JP3845317B2

JP3845317B2 - Multipath interference canceling apparatus and method for FM receiver

Info

Publication number: JP3845317B2
Application number: JP2002036830A
Authority: JP
Inventors: 政一秋保; 圭太江部
Original assignee: Alpine Electronics Inc
Current assignee: Alpine Electronics Inc
Priority date: 2001-09-19
Filing date: 2002-02-14
Publication date: 2006-11-15
Anticipated expiration: 2022-02-14
Also published as: JP2003168991A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＦＭ受信機において生じるマルチパス干渉の影響を除去するＦＭ受信機のマルチパス干渉除去装置および方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＦＭ受信機では、送信アンテナから送られて直接的に受信アンテナに入力されるＦＭ変調波（直接波）に対してこの直接波が建物等に反射されることによって発生する反射波が干渉することにより受信信号に振幅や位相の変化が生じ、出力音声にノイズを発生させるマルチパス干渉と呼ばれる現象が知られている。このため従来のＦＭ受信機では、マルチパス干渉を検出した場合には、出力音声をステレオ出力からモノラル出力に切り替えたり、出力音声の高域成分を減衰させたりして、利用者に与えるノイズ感を低減している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来技術を用いてマルチパス干渉によるノイズ感を軽減する場合には、出力音声がステレオ音声からモノラル音声に切り替えられることによりステレオ感が失われたり、高域成分を減衰させることによる音のこもり感が生じるなど、出力音声の音質が低下するという問題があった。
【０００４】
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、マルチパス干渉による影響を取り除くことにより出力音声の音質を向上させることができるＦＭ受信機のマルチパス干渉除去装置および方法を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために、本発明のＦＭ受信機のマルチパス干渉除去装置は、マルチパス干渉によって生じる信号成分をマルチパス予測手段により予測しており、入力される中間周波信号から、マルチパス予測手段によって予測した信号成分を信号除去手段により除去している。マルチパス干渉によって生じる信号成分を予測して中間周波信号から除去することにより、マルチパス干渉を受けていない中間周波信号を復元することができる。したがって、出力音声をステレオ音声からモノラル音声に切り替える処理や、出力音声の高域成分を減衰させる処理などを行うことなく、出力音声の音質を向上させることが可能になる。
【０００６】
上述したマルチパス予測手段は、信号除去手段から出力される信号を所定時間遅延させる遅延手段と、この遅延手段による遅延後の信号のレベルを調整するレベル調整手段とを備えることが望ましい。信号除去手段から出力される信号を所定時間遅延させた後にその信号レベルを調整することにより、マルチパス干渉により生じる信号成分、すなわち、直接波が建物等に反射することにより所定時間だけ遅延するとともに信号レベルが変化して生じる信号を再現することができる。したがって、この再現された信号を中間周波信号から除去することにより、マルチパス干渉を受ける以前の信号を復元することができる。
【０００７】
上述したレベル調整手段は、中間周波信号の信号レベルの変動分を検出するレベル変動検出手段と、レベル変動検出手段によって検出されたレベル変動の大きさに応じて、レベル調整を行う際の利得を設定する利得設定手段とを備えており、利得設定手段によって設定された利得で、遅延手段による遅延後の信号のレベル調整を行うことが望ましい。中間周波信号の信号レベルはマルチパス干渉によって変動するので、中間周波信号の信号レベルの変動分を検出することにより、マルチパス干渉の有無や程度を精度良く検出することができる。
【０００８】
上述したレベル変動検出手段は、中間周波信号の実部と虚部に基づいて信号レベルを検出することが望ましい。一般に、各種の信号は複素数で表現することが可能であり、この複素数の実部と虚部を抽出することにより、信号レベルを的確に検出することが可能になる。具体的には、このレベル変動検出手段は、実部と虚部を分離するヒルベルト変換フィルタと、実部と虚部の二乗和を求めた後に平方根を求める演算手段とを備えていることが望ましい。ヒルベルト変換フィルタによって入力信号の実部と虚部を分離することが可能になり、これらの二乗和の平方根を求める演算によってこの入力信号の信号レベル（大きさ）を容易に求めることができる。
【０００９】
また、上述したレベル変動検出手段は、演算手段の演算結果に対して所定の上限値および下限値を設定して出力値の範囲を制限する制限手段と、制限手段の出力値に対して低域成分のみを通過させる低域通過手段とをさらに備えることが望ましい。これにより、レベル変動の演算結果が急激に変化したときに発生する過剰な反応を抑制することができ、動作の安定化を図ることが可能になる。
【００１０】
上述した制限手段は、上限値および下限値を中間周波信号の平均レベルに応じて可変に設定することが望ましい。これにより、中間周波信号の平均レベルに応じて適切な制限を与えることが可能になり、さらに動作の安定化を図ることができる。なお、ここで用いる中間周波信号の平均レベルとしては、例えば中間周波信号の実効値を検出するＳメータの出力値を用いればよい。
【００１１】
また、上述した制限手段は、信号除去手段から出力される信号に基づいて、上限値および下限値を可変に設定することが望ましい。あるいは、上述した制限手段は、信号除去手段から出力される信号の絶対値を平滑した結果に基づいて、上限値および下限値を可変に設定することが望ましい。信号除去手段から出力される信号は、本発明のマルチパス干渉除去装置に入力される中間周波信号からマルチパス妨害分を除去した信号であり、このようなマルチパス妨害分が除去された後の中間周波信号を用いることにより、具体的にはこの中間周波信号の絶対値を平滑化した結果を用いることにより、制限手段によって中間周波信号の平均レベルに応じて適切な制限を与えることが可能になり、さらに動作の安定化を図ることができる。また、例えばＳメータのアナログ出力信号に基づいて中間周波信号の平均レベルを求める場合等と異なり、Ｓメータの出力に含まれる交流成分による影響やこのアナログ出力をデジタル化したときの遅延時間等を考慮する必要がなくなるため、マルチパス干渉除去装置やこれを用いたＦＭ受信機全体の設計が容易になる。
【００１２】
上述した利得設定手段は、１から０の範囲内においてあらかじめ用意されている離散的な複数の利得の一つを、中間周波信号のレベル変動の大きさに応じて選択することが望ましい。これにより、利得を設定する処理の簡略化が可能となる。
【００１３】
また、マルチパス予測手段および信号除去手段は、デジタル信号処理で実現されることが望ましい。デジタル信号処理を採用することにより、アナログ回路などを用いる場合に比較して、構成の簡略化が可能であるとともに特性のばらつきや経時変化がほとんどなく、動作条件の調整や設計変更なども容易になる。
【００１４】
上述したデジタル信号処理は、デジタル信号処理装置を用いて行われることが望ましい。デジタル信号処理装置（ＤＳＰ：Digital Signal Processor）を用いることにより、処理の高速化や構成の簡略化が可能となる。特に、ＦＭ受信機のその他の構成をデジタル信号処理装置で行う場合にはこのデジタル信号処理装置を用いて本発明の動作をさせることが可能であり、この場合には特別な構成を追加する必要がないため、ＦＭ受信機全体の装置構成を簡略化することができる。
【００１５】
また、本発明のＦＭ受信機のマルチパス干渉除去方法は、入力される中間周波信号に基づいてマルチパス干渉によって生じる信号成分を予測する第１のステップと、この予測した信号成分をマルチパス干渉を受けた中間周波信号から除去する第２のステップを有している。マルチパス干渉によって生じる信号成分を予測し、この信号成分を中間周波信号から除去しているので、マルチパス干渉を受けていない状態の中間周波信号を復元することができる。したがって、出力音声をステレオ音声からモノラル音声に切り替える処理や、出力音声の高域成分を減衰させる処理などを行うことなく、出力音声の音質を向上させることが可能になる。
【００１６】
上述した第１のステップは、第２のステップにおいて生成される信号を受信電波の遅延時間分遅延させることにより、マルチパス干渉によって生じる信号成分を予測することが望ましい。第２のステップにおいて生成された信号を所定の遅延時間分だけ遅延させることにより、マルチパス干渉によって生じる信号成分、すなわち直接波が建物等に反射することにより所定時間だけ遅延して得られた反射波を再現することができる。したがって、この再現された信号を中間周波信号から除去することにより、マルチパス干渉を受ける以前の信号を復元することができる。
【００１７】
また、上述した第１のステップは、中間周波信号の信号レベルの変動分の大小に応じてマルチパス干渉の程度を判定し、遅延時間分遅延させた後の信号のレベルを調整することが望ましい。中間周波信号の信号レベルは、マルチパス干渉を受けていない場合にはほぼ一定の値となるが、マルチパス干渉を受けている場合にはその程度に応じて変動分を生じるので、中間周波信号の信号レベルの変動分に応じて、遅延後の信号のレベルを調整することにより、マルチパス干渉により生じる信号成分を精度良く予測することができる。
【００１８】
また、上述した第１のステップは、中間周波信号に対してヒルベルト変換を行って実部と虚部に分離し、さらにこれらの二乗和の平方根を求めることによりマルチパス干渉の程度を判定することが望ましい。ヒルベルト変換によって中間周波信号の実部と虚部を分離することが可能になり、これらの二乗和の平方根を求める演算によってこの中間周波信号の信号レベルを容易に求めることができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を適用した一実施形態のＦＭ受信機について、図面を参照しながら説明する。
図１は、一実施形態のＦＭ受信機の構成を示す図である。図１に示すＦＭ受信機１００は、アンテナ１０、フロントエンド部（Ｆ／Ｅ）１２、選局回路１４、中間周波増幅回路１８、ＤＳＰ（デジタル信号処理装置）２０、ステレオ復調回路２６、制御部２８を含んで構成されている。
【００２０】
フロントエンド部１２は、アンテナ同調回路や高調波増幅回路、局部発振回路、混合回路等を含んでおり、アンテナ１０から入力されるＦＭ変調波（受信電波）の中から所望の受信周波数（同調周波数）成分を抽出するとともに、抽出した信号に対して所定の周波数変換を行って、中間周波信号（ＩＦ信号）を出力する。
【００２１】
選局回路１４は、受信周波数を設定するためのものであり、フロントエンド部１２内の局部発振回路とともにＰＬＬ（位相同期ループ）を構成する。例えば、プログラマブルカウンタからなる分周回路を有しており、この分周比を制御部２８からの指示にしたがって変更することによりフロントエンド部１２内の局部発振回路の発振周波数を変えて、受信周波数を切り替える。
【００２２】
中間周波増幅回路１８は、フロントエンド部１２から出力される中間周波信号を増幅するとともに同調動作を行い、１０．７ＭＨｚ近傍の周波成分のみを出力する。また、本実施形態の中間周波増幅回路１８は、中間周波信号の平均レベルである実効値を検出するＳメータを内蔵している。
【００２３】
ＤＳＰ２０は、デジタル信号処理専用のプロセッサであり、入力される中間周波信号に基づいて各種処理を行い、ＦＭ検波された後のコンポジット信号を出力する。このＤＳＰ２０は、マルチパスキャンセラ（マルチパス干渉除去装置）２２とＦＭ検波回路２４を含んで構成されている。
【００２４】
マルチパスキャンセラ２２は、中間周波信号に含まれるマルチパス妨害によるノイズを除去する処理を行う。ＦＭ検波回路２４は、マルチパスキャンセラ２２から出力される中間周波信号に対してＦＭ検波処理を行い、コンポジット信号を出力する。
【００２５】
ステレオ復調回路２６は、ＦＭ検波回路２４から出力されるコンポジット信号を、ステレオ音声信号を構成するＬ信号とＲ信号に分離するステレオ復調処理を行う。制御部２８は、受信周波数の設定などＦＭ受信機１００の全体動作を制御する。
【００２６】
次に、ＤＳＰ２０に含まれているマルチパスキャンセラ２２の詳細な構成について説明する。図２は、マルチパスキャンセラ２２の詳細構成を示す図である。マルチパスキャンセラ２２は、アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換部５０、５１、レベル変動検出部５２、係数設定部５４、乗算部５６、減算部５８、遅延処理部６０を含んで構成されている。
【００２７】
アナログ−デジタル変換部５０は、中間周波増幅回路１８から出力されるアナログの中間周波信号をデジタルデータ（中間周波信号データ）に変換する。アナログ−デジタル変換部５１は、中間周波増幅回路１８内のＳメータの出力信号をデジタルデータ（Ｓメータ出力データ）に変換する。
【００２８】
レベル変動検出部５２は、アナログ−デジタル変換部５０から出力される中間周波信号データと、アナログ−デジタル変換部５１から出力されるＳメータ出力データとに基づいて、中間周波信号の信号レベルの変動分（レベル変動）を検出する。
【００２９】
係数設定部５４は、レベル変動検出部５２によって検出されるレベル変動の大きさに応じて所定の係数を設定し、乗算部５６に出力する。この係数設定部５４によって設定される係数が、遅延処理部６０から出力される信号の信号レベルを調整する際の「利得」になる。
【００３０】
図３は、係数設定部５４によって設定される係数の具体例を示す図である。図３に示すように、本実施形態の係数設定部５４は、レベル変動検出部５２によって検出されたレベル変動の大きさに応じて、０、０．２、０．４、０．６、０．８、１のいずれかの係数を選択して出力する。このように、予め用意されている離散的な複数の係数の１つを選択するという簡単な処理によって係数を設定することができるので、設定処理の簡略化が可能となる。なお、ここに示した係数の値は一例であり、これに限定されるものではない。
【００３１】
乗算部５６は、係数設定部５４から出力される所定の係数を遅延処理部６０から出力される信号（詳細は後述する）に対して乗算する演算処理を行う。この乗算部５６から出力される信号が、マルチパス干渉により生じる信号成分を予測した信号に対応している。減算部５８は、アナログ−デジタル変換部５０から出力される中間周波信号データから、乗算部５６から出力される、マルチパス干渉により生じる信号成分の予測データを減算する演算処理を行う。
【００３２】
遅延処理部６０は、減算部５８から出力される演算結果を所定時間だけ遅延させる処理を行う。具体的には、遅延処理部６０における遅延時間は、アンテナ１０に入力される直接波と、この直接波が建物等に反射された後にアンテナ１０に入力される反射波との到達時間の差に相当する時間が設定される。
【００３３】
次に、レベル変動検出部５２の詳細な構成について説明する。図４は、レベル変動検出部５２の詳細構成を示す図である。図４に示すレベル変動検出部５２は、ヒルベルト変換フィルタ７０、２つの二乗演算部７２、７４、加算部７６、平方根演算部７８、リミッタ８０、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）８２を含んで構成されている。
【００３４】
ヒルベルト変換フィルタ７０は、アナログ−デジタル変換部５０から入力される中間周波信号データに対してヒルベルト変換を行い、複素数表現された中間周波信号の実部（Ｉ）と虚部（Ｑ）を分離する。
二乗演算部７２は、ヒルベルト変換フィルタ７０から出力される中間周波信号の実部を二乗（Ｉ²）する演算を行う。二乗演算部７４は、ヒルベルト変換フィルタ７０から出力される中間周波信号の虚部を二乗（Ｑ²）する演算を行う。加算部７６は、二乗演算部７２、７４のそれぞれの演算結果を加算する。平方根演算部７８は、加算部７６によって得られた加算結果の平方根を求める演算を行うことにより、中間周波信号の信号レベルデータを出力する。このように、ヒルベルト変換を行うことにより中間周波信号の実部と虚部を分離し、これら実部と虚部のそれぞれの二乗和の平方根を求めるという数学的処理を行うことにより、中間周波信号の信号レベルを容易かつ確実に得ることができる。
【００３５】
リミッタ８０は、アナログ−デジタル変換部５１から入力されるＳメータ出力データ（中間周波信号の平均レベル）に基づいて、平方根演算部７８から出力される中間周波信号のレベル変動分に対して、所定の上限値と下限値を設定して出力値の範囲を制限する。具体的には、リミッタ８０は、入力されるＳメータ出力データに基づいて、中間周波信号の実効値に相当するオフセット値を設定し、このオフセット値を中心値とした所定範囲（例えば、オフセット値±０．０５Ｖ）に含まれるように出力値の範囲を制限する。ローパスフィルタ８２は、リミッタ８０から出力される信号の高域成分を除去することにより、中間周波信号のキャリア周波数以下の低域成分を通過させるフィルタリング処理を行う。このように、平方根演算部７８から出力される演算結果をリミッタ８０、ローパスフィルタ８２に通すことにより、演算結果が急激に変動したときに発生するマルチパスキャンセラ２２の過剰な反応を抑制することができ、動作の安定化を図ることが可能になる。特に、リミッタ８０による制限動作の上限値および下限値を中間周波信号の平均レベルに応じて可変に設定することにより、中間周波信号の実効値に応じて適切な制限を与えることが可能になり、さらに動作の安定化を図ることができる。
【００３６】
上述したレベル変動検出部５２、係数設定部５４、乗算部５６、遅延処理部６０がマルチパス予測手段に、減算部５８が信号除去手段に、遅延処理部６０が遅延手段に、レベル変動検出部５２、係数設定部５４、乗算部５６がレベル調整手段にそれぞれ対応している。また、レベル変動検出部５２がレベル変動検出手段に、係数設定部５４が利得設定手段に、二乗演算部７２、７４、加算部７６、平方根演算部７８が演算手段に、リミッタ８０が制限手段に、ローパスフィルタ８２が低域通過手段にそれぞれ対応している。
【００３７】
本実施形態のＦＭ受信機１００はこのような構成を有しており、次にその動作について説明する。
始めに、レベル変動検出部５２によって行われる動作の内容を説明する。図５は、レベル変動検出部５２に入力される、マルチパス干渉を受けた中間周波信号の一例を示す図である。図５において、横軸が時間に、縦軸が中間周波信号の信号レベルにそれぞれ対応している。マルチパス干渉を受けていない場合の中間周波信号は信号レベル（キャリア信号の包絡線）がほぼ一定となるが、マルチパス干渉を受けている場合には、直接波に対応する中間周波信号と建物等による反射波に対応する中間周波信号とが合成されるため、図５に示すように、中間周波増幅回路１８から出力される実際の中間周波信号の信号レベルは大きく変動する。
【００３８】
図６は、図５に示す中間周波信号が入力された場合のリミッタ８０の出力値を示す図である。図６において、横軸が時間に、縦軸がリミッタ８０の出力値（リミッタ出力）にそれぞれ対応している。図５に示した信号レベルの変動を有する中間周波信号データに対して、ヒルベルト変換フィルタ７０、二乗演算部７２、７４、加算部７６、平方根演算部７８のそれぞれを用いた演算処理を行うことにより、中間周波信号の平均レベル（実効値）にレベル変動分が重畳したような出力値が得られるが、この出力値は、レベル変動が大きくてそのままでは扱いにくい。そこで、リミッタ８０を用いて、中間周波信号の平均レベルを基準として上限値と下限値を設定して出力値の範囲を制限することにより、図６に示すリミッタ出力が得られる。
【００３９】
図７は、図６に示すリミッタ出力をローパスフィルタ８２に通した結果を示す図である。図７において、横軸が時間に、縦軸がローパスフィルタ８２の出力値（ＬＰＦ出力）をそれぞれ対応している。図６に示したリミッタ８０の出力値をローパスフィルタ８２に通すことによりキャリア周波数よりも高い周波数成分が除去され、図７に示すように、マルチパス干渉の程度を表す出力信号が得られる。すなわち、図５を参照しながら図７を見ると分かるように、マルチパス干渉を受けているときには、中間周波信号の信号レベルが大きく変動し、この大きな変動分に対応するように、ローパスフィルタ８２の出力値も大きく変化する。これに対し、マルチパス干渉を受けていないときには、中間周波信号の信号レベルがあまり変動せずにローパスフィルタ８２の出力値はほぼ０近傍の値となる。ローパスフィルタ８２の出力値が、レベル変動検出部５２による検出結果として係数設定部５４に入力される。
【００４０】
次に、マルチパスキャンセラ２２の全体動作について説明する。マルチパスキャンセラ２２の動作には、（１）入力される中間周波信号データに基づいてマルチパス干渉によって生じる信号成分を予測する第１のステップと、（２）予測した信号成分をマルチパス干渉を受けた中間周波信号データから除去する第２のステップとが含まれている。
【００４１】
第１のステップでは、まずマルチパス干渉に起因する中間周波信号のレベル変動がレベル変動検出部５２によって検出され、この検出されたレベル変動の大きさに基づいて係数設定部５４によりマルチパス干渉の程度が判定されて所定の係数（図３参照）が設定される。そして、係数設定部５４により設定された係数が、乗算部５６により遅延処理部６０から出力される中間周波信号に対して掛け合わされることにより、中間周波信号のレベル調整が行われる。すなわち、所定の遅延時間だけ遅延された中間周波信号のレベル調整が行われており、この処理によって、マルチパス干渉によって生じる信号成分が予測される。
【００４２】
第２のステップでは、アナログ−デジタル変換部５０から出力される現在の中間周波信号データから、第１のステップにおいて乗算部５６から出力される信号成分、すなわちマルチパス干渉によって生じる信号成分を予測した結果を除去する減算処理が減算部５８によって行われる。
【００４３】
上述した第１および第２のステップで説明した処理を行うことにより、マルチパス干渉により生じる信号成分、すなわち建物等に反射することにより所定時間だけ遅延し、信号レベルが変化してアンテナ１０に入力される反射波を復元することができる。したがって、この復元された信号成分を中間周波信号から除去することにより、マルチパス干渉を受ける以前の中間周波信号を復元することができる。
【００４４】
図８は、マルチパスキャンセラ２２の動作を検証したシミュレーション結果を示す図である。図８において、横軸が時間に、縦軸が被変調波信号の信号レベルにそれぞれ対応している。また、符号Ａ（一点鎖線）が付された特性線は被変調波として設定された１０ｋＨｚと５６ｋＨｚの正弦波を合成した信号であってＦＭ変調を行う前の信号を示している。符号Ｂ（実線）が付された特性線は本実施形態のマルチパスキャンセラ２２を用いてマルチパス干渉による影響を除去した後の信号であってＦＭ検波やステレオ復調が行われた後の信号を示している。符号Ｃ（点線）が付された特性線はマルチパス干渉による影響を除去していない信号であってＦＭ検波やステレオ復調が行われた後の信号を示している。
【００４５】
図８に示した符号Ａと符号Ｃの特性線を比べるとわかるように、マルチパス干渉を受けると、元の信号波形とはあまり相間のない信号に変化してしまい、受信信号の信号品質が低下することがわかる。これに対し、符号Ａと符号Ｂの特性線を比べると明らかなように、本実施形態のマルチパスキャンセラ２２を用いることにより、ほぼ正確に被変調波信号の波形を再現することができる。
【００４６】
このように、本実施形態のＦＭ受信機１００は、マルチパス干渉によって生じる信号成分を予測し、この信号成分を中間周波信号から除去しているので、マルチパス干渉を受けていない状態の中間周波信号を復元することができる。したがって、マルチパス干渉による影響を取り除くことにより、出力音声をステレオ音声からモノラル音声に切り替える処理や、出力音声の高域成分を減衰させる処理を行うことなく、出力音声の音質を向上させることが可能になる。また、マルチパスキャンセラ２２における処理をデジタル信号処理によって実現しているので、アナログ回路などを用いる場合に比較して、構成の簡略化が可能であるとともに特性のバラツキや経時変化が少なく、動作条件の微調整や設計変更なども容易になる利点がある。特に、デジタル信号処理専用のプロセッサであるＤＳＰを用いているので、処理の高速化や構成のさらなる簡略化が可能となる。しかも、マルチパスキャンセラ２２以外の構成が既にＤＳＰによって実現されている場合には、マルチパスキャンセラ２２の機能をこのＤＳＰに盛り込むだけでよいため、特別な構成を追加する必要がなく、ＦＭ受信機１００全体の装置構成を簡略化することができる。
【００４７】
ところで、上述したマルチパスキャンセラ２２では、中間周波増幅回路１８内のＳメータの出力信号に基づいて、レベル変動検出部５２内のリミッタ８０を動作させるようにしたが、このＳメータ出力信号の交流成分による影響やデジタル化することによる遅延時間等を考えると、同等の信号をマルチパスキャンセラ２２内で生成することが望ましい。
【００４８】
図９は、マルチパスキャンセラの変形例の詳細構成を示す図である。図９に示すマルチパスキャンセラ２２Ａは、図２に示したマルチパスキャンセラ２２に対して、Ａ／Ｄ変換部５１を省略するとともに、絶対値処理部６２とローパスフィルタ（ＬＰＦ）６４を追加した点が異なっている。
【００４９】
絶対値処理部６２は、マルチパスキャンセラ２２Ａの出力であるデジタルの中間周波信号（ＩＦ信号）の絶対値を求める。ローパスフィルタ６４は、絶対値処理部６２の出力を平滑する。この平滑されたローパスフィルタ６４の出力がレベル変動検出部５２内のリミッタ８０に入力される。
【００５０】
このように、マルチパスキャンセラ２２Ａ自身の出力に基づいて、レベル変動検出部５２内のリミッタ８０を動作させる信号を生成することにより、マルチパス妨害の検出からマルチパスキャンセルまでの一連の動作をマルチパスキャンセラ２２Ａ内で完結させることができる。これにより、中間周波増幅回路１８内のＳメータの交流成分による影響やデジタル化したときの遅延時間等を考慮する必要がなくなるため、マルチパスキャンセラ２２Ａおよびこれを用いたＦＭ受信機全体の設計が容易になる。
【００５１】
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内において種々の変形実施が可能である。例えば、上述した実施形態では、マルチパスキャンセラ２２をデジタル信号処理専用装置であるＤＳＰ２０内に設けて処理を行わせていたが、ＤＳＰを用いず、他のデジタル回路あるいはマイクロプロセッサによってマルチパスキャンセラ２２の機能を実現してもよい。また、アナログ回路を用いて同等の機能ブロックを構成してマルチパスキャンセラ２２の機能を実現してもよい。
【００５２】
上述した実施形態では、マルチパスキャンセラ２２とＦＭ検波回路２４がＤＳＰ２０に含まれていたが、ＤＳＰ２０に含ませる機能ブロックの範囲はこれに限定されるものではなく種々の変形例が考えられる。例えば、マルチパスキャンセラ２２のみをＤＳＰにより実現し、ＦＭ検波回路およびそれ以降の機能ブロックはアナログ回路によって実現してもよい。また、マルチパスキャンセラ２２とＦＭ検波回路２４に加えて、後段のステレオ復調回路２６や、図示しないその他の機能ブロック（例えば、出力音声の音質等を調整する機能ブロックなど）などを全てＤＳＰによって実現してもよい。
【００５３】
また、本発明は、ＦＭ放送の電波を受信するＦＭ受信機の他にも、ＦＭ変調波を受信するＦＭ受信機の全般に広く適用することができる。
【００５４】
【発明の効果】
上述したように、本発明によれば、マルチパス干渉によって生じる信号成分が予測され、この信号成分が中間周波信号から除去されるので、マルチパス干渉を受けていない中間周波信号を復元することができる。したがって、出力音声をステレオ音声からモノラル音声に切り替える処理や、出力音声の高域成分を減衰させる処理などを行うことなく、出力音声の音質を向上させることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】一実施形態のＦＭ受信機の構成を示す図である。
【図２】マルチパスキャンセラの詳細構成を示す図である。
【図３】係数設定部によって設定される係数の具体例を示す図である。
【図４】レベル変動検出部の詳細構成を示す図である。
【図５】マルチパス干渉を受けた中間周波信号の一例を示す図である。
【図６】リミッタの出力値を示す図である。
【図７】リミッタ出力をローパスフィルタに通した結果を示す図である。
【図８】マルチパスキャンセラの動作を検証したシミュレーション結果を示す図である。
【図９】マルチパスキャンセラの変形例の詳細構成を示す図である。
【符号の説明】
１８中間周波増幅回路
２０ＤＳＰ（デジタル信号処理装置）
２２マルチパスキャンセラ
２４ＦＭ検波回路
５０、５１アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換部
５２レベル変動検出部
５４係数設定部
５６乗算部
５８減算部
６０遅延処理部
７０ヒルベルト変換フィルタ
７２、７４二乗演算部
７６加算部
７８平方根演算部
８０リミッタ
８２ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１００ＦＭ受信機[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a multipath interference canceling apparatus and method for an FM receiver that eliminates the effects of multipath interference occurring in the FM receiver.
[0002]
[Prior art]
In an FM receiver, a reflected wave generated by reflecting the direct wave on a building or the like interferes with an FM modulated wave (direct wave) transmitted from the transmitting antenna and directly input to the receiving antenna. As a result, a phenomenon called multipath interference in which a change in amplitude or phase occurs in the received signal and noise is generated in the output sound is known. For this reason, in a conventional FM receiver, when multipath interference is detected, the output sound is switched from stereo output to monaural output, or the high frequency component of the output sound is attenuated to give a noise feeling to the user. Is reduced.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the case of reducing the noise feeling due to multipath interference using the above-described conventional technology, the output sound is switched from stereo sound to monaural sound, so that the stereo feeling is lost or the high frequency component is attenuated. There has been a problem that the sound quality of the output sound is deteriorated, such as a feeling of being voluminous.
[0004]
The present invention was created in view of the above points, and an object of the present invention is to provide a multipath interference canceling apparatus for an FM receiver that can improve the sound quality of output speech by removing the influence of multipath interference. And to provide a method.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problem, the multipath interference canceling apparatus for an FM receiver according to the present invention predicts a signal component caused by multipath interference by multipath prediction means, The signal component predicted by the path prediction unit is removed by the signal removal unit. By predicting the signal component generated by multipath interference and removing it from the intermediate frequency signal, it is possible to restore the intermediate frequency signal not subjected to multipath interference. Therefore, it is possible to improve the sound quality of the output sound without performing the process of switching the output sound from stereo sound to monaural sound or the process of attenuating the high frequency component of the output sound.
[0006]
The multipath prediction unit described above preferably includes a delay unit that delays the signal output from the signal removal unit for a predetermined time, and a level adjustment unit that adjusts the level of the signal delayed by the delay unit. By adjusting the signal level after delaying the signal output from the signal removing means for a predetermined time, the signal component generated by multipath interference, that is, the direct wave is reflected by the building etc. and delayed by a predetermined time. A signal generated by changing the signal level can be reproduced. Therefore, by removing the reproduced signal from the intermediate frequency signal, it is possible to restore the signal before receiving the multipath interference.
[0007]
The level adjusting means described above includes a level fluctuation detecting means for detecting a fluctuation in the signal level of the intermediate frequency signal, and a gain for performing the level adjustment according to the level fluctuation level detected by the level fluctuation detecting means. It is desirable to adjust the level of the signal after being delayed by the delay means with the gain set by the gain setting means. Since the signal level of the intermediate frequency signal fluctuates due to multipath interference, it is possible to accurately detect the presence or degree of multipath interference by detecting the fluctuation of the signal level of the intermediate frequency signal.
[0008]
The level fluctuation detecting means described above preferably detects the signal level based on the real part and the imaginary part of the intermediate frequency signal. In general, various signals can be represented by complex numbers, and the signal level can be accurately detected by extracting the real and imaginary parts of the complex numbers. Specifically, it is desirable that the level fluctuation detection means includes a Hilbert transform filter that separates the real part and the imaginary part, and an arithmetic means that obtains the square root after obtaining the square sum of the real part and the imaginary part. . The real part and the imaginary part of the input signal can be separated by the Hilbert transform filter, and the signal level (magnitude) of the input signal can be easily obtained by calculating the square root of these square sums.
[0009]
The level fluctuation detecting means described above includes a limiting means for setting a predetermined upper limit value and a lower limit value for the calculation result of the calculating means to limit the range of the output value, and a low frequency for the output value of the limiting means. It is desirable to further include low-pass means for passing only the components. As a result, it is possible to suppress an excessive reaction that occurs when the calculation result of the level fluctuation changes abruptly, and to stabilize the operation.
[0010]
It is desirable that the limiting means described above set the upper limit value and the lower limit value variably according to the average level of the intermediate frequency signal. As a result, it is possible to give an appropriate limit according to the average level of the intermediate frequency signal, and further to stabilize the operation. As the average level of the intermediate frequency signal used here, for example, the output value of an S meter that detects the effective value of the intermediate frequency signal may be used.
[0011]
Further, it is desirable that the above-described limiting means variably set the upper limit value and the lower limit value based on the signal output from the signal removal means. Alternatively, it is desirable that the limiting unit described above variably sets the upper limit value and the lower limit value based on the result of smoothing the absolute value of the signal output from the signal removal unit. The signal output from the signal removal means is a signal obtained by removing the multipath interference from the intermediate frequency signal input to the multipath interference cancellation apparatus of the present invention, and after such multipath interference is removed. By using the intermediate frequency signal, specifically, by using the result obtained by smoothing the absolute value of the intermediate frequency signal, it becomes possible to give an appropriate limit according to the average level of the intermediate frequency signal by the limiting means. Thus, the operation can be further stabilized. In addition, for example, unlike the case of obtaining the average level of the intermediate frequency signal based on the analog output signal of the S meter, the influence of the AC component included in the output of the S meter, the delay time when the analog output is digitized, etc. Since there is no need to consider this, the design of the multipath interference canceller and the entire FM receiver using the multipath interference canceller becomes easy.
[0012]
The gain setting means described above preferably selects one of a plurality of discrete gains prepared in advance within a range of 1 to 0 according to the level fluctuation of the intermediate frequency signal. This makes it possible to simplify the process for setting the gain.
[0013]
The multipath prediction means and the signal removal means are preferably realized by digital signal processing. By adopting digital signal processing, it is possible to simplify the configuration compared to the case of using analog circuits, etc., and there is almost no variation in characteristics or changes over time, making it easy to adjust operating conditions and change design. Become.
[0014]
The digital signal processing described above is preferably performed using a digital signal processing device. By using a digital signal processor (DSP), the processing speed can be increased and the configuration can be simplified. In particular, when another configuration of the FM receiver is performed by a digital signal processing device, the operation of the present invention can be performed using the digital signal processing device, and in this case, a special configuration needs to be added. Therefore, the device configuration of the entire FM receiver can be simplified.
[0015]
The FM receiver multipath interference canceling method according to the present invention includes a first step of predicting a signal component caused by multipath interference based on an input intermediate frequency signal, and the predicted signal component as multipath interference. A second step of removing the received intermediate frequency signal from the received intermediate frequency signal. Since the signal component generated by the multipath interference is predicted and the signal component is removed from the intermediate frequency signal, the intermediate frequency signal in a state where the multipath interference is not received can be restored. Therefore, it is possible to improve the sound quality of the output sound without performing the process of switching the output sound from stereo sound to monaural sound or the process of attenuating the high frequency component of the output sound.
[0016]
In the first step described above, it is desirable to predict a signal component caused by multipath interference by delaying the signal generated in the second step by the delay time of the received radio wave. By delaying the signal generated in the second step by a predetermined delay time, a signal component caused by multipath interference, that is, a reflection obtained by delaying the signal by a predetermined time by reflecting a direct wave on a building or the like. Waves can be reproduced. Therefore, by removing the reproduced signal from the intermediate frequency signal, it is possible to restore the signal before receiving the multipath interference.
[0017]
In the first step described above, it is desirable to determine the degree of multipath interference according to the magnitude of the change in the signal level of the intermediate frequency signal and adjust the level of the signal after being delayed by the delay time. . The signal level of the intermediate frequency signal is almost constant when it is not subjected to multipath interference, but when it is subjected to multipath interference, the amount of fluctuation varies depending on the degree. By adjusting the level of the delayed signal in accordance with the signal level fluctuation, the signal component caused by multipath interference can be accurately predicted.
[0018]
In the first step, the Hilbert transform is performed on the intermediate frequency signal to separate the real part and the imaginary part, and the degree of multipath interference is determined by obtaining the square root of the square sum of these. Is desirable. The real part and the imaginary part of the intermediate frequency signal can be separated by the Hilbert transform, and the signal level of the intermediate frequency signal can be easily obtained by calculating the square root of these square sums.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an FM receiver according to an embodiment to which the present invention is applied will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of an FM receiver according to an embodiment. An FM receiver 100 shown in FIG. 1 includes an antenna 10, a front end unit (F / E) 12, a channel selection circuit 14, an intermediate frequency amplification circuit 18, a DSP (digital signal processing device) 20, a stereo demodulation circuit 26, and a control unit. 28 is comprised.
[0020]
The front end unit 12 includes an antenna tuning circuit, a harmonic amplification circuit, a local oscillation circuit, a mixing circuit, and the like, and a desired reception frequency (tuning frequency) from FM modulated waves (received radio waves) input from the antenna 10. ) The component is extracted, and a predetermined frequency conversion is performed on the extracted signal to output an intermediate frequency signal (IF signal).
[0021]
The channel selection circuit 14 is for setting the reception frequency, and constitutes a PLL (phase locked loop) together with the local oscillation circuit in the front end unit 12. For example, it has a frequency dividing circuit composed of a programmable counter, and by changing the frequency dividing ratio according to an instruction from the control unit 28, the oscillation frequency of the local oscillation circuit in the front end unit 12 is changed, and the reception frequency Switch.
[0022]
The intermediate frequency amplifier circuit 18 amplifies the intermediate frequency signal output from the front end unit 12 and performs a tuning operation, and outputs only a frequency component near 10.7 MHz. Further, the intermediate frequency amplification circuit 18 of the present embodiment incorporates an S meter that detects an effective value that is an average level of the intermediate frequency signal.
[0023]
The DSP 20 is a processor dedicated to digital signal processing, performs various processes based on an input intermediate frequency signal, and outputs a composite signal after FM detection. The DSP 20 includes a multipath scan cera (multipath interference canceller) 22 and an FM detection circuit 24.
[0024]
The multipath scan cella 22 performs processing for removing noise caused by multipath interference included in the intermediate frequency signal. The FM detection circuit 24 performs FM detection processing on the intermediate frequency signal output from the multipath scan celler 22 and outputs a composite signal.
[0025]
The stereo demodulation circuit 26 performs a stereo demodulation process for separating the composite signal output from the FM detection circuit 24 into an L signal and an R signal that constitute a stereo audio signal. The control unit 28 controls the overall operation of the FM receiver 100 such as setting the reception frequency.
[0026]
Next, a detailed configuration of the multipath scanceller 22 included in the DSP 20 will be described. FIG. 2 is a diagram showing a detailed configuration of the multipath scan 22. The multipath scanceller 22 includes analog-digital (A / D) conversion units 50 and 51, a level fluctuation detection unit 52, a coefficient setting unit 54, a multiplication unit 56, a subtraction unit 58, and a delay processing unit 60. .
[0027]
The analog-digital conversion unit 50 converts the analog intermediate frequency signal output from the intermediate frequency amplifier circuit 18 into digital data (intermediate frequency signal data). The analog-digital converter 51 converts the output signal of the S meter in the intermediate frequency amplifier circuit 18 into digital data (S meter output data).
[0028]
The level fluctuation detection unit 52 varies the signal level of the intermediate frequency signal based on the intermediate frequency signal data output from the analog-digital conversion unit 50 and the S meter output data output from the analog-digital conversion unit 51. Detect minute (level fluctuation).
[0029]
The coefficient setting unit 54 sets a predetermined coefficient according to the level fluctuation level detected by the level fluctuation detection unit 52, and outputs it to the multiplication unit 56. The coefficient set by the coefficient setting unit 54 becomes “gain” when adjusting the signal level of the signal output from the delay processing unit 60.
[0030]
FIG. 3 is a diagram illustrating a specific example of coefficients set by the coefficient setting unit 54. As shown in FIG. 3, the coefficient setting unit 54 of the present embodiment has 0, 0.2, 0.4, 0.6, 0 depending on the level fluctuation level detected by the level fluctuation detection unit 52. .8, Select one of the coefficients 1 and output. As described above, since the coefficient can be set by a simple process of selecting one of a plurality of discrete coefficients prepared in advance, the setting process can be simplified. In addition, the value of the coefficient shown here is an example, and is not limited to this.
[0031]
The multiplication unit 56 performs a calculation process of multiplying a predetermined coefficient output from the coefficient setting unit 54 by a signal (details will be described later) output from the delay processing unit 60. The signal output from the multiplier 56 corresponds to a signal in which a signal component generated by multipath interference is predicted. The subtracting unit 58 performs arithmetic processing for subtracting the prediction data of the signal component generated by multipath interference output from the multiplying unit 56 from the intermediate frequency signal data output from the analog-digital converting unit 50.
[0032]
The delay processing unit 60 performs a process of delaying the calculation result output from the subtraction unit 58 by a predetermined time. Specifically, the delay time in the delay processing unit 60 is the difference in arrival time between the direct wave input to the antenna 10 and the reflected wave input to the antenna 10 after the direct wave is reflected on a building or the like. The corresponding time is set.
[0033]
Next, a detailed configuration of the level fluctuation detection unit 52 will be described. FIG. 4 is a diagram illustrating a detailed configuration of the level fluctuation detection unit 52. 4 includes a Hilbert transform filter 70, two square calculation units 72 and 74, an addition unit 76, a square root calculation unit 78, a limiter 80, and a low-pass filter (LPF) 82. The level fluctuation detection unit 52 shown in FIG. .
[0034]
The Hilbert transform filter 70 performs Hilbert transform on the intermediate frequency signal data input from the analog-digital conversion unit 50, and separates the real part (I) and the imaginary part (Q) of the intermediate frequency signal expressed in a complex number. .
The square calculation unit 72 squares the real part of the intermediate frequency signal output from the Hilbert transform filter 70 (I ² ). The square calculation unit 74 squares the imaginary part of the intermediate frequency signal output from the Hilbert transform filter 70 (Q ² ). The adding unit 76 adds the calculation results of the square calculation units 72 and 74. The square root calculation unit 78 outputs signal level data of the intermediate frequency signal by performing calculation for obtaining the square root of the addition result obtained by the addition unit 76. Thus, the intermediate frequency signal is obtained by performing a mathematical process of separating the real part and the imaginary part of the intermediate frequency signal by performing the Hilbert transform and obtaining the square root of each square sum of the real part and the imaginary part. The signal level can be easily and reliably obtained.
[0035]
Based on the S meter output data (average level of the intermediate frequency signal) input from the analog-digital conversion unit 51, the limiter 80 is predetermined for the level fluctuation of the intermediate frequency signal output from the square root calculation unit 78. Set the upper and lower limit values to limit the output value range. Specifically, the limiter 80 sets an offset value corresponding to the effective value of the intermediate frequency signal based on the input S meter output data, and a predetermined range (for example, an offset value) with the offset value as a center value. The range of the output value is limited to be included in ± 0.05V). The low-pass filter 82 performs a filtering process of passing a low-frequency component below the carrier frequency of the intermediate frequency signal by removing the high-frequency component of the signal output from the limiter 80. In this way, by passing the calculation result output from the square root calculation unit 78 through the limiter 80 and the low-pass filter 82, it is possible to suppress an excessive reaction of the multipath scanceller 22 that occurs when the calculation result fluctuates rapidly. This makes it possible to stabilize the operation. In particular, by setting the upper limit value and lower limit value of the limit operation by the limiter 80 variably according to the average level of the intermediate frequency signal, it becomes possible to give an appropriate limit according to the effective value of the intermediate frequency signal, Furthermore, the operation can be stabilized.
[0036]
The level fluctuation detection unit 52, coefficient setting unit 54, multiplication unit 56, and delay processing unit 60 described above are a multipath prediction unit, a subtraction unit 58 is a signal removal unit, a delay processing unit 60 is a delay unit, and a level variation detection unit. 52, a coefficient setting unit 54, and a multiplication unit 56 respectively correspond to the level adjusting means. Further, the level fluctuation detection unit 52 is a level fluctuation detection unit, the coefficient setting unit 54 is a gain setting unit, the square calculation units 72 and 74, the addition unit 76, and the square root calculation unit 78 are calculation units, and the limiter 80 is a limiting unit. The low-pass filter 82 corresponds to the low-pass means.
[0037]
The FM receiver 100 of this embodiment has such a configuration, and the operation thereof will be described next.
First, the contents of the operation performed by the level fluctuation detection unit 52 will be described. FIG. 5 is a diagram illustrating an example of an intermediate frequency signal subjected to multipath interference, which is input to the level fluctuation detection unit 52. In FIG. 5, the horizontal axis corresponds to time, and the vertical axis corresponds to the signal level of the intermediate frequency signal. The signal level (carrier signal envelope) of the intermediate frequency signal when it is not subject to multipath interference is almost constant, but when it is subject to multipath interference, the intermediate frequency signal corresponding to the direct wave and the building As shown in FIG. 5, the signal level of the actual intermediate frequency signal output from the intermediate frequency amplifier circuit 18 varies greatly.
[0038]
FIG. 6 is a diagram showing an output value of the limiter 80 when the intermediate frequency signal shown in FIG. 5 is input. In FIG. 6, the horizontal axis corresponds to time, and the vertical axis corresponds to the output value (limiter output) of the limiter 80. By performing arithmetic processing using the Hilbert transform filter 70, the square calculation units 72 and 74, the addition unit 76, and the square root calculation unit 78 on the intermediate frequency signal data having the signal level fluctuation shown in FIG. An output value in which the level fluctuation is superimposed on the average level (effective value) of the intermediate frequency signal is obtained, but this output value is difficult to handle as it is because of the large level fluctuation. Therefore, the limiter output shown in FIG. 6 is obtained by using the limiter 80 to limit the output value range by setting the upper limit value and the lower limit value based on the average level of the intermediate frequency signal.
[0039]
FIG. 7 is a diagram showing a result of passing the limiter output shown in FIG. In FIG. 7, the horizontal axis corresponds to time, and the vertical axis corresponds to the output value (LPF output) of the low-pass filter 82. By passing the output value of the limiter 80 shown in FIG. 6 through the low-pass filter 82, frequency components higher than the carrier frequency are removed, and an output signal representing the degree of multipath interference is obtained as shown in FIG. That is, as can be seen from FIG. 7 with reference to FIG. 5, when receiving multipath interference, the signal level of the intermediate frequency signal greatly fluctuates, and the low-pass filter 82 corresponds to this large fluctuation. The output value of also changes greatly. On the other hand, when the multipath interference is not received, the signal level of the intermediate frequency signal does not fluctuate so much and the output value of the low-pass filter 82 is a value near zero. The output value of the low-pass filter 82 is input to the coefficient setting unit 54 as a detection result by the level fluctuation detection unit 52.
[0040]
Next, the overall operation of the multipath scan 22 will be described. The operation of the multipath scan 22 includes (1) a first step of predicting a signal component caused by multipath interference based on input intermediate frequency signal data, and (2) multipath interference of the predicted signal component. A second step of removing from the received intermediate frequency signal data.
[0041]
In the first step, first, the level fluctuation of the intermediate frequency signal due to the multipath interference is detected by the level fluctuation detecting unit 52, and the coefficient setting unit 54 determines the multipath interference level based on the detected level fluctuation magnitude. The degree is determined and a predetermined coefficient (see FIG. 3) is set. Then, the coefficient set by the coefficient setting unit 54 is multiplied by the intermediate frequency signal output from the delay processing unit 60 by the multiplication unit 56, thereby adjusting the level of the intermediate frequency signal. That is, the level adjustment of the intermediate frequency signal delayed by a predetermined delay time is performed, and a signal component caused by multipath interference is predicted by this processing.
[0042]
In the second step, the signal component output from the multiplier 56 in the first step, that is, the signal component caused by multipath interference is predicted from the current intermediate frequency signal data output from the analog-digital conversion unit 50. A subtraction process for removing the result is performed by the subtraction unit 58.
[0043]
By performing the processing described in the first and second steps described above, the signal component generated by multipath interference, that is, reflected by a building or the like is delayed by a predetermined time, and the signal level is changed and input to the antenna 10. The reflected wave can be restored. Therefore, by removing the restored signal component from the intermediate frequency signal, it is possible to restore the intermediate frequency signal before being subjected to multipath interference.
[0044]
FIG. 8 is a diagram illustrating a simulation result in which the operation of the multipath scan cella 22 is verified. In FIG. 8, the horizontal axis corresponds to time, and the vertical axis corresponds to the signal level of the modulated wave signal. A characteristic line to which a symbol A (a chain line) is attached indicates a signal obtained by synthesizing a sine wave of 10 kHz and 56 kHz set as a modulated wave and before FM modulation. A characteristic line to which a reference symbol B (solid line) is attached is a signal after the influence of multipath interference is removed using the multipath scanceller 22 of the present embodiment, and the signal after FM detection or stereo demodulation is performed. Show. A characteristic line to which a code C (dotted line) is attached indicates a signal from which the influence of multipath interference has not been removed, and has undergone FM detection and stereo demodulation.
[0045]
As can be seen by comparing the characteristic lines of code A and code C shown in FIG. 8, when the multipath interference is received, the original signal waveform changes to a signal that is not much in phase, and the signal quality of the received signal is reduced. It turns out that it falls. On the other hand, as apparent from the comparison of the characteristic lines of the code A and the code B, the waveform of the modulated wave signal can be reproduced almost accurately by using the multipath scanrer 22 of the present embodiment.
[0046]
As described above, the FM receiver 100 according to the present embodiment predicts a signal component caused by multipath interference and removes the signal component from the intermediate frequency signal. Therefore, the intermediate frequency in a state where the multipath interference is not received. The signal can be restored. Therefore, by removing the influence of multipath interference, it is possible to improve the sound quality of the output sound without performing the process of switching the output sound from stereo sound to monaural sound or the process of attenuating the high frequency components of the output sound. become. In addition, since the processing in the multipath scan cella 22 is realized by digital signal processing, the configuration can be simplified and the variation in characteristics and change with time can be reduced as compared with the case where an analog circuit or the like is used. There is an advantage that fine adjustment and design change can be facilitated. In particular, since a DSP, which is a processor dedicated to digital signal processing, is used, the processing speed can be increased and the configuration can be further simplified. In addition, if a configuration other than the multipath scan 22 has already been realized by the DSP, it is only necessary to incorporate the function of the multipath scan 22 in this DSP. The apparatus configuration of the entire 100 can be simplified.
[0047]
By the way, in the multipath scancella 22 described above, the limiter 80 in the level fluctuation detection unit 52 is operated based on the output signal of the S meter in the intermediate frequency amplifier circuit 18. Considering the influence of the components, the delay time due to digitization, and the like, it is desirable to generate an equivalent signal in the multipath scan 22.
[0048]
FIG. 9 is a diagram showing a detailed configuration of a modified example of the multipath scancera. The multipass scan cell 22A shown in FIG. 9 omits the A / D conversion unit 51 and adds an absolute value processing unit 62 and a low pass filter (LPF) 64 to the multi pass scan cella 22 shown in FIG. Is different.
[0049]
The absolute value processing unit 62 calculates the absolute value of the digital intermediate frequency signal (IF signal) that is the output of the multipath scan 22A. The low pass filter 64 smoothes the output of the absolute value processing unit 62. The smoothed output of the low-pass filter 64 is input to the limiter 80 in the level fluctuation detection unit 52.
[0050]
In this way, by generating a signal for operating the limiter 80 in the level fluctuation detector 52 based on the output of the multipath scan 22A itself, a series of operations from detection of multipath interference to multipath cancellation can be performed. It can be completed in the passscancera 22A. This eliminates the need to consider the influence of the AC component of the S meter in the intermediate frequency amplifier circuit 18, the delay time when digitized, and the like, so that the multipath scan 22A and the entire FM receiver using the same can be designed. It becomes easy.
[0051]
In addition, this invention is not limited to the said embodiment, A various deformation | transformation implementation is possible within the range of the summary of this invention. For example, in the above-described embodiment, the multipath scan cera 22 is provided in the DSP 20 which is a digital signal processing dedicated device, and the processing is performed. The function may be realized. Further, the function of the multipath scan 22 may be realized by configuring an equivalent functional block using an analog circuit.
[0052]
In the above-described embodiment, the multipath scan cell 22 and the FM detection circuit 24 are included in the DSP 20, but the range of functional blocks included in the DSP 20 is not limited to this, and various modifications can be considered. For example, only the multipath scan 22 may be realized by a DSP, and the FM detection circuit and subsequent functional blocks may be realized by an analog circuit. In addition to the multipath scan 22 and the FM detection circuit 24, the stereo demodulation circuit 26 in the subsequent stage and other functional blocks (not shown) such as a functional block for adjusting the sound quality of the output sound are all realized by the DSP. May be.
[0053]
The present invention can be widely applied to all FM receivers that receive FM modulated waves in addition to FM receivers that receive FM broadcast radio waves.
[0054]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a signal component caused by multipath interference is predicted, and this signal component is removed from the intermediate frequency signal. Therefore, it is possible to restore the intermediate frequency signal that has not been subjected to multipath interference. it can. Therefore, it is possible to improve the sound quality of the output sound without performing the process of switching the output sound from stereo sound to monaural sound or the process of attenuating the high frequency component of the output sound.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of an FM receiver according to an embodiment.
FIG. 2 is a diagram showing a detailed configuration of a multipath scancella.
FIG. 3 is a diagram illustrating a specific example of coefficients set by a coefficient setting unit.
FIG. 4 is a diagram showing a detailed configuration of a level fluctuation detection unit.
FIG. 5 is a diagram illustrating an example of an intermediate frequency signal subjected to multipath interference.
FIG. 6 is a diagram illustrating an output value of a limiter.
FIG. 7 is a diagram illustrating a result of passing a limiter output through a low-pass filter.
FIG. 8 is a diagram showing a simulation result in which the operation of the multipath scan cell is verified.
FIG. 9 is a diagram illustrating a detailed configuration of a modified example of the multipath scan cell.
[Explanation of symbols]
18 Intermediate frequency amplifier circuit
20 DSP (digital signal processor)
22 Multipath Scancera
24 FM detection circuit
50, 51 Analog-digital (A / D) converter
52 Level fluctuation detector
54 Coefficient setting part
56 Multiplier
58 Subtraction part
60 Delay processing section
70 Hilbert transform filter
72, 74 square calculation unit
76 Adder
78 Square root operation section
80 limiter
82 Low-pass filter (LPF)
100 FM receiver

Claims

Multipath interference of FM receiver comprising: multipath prediction means for predicting signal components caused by multipath interference; and signal removal means for removing signal components predicted by the multipath prediction means from an input intermediate frequency signal. In the removal device,
The multipath prediction means includes delay means for delaying the signal output from the signal removal means for a predetermined time, and level adjustment means for adjusting the level of the signal delayed by the delay means,
The level adjusting means includes a level fluctuation detecting means for detecting a fluctuation in the signal level of the intermediate frequency signal, and a gain for performing level adjustment according to the level fluctuation level detected by the level fluctuation detecting means. A gain setting means for setting the level of the signal after being delayed by the delay means, with the gain set by the gain setting means,
The level fluctuation detecting means includes a Hilbert transform filter that separates a real part and an imaginary part of the intermediate frequency signal, an arithmetic means that obtains a square root after obtaining a square sum of the real part and the imaginary part, and Limiting means for limiting the range of the output value by setting a predetermined upper limit value and lower limit value for the calculation result, and low-pass means for allowing only the low-frequency component to pass through the output value of the limiting means , Detecting the signal level based on the real part and the imaginary part,
It said limiting means, the multipath interference canceller of FM receiver, characterized in that you set variably according to the upper limit value and the lower limit to the average level of the intermediate frequency signal.

Multipath interference of FM receiver comprising: multipath prediction means for predicting signal components caused by multipath interference; and signal removal means for removing signal components predicted by the multipath prediction means from an input intermediate frequency signal. In the removal device,
The multipath prediction means includes delay means for delaying the signal output from the signal removal means for a predetermined time, and level adjustment means for adjusting the level of the signal delayed by the delay means,
The level adjusting means includes a level fluctuation detecting means for detecting a fluctuation in the signal level of the intermediate frequency signal, and a gain for performing level adjustment according to the level fluctuation level detected by the level fluctuation detecting means. A gain setting means for setting the level of the signal after being delayed by the delay means, with the gain set by the gain setting means,
The level fluctuation detecting means includes a Hilbert transform filter that separates a real part and an imaginary part of the intermediate frequency signal, an arithmetic means that obtains a square root after obtaining a square sum of the real part and the imaginary part, and Limiting means for limiting the range of the output value by setting a predetermined upper limit value and lower limit value for the calculation result, and low-pass means for allowing only the low-frequency component to pass through the output value of the limiting means , Detecting the signal level based on the real part and the imaginary part,
Said limiting means on the basis of a signal output from said signal removal means, the multipath interference canceller of FM receiver characterized to settings which varies the upper limit value and the lower limit value.

Multipath interference of FM receiver comprising: multipath prediction means for predicting signal components caused by multipath interference; and signal removal means for removing signal components predicted by the multipath prediction means from an input intermediate frequency signal. In the removal device,
The multipath prediction means includes delay means for delaying the signal output from the signal removal means for a predetermined time, and level adjustment means for adjusting the level of the signal delayed by the delay means,
The level adjusting means includes a level fluctuation detecting means for detecting a fluctuation in the signal level of the intermediate frequency signal, and a gain for performing level adjustment according to the level fluctuation level detected by the level fluctuation detecting means. A gain setting means for setting the level of the signal after being delayed by the delay means, with the gain set by the gain setting means,
The level fluctuation detecting means includes a Hilbert transform filter that separates a real part and an imaginary part of the intermediate frequency signal, an arithmetic means that obtains a square root after obtaining a square sum of the real part and the imaginary part, and Limiting means for limiting the range of the output value by setting a predetermined upper limit value and lower limit value for the calculation result, and low-pass means for allowing only the low-frequency component to pass through the output value of the limiting means , Detecting the signal level based on the real part and the imaginary part,
The limiting means variably sets the upper limit value and the lower limit value based on a result obtained by smoothing an absolute value of a signal output from the signal removal means, and multipath interference cancellation for an FM receiver apparatus.

In any one of Claims 1-3,
The gain setting means selects one of a plurality of discrete gains prepared in advance within a range of 1 to 0 according to the level fluctuation level. Path interference canceller.

In any one of Claims 1-4,
A multipath interference canceling apparatus for an FM receiver, wherein the multipath predicting means and the signal canceling means are realized by digital signal processing.

In claim 5,
A multipath interference canceling apparatus for an FM receiver, wherein the digital signal processing is performed using a digital signal processing apparatus.