JP3818178B2

JP3818178B2 - Microwave phase shifter

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Publication number: JP3818178B2
Application number: JP2002064754A
Authority: JP
Inventors: 清春清野
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-03-11
Filing date: 2002-03-11
Publication date: 2006-09-06
Anticipated expiration: 2022-03-11
Also published as: JP2003264403A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、マイクロ波帯のレーダあるいは通信装置に使用され、これらの装置の温度に対する位相変化を補償するためのマイクロ波移相器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
マイクロ波帯のレーダ装置あるいは通信装置等では信頼性および高速性の観点から、そこに使用されるアンテナとして多数の素子アンテナからなるアクティブフェーズドアレーアンテナが使用されており、各素子アンテナには信号を増幅あるいは制御するための送信モジュールあるいは受信モジュールが用いられる。これらのモジュールを多数配列した場合、各モジュールの熱制御が難しく、一般に、各モジュールに温度分布が生じる。
【０００３】
このため、各モジュールでは温度に対して、振幅、位相があまり変化しないものが望ましく、それには温度特性を補償するための減衰器、移相器が用いられる。特に、ここでは位相補償を行うための移相器に関するものである。
【０００４】
図１３は例えばMICROWAVE JOURNAL 1989 STATE OF ART REFERENCE pp109に示された従来の移相器の構成を示すもので、図中、１は９０°ハイブリッド、２は入力端子、３はアイソレーション端子、４は結合端子、５は通過端子、６は可変容量素子、７はチョーク回路、８は直流電源である。
【０００５】
この移相器は４端子を有する９０°ハイブリッド１の結合端子４と接地間、通過端子５と接地間にそれぞれ可変容量素子６が設けられており、各可変容量素子６に所望のバイアスを印加するために、各可変容量素子６にはチョーク回路７を介して直流電源８が接続されている。
【０００６】
また、９０°ハイブリッド１としてブランチラインカップラ、インターディジタルカップラ等の結合端子４と通過端子５とに同振幅で分配され、その位相差が９０度異なるものが用いられている。
【０００７】
また、可変容量素子６として、バラクターダイオード、FET等が用いられ、ここではバラクターダイオードの場合について示している。一般にバラクタダイオードはこの図に示すようにボンディングワイヤに起因するインダクタLdと直列抵抗Riおよび接合キャパシタCjとの直列回路で表わされる。この接合キャパシタCjは直流電源８の電圧VRに依存し、VRが高くなるほどCjが小さくなる。
【０００８】
さらに、チョーク回路７はマイクロ波特性にできる限り影響を与えないように、所望周波数帯で高インピーダンスとなるように設計されており、このチョーク回路７を介して直流電源８からの所望の電圧VRを可変容量素子６に印加することができる。
【０００９】
次に動作について説明する。入力端子２から入力されたマイクロ波信号は９０°ハイブリッド１で結合端子４と通過端子５にそれぞれ同振幅、９０度位相差で分配される。分配されたマイクロ波信号はそれぞれ可変容量素子６に供給される。供給されたそれぞれのマイクロ波信号は可変容量素子６で９０°ハイブリッド１側に反射される。
【００１０】
さらに反射されたそれぞれのマイクロ波信号は入力端子２では逆相合成、アイソレーション端子３では同相合成となるため、全てアイソレーション端子３に出力される。
【００１１】
図１４は図１３の可変容量素子６側を見たインピーダンスZa軌跡をスミスチャート上に表わした一例である。ここでは角周波数ωを一定とし、可変容量素子６に印加する電圧VRをVR１、VR0、VR２と変化させ、かつ、規格化インピーダンスZ0（通常５０Ω）で規格化した場合について示している。一般に周波数が低い場合、ボンディングワイヤに起因するインダクタLdの影響が小さいため、この図に示すように可変容量素子６のインピーダンスは容量性を示す。
【００１２】
また、この図に示すようにVRをVR１からVR2まで高くすることにより、可変容量素子６の接合キャパシタCjは徐々に小さくなるため、Zaは抵抗成分一定の線上を反時計回りに変化する。
【００１３】
さらに、可変容量素子６における反射係数の絶対値はスミスチャートの中心からの距離で決まり、VRが高くなるほど可変容量素子６での反射係数の絶対値は大きくなり、位相は進むようになる。この種のマイクロ波移相器の損失は反射係数の絶対値に反比例し、絶対値が大きいほど損失は小さくなる。
【００１４】
従って、従来のマイクロ波移相器では図１５に示すように、VRを高くするほど位相は進み（図１５（ａ））、また、損失が変動する特性（図１５（ｂ））を示す。
【００１５】
一般にモジュールを構成する増幅器、減衰器等は温度が高くなるほど位相は遅れる。従って、このマイクロ波移相器をモジュールに搭載し、モジュールの位相の温度変動に応じて直流電圧VRを変化させることにより、モジュールの位相変動を相殺することができ、温度に対して位相変動の小さなモジュールを得ることができる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
従来のマイクロ波移相器では可変容量素子６に印加する電圧VRを制御することにより、モジュールの温度に対する位相変動を小さく抑えることができる。しかし、同時に損失も変化するため、モジュールの振幅が変化してしまい高いアンテナ利得を得ることができない問題点があった。これを避けるにはマイクロ波移相器の損失変動分も考慮した振幅制御を行う必要があり、振幅の制御が複雑になってしまう問題点もあった。
【００１７】
この発明は上記のような課題を解消するためになされたもので、位相を変化させても損失変動の小さなマイクロ波移相器を得ることを目的としている。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
第１の発明によるマイクロ波移相器は、入力端子、結合端子、通過端子およびアイソレーション端子とを有する９０°ハイブリッドの結合端子と接地間および通過端子と接地間にそれぞれバラクターダイオード、FET等の可変容量素子を接続し、上記可変容量素子に所定の範囲の印加電圧を印加してなるマイクロ波移相器において、当該印加電圧範囲の中心電圧を印加した時に、上記可変容量素子のインピーダンスがスミスチャートの実軸上に移動するように誘導性素子を選定し、その誘導性素子を上記可変容量素子にそれぞれ直列に接続するとともに、当該印加電圧範囲の中心電圧を印加した時に、上記可変容量素子のインピーダンスに対する反射係数と印加電圧範囲の両端の電圧に対する反射係数がほぼ等しくなるように抵抗値を選定し、その抵抗を上記結合端子と接地間および通過端子と接地間にそれぞれ接続したものである。
【００１９】
また、第２の発明によるマイクロ波移相器は、入力端子、結合端子、通過端子およびアイソレーション端子とを有する９０°ハイブリッドの結合端子と接地間および通過端子と接地間にそれぞれバラクターダイオード、FET等の可変容量素子を接続し、上記可変容量素子に所定の範囲の印加電圧を印加してなるマイクロ波移相器において、当該印加電圧範囲の中心電圧を印加した時に、上記可変容量素子のインピーダンスがスミスチャートの実軸上に移動するように容量性素子を選定し、その容量性素子を上記可変容量素子にそれぞれ直列に接続するとともに、当該印加電圧範囲の中心電圧を印加した時に、上記可変容量素子のインピーダンスに対する反射係数と印加電圧範囲の両端の電圧に対する反射係数がほぼ等しくなるように抵抗値を選定し、その抵抗を上記結合端子と接地間および通過端子と接地間にそれぞれ抵抗を接続したものである。
【００２０】
第３の発明によるマイクロ波移相器は、入力端子、結合端子、通過端子およびアイソレーション端子とを有する９０°ハイブリッドの結合端子と接地間および通過端子と接地間にそれぞれバラクターダイオード、FET等の可変容量素子を接続し、上記可変容量素子に所定の範囲の印加電圧を印加してなるマイクロ波移相器において、
当該印加電圧範囲の中心電圧を印加した時に、上記可変容量素子のインピーダンスがスミスチャートの実軸上に移動するように誘導性素子を選定するとともに、
当該印加電圧範囲の中心電圧を印加した時に、上記可変容量素子のインピーダンスに対する反射係数と印加電圧範囲の両端の電圧に対する反射係数がほぼ等しくなるように抵抗値を選定し、上記結合端子と可変容量素子間および通過端子と可変容量素子間にそれぞれ抵抗と所望の周波数で１／４波長を有する伝送線路と誘導性素子との直列回路を接続したものである。
【００２１】
第４の発明によるマイクロ波移相器は、入力端子、結合端子、通過端子およびアイソレーション端子とを有する９０°ハイブリッドの結合端子と接地間および通過端子と接地間にそれぞれバラクターダイオード、FET等の可変容量素子を接続し、上記可変容量素子に所定の範囲の印加電圧を印加してなるマイクロ波移相器において、当該印加電圧範囲の中心電圧を印加した時に、上記可変容量素子のインピーダンスがスミスチャートの実軸上に移動するように容量性素子を選定するとともに、当該印加電圧範囲の中心電圧を印加した時に、上記可変容量素子のインピーダンスに対する反射係数と印加電圧範囲の両端の電圧に対する反射係数がほぼ等しくなるように抵抗値を選定し、上記結合端子と可変容量素子間および通過端子と可変容量素子間にそれぞれ抵抗と所望の周波数で１／４波長を有する伝送線路と容量性素子との直列回路を接続したものである。
【００２２】
第５の発明によるマイクロ波移相器は第１から第４の発明のマイクロ波移相器を構成する９０°ハイブリッドの入力端子とアイソレーション端子にそれぞれ先端開放スタブを接続したものである。
【００２３】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は実施の形態１のマイクロ波移相器の構成を示すものであり、９は誘導性素子、１０は抵抗であり、１〜８は従来の説明の図１３と同じものである。
【００２４】
このマイクロ波移相器は図１３に示した従来のマイクロ波移相器の９０°ハイブリッド１の結合端子４と可変容量素子６間および通過端子５と可変容量素子６間に、それぞれ可変容量素子６に直列接続されるように誘導性素子９を設け、また、９０°ハイブリッド１の結合端子４と接地間および通過端子５と接地間にそれぞれ抵抗１０を設けたものである。
【００２５】
図２は図１に示した可変容量素子６のみのインピーダンスZa,誘導性素子９を介して見た可変容量素子６のインピーダンスZｂおよび誘導性素子９と抵抗１０とを介して見た可変容量素子６のインピーダンスZｃ軌跡をそれぞれスミスチャート上に表わした一例である。ここでは図１４と同様に角周波数ωを一定とし、印加電圧VRをVR1からVR2まで変化させた場合について示している。
【００２６】
誘導性素子９は可変容量素子６のインピーダンスZaを抵抗成分一定の線上を時計方向に移動させるためのものであり、印加電圧VR1とVR2との中間の電圧VR0でスミスチャートの実軸上に移動するような値に選ばれている。このため、誘導性素子９を介して見た可変容量素子６のインピーダンスはZaからZｂに移動する。
【００２７】
この誘導性素子９を介して見た可変容量素子６のインピーダンスZbは印加電圧VR0では実数部のみ、VR1およびVR2では実数部がVR0と同じで、かつ、虚数部を含む。このため、VR0印加時に比べ、VR1およびVR2印加時のZbは高くなる。即ち、VR0印加時に比べ、VR1およびVR2印加時の反射係数の絶対値は大きい。
【００２８】
さらに抵抗１０を接続することにより、誘導性素子９と抵抗１０を介して見た可変容量素子６のインピーダンスZcはZbと抵抗１０との並列回路となる。従って、VR0印加時のZcはZbよりもやや実数部が小さくなり、また、VR1,VR2印加時のZcはZbの実数部とほぼ同じで、虚数部のみやや小さくなる。このため、この図に示すようにZbはZcへ移動する。
【００２９】
即ち、抵抗１０はVR0印加時のZbの反射係数の絶対値を大きく、VR1,VR2印加時のZbの反射係数の絶対値を小さくするように作用する。この抵抗１０はマイクロ波移相器の印加電圧VRにより、損失変動が小さく、かつ、低損失化を図るために数百Ω程度に選ばれる。
【００３０】
このような抵抗１０を選ぶことにより、誘導性素子９と抵抗１０とを介して見た可変容量素子６の反射係数の絶対値は印加電圧VRに関系なくほぼ一定となる。
【００３１】
従って、図３に示すように、このマイクロ波移相器では印加電圧VRに対して損失がほぼ一定で、位相のみ変化する特性を得ることができる。
なお、抵抗１０を接続することにより、VRに対するZcの虚数部の変化がやや小さくなり、位相変化も小さくなるが、VRに対して接合容量Cjが大きく変化する可変容量素子６を選択することにより実用上問題はない。
【００３２】
以上のように、この発明のマイクロ波移相器では損失がほぼ一定で、位相のみ変化させることができるため、これをアクティブフェーズドアレーアンテナ用モジュールの位相の温度補償に適用することにより、高いアンテナ利得を得ることができる。また、マイクロ波移相器の損失変動分を考慮した振幅制御を行う必要がなくなり、振幅の制御が簡単になる利点もある。
【００３３】
また、図４は実施の形態１のマイクロ波移相器の他の実施例の構成を示す図であり、１〜８は従来の説明の図１３と同じもの、９、１０は図１の説明と同じものである。
【００３４】
図１のものでは誘導性素子９を９０°ハイブリッド１の結合端子４と可変容量素子６間および通過端子５と可変容量素子６間に設けた場合について示したが、この図のように誘導性素子９を可変容量素子６と接地間に設けても同じである。
【００３５】
実施の形態２．
図５は実施の形態２のマイクロ波移相器の構成を示すものであり、１１は容量性素子であり、１〜８は従来の説明の図１３と同じもの、１０は図１の説明と同じものである。
【００３６】
このマイクロ波移相器は実施の形態１に示した誘導性素子９の変わりに容量性素子１１を用いた他は実施の形態１と基本構成は同じである。一般に可変容量素子６は周波数が低い場合、可変容量素子６のボンディングワイヤに起因するインダクタLdの影響が小さいため、実施の形態１で示したように可変容量素子６のインピーダンスZaは容量性を示す。
【００３７】
しかし、インダクタLdの影響が大きい高周波数帯では可変容量素子６のインピーダンスZaは誘導性を示す場合がある。この実施の形態２では誘導性のインピーダンスZaを有する可変容量素子６を用い、印加電圧VRに対して損失変動の小さなマイクロ波移相器を得るものである。
【００３８】
図６はこの発明の実施の形態２の可変容量素子６のインピーダンスZa,容量性素子１１を介して見た可変容量素子６のインピーダンスZｂおよび容量性素子１１と抵抗１０を介して見た可変容量素子６のインピーダンスZｃの軌跡をそれぞれスミスチャート上に表わした一例である。ここでは実施の形態１と同様に角周波数ωを一定とし、印加電圧VRをVR1からVR2まで変化させた場合について示している。
【００３９】
容量性素子１１は可変容量素子６のインピーダンスZaを抵抗成分一定の線上を反時計方向に移動させるためのものであり、印加電圧VR1とVR2との中間の電圧VR0でスミスチャートの実軸上に移動するような値に選ばれている。従って、容量性素子１１を介して見た可変容量素子６のインピーダンスはZaからZｂに移動する。
【００４０】
また、容量性素子１１を介して見た可変容量素子６のインピーダンスZbは実施の形態１で示した様に、VR0印加時に比べ、VR1およびVR2印加時のZbは高くなる。また、抵抗１０を並列接続することにより、容量性素子１１と抵抗１０とを介して見た可変容量素子６のインピーダンスZｃの反射係数の絶対値をほぼ一定にすることができる。
【００４１】
以上のように、可変容量素子６のインピーダンスZaが誘導性を示す高周波帯で適用でき、可変容量素子６に直列に容量性素子１１を接続し、９０°ハイブリッド１の結合端子４と接地間および通過端子５と接地間にそれぞれ抵抗１０を設けることにより、損失変動の小さなマイクロ波移相器を得ることができる。
【００４２】
なお、容量性素子１１を直流阻止キャパシタと兼用することができるため、新たに直流阻止キャパシタを設ける必要がなく、実施の形態１のものよりは安価にできる。
【００４３】
実施の形態３．
図７はこの発明の実施の形態３のマイクロ波移相器の構成を示すものであり、１２は伝送線路であり、１〜８は従来の説明の図１３と同じもの、９、１０は図１の説明と同じものである。
【００４４】
このマイクロ波移相器は９０°ハイブリッド１の結合端子４と可変容量素子６間および通過端子５と可変容量素子６間にそれぞれ抵抗１０と所望の周波数で１／４波長を有する伝送線路１２と誘導性素子９との直列回路を接続したものである。
【００４５】
図８は図７に示す可変容量素子６のインピーダンスZa,誘導性素子９を介して見た可変容量素子６のインピーダンスZｂ、誘導性素子９と伝送線路１２を介して見た可変容量素子６のインピーダンスZｃおよび誘導性素子９と伝送線路１２と抵抗１０を介して見た可変容量素子６のインピーダンスZdの軌跡をそれぞれスミスチャート上に表わした一例である。ここでは実施の形態１、２と同様に角周波数ωを一定とし、印加電圧VRをVR1からVR2まで変化させた場合について示している。
【００４６】
誘導性素子９は実施の形態１で示したように可変容量素子６のインピーダンスZaをスミスチャートの実軸上にインピーダンス変換するためのものであり、誘導性素子９を介して見た可変容量素子６のインピーダンスはZaからZbに移動する。また、伝送線路１２はZbを高インピーダンスまでインピーダンス変換する機能を有し、伝送線路１２を介して見た可変容量素子６のインピーダンスはZbからZcに移動する。
【００４７】
ここで伝送線路１２の特性インピーダンスを規格化インピーダンスZ0（通常５０Ω）に選んだ場合、VR0,VR1およびVR2印加時におけるZbの反射係数の絶対値を保ちつつインピーダンス変換を行うことができる。即ち、VR１、VR2印加時のZcの反射係数の絶対値はVR0印加時に比べ大きい。
【００４８】
さらに、抵抗１０を直列に接続することにより、Zcの実数部のみ増加するため抵抗１０を介して見た可変容量素子６のインピーダンスはZｃからZｄに移動する。即ち、抵抗１０はVR0印加時のZｃの反射係数の絶対値を大きく、VR1,VR2印加時のZｃの反射係数の絶対値を小さくするように作用する。なお、この抵抗１０はマイクロ波移相器の印加電圧VRにより、損失変動が小さく、かつ、低損失化を図るために数Ω程度に選ばれる。
【００４９】
このような抵抗１０を選ぶことにより、誘導性素子９と伝送線路１２と抵抗１０とを介して見た可変容量素子６の反射係数の絶対値はほぼ一定となる。従って、実施の形態１、２と同様に印加電圧VRに対して損失がほぼ一定で、位相のみ変化する特性のマイクロ波移相器を得ることができる。
【００５０】
なお、抵抗１０を接続することにより、VRに対するZcの虚数部の変化がやや小さくなり、位相変化も小さくなるが、印加電圧VRに対して接合容量Cjが大きく変化する可変容量素子６を選択することにより実用上問題はない。
【００５１】
以上のように９０°ハイブリッド１の結合端子４と可変容量素子６間および通過端子５と可変容量素子６間にそれぞれ抵抗１０と伝送線路１２と誘導性素子９との直列回路を接続することにより、印加電圧VRに対して損失変動の小さなマイクロ波移相器を得ることができる。
【００５２】
この構成のものでは抵抗１０の一端を短絡する必要がなく、マイクロ波集積回路技術を用いることにより、実施の形態１，２に比べ実現が容易である。
【００５３】
実施の形態４
図９は実施の形態４のマイクロ波移相器の構成を示すものであり、１〜８は従来の説明の図１３と同じもの、１０は図１の説明と、１１は図５の説明と、１２は図７の説明と同じものである。
【００５４】
実施の形態３に示した誘導性素子９の変わりに容量性素子１１を用いた他は実施の形態３と基本構成は同じである。実施の形態３では可変容量素子６のインピーダンスが容量性を持つ場合に対して、この発明のものでは誘導性を持つ場合に適用できる。
【００５５】
図１０は図９に示す可変容量素子６のインピーダンスZa,容量性素子１１を介して見た可変容量素子６のインピーダンスZｂ、容量性素子１１と伝送線路１２を介して見た可変容量素子６のインピーダンスZｃおよび容量性素子９と伝送線路１２と抵抗１０を介して見た可変容量素子６のインピーダンスZdの軌跡をそれぞれスミスチャート上に表わした一例である。ここでは実施の形態１〜３と同様に角周波数ωを一定とし、印加電圧VRをVR1からVR2まで変化させた場合について示している。
【００５６】
容量性素子１１は実施の形態２で示したように可変容量素子６のインピーダンスZaをスミスチャートの実軸上にインピーダンス変換するためのものであり、容量性素子１１を介して見た可変容量素子６のインピーダンスはZaからZbに移動する。さらに、実施の形態３で示したように伝送線路１２および抵抗１０を介すことにより、可変容量素子６のインピーダンスはZcからZdに移動する。
【００５７】
伝送線路１２および抵抗１０は実施の形態３で示したものと同様の機能を持つため、印加電圧VRに対して容量性素子１１と伝送線路１２と抵抗１０とを介して見た可変容量素子６の反射係数の絶対値はほぼ一定となる。
【００５８】
従って、可変容量素子６のインピーダンスが誘導性の場合には９０°ハイブリッド１の結合端子４と可変容量素子６間および通過端子５と可変容量素子６間にそれぞれ抵抗１０と伝送線路１２と容量性素子１１との直列回路を接続することにより、印加電圧VRに対して損失変動の小さなマイクロ波移相器を得ることができる。
【００５９】
この構成のものでも抵抗１０の一端を短絡する必要がなく、マイクロ波集積回路技術を用いることにより、実現が容易である。
【００６０】
以上述べた実施の形態１から実施の形態４では印加電圧VRにより損失変動が小さく、所望の位相特性を得るマイクロ波移相器について述べた。一般にアクティブフェーズドアレーアンテナのような多数のモジュールを配列して構成するアンテナでは各モジュールに温度分布が生じ、そのため各モジュールの絶対位相にもバラツキが生じる。このため、絶対位相を補償する機能が必要となる。
【００６１】
以下、実施１から実施の形態４で示した機能を損なうことなく絶対位相のバラツキも補償できるマイクロ波移相器について述べる。
【００６２】
実施の形態５
図１１は実施の形態５のマイクロ波移相器の構成を示すものであり、１３は先端開放スタブであり、１〜８は従来の説明の図１３と同じもの、９、１０は図１の説明と、１２は図７の説明と同じものである。
【００６３】
実施の形態３の９０°ハイブリッド１の入力端子２とアイソレーション端子３にそれぞれ先端開放スタブ１３を設けたものである。この先端開放スタブ１３は絶対位相を遅らせる機能を有し、長さが長いほど位相遅れが大きくなる。
【００６４】
通常、先端開放スタブ１３を設けることにより、マイクロ波移相器のリターンロスが劣化する。しかし、この発明のように先端開放スタブ１３を位相差が９０°異なる９０°ハイブリッド１の入力端子２とアイソレーション端子３にそれぞれ設けることにより、２個の先端開放スタブ１３によるリターンロスの劣化が相殺され、リターンロス劣化を防ぐことができる。
【００６５】
この先端開放スタブ１３を設けることにより、実施の形態３で示した印加電圧VRによる損失変動および位相特性を与えないため、この図のように入力端子２とアイソレーション端子３にそれぞれ先端開放スタブ１３を設け、長さを所望の値に設定することにより、入力端子２とアイソレーション端子３間の絶対位相のみ設定することができる。
【００６６】
図１２（ａ）（ｂ）はこの発明のマイクロ波移相器の印加電圧VRに対する損失および位相特性の一例であり、実線は先端開放スタブ１３無し、点線は有りの場合である。このように、先端開放スタブ１３を設けることにより、VRに対する位相および損失に影響を与えることなく、絶対位相のみ調整することができる。
【００６７】
このように、この発明のマイクロ波移相器をモジュールの位相の温度補償に適用することにより、温度に対して位相変動が小さく、また、絶対位相のバラツキの小さなモジュールを得ることができ、高いアンテナ利得を得ることができる。
【００６８】
なお、ここでは実施の形態３のマイクロ波移相器の入力端子２およびアイソレーション端子３に先端開放スタブ１３を設けた場合について述べたが、実施の形態１、実施の形態２および実施の形態４のものに適用しても良い。
【００６９】
なお、以上の実施例ではアクティブフェーズドアレーアンテナ用モジュールに適用する場合について述べたが、実施の形態１から実施の形態５のマイクロ波移相器をマルチポート増幅器、あるいは電力合成形増幅器に適用しても良く、また、可変容量素子６としてFETを用いても良い。
【００７０】
【発明の効果】
第１の発明によれば、可変容量素子のインピーダンスが容量性を示す周波数帯で適用でき、制御電圧VRにより、損失変動が小さく、位相のみ変化する特性を得ることができる。これをアクティブフェーズドアレーアンテナ用モジュールの位相の温度補償に適用することにより、温度に対して位相変動の小さなモジュールを得ることができ、高い利得のアンテナを実現することができる。しかもマイクロ波移相器の損失変動分も考慮したモジュールの振幅補償を行う必要がなくなり、振幅制御が簡単になる利点もある。
【００７１】
また、第２の発明によれば、可変容量素子のインピーダンスが誘導性を示す周波数帯で適用でき、制御電圧VRにより、損失変動が小さく、位相のみ変化する特性を得ることができるとともに、直流阻止キャパシタが不要となるため安価にできる利点がある。
【００７２】
また、第３の発明によれば、可変容量素子のインピーダンスが容量性を示す周波数帯で適用でき、制御電圧VRにより、損失変動が小さく、位相のみ変化する特性を得ることができる。特に、抵抗の一端を短絡する必要がなく、マイクロ波集積回路技術により容易に実現できる利点がある。
【００７３】
また、第４の発明によれば、可変容量素子のインピーダンスが誘導性を示す周波数帯で適用でき、制御電圧VRにより、損失変動が小さく、位相のみ変化する特性を得ることができるとともに、直流阻止キャパシタが不要となり、また、抵抗の一端を短絡する必要がなくマイクロ波集積回路技術により容易に実現できる利点がある。
【００７４】
また、第５の発明によれば、制御電圧VRにより、損失変動が小さく、位相のみ変化する特性を得ることができるとともに、絶対位相調整機能も有するため、これをアクティブフェーズドアレーアンテナ用モジュールの位相の温度補償に適用することにより、温度に対して位相変動が小さく、しかも絶対位相のバラツキの小さなモジュールを得ることができる。これにより、より高性能なアンテナを実現できる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明による実施の形態１のマイクロ波移相器の構成を示す図である。
【図２】この発明による実施の形態１のマイクロ波移相器に用いた可変容量素子のインピーダンス軌跡を示す図である。
【図３】この発明による実施の形態１のマイクロ波移相器の位相および損失特性の一例を示す図である。
【図４】この発明による実施の形態１のマイクロ波移相器の他の実施例の構成を示す図である。
【図５】この発明による実施の形態２のマイクロ波移相器の構成を示す図である。
【図６】この発明による実施の形態２のマイクロ波移相器に用いた可変容量素子のインピーダンス軌跡を示す図である。
【図７】この発明による実施の形態３のマイクロ波移相器の構成を示す図である。
【図８】この発明による実施の形態３のマイクロ波移相器に用いた可変容量素子のインピーダンス軌跡を示す図である。
【図９】この発明による実施の形態４のマイクロ波移相器の構成を示す図である。
【図１０】この発明による実施の形態４のマイクロ波移相器に用いた可変容量素子のインピーダンス軌跡を示す図である。
【図１１】この発明による実施の形態５のマイクロ波移相器の構成を示す図である。
【図１２】この発明による実施の形態５のマイクロ波移相器の位相および損失特性の一例を示す図である。
【図１３】従来のマイクロ波移相器の構成を示す図である。
【図１４】従来のマイクロ波移相器に用いた可変容量素子のインピーダンス軌跡を示す図である。
【図１５】従来のマイクロ波移相器の位相および損失特性の一例を示す図である。
【符号の説明】
１９０°ハイブリッド、２入力端子、３アイソレーション端子、４結合端子、５通過端子、６可変容量素子、７チョーク回路、８直流電源
９誘導性素子、１０抵抗、１１容量性素子、１２伝送線路、１３先端開放スタブ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a microwave phase shifter that is used in a microwave band radar or communication device and compensates for a phase change with respect to temperature of these devices.
[0002]
[Prior art]
From the viewpoint of reliability and high speed, a microwave band radar device or communication device uses an active phased array antenna composed of a number of element antennas, and signals are sent to each element antenna. A transmission module or a reception module for amplification or control is used. When a large number of these modules are arranged, it is difficult to control the heat of each module, and in general, a temperature distribution occurs in each module.
[0003]
For this reason, in each module, it is desirable that the amplitude and phase do not change much with respect to temperature, and an attenuator and phase shifter for compensating temperature characteristics are used for this. In particular, the present invention relates to a phase shifter for performing phase compensation.
[0004]
FIG. 13 shows a configuration of a conventional phase shifter shown in, for example, MICROWAVE JOURNAL 1989 STATE OF ART REFERENCE pp109. In the figure, 1 is a 90 ° hybrid, 2 is an input terminal, 3 is an isolation terminal, A coupling terminal, 5 is a passing terminal, 6 is a variable capacitance element, 7 is a choke circuit, and 8 is a DC power source.
[0005]
This phase shifter is provided with a variable capacitance element 6 between the coupling terminal 4 of the 90 ° hybrid 1 having four terminals and the ground, and between the passage terminal 5 and the ground, and applies a desired bias to each variable capacitance element 6. For this purpose, a DC power supply 8 is connected to each variable capacitance element 6 via a choke circuit 7.
[0006]
Further, as the 90 ° hybrid 1, a branch line coupler, an interdigital coupler or the like that is distributed to the coupling terminal 4 and the passing terminal 5 with the same amplitude and whose phase difference is 90 degrees is used.
[0007]
Further, a varactor diode, FET, or the like is used as the variable capacitance element 6, and here, a case of a varactor diode is shown. In general, a varactor diode is represented by a series circuit of an inductor Ld caused by a bonding wire, a series resistance Ri, and a junction capacitor Cj as shown in FIG. The junction capacitor Cj depends on the voltage VR of the DC power supply 8, and Cj decreases as VR increases.
[0008]
Further, the choke circuit 7 is designed to have a high impedance in a desired frequency band so as not to affect the microwave characteristics as much as possible, and a desired voltage from the DC power source 8 is passed through the choke circuit 7. VR can be applied to the variable capacitance element 6.
[0009]
Next, the operation will be described. The microwave signal input from the input terminal 2 is distributed by the 90 ° hybrid 1 to the coupling terminal 4 and the passing terminal 5 with the same amplitude and 90 ° phase difference, respectively. The distributed microwave signals are respectively supplied to the variable capacitance elements 6. Each supplied microwave signal is reflected by the variable capacitance element 6 toward the 90 ° hybrid 1 side.
[0010]
Further, each reflected microwave signal is output to the isolation terminal 3 because the input terminal 2 performs reverse-phase synthesis and the isolation terminal 3 performs in-phase synthesis.
[0011]
FIG. 14 shows an example of an impedance Za locus on the Smith chart when the variable capacitance element 6 side of FIG. 13 is viewed. Here, a case is shown in which the angular frequency ω is constant, the voltage VR applied to the variable capacitance element 6 is changed to VR1, VR0, VR2, and is normalized by the normalized impedance Z0 (usually 50Ω). In general, when the frequency is low, the influence of the inductor Ld caused by the bonding wire is small, so that the impedance of the variable capacitance element 6 is capacitive as shown in FIG.
[0012]
Also, as shown in this figure, by increasing the VR from VR1 to VR2, the junction capacitor Cj of the variable capacitance element 6 gradually decreases, so Za changes counterclockwise on a line with a constant resistance component. .
[0013]
Furthermore, the absolute value of the reflection coefficient in the variable capacitance element 6 is determined by the distance from the center of the Smith chart, and as the VR increases, the absolute value of the reflection coefficient in the variable capacitance element 6 increases and the phase advances. The loss of this type of microwave phase shifter is inversely proportional to the absolute value of the reflection coefficient, and the loss decreases as the absolute value increases.
[0014]
Therefore, in the conventional microwave phase shifter, as shown in FIG. 15, the higher the VR is, the more the phase is advanced (FIG. 15 (a)), and the loss is fluctuating (FIG. 15 (b)).
[0015]
In general, the phase of an amplifier, an attenuator, or the like constituting a module is delayed as the temperature increases. Therefore, by mounting this microwave phase shifter on the module and changing the DC voltage VR according to the temperature fluctuation of the phase of the module, the phase fluctuation of the module can be offset, and the phase fluctuation with respect to the temperature A small module can be obtained.
[0016]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional microwave phase shifter, by controlling the voltage VR applied to the variable capacitance element 6, the phase variation with respect to the temperature of the module can be suppressed small. However, since the loss also changes at the same time, there is a problem that the module amplitude changes and a high antenna gain cannot be obtained. In order to avoid this, it is necessary to perform amplitude control in consideration of the loss variation of the microwave phase shifter, and there is a problem that the amplitude control becomes complicated.
[0017]
The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to obtain a microwave phase shifter having a small loss variation even when the phase is changed.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
  A microwave phase shifter according to a first aspect of the present invention is a varactor diode, FET, or the like between a coupling terminal of 90 ° hybrid having an input terminal, a coupling terminal, a passing terminal, and an isolation terminal, and between the passing terminal and the ground. Connect the variable capacitance elementAnd applying a voltage within a predetermined range to the variable capacitance element.In microwave phase shifter,The inductive element is selected so that the impedance of the variable capacitance element moves on the real axis of the Smith chart when the center voltage in the applied voltage range is applied.While connecting to the variable capacitance elements in series,When a center voltage in the applied voltage range is applied, the resistance value is selected so that the reflection coefficient for the impedance of the variable capacitance element and the reflection coefficient for the voltages at both ends of the applied voltage range are substantially equal.The connection terminal is connected between the ground and the passing terminal and the ground.
[0019]
  The microwave phase shifter according to the second invention includes a varactor diode between a coupling terminal and ground of a 90 ° hybrid having an input terminal, a coupling terminal, a passing terminal and an isolation terminal, and between the passing terminal and the ground, respectively. Connect variable capacitance elements such as FETsAnd applying a voltage within a predetermined range to the variable capacitance element.In microwave phase shifter,When a center voltage in the applied voltage range is applied, the capacitive element is selected so that the impedance of the variable capacitive element moves on the real axis of the Smith chart, and the capacitive element isIn series with each variable capacitance element,When a center voltage in the applied voltage range is applied, the resistance value is selected so that the reflection coefficient for the impedance of the variable capacitance element and the reflection coefficient for the voltages at both ends of the applied voltage range are substantially equal.Resistors are connected between the coupling terminal and ground and between the passing terminal and ground.
[0020]
  A microwave phase shifter according to a third aspect of the present invention is a varactor diode, FET, etc. between a 90 ° hybrid coupling terminal having an input terminal, a coupling terminal, a passing terminal, and an isolation terminal, and between the passing terminal and ground. Connect the variable capacitance elementAnd applying a voltage within a predetermined range to the variable capacitance element.In microwave phase shifter,
  While selecting the inductive element so that the impedance of the variable capacitance element moves on the real axis of the Smith chart when the center voltage of the applied voltage range is applied,
When a center voltage in the applied voltage range is applied, the resistance value is selected so that the reflection coefficient for the impedance of the variable capacitance element is substantially equal to the reflection coefficient for the voltages at both ends of the applied voltage range,A series circuit of a resistor and a transmission line having a quarter wavelength at a desired frequency and an inductive element are connected between the coupling terminal and the variable capacitance element and between the passage terminal and the variable capacitance element.
[0021]
  A microwave phase shifter according to a fourth aspect of the present invention is a varactor diode, FET, or the like between a 90 ° hybrid coupling terminal having an input terminal, a coupling terminal, a passing terminal, and an isolation terminal, and between the passing terminal and the ground. Connect the variable capacitance elementAnd applying a voltage within a predetermined range to the variable capacitance element.In microwave phase shifter,When a capacitive element is selected so that the impedance of the variable capacitance element moves on the real axis of the Smith chart when the center voltage of the applied voltage range is applied, and when the center voltage of the applied voltage range is applied, Select a resistance value so that the reflection coefficient for the impedance of the variable capacitance element and the reflection coefficient for the voltages at both ends of the applied voltage range are substantially equal.A series circuit of a transmission line having a quarter wavelength at a desired frequency and a capacitive element is connected between the coupling terminal and the variable capacitive element and between the passing terminal and the variable capacitive element.
[0022]
A microwave phase shifter according to a fifth aspect of the present invention is such that a 90 ° hybrid input terminal and an isolation terminal constituting the microwave phase shifters of the first to fourth aspects of the present invention are connected to open-ended stubs, respectively.
[0023]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 shows the configuration of the microwave phase shifter according to the first embodiment, in which 9 is an inductive element, 10 is a resistor, and 1 to 8 are the same as those in FIG.
[0024]
This microwave phase shifter is a variable capacitance element between the coupling terminal 4 and the variable capacitance element 6 and between the passing terminal 5 and the variable capacitance element 6 of the 90 ° hybrid 1 of the conventional microwave phase shifter shown in FIG. 6 is provided with an inductive element 9 so as to be connected in series, and a resistor 10 is provided between the coupling terminal 4 and ground of the 90 ° hybrid 1 and between the passing terminal 5 and ground.
[0025]
2 shows the impedance Za of only the variable capacitance element 6 shown in FIG. 1, the impedance Zb of the variable capacitance element 6 seen through the inductive element 9, and the variable capacitance element seen through the inductive element 9 and the resistor 10. 6 is an example in which an impedance Zc locus of 6 is represented on a Smith chart. Here, as in FIG. 14, the angular frequency ω is constant and the applied voltage VR is changed from VR1 to VR2.
[0026]
The inductive element 9 is for moving the impedance Za of the variable capacitance element 6 in a clockwise direction on a line having a constant resistance component, and moves on the real axis of the Smith chart at a voltage VR0 between the applied voltages VR1 and VR2. The value is chosen to be For this reason, the impedance of the variable capacitance element 6 seen through the inductive element 9 moves from Za to Zb.
[0027]
The impedance Zb of the variable capacitance element 6 viewed through the inductive element 9 has only the real part in the applied voltage VR0, and the real part in VR1 and VR2 is the same as VR0 and includes the imaginary part. For this reason, Zb when VR1 and VR2 are applied is higher than when VR0 is applied. That is, the absolute value of the reflection coefficient when VR1 and VR2 are applied is larger than when VR0 is applied.
[0028]
Further, by connecting the resistor 10, the impedance Zc of the variable capacitance element 6 viewed through the inductive element 9 and the resistor 10 becomes a parallel circuit of Zb and the resistor 10. Therefore, Zc when VR0 is applied has a slightly smaller real part than Zb, and Zc when VR1 and VR2 are applied is substantially the same as the real part of Zb, and only the imaginary part is slightly smaller. For this reason, Zb moves to Zc as shown in FIG.
[0029]
That is, the resistor 10 acts to increase the absolute value of the reflection coefficient of Zb when VR0 is applied and to decrease the absolute value of the reflection coefficient of Zb when VR1 and VR2 are applied. This resistor 10 is selected to be about several hundred Ω in order to reduce loss and reduce loss by the applied voltage VR of the microwave phase shifter.
[0030]
By selecting the resistor 10 as described above, the absolute value of the reflection coefficient of the variable capacitance element 6 viewed through the inductive element 9 and the resistor 10 becomes substantially constant regardless of the applied voltage VR.
[0031]
Therefore, as shown in FIG. 3, in this microwave phase shifter, it is possible to obtain a characteristic in which the loss is substantially constant with respect to the applied voltage VR and only the phase changes.
By connecting the resistor 10, the change in the imaginary part of Zc with respect to VR is slightly reduced and the phase change is also reduced, but by selecting the variable capacitance element 6 in which the junction capacitance Cj varies greatly with respect to VR. There is no practical problem.
[0032]
As described above, in the microwave phase shifter of the present invention, the loss is almost constant and only the phase can be changed. Therefore, by applying this to the temperature compensation of the phase of the module for the active phased array antenna, a high antenna can be obtained. Gain can be obtained. Further, it is not necessary to perform amplitude control considering the loss variation of the microwave phase shifter, and there is an advantage that the amplitude control is simplified.
[0033]
FIG. 4 is a diagram showing a configuration of another example of the microwave phase shifter of the first embodiment, wherein 1 to 8 are the same as those in FIG. 13 of the conventional explanation, and 9 and 10 are explanations of FIG. Is the same.
[0034]
1 shows the case where the inductive element 9 is provided between the coupling terminal 4 and the variable capacitive element 6 and between the passing terminal 5 and the variable capacitive element 6 of the 90 ° hybrid 1, but as shown in FIG. The same applies when the element 9 is provided between the variable capacitance element 6 and the ground.
[0035]
Embodiment 2. FIG.
FIG. 5 shows the configuration of the microwave phase shifter of the second embodiment, 11 is a capacitive element, 1 to 8 are the same as those in FIG. 13 of the conventional description, 10 is the description of FIG. The same thing.
[0036]
This microwave phase shifter has the same basic configuration as that of the first embodiment except that a capacitive element 11 is used instead of the inductive element 9 shown in the first embodiment. In general, when the frequency of the variable capacitance element 6 is low, the influence of the inductor Ld caused by the bonding wire of the variable capacitance element 6 is small, so that the impedance Za of the variable capacitance element 6 exhibits capacitance as shown in the first embodiment. .
[0037]
However, in a high frequency band where the influence of the inductor Ld is large, the impedance Za of the variable capacitor 6 may be inductive. In the second embodiment, a variable phase shifter 6 having an inductive impedance Za is used, and a microwave phase shifter with a small loss variation with respect to the applied voltage VR is obtained.
[0038]
6 shows the impedance Za of the variable capacitive element 6 according to the second embodiment of the present invention, the impedance Zb of the variable capacitive element 6 viewed through the capacitive element 11, and the variable capacitance viewed through the capacitive element 11 and the resistor 10. It is an example which represented the locus | trajectory of the impedance Zc of the element 6 on the Smith chart, respectively. Here, as in the first embodiment, the case where the angular frequency ω is constant and the applied voltage VR is changed from VR1 to VR2 is shown.
[0039]
The capacitive element 11 is for moving the impedance Za of the variable capacitive element 6 in a counterclockwise direction on a line having a constant resistance component, and is on the real axis of the Smith chart at a voltage VR0 intermediate between the applied voltages VR1 and VR2. It is chosen to move. Therefore, the impedance of the variable capacitance element 6 viewed through the capacitive element 11 moves from Za to Zb.
[0040]
Further, the impedance Zb of the variable capacitance element 6 viewed through the capacitive element 11 is higher when VR1 and VR2 are applied than when VR0 is applied, as shown in the first embodiment. Further, by connecting the resistor 10 in parallel, the absolute value of the reflection coefficient of the impedance Zc of the variable capacitor 6 viewed through the capacitive element 11 and the resistor 10 can be made substantially constant.
[0041]
As described above, the impedance Za of the variable capacitive element 6 can be applied in a high frequency band where inductivity is present, the capacitive element 11 is connected in series with the variable capacitive element 6, and the connection terminal 4 of the 90 ° hybrid 1 and the ground are By providing the resistors 10 between the passing terminal 5 and the ground, a microwave phase shifter with small loss variation can be obtained.
[0042]
In addition, since the capacitive element 11 can be used also as a DC blocking capacitor, it is not necessary to newly provide a DC blocking capacitor and can be made cheaper than that of the first embodiment.
[0043]
Embodiment 3 FIG.
FIG. 7 shows the configuration of a microwave phase shifter according to Embodiment 3 of the present invention, 12 is a transmission line, 1 to 8 are the same as those in FIG. This is the same as the description of 1.
[0044]
This microwave phase shifter includes a resistor 10 and a transmission line 12 having a quarter wavelength at a desired frequency between the coupling terminal 4 and the variable capacitance element 6 and between the passing terminal 5 and the variable capacitance element 6 of the 90 ° hybrid 1. A series circuit with the inductive element 9 is connected.
[0045]
8 shows the impedance Za of the variable capacitive element 6 shown in FIG. 7, the impedance Zb of the variable capacitive element 6 viewed through the inductive element 9, and the variable capacitive element 6 viewed through the inductive element 9 and the transmission line 12. This is an example in which the impedance Zc and the locus of the impedance Zd of the variable capacitance element 6 viewed through the inductive element 9, the transmission line 12, and the resistor 10 are shown on the Smith chart. Here, as in the first and second embodiments, the angular frequency ω is constant and the applied voltage VR is changed from VR1 to VR2.
[0046]
The inductive element 9 is for impedance conversion of the impedance Za of the variable capacitive element 6 on the real axis of the Smith chart as shown in the first embodiment. The variable capacitive element viewed through the inductive element 9 The impedance of 6 moves from Za to Zb. Further, the transmission line 12 has a function of converting the impedance of Zb to a high impedance, and the impedance of the variable capacitance element 6 viewed through the transmission line 12 moves from Zb to Zc.
[0047]
Here, when the characteristic impedance of the transmission line 12 is selected as the standardized impedance Z0 (usually 50Ω), impedance conversion can be performed while maintaining the absolute value of the reflection coefficient of Zb when VR0, VR1, and VR2 are applied. That is, the absolute value of the reflection coefficient of Zc when VR1 and VR2 are applied is larger than when VR0 is applied.
[0048]
Furthermore, by connecting the resistor 10 in series, only the real part of Zc is increased, so that the impedance of the variable capacitance element 6 viewed through the resistor 10 moves from Zc to Zd. That is, the resistor 10 acts to increase the absolute value of the reflection coefficient of Zc when VR0 is applied, and to decrease the absolute value of the reflection coefficient of Zc when VR1 and VR2 are applied. The resistor 10 is selected to be about several Ω in order to reduce the loss variation and reduce the loss by the applied voltage VR of the microwave phase shifter.
[0049]
By selecting such a resistor 10, the absolute value of the reflection coefficient of the variable capacitance element 6 viewed through the inductive element 9, the transmission line 12, and the resistor 10 becomes substantially constant. Therefore, as in the first and second embodiments, it is possible to obtain a microwave phase shifter having characteristics in which the loss is substantially constant with respect to the applied voltage VR and only the phase changes.
[0050]
By connecting the resistor 10, the change in the imaginary part of Zc with respect to VR is slightly reduced and the phase change is also reduced, but the variable capacitance element 6 in which the junction capacitance Cj changes greatly with respect to the applied voltage VR is selected. Therefore, there is no practical problem.
[0051]
As described above, by connecting the series circuit of the resistor 10, the transmission line 12, and the inductive element 9 between the coupling terminal 4 and the variable capacitor 6 and between the passing terminal 5 and the variable capacitor 6 of the 90 ° hybrid 1, respectively. Thus, a microwave phase shifter having a small loss variation with respect to the applied voltage VR can be obtained.
[0052]
With this configuration, it is not necessary to short-circuit one end of the resistor 10, and using the microwave integrated circuit technology is easier to realize than in the first and second embodiments.
[0053]
Embodiment 4
FIG. 9 shows the configuration of the microwave phase shifter according to the fourth embodiment. 1 to 8 are the same as those in FIG. 13 of the conventional explanation, 10 is the explanation of FIG. 1, and 11 is the explanation of FIG. , 12 are the same as those in FIG.
[0054]
The basic configuration is the same as that of the third embodiment except that the capacitive element 11 is used instead of the inductive element 9 shown in the third embodiment. In the third embodiment, the present invention can be applied to the case where the impedance of the variable capacitance element 6 is inductive, whereas the present invention can be applied to the case where it has inductivity.
[0055]
10 shows the impedance Za of the variable capacitive element 6 shown in FIG. 9, the impedance Zb of the variable capacitive element 6 seen through the capacitive element 11, and the variable capacitive element 6 seen through the capacitive element 11 and the transmission line 12. FIG. This is an example in which the impedance Zc and the locus of the impedance Zd of the variable capacitive element 6 viewed through the capacitive element 9, the transmission line 12, and the resistor 10 are shown on the Smith chart. Here, as in the first to third embodiments, the case where the angular frequency ω is constant and the applied voltage VR is changed from VR1 to VR2 is shown.
[0056]
The capacitive element 11 is for converting the impedance Za of the variable capacitive element 6 on the real axis of the Smith chart as shown in the second embodiment, and the variable capacitive element viewed through the capacitive element 11. The impedance of 6 moves from Za to Zb. Furthermore, as shown in the third embodiment, the impedance of the variable capacitance element 6 moves from Zc to Zd through the transmission line 12 and the resistor 10.
[0057]
Since the transmission line 12 and the resistor 10 have the same functions as those shown in the third embodiment, the variable capacitance element 6 viewed from the capacitive element 11, the transmission line 12, and the resistor 10 with respect to the applied voltage VR. The absolute value of the reflection coefficient is substantially constant.
[0058]
Therefore, when the impedance of the variable capacitance element 6 is inductive, the resistor 10, the transmission line 12, and the capacitance between the coupling terminal 4 and the variable capacitance element 6 of the 90 ° hybrid 1 and between the passage terminal 5 and the variable capacitance element 6, respectively. By connecting a series circuit with the element 11, a microwave phase shifter having a small loss variation with respect to the applied voltage VR can be obtained.
[0059]
Even with this configuration, one end of the resistor 10 does not need to be short-circuited, and can be easily realized by using the microwave integrated circuit technology.
[0060]
In the first to fourth embodiments described above, the microwave phase shifter has been described in which the loss fluctuation is small due to the applied voltage VR and the desired phase characteristics are obtained. In general, in an antenna configured by arranging a large number of modules such as an active phased array antenna, a temperature distribution is generated in each module, and therefore, the absolute phase of each module also varies. For this reason, a function for compensating the absolute phase is required.
[0061]
Hereinafter, a microwave phase shifter that can compensate for variations in absolute phase without impairing the functions described in the first to fourth embodiments will be described.
[0062]
Embodiment 5
FIG. 11 shows the configuration of the microwave phase shifter according to the fifth embodiment. Reference numeral 13 denotes an open-ended stub. Reference numerals 1 to 8 are the same as those in FIG. The description and 12 are the same as those in FIG.
[0063]
The open end stub 13 is provided on each of the input terminal 2 and the isolation terminal 3 of the 90 ° hybrid 1 of the third embodiment. The tip open stub 13 has a function of delaying the absolute phase, and the phase delay increases as the length increases.
[0064]
Usually, the return loss of the microwave phase shifter is deteriorated by providing the tip open stub 13. However, by providing the open end stubs 13 on the input terminal 2 and the isolation terminal 3 of the 90 ° hybrid 1 having a phase difference of 90 ° as in the present invention, the return loss due to the two open end stubs 13 is reduced. It is offset and return loss deterioration can be prevented.
[0065]
By providing the tip open stub 13, the loss variation and phase characteristics due to the applied voltage VR shown in the third embodiment are not given, and therefore the tip open stub 13 is respectively applied to the input terminal 2 and the isolation terminal 3 as shown in FIG. By setting the length to a desired value, only the absolute phase between the input terminal 2 and the isolation terminal 3 can be set.
[0066]
FIGS. 12A and 12B are examples of the loss and phase characteristics with respect to the applied voltage VR of the microwave phase shifter of the present invention. The solid line indicates the case where the tip open stub 13 is not provided and the dotted line is provided. Thus, by providing the tip open stub 13, only the absolute phase can be adjusted without affecting the phase and loss with respect to VR.
[0067]
As described above, by applying the microwave phase shifter of the present invention to the temperature compensation of the phase of the module, it is possible to obtain a module having a small phase variation with respect to temperature and a small absolute phase variation. Antenna gain can be obtained.
[0068]
Here, the case where the input terminal 2 and the isolation terminal 3 of the microwave phase shifter according to the third embodiment are provided with the open end stub 13 has been described, but the first embodiment, the second embodiment, and the second embodiment are described. You may apply to four things.
[0069]
In the above embodiment, the case where the present invention is applied to an active phased array antenna module has been described. However, the microwave phase shifter of the first to fifth embodiments is applied to a multiport amplifier or a power combining amplifier. Alternatively, an FET may be used as the variable capacitance element 6.
[0070]
【The invention's effect】
According to the first aspect of the present invention, the variable capacitance element can be applied in a frequency band in which the impedance is capacitive, and the control voltage VR can obtain a characteristic in which loss variation is small and only the phase changes. By applying this to the temperature compensation of the phase of the module for the active phased array antenna, a module having a small phase variation with respect to the temperature can be obtained, and a high gain antenna can be realized. In addition, it is not necessary to perform the amplitude compensation of the module in consideration of the loss variation of the microwave phase shifter, and there is an advantage that the amplitude control is simplified.
[0071]
Further, according to the second invention, the variable capacitance element can be applied in a frequency band in which the impedance is inductive, and the control voltage VR can obtain a characteristic in which the loss variation is small and only the phase is changed, and the direct current blocking is achieved. Since no capacitor is required, there is an advantage that the cost can be reduced.
[0072]
In addition, according to the third invention, the variable capacitance element can be applied in a frequency band in which the impedance is capacitive, and the control voltage VR can obtain a characteristic in which loss variation is small and only the phase changes. In particular, there is an advantage that it is not necessary to short-circuit one end of the resistor and can be easily realized by the microwave integrated circuit technology.
[0073]
In addition, according to the fourth invention, the variable capacitance element can be applied in a frequency band where the impedance is inductive, and the control voltage VR can obtain a characteristic in which the loss variation is small and only the phase is changed, and the DC blocking is achieved. There is no need for a capacitor, and there is an advantage that it is not necessary to short-circuit one end of the resistor and can be easily realized by the microwave integrated circuit technology.
[0074]
In addition, according to the fifth aspect, the control voltage VR can provide a characteristic in which the loss variation is small and only the phase is changed, and also has an absolute phase adjustment function. By applying to this temperature compensation, it is possible to obtain a module having a small phase variation with respect to the temperature and a small absolute phase variation. Thereby, there is an advantage that a higher performance antenna can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a microwave phase shifter according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing an impedance locus of a variable capacitance element used in the microwave phase shifter according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram showing an example of phase and loss characteristics of the microwave phase shifter according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a diagram showing a configuration of another example of the microwave phase shifter according to the first embodiment of the present invention;
FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a microwave phase shifter according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing an impedance locus of a variable capacitance element used in a microwave phase shifter according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a microwave phase shifter according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a diagram showing an impedance locus of a variable capacitance element used in a microwave phase shifter according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing a configuration of a microwave phase shifter according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a diagram showing an impedance locus of a variable capacitance element used in a microwave phase shifter according to Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 11 is a diagram showing a configuration of a microwave phase shifter according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a diagram showing an example of the phase and loss characteristics of the microwave phase shifter according to the fifth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a diagram showing a configuration of a conventional microwave phase shifter.
FIG. 14 is a diagram showing an impedance locus of a variable capacitance element used in a conventional microwave phase shifter.
FIG. 15 is a diagram illustrating an example of phase and loss characteristics of a conventional microwave phase shifter.
[Explanation of symbols]
1 90 ° hybrid, 2 input terminal, 3 isolation terminal, 4 coupling terminal, 5 passing terminal, 6 variable capacitance element, 7 choke circuit, 8 DC power supply
9 Inductive element, 10 Resistance, 11 Capacitive element, 12 Transmission line, 13 Open-ended stub

Claims

Input terminal, coupling terminal, passing terminals and the isolation terminal and 90 ° hybrid coupled terminal and the ground and between passing terminals respectively between the ground varactor diode with, and connecting a variable capacitance element such as a FET, the variable capacitance element In a microwave phase shifter formed by applying an applied voltage in a predetermined range to
An inductive element is selected so that the impedance of the variable capacitance element moves on the real axis of the Smith chart when a center voltage in the applied voltage range is applied, and the inductive element is connected to the variable capacitance element in series. Connect and
When a center voltage in the applied voltage range is applied, a resistance value is selected so that the reflection coefficient with respect to the impedance of the variable capacitance element and the reflection coefficient with respect to voltages at both ends of the applied voltage range are substantially equal, and the resistance is connected to the coupling terminal. A microwave phase shifter characterized in that it is connected between the ground and the passing terminal and the ground.

Input terminal, coupling terminal, passing terminals and the isolation terminal and 90 ° hybrid coupled terminal and the ground and between passing terminals respectively between the ground varactor diode with, and connecting a variable capacitance element such as a FET, the variable capacitance element In a microwave phase shifter formed by applying an applied voltage in a predetermined range to
A capacitive element is selected so that the impedance of the variable capacitive element moves on the real axis of the Smith chart when a center voltage in the applied voltage range is applied, and the capacitive element is connected in series to the variable capacitive element, respectively. Connect and
When a center voltage in the applied voltage range is applied, a resistance value is selected so that the reflection coefficient with respect to the impedance of the variable capacitance element and the reflection coefficient with respect to voltages at both ends of the applied voltage range are substantially equal, and the resistance is connected to the coupling terminal. A microwave phase shifter characterized in that resistors are connected between the ground and the ground terminal and between the passing terminal and the ground.

Input terminal, coupling terminal, passing terminals and the isolation terminal and 90 ° hybrid coupled terminal and the ground and between passing terminals respectively between the ground varactor diode with, and connecting a variable capacitance element such as a FET, the variable capacitance element In a microwave phase shifter formed by applying an applied voltage in a predetermined range to
While selecting the inductive element so that the impedance of the variable capacitance element moves on the real axis of the Smith chart when the center voltage of the applied voltage range is applied,
When a center voltage in the applied voltage range is applied, the resistance value is selected so that the reflection coefficient for the impedance of the variable capacitance element is substantially equal to the reflection coefficient for the voltages at both ends of the applied voltage range,
A microwave comprising a resistor and a series circuit of a transmission line having a quarter wavelength at a desired frequency and an inductive element connected between the coupling terminal and the variable capacitance element, and between the passage terminal and the variable capacitance element, respectively. Phase shifter.

Input terminal, coupling terminal, passing terminals and the isolation terminal and 90 ° hybrid coupled terminal and the ground and between passing terminals respectively between the ground varactor diode with, and connecting a variable capacitance element such as a FET, the variable capacitance element In a microwave phase shifter formed by applying an applied voltage in a predetermined range to
While selecting the capacitive element so that the impedance of the variable capacitive element moves on the real axis of the Smith chart when the center voltage of the applied voltage range is applied,
When a center voltage in the applied voltage range is applied, the resistance value is selected so that the reflection coefficient for the impedance of the variable capacitance element is substantially equal to the reflection coefficient for the voltages at both ends of the applied voltage range,
A microwave comprising a resistor and a series circuit of a transmission line having a quarter wavelength at a desired frequency and a capacitive element connected between the coupling terminal and the variable capacitive element, and between the passing terminal and the variable capacitive element, respectively. Phase shifter.

The microwave phase shifter according to any one of claims 1 to 4, wherein an open-ended stub is connected to each of the input terminal and the isolation terminal of the 90 ° hybrid.