JP3820939B2

JP3820939B2 - Switching amplifier

Info

Publication number: JP3820939B2
Application number: JP2001253838A
Authority: JP
Inventors: 卓也石井; 裕樹明石; 雅春池田; 康文中島
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2001-08-24
Filing date: 2001-08-24
Publication date: 2006-09-13
Anticipated expiration: 2021-08-24
Also published as: JP2003069350A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、特にバッテリ等の低い直流電圧を入力電力源とし、音響信号等の入力信号の高効率電力増幅を目的としたスイッチングアンプに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
上記のようなスイッチングアンプに関する技術としては、図７のような構成のものが一般に知られている。図７の従来のスイッチングアンプは、ＢＴＬと呼ばれるブリッジ構成のものであり、その電源電圧Ｅｃをバッテリ電圧Ｅｉから昇圧コンバータ１００を介して供給される構成になっている。以下に図７に示した従来のスイッチングアンプについて、その動作を説明する。
【０００３】
まず、昇圧コンバータ１００の動作を説明する。バッテリ１は、例えばリチウムイオン電池のような３〜５Ｖの電圧Ｅｉを出力する。この電圧Ｅｉをインダクタ１０１を介してスイッチ１０２がオンオフする。スイッチ１０２がオン状態の時に、インダクタ１０１に流れる電流は増加し、磁気エネルギーが蓄えられる。スイッチ１０２がオフ状態の時に、インダクタ１０１に流れる電流はダイオード１０３を介してコンデンサ１０４を充電する。スイッチ１０２のデューティ比と呼ばれるスイッチング周期に占めるオン時間の割合をδｕとすると、コンデンサ１０４の電圧Ｅｃは次式で表される。
【０００４】
Ｅｃ＝Ｅｉ／（１−δｕ） ……（１）
即ち、制御回路１０５がδｕを調整することにより、コンデンサ１０４の電圧Ｅｃは制御できる。
【０００５】
次に、アンプ部２００の動作を説明する。第１のスイッチ２０１と第２のスイッチ２０２は、交互にオンオフする。この第１のスイッチ２０１のデューティ比をδａとする。また、第３のスイッチ２０３と第４のスイッチ２０４は、交互にオンオフする。第３のスイッチ２０３は第２のスイッチ２０２に同期してオンオフするものとする。従って、第３のスイッチ２０３のデューティ比は１−δａとなる。第１のスイッチ２０１と第２のスイッチ２０２との接続点と、第３のスイッチ２０３と第４のスイッチ２０４との接続点の間にインダクタ２０５を介してコンデンサ２０６とスピーカ３が並列に接続される。スピーカ３の構造や材質によっては、インダクタ２０５やコンデンサ２０６は不要になる場合もあるが、本発明とは関係ないので、ここではスピーカ３を単なる抵抗負荷として扱う。
【０００６】
コンデンサ２０６とスピーカ３の電圧をＶｏとする。第１のスイッチ２０１がオン状態で、第３のスイッチがオフ状態の時、インダクタ２０５にはＥｃ−Ｖｏの電圧が印加され、増加する電流が流れる。この期間をＴｏｎとする第１のスイッチ２０１がオフ状態で、第３のスイッチがオン状態の時、インダクタ２０５には−Ｅｏ−Ｖｏの電圧が印加され、減少する電流が流れる。この期間をＴｏｆｆとする。以上のような動作が繰返され、スイッチング周期Ｔ＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆにおいて、インダクタ２０５の磁気エネルギーの増減が安定状態である条件は、
（Ｅｃ−Ｖｏ）−（Ｅｃ＋Ｖｏ）Ｔｏｆｆ＝０ ……（２）
である。これを整理すると、

が得られる。
【０００７】
アンプ部２００の制御回路２１０は、図８に示すように、音声信号である入力交流電圧Ｖｉと三角波電圧Ｖｔを比較し、駆動パルスＶ２０１を出力する。無音時即ち、Ｖｉ＝０において駆動パルスはオンオフ比が等しいδａ＝０．５となるように設定する。従って、三角波電圧Ｖｔの振幅をＥｔとすると、
δａ＝（１＋Ｖｉ／Ｅｔ）／２ ……（４）
となり、
Ｖｏ＝（Ｅｃ／Ｅｔ）Ｖｉ ……（５）
となる。スピーカ３には入力交流電圧Ｖｉを（Ｅｃ／Ｅｔ）倍に増幅した電圧が印加される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のスイッチングアンプの構成では、スピーカへの出力として充分な電圧を供給するには、アンプ部の電源電圧を発生させる昇圧コンバータ部が必要となる。このため部品点数が増大する。また、全体の効率も昇圧コンバータ部の効率とアンプ部の効率の掛け算となるので、効率劣化といった課題があった。
【０００９】
本発明は、昇圧コンバータ部とアンプ部を一体化して回路を簡素化し、かつ高効率なスイッチングアンプの提供を目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明のスイッチングアンプは、入力直流電圧（Ｅｉ）を供給され、第１のインダクタと、交互にオンオフする第１のハイサイドスイッチと第１のローサイドスイッチと、第１の制御回路とから構成され、安定化された第１の出力電圧（Ｅ１）を出力する第１の昇圧コンバータと、入力直流電圧（Ｅｉ）を供給され、第２のインダクタと、交互にオンオフする第２のハイサイドスイッチと第２のローサイドスイッチと、第２の制御回路とから構成され、所定の第２の出力電圧（Ｅ２）を出力する第２の昇圧コンバータとを有し、第２の制御回路は、第１の出力電圧（Ｅ１）から所定の分圧比で得られる第１の出力検出電圧（Ｅ１／Ａ）と、入力直流電圧（Ｅｉ）から同じ分圧比で得られる入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）と、入力信号（Ｖｉ）とから、（Ｅｉ／Ａ）／（Ｅ１／Ａ＋Ｖｉ）を第２のハイサイドスイッチのデューティ比として第２の昇圧コンバータを駆動する機能を有し、第１の出力電圧（Ｅ１）と第２の出力電圧（Ｅ２）の差電圧（Ｅ２−Ｅ１）を出力とする構成を有するようにしたものである。
【００１１】
他の観点の発明のスイッチングアンプは、上記の構成において、第２の制御回路が、第２の出力電圧Ｅ２から得られる第２の出力検出電圧（Ｅ２／Ａ）がＥ１／Ａ＋Ｖｉに一致するように、前記第２の昇圧コンバータを駆動するものである。
【００１２】
さらに別の観点の発明のスイッチングアンプは、入力直流電圧（Ｅｉ）を供給され、第１のインダクタと、交互にオンオフする第１のハイサイドスイッチと第１のローサイドスイッチとから構成され、第１の出力電圧（Ｅ１）を出力する第１の昇圧コンバータと、入力直流電圧（Ｅｉ）を供給され、第２のインダクタと、交互にオンオフする第２のハイサイドスイッチと第２のローサイドスイッチとから構成され、第２の出力電圧（Ｅ２）を出力する第２の昇圧コンバータと、制御回路を有し、制御回路は、入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）と、所定の基準電圧（Ｅｘ）から入力信号（Ｖｉ）を減算して得られる差電圧（Ｅｘ−Ｖｉ）との比の値（（Ｅｉ／Ａ）／（Ｅｘ−Ｖｉ））を、第１のハイサイドスイッチのデューティ比として第１の昇圧コンバータを駆動し、入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）と所定の基準電圧（Ｅｘ）に入力信号（Ｖｉ）を加算して得られる和電圧（Ｅｘ＋Ｖｉ）との比の値（（Ｅｉ／Ａ）／（Ｅｘ＋Ｖｉ））を第２のハイサイドスイッチのデューティ比として第２の昇圧コンバータを駆動する機能を有し、第１の出力電圧（Ｅ１）と第２の出力電圧（Ｅ２）の差電圧（Ｅ２−Ｅ１）を出力とする構成を有するようにしたものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るスイッチングアンプの好ましい実施の形態について添付の図面を参照しつつ説明する。
【００１４】
（実施の形態１）
図１は本発明に係る実施の形態１のスイッチングアンプの構成を示す回路図である。図１に示すように、実施の形態１のスイッチングアンプには電圧Ｅｉの入力直流電源１に対し、第１のインダクタ１１、第１のハイサイドスイッチ１２、第１のローサイドスイッチ１３、第１のコンデンサ１４、第１の制御回路１５からなる第１の昇圧コンバータ１０と、第２のインダクタ２１、第２のハイサイドスイッチ２２、第２のローサイドスイッチ２３、第２のコンデンサ２４、第２の制御回路２５からなる第２の昇圧コンバータ２０、および入力信号源（交流信号源）１が設けられている。第１及び第２のコンデンサ１４、２４の電位差Ｅ２−Ｅ１は出力電圧Ｖｏとしてスピーカ３に供給される。第１のローサイドスイッチ１３のデューティ比をδ１、第２のローサイドスイッチ２３のデューティ比をδ２とすると、Ｖｏ＝Ｅ２−Ｅ１＝Ｅｉ／（１−δ２）−Ｅｉ／（１−δ１）となる。
【００１５】
第１の制御回路１５は、第１のコンデンサ１４の電圧Ｅ１を検知し、これを安定化するようにδ１を調整する。Ｅ１＝−Ｅｉ／（１−δ１）は安定化されているので、Ｖｏ＝Ｅｉ／（１−δ２）−Ｅ１となる。
【００１６】
第２の制御回路２５は、抵抗対２５１と２５２と、加算回路２５３、三角波発生回路２５４、ＰＷＭ回路２５５を有する。図２にその動作を表す波形図を示す。抵抗対２５１は第１のコンデンサ１４の電圧Ｅ１を検出する。抵抗対２５１の抵抗分割比を１／Ａとする。即ち、検出電圧はＥ１／Ａである。また、同じ抵抗分割比を有する抵抗対２５２は入力直流電圧も検出し、入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）を出力する。加算回路２５３は、検出電圧Ｅ１／Ａと入力交流電圧Ｖｉを加算して制御電圧（Ｅ１／Ａ＋Ｖｉ）を出力する。三角波発生回路２５４は制御電圧（Ｅ１／Ａ＋Ｖｉ）と０Ｖを周期的に増減する三角波電圧Ｖｔを出力する。図２（ａ）はこの三角波電圧Ｖｔを示す。ＰＷＭ回路２５５は三角波電圧Ｖｔと入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）を比較することにより、第２のハイサイドスイッチ２２と第２のローサイドスイッチ２３とを駆動するパルス信号Ｖ２２，Ｖ２３を出力する。第２のローサイドスイッチ２３を駆動するパルス信号Ｖ２３のデューティ比δ２は次式で表される。
【００１７】
δ２＝１−（Ｅｉ／Ａ）／（Ｅ１／Ａ＋Ｖｉ） ……（６）
従って、

となり、入力交流電圧ＶｉをＡ倍に増幅してスピーカ３に供給することができる。
【００１８】
（実施の形態２）
図３は本発明に係る実施の形態２のスイッチングアンプの構成を示す回路図である。図３において、図１に示した実施の形態１のスイッチングアンプと同様の構成要素については同一の符号を付けるか、もしくは省略した。図１の構成と異なるのは、第２の制御回路２６の構成である。
【００１９】
第２の制御回路２６は、抵抗対２６１と２６２と、加算回路２６３、誤差増幅回路２６４、ＰＷＭ回路２６５を有する。図４にその動作を表す波形図を示す。抵抗対２６１は第１のコンデンサ１４の電圧Ｅ１を検出する。抵抗対２６１の抵抗分割比を１／Ａとする。即ち、第１の出力検出電圧はＥ１／Ａである。また、同じ抵抗分割比を有する抵抗対２６２は第２のコンデンサ２４の電圧Ｅ２を検出する。第２の出力検出電圧はＥ２／Ａである。加算回路２６３は、検出電圧Ｅ１／Ａと入力交流電圧Ｖｉを加算して制御電圧（Ｅ１／Ａ＋Ｖｉ）を出力する。誤差増幅回路２６４は制御電圧（Ｅ１／Ａ＋Ｖｉ）と検出電圧Ｅ２／Ａを比較増幅した誤差電圧Ｖｅを出力する。ＰＷＭ回路２６５は三角波電圧Ｖｔを発生し、三角波電圧Ｖｔと誤差電圧Ｖｅを比較することにより、第２のハイサイドスイッチ２２と第２のローサイドスイッチ２３とを駆動するパルス信号Ｖ２２，Ｖ２３を出力する。図４はこの三角波電圧Ｖｔと誤差電圧Ｖｅ、及び各パルス信号を示す。
【００２０】
以上の動作により、例えば第２の出力検出電圧Ｅ２／Ａが制御電圧（Ｅ１／Ａ＋Ｖｉ）よりも高い場合は誤差電圧Ｖｅが低下し、第２のローサイドスイッチ２３の駆動パルスＶ２３のパルス幅を狭くする。即ち、第２のローサイドスイッチ２３のオン時間を小さくするので、第２の昇圧コンバータ２０の出力電圧Ｅ２は低下する。第２の制御回路は、第２の出力検出電圧Ｅ２／Ａが制御電圧（Ｅ１／Ａ＋Ｖｉ）に一致するように、第２の昇圧コンバータを駆動するのである。従って、Ｅ２／Ａ＝Ｅ１／Ａ＋Ｖｉより、Ｅ２−Ｅ１＝ＡＶｉとなり、入力交流電圧ＶｉをＡ倍に増幅した電圧をスピーカ３に供給することができる。
【００２１】
なお、以上の実施の形態１及び実施の形態２において、第１の出力検出電圧と入力信号との和電圧Ｅ１／Ａ＋Ｖｉは入力検出電圧Ｅｉ／Ａより高くなくてはならない。即ち、入力信号の最大振幅をＶｉ（ｍａｘ）とすると、第１の出力電圧Ｅ１はＥｉ＋ＡＶｉ（ｍａｘ）より高く設定する。
【００２２】
（実施の形態３）
図５は本発明に係る実施の形態３のスイッチングアンプの構成を示す回路図である。図５において、図１に示した実施の形態１のスイッチングアンプと同様の構成要素については同一の符号を付けるか、もしくは省略した。図１の構成と異なるのは、制御回路１６の構成である。
【００２３】
制御回路１６は、基準電圧Ｅｘを出力する基準電圧源１６０と抵抗対１６１と、減算回路１６２、加算回路１６３、第１の三角波発生回路１６４、第２の三角波発生回路１６５、第１のＰＷＭ回路１６６、第２のＰＷＭ回路１６７を有する。図６に制御回路の動作を表す波形図を示す。抵抗対１６１は入力直流電圧を検出し、入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）を出力する。減算回路１６２は、基準電圧Ｅｘから入力信号Ｖｉを減算して第１の制御電圧（Ｅｘ−Ｖｉ）を出力する。加算回路１６３は、基準電圧Ｅｘと入力信号Ｖｉを加算して第２の制御電圧（Ｅｘ＋Ｖｉ）を出力する。第１の三角波発生回路１６４は、第１の制御電圧（Ｅｘ−Ｖｉ）と０Ｖを周期的に増減する第１の三角波電圧Ｖｔ１を出力する。第２の三角波発生回路１６５は、第２の制御電圧（Ｅｘ＋Ｖｉ）と０Ｖを周期的に増減する第２の三角波電圧Ｖｔ２を出力する。第１のＰＷＭ回路１６６は第１の三角波電圧Ｖｔ１と入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）を比較することにより、第１のハイサイドスイッチ１２と第１のローサイドスイッチ１３とを駆動する第１のパルス信号Ｖ１２，Ｖ１３を出力する。第２のＰＷＭ回路１６７は第２の三角波電圧Ｖｔ２と入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）を比較することにより、第２のハイサイドスイッチ２２と第２のローサイドスイッチ２３とを駆動する第２のパルス信号Ｖ２２，Ｖ２３を出力する。第１の三角波電圧Ｖｔ１、第２の三角波電圧Ｖｔ２と各パルス信号を図６に示す。第１のローサイドスイッチ１３を駆動するパルス信号Ｖ１３のデューティ比δ１は次式で表される。
【００２４】
δ１＝１−（Ｅｉ／Ａ）／（Ｅｘ−Ｖｉ） ……（８）
また、第２のローサイドスイッチ２３を駆動するパルス信号Ｖ２３のデューティ比δ２は次式で表される。
【００２５】
δ２＝１−（Ｅｉ／Ａ）／（Ｅｘ＋Ｖｉ） ……（９）
従って、

となり、入力交流電圧Ｖｉを２Ａ倍に増幅してスピーカ３に供給することができる。
【００２６】
以上のように、本実施の形態のスイッチングアンプによれば、実施の形態１あるいは実施の形態２で説明したスイッチングアンプに比較し、２倍の増幅率が得られる。これは、例えば出力（Ｅ２−Ｅ１）の正方向に大きな電圧を出そうとする時、Ｅ２が上昇するとともにＥ１が低下するためである。即ち、実施の形態１やは実施の形態２よりも各スイッチの耐圧が低く設定できるという効果がある。
【００２７】
なお、本実施の形態において、基準電圧と入力信号との和電圧Ｅｘ＋Ｖｉは入力検出電圧Ｅｉ／Ａより高くなくてはならない。即ち、入力信号の最大振幅をＶｉ（ｍａｘ）とすると、基準電圧ＥｘはＥｉ／Ａ＋Ｖｉ（ｍａｘ）より高く設定する。
【００２８】
また、以上の各実施の形態の説明において、入力直流電圧Ｅｉや入力信号Ｖｉが小さい場合、例えば、Ｅｉ＝３Ｖ，Ｖｉ＝１Ｖｐ−ｐで、出力として、Ｖｏ＝１０Ｖｐ−ｐが欲しい時、実施の形態１や２ではＡ＝１０／１＝１０となり、入力検出電圧はＥｉ／Ａ＝３／１０＝０．３Ｖとなる。この電圧を三角波電圧と比較して駆動パルス信号を送出するのは困難である。このような場合は入力信号を一旦増幅すればよい。例えば、入力信号を４倍に増幅すれば、Ａ＝１０／４＝２．５となり、入力検出電圧はＥｉ／Ａ＝３／２．５＝１．２Ｖとなる。
【００２９】
【発明の効果】
以上のように、本発明のスイッチングアンプによれば、昇圧コンバータがアンプを兼用できるので、回路構成が簡素であるとともに、効率を向上することができるという有利な効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１におけるスイッチングアンプの構成を示す回路図
【図２】本発明の実施の形態１におけるスイッチングアンプの動作を示す波形図
【図３】本発明の実施の形態２におけるスイッチングアンプの構成を示す回路図
【図４】本発明の実施の形態２におけるスイッチングアンプの動作を示す波形図
【図５】本発明の実施の形態３におけるスイッチングアンプの構成を示す回路図
【図６】本発明の実施の形態３におけるスイッチングアンプの動作を示す波形図
【図７】従来のスイッチングアンプの構成を示す回路図
【図８】従来のスイッチングアンプの動作を示す波形図
【符号の説明】
１入力直流電源
２入力交流電源
３スピーカ
１０第１の昇圧コンバータ
１１第１のインダクタ
１２第１のハイサイドスイッチ
１３第１のローサイドスイッチ
１４第１のコンデンサ
１５第１の制御回路
２０第２の昇圧コンバータ
２１第２のインダクタ
２２第２のハイサイドスイッチ
２３第２のローサイドスイッチ
２４第２のコンデンサ
２５第２の制御回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching amplifier that uses a low DC voltage, such as a battery, as an input power source, and aims at high-efficiency power amplification of an input signal such as an acoustic signal.
[0002]
[Prior art]
As a technique related to the switching amplifier as described above, one having a configuration as shown in FIG. 7 is generally known. The conventional switching amplifier of FIG. 7 has a bridge configuration called BTL, and is configured to supply the power supply voltage Ec from the battery voltage Ei via the boost converter 100. The operation of the conventional switching amplifier shown in FIG. 7 will be described below.
[0003]
First, the operation of boost converter 100 will be described. The battery 1 outputs a voltage Ei of 3 to 5 V like a lithium ion battery, for example. The switch 102 is turned on / off by the voltage Ei through the inductor 101. When the switch 102 is in the on state, the current flowing through the inductor 101 increases and magnetic energy is stored. When the switch 102 is off, the current flowing through the inductor 101 charges the capacitor 104 via the diode 103. When the ratio of the ON time to the switching period called the duty ratio of the switch 102 is δu, the voltage Ec of the capacitor 104 is expressed by the following equation.
[0004]
Ec = Ei / (1-δu) (1)
That is, the voltage Ec of the capacitor 104 can be controlled by the control circuit 105 adjusting δu.
[0005]
Next, the operation of the amplifier unit 200 will be described. The first switch 201 and the second switch 202 are alternately turned on and off. The duty ratio of the first switch 201 is δa. Further, the third switch 203 and the fourth switch 204 are turned on and off alternately. The third switch 203 is turned on / off in synchronization with the second switch 202. Therefore, the duty ratio of the third switch 203 is 1−δa. A capacitor 206 and the speaker 3 are connected in parallel via an inductor 205 between a connection point between the first switch 201 and the second switch 202 and a connection point between the third switch 203 and the fourth switch 204. The Depending on the structure and material of the speaker 3, the inductor 205 and the capacitor 206 may be unnecessary. However, since this is not related to the present invention, the speaker 3 is treated as a simple resistance load here.
[0006]
Let the voltage of the capacitor 206 and the speaker 3 be Vo. When the first switch 201 is in the on state and the third switch is in the off state, a voltage of Ec−Vo is applied to the inductor 205 and an increasing current flows. When the first switch 201 whose period is Ton is in an off state and the third switch is in an on state, a voltage of −Eo−Vo is applied to the inductor 205 and a decreasing current flows. This period is Toff. The above operation is repeated, and in the switching cycle T = Ton + Toff, the condition that the increase / decrease in the magnetic energy of the inductor 205 is stable is
(Ec−Vo) − (Ec + Vo) Toff = 0 (2)
It is. To organize this,

Is obtained.
[0007]
As shown in FIG. 8, the control circuit 210 of the amplifier unit 200 compares the input AC voltage Vi, which is an audio signal, with the triangular wave voltage Vt, and outputs a drive pulse V201. During silence, that is, when Vi = 0, the drive pulse is set so that the on / off ratio is equal to δa = 0.5. Therefore, when the amplitude of the triangular wave voltage Vt is Et,
δa = (1 + Vi / Et) / 2 (4)
And
Vo = (Ec / Et) Vi (5)
It becomes. A voltage obtained by amplifying the input AC voltage Vi by (Ec / Et) times is applied to the speaker 3.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the configuration of the conventional switching amplifier, in order to supply a sufficient voltage as an output to the speaker, a boost converter unit that generates a power supply voltage of the amplifier unit is required. For this reason, the number of parts increases. Moreover, since the overall efficiency is a product of the efficiency of the boost converter unit and the efficiency of the amplifier unit, there is a problem of efficiency degradation.
[0009]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a switching amplifier that simplifies a circuit by integrating a boost converter unit and an amplifier unit and that is highly efficient.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
To achieve the above object, a switching amplifier according to the present invention is supplied with an input DC voltage (Ei), and includes a first inductor, a first high-side switch and a first low-side switch that are alternately turned on and off, The first step-up converter that outputs the stabilized first output voltage (E1), the input DC voltage (Ei), and the second inductor are alternately turned on and off. A second step-up converter that includes a second high-side switch, a second low-side switch, and a second control circuit that outputs a predetermined second output voltage (E2). The control circuit includes a first output detection voltage (E1 / A) obtained from the first output voltage (E1) at a predetermined voltage division ratio and an input detection voltage obtained from the input DC voltage (Ei) at the same voltage division ratio. (Ei / A And the input signal (Vi) to drive the second boost converter with (Ei / A) / (E1 / A + Vi) as the duty ratio of the second high-side switch, and the first output voltage In this configuration, a difference voltage (E2-E1) between (E1) and the second output voltage (E2) is output.
[0011]
In the switching amplifier according to another aspect of the present invention, in the above configuration, the second control circuit allows the second output detection voltage (E2 / A) obtained from the second output voltage E2 to be equal to E1 / A + Vi. In addition, the second boost converter is driven.
[0012]
The switching amplifier according to another aspect of the invention is provided with an input DC voltage (Ei), and includes a first inductor, a first high-side switch and a first low-side switch that are alternately turned on and off. A first step-up converter that outputs an output voltage (E1), a second inductor supplied with an input DC voltage (Ei), and a second high-side switch and a second low-side switch that are alternately turned on and off A second boost converter configured to output a second output voltage (E2) and a control circuit, the control circuit being input from an input detection voltage (Ei / A) and a predetermined reference voltage (Ex) The ratio value ((Ei / A) / (Ex-Vi)) with the difference voltage (Ex-Vi) obtained by subtracting the signal (Vi) is used as the duty ratio of the first high-side switch. Booster The value of the ratio ((Ei / A) /) of the sum voltage (Ex + Vi) obtained by driving the barter and adding the input detection voltage (Ei / A) and the input signal (Vi) to the predetermined reference voltage (Ex) (Ex + Vi)) is used to drive the second boost converter with the duty ratio of the second high-side switch, and the difference voltage (E2) between the first output voltage (E1) and the second output voltage (E2) -E1) is used as an output.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, preferred embodiments of a switching amplifier according to the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
[0014]
(Embodiment 1)
1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching amplifier according to a first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the switching amplifier according to the first embodiment has a first inductor 11, a first high-side switch 12, a first low-side switch 13, a first The first boost converter 10 including the capacitor 14 and the first control circuit 15, the second inductor 21, the second high-side switch 22, the second low-side switch 23, the second capacitor 24, the second control A second boost converter 20 composed of a circuit 25 and an input signal source (AC signal source) 1 are provided. The potential difference E2-E1 between the first and

second capacitors

14 and 24 is supplied to the speaker 3 as the output voltage Vo. When the duty ratio of the first low-side switch 13 is δ1 and the duty ratio of the second low-side switch 23 is δ2, Vo = E2-E1 = Ei / (1-δ2) −Ei / (1-δ1).
[0015]
The first control circuit 15 detects the voltage E1 of the first capacitor 14 and adjusts δ1 so as to stabilize it. Since E1 = −Ei / (1−δ1) is stabilized, Vo = Ei / (1−δ2) −E1.
[0016]
The second control circuit 25 includes a

resistance pair

251 and 252, an addition circuit 253, a triangular wave generation circuit 254, and a PWM circuit 255. FIG. 2 is a waveform diagram showing the operation. The resistor pair 251 detects the voltage E1 of the first capacitor 14. The resistance division ratio of the resistor pair 251 is 1 / A. That is, the detection voltage is E1 / A. The resistor pair 252 having the same resistance division ratio also detects an input DC voltage and outputs an input detection voltage (Ei / A). The adder circuit 253 adds the detection voltage E1 / A and the input AC voltage Vi and outputs a control voltage (E1 / A + Vi). The triangular wave generation circuit 254 outputs a control voltage (E1 / A + Vi) and a triangular wave voltage Vt that periodically increases or decreases 0V. FIG. 2A shows this triangular wave voltage Vt. The PWM circuit 255 compares the triangular wave voltage Vt with the input detection voltage (Ei / A), and outputs pulse signals V22 and V23 for driving the second high-side switch 22 and the second low-side switch 23. The duty ratio δ2 of the pulse signal V23 that drives the second low-side switch 23 is expressed by the following equation.
[0017]
δ2 = 1− (Ei / A) / (E1 / A + Vi) (6)
Therefore,

Thus, the input AC voltage Vi can be amplified A times and supplied to the speaker 3.
[0018]
(Embodiment 2)
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of the switching amplifier according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 3, the same components as those of the switching amplifier according to the first embodiment shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals or omitted. What is different from the configuration of FIG. 1 is the configuration of the second control circuit 26.
[0019]
The second control circuit 26 includes a

resistance pair

261 and 262, an addition circuit 263, an error amplification circuit 264, and a PWM circuit 265. FIG. 4 shows a waveform diagram representing the operation. The resistor pair 261 detects the voltage E1 of the first capacitor 14. The resistance division ratio of the resistor pair 261 is 1 / A. That is, the first output detection voltage is E1 / A. Further, the resistor pair 262 having the same resistance division ratio detects the voltage E2 of the second capacitor 24. The second output detection voltage is E2 / A. The adder circuit 263 adds the detection voltage E1 / A and the input AC voltage Vi and outputs a control voltage (E1 / A + Vi). The error amplification circuit 264 outputs an error voltage Ve obtained by comparing and amplifying the control voltage (E1 / A + Vi) and the detection voltage E2 / A. The PWM circuit 265 generates a triangular wave voltage Vt, and outputs pulse signals V22 and V23 for driving the second high-side switch 22 and the second low-side switch 23 by comparing the triangular wave voltage Vt and the error voltage Ve. . FIG. 4 shows the triangular wave voltage Vt, the error voltage Ve, and each pulse signal.
[0020]
By the above operation, for example, when the second output detection voltage E2 / A is higher than the control voltage (E1 / A + Vi), the error voltage Ve decreases, and the pulse width of the drive pulse V23 of the second low-side switch 23 is narrowed. To do. That is, since the ON time of the second low-side switch 23 is reduced, the output voltage E2 of the second boost converter 20 decreases. The second control circuit drives the second boost converter so that the second output detection voltage E2 / A matches the control voltage (E1 / A + Vi). Therefore, from E2 / A = E1 / A + Vi, E2−E1 = AVi, and the voltage obtained by amplifying the input AC voltage Vi by A times can be supplied to the speaker 3.
[0021]
In the first and second embodiments described above, the sum voltage E1 / A + Vi of the first output detection voltage and the input signal must be higher than the input detection voltage Ei / A. That is, if the maximum amplitude of the input signal is Vi (max), the first output voltage E1 is set higher than Ei + AVi (max).
[0022]
(Embodiment 3)
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of the switching amplifier according to the third embodiment of the present invention. In FIG. 5, the same components as those of the switching amplifier according to the first embodiment shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals or omitted. The configuration of the control circuit 16 is different from the configuration of FIG.
[0023]
The control circuit 16 includes a reference voltage source 160 that outputs a reference voltage Ex, a resistor pair 161, a subtraction circuit 162, an addition circuit 163, a first triangular wave generation circuit 164, a second triangular wave generation circuit 165, and a first PWM circuit. 166 and a second PWM circuit 167. FIG. 6 is a waveform diagram showing the operation of the control circuit. The resistor pair 161 detects an input DC voltage and outputs an input detection voltage (Ei / A). The subtraction circuit 162 subtracts the input signal Vi from the reference voltage Ex and outputs a first control voltage (Ex−Vi). The adder circuit 163 adds the reference voltage Ex and the input signal Vi and outputs a second control voltage (Ex + Vi). The first triangular wave generation circuit 164 outputs a first control voltage (Ex−Vi) and a first triangular wave voltage Vt1 that periodically increases or decreases 0V. The second triangular wave generation circuit 165 outputs a second control voltage (Ex + Vi) and a second triangular wave voltage Vt2 that periodically increases or decreases 0V. The first PWM circuit 166 compares the first triangular wave voltage Vt1 and the input detection voltage (Ei / A), thereby driving the first high-side switch 12 and the first low-side switch 13. Signals V12 and V13 are output. The second PWM circuit 167 compares the second triangular wave voltage Vt2 and the input detection voltage (Ei / A), thereby driving the second pulse for driving the second high-side switch 22 and the second low-side switch 23. Signals V22 and V23 are output. FIG. 6 shows the first triangular wave voltage Vt1, the second triangular wave voltage Vt2, and each pulse signal. The duty ratio δ1 of the pulse signal V13 that drives the first low-side switch 13 is expressed by the following equation.
[0024]
δ1 = 1− (Ei / A) / (Ex−Vi) (8)
The duty ratio δ2 of the pulse signal V23 that drives the second low-side switch 23 is expressed by the following equation.
[0025]
δ2 = 1− (Ei / A) / (Ex + Vi) (9)
Therefore,

Thus, the input AC voltage Vi can be amplified by 2A and supplied to the speaker 3.
[0026]
As described above, according to the switching amplifier of the present embodiment, a gain twice as high as that of the switching amplifier described in the first or second embodiment can be obtained. This is because, for example, when a large voltage is output in the positive direction of the output (E2-E1), E2 rises and E1 falls. That is, there is an effect that the withstand voltage of each switch can be set lower than in the first and second embodiments.
[0027]
In the present embodiment, the sum voltage Ex + Vi of the reference voltage and the input signal must be higher than the input detection voltage Ei / A. That is, if the maximum amplitude of the input signal is Vi (max), the reference voltage Ex is set higher than Ei / A + Vi (max).
[0028]
In the description of each of the above embodiments, when the input DC voltage Ei and the input signal Vi are small, for example, when Ei = 3V, Vi = 1Vp-p and Vo = 10Vp-p is desired as an output, the operation is performed. In

Embodiments

1 and 2, A = 10/1 = 10, and the input detection voltage is Ei / A = 3/10 = 0.3V. It is difficult to send a drive pulse signal by comparing this voltage with a triangular wave voltage. In such a case, the input signal may be amplified once. For example, if the input signal is amplified four times, A = 10/4 = 2.5, and the input detection voltage is Ei / A = 3 / 2.5 = 1.2V.
[0029]
【The invention's effect】
As described above, according to the switching amplifier of the present invention, since the boost converter can also be used as an amplifier, there are obtained advantageous effects that the circuit configuration is simple and the efficiency can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching amplifier according to a first embodiment of the present invention. FIG. 2 is a waveform diagram showing an operation of the switching amplifier according to the first embodiment of the present invention. FIG. 4 is a waveform diagram showing the operation of the switching amplifier in the second embodiment of the present invention. FIG. 5 is a circuit diagram showing the structure of the switching amplifier in the third embodiment of the present invention. 6 is a waveform diagram showing the operation of the switching amplifier according to the third embodiment of the present invention. FIG. 7 is a circuit diagram showing the configuration of the conventional switching amplifier. FIG. 8 is a waveform diagram showing the operation of the conventional switching amplifier. Explanation of]
1 Input DC Power Supply 2 Input AC Power Supply 3 Speaker 10 First Boost Converter 11 First Inductor 12 First High Side Switch 13 First Low Side Switch 14 First Capacitor 15 First Control Circuit 20 Second Boost Converter 21 Second inductor 22 Second high-side switch 23 Second low-side switch 24 Second capacitor 25 Second control circuit

Claims

Receive the input signal (Vi)
An input DC power source that outputs an input DC voltage (Ei);
An input DC voltage (Ei) is supplied from the input DC power supply, and includes a first inductor, a first high-side switch and a first low-side switch that are alternately turned on and off, and a first control circuit, A first boost converter that outputs a first output voltage (E1) stabilized by a first control circuit;
An input DC voltage (Ei) is supplied from the input DC power supply, and includes a second inductor, a second high-side switch and a second low-side switch that are alternately turned on and off, and a second control circuit, And a second boost converter that outputs a predetermined second output voltage (E2) by the second control circuit,
The second control circuit includes a first output detection voltage (E1 / A) obtained from the first output voltage (E1) at a predetermined voltage dividing ratio and a voltage dividing ratio from the input DC voltage (Ei). From the obtained input detection voltage (Ei / A) and the input signal (Vi), the sum (E1 / A + Vi) of the first output detection voltage and the input signal voltage and the input detection voltage (Ei / A) ) As a ratio (duty ratio) of the on-time occupying the switching period of the second high-side switch ((Ei / A) / (E1 / A + Vi)). Has the function to
A switching amplifier that outputs a difference voltage (E2-E1) between the first output voltage (E1) and the second output voltage (E2).

The second control circuit generates a triangular wave voltage having an amplitude (E1 / A + Vi) of the first output detection voltage (E1 / A) and the input signal (Vi) as an amplitude, and the lowest voltage of the triangular wave voltage 2. The switching according to claim 1, wherein a pulse signal for driving the second high-side switch and the second low-side switch is generated by comparing a voltage obtained by adding the input detection voltage (Ei / A) to the second high-side switch. Amplifier.

Receive the input signal (Vi)
An input DC power source that outputs an input DC voltage (Ei);
An input DC voltage (Ei) is supplied from the input DC power supply, and includes a first inductor, a first high-side switch and a first low-side switch that are alternately turned on and off, and a first control circuit, A first boost converter that outputs a first output voltage (E1) stabilized by a first control circuit;
An input DC voltage (Ei) is supplied from the input DC power supply, and includes a second inductor, a second high-side switch and a second low-side switch that are alternately turned on and off, and a second control circuit, And a second boost converter that outputs a predetermined second output voltage (E2) by the second control circuit,
The second control circuit generates a second output detection voltage (E2 / A) obtained from the second output voltage (E2) at a predetermined voltage dividing ratio from the first output voltage (E1). Having a function of driving the second boost converter so as to coincide with the sum (E1 / A + Vi) of the first output detection voltage (E1 / A) obtained by the voltage division ratio and the input signal (Vi). And
A switching amplifier that outputs a difference voltage (E2-E1) between the first output voltage (E1) and the second output voltage (E2).

Receive the input signal (Vi)
An input DC power source that outputs an input DC voltage (Ei);
An input DC voltage (Ei) is supplied from the input DC power source, and includes a first inductor, a first high-side switch and a first low-side switch that are alternately turned on and off, and a first output voltage (E1). A first boost converter that outputs
An input DC voltage (Ei) is supplied from the input DC power source, and includes a second inductor, a second high side switch and a second low side switch which are alternately turned on and off, and a second output voltage (E2). A second boost converter that outputs
Control circuit,
The control circuit is obtained by subtracting the input detection voltage (Ei / A) obtained at a predetermined voltage dividing ratio from the input DC voltage (Ei) and the input signal (Vi) from a predetermined reference voltage (Ex). The ratio value ((Ei / A) / (Ex-Vi)) with the difference voltage (Ex-Vi) is defined as the ratio of on time (duty ratio) to the switching period of the first high-side switch. A value of a ratio between a sum voltage (Ex + Vi) obtained by driving the first boost converter and adding the input signal (Vi) to the input detection voltage (Ei / A) and the predetermined reference voltage (Ex) ((Ei / A) / (Ex + Vi)) is a ratio of on time (duty ratio) to the switching period of the second high-side switch, and has a function of driving the second boost converter,
A switching amplifier that outputs a difference voltage (E2-E1) between the first output voltage (E1) and the second output voltage (E2).

The control circuit generates a first triangular wave voltage whose amplitude is the difference voltage (Ex−Vi), and a voltage obtained by adding an input detection voltage (Ei / A) to the lowest voltage of the first triangular wave voltage; Are generated to generate a first pulse signal for driving the first high-side switch and the first low-side switch, and a second triangular wave voltage having the amplitude of the sum voltage (Ex + Vi) is generated. The second high-side switch and the second low-side switch are driven by comparing a voltage obtained by adding the input detection voltage (Ei / A) to the lowest voltage of the second triangular wave voltage. The switching amplifier according to claim 4, wherein the switching amplifier has a function of generating a second pulse signal.