JP3854212B2 - High frequency filter - Google Patents

High frequency filter Download PDF

Info

Publication number
JP3854212B2
JP3854212B2 JP2002273493A JP2002273493A JP3854212B2 JP 3854212 B2 JP3854212 B2 JP 3854212B2 JP 2002273493 A JP2002273493 A JP 2002273493A JP 2002273493 A JP2002273493 A JP 2002273493A JP 3854212 B2 JP3854212 B2 JP 3854212B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
thin film
piezoelectric resonator
film piezoelectric
resonance
series
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2002273493A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2004007352A (en
Inventor
亮一 尾原
和秀 阿部
隆 川久保
弘 吉田
博史 鶴見
竜一 藤本
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toshiba Corp filed Critical Toshiba Corp
Priority to JP2002273493A priority Critical patent/JP3854212B2/en
Publication of JP2004007352A publication Critical patent/JP2004007352A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP3854212B2 publication Critical patent/JP3854212B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧制御によりフィルタ特性を可変する高周波フィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線通信技術の発達、新方式への切り替えに伴い、複数の送受信システムに対応する通信装置の需要がますます高まっている。複数の送受信システムに対応するためには、それぞれ固定した共振周波数をもつ誘電体共振器、表面弾性波（ＳＡＷ）共振子、水晶発振子などのバルク波共振素子やＬＣ共振子を使用した通過特性の異なるフィルタをいくつも用いて送受信装置を形成しなくてはならないが、この方法は通信装置の小型化という観点から適切ではない。
【０００３】
そこで適当な外部制御手段を用いてフィルタの通過特性を可変にできる高周波フィルタを用いれば、素子数を減らすことができるので通信装置の小型化を図るうえで期待されている。例えば圧電薄膜共振器に直列または並列にバラクタなどの電圧制御可変キャパシタなどを接続して共振回路とし、バラクタの容量可変により共振周波数を変化させるものがある（例えば非特許文献1参照）。
【０００４】
【非特許文献１】
デー、ペヌヌリ等著、「ア チューナブル ＳＡＷ デュプレクサ」プロシーディングス、ＩＥＥＥ、ウルトラソニックス、シンポジウム、２０００、第３６１頁−第３６６頁
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、共振周波数の範囲が共振器の電気機械結合係数ｋ２に依存するので、可変周波数範囲が狭く、またバラクタのＱ値が低いためにフィルタ特性が劣化するという問題がある。
【０００６】
上述したように、複数の送受信システムに対応する通信装置の需要が高まりつつあり、特性良好に通過特性を可変にできる小型の高周波フィルタが期待されている。
【０００７】
本発明は、適当な外部制御手段を用いて通過特性などのフィルタ特性を可変にでき、周波数安定度が高く、経時変化の少ない、広い周波数可変範囲を持つ、小型の新たな高周波フィルタを提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、分極方向が膜厚方向にそろった単結晶の強誘電体薄膜と、この強誘電体薄膜を間に挟むように設けられた一対の電極とで構成され電極間に電圧を印加することにより共振周波数を可変することができる薄膜圧電共振子を用いたフィルタを提供する。
【０００９】
本発明者らは、強誘電体を薄膜圧電共振子の圧電体として使用することについて、理論及び実験の幅広い面から繰返し検討を行った。その結果、強誘電体材料は本質的に電界を印加することで音速が大きく変化する性質を有しており、いくつかの条件、とくに分極方向を膜厚方向にそろえることで、強誘電体に制御電圧を印加して発振周波数を可変にすることが可能であることを見出した。
【００１０】
すなわち、この強誘電体膜を一対の電極間に挟み、電極間に印加する電圧を変化することで、発振周波数を変調する電圧制御発振器を提供できる。
【００１１】
このような電圧制御発振器は、強誘電体膜の共振周波数そのものを変化させるので電気機械結合係数によらず周波数可変幅を決定できる。また、集積化が難しくＱ値の低いバラクタを必要としない回路構成が可能となる。
【００１２】
具体的には、圧電体として使用する強誘電体材料は、分極方向が膜厚方向に揃った単結晶膜ないしは単一配向膜である必要がある。強誘電体膜の圧電性を充分に引き出し、かつ電圧印加により周波数可変にするためには、強誘電体膜の分極方向を膜厚方向に揃えることが必要である。その製造法としてエピタキシャル成長を用いると単結晶にすることが容易である。
【００１５】
本発明の一態様によれば、信号の入出力側に直列接続され、分極方向が膜厚方向にそろった強誘電圧電体薄膜とこの薄膜の両面に設けられた一対の電極とからなり共振特性が印加電圧により変化する直列共振薄膜圧電共振器と、
信号の入出力側に並列接続され、分極方向が膜厚方向にそろった強誘電圧電体薄膜とこの薄膜の両面に設けられた一対の電極とからなり共振特性が印加電圧により変化する並列共振薄膜圧電共振器と、
前記直列共振薄膜圧電共振器と並列共振薄膜圧電共振器の少なくとも一方に接続されて電圧を印加しその共振特性を可変する電圧回路と、
を具備して、電圧回路によりフィルタ特性が制御される高周波フィルタにあり、
前記直列共振薄膜圧電共振器の共振周波数と前記並列共振薄膜圧電共振器の反共振周波数とを一致させ、前記直列共振薄膜圧電共振器及び前記並列共振薄膜圧電共振器の印加電圧を変化させることによって、前記直列共振薄膜圧電共振器の共振周波数及び前記並列共振薄膜圧電共振器の反共振周波数とを共に上昇或いは下降させて、通過帯域の中心周波数を制御することを特徴とする高周波フィルタにある。
【００１６】
さらに本発明の他の態様は、前記直列共振薄膜圧電共振器の共振周波数と前記並列共振薄膜圧電共振器の反共振周波数とを一致させ、前記直列共振薄膜圧電共振器或いは前記並列共振薄膜圧電共振器の印加電圧を変化させることによって、前記直列共振薄膜圧電共振器の共振周波数及び反共振周波数の間隔或いは前記並列共振薄膜圧電共振器の共振周波数及び反共振周波数の間隔を変化させて、通過帯域幅を制御することを特徴とする高周波フィルタにある。
【００１７】
さらに本発明の他の態様は、前記直列共振薄膜圧電共振器の共振周波数と前記並列共振薄膜圧電共振器の反共振周波数とをほぼ一致させ、前記直列共振薄膜圧電共振器及び前記並列共振薄膜圧電共振器の印加電圧を変化させることによって、前記直列共振薄膜圧電共振器の共振周波数及び前記並列共振薄膜圧電共振器の反共振周波数の間隔を変化させて、通過帯域のリップル位置或いはリップル形状を制御することを特徴とする高周波フィルタにある。
【００１８】
さらに本発明の他の態様は、前記直列共振薄膜圧電共振器の反共振周波数と前記並列共振薄膜圧電共振器の共振周波数とを一致させ、前記直列共振薄膜圧電共振器及び前記並列共振薄膜圧電共振器の印加電圧を変化させることによって、前記直列共振薄膜圧電共振器の反共振周波数及び前記並列共振薄膜圧電共振器の共振周波数とを共に上昇或いは下降させて、阻止帯域の中心周波数を制御することを特徴とする高周波フィルタにある。
【００１９】
さらに本発明の他の態様は、前記直列共振薄膜圧電共振器の反共振周波数と前記並列共振薄膜圧電共振器の共振周波数とを一致させ、前記直列共振薄膜圧電共振器或いは前記並列共振薄膜圧電共振器の印加電圧を変化させることによって、前記直列共振薄膜圧電共振器の共振周波数及び反共振周波数の間隔或いは前記並列共振薄膜圧電共振器の共振周波数及び反共振周波数の間隔を変化させて、阻止帯域幅を制御することを特徴とする高周波フィルタにある。
【００２０】
さらに本発明の他の態様は、前記直列共振薄膜圧電共振器或いは前記並列共振薄膜圧電共振器の印加電圧を変化させることによって、前記直列共振薄膜圧電共振器の共振周波数と前記並列共振薄膜圧電共振器の反共振周波数とが一致したときに得られる通過帯域特性及び前記直列共振薄膜圧電共振器の共振周波数と前記並列共振薄膜圧電共振器の共振周波数とが一致したときに得られる全域阻止特性とを切り替えることを特徴とする高周波フィルタにある。
【００２２】
上記各態様において、前記薄膜圧電共振器の全てが、前記圧電薄膜をその分極方向を膜厚方向にそろえた強誘電体薄膜からなることが好ましい。
【００２３】
さらに前記フィルタがラダー型の平衡回路であることが好ましい。
【００２４】
さらに前記フィルタがラダー型の非平衡回路であることが好ましい。
【００２５】
さらに前記強誘電体薄膜が０．１°以上５°以下の配向半値幅を有することが好ましい。
【００２６】
さらに前記強誘電体薄膜が、チタン酸バリウムを主成分とすることが好ましい。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、本発明は、以下の実施形態に限定されるものではなく種々工夫して用いることができる。
【００３１】
先ず、本発明者らは、高周波フィルタを形成するための薄膜圧電共振器の圧電体として、どのような材料を用いればよいかを検討した。その結果、強誘電体膜を用いれば分極が大きな電界依存性をもち、かつ自発分極が生じているため電圧を印加しなくとも圧電性を示し、材料定数が大きな電圧依存性を示すことを見出した。
【００３２】
特に、厚み縦振動を利用した共振を利用するため、分極は膜厚方向に揃っている必要がある。そのためには膜厚方向に配向した強誘電体薄膜が好ましい。また、膜厚方向に配向したエピタキシャル成長した強誘電体薄膜を用いることがより好ましいことが分かった。
【００３３】
また、強誘電体膜の弾性定数と電気機械結合定数（圧電定数）が電界依存性をもつ。このため膜厚方向に配向した強誘電体膜を用いた薄膜圧電共振器でフィルタを形成すると通過特性を電圧で制御できることを初めて見出した。
【００３４】
さらに、チタン酸バリウムやＰＺＴなどの強誘電体は、比誘電率がＡｌＮやＺｎＯなどの圧電体に比べて大きいため、インピーダンス整合を考慮に入れて共振器を設計すると、サイズが小さくできるというメリットがあることが分かった。
【００３５】
以下、実施形態では、圧電体としてチタン酸バリウムやＰＺＴを膜厚方向に配向するようにエピタキシャル成長したものを用いて説明する。
【００３６】
（実施形態１）
本発明者らは、帯域通過特性と全域阻止特性とを切り替えられるスイッチングフィルタについて詳細に検討を行なった。その結果、共振周波数を機械的でなく電気的に切り替える薄膜圧電共振器を用いれば、単純な回路構成で、かつ安価にマルチバンドの相互干渉、送受信信号の相互干渉及び不要ノイズを防止できる小型軽量のスイッチングフィルタを実現できることを見出した。ここで薄膜圧電共振器とは、ＳＡＷデバイスのような表面波を用いた共振器ではなく、薄膜の厚み方向の弾性波も用いた共振、すなわち薄膜をバルクとして膜全体の弾性波を用いた共振を利用した共振器のことである。薄膜圧電共振器として、薄膜バルク弾性波共振器を含む。
【００３７】
薄膜の厚さとしては、共振周波数が１ＧＨｚから２ＧＨｚで、１μｍから２μｍ程度である。今後必要とする共振周波数が高くなると、薄膜の厚さも薄くなっていく。適用周波数帯域を０．１〜１０ＧＨｚとすると、膜厚は０．１〜２０μｍが実用範囲である。
【００３８】
以下、本発明の原理について詳述する。
【００３９】
図１は、本実施例に用いる薄膜圧電共振器の断面図である。
【００４０】
この薄膜圧電共振器は、単結晶基板５上に、エッチングストッパー層４が形成され、このエッチングストッパー層４上に、第１の電極３、圧電体膜２及び第２の電極１からなる共振器構造が形成され、さらに単結晶基板５裏面からエッチングすることによりキャビティ（空洞）１００が形成されたものである。
【００４１】
この薄膜圧電共振器は、圧電体膜２の圧電効果を利用した共振器であり、単結晶基板５の裏面に形成されたキャビティ１００によって、圧電振動のエネルギーが逃げないようにしている。なお、エッチングストッパー層４は、単結晶基板５にキャビティ１００をエッチングにより形成する際のストッパーとして機能するほかに、エッチングストッパー層４上に形成されたエピタキシャル膜の下地層としての機能も有する。
【００４２】
図２は、図１に示す薄膜圧電共振器の別の例を示す断面図であり、第１の電極３と単結晶基板５の間に空隙１１０を設けたものである。
【００４３】
この空隙１１０は、第１の電極３、圧電体膜２及び第２の電極１からなる共振器の圧電振動のエネルギーが逃げないようにするためのものである。
【００４４】
また、図３は、図１に示す薄膜圧電共振器のまた別の例を示す断面図である。この薄膜圧電共振器は、第１の電極３と単結晶基板５の間に、異なる音響インピーダンスを有する層を積層して構成したブラッグ反射鏡６が形成されたものである。
【００４５】
このブラッグ反射鏡６も、第１の電極３、圧電体膜２及び第２の電極１からなる共振器の共振周波数を有する弾性波を反射し、エネルギーを逃さない構造となっている。
【００４６】
このようにして構成された図１、図２或いは図３に示す薄膜圧電共振器は、圧電体膜２の密度、膜厚或いは第１の電極３及び第２の電極１における質量負荷の効果などによって決まる共振周波数及び反共振周波数をもち、一つの共振点付近の電気的特性は、図４のような等価回路で示される。
【００４７】
図４に示すように、この等価回路は、キャパシタンスＣ１、抵抗Ｒ及びインダクタンスＬが直列に接続され、これらにキャパシタンスＣ２が並列に接続されたものである。
【００４８】
次に、図５に、このように接続された等価回路におけるインピーダンスの絶対値の周波数依存性を示す。
【００４９】
図５に示すように、この等価回路すなわち図１乃至図３に示す薄膜圧電共振器は、極小点（共振周波数）及び極大点（反共振周波数）をもつ。
【００５０】
次に、図６にて、このような特性をもつ薄膜圧電共振器を用いたスイッチングフィルタの構造及び特性について説明する。
【００５１】
図６（ａ）は、薄膜圧電共振器を梯子型フィルタ回路に組み合わせたスイッチングフィルタを示すものであり、図６（ｂ）は、フィルタ回路を構成する直列及び並列共振器の共振特性を示す図である。
【００５２】
図６（ａ）に示すように、このスイッチングフィルタは、高周波信号の入力端子（Ｉｎ１、Ｉｎ２）と、出力端子（Ｏｕｔ１、Ｏｕｔ２）を有する。第１の入出力端子（Ｉｎ１、Ｏｕｔ１）間には第１の導線２０２が接続され、これに直列に薄膜圧電共振器２００が複数接続されている。
【００５３】
また、第２の入出力端子（Ｉｎ２、Ｏｕｔ２）間には第２の導線２０３が母線として接続され、この第２の導線２０３と第１の導線２０２と並列に薄膜圧電共振器２０１が複数接続されている。各薄膜圧電共振器２０1に可変電圧源として直流電源３００が接続されている。
【００５４】
図６（ｂ）は、直列に接続された薄膜圧電共振器２００の共振周波数特性Ａと並列に接続された薄膜圧電共振器２０１におけるの共振周波数特性Ｂのインピーダンスの絶対値を示している。
【００５５】
このように直列に接続した薄膜圧電共振器２００と並列に接続された薄膜圧電共振器２０１とは、インピーダンスの絶対値と共振周波数の特性の形はほぼ同じであるが、直列に接続した薄膜圧電共振器２００の特性Ａの方が並列に接続した薄膜圧電共振器２０１の特性Ｂよりも周波数が高い方に僅かにシフトしたものを選ぶ。
【００５６】
このとき直列に接続された薄膜圧電共振器２００の共振周波数ｆｒ（Ａ）と並列に接続された薄膜圧電共振器２０１の反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）が一致するようになっている。ここで、薄膜圧電共振器の共振周波数を変えるためには、例えば圧電体膜の膜厚や電極の膜厚を変えるといった方法がある。
【００５７】
図７に、このときの直列に接続された薄膜圧電共振器２００と並列に接続された薄膜圧電共振器２０１の合成された通過特性を示す。
【００５８】
図７に示すように、この合成インピーダンスは、１．７ＧＨｚから１．９ＧＨｚにピークを有する帯域通過特性が得られていることが分かる。この特性によってある周波数帯域を濾波することが可能なフィルタリングが可能となる。
【００５９】
次に、直列に接続した薄膜圧電共振器２００及び並列に接続した薄膜圧電共振器２０１の少なくとも一方の両端に直流電源３００から電圧を印加して、直列に接続した薄膜圧電共振器の共振周波数ｆｒ（Ａ）と並列に接続した薄膜圧電共振器の共振周波数ｆｒ（Ｂ）とを一致させる。このとき直列に接続した薄膜圧電共振器の反共振周波数ｆａｒ（Ａ）と並列に接続した薄膜圧電共振器の反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）も一致することになる。
【００６０】
図８に、このときのフィルタの通過特性を示す。
【００６１】
図８に示すように、このフィルタの通過特性はほぼ全域で阻止特性を示すことが分かる。
【００６２】
このように、本発明では、直列に接続された薄膜圧電共振器２００の共振周波数ｆｒ（Ａ）と並列に接続された薄膜圧電共振器２０１の反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）が一致したときに得られる帯域通過フィルタ特性及び直列に接続された薄膜圧電共振器２００の共振周波数ｆｒ（Ａ）と並列に接続された薄膜圧電共振器２０１の共振周波数ｆｒ（Ｂ）とが一致したときに得られる全域阻止特性を、電圧によって切り替え可能とすることによって、簡単な構造のスイッチングフィルタを提供できる。
【００６３】
この例では、初期状態に電圧無印加で直列に接続された薄膜圧電共振器の特性と並列に接続された薄膜圧電共振器の特性がずれている状態を説明したが、初期状態にこれらの特性が一致している状態から電圧を印加することによって、これらの特性がずれている状態にすることも可能である。
【００６４】
また、直列に接続された薄膜圧電共振器２００及び並列に接続された薄膜圧電共振器２０１のいずれか一方に電圧を印加して特性をシフトさせてもいいし、両方に電圧を印加することによって特性をシフトさせてもよい。
【００６５】
このように本発明では、圧電体膜にＤＣバイアスを印加し、分極状態を変化させて、圧電定数及び弾性定数などを変化して共振周波数を変化させることを利用している。このような効果を利用すれば、直列に接続された薄膜圧電共振器２００と並列に接続された薄膜圧電共振器２０１の共振特性を一致させて得られる全域阻止特性と、直列に接続された薄膜圧電共振器２００と並列に接続された薄膜圧電共振器２０１の共振特性をずらすことによって得られる帯域通過特性とをＤＣバイアスのみで切り替えることができるので、簡単な構成によりスイッチングフィルタを提供することができる。
【００６６】
以上では、図６に示した非平衡な（ｕｎｂａｌａｎｃｅｄ）梯子型フィルタを例にとって説明を行なったが、図９に示す平衡な（ｂａｌａｎｃｅｄ）梯子（ラダー）型フィルタ或いは図１０に示すような平衡な格子型フィルタを用いても同様の効果が得られる。
【００６７】
また、スイッチングフィルタを構成する薄膜圧電共振器の段数についても、図６、図９、図１０に記載の段数に限らず、帯域外減衰量を大きくするためにさらに段数を増やしても良いし、通過域での挿入損失を減らすために段数を減らしても良い。その他、本発明の主旨の範囲内であれば、目的に応じてフィルタ回路の構成を変形して用いることができる。
【００６８】
次に、上述した薄膜圧電共振器に印加するＤＣバイアスの印加方式について説明する。
【００６９】
先ず、図９に示したような全ての共振器が分極が膜厚方向にそろった強誘電体の圧電薄膜をもった薄膜共振器２００，２０１により直列接続部が３段、並列接続部が２段の平衡な梯子型フィルタを構成した回路に可変電圧を印加する。このうちの並列に接続された薄膜圧電共振器２０１のみに電圧を印加する方式について検討を行なった。
【００７０】
単純に考えると、図９に示した回路の中で並列に接続された薄膜圧電共振器２０１の両端部にのみ可変ＤＣ電圧回路３０１を接続すればよさそうであるが、その場合直列に接続された薄膜圧電共振器２００にも電圧が印加されて、共振特性が変化してしまう。フィルタ特性の通過、阻止を最も効率的に切り替えるためには、並列に接続された薄膜圧電共振器２０１と直列に接続された薄膜圧電共振器２００とに印加される電圧をそれぞれ独立に制御する必要があるので、並列に接続された薄膜圧電共振器２０１に電圧を印加する時に、直列に接続された薄膜圧電共振器２００の特性が変化してしまうのは好ましくない。
【００７１】
これを解決するために、図１１に示すような回路構成を挙げることができる。
【００７２】
図１１に示すように、平衡な梯子型フィルタ回路は、第１の入出力端子（Ｉｎ１、Ｏｕｔ１）と、第２の入出力端子（Ｉｎ２、Ｏｕｔ２）と、第１の入出力端子（Ｉｎ１、Ｏｕｔ２）間を接続した第１の導線２０２と、第２の入出力端子（Ｉｎ１、Ｏｕｔ２）間を接続した第２の導線２０３を有する。第１の導線２０２に直列に接続された第１から第３の直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−１、２００−２、２００−３）と、第２の導線２０３に直列に接続された第４から第６の直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−４、２００−５、２００−６）とを有する。さらに第１と第２の直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−１、２００−２）との間を一方の端子とし第４と第５の直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−４、２００−５）との間をもう一方の端子とする第１の並列に接続された薄膜圧電共振器２０１−１と、第２と第３直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−２、２００−３）との間を一方の端子とし第５と第６直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−５、２００−６）との間をもう一方の端子とする第２の並列に接続された薄膜圧電共振器２０１−２とから構成される。さらに第１と第２の入出力端子（Ｉｎ１、Ｏｕｔ１、Ｉｎ２、Ｏｕｔ２）にはそれぞれキャパシタンスＣとインダクタンスＬからなるマッチング回路が接続されている。並列接続の薄膜圧電共振器２０１−１，２０１−２には図示において矢印で正から負極への分極方向を示した。
【００７３】
このような３段の平衡な梯子型フィルタ回路において、二つの並列に接続された薄膜圧電共振器（２０１−１、２０１−２）のみに電圧を印加するためには以下のような回路を接続すればよい。
【００７４】
先ず、第１と第２並列に接続された薄膜圧電共振器（２０１−１、２０１−２）を、第１の導線２０２から第２の導線２０３に向けて電圧が印加された場合にその共振周波数がともに上昇（もしくはともに低下）するように接続する。
【００７５】
次に、第１の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−１と第１の入力端子Ｉｎ１との間、第１と第２の直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−１、２００−２）の間、第２と第３の直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−２、２００−３）の間、そして第３の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−３と第１の出力端子Ｏｕｔ１との間に、高周波を十分にカットするためのインピーダンスを持つ抵抗Ｒを介して、可変電圧回路の一方の端子Ｖ１を接続する。さらに、第４の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−４と第２の入力端子Ｉｎ２との間、第４と第５の直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−４、２００−５）の間、第５と第６の直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−５、２００−６）の間、そして第６の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−６と第２の出力端子Ｏｕｔ２との間に、高周波を遮断するための抵抗Ｒを介して、可変電圧回路のもう一方の端子Ｖ２を接続する。
【００７６】
上述の電圧印加方式を用いると、直列に接続された薄膜圧電共振器２００の全てに対して可変電圧回路が接続されているので、直列に接続された薄膜圧電共振器２００の両端には同一電圧Ｖ１がかかり実質的な電圧が印加されず、並列に接続された薄膜圧電共振器２０１にのみ可変電圧（Ｖ１−Ｖ２）を印加することが可能である。
【００７７】
また第１と第２の入出力端子（Ｉｎ１、Ｏｕｔ１、Ｉｎ２、Ｏｕｔ２）にはマッチング回路が接続されているため、ポートの外部に対してはＤＣ電圧が印加されることはない。
【００７８】
上述の方式でフィルタ回路の各薄膜圧電共振器と可変電圧回路とを接続すれば、基本的なフィルタ構成を変えることなく、高周波カット用の抵抗体素子のみを付加することで、通常のフィルタ回路にスイッチング機能をもたせることができ、産業上特に有効である。
【００７９】
次に、図１２を用いて、平衡な梯子型フィルタの直列に接続された薄膜圧電共振器２００にのみ電圧を印加する方法を説明する。
【００８０】
図１２に示すように、このスイッチングフィルタは、６つの直列に接続された薄膜圧電共振器２００と２つの並列に接続された薄膜圧電共振器２０１とキャパシタンスＣ及びインダクタンスＬからなるマッチング回路は、図１１に示す平衡な梯子型フィルタ回路の構成と同じである。
【００８１】
可変電圧回路Ｖ１−Ｖ２との接続部及び直列に接続された薄膜圧電共振器２００の「向き」、即ち電圧印加に対して共振周波数が上昇する方向のみが図１１の回路と異なり、以下それらの点について説明する。なお、直列接続の薄膜圧電共振器２００−１から２００−６は図示するように矢印を分極方向を正から負極に向けて記載しており、Ｖ１＞Ｖ２としてこの電位差を大にすることにより共振周波数が上昇する。
【００８２】
先ず、第１と第３の直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−１、２００−３）を、第１の入力端子Ｉｎ１から第１の出力端子Ｏｕｔ１に向けて電圧が印加された場合にその共振周波数がともに上昇するように接続し、それとは逆に第２の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−２は第１の入力端子Ｉｎ１から第１の出力端子Ｏｕｔ１に向けて電圧が印加された場合にその共振周波数が低下するように接続する。
【００８３】
次に、第４と第６の直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−４、２００−６）を、第２の入力端子Ｉｎ２から第２の出力端子Ｏｕｔ２に向けて電圧が印加された場合にその共振周波数がともに上昇するように接続し、それとは逆に第５の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−５は第２の入力端子Ｉｎ２から第２の出力端子Ｏｕｔ２に向けて電圧が印加された場合にその共振周波数が低下するように接続する。
【００８４】
次に、第１の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−１と第１の入力端子Ｉｎ１との間、第２と第３の直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−２、２００−３）の間、第４の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−４と第２の入力端子Ｉｎ２との間、そして第５と第６の直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−５、２００−６）の間に、高周波をカットするための抵抗Ｒを介して、可変電圧回路の一方の端子Ｖ１を接続する。
【００８５】
さらに、第１と第２の直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−１、２００−２）の間、第３の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−３と第１の出力端子Ｏｕｔ１との間、第４と第５の直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−４、２００−５）の間、そして第６の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−６と第２の出力端子Ｏｕｔ２との間に、高周波をカットするための抵抗Ｒを介して、可変電圧回路のもう一方の端子Ｖ２を接続する。
【００８６】
上述の電圧印加方式を用いると、並列に接続された薄膜圧電共振器２０１の両端は常に同じ電位となっているため電圧が印加されず、直列に接続された薄膜圧電共振器２００に印加される電圧のみを制御することが可能である。
【００８７】
また第１と第２の入出力端子（Ｉｎ１、Ｏｕｔ１、Ｉｎ２、Ｏｕｔ２）にはキャパシタンスＣ及びインダクタンスＬからなるマッチング回路が接続されているため、ポートの外部に対してはＤＣ電圧が印加されることはない。
【００８８】
次に、図１０に回路略図を示し、図１３に実用回路を示す平衡な格子型フィルタの並列薄膜圧電共振器のみに可変ＤＣ電圧電源３０２から電圧Ｖ１，Ｖ２を印加する方式について説明する。
【００８９】
この平衡な格子型フィルタ回路は、第１の入出力端子（Ｉｎ１、Ｏｕｔ１）と、第２の入出力端子（Ｉｎ２、Ｏｕｔ２）と、第１の入出力端子（Ｉｎ１、Ｏｕｔ１）間を接続した第１の導線２０２と、第２の入出力端子間（Ｉｎ２、Ｏｕｔ２）を接続した第２の導線２０３を有する。第１の導線２０２に直列に接続された第１の薄膜圧電共振器２００−１と、第２の導線２０３に直列に接続された第２の薄膜圧電共振器２００−２とを有する。第１の入力端子Ｉｎ１と第２の出力端子Ｏｕｔ２間に並列に接続された薄膜圧電共振器２００−１と第２の入力端子Ｉｎ２と第１の出力端子の間に並列接続され薄膜圧電共振器２０１−２とから構成され、これらの並列接続の薄膜圧電共振器は交差して接続される。さらに第１と第２の入出力端子（Ｉｎ１、Ｏｕｔ１、Ｉｎ２、Ｏｕｔ２）にはそれぞれキャパシタンスＣとインダクタンスＬからなるマッチング回路が接続されている。
【００９０】
上述の平衡な格子型フィルタ回路において、二つの並列に接続された薄膜圧電共振器２０１のみに電圧を印加するためには以下のような回路を接続すればよい。図では、薄膜圧電共振器２０１−１，２０１−２の分極方向を正から負極にかけて矢印で示している。矢印方向に印加電圧を上昇させると、これらの共振器の発信周波数が増加する。
【００９１】
先ず、第１と第２の並列に接続された薄膜圧電共振器（２０１−１、２０１−２）を、第１の導線２０２から第２の導線２０３に向けて電圧が印加された場合にその共振周波数がともに上昇（もしくはともに低下）するように接続する。次に、第１の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−１と第１の入力端子Ｉｎ１との間、そして第１の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−１と第１の出力端子Ｏｕｔ１との間に、高周波をカットするための抵抗Ｒを介して、可変電圧回路の一方の端子Ｖ１を接続する。
【００９２】
さらに、第２の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−２と第２の入力端子Ｉｎ２との間、そして第２の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−２と第２の出力端子Ｏｕｔ２との間に、高周波をカットするための抵抗Ｒを介して、可変電圧回路のもう一方の端子Ｖ２を接続する。
【００９３】
上述の電圧印加方式を用いると、直列に接続された薄膜圧電共振器２００の両端は常に同じ電位となっているため電圧が印加されず、並列に接続された薄膜圧電共振器２０１に印加される電圧のみを制御することが可能である。
【００９４】
また、第１と第２の入出力端子（Ｉｎ１、Ｏｕｔ１、Ｉｎ２、Ｏｕｔ２）には、キャパシタンスＣ及びインダクタンスＬからなるマッチング回路が接続されているため、ポートの外部に対してはＤＣ電圧が印加されることはない。
【００９５】
次に、図１４を用いて、平衡な格子型フィルタの直列薄膜圧電共振器にのみ電圧を印加する方法を説明する。
【００９６】
図１４に示すように、このスイッチングフィルタは、２つの直列に接続された薄膜圧電共振器２００と２つの並列に接続された薄膜圧電共振器２０１とキャパシタンスＣ及びインダクタンスＬからなるマッチング回路からなる平衡な格子型フィルタ回路の構成は、図１３と同じである。
【００９７】
可変電圧回路との接続部及び直列に接続された薄膜圧電共振器２００の「向き」、即ち電圧印加に対して共振周波数が上昇する方向のみが図１３の回路と異なり、以下それらの点について説明する。
【００９８】
先ず、第１の直列薄膜圧電共振器２００−１を、第１の入力端子Ｉｎ１から第１の出力端子Ｏｕｔ１に向けて電圧が印加された場合にその共振周波数が上昇するように接続する。次に、第２の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−２を、第２の出力端子Ｏｕｔ２から第２の入力端子Ｉｎ２に向けて電圧が印加された場合にその共振周波数が上昇するように接続する。
【００９９】
さらに、第１の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−１と第１の入力端子Ｉｎ１との間、そして第２の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−２と第２の出力端子Ｏｕｔ２との間に、高周波をカットするための抵抗Ｒを介して、可変電圧回路の一方の端子Ｖ１を接続する。
【０１００】
さらに、第１の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−１と第１の出力端子Ｏｕｔ１との間、そして第２の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−２と第２の入力端子Ｉｎ２との間に、高周波をカットするための抵抗Ｒを介して、可変電圧回路のもう一方の端子Ｖ２を接続する。
【０１０１】
上述の電圧印加方式を用いると、並列に接続された薄膜圧電共振器２０１の両端は常に同じ電位となっているため電圧が印加されず、直列に接続された薄膜圧電共振器２００に印加される電圧のみを制御することが可能である。
【０１０２】
また、第１と第２の入出力端子（Ｉｎ１、Ｏｕｔ１、Ｉｎ２、Ｏｕｔ２）にはキャパシタンスＣ及びインダクタンスＬからなるマッチング回路が接続されているため、ポートの外部に対してはＤＣ電圧が印加されることはない。
【０１０３】
次に、図１５に示すような非平衡な梯子型フィルタの並列薄膜圧電共振器のみに電圧を印加する方式について説明する。図１５に示すように、このスイッチングフィルタは、第１の入出力端子（Ｉｎ１、Ｏｕｔ１）と、第２の入出力端子（Ｉｎ２、Ｏｕｔ２）と、第１の入出力端子（Ｉｎ１、Ｏｕｔ１）間を接続した第１の導線２０２と、第２の入出力端子（Ｉｎ２、Ｏｕｔ２）間を接続した第２の導線２０３と、第１の導線２０２に直列に接続された第１から第３の直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−１、２００−２、２００−３）と、第１と第２の直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−１、２００−２）との間に一方の端子が接続され、第２の導線２０３にもう一方の端子が接続されている第１の並列に接続された薄膜圧電共振器２０１−１と、第２と第３の直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−２、２００−３）との間に一方の端子が接続され、第２の導線２０３にもう一方の端子が接続されている第２の並列に接続された薄膜圧電共振器２０１−２とから構成され、さらに第１の入出力端子（Ｉｎ１、Ｏｕｔ１）にはそれぞれキャパシタンスＣとインダクタンスＬからなるマッチング回路が接続されている。
【０１０４】
図１５の非平衡な梯子型フィルタ回路において、二つの並列に接続された薄膜圧電共振器２０１のみに電圧を印加するためには以下のような回路を接続すればよい。先ず、第１と第２の並列に接続された薄膜圧電共振器（２０１−１、２０１−２）を、第１の導線２０２から第２の導線２０３に向けて電圧が印加された場合にその共振周波数がともに上昇（もしくはともに低下）するように接続する。
【０１０５】
次に、第１の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−１と第１の入力端子Ｉｎ１との間、第１と第２の直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−１、２００−２）の間、第２と第３の直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−２、２００−３）の間、そして第３の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−３と第１の出力端子Ｏｕｔ１との間に、高周波をカットするための抵抗Ｒを介して、可変電圧回路の一方の端子Ｖ１を接続する。
【０１０６】
さらに、第２の入力端子Ｉｎ２と第２の出力端子Ｏｕｔ２との間に、高周波をカットするための抵抗Ｒを介して、可変電圧回路のもう一方の端子Ｖ２を接続する。
【０１０７】
上述の電圧印加方式を用いると、直列に接続された薄膜圧電共振器２００の両端は常に同じ電位となっているため電圧が印加されず、並列に印加された薄膜圧電共振器２０１に印加される電圧のみを制御することが可能である。
【０１０８】
また、第１の入出力端子（Ｉｎ１、Ｏｕｔ１）には、キャパシタンスＣ及びインダクタンスＬからなるマッチング回路が接続されているため、ポートの外部に対してはＤＣ電圧が印加されることはない。
【０１０９】
次に、図１６を用いて、非平衡な梯子型フィルタの並列薄膜圧電共振器にのみ電圧を印加する方法について説明する。図１６に示すように、このスイッチングフィルタは、３つの直列に接続された薄膜圧電共振器２００と２つの並列に接続された薄膜圧電共振器２０１とキャパシタンスＣ及びインダクタンスＬからなるマッチング回路を構成する非平衡な梯子型フィルタ回路は、図１５と同じである。
【０１１０】
可変電圧回路との接続部及び直列に接続された薄膜圧電共振器２００の「向き」、即ち電圧印加に対して共振周波数が上昇する方向、およびＤＣ電圧遮断用の二つのコンデンサのみが図１５の回路と異なり、以下それらの点について説明する。
【０１１１】
先ず、第１と第３の直列薄膜圧電共振器（２００−１、２００−３）を、第１の入力端子Ｉｎ１から第１の出力端子Ｏｕｔ１に向けて電圧が印加された場合にその共振周波数が上昇するように接続する。次に、第２の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−２を、第１の出力端子Ｏｕｔ１から第１の入力端子Ｉｎ１に向けて電圧が印加された場合にその共振周波数が上昇するように接続する。
【０１１２】
さらにＤＣ電圧を遮断する目的で、第１の並列に接続された薄膜圧電共振器２０１−１と第２の導線２０３との接続部との間に第１のコンデンサＣ１、第２の並列に接続された薄膜圧電共振器２０１−２と第２の導線２０３との接続部との間に第２のコンデンサＣ２を挿入する。
【０１１３】
さらに、第１の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−１と第１の入力端子Ｉｎ１との間、第２と第３の直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−２、２００−３）の間、さらに第２の並列に接続された薄膜圧電共振器２０１−２と第２のコンデンサＣ２との間に、高周波をカットするための抵抗Ｒを介して、可変電圧回路の一方の端子Ｖ１を接続する。
【０１１４】
さらに、第１と第２の直列に接続された薄膜圧電共振器（２００−１、２００−２）との間、第３の直列に接続された薄膜圧電共振器２００−３と第１の出力端子Ｏｕｔ１との間、そして第１の並列に接続された薄膜圧電共振器２０１−１と第１のコンデンサＣ１との間に高周波をカットするための抵抗Ｒを介して、可変電圧回路のもう一方の端子Ｖ２を接続する。
【０１１５】
上述の電圧印加方式を用いると、並列に接続された薄膜圧電共振器２０１の両端は常に同じ電位となっているため電圧が印加されず、直列に接続された薄膜圧電共振器２００に印加される電圧のみを制御することが可能である。
【０１１６】
また、前記第１の入出力端子（Ｉｎ１、Ｏｕｔ１）には、キャパシタンスＣ及びインダクタンスＬからなるマッチング回路が接続され、第２の導線２０３には第１と第２のコンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）が接続されているため、ポートの外部に対してはＤＣ電圧が印加されることはない。
【０１１７】
また、本発明による薄膜圧電共振器に用いる圧電体材料としては、ＡｌＮ、ＺｎＯ、ＰｂＴｉＯ３、ＢａＴｉＯ３、Ｐｂ（Ｚｒ，Ｔｉ）Ｏ３（ＰＺＴ）などが適しているが、誘電率が大きい材料ほどインピーダンスマッチングを取るために必要な電極面積が小さくて済むため、小型軽量化に有利である。中でも、わずかな電圧印加で大きく共振周波数が変化するＢａＴｉＯ３が好ましい。
【０１１８】
図１７に複数の薄膜圧電共振器から構成されるスイッチングフィルタの一つの好ましい実施例の回路図を示した。
【０１１９】
この回路は非平衡な直列３段、並列２段の梯子型フィルタ回路であり、３つの直列に接続された薄膜圧電共振器１１と２つの並列に接続された薄膜圧電共振器１２とからなる。直列に接続された薄膜圧電共振器１１の全ての電極と、第２の導線１７との間には可変電圧回路が接続されており、任意の方向に電圧を印加することができる構成となっている。可変電圧回路と第１の導線１６及び第２の導線１７との間には高周波成分を遮断する目的で薄膜抵抗体からなる抵抗１８が接続されている。
【０１２０】
この抵抗の大きさは、薄膜圧電共振器のインピーダンスの絶対値が最も大きくなる反共振周波数におけるインピーダンスの最大値に対して、５００倍〜１０００倍以上の値であれば良く、典型的には数百ｋΩ〜数ＭΩといった値となる。この抵抗値が大きすぎると、薄膜圧電共振器のキャパシタンスと抵抗値とで決まるＣＲ時定数が大きくなり、スイッチングに要する時間が長くなる。また、フィルタ回路の出入力端子にはマッチング回路１５が接続されており、特性インピーダンスが想定されるシステムに必要な値に調整されている。
【０１２１】
直列及び並列の薄膜圧電共振器（１１、１２）は全て同一の材料、構造で形成されており、電圧印加しない場合には図８に示すような遮断特性を示す。一方で、並列に接続された薄膜圧電共振器１２に対して、共振周波数が低下する方向にＤＣバイアスを印加して、並列に接続された薄膜圧電共振器１２の反共振周波数と直列に接続された薄膜圧電共振器１１の共振周波数とが等しくなると、その周波数を中心周波数とする帯域通過フィルタの特性を示すようになる。
【０１２２】
以上のようなフィルタを構成するための薄膜圧電共振器は例えば以下のようにして製造される。
【０１２３】
先ず、図１８（ａ）に示すように、Ｓｉ基板２１を既知の酸化手法によって酸化し、ＳｉＯ２層２２を厚さ６００ｎｍ形成する。この上部にＳｒＲｕＯ３からなる空洞化のための犠牲層２３をスパッタ法により厚さ３００ｎｍ成膜する。成膜条件は、基板温度４５０℃、ＲＦパワー３００Ｗとし、４インチセラミックターゲットを用いてアルゴン及び酸素（Ａｒ＋Ｏ２）雰囲気中とした。
【０１２４】
次に、ＳｒＲｕＯ３犠牲層２３をパターニングし、硝酸セリウムアンモニウム溶液を主成分とするエッチャントにより加工した。さらにこの上部に、第１のＩｒからなる電極２４を同じくスパッタ法により厚さ１００ｎｍ形成し、パターニング後Ａｒミリング加工を行った。
【０１２５】
次に、スパッタ法によりＢａＴｉＯ３からなる圧電体膜２５を成膜した。成膜条件は、基板温度４５０℃、ＲＦパワー３００Ｗとし、成膜速度を稼ぐため複数のターゲットを使用した。なお、成膜雰囲気はアルゴン及び酸素（Ａｒ＋Ｏ２）雰囲気である。圧電体膜２５の膜厚は８００ｎｍとした。
【０１２６】
次に、圧電体膜２５をパターニング後、過酸化水素水を主成分とするエッチャントによりウェットエッチングを行った。次に、Ｉｒからなる第２の電極２６を第１の電極２４と同一の成膜条件により厚さ１００ｎｍ成膜した。
【０１２７】
次に、第２の電極２６をパターニングしたあとＡｒミリングで加工した。すべての層の成膜が終了した後、加工により形成されていたヴィアホール２７を通じて犠牲層ＳｒＲｕＯ３２３を、硝酸セリウムアンモニウム溶液を主成分とするエッチャントにより溶解し、空洞化処理を行った。得られた強誘電体膜の分極方向であるｃ軸は膜厚方向に０．３°の配向半値幅を有していた。
【０１２８】
このように作成された薄膜圧電共振器の電気特性を、ネットワークアナライザを用いて測定したところ、図１８（ｂ）に示すように、２ＧＨｚ近傍に共振、反共振周波数をもち、電気機械結合定数は約１７％、Ｑ値は８００であった。電極間にＤＣ電圧を０−３Ｖにわたって印加したところ、共振、反共振周波数ともに約１００ＭＨｚ変化した。
【０１２９】
上述のようにして作成された薄膜圧電共振器を、同一のＳｉ基板上に多数作成し、その他薄膜抵抗やマッチング回路用コンデンサ、インダクタも同じ基板上にすべて薄膜技術を用いて形成した。
【０１３０】
これら薄膜素子を配線で図１７に示すスイッチングフィルタ回路となるように接続した。これらの薄膜圧電共振器は、並列、直列ともに同一の構造をもつため、ＤＣバイアスを印加しない場合は図８に示す全域阻止特性を示した。一方、並列に接続された薄膜圧電共振器１２にのみＤＣバイアスを印加して、共振周波数を低下させると、図７に示す帯域通過特性を示した。
【０１３１】
印加したＤＣバイアスは２．５Ｖのとき最も特性の良好な帯域通過フィルタ特性を示した。
【０１３２】
次に、アンテナを準備し、このアンテナに、図１７で説明した上記スイッチングフィルタを複数接続する。このときそれぞれのスイッチングフィルタは、異なる周波数帯をろ波する特性となるようにする。次に、これらスイッチングフィルタのそれぞれに異なる周波数帯に対応する複数の周波数処理システムとを接続して、マルチバンド対応の無線装置を作製した。
【０１３３】
このようにして作製したマルチバンド無線装置では、通過域における減衰量は従来のアンテナスイッチを介した場合よりも平均で１．５ｄＢほど少なかった。
【０１３４】
このように、可変電圧回路という容易な構造によって、帯域通過特性と全域阻止特性とを切り替えることができるため、マルチバンドにおける相互干渉、送受信信号の相互干渉、不要ノイズを防止できる。
【０１３５】
（実施形態２）
本実施形態では、中心周波数を可変する高周波フィルタを図１９，図２０で説明する。本実施形態においても薄膜圧電共振器は、実施形態１で説明したものと同一の工程により作製することができる。
【０１３６】
本実施形態の高周波フィルタは、図２０（ａ）に示すように、電圧無印加時には、直列薄膜圧電共振器の共振周波数ｆｒ（Ａ）と並列薄膜圧電共振器の反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）を一致させる。このとき図２０（ｃ）のように、ある周波数ｆ０を中心に通過する帯域特性を持つ。次に、制御電圧を印加することにより、直列薄膜圧電共振器の共振周波数ｆｒ（Ａ）と、並列薄膜圧電共振器の反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）を共にΔｆ分上昇或いは共に降下することにより、図２０（ｄ）に示すように通過帯域の中心周波数ｆ０を可変にすることができる。
【０１３７】
また、電圧印加時に直列薄膜圧電共振器の共振周波数ｆｒ（Ａ）と並列薄膜圧電共振器の反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）を一致させる。このときある周波数を通過する帯域特性を持つ。次に、制御電圧を変化する或いは無印加にすることにより、直列薄膜圧電共振器の共振周波数ｆｒ（Ａ）と、並列薄膜圧電共振器の反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）を共に上昇或いは共に降下することにより、通過帯域の中心周波数を可変にすることができる。
【０１３８】
通常、複数のシステムを一つの端末に載せたマルチバンド対応の移動体通信用の携帯端末では、帯域が異なるシステム毎に受信系を用意しなければならないが、本実施形態の中心周波数が可変の帯域通過フィルタを用いれば、一つのフィルタ回路だけでマルチバンド対応の移動体通信用の携帯端末を形成できる。
【０１３９】
図１９に、本実施形態に関わる中心周波数を可変する高周波フィルタを、平衡な格子型フィルタで構成した場合の具体的な回路図を示す。
【０１４０】
図１９に示すように、この中心周波数可変フィルタは、第１の導線１６上に、直列薄膜圧電共振器１１が直列に接続されている。第２の導線１７上に、直列薄膜圧電共振器１１が直列に接続されている。第１の導線１６及び第２の導線１７の間に２個の並列薄膜圧電共振器１２が並列に接続されている。
【０１４１】
第１の導線１６において、入力端子１４と直列薄膜圧電共振器１１の間には、制御電圧入力端子１３が接続されている。同様に、第２の導線１７において、入力端子１４と直列薄膜圧電共振器１１の間には、制御電圧Ｖｃを印加する制御電圧入力端子１３が接続されている。
【０１４２】
この中心周波数高周波フィルタの動作原理を、図２０を用いて説明する。
【０１４３】
図２０（ａ）は電圧無印加時の直列薄膜圧電共振器１１及び並列薄膜圧電共振器１２の共振特性を示す。図２０（ａ）に示すように、直列薄膜圧電共振器（特性Ａ）１１の共振周波数ｆｒ（Ａ）（下側のピーク位置）と並列薄膜圧電共振器（特性Ｂ）１２の反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）（上側のピーク位置）が一致するように組み合わせている。
【０１４４】
図２０（ｃ）は、この電圧無印加時のフィルタの通過特性である。図２０（ｃ）に示すように、電圧無印加時には、中心周波数がｆ０の帯域通過フィルタ特性を示している。
【０１４５】
次に、図１９の回路において、制御電圧入力端子１３に負の電圧を印加する。直列薄膜圧電共振器１１及び並列薄膜圧電共振器１２の全てに対して同一の電圧が印加され、その向きは分極方向（図示矢印）と逆向きである。また、正の電圧を印加した場合は、直列薄膜圧電共振器１１及び並列薄膜圧電共振器１２の全てに対して同一の電圧が印加され、その向きは分極方向と同じ向きである。
【０１４６】
電圧印加に伴い弾性定数が増加すると、直列薄膜圧電共振器１１及び並列薄膜圧電共振器１２の共振周波数ｆｒ（Ａ），ｆｒ（Ｂ）はいずれもΔｆだけ上昇する。ここで直列薄膜圧電共振器１１の共振周波数ｆｒ（ａ）と並列薄膜圧電共振器１２の反共振周波数ｆａｒ（ｂ）は一致したまま移動するように電圧を制御する。
【０１４７】
こうすることで図２０（ｄ）に示すように、中心周波数がｆ０＋Δｆの帯域通過特性を示すフィルタとなる。すなわち電圧印加後のフィルタの通過帯域は、電圧無印加時よりも高周波側にΔｆシフトする。典型的には、直列薄膜圧電共振器１１及び並列薄膜圧電共振器１２に、１μｍの厚さのチタン酸バリウム薄膜を用いて、これに３Ｖの電圧を加えると、２％程度の共振周波数の変化率が得られる。
【０１４８】
本実施形態では、図１９に示す中心周波数可変フィルタは、例えばＧＳＭ１．８ＧとＧＳＭ１．９Ｇのように使用周波数帯が比較的近いシステムのＲＦのトップフィルタとして用いることができる。
【０１４９】
従来では、二つのＲＦフィルタが必要であるのが、周波数可変フィルタを用いればもともとサイズが小さい薄膜圧電共振器を用いたフィルタ一つで済むため、受動回路の大幅な小型化が実現でき、その有用性は極めて大きい。
【０１５０】
（実施形態３）
本実施形態では、通過周波数帯域の幅を可変する帯域幅可変フィルタを図２１，図２２により説明する。本実施形態においても薄膜圧電共振器は、実施形態１で説明したものと同一の工程により作製することができる。
【０１５１】
本実施形態の可変高周波フィルタは、例えば電圧無印加時には、図２２（ａ）のように、直列薄膜圧電共振器（特性Ａ）の共振周波数ｆｒ（Ａ）と並列薄膜圧電共振器（特性Ｂ）の反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）を一致するように構成しておく。次に、直列薄膜圧電共振器及び並列薄膜圧電共振器の少なくとも一方に制御電圧を印加することで、共振周波数ｆｒ（Ａ）と反共振周波数ｆａｒ（Ａ）の間隔を変えることができる。このとき、直列薄膜圧電共振器の共振周波数ｆｒ（Ａ）と並列薄膜圧電共振器の反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）がほぼ一致したままであれば、フィルタの中心周波数を動かさずに帯域幅だけを可変とすることが可能になる。
【０１５２】
電圧の印加する向きとして、強誘電体薄膜の分極が増加する向きを選べば、強誘電体薄膜の電気機械結合定数が増加し、その結果共振周波数と反共振周波数の間隔は広がる。従って、帯域通過フィルタの通過帯域幅を大きくすることが可能となる。
【０１５３】
なお、分極を大きくする向きに電圧を印加すると、弾性定数も変化し共振周波数が変化してしまう。従って、帯域幅が変化すると同時にフィルタの中心周波数も変化してしまう。このような場合は、例えば弾性定数の電圧依存性が圧電定数の電圧依存性に比べて小さい強誘電体材料を用いればよい。その一例として、例えば、若干配向に乱れをもつような強誘電体膜を用いることが好ましい。ただし配向半値幅が大きすぎると、逆に電圧を印加しても電気機械結合係数が十分に増加しないので、配向半値幅は０．５°以下であることが望ましい。また、強誘電体膜はエピタキシャル成長した膜を使用することが好ましい。
【０１５４】
こうすることで分極方向が多少乱れている場合、電圧を印加して分極が揃った場合の圧電性の変化が非常に大きく、周波数変化が無視できる電圧範囲で帯域幅を可変とすることが可能になる。
【０１５５】
図２１に、本実施形態に関わる通過周波数帯域の幅を可変する帯域幅可変フィルタを説明する。
【０１５６】
図２１に示すように、この帯域幅可変フィルタは、第１の導線１６に２個の直列薄膜圧電共振器１１−１、１１−２が直列に接続されている。第２の導線１７に２個の直列薄膜圧電共振器１１−３、１１−４が接続されている。第１の導線１６と第２の導線１７の間に４個の並列薄膜圧電共振器１２が接続されている。
【０１５７】
直列薄膜圧電共振器１１−１及び直列薄膜圧電共振器１１−２の間には、制御電圧入力端子１３が接続されている。同様に、直列薄膜圧電共振器１１−３及び直列薄膜圧電共振器１１−４の間にも、制御電圧入力端子１３が接続されている。
【０１５８】
この帯域幅可変フィルタの動作原理を、図２２を用いて説明する。図２２（ａ）は電圧無印加時の直列薄膜圧電共振器１１の共振特性Ａ及び並列薄膜圧電共振器１２の共振特性Ｂを示す。（ａ）に示すように、直列薄膜圧電共振器１１の共振周波数ｆｒ（Ａ）（下側のピーク位置）と並列薄膜圧電共振器１２の反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）（上側のピーク位置）が一致するように組み合わせている。このとき直列薄膜圧電共振器１１の反共振周波数のピーク位置と並列薄膜圧電共振器１２の反共振周波数のピーク位置の間隔はΔｆ／２である。
【０１５９】
図２２（ｃ）は、この電圧無印加時のフィルタの通過特性である。（ｃ）に示すように、電圧無印加時には、通過帯域幅がΔｆの帯域通過フィルタ特性を示している。
【０１６０】
次に、図２１の回路において、制御電圧入力端子１３に電圧を印加する。直列薄膜圧電共振器１１及び並列薄膜圧電共振器１２の全てに対して同一の電圧が印加され、その向きは強誘電体の分極方向と同じ向きである。
【０１６１】
強誘電体膜は、電極無印加時には若干のばらつきをもっていた分極が、全て同一の方向を向くようになり、結合定数が増加する。
【０１６２】
したがって図２２（ｂ）に示すように、直列薄膜圧電共振器１１及び並列薄膜圧電共振器１２の反共振周波数ｆａｒ（Ａ），ｆａｒ（Ｂ）の間隔が広がる。この場合直列薄膜圧電共振器１１及び並列薄膜圧電共振器１２の共振周波数ｆｒ（Ａ），ｆｒ（Ｂ）の間隔も広がっている。ここで直列薄膜圧電共振器１１の共振周波数ｆｒ（Ａ）と並列薄膜圧電共振器１２の反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）は一致したまま移動するように制御する。
【０１６３】
この場合、共振周波数も変化してしまうが、分極がわずかに乱れた強誘電体配向膜を圧電体膜として用いることで、共振周波数の電圧依存性よりも結合定数の電圧依存性の方がはるかに大きくなるので、実質的に問題は生じない。
【０１６４】
こうすることで図２２（ｄ）に示すように、通過する周波数帯幅がΔｆ＋Δｆ′の帯域通過特性を示すフィルタとなる。すなわち電圧印加後のフィルタの通過帯域は、電圧無印加時よりもΔｆ′だけ広がることになる。
【０１６５】
このようにしてフィルタ回路を構成したところ、制御電圧で通過帯域幅を可変にできる帯域通過フィルタを構成することができた。このようにして構成された帯域幅可変フィルタは、使用帯域幅の異なる複数のシステムを切り替えることや、情報量に応じて帯域幅を変えて対応するシステム（ＣＤＭＡ２０００など）で使用することが可能である。
【０１６６】
このように、同一のフィルタ回路で帯域幅を可変にすることができれば、伝送する情報量に応じてチャネルの周波数帯域幅を変えるという今後の移動体通信で必須とされるフィルタ機能が一つの回路で実現できることになり、実用上極めて有用である。
【０１６７】
（実施形態４）
本実施形態では、図２３，図２４により通過帯域内のリップル形状やリップル位置を可変する可変フィルタを説明する。本実施形態においても薄膜圧電共振器は、実施形態１で説明したものと同一の工程により作製することができる。
【０１６８】
本実施形態の可変フィルタは、図２４（ａ）に示すように、電圧無印加時には、直列薄膜圧電共振器（特性Ａ）の共振周波数ｆｒ（Ａ）と並列薄膜圧電共振器（特性Ｂ）の反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）を一致させる。このときある周波数を通過する帯域特性を持つ。次に、直列薄膜圧電共振器及び並列薄膜圧電共振器の少なくとも一方に制御電圧を印加することで、直列薄膜圧電共振器の共振周波数ｆａ（Ａ）と並列薄膜圧電共振器の反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）の間隔を変化させることにより、通過帯域内のリップルの位置や形状を可変とすることができる。
【０１６９】
また、図２４（ｂ）のように、電圧印加時には、直列薄膜圧電共振器の共振周波数ｆｒ（Ａ）と並列薄膜圧電共振器の反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）を一致させる。このときある周波数を通過する帯域特性を持つ。次に、直列薄膜圧電共振器及び並列薄膜圧電共振器の少なくとも一方に制御電圧を変化或いは無印加にすることで、直列薄膜圧電共振器の共振周波数ｆｒ（Ａ）と並列薄膜圧電共振器の反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）の間隔を変化させることにより、通過帯域内のリップルの位置や形状を可変とすることができる。
【０１７０】
こうすることで、例えば、通過帯域内にリップルが存在し、部分的にシステム要求よりも挿入損失が大きい帯域が存在したとしても、通過帯域内の使用チャネルだけは挿入損失が小さくなるように薄膜圧電共振器に電圧を印加して強誘電体を使用した直列薄膜圧電共振器の共振周波数と並列薄膜圧電共振器の反共振周波数をずらし、また別のチャネルを用いて通信を行なうときには該当するチャネルの挿入損失が小さくなるようなリップル形状になるように制御電圧を変化させるので、多少のリップルが存在してもフィルタとして使用可能になる。
【０１７１】
このような可変フィルタは、フィルタの可変特性を向上させるような材料を選択すると、フィルタの挿入損失が若干大きくなる場合があるが、リップル位置や形状を可変とすることで、従来は適用が難しいと考えられていた材料でも可変性を活かしたフィルタとして利用することが可能になり、材料選択の幅が広がるというメリットが得られる。また、挿入損失を小さくできる材料を用いても、リップルのないフィルタを構成した場合の最小挿入損失よりも、リップルの存在を許容しても使用チャネルだけは挿入損失が小さくなるように共振器を組み合わせる方が、最小挿入損失は小さくできるという利点がある。
【０１７２】
図２３に、本実施形態に関わるリップル形状やリップル位置を可変にする可変フィルタを説明する。
【０１７３】
図２３に示すように、この可変フィルタは、第１の導線１６に３個の直列薄膜圧電共振器１１が直列に接続されている。第１の導線１６と第２の導線１７の間に２個の並列薄膜圧電共振器１２が接続されている。
【０１７４】
第１の導線１６の直列薄膜圧電共振器１１の全ての電極に制御電圧入力端子１３−１が抵抗１８を介して接続されている。
【０１７５】
制御電圧は並列薄膜圧電共振器１２にのみ印加され、直列薄膜圧電共振器１１には電圧が印加されないようになっている。
【０１７６】
このリップル形状やリップル位置を可変にする可変フィルタの動作原理を、図２４を用いて説明する。図２４（ａ）は電圧無印加時の直列薄膜圧電共振器１１のは共振特性Ａ及び並列薄膜圧電共振器１２の共振特性Ｂを示す。図２４（ａ）に示すように、直列薄膜圧電共振器１１の共振周波数ｆｒ（Ａ）（下側のピーク位置）と並列薄膜圧電共振器１２の反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）（上側のピーク位置）が一致するように組み合わせている。
【０１７７】
図２４（ｃ）は、この電圧無印加時のフィルタの通過特性である。図２４（ｃ）に示すように、電圧無印加時には、リップルのない帯域通過フィルタ特性を示している。この場合帯域の中心にもっとも挿入損失の小さい領域が存在し、真中の２本のｃｈ２及びｃｈ３が通過する。
【０１７８】
次に、図２３の回路において、制御電圧入力端子１３に電圧を印加する。こうすると図２４（ｂ）に示すように、直列薄膜圧電共振器１１の共振周波数ｆｒ（Ａ）と並列薄膜圧電共振器１２の反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）を僅かにずらす。すると図２４（ｄ）のように、通過周波数の端の位置にリップルが存在する特性となる。
【０１７９】
このように並列薄膜圧電共振器１２の反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）と直列薄膜圧電共振器１１の共振周波数ｆｒ（Ａ）において挿入損失が極小となる通過特性をもつフィルタが構成できる。例えば、このリップル可変帯域通過フィルタの通過帯域内に４個のチャネルが存在する場合、図２４（ｃ）のような特性を示すときは４個のチャネルのうち真中の二つの帯域のチャネル（ｃｈ２とｃｈ３）が使用でき、図２４（ｄ）のような特性を示すときは４個のチャネルのうち上下二つの帯域のチャネル（ｃｈ１とｃｈ４）が使用できる。
【０１８０】
このようにしてリップル形状可変帯域通過フィルタ回路を構成したところ、リップルが存在せず、使用チャネルの全てに対して常に挿入損失が要求の値以下である帯域通過フィルタを作るよりは、多少のリップルがあったとしても、使用しているチャネルだけは挿入損失が少なくなるようなリップル形状になる可変フィルタの方が、使用チャネルの挿入損失を小さく抑えることができ、またある程度の特性のばらつきを電圧制御により抑えることが可能になるので、実用上そのメリットは大きい。
【０１８１】
（実施形態５）
本実施形態では、図２５，図２６により遮断周波数やその帯域幅を可変とする帯域遮断フィルタを説明する。本実施形態においても薄膜圧電共振器は、実施形態１で説明したものと同一の工程により作製することができる。
【０１８２】
この帯域遮断フィルタは、図２６（ｂ）に示すように、電荷無印加時に、直列薄膜圧電共振器（特性Ａ）の反共振周波数ｆａｒ（Ａ）と、並列薄膜圧電共振器（特性Ｂ）の共振周波数ｆｒ（Ｂ）とを一致させている。このときはある周波数帯を遮断する遮断フィルタとなっている。
【０１８３】
次に、電圧を印加することによって、直列薄膜圧電共振器の共振周波数ｆｒ（Ａ）及び反共振周波数ｆａｒ（Ａ）と、並列薄膜圧電共振器の共振周波数ｆｒ（Ｂ）及び反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）が、共に上昇或いは共に降下することにより、阻止帯域の中心周波数が可変となる。
【０１８４】
電圧印加時に直列薄膜圧電共振器の反共振周波数ｆａｒ（Ａ）と、並列薄膜圧電共振器の共振周波数ｆｒ（Ｂ）とを一致させ、電圧を変化或いは無印加にして、直列薄膜圧電共振器の共振周波数ｆｒ（Ａ）及び反共振周波数ｆａｒ（Ａ）と、並列薄膜圧電共振器の共振周波数ｆｒ（Ｂ）及び反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）が、共に上昇或いは共に降下してもよい。
【０１８５】
また、電圧を印加することによって、直列薄膜圧電共振器の共振周波数ｆｒ（Ａ）と反共振周波数ｆａｒ（Ａ）の間隔及び並列薄膜圧電共振器の共振周波数ｆｒ（Ｂ）と反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）の間隔を変化させることにより、通過帯域幅を可変とする。
【０１８６】
このような構成を用いると、キャパシタンスの大きい方を直列薄膜圧電共振器として、キャパシタンスの小さい方を並列薄膜圧電共振器として用いることで、電圧を印加して直列薄膜圧電共振器の共振周波数と並列薄膜圧電共振器の反共振周波数をともに上昇させれば中心周波数も上昇し、電圧を印加して直列薄膜圧電共振器の共振周波数と並列薄膜圧電共振器の反共振周波数をともに低下させれば中心周波数も低下するため、遮断周波数を可変とする帯域通過フィルタを構成することができる。
【０１８７】
また、強誘電体薄膜の分極が増加する向きに電圧を印加して、その結果強誘電体薄膜の電気機械結合定数が増加すると、直列もしくは並列薄膜圧電共振器の共振−反共振周波数の間隔が広がるので、帯域遮断フィルタの遮断帯域幅を大きくすることが可能となる。
【０１８８】
帯域外の妨害波の周波数が変化した場合や、妨害波の存在する周波数範囲が変化した場合にも、単一のノッチフィルタ回路構成で妨害波を除くことができ、フィルタ回路の小型化に特に有利である。
【０１８９】
図２５は、遮断周波数可変フィルタを非平衡な梯子型フィルタで構成した場合の回路例である。図２５において、遮断周波数可変フィルタは、第１の導線１６に２個の直列薄膜圧電共振器１１が直列に接続されている。第１の導線１６と第２の導線１７の間に１個の並列圧電共振器１２が並列に接続されている。直列薄膜圧電共振器１１の間に制御電圧入力端子１３−１が接続されている。 こうすることで、制御電圧を直列薄膜圧電共振器１１及び並列薄膜圧電共振器１２に等しく印加することが可能となる。
【０１９０】
この可変高周波フィルタは、直列薄膜圧電共振器１１に共振周波数ｆｒ（Ａ）が低く、インピーダンスが小さいもの、並列薄膜圧電共振器１２には共振周波数ｆｒ（Ｂ）が高く、インピーダンスが大きいものを用いる。
【０１９１】
図２６（ａ）に示すように、直列薄膜圧電共振器１１の反共振周波数ｆａｒ（Ａ）と、並列薄膜圧電共振器１２の共振周波数ｆｒ（Ｂ）が一致している。
【０１９２】
図２６（ｂ）に示すように、直列薄膜圧電共振器１１の反共振周波数と並列薄膜共振器１２の共振周波数が一致するようにすれば、この一致する周波数の位置が遮断周波数となる帯域遮断特性が得られる。図はノッチ特性を示しており、遮断周波数１．７７ＧＨｚで−６０ｄＢの減衰になっている。
【０１９３】
さらに、直列薄膜圧電共振器１１と並列薄膜圧電共振器１２が同じ方向に共振周波数がシフトするように制御電圧を印加すれば、遮断周波数が可変となる帯域遮断フィルタを構成することができる。
【０１９４】
このようにして遮断周波数可変フィルタ回路を構成し、さらに帯域通過フィルタを同じ強誘電体配向膜からなる薄膜圧電共振器で同一基板上に形成し、直列に接続したところ、所望波を通過させ、妨害波を除去するとともに、妨害波の周波数帯が多少変動しても、変動を検知して適当な制御電圧を遮断周波数可変フィルタに印加する回路を付加することで、妨害波が変動してもフィルタ後段のアンプが飽和することなく動作させることができた。
【０１９５】
また、このようなノッチ位置可変ノッチフィルタ回路を使用することにより、例えばＷ−ＣＤＭＡの受信帯域である２１１０〜２１７０ＭＨｚ帯の前後にＰＨＳ（１９００ＭＨｚ前後）、無線ＬＡＮ（２．４ＭＨｚ）の帯域が存在しているので、これらの妨害波の位置に遮断周波数を合わせ、また妨害波のチャネルが変わった時にも遮断周波数を動かして妨害波に追随させる、といった動作が可能になった。
【０１９６】
（実施形態６）
図２７から図３０で示す本実施形態は、帯域通過特性と全域遮断特性とを電圧制御で切り替えることのできるスイッチングフィルタに関するものである。本実施形態においても薄膜圧電共振器は、実施形態１で説明したものと同一の工程により作製することができる。
【０１９７】
このスイッチングフィルタは、図３０（ａ）のように、直列薄膜圧電共振器（特性Ａ）の共振周波数ｆｒ（Ａ）と並列薄膜圧電共振器（特性Ｂ）の反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）とが一致したときに得られる帯域通過特性（図３０（ｃ））と、直列薄膜圧電共振器の共振周波数ｆｒ（Ａ）と並列薄膜圧電共振器の共振周波数ｆｒ（Ｂ）とが一致したときに得られる全域阻止特性（図３０（ｄ））とを、直列薄膜圧電共振器或いは並列薄膜圧電共振器の少なくとも一方に前記制御電圧を印加することにより切り替え可能である。
【０１９８】
このような構成を用いると、直列薄膜圧電共振器の共振周波数と、並列薄膜圧電共振器の反共振周波数とが一致したときに得られる帯域通過特性（図３０（ｃ））と、前記強誘電体を使用した直列薄膜圧電共振器の共振周波数と、並列薄膜圧電共振器の共振周波数とが一致したときに得られる全域阻止特性（図３０（ｄ））とを、制御電圧だけで切り替えることができる。ここで、フィルタは常時接続されており、使用されているシステムに対応するフィルタのみ通過特性を示し、それ以外のフィルタは全域阻止特性を示すため、ＰＩＮダイオードのように切り替えのために挿入されたスイッチング素子で生じる損失がなく、挿入損失の少ないフィルタが構成できるとともに、オンオフの動作が能動素子を含まないため、受動素子を集積したモジュールのみを使用すればよく、極めて小さい面積で切り替え手段が実現できるという実用上大きな利点がある。
【０１９９】
図２７は、本実施形態に係わる帯域外減衰量切り替えフィルタを、スイッチングフィルタを用いて構成したブロック図を示す。
【０２００】
この帯域外減衰量切り替えフィルタは第１、第２、第３のスイッチングフィルタ３３、３４，３５を具備し、それらは常時接続されている。
【０２０１】
図２８に示すように、この３つのスイッチングフィルタは、例えばフィルタの段数を変えるなどの方法により、それぞれ帯域外減衰量Ｆ３３，Ｆ３４，Ｆ３５が異なる値となっている。
【０２０２】
図２９に、帯域外減衰量Ｆ３３ならびに挿入損失が最も小さい第１のスイッチングフィルタ３３の回路例を示す。
【０２０３】
図２９は、平衡な格子型フィルタからスイッチングフィルタを構成した例で、第１の導線１６及び第２の導線１７にそれぞれ１個ずつの直列薄膜圧電共振器１１が直列に接続されている。第１の導線１６と第２の導線１７の間に２個の並列薄膜圧電共振器１２が並列に接続されている。第１の導線１６の直列薄膜圧電共振器１１の両端の電極には制御電圧入力端子１３が抵抗１８を介して接続されている。こうすることで、制御電圧は並列薄膜圧電共振器１２にのみ印加され、直列薄膜圧電共振器には電圧が印加されないようになっている。
【０２０４】
次に、図３０を用いて、このスイッチングフィルタの動作原理を説明する。図３０（ａ）は、並列薄膜圧電共振器（特性Ｂ）１２の反共振周波数ｆａｒ（Ｂ）と直列薄膜圧電共振器（特性Ｂ）１１の共振周波数ｆｒ（Ａ）を一致させた場合のそれぞれの共振特性である。図３０（ｃ）に示すように、このときのフィルタの特性は、帯域通過フィルタ特性を示す（スイッチ“オン″に対応）。
【０２０５】
次に、図２９の回路の制御電圧入力端子１３に＋Ｖの電圧を印加すると、２個の並列薄膜圧電共振器１２にのみ電圧が印加される。例えば電圧印加に伴い弾性定数が増加したとすると、二つの並列薄膜圧電共振器１２の共振周波数は上昇する。
【０２０６】
図３０（ｂ）に示すように、制御電圧を変えて直列薄膜圧電共振器１１及び並列薄膜圧電共振器１２の共振周波数ｆｒ（Ａ），ｆｒ（Ｂ）を一致させると、フィルタの特性は図３０（ｄ）のような全ての周波数帯にわたって阻止特性を示すようになる（スイッチ“オフ″に対応）。
【０２０７】
このように、制御電圧を変えるだけで、帯域通過特性と全域遮断特性を切り替えることができ、並列に接続してもＰＩＮダイオードのような選択手段を介さなくて済むので、挿入損失が一切増加しないというメリットがある。
【０２０８】
図２７では、このような第１のスイッチングフィルタ３３、第２のスイッチングフィルタ３４及び第３のスイッチングフィルタ３５を３つ並列に接続したものを示す。このとき第１のスイッチングフィルタ３３、第２のスイッチングフィルタ３４及び第３のスイッチングフィルタ３５のフィルタの段数は全て異なるようにしておく、第１のスイッチングフィルタ３３には第１の電圧印加端子３６から電圧が印加出来るようにしておく。第２のスイッチングフィルタ３４には第２の電圧印加端子３７から電圧が印加出来るようにしておく。第３のスイッチングフィルタ３５には第３の電圧印加端子３８から電圧が印加出来るようにしておく。３１は信号入力端子、３２は信号出力端子である。
【０２０９】
また、図２８に、このときの帯域外減衰量切り替えフィルタの通過特性を示す。図２８から分かるように、フィルタを構成する直列薄膜圧電共振器と並列薄膜圧電共振器の組み合わせからなるフィルタの段数が少ない場合、挿入損失は少ないものの帯域外減衰量の小さい通過特性となる。一方フィルタの段数が多い場合、帯域外減衰量は大きいものの挿入損失もそれに応じて大きい通過特性となる。
【０２１０】
所望波に対して近くに妨害波が存在しない場合は、帯域外減衰量は少なくてもよく、むしろ挿入損失を少なくすることが後段のアンプの負担を減らすためにも必要となるので第１のフィルタ３３をスイッチングフィルタで選択し、逆に妨害波が存在する場合は、挿入損失が例え大きくとも、帯域外減衰量を大きくして後段のアンプが飽和しないようにすることが要求されるので第２のフィルタ３４を選択して使用する。妨害波の強度が極めて大きい場合は、さらに帯域外減衰量の大きい第３のフィルタ３５を選択して使用する。
【０２１１】
このように、帯域外減衰量と挿入損失のトレードオフを回避するために、容易に小型化できる強誘電体配向膜を用いた薄膜圧電共振器から構成されるフィルタを損失の少ないスイッチ手段で切り替えて使用することで、妨害波の有無によってそれぞれ最適化されたフィルタ回路を使用できるようになった。また、スイッチ手段がフィルタ回路と同じ薄膜受動素子基板上に集積化できるため、極めてサイズの小さいフィルタモジュールが作製可能となった。
【０２１２】
（実施形態７）
図３１，３２に示す本実施形態では、上記した各実施例の可変フィルタを組み合わせた可変フィルタに関するものである。すなわち上記した通過帯域の中心周波数、通過帯域幅、リップル位置或いはリップル形状、ノッチ位置或いは遮断帯域幅を可変とする可変フィルタを複数用いて所望の可変帯域通過フィルタを形成することができる。こうすることでそれぞれ単独の特性可変フィルタでは実現が難しい大きな可変幅をもつフィルタを形成することもできる。
【０２１３】
例えば、フィルタ回路を図１９で説明した実施例の中心周波数可変フィルタの直列接続で用い、電圧を印加することにより、前段の周波数可変フィルタの中心周波数を上昇させ、後段の周波数可変フィルタの中心周波数を低下させれば、帯域幅を狭くすることができる。
【０２１４】
また、前段と後段の中心周波数をあらかじめ異なる周波数に設定して、重なる部分だけをフィルタをして用いて、前段と後段の中心周波数を電圧印加により同じ方向に動かせば、通過帯域に比べて中心周波数の変化する割合を大きく取ることができ、より多くのシステムに特性可変フィルタを適用することができるようになり、実用上極めて有利である。
【０２１５】
図３１に、帯域幅可変フィルタを２個の中心周波数可変フィルタの直列接続により実現した回路を示す。図３１において、この直列型帯域幅可変フィルタは、第１の導線１６に２個の直列薄膜圧電共振器１１−１、１１−２が直列に接続されている。第２の導線１７に２個の直列薄膜圧電共振器１１−３、１１−４が直列に接続されている。第１の導線１６と第２の導線１７の間に４個の並列薄膜圧電共振器１２が並列に接続されている。
【０２１６】
第１の導線１６の第１の直列薄膜圧電共振器１１−１と第２の直列薄膜圧電共振器１１−２の間には、制御電圧入力端子１３が接続されている。同様に、第２の導線１７の第３の直列薄膜圧電共振器１１−３と第４の直列薄膜圧電共振器１１−４の間にも、制御電圧入力端子１３が接続されている。便宜上、制御電圧入力端子１３から入力端子１４側のフィルタを第１のフィルタ、制御電圧入力端子１３から出力端子１５側のフィルタを第２のフィルタと以下呼ぶことにする。
【０２１７】
図３２を用いて、この帯域幅可変フィルタの動作原理を説明する。図３２（ａ）は、電圧無印加時の第１のフィルタの通過特性Ｆ１及び第２のフィルタＦ２の通過特性を示したものである。第１のフィルタ及び第２のフィルタは、通過帯域がΔｆだけ重なるように設計されている。
【０２１８】
図３２（ｂ）に示すように、第１のフィルタ及び第２のフィルタを直列に接続した帯域通過フィルタの特性Ｆ３は帯域幅Δｆの帯域通過フィルタ特性である。
【０２１９】
次に、図３２（ｂ）に示すように、制御電圧を印加して薄膜圧電共振器の共振周波数を変化させることにより、第１のフィルタの通過域を低周波側にΔｆ′シフトさせ、第２のフィルタの通過域を高周波側にΔｆ′シフトさせる。
【０２２０】
図３２（ｄ）に示すように、帯域通過フィルタの特性Ｆ４は帯域幅がΔｆ＋２Δｆ′になり、２Δｆ′だけ広がることになる。このようにして、外部から加えた制御電圧により帯域幅を可変とすることができる。
【０２２１】
このような構成を実現するには実際には以下のように設計すればよい。第１のフィルタは第２のフィルタよりも低周波側に通過域をもつものとすると、第１のフィルタを構成する４つの薄膜圧電共振器は、第２のフィルタを構成する４つの薄膜圧電共振器よりも電極膜厚を大きくして、共振周波数を低下させなければならない。
【０２２２】
この場合、制御電圧入力端子に正の電圧を印加すると、第１のフィルタを構成する４つの薄膜圧電共振器には分極方向と同じ向きに電界が印加され、逆に第２のフィルタを構成する４つの薄膜圧電共振器には分極方向と逆向きに電界が印加される。従って、制御電圧を印加することで、第１のフィルタが例えば高周波側にシフトしたとすると、このとき第２のフィルタは逆に低周波側にシフトする。また、第１のフィルタが例えば低周波側にシフトしたとすると、このとき第２のフィルタは逆に高周波側にシフトする。つまり、このような構成の回路を作製すれば、制御電圧印加にともなって第１のフィルタと第２のフィルタが逆向きにシフトするため、両者の重なっている部分、すなわち通過帯域が広がったり狭まったりする。
【０２２３】
以上の説明で分かるように、図３１で示したようなフィルタ回路は、図３２で説明した動作原理に基づく帯域幅可変フィルタを作製することができる。この方法では、実質的に一つのフィルタ回路に制御電圧入力端子を付け加えるだけで帯域幅可変フィルタが構成できたので、従来の薄膜圧電共振器を用いたフィルタ回路の設計技術、プロセス技術がともに活用でき、さらに同一の基板上に全て形成可能であることから、極めて小さいフィルタモジュールが実現できた。
【０２２４】
この帯域幅可変フィルタは、例えばマルチキャリア方式を採用しているＣＤＭＡ２０００のように、通常１キャリアあたり１．２５ＭＨｚである帯域幅を、高速性が要求される場合にのみ複数のキャリアを用いて、２．５ＭＨｚや３．７５ＭＨｚの帯域幅に変えるシステムにおいて特に有効である。このような大きな帯域幅の変化を要するシステムでは、可変幅を大きく取れるので有利である。また、通常チャネル幅は数ＭＨｚであり、１０％以上もの結合定数をもつ強誘電体配向膜を圧電体とした薄膜圧電共振器では帯域幅が広すぎて、作製するのが困難であるが、本実施例に見られるような、帯域幅の広いフィルタを二つ直列に接続して帯域幅の狭いフィルタを構成する手法を用いれば、帯域幅の狭い帯域幅可変フィルタが構成できる。
【０２２５】
（実施形態８）
図３３に、本実施形態の可変フィルタの回路図を示す。これは２個の中心周波数可変フィルタの直列接続により実現した回路例である。
【０２２６】
図３３において、帯域幅可変フィルタは、第１の導線１６に２個の直列薄膜共振器１１−１、１１−２が直列に接続されている。第２の導線１７に２個の直列薄膜圧電共振器１１−３、１１−４が直列に接続されている。第１の導線１６と第２の導線１７の間に４個の並列薄膜圧電共振器１２が並列に接続されている。
【０２２７】
第１の導線１６の第１の直列薄膜圧電共振器１１−１と第２の直列薄膜圧電共振器１１−２の間には、制御電圧入力端子１３が接続されている。同様に、第２の導線１７の第３の直列薄膜圧電共振器１１−３と第４の直列薄膜圧電共振器１１−４の間にも、制御電圧入力端子１３が接続されている。
【０２２８】
回路上は図２１の２段の中心周波数可変フィルタと全く同一であるが、以下述べるように、電圧無印加時の通過特性が異なる。
【０２２９】
図３４を用いて、この帯域幅可変フィルタの動作原理を説明する。便宜上、図２２の制御電圧入力端子１３よりも入力端子１４側を第１の中心周波数可変フィルタ、出力端子１５側を第２の中心周波数可変フィルタと呼ぶことにする。
【０２３０】
図３４（ａ）は、電圧無印加時の第１及び第２の中心周波数可変フィルタの通過特性Ｆ５、Ｆ６を示したものである。それぞれの通過特性は、帯域幅はほぼ同じであるが、重なっている周波数帯がチャネル一つ分と同じになっている。
【０２３１】
図３４（ｃ）に示すように、第１及び第２の中心周波数可変フィルタを直列に接続した場合に、チャネル一つ分が通過帯域幅となるような帯域通過フィルタの特性Ｆ７が構成できるように調整してある。本例ではチャネル１に一致する。
【０２３２】
図３４（ｂ）に示すように、このような中心周波数可変フィルタに電圧を印加して、それぞれの通過帯域をΔｆ′だけ高周波側にずらすと、図３４（ｄ）に示すように、通過域のチャネルもΔｆ′だけ高周波側にシフトし、フィルタ特性Ｆ８となり、本例ではチャネル４に一致する。
【０２３３】
通常の方法では、強誘電体のように結合定数の大きい圧電材料では、１チャネルを選択するような帯域幅の狭いフィルタを構成し、かつそれを数チャネル分動かすのは困難であった。なぜならば、強誘電体配向膜のように可変幅が大きい材料は結合定数も大きく、逆に結合定数が小さい材料は可変幅が極めて狭く、中心周波数可変フィルタを作製できないというトレードオフの関係があるからである。
【０２３４】
しかし、本実施形態で説明したような２段の中心周波数可変フィルタを構成すれば、強誘電体のもつ大きなチューナビリティを活かしつつ、帯域幅の狭いチャネルフィルタを作製することができ、実用上の価値は極めて大きい。
【０２３５】
本発明では、図３５に示すように、縦続接続された複数のフィルタ単位４１，４２の間に、アイソレータ或いはバッファアンプ４３を接続することができる。こうすることで直列薄膜圧電共振器のフィルタの前段と後段との間で、インピーダンスの不整合に起因する通過特性の低下を抑制することができ、実用上特に利用価値が高い。符号４４は可変電圧回路を示す。
【０２３６】
また、可変高周波フィルタを少なくとも２個以上スイッチを介して並列に接続し、スイッチによりフィルタを選択することにより、通過帯域の中心周波数、通過帯域幅、リップル位置或いはリップル形状、ノッチ位置或いは遮断帯域幅、帯域外減衰量、通過損失を可変とすることができる。
【０２３７】
こうすると単一の可変フィルタ或いは複数の可変フィルタの直列接続で実現できる可変範囲よりも、さらに広い可変範囲をもつ特性可変フィルタが得られるという利点がある。
【０２３８】
例えば、挿入損失が少ないが帯域外減衰量も大きくない第１の特性の可変フィルタと、挿入損失は大きいが帯域外減衰量が大きい第２の特性の可変フィルタを並列に接続すれば、妨害波が存在しない場合には第１の可変フィルタを使用し、妨害波が出現した場合には第２の可変フィルタに切り替えて使用することで、フィルタ後段のアンプが飽和するのを避けることが可能となる。
【０２３９】
また、周波数可変チャネル選択フィルタを構成する場合、９００ＭＨｚ帯と２ＧＨｚ帯のチャネル選択フィルタを一つのフィルタ或いは直列に接続された可変フィルタで実現することは困難であるが、別々に構成して並列接続すれば用意に作製可能である。
【０２４０】
また、特に並列された可変フィルタの選択手段として実施形態１で説明したスイッチングフィルタを使用すれば、挿入損失も小さく実用上のメリットは極めて大きい。
【０２４１】
また、可変フィルタに用いる薄膜圧電共振器に使用する強誘電体として、単結晶或いは配向した強誘電体が０．１°以上５°以下の配向半値幅を有することが好ましい。
【０２４２】
本来、理想的な強誘電体では、電圧を印加しない場合でも分極が位置方向に揃っているが、適度に欠陥などが導入されていたり、格子定数がばらついたりしていると、電圧を印加しない場合は分極が揃っていない領域が膜中に形成される。このような領域もわずかに電圧を印加すれば分極が揃い、結合定数が大きく変化する。従って、印加電圧に対して材料定数の変化率を大きく取るためには、理想的な単結晶の強誘電体よりもわずかに配向が乱れていたほうが好ましい。
【０２４３】
詳細に実験を行なった結果、Ｘ線回折により得られた配向半値幅が０．１°以上であれば、実用上必要な結合定数の電圧依存性を得ることができる。しかしながら配向半値幅が大きすぎると、逆に電圧を印加しても電気機械結合係数か十分に増加しないという問題がある。詳細に実験を行った結果、Ｘ線回析により得られた配向半値幅が０．１°以上であれば、電気機械結合係数などの材料定数は電圧印加により大きく変化し、配向半値幅が５°以下であれば電圧印加時に十分大きな結合定数を得ることができる。したがって、配向半値幅は０．１°以上５°以下であることが望ましい。
【０２４４】
薄膜圧電共振器の圧電体膜としてチタン酸バリウムを用いることが好ましい。
【０２４５】
チタン酸バリウムは、電気機械結合定数が約２０％と大きく、また弾性定数や結合定数の電圧依存性が他の圧電材料に比べて大きく、さらに高周波帯における誘電率も２００以上とＡｌＮやＺｎＯに比べると遥かに大きいため、上述したような特性可変フィルタや小型切り替え式フィルタを構成するのに特に適している。また、ＰＺＴと違い、熱力学的に安定でかつ有害な金属を含まないので、実用上特に有望な材料である。
【０２４６】
【発明の効果】
本発明によれば、適当な外部制御手段を用いて通過特性を可変にできる新たな高周波フィルタを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のフィルタ回路に用いるバルク弾性波を利用する強誘電圧体を使用した薄膜圧電共振器の一例の断面図。
【図２】本発明のフィルタ回路に用いるバルク弾性波を利用する強誘電圧体を使用した薄膜圧電共振器の他の例の断面図。
【図３】本発明のフィルタ回路に用いるバルク弾性波を利用する強誘電圧体を使用した薄膜圧電共振器のさらに他の例の断面図。
【図４】バルク弾性波を利用する強誘電圧体を使用した薄膜圧電共振器の等価回路。
【図５】バルク弾性波を利用する強誘電圧体を使用した薄膜圧電共振器の周波数特性を示す図。
【図６】（ａ）は本発明の実施例のスイッチングフィルタの回路図、（ｂ）は同フィルタのインピーダンスの絶対値の周波数特性図。
【図７】前記スイッチングフィルタの一例の帯域通過特性図。
【図８】前記スイッチングフィルタの一例の全域阻止特性図。
【図９】本発明の他の実施例のスイッチングフィルタを示し平衡梯子型フィルタで構成される回路図。
【図１０】本発明の他の実施例のスイッチングフィルタを示し平衡格子型フィルタで構成される回路図。
【図１１】図９に示す実施例の具体的な回路図。
【図１２】本発明の他の実施例のスイッチングフィルタにおける平衡梯子型フィルタの回路図。
【図１３】図１０に示す実施例の具体的な回路図。
【図１４】本発明の他の実施例のスイッチングフィルタにおける平衡格子型フィルタの回路図。
【図１５】本発明の他の実施例のスイッチングフィルタにおける平衡梯子型フィルタの回路図。
【図１６】本発明の他の実施例のスイッチングフィルタにおける非平衡梯子型フィルタの回路図。
【図１７】本発明の他の実施例のスイッチングフィルタにおける非平衡梯子型フィルタの回路図。
【図１８】（ａ）は 本発明の実施例に用いる、バルク弾性波を利用する強誘電圧体を使用した薄膜圧電共振器の具体的な製造方法を説明するための断面図、（ｂ）は（ａ）の共振器の可変電圧印加に対する共振周波数および反共振周波数の変化を示す曲線図。
【図１９】本発明の他の実施例に係わる中心周波数可変フィルタの回路図。
【図２０】（ａ）乃至（ｄ）は図１９で説明した実施例に係わる中心周波数可変フィルタの動作原理を説明する図で、（ａ）及び（ｂ）は共振器のインピーダンス特性、（ｃ）及び（ｄ）は通過特性。
【図２１】本発明の他の実施例に係わる帯域幅可変フィルタの回路図。
【図２２】（ａ）乃至図（ｄ）は図２１で説明した実施例に係わる帯域幅可変フィルタの動作原理を説明する図で、（ａ）及び（ｂ）は共振器のインピーダンス特性、（ｃ）及び（ｄ）は通過特性。
【図２３】本発明の他の実施例に係わるリップル形状可変フィルタの回路図。
【図２４】（ａ）乃至（ｄ）は図２３で説明した実施例に係わるリップル形状可変フィルタの動作原理を説明する図であり、（ａ）及び（ｂ）は共振器のインピーダンス特性、（ｃ）及び（ｄ）は通過特性。
【図２５】本発明の他の実施例に係わる周波数可変帯域遮断フィルタの回路図。
【図２６】（ａ）および（ｂ）は図２５で説明した実施例に係わる周波数可変帯域遮断フィルタの動作原理を説明する図であり、（ａ）はインピーダンス特性、（ｂ）は通過特性。
【図２７】本発明の他の実施例に係わる帯域外減衰量切り替えフィルタのブロック図。
【図２８】図２７の実施例に係わる帯域外減衰量切り替えフィルタを構成するスイッチングフィルタの通過特性。
【図２９】図２７の実施例に係わる帯域外減衰量切り替えフィルタのスイッチングフィルタの回路図。
【図３０】（ａ）乃至（ｄ）は図２９の実施例の帯域外減衰量切り替えフィルタを構成するスイッチングフィルタの動作原理を説明する図であり、（ａ）及び（ｂ）は共振器のインピーダンス特性、（ｃ）及び（ｄ）は、通過特性。
【図３１】本発明の他の実施例に係わる帯域幅可変フィルタの回路図。
【図３２】図３１の実施例に係わる帯域幅可変フィルタの動作原理を説明する図であり、（ａ）及び（ｂ）は共振器のインピーダンス特性、（ｃ）及び（ｄ）は、通過特性。
【図３３】本発明の他の実施例に係わるチャネル選択フィルタの回路図。
【図３４】（ａ）乃至（ｄ）は図３３の実施例に係わるチャネル選択フィルタの動作原理を説明する図であり、（ａ）及び（ｂ）は共振器のインピーダンス特性、（ｃ）及び（ｄ）は、通過特性。
【図３５】本発明の他の実施例を示すブロック図。
【符号の説明】
１・・・第１の電極
２・・・圧電体膜
３・・・第２の電極
４・・・エッチングストッパー層
５・・・単結晶基板
６・・・多層音響反射層
１１・・・直列に接続された薄膜圧電弾性波共振器
１２・・・並列に接続された薄膜圧電弾性波共振器
１３・・・マッチング回路
１４・・・入力ポート
１５・・・出力ポート
１６・・・第１の導線
１７・・・第２の導線
１８・・・高周波遮断用抵抗
１９・・・可変電圧回路接続端子
２１・・・Ｓｉ基板
２２・・・ＳｉＯ２層
２３・・・ＳｒＲｕＯ３犠牲層
２４・・・Ｉｒ下部電極
２５・・・ＢａＴｉＯ３圧電体膜
２６・・・Ｉｒ上部電極
２７・・・ヴィアホール
３０・・・帯域外減衰量切り替えフィルタ
３１・・・信号入力端子
３２・・・信号出力端子
３３・・・第１のスイッチングフィルタ
３４・・・第２のスイッチングフィルタ
３５・・・第３のスイッチングフィルタ
３６・・・第１の制御電圧入力端子
３７・・・第２の制御電圧入力端子
３８・・・第３の制御電圧入力端子
200・・・直列に接続された薄膜圧電弾性波共振器
201・・・並列に接続された薄膜圧電弾性波共振器
300・・・直流電源[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a high frequency filter whose filter characteristics are variable by voltage control.
[0002]
[Prior art]
With the development of wireless communication technology and switching to a new method, the demand for communication devices compatible with multiple transmission / reception systems is increasing. In order to support multiple transmission / reception systems, pass characteristics using bulk resonators and LC resonators such as dielectric resonators, surface acoustic wave (SAW) resonators, crystal resonators, etc., each having a fixed resonance frequency However, this method is not appropriate from the viewpoint of miniaturization of the communication device.
[0003]
Therefore, using a high-frequency filter that can change the pass characteristic of the filter by using an appropriate external control means can reduce the number of elements, and is expected to reduce the size of the communication device. For example, there is a piezoelectric circuit in which a voltage control variable capacitor such as a varactor is connected in series or in parallel to a piezoelectric thin film resonator to form a resonance circuit, and the resonance frequency is changed by varying the capacity of the varactor (see Non-Patent Document 1, for example).
[0004]
[Non-Patent Document 1]
Day, Penunuri et al., "A Tunable SAW Duplexer" Proceedings, IEEE, Ultrasonics, Symposium, 2000, pp. 361-366
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, the resonance frequency range is the electromechanical coupling coefficient k of the resonator.2Therefore, the variable frequency range is narrow and the Q value of the varactor is low, so that the filter characteristics deteriorate.
[0006]
As described above, there is an increasing demand for communication devices compatible with a plurality of transmission / reception systems, and a small high-frequency filter that can vary the pass characteristics with good characteristics is expected.
[0007]
The present invention provides a small new high-frequency filter that can change filter characteristics such as pass characteristics using appropriate external control means, has high frequency stability, little change with time, and a wide frequency variable range. For the purpose.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention comprises a single-crystal ferroelectric thin film whose polarization direction is aligned in the film thickness direction, and a pair of electrodes provided so as to sandwich the ferroelectric thin film. A filter using a thin film piezoelectric resonator capable of varying a resonance frequency by applying a voltage between electrodes is provided.
[0009]
The present inventors have repeatedly studied the use of a ferroelectric as a piezoelectric body of a thin film piezoelectric resonator from a wide range of theoretical and experimental aspects. As a result, ferroelectric materials have the property that the speed of sound changes substantially when an electric field is applied. By aligning the polarization direction with the film thickness direction in several conditions, It has been found that the oscillation frequency can be made variable by applying a control voltage.
[0010]
That is, a voltage-controlled oscillator that modulates the oscillation frequency can be provided by sandwiching the ferroelectric film between a pair of electrodes and changing the voltage applied between the electrodes.
[0011]
Since such a voltage controlled oscillator changes the resonance frequency itself of the ferroelectric film, the frequency variable width can be determined regardless of the electromechanical coupling coefficient. Further, a circuit configuration that is difficult to integrate and does not require a varactor having a low Q value is possible.
[0012]
Specifically, the ferroelectric material used as the piezoelectric body needs to be a single crystal film or a single alignment film whose polarization direction is aligned in the film thickness direction. In order to sufficiently extract the piezoelectricity of the ferroelectric film and make the frequency variable by applying a voltage, it is necessary to align the polarization direction of the ferroelectric film in the film thickness direction. If epitaxial growth is used as the manufacturing method, it is easy to obtain a single crystal.
[0015]
  According to one aspect of the present invention, a resonance characteristic comprising a ferroelectric piezoelectric thin film connected in series on the signal input / output side and having a polarization direction aligned in the film thickness direction and a pair of electrodes provided on both surfaces of the thin film. A series-resonant thin film piezoelectric resonator in which changes according to applied voltage,
  A parallel resonant thin film consisting of a ferroelectric piezoelectric thin film that is connected in parallel to the signal input / output side and whose polarization direction is aligned in the film thickness direction, and a pair of electrodes provided on both sides of the thin film, and whose resonance characteristics vary depending on the applied voltage A piezoelectric resonator;
  A voltage circuit connected to at least one of the series resonant thin film piezoelectric resonator and the parallel resonant thin film piezoelectric resonator to apply a voltage and vary its resonance characteristics;
  And a high frequency filter whose filter characteristics are controlled by a voltage circuit,
    By matching the resonance frequency of the series resonance thin film piezoelectric resonator with the antiresonance frequency of the parallel resonance thin film piezoelectric resonator, and changing the applied voltage of the series resonance thin film piezoelectric resonator and the parallel resonance thin film piezoelectric resonator. In the high-frequency filter, the center frequency of the pass band is controlled by increasing or decreasing both the resonance frequency of the series resonance thin film piezoelectric resonator and the anti-resonance frequency of the parallel resonance thin film piezoelectric resonator.
[0016]
In another aspect of the present invention, the resonance frequency of the series resonance thin film piezoelectric resonator is matched with the antiresonance frequency of the parallel resonance thin film piezoelectric resonator, and the series resonance thin film piezoelectric resonator or the parallel resonance thin film piezoelectric resonance is matched. By changing the voltage applied to the resonator, the interval between the resonance frequency and the antiresonance frequency of the series resonance thin film piezoelectric resonator or the interval between the resonance frequency and the antiresonance frequency of the parallel resonance thin film piezoelectric resonator is changed. A high frequency filter is characterized in that the width is controlled.
[0017]
In another aspect of the present invention, the resonance frequency of the series resonance thin film piezoelectric resonator and the antiresonance frequency of the parallel resonance thin film piezoelectric resonator are substantially matched, and the series resonance thin film piezoelectric resonator and the parallel resonance thin film piezoelectric By changing the voltage applied to the resonator, the interval between the resonant frequency of the series resonant thin film piezoelectric resonator and the antiresonant frequency of the parallel resonant thin film piezoelectric resonator is changed to control the ripple position or ripple shape of the passband. The high frequency filter is characterized by the following.
[0018]
In another aspect of the present invention, an anti-resonance frequency of the series resonant thin film piezoelectric resonator is matched with a resonant frequency of the parallel resonant thin film piezoelectric resonator, and the series resonant thin film piezoelectric resonator and the parallel resonant thin film piezoelectric resonator are matched. The center frequency of the stop band is controlled by increasing or decreasing both the antiresonance frequency of the series resonant thin film piezoelectric resonator and the resonant frequency of the parallel resonant thin film piezoelectric resonator by changing the voltage applied to the resonator. The high frequency filter is characterized by the following.
[0019]
In another aspect of the present invention, the anti-resonance frequency of the series resonance thin film piezoelectric resonator and the resonance frequency of the parallel resonance thin film piezoelectric resonator are matched, and the series resonance thin film piezoelectric resonator or the parallel resonance thin film piezoelectric resonance is matched. By changing the voltage applied to the resonator, the interval between the resonance frequency and the antiresonance frequency of the series resonance thin film piezoelectric resonator or the interval between the resonance frequency and the antiresonance frequency of the parallel resonance thin film piezoelectric resonator is changed. A high frequency filter is characterized in that the width is controlled.
[0020]
In another aspect of the present invention, the resonant frequency of the series resonant thin film piezoelectric resonator and the parallel resonant thin film piezoelectric resonance are changed by changing an applied voltage of the series resonant thin film piezoelectric resonator or the parallel resonant thin film piezoelectric resonator. A passband characteristic obtained when the anti-resonance frequency of the resonator coincides with each other, and a whole-band blocking characteristic obtained when the resonance frequency of the series resonant thin film piezoelectric resonator and the resonance frequency of the parallel resonant thin film piezoelectric resonator coincide with each other. The high-frequency filter is characterized by switching.
[0022]
In each of the above aspects, it is preferable that all of the thin film piezoelectric resonators are made of a ferroelectric thin film in which the polarization direction of the piezoelectric thin film is aligned in the film thickness direction.
[0023]
Furthermore, it is preferable that the filter is a ladder-type balanced circuit.
[0024]
Furthermore, it is preferable that the filter is a ladder type unbalanced circuit.
[0025]
Furthermore, it is preferable that the ferroelectric thin film has an orientation half-value width of 0.1 ° to 5 °.
[0026]
Furthermore, it is preferable that the ferroelectric thin film is mainly composed of barium titanate.
[0030]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In addition, this invention is not limited to the following embodiment, It can be devised variously.
[0031]
First, the present inventors examined what kind of material should be used as a piezoelectric body of a thin film piezoelectric resonator for forming a high frequency filter. As a result, it has been found that the use of a ferroelectric film has a large electric field dependence of polarization, and since spontaneous polarization occurs, it exhibits piezoelectricity even when no voltage is applied, and the material constant exhibits a large voltage dependence. It was.
[0032]
In particular, in order to use resonance using thickness longitudinal vibration, the polarization needs to be aligned in the film thickness direction. For this purpose, a ferroelectric thin film oriented in the film thickness direction is preferable. Further, it has been found that it is more preferable to use an epitaxially grown ferroelectric thin film oriented in the film thickness direction.
[0033]
In addition, the elastic constant of the ferroelectric film and the electromechanical coupling constant (piezoelectric constant) have an electric field dependency. For this reason, it has been found for the first time that the pass characteristics can be controlled by voltage when a filter is formed by a thin film piezoelectric resonator using a ferroelectric film oriented in the film thickness direction.
[0034]
In addition, ferroelectric materials such as barium titanate and PZT have a relative dielectric constant larger than that of piezoelectric materials such as AlN and ZnO. Therefore, if a resonator is designed in consideration of impedance matching, the size can be reduced. I found out that
[0035]
Hereinafter, in the embodiment, a description will be given using a piezoelectric body obtained by epitaxially growing barium titanate or PZT so as to be oriented in the film thickness direction.
[0036]
(Embodiment 1)
The present inventors have studied in detail a switching filter that can switch between a band-pass characteristic and a whole-area blocking characteristic. As a result, if a thin film piezoelectric resonator that switches the resonance frequency electrically instead of mechanically is used, it is a small circuit and lightweight that can prevent multiband mutual interference, mutual interference of transmission and reception signals, and unnecessary noise with a simple circuit configuration. It was found that the switching filter can be realized. Here, the thin film piezoelectric resonator is not a resonator using a surface wave like a SAW device, but also a resonance using an elastic wave in the thickness direction of the thin film, that is, a resonance using an elastic wave of the entire film using the thin film as a bulk. It is a resonator using The thin film piezoelectric resonator includes a thin film bulk acoustic wave resonator.
[0037]
The thickness of the thin film is about 1 μm to 2 μm with a resonance frequency of 1 GHz to 2 GHz. As the resonance frequency required in the future increases, the thickness of the thin film also decreases. When the applied frequency band is 0.1 to 10 GHz, the film thickness is in the practical range of 0.1 to 20 μm.
[0038]
Hereinafter, the principle of the present invention will be described in detail.
[0039]
FIG. 1 is a cross-sectional view of a thin film piezoelectric resonator used in this embodiment.
[0040]
In this thin film piezoelectric resonator, an etching stopper layer 4 is formed on a single crystal substrate 5, and the resonator comprising the first electrode 3, the piezoelectric film 2, and the second electrode 1 is formed on the etching stopper layer 4. A structure is formed, and a cavity 100 is formed by further etching from the back surface of the single crystal substrate 5.
[0041]
This thin film piezoelectric resonator is a resonator using the piezoelectric effect of the piezoelectric film 2, and prevents the energy of piezoelectric vibration from escaping by the cavity 100 formed on the back surface of the single crystal substrate 5. The etching stopper layer 4 functions not only as a stopper when the cavity 100 is formed in the single crystal substrate 5 by etching, but also as a base layer for the epitaxial film formed on the etching stopper layer 4.
[0042]
FIG. 2 is a cross-sectional view showing another example of the thin film piezoelectric resonator shown in FIG. 1, in which a gap 110 is provided between the first electrode 3 and the single crystal substrate 5.
[0043]
The gap 110 is for preventing the energy of the piezoelectric vibration of the resonator composed of the first electrode 3, the piezoelectric film 2 and the second electrode 1 from escaping.
[0044]
FIG. 3 is a cross-sectional view showing still another example of the thin film piezoelectric resonator shown in FIG. This thin film piezoelectric resonator has a Bragg reflector 6 formed by laminating layers having different acoustic impedances between a first electrode 3 and a single crystal substrate 5.
[0045]
The Bragg reflector 6 also has a structure that reflects an elastic wave having the resonance frequency of the resonator composed of the first electrode 3, the piezoelectric film 2, and the second electrode 1 and does not release energy.
[0046]
The thin film piezoelectric resonator shown in FIG. 1, FIG. 2, or FIG. 3 configured in this way has the density of the piezoelectric film 2, the film thickness, the effect of the mass load on the first electrode 3 and the second electrode 1, etc. The resonance frequency and anti-resonance frequency determined by ## EQU1 ## and the electrical characteristics near one resonance point are shown by an equivalent circuit as shown in FIG.
[0047]
As shown in FIG. 4, this equivalent circuit has a capacitance C1, a resistor R, and an inductance L connected in series, and a capacitance C2 connected in parallel thereto.
[0048]
Next, FIG. 5 shows the frequency dependence of the absolute value of the impedance in the equivalent circuit thus connected.
[0049]
As shown in FIG. 5, this equivalent circuit, that is, the thin film piezoelectric resonator shown in FIGS. 1 to 3, has a minimum point (resonance frequency) and a maximum point (antiresonance frequency).
[0050]
Next, with reference to FIG. 6, the structure and characteristics of a switching filter using a thin film piezoelectric resonator having such characteristics will be described.
[0051]
FIG. 6A shows a switching filter in which a thin film piezoelectric resonator is combined with a ladder type filter circuit, and FIG. 6B shows resonance characteristics of series and parallel resonators constituting the filter circuit. It is.
[0052]
As shown in FIG. 6A, the switching filter has high-frequency signal input terminals (In1, In2) and output terminals (Out1, Out2). A first conducting wire 202 is connected between the first input / output terminals (In1, Out1), and a plurality of thin film piezoelectric resonators 200 are connected in series thereto.
[0053]
In addition, a second conducting wire 203 is connected as a bus between the second input / output terminals (In2, Out2), and a plurality of thin film piezoelectric resonators 201 are connected in parallel with the second conducting wire 203 and the first conducting wire 202. Has been. A DC power source 300 is connected to each thin film piezoelectric resonator 201 as a variable voltage source.
[0054]
FIG. 6B shows the absolute value of the impedance of the resonance frequency characteristic B in the thin film piezoelectric resonator 201 connected in parallel with the resonance frequency characteristic A of the thin film piezoelectric resonator 200 connected in series.
[0055]
The thin film piezoelectric resonators 201 connected in series and the thin film piezoelectric resonators 201 connected in parallel in this way have substantially the same shape of the characteristics of the absolute value of impedance and the resonance frequency, but are connected in series. A characteristic is selected in which the characteristic A of the resonator 200 is slightly shifted to a higher frequency than the characteristic B of the thin film piezoelectric resonator 201 connected in parallel.
[0056]
At this time, the resonance frequency fr (A) of the thin film piezoelectric resonators 200 connected in series and the antiresonance frequency far (B) of the thin film piezoelectric resonators 201 connected in parallel match each other. Here, in order to change the resonance frequency of the thin film piezoelectric resonator, for example, there is a method of changing the film thickness of the piezoelectric film or the film thickness of the electrode.
[0057]
FIG. 7 shows the combined pass characteristics of the thin film piezoelectric resonators 201 connected in parallel to the thin film piezoelectric resonators 200 connected in series at this time.
[0058]
As shown in FIG. 7, it can be seen that this combined impedance has a band-pass characteristic having a peak from 1.7 GHz to 1.9 GHz. This characteristic enables filtering capable of filtering a certain frequency band.
[0059]
Next, a voltage is applied from at least one end of the thin film piezoelectric resonator 200 connected in series and the thin film piezoelectric resonator 201 connected in parallel from the DC power source 300, and the resonance frequency fr of the thin film piezoelectric resonator connected in series. The resonance frequency fr (B) of the thin film piezoelectric resonator connected in parallel with (A) is matched. At this time, the antiresonance frequency far (A) of the thin film piezoelectric resonators connected in series and the antiresonance frequency far (B) of the thin film piezoelectric resonators connected in parallel also coincide.
[0060]
FIG. 8 shows the pass characteristics of the filter at this time.
[0061]
As shown in FIG. 8, it can be seen that the pass characteristic of this filter exhibits a blocking characteristic in almost the entire region.
[0062]
Thus, in the present invention, the resonance frequency fr (A) of the thin film piezoelectric resonators 200 connected in series and the antiresonance frequency far (B) of the thin film piezoelectric resonators 201 connected in parallel match. The bandpass filter characteristics to be obtained and the resonance frequency fr (A) of the thin film piezoelectric resonator 200 connected in series and the resonance frequency fr (B) of the thin film piezoelectric resonator 201 connected in parallel match. A switching filter having a simple structure can be provided by making the blocking characteristic switchable by voltage.
[0063]
In this example, the characteristics of the thin film piezoelectric resonators connected in series with no voltage applied in the initial state and the characteristics of the thin film piezoelectric resonators connected in parallel with each other have been described. By applying a voltage from a state where the values coincide with each other, it is possible to make these characteristics deviate.
[0064]
In addition, the characteristics may be shifted by applying a voltage to one of the thin film piezoelectric resonators 200 connected in series and the thin film piezoelectric resonator 201 connected in parallel, or by applying a voltage to both. The characteristics may be shifted.
[0065]
As described above, the present invention utilizes the fact that the DC bias is applied to the piezoelectric film, the polarization state is changed, the piezoelectric constant, the elastic constant, etc. are changed to change the resonance frequency. If such an effect is utilized, the whole area blocking characteristic obtained by matching the resonance characteristics of the thin film piezoelectric resonator 201 connected in parallel with the thin film piezoelectric resonator 200 connected in series, and the thin film connected in series Since the band pass characteristic obtained by shifting the resonance characteristic of the thin film piezoelectric resonator 201 connected in parallel to the piezoelectric resonator 200 can be switched only by the DC bias, a switching filter can be provided with a simple configuration. it can.
[0066]
In the above description, the unbalanced ladder filter shown in FIG. 6 has been described as an example. However, the balanced ladder filter shown in FIG. 9 or the balanced ladder filter shown in FIG. 10 is used. The same effect can be obtained even if a lattice filter is used.
[0067]
Further, the number of stages of the thin film piezoelectric resonator constituting the switching filter is not limited to the number of stages described in FIGS. 6, 9, and 10, and the number of stages may be further increased in order to increase the out-of-band attenuation amount, The number of stages may be reduced to reduce insertion loss in the passband. In addition, within the scope of the gist of the present invention, the configuration of the filter circuit can be modified according to the purpose.
[0068]
Next, a method for applying a DC bias applied to the above-described thin film piezoelectric resonator will be described.
[0069]
First, all of the resonators as shown in FIG. 9 have three stages of serial connection parts and two parallel connection parts by thin film resonators 200 and 201 having ferroelectric piezoelectric thin films whose polarizations are aligned in the film thickness direction. A variable voltage is applied to a circuit that forms a balanced ladder filter of stages. A method of applying a voltage only to the thin film piezoelectric resonators 201 connected in parallel was studied.
[0070]
Considering simply, it seems that the variable DC voltage circuit 301 should be connected only to both ends of the thin film piezoelectric resonator 201 connected in parallel in the circuit shown in FIG. A voltage is also applied to the thin film piezoelectric resonator 200, and the resonance characteristics change. In order to switch the passage and blocking of the filter characteristics most efficiently, it is necessary to independently control the voltages applied to the thin film piezoelectric resonators 201 connected in parallel and the thin film piezoelectric resonators 200 connected in series. Therefore, it is not preferable that the characteristics of the thin film piezoelectric resonators 200 connected in series change when a voltage is applied to the thin film piezoelectric resonators 201 connected in parallel.
[0071]
In order to solve this, a circuit configuration as shown in FIG. 11 can be given.
[0072]
As shown in FIG. 11, the balanced ladder filter circuit includes a first input / output terminal (In1, Out1), a second input / output terminal (In2, Out2), and a first input / output terminal (In1, Out2) is connected to the first conductive wire 202, and second input / output terminals (In1, Out2) are connected to each other. First to third series-connected thin film piezoelectric resonators (200-1, 200-2, 200-3) connected in series to the first conducting wire 202, and connected in series to the second conducting wire 203 Fourth to sixth thin film piezoelectric resonators (200-4, 200-5, 200-6) connected in series. Further, the fourth and fifth thin film piezoelectric resonators (200, 200) connected in series between the first and second thin film piezoelectric resonators (200-1, 200-2) are connected as one terminal. -4, 200-5) as the other terminal, the first thin film piezoelectric resonator 201-1 connected in parallel, and the second and third thin film piezoelectric resonators 200 connected in series (200). -2, 200-3) as one terminal and the second and sixth thin film piezoelectric resonators (200-5, 200-6) connected in series as the other terminal. The thin film piezoelectric resonators 201-2 are connected in parallel. Furthermore, a matching circuit composed of a capacitance C and an inductance L is connected to the first and second input / output terminals (In1, Out1, In2, Out2), respectively. In the thin film piezoelectric resonators 201-1 and 201-2 connected in parallel, the polarization direction from positive to negative is indicated by an arrow in the drawing.
[0073]
In such a three-stage balanced ladder filter circuit, in order to apply a voltage only to the two thin film piezoelectric resonators (201-1 and 201-2) connected in parallel, the following circuit is connected. do it.
[0074]
First, when a voltage is applied from the first conducting wire 202 to the second conducting wire 203, the thin film piezoelectric resonators (201-1 and 201-2) connected in parallel with the first and second are resonated. Connect so that both frequencies rise (or both fall).
[0075]
Next, the first and second thin film piezoelectric resonators (200-1 and 200) connected in series between the first serially connected thin film piezoelectric resonator 200-1 and the first input terminal In1. -2), between the second and third thin film piezoelectric resonators (200-2, 200-3) connected in series, and third thin film piezoelectric resonator 200-3 connected in series One terminal V1 of the variable voltage circuit is connected between the first output terminal Out1 and a resistor R having an impedance for sufficiently cutting high frequencies. Furthermore, the fourth and fifth thin film piezoelectric resonators (200-4, 200-) connected in series between the fourth serially connected thin film piezoelectric resonator 200-4 and the second input terminal In2. 5), between the fifth and sixth series-connected thin film piezoelectric resonators (200-5, 200-6), and the sixth series connected thin film piezoelectric resonator 200-6 The other terminal V2 of the variable voltage circuit is connected between the second output terminal Out2 and the resistor R for blocking high frequency.
[0076]
When the above-described voltage application method is used, since the variable voltage circuit is connected to all the thin film piezoelectric resonators 200 connected in series, the same voltage is applied to both ends of the thin film piezoelectric resonators 200 connected in series. It is possible to apply the variable voltage (V1-V2) only to the thin film piezoelectric resonators 201 connected in parallel without applying a substantial voltage due to V1.
[0077]
Since the matching circuit is connected to the first and second input / output terminals (In1, Out1, In2, Out2), no DC voltage is applied to the outside of the port.
[0078]
If each thin film piezoelectric resonator of the filter circuit and the variable voltage circuit are connected in the above-described manner, a normal filter circuit can be obtained by adding only a high frequency cutting resistor element without changing the basic filter configuration. Can be provided with a switching function, which is particularly effective in the industry.
[0079]
Next, a method of applying a voltage only to the thin film piezoelectric resonator 200 connected in series with a balanced ladder filter will be described with reference to FIG.
[0080]
As shown in FIG. 12, this switching filter has a matching circuit composed of six thin film piezoelectric resonators 200 connected in series, two thin film piezoelectric resonators 201 connected in parallel, a capacitance C, and an inductance L. 11 is the same as the configuration of the balanced ladder filter circuit shown in FIG.
[0081]
11 is different from the circuit of FIG. 11 only in the “direction” of the thin film piezoelectric resonator 200 connected in series with the variable voltage circuit V1-V2 and in the direction in which the resonance frequency increases with voltage application. The point will be described. In addition, the serially connected thin film piezoelectric resonators 200-1 to 200-6 are illustrated with arrows pointing from the positive direction to the negative direction as shown in the figure, and resonance is achieved by increasing this potential difference as V1> V2. The frequency increases.
[0082]
First, when a voltage is applied to the first and third thin film piezoelectric resonators (200-1, 200-3) connected in series from the first input terminal In1 to the first output terminal Out1. In contrast, the thin film piezoelectric resonator 200-2 connected in series is connected to the resonance frequency of the first and second output terminals Out1 to the first output terminal Out1. When such is applied, the connection is made so that the resonance frequency is lowered.
[0083]
Next, a voltage was applied to the fourth and sixth thin film piezoelectric resonators (200-4, 200-6) connected in series from the second input terminal In2 to the second output terminal Out2. In some cases, the resonance frequencies of the thin film piezoelectric resonators 200-5 are connected so as to increase together, and conversely, the fifth thin film piezoelectric resonator 200-5 is connected from the second input terminal In2 to the second output terminal Out2. When a voltage is applied, the connection is made so that the resonance frequency is lowered.
[0084]
Next, the second and third thin film piezoelectric resonators (200-2, 200) connected in series between the first serially connected thin film piezoelectric resonator 200-1 and the first input terminal In1. -3), the fourth thin film piezoelectric resonator 200-4 connected in series with the second input terminal In2, and the fifth and sixth thin film piezoelectric resonators 200 connected in series (200). -5, 200-6), one terminal V1 of the variable voltage circuit is connected via a resistor R for cutting high frequencies.
[0085]
Further, between the first and second thin film piezoelectric resonators (200-1, 200-2) connected in series, the third thin film piezoelectric resonator 200-3 connected in series and the first output terminal Out1, between fourth and fifth thin film piezoelectric resonators (200-4, 200-5) connected in series, and sixth thin film piezoelectric resonator 200-6 connected in series and The other terminal V2 of the variable voltage circuit is connected between the two output terminals Out2 via a resistor R for cutting high frequencies.
[0086]
When the voltage application method described above is used, both ends of the thin film piezoelectric resonators 201 connected in parallel are always at the same potential, so no voltage is applied, and the thin film piezoelectric resonators 200 connected in series are applied. It is possible to control only the voltage.
[0087]
In addition, since a matching circuit including a capacitance C and an inductance L is connected to the first and second input / output terminals (In1, Out1, In2, Out2), a DC voltage is applied to the outside of the port. There is nothing.
[0088]
Next, a system in which the voltages V1 and V2 are applied from the variable DC voltage power supply 302 only to the parallel thin film piezoelectric resonator of a balanced lattice filter whose practical circuit is shown in FIG.
[0089]
This balanced lattice filter circuit is connected between the first input / output terminals (In1, Out1), the second input / output terminals (In2, Out2), and the first input / output terminals (In1, Out1). It has the 1st conducting wire 202 and the 2nd conducting wire 203 which connected between 2nd input-output terminals (In2, Out2). It has a first thin film piezoelectric resonator 200-1 connected in series to the first conducting wire 202 and a second thin film piezoelectric resonator 200-2 connected in series to the second conducting wire 203. The thin film piezoelectric resonator 200-1 connected in parallel between the first input terminal In1 and the second output terminal Out2, and the thin film piezoelectric resonator connected in parallel between the second input terminal In2 and the first output terminal. These thin film piezoelectric resonators connected in parallel are crossed and connected. Furthermore, a matching circuit composed of a capacitance C and an inductance L is connected to the first and second input / output terminals (In1, Out1, In2, Out2), respectively.
[0090]
In the above balanced lattice filter circuit, in order to apply a voltage only to the two thin film piezoelectric resonators 201 connected in parallel, the following circuit may be connected. In the figure, the polarization directions of the thin film piezoelectric resonators 201-1 and 201-2 are indicated by arrows from positive to negative. When the applied voltage is increased in the direction of the arrow, the oscillation frequency of these resonators increases.
[0091]
First, when a voltage is applied to the first and second thin film piezoelectric resonators (201-1 and 201-2) connected in parallel from the first conducting wire 202 to the second conducting wire 203, Connect so that the resonance frequency increases (or decreases). Next, the first series-connected thin-film piezoelectric resonator 200-1 and the first input terminal In1, and the first series-connected thin-film piezoelectric resonator 200-1 and the first output. One terminal V1 of the variable voltage circuit is connected between the terminal Out1 and the resistor R for cutting high frequency.
[0092]
Further, between the second series-connected thin film piezoelectric resonator 200-2 and the second input terminal In2, and between the second series connected thin film piezoelectric resonator 200-2 and the second output terminal. The other terminal V2 of the variable voltage circuit is connected to the Out2 via a resistor R for cutting high frequencies.
[0093]
When the voltage application method described above is used, both ends of the thin film piezoelectric resonators 200 connected in series are always at the same potential, so no voltage is applied, and the thin film piezoelectric resonators 201 connected in parallel are applied. It is possible to control only the voltage.
[0094]
Also, since a matching circuit consisting of a capacitance C and an inductance L is connected to the first and second input / output terminals (In1, Out1, In2, Out2), a DC voltage is applied to the outside of the port. It will never be done.
[0095]
Next, a method of applying a voltage only to the series thin film piezoelectric resonator of a balanced lattice filter will be described with reference to FIG.
[0096]
As shown in FIG. 14, this switching filter includes two thin film piezoelectric resonators 200 connected in series, two thin film piezoelectric resonators 201 connected in parallel, and a balanced circuit consisting of a capacitance C and an inductance L. The structure of the simple lattice filter circuit is the same as that shown in FIG.
[0097]
Only the “direction” of the connection portion with the variable voltage circuit and the thin film piezoelectric resonator 200 connected in series, that is, the direction in which the resonance frequency increases with voltage application, is different from the circuit of FIG. To do.
[0098]
First, the first series thin film piezoelectric resonator 200-1 is connected so that the resonance frequency increases when a voltage is applied from the first input terminal In1 to the first output terminal Out1. Next, when a voltage is applied from the second output terminal Out2 to the second input terminal In2, the resonance frequency of the thin film piezoelectric resonator 200-2 connected in series is increased. Connect to.
[0099]
Further, the first thin film piezoelectric resonator 200-1 connected in series and the first input terminal In1, and the second serial connected thin film piezoelectric resonator 200-2 and the second output terminal. One terminal V1 of the variable voltage circuit is connected to Out2 via a resistor R for cutting high frequencies.
[0100]
Further, between the first series-connected thin film piezoelectric resonator 200-1 and the first output terminal Out1, and the second series-connected thin film piezoelectric resonator 200-2 and the second input terminal. The other terminal V2 of the variable voltage circuit is connected to In2 via a resistor R for cutting high frequencies.
[0101]
When the voltage application method described above is used, both ends of the thin film piezoelectric resonators 201 connected in parallel are always at the same potential, so no voltage is applied, and the thin film piezoelectric resonators 200 connected in series are applied. It is possible to control only the voltage.
[0102]
Also, since a matching circuit consisting of a capacitance C and an inductance L is connected to the first and second input / output terminals (In1, Out1, In2, Out2), a DC voltage is applied to the outside of the port. Never happen.
[0103]
Next, a method of applying a voltage only to the parallel thin film piezoelectric resonator of the unbalanced ladder filter as shown in FIG. 15 will be described. As shown in FIG. 15, this switching filter includes a first input / output terminal (In1, Out1), a second input / output terminal (In2, Out2), and a first input / output terminal (In1, Out1). A first conducting wire 202 connected to each other, a second conducting wire 203 connected between the second input / output terminals (In2, Out2), and first to third series connected in series to the first conducting wire 202. Between the thin film piezoelectric resonators (200-1, 200-2, 200-3) connected to the first and second thin film piezoelectric resonators (200-1, 200-2) connected in series. One terminal is connected to the second conductive wire 203 and the other terminal is connected to the second conductive wire 203, and the second and third thin film piezoelectric resonators 201-1 connected in parallel are connected in series. One terminal between the thin film piezoelectric resonators (200-2, 200-3) And a second thin-film piezoelectric resonator 201-2 connected in parallel with the other terminal connected to the second conductor 203, and further, a first input / output terminal (In1, Out1) Each is connected to a matching circuit comprising a capacitance C and an inductance L.
[0104]
In the unbalanced ladder type filter circuit of FIG. 15, in order to apply a voltage only to the two thin film piezoelectric resonators 201 connected in parallel, the following circuit may be connected. First, when a voltage is applied to the first and second thin film piezoelectric resonators (201-1 and 201-2) connected in parallel from the first conducting wire 202 to the second conducting wire 203, Connect so that the resonance frequency increases (or decreases).
[0105]
Next, the first and second thin film piezoelectric resonators (200-1 and 200) connected in series between the first serially connected thin film piezoelectric resonator 200-1 and the first input terminal In1. -2), between the second and third thin film piezoelectric resonators (200-2, 200-3) connected in series, and third thin film piezoelectric resonator 200-3 connected in series One terminal V1 of the variable voltage circuit is connected between the first output terminal Out1 and a resistor R for cutting high frequency.
[0106]
Further, the other terminal V2 of the variable voltage circuit is connected between the second input terminal In2 and the second output terminal Out2 via a resistor R for cutting high frequencies.
[0107]
When the above-described voltage application method is used, both ends of the thin film piezoelectric resonators 200 connected in series are always at the same potential, so that no voltage is applied and the thin film piezoelectric resonators 201 applied in parallel are applied. It is possible to control only the voltage.
[0108]
In addition, since a matching circuit including a capacitance C and an inductance L is connected to the first input / output terminals (In1, Out1), a DC voltage is not applied to the outside of the port.
[0109]
Next, a method for applying a voltage only to the parallel thin film piezoelectric resonator of an unbalanced ladder filter will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 16, this switching filter constitutes a matching circuit including three thin film piezoelectric resonators 200 connected in series, two thin film piezoelectric resonators 201 connected in parallel, a capacitance C, and an inductance L. The unbalanced ladder filter circuit is the same as in FIG.
[0110]
Only the “direction” of the connection portion with the variable voltage circuit and the thin film piezoelectric resonator 200 connected in series, that is, the direction in which the resonance frequency rises with respect to voltage application, and two capacitors for DC voltage cutoff are shown in FIG. Unlike the circuit, these points will be described below.
[0111]
First, when a voltage is applied to the first and third series thin film piezoelectric resonators (200-1 and 200-3) from the first input terminal In1 toward the first output terminal Out1, the resonance frequency thereof. Connect to rise. Next, when a voltage is applied to the second series-connected thin film piezoelectric resonator 200-2 from the first output terminal Out1 toward the first input terminal In1, the resonance frequency is increased. Connect to.
[0112]
Further, in order to cut off the DC voltage, the first capacitor C1 is connected in parallel with the second capacitor 203 between the thin film piezoelectric resonator 201-1 connected in parallel with the second conductor 203. A second capacitor C2 is inserted between the connected thin film piezoelectric resonator 201-2 and the connecting portion of the second conductor 203.
[0113]
Further, the second and third thin film piezoelectric resonators (200-2, 200-) connected in series between the first serially connected thin film piezoelectric resonator 200-1 and the first input terminal In1. 3), one of the variable voltage circuits is connected between the thin film piezoelectric resonator 201-2 connected in parallel with the second capacitor C2 via a resistor R for cutting high frequency. Connect the terminal V1.
[0114]
Further, between the first and second thin film piezoelectric resonators (200-1, 200-2) connected in series, the third thin film piezoelectric resonator 200-3 connected in series and the first output. The other end of the variable voltage circuit is connected to the terminal Out1 and between the first parallel-connected thin film piezoelectric resonator 201-1 and the first capacitor C1 through a resistor R for cutting high frequency. The terminal V2 is connected.
[0115]
When the voltage application method described above is used, both ends of the thin film piezoelectric resonators 201 connected in parallel are always at the same potential, so no voltage is applied, and the thin film piezoelectric resonators 200 connected in series are applied. It is possible to control only the voltage.
[0116]
The first input / output terminal (In1, Out1) is connected to a matching circuit composed of a capacitance C and an inductance L, and the second conductor 203 has first and second capacitors (C1, C2). Since it is connected, no DC voltage is applied to the outside of the port.
[0117]
Further, as the piezoelectric material used in the thin film piezoelectric resonator according to the present invention, AlN, ZnO, PbTiO3, BaTiO3, Pb (Zr, Ti) O3(PZT) or the like is suitable, but a material having a higher dielectric constant is advantageous in reducing the size and weight because the electrode area required for impedance matching is smaller. Among them, BaTiO whose resonance frequency changes greatly with a slight voltage application.3Is preferred.
[0118]
FIG. 17 shows a circuit diagram of one preferred embodiment of a switching filter composed of a plurality of thin film piezoelectric resonators.
[0119]
This circuit is a non-equilibrium series three-stage and parallel two-stage ladder filter circuit, and includes three thin film piezoelectric resonators 11 connected in series and two thin film piezoelectric resonators 12 connected in parallel. A variable voltage circuit is connected between all the electrodes of the thin film piezoelectric resonators 11 connected in series and the second conducting wire 17 so that a voltage can be applied in an arbitrary direction. Yes. A resistor 18 made of a thin film resistor is connected between the variable voltage circuit and the first conductor 16 and the second conductor 17 for the purpose of blocking high frequency components.
[0120]
The magnitude of this resistance may be a value that is 500 times to 1000 times or more the maximum value of the impedance at the antiresonance frequency at which the absolute value of the impedance of the thin film piezoelectric resonator is the largest, and is typically several Values range from 100 kΩ to several MΩ. If this resistance value is too large, the CR time constant determined by the capacitance and resistance value of the thin film piezoelectric resonator becomes large, and the time required for switching becomes long. A matching circuit 15 is connected to the input / output terminal of the filter circuit, and the characteristic impedance is adjusted to a value necessary for the assumed system.
[0121]
The series and parallel thin film piezoelectric resonators (11, 12) are all made of the same material and structure, and exhibit a cutoff characteristic as shown in FIG. 8 when no voltage is applied. On the other hand, a DC bias is applied to the thin film piezoelectric resonators 12 connected in parallel in a direction in which the resonance frequency decreases, and the thin film piezoelectric resonators 12 connected in parallel are connected in series with the antiresonance frequency of the thin film piezoelectric resonators 12 connected in parallel. When the resonance frequency of the thin film piezoelectric resonator 11 becomes equal, the characteristics of a band-pass filter having the frequency as the center frequency are exhibited.
[0122]
The thin film piezoelectric resonator for constituting the filter as described above is manufactured as follows, for example.
[0123]
First, as shown in FIG. 18 (a), the Si substrate 21 is oxidized by a known oxidation method to obtain SiO.2The layer 22 is formed to a thickness of 600 nm. On top of this is SrRuO3A sacrificial layer 23 made of cavities is formed to a thickness of 300 nm by sputtering. The film forming conditions are as follows: substrate temperature is 450 ° C., RF power is 300 W, argon and oxygen (Ar + O) are used using a 4-inch ceramic target.2) In atmosphere.
[0124]
Next, SrRuO3The sacrificial layer 23 was patterned and processed with an etchant containing a cerium ammonium nitrate solution as a main component. Further, an electrode 24 made of the first Ir was formed on the upper portion by the same sputtering method to a thickness of 100 nm, and after patterning, Ar milling was performed.
[0125]
Next, BaTiO3 is sputtered.3A piezoelectric film 25 made of was formed. The film formation conditions were a substrate temperature of 450 ° C. and an RF power of 300 W, and a plurality of targets were used to increase the film formation speed. Note that the deposition atmosphere is argon and oxygen (Ar + O2) The atmosphere. The film thickness of the piezoelectric film 25 was 800 nm.
[0126]
Next, after the piezoelectric film 25 was patterned, wet etching was performed with an etchant containing hydrogen peroxide as a main component. Next, a second electrode 26 made of Ir was deposited to a thickness of 100 nm under the same deposition conditions as the first electrode 24.
[0127]
Next, the second electrode 26 was patterned and then processed by Ar milling. After all the layers are formed, the sacrificial layer SrRuO is passed through the via hole 27 formed by the processing.3No. 23 was dissolved in an etchant containing a cerium ammonium nitrate solution as a main component and subjected to cavitation treatment. The c-axis, which is the polarization direction of the obtained ferroelectric film, had an orientation half width of 0.3 ° in the film thickness direction.
[0128]
The electrical characteristics of the thin film piezoelectric resonator thus created were measured using a network analyzer. As shown in FIG. 18 (b), the resonance characteristic and antiresonance frequency were in the vicinity of 2 GHz, and the electromechanical coupling constant was About 17% and Q value was 800. When a DC voltage was applied between the electrodes over 0-3V, both resonance and antiresonance frequencies changed by about 100 MHz.
[0129]
A number of thin film piezoelectric resonators fabricated as described above were fabricated on the same Si substrate, and other thin film resistors, matching circuit capacitors, and inductors were all formed on the same substrate using thin film technology.
[0130]
These thin film elements were connected to form a switching filter circuit shown in FIG. Since these thin film piezoelectric resonators have the same structure both in parallel and in series, the entire region blocking characteristics shown in FIG. 8 are shown when no DC bias is applied. On the other hand, when a DC bias was applied only to the thin film piezoelectric resonators 12 connected in parallel to lower the resonance frequency, the bandpass characteristics shown in FIG. 7 were shown.
[0131]
When the applied DC bias was 2.5 V, the band pass filter characteristic with the best characteristics was shown.
[0132]
Next, an antenna is prepared, and a plurality of the switching filters described in FIG. 17 are connected to the antenna. At this time, each switching filter has characteristics of filtering different frequency bands. Next, a plurality of frequency processing systems corresponding to different frequency bands were connected to each of these switching filters to produce a multi-band compatible radio apparatus.
[0133]
In the multiband radio device manufactured in this way, the attenuation in the pass band was about 1.5 dB smaller on the average than when the conventional antenna switch was used.
[0134]
As described above, since the band pass characteristic and the whole area blocking characteristic can be switched by the simple structure of the variable voltage circuit, the multi-band mutual interference, the mutual interference of the transmission / reception signals, and unnecessary noise can be prevented.
[0135]
(Embodiment 2)
In the present embodiment, a high frequency filter that varies the center frequency will be described with reference to FIGS. 19 and 20. Also in this embodiment, the thin film piezoelectric resonator can be manufactured by the same process as that described in the first embodiment.
[0136]
As shown in FIG. 20A, the high frequency filter of the present embodiment has a resonance frequency fr (A) of the series thin film piezoelectric resonator and an antiresonance frequency far (B) of the parallel thin film piezoelectric resonator when no voltage is applied. Match. At this time, as shown in FIG. 20C, it has a band characteristic that passes around a certain frequency f0. Next, by applying a control voltage, both the resonance frequency fr (A) of the series thin film piezoelectric resonator and the anti-resonance frequency far (B) of the parallel thin film piezoelectric resonator are both increased or decreased by Δf, As shown in FIG. 20 (d), the center frequency f0 of the passband can be made variable.
[0137]
Further, the resonance frequency fr (A) of the series thin film piezoelectric resonator is matched with the antiresonance frequency far (B) of the parallel thin film piezoelectric resonator when a voltage is applied. At this time, it has a band characteristic that passes a certain frequency. Next, by changing or not applying the control voltage, the resonance frequency fr (A) of the series thin film piezoelectric resonator and the anti-resonance frequency far (B) of the parallel thin film piezoelectric resonator are both increased or decreased. Thus, the center frequency of the pass band can be made variable.
[0138]
Normally, in a mobile terminal for multi-band mobile communication supporting a plurality of systems on one terminal, a receiving system must be prepared for each system having a different band. However, the center frequency of this embodiment is variable. If a band pass filter is used, a mobile terminal for multiband mobile communication can be formed with only one filter circuit.
[0139]
FIG. 19 shows a specific circuit diagram in the case where the high-frequency filter that varies the center frequency according to the present embodiment is configured by a balanced lattice filter.
[0140]
As shown in FIG. 19, this center frequency variable filter has a series thin film piezoelectric resonator 11 connected in series on a first conducting wire 16. A series thin film piezoelectric resonator 11 is connected in series on the second conducting wire 17. Two parallel thin film piezoelectric resonators 12 are connected in parallel between the first conductor 16 and the second conductor 17.
[0141]
In the first conductor 16, a control voltage input terminal 13 is connected between the input terminal 14 and the series thin film piezoelectric resonator 11. Similarly, a control voltage input terminal 13 for applying a control voltage Vc is connected between the input terminal 14 and the series thin film piezoelectric resonator 11 in the second conducting wire 17.
[0142]
The principle of operation of this center frequency high frequency filter will be described with reference to FIG.
[0143]
FIG. 20A shows the resonance characteristics of the series thin film piezoelectric resonator 11 and the parallel thin film piezoelectric resonator 12 when no voltage is applied. As shown in FIG. 20A, the resonance frequency fr (A) (lower peak position) of the series thin film piezoelectric resonator (characteristic A) 11 and the anti-resonance frequency far of the parallel thin film piezoelectric resonator (characteristic B) 12 are obtained. (B) Combination is made so that (upper peak position) matches.
[0144]
FIG. 20C shows the pass characteristics of the filter when no voltage is applied. As shown in FIG. 20 (c), when no voltage is applied, the bandpass filter characteristic having a center frequency of f0 is shown.
[0145]
Next, in the circuit of FIG. 19, a negative voltage is applied to the control voltage input terminal 13. The same voltage is applied to all of the series thin film piezoelectric resonator 11 and the parallel thin film piezoelectric resonator 12, and the direction is opposite to the polarization direction (arrow shown in the figure). When a positive voltage is applied, the same voltage is applied to all of the series thin film piezoelectric resonator 11 and the parallel thin film piezoelectric resonator 12, and the direction thereof is the same as the polarization direction.
[0146]
When the elastic constant increases with voltage application, the resonance frequencies fr (A) and fr (B) of the series thin film piezoelectric resonator 11 and the parallel thin film piezoelectric resonator 12 both increase by Δf. Here, the voltage is controlled so that the resonance frequency fr (a) of the series thin film piezoelectric resonator 11 and the antiresonance frequency far (b) of the parallel thin film piezoelectric resonator 12 are moved in agreement.
[0147]
By doing so, as shown in FIG. 20 (d), the filter has a bandpass characteristic with a center frequency of f0 + Δf. That is, the pass band of the filter after voltage application shifts by Δf to the high frequency side compared to when no voltage is applied. Typically, when a voltage of 3 V is applied to the series thin film piezoelectric resonator 11 and the parallel thin film piezoelectric resonator 12 using a 1 μm-thick barium titanate thin film, the resonance frequency changes by about 2%. Rate is obtained.
[0148]
In the present embodiment, the center frequency variable filter shown in FIG. 19 can be used as an RF top filter in a system having a relatively close frequency band such as GSM1.8G and GSM1.9G.
[0149]
Conventionally, two RF filters are required, but if a variable frequency filter is used, only one filter using a thin film piezoelectric resonator that is originally small in size can be used. Usefulness is extremely large.
[0150]
(Embodiment 3)
In the present embodiment, a variable bandwidth filter that varies the width of the pass frequency band will be described with reference to FIGS. Also in this embodiment, the thin film piezoelectric resonator can be manufactured by the same process as that described in the first embodiment.
[0151]
For example, when no voltage is applied, the variable high frequency filter of the present embodiment has a resonance frequency fr (A) of a series thin film piezoelectric resonator (characteristic A) and a parallel thin film piezoelectric resonator (characteristic B) as shown in FIG. The anti-resonance frequency far (B) is configured to match. Next, the interval between the resonance frequency fr (A) and the anti-resonance frequency far (A) can be changed by applying a control voltage to at least one of the series thin film piezoelectric resonator and the parallel thin film piezoelectric resonator. At this time, if the resonance frequency fr (A) of the series thin film piezoelectric resonator and the anti-resonance frequency far (B) of the parallel thin film piezoelectric resonator remain substantially matched, only the bandwidth is moved without moving the center frequency of the filter. It becomes possible to make it variable.
[0152]
If the direction in which the polarization of the ferroelectric thin film increases is selected as the direction in which the voltage is applied, the electromechanical coupling constant of the ferroelectric thin film increases, and as a result, the interval between the resonance frequency and the antiresonance frequency increases. Therefore, the pass band width of the band pass filter can be increased.
[0153]
Note that when a voltage is applied in the direction of increasing the polarization, the elastic constant also changes and the resonance frequency changes. Therefore, the center frequency of the filter changes at the same time as the bandwidth changes. In such a case, for example, a ferroelectric material whose elastic constant voltage dependency is smaller than the piezoelectric constant voltage dependency may be used. For example, it is preferable to use a ferroelectric film having a slight disorder in orientation. However, if the alignment half width is too large, the electromechanical coupling coefficient does not increase sufficiently even when a voltage is applied. Therefore, the alignment half width is preferably 0.5 ° or less. The ferroelectric film is preferably an epitaxially grown film.
[0154]
In this way, when the polarization direction is somewhat disturbed, the change in piezoelectricity is very large when voltage is applied and the polarization is aligned, and the bandwidth can be made variable in a voltage range where frequency changes can be ignored. become.
[0155]
FIG. 21 illustrates a variable bandwidth filter that varies the width of the pass frequency band according to the present embodiment.
[0156]
As shown in FIG. 21, in this variable bandwidth filter, two series thin film piezoelectric resonators 11-1 and 11-2 are connected in series to a first conducting wire 16. Two series thin film piezoelectric resonators 11-3 and 11-4 are connected to the second conducting wire 17. Four parallel thin film piezoelectric resonators 12 are connected between the first conducting wire 16 and the second conducting wire 17.
[0157]
A control voltage input terminal 13 is connected between the series thin film piezoelectric resonator 11-1 and the series thin film piezoelectric resonator 11-2. Similarly, a control voltage input terminal 13 is connected between the series thin film piezoelectric resonator 11-3 and the series thin film piezoelectric resonator 11-4.
[0158]
The operation principle of this variable bandwidth filter will be described with reference to FIG. FIG. 22A shows the resonance characteristic A of the series thin film piezoelectric resonator 11 and the resonance characteristic B of the parallel thin film piezoelectric resonator 12 when no voltage is applied. As shown in (a), the resonance frequency fr (A) (lower peak position) of the series thin film piezoelectric resonator 11 and the antiresonance frequency far (B) (upper peak position) of the parallel thin film piezoelectric resonator 12 are obtained. Combined to match. At this time, the interval between the peak position of the anti-resonance frequency of the series thin film piezoelectric resonator 11 and the peak position of the anti-resonance frequency of the parallel thin film piezoelectric resonator 12 is Δf / 2.
[0159]
FIG. 22C shows the pass characteristics of the filter when no voltage is applied. As shown in (c), when no voltage is applied, a band pass filter characteristic having a pass bandwidth of Δf is shown.
[0160]
Next, in the circuit of FIG. 21, a voltage is applied to the control voltage input terminal 13. The same voltage is applied to all of the series thin film piezoelectric resonator 11 and the parallel thin film piezoelectric resonator 12, and the direction thereof is the same as the polarization direction of the ferroelectric.
[0161]
In the ferroelectric film, the polarizations having slight variations when no electrode is applied are all directed in the same direction, and the coupling constant increases.
[0162]
Accordingly, as shown in FIG. 22B, the interval between the anti-resonance frequencies far (A) and far (B) of the series thin film piezoelectric resonator 11 and the parallel thin film piezoelectric resonator 12 is increased. In this case, the interval between the resonance frequencies fr (A) and fr (B) of the series thin film piezoelectric resonator 11 and the parallel thin film piezoelectric resonator 12 is also widened. Here, the resonance frequency fr (A) of the series thin film piezoelectric resonator 11 and the anti-resonance frequency far (B) of the parallel thin film piezoelectric resonator 12 are controlled so as to move while matching.
[0163]
In this case, although the resonance frequency also changes, the voltage dependence of the coupling constant is much higher than the voltage dependence of the resonance frequency by using a ferroelectric alignment film with slightly disturbed polarization as the piezoelectric film. Therefore, there is virtually no problem.
[0164]
By doing so, as shown in FIG. 22 (d), the filter has a bandpass characteristic with a passing frequency bandwidth of Δf + Δf ′. In other words, the pass band of the filter after voltage application is expanded by Δf ′ compared to when no voltage is applied.
[0165]
As a result of configuring the filter circuit in this way, it was possible to configure a bandpass filter that can vary the passband width with the control voltage. The bandwidth variable filter configured as described above can be used in a system (such as CDMA2000) that switches between a plurality of systems having different use bandwidths or changes the bandwidth according to the amount of information. is there.
[0166]
In this way, if the bandwidth can be varied with the same filter circuit, the filter function that will be required in future mobile communications in which the frequency bandwidth of the channel is changed according to the amount of information to be transmitted is one circuit. This is very useful in practice.
[0167]
(Embodiment 4)
In the present embodiment, a variable filter that varies the ripple shape and ripple position in the passband will be described with reference to FIGS. Also in this embodiment, the thin film piezoelectric resonator can be manufactured by the same process as that described in the first embodiment.
[0168]
As shown in FIG. 24A, the variable filter of this embodiment has a resonance frequency fr (A) of the series thin film piezoelectric resonator (characteristic A) and a parallel thin film piezoelectric resonator (characteristic B) when no voltage is applied. The anti-resonance frequency far (B) is matched. At this time, it has a band characteristic that passes a certain frequency. Next, by applying a control voltage to at least one of the series thin film piezoelectric resonator and the parallel thin film piezoelectric resonator, the resonance frequency fa (A) of the series thin film piezoelectric resonator and the anti-resonance frequency far ( By changing the interval B), the position and shape of the ripple in the passband can be made variable.
[0169]
Further, as shown in FIG. 24B, when a voltage is applied, the resonance frequency fr (A) of the series thin film piezoelectric resonator and the antiresonance frequency far (B) of the parallel thin film piezoelectric resonator are matched. At this time, it has a band characteristic that passes a certain frequency. Next, the control voltage is changed or not applied to at least one of the series thin film piezoelectric resonator and the parallel thin film piezoelectric resonator, so that the resonance frequency fr (A) of the series thin film piezoelectric resonator and the parallel thin film piezoelectric resonator are reversed. By changing the interval of the resonance frequency far (B), the position and shape of the ripple in the passband can be made variable.
[0170]
By doing this, for example, even if there is a ripple in the passband and there is a band where the insertion loss is partially larger than the system requirement, the thin film is made so that only the used channel in the passband has a small insertion loss. When a voltage is applied to the piezoelectric resonator and the resonance frequency of the series thin film piezoelectric resonator using a ferroelectric is shifted from the antiresonance frequency of the parallel thin film piezoelectric resonator, and the communication is performed using another channel, the corresponding channel Since the control voltage is changed so as to have a ripple shape so as to reduce the insertion loss, it can be used as a filter even if some ripple exists.
[0171]
When a material that improves the variable characteristics of the filter is selected for such a variable filter, the insertion loss of the filter may be slightly increased. However, it is difficult to apply the conventional filter by making the ripple position and shape variable. This makes it possible to use a material that has been considered to be a filter that takes advantage of its variability, resulting in a wider range of material selection. In addition, even if a material that can reduce the insertion loss is used, the resonator should be designed so that the insertion loss is reduced only in the channel used even if the presence of ripple is allowed, rather than the minimum insertion loss when a ripple-free filter is configured. The combination has the advantage that the minimum insertion loss can be reduced.
[0172]
FIG. 23 illustrates a variable filter that varies the ripple shape and the ripple position according to the present embodiment.
[0173]
As shown in FIG. 23, in this variable filter, three series thin film piezoelectric resonators 11 are connected in series to a first conducting wire 16. Two parallel thin film piezoelectric resonators 12 are connected between the first conducting wire 16 and the second conducting wire 17.
[0174]
A control voltage input terminal 13-1 is connected to all the electrodes of the series thin film piezoelectric resonator 11 of the first conducting wire 16 through a resistor 18.
[0175]
The control voltage is applied only to the parallel thin film piezoelectric resonator 12 and no voltage is applied to the series thin film piezoelectric resonator 11.
[0176]
The operation principle of the variable filter that makes the ripple shape and ripple position variable will be described with reference to FIG. FIG. 24A shows the resonance characteristic A of the series thin film piezoelectric resonator 11 and the resonance characteristic B of the parallel thin film piezoelectric resonator 12 when no voltage is applied. As shown in FIG. 24A, the resonance frequency fr (A) (lower peak position) of the series thin film piezoelectric resonator 11 and the antiresonance frequency far (B) (upper peak position) of the parallel thin film piezoelectric resonator 12 are shown. ) To match.
[0177]
FIG. 24C shows the pass characteristic of the filter when no voltage is applied. As shown in FIG. 24C, when no voltage is applied, band-pass filter characteristics without ripples are shown. In this case, the region with the smallest insertion loss exists in the center of the band, and the two middle ch2 and ch3 pass.
[0178]
Next, in the circuit of FIG. 23, a voltage is applied to the control voltage input terminal 13. Thus, as shown in FIG. 24B, the resonance frequency fr (A) of the series thin film piezoelectric resonator 11 and the antiresonance frequency far (B) of the parallel thin film piezoelectric resonator 12 are slightly shifted. Then, as shown in FIG. 24D, there is a characteristic in which a ripple exists at the end position of the passing frequency.
[0179]
In this way, a filter having a pass characteristic that minimizes the insertion loss at the anti-resonance frequency far (B) of the parallel thin film piezoelectric resonator 12 and the resonance frequency fr (A) of the serial thin film piezoelectric resonator 11 can be configured. For example, when there are four channels in the pass band of the ripple variable bandpass filter, when the characteristics as shown in FIG. 24 (c) are shown, the two channels in the middle of the four channels (ch2 And ch3) can be used, and when the characteristics shown in FIG. 24 (d) are exhibited, channels of two upper and lower bands (ch1 and ch4) can be used among the four channels.
[0180]
In this way, when the ripple shape variable bandpass filter circuit is configured, there is no ripple, and rather than making a bandpass filter whose insertion loss is always less than the required value for all the channels used, there is some ripple Even if there is, the variable filter that has a ripple shape that reduces the insertion loss of only the channel being used can reduce the insertion loss of the channel being used, and to some extent, the variation in characteristics Since it can be suppressed by control, its merit is great.
[0181]
(Embodiment 5)
In the present embodiment, a band cutoff filter that makes the cutoff frequency and its bandwidth variable will be described with reference to FIGS. 25 and 26. FIG. Also in this embodiment, the thin film piezoelectric resonator can be manufactured by the same process as that described in the first embodiment.
[0182]
As shown in FIG. 26B, this band cut-off filter has an anti-resonance frequency far (A) of the series thin film piezoelectric resonator (characteristic A) and no parallel thin film piezoelectric resonator (characteristic B) when no charge is applied. The resonance frequency fr (B) is matched. At this time, the cutoff filter cuts off a certain frequency band.
[0183]
Next, by applying a voltage, the resonance frequency fr (A) and anti-resonance frequency far (A) of the series thin film piezoelectric resonator, and the resonance frequency fr (B) and anti-resonance frequency far ( As B) rises or falls together, the center frequency of the stop band becomes variable.
[0184]
When a voltage is applied, the anti-resonance frequency far (A) of the series thin film piezoelectric resonator is matched with the resonance frequency fr (B) of the parallel thin film piezoelectric resonator, and the voltage is changed or not applied. The resonance frequency fr (A) and anti-resonance frequency far (A), and the resonance frequency fr (B) and anti-resonance frequency far (B) of the parallel thin film piezoelectric resonator may both increase or decrease.
[0185]
Further, by applying a voltage, the interval between the resonance frequency fr (A) and the antiresonance frequency far (A) of the series thin film piezoelectric resonator and the resonance frequency fr (B) and the antiresonance frequency far ( By changing the interval of B), the pass bandwidth is variable.
[0186]
When such a configuration is used, the larger capacitance is used as a series thin film piezoelectric resonator, and the smaller capacitance is used as a parallel thin film piezoelectric resonator, so that a voltage is applied in parallel with the resonance frequency of the series thin film piezoelectric resonator. If the anti-resonance frequency of the thin film piezoelectric resonator is increased, the center frequency also increases, and if a voltage is applied to decrease both the resonance frequency of the series thin film piezoelectric resonator and the parallel thin film piezoelectric resonator, the center frequency is increased. Since the frequency also decreases, it is possible to configure a band pass filter that makes the cutoff frequency variable.
[0187]
In addition, when a voltage is applied in the direction in which the polarization of the ferroelectric thin film increases, and as a result, the electromechanical coupling constant of the ferroelectric thin film increases, the resonance-antiresonance frequency interval of the series or parallel thin film piezoelectric resonator is increased. Since it spreads, it becomes possible to increase the cutoff bandwidth of the band cutoff filter.
[0188]
Even when the frequency of an out-of-band jamming wave changes, or when the frequency range in which the jamming wave exists changes, the jamming wave can be removed with a single notch filter circuit configuration. It is advantageous.
[0189]
FIG. 25 is a circuit example in the case where the cutoff frequency variable filter is configured by an unbalanced ladder filter. In FIG. 25, in the cutoff frequency variable filter, two series thin film piezoelectric resonators 11 are connected in series to a first conducting wire 16. One parallel piezoelectric resonator 12 is connected in parallel between the first conductor 16 and the second conductor 17. A control voltage input terminal 13-1 is connected between the series thin film piezoelectric resonators 11. This makes it possible to apply the control voltage equally to the series thin film piezoelectric resonator 11 and the parallel thin film piezoelectric resonator 12.
[0190]
This variable high frequency filter uses a serial thin film piezoelectric resonator 11 having a low resonance frequency fr (A) and a low impedance, and a parallel thin film piezoelectric resonator 12 having a high resonance frequency fr (B) and a high impedance. .
[0191]
As shown in FIG. 26A, the anti-resonance frequency far (A) of the series thin film piezoelectric resonator 11 and the resonance frequency fr (B) of the parallel thin film piezoelectric resonator 12 coincide.
[0192]
As shown in FIG. 26B, if the anti-resonance frequency of the series thin film piezoelectric resonator 11 and the resonance frequency of the parallel thin film resonator 12 are matched, the band cutoff where the position of the matching frequency becomes the cutoff frequency. Characteristics are obtained. The figure shows a notch characteristic, with an attenuation of −60 dB at a cutoff frequency of 1.77 GHz.
[0193]
Furthermore, when a control voltage is applied so that the resonance frequency shifts in the same direction in the series thin film piezoelectric resonator 11 and the parallel thin film piezoelectric resonator 12, a band cutoff filter with a variable cutoff frequency can be configured.
[0194]
In this way, a cutoff frequency variable filter circuit is configured, and a band pass filter is formed on the same substrate with a thin film piezoelectric resonator made of the same ferroelectric alignment film, and when connected in series, a desired wave is passed, Even if the interference wave is fluctuated by adding a circuit that detects the fluctuation and applies an appropriate control voltage to the cutoff frequency variable filter, even if the interference wave frequency band fluctuates somewhat, The amplifier after the filter could be operated without saturation.
[0195]
Further, by using such a notch position variable notch filter circuit, for example, there are PHS (around 1900 MHz) and wireless LAN (2.4 MHz) bands before and after the 2110 to 2170 MHz band which is a W-CDMA reception band. Therefore, it has become possible to adjust the cut-off frequency to the position of the disturbance wave and to move the cut-off frequency to follow the disturbance wave when the channel of the disturbance wave is changed.
[0196]
(Embodiment 6)
The present embodiment shown in FIGS. 27 to 30 relates to a switching filter that can switch a band pass characteristic and a whole area cutoff characteristic by voltage control. Also in this embodiment, the thin film piezoelectric resonator can be manufactured by the same process as that described in the first embodiment.
[0197]
As shown in FIG. 30A, this switching filter has a resonance frequency fr (A) of the series thin film piezoelectric resonator (characteristic A) and an anti-resonance frequency far (B) of the parallel thin film piezoelectric resonator (characteristic B). Obtained when the band-pass characteristics (FIG. 30 (c)) obtained when the values match, and the resonance frequency fr (A) of the series thin film piezoelectric resonator and the resonance frequency fr (B) of the parallel thin film piezoelectric resonator match. The whole area blocking characteristic (FIG. 30D) can be switched by applying the control voltage to at least one of a series thin film piezoelectric resonator or a parallel thin film piezoelectric resonator.
[0198]
With such a configuration, the band pass characteristic (FIG. 30C) obtained when the resonance frequency of the series thin film piezoelectric resonator and the antiresonance frequency of the parallel thin film piezoelectric resonator coincide with each other, and the ferroelectric The whole-band blocking characteristic (FIG. 30 (d)) obtained when the resonance frequency of the series thin film piezoelectric resonator using the body matches the resonance frequency of the parallel thin film piezoelectric resonator can be switched only by the control voltage. it can. Here, the filter is always connected, and only the filter corresponding to the system being used exhibits a pass characteristic, and the other filters exhibit the entire band blocking characteristic. Therefore, the filter is inserted for switching like a PIN diode. Since there is no loss caused by switching elements, a filter with low insertion loss can be configured, and the on / off operation does not include active elements, so it is only necessary to use modules that integrate passive elements, and switching means can be realized in a very small area There is a great advantage in practical use.
[0199]
FIG. 27 shows a block diagram in which the out-of-band attenuation switching filter according to this embodiment is configured using a switching filter.
[0200]
This out-of-band attenuation switching filter includes first, second, and third switching filters 33, 34, and 35, which are always connected.
[0201]
As shown in FIG. 28, the three switching filters have different out-of-band attenuation amounts F33, F34, and F35, for example, by changing the number of filter stages.
[0202]
FIG. 29 shows a circuit example of the first switching filter 33 with the out-of-band attenuation F33 and the smallest insertion loss.
[0203]
FIG. 29 shows an example in which a switching filter is configured from a balanced lattice filter. One series thin film piezoelectric resonator 11 is connected in series to each of the first conducting wire 16 and the second conducting wire 17. Two parallel thin film piezoelectric resonators 12 are connected in parallel between the first conducting wire 16 and the second conducting wire 17. A control voltage input terminal 13 is connected to the electrodes at both ends of the series thin film piezoelectric resonator 11 of the first conducting wire 16 via a resistor 18. By doing so, the control voltage is applied only to the parallel thin film piezoelectric resonator 12, and no voltage is applied to the series thin film piezoelectric resonator.
[0204]
Next, the operation principle of this switching filter will be described with reference to FIG. FIG. 30A shows the case where the anti-resonance frequency far (B) of the parallel thin film piezoelectric resonator (characteristic B) 12 and the resonance frequency fr (A) of the series thin film piezoelectric resonator (characteristic B) 11 are matched. It is the resonance characteristic. As shown in FIG. 30C, the filter characteristic at this time is a band-pass filter characteristic (corresponding to the switch “ON”).
[0205]
Next, when a voltage of + V is applied to the control voltage input terminal 13 of the circuit of FIG. 29, a voltage is applied only to the two parallel thin film piezoelectric resonators 12. For example, if the elastic constant increases with voltage application, the resonance frequency of the two parallel thin film piezoelectric resonators 12 increases.
[0206]
As shown in FIG. 30 (b), when the control voltage is changed to match the resonance frequencies fr (A) and fr (B) of the series thin film piezoelectric resonator 11 and the parallel thin film piezoelectric resonator 12, the characteristics of the filter are shown in FIG. It exhibits a blocking characteristic over all frequency bands such as 30 (d) (corresponding to the switch “off”).
[0207]
In this way, it is possible to switch between band-pass characteristics and whole-area cutoff characteristics simply by changing the control voltage, and even if connected in parallel, there is no need to go through a selection means such as a PIN diode, so insertion loss does not increase at all. There is a merit.
[0208]
FIG. 27 shows a configuration in which three such first switching filters 33, second switching filters 34, and third switching filters 35 are connected in parallel. At this time, the first switching filter 33, the second switching filter 34, and the third switching filter 35 are all set to have different numbers of filters. The first switching filter 33 is connected to the first voltage application terminal 36. A voltage can be applied. A voltage can be applied to the second switching filter 34 from a second voltage application terminal 37. A voltage can be applied to the third switching filter 35 from a third voltage application terminal 38. 31 is a signal input terminal and 32 is a signal output terminal.
[0209]
FIG. 28 shows the pass characteristics of the out-of-band attenuation switching filter at this time. As can be seen from FIG. 28, when the number of stages of the filter comprising a combination of the series thin film piezoelectric resonator and the parallel thin film piezoelectric resonator constituting the filter is small, the insertion characteristic is small, but the pass characteristic has a small out-of-band attenuation. On the other hand, when the number of stages of the filter is large, the insertion loss is large in accordance with the insertion loss although the out-of-band attenuation is large.
[0210]
If no disturbing wave exists near the desired wave, the out-of-band attenuation may be small. Rather, it is necessary to reduce the insertion loss in order to reduce the burden on the amplifier in the first stage. If the filter 33 is selected by a switching filter and there is an interference wave, it is required to increase the out-of-band attenuation so that the subsequent amplifier is not saturated even if the insertion loss is large. The second filter 34 is selected and used. When the intensity of the interference wave is extremely high, the third filter 35 having a larger out-of-band attenuation is selected and used.
[0211]
In this way, in order to avoid the trade-off between out-of-band attenuation and insertion loss, a filter composed of a thin-film piezoelectric resonator using a ferroelectric alignment film that can be easily downsized is switched by a switch means with low loss. This makes it possible to use a filter circuit optimized for the presence or absence of interference. Further, since the switch means can be integrated on the same thin film passive element substrate as the filter circuit, a filter module having a very small size can be manufactured.
[0212]
(Embodiment 7)
The present embodiment shown in FIGS. 31 and 32 relates to a variable filter in which the variable filters of the above-described examples are combined. That is, a desired variable bandpass filter can be formed by using a plurality of variable filters that can vary the center frequency, passband width, ripple position or ripple shape, notch position, or cutoff band width of the passband described above. By doing so, it is possible to form a filter having a large variable width, which is difficult to realize with individual characteristic variable filters.
[0213]
For example, the filter circuit is used in series connection with the center frequency variable filter of the embodiment described with reference to FIG. 19, and by applying a voltage, the center frequency of the frequency variable filter at the front stage is increased, and the center frequency of the frequency variable filter at the rear stage is increased. Can be reduced, the bandwidth can be reduced.
[0214]
In addition, if the center frequencies of the front and rear stages are set to different frequencies in advance, only the overlapping part is used as a filter, and the center frequencies of the front and rear stages are moved in the same direction by voltage application, the center frequency compared to the passband. The rate of frequency change can be increased, and the variable characteristic filter can be applied to more systems, which is extremely advantageous in practice.
[0215]
FIG. 31 shows a circuit in which the bandwidth variable filter is realized by connecting two center frequency variable filters in series. In this series-type variable bandwidth filter, two series thin film piezoelectric resonators 11-1 and 11-2 are connected in series to a first conductor 16. Two series thin film piezoelectric resonators 11-3 and 11-4 are connected in series to the second conducting wire 17. Four parallel thin film piezoelectric resonators 12 are connected in parallel between the first conductor 16 and the second conductor 17.
[0216]
A control voltage input terminal 13 is connected between the first series thin film piezoelectric resonator 11-1 and the second series thin film piezoelectric resonator 11-2 of the first conducting wire 16. Similarly, the control voltage input terminal 13 is connected between the third series thin film piezoelectric resonator 11-3 and the fourth series thin film piezoelectric resonator 11-4 of the second conducting wire 17. For convenience, the filter from the control voltage input terminal 13 to the input terminal 14 will be referred to as a first filter, and the filter from the control voltage input terminal 13 to the output terminal 15 will be referred to as a second filter.
[0217]
The principle of operation of this variable bandwidth filter will be described with reference to FIG. FIG. 32 (a) shows the pass characteristics F1 of the first filter and the pass characteristics of the second filter F2 when no voltage is applied. The first filter and the second filter are designed so that the passbands overlap each other by Δf.
[0218]
As shown in FIG. 32 (b), the characteristic F3 of the bandpass filter in which the first filter and the second filter are connected in series is a bandpass filter characteristic of the bandwidth Δf.
[0219]
Next, as shown in FIG. 32B, by applying a control voltage to change the resonance frequency of the thin film piezoelectric resonator, the pass band of the first filter is shifted by Δf ′ to the low frequency side, The pass band of the second filter is shifted Δf ′ to the high frequency side.
[0220]
As shown in FIG. 32 (d), the bandpass filter characteristic F4 has a bandwidth of Δf + 2Δf ′, which is widened by 2Δf ′. In this way, the bandwidth can be made variable by the control voltage applied from the outside.
[0221]
In order to realize such a configuration, the design may actually be as follows. If the first filter has a pass band on the lower frequency side than the second filter, the four thin film piezoelectric resonators constituting the first filter have four thin film piezoelectric resonances constituting the second filter. The film thickness of the electrode must be larger than that of the vessel to lower the resonance frequency.
[0222]
In this case, when a positive voltage is applied to the control voltage input terminal, an electric field is applied to the four thin film piezoelectric resonators constituting the first filter in the same direction as the polarization direction, and conversely, the second filter is constituted. An electric field is applied to the four thin film piezoelectric resonators in the direction opposite to the polarization direction. Therefore, if the first filter is shifted to the high frequency side by applying the control voltage, the second filter is shifted to the low frequency side. If the first filter is shifted to the low frequency side, for example, the second filter is shifted to the high frequency side. That is, if a circuit having such a configuration is manufactured, the first filter and the second filter are shifted in the opposite direction as the control voltage is applied, so that the overlapping portion, that is, the pass band is widened or narrowed. I'll be relaxed.
[0223]
As can be seen from the above description, the filter circuit as shown in FIG. 31 can produce a variable bandwidth filter based on the operation principle described in FIG. With this method, a variable bandwidth filter can be constructed by simply adding a control voltage input terminal to a single filter circuit, so both the design technology and process technology of filter circuits using conventional thin film piezoelectric resonators can be utilized. In addition, since all can be formed on the same substrate, an extremely small filter module can be realized.
[0224]
This variable bandwidth filter uses a plurality of carriers only when a high bandwidth is required for a bandwidth that is normally 1.25 MHz per carrier, such as CDMA2000 adopting a multi-carrier scheme. This is particularly effective in a system that changes the bandwidth to 2.5 MHz or 3.75 MHz. Such a system requiring a large change in bandwidth is advantageous because a large variable width can be obtained. In addition, a channel width is usually several MHz, and a thin film piezoelectric resonator using a ferroelectric alignment film having a coupling constant of 10% or more as a piezoelectric body has a too wide bandwidth, and is difficult to manufacture. A narrow bandwidth variable filter can be configured by using a method of connecting two filters having a wide bandwidth in series and forming a filter having a narrow bandwidth, as seen in the present embodiment.
[0225]
(Embodiment 8)
FIG. 33 shows a circuit diagram of the variable filter of the present embodiment. This is an example of a circuit realized by connecting two center frequency variable filters in series.
[0226]
In FIG. 33, in the variable bandwidth filter, two series thin film resonators 11-1 and 11-2 are connected in series to the first conductor 16. Two series thin film piezoelectric resonators 11-3 and 11-4 are connected in series to the second conducting wire 17. Four parallel thin film piezoelectric resonators 12 are connected in parallel between the first conductor 16 and the second conductor 17.
[0227]
A control voltage input terminal 13 is connected between the first series thin film piezoelectric resonator 11-1 and the second series thin film piezoelectric resonator 11-2 of the first conducting wire 16. Similarly, the control voltage input terminal 13 is connected between the third series thin film piezoelectric resonator 11-3 and the fourth series thin film piezoelectric resonator 11-4 of the second conducting wire 17.
[0228]
Although the circuit is exactly the same as the two-stage center frequency variable filter of FIG. 21, the pass characteristics when no voltage is applied are different as described below.
[0229]
The principle of operation of this variable bandwidth filter will be described with reference to FIG. For convenience, the input terminal 14 side of the control voltage input terminal 13 in FIG. 22 is referred to as a first center frequency variable filter, and the output terminal 15 side is referred to as a second center frequency variable filter.
[0230]
FIG. 34A shows the pass characteristics F5 and F6 of the first and second center frequency variable filters when no voltage is applied. Each pass characteristic has substantially the same bandwidth, but the overlapping frequency band is the same as that of one channel.
[0231]
As shown in FIG. 34 (c), when the first and second center frequency variable filters are connected in series, a band pass filter characteristic F7 can be configured such that one channel has a pass bandwidth. It has been adjusted to. In this example, it matches channel 1.
[0232]
As shown in FIG. 34 (b), when a voltage is applied to such a center frequency variable filter and the respective pass bands are shifted to the high frequency side by Δf ′, as shown in FIG. This channel is also shifted to the high frequency side by Δf ′, and becomes the filter characteristic F8, which matches the channel 4 in this example.
[0233]
In a normal method, a piezoelectric material having a large coupling constant such as a ferroelectric material is difficult to construct a filter having a narrow bandwidth so that one channel is selected and to move the filter by several channels. This is because a material having a large variable width, such as a ferroelectric alignment film, has a large coupling constant, and conversely, a material having a small coupling constant has a very narrow variable width, which makes it impossible to fabricate a center frequency variable filter. Because.
[0234]
However, if a two-stage center frequency variable filter as described in the present embodiment is configured, a channel filter with a narrow bandwidth can be manufactured while taking advantage of the large tunability of a ferroelectric substance. The value is extremely great.
[0235]
In the present invention, as shown in FIG. 35, an isolator or a buffer amplifier 43 can be connected between a plurality of cascade-connected filter units 41 and 42. By doing so, it is possible to suppress a decrease in pass characteristics due to impedance mismatch between the front stage and the rear stage of the filter of the series thin film piezoelectric resonator, and the utility value is particularly high in practical use. Reference numeral 44 denotes a variable voltage circuit.
[0236]
In addition, by connecting at least two variable high-frequency filters in parallel via switches and selecting a filter with the switches, the center frequency of the passband, passband width, ripple position or ripple shape, notch position or cutoff bandwidth In addition, the out-of-band attenuation and the passage loss can be made variable.
[0237]
In this way, there is an advantage that a variable characteristic filter having a wider variable range can be obtained than a variable range that can be realized by a single variable filter or a series connection of a plurality of variable filters.
[0238]
For example, if a variable filter having a first characteristic with a small insertion loss but a large out-of-band attenuation and a variable filter having a second characteristic with a large insertion loss but a large out-of-band attenuation are connected in parallel, an interference wave By using the first variable filter when there is no interference and switching to the second variable filter when an interference wave appears, it is possible to avoid saturation of the amplifier in the subsequent stage of the filter. Become.
[0239]
In addition, when configuring a frequency variable channel selection filter, it is difficult to realize a 900 MHz band and a 2 GHz band channel selection filter with one filter or a variable filter connected in series, but they are configured separately and connected in parallel. If so, it can be prepared.
[0240]
In particular, if the switching filter described in the first embodiment is used as means for selecting the parallel variable filters, the insertion loss is small and the practical merit is extremely large.
[0241]
In addition, as a ferroelectric used in the thin film piezoelectric resonator used for the variable filter, it is preferable that a single crystal or oriented ferroelectric has an orientation half width of 0.1 ° to 5 °.
[0242]
Originally, in an ideal ferroelectric, polarization is aligned in the position direction even when no voltage is applied, but no voltage is applied if a suitable defect is introduced or the lattice constant varies. In some cases, a region where polarization is not uniform is formed in the film. Even in such a region, if a slight voltage is applied, the polarization is aligned and the coupling constant changes greatly. Therefore, in order to obtain a large change rate of the material constant with respect to the applied voltage, it is preferable that the orientation is slightly disturbed compared to an ideal single crystal ferroelectric.
[0243]
As a result of detailed experiments, if the orientation half-value width obtained by X-ray diffraction is 0.1 ° or more, the voltage dependence of a practically necessary coupling constant can be obtained. However, if the alignment half-value width is too large, there is a problem that the electromechanical coupling coefficient does not increase sufficiently even when a voltage is applied. As a result of detailed experiments, if the half width of orientation obtained by X-ray diffraction is 0.1 ° or more, material constants such as electromechanical coupling coefficient change greatly by voltage application, and the half width of orientation is 5 If it is less than 0 °, a sufficiently large coupling constant can be obtained when a voltage is applied. Therefore, it is desirable that the alignment half-value width is 0.1 ° or more and 5 ° or less.
[0244]
It is preferable to use barium titanate as the piezoelectric film of the thin film piezoelectric resonator.
[0245]
Barium titanate has an electromechanical coupling constant as large as about 20%, and the voltage dependence of the elastic constant and coupling constant is larger than that of other piezoelectric materials. Furthermore, the dielectric constant in the high frequency band is 200 or more, such as AlN and ZnO. Since it is much larger than the above, it is particularly suitable for constructing the characteristic variable filter and the small switching filter as described above. Further, unlike PZT, it is thermodynamically stable and does not contain harmful metals, so it is a particularly promising material for practical use.
[0246]
【The invention's effect】
According to the present invention, it is possible to provide a new high-frequency filter capable of changing the pass characteristic using an appropriate external control means.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a cross-sectional view of an example of a thin film piezoelectric resonator using a ferroelectric piezoelectric material using bulk acoustic waves used in a filter circuit of the present invention.
FIG. 2 is a cross-sectional view of another example of a thin film piezoelectric resonator using a ferroelectric piezoelectric material using bulk acoustic waves used in the filter circuit of the present invention.
FIG. 3 is a cross-sectional view of still another example of a thin film piezoelectric resonator using a ferroelectric piezoelectric material using bulk acoustic waves used in the filter circuit of the present invention.
FIG. 4 is an equivalent circuit of a thin film piezoelectric resonator using a ferroelectric piezoelectric material that utilizes bulk acoustic waves.
FIG. 5 is a diagram showing frequency characteristics of a thin film piezoelectric resonator using a ferroelectric piezoelectric material that utilizes bulk acoustic waves.
6A is a circuit diagram of a switching filter according to an embodiment of the present invention, and FIG. 6B is a frequency characteristic diagram of an absolute value of impedance of the filter.
FIG. 7 is a band pass characteristic diagram of an example of the switching filter.
FIG. 8 is a whole area blocking characteristic diagram of an example of the switching filter;
FIG. 9 is a circuit diagram showing a switching filter according to another embodiment of the present invention and configured by a balanced ladder filter.
FIG. 10 is a circuit diagram showing a switching filter according to another embodiment of the present invention and configured by a balanced lattice filter.
11 is a specific circuit diagram of the embodiment shown in FIG. 9;
FIG. 12 is a circuit diagram of a balanced ladder filter in a switching filter according to another embodiment of the present invention.
13 is a specific circuit diagram of the embodiment shown in FIG.
FIG. 14 is a circuit diagram of a balanced lattice filter in a switching filter according to another embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a circuit diagram of a balanced ladder filter in a switching filter according to another embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a circuit diagram of an unbalanced ladder filter in a switching filter according to another embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a circuit diagram of an unbalanced ladder filter in a switching filter according to another embodiment of the present invention.
18A is a cross-sectional view for explaining a specific method of manufacturing a thin film piezoelectric resonator using a ferroelectric piezoelectric material using bulk acoustic waves, which is used in an embodiment of the present invention. FIG. FIG. 4A is a curve diagram showing changes in a resonance frequency and an anti-resonance frequency when a variable voltage is applied to the resonator of FIG.
FIG. 19 is a circuit diagram of a center frequency variable filter according to another embodiment of the present invention.
20A to 20D are diagrams for explaining the operation principle of the center frequency variable filter according to the embodiment described in FIG. 19, and FIGS. 20A and 20B are impedance characteristics of the resonator, and FIG. ) And (d) are pass characteristics.
FIG. 21 is a circuit diagram of a variable bandwidth filter according to another embodiment of the present invention.
FIGS. 22A to 22D are diagrams for explaining the operating principle of the variable bandwidth filter according to the embodiment described in FIG. 21; FIGS. 22A and 22B are impedance characteristics of the resonator; c) and (d) are pass characteristics.
FIG. 23 is a circuit diagram of a ripple shape variable filter according to another embodiment of the present invention.
FIGS. 24A to 24D are diagrams for explaining the operating principle of the ripple shape variable filter according to the embodiment described in FIG. 23; FIGS. 24A and 24B are impedance characteristics of the resonator; c) and (d) are pass characteristics.
FIG. 25 is a circuit diagram of a variable frequency band cutoff filter according to another embodiment of the present invention.
FIGS. 26A and 26B are diagrams for explaining the operating principle of the variable frequency band cutoff filter according to the embodiment described with reference to FIG. 25. FIG. 26A shows impedance characteristics, and FIG. 26B shows pass characteristics.
FIG. 27 is a block diagram of an out-of-band attenuation switching filter according to another embodiment of the present invention.
FIG. 28 shows pass characteristics of a switching filter constituting the out-of-band attenuation switching filter according to the embodiment of FIG.
29 is a circuit diagram of a switching filter of the out-of-band attenuation switching filter according to the embodiment of FIG. 27;
FIGS. 30A to 30D are diagrams for explaining the operation principle of the switching filter that constitutes the out-of-band attenuation switching filter of the embodiment of FIG. 29, and FIGS. Impedance characteristics (c) and (d) are pass characteristics.
FIG. 31 is a circuit diagram of a variable bandwidth filter according to another embodiment of the present invention.
32 is a diagram for explaining the operating principle of the variable bandwidth filter according to the embodiment of FIG. 31, wherein (a) and (b) are the impedance characteristics of the resonator, and (c) and (d) are the pass characteristics. .
FIG. 33 is a circuit diagram of a channel selection filter according to another embodiment of the present invention.
34 (a) to (d) are diagrams for explaining the operation principle of the channel selection filter according to the embodiment of FIG. 33, (a) and (b) are impedance characteristics of the resonator, and (c) and FIG. (D) is a passage characteristic.
FIG. 35 is a block diagram showing another embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
1 ... 1st electrode
2 ... Piezoelectric film
3 ... second electrode
4 ... Etching stopper layer
5 ... Single crystal substrate
6 ... Multilayer acoustic reflection layer
11: Thin film piezoelectric acoustic wave resonators connected in series
12: Thin-film piezoelectric acoustic wave resonators connected in parallel
13 ... Matching circuit
14 ... Input port
15 ... Output port
16: First conductor
17 ... second conductor
18 ... High frequency cutoff resistor
19: Variable voltage circuit connection terminal
21 ... Si substrate
22 ... SiO2layer
23 ... SrRuO3Sacrificial layer
24 ... Ir lower electrode
25 ... BaTiO3Piezoelectric film
26 ... Ir upper electrode
27 ... Via Hall
30: Out-of-band attenuation switching filter
31 ... Signal input terminal
32 ... Signal output terminal
33 ... 1st switching filter
34. Second switching filter
35. Third switching filter
36: First control voltage input terminal
37 ... Second control voltage input terminal
38 ... Third control voltage input terminal
200 ... Thin film piezoelectric acoustic wave resonators connected in series
201 ... Thin-film piezoelectric acoustic wave resonators connected in parallel
300 ... DC power supply

Claims (6)

信号の入出力端間に直列接続され、分極方向が膜厚方向にそろった強誘電圧電体薄膜とこの薄膜の両面に設けられた一対の電極とからなり共振特性が印加電圧により変化する直列共振薄膜圧電共振器と、Series resonance in which resonance characteristics change with applied voltage, consisting of a ferroelectric piezoelectric thin film that is connected in series between the input and output terminals of the signal and whose polarization direction is aligned in the film thickness direction and a pair of electrodes provided on both sides of the thin film A thin film piezoelectric resonator;
信号の入出力端間に並列接続され、分極方向が膜厚方向にそろった強誘電圧電体薄膜とこの薄膜の両面に設けられた一対の電極とからなり共振特性が印加電圧により変化する並列共振薄膜圧電共振器と、Parallel resonance, which consists of a ferroelectric piezoelectric thin film that is connected in parallel between the signal input and output ends and whose polarization direction is aligned in the film thickness direction, and a pair of electrodes provided on both sides of this thin film, and whose resonance characteristics change depending on the applied voltage A thin film piezoelectric resonator;
前記直列共振薄膜圧電共振器と並列共振薄膜圧電共振器の少なくとも一方に接続されて電圧を印加しその共振特性を可変する電圧回路と、A voltage circuit connected to at least one of the series resonant thin film piezoelectric resonator and the parallel resonant thin film piezoelectric resonator to apply a voltage and vary its resonance characteristics;
を具備して、前記直列共振薄膜圧電共振器の共振周波数と前記並列共振薄膜圧電共振器の反共振周波数とをほぼ一致させ、前記直列共振薄膜圧電共振器及び前記並列共振薄膜圧電共振器の印加電圧を変化させることによって、前記直列共振薄膜圧電共振器の共振周波数及び前記並列共振薄膜圧電共振器の反共振周波数とを共に上昇或いは下降させて、通過帯域の中心周波数を制御することを特徴とする高周波フィルタ。The resonance frequency of the series resonance thin film piezoelectric resonator and the antiresonance frequency of the parallel resonance thin film piezoelectric resonator are substantially matched, and the series resonance thin film piezoelectric resonator and the parallel resonance thin film piezoelectric resonator are applied. By changing the voltage, the resonance frequency of the series resonance thin film piezoelectric resonator and the anti-resonance frequency of the parallel resonance thin film piezoelectric resonator are both increased or decreased to control the center frequency of the passband. High-frequency filter. 信号の入出力端間に直列接続され、分極方向が膜厚方向にそろった強誘電圧電体薄膜とこの薄膜の両面に設けられた一対の電極とからなり共振特性が印加電圧により変化する直列共振薄膜圧電共振器と、Series resonance in which resonance characteristics change with applied voltage, consisting of a ferroelectric piezoelectric thin film that is connected in series between the input and output terminals of the signal and whose polarization direction is aligned in the film thickness direction and a pair of electrodes provided on both sides of the thin film A thin film piezoelectric resonator;
信号の入出力端間に並列接続され、分極方向が膜厚方向にそろった強誘電圧電体薄膜とこの薄膜の両面に設けられた一対の電極とからなり共振特性が印加電圧により変化する並列共振薄膜圧電共振器と、Parallel resonance, which consists of a ferroelectric piezoelectric thin film that is connected in parallel between the signal input and output ends and whose polarization direction is aligned in the film thickness direction, and a pair of electrodes provided on both sides of this thin film, and whose resonance characteristics change depending on the applied voltage A thin film piezoelectric resonator;
前記直列共振薄膜圧電共振器と並列共振薄膜圧電共振器の少なくとも一方に接続されて電圧を印加しその共振特性を可変する電圧回路と、A voltage circuit connected to at least one of the series resonant thin film piezoelectric resonator and the parallel resonant thin film piezoelectric resonator to apply a voltage and vary its resonance characteristics;
を具備して、前記直列共振薄膜圧電共振器の共振周波数と前記並列共振薄膜圧電共振器の反共振周波数とを一致させ、前記直列共振薄膜圧電共振器或いは前記並列共振薄膜圧電共振器の印加電圧を変化させることによって、前記直列共振薄膜圧電共振器の共振周波数及び反共振周波数の間隔或いは前記並列共振薄膜圧電共振器の共振周波数及び反共振周波数の間隔を変化させて、通過帯域幅を制御することを特徴とする高周波フィルタ。The resonance frequency of the series resonance thin film piezoelectric resonator is matched with the antiresonance frequency of the parallel resonance thin film piezoelectric resonator, and the applied voltage of the series resonance thin film piezoelectric resonator or the parallel resonance thin film piezoelectric resonator is By changing the interval between the resonance frequency and the antiresonance frequency of the series resonance thin film piezoelectric resonator or the interval between the resonance frequency and the antiresonance frequency of the parallel resonance thin film piezoelectric resonator. A high frequency filter characterized by that. 信号の入出力端間に直列接続され、分極方向が膜厚方向にそろった強誘電圧電体薄膜とこの薄膜の両面に設けられた一対の電極とからなり共振特性が印加電圧により変化する直列共振薄膜圧電共振器と、Series resonance in which resonance characteristics change with applied voltage, consisting of a ferroelectric piezoelectric thin film that is connected in series between the input and output terminals of the signal and whose polarization direction is aligned in the film thickness direction and a pair of electrodes provided on both sides of the thin film A thin film piezoelectric resonator;
信号の入出力端間に並列接続され、分極方向が膜厚方向にそろった強誘電圧電体薄膜とこの薄膜の両面に設けられた一対の電極とからなり共振特性が印加電圧により変化する並列共振薄膜圧電共振器と、Parallel resonance, which consists of a ferroelectric piezoelectric thin film that is connected in parallel between the signal input and output ends and whose polarization direction is aligned in the film thickness direction, and a pair of electrodes provided on both sides of this thin film, and whose resonance characteristics change depending on the applied voltage A thin film piezoelectric resonator;
前記直列共振薄膜圧電共振器と並列共振薄膜圧電共振器の少なくとも一方に接続されて電圧を印加しその共振特性を可変する電圧回路と、A voltage circuit connected to at least one of the series resonant thin film piezoelectric resonator and the parallel resonant thin film piezoelectric resonator to apply a voltage and vary its resonance characteristics;
を具備して、前記直列共振薄膜圧電共振器の共振周波数と前記並列共振薄膜圧電共振器の反共振周波数とをほぼ一致させ、前記直列共振薄膜圧電共振器及び前記並列共振薄膜圧電共振器の印加電圧を変化させることによって、前記直列共振薄膜圧電共振器の共振周波数及び前記並列共振薄膜圧電共振器の反共振周波数の間隔を変化させて、通過帯域のリップル位置或いはリップル形状を制御することを特徴とする高周波フィルタ。The resonance frequency of the series resonance thin film piezoelectric resonator and the antiresonance frequency of the parallel resonance thin film piezoelectric resonator are substantially matched, and the series resonance thin film piezoelectric resonator and the parallel resonance thin film piezoelectric resonator are applied. By changing the voltage, the interval between the resonant frequency of the series resonant thin film piezoelectric resonator and the antiresonant frequency of the parallel resonant thin film piezoelectric resonator is changed to control the ripple position or ripple shape of the passband. High frequency filter. 信号の入出力端間に直列接続され、分極方向が膜厚方向にそろった強誘電圧電体薄膜とこの薄膜の両面に設けられた一対の電極とからなり共振特性が印加電圧により変化する直列共振薄膜圧電共振器と、Series resonance in which resonance characteristics change with applied voltage, consisting of a ferroelectric piezoelectric thin film that is connected in series between the input and output terminals of the signal and whose polarization direction is aligned in the film thickness direction and a pair of electrodes provided on both sides of the thin film A thin film piezoelectric resonator;
信号の入出力端間に並列接続され、分極方向が膜厚方向にそろった強誘電圧電体薄膜とこの薄膜の両面に設けられた一対の電極とからなり共振特性が印加電圧により変化する並列共振薄膜圧電共振器と、Parallel resonance, which consists of a ferroelectric piezoelectric thin film that is connected in parallel between the signal input and output ends and whose polarization direction is aligned in the film thickness direction, and a pair of electrodes provided on both sides of this thin film, and whose resonance characteristics change depending on the applied voltage A thin film piezoelectric resonator;
前記直列共振薄膜圧電共振器と並列共振薄膜圧電共振器の少なくとも一方に接続されて電圧を印加しその共振特性を可変する電圧回路と、A voltage circuit connected to at least one of the series resonant thin film piezoelectric resonator and the parallel resonant thin film piezoelectric resonator to apply a voltage and vary its resonance characteristics;
を具備して、前記直列共振薄膜圧電共振器の反共振周波数と前記並列共振薄膜圧電共振器の共振周波数とを一致させ、前記直列共振薄膜圧電共振器及び前記並列共振薄膜圧電共振器の印加電圧を変化させることによって、前記直列共振薄膜圧電共振器の反共振周波数及び前記並列共振薄膜圧電共振器の共振周波数とを共に上昇或いは下降させて、阻止帯域の中心周波数を制御することを特徴とする高周波フィルタ。The anti-resonance frequency of the series resonant thin film piezoelectric resonator and the resonant frequency of the parallel resonant thin film piezoelectric resonator are matched, and the applied voltage of the series resonant thin film piezoelectric resonator and the parallel resonant thin film piezoelectric resonator The center frequency of the stop band is controlled by increasing or decreasing both the anti-resonance frequency of the series resonant thin film piezoelectric resonator and the resonant frequency of the parallel resonant thin film piezoelectric resonator. High frequency filter. 信号の入出力端間に直列接続され、分極方向が膜厚方向にそろった強誘電圧電体薄膜とこの薄膜の両面に設けられた一対の電極とからなり共振特性が印加電圧により変化する直列共振薄膜圧電共振器と、Series resonance in which resonance characteristics change with applied voltage, consisting of a ferroelectric piezoelectric thin film that is connected in series between the input and output terminals of the signal and whose polarization direction is aligned in the film thickness direction and a pair of electrodes provided on both sides of the thin film A thin film piezoelectric resonator;
信号の入出力端間に並列接続され、分極方向が膜厚方向にそろった強誘電圧電体薄膜とこの薄膜の両面に設けられた一対の電極とからなり共振特性が印加電圧により変化する並列共振薄膜圧電共振器と、Parallel resonance, which consists of a ferroelectric piezoelectric thin film that is connected in parallel between the signal input and output ends and whose polarization direction is aligned in the film thickness direction, and a pair of electrodes provided on both sides of this thin film, and whose resonance characteristics change depending on the applied voltage A thin film piezoelectric resonator;
前記直列共振薄膜圧電共振器と並列共振薄膜圧電共振器の少なくとも一方に接続されて電圧を印加しその共振特性を可変する電圧回路と、A voltage circuit connected to at least one of the series resonant thin film piezoelectric resonator and the parallel resonant thin film piezoelectric resonator to apply a voltage and vary its resonance characteristics;
を具備して、前記直列共振薄膜圧電共振器の反共振周波数と前記並列共振薄膜圧電共振器の共振周波数とを一致させ、前記直列共振薄膜圧電共振器或いは前記並列共振薄膜圧電共振器の印加電圧を変化させることによって、前記直列共振薄膜圧電共振器の共振周波数及び反共振周波数の間隔或いは前記並列共振薄膜圧電共振器の共振周波数及び反共振周波数の間隔を変化させて、阻止帯域幅を制御することを特徴とする高周波フィルタ。The anti-resonance frequency of the series resonant thin film piezoelectric resonator and the resonant frequency of the parallel resonant thin film piezoelectric resonator are matched, and the applied voltage of the series resonant thin film piezoelectric resonator or the parallel resonant thin film piezoelectric resonator By changing the resonance frequency, the interval between the resonance frequency and antiresonance frequency of the series resonance thin film piezoelectric resonator or the interval between the resonance frequency and antiresonance frequency of the parallel resonance thin film piezoelectric resonator is changed to control the stop band width. A high frequency filter characterized by that. 信号の入出力端間に直列接続され、分極方向が膜厚方向にそろった強誘電圧電体薄膜とこの薄膜の両面に設けられた一対の電極とからなり共振特性が印加電圧により変化する直列共振薄膜圧電共振器と、Series resonance in which resonance characteristics change with applied voltage, consisting of a ferroelectric piezoelectric thin film that is connected in series between the input and output terminals of the signal and whose polarization direction is aligned in the film thickness direction and a pair of electrodes provided on both sides of the thin film A thin film piezoelectric resonator;
信号の入出力端間に並列接続され、分極方向が膜厚方向にそろった強誘電圧電体薄膜とこの薄膜の両面に設けられた一対の電極とからなり共振特性が印加電圧により変化する並列共振薄膜圧電共振器と、Parallel resonance, which consists of a ferroelectric piezoelectric thin film that is connected in parallel between the signal input and output ends and whose polarization direction is aligned in the film thickness direction, and a pair of electrodes provided on both sides of this thin film, and whose resonance characteristics change depending on the applied voltage A thin film piezoelectric resonator;
前記直列共振薄膜圧電共振器と並列共振薄膜圧電共振器の少なくとも一方に接続されて電圧を印加しその共振特性を可変する電圧回路と、A voltage circuit connected to at least one of the series resonant thin film piezoelectric resonator and the parallel resonant thin film piezoelectric resonator to apply a voltage and vary its resonance characteristics;
を具備して、前記直列共振薄膜圧電共振器或いは前記並列共振薄膜圧電共振器の印加電圧を変化させることによって、前記直列共振薄膜圧電共振器の共振周波数と前記並列共振薄膜圧電共振器の反共振周波数とが一致したときに得られる通過帯域特性及び前記直列共振薄膜圧電共振器の共振周波数と前記並列共振薄膜圧電共振器の共振周波数とが一致したときに得られる全域阻止特性とを切り替えることを特徴とする高周波フィルタ。The resonance frequency of the series resonant thin film piezoelectric resonator and the antiresonance of the parallel resonant thin film piezoelectric resonator are changed by changing the applied voltage of the series resonant thin film piezoelectric resonator or the parallel resonant thin film piezoelectric resonator. Switching between the passband characteristics obtained when the frequencies coincide with each other, and the whole-band blocking characteristics obtained when the resonance frequencies of the series resonance thin film piezoelectric resonators coincide with the resonance frequencies of the parallel resonance thin film piezoelectric resonators. High-frequency filter that is characterized.
JP2002273493A 2002-03-29 2002-09-19 High frequency filter Expired - Fee Related JP3854212B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2002273493A JP3854212B2 (en) 2002-03-29 2002-09-19 High frequency filter

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2002097398 2002-03-29
JP2002273493A JP3854212B2 (en) 2002-03-29 2002-09-19 High frequency filter

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2004007352A JP2004007352A (en) 2004-01-08
JP3854212B2 true JP3854212B2 (en) 2006-12-06

Family

ID=30446451

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2002273493A Expired - Fee Related JP3854212B2 (en) 2002-03-29 2002-09-19 High frequency filter

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP3854212B2 (en)

Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2006004470A1 (en) * 2004-07-06 2006-01-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) A tuneable resonator
KR100698287B1 (en) * 2005-01-31 2007-03-22 삼성전자주식회사 Film Bulk Acoustic Resonator and the method thereof
JP4442689B2 (en) * 2005-02-21 2010-03-31 株式会社村田製作所 Piezoelectric thin film resonator
JP4707533B2 (en) * 2005-10-27 2011-06-22 太陽誘電株式会社 Piezoelectric thin film resonator and filter
KR101238358B1 (en) * 2006-02-06 2013-03-04 삼성전자주식회사 Band pass filter and duplexer having the same
JP4621155B2 (en) 2006-02-28 2011-01-26 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ Variable filter
US7675388B2 (en) * 2006-03-07 2010-03-09 Agile Rf, Inc. Switchable tunable acoustic resonator using BST material
KR100921383B1 (en) 2006-09-08 2009-10-14 가부시키가이샤 엔.티.티.도코모 Variable resonator, variable bandwidth filter, and electric circuit device
JP4724135B2 (en) 2007-02-22 2011-07-13 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ Variable resonator, variable filter, electric circuit device
JP4724136B2 (en) 2007-02-22 2011-07-13 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ Variable resonator, variable filter, electric circuit device
JP4847937B2 (en) 2007-09-10 2011-12-28 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ Signal selection device
US8138852B2 (en) 2007-10-31 2012-03-20 Ntt Docomo, Inc. Duplexer and transceiver
JP5039115B2 (en) 2009-11-17 2012-10-03 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ Variable resonator, variable filter
JP5039162B2 (en) 2010-03-05 2012-10-03 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ Circuit elements, variable resonators, variable filters
JP5726635B2 (en) 2010-08-25 2015-06-03 株式会社Ｎｔｔドコモ Multi-mode front-end circuit
JP2016517652A (en) * 2013-03-11 2016-06-16 ノキア テクノロジーズ オーユー Apparatus and method for tuning resonance frequency
WO2015045538A1 (en) * 2013-09-26 2015-04-02 株式会社村田製作所 High frequency power amplifier, high frequency front end circuit, and wireless communication device
JP7043829B2 (en) * 2017-12-20 2022-03-30 株式会社大真空 Piezoelectric filter device

Also Published As

Publication number Publication date
JP2004007352A (en) 2004-01-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP3506500B1 (en) Notch filters based on coupled acoustic resonators
KR100541895B1 (en) High frequency filter
JP3854212B2 (en) High frequency filter
US5933062A (en) Acoustic wave ladder filter with effectively increased coupling coefficient and method of providing same
KR102025982B1 (en) Tunable resonator element, filter circuit and method
US20160301383A1 (en) High-frequency filter
KR101238359B1 (en) Duplexer
KR100809120B1 (en) Bulk accoustic wave filter
US11394368B2 (en) Acoustic wave filter, multiplexer, radio frequency front-end circuit, and communication device
Koohi et al. Reconfigurable radios employing ferroelectrics: Recent progress on reconfigurable RF acoustic devices based on thin-film ferroelectric barium strontium titanate
Psychogiou Reconfigurable all-pass-to-bandstop acoustic-wave-lumped-element resonator filters
JP3889343B2 (en) Variable filter
Balysheva Problems of development of tunable saw filters for mobile communication systems
Koohi et al. Reconfigurable Radios Employing Ferroelectrics
JP2004128738A (en) Thin film piezoelectric resonator and high frequency filter
KR101238358B1 (en) Band pass filter and duplexer having the same
Inaba et al. A widely tunable filter configuration composed of high q RF resonators and variable capacitors
TW202343972A (en) Acoustic resonator filter system

Legal Events

Date Code Title Description
A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20051019

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20060530

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20060714

RD04 Notification of resignation of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424

Effective date: 20060809

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20060905

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20060907

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090915

Year of fee payment: 3

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100915

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110915

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110915

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120915

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120915

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130915

Year of fee payment: 7

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees