JP3846244B2 - Discharge lamp lighting device - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電池を電源として放電灯を点滅させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、たとえば誘導灯として用いるために光源となる放電灯を規定周期で点滅させる放電灯点灯装置が知られている。この種の点滅形誘導灯には光源としてキセノンランプを用いるものが提供されており、火災などの非常時に誘導灯として用いるために、常時は商用電源から２次電池を充電しておき、非常時に２次電池を電源としてキセノンランプを点滅させるように構成してある。
【０００３】
すなわち、この種の用途に用いる放電灯点灯装置は、図２０に示すように、常時に商用電源ＡＣを電源として２次電池Ｂを充電する充電回路１を備えるとともに、非常時に２次電池Ｂの電圧をキセノンランプＸｅの発光に必要な電圧まで昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータからなる昇圧回路２を備える。また、キセノンランプＸｅにはトリガ回路３が接続され、トリガ回路３がキセノンランプＸｅを発光させるタイミングでキセノンランプＸｅにトリガをかけることによってキセノンランプＸｅをほぼ一定周期で点滅させることが可能になっている。
【０００４】
すなわち、昇圧回路２は、１次巻線にセンタタップを設けたトランスＴ１と、２次電池Ｂの正極とトランスＴ１のセンタタップとの間に挿入されたインダクタＬ１と、トランスＴ１の１次巻線の各一端と２次電池Ｂの負極との間にそれぞれ挿入された一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とを備え、トランスＴ１の２次巻線には倍電圧整流回路が接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はバイポーラトランジスタからなり、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタがそれぞれトランスＴ１の１次巻線に接続され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のエミッタ同士は共通に接続されて２次電池Ｂの負極に接続される。さらに、スイッチング素子Ｑ１のベースはベース抵抗Ｒ１およびスイッチ要素Ｓ１を介して２次電池Ｂの正極に接続されており、図示しない制御回路からの制御信号によってスイッチ要素Ｓ１がオンにされると、スイッチング素子Ｑ１にバイアスがかかって昇圧回路２が起動されるようにしてある。また、トランスＴ１には帰還巻線が設けられ、帰還巻線の各一端は各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のベースにそれぞれ接続されている。つまり、スイッチング素子Ｑ２のベースは帰還巻線を介してベース抵抗Ｒ１に接続される。倍電圧整流回路は、トランスＴ１の２次巻線の両端間にコンデンサＣ２とダイオードＤ１と電解コンデンサである平滑コンデンサＣ０との直列回路を接続するともに、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ０との直列回路にダイオードＤ２を並列接続した周知構成を有する。コンデンサＣ２は電流制限素子として機能する。
【０００５】
上述した昇圧回路２はプシュプル型のＤＣ−ＤＣコンバータであって、スイッチ要素Ｓ１がオンになりスイッチング素子Ｑ１がオンになると、インダクタＬ１を通して２次電池Ｂからの電流がトランスＴ１の１次巻線に流れ、帰還巻線を介して自己帰還がかかることによって自励発振動作を行うのである。このようにトランスＴ１の１次側において自励発振動作が行われると、トランスＴ１の２次巻線に交流出力が得られ、トランスＴ１の２次巻線の交流出力が倍電圧整流回路により整流されることによって平滑コンデンサＣ０の両端電圧としてキセノンランプＸｅを発光させることが可能な程度の比較的高電圧である直流電圧を得ることができる。
【０００６】
ところで、点滅形誘導灯については、日本照明器具工業会発行の「誘導灯器具および避難誘導システム用装置技術基準」ＪＩＬ５５０２において、点滅周波数が２Ｈｚ（±１０％）と定められている。そこで、キセノンランプＸｅの発光が２Ｈｚ（つまり、０．５ｓ（±１０％）間隔）で繰り返されるように、トリガ回路３によってキセノンランプＸｅの発光タイミングを制御している。トリガ回路３は、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３とパルストランスＰＴの１次巻線との直列回路を備え、この直列回路が平滑コンデンサＣ０の両端間に接続される。また、パルストランスＰＴの１次巻線とコンデンサＣ３との直列回路にはスイッチ要素Ｓ３が並列接続される。キセノンランプＸｅには近接導体ＮＲ（図２参照）が並設され、キセノンランプＸｅの一端と近接導体ＮＲとの間にパルストランスＰＴの２次巻線が挿入される。
【０００７】
したがって、平滑コンデンサＣ０の両端電圧がキセノンランプＸｅの発光に必要な程度の電圧（たとえば、３００Ｖ）に達した状態で図示しない制御回路によりスイッチ要素Ｓ３をオンにすれば、コンデンサＣ３の電荷によってパルストランスＰＴの１次巻線に電流を流してキセノンランプＸｅにトリガをかけ、平滑コンデンサＣ０の両端電圧によってキセノンランプＸｅを発光させることができる。つまり、キセノンランプＸｅにトリガをかけるとは、キセノンランプＸｅの一方の電極と近接導体ＮＲとの間に微放電が生じる程度の放電開始電圧を近接動作ＮＲに印加することを意味する。ここに、昇圧回路２は平滑コンデンサＣ０の両端電圧がキセノンランプＸｅの発光後に０．５ｓで元の電圧に復帰するように設計される。つまり、平滑コンデンサＣ０の両端電圧は図２１に示すように変化するのであって、たとえば３００Ｖに達するとキセノンランプＸｅの発光により放電し、０．５ｓ後に再び３００Ｖに復帰するという動作を繰り返すことになる。
【０００８】
ところで、図２０に示した構成では、２次電池Ｂの電圧変化に対応する手段を備えていないから、２次電池Ｂの電圧が変化すると昇圧回路２による平滑コンデンサＣ０の充電速度に影響が生じ、結果的にキセノンランプＸｅの発光強度に影響する。すなわち、２次電池Ｂの電圧が高いときには平滑コンデンサＣ０への充電速度が速くなりスイッチ要素Ｓ３がオンになるときに必要以上に高い電圧まで充電されるから、キセノンランプＸｅの発光強度が高くなり、逆に、２次電池Ｂの電圧が低いときには平滑コンデンサＣ０への充電速度が遅くなりスイッチ要素Ｓ３がオンになるときの電圧も低下するから、キセノンランプＸｅの発光強度が低くなり、場合によってはキセノンランプＸｅが発光しないこともある。
【０００９】
上述のように、図２０に示した構成では、２次電池Ｂの電圧に応じてキセノンランプＸｅの発光強度が変化するから、誘導灯として用いるときに必要な明るさを長時間に亘って確保できないことがある。そこで、２次電池Ｂの電圧が変化したときのキセノンランプＸｅの発光強度への影響を軽減する構成として、図２２ないし図２５に示す構成が提案されている。
【００１０】
図２２に示す構成は、２次電池Ｂと昇圧回路２との間に昇圧回路２への入力電圧を可変とする電圧調整回路４を挿入するとともに、平滑コンデンサＣ０の両端電圧を監視する電圧検出回路５ａを設け、電圧検出回路５ａにより検出した平滑コンデンサＣ０の両端電圧に応じて電圧調整回路４の出力電圧を調節する構成を採用している。この構成によれば、２次電池Ｂの電圧にかかわりなく平滑コンデンサＣ０の両端電圧が所望電圧になるように昇圧回路２への入力電圧を調節しているから、２次電池Ｂの電圧が変化してもキセノンランプＸｅの発光強度の変化が抑制される。図中のトリガスイッチＳＷ２は図２０におけるトリガ回路３を等価的に示したものである。
【００１１】
平滑コンデンサＣ０の両端電圧を監視する代わりに、図２３に示すように、昇圧回路２への入力電圧を監視する電圧検出回路５ｂを設けることによって昇圧回路２への入力電圧を一定に保つようにフィードバック制御を行ったり、また図２４に示すように、２次電池Ｂの電圧を監視する電圧検出回路５ｃを設けることによって昇圧回路２への入力電圧を一定に保つように制御する構成を採用しても同様の動作が期待できる。
【００１２】
さらに、図２５に示すように、電圧調節回路４の出力電力（つまり、昇圧回路２の入力電力）を一定に保つ構成を採用することも可能である。この構成では、電圧調節回路４の出力電圧を検出する電圧検出回路６ａを設けるだけではなく、電圧調節回路４の出力電流を検出する電流検出回路６ｂを付加し、電圧検出回路６ａで検出した出力電圧と電流検出回路６ｂで検出した出力電流とを乗算器７で乗算することにより電圧調節回路４の出力電力を求めている。なお、電流検出回路６ｂは電流トランスＣＴの２次出力により電流を監視している。このようにして乗算器７で求めた出力電力が一定になるように電圧調節回路４の出力電圧を調節するのである。この構成によっても２次電池Ｂの電圧変化に対するキセノンランプＸｅの発光強度の変化を抑制することができる。
【００１３】
電圧調節回路４には、たとえば図２６に示す昇圧チョッパ回路を採用することができる。図示する構成は周知のものであって、２次電池Ｂの両端間に接続されるインダクタＬ４とスイッチング素子Ｑ４との直列回路を有し、スイッチング素子Ｑ４の両端間にはダイオードＤ４とコンデンサＣ４との直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ４は制御回路ＣＮによって高周波でオンオフされる。スイッチング素子Ｑ４のオン期間には２次電池ＢからインダクタＬ４を通して電流が流れ、スイッチング素子Ｑ４のオフ期間にはインダクタＬ４に蓄積された電磁エネルギが２次電池ＢとともにコンデンサＣ４の充電エネルギとして用いられるから、コンデンサＣ４の両端電圧を昇圧することが可能になる。ここに、スイッチング素子Ｑ４のオン期間はインダクタＬ４に蓄積されるエネルギの大きさにかかわるから、スイッチング素子Ｑ４をオンオフさせるデューティの調節によってコンデンサＣ４の両端電圧の調節が可能になる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、図２２ないし図２４に示した各構成では、２次電池Ｂの電圧にかかわらず昇圧回路２への入力電圧が一定電圧に保たれるように電圧調節回路４を制御しており、また図２５に示した構成では、２次電池Ｂの電圧にかかわらず昇圧回路２への供給電力がほぼ一定に保たれるように電圧調節回路４を制御しているから、２次電池Ｂの電圧が変化してもキセノンランプＸｅの発光強度をほぼ一定値に保つことが可能になると考えられる。
【００１５】
しかしながら、電圧調節回路４としては上述した昇圧チョッパ回路のようなパワースイッチング回路が用いられ、しかも電圧調節回路４の後段に昇圧回路２が接続されるものであるから、昇圧回路２のみを用いる場合に比較すると回路損失が増加し、非常時にキセノンランプＸｅを所定時間継続して点滅させるためには２次電池Ｂの容量を増加させることが必要になる。さらに、昇圧回路２とは別に電圧調節回路４を付加することになるから回路規模が大きくなり、２次電池Ｂの容量増加と回路規模の拡大によってコスト増につながることになる。
【００１６】
ところで、上記説明における２次電池Ｂの電圧変動は、２次電池Ｂの放電開始からの経過時間に伴って生じる電圧変動だけではなく、２次電池Ｂを構成するセル数の相違による電圧変動も含む。たとえば、誘導灯においてキセノンランプＸｅを継続して点滅させることが可能な時間（上述したＪＩＬ５５０２では、２５分間継続する一般型と７５分間継続する長時間型とが規定されている）の長短を異ならせるために、他の回路構成を変更せずに直列接続した２次電池Ｂのセル数を変更して２次電池Ｂの電圧を変更することがある。このような構成では、当然ながら２次電池Ｂの電圧が大きく変化することになる。
【００１７】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、電池電源により放電灯を点滅させる構成を採用しながらも、回路損失を増加させたり回路規模を大きくしたりすることなく電池電圧の変動に伴う発光強度の変動を抑制することができる放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、電池を電源として平滑コンデンサを充電するＤＣ−ＤＣコンバータである昇圧回路と、平滑コンデンサの両端間に接続され平滑コンデンサを電源として発光する放電灯と、放電灯を発光させるタイミングで放電灯にトリガをかけるトリガ回路と、放電灯が一定の点滅周期で点滅するように一定周期の点滅信号をトリガ回路に与えるとともに昇圧回路の動作の開始および停止を制御する制御回路と、平滑コンデンサの両端電圧を監視する電圧検出回路とを備え、制御回路では、昇圧回路の動作を開始した後に電圧検出回路により検出される平滑コンデンサの両端電圧が規定した閾値電圧に達すると昇圧回路の動作を停止するとともに昇圧回路の動作が停止している期間内で点滅信号を発生し、かつ昇圧回路の動作の停止後に昇圧回路の動作の開始から動作の停止までの時間と点滅周期との差の時間が経過した時点で昇圧回路の動作を再開させることを特徴とする。
【００２１】
請求項２の発明は、電池を電源として平滑コンデンサを充電するＤＣ−ＤＣコンバータである昇圧回路と、平滑コンデンサの両端間に接続され平滑コンデンサを電源として発光する放電灯と、放電灯を発光させるタイミングで放電灯にトリガをかけるトリガ回路と、放電灯が一定の点滅周期で点滅するように一定周期の点滅信号をトリガ回路に与えるとともに昇圧回路の動作の開始および停止を制御する制御回路と、前記電池の両端電圧を検出する電圧検出回路とを備え、制御回路では、昇圧回路の動作を開始した後に平滑コンデンサの両端電圧が規定した閾値電圧に達するまでの時間を、電圧検出回路により検出される電池の両端電圧に基づいて推定し、推定した時間だけ昇圧回路を動作させた後に昇圧回路の動作を停止させるとともに昇圧回路の動作が停止している期間内で点滅信号を発生し、かつ昇圧回路の動作の停止後に昇圧回路の動作開始から動作停止までの時間と点滅周期との差の時間が経過した時点で昇圧回路の動作を再開させることを特徴とする。
【００２２】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記制御回路では前記電圧検出回路による前記電池の両端電圧の検出を前記昇圧回路の動作が停止している期間に行うことを特徴とする。
【００２３】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、前記電池の両端電圧を検出する第２の電圧検出回路と、第２の電圧検出回路で検出した電池の両端電圧に対して前記昇圧回路の出力変化を小さくする方向に前記昇圧回路を制御する出力制御手段とが付加されていることを特徴とする。
【００２４】
請求項５の発明は、請求項４の発明において、前記出力制御手段が、前記第２の電圧検出回路で検出した前記電池の両端電圧と規定の基準電圧との差分を求める差動増幅回路と、差動増幅回路の出力電圧である誤差電圧に基づいて前記昇圧回路の出力を調節する駆動部とを備えることを特徴とする。
【００２５】
請求項６の発明は、請求項４の発明において、前記第２の電圧検出回路としてＡ／Ｄ変換器を備え、前記出力制御手段が、Ａ／Ｄ変換器の出力値にあらかじめ対応付けた動作条件を選択して前記昇圧回路を動作させることにより前記昇圧回路の出力を調節する駆動部とを備えることを特徴とする。
【００２６】
請求項７の発明は、請求項１ないし請求項６の発明において、前記放電灯がキセノンランプであって、前記点滅周期が０．５ｓ±１０％であることを特徴とする。
【００２７】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
本実施形態では、従来構成と同様に点滅形誘導灯を例示する。図１に示すように、商用電源ＡＣには充電回路１を介して２次電池Ｂが接続される。充電回路１は商用電源ＡＣを整流し降圧する降圧回路であって、充電回路１と２次電池Ｂとの間には外部信号により制御可能な電源スイッチＳＷ１が挿入される。
【００２８】
２次電池Ｂの両端電圧は昇圧回路２により交流電圧に変換されるとともに昇圧され、倍電圧整流回路により整流されて平滑コンデンサＣ０の両端電圧は２次電池Ｂの両端電圧よりも昇圧される。平滑コンデンサＣ０の両端電圧は放電灯としてのキセノンランプＸｅに印加され、キセノンランプＸｅの発光に用いられる。図示例ではトリガ回路３を等価的に示すトリガスイッチＳＷ２を平滑コンデンサＣ０とキセノンランプＸｅとの間に挿入しているが、トリガ回路３の具体構成については後述する。トリガスイッチＳＷ２（つまり、トリガ回路３）は制御回路ＣＮ１から与えられる点滅信号により制御され、点滅信号に同期したトリガをキセノンランプＸｅに与える。点滅信号は２Ｈｚで周期的に発生するパルス信号であり、キセノンランプＸｅは周期的に与えられるトリガによって０．５ｓ（±１０％）周期で発光を繰り返すことになる。ここに、放電灯として必ずしもキセノンランプＸｅを用いる必要はなく、他の放電灯を用いることも可能である。
【００２９】
制御回路ＣＮ１は昇圧回路２の動作の開始と停止とを指示するオン／オフ信号を出力可能になっている。平滑コンデンサＣ０の両端電圧は電圧検出回路５ａにより監視され、制御回路ＣＮ１では電圧検出回路５ａにより検出した平滑コンデンサＣ０の両端電圧が規定電圧まで上昇すると昇圧回路２を停止させる。ここに、制御回路ＣＮ１および電源スイッチＳＷ１は別に発生する外部信号によって制御される。
【００３０】
しかして、常時は電源スイッチＳＷ１をオンにして商用電源ＡＣから充電回路１を介して２次電池Ｂを充電しておき、非常時において外部信号が入力されると、電源スイッチＳＷ１がオフになるとともに制御回路ＣＮ１から昇圧回路２にオン信号が与えられて昇圧回路２の動作が開始する。昇圧回路２が動作すると、昇圧回路２と倍電圧整流回路とによって、平滑コンデンサＣ０の両端電圧がたとえば３００Ｖになるように、２次電池Ｂの両端電圧を昇圧する。平滑コンデンサＣ０の両端電圧は電圧検出回路５ａにより検出されており、制御回路ＣＮ１では電圧検出回路５ａの出力により平滑コンデンサＣ０の両端電圧が規定した電圧に達したことを検知すると昇圧回路２の動作を停止させる。また、制御回路ＣＮ１からはキセノンランプＸｅにトリガをかける点滅信号を０．５ｓ間隔で周期的に出力しており、キセノンランプＸｅにトリガがかかると平滑コンデンサＣ０を電源としてキセノンランプＸｅが短時間だけ放電しキセノンランプＸｅが発光する。
【００３１】
図１は概略的な回路構成を示したものであり、２次電池Ｂを電源として動作する回路の具体構成は図２のようになる。昇圧回路２は、従来構成と同様の構成を有しており、１次巻線にセンタタップを設けたトランスＴ１と、２次電池Ｂの正極とトランスＴ１のセンタタップとの間に挿入されたインダクタＬ１と、トランスＴ１の１次巻線の各一端と２次電池Ｂの負極との間にそれぞれ挿入された一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とを備える。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はｎｐｎ形のバイポーラトランジスタであって、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタがそれぞれトランスＴ１の１次巻線に接続され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のエミッタ同士は共通に接続されて２次電池Ｂの負極に接続される。さらに、スイッチング素子Ｑ１のベースはベース抵抗Ｒ１およびｐｎｐ形のバイポーラトランジスタからなるスイッチ要素Ｓ１のコレクタ−エミッタを介して２次電池Ｂの正極に接続されている。また、トランスＴ１には帰還巻線が設けられ、帰還巻線の各一端は各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のベースにそれぞれ接続されている。つまり、スイッチング素子Ｑ２のベースは帰還巻線を介してベース抵抗Ｒ１に接続される。さらに、トランスＴ１の１次巻線の両端間にはトランスＴ１のリーケージインダクタンスによるノイズを軽減するためのコンデンサＣ１が接続される。この昇圧回路２は、定電流プシュプル型と称するコンバータであり、トランスＴ１の２次側に接続された倍電圧整流回路とともに２石式自励型のＤＣ−ＤＣコンバータを構成する。
【００３２】
倍電圧整流回路は、トランスＴ１の２次巻線の両端間にコンデンサＣ２とダイオードＤ１と電解コンデンサからなる平滑コンデンサＣ０との直列回路を接続するともに、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ０との直列回路にダイオードＤ２を並列接続して構成される。
【００３３】
また、図１においてトリガスイッチＳＷ２として等価的に示したトリガ回路３は、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３とパルストランスＰＴの１次巻線との直列回路を備え、この直列回路が平滑コンデンサＣ０の両端間に接続される。また、パルストランスＰＴの１次巻線とコンデンサＣ３との直列回路にはサイリスタからなるスイッチ要素Ｓ３が並列接続される。キセノンランプＸｅには近接導体ＮＲが並設され、キセノンランプＸｅの一端と近接導体ＮＲとの間にパルストランスＰＴの２次巻線が挿入される。スイッチ要素Ｓ３は制御回路ＣＮ１からの点滅信号を受けてトリガ信号を発生するゲート回路Ｇにより制御される。点滅信号は０．５ｓ間隔で約３ｍｓずつＨレベルになるパルス信号である。
【００３４】
制御回路ＣＮ１はマイコンを用いて構成され、非常時を示す外部信号を受けると点滅信号を発生させる。また、上述したように昇圧回路２の動作の開始と停止とを指示するオン／オフ信号（つまり、オン信号とオフ信号）とを出力し、さらに電圧検出回路５ａで検出した平滑コンデンサＣ０の両端電圧を取り込むためのＡ／Ｄ変換器を内蔵している。本実施形態では、オン信号をＬレベルの信号としてあり、スイッチ要素Ｓ１のベースをＬレベルとすることによって昇圧回路２が動作を開始する。また、電圧検出回路５ａは図２に示すように平滑コンデンサＣ０の両端間に接続された２個の抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２の直列回路からなり、平滑コンデンサＣ０の両端電圧を分圧して制御回路ＣＮ１に入力するように構成されている。
【００３５】
次に動作を説明する。上述したように外部信号によって制御回路ＣＮ１がＬレベルのオン信号を出力してスイッチ要素Ｓ１をオンにすると昇圧回路２が動作を開始し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が自励動作によって高周波で交互にオンオフする。この動作によってトランスＴ１の１次巻線に電圧が印加されトランスＴ１の巻数比倍の電圧が２次巻線に発生する。２次巻線に発生した電圧は倍電圧整流回路により整流され平滑コンデンサＣ０を充電する。
【００３６】
ここで、図４（ａ）のように昇圧回路２が動作している間に、図４（ｂ）のように平滑コンデンサＣ０の両端電圧が徐々に上昇するのであって、電圧検出回路５ａで検出された電圧が制御回路ＣＮ１において規定されている閾値電圧（上述した例では、平滑コンデンサＣ０の両端電圧が３００Ｖに達したときの電圧検出回路５ａの出力電圧）Ｖｔになると、制御回路ＣＮ１からオフ信号を出力してスイッチ要素Ｓ１をオフにし昇圧回路２の動作を停止する。また、このとき制御回路ＣＮ１から図４（ｃ）のような点滅信号を発生してスイッチ要素Ｓ３をオンにする。スイッチ要素Ｓ３がオンになれば、コンデンサＣ３の電荷によってパルストランスＰＴの１次巻線に電流が流れるから、パルストランスＰＴの２次巻線に高電圧パルスが発生し、キセノンランプＸｅがトリガされて平滑コンデンサＣ０の電荷によりキセノンランプＸｅに放電が生じてキセノンランプＸｅが発光するのである。キセノンランプＸｅの発光により平滑コンデンサＣ０の電荷が放出されるから、平滑コンデンサＣ０の両端電圧は瞬時（５００μｓ程度）に２０〜３０Ｖに低下する。また、スイッチ要素Ｓ３がオンになるとコンデンサＣ３の電荷が放出されることによって、スイッチ要素Ｓ３の両端電圧が０Ｖになる期間が生じるから、スイッチ要素Ｓ３がオフになる。
【００３７】
ところで、平滑コンデンサＣ０の充電が開始されてから両端電圧が閾値電圧Ｖｔに達するまでの時間をＴ１とし、キセノンランプＸｅの点滅周期をＴ０とすれば、点滅信号の発生後に平滑コンデンサＣ０の充電を開始させるまでの休止時間は（Ｔ０−Ｔ１）であればよいことになる。そこで、本実施形態では制御回路ＣＮ１において点滅信号を発生させると、オフ信号によってスイッチ要素Ｓ１をオフにして昇圧回路２の動作を停止させ、その後、休止時間（Ｔ０−Ｔ１）が経過してからオン信号によってスイッチ要素Ｓ１をオンにする動作を繰り返すようにしてある。つまり、平滑コンデンサＣ０の充電が開始されてから両端電圧が閾値電圧Ｖｔに達するまでの時間Ｔ１を計時し、一定値である点滅周期Ｔ０と時間Ｔ１との差分を求めて差分の時間（Ｔ０−Ｔ１）を計時した後に昇圧回路２の動作を再開させるのである。ここに、時間Ｔ１および休止時間（Ｔ０−Ｔ１）の計時は制御回路ＣＮ１で行えばよいが、別にタイマを設けて計時してもよい。
【００３８】
上述した制御回路ＣＮ１の動作を図３に示す。制御回路ＣＮ１は、外部信号によって非常時が通知されるとＬレベルのオン信号を発生して昇圧回路２の動作を開始させ（Ｓ１）、同時にタイマによる計時を開始する（Ｓ２）。こうして平滑コンデンサＣ０の両端電圧が閾値電圧Ｖｔに達すると（Ｓ３）、Ｈレベルのオフ信号を発生して昇圧回路２の動作を停止させ（Ｓ４）、同時にタイマによる計時を終了して時間Ｔ１を求める（Ｓ５）。ここで、キセノンランプＸｅを点滅させる期間が終了していなければ点滅信号を出力し（Ｓ６〜Ｓ８）、さらに次に平滑コンデンサＣ０の充電を開始するまでの休止時間Ｔ２（＝Ｔ０−Ｔ１）を求める（Ｓ９）。この休止時間Ｔ２をタイマによって計時し（Ｓ１０）、休止時間Ｔ２に達すると（Ｓ１１）再びステップＳ１に戻って昇圧回路２を動作させるのである。
【００３９】
図４に示す動作になる場合よりも２次電池Ｂの電圧が高い場合や低い場合には、図５に示すように、点滅信号（図５（ｃ）参照）が発生してから昇圧回路２が動作を開始して（図５（ａ）参照）平滑コンデンサＣ０の充電が再開される（図５（ｂ）参照）までの休止時間（Ｔ０−Ｔ１）が変化する。このようにして、キセノンランプＸｅの点滅周期Ｔ０を変化させることなく、点滅信号の発生時における平滑コンデンサＣ０の両端電圧をほぼ一定にすることが可能になり、結果的に２次電池Ｂの電圧にかかわらずキセノンランプＸｅの発光光量をほぼ一定に保つことが可能になる。
【００４０】
さらに具体的に説明すると、２次電池Ｂのセル数が多く電圧が高い場合や２次電池Ｂの放電開始からの経過時間が短い場合には、図５に破線で示すように、平滑コンデンサＣ０の充電を開始してから両端電圧が閾値電圧Ｖｔに達するまでの時間Ｔ１が短くなる。これに対して、２次電池Ｂのセル数が少なく電圧が低い場合や２次電池Ｂの放電開始からの経過時間が長い場合には、図５に実線で示すように、平滑コンデンサＣ０の充電を開始してから両端電圧が閾値電圧Ｖｔに達するまでの時間が長くなる。ただし、本実施形態では昇圧回路２の動作を停止させている休止時間Ｔ２（＝Ｔ１−Ｔ０）を変化させることによって、平滑コンデンサＣ０の充電に要する時間差に対応するから、キセノンランプＸｅの点滅周期を一定に保ちながらもほぼ一定の発光強度でキセノンランプＸｅを発光させることが可能になる。
【００４１】
すなわち、電圧の異なる２次電池Ｂを用いる場合や２次電池Ｂの放電開始からの経過時間に応じて電圧が変動する場合であっても、昇圧回路２の前段に昇圧回路２への入力電圧を一定に保つための電圧調整回路４（図２２〜図２５参照）を設けることなく、キセノンランプＸｅの発光強度を一定とすることができるので、回路全体での損失を低減することができる。
【００４２】
本実施形態では、昇圧回路２として２石式の定電流プシュプル型と称するＤＣ−ＤＣコンバータを用いる例を示したが、図６（ａ）に示すような１石式のリンギングチョークコンバータ型のＤＣ−ＤＣコンバータを用いたり、図６（ｂ）のような他励式の昇圧チョッパ回路、あるいは図６（ｃ）のような他励式のＤＣ−ＤＣコンバータを用いたりすることが可能である。これらの昇圧回路２は以下に説明する他の実施形態においても採用可能である。
【００４３】
図６（ａ）に示す構成は、帰還巻線を備えるトランスＴ２を備え、トランスＴ２の１次巻線にバイポーラトランジスタからなるスイッチング素子Ｑ５を直列接続し、スイッチング素子Ｑ５のベース−エミッタにコンデンサＣ５と帰還巻線との直列回路を接続してある。また、コンデンサＣ５にはダイオードＤ５を並列接続してあり、スイッチング素子Ｑ５のベース−エミッタにバイポーラトランジスタからなるスイッチ要素Ｓ１を接続してある。トランスＴ２の２次巻線にはダイオードＤ４を介して平滑コンデンサＣ０を接続してある。スイッチング素子Ｑ５のベースは抵抗Ｒ５を介して２次電池Ｂの正極に接続してある。したがって、スイッチ要素Ｓ１をオフにすれば抵抗Ｒ５を介してスイッチング素子Ｑ５にバイアスがかかり、自励発振によってスイッチング素子Ｑ５がオンオフするのである。
【００４４】
図６（ｂ）に示す構成では、インダクタＬ６とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ６との直列回路を２次電池Ｂの両端間に接続し、ダイオードＤ６と平滑コンデンサＣ０との直列回路をスイッチング素子Ｑ６の両端間に接続してある。スイッチング素子Ｑ６は制御回路ＣＮ２によって高周波でオンオフされ、スイッチング素子Ｑ６のオン時にインダクタＬ６に蓄積したエネルギをスイッチング素子Ｑ６のオフ時に平滑コンデンサＣ０に出力することによって昇圧する。スイッチング素子Ｑ６のゲート−ソースにはバイポーラトランジスタからなるスイッチ要素Ｑ１が接続されている。したがって、スイッチ要素Ｓ１がオフである期間にスイッチング素子Ｑ６をオンオフさせることができる。
【００４５】
図６（ｃ）に示す構成では、トランスＴ３の１次巻線にＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ７を直列接続してある。スイッチング素子Ｑ７は制御回路ＣＮ３により高周波でオンオフされ、トランスＴ３の２次巻線に電圧を誘起する。トランスＴ３の２次巻線にはダイオードＤ７を介して平滑コンデンサＣ０を接続してある。さらに、スイッチング素子Ｑ７のゲート−ソースにはバイポーラトランジスタからなるスイッチ要素Ｓ１が接続される。したがって、スイッチ要素Ｓ１をオフにすることによって平滑コンデンサＣ０を充電することができる。
【００４６】
（第２の実施の形態）
第１の実施の形態では、平滑コンデンサＣ０の両端電圧が閾値電圧Ｖｔに達した直後に点滅信号を発生させ、その後に昇圧回路２の動作を停止させる構成としたが、本実施形態は第１の実施の形態と同回路を用い点滅信号を基準に用いるものである。
【００４７】
すなわち、本実施形態では図８に示すように、点滅信号の発生直後に平滑コンデンサＣ０の充電を開始するように制御回路ＣＮ１の動作を変更してある。この動作を実現するために、図７のように、図３に示した動作からタイマによる時間Ｔ１および休止時間Ｔ２の時限を省略した動作になる。したがって、図３におけるステップＳ２，Ｓ５，Ｓ９〜Ｓ１１を省略した簡単な動作になる。
【００４８】
制御回路ＣＮ１の動作をさらに具体的に説明する。制御回路ＣＮ１は、外部信号によって非常時が通知されるとＬレベルのオン信号を発生して昇圧回路２を動作させ（図８（ａ）参照）、平滑コンデンサＣ０を充電する（図８（ｂ）参照）。平滑コンデンサＣ０の両端電圧が閾値電圧Ｖｔに達すると（Ｓ３）、制御回路ＣＮ１ではＨレベルのオフ信号を出力して昇圧回路２の動作を停止させる（Ｓ３）。ここで、昇圧回路２の動作が停止した後には次に点滅信号が発生するまでは平滑コンデンサＣ０の両端電圧は閾値電圧Ｖｔに保たれる（図８（ｃ）参照）。このような動作を繰り返すことによって、点滅信号の発生時には平滑コンデンサＣ０の両端電圧が閾値電圧Ｖｔになり、キセノンランプＸｅの発光毎の発光強度をほぼ一定に保つことができるのである。
【００４９】
図８に示す動作になる場合よりも２次電池Ｂの電圧が高い場合や低い場合には、図９に示すように、点滅信号（図９（ｃ）参照）が発生することにより昇圧回路２が動作を開始して（図９（ａ）参照）平滑コンデンサＣ０の両端電圧（図９（ｂ）参照）が閾値電圧Ｖｔに達するまでの時間Ｔ１が変化する。言い換えると、平滑コンデンサＣ０の両端電圧が閾値電圧Ｖｔに達してから次に点滅信号が発生するまでの時間が変化する。このような動作によって、キセノンランプＸｅの点滅周期Ｔ０を変化させることなく、点滅信号の発生時における平滑コンデンサＣ０の両端電圧をほぼ一定にすることが可能になり、結果的に２次電池Ｂの電圧にかかわらずキセノンランプＸｅの発光毎の発光強度をほぼ一定に保つことが可能になる。
【００５０】
さらに具体的に説明すると、２次電池Ｂのセル数が多く電圧が高い場合や２次電池Ｂの放電開始からの経過時間が短い場合には、図９に破線で示すように、平滑コンデンサＣ０の充電を開始してから両端電圧が閾値電圧Ｖｔに達するまでの時間Ｔ１が短くなる。これに対して、２次電池Ｂのセル数が少なく電圧が低い場合や２次電池Ｂの放電開始からの経過時間が長い場合には、図９に実線で示すように、平滑コンデンサＣ０の充電を開始してから両端電圧が閾値電圧Ｖｔに達するまでの時間が長くなる。ただし、本実施形態では平滑コンデンサＣ０の両端電圧が閾値電圧Ｖｔに達するまでの時間Ｔ１を点滅周期Ｔ０よりも短くし、昇圧回路２の動作を停止させている時間の変化によって平滑コンデンサＣ０の充電に要する時間差に対応しているから、キセノンランプＸｅの点滅周期を一定に保ちながらも一定の発光強度でキセノンランプＸｅを発光させることが可能になる。
【００５１】
すなわち、電圧の異なる２次電池Ｂを用いる場合や２次電池Ｂの放電開始からの経過時間に応じて電圧が変動する場合であっても、昇圧回路２の前段に昇圧回路２への入力電圧を一定に保つための電圧調整回路４（図２２〜図２５参照）を設けることなく、キセノンランプＸｅの発光強度を一定とすることができるので、回路全体での損失を低減することができる。
【００５２】
本実施形態の構成では、平滑コンデンサＣ０の充電に要する時間Ｔ１や休止時間Ｔ２を計時するタイマが不要であり、また休止時間Ｔ２の演算も不要であるから、回路構成や制御回路ＣＮ１のソフトウェアの簡略化が可能になる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００５３】
（第３の実施の形態）
図１に示した第１の実施の形態では昇圧回路２の出力電圧（平滑コンデンサＣ０の両端電圧）を監視する電圧検出回路５ａを設けた例を示したが、本実施形態では図１０に示すように、昇圧回路２の入力電圧（２次電池Ｂの両端電圧）を監視する電圧検出回路５ｃを設けた例を示す。電圧検出回路５ｃは、２次電池Ｂの両端間に接続した２個の抵抗Ｒｄ３，Ｒｄ４の直列回路であって、２次電池Ｂの両端電圧に比例した電圧を制御回路ＣＮ１に入力する。また、第１の実施の形態では平滑コンデンサＣ０の両端電圧を電圧検出回路５ａにより監視しているから閾値電圧Ｖｔに到達したタイミングを検出することができるが、本実施形態では電圧検出回路５ｃによって２次電池Ｂの両端電圧を監視しているから平滑コンデンサＣ０の両端電圧が閾値電圧Ｖｔに達するタイミングを検出することができない。そこで、本実施形態では、休止時間Ｔ２または平滑コンデンサＣ０の充電開始から両端電圧が閾値電圧Ｖｔに達するまでの時間Ｔ１を２次電池Ｂの両端電圧に基づいて推定する構成を採用する。
【００５４】
すなわち、制御回路ＣＮ１には、２次電池Ｂの電圧に相当するデジタル値に休止時間Ｔ２（＝Ｔ０−Ｔ１）を対応付けたテーブルをＲＯＭとして設けてあり、電圧検出回路５ｃにより検出した２次電池Ｂの電圧をテーブルに照合することによって、２次電池Ｂの電圧に応じた休止時間Ｔ２を決定する。また、電圧検出回路５ｃにより検出した２次電池Ｂの電圧は制御回路ＣＮ１とは別に設けたＡ／Ｄ変換器８によりアナログ−デジタル変換され、このデジタル値がテーブルに照合されるようにしてある。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００５５】
しかして、昇圧回路２の動作を停止させた状態で（図１２（ａ）参照）、２次電池Ｂの両端電圧から休止時間Ｔ２（＝Ｔ０−Ｔ１）を求め、求めた休止時間Ｔ２が経過すると点滅信号（図１２（ｃ）参照）を発生させた後に、平滑コンデンサＣ０の充電を開始する（図１２（ｂ）参照）。ここで、点滅周期Ｔ０と休止期間Ｔ２が決まっているから平滑コンデンサＣ０を充電する時間は（Ｔ０−Ｔ２）になり、点滅周期Ｔ０と休止期間Ｔ２との計時を同時に開始すれば、休止期間Ｔ２の終了から点滅周期Ｔ０の終了までの期間に平滑コンデンサＣ０を充電すればよいことになる。以上の動作によって第１の実施の形態とほぼ同様に動作することになる。
【００５６】
本実施形態における制御回路ＣＮ１の動作を図１１に示す。制御回路ＣＮ１は非常時を示す外部信号を受けた時点では昇圧回路２の動作を停止させており（Ｓ１）、電圧検出回路５ｃおよびＡ／Ｄ変換器８からの入力によって２次電池Ｂの電圧を検出する（Ｓ２）。２次電池Ｂの電圧はテーブルに照合されて休止時間Ｔ２が決定される（Ｓ３）。休止時間Ｔ２が決定されると点滅周期Ｔ０と休止時間Ｔ２との計時が開始され（Ｓ４）、休止時間が経過すると（Ｓ５）、昇圧回路２の動作が開始されて平滑コンデンサＣ０が充電される（Ｓ６）。その後、点滅周期Ｔ０に達すると（Ｓ７）、昇圧回路２の動作を停止させて（Ｓ８）、点滅信号を発生する（Ｓ９）。この動作は外部信号によりキセノンランプＸｅの点滅動作が解除されるか、２次電池Ｂの電圧がキセノンランプＸｅの点滅を維持できなくなるまで繰り返され（Ｓ１０）、第１の実施の形態と同様に、キセノンランプＸｅを周期的に発光させながらも発光毎の発光強度をほぼ一定に保つことができるのである。
【００５７】
上述の例では２次電池Ｂの両端電圧をテーブルに照合することによって休止時間Ｔ２を求めているが、平滑コンデンサＣ０を充電する時間Ｔ１（つまり、昇圧回路２を動作させる時間）を２次電池Ｂの両端電圧に基づいて決定してもよい。すなわち、図１３に示すように、制御回路ＣＮ１において非常時を示す外部信号を受けた時点では昇圧回路２の動作を停止させておき（Ｓ１）、電圧検出回路５ｃおよびＡ／Ｄ変換器８からの入力によって２次電池Ｂの電圧を検出する（Ｓ２）。２次電池Ｂの電圧はテーブルに照合されて平滑コンデンサＣ０を充電する時間Ｔ１を求める（Ｓ３）。時間Ｔ１が決定されると昇圧回路２の動作を開始させて平滑コンデンサＣ０の充電を開始する（Ｓ４）。また、点滅周期Ｔ０と時間Ｔ１との計時も開始され（Ｓ５）、時間Ｔ１が経過すると（Ｓ６）、昇圧回路２の動作を停止させる（Ｓ７）。その後、点滅周期Ｔ０が経過すると（Ｓ８）、点滅信号を発生させる（Ｓ９）。この動作は外部信号によりキセノンランプＸｅの点滅動作が解除されるか、２次電池Ｂの電圧がキセノンランプＸｅの点滅を維持できなくなるまで繰り返される（Ｓ１０）。
【００５８】
図１３に示した動作によれば、図１４（ａ）のように昇圧回路２の動作を開始するときに図１４（ｃ）のように点滅信号が発生することになり、平滑コンデンサＣ０の両端電圧は図１４（ｂ）のように昇圧回路２の動作の停止から点滅信号の発生までの間にはほぼ閾値電圧Ｖｔに保たれることになる。言い換えると、第２の実施の形態の動作とほぼ同様の動作になる。したがって、この動作によってもキセノンランプＸｅを周期的に発光させながらも発光毎の発光強度をほぼ一定に保つことができるのである。
【００５９】
なお、図１１または図１３に示しているように、本実施形態では昇圧回路２の動作を停止させている間に電圧検出回路５ｃによって２次電池Ｂの両端電圧を行っている。これは、昇圧回路２の動作中に２次電池Ｂの両端電圧を検出しようとすると２次電池Ｂからの放電電流による電圧降下によって電圧を正確に測定できないからである。つまり、２次電池Ｂから昇圧回路２への給電を停止している間に電圧検出回路５ｃで電圧を検出することにより２次電池Ｂの両端電圧を精度よく検出することが可能になるのである。また、本実施形態では昇圧回路２の入力側の電圧を検出するから、第１の実施の形態や第２の実施の形態に比較すると電圧検出回路５ａへの印加電圧が低くなり、高耐圧の部品点数を低減させることができる。
【００６０】
（第４の実施の形態）
上述した各実施形態では昇圧回路２としてプシュプル型かつ自励動作のものを用いたが、本実施形態は、図１５に示すように、ハーフブリッジ型かつ他励動作のものを用いている。また、平滑コンデンサＣ０の両端電圧を検出する電圧検出回路５ａと、２次電池Ｂの両端電圧を検出する電圧検出回路９ａとを用い、両電圧検出回路５ａ，９ａでの検出結果を総合して昇圧回路２の動作を決定するように構成してある。ここに、電圧検出回路９ａは２次電池Ｂに並列接続した２個の抵抗Ｒｄ５，Ｒｄ６の直列回路からなる。
【００６１】
昇圧回路２は、ＭＯＳＦＥＴからなる２個のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の直列回路を２次電池Ｂの両端間に接続し、カプリング用（直流カット用）のコンデンサＣ１２とトランスＴ１１の１次巻線とインダクタＬ１１との直列回路をスイッチング素子Ｑ１１に並列接続してある。また、トランスＴ１１の１次巻線にはインダクタＬ１１とともに直列共振回路を構成するコンデンサＣ１１を並列接続してある。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２はドライブ回路ＤＲＶを介して与えられる制御信号によって交互にオンオフされ、スイッチング素子Ｑ１２のオン時に２次電池Ｂを電源としてコンデンサＣ１２を充電するとともにトランスＴ１１の１次巻線に電流を流し、スイッチング素子Ｑ１１のオン時にコンデンサＣ１２を電源としてスイッチング素子Ｑ１２のオン時とは逆向きの電流をトランスＴ１１の１次巻線に流すように構成されている。したがって、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオンオフによってトランスＴ１１の２次巻線には交番電圧が誘起される。なお、インダクタＬ１１およびコンデンサＣ１１により直列共振回路が構成されているから、トランスＴ１１の１次巻線には正弦波状の共振電流を流すことができる。
【００６２】
スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をオンオフさせるための制御信号は、発振信号回路ＯＳＣで生成された高周波信号を信号変調回路ＭＯＤで変調した後にドライブ回路ＤＲＶを介してスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２に与えられる。また、信号変調回路ＭＯＤとドライブ回路ＤＲＶとの間には制御回路ＣＮ１によりオンオフされるスイッチ要素Ｓ１１が挿入される。信号変調回路ＭＯＤは、電圧検出回路９ａにより検出された２次電池Ｂの電圧に応じてスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオン期間を調節するために設けられている。具体的には、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオンデューテイを変化させるのである。すなわち、電圧検出回路９ａにより検出された２次電池Ｂの電圧は、差動増幅回路ＤＥＦによって基準電圧Ｖｒｅｆと比較され、差動増幅回路ＤＥＦは基準電圧Ｖｒｅｆに対する電圧検出回路９ａの出力電圧の誤差電圧を出力する。信号変調回路ＭＯＤでは誤差電圧に基づいて、２次電池Ｂの電圧が高ければ昇圧回路２の出力を抑制し、２次電池Ｂの電圧が低ければ昇圧回路２の出力を増大させるように制御する。つまり、信号発振回路ＯＳＣおよび信号変調回路ＭＯＤにより昇圧回路２の出力を調節する駆動部が構成され、この駆動部と差動増幅回路ＤＥＦとにより、２次電池の両端電圧に対して昇圧回路２の出力変化を小さくする方向に制御する出力制御手段が構成される。他の構成は第１の実施の形態と同様である。なお、信号変調回路ＭＯＤを設ける代わりに差動増幅器ＤＥＦの出力で発振信号回路ＯＳＣの出力周波数を変化させるようにしてもよい。
【００６３】
しかして、非常時を示す外部信号が制御回路ＣＮ１に与えられると、制御回路ＣＮ１ではスイッチ要素Ｓ１１をオンにして昇圧回路２の動作を開始させる。以後の動作は第１の実施の形態または第２の実施の形態に準じた動作になり、制御回路ＣＮ１では、電圧検出回路５ａの出力により平滑コンデンサＣ０の両端電圧を監視し、点滅信号を一定の点滅周期で発生し、かつ平滑コンデンサＣ０の両端電圧が閾値電圧Ｖｔであるときに点滅信号を発生する。
【００６４】
本実施形態における昇圧回路２の動作と、平滑コンデンサＣ０の両端電圧と、点滅信号との関係を図１６に示す。ここでは、第２の実施の形態と同様に、点滅信号を発生した時点で昇圧回路２を動作させるものとする。すなわち、図１６（ｃ）のように制御回路ＣＮ１から点滅信号を発生した時点で、図１６（ａ）のように昇圧回路２が動作を開始する。昇圧回路２の動作に伴って平滑コンデンサＣ０の両端電圧は図１６（ｂ）のように上昇し、電圧検出回路５ａにおいて検出されている平滑コンデンサＣ０の両端電圧が閾値電圧Ｖｔに達すると、スイッチ要素Ｓ１１をオフにして昇圧回路２の動作を停止させる。ここで、２次電池Ｂの電圧が高いときには図１６に破線で示すように、平滑コンデンサＣ０の両端電圧が閾値電圧Ｖｔに達するまでの時間が比較的短くなり、昇圧回路２の動作時間も短くなる。ただし、本実施形態では２次電池Ｂの両端電圧が変動しても信号変調回路ＭＯＤにより昇圧回路２の出力の変動が抑制されるから、２次電池Ｂの電圧の変化による昇圧回路２の動作時間の変化は他の実施形態よりも小さくなる。しかも、２次電池Ｂの電圧が大きく変化しても昇圧回路２の出力変化を抑制することができるから、２次電池Ｂの電圧に関して使用可能な許容範囲が広くなる。
【００６５】
（第５の実施の形態）
本実施形態は、２次電池Ｂの両端電圧を検出するにあたり、図１７に示すように、第４の実施の形態における電圧検出回路９ａに代えて電圧検出回路としてＡ／Ｄ変換器９ｂを用い、さらに発振信号回路ＯＳＣの出力側に設けた信号変調回路ＭＯＤを差動増幅回路ＤＥＦの出力によって制御する代わりに、Ａ／Ｄ変換器９ｂの出力に応じて発振信号回路ＯＳＣの出力を切り換える発振条件切替回路ＣＳＷを設けたものである。発振条件切替回路ＣＳＷと発振信号回路ＯＳＣとを組み合わせたときの機能は、差動増幅回路ＤＥＦと信号変調回路ＭＯＤと発振信号回路ＯＳＣとを組み合わせた機能とほぼ同様であり、発振条件切替回路ＣＳＷと発振信号回路ＯＳＣとにより駆動部が構成される。ただし、本実施形態ではスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオンデューティを変化させる代わりにスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をオンオフさせる周波数を切り換えることによって昇圧回路２の出力を調節する。発振信号回路ＯＣＳの出力は制御回路ＣＮ１によりオンオフされるスイッチ要素Ｓ１１を介してドライブ回路ＤＲＶに入力されるのであって、スイッチ要素Ｓ１１がオンになれば昇圧回路２が動作することになる。他の構成および動作は第４の実施の形態と同様である。
【００６６】
（第６の実施の形態）
本実施形態は、図１８に示すように、第５の実施の形態から平滑コンデンサＣ０の両端電圧を検出するための電圧検出回路５ａを省略し、Ａ／Ｄ変換器９ｂの出力を制御回路ＣＮ１に与えるようにしたものである。この構成では第３の実施の形態と同様に制御回路ＣＮ１にテーブルを設け、２次電池Ｂの両端電圧に基づいて平滑コンデンサＣ０の両端電圧が閾値電圧Ｖｔに達するまでの時間Ｔ１または休止期間Ｔ２を求める。
【００６７】
たとえば、２次電圧Ｂの両端電圧に応じて休止期間Ｔ２を決定する構成を採用した場合には、図１９に示す動作になる。休止期間Ｔ２（＝Ｔ０−Ｔ１）が決まれば、制御回路ＣＮ１は点滅周期Ｔ０と休止期間Ｔ２との計時を同時に開始し、図１９（ｃ）のように点滅信号を発生する。休止期間Ｔ２の経過後には図１９（ａ）のように昇圧回路２を動作させて図１９（ｂ）のように平滑コンデンサＣ０を充電する。昇圧回路２は点滅周期Ｔ０が経過すると停止し、このとき点滅信号が再び発生する。このような動作を繰り返すことによって第３の実施の形態と同様の動作が可能になる。他の構成および動作は第４の実施の形態と同様である。
【００６８】
【発明の効果】
請求項１の発明の構成によれば、昇圧回路の動作停止のタイミングを平滑コンデンサの両端電圧によって決定し、昇圧回路の動作開始のタイミングは時間を計時することによって決定するのであって、放電灯を発光させる際の平滑コンデンサの両端電圧をほぼ一定になるように制御するから、放電灯を一定の点滅周期で点滅させるに際して電池の電圧変動に対して他の構成を付加することなく放電灯の発光毎の発光強度をほぼ一定に保つことが可能になる。その結果、電力損失の増加や回路規模の大型化を避けることができ、コスト増を抑制することができる。
【００７１】
請求項２の発明の構成によれば、昇圧回路の動作停止のタイミングを電池の両端電圧によって推定し、昇圧回路の動作開始のタイミングは時間を計時することによって決定するのであって、放電灯を発光させる際の平滑コンデンサの両端電圧をほぼ一定になるように制御するから、放電灯を一定の点滅周期で点滅させるに際して電池の電圧変動に対して他の構成を付加することなく放電灯の発光毎の発光強度をほぼ一定に保つことが可能になる。その結果、電力損失の増加や回路規模の大型化を避けることができ、コスト増を抑制することができる。しかも、電池の両端電圧に基づいて昇圧回路の動作の開始および停止のタイミングを決定するから、昇圧回路の出力側における高電圧を検出する必要がなく、低耐圧の比較的安価な部品を用いることが可能になり、また場合によっては部品点数の低減につながる。
【００７２】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記制御回路では前記電圧検出回路による前記電池の両端電圧の検出を前記昇圧回路の動作が停止している期間に行うものであり、電池に対する負荷である昇圧回路に電流を流していない期間に電池の電圧を検出するから、負荷変動の影響を受けることなく電池の電圧を再現性よく検出することができる。
【００７３】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、前記電池の両端電圧を検出する第２の電圧検出回路と、第２の電圧検出回路で検出した電池の両端電圧に対して前記昇圧回路の出力変化を小さくする方向に前記昇圧回路を制御する出力制御手段とが付加されているものであり、昇圧回路の出力の変動幅を抑制することが可能になる。つまり、昇圧回路に瞬間的にかかる負荷の平準化が行える。しかも、電池の電圧範囲について広範囲に対応することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す概略構成図である。
【図２】同上の回路図である。
【図３】同上の動作説明図である。
【図４】同上の動作説明図である。
【図５】同上の動作説明図である。
【図６】（ａ）〜（ｃ）は同上に用いる昇圧回路の他の構成例を示す回路図である。
【図７】本発明の第２の実施の形態を示す動作説明図である。
【図８】同上の動作説明図である。
【図９】同上の動作説明図である。
【図１０】本発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図１１】同上の動作説明図である。
【図１２】同上の動作説明図である。
【図１３】同上の他の動作例を示す動作説明図である。
【図１４】同上の他の動作例を示す動作説明図である。
【図１５】本発明の第４の実施の形態を示す回路図である。
【図１６】同上の動作説明図である。
【図１７】本発明の第５の実施の形態を示す回路図である。
【図１８】本発明の第６の実施の形態を示す回路図である。
【図１９】同上の動作説明図である。
【図２０】従来例を示す回路図である。
【図２１】同上の動作説明図である。
【図２２】他の従来例を示す概略回路図である。
【図２３】さらに他の従来例を示す回路図である。
【図２４】別の従来例を示す回路図である。
【図２５】さらに別の従来例を示す回路図である。
【図２６】従来例に用いる電圧調節回路の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
２ 昇圧回路
３ トリガ回路
５ａ 電圧検出回路
５ｃ 電圧検出回路
９ａ 電圧検出回路
９ｂ Ａ／Ｄ変換器
Ｂ ２次電池
Ｃ０ 平滑コンデンサ
ＣＮ１ 制御回路
ＣＳＷ 発振条件切替回路
ＤＥＦ 差動増幅回路
ＭＯＤ 信号変調回路
ＯＳＣ 発振信号回路
Ｖｒｅｆ 基準電圧
Ｘｅ キセノンランプ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a discharge lamp lighting device that blinks a discharge lamp using a battery as a power source.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art Conventionally, there has been known a discharge lamp lighting device that blinks a discharge lamp serving as a light source at a predetermined cycle for use as, for example, a guide lamp. This type of flashing induction lamp is provided with a xenon lamp as a light source. In order to use it as an induction lamp in an emergency such as a fire, a secondary battery is always charged from a commercial power source. The xenon lamp is blinked with the secondary battery as a power source.
[0003]
That is, as shown in FIG. 20, the discharge lamp lighting device used for this type of application includes a charging circuit 1 that constantly charges the secondary battery B using the commercial power supply AC as a power source, and the secondary battery B of the emergency battery is used in an emergency. A booster circuit 2 composed of a DC-DC converter that boosts the voltage to a voltage necessary for light emission of the xenon lamp Xe is provided. In addition, a trigger circuit 3 is connected to the xenon lamp Xe, and the xenon lamp Xe can be caused to blink at a substantially constant cycle by triggering the xenon lamp Xe at a timing when the trigger circuit 3 emits the xenon lamp Xe. ing.
[0004]
That is, the booster circuit 2 includes a transformer T1 provided with a center tap in the primary winding, an inductor L1 inserted between the positive electrode of the secondary battery B and the center tap of the transformer T1, and the primary winding of the transformer T1. A pair of switching elements Q1 and Q2 are respectively inserted between one end of the wire and the negative electrode of the secondary battery B, and a voltage doubler rectifier circuit is connected to the secondary winding of the transformer T1. The switching elements Q1, Q2 are bipolar transistors, the collectors of the switching elements Q1, Q2 are respectively connected to the primary winding of the transformer T1, and the emitters of the switching elements Q1, Q2 are connected in common so that the secondary battery B Connected to the negative electrode. Further, the base of the switching element Q1 is connected to the positive electrode of the secondary battery B through the base resistor R1 and the switch element S1, and when the switch element S1 is turned on by a control signal from a control circuit (not shown), the switching is performed. The booster circuit 2 is activated by biasing the element Q1. The transformer T1 is provided with a feedback winding, and each end of the feedback winding is connected to the bases of the switching elements Q1 and Q2. That is, the base of the switching element Q2 is connected to the base resistor R1 via the feedback winding. The voltage doubler rectifier circuit connects a series circuit of a capacitor C2, a diode D1, and a smoothing capacitor C0 that is an electrolytic capacitor between both ends of the secondary winding of the transformer T1, and is connected to a series circuit of the diode D1 and the smoothing capacitor C0. It has a well-known configuration in which the diode D2 is connected in parallel. The capacitor C2 functions as a current limiting element.
[0005]
The booster circuit 2 described above is a push-pull type DC-DC converter, and when the switch element S1 is turned on and the switching element Q1 is turned on, the current from the secondary battery B is passed through the inductor L1 to the primary winding of the transformer T1. The self-excited oscillation operation is performed by applying self-feedback through the feedback winding. Thus, when the self-excited oscillation operation is performed on the primary side of the transformer T1, an AC output is obtained in the secondary winding of the transformer T1, and the AC output of the secondary winding of the transformer T1 is rectified by the voltage doubler rectifier circuit. As a result, it is possible to obtain a DC voltage that is a relatively high voltage that allows the xenon lamp Xe to emit light as the voltage across the smoothing capacitor C0.
[0006]
By the way, the blinking frequency of the blinking guide light is defined as 2 Hz (± 10%) in “Technical Standard for Guide Light Fixtures and Evacuation Guidance Systems” JIL5502 issued by the Japan Lighting Equipment Manufacturers Association. Therefore, the light emission timing of the xenon lamp Xe is controlled by the trigger circuit 3 so that the light emission of the xenon lamp Xe is repeated at 2 Hz (that is, at intervals of 0.5 s (± 10%)). The trigger circuit 3 includes a series circuit of a resistor R3, a capacitor C3, and a primary winding of the pulse transformer PT, and this series circuit is connected between both ends of the smoothing capacitor C0. A switch element S3 is connected in parallel to the series circuit of the primary winding of the pulse transformer PT and the capacitor C3. The xenon lamp Xe is provided with a proximity conductor NR (see FIG. 2), and the secondary winding of the pulse transformer PT is inserted between one end of the xenon lamp Xe and the proximity conductor NR.
[0007]
Therefore, if the switch element S3 is turned on by a control circuit (not shown) in a state where the voltage across the smoothing capacitor C0 has reached a voltage necessary for light emission of the xenon lamp Xe (for example, 300V), a pulse is generated by the charge of the capacitor C3. A current is passed through the primary winding of the transformer PT to trigger the xenon lamp Xe, and the xenon lamp Xe can be caused to emit light by the voltage across the smoothing capacitor C0. In other words, triggering the xenon lamp Xe means applying a discharge start voltage that causes a slight discharge between the one electrode of the xenon lamp Xe and the adjacent conductor NR to the proximity operation NR. Here, the booster circuit 2 is designed so that the voltage across the smoothing capacitor C0 returns to the original voltage in 0.5 s after the xenon lamp Xe emits light. In other words, the voltage across the smoothing capacitor C0 changes as shown in FIG. 21. For example, when the voltage reaches 300V, the xenon lamp Xe discharges by light emission, and after 0.5 s, the operation returns to 300V again. Become.
[0008]
By the way, in the configuration shown in FIG. 20, there is no means corresponding to the voltage change of the secondary battery B. Therefore, when the voltage of the secondary battery B changes, the charging speed of the smoothing capacitor C0 by the booster circuit 2 is affected. As a result, the emission intensity of the xenon lamp Xe is affected. That is, when the voltage of the secondary battery B is high, the charging speed to the smoothing capacitor C0 is increased, and when the switch element S3 is turned on, the voltage is charged to a higher voltage than necessary. On the contrary, when the voltage of the secondary battery B is low, the charging speed to the smoothing capacitor C0 is slowed down and the voltage when the switch element S3 is turned on also decreases. In some cases, the xenon lamp Xe does not emit light.
[0009]
As described above, in the configuration shown in FIG. 20, since the light emission intensity of the xenon lamp Xe changes according to the voltage of the secondary battery B, the brightness necessary for use as a guide light is ensured for a long time. There are things that cannot be done. In view of this, configurations shown in FIGS. 22 to 25 have been proposed as configurations for reducing the influence on the light emission intensity of the xenon lamp Xe when the voltage of the secondary battery B changes.
[0010]
In the configuration shown in FIG. 22, a voltage adjustment circuit 4 that makes the input voltage to the booster circuit 2 variable is inserted between the secondary battery B and the booster circuit 2, and the voltage detection for monitoring the voltage across the smoothing capacitor C <b> 0. A circuit 5a is provided, and the output voltage of the voltage adjustment circuit 4 is adjusted according to the voltage across the smoothing capacitor C0 detected by the voltage detection circuit 5a. According to this configuration, since the input voltage to the booster circuit 2 is adjusted so that the voltage across the smoothing capacitor C0 becomes a desired voltage regardless of the voltage of the secondary battery B, the voltage of the secondary battery B changes. Even so, the change in the emission intensity of the xenon lamp Xe is suppressed. The trigger switch SW2 in the figure is equivalent to the trigger circuit 3 in FIG.
[0011]
Instead of monitoring the voltage across the smoothing capacitor C0, as shown in FIG. 23, a voltage detection circuit 5b for monitoring the input voltage to the booster circuit 2 is provided to keep the input voltage to the booster circuit 2 constant. A configuration is adopted in which feedback control is performed, and as shown in FIG. 24, a voltage detection circuit 5c for monitoring the voltage of the secondary battery B is provided to control the input voltage to the booster circuit 2 to be constant. However, the same operation can be expected.
[0012]
Furthermore, as shown in FIG. 25, it is possible to adopt a configuration in which the output power of the voltage adjustment circuit 4 (that is, the input power of the booster circuit 2) is kept constant. In this configuration, not only the voltage detection circuit 6a for detecting the output voltage of the voltage adjustment circuit 4 but also the current detection circuit 6b for detecting the output current of the voltage adjustment circuit 4 is added, and the output detected by the voltage detection circuit 6a. The multiplier 7 multiplies the voltage and the output current detected by the current detection circuit 6b to obtain the output power of the voltage adjustment circuit 4. The current detection circuit 6b monitors the current by the secondary output of the current transformer CT. In this way, the output voltage of the voltage adjustment circuit 4 is adjusted so that the output power obtained by the multiplier 7 becomes constant. Even with this configuration, it is possible to suppress the change in the emission intensity of the xenon lamp Xe with respect to the voltage change of the secondary battery B.
[0013]
As the voltage adjustment circuit 4, for example, a boost chopper circuit shown in FIG. 26 can be adopted. The configuration shown in the figure is well-known, and includes a series circuit of an inductor L4 and a switching element Q4 connected between both ends of the secondary battery B. Between the both ends of the switching element Q4, a diode D4 and a capacitor C4 are provided. Are connected in series. The switching element Q4 is turned on and off at a high frequency by the control circuit CN. During the ON period of the switching element Q4, a current flows from the secondary battery B through the inductor L4, and during the OFF period of the switching element Q4, the electromagnetic energy accumulated in the inductor L4 is used together with the secondary battery B as charging energy for the capacitor C4. Thus, the voltage across the capacitor C4 can be boosted. Here, since the ON period of the switching element Q4 is related to the amount of energy stored in the inductor L4, the voltage across the capacitor C4 can be adjusted by adjusting the duty for turning on and off the switching element Q4.
[0014]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, in each of the configurations shown in FIGS. 22 to 24, the voltage adjustment circuit 4 is controlled so that the input voltage to the booster circuit 2 is kept constant regardless of the voltage of the secondary battery B. 25, the voltage regulator circuit 4 is controlled so that the power supplied to the booster circuit 2 is kept almost constant regardless of the voltage of the secondary battery B. It is considered that the light emission intensity of the xenon lamp Xe can be maintained at a substantially constant value even when the voltage of B changes.
[0015]
However, since the power regulator circuit such as the boost chopper circuit described above is used as the voltage regulator circuit 4 and the booster circuit 2 is connected to the subsequent stage of the voltage regulator circuit 4, only the booster circuit 2 is used. As compared with the circuit, the circuit loss increases, and it is necessary to increase the capacity of the secondary battery B in order to keep the xenon lamp Xe blinking for a predetermined time in an emergency. Further, since the voltage adjustment circuit 4 is added separately from the booster circuit 2, the circuit scale becomes large, and the increase in the capacity of the secondary battery B and the expansion of the circuit scale lead to an increase in cost.
[0016]
By the way, the voltage fluctuation of the secondary battery B in the above description is not only the voltage fluctuation caused by the elapsed time from the discharge start of the secondary battery B, but also the voltage fluctuation due to the difference in the number of cells constituting the secondary battery B. Including. For example, the length of time during which the xenon lamp Xe can be continuously blinked in the guide light (the above-mentioned JIL5502 defines a general type that lasts for 25 minutes and a long-time type that lasts for 75 minutes) is different. Therefore, the voltage of the secondary battery B may be changed by changing the number of cells of the secondary battery B connected in series without changing other circuit configurations. In such a configuration, the voltage of the secondary battery B naturally changes greatly.
[0017]
The present invention has been made in view of the above-mentioned reasons, and its object is to employ a configuration in which a discharge lamp is blinked by a battery power source without increasing a circuit loss or increasing a circuit scale. An object of the present invention is to provide a discharge lamp lighting device that can suppress fluctuations in light emission intensity associated with voltage fluctuations.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
The invention according to claim 1 is a booster circuit that is a DC-DC converter that charges a smoothing capacitor using a battery as a power source, a discharge lamp that is connected between both ends of the smoothing capacitor and emits light using the smoothing capacitor as a power source, and causes the discharge lamp to emit light. A trigger circuit that triggers the discharge lamp at a timing, a control circuit that controls the start and stop of the operation of the booster circuit while giving the trigger circuit a blinking signal of a certain period so that the discharge lamp blinks at a certain blinking period; And a voltage detection circuit that monitors the voltage across the smoothing capacitor. Is the level detected by the voltage detection circuit after the operation of the booster circuit is started. When the voltage across the smoothing capacitor reaches the specified threshold voltage, it stops the operation of the booster circuit and generates a blinking signal within the period when the operation of the booster circuit is stopped, The operation of the booster circuit is resumed when the time between the start of the booster circuit operation and the stoppage of the booster circuit and the flashing period elapses after the booster circuit operation is stopped. It is characterized by that.
[0021]
Claim 2 According to the present invention, a step-up circuit that is a DC-DC converter that charges a smoothing capacitor using a battery as a power source, a discharge lamp that is connected between both ends of the smoothing capacitor and emits light using the smoothing capacitor as a power source, and a timing at which the discharge lamp emits light. A trigger circuit for triggering the electric lamp, a control circuit for supplying a flashing signal with a constant cycle to the trigger circuit so that the discharge lamp flashes with a constant flashing cycle, and controlling the start and stop of the operation of the booster circuit; And a voltage detection circuit that detects the voltage at both ends. Is the time it takes for the voltage across the smoothing capacitor to reach the specified threshold voltage after starting the booster circuit operation. The voltage across the battery detected by the voltage detection circuit Estimated based on, estimated After operating the booster circuit for time Booster operation Generating a blinking signal within a period when the operation of the booster circuit is stopped, and After the operation of the booster circuit is stopped, the operation of the booster circuit is restarted when the time between the start of operation of the booster circuit and the stoppage of the time and the flashing period elapses. It is characterized by that.
[0022]
Claim 3 The invention of Claim 2 In the invention, the control circuit detects the voltage across the battery by the voltage detection circuit during a period when the operation of the booster circuit is stopped.
[0023]
Claim 4 The invention of claim 1's In the present invention, the second voltage detection circuit for detecting the voltage across the battery, and the booster circuit in a direction to reduce the change in the output of the booster circuit with respect to the voltage across the battery detected by the second voltage detection circuit. Output control means for controlling is added.
[0024]
Claim 5 The invention of Claim 4 In the invention, the output control means is a differential amplifier circuit for obtaining a difference between the both-end voltage of the battery detected by the second voltage detection circuit and a specified reference voltage, and an output voltage of the differential amplifier circuit And a drive unit that adjusts the output of the booster circuit based on an error voltage.
[0025]
Claim 6 The invention of Claim 4 In the invention, an A / D converter is provided as the second voltage detection circuit, and the output control means operates the booster circuit by selecting an operating condition previously associated with an output value of the A / D converter. And a drive unit for adjusting the output of the booster circuit.
[0026]
Claim 7 The invention of claim 1 to claim 1 Claim 6 In the invention, the discharge lamp is a xenon lamp, and the blinking cycle is 0.5 s ± 10%.
[0027]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(First embodiment)
In the present embodiment, a blinking guide light is illustrated as in the conventional configuration. As shown in FIG. 1, the secondary battery B is connected to the commercial power source AC via the charging circuit 1. The charging circuit 1 is a step-down circuit that rectifies and steps down the commercial power supply AC, and a power switch SW1 that can be controlled by an external signal is inserted between the charging circuit 1 and the secondary battery B.
[0028]
The voltage across the secondary battery B is converted into an AC voltage by the booster circuit 2 and boosted, and is rectified by the voltage doubler rectifier circuit so that the voltage across the smoothing capacitor C0 is boosted above the voltage across the secondary battery B. The voltage across the smoothing capacitor C0 is applied to a xenon lamp Xe as a discharge lamp, and is used for light emission of the xenon lamp Xe. In the illustrated example, a trigger switch SW2 equivalently indicating the trigger circuit 3 is inserted between the smoothing capacitor C0 and the xenon lamp Xe, but the specific configuration of the trigger circuit 3 will be described later. The trigger switch SW2 (that is, the trigger circuit 3) is controlled by a blinking signal supplied from the control circuit CN1, and applies a trigger synchronized with the blinking signal to the xenon lamp Xe. The blinking signal is a pulse signal periodically generated at 2 Hz, and the xenon lamp Xe repeats light emission with a period of 0.5 s (± 10%) by a periodically applied trigger. Here, it is not always necessary to use the xenon lamp Xe as the discharge lamp, and other discharge lamps can also be used.
[0029]
The control circuit CN1 can output an on / off signal instructing the start and stop of the operation of the booster circuit 2. The voltage across the smoothing capacitor C0 is monitored by the voltage detection circuit 5a, and the control circuit CN1 stops the booster circuit 2 when the voltage across the smoothing capacitor C0 detected by the voltage detection circuit 5a rises to a specified voltage. Here, the control circuit CN1 and the power switch SW1 are controlled by external signals generated separately.
[0030]
Therefore, the power switch SW1 is normally turned on to charge the secondary battery B from the commercial power supply AC through the charging circuit 1, and when an external signal is input in an emergency, the power switch SW1 is turned off. At the same time, an ON signal is supplied from the control circuit CN1 to the booster circuit 2, and the operation of the booster circuit 2 is started. When the booster circuit 2 operates, the voltage across the secondary battery B is boosted by the voltage booster circuit 2 and the voltage doubler rectifier circuit so that the voltage across the smoothing capacitor C0 is, for example, 300V. The voltage across the smoothing capacitor C0 is detected by the voltage detection circuit 5a. When the control circuit CN1 detects that the voltage across the smoothing capacitor C0 has reached the specified voltage by the output of the voltage detection circuit 5a, the operation of the booster circuit 2 is performed. Stop. The control circuit CN1 periodically outputs a blinking signal for triggering the xenon lamp Xe at intervals of 0.5 s. When the trigger is applied to the xenon lamp Xe, the xenon lamp Xe is turned on for a short time using the smoothing capacitor C0 as a power source. Only xenon lamp Xe emits light.
[0031]
FIG. 1 shows a schematic circuit configuration, and a specific configuration of a circuit that operates using the secondary battery B as a power source is as shown in FIG. The booster circuit 2 has the same configuration as the conventional configuration, and is inserted between a transformer T1 having a center tap in the primary winding, a positive electrode of the secondary battery B, and a center tap of the transformer T1. An inductor L1 and a pair of switching elements Q1 and Q2 inserted between one end of the primary winding of the transformer T1 and the negative electrode of the secondary battery B are provided. The switching elements Q1 and Q2 are npn-type bipolar transistors. The collectors of the switching elements Q1 and Q2 are connected to the primary winding of the transformer T1, respectively, and the emitters of the switching elements Q1 and Q2 are connected in common. It is connected to the negative electrode of the secondary battery B. Further, the base of the switching element Q1 is connected to the positive electrode of the secondary battery B through the base resistor R1 and the collector-emitter of the switch element S1 made of a pnp bipolar transistor. The transformer T1 is provided with a feedback winding, and each end of the feedback winding is connected to the bases of the switching elements Q1 and Q2. That is, the base of the switching element Q2 is connected to the base resistor R1 via the feedback winding. Furthermore, a capacitor C1 for reducing noise due to leakage inductance of the transformer T1 is connected between both ends of the primary winding of the transformer T1. The booster circuit 2 is a converter called a constant current push-pull type, and constitutes a two-stone self-excited DC-DC converter together with a voltage doubler rectifier circuit connected to the secondary side of the transformer T1.
[0032]
In the voltage doubler rectifier circuit, a series circuit of a capacitor C2, a diode D1, and a smoothing capacitor C0 made of an electrolytic capacitor is connected between both ends of the secondary winding of the transformer T1, and a series circuit of the diode D1 and the smoothing capacitor C0 is connected. The diode D2 is connected in parallel.
[0033]
Further, the trigger circuit 3 equivalently shown as the trigger switch SW2 in FIG. 1 includes a series circuit of a resistor R3, a capacitor C3, and a primary winding of the pulse transformer PT, and this series circuit is connected between both ends of the smoothing capacitor C0. Connected to. Further, a switch element S3 composed of a thyristor is connected in parallel to a series circuit of the primary winding of the pulse transformer PT and the capacitor C3. A proximity conductor NR is arranged in parallel with the xenon lamp Xe, and a secondary winding of the pulse transformer PT is inserted between one end of the xenon lamp Xe and the proximity conductor NR. The switch element S3 is controlled by a gate circuit G that receives a blinking signal from the control circuit CN1 and generates a trigger signal. The blinking signal is a pulse signal that becomes H level for about 3 ms at intervals of 0.5 s.
[0034]
The control circuit CN1 is configured by using a microcomputer, and generates a blinking signal when receiving an external signal indicating an emergency. Further, as described above, an ON / OFF signal (that is, an ON signal and an OFF signal) for instructing the start and stop of the operation of the booster circuit 2 is output, and both ends of the smoothing capacitor C0 detected by the voltage detection circuit 5a. An A / D converter for taking in the voltage is incorporated. In the present embodiment, the ON signal is an L level signal, and the booster circuit 2 starts operating by setting the base of the switch element S1 to the L level. Further, the voltage detection circuit 5a is composed of a series circuit of two resistors Rd1 and Rd2 connected between both ends of the smoothing capacitor C0 as shown in FIG. 2, and the voltage across the smoothing capacitor C0 is divided to the control circuit CN1. Configured to input.
[0035]
Next, the operation will be described. As described above, when the control circuit CN1 outputs an ON signal of L level by an external signal and turns on the switch element S1, the booster circuit 2 starts operating, and the switching elements Q1 and Q2 are alternately driven at high frequency by self-excitation. Turn on and off. By this operation, a voltage is applied to the primary winding of the transformer T1, and a voltage that is twice the turns ratio of the transformer T1 is generated in the secondary winding. The voltage generated in the secondary winding is rectified by the voltage doubler rectifier circuit and charges the smoothing capacitor C0.
[0036]
Here, while the booster circuit 2 is operating as shown in FIG. 4 (a), the voltage across the smoothing capacitor C0 gradually increases as shown in FIG. 4 (b). When the detected voltage reaches the threshold voltage defined in the control circuit CN1 (in the above example, the output voltage of the voltage detection circuit 5a when the voltage across the smoothing capacitor C0 reaches 300V) Vt, the control circuit CN1 An off signal is output to turn off the switch element S1 and stop the operation of the booster circuit 2. At this time, a blinking signal as shown in FIG. 4C is generated from the control circuit CN1 to turn on the switch element S3. When the switch element S3 is turned on, a current flows through the primary winding of the pulse transformer PT due to the electric charge of the capacitor C3. Therefore, a high voltage pulse is generated in the secondary winding of the pulse transformer PT, and the xenon lamp Xe is triggered. As a result, the xenon lamp Xe is discharged by the charge of the smoothing capacitor C0, and the xenon lamp Xe emits light. Since the electric charge of the smoothing capacitor C0 is released by the light emission of the xenon lamp Xe, the voltage across the smoothing capacitor C0 instantaneously drops to 20-30V (about 500 μs). Further, when the switch element S3 is turned on, the charge of the capacitor C3 is released, so that a period during which the voltage across the switch element S3 is 0V occurs, and thus the switch element S3 is turned off.
[0037]
By the way, if the time from when charging of the smoothing capacitor C0 is started until the both-ends voltage reaches the threshold voltage Vt is T1, and the blinking cycle of the xenon lamp Xe is T0, the smoothing capacitor C0 is charged after the blinking signal is generated. The pause time until the start is sufficient as long as it is (T0-T1). Therefore, in the present embodiment, when the blinking signal is generated in the control circuit CN1, the switch element S1 is turned off by the off signal to stop the operation of the booster circuit 2, and thereafter, after the pause time (T0-T1) has elapsed. The operation of turning on the switch element S1 by the ON signal is repeated. That is, the time T1 from when charging of the smoothing capacitor C0 is started until the both-ends voltage reaches the threshold voltage Vt is measured, the difference between the flashing period T0, which is a constant value, and the time T1 is obtained, and the difference time (T0− The operation of the booster circuit 2 is restarted after measuring T1). Here, the time T1 and the rest time (T0-T1) may be measured by the control circuit CN1, but may be separately measured by providing a timer.
[0038]
The operation of the control circuit CN1 described above is shown in FIG. When the emergency is notified by an external signal, the control circuit CN1 generates an ON signal of L level to start the operation of the booster circuit 2 (S1), and simultaneously starts time measurement by a timer (S2). When the voltage across the smoothing capacitor C0 thus reaches the threshold voltage Vt (S3), an H level off signal is generated to stop the operation of the booster circuit 2 (S4). Obtain (S5). Here, if the period for flashing the xenon lamp Xe has not ended, a flashing signal is output (S6 to S8), and the rest time T2 (= T0−T1) until the charging of the smoothing capacitor C0 is started next. Obtain (S9). The pause time T2 is measured by a timer (S10), and when the pause time T2 is reached (S11), the process returns to step S1 again to operate the booster circuit 2.
[0039]
When the voltage of the secondary battery B is higher or lower than when the operation shown in FIG. 4 is performed, as shown in FIG. 5, after the flashing signal (see FIG. 5C) is generated, the booster circuit 2 Starts the operation (see FIG. 5A), and the pause time (T0-T1) until the charging of the smoothing capacitor C0 is resumed (see FIG. 5B) changes. In this way, the voltage across the smoothing capacitor C0 when the flashing signal is generated can be made substantially constant without changing the flashing period T0 of the xenon lamp Xe. As a result, the voltage of the secondary battery B can be made constant. Regardless of this, the amount of light emitted from the xenon lamp Xe can be kept substantially constant.
[0040]
More specifically, when the number of cells of the secondary battery B is large and the voltage is high, or when the elapsed time from the start of discharge of the secondary battery B is short, as shown by the broken line in FIG. The time T1 from the start of charging until the both-ends voltage reaches the threshold voltage Vt is shortened. On the other hand, when the number of cells of the secondary battery B is small and the voltage is low, or when the elapsed time from the start of discharge of the secondary battery B is long, the smoothing capacitor C0 is charged as shown by the solid line in FIG. The time until the both-ends voltage reaches the threshold voltage Vt after starting is increased. However, in the present embodiment, by changing the pause time T2 (= T1-T0) during which the operation of the booster circuit 2 is stopped, it corresponds to the time difference required for charging the smoothing capacitor C0. Therefore, the blinking cycle of the xenon lamp Xe Thus, the xenon lamp Xe can be made to emit light with a substantially constant light emission intensity.
[0041]
That is, even when the secondary battery B having a different voltage is used or when the voltage fluctuates according to the elapsed time from the start of discharge of the secondary battery B, the input voltage to the booster circuit 2 is placed before the booster circuit 2. Since the emission intensity of the xenon lamp Xe can be made constant without providing the voltage adjustment circuit 4 (see FIGS. 22 to 25) for keeping the voltage constant, the loss in the entire circuit can be reduced.
[0042]
In the present embodiment, an example is shown in which a DC-DC converter called a two-stone type constant current push-pull type is used as the booster circuit 2, but a one-stone type ringing choke converter type DC as shown in FIG. It is possible to use a DC converter, a separately excited step-up chopper circuit as shown in FIG. 6B, or a separately excited DC-DC converter as shown in FIG. These booster circuits 2 can also be used in other embodiments described below.
[0043]
The configuration shown in FIG. 6A includes a transformer T2 having a feedback winding, a switching element Q5 made of a bipolar transistor is connected in series to the primary winding of the transformer T2, and a capacitor C5 is connected to the base-emitter of the switching element Q5. And a series circuit of feedback windings are connected. A diode D5 is connected in parallel to the capacitor C5, and a switch element S1 made of a bipolar transistor is connected to the base-emitter of the switching element Q5. A smoothing capacitor C0 is connected to the secondary winding of the transformer T2 via a diode D4. The base of the switching element Q5 is connected to the positive electrode of the secondary battery B through the resistor R5. Therefore, when the switch element S1 is turned off, the switching element Q5 is biased via the resistor R5, and the switching element Q5 is turned on and off by self-excited oscillation.
[0044]
In the configuration shown in FIG. 6B, a series circuit of an inductor L6 and a switching element Q6 made of a MOSFET is connected between both ends of the secondary battery B, and a series circuit of a diode D6 and a smoothing capacitor C0 is connected to the switching element Q6. Connected between both ends. Switching element Q6 is turned on and off at high frequency by control circuit CN2, and boosts the energy stored in inductor L6 when switching element Q6 is turned on by outputting it to smoothing capacitor C0 when switching element Q6 is turned off. A switching element Q1 made of a bipolar transistor is connected to the gate-source of the switching element Q6. Therefore, the switching element Q6 can be turned on / off during the period when the switch element S1 is off.
[0045]
In the configuration shown in FIG. 6C, a switching element Q7 made of a MOSFET is connected in series to the primary winding of the transformer T3. The switching element Q7 is turned on and off at a high frequency by the control circuit CN3, and induces a voltage in the secondary winding of the transformer T3. A smoothing capacitor C0 is connected to the secondary winding of the transformer T3 via a diode D7. Further, a switching element S1 made of a bipolar transistor is connected to the gate-source of the switching element Q7. Therefore, the smoothing capacitor C0 can be charged by turning off the switch element S1.
[0046]
(Second Embodiment)
In the first embodiment, the blinking signal is generated immediately after the voltage across the smoothing capacitor C0 reaches the threshold voltage Vt, and then the operation of the booster circuit 2 is stopped. The same circuit as that of the embodiment is used and the blinking signal is used as a reference.
[0047]
That is, in this embodiment, as shown in FIG. 8, the operation of the control circuit CN1 is changed so that charging of the smoothing capacitor C0 is started immediately after the flashing signal is generated. In order to realize this operation, as shown in FIG. 7, the operation shown in FIG. 3 is performed by omitting the time limits of the timer time T1 and the pause time T2. Therefore, the operation becomes simple with steps S2, S5, and S9 to S11 in FIG. 3 omitted.
[0048]
The operation of the control circuit CN1 will be described more specifically. When the emergency is notified by an external signal, the control circuit CN1 generates an L level ON signal to operate the booster circuit 2 (see FIG. 8A), and charges the smoothing capacitor C0 (FIG. 8B). )reference). When the voltage across the smoothing capacitor C0 reaches the threshold voltage Vt (S3), the control circuit CN1 outputs an H level off signal to stop the operation of the booster circuit 2 (S3). Here, after the operation of the booster circuit 2 is stopped, the voltage across the smoothing capacitor C0 is kept at the threshold voltage Vt until the next blinking signal is generated (see FIG. 8C). By repeating such an operation, the voltage across the smoothing capacitor C0 becomes the threshold voltage Vt when the blinking signal is generated, and the light emission intensity for each light emission of the xenon lamp Xe can be kept substantially constant.
[0049]
When the voltage of the secondary battery B is higher or lower than when the operation shown in FIG. 8 is performed, the flashing signal (see FIG. 9C) is generated as shown in FIG. Starts operation (see FIG. 9A), and the time T1 until the voltage across the smoothing capacitor C0 (see FIG. 9B) reaches the threshold voltage Vt changes. In other words, the time from when the voltage across the smoothing capacitor C0 reaches the threshold voltage Vt until the next blink signal is generated changes. Such an operation makes it possible to make the voltage across the smoothing capacitor C0 substantially constant when the flashing signal is generated without changing the flashing period T0 of the xenon lamp Xe. Regardless of the voltage, the emission intensity of each emission of the xenon lamp Xe can be kept substantially constant.
[0050]
More specifically, when the number of cells of the secondary battery B is large and the voltage is high, or when the elapsed time from the start of discharge of the secondary battery B is short, as shown by the broken line in FIG. The time T1 from the start of charging until the both-ends voltage reaches the threshold voltage Vt is shortened. On the other hand, when the number of cells of the secondary battery B is small and the voltage is low, or when the elapsed time from the start of discharge of the secondary battery B is long, the smoothing capacitor C0 is charged as shown by the solid line in FIG. The time until the both-ends voltage reaches the threshold voltage Vt after starting is increased. However, in the present embodiment, the time T1 until the voltage across the smoothing capacitor C0 reaches the threshold voltage Vt is made shorter than the blinking cycle T0, and the smoothing capacitor C0 is charged by the change in the time during which the operation of the booster circuit 2 is stopped. Therefore, it is possible to cause the xenon lamp Xe to emit light with a constant emission intensity while keeping the blinking cycle of the xenon lamp Xe constant.
[0051]
That is, even when the secondary battery B having a different voltage is used or when the voltage fluctuates according to the elapsed time from the start of discharge of the secondary battery B, the input voltage to the booster circuit 2 is placed before the booster circuit 2. Since the emission intensity of the xenon lamp Xe can be made constant without providing the voltage adjustment circuit 4 (see FIGS. 22 to 25) for keeping the voltage constant, the loss in the entire circuit can be reduced.
[0052]
In the configuration of the present embodiment, the timer for measuring the time T1 and the pause time T2 required for charging the smoothing capacitor C0 is unnecessary, and the calculation of the pause time T2 is also unnecessary, so the circuit configuration and the software of the control circuit CN1 are not necessary. Simplification is possible. Other configurations and operations are the same as those in the first embodiment.
[0053]
(Third embodiment)
In the first embodiment shown in FIG. 1, the example in which the voltage detection circuit 5a for monitoring the output voltage of the booster circuit 2 (the voltage across the smoothing capacitor C0) is provided is shown. In this embodiment, the voltage detection circuit 5a is shown in FIG. Thus, an example in which a voltage detection circuit 5c that monitors the input voltage of the booster circuit 2 (the voltage across the secondary battery B) is provided will be described. The voltage detection circuit 5c is a series circuit of two resistors Rd3 and Rd4 connected between both ends of the secondary battery B, and inputs a voltage proportional to the voltage across the secondary battery B to the control circuit CN1. In the first embodiment, since the voltage across the smoothing capacitor C0 is monitored by the voltage detection circuit 5a, the timing at which the threshold voltage Vt is reached can be detected. In this embodiment, the voltage detection circuit 5c can detect the timing. Since the voltage across the secondary battery B is monitored, the timing at which the voltage across the smoothing capacitor C0 reaches the threshold voltage Vt cannot be detected. Therefore, in the present embodiment, both ends of the electric power are charged after the pause time T2 or the start of charging of the smoothing capacitor C0. Pressure is threshold A configuration is adopted in which the time T1 until the value voltage Vt is reached is estimated based on the voltage across the secondary battery B.
[0054]
That is, the control circuit CN1 is provided with a table in which the rest time T2 (= T0−T1) is associated with the digital value corresponding to the voltage of the secondary battery B as a ROM, and the secondary detected by the voltage detection circuit 5c. By checking the voltage of the battery B against the table, the rest time T2 corresponding to the voltage of the secondary battery B is determined. The voltage of the secondary battery B detected by the voltage detection circuit 5c is analog-to-digital converted by an A / D converter 8 provided separately from the control circuit CN1, and this digital value is collated with a table. . Other configurations and operations are the same as those in the first embodiment.
[0055]
Thus, with the operation of the booster circuit 2 stopped (see FIG. 12A), the pause time T2 (= T0−T1) is obtained from the voltage across the secondary battery B, and the obtained pause time T2 has elapsed. Then, after generating a blinking signal (see FIG. 12C), charging of the smoothing capacitor C0 is started (see FIG. 12B). Here, since the flashing period T0 and the pause period T2 are determined, the time for charging the smoothing capacitor C0 is (T0-T2). If the timing of the flashing period T0 and the pause period T2 is started simultaneously, the pause period T2 The smoothing capacitor C0 may be charged during the period from the end of the period until the end of the blinking period T0. With the above operation, the operation is almost the same as in the first embodiment.
[0056]
The operation of the control circuit CN1 in this embodiment is shown in FIG. The control circuit CN1 stops the operation of the booster circuit 2 when it receives an external signal indicating an emergency (S1), and the voltage of the secondary battery B is input by the voltage detection circuit 5c and the A / D converter 8. Is detected (S2). The voltage of the secondary battery B is collated with the table to determine the rest time T2 (S3). When the pause time T2 is determined, timing of the blinking period T0 and the pause time T2 is started (S4). When the pause time has elapsed (S5), the operation of the booster circuit 2 is started and the smoothing capacitor C0 is charged. (S6). Thereafter, when the blinking cycle T0 is reached (S7), the operation of the booster circuit 2 is stopped (S8), and a blinking signal is generated (S9). This operation is repeated until the blinking operation of the xenon lamp Xe is canceled by an external signal or until the voltage of the secondary battery B cannot maintain the blinking of the xenon lamp Xe (S10), as in the first embodiment. The emission intensity for each emission can be kept substantially constant while the xenon lamp Xe emits light periodically.
[0057]
In the above example, the resting time T2 is obtained by comparing the voltage across the secondary battery B against the table, but the time T1 for charging the smoothing capacitor C0 (that is, the time for operating the booster circuit 2) is determined as the secondary battery. You may determine based on the both-ends voltage of B. That is, as shown in FIG. 13, when the control circuit CN1 receives an external signal indicating an emergency, the operation of the booster circuit 2 is stopped (S1), and the voltage detection circuit 5c and the A / D converter 8 Is input to detect the voltage of the secondary battery B (S2). The voltage of the secondary battery B is collated with a table to obtain a time T1 for charging the smoothing capacitor C0 (S3). When the time T1 is determined, the operation of the booster circuit 2 is started and charging of the smoothing capacitor C0 is started (S4). Also, timing of the blinking cycle T0 and time T1 is started (S5), and when the time T1 elapses (S6), the operation of the booster circuit 2 is stopped (S7). Thereafter, when the blinking period T0 elapses (S8), a blinking signal is generated (S9). This operation is repeated until the blinking operation of the xenon lamp Xe is canceled by an external signal or the voltage of the secondary battery B cannot maintain the blinking of the xenon lamp Xe (S10).
[0058]
According to the operation shown in FIG. 13, when the operation of the booster circuit 2 is started as shown in FIG. 14 (a), a blinking signal is generated as shown in FIG. 14 (c), and both ends of the smoothing capacitor C0. As shown in FIG. 14B, the voltage is substantially maintained at the threshold voltage Vt between the stop of the operation of the booster circuit 2 and the generation of the blink signal. In other words, the operation is almost the same as the operation of the second embodiment. Therefore, even with this operation, the light emission intensity for each light emission can be kept substantially constant while the xenon lamp Xe emits light periodically.
[0059]
Note that, as shown in FIG. 11 or FIG. 13, in the present embodiment, the voltage across the secondary battery B is applied by the voltage detection circuit 5c while the operation of the booster circuit 2 is stopped. This is because if the voltage across the secondary battery B is detected during the operation of the booster circuit 2, the voltage cannot be accurately measured due to a voltage drop due to the discharge current from the secondary battery B. In other words, the voltage across the secondary battery B can be accurately detected by detecting the voltage with the voltage detection circuit 5c while the power supply from the secondary battery B to the booster circuit 2 is stopped. . Further, in this embodiment, since the voltage on the input side of the booster circuit 2 is detected, compared with the first embodiment and the second embodiment, the applied voltage to the voltage detection circuit 5a is lower, and the high withstand voltage is increased. The number of parts can be reduced.
[0060]
(Fourth embodiment)
In each of the embodiments described above, a push-pull type and a self-excited operation are used as the booster circuit 2, but this embodiment uses a half-bridge type and a separately excited operation as shown in FIG. Further, the voltage detection circuit 5a for detecting the voltage across the smoothing capacitor C0 and the voltage detection circuit 9a for detecting the voltage across the secondary battery B are used, and the detection results of both voltage detection circuits 5a and 9a are combined. The operation of the booster circuit 2 is determined. Here, the voltage detection circuit 9a includes a series circuit of two resistors Rd5 and Rd6 connected in parallel to the secondary battery B.
[0061]
The booster circuit 2 connects a series circuit of two switching elements Q11 and Q12 made of MOSFETs between both ends of the secondary battery B, and includes a coupling C12 capacitor (DC cut) and a primary winding of the transformer T11. A series circuit with the inductor L11 is connected in parallel to the switching element Q11. In addition, a capacitor C11 constituting a series resonance circuit is connected in parallel to the primary winding of the transformer T11 together with the inductor L11. Switching elements Q11 and Q12 are alternately turned on and off by a control signal applied via drive circuit DRV, and when switching element Q12 is turned on, secondary battery B is used as a power source to charge capacitor C12 and current is applied to the primary winding of transformer T11. When the switching element Q11 is turned on, the capacitor C12 is used as a power source, and a current in the direction opposite to that when the switching element Q12 is turned on is caused to flow through the primary winding of the transformer T11. Therefore, an alternating voltage is induced in the secondary winding of the transformer T11 by turning on and off the switching elements Q11 and Q12. Since the inductor L11 and the capacitor C11 form a series resonance circuit, a sinusoidal resonance current can flow through the primary winding of the transformer T11.
[0062]
Control signals for turning on and off the switching elements Q11 and Q12 are applied to the switching elements Q11 and Q12 via the drive circuit DRV after the high frequency signal generated by the oscillation signal circuit OSC is modulated by the signal modulation circuit MOD. A switch element S11 that is turned on / off by the control circuit CN1 is inserted between the signal modulation circuit MOD and the drive circuit DRV. The signal modulation circuit MOD is provided to adjust the ON period of the switching elements Q11 and Q12 according to the voltage of the secondary battery B detected by the voltage detection circuit 9a. Specifically, the on-duty of the switching elements Q11 and Q12 is changed. That is, the voltage of the secondary battery B detected by the voltage detection circuit 9a is compared with the reference voltage Vref by the differential amplifier circuit DEF, and the differential amplifier circuit DEF has an error in the output voltage of the voltage detection circuit 9a with respect to the reference voltage Vref. Output voltage. In the signal modulation circuit MOD, based on the error voltage, the output of the booster circuit 2 is suppressed if the voltage of the secondary battery B is high, and the output of the booster circuit 2 is increased if the voltage of the secondary battery B is low. . That is, the signal oscillation circuit OSC and the signal modulation circuit MOD constitute a drive unit that adjusts the output of the booster circuit 2, and the drive unit and the differential amplifier circuit DEF form the booster circuit 2 with respect to the voltage across the secondary battery. The output control means is configured to control in a direction to reduce the change in the output. Other configurations are the same as those of the first embodiment. Instead of providing the signal modulation circuit MOD, the output frequency of the oscillation signal circuit OSC may be changed by the output of the differential amplifier DEF.
[0063]
Thus, when an external signal indicating an emergency is given to the control circuit CN1, the control circuit CN1 turns on the switch element S11 to start the operation of the booster circuit 2. Subsequent operations are operations according to the first embodiment or the second embodiment, and the control circuit CN1 monitors the voltage across the smoothing capacitor C0 based on the output of the voltage detection circuit 5a and keeps the blinking signal constant. And a flashing signal is generated when the voltage across the smoothing capacitor C0 is the threshold voltage Vt.
[0064]
FIG. 16 shows the relationship between the operation of the booster circuit 2 in this embodiment, the voltage across the smoothing capacitor C0, and the blinking signal. Here, as in the second embodiment, it is assumed that the booster circuit 2 is operated when a blinking signal is generated. That is, when the blinking signal is generated from the control circuit CN1 as shown in FIG. 16C, the booster circuit 2 starts operation as shown in FIG. With the operation of the booster circuit 2, the voltage across the smoothing capacitor C0 increases as shown in FIG. 16B. When the voltage across the smoothing capacitor C0 detected by the voltage detection circuit 5a reaches the threshold voltage Vt, the switch The element S11 is turned off to stop the operation of the booster circuit 2. Here, when the voltage of the secondary battery B is high, as shown by a broken line in FIG. 16, the time until the voltage across the smoothing capacitor C0 reaches the threshold voltage Vt is relatively short, and the operation time of the booster circuit 2 is also short. Become. However, in this embodiment, even if the voltage across the secondary battery B fluctuates, the signal modulation circuit MOD suppresses the fluctuation in the output of the booster circuit 2, so that the operation of the booster circuit 2 due to the change in the voltage of the secondary battery B The change in time is smaller than in other embodiments. Moreover, even if the voltage of the secondary battery B changes greatly, the output change of the booster circuit 2 can be suppressed, so that the allowable range that can be used for the voltage of the secondary battery B is widened.
[0065]
(Fifth embodiment)
In the present embodiment, when detecting the voltage across the secondary battery B, as shown in FIG. 17, an A / D converter 9b is used as a voltage detection circuit instead of the voltage detection circuit 9a in the fourth embodiment. Further, instead of controlling the signal modulation circuit MOD provided on the output side of the oscillation signal circuit OSC by the output of the differential amplifier circuit DEF, an oscillation for switching the output of the oscillation signal circuit OSC according to the output of the A / D converter 9b. A condition switching circuit CSW is provided. The function when the oscillation condition switching circuit CSW and the oscillation signal circuit OSC are combined is substantially the same as the function of combining the differential amplifier circuit DEF, the signal modulation circuit MOD, and the oscillation signal circuit OSC, and the oscillation condition switching circuit CSW. And the oscillation signal circuit OSC constitute a drive unit. However, in this embodiment, the output of the booster circuit 2 is adjusted by switching the frequency at which the switching elements Q11, Q12 are turned on / off instead of changing the on-duty of the switching elements Q11, Q12. The output of the oscillation signal circuit OCS is input to the drive circuit DRV via the switch element S11 that is turned on / off by the control circuit CN1, and when the switch element S11 is turned on, the booster circuit 2 operates. Other configurations and operations are the same as those in the fourth embodiment.
[0066]
(Sixth embodiment)
In this embodiment, as shown in FIG. 18, the voltage detection circuit 5a for detecting the voltage across the smoothing capacitor C0 is omitted from the fifth embodiment, and the output of the A / D converter 9b is controlled by the control circuit CN1. It is something to give to. In this configuration, a table is provided in the control circuit CN1 as in the third embodiment, and the time T1 or the rest period T2 until the voltage across the smoothing capacitor C0 reaches the threshold voltage Vt based on the voltage across the secondary battery B. Ask for.
[0067]
For example, when the configuration in which the pause period T2 is determined according to the voltage across the secondary voltage B is employed, the operation shown in FIG. When the suspension period T2 (= T0-T1) is determined, the control circuit CN1 starts counting the blinking period T0 and the suspension period T2 at the same time, and generates a blinking signal as shown in FIG. After the elapse of the pause period T2, the booster circuit 2 is operated as shown in FIG. 19A to charge the smoothing capacitor C0 as shown in FIG. 19B. The booster circuit 2 stops when the blinking period T0 elapses, and at this time, the blinking signal is generated again. By repeating such an operation, an operation similar to that of the third embodiment becomes possible. Other configurations and operations are the same as those in the fourth embodiment.
[0068]
【The invention's effect】
Invention of Claim 1 According to the configuration, the operation stop timing of the booster circuit is determined by the voltage across the smoothing capacitor, and the operation start timing of the booster circuit is determined by measuring time, Since the voltage across the smoothing capacitor when the discharge lamp emits light is controlled to be substantially constant, when the discharge lamp blinks at a constant blinking cycle, the discharge is performed without adding any other configuration to the battery voltage fluctuation. It becomes possible to keep the light emission intensity for each light emission of the electric lamp almost constant. As a result, an increase in power loss and an increase in circuit scale can be avoided, and an increase in cost can be suppressed.
[0071]
Claim 2 Invention According to the configuration, the operation stop timing of the booster circuit is estimated by the voltage across the battery, and the operation start timing of the booster circuit is determined by measuring time, Since the voltage across the smoothing capacitor when the discharge lamp emits light is controlled to be substantially constant, when the discharge lamp blinks at a constant blinking cycle, the discharge is performed without adding any other configuration to the battery voltage fluctuation. It becomes possible to keep the light emission intensity for each light emission of the electric lamp almost constant. As a result, an increase in power loss and an increase in circuit scale can be avoided, and an increase in cost can be suppressed. Moreover, since the start and stop timings of the booster circuit are determined based on the voltage across the battery, there is no need to detect a high voltage on the output side of the booster circuit, and low-breakdown and relatively inexpensive parts are used. In some cases, the number of components can be reduced.
[0072]
Claim 3 The invention of Claim 2 In the invention, the control circuit detects the voltage across the battery by the voltage detection circuit during a period in which the operation of the booster circuit is stopped, and passes a current through the booster circuit that is a load on the battery. Since the voltage of the battery is detected during a period of no time, the voltage of the battery can be detected with good reproducibility without being affected by load fluctuations.
[0073]
Claim 4 The invention of claim 1's In the present invention, the second voltage detection circuit for detecting the voltage across the battery, and the booster circuit in a direction to reduce the change in the output of the booster circuit with respect to the voltage across the battery detected by the second voltage detection circuit. Output control means for controlling is added, and the fluctuation range of the output of the booster circuit can be suppressed. That is, the load applied to the booster circuit can be leveled instantaneously. Moreover, it is possible to deal with a wide range of battery voltage ranges.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram of the above.
FIG. 3 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 4 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 5 is an operation explanatory view of the above.
6A to 6C are circuit diagrams showing other configuration examples of the booster circuit used in the above.
FIG. 7 is an operation explanatory view showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 8 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 9 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 10 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 11 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 12 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 13 is an operation explanatory diagram showing another operation example of the above.
FIG. 14 is an operation explanatory diagram showing another example of the operation.
FIG. 15 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 16 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 17 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 18 is a circuit diagram showing a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 19 is a diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 20 is a circuit diagram showing a conventional example.
FIG. 21 is a diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 22 is a schematic circuit diagram showing another conventional example.
FIG. 23 is a circuit diagram showing still another conventional example.
FIG. 24 is a circuit diagram showing another conventional example.
FIG. 25 is a circuit diagram showing still another conventional example.
FIG. 26 is a circuit diagram showing a configuration example of a voltage adjustment circuit used in a conventional example.
[Explanation of symbols]
2 Booster circuit
3 Trigger circuit
5a Voltage detection circuit
5c Voltage detection circuit
9a Voltage detection circuit
9b A / D converter
B Secondary battery
C0 smoothing capacitor
CN1 control circuit
CSW oscillation condition switching circuit
DEF differential amplifier circuit
MOD signal modulation circuit
OSC oscillation signal circuit
Vref reference voltage
Xe xenon lamp

Claims (7)

電池を電源として平滑コンデンサを充電するＤＣ−ＤＣコンバータである昇圧回路と、平滑コンデンサの両端間に接続され平滑コンデンサを電源として発光する放電灯と、放電灯を発光させるタイミングで放電灯にトリガをかけるトリガ回路と、放電灯が一定の点滅周期で点滅するように一定周期の点滅信号をトリガ回路に与えるとともに昇圧回路の動作の開始および停止を制御する制御回路と、平滑コンデンサの両端電圧を監視する電圧検出回路とを備え、制御回路では、昇圧回路の動作を開始した後に電圧検出回路により検出される平滑コンデンサの両端電圧が規定した閾値電圧に達すると昇圧回路の動作を停止するとともに昇圧回路の動作が停止している期間内で点滅信号を発生し、かつ昇圧回路の動作の停止後に昇圧回路の動作の開始から動作の停止までの時間と点滅周期との差の時間が経過した時点で昇圧回路の動作を再開させることを特徴とする放電灯点灯装置。A step-up circuit that is a DC-DC converter that charges a smoothing capacitor using a battery as a power source, a discharge lamp that is connected between both ends of the smoothing capacitor and emits light using the smoothing capacitor as a power source, and triggers the discharge lamp at the timing when the discharge lamp emits light The trigger circuit to be applied, the control circuit that controls the start and stop of the operation of the booster circuit as well as the control circuit that controls the start and stop of the operation of the booster circuit, and the voltage across the smoothing capacitor are monitored so that the discharge lamp flashes at a constant flashing cycle. and a voltage detection circuit for, in the control circuit stops the operation of the booster circuit voltage across the flat smooth capacitor detected by the voltage detecting circuit after starting the operation of the booster circuit reaches a threshold voltage defined It generates a flashing signal in the period in which the operation of the booster circuit is stopped, and the opening operation of the booster circuit after stopping the operation of the booster circuit The discharge lamp lighting apparatus characterized by resuming the operation of the booster circuit when the time has elapsed for the difference between the time and the off period to the stop of operation from. 電池を電源として平滑コンデンサを充電するＤＣ−ＤＣコンバータである昇圧回路と、平滑コンデンサの両端間に接続され平滑コンデンサを電源として発光する放電灯と、放電灯を発光させるタイミングで放電灯にトリガをかけるトリガ回路と、放電灯が一定の点滅周期で点滅するように一定周期の点滅信号をトリガ回路に与えるとともに昇圧回路の動作の開始および停止を制御する制御回路と、前記電池の両端電圧を検出する電圧検出回路とを備え、制御回路では、昇圧回路の動作を開始した後に平滑コンデンサの両端電圧が規定した閾値電圧に達するまでの時間を、電圧検出回路により検出される電池の両端電圧に基づいて推定し、推定した時間だけ昇圧回路を動作させた後に昇圧回路の動作を停止させるとともに昇圧回路の動作が停止している期間内で点滅信号を発生し、かつ昇圧回路の動作の停止後に昇圧回路の動作開始から動作停止までの時間と点滅周期との差の時間が経過した時点で昇圧回路の動作を再開させることを特徴とする放電灯点灯装置。 A step-up circuit that is a DC-DC converter that charges a smoothing capacitor using a battery as a power source, a discharge lamp that is connected between both ends of the smoothing capacitor and emits light using the smoothing capacitor as a power source, and triggers the discharge lamp at the timing when the discharge lamp emits light Trigger circuit to be applied, a control circuit that controls the start and stop of the operation of the booster circuit while supplying a flashing signal with a constant cycle to the trigger circuit so that the discharge lamp flashes at a constant flashing cycle, and detects the voltage across the battery The control circuit is configured to determine the time until the voltage across the smoothing capacitor reaches the specified threshold voltage after starting the operation of the booster circuit based on the voltage across the battery detected by the voltage detection circuit. The operation of the booster circuit is stopped after the booster circuit is operated for the estimated time, and the operation of the booster circuit is stopped. The flashing signal is generated within the specified period, and the operation of the booster circuit is restarted when the time between the start of the booster circuit operation and the stoppage of the booster circuit and the flashing cycle elapses after the booster circuit operation is stopped. A discharge lamp lighting device characterized by that . 前記制御回路では前記電圧検出回路による前記電池の両端電圧の検出を前記昇圧回路の動作が停止している期間に行うことを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。The discharge lamp lighting device according to claim 2, wherein the control circuit detects the voltage across the battery by the voltage detection circuit during a period when the operation of the booster circuit is stopped . 前記電池の両端電圧を検出する第２の電圧検出回路と、第２の電圧検出回路で検出した電池の両端電圧に対して前記昇圧回路の出力変化を小さくする方向に前記昇圧回路を制御する出力制御手段とが付加されていることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。 A second voltage detecting circuit for detecting a voltage across the battery, and an output for controlling the booster circuit in a direction to reduce the change in the output of the booster with respect to the voltage across the battery detected by the second voltage detecting circuit. The discharge lamp lighting device according to claim 1, further comprising a control means . 前記出力制御手段が、前記第２の電圧検出回路で検出した前記電池の両端電圧と規定の基準電圧との差分を求める差動増幅回路と、差動増幅回路の出力電圧である誤差電圧に基づいて前記昇圧回路の出力を調節する駆動部とを備えることを特徴とする請求項４記載の放電灯点灯装置。 The output control means is based on a differential amplifier circuit that obtains a difference between a voltage across the battery detected by the second voltage detection circuit and a specified reference voltage, and an error voltage that is an output voltage of the differential amplifier circuit The discharge lamp lighting device according to claim 4, further comprising: a drive unit that adjusts an output of the booster circuit . 前記第２の電圧検出回路としてＡ／Ｄ変換器を備え、前記出力制御手段が、Ａ／Ｄ変換器の出力値にあらかじめ対応付けた動作条件を選択して前記昇圧回路を動作させることにより前記昇圧回路の出力を調節する駆動部とを備えることを特徴とする請求項４記載の放電灯点灯装置。 An A / D converter is provided as the second voltage detection circuit, and the output control means selects the operating condition previously associated with the output value of the A / D converter and operates the booster circuit. The discharge lamp lighting device according to claim 4, further comprising a drive unit that adjusts an output of the booster circuit . 前記放電灯がキセノンランプであって、前記点滅周期が０．５ｓ±１０％であることを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。 The discharge lamp is a xenon lamp, a discharge lamp lighting equipment according to any one of claims 1 to 6 wherein the off period is characterized by a 0.5 s ± 10%.
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