JP3854998B2

JP3854998B2 - Bearingless motor, rotor position control circuit thereof, and rotor position control method

Info

Publication number: JP3854998B2
Application number: JP2003133270A
Authority: JP
Inventors: 真紹竹本; 正深尾; 明千葉
Original assignee: 財団法人理工学振興会
Priority date: 2003-05-12
Filing date: 2003-05-12
Publication date: 2006-12-06
Anticipated expiration: 2023-05-12
Also published as: JP2004336968A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、回転子を回転駆動する電動機機能と、回転子の半径方向の位置を制御する磁気軸受機能とを有するベアリングレスモータならびにその回転子位置制御回路および回転子位置制御方法に関し、特に永久磁石型ベアリングレスモータならびにその回転子位置制御回路および回転子位置制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電動機の高速化、高出力化、メンテナンスフリー化といった要求に応えるために、１つの固定子に電動機巻線および支持巻線（すなわち位置制御巻線）の２種類の巻線を備えることで、回転子を回転駆動する電動機機能と、回転子の半径方向の位置を制御する磁気軸受機能とを磁気的に一体化したベアリングレスモータが研究開発されている。ベアリングレスモータでは、回転子を回転駆動する磁界を、磁気軸受の励磁磁界として利用するので、モータの小型化が容易である。
【０００３】
一般にベアリングレスモータは、内側に回転子が、外側には固定子が、対面して設けられており、回転子と固定子との間には、非接触を保つためのギャップが設けられている。
【０００４】
永久磁石型ベアリングレスモータでは、その回転子の構造から、回転子の円周に永久磁石を貼り付けた表面貼付型（ＳＰＭ型：Surface Permanent Magnet Type）、ＳＰＭ型の極間に突極を形成したＩｎｓｅｔ型、永久磁石を回転子表面に浅く埋め込んだ埋込永久磁石型（ＳＢＰＭ型：Shallowly-Buried Permanent Magnet Type）、永久磁石を回転子表面から深く埋め込んだ埋込永久磁石型（ＤＢＰＭ型：Deeply-Buried Permanent Magnet Type、あるいは単にＩＰＭ型：Interior Permanent Magnet Typeとも称する）などに分類される（例えば、非特許文献１参照）。
【０００５】
ここで、従来例として、ｎ極電動機構造およびｎ−２極支持構造を有する埋込永久磁石型ベアリングレスモータ（以下、「ＩＰＭ型ベアリングレスモータ」と称する）のうち、４極電動機構造および２極支持構造を有するＩＰＭ型ベアリングレスモータの動作原理について説明する（例えば、非特許文献２参照）。
【０００６】
図１２は、従来例によるＩＰＭ型ベアリングレスモータの支持力の発生原理を説明する図であり、図１３は、従来例によるＩＰＭ型ベアリングレスモータのトルク磁束の発生原理を説明する図である。
【０００７】
図１２および１３に示した固定子の各巻線は、それぞれの実際の巻線に３相２相変換を行い、そして固定子座標上から回転子座標上にｄｑ座標変換を施したものである。４極の電動機巻線のｄ軸（界磁）巻線をＮ_4d、ｑ軸（トルク）巻線をＮ_4q、それぞれに対応する軸を４ｄ軸および４ｑ軸とする。また、２極の支持巻線のｄ軸巻線をＮ_2d、ｑ軸巻線をＮ_2q、それぞれに対応する軸を２ｄ軸および２ｑ軸とする。ここで、支持巻線の２ｄ軸および２ｑ軸の配置については、２ｄ軸が電動機巻線の４ｄ軸に重なるように規定する。また、座標軸ｉ、ｊは回転子上の直交座標であり、ｉ軸は支持巻線の２ｄ軸に、ｊ軸は２ｑ軸に重なるように配置される。また、回転子を参照符号１、固定子を参照符号２で示す。永久磁石３付近には空隙２１が設けられる。
【０００８】
まず、図１２を参照して、トルク無負荷時におけるｉ軸正の方向の支持力の発生原理について説明する。
【０００９】
支持巻線Ｎ_2dに電流ｉ_2dを図に示す向きに流すと、破線で示される２極の支持磁束Ψ_2dが発生する。この支持磁束Ψ_2dと４極の永久磁石が発生する界磁磁束Ψ_4mによりｉ軸正側では互いに磁束は強め合い、ｉ軸負側では弱め合う。このように磁束の強弱（磁束の不平衡）が生じることで、磁束が強め合うｉ軸正の方向に、回転子１のシャフト（図示せず）を磁気支持するのに必要な支持力Ｆ_iが発生する。このように、支持巻線Ｎ_2dに流す電流ｉ_2dを適切に制御することで回転子１の半径方向の位置を制御する。
【００１０】
次に、図１３を参照して、トルク磁束の発生原理について説明する。
【００１１】
トルク巻線Ｎ_4qにトルク電流ｉ_4qを図に示す向きに流すと、実線で示される４極のトルク磁束Ψ_4qが発生する。このように、トルク巻線Ｎ_4qに流すトルク電流ｉ_4qを適切に制御することで、回転子１を回転駆動するためのトルクを制御する。
【００１２】
【非特許文献１】
武田、外３名、「埋込磁石同期モータの設計と制御」、第１版、株式会社オーム社、２００１年１０月、ｐ．４−５
【非特許文献２】
応用面から見たリラクタンストルク応用電動機の開発動向調査専門委員会、「応用面から見たリラクタンストルク応用電動機の開発動向」、電気学会技術報告、社団法人電気学会、２００１年５月、第８３３号、ｐ．３
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
上述の４極電動機構造および２極支持構造を有するＩＰＭ型ベアリングレスモータを含むｎ極電動機構造およびｎ−２極支持構造を有するＩＰＭ型ベアリングレスモータでは、図１２に示すように、支持磁束は、真空と同じ透磁率を有する磁気抵抗の大きな永久磁石３を貫く。このため、支持巻線の起磁力に対して有効に支持磁束を発生することができず、支持力も有効に出力することができない。すなわち、支持磁束の磁路上に永久磁石が存在することが原因で、支持磁束を有効に発生することができないという問題がある。
【００１４】
永久磁石の厚みを増加させることで界磁磁束を強くすることは可能である。しかし、永久磁石の厚みの増加に伴い磁石の磁気抵抗が大きくなるので、支持磁束が界磁磁束の増加以上に減少し、結果として支持力は逆に小さくなる。この結果、従来のｎ極電動機構造およびｎ−２極支持構造を有するＩＰＭ型ベアリングレスモータでは、厚さの薄い永久磁石しか使用できないため、永久磁石の不可逆減磁が生じやすい。そして、支持力だけでなく出力できるトルクも小さくなってしまう。
【００１５】
特に、ベアリングレスモータの非接触、無潤滑、メンテナンスフリー、小型化といった特長を最大限に利用するキャンドポンプや人工心臓といった用途では、ベアリングレスモータは、回転中に流体がギャップへ流れ込むことができるように幅広いギャップ長を有するので、もともと支持磁束が発生しづらく、支持力も出力しづらい。したがって、このような用途では、上記問題を解決することが特に重要である。
【００１６】
一方、トルク磁束に関しては、図１３に示すように、電動機トルク巻線Ｎ_4qにトルク電流ｉ_4qが流れることによって発生するトルク磁束Ψ_4qも永久磁石３を貫かないので、支持磁束だけでなくトルク磁束も非常に発生しやすい。すなわち、幅広いギャップ長を有するＩＰＭ型ベアリングレスモータでは特に問題はないが、研削スピンドルやターボ分子ポンプでの用途のように一般的なギャップ長を有するようなＩＰＭ型ベアリングレスモータでは大きなトルク磁束が発生することになり、この大きなトルク磁束によってもたらされる磁気飽和の影響によって支持磁束が減少してしまう。このような支持磁束の減少は支持力の減少につながる。このように、ベアリングレスモータにおける磁気飽和の発生は、回転子の位置制御を困難なものにするという問題をもたらす。このように、トルク磁束に起因する磁気飽和は、支持磁束の線形性の維持を困難にするという問題がある。
【００１７】
従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、回転子と固定子との間に所定のギャップ長を有するベアリングレスモータにおいて、磁気的な線形性を維持するとともに回転子を磁気支持する支持力を効率よく発生できるベアリングレスモータならびにその回転子位置制御回路および回転子位置制御方法を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を実現するために、本発明においては、各磁束の磁路に関して次の３つの条件に従うように永久磁石を回転子上に配置する。
【００１９】
まず第１の条件として、支持磁束を有効に発生させるために、支持磁束の磁路上には永久磁石を配置しない。
【００２０】
次に第２の条件として、トルク磁束に起因する磁気飽和を発生させないために、トルク磁束の磁路上に厚い永久磁石を配置し、トルク磁束を遮断する。
【００２１】
そして第３の条件として、支持磁束の磁路上の線形性を常に確保するために、トルク磁束および支持磁束の各磁路を分離する。
【００２２】
一般に永久磁石型モータでは、永久磁石がトルクの発生に一番貢献するので、例えば図１２および１３に示した従来のＩＰＭ型ベアリングレスモータの場合もそうであったように、回転子の周縁のほぼ全体にわたって永久磁石を配置していた。しかし、本発明によるベアリングレスモータでは、永久磁石を、磁極を特定の向きにして特定の位置に配置することで、上記３つの条件を満足するベアリングレスモータを実現する。
【００２３】
すなわち、本発明においては、回転子と固定子とがギャップを介して対面するベアリングレスモータは、周縁に突極が周設される回転子の突極間に、磁極の極性の向きがこの回転子の半径方向に向かって互いに逆向きになるように、かつ、回転方向に沿って隣接するように設置される永久磁石の組を備える。
【００２４】
また、本発明によるベアリングレスモータの回転子位置制御回路は、固定子に設けられた界磁巻線に流すべき正の界磁電流を制御する電流制御回路を備えてなる。これにより、界磁巻線に正の界磁電流を流すことによって生じるバイアス磁束を、固定子に設けられた支持巻線に電流が流れることによって生じる平衡の支持磁束に重畳させることで磁束の不平衡を発生させ、回転子を磁気支持するための支持力を生成する。
【００２５】
本発明によれば、回転子と固定子との間に所定のギャップ長を有するベアリングレスモータにおいて、磁気的な線形性を維持するとともに回転子を磁気支持する支持力を効率よく発生することができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
本発明の実施例として、４極電動機構造および２極支持構造を有するベアリングレスモータについて説明する。なお、本発明によるベアリングレスモータは、ｎ極電動機構造およびｎ±２極支持構造を有するものとして実現することができる。
【００２７】
図１は、本発明の実施例によるベアリングレスモータの回転子構造を示す、回転子の回転軸に直交する断面図である。
【００２８】
図１に示すように、本実施例による４極電動機構造および２極支持構造を有するベアリングレスモータにおける回転子１は、周縁に４個の突極３１、３２、３３および３４が周設される。参照符号１１は回転子１のシャフトを示す。
【００２９】
各突極間には、それぞれ２個ずつ永久磁石３が配置される。各突極間におけるこれら２個の永久磁石３は、磁極の極性の向きがこの回転子１の半径方向に向かって互いに逆向きになるように、かつ、回転方向に沿って隣接するように設置される。本実施例では、回転子１の回転軸に直交する永久磁石断面は、回転子の外周に沿う弧を有する扇形状である。
【００３０】
本実施例では、回転子１の円周方向に永久磁石３がずれてしまうことを防ぐため、隣接する永久磁石間はケイ素鋼板などの磁性体で構成され、各永久磁石が固定される。また、回転子１が回転することにより生じる遠心力により各永久磁石３が半径方向外向きに飛散することを防ぐため、回転子１の各突極間に永久磁石３を固定するための磁性体からなる固定部材５を、回転子１の外周に設ける。なお、代替例として、回転子１に穴構造を設けて、その穴構造に永久磁石を挿嵌して固定する構造にすれば、上述の隣接する永久磁石３間の円周方向の固定、および、半径方向の固定を同時に実現することも可能である。
【００３１】
図２は、本発明の実施例によるベアリングレスモータの回転子構造および巻線配置を説明する、回転子の回転軸に直交する断面図である。
【００３２】
図２に示す固定子の各巻線は、３相ベアリングレスモータにおいて、それぞれの実際の巻線に３相２相変換を行い、そして固定子座標上から回転子座標上にｄｑ座標変換を施したものである。なお、実際の固定子巻線構造では、例えば２４スロットなど３６スロットなどを有する固定子の各スロットに各巻線が格納されたものであるが、本明細書では、理解を容易にするために、図２のようなｄｑ座標平面上で説明する。４極の電動機巻線のｄ軸（界磁）巻線をＮ_4d、ｑ軸（トルク）巻線をＮ_4q、それぞれに対応する軸を４ｄ軸および４ｑ軸とする。また、２極の支持巻線のｄ軸巻線をＮ_2d、ｑ軸巻線をＮ_2q、それぞれに対応する軸を２ｄ軸および２ｑ軸とする。ここで、支持巻線の２ｄ軸および２ｑ軸を、２ｄ軸が電動機巻線の４ｄ軸に重なるように設定する。また、座標軸ｉ、ｊは回転子上の直交座標であり、ｉ軸は支持巻線の２ｄ軸に、ｊ軸は２ｑ軸に重なるように配置される。また、回転子を参照符号１、固定子を参照符号２、４極の突極を参照符号３１、３２、３３および３４で示す。これらは、図４についても同様である。
【００３３】
図２に示すように、突極間に存在する４つの凹部には、それぞれ２つずつ永久磁石３が配置される。突極間に存在する各凹部におけるこれら２個の永久磁石３は、磁極の極性の向きがこの回転子１の半径方向に向かって互いに逆向きになるように、かつ、回転方向に沿って隣接するように設置される。このように永久磁石３を配置することで、永久磁石３が発生する磁束Ψ_4mは、図２の実線のように、隣接する２つの永久磁石３を通るように磁路を形成する。ベアリングレスモータ全体としては４極の磁場を形成する。本発明によるベアリングレスモータでは、ｎ極電動機構造およびｎ±２極支持構造を有する場合、ｎ極の磁場が形成される。
【００３４】
図３は、本発明の実施例によるベアリングレスモータにおいて永久磁石が発生する磁界の二次元有限要素磁場解析によるシミュレーション結果を例示する図である。
【００３５】
この図３では、回転子１の回転軸に直交する断面図に、永久磁石３による磁束Ψ_4mの磁束分布が示されており、固定子巻線電流をゼロとしたときの永久磁石３による磁路が点線で示されている。なお、図中、スロットは参照符号Ｓで示されており、このスロットに各巻線が格納される。
【００３６】
図３から、永久磁石から回転子の突極３１および３２を通って漏れる漏れ磁束は非常に少なく、また磁束Ψ_4mは、図２を参照して説明したように、隣接する２つの永久磁石３だけを通るように閉磁路を形成することが確認できる。
【００３７】
このように、本実施例のベアリングレスモータは、一般的な永久磁石モータとは異なり、界磁巻線のｄ軸インダクタンスＬ_4d＞トルク巻線のｑ軸インダクタンスＬ_4qという正の突極性を有し、永久磁石モータとして考えた場合の４ｄ軸および４ｑ軸と、シンクロナスリラクタンスモータとして考えた場合の４ｄ軸および４ｑ軸とが一致する。
【００３８】
そして、４ｑ軸（トルク）巻線Ｎ_4qに流れる電流ｉ_4qによって発生するトルク磁束Ψ_4q（図２中、点線部分参照）による磁気飽和を生じさせないために、トルク磁束の磁路上に厚い永久磁石３を配置し、トルク磁束を遮断もしくは低減する構造となっていることも確認できる。
【００３９】
次に、本発明の実施例によるベアリングレスモータの支持力の発生原理について説明する。
【００４０】
図４は、本発明の実施例によるベアリングレスモータの支持力の発生原理を説明する、回転子の回転軸に直交する断面図である。
【００４１】
図１２および１３を参照して既に説明したように、一般の永久磁石型ベアリングレスモータでは、永久磁石３によって発生する磁束Ψ_4mをバイアス磁束とし、支持磁束Ψ_2dに重ね合わせることで、能動的に磁束の不均衡を生じさせて支持力Ｆ_iを発生させていた。
【００４２】
しかし本実施例では、図２および３を参照して既に説明したように、永久磁石３によって発生する磁束Ψ_4mは、回転子１の突極３１、３２、３３および３４を通らないので、従来のようにバイアス磁束として磁束Ψ_4mを利用することはできない。
【００４３】
そこで本実施例では、界磁巻線Ｎ_4dに正の界磁電流ｉ_4dを流すことによって発生する磁束Ψ_4dを、従来例における永久磁石によって発生する磁束Ψ_4mに代えて、バイアス磁束として利用する。
【００４４】
図４に示すように、支持巻線Ｎ_2dに電流ｉ_2dを流すと、支持磁束Ψ_2dが回転子１の突極３１および３３を通る２極の磁路形状で発生する。図４からわかるように、本実施例によるベアリングレスモータでは、支持磁束Ψ_2dの磁路上に永久磁石３が存在しないため、支持巻線Ｎ_2dの起磁力に対して支持磁束Ψ_2dを有効に発生することができる。
【００４５】
例えば、図４に示す向き（これを「正の向き」とする）に支持巻線Ｎ_2dに電流ｉ_2dを流す場合、界磁巻線Ｎ_4dに正の界磁電流ｉ_4dを流すと、突極３１のギャップ付近では磁束Ψ_4dと磁束Ψ_2dとが同じ向きで強め合うのに対し、突極３３のギャップ付近では磁束Ψ_4dと磁束Ψ_2dとが逆向きなので弱め合う。したがって、回転子１にはｉ軸正方向に支持力Ｆ_iが作用することになる。
【００４６】
一方、支持巻線Ｎ_2dに負の向きに電流ｉ_2dを流す場合、界磁巻線Ｎ_4dに正の界磁電流ｉ_4dを流すと、突極３１のギャップ付近では磁束Ψ_4dと磁束Ψ_2dとが逆向きで弱め合うのに対し、突極３３のギャップ付近では磁束Ψ_4dと磁束Ψ_2dとが同じ向きなので強め合う。したがって、回転子１にはｉ軸負方向に支持力Ｆ_iが作用することになる。
【００４７】
同様に、ｊ軸正方向もしくは負方向に支持力Ｆ_iを発生させるためには、支持巻線Ｎ_2q（図４では図示せず）に、電流ｉ_2qを正負いずれかの方向に流せばよい。
【００４８】
本実施例によるベアリングレスモータの回転子位置制御回路では、界磁巻線Ｎ_4dに正の界磁電流ｉ_4dを流すとともに、支持巻線Ｎ_2dおよびＮ_2qに流す電流ｉ_2dおよびｉ_2qの大きさおよび向きを適切に制御することで、回転子１を磁気支持する支持力Ｆ_iを所望の向きに発生させ、回転子１の半径方向の位置を制御する。
【００４９】
ここで、本発明の実施例によるベアリングレスモータの特性について説明する。
【００５０】
図５は、本発明の実施例によるベアリングレスモータにおける界磁電流とトルクおよび支持力との関係を示す図であり、（ａ）は、界磁電流とトルクとの関係を示し、（ｂ）は、界磁電流と支持力との関係を示す。
【００５１】
この図は、本発明の実施例によるベアリングレスモータと、図１２の従来の一般的な逆突極性を有する永久磁石モータと、のトルク特性および支持力特性に関する二次元有限要素磁場解析のシミュレーション結果を示している。シミュレーションでは、電動機電流を一定とし、界磁電流ｉ_4dを変化させたときのトルクＴおよび支持力Ｆ_iの変化を計算した。ここで、電動機電流の大きさは、界磁電流ｉ_4dとトルク電流ｉ_4qとをベクトル合成することによって得られる。すなわち、電動機電流は、界磁電流ｉ_4dの２乗とトルク電流ｉ_4qの２乗との和の平方根となる。また、支持力特性の解析では、支持電流ｉ_2qおよびトルク電流ｉ_4qをともに０アンペアとし、支持電流ｉ_2dを一定の定格値とした。
【００５２】
従来の逆突極性を有するＩＰＭ型ベアリングレスモータは、負の界磁電流ｉ_4dを流す弱め界磁制御を行うと、図５（ａ）に示すように正のリラクタンストルクを発生し、トルク特性は向上する。しかし、負の界磁電流ｉ_4dは負の界磁磁束を発生するため、図５（ｂ）に示すように支持力Ｆ_iは減少し、支持力特性は悪化する。すなわち、逆突極性を有するＩＰＭ型ベアリングレスモータには、界磁電流ｉ_4dに対してトルクと支持力との間にトレードオフの関係がある。
【００５３】
これに対し、本発明の実施例によるベアリングレスモータは、図４を参照して既に説明したように、支持力Ｆｉを発生するためには正の界磁電流ｉ_4dを必要とする。回転子が、界磁巻線のｄ軸インダクタンスＬ_4d＞トルク巻線のｑ軸インダクタンスＬ_4qという正の突極性を有することから、図５（ａ）に示すように正のリラクタンストルクを発生し、トルク特性が向上する。また同時に図５（ｂ）に示すように支持力Ｆ_iは増加する。すなわち、本発明の実施例によるベアリングレスモータには、界磁電流ｉ_4dに対してトルクと支持力との間にトレードオフの関係にないことがわかる。
【００５４】
このように、本発明の実施例によるベアリングレスモータは、従来のＩＰＭ型ベアリングレスモータと異なり、正の電動機界磁電流を、トルク特性の向上および支持力特性の向上に有効に利用できる構造であるといえる。この構造により、従来のＩＰＭ型ベアリングレスモータでは困難であった積極的な界磁電流制御を行うことが可能となり、電動機効率が向上する。
【００５５】
図６は、本発明の実施例によるベアリングレスモータにおける界磁電流と磁束密度との関係を示す図である。
【００５６】
図６では、図３に示した点ａ、ｂ、ｃ、ｄおよびｅの５点における磁束密度Ｂ_a、Ｂ_b、Ｂ_c、Ｂ_dおよびＢ_eのトルク電流ｉ_4qに対する変化を、二次元有限要素磁場解析のシミュレーション結果を示している。なお、磁束密度Ｂ_bとＢ_cとの平均値をＢ_bcとする。シミュレーションでは、界磁電流ｉ_4dを一定とし、電流ｉ_2d、ｉ_2qを０アンペア一定とした。
【００５７】
図３のトルク磁束Ψ_4qの磁路上にある点ｄの磁束密度Ｂ_dは、トルク電流ｉ_4qの増加と共に増加しているが、永久磁石３の磁束Ψ_4mによってもともと磁気飽和が発生している上に、永久磁石３によってトルク磁束Ψ_4qは遮断されているため、その増加は緩やかである。
【００５８】
一方、支持磁束Ψ_2dの磁路上にある点ｂの磁束密度Ｂ_bはトルク電流ｉ_4qの増加と共に増加しているが、点ｃの磁束密度Ｂ_cは逆に減少しているので、２点ｂおよびｃの磁束密度の平均値であるＢ_bcは、トルク電流ｉ_4qの増加に対して線形領域内で一定値を維持している。このことから、支持磁束の磁路上で最も磁気飽和が発生しやすい回転子突極や固定子歯部の線形性が、トルク電流ｉ_4qに対して確保できていることがわかる。磁束密度が一定値ということは、トルク磁束Ψ_4qを変化させても界磁電流ｉ_4dによる界磁磁束Ψ_4dが一定値であることを意味するので、界磁磁束Ψ_4dとトルク磁束Ψ_4qとが重なり合う固定子ヨーク部など界磁磁束Ψ_4dの磁路全体で線形性が確保できていることがわかる。したがって、図４に示すように、支持磁束Ψ_2dと界磁磁束Ψ_4dは同じ磁路を共有することから、支持磁束の磁路全体でもトルク電流ｉ_4qに対して線形性が確保できている。すなわち、トルク磁束Ψ_4qおよび支持磁束Ψ_2dの各磁路が分離できている。
【００５９】
以上説明したように、本発明の実施例によれば、回転子と固定子とがギャップを介して対面するベアリングレスモータにおいて、支持磁束を有効に発生し、トルク磁束に起因する磁気飽和は発生せず、さらには支持磁束の磁路上の線形性が常に確保される。したがって、回転子を磁気支持する支持力を効率よく発生することができる。
【００６０】
また、本発明の実施例によるベアリングレスモータは、従来のＩＰＭ型ベアリングレスモータと異なり、正の電動機界磁電流を、トルク特性の向上および支持力特性の向上に有効に利用できる構造であるので、従来のＩＰＭ型ベアリングレスモータでは困難であった積極的な界磁電流制御を行うことが可能となり、電動機効率が向上する。
【００６１】
なお、上述の本発明の実施例では、回転子の回転軸に直交する永久磁石断面が、回転子の外周に沿う弧を有する扇形状であったが、その他の形状であってもよく、例えば方形状、多角形状、円形状、楕円形状などでもよい。ここではその一例を示す。
【００６２】
図７は、本発明の実施例によるベアリングレスモータの、回転子の回転軸に直交する永久磁石断面の形状の変形例を例示する断面図である。
【００６３】
本変形例では、回転子１の回転軸に直交する永久磁石断面を長方形とする。市販されている永久磁石の断面の形状は、長方形などの方形状のものが多い。方形状は、既に説明した扇形状の永久磁石に比べれば漏れ磁束の点で若干特性が劣るものの実用上それほど影響はないので、ベアリングレスモータの用途などを考慮して断面が方形状の永久磁石３を適宜利用すれば、製造コストをさらに抑えることも可能である。方形状の例としては、図７に示した長方形の他に、例えば正方形、台形などがある。
【００６４】
上述の本発明の実施例では、隣接する永久磁石間は、ケイ素鋼板などの磁性体で構成されるが、これ以外の構造を有してもよい。ここではその一例を示す。
【００６５】
図８は、本発明の実施例によるベアリングレスモータにおける、隣接する永久磁石間における構造の変形例を示す、回転子の回転軸に直交する断面図である。
【００６６】
本変形例では、隣接して設置された永久磁石３の間に、空隙２１を備える。図７では、永久磁石断面の形状を長方形としているが、図８（ａ）もしくは（ｂ）に示すように、これら隣接する永久磁石３の間に空隙２１を設ける。永久磁石断面がどのような形状であっても、空隙を設けることは可能である。空隙２１を設けることで、トルク磁束の遮断効果および漏れ磁束の低減効果が向上する。なお、図８（ａ）および（ｂ）に示した空隙の形状は一例であって、その他の形状であってもよい。
【００６７】
また、上述の本発明の実施例では、隣接する永久磁石間はケイ素鋼板などの磁性体で構成されるとともに、回転子１の各突極間に永久磁石３を固定するための固定部材を、回転子の外周に設けた構造を有しているが、これ以外の構造を有してもよい。ここではその一例を示す。
【００６８】
図９は、本発明の実施例によるベアリングレスモータにおける、永久磁石を回転子に固定する構造の変形例を示す、回転子の回転軸に直交する断面図である。
【００６９】
図９（ａ）では、隣接する永久磁石間を非磁性体２２で構成するとともに、固定子の各突極間に永久磁石３を固定するために回転子１の外周に設けられる固定部材についても非磁性体２２で構成する。
【００７０】
図９（ｂ）では、隣接する永久磁石間は空隙を設けるとともに、回転子１の各突極間に永久磁石３を固定するために回転子１の外周に設けられる固定部材については非磁性体２２で構成する。ここでは、非磁性体からなる固定部材は、永久磁石の弧に接する部分のみ設けられる。
【００７１】
図９（ｃ）では、上述の図９（ｂ）の場合と同様に、隣接する永久磁石間は空隙を設けるとともに、回転子１の各突極間に永久磁石を固定するために回転子１の外周に設けられる固定部材については非磁性体２２で構成する。ただし、非磁性体からなる固定部材は、回転子１の外周全周にわたって設けられる。
【００７２】
図１０は、本発明の実施例によるベアリングレスモータの回転子に配置される永久磁石の変形例を示す、回転子の回転軸に直交する断面図である。
【００７３】
永久磁石の形状のさらなる変形として、永久磁石３それぞれが、磁極の極性の向きが半径方向に向かって同じ向きになるように外周に沿って隣接して設置された永久磁石片４の集合からなる。すなわち、上述の図１に示された永久磁石を半径方向に沿って分割したような構造である。
【００７４】
例えば、市販の永久磁石を利用して本発明によるベアリングレスモータを実現しようとするときに、実現すべきベアリングレスモータが市販の永久磁石よりも大き過ぎるような場合は、これら永久磁石を永久磁石片４として、磁極の極性の向きが半径方向に向かって同じ向きになるように外周に沿って隣接して設置することで、上述の図１に示された単体の永久磁石の場合と同様の効果を得ることができる。
【００７５】
なお、上述の図７〜９を参照して説明した各変形例を図１０の変形例に適宜組み合わせて実現してもよい。
【００７６】
以上、本発明の実施例として、４極電動機構造および２極支持構造を有するベアリングレスモータについて説明したが、本発明によるベアリングレスモータは、ｎ極電動機構造およびｎ±２極支持構造を有するものとして実現することができる。ここでは一例として、６極電動機構造および４極支持構造を有するベアリングレスモータの回転子および固定子の構造について簡単に説明する。
【００７７】
図１１は、本発明を６極電動機構造および４極支持構造を有するベアリングレスモータに適用した場合の回転子構造および巻線配置を説明する、回転子の回転軸に直交する断面図である。
【００７８】
図１１に示す固定子の各巻線は、上述の実施例と同様に、３相ベアリングレスモータにおいて、それぞれの巻線に３相２相変換を行い、そして固定子座標上から回転子座標上にｄｑ座標変換を施したものである。
【００７９】
本発明を６極電動機構造および４極支持構造を有するベアリングレスモータに適用した場合、回転子１は、周縁に６個の突極３１、３２、３３、３４、３５および３６を有する。
【００８０】
各突極間には、それぞれ２つずつ永久磁石３が配置される。各突極間におけるこれら２個の永久磁石３は、磁極の極性の向きがこの回転子１の半径方向に向かって互いに逆向きになるように、かつ、回転方向に沿って隣接するように設置される。本実施例では、回転子の回転軸に直交する永久磁石断面は、回転子１の外周に沿う弧を有する扇形状である。ベアリングレスモータ全体としては６極の磁場が形成される。
【００８１】
６極の電動機巻線のｄ軸（界磁）巻線をＮ_6d、ｑ軸（トルク）巻線をＮ_6q、それぞれに対応する軸を６ｄ軸および６ｑ軸とする。また、４極の支持巻線のｄ軸巻線をＮ_4d、ｑ軸巻線をＮ_4q、それぞれに対応する軸を４ｄ軸および４ｑ軸とする。ここで、支持巻線の４ｄ軸および４ｑ軸を、４ｄ軸が電動機巻線の６ｄ軸に重なるように設定する。また、座標軸ｉ、ｊは回転子上の直交座標であり、ｉ軸は支持巻線の４ｄ軸に重なるように配置される。
【００８２】
なお、上述の図７〜１０を参照して説明した各変形例を、図１１に示した６極電動機構造および４極支持構造を有するベアリングレスモータに適宜組み合わせて実現してもよい。
【００８３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、回転子と固定子とがギャップを介して対面するベアリングレスモータにおいて、支持磁束を有効に発生し、トルク磁束に起因する磁気飽和は発生せず、さらには支持磁束の磁路上の線形性が常に確保される。したがって、回転子を磁気支持する支持力を効率よく発生することができる。
【００８４】
また、本発明によるベアリングレスモータは、従来のＩＰＭ型ベアリングレスモータと異なり、正の突極性を有する。したがって、正の電動機界磁電流を、トルク特性の向上および支持力特性の向上に有効に利用できる構造であるので、従来のＩＰＭ型ベアリングレスモータでは困難であった積極的な界磁電流制御を行うことが可能となり、電動機効率が向上する。
【００８５】
本発明によるベアリングレスモータの具体的な適用例としては、遠心分離機、スピンドルドライブ、光ディスク、磁気ディスク、ハードディスクドライブ、フライホイール、ターボ分子ポンプ、コンプレッサ、ブロワ、ファン、ポンプ、キャンドポンプ、浄水用遠心ポンプ、埋込形人工心臓、危険ガス移送機、粉化機、半導体製造装置、回転ステージ、揺動ステージ、多段発電機、および、人工衛星などの真空中で使用するモータドライブなどがある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例によるベアリングレスモータの回転子構造を示す、回転子の回転軸に直交する断面図である。
【図２】本発明の実施例によるベアリングレスモータの回転子構造および巻線配置を説明する、回転子の回転軸に直交する断面図である。
【図３】本発明の実施例によるベアリングレスモータにおいて永久磁石が発生する磁界の二次元有限要素磁場解析によるシミュレーション結果を例示する図である。
【図４】本発明の実施例によるベアリングレスモータの支持力の発生原理を説明する、回転子の回転軸に直交する断面図である。
【図５】本発明の実施例によるベアリングレスモータにおける界磁電流とトルクおよび支持力との関係を示す図であり、（ａ）は、界磁電流とトルクとの関係を示し、（ｂ）は、界磁電流と支持力との関係を示す。
【図６】本発明の実施例によるベアリングレスモータにおける界磁電流と磁束密度との関係を示す図である。
【図７】本発明の実施例によるベアリングレスモータの、回転子の回転軸に直交する永久磁石断面の形状の変形例を例示する断面図である。
【図８】本発明の実施例によるベアリングレスモータにおける、隣接する永久磁石間における構造の変形例を示す、回転子の回転軸に直交する断面図である。
【図９】本発明の実施例によるベアリングレスモータにおける、永久磁石を回転子に固定する構造の変形例を示す、回転子の回転軸に直交する断面図である。
【図１０】本発明の実施例によるベアリングレスモータの固定子に配置される永久磁石の変形例を示す、回転子の回転軸に直交する断面図である。
【図１１】本発明を６極電動機構造および４極支持構造を有するベアリングレスモータに適用した場合の回転子構造および巻線配置を説明する、回転子の回転軸に直交する断面図である。
【図１２】従来例によるＩＰＭ型ベアリングレスモータの支持力の発生原理を説明する図である。
【図１３】従来例によるＩＰＭ型ベアリングレスモータのトルク磁束の発生原理を説明する図である。
【符号の説明】
１…回転子
２…固定子
３…永久磁石
４…永久磁石片
１１…回転子シャフト
２１…空隙
２２…非磁性体
３１、３２、３３、３４、３５、３６…突極[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a bearingless motor having an electric motor function for rotationally driving a rotor and a magnetic bearing function for controlling a radial position of the rotor, and a rotor position control circuit and a rotor position control method thereof. The present invention relates to a magnet type bearingless motor, a rotor position control circuit thereof, and a rotor position control method.
[0002]
[Prior art]
In order to meet the demands for higher speed, higher output, and maintenance-free motors, a single stator is equipped with two types of windings: motor windings and support windings (ie, position control windings). Research and development has been conducted on a bearingless motor in which an electric motor function for rotationally driving a rotor and a magnetic bearing function for controlling a radial position of the rotor are magnetically integrated. In a bearingless motor, the magnetic field for rotationally driving the rotor is used as the exciting magnetic field of the magnetic bearing, so that the motor can be easily downsized.
[0003]
Generally, a bearingless motor is provided with a rotor on the inside and a stator on the outside so as to face each other, and a gap for maintaining non-contact is provided between the rotor and the stator. .
[0004]
Permanent magnet type bearingless motors have a salient pole between SPM type poles (SPM type: Surface Permanent Magnet Type) and permanent magnets attached to the circumference of the rotor. Insert type, embedded permanent magnet type (SBPM type) in which a permanent magnet is embedded shallowly on the rotor surface, embedded permanent magnet type (DBPM type: in which a permanent magnet is embedded deeply from the rotor surface) Deeply-Buried Permanent Magnet Type, or simply IPM type (also referred to as Interior Permanent Magnet Type), etc. (see Non-Patent Document 1, for example).
[0005]
Here, as a conventional example, among a permanent magnet type bearingless motor (hereinafter referred to as “IPM type bearingless motor”) having an n-pole motor structure and an n-2 pole support structure, a 4-pole motor structure and 2 The operation principle of an IPM type bearingless motor having a pole support structure will be described (for example, see Non-Patent Document 2).
[0006]
FIG. 12 is a diagram for explaining the generation principle of the supporting force of the IPM type bearingless motor according to the conventional example, and FIG. 13 is a diagram for explaining the principle of generation of torque magnetic flux of the IPM type bearingless motor according to the conventional example.
[0007]
Each of the stator windings shown in FIGS. 12 and 13 is obtained by performing a three-phase to two-phase transformation on each actual winding and performing a dq coordinate transformation from the stator coordinates to the rotor coordinates. The d-axis (field) winding of the 4-pole motor winding is N _4d Q-axis (torque) winding N _4q The axes corresponding to each of them are defined as a 4d axis and a 4q axis. Also, the d-axis winding of the two-pole support winding is N _2d Q-axis winding is N _2q , The axes corresponding to the 2d axis and 2q axis, respectively. Here, the arrangement of the 2d axis and the 2q axis of the support winding is defined so that the 2d axis overlaps the 4d axis of the motor winding. The coordinate axes i and j are orthogonal coordinates on the rotor, and the i axis is arranged to overlap the 2d axis of the support winding, and the j axis is overlapped to the 2q axis. Further, the rotor is indicated by reference numeral 1 and the stator is indicated by reference numeral 2. A gap 21 is provided in the vicinity of the permanent magnet 3.
[0008]
First, with reference to FIG. 12, the generation principle of the supporting force in the i-axis positive direction when no torque is applied will be described.
[0009]
Support winding N _2d Current i _2d When flowing in the direction shown in the figure, the two-pole support magnetic flux Ψ shown by the broken line _2d Occurs. This supporting magnetic flux Ψ _2d And field flux Ψ generated by a 4-pole permanent magnet _4m Thus, the magnetic fluxes strengthen each other on the i-axis positive side and weaken on the i-axis negative side. Thus, the strength F of the magnetic flux (unbalanced magnetic flux) is generated, so that the supporting force F necessary to magnetically support the shaft (not shown) of the rotor 1 in the positive i-axis direction in which the magnetic flux strengthens. _i Occurs. Thus, the support winding N _2d Current i _2d The position of the rotor 1 in the radial direction is controlled by appropriately controlling.
[0010]
Next, the principle of torque magnetic flux generation will be described with reference to FIG.
[0011]
Torque winding N _4q Torque current i _4q Is flowed in the direction shown in the figure, the four-pole torque flux Ψ shown by the solid line _4q Occurs. Thus, the torque winding N _4q Torque current i flowing through _4q By appropriately controlling the torque, the torque for rotationally driving the rotor 1 is controlled.
[0012]
[Non-Patent Document 1]
Takeda, et al., “Design and Control of Embedded Magnet Synchronous Motor”, First Edition, Ohm Co., Ltd., October 2001, p. 4-5
[Non-Patent Document 2]
Research Committee on Development Trends of Reluctance Torque Applied Motors from an Application Aspect, “Development Trends of Reluctance Torque Application Motors from an Application Aspect”, IEEJ Technical Report, The Institute of Electrical Engineers of Japan, May 2001, No. 833 , P. 3
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
In the n-pole motor structure including the IPM type bearingless motor having the 4-pole motor structure and the 2-pole support structure described above and the IPM type bearingless motor having the n-2 pole support structure, as shown in FIG. The permanent magnet 3 having a large magnetic resistance having the same magnetic permeability as that of the vacuum is passed through. For this reason, a support magnetic flux cannot be generated effectively with respect to the magnetomotive force of the support winding, and the support force cannot be output effectively. That is, there is a problem that the support magnetic flux cannot be generated effectively due to the presence of the permanent magnet on the magnetic path of the support magnetic flux.
[0014]
It is possible to increase the field magnetic flux by increasing the thickness of the permanent magnet. However, since the magnetic resistance of the magnet increases as the thickness of the permanent magnet increases, the support magnetic flux decreases more than the increase of the field magnetic flux, and as a result, the support force decreases conversely. As a result, in the IPM type bearingless motor having the conventional n-pole motor structure and the n-2 pole support structure, only a thin permanent magnet can be used, so that irreversible demagnetization of the permanent magnet is likely to occur. Further, not only the supporting force but also the torque that can be output is reduced.
[0015]
Especially in applications such as canned pumps and artificial hearts that make full use of the non-contact, non-lubricated, maintenance-free, and miniaturization features of bearingless motors, bearingless motors allow fluid to flow into the gap during rotation. Since it has a wide gap length, it is difficult to generate a support magnetic flux and output a support force. Therefore, in such applications, it is particularly important to solve the above problems.
[0016]
On the other hand, regarding the torque magnetic flux, as shown in FIG. _4q Torque current i _4q Torque flux Ψ generated by the flow of _4q However, since the permanent magnet 3 is not penetrated, not only the support magnetic flux but also the torque magnetic flux is very easily generated. That is, there is no particular problem with an IPM type bearingless motor having a wide gap length, but a large torque magnetic flux is generated with an IPM type bearingless motor having a general gap length as used in a grinding spindle or a turbo molecular pump. As a result, the supporting magnetic flux is reduced by the influence of magnetic saturation caused by the large torque magnetic flux. Such a decrease in the support magnetic flux leads to a decrease in the support force. As described above, the occurrence of magnetic saturation in the bearingless motor causes a problem that the position control of the rotor becomes difficult. Thus, the magnetic saturation caused by the torque magnetic flux has a problem that it is difficult to maintain the linearity of the support magnetic flux.
[0017]
Therefore, in view of the above problems, an object of the present invention is to provide a bearingless motor having a predetermined gap length between the rotor and the stator, while maintaining a magnetic linearity and supporting force for magnetically supporting the rotor. It is an object of the present invention to provide a bearingless motor that can be generated efficiently, a rotor position control circuit thereof, and a rotor position control method.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, in the present invention, a permanent magnet is arranged on the rotor so as to comply with the following three conditions regarding the magnetic path of each magnetic flux.
[0019]
First, as a first condition, no permanent magnet is disposed on the magnetic path of the support magnetic flux in order to effectively generate the support magnetic flux.
[0020]
Next, as a second condition, in order not to generate magnetic saturation caused by the torque magnetic flux, a thick permanent magnet is arranged on the magnetic path of the torque magnetic flux to block the torque magnetic flux.
[0021]
And as a 3rd condition, in order to always ensure the linearity on the magnetic path of support magnetic flux, each magnetic path of torque magnetic flux and support magnetic flux is separated.
[0022]
Generally, in a permanent magnet type motor, the permanent magnet contributes most to the generation of torque. For example, as in the case of the conventional IPM type bearingless motor shown in FIGS. Permanent magnets were arranged almost throughout. However, in the bearingless motor according to the present invention, the permanent magnet is disposed at a specific position with a magnetic pole in a specific direction, thereby realizing a bearingless motor that satisfies the above three conditions.
[0023]
In other words, in the present invention, the bearingless motor in which the rotor and the stator face each other through a gap has a polarity of the magnetic pole between the salient poles of the rotor whose salient poles are provided on the periphery. A set of permanent magnets are provided so as to be opposite to each other in the radial direction of the child and adjacent to each other along the rotation direction.
[0024]
Further, the rotor position control circuit of the bearingless motor according to the present invention includes a current control circuit for controlling a positive field current to be passed through a field winding provided in the stator. As a result, the bias magnetic flux generated by passing a positive field current through the field winding is superimposed on the balanced support magnetic flux generated by the current flowing through the support winding provided in the stator, thereby reducing the magnetic flux. A balance is generated, and a supporting force for magnetically supporting the rotor is generated.
[0025]
According to the present invention, in a bearingless motor having a predetermined gap length between the rotor and the stator, the magnetic linearity can be maintained and the supporting force for magnetically supporting the rotor can be efficiently generated. it can.
[0026]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
As an embodiment of the present invention, a bearingless motor having a four-pole motor structure and a two-pole support structure will be described. The bearingless motor according to the present invention can be realized as having an n-pole motor structure and an n ± 2 pole support structure.
[0027]
FIG. 1 is a cross-sectional view orthogonal to a rotation axis of a rotor, showing a rotor structure of a bearingless motor according to an embodiment of the present invention.
[0028]
As shown in FIG. 1, the rotor 1 in the bearingless motor having the four-pole motor structure and the two-pole support structure according to this embodiment has four salient poles 31, 32, 33 and 34 provided around the periphery. . Reference numeral 11 denotes a shaft of the rotor 1.
[0029]
Two permanent magnets 3 are arranged between each salient pole. These two permanent magnets 3 between the respective salient poles are installed so that the polarities of the magnetic poles are opposite to each other in the radial direction of the rotor 1 and adjacent to each other in the rotational direction. Is done. In the present embodiment, the permanent magnet cross section orthogonal to the rotation axis of the rotor 1 has a fan shape having an arc along the outer periphery of the rotor.
[0030]
In this embodiment, in order to prevent the permanent magnets 3 from shifting in the circumferential direction of the rotor 1, the adjacent permanent magnets are made of a magnetic material such as a silicon steel plate, and each permanent magnet is fixed. Further, in order to prevent the permanent magnets 3 from being scattered radially outward due to the centrifugal force generated by the rotation of the rotor 1, a magnetic material for fixing the permanent magnets 3 between the salient poles of the rotor 1. A fixing member 5 is provided on the outer periphery of the rotor 1. As an alternative example, if the rotor 1 is provided with a hole structure and a permanent magnet is inserted into and fixed to the hole structure, the circumferential fixation between the adjacent permanent magnets 3 described above, and It is also possible to achieve radial fixation at the same time.
[0031]
FIG. 2 is a cross-sectional view orthogonal to the rotation axis of the rotor, illustrating the rotor structure and winding arrangement of the bearingless motor according to the embodiment of the present invention.
[0032]
Each of the stator windings shown in FIG. 2 is a three-phase bearingless motor in which a three-phase two-phase conversion is performed on each actual winding, and a dq coordinate conversion is performed from the stator coordinates to the rotor coordinates. Is. In an actual stator winding structure, for example, each winding is stored in each slot of a stator having 36 slots such as 24 slots. In this specification, for easy understanding, This will be described on the dq coordinate plane as shown in FIG. The d-axis (field) winding of the 4-pole motor winding is N _4d Q-axis (torque) winding N _4q The axes corresponding to each of them are defined as a 4d axis and a 4q axis. Also, the d-axis winding of the two-pole support winding is N _2d Q-axis winding is N _2q , The axes corresponding to the 2d axis and 2q axis, respectively. Here, the 2d axis and 2q axis of the support winding are set so that the 2d axis overlaps the 4d axis of the motor winding. The coordinate axes i and j are orthogonal coordinates on the rotor, and the i axis is arranged to overlap the 2d axis of the support winding, and the j axis is overlapped to the 2q axis. The rotor is indicated by reference numeral 1, the stator is indicated by reference numeral 2, and the four-pole salient poles are indicated by reference numerals 31, 32, 33, and 34. The same applies to FIG.
[0033]
As shown in FIG. 2, two permanent magnets 3 are arranged in each of the four concave portions existing between the salient poles. These two permanent magnets 3 in each recess existing between the salient poles are adjacent to each other so that the polarities of the magnetic poles are opposite to each other in the radial direction of the rotor 1 and in the rotational direction. To be installed. By arranging the permanent magnet 3 in this manner, the magnetic flux Ψ generated by the permanent magnet 3 _4m Of FIG. Fruit Like a line, a magnetic path is formed so as to pass through two adjacent permanent magnets 3. The entire bearingless motor generates a four-pole magnetic field. In the bearingless motor according to the present invention, when it has an n-pole motor structure and an n ± 2 pole support structure, an n-pole magnetic field is formed.
[0034]
FIG. 3 is a diagram illustrating a simulation result by two-dimensional finite element magnetic field analysis of a magnetic field generated by a permanent magnet in a bearingless motor according to an embodiment of the present invention.
[0035]
In FIG. 3, a cross-sectional view perpendicular to the rotation axis of the rotor 1 shows a magnetic flux Ψ by the permanent magnet 3. _4m The magnetic path by the permanent magnet 3 when the stator winding current is zero is indicated by a dotted line. In the figure, the slot is indicated by a reference symbol S, and each winding is stored in this slot.
[0036]
From FIG. 3, the leakage flux leaking from the permanent magnet through the salient poles 31 and 32 of the rotor is very small, and the magnetic flux Ψ _4m As described with reference to FIG. 2, it can be confirmed that the closed magnetic circuit is formed so as to pass only the two adjacent permanent magnets 3.
[0037]
Thus, the bearingless motor of the present embodiment is different from a general permanent magnet motor in that the d-axis inductance L of the field winding is different. _4d > Q-axis inductance L of torque winding _4q The 4d axis and the 4q axis when considered as a permanent magnet motor and the 4d axis and the 4q axis when considered as a synchronous reluctance motor coincide with each other.
[0038]
And 4q axis (torque) winding N _4q Current i flowing through _4q Torque magnetic flux Ψ generated by _4q In order not to cause magnetic saturation due to (see the dotted line portion in FIG. 2), it can also be confirmed that a thick permanent magnet 3 is disposed on the magnetic path of the torque magnetic flux to block or reduce the torque magnetic flux.
[0039]
Next, the generation principle of the bearing force of the bearingless motor according to the embodiment of the present invention will be described.
[0040]
FIG. 4 is a cross-sectional view orthogonal to the rotation axis of the rotor for explaining the principle of generating the bearing force of the bearingless motor according to the embodiment of the present invention.
[0041]
As already described with reference to FIGS. 12 and 13, in a general permanent magnet type bearingless motor, the magnetic flux Ψ generated by the permanent magnet 3. _4m Is the bias magnetic flux and the supporting magnetic flux Ψ _2d By superimposing them on the support force F, an active magnetic flux imbalance is generated. _i Was generated.
[0042]
However, in this embodiment, as already described with reference to FIGS. 2 and 3, the magnetic flux Ψ generated by the permanent magnet 3. _4m Does not pass through the salient poles 31, 32, 33 and 34 of the rotor 1. _4m Cannot be used.
[0043]
Therefore, in this embodiment, the field winding N _4d Positive field current i _4d Magnetic flux Ψ generated by flowing _4d The magnetic flux Ψ generated by the permanent magnet in the conventional example _4m Instead, it is used as a bias magnetic flux.
[0044]
As shown in FIG. _2d Current i _2d , The supporting magnetic flux Ψ _2d Is generated in the shape of a two-pole magnetic path passing through the salient poles 31 and 33 of the rotor 1. As can be seen from FIG. 4, in the bearingless motor according to this embodiment, the supporting magnetic flux Ψ _2d Since the permanent magnet 3 does not exist on the magnetic path, the support winding N _2d Support magnetic flux Ψ against magnetomotive force of _2d Can be generated effectively.
[0045]
For example, the support winding N in the direction shown in FIG. _2d Current i _2d Field winding N _4d Positive field current i _4d Is applied, the magnetic flux Ψ is near the gap of the salient pole 31. _4d And magnetic flux Ψ _2d Are strengthened in the same direction, whereas the magnetic flux Ψ is near the gap of the salient pole 33. _4d And magnetic flux Ψ _2d Since they are in the opposite direction, they weaken each other. Accordingly, the rotor 1 has a supporting force F in the i-axis positive direction. _i Will act.
[0046]
On the other hand, support winding N _2d Current i in the negative direction _2d Field winding N _4d Positive field current i _4d Is applied, the magnetic flux Ψ is near the gap of the salient pole 31. _4d And magnetic flux Ψ _2d And vice versa, the magnetic flux Ψ is near the gap of the salient pole 33. _4d And magnetic flux Ψ _2d Are in the same direction and strengthen each other. Accordingly, the rotor 1 has a supporting force F in the i-axis negative direction. _i Will act.
[0047]
Similarly, support force F in the positive or negative direction of the j-axis _i To generate the support winding N _2q (Not shown in FIG. 4), the current i _2q May flow in either positive or negative direction.
[0048]
In the rotor position control circuit of the bearingless motor according to this embodiment, the field winding N _4d Positive field current i _4d And support winding N _2d And N _2q Current i _2d And i _2q Support force F for magnetically supporting the rotor 1 by appropriately controlling the size and orientation of the rotor 1 _i Is generated in a desired direction, and the radial position of the rotor 1 is controlled.
[0049]
Here, characteristics of the bearingless motor according to the embodiment of the present invention will be described.
[0050]
FIG. 5 is a diagram showing the relationship between field current, torque, and supporting force in a bearingless motor according to an embodiment of the present invention. FIG. 5 (a) shows the relationship between field current and torque. Indicates the relationship between the field current and the supporting force.
[0051]
This figure shows the simulation results of the two-dimensional finite element magnetic field analysis on the torque characteristics and the bearing capacity characteristics of the bearingless motor according to the embodiment of the present invention and the conventional permanent magnet motor having the general reverse saliency in FIG. Is shown. In the simulation, the motor current is constant and the field current i _4d Torque T and supporting force F _i The change of was calculated. Here, the magnitude of the motor current is determined by the field current i _4d And torque current i _4q Obtained by vector synthesis. That is, the motor current is the field current i _4d Squared and torque current i _4q Is the square root of the sum of In the analysis of the supporting force characteristic, the supporting current i _2q And torque current i _4q Is 0 ampere and the supporting current i _2d Is a constant rating value.
[0052]
A conventional IPM type bearingless motor having a reverse saliency has a negative field current i. _4d When field weakening control is performed, positive reluctance torque is generated as shown in FIG. 5A, and the torque characteristics are improved. However, the negative field current i _4d Generates a negative field magnetic flux, and as shown in FIG. _i Decreases and the bearing capacity characteristics deteriorate. That is, the IPM type bearingless motor having a reverse saliency has a field current i. _4d On the other hand, there is a trade-off relationship between torque and supporting force.
[0053]
On the other hand, the bearingless motor according to the embodiment of the present invention has a positive field current i for generating the supporting force Fi as already described with reference to FIG. _4d Need. The rotor is a field winding d-axis inductance L _4d > Q-axis inductance L of torque winding _4q Therefore, as shown in FIG. 5A, positive reluctance torque is generated and torque characteristics are improved. At the same time, as shown in FIG. _i Will increase. That is, the fieldless motor i includes a field current i. _4d On the other hand, it can be seen that there is no trade-off relationship between torque and supporting force.
[0054]
Thus, unlike the conventional IPM type bearingless motor, the bearingless motor according to the embodiment of the present invention has a structure in which a positive electric motor field current can be effectively used for improving torque characteristics and supporting force characteristics. It can be said that there is. With this structure, it becomes possible to perform aggressive field current control, which was difficult with a conventional IPM type bearingless motor, and the motor efficiency is improved.
[0055]
FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the field current and the magnetic flux density in the bearingless motor according to the embodiment of the present invention.
[0056]
In FIG. 6, the magnetic flux density B at the five points a, b, c, d and e shown in FIG. _a , B _b , B _c , B _d And B _e Torque current i _4q The change with respect to is shown the simulation result of the two-dimensional finite element magnetic field analysis. Magnetic flux density B _b And B _c And the average value of B _bc And In the simulation, the field current i _4d Is constant and the current i _2d , I _2q Was constant at 0 amperes.
[0057]
Torque magnetic flux Ψ in FIG. _4q Magnetic flux density B at point d on the magnetic path of _d Is the torque current i _4q The magnetic flux Ψ of the permanent magnet 3 increases with the increase of _4m In addition to the magnetic saturation originally generated by the permanent magnet 3, the torque magnetic flux Ψ _4q Since is blocked, the increase is modest.
[0058]
On the other hand, supporting magnetic flux Ψ _2d Magnetic flux density B at point b on the magnetic path of _b Is the torque current i _4q Increases with increasing magnetic flux density B at point c. _c On the contrary, B is the average value of the magnetic flux densities at the two points b and c. _bc Is the torque current i _4q A constant value is maintained in the linear region with respect to the increase of. From this, the linearity of the rotor salient poles and stator teeth that are most likely to cause magnetic saturation on the magnetic path of the supporting magnetic flux is determined by the torque current i _4q It can be seen that The constant magnetic flux density means that the torque flux Ψ _4q Field current i _4d Field magnetic flux Ψ _4d Is a constant value, so the field flux Ψ _4d And torque flux Ψ _4q Field magnetic flux Ψ such as stator yoke _4d It can be seen that linearity can be secured in the entire magnetic path. Therefore, as shown in FIG. _2d And field flux Ψ _4d Share the same magnetic path, so that the torque current i can _4q Linearity can be secured. That is, torque flux Ψ _4q And supporting magnetic flux Ψ _2d These magnetic paths can be separated.
[0059]
As described above, according to the embodiment of the present invention, in the bearingless motor in which the rotor and the stator face each other through the gap, the support magnetic flux is effectively generated, and the magnetic saturation caused by the torque magnetic flux is generated. In addition, the linearity of the supporting magnetic flux on the magnetic path is always ensured. Therefore, it is possible to efficiently generate a supporting force for magnetically supporting the rotor.
[0060]
In addition, the bearingless motor according to the embodiment of the present invention has a structure in which a positive electric motor field current can be effectively used for improving torque characteristics and supporting force characteristics, unlike a conventional IPM type bearingless motor. Thus, it becomes possible to perform active field current control, which was difficult with the conventional IPM type bearingless motor, and the motor efficiency is improved.
[0061]
In the above-described embodiment of the present invention, the permanent magnet cross section perpendicular to the rotation axis of the rotor has a fan shape having an arc along the outer periphery of the rotor. A rectangular shape, a polygonal shape, a circular shape, an elliptical shape, or the like may be used. Here is an example.
[0062]
FIG. 7 is a cross-sectional view illustrating a modification of the shape of the cross section of the permanent magnet perpendicular to the rotation axis of the rotor of the bearingless motor according to the embodiment of the invention.
[0063]
In this modification, the permanent magnet cross section orthogonal to the rotation axis of the rotor 1 is rectangular. The shape of the cross section of a commercially available permanent magnet is often a rectangular shape such as a rectangle. The square shape is slightly inferior in terms of leakage magnetic flux compared to the fan-shaped permanent magnet already described, but it has no practical effect. If 3 is used appropriately, the manufacturing cost can be further reduced. Examples of the square shape include a square and a trapezoid in addition to the rectangle shown in FIG.
[0064]
In the above-described embodiment of the present invention, the space between adjacent permanent magnets is made of a magnetic material such as a silicon steel plate, but may have a structure other than this. Here is an example.
[0065]
FIG. 8 is a cross-sectional view perpendicular to the rotation axis of the rotor, showing a modification of the structure between adjacent permanent magnets in the bearingless motor according to the embodiment of the present invention.
[0066]
In this modification, the air gap 21 is provided between the permanent magnets 3 installed adjacent to each other. In FIG. 7, the shape of the cross section of the permanent magnet is rectangular, but as shown in FIG. 8A or 8B, a gap 21 is provided between the adjacent permanent magnets 3. It is possible to provide a gap regardless of the shape of the permanent magnet cross section. By providing the air gap 21, the torque magnetic flux blocking effect and the leakage magnetic flux reducing effect are improved. In addition, the shape of the space | gap shown to Fig.8 (a) and (b) is an example, Other shapes may be sufficient.
[0067]
In the above-described embodiment of the present invention, the adjacent permanent magnets are made of a magnetic material such as a silicon steel plate, and a fixing member for fixing the permanent magnets 3 between the salient poles of the rotor 1 is provided. Although it has the structure provided in the outer periphery of the rotor, you may have a structure other than this. Here is an example.
[0068]
FIG. 9 is a cross-sectional view orthogonal to the rotation axis of the rotor, showing a modification of the structure for fixing the permanent magnet to the rotor in the bearingless motor according to the embodiment of the present invention.
[0069]
In FIG. 9A, the non-magnetic member 22 is used between adjacent permanent magnets, and the fixing member provided on the outer periphery of the rotor 1 to fix the permanent magnet 3 between the salient poles of the stator. The non-magnetic material 22 is used.
[0070]
In FIG. 9B, a gap is provided between adjacent permanent magnets, and a fixing member provided on the outer periphery of the rotor 1 for fixing the permanent magnet 3 between the salient poles of the rotor 1 is a non-magnetic material. 22 is configured. Here, the fixing member made of a non-magnetic material is provided only in a portion in contact with the arc of the permanent magnet.
[0071]
In FIG. 9C, as in the case of FIG. 9B described above, a gap is provided between adjacent permanent magnets, and the rotor 1 is used to fix the permanent magnets between the salient poles of the rotor 1. The fixing member provided on the outer periphery of the non-magnetic member 22 is composed of a nonmagnetic material 22. However, the fixing member made of a nonmagnetic material is provided over the entire outer periphery of the rotor 1.
[0072]
FIG. 10 is a cross-sectional view orthogonal to the rotation axis of the rotor, showing a modification of the permanent magnet disposed in the rotor of the bearingless motor according to the embodiment of the present invention.
[0073]
As a further modification of the shape of the permanent magnet, each of the permanent magnets 3 is composed of a set of permanent magnet pieces 4 disposed adjacent to each other along the outer circumference so that the polarities of the magnetic poles have the same direction in the radial direction. . That is, the permanent magnet shown in FIG. 1 is divided along the radial direction.
[0074]
For example, when a commercially available permanent magnet is used to realize a bearingless motor according to the present invention, if the bearingless motor to be realized is too large compared to a commercially available permanent magnet, these permanent magnets are used as permanent magnets. As the piece 4, the magnetic poles are arranged adjacent to each other along the outer circumference so that the magnetic poles have the same direction in the radial direction, so that the same as the case of the single permanent magnet shown in FIG. 1 described above. An effect can be obtained.
[0075]
In addition, you may implement | achieve suitably combining each modification demonstrated with reference to the above-mentioned FIGS. 7-9 with the modification of FIG.
[0076]
As described above, the bearingless motor having the 4-pole motor structure and the 2-pole support structure has been described as an embodiment of the present invention. However, the bearingless motor according to the present invention has an n-pole motor structure and an n ± 2-pole support structure. Can be realized. Here, as an example, the structure of the rotor and stator of a bearingless motor having a 6-pole motor structure and a 4-pole support structure will be briefly described.
[0077]
FIG. 11 is a cross-sectional view orthogonal to the rotation axis of the rotor, illustrating the rotor structure and winding arrangement when the present invention is applied to a bearingless motor having a 6-pole motor structure and a 4-pole support structure.
[0078]
Each of the windings of the stator shown in FIG. 11 performs three-phase to two-phase conversion on each winding in the three-phase bearingless motor, as in the above-described embodiment, and from the stator coordinates to the rotor coordinates. The dq coordinate conversion is performed.
[0079]
When the present invention is applied to a bearingless motor having a 6-pole motor structure and a 4-pole support structure, the rotor 1 has six salient poles 31, 32, 33, 34, 35, and 36 on the periphery.
[0080]
Two permanent magnets 3 are arranged between each salient pole. These two permanent magnets 3 between the respective salient poles are installed so that the polarities of the magnetic poles are opposite to each other in the radial direction of the rotor 1 and adjacent to each other in the rotational direction. Is done. In the present embodiment, the permanent magnet cross section perpendicular to the rotation axis of the rotor has a fan shape having an arc along the outer periphery of the rotor 1. As a whole bearingless motor, a six-pole magnetic field is formed.
[0081]
D-axis (field) winding of 6-pole motor winding is N _6d Q-axis (torque) winding N _6q , The axes corresponding to the 6d axis and 6q axis, respectively. The d-axis winding of the 4-pole support winding is N _4d Q-axis winding is N _4q The axes corresponding to each of them are defined as a 4d axis and a 4q axis. Here, the 4d axis and 4q axis of the support winding are set so that the 4d axis overlaps the 6d axis of the motor winding. The coordinate axes i and j are orthogonal coordinates on the rotor, and the i axis is arranged to overlap the 4d axis of the support winding.
[0082]
Each modification described with reference to FIGS. 7 to 10 may be realized by appropriately combining with the bearingless motor having the 6-pole motor structure and the 4-pole support structure shown in FIG.
[0083]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, in the bearingless motor in which the rotor and the stator face each other through the gap, the support magnetic flux is effectively generated, and the magnetic saturation due to the torque magnetic flux does not occur. Furthermore, the linearity of the supporting magnetic flux on the magnetic path is always ensured. Therefore, it is possible to efficiently generate a supporting force for magnetically supporting the rotor.
[0084]
Also, the bearingless motor according to the present invention has a positive saliency unlike the conventional IPM type bearingless motor. Therefore, since the positive motor field current can be effectively used to improve the torque characteristics and the bearing capacity characteristics, the active field current control, which has been difficult with the conventional IPM type bearingless motor, is performed. Can be performed, and the motor efficiency is improved.
[0085]
Specific application examples of the bearingless motor according to the present invention include a centrifugal separator, a spindle drive, an optical disk, a magnetic disk, a hard disk drive, a flywheel, a turbo molecular pump, a compressor, a blower, a fan, a pump, a canned pump, and water purification. There are a centrifugal pump, an implantable artificial heart, a dangerous gas transfer machine, a pulverizer, a semiconductor manufacturing apparatus, a rotating stage, an oscillating stage, a multistage generator, and a motor drive used in a vacuum such as an artificial satellite.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a cross-sectional view orthogonal to a rotation axis of a rotor, showing a rotor structure of a bearingless motor according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a cross-sectional view orthogonal to a rotor rotation axis, illustrating a rotor structure and winding arrangement of a bearingless motor according to an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram illustrating a simulation result by two-dimensional finite element magnetic field analysis of a magnetic field generated by a permanent magnet in a bearingless motor according to an embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a cross-sectional view orthogonal to the rotation axis of a rotor, illustrating the principle of generating a bearing force of a bearingless motor according to an embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing the relationship between field current, torque, and supporting force in a bearingless motor according to an embodiment of the present invention, where (a) shows the relationship between field current and torque, and (b) Indicates the relationship between the field current and the supporting force.
FIG. 6 is a diagram showing a relationship between a field current and a magnetic flux density in a bearingless motor according to an embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a cross-sectional view illustrating a modification of the shape of the cross section of the permanent magnet perpendicular to the rotation axis of the rotor of the bearingless motor according to the embodiment of the invention.
FIG. 8 is a cross-sectional view orthogonal to the rotation axis of a rotor, showing a modification of the structure between adjacent permanent magnets in a bearingless motor according to an embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a cross-sectional view orthogonal to the rotation axis of the rotor, showing a modification of the structure for fixing the permanent magnet to the rotor in the bearingless motor according to the embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a cross-sectional view orthogonal to the rotation axis of the rotor, showing a modification of the permanent magnet disposed in the stator of the bearingless motor according to the embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a cross-sectional view orthogonal to the rotation axis of the rotor, illustrating the rotor structure and winding arrangement when the present invention is applied to a bearingless motor having a 6-pole motor structure and a 4-pole support structure.
FIG. 12 is a diagram for explaining a principle of generating a supporting force of an IPM type bearingless motor according to a conventional example.
FIG. 13 is a diagram for explaining the principle of generation of torque magnetic flux in an IPM type bearingless motor according to a conventional example.
[Explanation of symbols]
1 ... Rotor
2 ... Stator
3. Permanent magnet
4 ... Permanent magnet piece
11 ... Rotor shaft
21 ... Gap
22 Non-magnetic material
31, 32, 33, 34, 35, 36 ... salient poles

Claims

A bearingless motor in which a rotor and a stator face each other through a gap,
In the periphery of the rotor, as the orientation of the polarities of the magnetic poles are opposite to each other radially of the rotor, and the permanent magnet pairs are circumferentially provided so as to be adjacent along the direction of rotation ,
Salient poles disposed between each said set of permanent magnets;
Equipped with a,
A bearingless motor , wherein a support magnetic flux generated by a current flowing through a support winding provided in the stator passes through the salient pole .

A rotor position control circuit of the bearingless motor according to claim 1, by comprising a current control circuit for controlling the current in the positive field component to flow to the motor windings provided on the stator A rotor position control circuit for a bearingless motor characterized by

Wherein the bias magnetic flux generated by supplying a current of the positive field component in the motor windings, said the support winding provided on the stator current equilibrium flux by superposing the supporting flux caused by flowing The rotor position control circuit for a bearingless motor according to claim 2 , wherein an unbalance is generated and a support force for magnetically supporting the rotor is generated.

A rotor position control method for a bearingless motor in which a rotor and a stator face each other through a gap,
The bearingless motor, at the periphery of the rotor, so that the orientation of the polarities of the magnetic poles are opposite to each other radially of the rotor, and are circumferentially provided so as to be adjacent along the direction of rotation Each of the permanent magnets and a salient pole disposed between each of the pairs of permanent magnets, and the support magnetic flux generated by the current flowing through the support winding provided in the stator is It is a bearingless motor that penetrates the poles ,
Rotor position control method for a bearingless motor, characterized by controlling the current of a positive field component to flow to the motor windings provided on the stator.

Wherein the bias magnetic flux generated by supplying a current of the positive field component in the motor windings, said the support winding provided on the stator current equilibrium flux by superposing the supporting flux caused by flowing The rotor position control method for a bearingless motor according to claim 4, wherein an unbalance is generated and a support force for magnetically supporting the rotor is generated.