JP3879590B2

JP3879590B2 - Servo circuit

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Publication number: JP3879590B2
Application number: JP2002146601A
Authority: JP
Inventors: 泰臣田中; 正夫野呂
Original assignee: Yamaha Corp
Current assignee: Yamaha Corp
Priority date: 2002-05-21
Filing date: 2002-05-21
Publication date: 2007-02-14
Anticipated expiration: 2022-05-21
Also published as: JP2003338060A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、データを読みとるレーザスポットが光ディスクのピット上に正確に収束するように制御を行う光学ピックアップのサーボ回路に関し、ピットからの反射光を検出するとき、内部に生じるオフセット成分を除去するオフセットキャンセル機能を有するサーボ回路に関わるものである。
以下、トラッキングサーボ回路を例として記載するが、フォーカスサーボ回路でも本発明は適応が可能である。
【０００２】
【従来の技術】
近年、コンピュータの記録媒体に光学ピックアップを基本とするＣＤ及びＣＤ−Ｒ等の光ディスクが多用されるようになってきた。
これらの光ディスクは、ディスク表面において、記録構造としてピットと呼ばれる微細可能された凸凹が形成されており、レーザ光によりこの凸凹を検出し、この検出結果を電気信号に変換してデータの読み出しを行っている。
【０００３】
しかしながら、データを表現するピットが並んで形成されるトラックは、光ディスクの偏心や面揺れなどのために、動作時は光ディスクの回転につれて、大きく左右に振動することになる。
このため、光ディスクのデータの読み取りにおいて、レーザ光の読み取りスポットが正確にトラックに追従しているか否かを光学的に検出し、常にトラックに追従するようレーザスポットの位置を制御するための、トラッキングサーボが行われている。
【０００４】
この位置制御は、例えば、３ビーム方式では、グレイティングで分割した２本のレーザ光の反射光の光度を検出することにより行っている。
すなわち、図４（Ａ）に示すように、ピットのデータ読み取り用の中央のレーザ光Ａと、追従検出用のレーザ光Ｂ，Ｃがトラックの方向に対して所定の角度を有する線上に並んでいるため、中央のデータ読み取り用のレーザ光Ａがトラック上にある場合、追従検出用のレーザ光Ｂ，Ｃ各々がトラックを挟んで左右ずれた位置に照射されることとなる。
【０００５】
そして、２つの追従検出用のレーザ光Ｂ，Ｃは、図示しないレーザ素子から射出され、光量が少ない点を除けば、中央のレーザ光と変わらずにピットの信号を読みとることができる。
この結果、これら追従検出用のレーザ光Ｂ，Ｃのピットからの反射光を、図４（Ｂ）のトラッキングサーボ回路のブロック図に示すように、図示せぬ受光素子に入力させて検出アンプ回路１００，１０１により増幅し、アンプ１０２により両者の差を検出すると、中央のレーザ光Ａがトラック上にある場合、追従検出用のレーザ光Ｂ，Ｃの反射光は等量であり、差のエラー電圧が「０」となり、中央のレーザ光Ａがトラック上にない場合、追従検出用のレーザ光Ｂ，Ｃの反射光はいずれかが他方より大きくなり、差のエラー電圧が「０」でなくなる。
したがって、トラッキングサーボの制御を行うトラッキングサーボ回路は、２つの追従検出用のレーザ光Ｂ，Ｃのピットからの反射光の差が「０」となるように、ピックアップの制御を行い、データ読み取り用のレーザ光Ａの当たる位置の調整を行う。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上述したトラッキングサーボを行う制御回路において、上記受光素子からの電気信号を増幅する検出アンプ回路１００，１０１各々の構成は、図５に示す構成をしている。
すなわち、上記制御回路には、図５に示す追従検出用のレーザ光Ｂ，Ｃの検出アンプ回路が、各々の追従検出用のレーザ光に対応して２系統設けられている。以下、１系統のレーザ光Ｂに対する検出アンプ回路１００として、図５の構成を説明する。
【０００７】
ＶＣＡ（Voltage Contorol Amp）・１０は、図示しない受光回路から入力される、反射光が電気信号に変換された反射信号ＩＮの電圧ＶINを増幅する。
ここで、ＶＣＡ１０は、ピークホールド回路１２が反射信号ＩＮの電圧変化を検出して出力するトリガ信号ＦＢの電圧レベルに応じた増幅度により、電圧ＶINの増幅を行う。
しかしながら、ＣＤ−Ｒは、データが部分的に書き込まれるため、ピットが不連続にトラックに形成される。
このため、レーザ光Ａは、ピットの存在しないエリアからピットの存在するエリアへと移行していくことも有り得る。
【０００８】
そして、そのような場合、ピットの存在していないエリアでは、ＶＣＡ・１０に入力される反射信号ＩＮは微小レベルであるために、トリガ信号ＦＢは、ＶＣＡ・１０がほぼ最大増幅度となるような値となっている。
また、通常の（ピットの存在している）エリアでは、ＶＣＡ・１０のゲインは、最大増幅度以下のある所定値に収まっている。
つまり、ＶＣＡ・１０のゲインは、ほぼ最大増幅度となっている状態から、ある所定値を有する増幅度まで過渡的に変化することになる。
このため、ＶＣＡ・１０は、反射信号ＩＮの電圧ＶINの増幅を行うが、回路を構成するトランジスタの特性のばらつきにより生じるオフセット電圧も、過渡的に増幅してしまい、電圧ＶINの増幅が正常に行われない。
【０００９】
すなわち、ＶＣＡ・１０は、図６の回路概念図に示す様に、定電流源２０，２１，抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，ｐチャンネル型のＭＯＳ（金属酸化膜半導体）トランジスタＰ１，Ｐ２及びｎチャンネル型のＭＯＳトランジスタＮ１，Ｎ２から構成される電流増幅部と、定電流源２２，２３，ｐチャンネル型のＭＯＳトランジスタＰ３〜Ｐ６，ｎチャンネル型のＭＯＳトランジスタＮ３〜Ｎ６から構成されたバッファ部とから構成されている。
ここで、ＭＯＳトランジスタＰ４及びＰ６のゲートに、トリガ信号ＦＢが入力されており、バッファ部の増幅度は、トリガ信号ＦＢの電圧値により調整される。
そして、ＶＣＡ・１０の電流増幅部は、抵抗Ｒ１により入力される電圧ＶINと、基準信号ＲＥＦの基準電圧ＶREF（図示されない電源回路から供給される）との電圧差に基づき、電圧差を電流値に変換して電流増幅する。
【００１０】
これにより、ＶＣＡ・１０のバッファ部は、上記電流値を電圧に変換し、ピークホールド回路１２（図５参照）から入力されるトリガ信号ＦＢの電圧に応じた増幅度により増幅して、増幅信号ＯＴとして点Ｐから、電流増幅アンプ１１（図５参照）へ出力する。
このとき、電流増幅部は、上記電圧ＶINと基準電圧ＶREFとの電圧差に応じて、バッファ部の点Ｑ及び点Ｒの電圧を制御して、電圧のゲイン調整を行う。
ここで、各トランジスタの製造上の特性のばらつきが無ければ、ＭＯＳトランジスタＮ４，Ｎ６に流れる各々の電流ＩBと電流ＩAとの大きさが同様であり、オフセット電圧ＶOFFの発生が無く、接続点Ｐには基準電圧ＶREFと電圧ＶINとの電圧差のみ増幅された増幅信号ＯＴが出力される。
しかしながら、通常、各々のＭＯＳトランジスタに製造上の特性のばらつきがあるため、反射信号ＩＮが基準電圧ＶREFと同様な電圧である場合にでも、ＭＯＳトランジスタＮ４，Ｎ６に流れる電流ＩBと電流ＩAとの大きさが異なる。
このため、増幅信号ＯＴは、基準電圧ＶREFと電圧ＶINとの電圧差の増幅された電圧に対して、増幅電圧ＶOFF'が重畳された状態で接続点Ｐに出力される。
【００１１】
そして、オフセット電圧ＶOFFは、バッファ部において電圧ＶINと同様に、ピークホールド回路１２の出力（ＦＢ）の電圧に応じた増幅度で増幅される。
すなわち、図６のＶＣＡ・１０において、ＶIN＝ＶREFかつＩA＝ＩBの関係であれば、オフセット電圧ＶOFFは生じないが、ＶIN＝ＶREFかつＩA≠ＩBの関係のとき、オフセット電圧ＶOFFが生じ、増幅された増幅電圧ＶOFF'により増幅信号ＯＴの精度を低下させることとなる。
例えば、ピットの無い領域からある領域に状態が変化したときには、ピークホールド回路１２は、ピットの存在しないエリアにおいて、ＶＣＡ・１０のゲインがほぼ最大増幅度の状態となる値として、トリガ信号ＦＢを出力している。
これにより、ＶＣＡ・１０は、ピットの存在するエリアへ移行した時点において、入力される上記トリガ信号ＦＢにより最大増幅度となっており、入力信号ＶINに対してオフセット電圧ＶOFFが重畳された電圧の増幅を行う。
【００１２】
このため、ＶＣＡ・１０は、オフセット電圧ＶOFFを増幅開始時において過渡応答して増幅することとなる。
すなわち、図７の波形図に示すように、ＶＣＡ・１０は、基準電圧ＶREFに対して、オフセット電圧ＶOFFの増幅電圧ＶOFF'と、電圧ＶINの増幅電圧ＶIN'とが加算された増幅信号ＯＴを出力する。
ここでトリガ信号ＦＢは、入力信号ＶINの電圧変化に基づき、ピークホールド回路１２により適時調整され、最終的にある増幅度となる電圧値に落ち着く方向へ、時定数を持って変化する。
したがって、増幅電圧ＶOFF'は、ピークホールド回路１２からのトリガ信号ＦＢの電圧が変化し、ＶＣＡ・１０の増幅度が小さくなるにつれ、最終的にある電圧値に落ち着く方向へ変化する。
【００１３】
図５に戻り、電流増幅アンプ１１は、増幅信号ＯＴのインピーダンス変換を行い、電流増幅した結果として信号ＴＭＰを出力する。
そして、コンデンサ１３は、直流阻止コンデンサであり、信号ＴＭＰのＡＣ成分のみを伝達させ、このＡＣ成分を基準電圧ＶREF（図示しない電源回路から供給されている）に対して重畳させ、レーザ光の検出信号ＯＵＴとして出力する。
しかしながら、増幅電圧ＶOFF'は、交流的に変化するため（上述したように、時間経過により減少するため）、直流阻止のコンデンサ１３を通過することとなる。
このため、検出信号ＯＵＴは、増幅電圧ＶOFF'が電圧ＶINの純粋な増幅電圧であるＶIN'と合成された信号波形として、ＶＣＡ・１０から出力されることとなる。
【００１４】
検出アンプ回路（ＶＣＡ・１０）は、トラッキングサーボに必要な反射信号の電圧ＶINを基準電圧ＶREFに対して増幅した電圧ＶIN'のみを検出信号ＯＵＴとして出力する必要がある。
しかしながら、従来の検出アンプ回路は、反射信号の検出開始時において、図７に示すように、電圧ＶIN'に、過渡的に最大増幅度により増幅された電圧ＶOFF'を重畳した検出信号ＯＵＴとして出力してしまう欠点がある。
【００１５】
このため、上記従来の検出アンプ回路は、各々の過渡応答における検出信号ＯＵＴの電圧ＶOUTの変化が、ピットの位置による電圧ＶINの数値によるものなのか、オフセット電圧ＶOFFの増幅された増幅電圧ＶOFF'によるものなのかの判別がつかず、追従検出用のレーザ光Ｂ，Ｃの反射光の比較精度が悪くなり、光ディスクのトラックに対して、読み取り用のレーザ光Ａの位置制御を、高速に高い精度で行えないという問題がある。
したがって、従来の検出アンプ回路を用いたトラッキングサーボ回路では、追従検出用のレーザ光Ｂ，Ｃの反射光の比較精度が悪いために、ピットデータの読み取り速度が、読み取り用のレーザ光Ａのトラックに対する位置制御にかかる時間により遅延され、高速化できないという欠点がある。
【００１６】
本発明はこのような背景の下になされたもので、重畳されたオフセット電圧ＶOFFの成分を検出信号ＯＵＴから効果的に除去することにより、追従検出用のレーザ光の比較精度を向上させ、データ読み取りのためのトラッキングサーボを高速に行うトラッキングサーボ回路を提供する事にある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明のサーボ回路は、レーザ光を光ディスクのピット上に正確に収束させる、光学ピックアップのサーボ回路であり、前記レーザ光の反射光に基づく反射信号を、トリガ信号の電圧に応じて増幅するボルテージコントロールアンプ（ＶＣＡ・５０）と、このボルテージコントロールアンプと同様な構成であり、前記トリガ信号に基づき増幅動作を行うダミーアンプ回路（ダミー回路ＤＭ）と、前記ボルテージコントロールアンプの出力する増幅電圧と、前記ダミーアンプ回路の出力するダミー増幅電圧との差分の電圧を、前記反射光の検出信号として出力する差動アンプ（差動増幅アンプ５４）とを具備することを特徴とする
【００１８】
本発明のサーボ回路は、前記ダミーアンプ回路が前記ボルテージコントロールアンプの１部の回路を用いて構成されていることを特徴とする。
本発明のサーボ回路は、前記ダミーアンプ回路が、前記ダミー増幅電圧を前記ボルテージコントロールアンプの増幅電圧に対応させる、ゲイン調整アンプ回路を有していることを特徴とする。
本発明のサーボ回路は、前記ボルテージコントロールアンプと前記ダミーアンプ回路とが、同一半導体チップに形成される場合、双方の対応する構成素子を近傍に作成することを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。図１は本発明の一実施形態による検出アンプ回路の構成を示すブロック図である。
この図において、従来例と同様な構成については、同一の符号を付して詳細な説明を省略する。
本発明の検出アンプ回路は、従来例の構成に対して、ダミー回路ＤＭ及び差動アンプ回路５４が設けられている。
【００２０】
このダミー回路ＤＭは、ＶＣＡ・１０と同様な回路構成のＶＣＡ・５０と、電流増幅アンプ１１と同様な回路構成の電流増幅アンプ５１とから構成されている。
ここで、ＶＣＡ・５０は、ＶＣＡ・１０に反射信号ＩＮが入力されている端子に基準電圧ＶREFが入力され、ピークホールド回路１２からＶＣＡ・１０と同様にトリガ信号ＦＢが入力されている。
これにより、ＶＣＡ・５０においては、ＶＣＡ・１０と同様に、ＶＣＡ・１０に反射信号ＩＮが入力されることで、ピークホールド回路１２から出力されるトリガ信号ＦＢの電圧に応じて、バッファ部における増幅度が決定される。
【００２１】
電流増幅アンプ５１は、抵抗５２を介して差動増幅アンプ５４の（−）端子に信号ＤＴＭＰを供給する。
抵抗５３は、上記（−）端子と、差動増幅アンプ５４の出力端子との間に介挿されている。
抵抗５５は、電流増幅アンプ１１の出力端子と、差動増幅アンプ５４の（＋）端子との間に介挿されている。
抵抗５６は、上記（＋）端子と、図示しない電源回路（ＶREF）との間に介挿されている。
この（＋）端子に対しては、信号ＴＭＰの電圧Ｖ（増幅電圧ＶOFF'及び電圧ＶIN'の加算され、電流増幅アンプ１１により増幅された電圧）と基準電圧ＶREFとが、抵抗５５と抵抗５６との抵抗値の比により分圧され、電圧ＶPを有する信号として供給される。
【００２２】
したがって、ＶＣＡ・５０は、ＶＣＡ・１０と同様に、ピットが検出されない状態から、ピットが検出された状態に遷移した時点において、バッファ部の増幅度が最大となっており、内部のオフセット電圧ＶOFFDが増幅された電圧ＶOFFD'である信号ＤＴＭＰを電流増幅アンプ５１を介して出力する。
ここでトリガ信号ＦＢは、入力信号ＶINの電圧変化に基づき、ピークホールド回路１２により適時調整され、最終的にある増幅度となる電圧値に落ち着く方向へ、時定数を持って変化する。
したがって、電圧ＶOFFD'は、ピークホールド回路１２からのトリガ信号ＦＢの電圧が変化し、ＶＣＡ・５０の増幅度が小さくなるにつれ、過渡的に減少して最終的に所定の電圧値に落ち着く方向へ変化する。
差動増幅アンプ５４は、電流増幅アンプ１１を介してＶＣＡ・１０の出力する電圧Ｖが分圧された上記電圧ＶPと、電流増幅アンプ５１を介してＶＣＡ・５０の出力する信号ＤＴＭＰの電圧ＶOFFD'との差分の電圧をとり、この差分の電圧ＶOUTの信号を検出信号ＯＵＴとして出力する。
【００２３】
ここで、信号ＤＴＭＰの電圧ＶOFFD'は、時間の経過において、トリガ信号ＦＢに対し、信号ＴＭＰに含まれる電圧ＶOFF'と同様の遷移を示せば、信号ＴＭＰから除去しようとする電圧ＶOFF'の成分（電圧Ｖの分圧により、電圧ＶOFF'も分圧されている）と同様の電圧値である必要はない。
すなわち、電圧ＶOFFD'と、電圧ＶPにおける電圧ＶOFF'の成分とが同様の電圧レベルとなるように、電流増幅アンプ５１により電圧ＶOFFD'のゲイン調整を行っても良いし、また差動増幅アンプ５４に接続された抵抗５２及び抵抗５３の数値を調整することにより、電圧ＶOFFD'のゲイン調整を行っても良い。
したがって、ＶＣＡ・１０の全てを用いてダミー回路を構成せずとも、ＶＣＡ・５０の構成を図６におけるバッファ部のみの回路構成としても、ダミー回路ＤＭは十分にダミーとしての機能を果たすことができる。
【００２４】
次に、図１および図２を参照し、一実施形態の動作例を説明する。図２は、図１に示す検出アンプ回路の動作例を説明するための波形図である。
例えば、時刻ｔ0において、ピットが検出されない状態から、ピットが検出された状態に遷移し、ＶＣＡ・１０の入力端子に反射信号ＩＮが入力される。
これにより、ＶＣＡ・１０は、従来例の説明と同様に、電流増幅アンプ１１を介して、急激にオフセット電圧ＶOFFが最大増幅度により増幅された増幅電圧ＶOFF'と、入力信号ＩＮの電圧ＶINを増幅した電圧ＶIN'とが加算された信号ＯＴを出力する。
そして、電流増幅アンプ１１は、入力された信号ＯＴを増幅して、電圧Ｖの信号ＴＭＰを出力する。
【００２５】
ここで、時刻ｔ1までに、ピークホールド回路１２は、上記電圧Ｖの電圧値に対応して、ＶＣＡ・１０の増幅度が最大増幅度から（入力される反射信号ＩＮの電圧ＶINに対して）適正な増幅度となるように、トリガ信号ＦＢの電圧値を調整する。
この結果、例えば、時刻Ｔ1において、上記トリガ信号ＦＢの電圧値が調整され、ＶＣＡ・１０の増幅度が適正値となり、増幅電圧ＶOFF'の電圧値が低い電圧レベルに落ち着く。
この時間の経過とともに、増幅度が適正値へと変化することにより、オフセット電圧の増幅された電圧値が、トラッキングサーボに影響の無い低いレベルに遷移する傾向は、ＶＣＡ・５０の出力する信号ＤＴＭＰの電圧ＶOFFD'も同様である。
【００２６】
また、この時刻ｔ0において、ＶＣＡ・５０は、ＶＣＡ・１０と同様に、ピットが検出されない状態から、ピットが検出された状態に遷移した時点において、バッファ部の増幅度が最大となっており、過渡的に、内部のオフセット電圧ＶOFFDが増幅された電圧ＶOFFD'である信号ＤＴＭＰを電流増幅アンプ５１を介して出力する。
そして、差動増幅アンプ５４は、電流増幅アンプ１１を介してＶＣＡ・１０の出力する電圧Ｖが分圧された上記電圧ＶPと、電流増幅アンプ５１を介してＶＣＡ・５０の出力する信号ＤＴＭＰの電圧ＶOFFD'との差分の電圧をとり、この差分を取った電圧ＶOUTの信号を検出信号ＯＵＴとして出力する。
【００２７】
上述したように、本願発明の検出アンプ回路は、ＶＣＡ・１０と同様な回路構成を有するダミー回路ＤＭのＶＣＡ・５０を設けて、このＶＣＡ・５０にオフセット電圧ＶOFFDの増幅された電圧ＶOFFD'のみを出力させ、この電圧ＶOFFD'と、電流増幅アンプ１１の出力する電圧Ｖを分圧した電圧ＶPとの差分を取ることにより、電圧ＶPの含んでいる電圧ＶOFF'の成分を除去または削減することができ、トラッキングサーボ制御におけるオフセット電圧に基づく悪影響を防止し、追従検出用のレーザ光Ｂ，Ｃの反射光の比較を高速化することができ、読み取り用レーザＡのトラックに対する位置制御にかかる時間が短縮され、ピットデータの読み取り速度を高速化する効果がある。
すなわち、本願発明のトラッキングサーボ回路は、図１の構成の検出アンプ回路を、図４（ｂ）の検出アンプ回路１００，１０１と換えることにより、オフセット電圧の影響を低下させ、ＣＤ−Ｒからのデータの読み出しを高速に行うことが可能となる。
【００２８】
また、同一半導体チップ上に、図１の検出アンプ回路を形成するため、ＶＣＡ・１０の出力する信号ＴＭＰと、ＶＣＡ・５０の出力する信号ＤＴＭＰとの電圧レベルの調整を、半導体チップの作成が終了した後には行うことができない。
このため、図１の検出アンプ回路を同一半導体チップ上に作成する場合には、図３に示すように、ＶＣＡ・１０及びＶＣＡ・５０双方の構成単位において、各々対応するＭＯＳトランジスタを、それぞれ近傍に形成することが必要となる。
【００２９】
すなわち、ＶＣＡ・１０（対象回路）とＶＣＡ・５０（ダミー回路）とにおける各対応するＭＯＳトランジスタを各々出来る限り近傍に配置（例えば、隣接させる）することにより、これらの対応するＭＯＳトランジスタの特性のばらつきの程度を等しくすることができる。
ここで、上記対象回路の各ＭＯＳトランジスタに対応するダミー回路の各ＭＯＳトランジスタには符号に「'（ダッシュ）」を付加した。
この対策を行うことにより、図１の検出アンプ回路を同一半導体チップ上に作成する場合、より効果的にオフセット電圧の影響を削減することが可能となる。
【００３０】
また、本願発明は、他の用途のアンプ回路、例えばフォーカスサーボ回路に用いるアンプ回路においても、オフセット電圧が構成要素のトランジスタなどの各素子の特性のばらつきにより発生し、過大に増幅されるなどの過渡的な変化により異常な電圧となった場合に、このオフセット電圧の除去または削減を行う対策法として用いることが可能である。
以上、本発明の一実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があっても本発明に含まれる。
【００３１】
【発明の効果】
上述したように、本願発明の検出アンプ回路は、ボルテージ・コントロール・アンプ（ＶＣＡ・１０）と同様な回路構成を有するダミーアンプ回路（ＶＣＡ・５０）を設け、このダミーアンプ回路にダミーオフセット電圧（オフセット電圧ＶOFFD）の増幅されたダミー増幅電圧（電圧ＶOFFD'）のみを出力させ、ボルテージ・コントロール・アンプの出力する電圧Ｖとの差分を取ることにより、電圧Ｖの含んでいるオフセット電圧（オフセット電圧ＶOFF）の増幅された増幅電圧（増幅電圧ＶOFF'）を除去または削減することができ、トラッキングサーボ制御におけるオフセット電圧に基づく悪影響を防止し、追従検出用のレーザ光の反射光の比較を高速化することができ、読み取り用のレーザ光のトラックに対する位置制御にかかる時間が短縮され、ピットデータの読み取り速度を高速化する効果がある。
この結果、本願発明の検出アンプ回路を用いたトラッキングサーボ回路は、オフセット電圧の影響を低下させることにより、ＣＤ−Ｒからのデータの読み出しを高速に行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態による、ＣＤ−Ｒのデータを読みとるピックアップの制御を行うトラッキングサーボ回路に用いられる検出アンプ回路の構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施形態による検出アンプ回路の動作例を示す波形図である。
【図３】本発明の一実施形態による検出アンプ回路を同一半導体チップ上に形成するとき、この検出アンプ回路を構成するＭＯＳトランジスタの配置例を示す概念図である。
【図４】ＣＤ−Ｒのピットとトラックとの関係を示し、トラッキングサーボの制御を説明する概念図である。
【図５】ＣＤ−Ｒのデータを読みとるピックアップの制御を行うトラッキングサーボ回路に用いられる従来の検出アンプ回路の構成例を示すブロック図である。
【図６】図１及び図５におけるＶＣＡ・１０の構成例を示す回路の概念図である。
【図７】従来例による検出アンプ回路の動作例を示す波形図である。
【符号の説明】
１０，５０ＶＣＡ１１，５１電流増幅アンプ
１２ピークホールド回路５２，５３，５５，５６抵抗
５４差動増幅アンプＤＭダミー回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a servo circuit of an optical pickup that performs control so that a laser spot for reading data accurately converges on a pit of an optical disk, and an offset that removes an offset component generated inside when detecting reflected light from the pit. This relates to a servo circuit having a cancel function.
Hereinafter, a tracking servo circuit will be described as an example, but the present invention can also be applied to a focus servo circuit.
[0002]
[Prior art]
In recent years, optical disks such as CDs and CD-Rs based on optical pickups have been widely used as computer recording media.
These optical discs have microscopic irregularities called pits formed as recording structures on the surface of the disc. The irregularities are detected by laser light, and the detection results are converted into electrical signals to read data. ing.
[0003]
However, the track formed with the pits representing data oscillates largely left and right as the optical disk rotates during operation due to the eccentricity and surface vibration of the optical disk.
For this reason, in optical disk data reading, tracking is used to optically detect whether or not the laser beam reading spot accurately follows the track, and to control the position of the laser spot so as to always follow the track. Servo is being performed.
[0004]
For example, in the three-beam method, this position control is performed by detecting the luminous intensity of reflected light of two laser beams divided by grating.
That is, as shown in FIG. 4A, the central laser beam A for reading pit data and the laser beams B and C for tracking detection are arranged on a line having a predetermined angle with respect to the track direction. Therefore, when the central laser beam A for reading data is on the track, the laser beams B and C for tracking detection are irradiated to positions shifted left and right across the track.
[0005]
The two follow-up detection laser beams B and C are emitted from a laser element (not shown), and the pit signal can be read without changing from the central laser beam except that the amount of light is small.
As a result, the reflected light from the pits of the tracking detection laser beams B and C is input to a light receiving element (not shown) as shown in the block diagram of the tracking servo circuit in FIG. If the difference between the two is detected by the amplifier 102 and the difference between the two is detected by the amplifier 102, when the central laser beam A is on the track, the reflected lights of the tracking detection laser beams B and C are equal, and the difference error When the voltage is “0” and the central laser beam A is not on the track, the reflected light of the tracking detection laser beams B and C is larger than the other, and the difference error voltage is not “0”. .
Therefore, the tracking servo circuit for controlling the tracking servo controls the pickup so that the difference between the reflected lights from the pits of the two tracking detection laser beams B and C becomes “0”, and for data reading. The position where the laser beam A hits is adjusted.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
In the control circuit that performs the tracking servo described above, each of the detection amplifier circuits 100 and 101 that amplify the electric signal from the light receiving element has the configuration shown in FIG.
That is, the control circuit is provided with two systems of detection amplifier circuits for the tracking detection laser beams B and C shown in FIG. 5 corresponding to the respective tracking detection laser beams. Hereinafter, the configuration of FIG. 5 will be described as the detection amplifier circuit 100 for the laser beam B of one system.
[0007]
A VCA (Voltage Control Amp) · 10 amplifies a voltage VIN of a reflected signal IN, which is input from a light receiving circuit (not shown) and converted from reflected light into an electric signal.
Here, the VCA 10 amplifies the voltage VIN based on the amplification degree corresponding to the voltage level of the trigger signal FB output by the peak hold circuit 12 detecting the voltage change of the reflected signal IN.
However, in the CD-R, since data is partially written, pits are formed discontinuously on the track.
For this reason, the laser beam A may move from an area where no pits exist to an area where pits exist.
[0008]
In such a case, in an area where no pits exist, the reflection signal IN input to the VCA · 10 is at a very low level, so that the trigger signal FB has a maximum amplification factor of the VCA · 10. It has become a value.
In a normal area (where pits are present), the gain of VCA · 10 is within a predetermined value that is equal to or less than the maximum amplification degree.
That is, the gain of VCA · 10 changes transiently from a state where the gain is almost maximum to an amplification having a predetermined value.
For this reason, the VCA · 10 amplifies the voltage VIN of the reflected signal IN, but the offset voltage caused by variations in the characteristics of the transistors constituting the circuit is also transiently amplified, and the voltage VIN is normally amplified. Not done.
[0009]
That is, as shown in the circuit conceptual diagram of FIG. 6, the VCA · 10 includes constant current sources 20, 21, resistors R1, R2, R3, p-channel MOS (metal oxide semiconductor) transistors P1, P2, and n-channel. Current amplifying unit composed of MOS transistors N1 and N2, and a buffer unit composed of constant current sources 22 and 23, p-channel MOS transistors P3 to P6 and n-channel MOS transistors N3 to N6 It is configured.
Here, the trigger signal FB is input to the gates of the MOS transistors P4 and P6, and the amplification degree of the buffer unit is adjusted by the voltage value of the trigger signal FB.
The current amplification unit of VCA · 10 converts the voltage difference to the current value based on the voltage difference between the voltage VIN input by the resistor R1 and the reference voltage VREF (supplied from a power supply circuit not shown) of the reference signal REF. Is converted into current and amplified.
[0010]
As a result, the buffer unit of the VCA · 10 converts the current value into a voltage and amplifies the amplified signal according to the amplification degree corresponding to the voltage of the trigger signal FB input from the peak hold circuit 12 (see FIG. 5). OT is output from the point P to the current amplifier 11 (see FIG. 5).
At this time, the current amplifying unit controls the voltage at the point Q and the point R of the buffer unit according to the voltage difference between the voltage VIN and the reference voltage VREF, and performs voltage gain adjustment.
If there is no variation in the manufacturing characteristics of the transistors, the currents IB and current IA flowing through the MOS transistors N4 and N6 are the same, there is no occurrence of the offset voltage VOFF, and the connection point P Is output with an amplified signal OT amplified only by the voltage difference between the reference voltage VREF and the voltage VIN.
However, since each MOS transistor usually has variations in manufacturing characteristics, even when the reflected signal IN is the same voltage as the reference voltage VREF, the currents IB and IA flowing through the MOS transistors N4 and N6 are not affected. The size is different.
Therefore, the amplified signal OT is output to the connection point P in a state where the amplified voltage VOFF ′ is superimposed on the amplified voltage of the voltage difference between the reference voltage VREF and the voltage VIN.
[0011]
Then, the offset voltage VOFF is amplified at a degree of amplification corresponding to the voltage of the output (FB) of the peak hold circuit 12 in the buffer section, similarly to the voltage VIN.
That is, in VCA · 10 in FIG. 6, if VIN = VREF and IA = IB, the offset voltage VOFF does not occur, but if VIN = VREF and IA ≠ IB, the offset voltage VOFF occurs and amplifies. The accuracy of the amplified signal OT is lowered by the amplified voltage VOFF ′.
For example, when the state changes from an area without pits to an area, the peak hold circuit 12 sets the trigger signal FB as a value at which the gain of the VCA · 10 is almost at the maximum amplification level in an area where no pits exist. Output.
As a result, VCA · 10 has the maximum amplification level due to the input trigger signal FB at the time of transition to the area where the pits exist, and the voltage VCA · 10 is obtained by superimposing the offset voltage VOFF on the input signal VIN. Perform amplification.
[0012]
Therefore, the VCA · 10 amplifies the offset voltage VOFF in a transient response at the start of amplification.
That is, as shown in the waveform diagram of FIG. 7, VCA · 10 generates an amplified signal OT obtained by adding the amplified voltage VOFF ′ of the offset voltage VOFF and the amplified voltage VIN ′ of the voltage VIN to the reference voltage VREF. Output.
Here, the trigger signal FB is adjusted in a timely manner by the peak hold circuit 12 based on the voltage change of the input signal VIN, and changes with a time constant toward a voltage value that finally becomes a certain amplification degree.
Therefore, the amplified voltage VOFF ′ changes in a direction that finally settles to a certain voltage value as the voltage of the trigger signal FB from the peak hold circuit 12 changes and the amplification degree of VCA · 10 decreases.
[0013]
Returning to FIG. 5, the current amplification amplifier 11 performs impedance conversion of the amplified signal OT and outputs a signal TMP as a result of current amplification.
The capacitor 13 is a DC blocking capacitor, transmits only the AC component of the signal TMP, superimposes this AC component on the reference voltage VREF (supplied from a power supply circuit not shown), and detects the laser beam. Output as signal OUT.
However, since the amplified voltage VOFF ′ changes in an alternating manner (because it decreases with the passage of time as described above), the amplified voltage VOFF ′ passes through the direct current blocking capacitor 13.
For this reason, the detection signal OUT is output from the VCA · 10 as a signal waveform in which the amplified voltage VOFF ′ is combined with VIN ′, which is a pure amplified voltage of the voltage VIN.
[0014]
The detection amplifier circuit (VCA · 10) needs to output only the voltage VIN ′ obtained by amplifying the reflected signal voltage VIN required for tracking servo with respect to the reference voltage VREF as the detection signal OUT.
However, as shown in FIG. 7, the conventional detection amplifier circuit outputs a detection signal OUT obtained by superimposing the voltage VOFF ′ transiently amplified by the maximum amplification degree on the voltage VIN ′, as shown in FIG. There is a drawback.
[0015]
Therefore, in the conventional detection amplifier circuit, whether the change in the voltage VOUT of the detection signal OUT in each transient response is due to the numerical value of the voltage VIN due to the pit position, or the amplified voltage VOFF ′ obtained by amplifying the offset voltage VOFF. Therefore, the comparison accuracy of the reflected light of the tracking detection laser beams B and C is deteriorated, and the position control of the reading laser beam A with respect to the track of the optical disk is high at high speed. There is a problem that it cannot be done with accuracy.
Therefore, in the tracking servo circuit using the conventional detection amplifier circuit, since the comparison accuracy of the reflected light of the laser beams B and C for tracking detection is poor, the reading speed of the pit data is the track of the laser beam A for reading. There is a disadvantage that it is delayed by the time required for the position control with respect to, and the speed cannot be increased.
[0016]
The present invention has been made under such a background. By effectively removing the component of the superimposed offset voltage VOFF from the detection signal OUT, the comparison accuracy of the laser beam for tracking detection is improved, and the data The purpose is to provide a tracking servo circuit that performs high-speed tracking servo for reading.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
The servo circuit of the present invention is an optical pickup servo circuit that accurately converges laser light onto a pit of an optical disc, and a voltage that amplifies a reflected signal based on the reflected light of the laser light according to a voltage of a trigger signal. A control amplifier (VCA · 50) and a configuration similar to this voltage control amplifier, a dummy amplifier circuit (dummy circuit DM) that performs an amplification operation based on the trigger signal, an amplification voltage output from the voltage control amplifier, A differential amplifier (differential amplification amplifier 54) that outputs a differential voltage from the dummy amplification voltage output from the dummy amplifier circuit as a detection signal of the reflected light;
The servo circuit according to the present invention is characterized in that the dummy amplifier circuit is configured using a circuit of a part of the voltage control amplifier.
The servo circuit according to the present invention is characterized in that the dummy amplifier circuit includes a gain adjustment amplifier circuit that causes the dummy amplification voltage to correspond to the amplification voltage of the voltage control amplifier.
The servo circuit according to the present invention is characterized in that, when the voltage control amplifier and the dummy amplifier circuit are formed on the same semiconductor chip, both corresponding constituent elements are formed in the vicinity.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a detection amplifier circuit according to an embodiment of the present invention.
In this figure, components similar to those of the conventional example are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
The detection amplifier circuit of the present invention is provided with a dummy circuit DM and a differential amplifier circuit 54 compared to the configuration of the conventional example.
[0020]
The dummy circuit DM includes a VCA · 50 having a circuit configuration similar to that of the VCA · 10 and a current amplification amplifier 51 having a circuit configuration similar to that of the current amplification amplifier 11.
Here, in VCA · 50, the reference voltage VREF is inputted to the terminal to which the reflection signal IN is inputted to VCA · 10, and the trigger signal FB is inputted from the peak hold circuit 12 in the same manner as VCA · 10.
As a result, in the VCA · 50, the reflected signal IN is input to the VCA · 10 in the same manner as the VCA · 10, so that the buffer unit in the buffer unit according to the voltage of the trigger signal FB output from the peak hold circuit 12 The degree of amplification is determined.
[0021]
The current amplification amplifier 51 supplies the signal DTMP to the (−) terminal of the differential amplification amplifier 54 via the resistor 52.
The resistor 53 is interposed between the (−) terminal and the output terminal of the differential amplifier 54.
The resistor 55 is interposed between the output terminal of the current amplification amplifier 11 and the (+) terminal of the differential amplification amplifier 54.
The resistor 56 is interposed between the (+) terminal and a power supply circuit (VREF) (not shown).
For the (+) terminal, the voltage V of the signal TMP (the voltage obtained by adding the amplified voltage VOFF ′ and the voltage VIN ′ and amplified by the current amplification amplifier 11) and the reference voltage VREF are the resistance 55 and the resistance 56. Is divided by the ratio of the resistance values to be supplied as a signal having a voltage VP.
[0022]
Therefore, VCA.50, like VCA.10, has a maximum amplification factor of the buffer section at the time of transition from a state in which no pits are detected to a state in which pits are detected, and the internal offset voltage VOFFD. The signal DTMP, which is the amplified voltage VOFFD ′, is output via the current amplification amplifier 51.
Here, the trigger signal FB is adjusted in a timely manner by the peak hold circuit 12 based on the voltage change of the input signal VIN, and changes with a time constant toward a voltage value that finally becomes a certain amplification degree.
Therefore, the voltage VOFFD ′ decreases transiently as the voltage of the trigger signal FB from the peak hold circuit 12 changes and the amplification factor of the VCA · 50 decreases, and finally settles to a predetermined voltage value. Change.
The differential amplifier 54 is configured to divide the voltage V output from the VCA 10 through the current amplifier 11 and the voltage V OFFD of the signal DTMP output from the VCA 50 through the current amplifier 51. The difference voltage with respect to 'is taken, and the signal of the difference voltage VOUT is output as the detection signal OUT.
[0023]
Here, if the voltage VOFFD ′ of the signal DTMP shows a transition similar to the voltage VOFF ′ included in the signal TMP with respect to the trigger signal FB over time, the component of the voltage VOFF ′ to be removed from the signal TMP. The voltage value need not be the same as (the voltage VOFF ′ is also divided by the voltage V).
That is, the gain of the voltage VOFFD ′ may be adjusted by the current amplification amplifier 51 so that the voltage VOFFD ′ and the component of the voltage VOFF ′ in the voltage VP have the same voltage level, or the differential amplification amplifier 54 may be used. The gain of the voltage VOFFD ′ may be adjusted by adjusting the numerical values of the resistor 52 and the resistor 53 connected to each other.
Therefore, the dummy circuit DM can sufficiently function as a dummy even if the VCA · 50 is configured only by the buffer unit in FIG. 6 without forming the dummy circuit using all of the VCA · 10. it can.
[0024]
Next, an operation example of one embodiment will be described with reference to FIGS. 1 and 2. FIG. 2 is a waveform diagram for explaining an operation example of the detection amplifier circuit shown in FIG.
For example, at time t 0, the state transits from a state where no pit is detected to a state where a pit is detected, and the reflected signal IN is input to the input terminal of the VCA · 10.
As a result, VCA · 10 uses the current amplification amplifier 11 to obtain the amplified voltage VOFF ′ obtained by abruptly amplifying the offset voltage VOFF with the maximum amplification degree and the voltage VIN of the input signal IN, as in the conventional example. A signal OT obtained by adding the amplified voltage VIN ′ is output.
The current amplifying amplifier 11 amplifies the input signal OT and outputs a signal TMP having a voltage V.
[0025]
Here, by the time t1, the peak hold circuit 12 corresponds to the voltage value of the voltage V, and the amplification factor of VCA · 10 is from the maximum amplification factor (relative to the input voltage VIN of the reflected signal IN). The voltage value of the trigger signal FB is adjusted so that an appropriate amplification degree is obtained.
As a result, for example, at time T1, the voltage value of the trigger signal FB is adjusted, the amplification degree of VCA · 10 becomes an appropriate value, and the voltage value of the amplified voltage VOFF ′ settles at a low voltage level.
The tendency that the amplified voltage value of the offset voltage shifts to a low level that does not affect the tracking servo due to the change of the amplification degree to an appropriate value with the lapse of time is the signal DTMP output from the VCA · 50. This also applies to the voltage VOFFD ′.
[0026]
Further, at this time t0, VCA · 50, like VCA · 10, has the maximum amplification of the buffer section at the time of transition from the state in which no pits are detected to the state in which pits are detected, A signal DTMP which is a voltage VOFFD ′ obtained by transiently amplifying the internal offset voltage VOFFD is output via the current amplification amplifier 51.
The differential amplifying amplifier 54 then compares the voltage VP obtained by dividing the voltage V output from the VCA · 10 via the current amplifying amplifier 11 and the signal DTMP output from the VCA · 50 via the current amplifying amplifier 51. A difference voltage from the voltage VOFFD ′ is taken, and a signal of the voltage VOUT taking the difference is outputted as the detection signal OUT.
[0027]
As described above, in the detection amplifier circuit of the present invention, the VCA · 50 of the dummy circuit DM having the same circuit configuration as the VCA · 10 is provided, and only the voltage VOFFD ′ obtained by amplifying the offset voltage VOFFD is provided in this VCA · 50. And the component of the voltage VOFF ′ included in the voltage VP is removed or reduced by taking the difference between the voltage VOFFD ′ and the voltage VP obtained by dividing the voltage V output from the current amplifier 11. It is possible to prevent adverse effects based on the offset voltage in tracking servo control, speed up comparison of reflected light of the tracking detection laser beams B and C, and time required for position control of the reading laser A with respect to the track Is shortened, and there is an effect of increasing the reading speed of pit data.
That is, the tracking servo circuit of the present invention reduces the influence of the offset voltage by replacing the detection amplifier circuit having the configuration shown in FIG. 1 with the detection amplifier circuits 100 and 101 shown in FIG. Data can be read at high speed.
[0028]
In addition, in order to form the detection amplifier circuit of FIG. 1 on the same semiconductor chip, the adjustment of the voltage levels of the signal TMP output from the VCA · 10 and the signal DTMP output from the VCA · 50 It cannot be done after it is finished.
For this reason, when the detection amplifier circuit of FIG. 1 is formed on the same semiconductor chip, as shown in FIG. 3, in each of the structural units of VCA · 10 and VCA · 50, the corresponding MOS transistors are arranged in the vicinity. Need to be formed.
[0029]
That is, by arranging the corresponding MOS transistors in the VCA · 10 (target circuit) and the VCA · 50 (dummy circuit) as close as possible (for example, adjacent to each other), the characteristics of the corresponding MOS transistors can be reduced. The degree of variation can be made equal.
Here, “′ (dash)” is added to the reference sign for each MOS transistor of the dummy circuit corresponding to each MOS transistor of the target circuit.
By taking this measure, when the detection amplifier circuit of FIG. 1 is formed on the same semiconductor chip, it is possible to more effectively reduce the influence of the offset voltage.
[0030]
Further, in the present invention, even in an amplifier circuit for other applications, for example, an amplifier circuit used in a focus servo circuit, an offset voltage is generated due to variation in characteristics of each element such as a transistor of a component, and is amplified excessively. It can be used as a countermeasure for removing or reducing the offset voltage when an abnormal voltage is caused by a transient change.
As mentioned above, although one embodiment of the present invention has been described in detail with reference to the drawings, the specific configuration is not limited to this embodiment, and there are design changes and the like without departing from the gist of the present invention. Are also included in the present invention.
[0031]
【The invention's effect】
As described above, the detection amplifier circuit of the present invention is provided with the dummy amplifier circuit (VCA · 50) having the same circuit configuration as that of the voltage control amplifier (VCA · 10), and a dummy offset voltage ( By outputting only the amplified dummy amplified voltage (voltage VOFFD ') of the offset voltage VOFFD) and taking the difference from the voltage V output by the voltage control amplifier, the offset voltage (offset voltage) included in the voltage V is obtained. VOFF) amplified voltage (amplified voltage VOFF ') can be removed or reduced, and adverse effects based on offset voltage in tracking servo control can be prevented, and the comparison of reflected light of laser light for tracking detection can be speeded up. The time taken to control the position of the laser beam for reading with respect to the track can be shortened. This has the effect of increasing the reading speed of pit data.
As a result, the tracking servo circuit using the detection amplifier circuit of the present invention can read data from the CD-R at high speed by reducing the influence of the offset voltage.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of a detection amplifier circuit used in a tracking servo circuit that controls a pickup that reads CD-R data according to an embodiment of the present invention;
FIG. 2 is a waveform diagram showing an operation example of the detection amplifier circuit according to the embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a conceptual diagram illustrating an arrangement example of MOS transistors constituting the detection amplifier circuit when the detection amplifier circuit according to the embodiment of the present invention is formed on the same semiconductor chip.
FIG. 4 is a conceptual diagram illustrating the relationship between pits and tracks on a CD-R and illustrating control of tracking servo.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration example of a conventional detection amplifier circuit used in a tracking servo circuit that controls a pickup that reads CD-R data.
6 is a conceptual diagram of a circuit showing a configuration example of a VCA · 10 in FIGS. 1 and 5. FIG.
FIG. 7 is a waveform diagram showing an operation example of a detection amplifier circuit according to a conventional example.
[Explanation of symbols]
10, 50 VCA 11, 51 Current amplification amplifier 12 Peak hold circuit 52, 53, 55, 56 Resistor 54 Differential amplification amplifier DM Dummy circuit

Claims

In the servo circuit of the optical pickup that accurately focuses the laser beam on the pit of the optical disk,
A voltage control amplifier that amplifies the reflected signal based on the reflected light of the laser light in accordance with the voltage of the trigger signal;
A configuration similar to this voltage control amplifier, a dummy amplifier circuit that performs an amplification operation based on the trigger signal, and
A servo comprising: a differential amplifier that outputs a difference voltage between an amplified voltage output from the voltage control amplifier and a dummy amplified voltage output from the dummy amplifier circuit as a detection signal of the reflected light. circuit.

2. The servo circuit according to claim 1, wherein the dummy amplifier circuit is configured using a circuit of a part of the voltage control amplifier.

3. The servo circuit according to claim 1, wherein the dummy amplifier circuit includes a gain adjustment amplifier circuit that associates the dummy amplified voltage with the amplified voltage of the voltage control amplifier.

4. The device according to claim 1, wherein when the voltage control amplifier and the dummy amplifier circuit are formed on the same semiconductor chip, both corresponding constituent elements are formed in the vicinity. 5. Servo circuit.