵抗Ｒ１０で発生する電圧とを比較し、上記抵抗Ｒ１０で発生した電圧が上記基準電圧を越えないような制御出力を形成して本体ゲート電圧制御用ＭＯＳＦＥＴＭ６を制御する。すなわち、上記抵抗Ｒ１０に上記パワートランジスタＴ１のコレクタ−エミッタ間電流が流れて、それにより発生する電圧が上記基準電圧以上になると、制御回路はＭＯＳＦＥＴＭ６を導通させるような制御出力を形成して上記抵抗Ｒ１に電流を流す。これによりゲート端子から供給される入力電圧（値）は、上記抵抗Ｒ１により低下させられ、パワートランジスタＴ１の本体ゲート（制御入力端子ＣＧ）に供給される電圧（値）が低くされて上記コレクタ電流が一定値を越えないように制限する。
第２図には、この発明に係るパワートランジスタ装置の他の一実施例の概略回路図が示されている。同図の各回路素子及び回路ブロックは、単結晶シリコンのような１個の半導体基板上において形成される。この実施例では、パワートランジスタが前記のような絶縁ゲートバイポーラトランジスタに代えて、パワーＭＯＳＦＥＴＭ（絶縁ゲートＭＯＳＦＥＴＭ）が用いられる。他の構成は、前記第１図の実施例と同様である。
第３図には、この発明に係るパワートランジスタ装置の一実施例の回路図が示されている。同図は、前記第１図の電源回路と制御回路との具体的回路が例示的に示されるものである。この実施例において、第１図の実施例と異なる点は、コレクタの耐圧保護用にゲート，コレクタ間にツェナーダイオードＺＤ２が設けられる点と、パワートランジスタが出力電流を形成するトランジスタＴ１と、電流検出用のトランジスタＴ２に分けられた点である。本来、上記保護のためには、パワートランジスタのコレクタとエミッタ間にツェナーダイオード等の保護素子を設けるものであるが、上記半導体チップ上にかかるツェナーダイオードを簡単には設けることができないので、ゲート−エミッタ間のツェナーダイオードＺＤ１を利用し、かかるゲートとコレクタ間にツェナーダイオードＺＤ２を設けることにより、等価的にコレクタとエミッタ間の耐圧保護回路を構成するものである。
前記第１図のように出力電流を流すトランジスタＴ１のエミッタに抵抗を挿入して電流を検知する回路では、エミッタ抵抗での電力損失も無視できないので、コレクタとゲート（制御入力端子ＣＧ）とがそれぞれ共通化されたトランジスタＴ１とＴ２を設け、かつトランジスタＴ１に対してトランジスタＴ２のサイズを小さく形成し、トランジスタＴ２にトランジスタＴ１とのサイズ比に対応した小さな電流を流すようにして、そのエミッタに抵抗Ｒ１０を接続するものである。これにより、電流検出用の抵抗Ｒ１０を分圧用の抵抗Ｒ９とほぼ同じ抵抗値にできるとともに電力損失を小さくできる。例えば、上記トランジスタＴ１に１０Ａの電流が流れると、トランジスタＴ２には１０ｍＡの電流が流れるようにされ、そのセンス比が１０００：１になるように設定される。
制御回路が動作可能な電圧は、上記パワートランジスタＴ１のゲートに供給される電圧に対して小さいこと、及び保護回路は上記ゲート（制御入力端子ＣＧ）にパワートランジスタＴ１をオン状態にさせる電圧が印加されたときに、上記電流制限動作を行えば良いことを利用して、電源回路では入力電圧を定電圧化させる。
上記ゲート端子から供給された入力電圧は、抵抗（抵抗素子）Ｒ２と上記ゲート端子に負電圧が印加された時に逆流防止のためのダイオードＤ１を介して電源回路にて定電圧が形成される。つまり、この定電圧出力ノードＮと回路の接地電位としてのエミッタ端子との間には、抵抗（抵抗素子）Ｒ３とダイオード接続のＭＯＳＦＥＴＭ１からなる直列回路が設けられる。上記ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲート，ドレインは、ＭＯＳＦＥＴＭ２のゲートに供給される。このＭＯＳＦＥＴＭ２のソースとエミッタ端子との間には抵抗Ｒ５が接続され、ドレインと上記定電圧出力ノードＮとの間には抵抗（抵抗素子）Ｒ４が設けられる。そして、上記ＭＯＳＦＥＴＭ２のドレインは、ＭＯＳＦＥＴＭ３のゲートに供給され、かかるＭＯＳＦＥＴＭ３のドレインは上記定電圧出力ノードに接続され、ソースは上記エミッタ端子に接続される。
抵抗Ｒ２を介して抵抗Ｒ３に電流が流れ、そのときの電流とダイオード接続のＭＯＳＦＥＴＭ１のしきい値電圧Ｖthにより出力すべき定電圧が形成される。上記ＭＯＳＦＥＴＭ１のドレイン電圧がＭＯＳＦＥＴＭ２のゲートに供給されている。ＭＯＳＦＥＴＭ２が動作状態となり、その電流が抵抗Ｒ４とＲ５に流れる。抵抗Ｒ５に流れる電流によりＭＯＳＦＥＴＭ２のソース電位が上昇して負帰還がかかり、その動作電流を小さくする方向に制御する。このときのＭＯＳＦＥＴＭ２のドレイン電圧は、ＭＯＳＦＥＴＭ３のゲートに供給されており、ＭＯＳＦＥＴＭ３に流れる電流が制御される。このＭＯＳＦＥＴＭ３で形成された電流は、上記抵抗Ｒ２における電圧降下を制御するように作用する。
つまり、ゲート端子の電圧が高くなり、上記定電圧出力ノードＮの電位が高くなろうとすると、ＭＯＳＦＥＴＭ３の電流が増大して上記抵抗Ｒ２の電圧降下分を大きくして上記定電出力ノードの電位を所望の電位に安定化させる。逆に、ゲート電圧が低くなり、上記定電圧出力ノードの電圧が低くなると、上記ＭＯＳＦＥＴＭ３に流れる電流が減少して上記抵抗Ｒ２の電圧降下分を小さくして上記定電圧出力ノードの電位を所望の電位に安定化させる。
上記電源回路としての負荷となる制御回路に流れ込む電流によって、上記抵抗Ｒ２における電圧降下が変化して、上記定電圧出力ノードの電位が変化しようとするた場合でも、かかる電圧変化に対応して上記抵抗Ｒ３〜Ｒ５に流れる電流が変化し、上記制御回路側に流れる出力電流の増加又は減少に対応して上記ＭＯＳＦＥＴＭ３に流れる電流が相補的に減少又は増加して上記抵抗Ｒ２に流れる電流がほぼ一定になるように制御する。この事から、ＭＯＳＦＥＴＭ３のドレイン電圧（定電圧出力ノードＮ）の電位が安定化され、これが電源出力（電源電圧）として制御回路の動作電圧に用いられる。
上記ＭＯＳＦＥＴＭ１のしきい値電圧Ｖthに対応した電圧は、ＭＯＳＦＥＴＭ２のゲートに供給され、このＭＯＳＦＥＴＭ２には抵抗Ｒ３で決まる電流が流れて、その電流と抵抗Ｒ４により電圧ＶＲ４が発生する。抵抗Ｒ４において電圧ＶＲ４が発生することにより、ＭＯＳＦＥＴＭ１とＭ２のしきい値電圧Ｖthに基板効果による次式（１）で示すようなΔＶthが発生する。
ΔＶth＝（ＶthM2＋ＶＲ４）−ＶthM1 ・・・・・・（１）
ここで、ＶthM2はＭＯＳＦＥＴＭ２のしきい値電圧であり、ＶthM1はＭＯＳＦＥＴＭ１のしきい値電圧である。
したがって、出力電圧をＶＯＵＴとすると、次式（３）により表すことができる。
ＶＯＵＴ＝ＶthM3＋ＶＲ３・・・・・・（２）
ここで、ＶthM3はＭＯＳＦＥＴＭ３のしきい値電圧であり、ＶＲ３は抵抗Ｒ３で発生する電圧である。上記ＭＯＳＦＥＴＭ３のしきい値電圧ＶthM3は、負の温度特性を持ち、抵抗Ｒ３は正の温度特性を持つために、出力電圧ＶＯＵＴの温度特性を制御することができる。上記抵抗Ｒ３にて発生する電圧ＶＲ３は、式（１）のΔＶthに比例することから、出力電圧ＶＯＵＴは、次式（３）のように表すことができる。
ＶＯＵＴ＝ＶthM3＋Ｒ２／Ｒ４×ΔＶth ・・・・・・（３）
上記のような電源回路で形成された定電圧は、制御回路の抵抗Ｒ６とＲ９からなる分圧回路で分圧されて基準電圧とされる。この基準電圧は、ダイオード接続のＭＯＳＦＥＴＭ４のソースに供給される。ＭＯＳＦＥＴＭ４のドレインと定電圧との間には、抵抗Ｒ７が設けられる。上記ＭＯＳＦＥＴＭ４のドレイン出力は、ＭＯＳＦＥＴＭ５のゲートに供給される。このＭＯＳＦＥＴＭ５のソースには、抵抗Ｒ１０で発生した出力電流に対応した検知電圧が供給される。ＭＯＳＦＥＴＭ５のドレインと定電圧との間には抵抗Ｒ８が設けられる。このＭＯＳＦＥＴＭ５のドレイン出力が電流制限動作を行うＭＯＳＦＥＴＭ６のゲートに供給される。このＭＯＳＦＥＴＭ６のソースは、上記エミッタ端子に接続され、ドレインは逆流防止用のダイオードＤ２を介してパワートランジスタＴ１，Ｔ２の共通化されたゲート（制御入力端子ＣＧ）に接続される。
抵抗Ｒ７を介してＭＯＳＦＥＴＭ４に電流が流れ、ＭＯＳＦＥＴＭ４のドレインからは、上記基準電圧にＭＯＳＦＥＴＭ４のしきい値電圧Ｖthだけレベルシフトされた電圧が形成される。上記抵抗Ｒ６には、上記ＭＯＳＦＥＴＭ４からも電流が流れるので、実際には上記抵抗Ｒ６とＲ９との抵抗比だけで上記基準電圧が形成されるのではなく、上記抵抗Ｒ６からの電流と上記ＭＯＳＦＥＴＭ４からの電流によって上記基準電圧が形成されるが、上記ＭＯＳＦＥＴＭ４から供給される電流を上記抵抗Ｒ６から供給される電流に比べて十分小さく設定することにより、ほぼ上記分圧抵抗回路により基準電圧を形成することができる。
トランジスタＴ１，Ｔ２に流れる電流が小さいときには、ＭＯＳＦＥＴＭ５のソースはほぼエミッタ電位と等しくされるから、ＭＯＳＦＥＴＭ５がオン状態となり、そのドレイン電位を低くするのでＭＯＳＦＥＴＭ６をオフ状態にして電流制限動作を行わせない。
上記トランジスタＴ２に流れる電流が大きくなると、それに対応して抵抗１０で発生する電圧が大きくなり、ＭＯＳＦＥＴＭ４のソース電圧を上昇させる。このＭＯＳＦＥＴＭ４のソース電位が上記基準電圧に達した時点でＭＯＳＦＥＴＭ５のオフ条件が成立しする。このときの電位関係式を示すと、次式（４）の通りである。
ＶthM4＋基準電圧＝ＶthM5＋センス電圧・・・・（４）
ここで、ＶthM4はＭＯＳＦＥＴＭ４のしきい値電圧であり、ＶthM5はＭＯＳＦＥＴＭ５のしきい値電圧であり、基準電圧は抵抗Ｒ９で発生する電圧であり、センス電圧は抵抗Ｒ１０で発生する電圧である。
上記ＭＯＳＦＥＴＭ４とＭ５のしきい値電圧を同じくすると、基準電圧≦センス電圧が成立した時点でＭＯＳＦＥＴＭ５がオフ状態になり、ドレイン電圧が高くなってＭＯＳＦＥＴＭ６をオン状態にさせる。このＭＯＳＦＥＴＭ６により形成された電流が抵抗Ｒ１に流れて上記トランジスタＴ１，Ｔ２のゲート電圧を低下させて上記出力電流の制限動作を行うようにする。この実施例の制御回路では、上記のようなＭＯＳＦＥＴとそのソースとドレインに設けられた抵抗からなる回路で構成されるから素子数が少なくできるとともに動作下限電圧を低くでき、上記のようなパワートランジスタ装置の制御端子から供給される入力電圧を電源電圧とする回路に好適なものである。
第４図には、この発明に係るパワートランジスタ装置の他の一実施例の回路図が示されている。同図は、前記第２図の電源回路と制御回路との具体的回路が例示的に示されるものである。この実施例において、第２図の実施例と異なる点は、前記同様にドレインの耐圧保護用にゲート，ドレイン間にツェナーダイオードＺＤ２が設けられる点と、パワートランジスタが出力電流を形成するＭＯＳＦＥＴＭ８と、電流検出用のＭＯＳＦＥＴＭ７に分けられた点である。電源回路と制御回路は、上記第３図の実施例と同様であるので、その説明を省略する。
第５図には、この発明にかかるパワートランジスタ装置の一実施例の概略レイアウト図が示され、第６図にはＡ−Ａ’部分の素子構造断面図、第７図にはＢ−Ｂ’部分での素子構造断面図及び第８図にはＣ−Ｃ’部分での素子構造断面図が示されている。
第５図及び第６図において、半導体チップの外周表面部にはｎ＋拡散層が設けられ、アルミニュウム層ＡＬによりＣ−Ｇ（コレクタ−ゲート）間に設けられるツェナーダイオードＺＤ２の一端と接続される。トランジスタのコレクタは、基板の裏面側のｐ＋層で構成されるが、トランジスタがオン状態のときにはｐ＋層とその上に形成されるｎ＋層からなるｐｎ接合は順バイアス状態で実質的には同一電位であるの実質的にコレクタに接続されたと等価となる。上記ツェナーダイオードＺＤ２は、上記パワートランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧をゲート，エミッタ間に設けられるツェナーダイオードＺＤ１を利用して、電圧クランプさせるものであり、半導体基板上の絶縁膜上に形成されたポリシリコン層を利用して形成される。
ツェナーダイオードＺＤ２は、特に制限されないが、次のようにして形成される。半導体基板表面に形成された絶縁膜上にポリシリコン層が形成され、かかるポリシリコン膜にｐ導電型不純物としてのボロン（Ｂ）がイオン打ち込み法等のような適当な手段によって打ち込まれてｐ導電型領域が形成される。上記ｐ導電型領域となったポリシリコン膜上に、レジストによるマスクをリソグラフィー処理によって形成し、ポリシリコン膜にはｎ導電型不純物としてのリン（Ｐ）が上記マスクを介してイオン打ち込み法等の手段によって選択的に導入される。
このようにして、ポリシリコン膜にはｐｎ接合が複数個、互いに直列に形成される。同図には、便宜上ｐ導電型領域とｎ導電型領域とが合計１３個だけ図示されているが、ｐｎ接合の耐圧によって後述するツェナー電圧が決定される。したがって、上記ｐｎ接合の個数は、所望のツェナー電圧に対応して多数個設けられることになるものである。上記ｐｎ接合が複数個形成されたポリシリコン膜の上には保護酸化膜が形成される。
以上のようにして製造されたポリシリコン膜に形成された複数個のｐｎ接合によるツェナーダイオードは、ｐｎ接合群の最初のｎ導電型領域が一端として上記ｎ＋拡散層に接続され、他端側のポリシリコン層上にはゲート電極を構成するゲートパッドを形成するアルミニュウム層ＡＬが形成される。上記ツェナーダイオードが形成される部分の半導体基板表面にはｐ型拡散層が形成され、ゲートの電圧が印加されたときに半導体表面に空乏層が延び易くするよう配慮されている。このようにポリシリコン膜を利用して形成されたツェナーダイオードは、その温度特性係数（ｐｐｍ／℃）が略零になる程極めて小さい。それ故、−４０℃のような低温から＋１４０℃のような高温度までの広い温度範囲において、後述するようなイグナイタに使用した場合の１次側コイルの電圧をほぼ一定にすることができる。これに応じて、１次側コイルと２次側コイルとの巻数比に比例して形成される出力電圧も安定した高電圧にされる。それ故、上記のような広い温度範囲にわたって安定したスパーク電圧を得ることができる。
第５図及び第８図に示すように、上記ゲートパッド領域の他端側には、上記ポリシリコン層がそのまま延びて、Ｇ−Ｅ（ゲート−エミッタ）に設けられるツェナーダイオードＺＤ１が形成される。このツェナーダイオードＺＤ１の他端側は、図示しないエミッタ電極に接続される。
制限（保護）回路領域には、前記ＭＯＳＦＥＴＭ１〜Ｍ６を構成する横型ＭＯＳＦＥＴと抵抗Ｒ２〜Ｒ１０等が形成される。第８図には、そのうちの１つのＭＯＳＦＥＴとポリシリコン抵抗が代表として例示的に示されている。横型ＭＯＳＦＥＴは、半導体基板表面にｐ型ウェル領域を形成し、そこにｎ＋型のソース，ドレイン領域を形成する。この実施例では、高耐圧化のためにドレイン側のｎ＋層は、薄い不純物濃度にされたｎ型層中に上記ｎ＋型の拡散層が形成される。上記ｐ型ウェル領域は、後述するアクティブ領域に形成されるパワートランジスタのエミッタ電極に接続されて、０Ｖのようなバイアス電圧が与えられる。
第７図において、アクティブ領域に縦型のＭＯＳＦＥＴとバイポーラトランジスタとが複合構成とされてＩＧＢＴが形成される。つまり、パワーＭＯＳＦＥＴの構造として、ｎ＋型半導体としてのシリコンサブストレート及びその上に形成されたｎ−領域をドレイン領域とし、その表面部に形成されたｐ型領域（ｐ型ウェル領域）がチャンネル領域とされる。このチャンネル領域の中に形成されたｎ＋型領域からなるソース領域が形成される。上記チャンネル領域の上及びドレイン領域の上に薄いゲート絶縁膜を介してポリシリコン層からなるゲート電極が形成される。
上記パワーＭＯＳＦＥＴ構造のソース領域（ｎ＋領域）とチャンネル領域（ｐ型領域）は、アルミニュウム層ＡＬからなる配線手段によって共通に接続されてエミッタ電極とされる。上記のようなパワーＭＯＳＦＥＴ構造において、上記ｎ＋型のシリコンサブストレートの裏面にｐ＋型層が形成され、かかるｐ＋層にアルミニュウム層からなる電極が設けらてコレクタ電極とされる。すなわち、ＩＧＢＴは、入力側に上記縦型ＭＯＳＦＥＴとされ、出力側が上記ｐ型ウェル領域をエミッタとし、上記ドレイン領域をベース領域とし、ｐ＋型領域をコレクタとするバイポーラ型トランジスタとされてダーリントン構成のパワートランジスタ装置とされる。ターミネーション領域には、高耐圧化のためにｐ型拡散層が形成されており、そこにはアルミニュウムによる配線層が設けられる。
同図では、省略されているが、上記アクティブ領域に形成される素子は、半導体基板上に網の目状に形成される。特に制限されないが、単位回路が１００１個からなり、そのうちの１０００個が上記トランジスタＴ１を構成し、残りの１つが上記トランジスタＴ２を構成するようにされる。これにより、センス比（電流比）を１０００：１のように設定できる。上記２つのトランジスタＴ１とＴ２は、その構造上コレクタがベース（ＭＯＳＦＥＴのドレイン）が共通にされているので、半導体基板上においてゲート電極を共通に接続し、上記のような構成なら上記１つのエミッタをトランジスタＴ２に割り当て、残りの１０００個のトランジスタのエミッタを共通接続させる。
第９図には、この発明に係るパワートランジスタ装置の外観図が示されている。半導体チップの裏面がコレクタ電極を構成するスタブ上に搭載され、ここで電気的に接続されリードがそのまま延びてコレクタ端子とされる。ゲート端子と半導体チップ表面に設けられたゲートパッドとは金線によるワイヤーボンディングが行われる。同様にエミッタ端子と上記同様に半導体チップ表面に設けられたエミッタパッドとは金線によるワイヤーボンディングが行われる。同図では、上記のような内部構造を分かり易くするために、封止部分は下側のみを表している。
第１０図には、この発明に係るパワートランジスタ装置の更に他の一実施例の回路図が示されている。同図は、前記第３図の電源回路と制御回路との変形例が示されている。この実施例において、第３図の実施例と異なる点は、基準電圧を形成する抵抗素子がＲ１２とヒューズｆ１，ｆ２を介して並列接続される調整用抵抗ｒから構成される点である。
すなわち、上記基準電圧を形成する抵抗回路は、抵抗Ｒ１２にヒューズｆ１，ｆ２を介して抵抗ｒを並列接続させておいて、上記ヒューズｆ１，ｆ２の選択的な切断により上記抵抗Ｒ１２とｒからなる合成抵抗値を変えるようにするものである。これにより、プロセスバラツキの調整や、あるいは使用する回路に応じて制限電流値を設定するようにできる。
上記ヒューズｆ１，ｆ２を配線として利用する場合、配線抵抗値が比較的大きいことから、ヒューズの切断の有無に対応してスイッチＭＯＳＦＥＴの制御信号を形成し、かかるＭＯＳＦＥＴを介して上記調整抵抗ｒを接続したり、あるいは切断したりするものであってもよい。例えば、ヒューズとプルダウン抵抗からなる直列回路を形成しておいて、ヒューズを切断しないときにはハイレベルの電圧を形成してスイッチＭＯＳＦＥＴをオン状態にさせて調整抵抗ｒを上記抵抗Ｒ１２に並列に接続させておき、上記ヒューズを切断させることにより、上記プルダウン抵抗によりロウレベルの電圧を形成して上記スイッチＭＯＳＦＥＴをオフ状態にさせて、上記調整抵抗ｒを上記抵抗Ｒ１２から切断させるようにする。
あるいは、プルアップ抵抗とヒューズの組み合わせでは、上記とは逆にヒューズを切断することによりスイッチＭＯＳＦＥＴをオン状態にして上記調整抵抗ｒを上記抵抗Ｒ１２と並列に接続する構成としてもよい。この他、調整抵抗ｒを上記抵抗Ｒ１２と直列形態となるように接続しておいて、上記調整抵抗ｒの両端を上記スイッチＭＯＳＦＥＴにより短絡させて抵抗値を変えるようにすることもできる。
第１１図には、この発明に係るパワートランジスタ装置に搭載される電源回路の動作を説明するための入出力電圧特性図が示されている。この入力電圧−出力電圧特性図は、前記実施例の電源回路をブレッドボードにて再現し、温度をパラメータとして測定したものである。この特性図に示すように、入力電圧及び温度に対して略一定の出力電圧を得ることができる。一般に入力電圧は５Ｖで使用されることが多いことから、その電圧領域では、−４０℃から＋１２５℃の範囲で、−２．１ｍＶ／℃のような良好な定電圧を形成することができるものである。
第１２図には、この発明に係るパワートランジスタ装置に搭載される制御回路の電流制限動作を説明するための特性図が示されている。同図は、制限電流と周囲温度の関係を表したものである。次に説明するような気筒別点火システムに使用する際には、入力電流は最大で１０Ａのような大きな電流を流すことが必要とされ、前記実施例のような電源回路及び制御回路を搭載したパワートランジスタ装置においては、設計目標値１０Ａ＋１Ａの範囲で電流制限動作を行えるものであることが判った。
第１３図には、この発明に係るパワートランジスタ装置を用いて構成された気筒別点火システムの一実施例の構成図が示されている。この実施例では、６気筒エンジンに向けられており、各気筒に対して設けられる点火プラグに一対一に対応してイグニンションコイルが設けられる。このイグニッションコイルは、特に制限されないが、各点火プラグに装着されるイグニッションコイルキャップ（筺体）にそれぞれ内蔵されるものである。
上記イグニッションコイルの一次側の一端には、キースイッチを介してバッテリ電源部から電源電圧が供給され、上記イグニッションコイルの二次側の一端には回路の接地電位ＧＮＤが供給される。上記イグニッションコイルの二次側の他端には、点火プラグの放電電極に接続される。上記イグニッションコイルの一次側は、この発明に係るパワートランジスタ装置のコレクタが接続される。この発明に係るパワートランジスタは、それが形成される半導体基板（チップ）上に上記のような電源回路と制御回路からなる電流制限回路（保護回路）が搭載されており、エミッタ端子は共通化されて回路の接地電位に接続される。そして、上記各パワートランジスタ装置のゲート端子には、抵抗を介してマイクロコンピュータ等からなるエンジンコントロールユニットから上記点火タイミングに対応して上記入力電圧が供給される。
この実施例のような気筒別点火システムでは、ディストリビュータが不要となり、マイクロコンピュータ等のエンジンコントロールユニットから直接に点火タイミングを制御できるために高精度のエンジンコントロールが可能になる。また、上記ディストリビュータが不要となり、かつイグニッションコイルが点火プラグのイグニッションコイルキャップ（筺体）に内蔵されること、その二次側出力が最短距離で放電電極に導かれるものである。このため、点火システムの軽量化、簡素化及び高機能化が実現できるものである。
第１４図には、上記イグニッションコイルと共に、本発明の保護回路が適用されている上記パワートランジスタ装置も搭載一体化されたイグニッションコイルキャップＩＧＣＣの一実施例の構成図が示されている。この実施例は、第１５図の気筒別点火システムにおける１気筒分の点火システムを示している。上記イグニッションコイルキャップは、搭載された上記イグニッションコイル及び上記パワートランジスタ装置に、制御信号（入力電圧）や電源電圧等を供給するための複数の外部接続端子（ＴＣ１，ＴＣ２，ＴＣ３，ＴＣ４，ＴＣ５）を持っている。外部接続端子ＴＣ１は、上記パワートランジスタ装置の制御端子に結合され、上記エンジンコントロールユニットから上記制御信号（入力電圧）が供給（印加）される。この制御信号の供給により上記パワートランジスタ（Ｔ１，Ｍ８）がオン状態になり、更には上記電流制御回路（保護回路）が動作状態になる。
上記パワートランジスタ装置のコレクタ端子は上記イグニッションコイルの一次側の一端に結合され、そのエミッタ端子は外部接続端子ＴＣ５を介して接地電位ＧＮＤに結合される。外部接続端子ＴＣ２は、上記一次側コイルの他端に結合され、バッテリーから電源電圧が供給される。二次側コイルの一端は、外部接続端子ＴＣ３を介して点火プラグの電極に結合される。上記二次コイルの他端は、外部接続端子ＴＣ４を介して接地電位ＧＮＤに結合される。なお、上記外部接続端子ＴＣ４、ＴＣ５は共通化されても良い。
上記のように、イグニッションコイルとパワートランジスタ装置を上記イグニッションコイルキャップＩＧＣＣに内蔵一体化する事により、上記イグニッションコイルと上記パワートランジスタ装置を結合する配線（ケーブル）も上記イグニッションコイルキャップＩＧＣＣ内に内蔵される。これらの事により、気筒別点火システム（イグニッションシステム）の更なる簡素化及び小型化が実現可能である。
上記の実施例から得られる作用効果は下記の通りである。すなわち、
（１）高耐圧で、かつ第１端子と第２端子との間に大電流を流すように形成され、制御端子において高入力インピーダンスを持つパワートランジスタが形成される半導体基板（チップ）上に、上記パワートランジスタがオン状態にされるときの上記制御端子と第１端子との間に供給される入力電圧を受けて安定化電圧を形成する電源回路及び上記電源回路により供給された定電圧に基づいて形成された基準電圧値と、上記パワートランジスタに流れる電流値に対応した電圧値とを比較して、上記パワートランジスタに流れる電流値が許容電流値を越えないようにパワートランジスタの制御入力端子に供給される電圧を制御する制御回路からなる保護回路を搭載することにより、簡単な構成で高信頼性を持って出力電流を制限させることができるという効果が得られる。
（２）上記制御端子とパワートランジスタの制御入力端子との間に抵抗手段を設け、かかる抵抗手段にパワートランジスタに流れる出力電流を検知して形成された制御電流を流し、その電圧降下によって上記入力電圧を低下させて出力電流を制限することにより、パワートランジスタをオン状態のままで電流のみを制限できるという効果が得られる。
（３）上記制御端子から上記電源回路に対して一方向性素子を介して入力電圧を供給し、上記電流制御動作を行う抵抗手段にも逆電流が流れないよう一方向性素子を直列形態に接続することにより、ゲート，エミッタ間に逆電圧を印加したときの内部回路を保護することができるという効果が得られる。
（４）上記電源回路として、上記入力電圧が抵抗手段と第１のダイオードを介して伝えられる定電圧出力端子と、上記定電圧出力端子に一端が接続された第１抵抗素子と、かかる第１抵抗素子の他端にゲートとドレインが接続され、上記第１端子にソースが接続された第１のＭＯＳＦＥＴとからなる第１回路と、上記定電圧出力端子に一端が接続された第２抵抗素子と、かかる第２抵抗素子の他端にドレインが接続され、ゲートが上記第１回路の第１ＭＯＳＦＥＴのゲート，ドレインに接続され、ソースが第３抵抗素子を介して上記第１端子に接続された第２ＭＯＳＦＥＴからなる第２回路と、上記定電圧出力端子にドレインが接続され、ゲートが上記第２回路の第２ＭＯＳＦＥＴのドレインに接続され、ソースが上記第１端子に接続された第３ＭＯＳＦＥＴとを用い、上記第２抵抗素子として正の温度特性と第３ＭＯＳＦＥＴの持つ負温度特性をキャンセルさせることにより上記定電圧出力端子に温度依存性の無い定電圧を形成することができるという効果が得られる。
（５）上記制御回路として、上記定電圧出力端子と第１端子との間に設けられた第４と第５抵抗素子からなる分圧抵抗回路と、上記分圧電圧がソースに供給され、ゲートとドレインが共通接続された第４ＭＯＳＦＥＴと、かかる第４ＭＯＳＦＥＴのドレインと上記定電圧出力端子との設けられた第６抵抗素子からなる第３回路と、上記定電圧出力端子に一端が接続された第７抵抗素子と、かかる第７抵抗素子の他端にドレインが接続され、ゲートが上記第３回路の第４ＭＯＳＦＥＴのゲート，ドレインに接続され、ソースが第８抵抗素子を介して上記第１端子に接続された第５ＭＯＳＦＥＴからなる第４回路と、ゲートが上記第４回路の第５ＭＯＳＦＥＴのドレインに接続され、ソースが第９抵抗素子を介して上記第１端子に接続され、ドレインが上記パワートランジスタの制御入力端子に接続される第６ＭＯＳＦＥＴとを用い、上記第９抵抗素子には、上記パワートランジスタに流れる電流又はそれに対応した電流が流れるようすることにより、簡単な構成でパワートランジスタの出力電流制限動作を行わせることができるという効果が得られる。
（６）上記分圧回路として、１ないし複数のヒューズ手段の選択的な切断により選択的に接続される複数の抵抗素子を設けることにより、プロセスバラツキや制限すべき出力電流の調整が可能になるという効果が得られる。
（７）パワーＩＧＢＴに上記電源回路と制御回路からなる保護回路を搭載させることにより、高耐圧で大電流を流しつつ、かつ高信頼性で動作するパワートランジスタ装置を得ることができるという効果が得られる。
（８）パワーＭＯＳＦＥＴに上記電源回路と制御回路からなる保護回路を搭載させることにより、高耐圧で比較的大きな電流を流しつつ、高信頼性で動作するパワートランジスタ装置を得ることができるという効果が得られる。
（９）高耐圧で、かつ第１端子と第２端子との間に大電流を流すように形成され、制御端子において高入力インピーダンスを持つパワートランジスタと、上記パワートランジスタが形成される半導体基板（チップ）上に搭載され、上記パワートランジスタがオン状態にされるときの上記制御端子と第１端子との間に供給される入力電圧を受けて安定化電圧を形成する電源回路及び上記電源回路により供給された定電圧に基づいて形成された基準電圧値と、上記パワートランジスタに流れる電流値に対応した電圧値とを比較して、上記パワートランジスタに流れる電流値が許容電流値を越えないようにパワートランジスタの制御入力端子に供給される電圧を制御する制御回路からなる保護回路とを有するパワートランジスタ装置と、上記パワートランジスタ装置の出力電流が一次コイルに供給され、二次コイルが直接に点火プラグに接続されるとともに点火プラグに装着されるイグニッションコイルキャップに搭載されてなるイグニッションコイルと、上記パワートランジスタの制御端子に点火タイミングに対応した制御電圧を供給するエンジンコントロールユニットとにより気筒別点火システムを構成することにより、点火システムの軽量化、簡素化及び高機能化が実現できるという効果が得られる。
（１０）高耐圧で、かつ第１端子と第２端子との間に大電流を流すように形成され、制御端子において高入力インピーダンスを持つパワートランジスタと、上記パワートランジスタが形成される半導体基板（チップ）上に搭載され、上記パワートランジスタがオン状態にされるときの上記制御端子と第１端子との間に供給される入力電圧を受けて安定化電圧を形成する電源回路及び上記電源回路により供給された定電圧に基づいて形成された基準電圧値と、上記パワートランジスタに流れる電流値に対応した電圧値とを比較して、上記パワートランジスタに流れる電流値が許容電流値を越えないようにパワートランジスタの制御入力端子に供給される電圧を制御する制御回路からなる保護回路とを有するパワートランジスタ装置と、上記パワートランジスタ装置の出力電流が一次コイルに供給され、二次コイルが直接に点火プラグに接続されるイグニッションコイルとを、ともに点火プラグに装着されるイグニッションコイルキャップに搭載一体化することにより、さらに気筒別点火システムの軽量化、簡素化及び高機能化が実現できるという効果が得られる。
以上本発明者よりなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本願発明は前記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、この発明に係るパワートランジスタ装置は、前記のような点火システムの他、高耐圧で大電流を流すことができるスイッチ素子として広く利用することができるものである。
産業上の利用可能性
以上のように、この発明に係るイグニッションシステムは、前記のような気筒別点火システムの他にも広く利用することができるものである。Technical field
The present invention relates to an ignition system, and more particularly to a technique that is effective when used in a so-called IC igniter that constitutes a cylinder-by-cylinder ignition system of an internal combustion engine (engine).
Background art
Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-54427 discloses a current detecting device for a semiconductor element, which can accurately detect a current flowing through an insulated gate bipolar transistor (IGBT) even when the temperature changes during use without temperature error. Is disclosed. Japanese Laid-Open Patent Publication No. 5-304450 discloses a semiconductor device equipped with a protection circuit for detecting an abnormal rise in temperature of the same chip as a power MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor). ing.
In the ignition system, unlike a spark voltage generated by a common ignition coil to each spark plug via a distributor, the ignition coil and the ignition coil are driven in a one-to-one correspondence with each spark plug. There is a cylinder specific ignition system in which a power transistor is provided. In the cylinder-by-cylinder ignition system, the ignition coil cap (enclosure) attached to the ignition plug can be built in to simplify the system. If the ignition coil cap of such a spark plug is incorporated in the ignition coil cap, the energy conversion efficiency deteriorates with the miniaturization of the ignition coil, and it is necessary to increase the switching current on the input side. When a large switching current is passed as described above, it is necessary to reduce the loss generated in the switching element.
From this point of view, the inventors of the present application examined using an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) instead of a bipolar transistor power transistor. An IGBT is a composite element in which the input side of the Darlington connection is composed of a MOSFET and the output side is composed of a bipolar transistor. The IGBT has a high input impedance viewed from the control terminal and can be driven by a voltage. This is suitable for the above-mentioned cylinder-by-cylinder ignition system because it can be controlled and the residual voltage between the collector and the emitter in the on state is small and the power loss when the large current flows can be reduced.
However, in the IGBT configured to pass a large current as described above, the protection circuit for preventing the breakdown is configured as a separate chip as described in the above publication, and thus must be a hybrid IC structure. This hinders downsizing of the cylinder specific ignition system. The above publication in which a protection circuit is mounted on a power MOSFET cannot be used in an ignition system because it detects an abnormal temperature rise and interrupts the switch operation. In addition, in the ignition system, the spark plug does not spark (does not spark) due to some trouble such as the spark plug not being properly attached or dust or oil adhering to the discharge electrode (spark electrode) of the spark plug. In addition, since the energy generated by the ignition coil is applied to the IGBT, it is necessary to increase the breakdown voltage of the IGBT, and further, a large current flows when the engine speed is low, thereby causing the IGBT itself of the switching element. Will be destroyed. Moreover, even when the transistor (IGBT) of the power switching element does not break down due to the large current, there is a problem that an abnormally high voltage is generated by the ignition coil. Prior to the present invention, the present inventors have found the above problems.
Therefore, an object of the present invention is to provide an ignition system equipped with a protection circuit that limits output current with high reliability with a simple configuration. Another object of the present invention is to provide an ignition system for ignition by cylinder that achieves high reliability with a simple configuration. The above and other objects and novel features of the present invention will be apparent from the description of this specification and the accompanying drawings.
Disclosure of the invention
The present invention is formed on a semiconductor substrate (chip) which is formed so as to flow a large current between a first terminal and a second terminal and has a high input impedance at a control terminal. A constant voltage supplied by the power circuit and a current circuit that receives the input voltage supplied between the control terminal and the first terminal when the power transistor is turned on, and forms a stabilized voltage. Comparing the reference voltage value formed based on the voltage value corresponding to the current value flowing through the power transistor, the current value flowing through the power transistor is the allowable current value (the power transistor will be destroyed Protection circuit comprising a control circuit for controlling the voltage supplied to the control input terminal of the power transistor so as not to exceed a current value smaller than a large current value) Equipped to.
An ignition coil provided for each cylinder is driven by the power transistor device, the ignition coil is mounted on an ignition coil cap mounted on a spark plug, and the power transistor device is switched by an engine control unit including a microcomputer. Control. Further, both the ignition coil and the power transistor device are mounted on the ignition coil cap to further reduce the size of the cylinder specific ignition system.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic circuit diagram showing an embodiment of a power transistor device according to the present invention.
FIG. 2 is a schematic circuit diagram showing another embodiment of the power transistor device according to the present invention,
FIG. 3 is a circuit diagram showing an embodiment of the power transistor device of FIG.
FIG. 4 is a circuit diagram showing an embodiment of the power transistor device of FIG.
FIG. 5 is a schematic layout diagram showing one embodiment of a power transistor device according to the present invention,
FIG. 6 is a cross-sectional view of the element structure taken along line AA ′ of FIG.
FIG. 7 is a cross-sectional view of the element structure taken along the line BB ′ of FIG.
FIG. 8 is a cross-sectional view of the element structure taken along the line CC ′ of FIG.
FIG. 9 is an external view of a power transistor device according to the present invention,
FIG. 10 is a circuit diagram showing still another embodiment of the power transistor device according to the present invention.
FIG. 11 is an input / output voltage characteristic diagram for explaining the operation of the power supply circuit mounted in the power transistor device according to the present invention;
FIG. 12 is a characteristic diagram for explaining the current limiting operation of the control circuit mounted in the power transistor device according to the present invention;
FIG. 13 is a block diagram showing an embodiment of an ignition system for each cylinder configured using the power transistor device according to the present invention,
FIG. 14 is a block diagram showing an embodiment of an ignition coil cap in which the power transistor device and the ignition coil according to the present invention are integrated and mounted.
FIG. 15 is a block diagram showing an embodiment of an ignition system for each cylinder constituted by using the ignition coil cap according to the present invention.
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
In order to describe the present invention in more detail, it will be described with reference to the accompanying drawings.
FIG. 1 shows a schematic circuit diagram of an embodiment of a power transistor device according to the present invention. Each circuit element and circuit block shown in the figure are formed on one semiconductor substrate such as single crystal silicon. An insulated gate bipolar transistor (hereinafter simply abbreviated as a power transistor) T1 has a collector connected to a collector terminal C, and an emitter connected to an emitter terminal E via a resistor (resistive element) R10 constituting a current detection unit. The gate is connected to the gate terminal G via a resistor (resistive element) R1.
A Zener diode, a power supply circuit, and a control circuit, which will be described later, are provided between the gate terminal and the emitter terminal as a protection circuit that limits the current flowing between the collector and emitter of the power transistor so as not to exceed the allowable current. Between the terminal and the emitter terminal, a Zener diode ZD1 for gate protection is provided. This Zener diode ZD1 is provided mainly for preventing electrostatic breakdown of the gate insulating film of the power transistor T1.
In this embodiment, a protection circuit for limiting the current flowing through the power transistor T1 is provided between the gate terminal and the emitter terminal, and an input voltage for turning on the power transistor T1 is applied. The above input voltage is used as an operating voltage by utilizing the fact that it only needs to function during operation. That is, the input voltage supplied from the gate terminal is supplied to the power supply circuit via the resistor R2 and the negative voltage prevention diode D1. In the power supply circuit, a power supply output (power supply voltage) necessary for the operation of the control circuit is formed. This power supply output is lower than the input voltage for turning on the power transistor T1, and forms a constant voltage required for the control circuit to operate.
The control circuit uses the power supply output from the power supply circuit as an operating voltage and divides the power supply output (power supply voltage) by resistors (resistive elements) R6 and R9 to form a reference voltage. The control circuit compares the reference voltage formed by the voltage dividing circuit with the voltage generated by the resistor R10, and forms a control output so that the voltage generated by the resistor R10 does not exceed the reference voltage. The main body gate voltage control MOSFET M6 is controlled. That is, when a current between the collector and emitter of the power transistor T1 flows through the resistor R10 and the voltage generated thereby becomes equal to or higher than the reference voltage, the control circuit forms a control output that makes the MOSFET M6 conductive, thereby forming the resistor R10. A current is passed through R1. As a result, the input voltage (value) supplied from the gate terminal is lowered by the resistor R1, and the voltage (value) supplied to the main body gate (control input terminal CG) of the power transistor T1 is lowered to reduce the collector current. Is restricted so as not to exceed a certain value.
FIG. 2 shows a schematic circuit diagram of another embodiment of the power transistor device according to the present invention. Each circuit element and circuit block shown in the figure are formed on one semiconductor substrate such as single crystal silicon. In this embodiment, a power MOSFET M (insulated gate MOSFET M) is used instead of the insulated gate bipolar transistor as described above. The other structure is the same as that of the embodiment of FIG.
FIG. 3 shows a circuit diagram of an embodiment of a power transistor device according to the present invention. This figure exemplarily shows a specific circuit of the power supply circuit and the control circuit of FIG. This embodiment differs from the embodiment of FIG. 1 in that a Zener diode ZD2 is provided between the gate and the collector for protection of the collector withstand voltage, a transistor T1 in which the power transistor forms an output current, and current detection This is a point divided into the transistor T2. Originally, a protection element such as a Zener diode is provided between the collector and the emitter of the power transistor for the protection, but the Zener diode cannot be easily provided on the semiconductor chip. By using the Zener diode ZD1 between the emitters and providing the Zener diode ZD2 between the gate and the collector, a breakdown voltage protection circuit between the collector and the emitter is equivalently formed.
In the circuit for detecting the current by inserting a resistor into the emitter of the transistor T1 through which the output current flows as shown in FIG. 1, power loss at the emitter resistance cannot be ignored, so the collector and the gate (control input terminal CG) Transistors T1 and T2 are provided in common, and the size of the transistor T2 is made smaller than that of the transistor T1, and a small current corresponding to the size ratio with the transistor T1 is supplied to the transistor T2, and the emitter thereof is supplied. The resistor R10 is connected. As a result, the current detection resistor R10 can have substantially the same resistance value as the voltage dividing resistor R9, and the power loss can be reduced. For example, when a current of 10 A flows through the transistor T1, a current of 10 mA flows through the transistor T2, and the sense ratio is set to 1000: 1.
The voltage at which the control circuit can operate is smaller than the voltage supplied to the gate of the power transistor T1, and the protection circuit applies a voltage for turning on the power transistor T1 to the gate (control input terminal CG). When this is done, the power supply circuit makes the input voltage constant by utilizing the fact that the current limiting operation may be performed.
The input voltage supplied from the gate terminal forms a constant voltage in the power supply circuit via the resistor (resistive element) R2 and a diode D1 for preventing backflow when a negative voltage is applied to the gate terminal. That is, a series circuit including a resistor (resistive element) R3 and a diode-connected MOSFET M1 is provided between the constant voltage output node N and the emitter terminal as a ground potential of the circuit. The gate and drain of the MOSFET M1 are supplied to the gate of the MOSFET M2. A resistor R5 is connected between the source and emitter terminal of the MOSFET M2, and a resistor (resistance element) R4 is provided between the drain and the constant voltage output node N. The drain of the MOSFET M2 is supplied to the gate of the MOSFET M3, the drain of the MOSFET M3 is connected to the constant voltage output node, and the source is connected to the emitter terminal.
A current flows through the resistor R3 via the resistor R2, and a constant voltage to be output is formed by the current at that time and the threshold voltage Vth of the diode-connected MOSFET M1. The drain voltage of the MOSFET M1 is supplied to the gate of the MOSFET M2. MOSFET M2 enters an operating state, and its current flows through resistors R4 and R5. The source potential of the MOSFET M2 rises due to the current flowing through the resistor R5, negative feedback is applied, and the operating current is controlled to be reduced. The drain voltage of MOSFET M2 at this time is supplied to the gate of MOSFET M3, and the current flowing through MOSFET M3 is controlled. The current formed by the MOSFET M3 acts to control the voltage drop in the resistor R2.
That is, when the voltage at the gate terminal is increased and the potential at the constant voltage output node N is increased, the current of the MOSFET M3 is increased to increase the voltage drop of the resistor R2 to increase the potential at the constant voltage output node. Stabilize to the desired potential. On the contrary, when the gate voltage is lowered and the voltage of the constant voltage output node is lowered, the current flowing through the MOSFET M3 is reduced, and the voltage drop of the resistor R2 is reduced so that the potential of the constant voltage output node is set to a desired value. Stabilize to potential.
Even when a voltage drop in the resistor R2 changes due to a current flowing into a control circuit serving as a load as the power supply circuit, and the potential of the constant voltage output node is about to change, the voltage change corresponds to the voltage change. The current flowing through the resistors R3 to R5 changes, and the current flowing through the MOSFET M3 is complementarily decreased or increased in response to an increase or decrease in the output current flowing through the control circuit side, so that the current flowing through the resistor R2 is substantially constant. Control to become. For this reason, the potential of the drain voltage (constant voltage output node N) of the MOSFET M3 is stabilized, and this is used as the power supply output (power supply voltage) for the operating voltage of the control circuit.
A voltage corresponding to the threshold voltage Vth of the MOSFET M1 is supplied to the gate of the MOSFET M2. A current determined by the resistor R3 flows through the MOSFET M2, and a voltage VR4 is generated by the current and the resistor R4. When the voltage VR4 is generated in the resistor R4, ΔVth as represented by the following equation (1) is generated in the threshold voltage Vth of the MOSFETs M1 and M2 due to the substrate effect.
ΔVth = (VthM2 + VR4) −VthM1 (1)
Here, VthM2 is the threshold voltage of MOSFET M2, and VthM1 is the threshold voltage of MOSFET M1.
Therefore, when the output voltage is VOUT, it can be expressed by the following equation (3).
VOUT = VthM3 + VR3 (2)
Here, VthM3 is a threshold voltage of the MOSFET M3, and VR3 is a voltage generated by the resistor R3. Since the threshold voltage VthM3 of the MOSFET M3 has a negative temperature characteristic and the resistor R3 has a positive temperature characteristic, the temperature characteristic of the output voltage VOUT can be controlled. Since the voltage VR3 generated in the resistor R3 is proportional to ΔVth in the equation (1), the output voltage VOUT can be expressed as the following equation (3).
VOUT = VthM3 + R2 / R4 × ΔVth (3)
The constant voltage formed by the power supply circuit as described above is divided into a reference voltage by a voltage dividing circuit including resistors R6 and R9 of the control circuit. This reference voltage is supplied to the source of a diode-connected MOSFET M4. A resistor R7 is provided between the drain of the MOSFET M4 and the constant voltage. The drain output of the MOSFET M4 is supplied to the gate of the MOSFET M5. A detection voltage corresponding to the output current generated by the resistor R10 is supplied to the source of the MOSFET M5. A resistor R8 is provided between the drain of the MOSFET M5 and the constant voltage. The drain output of the MOSFET M5 is supplied to the gate of the MOSFET M6 that performs the current limiting operation. The source of the MOSFET M6 is connected to the emitter terminal, and the drain is connected to a common gate (control input terminal CG) of the power transistors T1 and T2 via a backflow preventing diode D2.
A current flows to the MOSFET M4 through the resistor R7, and a voltage whose level is shifted by the threshold voltage Vth of the MOSFET M4 to the reference voltage is formed from the drain of the MOSFET M4. Since the current also flows from the MOSFET M4 to the resistor R6, the reference voltage is not actually formed only by the resistance ratio of the resistors R6 and R9, but the current from the resistor R6 and the MOSFET M4. The reference voltage is formed by this current, but by setting the current supplied from the MOSFET M4 to be sufficiently smaller than the current supplied from the resistor R6, the reference voltage is formed almost by the voltage dividing resistor circuit. be able to.
When the current flowing through the transistors T1 and T2 is small, the source of the MOSFET M5 is almost equal to the emitter potential, so that the MOSFET M5 is turned on and its drain potential is lowered, so that the MOSFET M6 is turned off and no current limiting operation is performed. .
When the current flowing through the transistor T2 increases, the voltage generated in the resistor 10 correspondingly increases, and the source voltage of the MOSFET M4 increases. When the source potential of the MOSFET M4 reaches the reference voltage, the OFF condition of the MOSFET M5 is established. The potential relational expression at this time is shown as the following expression (4).
VthM4 + reference voltage = VthM5 + sense voltage (4)
Here, VthM4 is the threshold voltage of MOSFET M4, VthM5 is the threshold voltage of MOSFET M5, the reference voltage is a voltage generated by resistor R9, and the sense voltage is a voltage generated by resistor R10.
If the threshold voltages of the MOSFETs M4 and M5 are the same, the MOSFET M5 is turned off when the reference voltage ≦ the sense voltage is established, and the drain voltage is increased to turn on the MOSFET M6. The current formed by the MOSFET M6 flows through the resistor R1, and the gate voltages of the transistors T1 and T2 are lowered to perform the output current limiting operation. In the control circuit of this embodiment, it is composed of the above-described MOSFET and a circuit comprising the resistors provided at the source and drain thereof, so that the number of elements can be reduced and the operation lower limit voltage can be lowered. This is suitable for a circuit using an input voltage supplied from a control terminal of the apparatus as a power supply voltage.
FIG. 4 shows a circuit diagram of another embodiment of the power transistor device according to the present invention. This figure exemplarily shows a specific circuit of the power supply circuit and the control circuit of FIG. This embodiment differs from the embodiment of FIG. 2 in that a Zener diode ZD2 is provided between the gate and the drain for protecting the drain withstand voltage, and a MOSFET M8 in which the power transistor forms an output current. This is a point divided into MOSFET M7 for current detection. Since the power supply circuit and the control circuit are the same as those in the embodiment shown in FIG.
FIG. 5 is a schematic layout diagram of an embodiment of the power transistor device according to the present invention. FIG. 6 is a sectional view of the element structure of the AA ′ portion, and FIG. FIG. 8 shows a cross-sectional view of the device structure at the portion and FIG. 8 shows a cross-sectional view of the device structure at the portion CC ′.
5 and 6, an n + diffusion layer is provided on the outer peripheral surface portion of the semiconductor chip, and is connected to one end of a Zener diode ZD2 provided between CG (collector-gate) by an aluminum layer AL. The collector of the transistor is composed of a p + layer on the back side of the substrate. When the transistor is in the on state, the pn junction consisting of the p + layer and the n + layer formed thereon is in the forward bias state and substantially the same potential. Is substantially equivalent to being connected to the collector. The Zener diode ZD2 clamps the voltage between the collector and the emitter of the power transistor by using the Zener diode ZD1 provided between the gate and the emitter. The Zener diode ZD2 is a polycrystal formed on the insulating film on the semiconductor substrate. It is formed using a silicon layer.
The Zener diode ZD2 is not particularly limited, but is formed as follows. A polysilicon layer is formed on the insulating film formed on the surface of the semiconductor substrate, and boron (B) as a p-conductivity type impurity is implanted into the polysilicon film by an appropriate means such as an ion implantation method. A mold region is formed. A mask made of a resist is formed by lithography on the polysilicon film that has become the p-conductivity type region, and phosphorus (P) as an n-conductivity type impurity is implanted into the polysilicon film through the mask by an ion implantation method or the like. Selectively introduced by means.
In this way, a plurality of pn junctions are formed in series with each other in the polysilicon film. In the drawing, for convenience, only a total of 13 p-conduction type regions and n-conduction type regions are shown, but a Zener voltage described later is determined by the breakdown voltage of the pn junction. Therefore, a large number of pn junctions are provided corresponding to a desired Zener voltage. A protective oxide film is formed on the polysilicon film in which a plurality of the pn junctions are formed.
In the Zener diode having a plurality of pn junctions formed in the polysilicon film manufactured as described above, the first n conductivity type region of the pn junction group is connected to the n + diffusion layer as one end, On the polysilicon layer, an aluminum layer AL for forming a gate pad constituting the gate electrode is formed. A p-type diffusion layer is formed on the surface of the semiconductor substrate where the Zener diode is formed, and consideration is given to making it easier for the depletion layer to extend on the semiconductor surface when a gate voltage is applied. Thus, the Zener diode formed using the polysilicon film is so small that its temperature characteristic coefficient (ppm / ° C.) becomes substantially zero. Therefore, in a wide temperature range from a low temperature such as −40 ° C. to a high temperature such as + 140 ° C., the voltage of the primary coil when used in an igniter as described later can be made substantially constant. Accordingly, the output voltage formed in proportion to the turn ratio between the primary side coil and the secondary side coil is also set to a stable high voltage. Therefore, a stable spark voltage can be obtained over the wide temperature range as described above.
As shown in FIGS. 5 and 8, on the other end side of the gate pad region, the polysilicon layer extends as it is to form a Zener diode ZD1 provided in GE (gate-emitter). . The other end of the Zener diode ZD1 is connected to an emitter electrode (not shown).
In the restriction (protection) circuit region, lateral MOSFETs constituting the MOSFETs M1 to M6, resistors R2 to R10, and the like are formed. FIG. 8 exemplarily shows one of the MOSFETs and the polysilicon resistor. In the lateral MOSFET, a p-type well region is formed on the surface of a semiconductor substrate, and n + type source and drain regions are formed therein. In this embodiment, the n + type diffusion layer is formed in the n + layer having a low impurity concentration in the n + layer on the drain side in order to increase the breakdown voltage. The p-type well region is connected to an emitter electrode of a power transistor formed in an active region described later, and a bias voltage such as 0V is applied.
In FIG. 7, an IGBT is formed by combining a vertical MOSFET and a bipolar transistor in the active region. That is, as a structure of the power MOSFET, a silicon substrate as an n + type semiconductor and an n − region formed thereon are used as a drain region, and a p type region (p type well region) formed on the surface portion is a channel region. It is said. A source region composed of an n + type region formed in the channel region is formed. A gate electrode made of a polysilicon layer is formed on the channel region and the drain region via a thin gate insulating film.
The source region (n + region) and channel region (p-type region) of the power MOSFET structure are connected in common by wiring means made of an aluminum layer AL to serve as an emitter electrode. In the power MOSFET structure as described above, a p + type layer is formed on the back surface of the n + type silicon substrate, and an electrode made of an aluminum layer is provided on the p + layer to serve as a collector electrode. That is, the IGBT has a Darlington configuration in which the vertical MOSFET is formed on the input side, and the output side is a bipolar transistor having the p-type well region as an emitter, the drain region as a base region, and a p + region as a collector. A power transistor device is used. In the termination region, a p-type diffusion layer is formed for high breakdown voltage, and an aluminum wiring layer is provided there.
Although not shown in the figure, the elements formed in the active region are formed in a mesh pattern on the semiconductor substrate. Although not particularly limited, the number of unit circuits is 1001, 1000 of which constitute the transistor T1, and the other one constitutes the transistor T2. As a result, the sense ratio (current ratio) can be set to 1000: 1. Since the collectors of the two transistors T1 and T2 have a common base (the drain of the MOSFET), the gate electrodes are commonly connected on the semiconductor substrate. Is assigned to the transistor T2, and the emitters of the remaining 1000 transistors are connected in common.
FIG. 9 shows an external view of the power transistor device according to the present invention. The back surface of the semiconductor chip is mounted on a stub constituting the collector electrode, where it is electrically connected and the lead extends as it is to become a collector terminal. Wire bonding with a gold wire is performed between the gate terminal and the gate pad provided on the surface of the semiconductor chip. Similarly, wire bonding with a gold wire is performed between the emitter terminal and the emitter pad provided on the surface of the semiconductor chip in the same manner as described above. In the same figure, in order to make the internal structure as described above easy to understand, the sealing portion represents only the lower side.
FIG. 10 shows a circuit diagram of still another embodiment of the power transistor device according to the present invention. This figure shows a modification of the power supply circuit and the control circuit shown in FIG. In this embodiment, the difference from the embodiment of FIG. 3 is that a resistance element for forming a reference voltage is composed of R12 and an adjustment resistor r connected in parallel via fuses f1 and f2.
That is, the resistor circuit for forming the reference voltage includes the resistors R12 and r by selectively disconnecting the fuses f1 and f2 by connecting the resistor r in parallel to the resistor R12 via the fuses f1 and f2. The combined resistance value is changed. Thereby, the limit current value can be set according to the adjustment of the process variation or the circuit to be used.
When the fuses f1 and f2 are used as wiring, since the wiring resistance value is relatively large, a control signal for the switch MOSFET is formed corresponding to whether the fuse is cut or not, and the adjustment resistor r is set via the MOSFET. It may be connected or disconnected. For example, when a series circuit composed of a fuse and a pull-down resistor is formed and a fuse is not blown, a high level voltage is formed to turn on the switch MOSFET and connect the adjustment resistor r in parallel to the resistor R12. By cutting the fuse, a low-level voltage is formed by the pull-down resistor to turn off the switch MOSFET, and the adjustment resistor r is disconnected from the resistor R12.
Alternatively, in the case of a combination of a pull-up resistor and a fuse, the adjustment resistor r may be connected in parallel with the resistor R12 by turning the switch MOSFET on by reversely cutting the fuse. In addition, the adjustment resistor r can be connected in series with the resistor R12, and both ends of the adjustment resistor r can be short-circuited by the switch MOSFET to change the resistance value.
FIG. 11 is an input / output voltage characteristic diagram for explaining the operation of the power supply circuit mounted on the power transistor device according to the present invention. This input voltage-output voltage characteristic diagram is obtained by reproducing the power supply circuit of the above-described embodiment on a breadboard and measuring the temperature as a parameter. As shown in this characteristic diagram, a substantially constant output voltage can be obtained with respect to the input voltage and temperature. In general, since the input voltage is often used at 5V, in that voltage range, a good constant voltage such as -2.1 mV / ° C can be formed in the range of -40 ° C to + 125 ° C. It is.
FIG. 12 is a characteristic diagram for explaining the current limiting operation of the control circuit mounted on the power transistor device according to the present invention. This figure shows the relationship between the limiting current and the ambient temperature. When used in a cylinder-by-cylinder ignition system as described below, it is necessary to flow a large current of 10 A at the maximum, and the power supply circuit and the control circuit as in the above embodiment are mounted. It was found that the power transistor device can perform the current limiting operation within the design target value range of 10A + 1A.
FIG. 13 shows a block diagram of an embodiment of the cylinder specific ignition system configured using the power transistor device according to the present invention. In this embodiment, it is directed to a 6-cylinder engine, and ignition coils are provided in one-to-one correspondence with spark plugs provided for each cylinder. The ignition coil is not particularly limited, but is incorporated in an ignition coil cap (housing) attached to each spark plug.
A power supply voltage is supplied from a battery power source to a primary end of the ignition coil via a key switch, and a ground potential GND of the circuit is supplied to a secondary end of the ignition coil. The other end on the secondary side of the ignition coil is connected to the discharge electrode of the spark plug. The primary side of the ignition coil is connected to the collector of the power transistor device according to the present invention. The power transistor according to the present invention has a current limiting circuit (protection circuit) composed of the power supply circuit and the control circuit as described above mounted on a semiconductor substrate (chip) on which the power transistor is formed, and the emitter terminal is shared. Connected to the ground potential of the circuit. The input voltage corresponding to the ignition timing is supplied to the gate terminal of each power transistor device from an engine control unit including a microcomputer through a resistor.
In the cylinder-by-cylinder ignition system as in this embodiment, a distributor is unnecessary, and the ignition timing can be directly controlled from an engine control unit such as a microcomputer, so that highly accurate engine control is possible. Further, the distributor is not required, and the ignition coil is built in the ignition coil cap (housing) of the spark plug, and the secondary output is led to the discharge electrode at the shortest distance. For this reason, weight reduction, simplification, and high functionality of the ignition system can be realized.
FIG. 14 shows a configuration diagram of an embodiment of an ignition coil cap IGCC in which the power transistor device to which the protection circuit of the present invention is applied is mounted and integrated together with the ignition coil. This embodiment shows an ignition system for one cylinder in the cylinder specific ignition system of FIG. The ignition coil cap includes a plurality of external connection terminals (TC1, TC2, TC3, TC4, TC5) for supplying a control signal (input voltage), a power supply voltage, and the like to the mounted ignition coil and the power transistor device. have. The external connection terminal TC1 is coupled to the control terminal of the power transistor device, and the control signal (input voltage) is supplied (applied) from the engine control unit. By supplying this control signal, the power transistors (T1, M8) are turned on, and further, the current control circuit (protection circuit) is activated.
The collector terminal of the power transistor device is coupled to one end on the primary side of the ignition coil, and the emitter terminal thereof is coupled to the ground potential GND through the external connection terminal TC5. The external connection terminal TC2 is coupled to the other end of the primary coil and is supplied with a power supply voltage from the battery. One end of the secondary coil is coupled to the electrode of the spark plug through the external connection terminal TC3. The other end of the secondary coil is coupled to the ground potential GND through the external connection terminal TC4. The external connection terminals TC4 and TC5 may be shared.
As described above, by integrating the ignition coil and the power transistor device in the ignition coil cap IGCC, wiring (cable) for connecting the ignition coil and the power transistor device is also incorporated in the ignition coil cap IGCC. The By these things, further simplification and size reduction of a cylinder specific ignition system (ignition system) are realizable.
The effects obtained from the above embodiment are as follows. That is,
(1) On a semiconductor substrate (chip) which is formed to have a high withstand voltage and to pass a large current between the first terminal and the second terminal and has a power transistor having a high input impedance at the control terminal, Based on a power supply circuit that receives an input voltage supplied between the control terminal and the first terminal when the power transistor is turned on to form a stabilization voltage, and a constant voltage supplied by the power supply circuit The reference voltage value formed in this way is compared with the voltage value corresponding to the current value flowing through the power transistor, so that the current value flowing through the power transistor does not exceed the allowable current value at the control input terminal of the power transistor. By installing a protection circuit consisting of a control circuit that controls the supplied voltage, the output current can be limited with high reliability with a simple configuration. The effect is obtained.
(2) A resistance means is provided between the control terminal and the control input terminal of the power transistor, and a control current formed by detecting an output current flowing through the power transistor is caused to flow through the resistance means, and the voltage drop causes the input. By limiting the output current by lowering the voltage, it is possible to obtain an effect that only the current can be limited while the power transistor is turned on.
(3) An input voltage is supplied from the control terminal to the power supply circuit via the unidirectional element, and the unidirectional elements are arranged in series so that a reverse current does not flow through the resistance means for performing the current control operation. By connecting, it is possible to protect the internal circuit when a reverse voltage is applied between the gate and the emitter.
(4) As the power supply circuit, a constant voltage output terminal to which the input voltage is transmitted via the resistance means and the first diode, a first resistance element having one end connected to the constant voltage output terminal, and the first resistor A first circuit comprising a first MOSFET having a gate and a drain connected to the other end of the resistance element and a source connected to the first terminal; and a second resistance element having one end connected to the constant voltage output terminal And a drain connected to the other end of the second resistance element, a gate connected to the gate and drain of the first MOSFET of the first circuit, and a source connected to the first terminal via the third resistance element. A drain connected to the constant voltage output terminal; a gate connected to a drain of the second MOSFET of the second circuit; and a source connected to the first terminal. By using the third MOSFET and canceling the positive temperature characteristic as the second resistance element and the negative temperature characteristic of the third MOSFET, a constant voltage having no temperature dependency can be formed at the constant voltage output terminal. Is obtained.
(5) As the control circuit, a voltage dividing resistor circuit composed of fourth and fifth resistance elements provided between the constant voltage output terminal and the first terminal, the divided voltage is supplied to the source, and the gate And a fourth circuit having a drain connected in common, a third circuit comprising a sixth resistance element provided with the drain of the fourth MOSFET and the constant voltage output terminal, and a first circuit having one end connected to the constant voltage output terminal A drain connected to the other end of the seventh resistance element, a gate connected to the gate and drain of the fourth MOSFET of the third circuit, and a source connected to the first terminal via the eighth resistance element; A fourth circuit comprising a fifth MOSFET connected; a gate connected to the drain of the fifth MOSFET of the fourth circuit; a source connected to the first terminal via a ninth resistance element; In is used with a sixth MOSFET connected to the control input terminal of the power transistor, and a current flowing through the power transistor or a current corresponding to the ninth resistance element flows through the ninth resistance element, thereby providing a simple configuration. The effect that the output current limiting operation of the transistor can be performed is obtained.
(6) By providing a plurality of resistance elements that are selectively connected by selective disconnection of one or a plurality of fuse means as the voltage dividing circuit, it becomes possible to adjust process variations and output current to be limited. The effect is obtained.
(7) By mounting a protection circuit including the power supply circuit and the control circuit on the power IGBT, an effect is obtained in that a power transistor device that operates with high withstand voltage and high current can be obtained. It is done.
(8) By mounting a protection circuit including the power supply circuit and the control circuit on the power MOSFET, it is possible to obtain a power transistor device that operates with high reliability while flowing a relatively large current with a high breakdown voltage. can get.
(9) A power transistor having a high withstand voltage and a large current flowing between the first terminal and the second terminal and having a high input impedance at the control terminal, and a semiconductor substrate on which the power transistor is formed ( A power supply circuit mounted on the chip and receiving an input voltage supplied between the control terminal and the first terminal when the power transistor is turned on to form a stabilization voltage, and the power supply circuit The reference voltage value formed based on the supplied constant voltage is compared with the voltage value corresponding to the current value flowing through the power transistor so that the current value flowing through the power transistor does not exceed the allowable current value. A power transistor device having a protection circuit comprising a control circuit for controlling a voltage supplied to a control input terminal of the power transistor; The output current of the transistor device is supplied to the primary coil, the secondary coil is directly connected to the spark plug, and the ignition coil mounted on the ignition coil cap attached to the spark plug, and the control terminal of the power transistor By configuring the cylinder-by-cylinder ignition system with an engine control unit that supplies a control voltage corresponding to the ignition timing, it is possible to achieve an effect that the ignition system can be reduced in weight, simplified, and enhanced in function.
(10) A power transistor having a high withstand voltage and a large current flowing between the first terminal and the second terminal and having a high input impedance at the control terminal, and a semiconductor substrate on which the power transistor is formed ( A power supply circuit mounted on the chip and receiving an input voltage supplied between the control terminal and the first terminal when the power transistor is turned on to form a stabilization voltage, and the power supply circuit The reference voltage value formed based on the supplied constant voltage is compared with the voltage value corresponding to the current value flowing through the power transistor so that the current value flowing through the power transistor does not exceed the allowable current value. A power transistor device having a protection circuit comprising a control circuit for controlling a voltage supplied to a control input terminal of the power transistor; -The output current of the transistor device is supplied to the primary coil, and the ignition coil whose secondary coil is directly connected to the spark plug is integrated with the ignition coil cap that is mounted on the spark plug. The effect that the separate ignition system can be reduced in weight, simplified, and highly functional is obtained.
The invention made by the inventor has been specifically described based on the embodiments. However, the invention of the present application is not limited to the embodiments, and various modifications can be made without departing from the scope of the invention. Nor. For example, the power transistor device according to the present invention can be widely used as a switching element capable of flowing a large current with a high breakdown voltage in addition to the ignition system as described above.
Industrial applicability
As described above, the ignition system according to the present invention can be widely used in addition to the above-described cylinder specific ignition system.

Claims

A battery power supply for supplying power supply voltage;
A spark plug in which the discharge electrode sparks by supplying a spark voltage;
An ignition coil cap coupled between the spark plug and the battery power supply unit, generating the spark voltage and supplying the spark plug to the spark plug;
The ignition coil cap is
An ignition coil composed of a primary coil whose one end is coupled to the battery power supply unit and a secondary coil whose one end is coupled to the spark plug;
A first terminal; a second terminal coupled to the other end of the primary coil; and a control input terminal coupled to a control terminal to which an input voltage for supplying current to the primary coil is supplied. A power transistor;
The input voltage is coupled between the first terminal and the control terminal and the input voltage is used as an operating voltage, the current flowing between the first terminal and the second terminal of the power transistor is limited, and the power transistor is 1 Current limiting circuit formed on one semiconductor substrate,
The current limiting circuit is
A constant voltage is formed based on a difference between threshold voltages of a plurality of transistors operating in response to the input voltage supplied between the control terminal and the first terminal when the power transistor is turned on. Power supply circuit to
Compare the reference voltage formed based on the constant voltage supplied by the power supply circuit with the voltage corresponding to the current flowing through the power transistor so that the current flowing through the power transistor does not exceed the allowable current. An ignition system comprising a control circuit for controlling an input voltage supplied to a control input terminal of a transistor.

The control circuit controls a current flowing through a first resistance element provided between the control terminal and a control input terminal of the power transistor, and controls the input voltage by a voltage drop caused by the resistance element. The ignition system according to claim 1, wherein the ignition system is provided.

An input voltage is supplied from the control terminal to the power supply circuit via a unidirectional element, and the unidirectional element is connected in series so that a reverse current does not flow through the first resistance element. 3. The ignition system according to claim 2 , wherein the ignition system is connected.

The power supply circuit
A constant voltage output node through which the input voltage is transmitted via the first resistive element and the one-way element;
A first resistor comprising a second resistance element having one end connected to the constant voltage output node, and a first MOSFET having a gate and a drain connected to the other end of the second resistance element, and a source connected to the first terminal. Circuit,
A third resistance element having one end connected to the constant voltage output node, a drain connected to the other end of the third resistance element, a gate connected to the gate and drain of the first MOSFET of the first circuit, and a source connected A second circuit comprising a second MOSFET connected to the first terminal via a fourth resistance element;
A drain is connected to the constant voltage output node, a gate is connected to a drain of the second MOSFET of the second circuit, and a source is a third MOSFET connected to the first terminal,
The third resistance element has a positive temperature characteristic, and the third MOSFET has a negative temperature characteristic, thereby forming a constant voltage having no temperature dependence at the constant voltage output node. The ignition system according to claim 3 .

The control circuit is
A voltage dividing circuit coupled between the constant voltage output node and the first terminal and including fifth and sixth resistance elements;
A divided voltage obtained by dividing the constant voltage by the voltage dividing circuit is supplied to the source, and is provided between the drain of the fourth MOSFET and the constant voltage output node. A third circuit comprising a seventh resistance element;
An eighth resistance element having one end connected to the constant voltage output node, a drain connected to the other end of the eighth resistance element, a gate connected to the gate and drain of the fourth MOSFET of the third circuit, and a source connected A fourth circuit comprising a fifth MOSFET connected to the first terminal via a ninth resistance element;
A sixth MOSFET whose gate is connected to the drain of the fifth MOSFET of the fourth circuit, whose source is connected to the first terminal via the ninth resistance element, and whose drain is connected to the control input terminal of the power transistor; Become
The ignition system according to claim 4 , wherein a current flowing through the power transistor or a current corresponding to the current flows through the ninth resistance element.

6. The ignition system according to claim 5 , wherein the voltage dividing circuit includes a plurality of resistance elements that are selectively connected by selectively cutting one or more fuse elements.

The power transistor is an IGBT,
The control terminal is a gate terminal,
The first terminal is an emitter terminal;
7. The ignition system according to claim 6 , wherein the second terminal is a collector terminal.

The power transistor is a power MOSFET,
The control terminal is a gate terminal,
The first terminal is a source terminal;
7. The ignition system according to claim 6 , wherein the second terminal is a drain terminal.

A power transistor having a high input impedance at the control terminal and mounted on a semiconductor substrate on which the power transistor is formed is formed so that a current flows between the first terminal and the second terminal, and the power transistor is turned on. A power supply circuit for forming a constant voltage based on a difference between threshold voltages of a plurality of transistors operating in response to an input voltage supplied between the control terminal and the first terminal when being brought into a state; and A reference voltage formed based on a constant voltage is compared with a voltage corresponding to the current flowing between the first and second terminals of the power transistor so that the current flowing in the power transistor does not exceed the allowable current. A power transistor device having a protection circuit comprising a control circuit for controlling a voltage supplied to a control input terminal of the power transistor;
An ignition coil in which the output current of the power transistor device is supplied to the primary coil, and the secondary coil is directly connected to the electrode of the spark plug;
An ignition system comprising: an engine control unit that supplies a control voltage corresponding to an ignition timing to a control terminal of the power transistor.