JP3834300B2 - Active noise control device - Google Patents

Description

【００２６】
一方、適応フィルタ係数ｗ_mi(n)は時々刻々と更新されていくが、その更新は、各マイクロフォン１２の音圧信号をｅ_l(n)(l=0〜2)としたとき、次式で示す評価関数Ｊ(n)が最小値となるように更新される。
【００２７】
【数２】

【００２８】
すなわち、マイクロフォン１２で検出する音圧信号ｅ_l(n)５の二乗総和値と、制御音信号ｙ_m(n)３の二乗総和値との加算値を評価関数とした場合、この値が最小になるということは、最小の制御音の出力で、検出される音圧を最小にするような適応フィルタを生成するように、適応フィルタ係数が更新されていくことを意味する。
【００２９】
ここで、ａ、ｂは係数であり、各項の影響の度合いを調整するための係数である。例えば、ａが相対的に大きい場合には、制御音信号ｙ_m(n)が多少大きくなっても音圧信号ｅ_l(n)がより小さくなるように調整される。
【００３０】
この更新式は、評価関数Ｊをフィルタ係数ｗ_miで偏微分することにより求められ、次式で得られる。
【００３１】
【数３】

【００３２】
上式で音圧信号(エラ−信号)ｅ_l(n)は、制御音ｄ_cl(n)と被制御音ｄ_ol(n)の和
【００３３】
【数４】

【００３４】
で表される。ここで、制御音ｄ_clは、各ラウドスピーカへの出力の和
【００３５】
【数５】

【００３６】
であり、数１のｙmの式と合わせて次式が得られる。
【００３７】
【数６】

【００３８】
但し、ｃ^_lmjは、ｍ番目スピ−カとｌ番目マイクロフォン間の音響伝達系のインパルスレスポンス関数で、タップＪ個のＦＩＲフィルタで表現されている。
【００３９】
次に、ＬＭＳ適応制御アルゴリズムでの適応フィルタ更新の一般式、即ち、
【００４０】
【数７】

【００４１】
（μは係数)
を用いると次式を得る。
【００４２】
【数８】

【００４３】
ここで、α＝２ａμ、β＝−２ｂμ
である。
【００４４】
ここで、ｒ(n)は、フィルタ−ドＸ信号であり、αは収束係数、βは抑制係数とも呼ばれ、各々適応フィルタの成長を進める、および、抑える作用の度合いを調節するための係数である。
【００４５】
制御音と被制御音がうまく干渉しあって、騒音低減を行なうためには、基準信号、もしくは、その基になる参照信号の中に、被制御音に対して充分相関性が高い成分が含まれていなければならない。
【００４６】
通常、２つの信号間の相関性の度合を表す指標として「コヒーレンス」と称される、０〜１の間の値を取る無次元量が定義されている。厳密な理論解析の結果から、ＬＭＳ適応制御アルゴリズムに基づく能動騒音制御システムによる騒音低減量は、このコヒーレンスの値で決定されることが分かっている。
【００４７】
図３６に示すような、自動車の車室内に設けた能動騒音制御装置１００においては、エンジンの回転振動に伴う騒音が制御対象になっており、エンジン回転信号を参照信号として供給し、これに同期した正弦波信号を生成することにより、エンジン騒音成分に対してコヒーレンスの高い基準信号を得ている。
【００４８】
従って、例えば、前述の回転２次騒音に対して、能動騒音制御を行なうことは、タコパルス信号(クランク角１８０度ごとの回転信号等)やクランク角センサの出力信号等を参照信号として供給させることにより可能となる。
【００４９】
ところで、数５および数６に示した音響空間伝達系のインパルスレスポンスｃ＾_lmjは、能動騒音制御を実行する以前に、通常は「同定」と称される手順に従い求められる。この同定は、通常は、制御対象となる騒音が存在しないか、存在しても小さくて無視できるような音環境下(車両においては、アイドリング時等)において、ラウドスピーカより制御対象周波数域を成分として有する同定音(通常は、ランダム音)を出力して行われる。
【００５０】
同定のアルゴリズムは、適応フィルタ制御と同様のアルゴリズムで実現される。
【００５１】
その手順として、まず、出力同定音をマイクロフォンで測定して得た音圧信号ｄ_l1と、同定音を模擬するため制御回路内部で作成した音圧信号ｄl2との加算値ｅ_l＝ｄ_l1＋ｄ_l2(l=0,…,L-1)を求める。
【００５２】
次に、音圧信号ｄ_l2は、出力同定音の基になる基準信号ｘとｃ＾_lmjとの畳込み演算により得られるが、ｄ_l1との加算値であるｅ_l1の二乗値ｅ_l2が最小になるように、ｄ_l2が生成されていくように、ｃ＾_lmjを適応的に求めていく。
【００５３】
このときの適応的に更新を行なうための式は、次式で与えられる。
【００５４】
【数９】

【００５５】
但し、α_Dは、同定時収束係数であり、ｃ＾_lmjは、生成の速さを調整する係数である。
【００５６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、前述したような能動騒音制御装置では、通常１ないし２本程度の次数成分のみ消音制御対象としている。これに対して、例えば、加振力の大きいディーゼルエンジンでは、制御対象となる次数成分は多数存在する。一例を図３７に示すが、ピークスペクトルは、低周波領域において主なものでも十数本以上存在している。
【００５７】
今、ピークスペクトルの本数がＫ個あり、これらの全てを消音するシステムの実現を想定した場合、各次数成分に対応したＫ個の基準信号ｘ_k(n)(k=0,…,K-1)を用意し、各基準信号に対して、数１、数２に示す畳込み演算を実施する必要がある。
【００５８】
さらに、これらのマルチピークスペクトルは、エンジン回転数の変化に同期して動き、これらのうちのあるピーク（回転次数）が車室内の共鳴周波数に接近する際に大きくなる現象がおこるため、励起される回転次数成分、即ち、スペクトルの本数は、エンジン回転数に応じて大きく変化する。
【００５９】
それゆえ、前述の方法で、全てのエンジン回転数領域において消音制御を実施することを想定したとき、各回転数で励起が予測される全ての回転次数成分に対応する基準信号を用意しておく必要がある。例えば、励起される回転次数が０．５次刻みで、回転１０次までとすると、基準信号は２０個必要になる。
【００６０】
このことは、相当量の演算量、および、装置が備えるメモリの容量の増加につながり、装置を実現するためにディジタル・シグナル・プロセッサもまた高性能機種が求められるため、コスト増大を招く原因となる。
【００６１】
さらに、エンジンの回転数の変化によって、各次数成分のスペクトルのピーク値も急激に変化するため、収束係数等の制御パラメータや制御に関する各種設定値を、回転数の変化に併せて、各次数成分ごとに変更する必要があり、これらの設定値の調整すなわちパラメータマッチングが重要な課題になる。
【００６２】
その他にも、数１、数２でのディジタル信号のサンプリング周波数は、一定の値で行われているが、マルチスペクトル騒音では、最低次数と最高次数で周波数の差が大きく、検出精度(正弦波の１周期を何回サンプリングするか）が異なることから、最低次数と最高次数での制御の効果に違いが生じる等の問題があった。
【００６３】
さらに、このようなシステムにおいては、制御中に何らかの原因により制御系が不安定になった場合に備えて、制御を抑制もしくは一時停止させる等の措置を取りえるように、いわゆるフェールセーフ機能を有するシステムを構築しておくことが不可欠となるが、このような点については、従来技術においては、ほとんど考慮されていなかった。
【００６４】
そこで、本発明は、少ない演算量で、制御対象とする回転次数成分を有する騒音信号を能動的に制御し、かつ、種々の運転条件にフレキシブルに対応可能で、システムの異常の際でも、十分対処可能なフェールセーフ機能を有する手段を提供することを目的とする。
【００６５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、以下の手段がある。
【００６６】
即ち、所定位置に配置され、当該位置における音圧信号を検出する音圧検出手段と、周期性のある騒音（周期性騒音）を被制御音とし、これを打ち消す制御音を出力する制御音出力手段と、前記周期性騒音の周期を検出し、これに同期した信号である同期信号を生成する同期信号生成手段と、前記同期信号に同期し、かつ、その周期が前記同期信号の有する周期と所定の関係にある信号である基準信号を、少なくとも１以上生成する基準信号生成手段と、前記所定位置における音圧信号が最小になるように、前記制御音出力手段から出力される制御音の、振幅および位相の調整を行なう制御音調整信号を、前記基準信号、前記音圧信号、および、前記制御音出力手段と前記音圧検出手段の間の伝達関数を参照し、更新されていくフィルタ係数を用いて生成する処理を行なう適応フィルタ制御手段とを備える。
【００６７】
そして、前記適応フィルタ制御手段は、前記基準信号生成手段が生成した基準信号の１周期（３６０度）において、４ms個の(msは、自然数)検出点を設定し、かつ、ms個(９０度)離れた２つの検出点の組ごとに、前記制御音調整信号の生成およびフィルタ係数の更新を行う装置である。
【００６８】
さらに、本発明の他の態様として、以下の装置もある。
【００６９】
即ち、所定位置に配置され、当該位置における音圧信号を検出する音圧検出手段と、周期性のある騒音（周期性騒音）を被制御音とし、これを打ち消す制御音を出力する制御音出力手段と、前記周期性騒音の周期を検出し、これに同期した信号である同期信号を生成する同期信号生成手段と、前記同期信号に同期し、かつ、その周期が前記同期信号の有する周期と所定の関係にある信号である基準信号を、少なくとも１以上生成する基準信号生成手段と、前記所定位置における音圧信号が最小になるように、前記制御音出力手段から出力される制御音の、振幅および位相の調整を行なう制御音調整信号を、前記基準信号、前記音圧信号、および、前記制御音出力手段と前記音圧検出手段の間の伝達関数を参照し、更新されていくフィルタ係数を用いて生成する処理を行なう適応フィルタ制御手段とを備える。
【００７０】
そして、該適応フィルタ制御手段は、前記基準信号生成手段が生成した基準信号に対して、基準信号の１／４周期（９０度）ごとのタイミングで、フィルタ係数を切り換えながら、切り換えたフィルタ係数を用いて制御音調整信号を生成することを、基準信号ごとに行なう装置である。
【００７１】
なお、本発明にかかる装置の動作は、以下のようになる。
【００７２】
所定位置に配置された音圧検出手段によって、当該位置における音圧信号を検出する。
【００７３】
また、制御音出力手段によって、周期性のある騒音（周期性騒音）を被制御音）とし、これを打ち消す制御音を出力する。
【００７４】
一方、同期信号生成手段は、前記周期性騒音の周期を検出し、これに同期した信号である同期信号を生成し、また、基準信号生成手段は、前記同期信号に同期し、かつ、その周期が前記同期信号の有する周期と所定の関係にある信号である基準信号を、少なくとも１以上生成する。
【００７５】
そして、適応フィルタ制御手段は、検出した音圧信号が最小になるように、前記制御音出力手段から出力される制御音の、振幅および位相の調整を行なう制御信号である制御音調整信号を、前記基準信号、前記音圧信号、および、前記制御音出力手段と前記音圧検出手段の間の伝達関数を参照し、更新されていくフィルタ係数を用いて生成する。
【００７６】
この際、適応フィルタ制御手段は、基準信号生成手段が生成した基準信号の１周期（３６０度）において、４ms個の(msは、自然数)検出点を設定し、かつ、ms個(９０度)離れた２つの検出点の組ごとに、前記制御音調整信号の生成およびフィルタ係数の更新を行う
特に、ms＝１の場合には、基準信号の１／４周期（９０度）ごとのタイミングで、フィルタ係数を切り換えながら、切り換えたフィルタ係数をそのまま用いて、制御音調整信号を生成することを、基準信号ごとに行なう。
【００７７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明にかかる実施の形態について図面を参照して説明する。
【００７８】
図１は、本発明にかかる一実施形態であり、適応フィルタによる騒音制御を行なう能動形騒音制御装置の全体構成を示す構成図である。
【００７９】
ここでは、一例として「４サイクル４気筒エンジン」を搭載する車両の車室内における、エンジン回転によって発生する騒音であるエンジン騒音の制御を行なう、実施形態について説明する。
【００８０】
図１に示す能動形騒音制御装置においては、車室内の所定位置の音圧を測定する４個のマイクロフォン１と、各々のマイクロフォンの配置位置で、エンジン騒音（なお以下、エンジン騒音を適宜「被制御音」や「騒音」と記す）と干渉させ、消音制御を行なうための制御音を出力する２個のラウドスピーカ２と、エンジンの点火タイミング信号(いわゆる「タコパルス信号」を参照信号もしくは同期信号として入力し、入力された信号に基づいて、制御音信号を生成して、ラウドスピーカ２から、所望の制御音が発せられるように、ラウドスピーカ２に信号供給を行なう制御回路３と、を備えた構成になっている。
【００８１】
さらに、制御回路３は、タコパルス信号１０１を波形整形して、搭載されているエンジンのエンジン回転に同期した矩形波信号１０２を生成する波形整形回路４と、矩形波信号１０２を入力して、入力した矩形波信号１０２の有する周期から、エンジン回転（例えば、クランク軸の回転）の回転次数成分（回転次数成分：エンジン回転の周波数を基本周波数と仮定すると、そのｎ倍（ｎは、自然数や0.5の整数倍等の数）の周波数を有する信号）に応じた周期タイミングを有する信号である「基準信号」を生成する基準信号発生器５と、該基準信号発生器５が生成した基準信号を用いて、適応フィルタにより位相・振幅変調を行なって所望の
制御音１０５を発生させるための制御音調整信号１０４を生成する適応制御器６と、生成した制御音調整信号をデジタル・アナログ変換するＤ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）と、デジタル変換された信号の低周波成分１０４を通過させるローパスフィルタ（ＬＰＦ）と、信号１０４を増幅して、増幅信号を各ラウドスピーカ２に供給するパワーアンプ７と、各マイクロフォン１にて得られた信号の低周波成分を通過させるローパスフィルタ（ＬＰＦ）と、該ローパスフィルタを通過した信号をアナログ・デジタル変換するＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）と、を有して構成されている。
【００８２】
また、前記タコパルス信号１０１は、例えば、クランクシャフトの角度を検出するクランク角センサによって検出可能である。
【００８３】
さらに、制御回路３を構成する各構成要素は、例えば、各種ＣＭＯＳ論理ゲート、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ等の電子デバイスにて実現可能である。
【００８４】
なお、基準信号発生器５と、適応制御器６とは別個の構成要素として示されている。これは、マイクロプロセッサ１０の他に信号処理専用のプロセッサを新たに設けるか、マイクロプロセッサ１０自体の内部に、一連の処理を行なうプログラムを内蔵した構成として実現すれば良い。
【００８５】
ラウドスピーカー２より実際に出力される制御音１０５は、各マイクロフォン１の装着位置において、被制御音であるエンジン騒音１０６と音響的に合成されるため、かかる合成音が、各マイクロフォン１により音圧信号１０７として検出され、適応制御器６へと入力される。なお、音圧信号１０７は、ローパスフィルタを介して、その低周波成分のみが通過し、さらに、アナログ・デジタル変換されて、適応制御器６へと入力される。
【００８６】
ここで、適応制御器６内に構築しておく制御プログラムは、所定時間内における、４個のマイクロフォン１からの音圧信号１０７の振幅の２乗の総和値が最小となるように、適応制御器６に予めプログラム化して内蔵されている適応フィルタの、特性を定める係数であるフィルタ係数を時々刻々更新する処理を行なわせるためのプログラムである。
【００８７】
かかるプログラムの作成に使用されるアルゴリズムは、前記エンジン騒音が、エンジン回転に同期した周期を有するという、一種の周期性を有する周期騒音であることに着目して、前述したフィルタードＸＬＭＳアルゴリズムを、いわゆるノッチ形適応フィルタに適用可能なように改良したアルゴリズムである。
【００８８】
これは、前記基準信号発生器５によって生成される基準信号のタイミングに同期して、基準信号において、９０゜位相が変化する毎にサンプリングする、一種の可変サンプリング方法を提案するものであり、かかる方法により、制御動作を実現するために行なう、大容量の演算量を著しく低減することが可能となる。
【００８９】
さて、以下に、かかる制御の具体的手順について説明する。
【００９０】
なお、説明および理解の容易化のため、制御装置が、１個のスピーカと１個のマイクロフォンを備え、制御対象となるエンジン騒音の有する回転次数成分が単一、即ち、周波数軸上に１本のスペクトルが存在するような状態を想定することにする。
【００９１】
ところで、周期信号の一種である正弦波は、高々２つのタップ（２タップ）を備える適応フィルタによって、任意の位相、振幅を有した信号（周波数は同一である）へと変形することが可能である。
【００９２】
まず、このことについて若干説明する。
【００９３】
最初に、前述の数１において、参照信号ｘ(n)は、正弦波であると仮定する。
【００９４】
【数１０】

【００９５】
ここで、ｎは、サンプルの時系列信号（即ち、サンプル順番）、ｆは、周波数、Ｔは、サンプル周期を表す。参照信号ｘ(n)と１サンプル前のｘ(n-1)に対して、２個のフィルタ係数ｗ₀、ｗ₁を用いて積和演算を行うと、
【００９６】
【数１１】

【００９７】
ここで「atan」は、逆正接関数を示し、以下、逆正接関数をこのように表記する。
【００９８】
これより、２個の適応フィルタ係数ｗ₀、ｗ₁の設定次第で、制御音調整信号(以下、適宜、単に「制御音信号」と称する）ｙ(n)の振幅、位相を任意に変更できることが、わかる。
【００９９】
次に、サンプル周期Ｔを、Ｔ＝1/(4・ｆ)、即ち、正弦波の90°の位相変化に相当する時間とすると、2πfT＝π／2となる。
【０１００】
このとき、数４より、ｘ(n-1)＝−Ａ・cos(2πfT・n＋φ)となるため、数１から次式が導かれる。
【０１０１】
【数１２】

【０１０２】
この場合、２個のフィルタ係数ｗ₀、ｗ₁の設定による、参照信号x(n)を用いての制御音信号y(n)の位相、振幅の変換式の生成において、係数と、位相、振幅との関係が簡素化されるため、制御系を簡易な式で表現しうるようになる。これが、適応ノッチフィルタの基本形である。
【０１０３】
上述した関係は、サンプル周期が90゜より細かい場合であっても、90゜間隔を有する２点でのサンプル（90゜間隔を有する２検出点を考える）を行なう場合に対して、一般化できる。すなわち、参照信号の１周期(360゜)を、４ms個（msは、自然数）のポイントでサンプルし、ｍsポイント離れた２点(これは、90゜の間隔となる)を用いて、制御音信号ｙ(n)を生成することを考えると、次式が成立する。
【０１０４】
【数１３】

【０１０５】
このように、参照信号の１周期(360゜)を、４ms個（msは、自然数）のポイントでサンプルし、ｍsポイント離れた２点(これは、90゜の間隔となる)のサンプリング点の組でのサンプリングを、サンプリング総数が４ms個になるまで行なうことによって、簡素な制御系を実現できる。
【０１０６】
次に、ｙ(n)によって、実際に音がスピーカから出力されて、マイクロフォン装着位置で、マイクロフォンによって、制御音ｄ(n)として検出される場合を考える。
【０１０７】
スピーカとマイクロフォン間の音響伝達関数は、線形関係を有し、単に入出力信号の位相と振幅が異なるだけであるから、適応フィルタ同様、２タップのフィルタ係数ｃ₀、ｃ₁を用いて次式で関係付けられる。
【０１０８】
【数１４】

【０１０９】
ここで、ｘ(n)＝Ａ・sin(2πfT・n＋φ)、ｘ(n-1)＝−Ａ・cos(2πfT・n＋φ)、
ｘ(n-2)＝−Ａ・sin(2πfT・n＋φ)＝−ｘ(n)
を代入すると、
【０１１０】
【数１５】

【０１１１】
これより、制御音ｄ(n)と参照信号ｘ(n)との関係式は、制御音信号ｙ(n)と参照信号ｘ(n)との関係式と同様になることがわかる。
【０１１２】
ところで、ここで用いられているｃ₀、ｃ₁は、数３で用いられているスピ−カ〜マイクロフォン間のインパルスレスポンス(時間応答)を表現したｃlmj＾(j=0,…,J-1)とは異なるもので、理論的にはｃlmj＾を離散フ−リエ変換(もしくはフーリエ級数展開)したときの、各フーリエ係数に関係付けられていることがわかっている。
【０１１３】
ここでは、ｃ₀、ｃ₁を便宜的にノッチ形伝達関数と呼ぶことにする。
【０１１４】
このノッチ形伝達関数ｃ₀、ｃ₁を用いて、数４のフィルタ更新式を書き替えると、次式のようになる。
【０１１５】
【数１６】

【０１１６】
ここで、参照信号ｘ(n)を、エンジン回転信号に同期して基準信号発生器５が生成する基準信号として、Ａ＝１、φ＝０とおくことにする。１周期において４ms個のサンプリングの場合を考えると、数１６のフィルタ更新式は、次のように書き直される。
【０１１７】
【数１７】

【０１１８】
１周期において、４ms個のサンプリングを行なう場合、ms個のサンプリング点（検出点）おきの、フィルタ更新を行なえば、更新式はより簡単化される。すなわち、以下のようになる。
【０１１９】
【数１８】

【０１２０】
ただし、2πfT＝(π/2)/msであることを用いて、以下のようになる。
【０１２１】
【数１９】

【０１２２】
ここで、ms＝１、即ち、１周期４サンプルの場合を考えると、ｘ(n)＝sin(πn/2)であるから、ｘ(0)＝０、ｘ(1)＝１、ｘ(2)＝０、ｘ(3)＝−１となる。即ち、基準信号ｘ(n)は、時系列的に、０，＋１，０，−１，０，＋１，０，…，と、そのとる値が、０，±１の３値を周期的に繰り返す信号となる。このような基準信号を用いる制御アルゴリズムを構築すると、制御動作を行なうために必要な種々の演算式を大幅に簡単化できることになる。
【０１２３】
以下、演算式について詳述する。
【０１２４】
最初に、ｘ(n)が、90°の位相変化ごとに値が変化することを容易にイメ−ジできるように、以下に示す数２０のような表記を行なう。なお、このような表記は、以下、適宜、90°の位相変化ごとに、値が変化する変数や式に対しても用いて、理解の容易化を図るものとする。
【０１２５】
【数２０】

【０１２６】
この表記を用いると、基準信号ｘ(n)およびｘ(n-1)は、次式のようになる。
【０１２７】
【数２１】

【０１２８】
このとき、制御音信号ｙ(n)（＝ｗ₀・ｘ(n)＋ｗ₁・ｘ(n-1)）は、次式のように
なる。
【０１２９】
【数２２】

【０１３０】
次に、適応フィルタの更新式は、数４より、以下のようになる。
【０１３１】
【数２３】

【０１３２】
ここで、αは収束係数、また、βは、抑制係数と称される係数である。
【０１３３】
また、ｒ(n)、ｑ(n)は、次式で表される。
【０１３４】
【数２４】

【０１３５】
上式、数２４に、数２１を代入し、ｒ(n)、ｒ(n-1)、ｑ(n)、ｑ(n-1)が９０度の位相変化ごとに変化する様子を表すと以下のようになる。
【０１３６】
【数２５】

【０１３７】
数２３に数２５を代入すると、適応フィルタの更新式、即ち、ｗ₀(n＋1)、ｗ₁(n＋1)は、以下のように表現される。
【０１３８】
【数２６】

【０１３９】
ここで、λ＝１−β、ｇ₀＝α・ｃ₀、ｇ₁＝α・ｃ₁とおけば、上式を簡略化した次式が得られる。
【０１４０】
【数２７】

【０１４１】
ここで、λ（≦１）は、リーキーパラメータと称され、抑制係数βと同様に、時々刻々更新され、成長していく適応フィルタの成長を抑制するためのパラメーータである。また、ｇ₀、ｇ₁は、伝達関数に収束係数を乗じた値であり、ここでは、これらを修正伝達関数と称する。
【０１４２】
以上求めてきた式を参照すると、結果として以下のことが分かる。
【０１４３】
即ち、適応制御器６が９０度毎に行なう演算は、制御音信号１０４に関しては、数２２に示すとおりであり、また適応フィルタの更新に関しては、数２７に示すとおりである。
【０１４４】
このように、非常に簡単な演算のみで、適応フィルタを用いた、適応制御を行なうことが可能となる。
【０１４５】
以上の議論においては、参照信号である基準信号x(n)は、最初、x(n)=sin(2πfT・n)とおき、その後に議論を展開したが、これに対して、最初、符号を逆にして、x(n)=−sin(2πfT・n＋φ)、あるいは、余弦波を採用して、ｘ(n)=±cos(2πfT・n＋φ)としても、係数が異なるのみで、同様の関係式が成立し、２個のフィ
ルタ係数ｗ₀、ｗ₁を用いて、制御音信号ｙ(n)の振幅、位相の調整、および、フィルタ係数の更新を行うことができる。逆符号の場合には、数９〜数２７での数式の符号が入れ替わるだけである。
【０１４６】
ここでは、参照信号となる基準信号x(n)を、最初に余弦波とした場合について考え、式のみを記すと、以下のようになる。
【０１４７】
余弦波基準信号ｘ(n)は、以下のようになる。
【０１４８】
【数２８】

【０１４９】
また、制御音信号ｙ(n)は、以下のようになる。
【０１５０】
【数２９】

【０１５１】
基準信号ｘ(n)の１周期において、４ｍs個のポイントでサンプリングを行ない、ｍsポイント離れた２点(90゜間隔)を用いて、制御音信号ｙ(n)の生成式を求めると、以下のようになる。
【０１５２】
【数３０】

【０１５３】
Ａ＝１、φ＝０として、フィルタ更新式は、以下のようになる。
【０１５４】
【数３１】

【０１５５】
また、msサンプルおきの、フィルタ更新式は、以下のようになる。
【０１５６】
【数３２】

【０１５７】
となる。ただし、
【０１５８】
【数３３】

【０１５９】
１周期４サンプル(ms＝１)の場合、90°の位相変化ごとに値が変化する式に対して、基準信号ｘ(n)およびｘ(n-1)は、次式のようになる。
【０１６０】
【数３４】

【０１６１】
制御音信号ｙ(n)は、次式のようになる。
【０１６２】
【数３５】

【０１６３】
適応フィルタの更新式は、次式３６、３７のようになる。
【０１６４】
【数３６】

【０１６５】
および
【０１６６】
【数３７】

【０１６７】
ところで、ノッチ形伝達関数の係数ｃ₀、ｃ₁は、スピ−カ〜マイクロフォン間のインパルスレスポンス(時間応答)をフーリエ級数展開したときの、フーリエ係数に関係付けられていることを前述したが、基準信号ｘ(n)として余弦波cos（2πfT・n）を採用したとき、ｃ₀、ｃ₁は、各フーリエ係数そのものとなる。すなわち、音圧信号ｄ(n)を周波数ｆ₀の周期信号を基本次数成分として、その高次成分の重ね合わせであるとしてフーリエ級数展開したとき、次式が成立する。
【０１６８】
【数３８】

【０１６９】
すなわち、フーリエ係数ａ_k、ｂ_kは、周波数ｆ=kf₀での制御音信号ｙ(n)から制御音ｄ(n)までの伝達関数の係数ｃ₀、ｃ₁に等しい。
【０１７０】
なお、同様に、適応フィルタの係数(ｗ₀，ｗ₁）は、基準信号ｘ(n)から制御音信号ｙ(n)までの伝達関数である。
【０１７１】
さて、図２に、以上の解析結果をもとに構築した、能動形騒音制御装置の動作を説明するためのブロック図を示す。但し、ここでは説明および理解の容易化等のため、１個のスピーカと１個のマイクロフォンを設けたシステムを想定し、エンジン回転の「０．５・Ｎ次」（Ｎは、整数）成分のエンジン騒音を制御対象とし、１回転４パルス(ms=1)の制御で、基準信号として、正弦波を採用した場合について考えることにする。
【０１７２】
以下、図２を参照して、動作について説明する。
【０１７３】
まず、エンジン回転に対応して得られるタコパルス信号１０１に基づいて、基準信号発生器５は、０．５・４Ｎ次に同期した信号であるタイミング信号（０．５・Ｎ次成分を有する信号を、９０度毎に変化させた信号に相当する。即ち、３６０度／９０度＝４より、０．５・Ｎ次の４倍の次数となる）を発生し、発生したタイミング信号で適応制御器６を駆動させる。
【０１７４】
図２中のスイッチ５１は、この発生したタイミング信号に基づいて、９０度ごとにオン、オフし、所定のタイミングで、各部を動作させる機能を有する。
【０１７５】
制御音発生器６１は、スイッチ５１の動作に基づいて、位相変化が９０度変化する毎のタイミングで、その時点での制御音信号ｙ(n)を、数２２にしたがってスピーカ２に与え、スピーカーから制御音を発生させる。
【０１７６】
一方、破線で囲んで示した部分、即ち、６０は、適応フィルタ内の適応フィルタ更新器である。適応フィルタ更新器６０は、マイク１で得られた音圧信号ｅ(n)１０７等を用いて、数２７に示す更新演算を実行する。
【０１７７】
これについて、さらに詳細に説明する。
【０１７８】
更新器６２は、数２７に示した更新式の第２項を決定する値であって、音圧信号ｅ(n)に乗ずる修正伝達関数ｇの値を、スイッチ５１の動作により切り換え出力する処理を行なう。なお、ｇ₀、ｇ₁の値は、予め定めておく。
【０１７９】
また、抑制器６３は、数２７に示した更新式の一部の第１項を決定する値であってｗ₀、ｗ₁に乗ずる値である、リーキーパラメータλを、スイッチ５１の動作により切り換え出力する処理を行ない、適応フィルタの成長を抑制する機能を有する。なお、リーキーパラメータλの値は、予め定めておく。
【０１８０】
ここで、あるタイミングにおけるフィルタの更新は、数２７にしたがい、更新器６２の出力と音圧信号ｅ(n)の積であるｒ₀と、抑制器６３の出力に現在のｗ₀を乗じた値ｕ₀との和である「ｒ₀＋ｕ₀」を求め、これを新たなｗ₀とすることによって行なわれる。なお、９０度遅延（即ち、１サンプルずらすことを意味する）させて得られた更新器６２の出力と音圧信号ｅ(n)の積であるｒ₀と、同じく９０度遅延させて得られた抑制器６３の出力に現在のｗ₁を乗じた値ｕ₁との和である「ｒ₁＋ｕ₁」を求め、これを新たなｗ₁とすることも行う。そして、ｗ₀、ｗ₁の更新値は、随時、制御御発生器６１の出力に反映されるように動作する。
【０１８１】
なお、図２に示した、動作説明のためのブロック図は、システムの動作をハードウエアのイメージで表現したものであるが、実際には、基準信号発生器５とスイッチ５１、適応制御器６０、および、制御音発生器６１の動作は全て、マイクロプロセッサ１０によって実行される処理によって行なわれると考えることができる。なお、かかるマイクロプロセッサ１０によって実行される処理は、予めＲＯＭ内に内蔵したソフトウエアにもとづいて行なわれることになり、図示しないが、ＲＯＭの内容をアクセス可能なように、ＲＯＭをマイクロプロセッサ１０に接続した構成にしておけば良い。
【０１８２】
図３は、このような一連の処理を行なうソフトウエアによって行なわれる、処理の手順を記載したフローチャートである。
【０１８３】
制御動作が開始されると、まず、ステップ２０１にて初期設定が行なわれる。
【０１８４】
具体的には、修正伝達関数ｇ₀、ｇ₁、リーキーパラメータλ等の予め設定しておくことが必要な変数等の設定を行なう。なお、設定は、ＲＯＭに内蔵してある値を読み出し、マイクロプロセッサ１０内の記憶エリアに格納しておけば良い。
【０１８５】
前述のように、波形整形器４は、入力信号を整形した信号（矩形波信号）を出力する。
【０１８６】
そこで、マイクロプロセッサ１０は、波形整形器４の出力信号を常時監視し、例えば、信号の立上りがあればタコパルス割込み信号発生と判断する。そして、タコパルス割込み信号が検出された場合には、ステップ２０３に、検出されない場合には、ステップ２０５にブランチする。
【０１８７】
ステップ２０３では、マイクロプロセッサ１０に内蔵してあるタイマを使用して、タコパルスの割込み信号が検出された時間を記憶する。そして、前回の処理で記憶している、タコパルス割込み信号を検出された時刻と、今回の時刻との差から、タコパルス信号の周期Ｔを求める処理を行なう。
【０１８８】
ここで、例えば、エンジンが４気筒であるとすると、タコパルス信号（例えば、点火信号を考えると理解が図れる）は、クランク軸１回転につき２回発生し、したがって回転２次成分に同期した信号となる。
【０１８９】
これは、回転０．５次成分を有する信号が、９０度の位相変化毎に変化することを想定した信号と同等の信号となる。
【０１９０】
したがって、「回転０．５・Ｎ（Ｎは、次数を表す整数）」次成分を有する信号が、９０度の位相変化毎に変化することを想定した信号の周期（時間）は、「Ｔ／４Ｎ（Ｎは、次数を表す整数）」を計算して求められる。
【０１９１】
すなわち、「Ｔ／Ｎ」を「次数周期」と称するとすると、次数周期の９０度位相変化毎の時間「Ｔ／（４Ｎ）」を求める（ステップ２０４）。
【０１９２】
分母に「４」がある、即ち、４で除するのは、９０度の位相変化毎の時間を求めるためである。
【０１９３】
次に、ステップ２０５において、次数周期の９０度毎の割込み信号が発生しているか否かを判定し、割込み信号が発生していれば、ステップ２０６に、割込み信号が発生していなければ、ステップ２０２に、それぞれブランチする。
【０１９４】
ところで、次数周期の９０度毎の割込み信号は、タコパルス割込み信号の発生時には必ず検出されるが、それ以降は、ステップ２０３において、タイマによって測定した今回の時刻ｔｐに、ステップ２０４において計算した、次数周期の９０度位相変化ごとの時間「Ｔ／（４Ｎ）」を加えた値、即ち、ｔN＝ｔp＋Ｔ／（４Ｎ）を、次回の、次数周期の９０度毎の割込み信号とする。
【０１９５】
このような、次数周期の９０度毎の割込み信号の設定は、ステップ２０６において行なう。なお、初回の処理に対しては、予め定めておいた、次数周期の９０度毎の割込み信号を採用するようにすれば良い。
【０１９６】
次に、制御音信号ｙ(n)（１０４）を出力する（ステップ２０７）。なお、９０度毎に、更新、出力される信号であるため、ｙ(θ)と表記すると、ｙ(θ)は、次式のように表される。なお、９０度ごとに変化する、ｗ₀、ｗ₁、ｅ等の他の変数も、角度を引き数として、適宜表記する。
【０１９７】
【数３９】

【０１９８】
即ち、ｙ(θ)のその時点における出力値は、前回（９０度前）に設定された、ｗ₀、ｗ₁の値が用いられている。
【０１９９】
次に、ステップ２０８において、適応フィルタの更新処理が行なわれる。
【０２００】
これについて表記すると、以下のようになる。
【０２０１】
【数４０】

【０２０２】
次に、適応フィルタの更新処理後、θに９０度を加える（ステップ２０９）。
【０２０３】
そして、θの値が、３６０度以上になったとき、θ＝０として、ステップ２０２に戻る（ステップ２１０、ステップ２１１）。
【０２０４】
以上の図２、図３に開示した実施形態は、１回転４パルス(ms=1)の制御を行なう場合であって、基準信号として正弦波を採用した場合であるが、基準信号を余弦波とした場合やパルス数を多くした場合でも同様に、本発明を適用できる。
【０２０５】
基準信号を余弦波とした場合については、図２の制御音発生器６１での制御音信号ｙ(n)の式を、数２２から数３５とし、さらに、更新器６２及び抑制器６３においては、数２７に示した更新式の第２項及び第１項にかわり、数３７に示した更新式の第２項及び第１項を採用するように設定する。このようにした場合の実施形態を図４に示す。
【０２０６】
図４を参照して分かるように、６１、６２、６３の夫々から出力される、制御音信号ｙ、係数ｇ、リーキーパラメータλの値が、図１と比較して変更されていることが分かる。
【０２０７】
また、基準信号を逆符号とした場合には、符号を入れ替えるのみであるので、ここでは図示しての説明は省略する。
【０２０８】
さらに、パルス数を多くした場合(ms＞1)も基本的には同様な構成で制御装置を構築できる。すなわち、図２における制御音発生器６１の制御音信号を、数１３や数３０によって定め、また、更新器６２及び抑制器６３において、数２７にかえて、数１７、１９あるいは数３１、３２を参照して、出力する値を切替るように構成すればよい。ただし、スイッチ５１は、９０゜タイミングの動作を行なわせるための手段ではなく、（３６０／(4ms)）゜動作になる等、細部が若干異なるが、全体の構成に大きな変更はない。
【０２０９】
以上の実施形態は、１個のスピーカと１個のマイクを設けたシステムによって、単一の次数成分を有する騒音を制御するための動作例について、示したものである。
【０２１０】
もちろん、本発明においては、スピーカおよびマイクを複数個設けたシステムへの応用が可能であり、全く同様なアルゴリズムにより騒音制御を行なえる。
【０２１１】
今、Ｍ個のスピーカと、Ｌ個のマイクを設けたシステムで１周期４パルス、正弦波基準信号として制御した場合を考える。
【０２１２】
そして、Ｍ個のスピーカのうち、m番目（０≦m≦M-1）のスピーカの出力ｙm（n）、および、適応フィルタｗmi(n+1)(i=０，１)の更新式は、数２２、数２７にしたがって、以下に示すように一般化できる。
【０２１３】
【数４１】

【０２１４】
および、
【０２１５】
【数４２】

【０２１６】
但し、スピーカ番号mは、m＝0、…、M-1であり、Σ_lは、マイク番号l＝0、…、Ｌ-1についての総和を意味する。
【０２１７】
図５に、スピーカおよびマイクを複数個設けたシステムのブロック図を示す。
【０２１８】
この実施例では、数２０、２１において、Ｍ＝３，Ｌ＝４の場合である。
【０２１９】
したがって、図に示すようにスピーカ２は３個、マイク１は４個設けてある。
【０２２０】
スイッチ５１０は、図２におけるスイッチ５１と同一の機能を有する手段である。なお、▲１▼、▲２▼、▲３▼は、３つの制御系を識別するための表記である。
【０２２１】
図中Ａ、Ｂ、Ｃは、それぞれの制御系▲１▼、▲２▼、▲３▼において、制御音を供給するための手段であり、各々、図２の６１に相当する。
【０２２２】
適応フィルタ更新器６００は、３つの適応フィルタにおける更新処理を行なうための、３つの同様なハードウエア（もしくはソフトウエアモジュール）を有しており、表記▲１▼、▲２▼、▲３▼によって区別している。
【０２２３】
一例として、制御系▲１▼に対する構成について説明すると、図中、Ｄは、図２における６３と同一の機能を有する手段であり、Ｅは、図２の６２を含む更新処理部が行なう処理を行なう。
【０２２４】
各ブロックが行なう動作は、適応フィルタ更新器６００において、修正伝達関数ｇlmiと４個のスピーカで検出した音圧信号ｅl(n)との間の積和演算を行ない、演算量が若干増加することを除いては、図２と異なるところがないので再度説明することは省略する。
【０２２５】
なお、図５までで説明してきた実施形態においては、制御対象となる騒音は単一の次数成分を有する信号であった。
【０２２６】
これに対して、図６に示すシステムは、１個のスピーカと１個のマイクを設けたシステム（スピーカおよびマイクを複数設けても、適用可能である）であり、Ｋ＝３個の次数成分の騒音を消音制御するための動作を説明するブロック図を示す。
【０２２７】
複数の次数成分を有する騒音を消音制御するためには、各次数成分に対して異なるタイミングで制御動作を行なう必要がある。すなわち、制御音信号の発生タイミング等を、次数成分毎にその次数周期に合わせる必要がある。
【０２２８】
制御音発生器６１０は、全ての次数成分に対する制御音信号を加算した加算信号をスピーカ２に供給する機能を有する。
【０２２９】
なお、Ｆ、Ｇ、Ｈは、各次数成分のタイミング発生器、スイッチで生成されたタイミングで、出力する制御音信号を切り換えて、制御音発生器６１０に与える。
【０２３０】
なお、各次数成分のタイミング発生器、スイッチは、図２に示す５、５１と変わるところがない。ここでの表記▲１▼、▲２▼、▲３▼は、３種類の次数成分を識別するための表記である。
【０２３１】
なお、制御音発生器６１０は、全ての次数成分に対する制御音信号を加算した加算信号をスピーカ２に供給するが、ここでは、制御音信号は、その時点で検出、演算される次数ｋの制御音信号に変化があったか否かについて着目し、変化があった場合にのみ、当該次数に対する制御音信号を、制御音信号ｙ(n)に足し込むようにすることを考える。
【０２３２】
即ち、ｋ次の次数成分の制御音信号ｙ_k(n)が更新された（変化した）場合には、制御音信号ｙ(n)を、次式のように修正する。
【０２３３】
【数４３】

【０２３４】
数４３に、数２２の関係式および表記法を用いると次式が得られる。
【０２３５】
【数４４】

【０２３６】
図６においては、タコパルス信号に基づいて、k0、k1、k2次の３種類の次数に対する基準信号を発生し、さらに、各基準信号において９０度の位相変化毎に、所定の部分に所定の動作を行なわせるためのタイミング信号を発生させる。そして、制御音発生器６１０は、タイミング信号にしたがって各次数成分に対して生成された制御音信号の加算処理を、数４２、４３にしたがって行ない、スピーカ２に供給するように動作する。
【０２３７】
なお、各次数成分に対して設けた適応フィルタの更新処理を行なう手段を設けているが、その動作内容は図２で説明した適応フィルタ更新器６０が行なう処理と変わるところがないため、再度説明することは避ける。また、基準信号を余弦波とした場合や１周期の制御パルス数を増やした場合なども同様であるので再度の説明は避ける。
【０２３８】
次に、図７は、このような、各次数の成分の加算を行なうタイミングを説明するための図面である。横軸に時間をとったタイムチャートとして表現している。
【０２３９】
本図では、一例として、ｋ0＝１次、ｋ1＝３次、ｋ2＝１．５次としている。
【０２４０】
一番上には、タコパルス信号の１周期分の信号を示している。始めの、タコパルス信号入力時(立上り時：割込み信号発生時)には、全ての次数のタイミング信号が発生し、ｋ0、ｋ1、ｋ2の各次数成分の出力が全て加算されるが、それ以外の次数割込みタイミング発生時（各次数に対し、タイミング信号が９０度の位相変化を生じる毎）には、ｋ1のみの出力・更新、ｋ1およびｋ2の出力・更新というように、次数割込みタイミング発生時ごとに行なわれる出力・更新は、毎回異なっていることがわかる。
【０２４１】
次に、図８に、ある周波数を有する周期性を持つ騒音に対して、図２で示したような能動形騒音制御(１周期４パルス)を実行した場合の、制御結果を示している。
【０２４２】
具体的に、図８(a)は、制御対象となる騒音であって、マイク位置で観測される音である被制御音の波形と、制御音生成器６１の出力である制御音信号とを示している。
【０２４３】
制御音生成器６１が順次、所定のタイミングで切り換えて出力する制御音信号ｙ(n)は、Ｄ／Ａ変換器、ローパスフィルタ１０４、パワーアンプ７、および、スピーカを介して、制御音として、車室内空間に放射される。そして、前記騒音（被制御音）と制御音とが合成された音圧波形である合成音波形が、マイク位置で観測される（図８(b)）。
【０２４４】
騒音波形がかなり減衰して合成音波形となり、消音制御の効果が得られているのが分かる。
【０２４５】
一方、図８(c)は、被制御音、被制御音と制御音との合成音のスペクトル分布を示した図である。横軸には、音の周波数、縦軸には、音圧をとり、スペクトル分布を示した図である。図８（ｃ）を見て分かるように、制御前に比べて制御後では、制御対象とした騒音の有する周波数成分（これを基本１次成分にとる）は、大きく抑圧されているものの、新たに、基本１次成分の３倍の周波数成分を有する高調波成分が発生していることが分かる。これは、図８（ａ）に示す制御信号が矩形形状であるため、奇数次（例えば「3、5、…、2k-1(kは、2以上の整数)」）の高調波成分を有していることに起因する。これらの高調波成分は、図１に示したシステムにおけるローパスフィルタによって、ある程度減衰させることは可能である。
【０２４６】
しかしながら、この高調波成分が有する周波数が、システムの制御対象としている周波数帯域に含まれる場合、例えば、前記周波数帯域が100〜500（Hz）であり、基本１次周波数が150（Hz）の場合には、３次高調波成分は、450（Hz）であり、この周波数は、システムの制御対象としている周波数帯域に含まれる。
【０２４７】
ローパスフィルタのカットオフ周波数は、この場合、通常、500（Hz）より高い周波数に設定され、制御のために不要である３次高調波成分は、そのまま制御音の信号に含まれてしまうという問題が発生する。
【０２４８】
この問題を解決方法として、２通りの方法が考えられる。
【０２４９】
第１の方法は、単純に、消音制御を行なうためのパルスである制御パルスの数を多くすることであり、図９(a)、(b)は、図３で示したようにして、１周期８パルス(ms=2)の能動形騒音制御を実行した場合の制御結果を示している。
【０２５０】
図９(a)は、１周期８パルス(ms=2)の騒音制御を行なうための８パルス制御波形、図９(b)は、８パルス制御による消音効果を示した図である。
【０２５１】
図８(a)〜(c)と比べてみると、制御信号波形が細かい分、騒音波形がより抑圧され、３次、５次の高調波成分が発生していないことがわかる。しかしながら、７次以上の高調波成分が発生していることがわかる。
【０２５２】
このような高調波成分については、１周期１２(ms=3)、１６パルス(ms=4)と、さらに、制御パルス数を増やしていくことにより、抑圧することが可能であるが、当然のことながら、消音制御に要する演算負荷の増大を招いてしまう。これを避けるために、システムの制御周波数帯域のうちで、低周波側に存在する制御次数については、制御パルス数を増やし、より高次まで高調波成分の発生を抑えつつ、高周波側に制御次数が存在する場合にのみ、少ない制御パルス数で消音制御を行なうことが考えられる。
【０２５３】
図１０は、この方法を実現する形態として、システムの制御対象周波数帯域を100〜500（Hz）、ローパスフィルタのカットオフ周波数を500（Hz）としたとき、100〜200（Hz）に存在する制御次数については、８パルス制御、200〜500（Hz）に存在する制御次数ついては、４パルス制御を行なうように設定したシステム例である。
【０２５４】
このシステムは、４パルス制御部と８パルス制御部と、基準信号発生器５と、制御音を発生する車室内スピーカと、騒音を検出するマイクロフォン１とを有して構成される。
【０２５５】
基準信号発生器５は、制御次数の存在する周波数を考慮して、８パルス制御を行なうときには８パルス制御部に、また、４パルス制御を行なうときには４パルス制御部にタイミング信号を供給する。そして、４パルス制御部、８パルス制御部は、夫々、１周期、４パルス、８パルスの制御パルスを用いて消音制御を行なう。なお、スピーカ１が検出した信号は、駆動されている、８パルス制御部または４パルス制御部が入力し、消音制御を行う。
【０２５６】
このシステムでは、制御次数の現時点の周波数を計算し、200（Hz）より上であるか下であるかを判断し、これの判断結果に応じて８パルス制御系または４パルス制御系のいずれかへの切り替えが行なわれる。200（Hz）の３次成分は、600（Hz）であるので、500(Hz)のカットオフ周波数を有するローパスフィルタによって騒音を十分減衰させれば、これより高い周波数に存在する制御次数に対しては、４パルス制御で対応できる。前述の例では、制御対象の基本１次成分が150（Hz）であり、200（Hz）以下の周波数であるので、８パルス制御系が選択されている。制御次数の周波数が変化して、制御パルス数が変化した時には、４パルス制御から８パルス制御への変化に対しては、パルスの補間等の処理、８パルス制御から４パルス制御への変化に対しては、２パルス毎の平均値を取り１つのパルスを生成する等の方法により対処すればよい。
【０２５７】
次に、高調波成分の発生を抑制する第２の方法として考えられるのは、基本１次成分に対する制御に加えて、高調波成分に対する制御を並列処理的に行ない、高調波成分の発生を防ぐ処理方法である。すなわち、基本１次成分の３倍の周波数が、システムの制御対象としている周波数帯域に含まれる場合、または、該周波数帯域より高い周波数成分を有する信号であって、該周波数成分が、ローパスフィルタのカットオフ周波数に近く、ローパスフィルタによって十分に減衰されていない場合等には、基本１次成分に対する制御に加えて、３次高調波成分に対する制御を並列的に行なえば、高調波成分の発生を抑圧できることになる。
【０２５８】
前述の例では、基本１次成分である150(Hz)と、３次高調波成分である450(Hz)に対する制御ループを並列に設けて、各制御ループの固有のタイミングで、図２に示したような、消音制御を行なうようにシステム構成を行なう。なお、このとき、450（Hz）に対する制御ループを用いた制御でも、これを基本１次成分とする３次高調波成分、即ち、1350（Hz）の周波数成分を有する高調波成分が発生するが、これは、前述の例でいえば、システムの制御対象の周波数帯域の上限値500（Hz）(さらに、500（Hz）をローパスフィルタのカットオフ周波数にしている)より十分高い周波数であり、フィルタの減衰作用等により、制御音信号に含まれてしまうことはない。
【０２５９】
このような、並列的な制御処理を行なうため、図６に示したように、各周波数成分に対する制御ループを並列的に設けて対処しても良いが、この３次成分は、本来騒音中に存在するものではなく、基本１次成分の制御音信号が出力される前に、３次成分に対する制御ループによって、これを除去すればよい。
【０２６０】
図１１は、このような動作を行なう際の動作説明を行なうためのブロック図である。
【０２６１】
図１１において、基本１次成分、３次高調波成分の夫々に対する、タイミング信号発生器５０１、５０２、適応フィルタ更新器６０１、６０２、制御音信号の切り換え部６１１、６１２の動作は、図６にて説明した動作と同じ動作を行ない、制御音加算器６２０は、数４３、数４４にしたがって制御音の加算処理を行なう。
【０２６２】
しかしながら、基本１次成分の適応フィルタ更新器６０１へは、マイクロフォン１からの音圧信号１０７が入力されているのに対して、３次成分の適応フィルタ更新器６０２へは、制御音加算器６２０の出力信号１０８が入力されている。
【０２６３】
この３次成分の制御音を、基本１次成分の制御音に足し込むことにより、基本１次成分の制御音信号に含まれている３次成分を抑圧し、３次成分の制御音信号がスピーカ２に供給されないようにすることができる。
【０２６４】
図１２は、この時の各種の制御信号のタイミングチャートを、図示したものである。
【０２６５】
基本１次成分に対する制御音信号を切り替えるタイミングを生成する制御信号と、３次成分に対する制御音信号を切り替えるタイミングを生成する制御信号とを加え合わせることにより、結果として、制御信号の形状を、より正弦波に近ずけた波形としている。
【０２６６】
さて、これまで能動形騒音制御の制御アルゴリズムについて詳しく説明してきたが、これは、数１４に示した、ノッチ形伝達関数の係数ｃ₀、ｃ₁の値が既知であるという前提条件が必要となっている。
【０２６７】
ある周波数でのｃ₀、ｃ₁の値は、スピーカ〜マイクロフォン間での、前記ある周波数での周期音の音響伝達特性を表現するものであり、従来技術で説明したように、ｃ₀、ｃ₁の値は、制御対象の騒音が存在しないか、比較的小さい音環境下(車両の場合でいえばアイドリング時など)において、同定アルゴリズムにしたがった処理を実行することによって得られる。ここで、ｃ₀、ｃ₁を定めることを、「同定」と称することにする。
【０２６８】
但し、ｃ₀、ｃ₁は、各周波数に対して定められる値であるから、同定するための音である同定音としては、従来のようにランダム音ではなく、周期音を用いる。
【０２６９】
同定するための信号である同定信号として、同定基準信号ｘD(n)を用いた場合、数９に示した同定アルゴリズムの更新式は、次式のようになる。
【０２７０】
【数４５】

【０２７１】
但し、γは、同定時収束係数、ｅD(n)は、マイクロフォンにより検出された同定音信号である。
【０２７２】
１周期４msパルスとし、msパルスおきの更新を行なった場合、同定アルゴリズムの更新式は、次式のようになる。
【０２７３】
【数４６】

【０２７４】
次に、同定基準信号ｘD(n)として、正弦波信号ｘD(n)=Ａ・sin(2πfT・n＋φ)を採用し、１周期４msパルスとした場合、msパルスおきの同定の更新式は、次式のようになる。
【０２７５】
【数４７】

【０２７６】
但し、ｘD(n)=sin(πn/2ms)、ｘD(n-ms)=-cos(πn/2ms)、(Ａ＝１，φ＝０)
ここで、数２０以降に導いた制御アルゴリズム同様に、１周期４パルスのサンプリング周期として、正弦波信号ｘD(n)の90゜の位相変化を表す周期にとり、φ＝０とすると、ｘD(n)は、数２１での基準信号ｘ(n)と同様に、±１、０の３値のみになる。
【０２７７】
そこで、２０と同様の表記法を用いれば、次式のように表現できる。
【０２７８】
【数４８】

【０２７９】
【数４９】

【０２８０】
同定音の出力のサンプリング周期も90゜位相変化の間隔であるとき、同定音自体もｘD(n)＝０，＋１，０，−１，…の矩形波状の信号となる。
【０２８１】
前述したように、この矩形波状の出力信号は、基本次数の(2k-1)次の高調波成分を有し、これらはマイクロフォン検出信号ｅD(n)としてフィードバックされ、同定音推定信号ｙD(n)に足し合わされて、同定エラ−信号ｅ(n)となり、数４９に示した更新式に含まれてしまう。結果として、同定されたc₀、c₁によって、音響伝達系の位相、振幅は、基本次数の他にその高調波成分によっても影響を受けることになる。
【０２８２】
この問題は、制御時と同様、同定時においても、１周期中の制御パルス数を増やすことにより避けることができる。基本的には、図１１の実施形態で述べた制御と同様に、高調波成分の発生が問題となる低周波数域では制御パルス数を多くして、高周波数域においては、４パルス同定に切り替えればよい。実際には、高調波成分の振幅自体は、通常、基本次数成分に比べて小さく（基本次数成分の1/(2k-1)）、また後述するように、c₀、c₁の値は、かなりのロバスト性を有し、ある程度大きな誤差を有することを許容できることが分かっているため、大きな問題にはならない。
【０２８３】
ここで、騒音制御の場合と同様に、c₀、c₁を同定するための同定信号ｘD(n)として、余弦波基準信号ｘD(n)=cos(πn/2ms)を採用しても、同様の式の展開が可能であり、数４７の更新式は、次のように書き直される。
【０２８４】
【数５０】

【０２８５】
但し、ｘ(n)=cos(2π・n/ms)、ｘ(n-ms)=sin(2π・n/ms)である。
【０２８６】
１周期４パルス、即ち、９０゜毎の更新を行なう場合には、更新式は簡単化され、数２０と同様の表記法を用いれば、次式のように表現できる。
【０２８７】
【数５１】

【０２８８】
【数５２】

【０２８９】
図１３は、数４８、数４９の演算式に基づいて同定を行なうための構成を示した同定ブロック図である。
【０２９０】
まず、求めたい周波数の90゜周期のタイミング信号を、同定タイミング信号発生器２６５により発生させる。そして、同定基準信号発生器２６０は、このタイミングに同期して、基準信号ｘD(n)＝0，1，0，-1，…を生成する。
【０２９１】
この基準信号は、ラウドスピーカ２から、そのまま出力されて同定音となり、マイクロフォン１で検出されて同定音信号ｅD(n)(２０７)として、制御回路にフィードバックされる。
【０２９２】
一方、タイミング信号に同期して、同定音推定器２６１を動作させ、同定音推定器２６１は、数４８に従って、同定音推定信号ｙD(n)(２０４)を出力する。
【０２９３】
また、同定音信号２０４と同定音推定信号２０７は、ディジタル信号として加算されて、エラー信号ｅ(n)(＝ｅD(n)＋ｙD(n))(２０８)を生成し、適応更新器２６２において、数４９に従って、ｃ₀、ｃ₁の更新が行なわれる。
【０２９４】
同様に、同定信号として余弦波を用いた場合でも、数４８、数４９の演算式を、数５１、数５２と入れ替えるだけで、同様なシステムを構成できるので、ここではその説明を省略する。
【０２９５】
この同定処理の周期は、基本的には、マイクロプロセッサに内蔵してあるクロック信号を用いて発生させることができるが、制御同様に、エンジンのタコパルス信号を用いてもよい。
【０２９６】
即ち、エンジンのタコパルス信号の周期を計測して、該周期に対する周波数を求め、ｃ₀、ｃ₁を求める対象である周波数との比(次数比)を計算する。この場合、次数比は必ずしも整数であるとは限らない。
【０２９７】
次に、タコパルス信号をもとに計算された次数比に対応する高調波タイミング信号を発生させ、これをもとに、図１３に示した同定ブロック図に示した動作を実行すれば良い。
【０２９８】
同定は、例えば、車両のアイドリング時等において、同定用アルゴリズムを実行させるためのスイッチの操作により、実行させる構成としておけば良い。
【０２９９】
ところで、エンジン回転数の変化、あるいは、複数の回転次数を有する騒音を制御する場合等は、制御対象の全ての周波数で(実際には、所定の周波数間隔ごとに)音響伝達関数の係数（音響伝達係数）ｃ₀、ｃ₁を同定する必要がある。
【０３００】
このための方法としては、ある周波数の同定音を、所定時間出力してｃ₀、ｃ₁を同定してから、他の周波数に切り替えて、順次同定を進める方法が考えられるが、複数の周波数の同定音を同時に出力して、各同定音の周期に対応した同定音推定器／適応更新器を並列に接続して、同定を迅速に行なう構成にしても良い。
【０３０１】
図１４に、複数の周波数の同定を同時に行う手段の動作を表すブロック図を示す。図１４では、３個の周波数ｆ0、ｆ1、ｆ2について、同時に同定する場合を示している。
【０３０２】
まず、各周波数に対応した同定音発生器３６０、４６０、５６０により、各周波数の４倍の周波数（即ち、９０゜周期）で、同定音（基準信号）ｘD＝０，１，０，−１，…を発生させて合成し、ラウドスピーカ２に供給する。
【０３０３】
この同定音を、マイクロフォン１により検出し、音圧信号３０７として制御回路にフィードバックする。
【０３０４】
一方、制御回路内部で、同定音推定器３６１、４６１、５６１により、各周波数に対応した同定音推定信号３０４、４０４、５０４を生成して合成し、前記音圧信号３０７に加算する。なお、同定音推定器３６１、４６１、５６１の動作は、図１４に示す２６１の動作と同じである。
【０３０５】
加算して得たエラー信号３０８を、各適応更新器３６２、４６２、５６２に、フィードバックし、各々エラー信号３０８が最小になるように、伝達関数ｃ0(f)、ｃ1(f)の値を更新する。
【０３０６】
なお、各適応更新器３６２、４６２、５６２の動作は、図１４に示す２６２の動作と同じであり、詳細構成も同じである。
【０３０７】
ここで、前述したように１周期４パルスの同定では、フィードバックされる同定音信号ｅD(n)(３０７)の中には、出力した同定音の周波数の(2k-1)次の高調波が含まれている。
【０３０８】
したがって、図１１で示した制御の場合と同じように、システムの同定を行う周波数帯域（制御対象とする周波数帯域）に応じて、１周期中の同定パルス数を切り替えて同定するのが好ましい。
【０３０９】
図１５は、システムの同定対象周波数域を100〜500(Hz)とし、200Hzを境に、８パルス／４パルスの同定ブロックを切り替えるようにした、同定パルス数の切り替えに関するシステム実施形態である。本システムは、４パルス同定部と８パルス同定部と、同定信号タイミング発生部２６５と、制御音を発生する車室内スピーカ２と、騒音を検出するマイクロフォン１とを有して構成される。
【０３１０】
同定信号タイミング発生部２６は、制御次数の存在する周波数を考慮して、８パルス同定を行なうときには８パルス同定部に、また、４パルス同定を行なうときには４パルス同定部にタイミング信号を供給する。そして、４パルス同定部、８パルス同定部は、夫々、１周期において、４パルス、８パルスを用いて消音制御を行なう。なお、スピーカ１が検出した信号は、駆動されている、８パルス同定部または４パルス同定部が入力し、同定処理を行う。
【０３１１】
同定は、周波数帯域中をある周波数間隔ごとに分割して（この間隔は一定でもよいし、また、周波数帯を異なる複数の周波数幅をもつように分割しても良い）、各分割領域ごとに、当該領域に存在する周波数に対して行われ、当該分割領域中では、その周波数における同定値を代表値とするように行なわれる。
【０３１２】
同定は、基本的に、ある周波数に対して所定時間行なわれ、同定値が確定した後に、他の周波数に対する同定処理が順次行なわれる。例えば、高周波数領域から同定を実行した場合、同定周波数が200Hzを超えている間は、４パルス同定部を用い、200Hz以下では、８パルス同定部が用いられ、同定が実行される。全ての周波数ポイントでの同定が終了すると、同定処理の結果として、音響伝達関数ｃ₀(f)、ｃ₁(f)のデータが、ＲＡＭ等へ保存される。
【０３１３】
ここで、同定は、２つの周波数が整数倍の関係にある場合（例えば、150Hzとその３次高調波成分の450Hz等)を除いて、複数の周波数で、同時に実行することもできる。これは、後述する「同期加算平均」の考え方により明らかにされている。
【０３１４】
すなわち、ある周波数に同期したタイミングで信号を加算していくと、その信号に含まれる周波数、および、その整数倍成分のみが残り、他の成分は「０」に近づくことがわかっているが、同定更新式の数４７、４９も、一種の同期加算を行っているからである。
【０３１５】
以上のように、本発明によれば、エンジン回転振動等により励起される複数の高調波次数の騒音成分に対して能動騒音制御を実施する際に、従来方法に比べて大幅に計算量を少なくすることができ、コストを低減したシステムや、小型化したシステムの構築が可能となる。
【０３１６】
次に、本発明にかかる、他の実施形態について図面を参照しつつ説明していく。
【０３１７】
さて、これまでの説明では、各周波数ｆにおいて同定された伝達関数ｃ(f)＝{ｃ₀(f)、ｃ₁(f)}を使用することによって、各次数成分に対応する適応フィルタの更新動作を行なう方法について述べてきた。
【０３１８】
ところで、車両を一例とすると、同一の車両の車室内であれば、該車室内において、特に大きな騒音として感じられる騒音の周波数は、通常、ほぼ決まった値になっているのが経験的事実の示すところである。
【０３１９】
このことは、車室内で騒音レベルを増大させる騒音が有する周波数である、いわゆるピーク周波数は、車室空間の体積、サイズ等によって決定されてしまい、上述した騒音レベルの増大は、ピーク周波数を有する騒音の、車室内における空洞共鳴現象によってもたらされるからである。
【０３２０】
これに対して、騒音加振源となるエンジンの加振成分は、エンジン回転に同期した回転次数成分、すなわち、エンジン回転の周波数成分の高調波成分であり、エンジンの回転数の変化にともなって、回転次数成分に対応する周波数も変化する。
【０３２１】
今、例えば、エンジンの回転数が上昇するとき、低次から高次へと（低周波数から高周波数）、エンジン回転次数成分が、次々と、ある車両に対して定まっている共鳴周波数を含む周波数帯を通過していくとともに、共鳴周波数と、エンジン回転次数成分とが一致すれば、該エンジン回転次数成分による騒音のレベルが、特に増大する。
【０３２２】
したがって、全ての回転次数成分に対して、増大した騒音レベルを低減するための能動的制御を行うことが理想であるが、例えば、制御システムが備えるプロセッサの計算能力が、全ての回転次数成分に対する制御演算を行なうだけのものでない場合には、エンジン回転数のとりうる値等を考慮して、特に騒音を増大させてしまう、回転次数成分を選択し、選択した回転次数成分（単に、次数とも記す）を用いて制御する方法が考えられる。
【０３２３】
そこで、図１６を参照して、このような方法の実施形態について説明する。
【０３２４】
図１６は、エンジン回転数がとりうる値を、複数の領域に分けて、各領域において、予め定めておいた高調波次数を選択し、騒音の制御動作を行なう場合の実施形態について説明するための図面である。
【０３２５】
図１６では、車両に搭載されるエンジンとして、４気筒のディ−ゼルエンジンを想定しており、その常用回転域（エンジン回転数が、通常とりうる値の範囲）は、600（rpm）〜3000（rpm）までとしている。
【０３２６】
600（rpm）〜3000（rpm）までのエンジン回転数に対して、600（rpm）ごとの４つの領域（（Ｉ）、（ＩＩ）、（ＩＩＩ）、（ＩＶ））を分割設定し、各領域において、回転0.5×Ｎ次（Ｎは、自然数）の次数成分のうち、任意の３つの次数成分を選択し、予め設定しておき、これを用いて制御を行なう。
【０３２７】
図１６に示すように、例えば、領域（Ｉ）に対しては、予め３つの次数成分、ｋ0（１）、ｋ1（１）、ｋ2（１）を選択し、設定しておき、実際のエンジンの回転数が1200（rpm）以下であるとき、これらの次数成分を用いた制御が行なわれる。
【０３２８】
図１６に示す実施例の構成は、基準信号発生器５と、メモリ７４と、タイミング発生器５００と、各次数制御御発生器６０５と、適応フィルタ更新器６００と、制御音生成器６１０とを備えている。
【０３２９】
なお、スピーカ２は、制御音生成器６１０から供給される信号に基づき駆動される。また、マイクロフォン１は、騒音を検出し、検出信号を適応フィルタ更新器６００に供給している。
【０３３０】
さらに、メモリ７４には、前述した領域の各々に対して、とり得るエンジン回転数と、予め設定した次数成分とが対応するように、記憶されている。なお、メモリ７４は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、フラッシュメモリ等で実現されうる。必要に応じて、その内容を書替え可能な構成にしておくのが好ましい。
【０３３１】
さて、このような装置構成における動作について、説明する。なお、以下の動作は、例えば、基準信号発生器５が備えるＣＰＵが主として行なうように、構成しておけば良い。
【０３３２】
エンジンから出力されるタコパルス信号１０１が、基準信号発生器５に入力される。
【０３３３】
基準信号発生器５は、タコパルス信号１０１の周期に基づいて、エンジン回転数を求め、エンジン回転数の値に応じて、メモリ７４の内容を読み出し、エンジン回転数に対応する領域が選択される。そして、選択された領域に対応して、予め設定されている３個の次数成分を選択し、各次数成分に対応する周期の90゜ごとの信号を、タイミング信号１１１、１２１、１３１とし、各タイミング信号に基づいて、制御音信号を生成して制御を行う。
【０３３４】
図１６に示すように、例えば、搭載されたエンジンが４気筒であり、エンジン回転数が「1800〜2100（rpm）」の領域に存在するとき、回転数領域として、領域ＩＩＩが選択され、ｋ0(3)、ｋ1(3)、k2(3)なる次数成分に対応する周期の90°ごとに生成される信号であるタイミング信号が、タイミング発生器５００にセットされる。
【０３３５】
タイミング発生器５００にセットされたタイミング信号は、各次数制御音信号生成器６０５に供給され、各タイミング信号に同期して、各制御音信号ｙk0(n)、ｙk1(n)、ｙk2(n)が、各次数制御音信号生成器６０５によって生成される。
【０３３６】
そして、各制御音信号は、制御音生成器６１０によって合成されて、スピーカ２から、制御音として出力される。
【０３３７】
さらに、マイクロフォン１により検出されたエラー信号１０７が、適応フィルタ更新器６００に入力されることによって、前述したアルゴリズムに従って、フィルタ係数の更新動作が行なわれる。
【０３３８】
このように、複数の領域を設定し、領域ごとに制御対象を選択することによって、より精度の高い制御動作が行なわれることになる。
【０３３９】
なお、このような次数成分（「制御次数」と同意語：制御対象となる次数）の選択については、エンジン回転数によって設定された領域ごとに、車両固有の共鳴周波数に極力近い周波数を有する次数成分を設定しておくことが適切であるが、実際に搭載されるエンジンにおいては、通常、次数成分ごとに加振力の大きさに違いがあり、例えば、直列４気筒エンジンでは、エンジン回転数の２倍、即ち、回転２次成分が特に大きく、現実的にはこの２次成分とこの高調波、すなわち回転４次、６次、８次、１０次成分などがエンジン騒音成分の中で支配的であることが多い。
【０３４０】
そして、回転２次、４次成分などは広い回転域で大きな騒音成分として存在している。このような場合については、複数の領域において制御しうるように、制御次数の初期設定を行なっておけば良い。
【０３４１】
ところで、制御次数の初期設定のために、特に大きい騒音を発生させる回転次数を特定することが必要である。この場合には、エンジン回転信号をトラッキング信号として入力し、騒音の時間波形に対するＦＦＴ(高速フーリエ変換)解析を行い、得られたスペクトル分布のうちで、ピーク状の極大値をとる騒音周波数の存在位置に基づいて求める方法が、一般的な方法として考えられるが、このことを、リアルタイムで実行するには、かなりの演算容量になってしまう。
【０３４２】
そこで、ここでは、数４７、４９のような、同定のための更新式の説明において述べたように、騒音成分を、特定の周波数に同期して平均化することにより、騒音の周波数成分を抽出する方法を使用して、ピ−ク騒音を検出する方法について説明する。
【０３４３】
今、元の騒音信号をｄ、基本次数の周波数をｆとして、元の騒音信号ｄは、基本次数の高調波成分の重ね合わせであるとして、フーリエ級数展開すると次式を得る。
【０３４４】
【数５３】

【０３４５】
ここで、ｎは、サンプリング番号、ｆkは、ｋ次の次数の周波数、すなわち、ｆk=k・ｆである。また、Ｔはサンプリング周期、ｄs(n)、ｄc(n)は、各々ｄ(n)の正弦波成分および余弦波成分であり、さらに、ｄsk、ｄckは、各々、ｄ(n)の正弦波成分、余弦波成分の、ｋ次成分の振幅である。また、Σkは、ｋについての総和(k=1,…,K)をとることを意味する。
【０３４６】
今、数５３に対して、ある周波数ｆkの正弦波および余弦波を乗じ、時間平均をとることとする。ｄsk、ｄckが、平均をとる時間間隔内で、一定の値をとるものとすれば、正弦波と余弦波の積の平均値は「０」、また、正弦波と正弦波、余弦波と余弦波、の積の平均においても、同一周波数成分以外は、総て「０」になるので、次式が得られることになる。
【０３４７】
【数５４】

【０３４８】
但し、「＜＞」は、時間平均を表し、＜sin(2πfkTn)²＞＝＜cos(2πfTn)²＞＝1/2を用いた。
【０３４９】
また、数５３は、次式のようにも表現されうる。
【０３５０】
【数５５】

【０３５１】
ここで、ｄk、αkは、それぞれ、騒音ｄ(ｎ)の振幅、位相である。
【０３５２】
さて、数５４より、以下に示す数５６が得られる。
【０３５３】
【数５６】

【０３５４】
さて、当該次数成分が、制御システムによって制御されていない状態ならば、マイクロフォン１により検出される音圧信号ｅ(ｎ)１０７を、当該次数成分ｋの周期の、９０°のタイミングでサンプルして、数５３と同様に、
＜e(n)・sin(2πfkT・n)＞、および、＜e(n)・cos(2πfkT・n)＞なる値を求めたとき、当該次数成分以外は、「０」になるため、演算結果は、数５４に等しくなる。
【０３５５】
すなわち、騒音ｄ(n)のｋ次の次数成分のピークの大きさは、次式の演算を行なうことで求められる。
【０３５６】
【数５７】

【０３５７】
次に、ｋ次の基準信号（次数ｋに対する基準信号）を、正弦波ｘk(n)＝sin(2πfkT・n)として、サンプリング周期を、１周期４パルスすなわち基準信号の90゜ごとの時間とすると、数２０以降の式と同様、以下のような数式の展開が可能となる。
【０３５８】
【数５８】

【０３５９】
上述した数５４を書き直し、ｋ次成分の正弦波振幅ｄskおよび余弦波振幅ｄckは、次式のように得られる。
【０３６０】
【数５９】

【０３６１】
ここで、サンプル番号ｍを、次数周期の１回転に対応するものとし、Ｍ回転目までの平均操作により得られた、ｋ次振幅ｄkは、次式で求められる。
【０３６２】
【数６０】

【０３６３】
ここで、ｅ(m,θ)は、ｍ回転時の角度θでのエラー信号である。この場合、制御音は存在しないので、ｅ(m,θ)＝ｄ(m,θ)である。サンプルを平均する周期を、様々な値に変化させることによって、エンジン回転周期に対する、全ての次数成分の振幅ｄk(ｋが非整数(例えば、0.5の奇数倍)の場合をも含む)が、推定可能となる。
【０３６４】
ところで、今まで説明してきた、回転次数の推定処理は、能動騒音制御を行なっていない、すなわち、制御音を供給していない場合における処理である。
【０３６５】
一方、能動騒音制御状態にある場合（制御次数を実際に用いて能動制御を行なっている場合）、マイクロフォンにより検出される信号は、騒音(被制御音)と制御音とが合成されているので、これらを分離する必要がある。
【０３６６】
このためのには、次のような方法が採用される。
【０３６７】
マイクロフォン検出信号ｅ(n)を、被制御音ｄo(n)と制御音ｄc(n)とにわけると、以下のように表現できる。
【０３６８】
【数６１】

【０３６９】
ここで、制御音ｄc(n)が、ｋ次の次数の出力音であるとすると、ｄC(n)は、音響伝達関数のフィルタ係数ｃ0、ｃ1と制御音信号ｙk(n)を用いて、
【０３７０】
【数６２】

【０３７１】
なる式で与えられる。また、制御音信号ｙk(n)は、ｋ次基準信号ｘk(n)を用いて、
【０３７２】
【数６３】

【０３７３】
なる式で表現される。これらをまとめて整理すると、次式が得られる。
【０３７４】
【数６４】

【０３７５】
そこで、数５９と同様の演算操作を行うと、
【０３７６】
【数６５】

【０３７７】
なる式が得られる。
【０３７８】
ここで、数２０を使用すると、次式が成立することになる。
【０３７９】
【数６６】

【０３８０】
ここで、数２０、数６６を、数６５に代入して、次式を得る。
【０３８１】
【数６７】

【０３８２】
また、被制御音ｄo(n)のｋ次成分の振幅ｄokは、数５６と同様な式、すなわち、
【０３８３】
【数６８】

【０３８４】
が成立するので、数６７の関係式を用いて、制御音を分離した被制御音の大きさの推定が可能となる。
【０３８５】
なお、数６７について、数６０と同様の表記を行なえば、次式が得られる。
【０３８６】
【数６９】

【０３８７】
これらは、１周期４パルス(９０゜に相当する)として、回転次数の推定を行う方法についての式の展開である。この場合も、消音制御の場合と同様に、推定対象次数の(2k-1)次成分の影響を大きく受けるので、低周波数領域等では、推定のためのパルス数を増やすことが好ましい。このとき、数５６または数６５をそのまま実行することにより、対応できる。
【０３８８】
なお、この場合においても、推定の基準信号ｘk(n)を余弦波ｘk(n)＝cos(2πfkT・n)としても、同様に推定式を展開できる、符号等の変更のみが生じるだけであるため、説明を省略する。以上のようにして、制御次数の初期設定を行なっておけば良い。
【０３８９】
さて、これまで説明してきた各次数騒音成分の推定は、この他に、いわゆる「同期加算法」と称される方法を用いても行うことができる。この同期加算法は、抽出したい次数に対する周期ごとにおける同一の角度（位相）の検出点でのサンプリング値、よって、ある位相を有する検出点での、３６０゜ごとのサンプル値を次々に加算していき、１周期中の各角度ごとの加算平均値を求めていく方法である。
【０３９０】
この方法の原理は単純で、ある周波数の周期信号は、その１周期を３６０゜の角度でみたとき、毎回同一の角度では同じ値をとり、他の角度では異なる値をとるという事実に基づいている。ある周波数の基準信号に同期したタイミングで、３６０゜ごとの加算平均をとれば、他の周波数の周期成分は、毎回種々の値をとり、加算平均すれば「０」に漸近していき、最終的にその周期成分のみ抽出されることを利用しているわけである。
【０３９１】
しかしながら、騒音成分の中に、検出周期の整数倍の高調波成分が含まれている場合、これも推定値の中に含まれるという問題がある。これは、整数倍の成分も、基本次数の周期における同一の角度では、同じ値をとるからである。例えば、回転４次成分に同期して加算平均を行った場合、回転８次（２倍）、１２次（３倍）等の騒音成分は、推定値の中に含まれる。これに対し、例えば６次(１．５倍)、１０次(２．５倍)、あるいは２次(０．５倍)等の高調波成分は、これらが存在していても、回転４次の同期加算推定によって、「０」となってしまい、その影響を受けることはない。
【０３９２】
図１７は、複数の回転次数騒音を含むような車両騒音に対して、回転４次成分に同期して加算平均を行った結果を、スペクトルとして示している。図１７（ａ）は、車室内の騒音スペクトルの例であり、図１７（ｂ）は、回転４次同期加算の結果を示しており、いずれも、スペクトル分布として表示している。
【０３９３】
図１７を参照すると、同期加算の結果、所望の４次成分と、その倍成分である８次成分のみが抽出されていることが分かる。ただし、ここではフーリエ解析を行うために、１周期中のサンプル数を１０２４点とした。
【０３９４】
したがって、所望の成分である４次成分のみを抽出するためには、同時に、８次成分の同期加算推定を行ない(この場合、その整数倍成分である１６次、２４次成分等がローパスフィルタにより十分減衰される等により存在しないことが条件である）、得られた推定値を、８次成分の同期加算推定値より差し引くことによって、４次騒音成分を推定することになる。ただし、このためには、各次数成分の振幅、位相を求める必要があり、原理的には可能であるが、安価なプロセッサを用いて行う推定方法としては現実的でない。したがって、この「同期加算平均」は、その整数倍の高調波成分が問題にならない高周波制御領域での使用するのが好ましい。
【０３９５】
推定する次数騒音の振幅は、基本的に、１周期中の90°離れた２点でサンプリングすれば求めることが可能である。今、次数kの一周期中のサンプル数を４msとし、推定するエラ−信号ek(n)を
【０３９６】
【数７０】

【０３９７】
としたとき、
【０３９８】
【数７１】

【０３９９】
であるので、その振幅値Ａは、次式で示すようになる。
【０４００】
【数７２】

【０４０１】
図１７(a)に示すように、複数の回転次数騒音を含むような車両騒音に対して行う同期加算平均による騒音推定は、回転８次成分のように、その高次成分(１６、２４次成分等)が存在しない次数の騒音に対して実施可能である。なお、制御中の騒音（被制御音）と制御音の分離方法については、前述した方法と同じであるのでここでは説明を省略する。
【０４０２】
次に本発明にかかる、さらに、他の実施形態について説明する。
【０４０３】
さて、今までに導出してきた数式に基づいて、騒音能動制御時および騒音能動非制御時に、各エンジン回転数領域において、特に大きな騒音(被制御音)を推定し、この推定結果を反映するために、制御すべき回転次数（制御次数）の選択、および、各領域に対して設定されている制御次数の「書替え」、を行う場合の制御手順を、図１８のフローチャートで示す。
【０４０４】
図１８では、各エンジン回転数領域において、0.5×N次の高調波成分のうち、３個の次数(ｋc0、ｋc1、ｋc2)を用いて能動騒音制御を行っている場合について示している。もちろん、処理のスタート時には、各エンジン回転数領域において、図１６に示す場合と同様に、制御次数が初期設定されている。
【０４０５】
以下、図１８のフローチャートについて説明する。
【０４０６】
なお、以下の処理は、例えば、基準信号発生器５が備えるＣＰＵが、主として行なうように構成しておけば良い。
【０４０７】
まず、ステップ７０１において、エンジンから出力されるタコパルス信号１０１を検出し、タコパルス信号の周期Ｔに基づいて、現在のエンジン回転数Ｎを測定する。
【０４０８】
エンジン回転数Ｎが測定された結果を用い、メモリ７４の格納内容を参照することによって、エンジン回転数Ｎに対応する回転数領域を判別、選択する。
【０４０９】
なお、エンジン回転数Ｎの変化に伴って選択される回転数領域は、エンジン回転数Ｎが変化するため常に切り替わって行くが、能動騒音制御での制御対象となる制御周波数領域は、プロセッサの演算能力(特に、高周波数側の演算性能で演算能力が決定される)、スピーカの再生能力(特に、低周波数側の出力性能で再生能力が決定される)により、一定となる。
【０４１０】
このため、回転数領域ごとに制御対象、すなわち、推定の対象となる、「0.5×N次」の高調波成分の本数、次数は異なる。
【０４１１】
次に、ステップ７０２においては、選択した回転数領域に対応する周波数と領域の関係から、推定の対象となるＩ個(Ｉは、自然数)の0.5×N次の高調波成分を決定している。
【０４１２】
例えば、ある領域の回転数範囲が1800〜2100(rpm)、これに対する制御対象周波数が100〜400(Hz)であるとすると、制御対象となる0.5×N次の高調波成分は、制御対象周波数の下限値である、100(Hz)に対して回転3.5次(エンジン回転数を回転１次とする。)が、1800(rpm)で105(Hz)(即ち、1800(rpm)÷60(s)=30(Hz)、30(Hz)×3.5次=105(Hz))、制御対象周波数の上限値である、400(Hz)に対して回転11.0次が、2100(rpm)で385(Hz)となり、回転3.5次から回転11.0次までの16本(Ｉ=16)が、推定対象の次数ｋi(i=0〜I-1)に設定される。
【０４１３】
ところで、推定対象となる次数ｋi(i=0〜I-1)のうち、いくつかの次数は現在制御中の次数である。ここで、同時に制御する次数は、３種類であるとして、次数ｋc0、ｋc1、ｋc2が、初期設定されてメモリに格納されているものとする。
【０４１４】
さて、ステップ７０３では、初期設定されている、これらの制御次数ｋc0、ｋc1、ｋc2の読み出しを行う。
【０４１５】
さらに、変数ｉをリセット、即ち、ｉ＝０とする。
【０４１６】
次に、ステップ７０４では、ｉ＝０から順に、次数ｋｉの周期に同期した被制御音の推定を実行するが、推定次数ｋｉが、制御中の次数か否かを判定して、場合分けを行う。
【０４１７】
そして、制御を行なっていない次数については、ステップ７０５、制御中の次数については、ステップ７０６に、おける処理を実行させる。ここで、ステップ７０５における処理は、基本的には数５７に示す演算処理であり、ステップ７０６における処理は、被制御音を求めるため、エラー信号から、制御中の次数であるとして制御音部分を差し引く、数６５プラス数６８に示す演算処理である。
【０４１８】
ただし、次数の周波数から判断して、４パルスで推定可能である場合には、数５７の代わりに数５９若しくは６０、数６７プラス数６８、もしくは数６９に示す演算処理を実行する。あるいは、一部の高周波数領域の次数については、前述の「同期加算平均」による推定演算を実行することもできる。
【０４１９】
次に、ステップ７０５、７０６での推定演算により、ｋ次の被制御音の振幅ｄkiが求められた後で、変数iをインクリメントとし、ｉ＝ｉ＋１とする。
【０４２０】
ｉがＩより小さい間は、ステップ７０４に戻り、同様の推定演算を実行する(ステップ７０７)。
【０４２１】
そして、上述した例の場合、ｉ≧Ｉ＝16となり、１６種類、総ての次数について推定演算が完了したならば、ステップ７０８に移る。
【０４２２】
ステップ７０８では、推定演算の結果得られたｄkiのうち、振幅の大きい上位３個の次数（ｋi）を選定する。
【０４２３】
次に、この選定された次数ｋi(i=0〜I-1)と、初期設定された制御次数ｋci(=ｋc0、ｋc1、ｋc2)とを比較し、値が異なっているものが存在すれば、その、値が異なっている次数について、制御次数の「書替え」、すなわち、選定された次数を、新たに、該当する回転数領域での制御次数として設定する処理を行う(ステ
ップ７０９)。
【０４２４】
ステップ７０９での処理を、より具体的に説明すると以下のようになる。
【０４２５】
例えば、現在制御中の制御次数ｋci(=ｋc0、ｋc1、ｋc2)において、ｋc2を、別の次数ｋc3へ「書替え」する必要がある場合、まず、次数ｋc2に対応する適応フィルタ係数ｗkc20、ｗkc21の値を「０」とおき、制御音の出力を停止させる。
【０４２６】
次に、基準信号発生器５およびタイミング信号発生器５００によって生成するタイミング信号の周期を、次数ｋc2のタイミング周期から、次数ｋc3のタイミング周期に変更する。そして、次数ｋc3の周期のタイミング信号を、新たに発生させる。
【０４２７】
そして、新しい次数に対するタイミング信号によって、制御音生成器６１０および適応フィルタ更新器６００を動作させる。その結果、新しい適応フィルタ係数ｗkc30、ｗkc31が成長することになる。
【０４２８】
この書替えによる音圧変化が急激であり、違和感を与えるような場合には、例えば、前述した収束係数αを小さくするか、「０」にし、あるいは、リーキーパラメータλ(≦１)の値を、通常より小さい値にして、適応フィルタ係数ｗkc20、ｗkc21を徐々に減衰させる。
【０４２９】
同時に、新しい適応フィルタ係数ｗkc30、ｗkc31に対応する収束係数αを大きくとり、成長速度を大きくする等の方法を使用しても良い。
【０４３０】
エンジン回転数の値が変化して、対応する回転数領域が、別の回転数領域に移行した場合には、ステップ７０１において、新しいエンジン回転数に対する周期Ｔを検出し、ステップ７０１〜７０９に示す処理を、新たな回転数領域に対して実行する。
【０４３１】
これらの一連の処理は、各次数に対応した、タイミング信号（１周期４パルスの場合ではある次数に対す信号の周期を想定した時、その周期の1/4、即ち、90゜毎にタイミングを与える信号）によって行われ、Ｍ回転（Ｍ周期）分の推定演算により行っている。
【０４３２】
しかしながら、これらの推定処理には問題点がある。すなわち、実際の車両運転時には、通常、エンジン回転数は頻繁に変化するため、ステップ７０９までの処理が完了する前に、エンジン回転数が急激に変化してしまい、回転数領域が、別の回転数領域に移行してしまう場合が頻繁に発生すると考えられる。
【０４３３】
図１９は、このような場合への対応も考慮した推定演算処理を行うため、総ての回転数領域に対して推定演算を行う回数である「次数推定回数Ｍk(あるいは、次数推定時間Ｔkでも良い)」を設定し、Ｍk(あるいは、Ｔk）を上回る推定回数(あるいは、推定時間)に達したとき、推定演算処理を終了し、新しい次数の設定、および、該次数を用いた制御を行う、手順を示すフローチャートである。
【０４３４】
ここで、図１９中では、推定演算処理のために、多くの変数および設定パラメータが用いられているので、最初に、これらの内容について説明する。
【０４３５】
まず、Ａnは、複数設定した回転数領域の中で、ｎ番目の領域を意味し、本実施例では、Ａn＝Ａ₀〜Ａ₇の８つの領域に分割されている。そして、回転数領域Ａ₀〜Ａ₇の各々に対して、各々、J0〜J7個の制御次数が設定されている。
【０４３６】
すなわち、Ａ₀に対しては「J0個」、…、Ａ₇に対しては「J7個」である。
【０４３７】
また、JJ、jj（j0〜j7の値をとりうる）は、変数であり、ｎ番目回転数領域Ａn(制御次数JJ個)のうちのjj番目の次数が、現在推定中の次数ｋn(jj)であるように、用いられている。すなわち、回転数領域Ａn＝Ａ₀〜Ａ₇に対して、jj＝j0〜j7の変数が各々対応している。なお、j0=0〜J0、…、j7=0〜J7の関係が成立している。
【０４３８】
また、次数推定回数Ｍkは、回転数領域Ａ₀〜Ａ₇に存在する、全ての次数ｋn(jj)について、同一の値が設定されているが、実際には、各領域における推定処理回数は異なる。
【０４３９】
そこで、現在までに、次数ｋn(jj)について行われた推定処理回数を示す変数を、ｍ(jj)とする。
【０４４０】
次に、図１９を参照して、実行される処理の内容について説明する。
【０４４１】
まず、ステップ７１１において、推定処理に必要な変数の初期値として、jj＝j0〜j7＝０、ｍ(jj)＝ｍ(j0)〜ｍ(j7)＝０を設定する。
【０４４２】
次に、ステップ７１２において、エンジンから出力されるタコパルス信号を検出することによって、その周期を求め、エンジン回転数Ｎを求める。
【０４４３】
ここで、本実施形態では、次数騒音の推定にあたって、例えば、急加速時等のエンジン回転数が急激に変化する場合等の過渡的な状態を除外して、推定を行うことを考えている。
【０４４４】
そこで、次のステップ７１３においては、１サンプル前のエンジン回転数ＮをＮFとして記憶しておき、今回の測定値であるエンジン回転数Ｎとの差分の絶対値、ΔＮ＝|Ｎ−ＮF|を計算する。なお、この計算後に、今回測定したＮを、新たなＮFとしておく。
【０４４５】
そして、ステップ７１４において、前述したΔＮと、予め定めている閾値ΔＮTHの値とを比較し、ΔＮ＞ΔＮTHであるときには、ステップ７１２に戻り、逆に、ΔＮ≦ΔＮTHであるときには、次数推定処理を行うようにしている。
【０４４６】
さて、ΔＮ≦ΔＮTHであると判定されたときには、ステップ７１５にブランチし、対応する回転数領域Ａnが選択される。ここで、各回転数領域Ａnでの次数ｋn(jj)に関するデータは、メモリ７５内に、マップ化された状態で格納されている。
【０４４７】
ステップ７１６では、メモリ７５の格納内容を参照し、変数j0〜j7、および、設定値J0〜J7に対して、当該Ａnでの値としての、変数jjおよび変数JJの値が設定される。
【０４４８】
これを、具体例にて説明する。
【０４４９】
例えば、図１８を参照して説明した場合のように、現在の回転数領域「1800〜2100（rpm）」、制御対象周波数「100〜400（Hz）」であれば、回転数領域Ａ4が選択され、J4＝16、j4＝0〜15となり、ｋ4(0)＝3.5次からｋ4(15)＝11次までの、0.5次刻みの次数が、推定対象となる。そして、このなかでｋc0、ｋc1、ｋc2の次数が、初期設定された制御次数になっており、推定対象の次数１６個のうち、制御中の次数は３個、非制御の次数は１３個となっている。
【０４５０】
さて、変数jjは、１個分の制御次数の推定が終了するごとに、その値がインクリメントされていくが、jj＞JJとなったときには、当該領域の推定が既に完了したことを意味しており、この場合には推定処理を行わず、ステップ７１２に戻る。
【０４５１】
一方、jj≦JJであるときは、回転数領域Ａnでの次数推定処理は、未だ終了しておらず、この処理をさらに継続するために、次のステップへと進む（ステップ７１７）。そして、ステップ７１８では、推定対象の制御次数ｋn(jj)の値を、メモリ７５から読み出し、これをkjとしてセットする。
【０４５２】
次に、図２０に、図１９処理の続きを示す。
【０４５３】
なお、両図面間にまたがる処理は、コネクタＡによって接続されるように記載している。
【０４５４】
まず、ステップ７１９では、kjが制御中の次数であるか否かを判別し、制御中の次数である場合には、ステップ７２０、制御中の次数でない場合には、ステップ７２１、の内容を各々実行する。
【０４５５】
ステップ７２０、ステップ７２１は、それぞれ、数６５プラス数６８、数５７(１周期４パルスの場合、数６７または数６９、数５９)に示すように、演算処理を行なうステップであるが、このステップを通過するごとに、推定演算が１サンプル分実行されることになる。１周期４パルスの場合、１サンプルは、次数に対応する信号の有する周期の１／４、即ち、90°周期に相当し、推定演算としては、０°と180°のときは、余弦波成分ｄckを、90°と270°のときには、正弦波成分ｄskを、それぞれ更新することになる。
【０４５６】
ステップ７２０およびステップ７２１の推定演算が１サンプル終了すると、次にステップ７２２に進み、その回転数領域での演算回数の変数ｍ(jj)が、インクリメントされる。
【０４５７】
次に、ステップ７２３では、この１サンプルの推定演算の終了後の次回、すなわち、90°後の角度が、タコパルス信号の検出を行なうべき角度であるか否かが判断される。ここで、タコパルス信号検出角度か否かの判断は、推定中の次数と回転数との関係から、容易に把握できる。例えば、次数が４次であれば、次数90°のサンプル周期１６回（90°×16／360°=4）で、次回のタコパルス信号検出角度位置になる。
【０４５８】
次回の推定演算が、タコパルス信号の検出と重なる場合には、ステップ７１２に戻りタコパルス信号を検出し、前回と今回のタコパルス信号検出の時間間隔を測定して、回転数の算出、現在の回転数領域の判別がなされる。ここで、ステップ７１２に戻る際には、この時推定中であった次数のデータ、各種変数を、メモリに一時ストアしておくことにより、次回、同一の回転数領域での推定が行なわれるときに、再度使用することができる。
【０４５９】
一方、次回タコパルス信号が検出されない場合には、ステップ７２４に進み、推定演算回数ｍ(jj)が、Ｍkを超えているか否かが判定される。
【０４６０】
超えていない場合には、ステップ７１９に戻り、推定演算がＭkを超えるまで継続される。超えた場合には、当該次数に関する推定は終了したとして、ステップ７２５に進み、当該次数の振幅ｄkjを、図示してあるように、正弦波振幅ｄskjおよび余弦波振幅ｄckjにより計算する。
【０４６１】
なお、タコパルス信号の検出は、常に、ステップ７２３の後に行われるとは限らない。実際には、エンジンの回転数の変化と、プロセッサがその時点で受け持つ演算量の変動により、ステップ７１２〜ステップ７２２の間で、エンジン回転数の急激な変化が発生する場合も往々にしてありうる。このような場合には、（図示しないが）推定演算を途中で中止し、即座にステップ７１２に戻るよう処理を行なうようにすればよい。
【０４６２】
次に、図２１に、図２０の続きの処理を示すフローチャートを記載する。
【０４６３】
なお、両図面間にまたがる処理は、コネクタＢによって接続されるように、記載している。まず、ステップ７２６において、変数jjがインクリメントされ、ステップ７２７に進む。
【０４６４】
そして、ステップ７２７では、変数jj（j0〜j7）が、設定値JJ（J0〜J7）を超えているか否かについて判断され、変数jjが設定値JJを超えていない場合には、ステップ７１２に戻る。
【０４６５】
一方、変数jjが設定値JJを超えた場合には、当該回転数領域での設定次数の推定は、総て終了したとして、ステップ７２８に進み、上位Ｋc個の、次数振幅ｄkk(kk=0,…,Kc-1)を有する次数の選択を行う。
【０４６６】
そして、ステップ７２９において、回転数領域Ａnに対して選定された次数のうち、初期設定された次数と異なっているものについて、「書替え」を行う。
【０４６７】
さらに、ステップ７３０において、この時の変数jjの値を、対応する領域の変数(j0〜j7のいずれか)の値とし、メモリ７５の内容を更新する。
【０４６８】
そして、各回転数領域ごとに、各jj（j0〜j7）の値について、JJ（J0〜J7）の値と、各々比較を行い、各jjに対して、対応する設定値JJの値を超えているならば、全ての回転数領域での「推定／書替え処理」は終了したと判断し、このルーチンによる処理は、完了する（ステップ７３１〜７３２）。
【０４６９】
以上説明してきた、図１８、図１９〜図２１に示した実施形態では、例えば、初期設定された制御次数が適切でない、すなわち、他の次数成分中に、より大きい騒音のピークが存在する場合であっても、前述した次数推定演算および「書替え」処理を行うことによって、より適切な制御次数を用いた制御が行なわれるようになる。
【０４７０】
ところで、ある次数によって制御中の騒音の大きさは、適応フィルタ係数ｗ₀、ｗ₁の値からも、ある程度推定することが可能である。これは、その次数の騒音が大きければ、(かつ、その騒音がエンジン回転に基づいたもので、いわゆるコヒーレンスが大きいものであれば)、適応フィルタは成長し、そのフィルタ係数ｗ₀、ｗ₁の値、および、これに基づく制御出力である制御音ｙが大きくなるからである。
【０４７１】
ここで、制御音出力の１周期当たりの制御出力のパワーを想定した場合、本制御方法では、基準信号ｘは、正弦波もしくは余弦波であり、｜ｘ｜≦１であるから、適応フィルタ係数ｗ₀、ｗ₁の２乗(すなわち、フィルタパワー)を、制御出力のパワーとみなすことができる。このとき、n回転目のフィルタパワーｗp²(n)は、次式で求めることができる。
【０４７２】
【数７３】

【０４７３】
図２２は、数７３で定義されたフィルタパワーｗp²に対して、ある閾値を設定し、フィルタパワーｗp²が、閾値(ＷPTH2)以下である場合には、その次数に対して、制御の中止を行うようにした実施形態である。
【０４７４】
なお、以下の処理は、例えば、基準信号発生器が備えるＣＰＵが、行なうように構成しておけば良い。
【０４７５】
まず、ステップ７５０において、エンジン回転数Ｎを検出する。
【０４７６】
ここで、エンジン回転数Ｎの変化に対する対応は、図１９〜図２１の実施形態と変わるところは無いので、本実施形態に関しては、回転数Ｎは一定の値であると想定し、フィルタパワーｗp²の値に基づいて、ある制御中の次数に対する制御の中止を行う部分のみについて、その処理内容を記載することにする。
【０４７７】
次に、ステップ７５１において、検出された回転数Ｎに対応する回転数領域Ａnを選択し、対応する制御次数ｋcn(i)(i=0，…，Iー1)を、メモリ７５より読み出す。
【０４７８】
次に、カウント変数ｉをｉ＝０とし、ステップ７５２において、１周期分のフィルタパワーを、数７３に基づいて計算して求める。
【０４７９】
そして、ステップ７５３において、ｉ番目の次数のフィルタパワーｗpi²を、対応する閾値であって、予め定めている値ＷPTHi²と比較し、「ｗpi²＜ＷPTHi²」である場合には、ｉ番目の制御次数ｋcn(i)については、制御を中止する。
【０４８０】
そして、ステップ７５４において変数ｉをインクリメントし、ｉ≦Ｉの間は、ステップ７５２〜７５５の処理を繰り返す。
【０４８１】
そして、ｉ＞Ｉとなった時点で、領域Ａnでの制御次数の更新は全て終了し、ステップ７５０に戻る（ステップ７５５）。
【０４８２】
以上の処理によって、フィルタパワーの値を使用して、制御の中止を行うことを可能にする、構成が簡単な装置を提供できる。
【０４８３】
さらに、実際の車両の運転モードには、加速時のシフトダウン等の変速ギヤの位置(オートマティックトランスミッションとマニュアルトランスミッション車でも異なる)に様々な態様が考えられ、各ケースによって、採用すべき制御次数が異なるので、場合に応じて「次数推定／書替え／設定」を適宜行なうように、プログラミングしておいても良い。
【０４８４】
そこで、図２３は、一例として、エンジン回転数、加速度、およびシフト位置を考慮に入れて、次数推定／書替え／設定を行うために、次数を設定可能な領域を、３次元で概念的に示した図面である。このときの領域は、考慮するパラメータが３種類であるため、３次元的に配置される。なお、使用するＣＰＵが、十分な演算処理能力やメモリ容量を備えている場合には、このように、より極め細かい制御を行なうことが可能になる。
【０４８５】
以上説明してきた実施例では、エンジンのクランク軸回転の0.5次の整数倍に同期した高調波騒音の次数成分の推定／設定を行う場合について述べてきた。
【０４８６】
全く同様に、エンジン回転に同期しているが、0.5次の整数倍ではない高調波次数成分についての、騒音次数の推定／設定を行うことも可能である。これは、図１７において基準信号発生器５の発生するタイミング信号を、エンジン回転数の任意の倍数に同期した基準信号を生成するよう構成しておけば良い。
【０４８７】
これらの、次数の推定および初期設定は、騒音制御に先立って実行される、同定処理によって求められる、各周波数でのｃ₀、ｃ₁の値に基づいて行うことも可能である。その理由は、車室内固有の空洞共鳴周波数の近傍では、スピーカで同一の大きさの制御音出力を行なっているにもかかわらず、マイクロフォンで検出される音圧レベルは増大するため、相対的に、スピーカ〜マイクロフォン間の音響伝達関数のフィルタ係数ｃ₀、ｃ₁の値は、大きくなるからである。
【０４８８】
そこで、図２４に、同定処理の実行後、各周波数帯域において得られたフィルタパワー「ｃp(f)²＝ｃ0(f)²＋ｃ1(f)²」(fは、周波数)に基づいて、初期設定する次数を決定する処理を説明するためのフローチャートを示す。
【０４８９】
図２４に示すように、まず、ステップ８０１において、同定を実行し、各周波数帯域での音響伝達関数のフィルタ係数ｃ₀(kf)、ｃ₁(kf)（kf＝０,…,Kf-1）を求める。ただし、ここでは、制御対象とする周波数領域を、Kf個に分割して、Δｆk(Hz)ごとに、同定を実行して、同定を実行する周波数でのフィルタ係数を求めている。
【０４９０】
次に、ステップ８０２にて、次式７４にしたがって、各kfでのフィルタパワーを求める。
【０４９１】
【数７４】

【０４９２】
この結果、仮に、図２５に示すようなグラフが得られたとする。
【０４９３】
このグラフは、横軸に周波数を、縦軸にフィルタパワーをとっている。
【０４９４】
図中、「〇印」にて示したフィルタパワーの極大点は、音響伝達関数のゲインが極大になるピーク位置であり、この位置に対応する周波数により、共鳴が発生するということができる。
【０４９５】
次に、ステップ８０３において、最も大きいものから上位Ｉ個のフィルタパワーｃpi(kf)²に対応する、周波数ｆi(ｉ＝0,…,I-1)を選択する。
【０４９６】
次に、各エンジン回転数領域Ａｎ(n=0,…,N-1)に対して、制御次数ｋcn(i)(i=０，…，I-1)を設定する。
【０４９７】
まず、ステップ８０４において、変数ｎ、ｉを、ｎ＝０、ｉ＝０に初期設定し、さらに、ステップ８０５において、メモリ７６から、各回転数領域Ａｎで設定されている代表回転数Ｎnに対応する代表周波数ｆNnと、前記選択された極大点の周波数ｆiの比、ＲNi＝ｆi／ｆNnを求める。なお、各回転数領域Ａｎにおいて、代表回転数Ｎnと、これに対応する代表周波数ｆNnとを、予め定めておき、メモリ７６に格納しておけば良い。
【０４９８】
そして、ステップ８０６において、得られたＲNiの値に最も近い、（0.5×ｎ）次の次数を制御次数として、メモリ７５に初期設定していく。例えば、Ａ4：1800〜2100（rpm）の領域で、その中心回転数を代表回転数として、Ｎ4＝1950（rpm）：ｆN4＝32.5(Hz)としたとき、第１の極大周波数がｆ0＝140(Hz）であるならば、その比、ＲN0＝140／32.5＝4.3となるので、これに近い回転4.5次、あるいは、加振力の大きさを考慮して、回転４次、あるいは、回転４次と4.5次の双方が選択される。
【０４９９】
変数ｎおよびｉは、制御次数ｋcn(i)の設定が終わる度に、インクリメントされて、ｎ≧Ｎ、かつ、ｉ≧Ｉとなった時点で、全ての領域での次数設定が終了する。（ステップ８０７〜ステップ８１２）
本実施形態では、マイクロフォンおよびスピーカが１個の場合について説明してきたが、これらが複数個存在する場合には、各マイクロフォン-スピーカ間の音響伝達関数が、各々存在することになる。したがって、この場合には、各々の音響伝達関数に対するフィルタパワーを求め、各々のフィルタパワーについて、極大点となる周波数を求め、前述の各領域の代表周波数との比を参照して、最も適切な、制御次数を求める処理を行なうように構成しておけば良い。
【０５００】
これらを総て、制御を行なうために初期設定する、制御次数として採用しても良いが、次のような方法も考えられる。
【０５０１】
Ｌ個（Ｌは、任意の自然数）のマイクロフォン(番号l＝0，…，L-1)と、Ｍ個（Ｍは、任意の自然数）のスピーカ(番号m＝0，…，M-1)とを有するシステムを構築した場合、l番目マイクロフォン−m番目スピーカ間の音響伝達関数の、kf番目のフィルタパワーｃlmp(kf)²を算出していき、フィルタパワーが最も大きくなる、ｌ、ｍの値を判定し、このｌ、ｍに対応するフィルタパワーを、各領域での、フィルタパワーの代表値ｃp(kf)²とする。そして、このフィルタパワーの代表値について、極大点となる周波数を求め、各領域の代表周波数との比を参照して、最も適切な、制御次数を求める処理を行なうことも考えられる。
【０５０２】
この方法を採用する理由は、kfに対応する周波数ｆkにおいて、ある一つのマイクロフォンの配置位置が、定在波の節の位置にあたり、共鳴周波数であるにもかかわらず低い音圧しか得られない場合、結果として、そのスピーカ〜マイクロフォン間の音響伝達関数ｃlm0(kf)、ｃlm1(kf)は、小さな値となる。しかしながら、他のマイクロフォンの配置位置が、定在波の節の位置から外れておれば、一定の大きさの音響伝達関数ｃlm0(kf)、ｃlm1(kf)が得られることにより、ある大きさのフィルタパワーｃlmp(kf)²となり、制御動作を行なうために、初期設定する次数を選択する際に、反映させることができるからである。
【０５０３】
以上説明してきたように、同定処理の実行後、各周波数帯域において得られたフィルタパワーに基づいて、初期設定する次数を容易に決定することも可能である。
【０５０４】
次に、音圧信号を検出するマイクロフォンと、騒音を打ち消すための制御音を出力するラウドスピーカを、夫々２個以上備えているシステムを考えることにする。
【０５０５】
通常の能動形騒音制御システムにおいては、ラウドスピーカの個数は、マイクロフォンの個数より１個以上多いか、少なくとも等しい個数だけ設けておくことが望ましい。マイクロフォン、ラウドスピーカが複数個設けられている場合、ある特定のマイクロフォンによって検出される音圧信号の中には、実際の騒音成分の他に、全てのラウドスピーカからの制御音が入力され、これらの合成音によって、マイクロフォン位置での騒音の抑制音場が形成されている。そして、各ラウドスピーカから出力される制御音は、システム内の総てのマイクロフォンの位置で、音圧が最小になるよう最適化される。
【０５０６】
ここで、仮に、ある特定のマイクロフォンに対して、ある特定のラウドスピーカが、他のラウドスピーカと比較して、最もべ近い位置に存在し、音響伝達関数ｃ＾の周波数特性がフラットで、伝達ゲインも大きいものとする。このような場合、前記ある特定のマイクロフォンに対しては、前記ある特定の１個のラウドスピーカの出力のみで、適応制御を行なうと、効率的かつ効果的に消音できる。何故ならば、あるラウドスピーカと、その他のラウドスピーカとの間の音響伝達系に反共振点(ディップ)が存在すれば、反共振点に対応する周波数では、消音制御不能(音がでない)となり、適応制御自体が非効率的となってしまうからである。
【０５０７】
一般に、他のラウドスピーカからの制御音は騒音成分となるが、当然のことながら、１マイクロフォン−１ラウドスピーカの、適応フィルタ制御系による消音効果が極めて大きい場合には、ラウドスピーカを複数設ける必要がなく、上述したような問題はない。しかしながら、ラウドスピーカを複数設けたシステムにおいては、特に波長が長い低周波数領域で、他のラウドスピーカからの制御音の影響が、その適応フィルタ制御系に対して干渉し、制御動作を不安定化させる要因となる場合がある。この場合、他のラウドスピーカからの影響を除去するため、マイクロフォン位置での制御音を、制御音調整信号と音響伝達関数とに基づいて推定し、推定した制御音成分をエラー信号より差し引いて除去し、残りの成分が最小になるように適応フィルタ制御を行なうことが考えられる。
【０５０８】
図２５は、このような１マイクロフォン−１ラウドスピーカの能動騒音制御システムを、自動車車室内において２個並列に設けた場合の実施形態について示している。図２５では、運転席側に１対、助手席側に１対のシステムが設けられている。
【０５０９】
通常の方式では、運転席側マイクロフォン、助手席側マイクロフォン夫々の音圧は、両方のラウドスピーカから出力される制御音の合成音場によって消音制御されるが、この実施形態においては、運転席側マイクロフォンには、運転席側ラウドスピーカ、また、助手席側マイクロフォン側には、助手席側ラウドスピーカのみがそれぞれ割り当てられて消音制御を行う構成となっている。すなわち、運転席側マイクロフォンと運転席側ラウドスピーカとで１つの消音制御系を構成し、また、助手席側マイクロフォンと助手席側ラウドスピーカとで１つの消音制御系を構成している。図示しないが各制御系に対して適応フィルタを設けている。
【０５１０】
そして、各ラウドスピーカに対応する適応フィルタの更新を行なうために用いられるエラー信号（音圧信号）は、反対側のラウドスピーカからの推定制御音を除去した、残りの成分が入力される。こうすることによって、ある制御系の制御動作は、他の制御系の制御動作の影響を受けずに、いずれの制御系においても、正確な制御動作を実現できる。
【０５１１】
このときの、各ラウドスピーカへの制御音信号の生成式および適応フィルタの更新式は、以下の式で表される。
【０５１２】
【数７５】

【０５１３】
【数７６】

【０５１４】
なお、各変数のサフィックスにおいて、「Ｒ」は運転席側、「Ｌ」は助手席側を意味する。
【０５１５】
また、ｅＲ、ｅＬ：運転席側および助手席側マイクロフォンの音圧信号
ｙR、ｙL：運転席側および助手席側ラウドスピーカの制御音信号
ｗR₀、ｗR₁：運転席側ラウドスピーカ用適応フィルタ係数
ｗL₀、ｗL₁：助手席側ラウドスピーカ用適応フィルタ係数
ｃRR₀、ｃRR₁：運転席側マイクロフォン−運転席側ラウドスピーカ間の音響伝達関数の係数
ｃLL₀、ｃLL₁：助手席側マイクロフォン−助手席側ラウドスピーカ間の音響伝達関数の係数
ｃRL₀、ｃRL₁：運転席側マイクロフォン−助手席側ラウドスピーカ間の音響伝達関数の係数
ｃLR₀、ｃLR₁：助手席側マイクロフォン−運転席側ラウドスピーカ間の音響伝達関数の係数、
ｄRL：助手席側ラウドスピーカからの制御音信号を運転席側マイクロフォンで検出した音圧信号
ｄLR：運転席側ラウドスピーカからの制御音信号を助手席側マイクロフォンで検出した音圧信号、（消音制御は、１周期４パルス制御）である。
【０５１６】
ところで、(c₀(f)、c₁(f))の値は、周波数fに応じて連続的に変化する。これに対して、同定は、現実には、飛び飛びに存在する周波数ポイントにおいてしか行うことができない。そして、同定を行なっていない周波数でのフィルタ更新は、その周波数に最も近い、同定を行なった周波数である同定周波数ポイントでの同定値を、近似値として用いている。このため、周波数軸上でｃ(c₀,c₁)の値が急激に変化した場合等は、同定を行なって求めた音響伝達関数ｃ(c₀,c₁)と実際の音響伝達関数ｃ(c₀,c₁)と誤差値が増大し、消音制御性能や安定性(ロバスト性)に大きな影響を与える可能性がある。そこで、この問題を解決する方法について、説明する。
【０５１７】
以下の説明では、同定基準信号として余弦波を採用する。これにより、音響伝達関数の係数（音響伝達係数）の値の組を(c₀,c₁)とし、横軸をc₀の値を示すc₀軸、縦軸をc₁の値を示すc₁軸とする座標系（c₀c₁座標系）において、音響伝達係数の組(c₀,c₁)がc₀軸となす角度は、そのまま、音響伝達関数のある周波数における位相に対応する。即ち、ある周波数における同定の結果、得られた音響伝達関数がｃ(c₀,c₁)であったとすると、このときの、音響伝達関数の位相は、θ＝atan(c₁/c₀)で規定されることになる。
【０５１８】
一方、このｃ(c₀,c₁)を用いて、少し異なる周波数において、適応フィルタ制御を実行しているものとする。ここで、この周波数での音響伝達関数の係数の真の値が(c_T0,c_T1)であるたとすると、この係数に対応する位相は、θ_T＝atan(c_T1／c_T0)であり、両者の位相誤差(θ−θ_T)の大きさが、制御の安定性に影響を与える。例えば、位相誤差(θ−θ_T)が１８０゜であれば、理想の位相と完全に逆位相の関係になってしまい、これを適応フィルタの更新処理に用いた場合、消音せず、直ぐに発散してしまう。
【０５１９】
ここで、θ_Tは、その時点で同定しない限りわからない値であり、その時点で(θ−θ_T)の大きさを知ることはできない。
【０５２０】
この位相誤差の安定性に関しては、発明者等のこれまでの検討結果によって次の事実が得られた。
【０５２１】
まず、前述したように、c₀を横軸、c₁を縦軸にとった２次元座標系を考え、同定によって得られた(c₀,c₁)を、座標系上にプロットする。図２７に示すように、ｃ(c₀,c₁)の同定値に対して、｜ｃ｜を半径とした円周上で、モデル値cｓ(cｓ₀,cｓ₁)を移動させることを想定する。モデル値は、真値に対する誤差を有する、仮想値である。
【０５２２】
最初に、ｃ(c₀,c₁)が存在する象限と同一の象限内、即ち、ｃ(c₀,c₁)とcｓ(cs₀,cs₁)において、両係数の符号が同一であれば消音に至る。例えば、図２７の黒丸で示すように、ｃ(c₀,c₁)の真値が第１象限に存在する。このとき、モデル値cｓ(cｓ₀,cｓ₁)が、第１象限内のいずれの位置に存在しても、制御系は安定である。
【０５２３】
一方、モデル値cｓ(cｓ₀,cｓ₁)と（c₀,c₁)において、いずれの係数も逆符号となる場合合、即ち、原点を挟んで反対象限(例えば第１象限に対しては第３象限)に、モデル値と真値が存在する場合には、全く制御不能となり、直ぐに増音発散に至る。また、モデル値c_s(cｓ₀,cｓ₁)と（c₀,c₁)において、いずれか一方の係数が逆符号、即ち、モデル値と真値とが、両どなりの象限(例えば、第１象限に対しては第２、第４象限)に存在する場合には、消音制御は行なわれるものの、制御音の出力が振動し、ハンチング気味となる。そして、ｃ(c₀,c₁)が存在する象限から、反対象限の方向にモデル値を回転させるにつれ、ハンチングの度合いが大きくなり、最後には、不安定状態から発散状態に至る。
【０５２４】
以上の説明から、周波数に差による位相の誤差が存在していたとしても、基本的に、真値と同一の象限内にあることが保証できれば、制御の安定性が損われることはない。従って、必要な情報は、その周波数において、ｃ(c₀,c₁)がどの象限に存在しているかのみであり、結局のところ、周波数を変化させたときの(c₀,c₁)の示す軌跡が、c₀,c₁各座標軸をクロスする周波数である「クロス周波数ポイント」のみ押えておけば、全ての周波数での(c₀,c₁)の存在する象限が把握できる。
【０５２５】
例えば、周波数ｆｋ_L、ｆｋ_H(ｆｋ_L<ｆｋ_Hとする)がクロス周波数ポイントで、その間にクロス周波数ポイントが存在せず、ｆｋ_L：c₀軸上(c₀=0，c₁>0)、ｆｋ_H：c₁軸上(c₀<0，c₁=0)である場合、周波数ｆｋ_L〜ｆｋ_Hの間に、第２象限にあると判断される。
【０５２６】
次に、以上に事実に基づき、ある制御周波数領域において、同定を行なう周波数である周波数ポイントの選択を最適化する方法について説明する。
【０５２７】
まず、図２８は、ある車両の車室内の音響伝達関数ｃ(c₀,c₁)の位相の周波数に対する変化の様子を示している。図に示すように、制御周波数領域ｆＬ〜ｆＨの間は、一定間隔で分割されて、同定を行なった周波数ポイントが黒丸で示されている。
【０５２８】
図２８に示されるように、一般に、音響伝達関数ｃ(c₀,c₁)の位相は、低周波数から高周波数になるにしたがって遅れる。特に、音響伝達の持つ共振点（共鳴周波数）を通過する際に、位相遅れが大きくなる。従って、一般的には、低周波数側から周波数を上げていくと、原点Ｏと座標(c₀,c₁)からなるベクトルの軌跡は、主として反時計方向に回転する（これに対し、位相が進み方向、即ち、時計方向に回転する場合には、反共振点(ディップ)が存在する場合であるが、実際には、それほど大きな進みは存在しない場合が多い）。
【０５２９】
このような位相変化の大きさは、周波数領域によって異なり、例えば、図中の領域Ａでは、位相変化が大きく、領域Ａあるいは領域Ａの近くに存在するいずれの同定周波数における同定値を使用しても、ある周波数での同定値を定める際には、位相誤差が大きくなる。なお、ある周波数での同定値を定める際には、例えば、当該周波数の両側に存在する、２つの同定周波数における同定値を使用して、比例計算等によって求める。一方、領域Ｂでは、位相変化が緩慢であり、同定周波数を設定する際に、周波数間隔を荒くしても同定の精度が劣化しにくい。
【０５３０】
このように、制御周波数領域をｆＬ〜ｆＨの間を、一定間隔に分割して同定周波数を定め、各同定周波数で同定処理を行なう従来の方法では、図２８の黒丸で示したように、音響伝達係数の位相変化を考慮したものでないため、同定の精度は良くなかった。
【０５３１】
そこで、図２９には、制御周波数領域ｆＬ〜ｆＨにおいて、同定を行なう周波数ポイントを変更しながら、同定を繰り返して、その間に存在するクロス周波数ポイントを全て求め、これにより、同定を行なう周波数ポイントを定める手順を示したフロ−チャートを示している。
【０５３２】
最初のステップ１００１では、各周波数での同定を行なう。同定は、低周波数側から高周波数側にしたっがって行なわれ、開始時には、同定（制御）周波数のの下限値ｆＬが設定される。
【０５３３】
次に、そのときの係数値(c₀(f)、c₁(f）)の夫々の絶対値の大きさを調べる。ここで、(c₀(f)，c₁(f))が制御周波数領域ｆＬ〜ｆＨの間で、通常とり得る大きさに比べて、充分に小さな値δを設定する。
【０５３４】
ステップ１００２では、│c₀(f)│＜δかつ│c₁(f)│＜δであるか否かを判定し、│c₀(f)│＜δかつ│c₁(f)│＜δである場合、音響伝達系の零点（制御音を出力できない点）として、制御対象外とする。これ以外の場合には、ステップ１００３に進む。
【０５３５】
ステップ１００３では、│c₀(f)│＜δまたは│c₁(f)│＜δであるか否かを判定し、これが真であれば、その絶対値がδより小さな点を、クロス周波数ポイントとする。│c₀(f)│＜δまたは│c₁(f)│＜δが真でなければ、ステップ１００４に進む。
【０５３６】
ステップ１００４では、c₀(f)，c₁(f)の符号が判定される。クロス周波数ポイントに対応する係数についても、「０」でない係数の符号が判定される。これにより、c₀c₁座標系において、各同定値がいずれの象限に存在するのかや、象限の境界線、即ち、座標軸上に存在するのかが分かる。例えば、c₀＞０かつc₁＜０であれば、第４象限に存在することが分かり、また、c₀＝０かつc₁＞０であれば、第１と第２象限の境界に存在する、クロス周波数ポイントであることが分かる。
【０５３７】
次に、ステップ１００５では、このように判定された、今回の(c₀(f)，c₁(f))の符号と、前回判定された(c₀(f)，c₁(f))の符号がが異なっているか否かについて調べる。もし、いずれかの係数の符号が変化していれば、両者の間に座標軸を横切る、クロス周波数ポイントが存在すると判定する。１方の係数の符号変化であれば、１個、また、両方の係数の符号変化であれば、２個のクロスポイント周波数があると判定される。この場合、ステップ１００６にブランチし、前回と今回の周波数の間の周波数で、同定が行なわれる。
【０５３８】
ステップ１００６では、ステップ１００２からステップ１００５までの処理と同様の処理を行ない、符号を判定しながら同定を繰り返して、クロス周波数ポイントが存在する周波数を検出する。そして、クロス周波数ポイントの検出後に、ステップ１００７に進む。ステップ１００７、１００８では、周波数を、予め定めた増分Δｆだけ増加して、調べる周波数が同定（制御）周波数の上限値ｆＨより小さければ、ステップ１００１に戻り、同様の処理を繰り返す。このようにして、制御対象周波数内に存在するクロス周波数ポイントを総て求める。
【０５３９】
クロス周波数ポイント間の周波数は、同一象限にあり、誤差が許容される範囲内にあるので、ステップ１００９では、このクロスポイント周波数間に、たまたま存在する同定値のうち、１つを選択すれば充分である。
【０５４０】
以上で、同定処理を終了する。
【０５４１】
結果として、図３０に示す、斜め線付き丸印のように、同定ポイントが得られる。これは、制御周波数領域中の総てのクロスポイント周波数を含んでいるのと同時に、クロスポイント周波数間の周波数を代表する、１個の代表ポイントも含んでいる。このように代表ポイントを選択することによって、制御系の安定性や、不要なデータの収集阻止を実現している。
【０５４２】
この代表ポイントは、次のように、各象限の中心角度、即ち、θ＝４５゜、１３５゜、２２５゜、３１５゜の４点の値に置き換えても良い。すなわち、代表ポイントに対する周波数を、２つのクロスポイント周波数の中間（必ずしも正確に中間である必要はない）に存在する値とすればよい。
【０５４３】
即ち、同定値（c₀，c₁）を、座標系に配置した円の円周上の１点としたとき、その円の半径ｒは、ｒ＝√（c₀ ²＋c₁ ²）である。ｒ＊＝ｒ／√２としたとき、この円周上の４点は、以下のように、座標形式で表せる。
【０５４４】
（c₀（４５゜），c₁（４５゜））＝ｒ＊・（１，１）
（c₀（１３５゜），c₁（１３５゜））＝ｒ＊・（１，−１）
（c₀（２２５゜），c₁（２２５゜））＝ｒ＊・（−１，−１）
（c₀（３１５゜），c₁（３１５゜））＝ｒ＊・（１，−１）
同様に、クロス周波数ポイントに対応する４点は、以下のように表せる。
【０５４５】
（c₀（０゜），c₁（０゜））＝ｒ・（１，０）
（c₀（９０゜），c₁（９０゜））＝ｒ・（０，１）
（c₀（１８０゜），c₁（１８０゜））＝ｒ・（−１，０）
（c₀（２７０゜），c₁（２７０゜））＝ｒ・（０，−１）
これらのポイントの、座標系での配置の様子を図３８に示す。ここで、座標軸に平行に表現した４つの点線は、各軸と「±δ」離れて存在している。
【０５４６】
各軸と対応する点線との間に存在するポイントを、クロス周波数ポイントとして近似することを表現している。このことは、図２９で説明した通りである。
【０５４７】
このような範囲外にある（c₀，c₁）の同定値は、４点で近似される。
【０５４８】
ここで、適応フィルタの更新について述べれば、エラー信号ｅに対して収束係数αとの積は、（αc₀，αc₁）＝（ｇ₀，ｇ₁）となる。そして、各周波数での(c₀(ｆ)，c₁(ｆ))に対応するr（ｆ）、r＊（ｆ）を総て求めておく。その上で、αc（ｆ）＝ｒ（ｆ）α、αc＊（ｆ）＝ｒ＊（ｆ）αとおき、同定終了後の初期設定段階で置き換えてしまえば、適応フィルタの更新式において、エラー信号ｅに掛け合わされるｇ＝（ｇ₀，ｇ₁）は、次の８通りとなり、演算が極めて簡略化される。
【０５４９】
θ＝０゜：（ｇ₀，ｇ₁）＝αc・（１，０）
θ＝４５゜：（ｇ₀，ｇ₁）＝αc＊・（１，１）
θ＝９０゜：（ｇ₀，ｇ₁）＝αc・（０，１）
θ＝１３５゜：（ｇ₀，ｇ₁）＝αc＊・（−１，１）
θ＝１８０゜：（ｇ₀，ｇ₁）＝αc・（−１，０）
θ＝２２５゜：（ｇ₀，ｇ₁）＝αc＊・（−１，−１）
θ＝２７０゜：（ｇ₀，ｇ₁）＝αc・（０，−１）
θ＝３１５゜：（ｇ₀，ｇ₁）＝αc＊・（１，−１）
ここで、応答性を左右する制御ゲインの大きさは、制御中に、αの値を調整することにより調節可能である。
【０５５０】
この８通りの（ｇ₀，ｇ₁）の値は、図３０で示した同定ポイントの値として用いられる。そして、この値は、例えば、図２、４等で示した制御の際に選択され使用される値であり、例えば、数３７に代入して用いられる。特に、クロス周波数ポイントにあるときは、いずれかが０になるので、式の簡易化がなされるのは容易に分かる。
【０５５１】
ここで、同定を行なって得られた結果の係数値(c₀、c₁)のゲイン｜ｃ｜が、非常に小さい場合には、音響伝達系の反共振点（制御上の零点）になっていると考えられるため、制御不可能な周波数に該当している。従って、このような周波数領域に存在する次数成分に対しての消音制御を、中止するようにしておいてもよい。
【０５５２】
次に、これまで述べてきた能動形騒音制御システムを実際の車両に適用して、能動騒音制御を実現するシステム構成について説明する。
【０５５３】
図３１は、能動騒音制御システムを車両に搭載した一形態を示している。図において、運転席シートと助手席シートが配置され、マイクロフォンは、運転席および助手席のヘッドレスト部に装着されており、また、ラウドスピーカは、各席の下に装着されている。したがって、２マイクロフォン−２ラウドスピーカシステムを構成している。
【０５５４】
ここで、２個のラウドスピーカのうちいずれか一方には、適応フィルタ制御を実現するためのコントロールユニット（Ｃ／Ｕ）が内蔵されている。この例では、助手席側のラウドスピーカにコントロールユニットが内蔵されている。
【０５５５】
図３２は、図３０を横(助手席)側からみた様子を示す外観図である。図に示すように、Ｃ／Ｕは、助手席側のラウドスピーカに内蔵されている。このＣ／Ｕは、車両エンジンのエンジンコントロールユニットから、信号線を介してタコパルス信号を入力し、さらに、２個（運転席側および助手席側）のマイクロフォンからの音圧信号を入力し、２個のラウドスピーカ（運転席側および助手席側）へ信号を出力している。また、スピーカアンプ等の駆動用やメモリバックアップ用の電源供給を受けるための電源ライン、後述するリモートコントローラからの指令信号（リモート信号）が入力される。
【０５５６】
そして、これら各種の信号線（ハーネス）は束ねられ、助手席側のラウドスピーカの表面部に設けられた信号線接続用のコネクタを使用して接続され、ラウドスピーカ内部に設けられたＣ／Ｕの回路と、信号の授受が可能なようになっている。
【０５５７】
図３３に、スピーカの組立て状態を表す構成図を示す。スピーカは、ケースに内蔵されるとともに、該ケース内には、Ｃ／Ｕが配置される。ケースに設けられたコネクタ用の開口（コネクタ部）とコネクタが嵌合するように、組み立てられる。このように、Ｃ／Ｕをスピーカケースに内蔵することにより、小型のシステムが実現できる。
【０５５８】
図３４に、Ｃ／Ｕの構成の一形態を示している。
【０５５９】
Ｃ／Ｕは、制御動作を含め各種の動作を行なうマイコン６００と、マイク信号入力回路と、スピーカー駆動回路と、予め定めた状態になったときＬＥＤを駆動するＬＥＤ駆動回路と、タコパルス信号をディップスイッチ等の切替スイッチ６７の設定により所定のパルスに変換して、同期信号をマイコンに与えるパルス変換器６６と、リモコン信号を受信しマイコン６００に与えるリモコン回路と、バッテリーと接続され、電源ラインを介して、マイコン６００に電源を供給する電源回路と、を有して構成されている。
【０５６０】
また、２つのマイクロフォンから信号を入力するマイク端子、タコパルス信号やリモート信号を入力するための端子、さらに電源用の端子が設けられている。
【０５６１】
２つのスピーカへ駆動信号を出力する端子も設けられている。
【０５６２】
また、マイク信号入力回路は、各マイク毎の２系統の回路からなり、１系統の回路は、ローパスフィルター（ＬＰＦ）と、電子ボリュームとを備えている。スピーカー駆動回路も、各スピーカー毎の２系統の回路からなり、１系統の回路は、ローパスフィルター（ＬＰＦ）と、電子ボリュームと、増幅用のアンプを備えている。なお、電子ボリュームは、入力信号の大きさを調整して出力する機能を有し、ＡＧＣ等の独立の回路で構成しても良いし、マイコン６００からの指令信号にしたがって、入力信号を調整するように構成しても良い。なお、マイコン６００は、デジタルアナログ変換を行なうＤ／Ａやアナログデジタル変換を行なうＡ／Ｄを、備えている。また。ＲＯＭやＲＡＭについては、図示していない。これらをマイコン６００に含んだ構成を想定している。
【０５６３】
次に、このＣ／Ｕの、特徴ある動作について説明する。その他の動作については、前述までで説明ずみであるので、再度の説明は省略する。
【０５６４】
まず、パルス変換器が、エンジンコントロールユニットから出力されるタコパルス信号を入力し同期信号を生成するが、パルス変換器は、同期信号生成用のプロセッサ６６を用いて実現し、マイコン６００とは、別のプロセッサで構成して、制御速度の低下を防いでいる。
【０５６５】
車両のエンジンコントロールユニット、タコメータ等に使用されるタコパルス信号は、車種、エンジン等により異なっているため、これらの各々に応じてパルス変換を行なう必要がある。
【０５６６】
本実施形態では、プロセッサ６６内部に、必要なパルス変換式全てを書き込んでり、切替スイッチ６７によって、システムを搭載する車両の種類に応じて、前記パルス変換式を容易に切り替えて、設定できる。これにより、車両の種類にによって、エンジン１回転あたりに発生するタコパルス信号のパルス数が異なる場合でも、切替スイッチ６７の操作によって、適切なパルス変換を行うことができる。そして、パルス変換された同期信号は、マイコンに入力され、マイコン内部において、消音制御用の基準信号を生成し、消音制御が行なわれる。本実施形態における、切替スイッチ６７は、例えば、安価なディップスイッチで実現可能であり、また、同期信号生成用のプロセッサ６６は、安価な４ビットマイクロコンピュータチップを用いて実現可能である。
【０５６７】
また、適応フィルタ制御を行う上での、もう一つの現実的な問題として、マイクロフォンからの（アナログ）音圧信号の入力レベル、ラウドスピーカへの出力信号レベルの「マッチング」の問題が挙げられる。すなわち、車室内の騒音レベルは、エンジン回転数によって大きな違いがあため、デジタル信号のビット数が十分とれない場合において、アナログーデジタル間の変換レベル(Ａ／Ｄ変換、Ｄ／Ａ変換)を、低回転域から高回転域まで一定の値にしてしまうと、騒音レベルの低い低回転域では、１ビットあたりの音圧分解能が足りない事態が発生するとともに、逆に、騒音レベルの大きい高回転域では、ビット数がたりなくてオーバーレンジになってしまうという問題が生じる。
【０５６８】
そこで、図３４に示すように、マイコン６００がＡ／Ｄ変換を行なう前、および、Ｄ／Ａ変換を行なった後に、可変ゲインアンプである電子ボリュームによって、信号レベルを調整し、エンジン回転数に応じて、ゲインを切り替える構成にしている。マイコン６００が電子ボリュームを駆動する構成にあっては、入力されたタコパルス信号をもとに、エンジン回転数を演算し、さらに、この演算結果に基づいて、電子ボリュームを駆動する指令値を、電子ボリュームに与える構成にしておくことが考えられる。
【０５６９】
また、Ｃ／Ｕには、通常の制御時の駆動用に使用される駆動電源の他に、制御オフ時はもちろん、イグニッションオフ時においても、常時、Ｃ／Ｕに電源を供給する、いわゆるバックアップ電源を設けておくことが好ましい。そして、イグニッションオフ時の制御停止時には、次回の制御を行なうための、各種のデータを記憶しておく。例えば、音響伝達係数、クロス周波数ポイント、代表周波数、フィルタ係数等の各種のデータを不揮発性メモリ内に格納しておき、該メモリを常時通電状態にしておき、データを保存しておくようにすればよい。
【０５７０】
このような処理を行なうことにより、運転時間が経過するにつれて、システムは車両の特性を学習していくので、より高速かつ効果的な消音制御を行なうことが可能となる。その他の動作は、今までと同様であるので説明を省略するが、リモコンの操作によって、システムに各種の動作を行なわせるようにしておくと利便性に富む。
【０５７１】
さて、これまで説明した適応フィルタ制御システムにおいては、次のような各種の機能を実現できる。
【０５７２】
（１）能動騒音制御実行による消音制御。
【０５７３】
（２）音響伝達関数ｃの同定。
【０５７４】
（３）騒音推定機能、その推定に基づく制御パラメータ（制御次数等）の書き換え機能。
【０５７５】
（４）システムの異常状態（増音発散）の監視と制御停止および、その停止状態の解除。
【０５７６】
（１）、（２）の制御や処理は、ユーザの選択により、実行、中止、即ち、オン、オフを選択可能とすることができる。また、次にような、選択操作も可能である。
【０５７７】
（５）消音するマイクロフォンの選択（マイクロフォンを複数設けたシステムの場合）や（６）システムへの電源のオン、オフの選択である等である。
【０５７８】
もちろん、上記の機能を、車両搭載以前の段階での実験検討において、最適なパラメータを決めてしまって実現させる等の手法を用いて、ユーザーには、パラメータ設定の変更による機能内容の変更ができないものとしてしまっても構わないが、一方、ユーザーの好みに応じて、自由にパラメータ変更を行ない、機能の内容を変更できるようにシステム構成するのも好ましい。
【０５７９】
これらの機能は、例えば、ユーザーがリモートコントローラを操作して、自由各種の操作を行なえ、パラメータ変更等が行えるようしておけばよい、一層好ましい。もちろん、Ｃ／Ｕに各種のパラメータを設定可能なスイッチ、キーボード等を設けた構成にしても良い。
【０５８０】
図３５は、このような操作を行なうための、リモートコントローラの外観の一形態を図示した外観図である。リモートコントローラから送られる指示を、図３４に示すリモコン回路が受信し、マイコン６００に与える。マイコン６００は、受信した指示内容を参照して、上記（１）（２）のオン、オフや、（３）〜（６）の機能を実現する。このようなリモートコントローラによる通信は、赤外線等の用いて行なわれる汎用的なものであり、ＡＶ機器等の家電分野を始めとして、広く世の中で使用されている技術で十分に対応可能である。
【０５８１】
１００１等は、各機能に対応する処理を実行させるためのボタンであり、１０１０は、ボタンを押すことによって起動したモード名や各種のパラメータを表示する表示部であり、例えば、液晶ディスプレイ等によって実現できる。
【０５８２】
また、１０２０は、システムの電源をオン、オフする電源ボタンである。
【０５８３】
さて、エンジンイグニッションをオンにした後、アイドル状態で、Ｃ／Ｕに電源が供給されたものとする。この状態で、ユーザーが、リモートコントローラの同定実行ボタン１００１を押した場合、指令信号が出力され、Ｃ／Ｕのマイコン６００は、例えば、図１３の実施形態で説明したように、予め定められた手順に従い、同定音の放射を開始する。そして、総ての制御領域において、同定値が定まった後、同定は、終了する。
【０５８４】
次に、同定終了後、消音制御がオン状態にされれば、制御を開始する。図１９等の実施形態で説明したように、エンジン回転数に応じて、次数切り替え等を行いながら、各回転数域での消音制御を続行する。仮に、ユーザーが、リモートコントロール装置の制御オン／オフボタン１００２を押し、制御をオフ状態にする指示を与え場合、Ｃ／Ｕは、制御オフの指令信号に従い、一時的に制御を停止する。ここで、制御オフの状態でも、例えば、適応フィルタによる制御を行なうフィルタ係数は、クリアされるが、同定値等のデータは、バックアップされている。そして、再度、制御オン／オフボタン１００２を押すことにより、制御オンの状態に復帰できる様にしておくのが好ましい。
【０５８５】
制御を進めていく過程においても、適当でない制御パラメーターについては、修正されて修正値がメモリに保存されていく。しかしながら、このパラメーター修正の速度が遅くて、不満である場合には、騒音推定ボタン１００３をユーザーが押すことにより、一時的に、制御オフまたは適応フィルタ更新の一時停止等を行い、各回転数での次数騒音推定、およびその推定に基づく制御パラメータ（制御次数等）の書き換え等を行なうようすることができる。これにより、プロセッサを推定演算に専念させることができ、制御と同時に推定演算行うより、より高速に騒音の推定演算を完了させることができる。推定演算が完了した時点で、元の状態に復帰する。
【０５８６】
さらに、マイクロフォンとラウドスピーカが複数個設けてある場合には、使用するマイクロフォンを選択することもできる。例えば、図３１のように、運転席および助手席に設置された２マイクロフォンー２ラウドスピーカシステムでは、例えば、搭乗者が運転者のみのときなどは、助手席側の消音は不要となり運転席側のみ、消音制御が行なわれればよい。そこで、ユーザーは、リモートコントローラのマイク選択ボタン１００４スイッチを押すことにより、消音制御に用いるマイクロフォンを選択可能にしておく。例えば、初期状態で両座席消音、１回ボタンを押すことによって運転席側のみ、さらに１回押すことによって、元の状態に戻る、というように、マイクロフォンの切り替え動作が行われるようにしておくのが好ましい。この結果、選択されたマイクロフォン（運転席側）に対して、２個のラウドスピーカからの制御音が放射されるので、より効果的に、運転席側の騒音抑制制御が行なわれることになる。
【０５８７】
これらのボタンは組合せ等を用いてもっと簡素化できるのはもちろんである。
【０５８８】
ところで、適応フィルタ制御が正常に動作せず、制御音が異常に増音、さらに発散して制御不能の状態になってしまう場合がまれに存在する。これは、例えば車室内温度が変更してしまい、以前に同定した音響伝達関数の係数値が大幅に変わってしまった場合等の要因が考えられる。
【０５８９】
このような状況において、システムにより異常状態が検知された場合には、フェールセーフ機能が作用し、制御停止状態になるように、マイコン６００が動作するようにしておけば良い。この発散による停止状態は、例えば、ラウドスピーカからの警報音やＬＥＤの点滅等によって、ユーザーに警告することになる。そして、そのリセット（発散停止解除）は、所定時間経過後や一度エンジン停止（イグニッションオフ）した後に復帰させる等の処理をマイコン６００が自動的に行なうことも考えられるが、リモートコントローラの停止解除ボタン１００５を押すことにより、ユーザーの判断によってリセットして、元の状態に復帰させることもできる。異常増音の発生は、ハードウエアの故障を除き、多くの場合、音響伝達関数ｃの誤差による場合が多いので、この時点で、自動的に再同定させるようにするのも好ましい。
【０５９０】
以上のように、本発明によれば、操作性に富み、比較的簡素な構成で効率的な消音制御を行なうシステムを提供できる。
【０５９１】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、周期性マルチスペクトル騒音の能動騒音制御を行う際、畳み込み演算等を不要にし、能動形騒音制御システムの小型化や低コスト化が図れる利点がある。
【０５９２】
また、エンジン回転数領域に応じて制御する次数を切り替えて、より精度の良い制御動作を可能にする。さらに、次数に同期した騒音成分の大小を推定して求め、設定した次数が適切でなかった場合には、制御次数の「書替え」を行うことにより、各エンジン回転数領域において、常に適切な制御を行うことを可能とし、制御効果の一層の向上を図ることができる。
【０５９３】
さらに、音響伝達関数を同定する周波数を可変選択させることにより、広い周波数領域において安定な制御が行なえる。
【０５９４】
さらに、ラウドスピーカに制御回路を内蔵させたことにより、車載の場合には装着が用意で、効果的な消音ができ、かつ、低コストな能動形騒音制御システムを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】能動形騒音制御装置の構成図である。
【図２】装置の動作を説明するためのブロック図である。
【図３】制御内容を示すフローチャートである。
【図４】装置の動作を説明するための他の実施形態のブロック図である。
【図５】他の実施形態である装置の動作説明のブロック図である。
【図６】他の実施形態である装置の動作説明のブロック図である。
【図７】各次数に対する出力・更新タイミングの説明図である。
【図８】能動消音制御の結果を示す説明図である。
【図９】他の実施形態による能動消音制御の結果を示す説明図である。
【図１０】他の実施形態である装置の動作を説明するためのブロック図である。
【図１１】他の実施形態である装置の動作説明のブロック図である。
【図１２】他の実施形態での制御信号の説明図である。
【図１３】他の実施形態である装置の動作説明のブロック図である。
【図１４】他の実施形態である装置の動作説明のブロック図である。
【図１５】他の実施形態である装置の動作説明のブロック図である。
【図１６】次数の選択動作の説明を行なうためのブロック図である。
【図１７】同期加算を用いた次数推定の効果を示す説明図である。
【図１８】回転次数の、選択／書替え処理を説明するフローチャートである。
【図１９】次数推定の処理を説明するフローチャートである。
【図２０】次数推定の処理を説明するフローチャートである。
【図２１】次数推定の処理を説明するフローチャートである。
【図２２】ある次数による制御を中止する処理を説明するフローチャートである。
【図２３】次数設定を行なうための、３次元領域の説明図である。
【図２４】フィルタパワーにより初期設定次数を決定する処理を説明するフローチャートである。
【図２５】フィルタパワーの極大点を示す説明図である。
【図２６】能動形騒音制御装置の車両搭載（前座席）の様子を示す説明図である。
【図２７】音響伝達関数の誤差が制御系に与える影響についての説明図である。
【図２８】音響伝達関数の位相変化と同定周波数の関係を示す説明図である。
【図２９】同定の周波数を変更する処理を説明するフローチャートである。
【図３０】音響伝達関数の位相変化と修正後の同定周波数の関係を示す説明図である。
【図３１】能動形騒音制御装置の車両搭載（前座席）の様子を前側からみた外観図である。
【図３２】能動形騒音制御装置の車両搭載（前座席）の様子を横側からみた外観図である。
【図３３】制御回路を内蔵したラウドスピーカの構成図である。
【図３４】能動形騒音制御装置である制御回路の構成図である。
【図３５】リモートコントロール装置の外観図である。
【図３６】従来の装置の構成図である。
【図３７】マルチスペクトル騒音の説明図である。
【図３８】クロスポイント周波数等の説明図である。
【符号の説明】
１…マイクロフォン、２…ラウドスピーカ、３…制御回路、４…波形整形回路、５…基準信号発生器、６…適応制御器、７…パワーアンプ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention generates a control sound having the same amplitude and opposite phase to noise having periodicity, such as engine noise in a vehicle interior generated in synchronization with rotation of an engine mounted on the vehicle, to thereby reduce noise. The present invention relates to an apparatus for performing active silencing by causing interference.
[0002]
[Prior art]
Various noises such as engine sound, road noise sound, air conditioner fan sound, wind noise, and the like are considered as noise generated in the passenger compartment.
[0003]
Among these, engine noise is a vibration radiation sound generated when the excitation force generated by engine rotation is transmitted to the vehicle body and a part of the floor panel is vibrated, so it is synchronized with the engine speed. In many cases, the noise has a remarkable periodicity.
[0004]
For example, when the type of engine mounted on the vehicle is a four-cycle four-cylinder engine, a large amount of noise called a secondary rotation component having a frequency twice the engine speed is generated.
[0005]
This is caused by vibration vibration caused by gas torque fluctuations (torque fluctuations with respect to the crankshaft system) due to gas combustion that occurs every half rotation and inertia torque fluctuations caused by the unbalance of moments in the crankshaft system. The generated vibration is propagated into the passenger compartment and generated as noise.
[0006]
When this secondary rotation component coincides with the cavity resonance frequency of the vehicle body, particularly loud noise is generated in the passenger compartment, and such noise is usually referred to as “humming noise”.
[0007]
In addition, when the vehicle is accelerated, a large engine output is required, and as the combustion gas torque increases, the variation in the magnitude of torque fluctuation between the cylinders also increases. Therefore, the half order component, that is, the rotational 0.5 order component , And the harmonic components (1.5th order, 2.5th order, 3.5th order,...) Increase. This vibration becomes an excitation force, resonates with a flywheel and a crank pulley provided in the engine crankshaft system, and generates noise during acceleration or rambling noise.
[0008]
The noise associated with these engine revolutions has a sharp, single-peaked spectral shape, unlike broadband random noise, for example, where the spectrum is distributed over a relatively wide frequency band, such as road noise. ing.
[0009]
Then, noise consisting of a plurality of spectra, which is determined from the relationship between the operation mode such as the engine speed and acceleration / deceleration, and the vehicle body cavity resonance mode unique to the vehicle body, is excited.
[0010]
That is, the engine noise is characterized by multi-spectrum noise in which a plurality of single-frequency peak spectra are collected.
[0011]
By the way, instead of the so-called “passive” methods such as structural changes of the vehicle body and countermeasures using sound insulation materials as means for dealing with these noises, the secondary noise of the opposite phase is generated with respect to the generated noise. An active noise control technique that generates artificially and silences "active" has been attracting attention.
[0012]
The basic idea for active noise control has been researched by Olson, Conver, etc. in the 1950s since the pioneering research conducted by Lueg in the 1930s. It has been relatively recently that discussion has begun.
[0013]
This is largely due to the emergence of devices having a high-speed arithmetic processing function for performing active control, such as a digital signal processor (DSP), but it is also possible that the theoretical aspects of control algorithms are being improved.
[0014]
For example, as a recent noteworthy study on active noise control technology, B. B. According to Chaplin (for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 56-501062) and P.I. A. Nelson / S. J. et al. Two examples by Elliot (for example, JP-A-1-501344) can be given.
[0015]
The difference between the two control methods is that the former control performs “repetitive control” on the assumption that the target noise has periodicity, whereas the latter control method is a kind of steepest descent method. That is, adaptive control processing using an LMS (Least Mean Square) algorithm is performed. In this method, the noise to be controlled does not necessarily need to have periodicity.
[0016]
This LMS adaptive control algorithm is a method systematized by B. Widrow until the 1960s. For example, “B. Widrow / PAMantey / BBGoode” Adaptive Antenna Systems, PROCEEDING OF THE IEEE, Vol. , DEC 1967 ", the method is disclosed.
[0017]
Since this algorithm is versatile, most recent research examples on active noise control depend on this control algorithm. The control algorithm disclosed in the present invention is also basically based on the LMS algorithm. The control target is limited to only periodic noise, and further includes not only a single spectrum but also a plurality of spectrum components. It can be said that the algorithm has been improved in order to reduce the amount of control computation of “multispectral noise”.
[0018]
First, the prior art will be described with reference to Japanese Patent Laid-Open No. 1-501344 (PA Nelson / SJ Elliot).
[0019]
FIG. 36 shows an active noise control device that actively performs silencing control in a specific enclosed space such as a vehicle interior of a vehicle by using a plurality of loudspeakers and microphones described in the above-mentioned published patent. Yes.
[0020]
This outputs three microphones 12 for measuring the sound pressure at a predetermined position in a sealed space, and a control sound for reducing the noise by causing the controlled sound (noise) and the control sound to interfere at each microphone position. Two loudspeakers 11, a reference signal generator 15 for generating a signal 4 synchronized with the rotation signal 16 of the engine 2, a signal 3 for driving the loudspeaker by modulating the phase and amplitude of the reference signal, and outputting the loudspeaker. The control circuit 13 includes a pair of adaptive filters 14 for driving.
[0021]
Further, an engine rotation signal 16 (for example, an ignition timing signal, a crank angle sensor signal, etc.) is input to the reference signal generator 15, and the reference signal generator 15 is an integer of an engine rotation cycle that changes every moment. A sine wave signal having a period proportional to double is generated.
[0022]
The filtered X LMS adaptive control algorithm, which is also disclosed in JP-A-1-501344, is a kind of algorithm modified to adapt the algorithm to an acoustic system.
[0023]
The contents of this algorithm will be described below.
[0024]
First, the reference signal at the time of n sampling (meaning the nth sampling) is x (n), and the adaptive filter coefficient is w_mi(n) (m = 0,1, i = 0,1), a control sound signal y for outputting a predetermined sound from a loudspeaker_m(n) (m = 0, 1) is expressed by the following equation (1). Here, m represents a loudspeaker, and i represents a tap.
[0025]
[Expression 1]

[0026]
On the other hand, the adaptive filter coefficient w_mi(n) is updated from moment to moment. The update is performed by changing the sound pressure signal of each microphone 12 to e._lWhen (n) (l = 0 to 2), the evaluation function J (n) represented by the following equation is updated so as to be the minimum value.
[0027]
[Expression 2]

[0028]
That is, the sound pressure signal e detected by the microphone 12_l(n) Sum of squares of 5 and control sound signal y_m(n) When an addition value with the sum of squares of 3 is used as an evaluation function, this value is minimized, which means that an adaptive filter that minimizes the detected sound pressure with the minimum control sound output. Means that the adaptive filter coefficient is updated.
[0029]
Here, a and b are coefficients, which are coefficients for adjusting the degree of influence of each term. For example, when a is relatively large, the control sound signal y_mSound pressure signal e even if (n) is slightly larger_l(n) is adjusted to be smaller.
[0030]
This update formula uses the evaluation function J as the filter coefficient w_miIs obtained by partial differentiation with the following equation.
[0031]
[Equation 3]

[0032]
Sound pressure signal (error signal) e_l(n) is the control sound d_cl(n) and controlled sound d_olsum of (n)
[0033]
[Expression 4]

[0034]
It is represented by Here, the control sound d_clIs the sum of the output to each loudspeaker
[0035]
[Equation 5]

[0036]
The following equation is obtained in combination with the equation of ym in Equation 1.
[0037]
[Formula 6]

[0038]
However, c ^_lmjIs an impulse response function of an acoustic transmission system between the m-th speaker and the l-th microphone, and is expressed by an FIR filter with J taps.
[0039]
Next, the general formula for adaptive filter update in the LMS adaptive control algorithm:
[0040]
[Expression 7]

[0041]
(Μ is a coefficient)
If is used, the following equation is obtained.
[0042]
[Equation 8]

[0043]
Where α = 2aμ, β = −2bμ
It is.
[0044]
Here, r (n) is a filtered X signal, α is also referred to as a convergence coefficient, and β is also referred to as a suppression coefficient, each of which is a coefficient for adjusting the degree of action to advance and suppress the adaptive filter. It is.
[0045]
In order to reduce noise when the control sound and the controlled sound interfere well, the reference signal or the reference signal based on it contains a component that is sufficiently correlated with the controlled sound. It must be.
[0046]
Usually, a dimensionless quantity that takes a value between 0 and 1 and is called “coherence” is defined as an index indicating the degree of correlation between two signals. From the results of rigorous theoretical analysis, it is known that the amount of noise reduction by the active noise control system based on the LMS adaptive control algorithm is determined by this coherence value.
[0047]
In the active noise control apparatus 100 provided in the passenger compartment of the automobile as shown in FIG. 36, the noise accompanying the rotational vibration of the engine is the control target, and the engine rotation signal is supplied as a reference signal and synchronized therewith. By generating the sine wave signal, a reference signal having high coherence with respect to the engine noise component is obtained.
[0048]
Therefore, for example, to perform active noise control on the above-mentioned secondary rotation noise, the tacho pulse signal (rotation signal at every crank angle of 180 degrees), the output signal of the crank angle sensor, etc. are supplied as reference signals. Is possible.
[0049]
By the way, the impulse response c ^ of the acoustic space transmission system shown in Formula 5 and Formula 6_lmjIs determined according to a procedure commonly referred to as “identification” before performing active noise control. This identification is usually performed by the loudspeaker as a component of the frequency range to be controlled in a sound environment where the noise to be controlled does not exist or is so small that it can be ignored (idling in vehicles, etc.). This is performed by outputting an identification sound (usually a random sound).
[0050]
The identification algorithm is realized by an algorithm similar to the adaptive filter control.
[0051]
As the procedure, first, the sound pressure signal d obtained by measuring the output identification sound with a microphone._l1And the added value e of the sound pressure signal dl2 created in the control circuit to simulate the identification sound_l= D_l1+ D_l2Find (l = 0, ..., L-1).
[0052]
Next, the sound pressure signal d_l2Are the reference signals x and c ^ that are the basis of the output identification sound._lmjObtained by the convolution operation with_l1E is the addition value of_l1Square value of_l2D to minimize_l2C ^ so that is generated_lmjWill be determined adaptively.
[0053]
An expression for adaptively updating at this time is given by the following expression.
[0054]
[Equation 9]

[0055]
Where α_DIs a convergence coefficient at the time of identification, and c ^_lmjIs a coefficient that adjusts the speed of generation.
[0056]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the active noise control apparatus as described above, usually only about one or two order components are targeted for mute control. On the other hand, for example, in a diesel engine having a large excitation force, there are many order components to be controlled. An example is shown in FIG. 37, and there are more than a dozen peak spectra even in the main in the low frequency region.
[0057]
Now, assuming that the number of peak spectra is K and a system that silences all of these is realized, K reference signals x corresponding to each order component_k(n) (k = 0,..., K-1) are prepared, and the convolution operations shown in Equations 1 and 2 need to be performed on each reference signal.
[0058]
Furthermore, these multi-peak spectra move in synchronism with changes in engine speed, and are excited because a certain peak (rotation order) of the multi-peak spectrum becomes larger when approaching the resonance frequency in the passenger compartment. The rotational order component, i.e., the number of spectra, varies greatly depending on the engine speed.
[0059]
Therefore, when it is assumed that silencing control is performed in all engine speed ranges by the above-described method, reference signals corresponding to all the rotation order components that are predicted to be excited at each speed are prepared. There is a need. For example, if the excited rotation order is 0.5th order and the rotation order is 10th, 20 reference signals are required.
[0060]
This leads to a considerable amount of computation and an increase in the capacity of the memory provided in the device, and the digital signal processor is also required to have a high-performance model in order to realize the device. Become.
[0061]
Furthermore, since the peak value of the spectrum of each order component also changes suddenly due to changes in the engine speed, control parameters such as a convergence coefficient and various setting values related to control can be set together with changes in the speed. Therefore, adjustment of these set values, that is, parameter matching becomes an important issue.
[0062]
In addition, the sampling frequency of the digital signal in Equations 1 and 2 is a constant value, but in multispectral noise, the frequency difference between the lowest and highest orders is large, and the detection accuracy (sinusoidal wave) However, there is a problem that the effect of the control at the lowest order and the highest order is different.
[0063]
Further, such a system has a so-called fail-safe function so that measures such as control can be suppressed or temporarily stopped in case the control system becomes unstable due to some cause during control. Although it is indispensable to construct a system, such a point has hardly been taken into consideration in the prior art.
[0064]
Therefore, the present invention can actively control a noise signal having a rotational order component to be controlled with a small amount of calculation, and can flexibly cope with various operating conditions, and is sufficient even in the event of a system abnormality. It is an object of the present invention to provide means having a failsafe function that can be dealt with.
[0065]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, there are the following means.
[0066]
That is, a sound pressure detection means that is arranged at a predetermined position and detects a sound pressure signal at the position, and a control sound output that outputs a control sound that cancels the sound having a periodic noise (periodic noise) as a controlled sound Means, a synchronizing signal generating means for detecting a period of the periodic noise and generating a synchronizing signal that is a signal synchronized with the period, and a period synchronized with the synchronizing signal, the period of which the synchronizing signal has A reference signal generating means for generating at least one reference signal, which is a signal having a predetermined relationship, and a control sound output from the control sound output means so that a sound pressure signal at the predetermined position is minimized, The control sound adjustment signal for adjusting the amplitude and phase is updated with reference to the reference signal, the sound pressure signal, and a transfer function between the control sound output means and the sound pressure detection means. Used and a adaptive filter control means for performing processing to generate.
[0067]
The adaptive filter control means sets 4 ms detection points (ms is a natural number) in one cycle (360 degrees) of the reference signal generated by the reference signal generation means, and ms (90 degrees). ) A device for generating the control sound adjustment signal and updating the filter coefficient for each set of two detection points separated from each other.
[0068]
Furthermore, as another aspect of the present invention, there is the following apparatus.
[0069]
That is, a sound pressure detection means that is arranged at a predetermined position and detects a sound pressure signal at the position, and a control sound output that outputs a control sound that cancels the sound having a periodic noise (periodic noise) as a controlled sound Means, a synchronizing signal generating means for detecting a period of the periodic noise and generating a synchronizing signal that is a signal synchronized with the period, and a period synchronized with the synchronizing signal, the period of which the synchronizing signal has A reference signal generating means for generating at least one reference signal, which is a signal having a predetermined relationship, and a control sound output from the control sound output means so that a sound pressure signal at the predetermined position is minimized, The control sound adjustment signal for adjusting the amplitude and phase is updated with reference to the reference signal, the sound pressure signal, and a transfer function between the control sound output means and the sound pressure detection means. Used and a adaptive filter control means for performing processing to generate.
[0070]
The adaptive filter control means switches the filter coefficient while switching the filter coefficient at the timing of every 1/4 period (90 degrees) of the reference signal with respect to the reference signal generated by the reference signal generating means. It is a device that uses each reference signal to generate a control sound adjustment signal.
[0071]
The operation of the apparatus according to the present invention is as follows.
[0072]
The sound pressure signal at the position is detected by the sound pressure detection means arranged at a predetermined position.
[0073]
Further, the control sound output means converts the periodic noise (periodic noise) into a controlled sound) and outputs a control sound that cancels the noise.
[0074]
On the other hand, the synchronization signal generation means detects the period of the periodic noise and generates a synchronization signal that is a signal synchronized with the period, and the reference signal generation means synchronizes with the synchronization signal and the period Generates at least one reference signal which is a signal having a predetermined relationship with the period of the synchronization signal.
[0075]
The adaptive filter control means outputs a control sound adjustment signal that is a control signal for adjusting the amplitude and phase of the control sound output from the control sound output means so that the detected sound pressure signal is minimized. The reference signal, the sound pressure signal, and the transfer function between the control sound output means and the sound pressure detection means are referred to, and are generated using the updated filter coefficients.
[0076]
At this time, the adaptive filter control means sets 4 ms detection points (ms is a natural number) in one cycle (360 degrees) of the reference signal generated by the reference signal generation means, and ms (90 degrees). The control sound adjustment signal is generated and the filter coefficient is updated for each set of two separated detection points.
In particular, when ms = 1, the control sound adjustment signal is generated by using the switched filter coefficient as it is while switching the filter coefficient at the timing of every quarter cycle (90 degrees) of the reference signal. For each reference signal.
[0077]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0078]
FIG. 1 is a configuration diagram showing an overall configuration of an active noise control apparatus that performs noise control using an adaptive filter according to an embodiment of the present invention.
[0079]
Here, as an example, an embodiment will be described in which engine noise, which is noise generated by engine rotation, in a passenger compartment of a vehicle equipped with a “four-cycle four-cylinder engine” is controlled.
[0080]
In the active noise control apparatus shown in FIG. 1, engine noise (hereinafter referred to as “engine noise” is appropriately measured at four microphones 1 for measuring the sound pressure at a predetermined position in the passenger compartment, and at the positions of the respective microphones. Two loudspeakers 2 that output a control sound for performing mute control, and an engine ignition timing signal (so-called “tacho pulse signal” as a reference signal or synchronization signal) And a control circuit 3 that generates a control sound signal based on the input signal and supplies a signal to the loudspeaker 2 so that a desired control sound is emitted from the loudspeaker 2. It has a configuration.
[0081]
Further, the control circuit 3 performs waveform shaping of the tacho pulse signal 101 and inputs the rectangular wave signal 102 and the waveform shaping circuit 4 that generates the rectangular wave signal 102 synchronized with the engine rotation of the mounted engine. Assuming that the rotation order component of the engine rotation (for example, the rotation of the crankshaft) (rotation order component: engine rotation frequency is a fundamental frequency), it is n times (n is a natural number or 0.5 A reference signal generator 5 that generates a “reference signal” that is a signal having a periodic timing in accordance with a signal having a frequency of a number that is an integer multiple of the reference signal), and a reference signal generated by the reference signal generator 5. Phase / amplitude modulation with an adaptive filter
The adaptive controller 6 for generating the control sound adjustment signal 104 for generating the control sound 105, the D / A converter (D / A) for digital / analog conversion of the generated control sound adjustment signal, and the digital conversion A low-pass filter (LPF) that passes the low-frequency component 104 of the signal, a power amplifier 7 that amplifies the signal 104 and supplies the amplified signal to each loudspeaker 2, and a low-frequency of the signal obtained by each microphone 1 A low-pass filter (LPF) that passes the component and an A / D converter (A / D) that converts the signal that has passed through the low-pass filter from analog to digital are configured.
[0082]
The tacho pulse signal 101 can be detected by, for example, a crank angle sensor that detects the angle of the crankshaft.
[0083]
Furthermore, each component which comprises the control circuit 3 is realizable with electronic devices, such as various CMOS logic gates, CPU, ROM, RAM, for example.
[0084]
The reference signal generator 5 and the adaptive controller 6 are shown as separate components. This may be realized by newly providing a processor dedicated to signal processing in addition to the microprocessor 10 or by incorporating a program for performing a series of processing in the microprocessor 10 itself.
[0085]
Since the control sound 105 that is actually output from the loudspeaker 2 is acoustically synthesized with the engine noise 106 that is the controlled sound at the mounting position of each microphone 1, the synthesized sound is generated by each microphone 1. The signal 107 is detected and input to the adaptive controller 6. Note that only the low frequency component of the sound pressure signal 107 passes through the low-pass filter, is further subjected to analog / digital conversion, and is input to the adaptive controller 6.
[0086]
Here, the control program built in the adaptive controller 6 is adapted so that the sum of squares of the amplitudes of the sound pressure signals 107 from the four microphones 1 is minimized within a predetermined time. This is a program for causing the filter coefficient, which is a coefficient for determining the characteristics, of the adaptive filter built in advance in the device 6 to be updated.
[0087]
Focusing on the fact that the algorithm used to create such a program is a periodic noise having a kind of periodicity in which the engine noise has a period synchronized with the engine rotation, the filtered XLMS algorithm described above is used. This algorithm is improved so as to be applicable to a so-called notch type adaptive filter.
[0088]
This proposes a kind of variable sampling method for sampling every 90 ° phase change in the reference signal in synchronization with the timing of the reference signal generated by the reference signal generator 5. By this method, it is possible to remarkably reduce the amount of large-volume calculation performed to realize the control operation.
[0089]
Now, a specific procedure for such control will be described below.
[0090]
For ease of explanation and understanding, the control device includes one speaker and one microphone, and the engine noise to be controlled has a single rotational order component, that is, one on the frequency axis. Let us assume a state where there is a spectrum of.
[0091]
By the way, a sine wave, which is a kind of periodic signal, can be transformed into a signal (frequency is the same) having an arbitrary phase and amplitude by an adaptive filter having at most two taps (two taps). is there.
[0092]
First, this will be explained a little.
[0093]
First, in the above-described equation 1, it is assumed that the reference signal x (n) is a sine wave.
[0094]
[Expression 10]

[0095]
Here, n is a sample time-series signal (ie, sample order), f is a frequency, and T is a sample period. Two filter coefficients w for the reference signal x (n) and x (n-1) one sample before₀, W₁When performing a product-sum operation using
[0096]
## EQU11 ##

[0097]
Here, “atan” indicates an arc tangent function, and hereinafter, the arc tangent function is expressed in this way.
[0098]
Thus, two adaptive filter coefficients w₀, W₁It can be seen that the amplitude and phase of the control sound adjustment signal (hereinafter simply referred to as “control sound signal”) y (n) can be arbitrarily changed depending on the setting.
[0099]
Next, assuming that the sample period T is T = 1 / (4 · f), that is, a time corresponding to a 90 ° phase change of the sine wave, 2πfT = π / 2.
[0100]
At this time, x (n−1) = − A · cos (2πfT · n + φ) is obtained from the equation (4), and the following equation is derived from the equation (1).
[0101]
[Expression 12]

[0102]
In this case, two filter coefficients w₀, W₁In the generation of the phase / amplitude conversion equation of the control sound signal y (n) using the reference signal x (n), the relationship between the coefficient, phase, and amplitude is simplified. Can be expressed by a simple expression. This is the basic form of the adaptive notch filter.
[0103]
The relationship described above can be generalized when sampling at two points having a 90 ° interval (considering two detection points having a 90 ° interval) even if the sample period is finer than 90 °. . That is, one cycle (360 °) of the reference signal is sampled at 4 ms points (ms is a natural number), and the control sound is generated using two points separated by ms points (this is an interval of 90 °). Considering the generation of the signal y (n), the following equation is established.
[0104]
[Formula 13]

[0105]
In this way, one period (360 °) of the reference signal is sampled at 4 ms points (ms is a natural number), and two sampling points separated by ms points (this is an interval of 90 °). A simple control system can be realized by performing sampling in pairs until the total number of sampling reaches 4 ms.
[0106]
Next, consider a case where sound is actually output from the speaker by y (n) and detected as control sound d (n) by the microphone at the microphone mounting position.
[0107]
Since the acoustic transfer function between the loudspeaker and the microphone has a linear relationship, and only the phase and amplitude of the input / output signal are different, the filter coefficient c of 2 taps is the same as the adaptive filter.₀, C₁Is related by the following equation.
[0108]
[Expression 14]

[0109]
Here, x (n) = A · sin (2πfT · n + φ), x (n−1) = − A · cos (2πfT · n + φ),
x (n-2) = − A · sin (2πfT · n + φ) = − x (n)
Substituting
[0110]
[Expression 15]

[0111]
From this, it can be seen that the relational expression between the control sound d (n) and the reference signal x (n) is the same as the relational expression between the control sound signal y (n) and the reference signal x (n).
[0112]
By the way, c used here₀, C₁Is different from clmj ^ (j = 0,..., J-1) representing the impulse response (time response) between the speaker and the microphone used in Equation 3, and theoretically cljj ^ Is known to be related to each Fourier coefficient when discrete Fourier transform (or Fourier series expansion) is performed.
[0113]
Here, c₀, C₁Is called a notch type transfer function for convenience.
[0114]
This notch type transfer function c₀, C₁If the filter update equation of Equation 4 is rewritten using, the following equation is obtained.
[0115]
[Expression 16]

[0116]
Here, the reference signal x (n) is set as A = 1 and φ = 0 as a reference signal generated by the reference signal generator 5 in synchronization with the engine rotation signal. Considering the case of 4 ms sampling in one cycle, the filter update equation of Equation 16 is rewritten as follows.
[0117]
[Expression 17]

[0118]
In the case where 4 ms sampling is performed in one cycle, the updating formula can be simplified if the filter is updated every ms sampling points (detection points). That is, it is as follows.
[0119]
[Formula 18]

[0120]
However, using 2πfT = (π / 2) / ms, the following is obtained.
[0121]
[Equation 19]

[0122]
Here, considering the case of ms = 1, that is, 4 samples in one period, since x (n) = sin (πn / 2), x (0) = 0, x (1) = 1, x ( 2) = 0 and x (3) =-1. That is, the reference signal x (n) is a time series of 0, +1, 0, −1, 0, +1, 0,... It becomes a repeated signal. By constructing a control algorithm using such a reference signal, various arithmetic expressions necessary for performing the control operation can be greatly simplified.
[0123]
Hereinafter, the arithmetic expression will be described in detail.
[0124]
First, the following notation 20 is used so that x (n) can be easily imaged when the value changes every 90 ° phase change. Such notation will be used hereinafter for variables and expressions whose values change at every 90 ° phase change as appropriate to facilitate understanding.
[0125]
[Expression 20]

[0126]
When this notation is used, the reference signals x (n) and x (n-1) are as follows.
[0127]
[Expression 21]

[0128]
At this time, the control sound signal y (n) (= w₀・ X (n) + w₁・ X (n-1)) is as follows:
Become.
[0129]
[Expression 22]

[0130]
Next, the update formula of the adaptive filter is as follows from Equation 4.
[0131]
[Expression 23]

[0132]
Here, α is a convergence coefficient, and β is a coefficient called a suppression coefficient.
[0133]
R (n) and q (n) are expressed by the following equations.
[0134]
[Expression 24]

[0135]
Substituting Equation 21 into Equation 24 above, and expressing how r (n), r (n-1), q (n), and q (n-1) change every 90 degrees of phase change. It becomes as follows.
[0136]
[Expression 25]

[0137]
Substituting Equation 25 into Equation 23, the adaptive filter update formula, that is, w₀(n + 1), w₁(n + 1) is expressed as follows.
[0138]
[Equation 26]

[0139]
Where λ = 1−β, g₀= Α · c₀, G₁= Α · c₁Then, the following formula obtained by simplifying the above formula is obtained.
[0140]
[Expression 27]

[0141]
Here, λ (≦ 1) is referred to as a leaky parameter, and is a parameter for suppressing the growth of an adaptive filter that is constantly updated and grows like the suppression coefficient β. G₀, G₁Is a value obtained by multiplying the transfer function by the convergence coefficient, and is referred to herein as a modified transfer function.
[0142]
Referring to the equations obtained above, the following can be understood as a result.
[0143]
That is, the calculation performed by the adaptive controller 6 every 90 degrees is as shown in Expression 22 for the control sound signal 104 and as shown in Expression 27 for updating the adaptive filter.
[0144]
In this way, adaptive control using an adaptive filter can be performed with only a very simple calculation.
[0145]
In the above discussion, the reference signal x (n), which is a reference signal, is initially set to x (n) = sin (2πfT · n), and then the discussion was expanded. , X (n) = − sin (2πfT · n + φ), or adopting a cosine wave and x (n) = ± cos (2πfT · n + φ) A relational expression is established, and two
Ruta coefficient w₀, W₁, The amplitude and phase of the control sound signal y (n) can be adjusted, and the filter coefficient can be updated. In the case of the reverse sign, the signs of the mathematical formulas in Expressions 9 to 27 are merely switched.
[0146]
Here, considering the case where the reference signal x (n) serving as the reference signal is first a cosine wave, only the equation is described as follows.
[0147]
The cosine wave reference signal x (n) is as follows.
[0148]
[Expression 28]

[0149]
The control sound signal y (n) is as follows.
[0150]
[Expression 29]

[0151]
Sampling is performed at 4 ms points in one cycle of the reference signal x (n), and the generation formula of the control sound signal y (n) is obtained using two points (90 ° intervals) apart from the ms point. become that way.
[0152]
[30]

[0153]
Assuming that A = 1 and φ = 0, the filter update equation is as follows.
[0154]
[31]

[0155]
Also, the filter update formula every ms samples is as follows.
[0156]
[Expression 32]

[0157]
It becomes. However,
[0158]
[Expression 33]

[0159]
In the case of 4 samples in one period (ms = 1), the reference signals x (n) and x (n−1) are expressed as follows, whereas the value changes for every 90 ° phase change.
[0160]
[Expression 34]

[0161]
The control sound signal y (n) is expressed by the following equation.
[0162]
[Expression 35]

[0163]
The update formula of the adaptive filter is expressed by the following formulas 36 and 37.
[0164]
[Expression 36]

[0165]
and
[0166]
[Expression 37]

[0167]
By the way, the coefficient c of the notch type transfer function₀, C₁As described above, the impulse response (time response) between the speaker and the microphone is related to the Fourier coefficient when the Fourier series is expanded, but the cosine wave cos (2πfT · When n) is adopted, c₀, C₁Are the Fourier coefficients themselves. That is, the sound pressure signal d (n) is converted to the frequency f.₀The following equation is established when the periodic signal is expanded as a fundamental order component and the higher order component is superposed, and Fourier series expansion is performed.
[0168]
[Formula 38]

[0169]
That is, the Fourier coefficient a_k, B_kIs the frequency f = kf₀Coefficient c of the transfer function from the control sound signal y (n) to the control sound d (n)₀, C₁be equivalent to.
[0170]
Similarly, the coefficient (w₀, W₁) Is a transfer function from the reference signal x (n) to the control sound signal y (n).
[0171]
FIG. 2 is a block diagram for explaining the operation of the active noise control apparatus constructed based on the above analysis results. However, for ease of explanation and understanding, a system provided with one speaker and one microphone is assumed here, and the “0.5 · Nth order” (N is an integer) component of engine rotation is assumed. Let us consider a case where a sine wave is used as a reference signal in the control of engine noise as a control object and four pulses per rotation (ms = 1).
[0172]
Hereinafter, the operation will be described with reference to FIG.
[0173]
First, based on the tacho pulse signal 101 obtained corresponding to the engine rotation, the reference signal generator 5 generates a timing signal (a signal having a 0.5 · N-order component) that is a signal synchronized with the 0.5 · 4N-th order. , Which corresponds to a signal changed every 90 degrees, that is, 360 degrees / 90 degrees = 4, which is 4 times the order of 0.5 · N), and an adaptive controller using the generated timing signal 6 is driven.
[0174]
The switch 51 in FIG. 2 has a function of turning on and off every 90 degrees based on the generated timing signal and operating each unit at a predetermined timing.
[0175]
Based on the operation of the switch 51, the control sound generator 61 gives the control sound signal y (n) at that time to the speaker 2 according to the equation 22 at every timing when the phase change changes by 90 degrees. Control sound is generated from.
[0176]
On the other hand, a portion surrounded by a broken line, that is, 60 is an adaptive filter updater in the adaptive filter. The adaptive filter updater 60 uses the sound pressure signal e (n) 107 obtained by the microphone 1 and the like to execute the update calculation shown in Equation 27.
[0177]
This will be described in more detail.
[0178]
The updater 62 is a value that determines the second term of the update equation shown in Equation 27, and switches and outputs the value of the modified transfer function g multiplied by the sound pressure signal e (n) by the operation of the switch 51. To do. G₀, G₁The value of is predetermined.
[0179]
In addition, the suppressor 63 is a value that determines a part of the first term of the update equation shown in Equation 27, and₀, W₁The leaky parameter λ, which is a value multiplied by, is processed to be switched and output by the operation of the switch 51 to suppress the growth of the adaptive filter. The value of the leaky parameter λ is determined in advance.
[0180]
Here, the update of the filter at a certain timing is the product of the output of the updater 62 and the sound pressure signal e (n) according to Equation 27, r.₀And the current w at the output of the suppressor 63₀Multiplied by u₀Which is the sum of₀+ U₀”And this is a new w₀It is done by doing. Note that r is the product of the output of the updater 62 obtained by delaying by 90 degrees (that means shifting by one sample) and the sound pressure signal e (n).₀Similarly, the output of the suppressor 63 obtained by delaying 90 degrees is the current w₁Multiplied by u₁Which is the sum of₁+ U₁”And this is a new w₁Also do. And w₀, W₁The updated value of is operated so as to be reflected in the output of the control generator 61 at any time.
[0181]
The block diagram for explaining the operation shown in FIG. 2 represents the operation of the system in terms of hardware, but actually, the reference signal generator 5, the switch 51, and the adaptive controller 60 are shown. It can be considered that all the operations of the control sound generator 61 are performed by the processing executed by the microprocessor 10. The processing executed by the microprocessor 10 is performed based on software built in the ROM in advance. Although not shown, the ROM is stored in the microprocessor 10 so that the contents of the ROM can be accessed. A connected configuration may be used.
[0182]
FIG. 3 is a flowchart describing a processing procedure performed by software for performing such a series of processing.
[0183]
When the control operation is started, initial setting is first performed in step 201.
[0184]
Specifically, the modified transfer function g₀, G₁Then, variables such as the leaky parameter λ that need to be set in advance are set. The setting may be made by reading a value built in the ROM and storing it in a storage area in the microprocessor 10.
[0185]
As described above, the waveform shaper 4 outputs a signal (rectangular wave signal) obtained by shaping the input signal.
[0186]
Therefore, the microprocessor 10 constantly monitors the output signal of the waveform shaper 4 and determines, for example, that a tachometer pulse interrupt signal is generated if the signal rises. If a tacho pulse interrupt signal is detected, the process branches to step 203; otherwise, the process branches to step 205.
[0187]
In step 203, a timer built in the microprocessor 10 is used to store the time when the tacho pulse interrupt signal is detected. And the process which calculates | requires the period T of a tacho pulse signal from the difference between the time when the tacho pulse interrupt signal is detected and the current time stored in the previous process is performed.
[0188]
Here, for example, if the engine has four cylinders, the tachometer pulse signal (for example, can be understood by considering the ignition signal) is generated twice per one rotation of the crankshaft, and thus is a signal synchronized with the secondary rotation component. Become.
[0189]
This is a signal equivalent to a signal that assumes that a signal having a rotation 0.5th order component changes every 90 degrees of phase change.
[0190]
Therefore, the period (time) of the signal assuming that the signal having the “rotation 0.5 · N (N is an integer representing the order)” order component changes every 90 degrees of phase change is “T / 4N (N is an integer representing the order) "is calculated.
[0191]
That is, if “T / N” is referred to as “order cycle”, a time “T / (4N)” for each 90-degree phase change of the order cycle is obtained (step 204).
[0192]
There is “4” in the denominator, that is, dividing by 4 is to obtain the time for each 90 ° phase change.
[0193]
Next, in step 205, it is determined whether or not an interrupt signal is generated every 90 degrees in the order cycle. If an interrupt signal is generated, the process proceeds to step 206. Branch to 202 respectively.
[0194]
By the way, the interrupt signal every 90 degrees in the order cycle is always detected when the tacho pulse interrupt signal is generated. After that, in step 203, the order calculated in step 204 at the current time tp measured by the timer. A value obtained by adding the time “T / (4N)” for each 90-degree phase change of the period, that is, tN = tp + T / (4N) is used as an interrupt signal for every 90 degrees of the next order period.
[0195]
In step 206, the interrupt signal is set every 90 degrees in the order cycle. It should be noted that for the first process, a predetermined interrupt signal every 90 degrees of the order cycle may be adopted.
[0196]
Next, the control sound signal y (n) (104) is output (step 207). Since the signal is updated and output every 90 degrees, y (θ) is expressed as the following expression when expressed as y (θ). Note that w changes every 90 degrees.₀, W₁, E, etc., are also written as appropriate using the angle as an argument.
[0197]
[39]

[0198]
That is, the output value at that time of y (θ) is set to the previous time (90 degrees before), w₀, W₁The value of is used.
[0199]
Next, in step 208, an adaptive filter update process is performed.
[0200]
This is expressed as follows.
[0201]
[Formula 40]

[0202]
Next, after the adaptive filter update processing, 90 degrees is added to θ (step 209).
[0203]
When the value of θ becomes 360 degrees or more, θ = 0 is set, and the process returns to step 202 (step 210, step 211).
[0204]
The embodiment disclosed in FIG. 2 and FIG. 3 described above is a case where one rotation 4 pulses (ms = 1) is controlled and a sine wave is adopted as a reference signal. Similarly, the present invention can be applied even when the number of pulses is increased or when the number of pulses is increased.
[0205]
In the case where the reference signal is a cosine wave, the expression of the control sound signal y (n) in the control sound generator 61 in FIG. 2 is changed from Expression 22 to Expression 35. Further, in the updater 62 and the suppressor 63, Instead of the second and first terms of the update equation shown in Equation 27, the second and first terms of the update equation shown in Equation 37 are adopted. An embodiment in this case is shown in FIG.
[0206]
As can be seen with reference to FIG. 4, it can be seen that the values of the control sound signal y, the coefficient g, and the leaky parameter λ output from 61, 62, and 63 are changed as compared with FIG. .
[0207]
In addition, when the reference signal is an inverted code, only the code is exchanged, and thus the illustrated description is omitted here.
[0208]
Further, when the number of pulses is increased (ms> 1), the control device can be basically constructed with the same configuration. That is, the control sound signal of the control sound generator 61 in FIG. 2 is determined by Equation 13 or Equation 30, and the Updater 62 and the Suppressor 63 replace Equation 27 with Equations 17, 19 or Equations 31, 32. The output value may be switched with reference to FIG. However, the switch 51 is not a means for performing the operation at the timing of 90 °, but is slightly different in details such as an operation of (360 / (4 ms)) °, but the overall configuration is not greatly changed.
[0209]
The above embodiment shows an operation example for controlling noise having a single order component by a system provided with one speaker and one microphone.
[0210]
Of course, the present invention can be applied to a system in which a plurality of speakers and microphones are provided, and noise control can be performed by a completely similar algorithm.
[0211]
Now, consider a case where control is performed as a sine wave reference signal with four pulses per cycle in a system provided with M speakers and L microphones.
[0212]
Of the M speakers, the output ym (n) of the mth speaker (0 ≦ m ≦ M−1) and the update formula of the adaptive filter wmi (n + 1) (i = 0, 1) are , 22 and 27 can be generalized as shown below.
[0213]
[Expression 41]

[0214]
and,
[0215]
[Expression 42]

[0216]
However, the speaker number m is m = 0,..., M-1, and Σ_lMeans the sum of microphone numbers l = 0,..., L−1.
[0217]
FIG. 5 shows a block diagram of a system provided with a plurality of speakers and microphones.
[0218]
In this embodiment, in Equations 20 and 21, M = 3 and L = 4.
[0219]
Therefore, as shown in the figure, three speakers 2 and four microphones 1 are provided.
[0220]
The switch 510 is a means having the same function as the switch 51 in FIG. Note that (1), (2), and (3) are notations for identifying the three control systems.
[0221]
In the figure, A, B and C are means for supplying control sounds in the respective control systems {circle around (1)}, {circle around (2)} and {circle around (3)}, and each correspond to 61 in FIG.
[0222]
The adaptive filter updater 600 has three similar hardware (or software modules) for performing update processing in the three adaptive filters, and is represented by the notations (1), (2), and (3). Distinguish.
[0223]
As an example, the configuration for the control system (1) will be described. In the figure, D is a means having the same function as 63 in FIG. 2, and E is a process performed by the update processing unit including 62 in FIG. Do.
[0224]
In the operation performed by each block, the adaptive filter updater 600 performs a product-sum operation between the modified transfer function glmi and the sound pressure signal el (n) detected by the four speakers, and the amount of calculation slightly increases. Except for, there is no difference from FIG.
[0225]
In the embodiment described up to FIG. 5, the noise to be controlled is a signal having a single order component.
[0226]
On the other hand, the system shown in FIG. 6 is a system in which one speaker and one microphone are provided (even if a plurality of speakers and microphones are provided), and K = 3 order components. The block diagram explaining the operation | movement for silence-controlling the noise of this is shown.
[0227]
In order to mute and control noise having a plurality of order components, it is necessary to perform control operations for the respective order components at different timings. That is, it is necessary to match the generation timing of the control sound signal with the order period for each order component.
[0228]
The control sound generator 610 has a function of supplying the speaker 2 with an addition signal obtained by adding control sound signals for all the order components.
[0229]
Note that F, G, and H switch the control sound signal to be output at the timing generated by the timing generator and switch of each order component, and give the control sound signal to the control sound generator 610.
[0230]
Note that the timing generators and switches for each order component are the same as 5 and 51 shown in FIG. The notations {circle around (1)}, {circle around (2)}, and {circle around (3)} here are notations for identifying three types of order components.
[0231]
The control sound generator 610 supplies an added signal obtained by adding the control sound signals for all the order components to the speaker 2. Here, the control sound signal is controlled by the order k detected and calculated at that time. Focusing on whether or not there is a change in the sound signal, it is considered that the control sound signal corresponding to the order is added to the control sound signal y (n) only when there is a change.
[0232]
That is, the control sound signal y of the kth order component_kWhen (n) is updated (changed), the control sound signal y (n) is corrected as follows.
[0233]
[Equation 43]

[0234]
When the relational expression and the notation of Expression 22 are used in Expression 43, the following expression is obtained.
[0235]
(44)

[0236]
In FIG. 6, based on the tacho pulse signal, reference signals for the three kinds of orders of k0, k1, and k2 are generated, and a predetermined operation is performed on a predetermined portion for every 90-degree phase change in each reference signal. A timing signal is generated to cause Then, the control sound generator 610 performs an addition process of the control sound signal generated for each order component according to the timing signal according to the equations 42 and 43, and operates to supply to the speaker 2.
[0237]
Although means for performing an update process of the adaptive filter provided for each order component is provided, the operation content is not different from the process performed by the adaptive filter updater 60 described in FIG. Avoid that. The same is true when the reference signal is a cosine wave or when the number of control pulses in one cycle is increased.
[0238]
Next, FIG. 7 is a drawing for explaining the timing for adding the components of the respective orders. It is expressed as a time chart with time on the horizontal axis.
[0239]
In this figure, as an example, k0 = 1 order, k1 = third order, and k2 = 1.5 order.
[0240]
At the top, a signal for one cycle of the tacho pulse signal is shown. At the beginning, when the tachometer pulse signal is input (rising edge: when an interrupt signal is generated), timing signals of all orders are generated, and all outputs of the respective order components of k0, k1, and k2 are added. When the order interrupt timing occurs (every time the timing signal causes a phase change of 90 degrees for each order), every time the order interrupt timing occurs, such as k1 output / update, k1 and k2 output / update, etc. It can be seen that the output / update performed in is different every time.
[0241]
Next, FIG. 8 shows a control result when active noise control (1 period 4 pulses) as shown in FIG. 2 is performed on noise having periodicity having a certain frequency.
[0242]
Specifically, FIG. 8A shows a noise to be controlled, which is a waveform of a controlled sound that is a sound observed at a microphone position and a control sound signal that is an output of the control sound generator 61. Show.
[0243]
The control sound signal y (n) that the control sound generator 61 sequentially outputs at a predetermined timing is output as a control sound via the D / A converter, the low-pass filter 104, the power amplifier 7, and the speaker. Radiated into the passenger compartment. Then, a synthetic sound waveform that is a sound pressure waveform obtained by synthesizing the noise (controlled sound) and the control sound is observed at the microphone position (FIG. 8B).
[0244]
It can be seen that the noise waveform is considerably attenuated to form a synthetic sound waveform, and the effect of noise reduction control is obtained.
[0245]
On the other hand, FIG. 8 (c) is a diagram showing the spectrum distribution of the controlled sound and the synthesized sound of the controlled sound and the controlled sound. The horizontal axis is the frequency of sound, and the vertical axis is the sound pressure, showing the spectral distribution. As can be seen from FIG. 8 (c), the frequency component of the noise to be controlled (taken as a basic primary component) after control is greatly suppressed after control compared to before control. In addition, it can be seen that a harmonic component having a frequency component three times the basic primary component is generated. This is because the control signal shown in FIG. 8A has a rectangular shape, and therefore has an odd-order harmonic component (eg, “3, 5,..., 2k−1 (k is an integer of 2 or more)”). It is caused by doing. These harmonic components can be attenuated to some extent by the low-pass filter in the system shown in FIG.
[0246]
However, when the frequency of this harmonic component is included in the frequency band to be controlled by the system, for example, when the frequency band is 100 to 500 (Hz) and the basic primary frequency is 150 (Hz) The third-order harmonic component is 450 (Hz), and this frequency is included in the frequency band to be controlled by the system.
[0247]
In this case, the cutoff frequency of the low-pass filter is normally set to a frequency higher than 500 (Hz), and the third harmonic component that is unnecessary for control is included in the control sound signal as it is. Will occur.
[0248]
There are two possible methods for solving this problem.
[0249]
The first method is simply to increase the number of control pulses, which are pulses for performing mute control, and FIGS. 9 (a) and 9 (b) are shown in FIG. The control result at the time of performing active type noise control of a period 8 pulse (ms = 2) is shown.
[0250]
FIG. 9A is an 8-pulse control waveform for performing noise control of one period of 8 pulses (ms = 2), and FIG. 9B is a diagram showing a silencing effect by the 8-pulse control.
[0251]
Compared with FIGS. 8A to 8C, it can be seen that the noise waveform is further suppressed as the control signal waveform is fine, and the third and fifth harmonic components are not generated. However, it can be seen that higher harmonic components of the 7th order or higher are generated.
[0252]
Such harmonic components can be suppressed by increasing the number of control pulses as one period 12 (ms = 3) and 16 pulses (ms = 4). However, the calculation load required for the silence control is increased. In order to avoid this, in the control frequency band of the system, for the control order existing on the low frequency side, the control order is increased on the high frequency side while increasing the number of control pulses and suppressing the generation of harmonic components to higher order. It is conceivable to perform mute control with a small number of control pulses only when there is.
[0253]
FIG. 10 shows a form for realizing this method, where the control target frequency band of the system is 100 to 500 (Hz) and the cutoff frequency of the low-pass filter is 500 (Hz), and exists in 100 to 200 (Hz). The control order is a system example in which 8-pulse control is performed, and the control order existing in 200 to 500 (Hz) is set to perform 4-pulse control.
[0254]
This system includes a 4-pulse control unit, an 8-pulse control unit, a reference signal generator 5, a vehicle interior speaker that generates control sound, and a microphone 1 that detects noise.
[0255]
The reference signal generator 5 supplies a timing signal to the 8-pulse control unit when performing 8-pulse control and to the 4-pulse control unit when performing 4-pulse control in consideration of the frequency having the control order. The 4-pulse control unit and the 8-pulse control unit perform mute control using control pulses of one period, four pulses, and eight pulses, respectively. Note that the signal detected by the speaker 1 is input by the driven 8-pulse control unit or 4-pulse control unit, and the mute control is performed.
[0256]
In this system, the current frequency of the control order is calculated, it is determined whether it is above or below 200 (Hz), and either an 8-pulse control system or a 4-pulse control system is determined according to the determination result. Switching to is performed. Since the third-order component of 200 (Hz) is 600 (Hz), if the noise is sufficiently attenuated by a low-pass filter having a cut-off frequency of 500 (Hz), the control order existing at higher frequencies will be reduced. Can be handled by 4-pulse control. In the above-described example, since the basic primary component to be controlled is 150 (Hz) and has a frequency of 200 (Hz) or less, the 8-pulse control system is selected. When the frequency of the control order changes and the number of control pulses changes, the change from 4-pulse control to 8-pulse control is changed to processing such as pulse interpolation and the change from 8-pulse control to 4-pulse control. For this, an average value for every two pulses may be taken and one pulse may be generated.
[0257]
Next, as a second method for suppressing the generation of harmonic components, in addition to the control for the basic primary component, the control for the harmonic component is performed in parallel processing to prevent the generation of the harmonic component. It is a processing method. That is, when a frequency that is three times the basic primary component is included in the frequency band to be controlled by the system, or a signal having a frequency component higher than the frequency band, the frequency component is If it is close to the cutoff frequency and not sufficiently attenuated by the low-pass filter, in addition to the control for the basic primary component, if the control for the third harmonic component is performed in parallel, the generation of the harmonic component is generated. It can be suppressed.
[0258]
In the above example, control loops for 150 (Hz), which is the basic primary component, and 450 (Hz), which is the third harmonic component, are provided in parallel. The system configuration is performed so that the mute control is performed. At this time, even with control using a control loop for 450 (Hz), a third harmonic component having this as a basic primary component, that is, a harmonic component having a frequency component of 1350 (Hz) is generated. In the above example, this is a frequency sufficiently higher than the upper limit value 500 (Hz) of the frequency band to be controlled by the system (and 500 (Hz) is the cut-off frequency of the low-pass filter), It is not included in the control sound signal due to the damping action of the filter.
[0259]
In order to perform such parallel control processing, as shown in FIG. 6, a control loop for each frequency component may be provided in parallel, but this third-order component is inherently present in noise. It does not exist, and it may be removed by a control loop for the tertiary component before the control sound signal of the basic primary component is output.
[0260]
FIG. 11 is a block diagram for explaining the operation when such an operation is performed.
[0261]
In FIG. 11, the operations of the timing signal generators 501 and 502, the adaptive filter updaters 601 and 602, and the control sound signal switching units 611 and 612 for the basic first-order component and the third-order harmonic component are shown in FIG. The control sound adder 620 performs control sound addition processing according to Equations 43 and 44.
[0262]
However, the sound pressure signal 107 from the microphone 1 is input to the basic primary component adaptive filter updater 601, whereas the control sound adder 620 is input to the third order component adaptive filter updater 602. The output signal 108 is input.
[0263]
By adding the control sound of the tertiary component to the control sound of the basic primary component, the tertiary component included in the control sound signal of the basic primary component is suppressed, and the control sound signal of the tertiary component is It can be prevented from being supplied to the speaker 2.
[0264]
FIG. 12 is a timing chart of various control signals at this time.
[0265]
By adding together the control signal for generating the timing for switching the control sound signal for the basic primary component and the control signal for generating the timing for switching the control sound signal for the third order component, the shape of the control signal is further improved. The waveform is close to a sine wave.
[0266]
Now, the control algorithm of active noise control has been described in detail so far. This is because the coefficient c of the notch type transfer function shown in Expression 14 is obtained.₀, C₁The precondition that the value of is known is required.
[0267]
C at a certain frequency₀, C₁The value of represents the acoustic transfer characteristic of the periodic sound at the certain frequency between the speaker and the microphone, and as described in the prior art, c₀, C₁The value of is obtained by executing the process according to the identification algorithm in a relatively low sound environment (for example, idling in the case of a vehicle) where there is no noise to be controlled. Where c₀, C₁This is referred to as “identification”.
[0268]
Where c₀, C₁Is a value determined for each frequency, and as an identification sound that is a sound for identification, a periodic sound is used instead of a random sound as in the prior art.
[0269]
When the identification reference signal xD (n) is used as an identification signal that is a signal for identification, the update formula of the identification algorithm shown in Equation 9 is as follows.
[0270]
[Equation 45]

[0271]
Here, γ is the identification convergence coefficient, and eD (n) is the identification sound signal detected by the microphone.
[0272]
When one cycle is 4 ms pulses and updating is performed every ms pulses, the identification algorithm update formula is as follows.
[0273]
[Equation 46]

[0274]
Next, when the sinusoidal signal xD (n) = A · sin (2πfT · n + φ) is adopted as the identification reference signal xD (n) and the pulse is set to 4 ms in one cycle, the identification update formula for every ms pulse is as follows: It becomes like the following formula.
[0275]
[Equation 47]

[0276]
However, xD (n) = sin (πn / 2ms), xD (n-ms) =-cos (πn / 2ms), (A = 1, φ = 0)
Here, similarly to the control algorithm derived from Equation 20, if φ = 0, assuming that a sampling period of 4 pulses per cycle is a cycle representing a 90 ° phase change of the sine wave signal xD (n), xD (n ) Has only three values ± 1 and 0, similarly to the reference signal x (n) in Equation 21.
[0277]
Therefore, if the notation similar to 20 is used, it can be expressed as the following equation.
[0278]
[Formula 48]

[0279]
[Formula 49]

[0280]
When the sampling period of the output of the identification sound is also an interval of 90 ° phase change, the identification sound itself is a rectangular wave signal of xD (n) = 0, + 1,0, -1,.
[0281]
As described above, this rectangular wave output signal has (2k-1) -order harmonic components of the basic order, which are fed back as the microphone detection signal eD (n), and the identified sound estimation signal yD (n ) To be an identification error signal e (n), which is included in the update equation shown in Formula 49. As a result, the identified c₀, C₁Therefore, the phase and amplitude of the acoustic transmission system are influenced by the harmonic component in addition to the fundamental order.
[0282]
This problem can be avoided by increasing the number of control pulses in one cycle during identification as well as during control. Basically, like the control described in the embodiment of FIG. 11, the number of control pulses is increased in the low frequency region where generation of harmonic components is a problem, and switching to 4-pulse identification is possible in the high frequency region. That's fine. In practice, the amplitude of the harmonic component itself is usually smaller than the fundamental order component (1 / (2k-1) of the fundamental order component), and as will be described later, c₀, C₁The value of is not a big problem since it has been found to be quite robust and tolerate some large error.
[0283]
Here, as in the case of noise control, c₀, C₁Even if the cosine wave reference signal xD (n) = cos (πn / 2ms) is adopted as the identification signal xD (n) for identifying the same, the same expression can be developed. Is rewritten as:
[0284]
[Equation 50]

[0285]
However, x (n) = cos (2π · n / ms) and x (n−ms) = sin (2π · n / ms).
[0286]
When updating is performed in 4 pulses per cycle, that is, every 90 °, the updating formula is simplified, and can be expressed as the following formula using the same notation as in Equation 20.
[0287]
[Formula 51]

[0288]
[Formula 52]

[0289]
FIG. 13 is an identification block diagram showing a configuration for performing identification based on the arithmetic expressions of Equations 48 and 49.
[0290]
First, a timing signal having a 90 ° cycle of the desired frequency is generated by the identification timing signal generator 265. Then, the identification reference signal generator 260 generates reference signals xD (n) = 0, 1, 0, −1,... In synchronization with this timing.
[0291]
This reference signal is outputted as it is from the loudspeaker 2 to become an identification sound, detected by the microphone 1, and fed back to the control circuit as an identification sound signal eD (n) (207).
[0292]
On the other hand, the identification sound estimator 261 is operated in synchronization with the timing signal, and the identification sound estimator 261 outputs the identification sound estimation signal yD (n) (204) according to the equation 48.
[0293]
The identification sound signal 204 and the identification sound estimation signal 207 are added as a digital signal to generate an error signal e (n) (= eD (n) + yD (n)) (208). , According to number 49, c₀, C₁Is updated.
[0294]
Similarly, even when a cosine wave is used as the identification signal, a similar system can be configured simply by replacing the arithmetic expressions of Equations 48 and 49 with Equations 51 and 52, and therefore the description thereof is omitted here.
[0295]
The period of the identification process can be basically generated using a clock signal built in the microprocessor, but an engine tacho pulse signal may be used as in the control.
[0296]
That is, the period of the engine tacho pulse signal is measured to obtain the frequency for the period, c₀, C₁The ratio (order ratio) to the frequency for which is obtained is calculated. In this case, the order ratio is not necessarily an integer.
[0297]
Next, a harmonic timing signal corresponding to the order ratio calculated based on the tacho pulse signal is generated, and the operation shown in the identification block diagram shown in FIG. 13 may be executed based on this.
[0298]
For example, the identification may be performed by operating a switch for executing the identification algorithm when the vehicle is idling.
[0299]
By the way, in the case of controlling changes in engine speed or noise having a plurality of rotational orders, the coefficient (acoustic value) of the acoustic transfer function at all frequencies to be controlled (actually at predetermined frequency intervals). Transmission coefficient) c₀, C₁Need to be identified.
[0300]
As a method for this, an identification sound of a certain frequency is output for a predetermined time and c₀, C₁It is conceivable to switch to other frequencies and then proceed to the identification sequentially. However, the identification sound estimator / adaptive update corresponding to the period of each identification sound is output by simultaneously outputting the identification sounds of multiple frequencies. The devices may be connected in parallel so that identification can be performed quickly.
[0301]
FIG. 14 is a block diagram showing the operation of means for simultaneously identifying a plurality of frequencies. FIG. 14 shows a case where three frequencies f0, f1, and f2 are identified simultaneously.
[0302]
First, identification sound (reference signal) xD = 0, 1, 0, −1 at four times the frequency (that is, 90 ° period) by identification sound generators 360, 460, 560 corresponding to each frequency. Are generated and combined and supplied to the loudspeaker 2.
[0303]
This identification sound is detected by the microphone 1 and fed back to the control circuit as a sound pressure signal 307.
[0304]
On the other hand, identification sound estimation signals 304, 404, and 504 corresponding to each frequency are generated and synthesized by identification sound estimators 361, 461, and 561 inside the control circuit, and added to the sound pressure signal 307. The operations of the identification sound estimators 361, 461, and 561 are the same as the operations of 261 shown in FIG.
[0305]
The error signal 308 obtained by addition is fed back to each of the adaptive updaters 362, 462, and 562, and the values of the transfer functions c0 (f) and c1 (f) are updated so that the error signal 308 is minimized. To do.
[0306]
The operations of the adaptive updaters 362, 462, and 562 are the same as the operations of 262 shown in FIG.
[0307]
Here, as described above, in identification of 4 pulses per period, the (2k-1) -order harmonics of the frequency of the output identification sound are included in the identification sound signal eD (n) (307) fed back. include.
[0308]
Therefore, as in the case of the control shown in FIG. 11, it is preferable to switch and identify the number of identification pulses in one cycle according to the frequency band (frequency band to be controlled) for system identification.
[0309]
FIG. 15 is a system embodiment relating to switching of the number of identification pulses in which the identification target frequency range of the system is 100 to 500 (Hz) and the identification block of 8 pulses / 4 pulses is switched with 200 Hz as a boundary. This system includes a 4-pulse identification unit, an 8-pulse identification unit, an identification signal timing generation unit 265, a vehicle interior speaker 2 that generates control sound, and a microphone 1 that detects noise.
[0310]
The identification signal timing generator 26 supplies a timing signal to the 8-pulse identification unit when performing 8-pulse identification, and to the 4-pulse identification unit when performing 4-pulse identification, in consideration of the frequency having the control order. The 4-pulse identification unit and the 8-pulse identification unit perform silence control using 4 pulses and 8 pulses in one cycle, respectively. The signal detected by the speaker 1 is input by the driven 8-pulse identification unit or 4-pulse identification unit, and identification processing is performed.
[0311]
The identification is performed by dividing the frequency band into certain frequency intervals (this interval may be constant, or the frequency band may be divided so as to have a plurality of different frequency widths), and for each divided region. This is performed for a frequency existing in the region, and in the divided region, the identification value at the frequency is used as a representative value.
[0312]
Identification is basically performed for a certain frequency for a predetermined time, and after the identification value is determined, identification processing for other frequencies is sequentially performed. For example, when identification is performed from a high frequency region, a 4-pulse identification unit is used while the identification frequency exceeds 200 Hz, and an identification is performed using an 8-pulse identification unit when the identification frequency is 200 Hz or less. When the identification is completed at all frequency points, the acoustic transfer function c is obtained as a result of the identification process.₀(f), c₁The data of (f) is stored in the RAM or the like.
[0313]
Here, the identification can also be performed simultaneously at a plurality of frequencies, except when the two frequencies are in an integral multiple relationship (for example, 150 Hz and its third harmonic component 450 Hz, etc.). This is clarified by the concept of “synchronous addition averaging” described later.
[0314]
That is, it is known that when a signal is added at a timing synchronized with a certain frequency, only the frequency included in the signal and its integral multiple component remain, and the other components approach “0”. This is because the identification update formulas 47 and 49 also perform a kind of synchronous addition.
[0315]
As described above, according to the present invention, when active noise control is performed on noise components of a plurality of harmonic orders excited by engine rotational vibration or the like, the amount of calculation is greatly reduced compared to the conventional method. Therefore, it is possible to construct a system with reduced cost or a miniaturized system.
[0316]
Next, another embodiment according to the present invention will be described with reference to the drawings.
[0317]
In the above description, the transfer function c (f) = {c identified at each frequency f.₀(f), c₁The method of performing the update operation of the adaptive filter corresponding to each order component by using (f)} has been described.
[0318]
By the way, taking a vehicle as an example, it is an empirical fact that the frequency of noise that is felt as particularly loud noise in a vehicle interior of the same vehicle is usually almost a fixed value. It is just about to show.
[0319]
This is the frequency of noise that increases the noise level in the passenger compartment, the so-called peak frequency is determined by the volume, size, etc. of the passenger compartment space, and the increase in noise level described above has a peak frequency. This is because noise is caused by a cavity resonance phenomenon in the passenger compartment.
[0320]
On the other hand, the excitation component of the engine serving as the noise excitation source is a rotation order component synchronized with the engine rotation, that is, a harmonic component of the frequency component of the engine rotation. The frequency corresponding to the rotational order component also changes.
[0321]
Now, for example, when the engine speed increases, from low to high (from low frequency to high frequency), the engine rotation order component is a frequency that includes a resonance frequency that is determined for a given vehicle one after another. If the resonance frequency and the engine rotational order component coincide with each other while passing through the band, the noise level due to the engine rotational order component particularly increases.
[0322]
Therefore, it is ideal to perform active control to reduce the increased noise level for all rotational order components. For example, the calculation capability of the processor included in the control system is sufficient for all rotational order components. If the control calculation is not only performed, the value of the engine speed is taken into consideration, and the rotation order component that particularly increases noise is selected, and the selected rotation order component (simply referred to as the order) is selected. A method of controlling using the above is conceivable.
[0323]
Accordingly, an embodiment of such a method will be described with reference to FIG.
[0324]
FIG. 16 illustrates an embodiment in which the values that the engine speed can take are divided into a plurality of regions, a predetermined harmonic order is selected in each region, and a noise control operation is performed. It is a drawing of.
[0325]
In FIG. 16, a four-cylinder diesel engine is assumed as the engine mounted on the vehicle, and the normal rotation range (the range of values that the engine rotation speed can normally take) is 600 (rpm) to 3000. (Rpm).
[0326]
For each engine speed from 600 (rpm) to 3000 (rpm), four regions ((I), (II), (III), (IV)) for each 600 (rpm) are set separately. In the region, arbitrary three order components are selected from the order components of rotation 0.5 × N order (N is a natural number), and control is performed using these.
[0327]
As shown in FIG. 16, for example, for the region (I), three order components, k0 (1), k1 (1), and k2 (1) are selected and set in advance, and the actual engine When the number of rotations is 1200 (rpm) or less, control using these order components is performed.
[0328]
The configuration of the embodiment shown in FIG. 16 includes a reference signal generator 5, a memory 74, a timing generator 500, each order control control generator 605, an adaptive filter updater 600, and a control sound generator 610. I have.
[0329]
The speaker 2 is driven based on a signal supplied from the control sound generator 610. The microphone 1 detects noise and supplies a detection signal to the adaptive filter updater 600.
[0330]
Further, the memory 74 stores a possible engine speed and a preset order component for each of the aforementioned areas. Note that the memory 74 can be realized by a RAM, a ROM, a flash memory, or the like. It is preferable that the contents can be rewritten as necessary.
[0331]
Now, the operation in such a device configuration will be described. Note that the following operations may be configured to be mainly performed by a CPU included in the reference signal generator 5, for example.
[0332]
A tacho pulse signal 101 output from the engine is input to the reference signal generator 5.
[0333]
The reference signal generator 5 obtains the engine speed based on the cycle of the tacho pulse signal 101, reads the contents of the memory 74 according to the value of the engine speed, and selects a region corresponding to the engine speed. Then, three order components set in advance are selected corresponding to the selected region, and signals at intervals of 90 ° corresponding to the respective order components are set as timing signals 111, 121, 131, and Based on the timing signal, a control sound signal is generated and controlled.
[0334]
As shown in FIG. 16, for example, when the mounted engine has four cylinders and the engine speed is in the range of “1800 to 2100 (rpm)”, the area III is selected as the speed range, and k0 A timing signal, which is a signal generated every 90 ° of the period corresponding to the order components (3), k1 (3), and k2 (3), is set in the timing generator 500.
[0335]
The timing signal set in the timing generator 500 is supplied to each order control sound signal generator 605, and each control sound signal yk0 (n), yk1 (n), yk2 (n) is synchronized with each timing signal. Is generated by each order control sound signal generator 605.
[0336]
Each control sound signal is synthesized by a control sound generator 610 and output from the speaker 2 as a control sound.
[0337]
Further, the error signal 107 detected by the microphone 1 is input to the adaptive filter updater 600, whereby the filter coefficient update operation is performed according to the algorithm described above.
[0338]
As described above, by setting a plurality of areas and selecting a control target for each area, a more accurate control operation is performed.
[0339]
In addition, regarding the selection of such an order component (“control order” and synonym: order to be controlled), an order having a frequency as close as possible to the resonance frequency unique to the vehicle is set for each region set by the engine speed. It is appropriate to set the components, but in an actually mounted engine, there is usually a difference in the magnitude of the excitation force for each order component. For example, in an in-line four-cylinder engine, the engine speed 2 times, that is, the rotational secondary component is particularly large. In reality, this secondary component and its harmonics, that is, the rotational fourth, sixth, eighth, and tenth components dominate among the engine noise components. Often.
[0340]
The secondary rotation, quadratic components, etc. exist as large noise components in a wide rotational range. In such a case, the control order may be initialized so that it can be controlled in a plurality of regions.
[0341]
By the way, for the initial setting of the control order, it is necessary to specify a rotational order that generates particularly loud noise. In this case, the engine rotation signal is input as a tracking signal, FFT (Fast Fourier Transform) analysis is performed on the time waveform of noise, and there is a noise frequency that takes a peak maximum value in the obtained spectrum distribution. A method based on the position can be considered as a general method. However, in order to execute this in real time, a considerable calculation capacity is required.
[0342]
Therefore, here, as described in the description of the update formula for identification, such as Equations 47 and 49, the noise component is extracted by averaging the noise component in synchronization with a specific frequency. A method for detecting peak noise using the method described above will be described.
[0343]
Now, assuming that the original noise signal is d, the frequency of the fundamental order is f, and the original noise signal d is a superposition of harmonic components of the fundamental order, the following expression is obtained when Fourier series expansion is performed.
[0344]
[53]

[0345]
Here, n is a sampling number, and fk is a k-th order frequency, that is, fk = k · f. T is a sampling period, ds (n) and dc (n) are sine wave components and cosine wave components of d (n), respectively, and dsk and dck are sine waves of d (n), respectively. This is the amplitude of the kth-order component of the component and cosine wave component. Also, Σk means taking the sum (k = 1,..., K) for k.
[0346]
Now, the time average is obtained by multiplying Equation 53 by a sine wave and cosine wave of a certain frequency fk. If dsk and dck take a constant value within the average time interval, the average value of the product of the sine wave and cosine wave is “0”, and the sine wave and sine wave, cosine wave and cosine. Even in the average of the product of the waves, all the components other than the same frequency component are “0”, so that the following equation is obtained.
[0347]
[Formula 54]

[0348]
However, "<>" represents the time average, and <sin (2πfkTn)²> = <Cos (2πfTn)²> = 1/2 was used.
[0349]
Equation 53 can also be expressed as:
[0350]
[Expression 55]

[0351]
Here, dk and αk are the amplitude and phase of the noise d (n), respectively.
[0352]
From the equation 54, the following equation 56 is obtained.
[0353]
[56]

[0354]
If the order component is not controlled by the control system, the sound pressure signal e (n) 107 detected by the microphone 1 is sampled at a timing of 90 ° of the period of the order component k. , Like Equation 53,
When the values <e (n) · sin (2πfkT · n)> and <e (n) · cos (2πfkT · n)> are obtained, the values other than the order component are “0”. The result is equal to number 54.
[0355]
That is, the magnitude of the peak of the k-th order component of the noise d (n) can be obtained by calculating the following equation.
[0356]
[Equation 57]

[0357]
Next, the kth-order reference signal (reference signal for the order k) is set as a sine wave xk (n) = sin (2πfkT · n), and the sampling period is 4 pulses per period, that is, the time for every 90 ° of the reference signal. Then, the following mathematical expressions can be developed, as in the expressions after Expression 20.
[0358]
[Formula 58]

[0359]
Rewriting equation 54 above, the sine wave amplitude dsk and cosine wave amplitude dck of the k-order component are obtained as follows:
[0360]
[Formula 59]

[0361]
Here, the sample number m corresponds to one rotation of the order period, and the k-th order amplitude dk obtained by the average operation up to the M-th rotation is obtained by the following equation.
[0362]
[Expression 60]

[0363]
Here, e (m, θ) is an error signal at an angle θ during m rotations. In this case, since there is no control sound, e (m, θ) = d (m, θ). By changing the period for averaging the samples to various values, the amplitude dk of all the order components with respect to the engine rotation period (including the case where k is a non-integer (for example, an odd multiple of 0.5)) is estimated. It becomes possible.
[0364]
By the way, the rotation order estimation process described so far is a process when active noise control is not performed, that is, when control sound is not supplied.
[0365]
On the other hand, when in active noise control state (when active control is actually performed using the control order), the signal detected by the microphone is a combination of noise (controlled sound) and control sound. Need to separate them.
[0366]
For this purpose, the following method is adopted.
[0367]
When the microphone detection signal e (n) is divided into the controlled sound do (n) and the control sound dc (n), it can be expressed as follows.
[0368]
[Equation 61]

[0369]
Here, if the control sound dc (n) is an output sound of the kth order, dC (n) is obtained by using the filter coefficients c0 and c1 of the acoustic transfer function and the control sound signal yk (n).
[0370]
[62]

[0371]
It is given by Further, the control sound signal yk (n) is obtained by using the kth order reference signal xk (n)
[0372]
[Equation 63]

[0373]
It is expressed by the expression If these are arranged together, the following equation is obtained.
[0374]
[Expression 64]

[0375]
Therefore, when the same calculation operation as in Equation 59 is performed,
[0376]
[Equation 65]

[0377]
The following formula is obtained.
[0378]
Here, when Expression 20 is used, the following equation is established.
[0379]
[Equation 66]

[0380]
Here, Equations 20 and 66 are substituted into Equation 65 to obtain the following equation.
[0381]
[Expression 67]

[0382]
In addition, the amplitude dok of the k-th order component of the controlled sound do (n) is expressed by the same equation as Equation 56, that is,
[0383]
[Equation 68]

[0384]
Therefore, it is possible to estimate the magnitude of the controlled sound from which the control sound is separated using the relational expression of Expression 67.
[0385]
If the same notation as in Expression 60 is used for Expression 67, the following expression is obtained.
[0386]
[Equation 69]

[0387]
These are expansions of equations for a method of estimating the rotation order as 4 pulses per cycle (corresponding to 90 °). In this case as well, as in the case of the mute control, since it is greatly affected by the (2k-1) th order component of the estimation target order, it is preferable to increase the number of pulses for estimation in a low frequency region or the like. At this time, this can be dealt with by executing Expression 56 or 65 as it is.
[0388]
Even in this case, even if the estimation reference signal xk (n) is set to the cosine wave xk (n) = cos (2πfkT · n), only the change of the sign or the like can be performed so that the estimation equation can be developed similarly. Therefore, the description is omitted. The control order may be initialized as described above.
[0389]
In addition, the estimation of each order noise component described so far can also be performed by using a method called “synchronous addition method”. In this synchronous addition method, sampling values at detection points of the same angle (phase) in each cycle with respect to the order to be extracted, and therefore, sample values every 360 ° at detection points having a certain phase are added one after another. In this method, the average value for each angle in one cycle is obtained.
[0390]
The principle of this method is simple. Based on the fact that a periodic signal of a certain frequency takes the same value at the same angle each time when the period is viewed at an angle of 360 °, it takes a different value at the other angle. Yes. If the average of every 360 ° is taken at the timing synchronized with the reference signal of a certain frequency, the periodic components of other frequencies take various values every time, and if the average is added, it gradually approaches “0”. Therefore, the fact that only the periodic component is extracted is used.
[0390]
However, when a noise component includes a harmonic component that is an integral multiple of the detection period, there is a problem that this is also included in the estimated value. This is because the integral multiple component takes the same value at the same angle in the basic order period. For example, when addition averaging is performed in synchronization with the rotation fourth-order component, noise components such as rotation eighth-order (twice) and twelfth-order (three-fold) are included in the estimated value. On the other hand, harmonic components such as the sixth order (1.5 times), the tenth order (2.5 times), or the second order (0.5 times), for example, are present even if they exist. As a result of the synchronous addition estimation, it becomes “0” and is not affected by this.
[0392]
FIG. 17 shows, as a spectrum, a result obtained by performing addition averaging on vehicle noise including a plurality of rotation order noises in synchronization with the rotation fourth-order component. FIG. 17A is an example of the noise spectrum in the vehicle interior, and FIG. 17B shows the result of the rotation quaternary synchronous addition, both of which are displayed as a spectrum distribution.
[0393]
Referring to FIG. 17, it can be seen that, as a result of synchronous addition, only a desired fourth-order component and an eighth-order component that is a double component thereof are extracted. However, here, in order to perform Fourier analysis, the number of samples in one cycle was 1024 points.
[0394]
Therefore, in order to extract only the 4th order component which is a desired component, synchronous addition estimation of the 8th order component is performed at the same time (in this case, the 16th order and 24th order components which are integer multiple components are obtained by the low pass filter. The fourth-order noise component is estimated by subtracting the obtained estimated value from the synchronous addition estimated value of the eighth-order component. However, for this purpose, it is necessary to obtain the amplitude and phase of each order component, which is possible in principle, but is not practical as an estimation method performed using an inexpensive processor. Therefore, this “synchronous averaging” is preferably used in a high-frequency control region in which harmonic components of integer multiples do not become a problem.
[0395]
The amplitude of the estimated order noise can basically be obtained by sampling at two points 90 ° apart in one cycle. Now, the number of samples in one cycle of the order k is 4 ms, and the error signal ek (n) to be estimated is
[0396]
[Equation 70]

[0397]
When
[0398]
[Equation 71]

[0399]
Therefore, the amplitude value A is as shown in the following equation.
[0400]
[Equation 72]

[0401]
As shown in FIG. 17 (a), noise estimation based on synchronous addition averaging performed on vehicle noise including a plurality of rotational order noises is performed by using the higher order components (16th and 24th order) like the rotational 8th order components. It can be carried out for noise of the order in which no component is present. Note that the noise (controlled sound) being controlled and the method for separating the control sound are the same as those described above, and therefore the description thereof is omitted here.
[0402]
Next, another embodiment according to the present invention will be described.
[0403]
Now, based on the mathematical formulas derived so far, in order to estimate particularly loud noise (controlled sound) in each engine speed region during active noise control and active noise non-control, and to reflect this estimation result FIG. 18 is a flowchart showing a control procedure for selecting the rotation order (control order) to be controlled and “rewriting” the control order set for each region.
[0404]
FIG. 18 shows a case where active noise control is performed using three orders (kc0, kc1, kc2) of 0.5 × N-order harmonic components in each engine speed region. Of course, at the start of the process, the control order is initially set in each engine speed region as in the case shown in FIG.
[0405]
Hereinafter, the flowchart of FIG. 18 will be described.
[0406]
In addition, what is necessary is just to comprise so that the following processes may be mainly performed, for example by CPU with which the reference signal generator 5 is provided.
[0407]
First, in step 701, the tacho pulse signal 101 output from the engine is detected, and the current engine speed N is measured based on the cycle T of the tacho pulse signal.
[0408]
By using the measurement result of the engine speed N and referring to the contents stored in the memory 74, the engine speed area corresponding to the engine speed N is determined and selected.
[0409]
Note that the engine speed range selected according to the change in the engine speed N always changes because the engine speed N changes, but the control frequency area to be controlled in the active noise control is calculated by the processor. It is constant depending on the capability (particularly, the computing capability is determined by the computing performance on the high frequency side) and the playback capability of the speaker (particularly the reproducing capability is determined by the output performance on the low frequency side).
[0410]
For this reason, the number and order of harmonic components of “0.5 × Nth order” that are targets of control, that is, targets of estimation, are different for each rotation speed region.
[0411]
Next, in step 702, I (I is a natural number) 0.5 × N-order harmonic components to be estimated are determined from the relationship between the frequency and the region corresponding to the selected rotation speed region. .
[0412]
For example, if the rotation speed range of a certain region is 1800-2100 (rpm) and the control target frequency is 100-400 (Hz), the 0.5 × N-order harmonic component to be controlled is the control target frequency. The lower limit of 100 (Hz) is 3.5 orders of rotation (engine speed is assumed to be the primary order of rotation) at 1800 (rpm) and 105 (Hz) (ie 1800 (rpm) ÷ 60 (s ) = 30 (Hz), 30 (Hz) x 3.5th order = 105 (Hz)), the upper limit of the control target frequency, 11.0 order of rotation with respect to 400 (Hz), 385 (Hz at 2100 (rpm) ) And 16 (I = 16) from the 3.5th rotation to the 11.0th rotation are set as the estimation target order ki (i = 0 to I-1).
[0413]
By the way, of the orders ki (i = 0 to I-1) to be estimated, some of the orders are orders currently being controlled. Here, it is assumed that the orders to be controlled simultaneously are three kinds, and the orders kc0, kc1, and kc2 are initialized and stored in the memory.
[0414]
In step 703, the control orders kc0, kc1, and kc2 that are initially set are read.
[0415]
Further, the variable i is reset, i.e., i = 0.
[0416]
Next, in step 704, estimation of the controlled sound synchronized with the cycle of the order ki is executed in order from i = 0. It is determined whether or not the estimated order ki is the controlled order, and the case classification is performed. Do.
[0417]
Then, the processing in step 705 is executed for the order for which control is not performed, and the processing in step 706 is executed for the order being controlled. Here, the processing in step 705 is basically the arithmetic processing shown in equation 57, and the processing in step 706 determines the control sound part from the error signal as the order being controlled in order to obtain the controlled sound. This is a calculation process shown in Formula 65 plus Formula 68, which is subtracted.
[0418]
However, if it is possible to estimate with four pulses as judged from the frequency of the order, the arithmetic processing shown in Formula 59 or 60, Formula 67 plus Formula 68, or Formula 69 is executed instead of Formula 57. Alternatively, the estimation calculation based on the above-mentioned “synchronous addition average” can be executed for some orders in the high frequency region.
[0419]
Next, after the amplitude dki of the k-th controlled sound is obtained by the estimation calculation in steps 705 and 706, the variable i is incremented and i = i + 1.
[0420]
While i is smaller than I, the process returns to step 704 and the same estimation calculation is executed (step 707).
[0421]
In the case of the above-described example, i ≧ I = 16, and when the estimation calculation is completed for 16 types and all orders, the process proceeds to step 708.
[0422]
In step 708, the top three orders (ki) having the largest amplitude are selected from dki obtained as a result of the estimation calculation.
[0423]
Next, the selected order ki (i = 0 to I-1) is compared with the initially set control order kci (= kc0, kc1, kc2). For the orders with different values, the control order is `` rewritten '', that is, the selected order is newly set as the control order in the corresponding rotation speed region (step
709).
[0424]
The process in step 709 will be described more specifically as follows.
[0425]
For example, when it is necessary to “rewrite” kc2 to another order kc3 in the currently controlled control order kci (= kc0, kc1, kc2), first, the adaptive filter coefficients wkc20, wkc21 corresponding to the order kc2 The value is set to “0” and the output of the control sound is stopped.
[0426]
Next, the cycle of the timing signal generated by the reference signal generator 5 and the timing signal generator 500 is changed from the timing cycle of the order kc2 to the timing cycle of the order kc3. Then, a timing signal having a period of order kc3 is newly generated.
[0427]
Then, the control sound generator 610 and the adaptive filter updater 600 are operated by the timing signal for the new order. As a result, new adaptive filter coefficients wkc30 and wkc31 grow.
[0428]
When the sound pressure change due to the rewriting is sudden and uncomfortable, for example, the above-described convergence coefficient α is reduced or set to “0”, or the value of the leaky parameter λ (≦ 1) is set as follows. The adaptive filter coefficients wkc20 and wkc21 are gradually attenuated to a value smaller than usual.
[0429]
At the same time, a method of increasing the convergence coefficient α corresponding to the new adaptive filter coefficients wkc30 and wkc31 and increasing the growth rate may be used.
[0430]
When the value of the engine speed changes and the corresponding speed range shifts to another speed range, in step 701, the cycle T for the new engine speed is detected, and steps 701 to 709 are shown. The process is executed for the new rotation speed region.
[0431]
A series of these processes is performed for each order by a timing signal (assuming a signal period corresponding to an order in the case of 4 pulses per period, the timing is set to 1/4 of the period, that is, every 90 °. Signal) and an estimation calculation for M rotations (M cycles).
[0432]
However, these estimation processes have problems. In other words, during actual vehicle operation, the engine speed normally changes frequently, so the engine speed changes abruptly before the processing up to step 709 is completed, and the engine speed range is different from that of the other engine. It is thought that the case where it shifts to several areas frequently occurs.
[0433]
FIG. 19 shows the number of times that the estimation calculation is performed for all the rotation speed regions in order to perform the estimation calculation processing taking into account the correspondence to such a case, “order estimation number Mk (or even the order estimation time Tk). When the estimated number of times (or estimated time) exceeding Mk (or Tk) is reached, the estimation calculation process is terminated, and a new order is set and control using the order is performed. It is a flowchart which shows a procedure.
[0434]
Here, in FIG. 19, since many variables and setting parameters are used for the estimation calculation process, these contents will be described first.
[0435]
First, An means the n-th region among a plurality of rotation speed regions set. In this embodiment, An = A₀~ A₇Are divided into eight regions. And the rotation speed region A₀~ A₇For each of these, J0 to J7 control orders are set.
[0436]
That is, A₀For "J0", ..., A₇Is "J7".
[0437]
JJ, jj (which can take values of j0 to j7) are variables, and the jjth order in the nth rotation speed region An (control order JJ) is the order kn (jj ) Is used. That is, the rotational speed region An = A₀~ A₇On the other hand, the variables jj = j0 to j7 correspond respectively. Note that the relationship of j0 = 0 to J0,..., J7 = 0 to J7 is established.
[0438]
Further, the order estimation number Mk is determined by the rotation speed region A.₀~ A₇The same value is set for all orders kn (jj) existing in, but actually, the number of estimation processes in each region is different.
[0439]
Therefore, a variable indicating the number of estimation processes performed for the order kn (jj) up to now is m (jj).
[0440]
Next, the contents of the processing to be executed will be described with reference to FIG.
[0441]
First, in step 711, jj = j0 to j7 = 0 and m (jj) = m (j0) to m (j7) = 0 are set as initial values of variables necessary for the estimation process.
[0442]
Next, in step 712, the period is obtained by detecting the tacho pulse signal output from the engine, and the engine speed N is obtained.
[0443]
Here, in this embodiment, when estimating the order noise, for example, it is considered that the estimation is performed by excluding a transient state such as a case where the engine speed changes suddenly during sudden acceleration or the like.
[0444]
Therefore, in the next step 713, the engine speed N of the previous sample is stored as NF, and the absolute value of the difference from the engine speed N, which is the current measurement value, ΔN = | N−NF | calculate. After this calculation, N measured this time is set as a new NF.
[0445]
In step 714, the above-described ΔN is compared with a predetermined threshold value ΔNTH. If ΔN> ΔNTH, the process returns to step 712. Conversely, if ΔN ≦ ΔNTH, the order estimation process is performed. Like to do.
[0446]
When it is determined that ΔN ≦ ΔNTH, the process branches to step 715, and the corresponding rotation speed region An is selected. Here, data relating to the order kn (jj) in each rotation speed region An is stored in the memory 75 in a mapped state.
[0447]
In step 716, referring to the stored contents of the memory 75, the values of the variable jj and the variable JJ are set as values in the corresponding An to the variables j0 to j7 and the set values J0 to J7.
[0448]
This will be described with a specific example.
[0449]
For example, as described with reference to FIG. 18, if the current rotation speed region is “1800 to 2100 (rpm)” and the control target frequency is “100 to 400 (Hz)”, the rotation speed region A4 is selected. Thus, J4 = 16, j4 = 0-15, and the order of 0.5th order from k4 (0) = 3.5th order to k4 (15) = 11th order is an estimation target. Of these, the orders of kc0, kc1, and kc2 are initially set control orders. Of the 16 orders to be estimated, the order being controlled is 3 and the non-control order is 13. It has become.
[0450]
The variable jj is incremented each time the estimation of the control order for one piece is completed. When jj> JJ, it means that the estimation of the area has already been completed. In this case, the estimation process is not performed, and the process returns to step 712.
[0451]
On the other hand, when jj ≦ JJ, the order estimation process in the rotation speed region An is not yet finished, and the process proceeds to the next step in order to continue this process (step 717). In step 718, the value of the control order kn (jj) to be estimated is read from the memory 75 and set as kj.
[0452]
Next, FIG. 20 shows the continuation of the process of FIG.
[0453]
It should be noted that a process that spans both drawings is described as being connected by a connector A.
[0454]
First, in step 719, it is determined whether or not kj is a controlled order. If the controlled order is kj, the contents of step 720 are determined. If not, the contents of step 721 are set. Execute.
[0455]
Step 720 and step 721 are steps for performing arithmetic processing as shown in formula 65 plus formula 68 and formula 57 (in the case of 4 pulses in one cycle, formula 67 or formula 69, formula 59). Each time passes, estimation calculation is executed for one sample. In the case of 4 pulses per period, one sample corresponds to 1/4 of the period of the signal corresponding to the order, that is, a period of 90 °. As an estimation calculation, when it is 0 ° and 180 °, a cosine wave component When dck is 90 ° and 270 °, the sine wave component dsk is updated.
[0456]
When the estimation calculation in step 720 and step 721 is completed for one sample, the process proceeds to step 722 where the variable m (jj) for the number of calculations in the rotation speed region is incremented.
[0457]
Next, in step 723, it is determined whether or not the next time after the completion of the one-sample estimation calculation, that is, the angle after 90 ° is the angle at which the tacho pulse signal should be detected. Here, the determination of whether or not the angle is the tacho pulse signal detection angle can be easily grasped from the relationship between the estimated order and the rotational speed. For example, if the order is the fourth order, the next tacho pulse signal detection angle position is obtained with a sampling period of 16 times (90 ° × 16/360 ° = 4) of the order 90 °.
[0458]
When the next estimation calculation overlaps with the detection of the tacho pulse signal, the process returns to step 712 to detect the tacho pulse signal, measure the time interval between the previous and current tacho pulse signal detection, calculate the rotation speed, and calculate the current rotation speed. An area is discriminated. Here, when returning to step 712, the next time estimation is performed in the same rotation speed region by temporarily storing the order data and various variables being estimated at this time in the memory. Can be used again.
[0459]
On the other hand, when the next tacho pulse signal is not detected, the routine proceeds to step 724, where it is determined whether or not the estimated number of computations m (jj) exceeds Mk.
[0460]
If not, the process returns to step 719 and is continued until the estimation calculation exceeds Mk. If exceeded, the estimation regarding the order is completed, and the process proceeds to step 725, where the amplitude dkj of the order is calculated from the sine wave amplitude dskj and the cosine wave amplitude dckj as shown.
[0461]
Note that the detection of the tacho pulse signal is not always performed after step 723. In practice, there may often be a sudden change in the engine speed between step 712 and step 722 due to a change in the engine speed and a change in the amount of computation that the processor takes charge at that time. . In such a case, it is only necessary to cancel the estimation calculation halfway (not shown) and to immediately return to step 712.
[0462]
Next, FIG. 21 shows a flowchart showing processing subsequent to FIG.
[0463]
It should be noted that a process that spans both drawings is described as being connected by a connector B. First, in step 726, the variable jj is incremented, and the process proceeds to step 727.
[0464]
In step 727, it is determined whether or not the variable jj (j0 to j7) exceeds the set value JJ (J0 to J7). If the variable jj does not exceed the set value JJ, the process proceeds to step 712. Return.
[0465]
On the other hand, if the variable jj exceeds the set value JJ, the estimation of the set orders in the rotation speed region is completed, and the process proceeds to step 728, where the upper Kc order amplitudes dkk (kk = 0 ,..., Kc-1).
[0466]
In step 729, among the orders selected for the rotation speed region An, those that are different from the default order are rewritten.
[0467]
Further, in step 730, the value of the variable jj at this time is set as the value of the variable (any one of j0 to j7) in the corresponding area, and the contents of the memory 75 are updated.
[0468]
Then, each value of jj (j0 to j7) is compared with the value of JJ (J0 to J7) for each rotation speed region, and each jj exceeds the corresponding set value JJ. If so, it is determined that the “estimation / rewriting process” in all the rotation speed regions has been completed, and the process by this routine is completed (steps 731 to 732).
[0469]
In the embodiments shown in FIGS. 18 and 19 to 21 described above, for example, the initially set control order is not appropriate, that is, there is a larger noise peak in other order components. Even so, by performing the above-described order estimation calculation and “rewrite” processing, control using a more appropriate control order is performed.
[0470]
By the way, the magnitude of the noise being controlled by a certain order is the adaptive filter coefficient w.₀, W₁It can be estimated to some extent from the value of. If the order noise is large (and the noise is based on engine rotation and so-called coherence is large), the adaptive filter grows and its filter coefficient w₀, W₁This is because the value of and the control sound y, which is the control output based on this value, increase.
[0471]
Here, assuming the power of the control output per cycle of the control sound output, in this control method, the reference signal x is a sine wave or cosine wave, and | x | ≦ 1, so that the adaptive filter coefficient w₀, W₁Can be regarded as the power of the control output. At this time, the filter power wp of the nth rotation²(n) can be obtained by the following equation.
[0472]
[Equation 73]

[0473]
FIG. 22 shows the filter power wp defined by Equation 73²A certain threshold is set for the filter power wp²However, when the value is equal to or less than the threshold value (WPTH2), the control is stopped for the order.
[0474]
In addition, what is necessary is just to comprise so that the CPU with which a reference signal generator is provided performs the following processes, for example.
[0475]
First, at step 750, the engine speed N is detected.
[0476]
Here, since the correspondence to the change in the engine speed N is not different from that in the embodiment of FIGS. 19 to 21, it is assumed that the engine speed N is a constant value for the present embodiment, and the filter power wp.²Based on this value, the processing content will be described only for the portion where the control for the order in a certain control is stopped.
[0477]
Next, at step 751, a rotation speed region An corresponding to the detected rotation speed N is selected, and the corresponding control order kcn (i) (i = 0,..., I−1) is read from the memory 75.
[0478]
Next, the count variable i is set to i = 0, and in step 752, the filter power for one period is calculated based on the equation (73).
[0479]
In step 753, the i-th order filter power wpi²Is a corresponding threshold value and a predetermined value WPTHi²Compared to "wpi²<WPTHi²", The control is stopped for the i-th control order kcn (i).
[0480]
In step 754, the variable i is incremented, and the processes in steps 752 to 755 are repeated while i ≦ I.
[0481]
When i> I, all the updates of the control order in the region An are completed, and the process returns to step 750 (step 755).
[0482]
With the above processing, it is possible to provide an apparatus with a simple configuration that makes it possible to stop the control using the value of the filter power.
[0483]
Furthermore, there are various modes in the actual vehicle operation mode, such as downshifting during shifting, and the position of the transmission gear (which differs between automatic transmission and manual transmission vehicles). The control order to be adopted depends on the case. Since they are different, programming may be performed so that “order estimation / rewriting / setting” is appropriately performed according to circumstances.
[0484]
Therefore, FIG. 23 conceptually shows, in one dimension, an area in which the order can be set in order to estimate / rewrite / set the order taking into account the engine speed, acceleration, and shift position. It is a drawing. The area at this time is arranged three-dimensionally because there are three types of parameters to consider. In addition, when the CPU to be used has sufficient arithmetic processing capacity and memory capacity, it becomes possible to perform finer control.
[0485]
In the embodiment described above, the case where the order component of the harmonic noise synchronized with the integer multiple of the 0.5th order of the crankshaft rotation of the engine is estimated / set has been described.
[0486]
Exactly in the same manner, it is also possible to estimate / set the noise order for harmonic order components that are synchronized with engine rotation but are not an integer multiple of 0.5. This can be achieved by generating a reference signal in which the timing signal generated by the reference signal generator 5 in FIG. 17 is synchronized with an arbitrary multiple of the engine speed.
[0487]
These order estimations and initial settings are determined by the identification process performed prior to noise control, and are determined at each frequency.₀, C₁It is also possible to carry out based on the value of. The reason is that the sound pressure level detected by the microphone increases in the vicinity of the cavity resonance frequency unique to the passenger compartment, even though the control sound output of the same magnitude is performed by the speaker. , Filter coefficient c of acoustic transfer function between speaker and microphone₀, C₁This is because the value of increases.
[0488]
FIG. 24 shows the filter power “cp (f) obtained in each frequency band after execution of the identification process.²= C0 (f)²+ C1 (f)²”(F is a frequency) is a flowchart for explaining a process for determining an order to be initially set.
[0489]
As shown in FIG. 24, first, in step 801, identification is performed, and the filter coefficient c of the acoustic transfer function in each frequency band.₀(kf), c₁(kf) (kf = 0,..., Kf−1) is obtained. However, here, the frequency region to be controlled is divided into Kf pieces, identification is performed for each Δfk (Hz), and filter coefficients at frequencies at which identification is performed are obtained.
[0490]
Next, in step 802, the filter power at each kf is obtained according to the following equation 74.
[0491]
[Equation 74]

[0492]
As a result, it is assumed that a graph as shown in FIG. 25 is obtained.
[0493]
In this graph, the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents filter power.
[0494]
In the figure, the maximum point of the filter power indicated by “◯” is the peak position where the gain of the acoustic transfer function is maximized, and it can be said that resonance occurs due to the frequency corresponding to this position.
[0495]
Next, in step 803, the highest I filter power cpi (kf)²The frequency fi (i = 0,..., I-1) corresponding to is selected.
[0496]
Next, a control order kcn (i) (i = 0,..., I-1) is set for each engine speed region An (n = 0,..., N-1).
[0497]
First, in step 804, variables n and i are initially set to n = 0 and i = 0, and further in step 805, the memory 76 corresponds to the representative rotational speed Nn set in each rotational speed region An. RNi = fi / fNn, which is the ratio of the representative frequency fNn to be selected and the frequency fi of the selected local maximum point. In each rotation speed region An, the representative rotation speed Nn and the corresponding representative frequency fNn may be determined in advance and stored in the memory 76.
[0498]
Then, in step 806, the (0.5 × n) th order closest to the obtained RNi value is initially set in the memory 75 as the control order. For example, in the range of A4: 1800 to 2100 (rpm), when the central rotational speed is the representative rotational speed and N4 = 1950 (rpm): fN4 = 32.5 (Hz), the first maximum frequency is f0 = 140. If it is (Hz), the ratio is RN0 = 140 / 32.5 = 4.3. Therefore, considering the 4.5th order of rotation or the magnitude of the excitation force, the fourth order of rotation or the number of rotation 4 Both next and 4.5th are selected.
[0499]
The variables n and i are incremented every time the control order kcn (i) is set, and when n ≧ N and i ≧ I, the order setting in all regions is completed. (Steps 807 to 812)
In the present embodiment, the case where there is one microphone and speaker has been described. However, when there are a plurality of microphones and speakers, acoustic transfer functions between the respective microphones and speakers exist. Therefore, in this case, the filter power for each acoustic transfer function is obtained, the frequency that is the maximum point is obtained for each filter power, and the ratio with the representative frequency in each area described above is referred to, so that the most appropriate The process for obtaining the control order may be performed.
[0500]
All of these may be adopted as control orders that are initially set for control, but the following method is also conceivable.
[0501]
L (L is an arbitrary natural number) microphones (number l = 0,..., L-1) and M (M is an arbitrary natural number) speakers (number m = 0,..., M-1) Is constructed, the kf-th filter power clmp (kf) of the acoustic transfer function between the l-th microphone and the m-th speaker is constructed.², And determine the values of l and m that maximize the filter power, and determine the filter power corresponding to the l and m as the representative value cp (kf) of the filter power in each region.²And It is also conceivable to perform a process for obtaining the most appropriate control order by obtaining a frequency that becomes a maximum point for the representative value of the filter power and referring to a ratio with the representative frequency of each region.
[0502]
The reason for adopting this method is that, at the frequency fk corresponding to kf, the position of one microphone is the position of the node of the standing wave, and only a low sound pressure can be obtained despite the resonance frequency. As a result, the acoustic transfer functions clm0 (kf) and clm1 (kf) between the speaker and the microphone become small values. However, if the placement positions of the other microphones deviate from the position of the standing wave node, the acoustic transfer functions clm0 (kf) and clm1 (kf) having a certain magnitude can be obtained. Filter power clmp (kf)²This is because it can be reflected when the order to be initially set is selected to perform the control operation.
[0503]
As described above, it is possible to easily determine the order to be initially set based on the filter power obtained in each frequency band after executing the identification process.
[0504]
Next, a system including two or more microphones that detect sound pressure signals and loudspeakers that output control sounds for canceling noise will be considered.
[0505]
In a normal active noise control system, it is desirable that the number of loudspeakers be one or more or at least equal to the number of microphones. In the case where a plurality of microphones and loudspeakers are provided, control sounds from all loudspeakers are input in addition to the actual noise components in the sound pressure signal detected by a specific microphone. The synthesized sound of the above forms a sound field for suppressing noise at the microphone position. The control sound output from each loudspeaker is optimized to minimize the sound pressure at all microphone positions in the system.
[0506]
Here, for a certain microphone, a certain loudspeaker is present at the closest position compared to other loudspeakers, and the frequency characteristic of the acoustic transfer function c ^ is flat and transmitted. The gain is also large. In such a case, if the adaptive control is performed only on the output of the specific one loudspeaker for the specific microphone, the sound can be effectively and effectively muted. This is because if there is an anti-resonance point (dip) in the acoustic transmission system between a certain loudspeaker and other loudspeakers, the silencing control is impossible (no sound) at the frequency corresponding to the anti-resonance point. This is because the adaptive control itself becomes inefficient.
[0507]
In general, the control sound from other loudspeakers becomes a noise component, but it goes without saying that it is necessary to provide a plurality of loudspeakers when the silencing effect of the 1 microphone-1 loudspeaker by the adaptive filter control system is extremely large. There is no problem as described above. However, in a system with multiple loudspeakers, especially in the low-frequency region with a long wavelength, the influence of the control sound from other loudspeakers interferes with the adaptive filter control system and destabilizes the control operation. May be a factor. In this case, in order to remove the influence from other loudspeakers, the control sound at the microphone position is estimated based on the control sound adjustment signal and the acoustic transfer function, and the estimated control sound component is subtracted from the error signal and removed. Then, it is conceivable to perform adaptive filter control so that the remaining components are minimized.
[0508]
FIG. 25 shows an embodiment in which two such 1-microphone-1 loudspeaker active noise control systems are provided in parallel in an automobile cabin. In FIG. 25, a pair of systems is provided on the driver's seat side and a pair of systems on the passenger seat side.
[0509]
In the normal method, the sound pressures of the microphone on the driver's seat and the microphone on the passenger's seat are silenced by the synthesized sound field of the control sounds output from both loudspeakers. Only the driver's seat side loudspeaker is assigned to the microphone, and only the passenger's seat side loudspeaker is assigned to the front passenger side microphone to perform the mute control. That is, the driver's seat side microphone and the driver's seat side loudspeaker constitute one silencing control system, and the passenger's seat side microphone and the passenger's seat side loudspeaker constitute one silencing control system. Although not shown, an adaptive filter is provided for each control system.
[0510]
Then, the error signal (sound pressure signal) used for updating the adaptive filter corresponding to each loudspeaker is input with the remaining components from which the estimated control sound from the opposite loudspeaker is removed. By doing so, the control operation of a certain control system can be realized in any control system without being affected by the control operation of another control system.
[0511]
At this time, the generation expression of the control sound signal to each loudspeaker and the update expression of the adaptive filter are expressed by the following expressions.
[0512]
[75]

[0513]
[76]

[0514]
In the suffix of each variable, “R” means the driver seat side, and “L” means the passenger seat side.
[0515]
ER, eL: sound pressure signals from the driver side and passenger side microphones
yR, yL: Control sound signal for driver side and passenger side loudspeakers
wR₀, WR₁: Driver-side loudspeaker adaptive filter coefficient
wL₀, WL₁: Adaptive filter coefficient for passenger side loudspeaker
cRR₀, CRR₁: Coefficient of acoustic transfer function between driver's side microphone and driver's side loudspeaker
cLL₀, CLL₁: Coefficient of acoustic transfer function between microphone on passenger side and loudspeaker on passenger side
cRL₀, CRL₁: Coefficient of acoustic transfer function between microphone on driver side and loudspeaker on passenger side
cLR₀, CLR₁: Coefficient of acoustic transfer function between microphone on passenger side and loudspeaker on driver side
dRL: Sound pressure signal obtained by detecting the control sound signal from the passenger side loudspeaker with the driver side microphone
dLR: a sound pressure signal obtained by detecting a control sound signal from the driver's seat side loudspeaker with the front passenger's side microphone (silence control is one-cycle four-pulse control).
[0516]
By the way, (c₀(f), c₁The value of (f)) changes continuously according to the frequency f. On the other hand, in practice, identification can be performed only at frequency points that exist in a jump. The filter update at a frequency where identification is not performed uses an identification value at an identification frequency point that is the frequency at which identification is performed closest to that frequency as an approximate value. For this reason, c (c₀, c₁) Value suddenly changes, etc., the acoustic transfer function c (c₀, c₁) And the actual acoustic transfer function c (c₀, c₁) And the error value increase, which may greatly affect the silencing control performance and stability (robustness). Therefore, a method for solving this problem will be described.
[0517]
In the following description, a cosine wave is employed as the identification reference signal. As a result, the set of values of the coefficient of the acoustic transfer function (acoustic transfer coefficient) is (c₀, c₁) And the horizontal axis is c₀Indicates the value of c₀Axis, vertical axis c₁Indicates the value of c₁The coordinate system (c₀c₁In the coordinate system), a set of acoustic transfer coefficients (c₀, c₁) Is c₀The angle formed with the axis directly corresponds to the phase at a certain frequency of the acoustic transfer function. That is, the acoustic transfer function obtained as a result of identification at a certain frequency is c (c₀, c₁), The phase of the acoustic transfer function at this time is θ = atan (c₁/ c₀).
[0518]
On the other hand, this c (c₀, c₁) And adaptive filter control is executed at a slightly different frequency. Where the true value of the coefficient of the acoustic transfer function at this frequency is (c_T0, c_T1), The phase corresponding to this coefficient is θ_T= Atan (c_T1/ C_T0) And the phase error between them (θ−θ_T) Affects the stability of the control. For example, the phase error (θ-θ_T) Is 180 °, the relationship is completely opposite to the ideal phase, and when this is used for the update process of the adaptive filter, it will diverge immediately without being muted.
[0519]
Where θ_TIs a value that is not known unless it is identified at that time._T) Cannot be known.
[0520]
Regarding the stability of this phase error, the following facts were obtained based on the results of previous studies by the inventors.
[0521]
First, as mentioned above, c₀The horizontal axis, c₁Given a two-dimensional coordinate system with ordinate on the vertical axis,₀, c₁) Is plotted on the coordinate system. As shown in FIG.₀, c₁) For the identification value of the model value cs (cs₀, cs₁) Is moved. The model value is a virtual value having an error with respect to the true value.
[0522]
First, c (c₀, c₁) In the same quadrant where the₀, c₁) And cs (cs₀, cs₁), The sound is muted if the signs of both coefficients are the same. For example, as shown by the black circle in FIG.₀, c₁) Is in the first quadrant. At this time, the model value cs (cs₀, cs₁) Is present at any position in the first quadrant, the control system is stable.
[0523]
On the other hand, the model value cs (cs₀, cs₁) And (c₀, c₁), If any of the coefficients has an opposite sign, that is, if there is a model value and a true value in the opposite object limit (for example, the third quadrant for the first quadrant) across the origin, It becomes out of control and it immediately leads to increased sound divergence. Model value c_s(cs₀, cs₁) And (c₀, c₁), When one of the coefficients has an opposite sign, that is, the model value and the true value exist in both quadrants (for example, the second and fourth quadrants for the first quadrant) Although the mute control is performed, the output of the control sound vibrates and feels like hunting. And c (c₀, c₁), The degree of hunting increases as the model value is rotated in the direction of the anti-object limit, and finally, the unstable state and the divergent state are reached.
[0524]
From the above description, even if there is a phase error due to a difference in frequency, the stability of the control is not impaired as long as it can be basically guaranteed that it is in the same quadrant as the true value. Therefore, the necessary information is c (c₀, c₁) Only exists in which quadrant, and in the end, (c₀, c₁)₀, c₁If only the `` cross frequency point '' that is the frequency that crosses each coordinate axis is pressed, (c₀, c₁) Can be grasped.
[0525]
For example, the frequency fk_L, Fk_H(fk_L<fk_H) Is a cross frequency point, and there is no cross frequency point between them, fk_L: C₀On axis (c₀= 0, c₁> 0), fk_H: C₁On axis (c₀<0, c₁= 0), the frequency fk_L~ Fk_HIn the meantime, it is determined that it is in the second quadrant.
[0526]
Next, based on the above facts, a method for optimizing selection of frequency points that are frequencies to be identified in a certain control frequency region will be described.
[0527]
First, FIG. 28 shows an acoustic transfer function c (c) in the cabin of a certain vehicle.₀, c₁) Shows the change of the phase with respect to the frequency. As shown in the figure, the control frequency regions fL to fH are divided at regular intervals, and the identified frequency points are indicated by black circles.
[0528]
As shown in FIG. 28, generally, the acoustic transfer function c (c₀, c₁) Phase is delayed from the low frequency to the high frequency. In particular, the phase delay increases when passing through a resonance point (resonance frequency) of acoustic transmission. Therefore, in general, when the frequency is increased from the low frequency side, the origin O and the coordinates (c₀, c₁) Rotates mainly in the counterclockwise direction (in contrast, when the phase advances in the forward direction, that is, in the clockwise direction, there is an anti-resonance point (dip), In fact, there is often no great progress.)
[0529]
The magnitude of such a phase change varies depending on the frequency region. For example, in the region A in the figure, the phase change is large, and the identification value at any identification frequency existing near the region A or region A is used. However, the phase error increases when the identification value at a certain frequency is determined. In addition, when determining an identification value at a certain frequency, for example, the identification value at two identification frequencies existing on both sides of the frequency is used to obtain the identification value by proportional calculation or the like. On the other hand, in the region B, the phase change is slow, and when setting the identification frequency, the accuracy of identification is hardly deteriorated even if the frequency interval is rough.
[0530]
In this way, in the conventional method in which the control frequency region is divided between fL to fH at regular intervals to determine the identification frequency and the identification processing is performed at each identification frequency, as shown by the black circles in FIG. Since the phase change of the transfer coefficient is not taken into account, the identification accuracy is not good.
[0531]
Therefore, in FIG. 29, in the control frequency region fL to fH, the frequency point for identification is changed, and the identification is repeated to obtain all the cross frequency points existing between them, thereby identifying the frequency point for identification. The flowchart which showed the procedure to define is shown.
[0532]
In the first step 1001, identification at each frequency is performed. The identification is performed from the low frequency side to the high frequency side, and at the start, a lower limit value fL of the identification (control) frequency is set.
[0533]
Next, the coefficient value (c₀(f), c₁The magnitude of each absolute value of (f)) is examined. Where (c₀(f), c₁In (f)), a sufficiently small value δ is set in the control frequency region fL to fH as compared with a normal size.
[0534]
In step 1002, │c₀(f) │ <δand│c₁(f) Determine whether or not │ <δ, and₀(f) │ <δand│c₁(f) When | <δ, the zero point of the acoustic transmission system (a point where control sound cannot be output) is excluded from the control target. Otherwise, go to Step 1003.
[0535]
In step 1003, | c₀(f) │ <δ or │c₁(f) It is determined whether or not | <δ. If this is true, a point having an absolute value smaller than δ is set as a cross frequency point. │c₀(f) │ <δ or │c₁(f) If | <δ is not true, go to Step 1004.
[0536]
In step 1004, c₀(f), c₁The sign of (f) is determined. For the coefficient corresponding to the cross frequency point, the sign of the coefficient other than “0” is determined. This allows c₀c₁In the coordinate system, it can be seen in which quadrant each identification value exists and on the boundary line of the quadrant, that is, on the coordinate axis. For example, c₀> 0 and c₁<0 indicates that it is in quadrant 4, and c₀= 0 and c₁If> 0, it can be seen that the cross frequency point exists at the boundary between the first and second quadrants.
[0537]
Next, at step 1005, the current (c₀(f), c₁(f)) and the previously determined (c₀(f), c₁It is examined whether or not the sign of (f)) is different. If the sign of either coefficient has changed, it is determined that there is a cross frequency point that crosses the coordinate axis between them. If there is a sign change of one coefficient, it is determined that there is one crosspoint frequency, and if the sign change of both coefficients, there are two crosspoint frequencies. In this case, the process branches to step 1006 and identification is performed at a frequency between the previous frequency and the current frequency.
[0538]
In step 1006, processing similar to the processing from step 1002 to step 1005 is performed, and identification is repeated while determining the sign, and the frequency where the cross frequency point exists is detected. Then, after detecting the cross frequency point, the process proceeds to Step 1007. In steps 1007 and 1008, the frequency is increased by a predetermined increment Δf, and if the frequency to be examined is smaller than the upper limit value fH of the identification (control) frequency, the process returns to step 1001 and the same processing is repeated. In this way, all cross frequency points existing in the control target frequency are obtained.
[0539]
Since the frequency between the cross frequency points is in the same quadrant and the error is within an allowable range, it is sufficient in step 1009 to select one of the identification values that happen to exist between the cross point frequencies. It is.
[0540]
This completes the identification process.
[0541]
As a result, an identification point is obtained like a circle with a diagonal line shown in FIG. This includes all cross-point frequencies in the control frequency domain, as well as one representative point that represents the frequency between cross-point frequencies. By selecting the representative points in this way, the stability of the control system and the prevention of unnecessary data collection are realized.
[0542]
This representative point may be replaced with the central angle of each quadrant, that is, four values of θ = 45 °, 135 °, 225 °, and 315 ° as follows. That is, the frequency for the representative point may be a value that exists in the middle of the two cross point frequencies (not necessarily exactly the middle).
[0543]
That is, the identification value (c₀, C₁) As one point on the circumference of a circle arranged in the coordinate system, the radius r of the circle is r = √ (c₀ ²+ C₁ ²). When r * = r / √2, the four points on the circumference can be expressed in the coordinate format as follows.
[0544]
(C₀(45 °), c₁(45 °)) = r * · (1,1)
(C₀(135 °), c₁(135 °)) = r * · (1, −1)
(C₀(225 °), c₁(225 °)) = r * · (−1, −1)
(C₀(315 °), c₁(315 °)) = r * · (1, −1)
Similarly, the four points corresponding to the cross frequency point can be expressed as follows.
[0545]
(C₀(0 °), c₁(0 °)) = r · (1,0)
(C₀(90 °), c₁(90 °)) = r · (0,1)
(C₀(180 °), c₁(180 °)) = r · (−1, 0)
(C₀(270 °), c₁(270 °)) = r · (0, −1)
FIG. 38 shows how these points are arranged in the coordinate system. Here, the four dotted lines expressed in parallel to the coordinate axes are separated from each axis by “± δ”.
[0546]
It represents that a point existing between each axis and a corresponding dotted line is approximated as a cross frequency point. This is as described in FIG.
[0547]
Outside this range (c₀, C₁The identification value is approximated by 4 points.
[0548]
Here, the update of the adaptive filter will be described. The product of the error signal e and the convergence coefficient α is (αc₀, Αc₁) = (G₀, G₁) (C at each frequency₀(f), c₁All r (f) and r * (f) corresponding to (f)) are obtained. Then, if αc (f) = r (f) α and αc * (f) = r * (f) α are substituted at the initial setting stage after the end of identification, G = (g multiplied by the error signal e₀, G₁) Is the following eight types, and the calculation is greatly simplified.
[0549]
θ = 0 °: (g₀, G₁) = Αc · (1,0)
θ = 45 °: (g₀, G₁) = Αc * ・ (1,1)
θ = 90 °: (g₀, G₁) = Αc · (0,1)
θ = 135 °: (g₀, G₁) = Αc * · (−1, 1)
θ = 180 °: (g₀, G₁) = Αc · (−1, 0)
θ = 225 °: (g₀, G₁) = Αc * · (−1, −1)
θ = 270 °: (g₀, G₁) = Αc · (0, −1)
θ = 315 °: (g₀, G₁) = Αc * · (1, −1)
Here, the magnitude of the control gain that affects the responsiveness can be adjusted by adjusting the value of α during the control.
[0550]
These 8 ways (g₀, G₁The value of) is used as the value of the identification point shown in FIG. This value is, for example, a value that is selected and used in the control shown in FIGS. 2, 4, and the like. In particular, when it is at the cross frequency point, one of them becomes 0, so it can be easily understood that the expression is simplified.
[0551]
Here, the coefficient value (c₀, C₁) Gain | c | is very small, it is considered to be an anti-resonance point (control zero point) of the acoustic transmission system, which corresponds to an uncontrollable frequency. Therefore, the silencing control for the order component existing in such a frequency region may be stopped.
[0552]
Next, a system configuration for realizing active noise control by applying the active noise control system described so far to an actual vehicle will be described.
[0553]
FIG. 31 shows an embodiment in which the active noise control system is mounted on a vehicle. In the figure, a driver seat and a passenger seat are arranged, the microphone is mounted on the headrest portion of the driver seat and the passenger seat, and the loudspeaker is mounted under each seat. Therefore, a 2-microphone-2 loudspeaker system is configured.
[0554]
Here, one of the two loudspeakers has a built-in control unit (C / U) for realizing adaptive filter control. In this example, a control unit is built in a loudspeaker on the passenger seat side.
[0555]
FIG. 32 is an external view showing a state of FIG. 30 viewed from the side (passenger seat). As shown in the figure, the C / U is built in a loudspeaker on the passenger seat side. This C / U inputs a tacho pulse signal from the engine control unit of the vehicle engine via a signal line, and further inputs a sound pressure signal from two microphones (driver seat side and passenger seat side). Signals are output to the individual loudspeakers (driver seat side and passenger seat side). In addition, a command signal (remote signal) from a power supply line for receiving power supply for driving a speaker amplifier or the like and for memory backup and a remote controller described later is input.
[0556]
These various signal lines (harnesses) are bundled and connected using a signal line connecting connector provided on the front surface portion of the loudspeaker on the passenger seat side, and the C / U provided inside the loudspeaker. It is possible to exchange signals with these circuits.
[0557]
FIG. 33 is a block diagram showing the assembled state of the speaker. The speaker is built in the case, and the C / U is disposed in the case. The connector is assembled so that the connector opening (connector portion) provided in the case and the connector are fitted. Thus, a small system can be realized by incorporating the C / U in the speaker case.
[0558]
FIG. 34 shows an example of the configuration of the C / U.
[0559]
C / U dip microcomputer 600 that performs various operations including control operation, microphone signal input circuit, speaker drive circuit, LED drive circuit that drives LED when it reaches a predetermined state, and tacho pulse signal A pulse converter 66 that converts a predetermined pulse by setting the changeover switch 67 such as a switch and gives a synchronization signal to the microcomputer, a remote control circuit that receives the remote control signal and gives it to the microcomputer 600, and a battery are connected. And a power supply circuit for supplying power to the microcomputer 600.
[0560]
A microphone terminal for inputting signals from two microphones, a terminal for inputting a tacho pulse signal and a remote signal, and a terminal for power supply are also provided.
[0561]
Terminals for outputting drive signals to the two speakers are also provided.
[0562]
The microphone signal input circuit includes two circuits for each microphone, and one circuit includes a low-pass filter (LPF) and an electronic volume. The speaker drive circuit is also composed of two circuits for each speaker, and one circuit includes a low-pass filter (LPF), an electronic volume, and an amplifier for amplification. The electronic volume has a function of adjusting and outputting the magnitude of the input signal, and may be configured by an independent circuit such as AGC, or adjusts the input signal in accordance with a command signal from the microcomputer 600. You may comprise as follows. The microcomputer 600 includes a D / A that performs digital / analog conversion and an A / D that performs analog / digital conversion. Also. The ROM and RAM are not shown. A configuration in which these are included in the microcomputer 600 is assumed.
[0563]
Next, a characteristic operation of the C / U will be described. Other operations have been described above and will not be described again.
[0564]
First, the pulse converter receives a tacho pulse signal output from the engine control unit and generates a synchronization signal. The pulse converter is realized by using a processor 66 for generating a synchronization signal, and is different from the microcomputer 600. This prevents the control speed from decreasing.
[0565]
Since the tachometer pulse signal used for the engine control unit, tachometer, etc. of the vehicle differs depending on the vehicle type, engine, etc., it is necessary to perform pulse conversion according to each of these.
[0566]
In the present embodiment, all necessary pulse conversion formulas are written in the processor 66, and the pulse conversion formulas can be easily switched and set by the changeover switch 67 in accordance with the type of vehicle on which the system is mounted. Thereby, even when the number of pulses of the tacho pulse signal generated per one rotation of the engine differs depending on the type of vehicle, appropriate pulse conversion can be performed by operating the changeover switch 67. Then, the pulse-converted synchronization signal is input to the microcomputer, and a reference signal for silencing control is generated inside the microcomputer to perform silencing control. In this embodiment, the changeover switch 67 can be realized by, for example, an inexpensive dip switch, and the synchronization signal generating processor 66 can be realized by using an inexpensive 4-bit microcomputer chip.
[0567]
As another practical problem in performing adaptive filter control, there is a problem of “matching” between the input level of the (analog) sound pressure signal from the microphone and the output signal level to the loudspeaker. In other words, since the noise level in the passenger compartment varies greatly depending on the engine speed, the analog-to-digital conversion level (A / D conversion, D / A conversion) is changed when the number of bits of the digital signal is not sufficient. If a constant value is set from the low rotation range to the high rotation range, a situation in which the sound pressure resolution per bit is insufficient may occur in the low rotation range where the noise level is low. In the rotation range, there is a problem that the number of bits is insufficient and an overrange occurs.
[0568]
Therefore, as shown in FIG. 34, before the microcomputer 600 performs the A / D conversion and after the D / A conversion, the signal level is adjusted by the electronic volume which is a variable gain amplifier to obtain the engine speed. The gain is switched accordingly. In the configuration in which the microcomputer 600 drives the electronic volume, the engine speed is calculated based on the input tacho pulse signal, and a command value for driving the electronic volume is calculated based on the calculation result. It can be considered that the configuration is given to the volume.
[0569]
In addition to the drive power used for driving during normal control, the C / U always supplies power to the C / U not only when the control is turned off but also when the ignition is turned off. It is preferable to provide a power source. When the control is stopped when the ignition is turned off, various data for performing the next control is stored. For example, various data such as acoustic transfer coefficient, cross frequency point, representative frequency, filter coefficient, etc. are stored in a non-volatile memory, the memory is always energized, and the data is saved. That's fine.
[0570]
By performing such processing, the system learns the characteristics of the vehicle as the driving time elapses, so that it is possible to perform more effective and effective mute control. Since other operations are the same as those described above, description thereof will be omitted. However, it is convenient to allow the system to perform various operations by operating the remote controller.
[0571]
In the adaptive filter control system described so far, the following various functions can be realized.
[0572]
(1) Silence control by execution of active noise control.
[0573]
(2) Identification of the acoustic transfer function c.
[0574]
(3) A noise estimation function and a rewriting function of control parameters (control order, etc.) based on the estimation.
[0575]
(4) Monitoring of system abnormal state (sound divergence), control stop, and cancellation of the stop state.
[0576]
The control and processing of (1) and (2) can be selected to be executed or stopped, that is, on or off, according to the user's selection. The following selection operation is also possible.
[0577]
(5) Selection of a microphone to be silenced (in the case of a system provided with a plurality of microphones), (6) Selection of power on / off of the system, and the like.
[0578]
Of course, the user cannot change the contents of the function by changing the parameter settings, using a method such as determining the optimal parameters in the experimental study before the vehicle is installed, and realizing it. On the other hand, it is also preferable to configure the system so that the parameters can be changed freely and the contents of the functions can be changed according to the user's preference.
[0579]
These functions are more preferable, for example, as long as the user can operate the remote controller to perform various operations and change parameters. Of course, a switch, a keyboard or the like that can set various parameters in the C / U may be provided.
[0580]
FIG. 35 is an external view illustrating one form of the external appearance of the remote controller for performing such an operation. An instruction sent from the remote controller is received by the remote control circuit shown in FIG. The microcomputer 600 refers to the received instruction content, and realizes the above functions (1) and (2), and functions (3) to (6). Communication using such a remote controller is general-purpose performed using infrared rays and the like, and can be sufficiently handled by technologies widely used in the world including home appliance fields such as AV equipment.
[0581]
1001 and the like are buttons for executing processing corresponding to each function, and 1010 is a display unit that displays a mode name activated by pressing the button and various parameters, and is realized by a liquid crystal display, for example. it can.
[0582]
Reference numeral 1020 denotes a power button for turning on / off the system.
[0583]
Now, assume that after the engine ignition is turned on, power is supplied to the C / U in an idle state. In this state, when the user presses the identification execution button 1001 of the remote controller, a command signal is output, and the C / U microcomputer 600 is determined in advance as described in the embodiment of FIG. Follow the procedure and start emitting identification sound. Then, after the identification value is determined in all the control regions, the identification ends.
[0584]
Next, after the identification is completed, if the mute control is turned on, the control is started. As described in the embodiment of FIG. 19 and the like, the mute control in each speed range is continued while the order is switched in accordance with the engine speed. If the user presses the control on / off button 1002 of the remote control device to give an instruction to turn off the control, the C / U temporarily stops the control according to the control off command signal. Here, even in the control-off state, for example, the filter coefficient for performing the control by the adaptive filter is cleared, but the data such as the identification value is backed up. Then, it is preferable to return to the control-on state by pressing the control on / off button 1002 again.
[0585]
Even in the process of proceeding with control, unsuitable control parameters are corrected and the corrected values are stored in the memory. However, when the parameter correction speed is slow and unsatisfactory, the user presses the noise estimation button 1003 to temporarily turn off the control or pause the adaptive filter update, etc. Order noise estimation and rewriting of control parameters (control order, etc.) based on the estimation can be performed. As a result, the processor can be dedicated to the estimation calculation, and the noise estimation calculation can be completed at a higher speed than when the estimation calculation is performed simultaneously with the control. When the estimation calculation is completed, the original state is restored.
[0586]
Furthermore, when a plurality of microphones and loudspeakers are provided, a microphone to be used can be selected. For example, as shown in FIG. 31, in the two-microphone / two-loudspeaker system installed in the driver's seat and the passenger seat, for example, when the passenger is only the driver, the noise reduction on the passenger seat side is unnecessary and the driver seat side It is only necessary to perform mute control. Therefore, the user can select a microphone to be used for mute control by pressing the microphone selection button 1004 switch of the remote controller. For example, the microphone switching operation is performed such that both seats are muted in the initial state, only the driver's seat side is pressed by pressing the button once, and the original state is returned by pressing the button once more. Is preferred. As a result, since the control sound from the two loudspeakers is radiated to the selected microphone (driver's seat side), the noise suppression control on the driver's seat side is more effectively performed.
[0587]
Of course, these buttons can be further simplified by using combinations and the like.
[0588]
By the way, there is a rare case where the adaptive filter control does not operate normally, and the control sound abnormally increases and diverges, resulting in an uncontrollable state. This may be caused by, for example, a case where the vehicle interior temperature has changed and the coefficient value of the acoustic transfer function identified previously has changed significantly.
[0589]
In such a situation, when an abnormal state is detected by the system, the microcomputer 600 may be operated so that the fail-safe function is activated and the control is stopped. The stop state due to the divergence warns the user by, for example, an alarm sound from a loudspeaker or blinking of an LED. The reset (divergence stop release) may be performed by the microcomputer 600 automatically after a predetermined time has elapsed or once the engine is stopped (ignition off). By pressing 1005, it can be reset at the user's discretion and returned to the original state. The occurrence of abnormal sound increase is often caused by an error in the acoustic transfer function c except for hardware failure, and it is preferable to automatically re-identify at this point.
[0590]
As described above, according to the present invention, it is possible to provide a system that is excellent in operability, and that performs efficient mute control with a relatively simple configuration.
[0591]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, when performing active noise control of periodic multispectral noise, there is an advantage that a convolution calculation or the like is not required, and the active noise control system can be reduced in size and cost.
[0592]
In addition, the control order can be switched according to the engine speed region to enable more accurate control operation. Furthermore, when the order of noise components is estimated and calculated in synchronization with the order, and the set order is not appropriate, the control order is "rewritten", so that appropriate control is always performed in each engine speed range. And the control effect can be further improved.
[0593]
Furthermore, stable control can be performed in a wide frequency range by variably selecting the frequency for identifying the acoustic transfer function.
[0594]
Further, by incorporating the control circuit in the loudspeaker, it is possible to implement an active noise control system that can be effectively mounted on a vehicle, can be effectively silenced, and is low in cost.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of an active noise control device.
FIG. 2 is a block diagram for explaining the operation of the apparatus.
FIG. 3 is a flowchart showing control contents.
FIG. 4 is a block diagram of another embodiment for explaining the operation of the apparatus.
FIG. 5 is a block diagram for explaining the operation of an apparatus according to another embodiment.
FIG. 6 is a block diagram for explaining the operation of an apparatus according to another embodiment.
FIG. 7 is an explanatory diagram of output / update timing for each order.
FIG. 8 is an explanatory diagram showing a result of active silencing control.
FIG. 9 is an explanatory diagram showing a result of active silencing control according to another embodiment.
FIG. 10 is a block diagram for explaining the operation of an apparatus according to another embodiment.
FIG. 11 is a block diagram for explaining the operation of an apparatus according to another embodiment.
FIG. 12 is an explanatory diagram of a control signal in another embodiment.
FIG. 13 is a block diagram for explaining the operation of an apparatus according to another embodiment.
FIG. 14 is a block diagram for explaining the operation of an apparatus according to another embodiment.
FIG. 15 is a block diagram for explaining the operation of an apparatus according to another embodiment.
FIG. 16 is a block diagram for explaining an order selection operation;
FIG. 17 is an explanatory diagram showing the effect of order estimation using synchronous addition;
FIG. 18 is a flowchart for explaining rotation order selection / rewriting processing;
FIG. 19 is a flowchart for explaining order estimation processing;
FIG. 20 is a flowchart for describing order estimation processing;
FIG. 21 is a flowchart for describing order estimation processing;
FIG. 22 is a flowchart illustrating a process for stopping control based on a certain order.
FIG. 23 is an explanatory diagram of a three-dimensional area for setting the order.
FIG. 24 is a flowchart illustrating processing for determining an initial setting order based on filter power.
FIG. 25 is an explanatory diagram showing the maximum point of the filter power.
FIG. 26 is an explanatory diagram showing a state where the active noise control device is mounted on the vehicle (front seat).
FIG. 27 is an explanatory diagram on the influence of an error in the acoustic transfer function on the control system.
FIG. 28 is an explanatory diagram showing a relationship between a phase change of an acoustic transfer function and an identification frequency.
FIG. 29 is a flowchart illustrating processing for changing the identification frequency.
FIG. 30 is an explanatory diagram showing the relationship between the phase change of the acoustic transfer function and the corrected identification frequency.
FIG. 31 is an external view of the active noise control device mounted on the vehicle (front seat) as seen from the front side.
FIG. 32 is an external view of the active noise control device mounted on the vehicle (front seat) as seen from the side.
FIG. 33 is a block diagram of a loudspeaker with a built-in control circuit.
FIG. 34 is a configuration diagram of a control circuit which is an active noise control device.
FIG. 35 is an external view of a remote control device.
FIG. 36 is a configuration diagram of a conventional apparatus.
FIG. 37 is an explanatory diagram of multispectral noise.
FIG. 38 is an explanatory diagram of a crosspoint frequency and the like.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Microphone, 2 ... Loudspeaker, 3 ... Control circuit, 4 ... Waveform shaping circuit, 5 ... Reference signal generator, 6 ... Adaptive controller, 7 ... Power amplifier

Claims (5)

A sound pressure detecting means disposed at a predetermined position and detecting a sound pressure signal at the predetermined position;
A control sound output means for outputting a control sound for canceling the controlled sound, with periodic noise (periodic noise) as the controlled sound;
Reference signal generating means for generating at least one reference signal synchronized with the period of the periodic noise;
The control sound adjustment signal for adjusting the control sound output from the control sound output means so that the sound pressure signal at the predetermined position is minimized is the sound detected by the reference signal and the sound pressure detection means. Pressure filter and adaptive filter control means for generating using the filter coefficient,
The reference signal generating means includes
Storage means for storing in advance at least one control order having a predetermined relationship with the period of the periodic noise in each of a plurality of frequency areas obtained by dividing the frequency area having the periodic noise ;
A generation unit that generates at least one reference signal corresponding to each of the plurality of frequency regions with reference to the control order stored in each of the plurality of frequency regions;
The adaptive filter control means includes
With respect to the reference signal generated by the reference signal generation means, the filter coefficient is switched using the switched filter coefficient while switching the filter coefficient at a timing of every 1/4 ms period (ms is a natural number) of the reference signal. Generating a control sound adjustment signal for each of the reference signals;
The reference signal generating means includes
Sound amplitude estimating means for estimating the amplitude of the sound;
A controlled sound having the same period as the reference signal generated by the generating unit, estimated by the sound amplitude estimating means, and an estimated amplitude comparing means for comparing the amplitudes of other controlled sounds;
When the amplitude of the controlled sound not having the same period as the reference signal generated by the generating unit is larger than the amplitude of the controlled sound having the same period, the generation of the reference signal by the generating unit is stopped, A control order for a controlled sound having a large amplitude is stored in the storage contents of the storage means, and a reference signal generation is performed such that the generation unit generates a new reference signal with reference to the stored control order And an active noise control device. A sound pressure detecting means disposed at a predetermined position and detecting a sound pressure signal at the predetermined position;
A control sound output means for outputting a control sound for canceling the controlled sound, with periodic noise (periodic noise) as the controlled sound;
Reference signal generating means for generating at least one reference signal synchronized with the period of the periodic noise;
The control sound adjustment signal for adjusting the control sound output from the control sound output means so that the sound pressure signal at the predetermined position is minimized is the sound detected by the reference signal and the sound pressure detection means. Pressure filter and adaptive filter control means for generating using the filter coefficient,
The reference signal generating means includes
Storage means for storing in advance at least one control order having a predetermined relationship with the period of the periodic noise in each of a plurality of frequency areas obtained by dividing the frequency area having the periodic noise ;
A generation unit that generates at least one reference signal corresponding to each of the plurality of frequency regions with reference to the control order stored in each of the plurality of frequency regions;
The adaptive filter control means includes
With respect to the reference signal generated by the reference signal generation means, the filter coefficient is switched using the switched filter coefficient while switching the filter coefficient at a timing of every 1/4 ms period (ms is a natural number) of the reference signal. Generating a control sound adjustment signal for each of the reference signals;
The adaptive filter generation means includes
Have adaptive filter coefficients w ₀ , w ₁ ,
The reference signal generating means includes
A discriminating means for measuring a cycle of the periodic noise and discriminating in which frequency region of the plurality of frequency regions the measured cycle exists;
Selection means for sequentially selecting the control order k stored in the frequency domain;
Control order determination means for determining whether the control order k selected by the selection means is used for control;
When the control order k is used for control by the control order determining means, the k-order sine wave amplitude component dsk and k-order cosine wave amplitude component dck of the controlled sound are obtained from the predetermined reference time. The sound pressure signal e (m, θ) and the adaptive filter coefficients w ₀ (m, θ), w ₁ (m, θ) when m cycles have elapsed and have a phase of angle θ from a predetermined reference position , Using the filter coefficients c ₀ (m, θ) and c ₁ (m, θ) of the acoustic transfer function obtained in advance, ¼ period (90 °) of the period of the reference signal with respect to the control order k. (Equivalent)), and as an average value up to the Mth cycle,
dsk = 2 · Σm [{e (m, 90 °) -c ₀ (m, 90 °) · w ₀ (m, 90 °) + c ₁ (m, 90 °) · w ₁ (m, 90 °) } − {E (m, 270 °) −c ₀ (m, 270 °) · w ₀ (m, 270 °) + c ₁ (m, 270 °) · w ₁ (m, 270 °)}] / M ,
dck = 2 · Σm [{e (m, 180 °) -c ₀ (m, 180 °) · w ₀ (m, 180 °) + c ₁ (m, 180 °) · w ₁ (m, 180 °) } − {E (m, 0 °) −c ₀ (m, 0 °) · w ₀ (m, 0 °) + c ₁ (m, 0 °) · w ₁ (m, 0 °)}] / M ,
(Where Σm represents the addition up to m = 0, 1,..., M−1).
When the control order k is used for control by the control order discrimination means, dsk = 2 · Σm {e (m, 90 °) −e (m, 270 °)} / M in the dck and dsk,
dck = 2 · Σm {e (m, 180 °) −e (m, 0 °)} / M,
(Where Σm represents the addition up to m = 0, 1,..., M−1),
For all of the control orders k selected by the selection means, the amplitude dk of the controlled sound is calculated from the k-order sine wave component (dsk) and the k-order cosine wave component (dck) of the controlled sound, and dk = A third calculating means for obtaining √ (dsk ² + dck ² );
Determine the magnitude of the amplitude dk of the controlled sound in each frequency region calculated by the third computing means, and select the corresponding control order k by a predetermined number in descending order of the amplitude dk. Control order selection means to perform,
A reference signal generation unit that newly generates a reference signal corresponding to the control order k when there is a control order that is not used to generate the reference signal in the selected control order k. An active noise control device characterized by the above. An active noise control device,
A sound pressure detecting means disposed at a predetermined position and detecting a sound pressure signal at the predetermined position;
A control sound output means for outputting a control sound for canceling the controlled sound, with periodic noise (periodic noise) as the controlled sound;
Reference signal generating means for generating at least one reference signal synchronized with the period of the periodic noise;
The control sound adjustment signal for adjusting the control sound output from the control sound output means so that the sound pressure signal at the predetermined position is minimized is the sound detected by the reference signal and the sound pressure detection means. Pressure filter and adaptive filter control means for generating using the filter coefficient,
The reference signal generating means includes
Storage means for storing in advance at least one control order having a predetermined relationship with the period of the periodic noise in each of a plurality of frequency areas obtained by dividing the frequency area having the periodic noise ;
A generation unit that generates at least one reference signal corresponding to each of the plurality of frequency regions with reference to the control order stored in each of the plurality of frequency regions;
The adaptive filter control means includes
With respect to the reference signal generated by the reference signal generation means, the filter coefficient is switched using the switched filter coefficient while switching the filter coefficient at a timing of every 1/4 ms period (ms is a natural number) of the reference signal. Generating a control sound adjustment signal for each of the reference signals;
The active noise control device further includes:
Output power calculating means for obtaining output filter power using two filter coefficients w ₀ , w ₁ corresponding to the control order used for generating the reference signal and switched by the adaptive filter control means;
When it is determined that the output filter power is smaller than a preset threshold value,
Control operation stopping means for stopping control operation by the adaptive filter control means and generation of the reference signal corresponding to the control order;
If it is determined that the output filter power is greater than the preset threshold value,
Controlling the reference signal generating means to newly generate the reference signal for generating the control sound that cancels the controlled sound, and an operation control means for controlling the operation of the adaptive filter control means, An active noise control device comprising: An active noise control device,
A sound pressure detecting means disposed at a predetermined position and detecting a sound pressure signal at the predetermined position;
A control sound output means for outputting a control sound for canceling the controlled sound, with periodic noise (periodic noise) as the controlled sound;
Reference signal generating means for generating at least one reference signal synchronized with the period of the periodic noise;
The control sound adjustment signal for adjusting the control sound output from the control sound output means so that the sound pressure signal at the predetermined position is minimized is the sound detected by the reference signal and the sound pressure detection means. Pressure filter and adaptive filter control means for generating using the filter coefficient,
The reference signal generating means includes
Storage means for storing in advance at least one control order having a predetermined relationship with the period of the periodic noise in each of a plurality of frequency areas obtained by dividing the frequency area having the periodic noise ;
A generation unit that generates at least one reference signal corresponding to each of the plurality of frequency regions with reference to the control order stored in each of the plurality of frequency regions;
The adaptive filter control means includes
With respect to the reference signal generated by the reference signal generation means, the filter coefficient is switched using the switched filter coefficient while switching the filter coefficient at a timing of every 1/4 ms period (ms is a natural number) of the reference signal. Generating a control sound adjustment signal for each of the reference signals;
The active noise control device further includes:
Using the control sound as an input signal and the sound pressure signal detected by the sound pressure detection means as an output signal, filter coefficients c ₀ and c ₁ of an acoustic transfer function expressing an acoustic transfer characteristic between the input and output signals An acoustic transfer function determining means for determining;
Output filter power calculating means for obtaining output filter power at the frequency f using filter coefficients c ₀ (f), c ₁ (f) of the transfer function at the frequency f;
The output filter power is obtained for a plurality of frequencies in the plurality of frequency regions, the magnitude of the output filter power at the plurality of frequencies is determined, and a predetermined number in order from the frequency having a large output filter power. Resonance generation frequency selection means for selecting a plurality of the frequencies and defining the selected predetermined number of frequencies as the resonance generation frequency;
Control order setting means for setting a control order for generating the reference signal so as to generate the control sound having the resonance generating frequency as a control order with respect to the divided frequency domain. Active noise control device. The active noise control device according to claim 1 ,
The sound amplitude estimation means obtains an average value (synchronous addition value) at any two points in one cycle of the control order to be estimated, and performs a process of estimating noise of the order to be estimated based on the average value An active noise control device characterized by comprising:

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