JP3806914B2

JP3806914B2 - Inverter device

Info

Publication number: JP3806914B2
Application number: JP17300597A
Authority: JP
Inventors: 英史上田; 清高藤
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 1997-06-13
Filing date: 1997-06-13
Publication date: 2006-08-09
Anticipated expiration: 2017-06-13
Also published as: JPH118977A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体スイッチング素子を使用したインバータ装置において、半導体スイッチング素子が破損した際における２次災害の発生を防止するためのインバータ装置のヒューズ溶断回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図４はインバータ装置における従来のヒューズ溶断回路の第１の構成例を示している。図４において１は直流電源、２はヒューズ、３は６個のＩＧＢＴトランジスタおよび還流ダイオードからなるインバータ部、４はパルストランスの１次側巻き線、５はＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ、６はＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ５を流れるドレイン電流検出用抵抗、８はモータ、９はインバータ部３のＩＧＢＴトランジスタのオン・オフ駆動回路部、１０はパルストランス２次側電圧整流用ダイオード、１１はパルストランス２次側電圧平滑用コンデンサ、１２はパルストランス２次側巻き線、１３はＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ５のドレイン電流過電流検出遮断機能を備えたオン・オフ駆動用及びパルストランス２次側電圧制御回路部、１４はＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ５の駆動用ゲート抵抗、１５及び１６はＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ５を流れるドレイン電流検出用のＲＣフィルタ用抵抗及びフィルタ用コンデンサ、１７はパルストランス２次側電圧（平滑用コンデンサ１１の端子間電圧）検出及び検出電圧伝送用回路部を示している。
インバータ部３の半導体スイッチング素子群が短絡破損した場合の短絡電流からインバータ装置の２次災害が発生するのをヒューズ２の溶断により防止し、また同様にＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ５が短絡破損した場合の短絡電流からインバータ装置の２次災害が発生するのもヒューズ２の溶断により防止している。
【０００３】
図５はインバータ装置における従来のヒューズ溶断回路の第２の構成例を示している。図５において１〜１７までの構成は図４の場合と同様である。さらにヒューズ１９を備えている点が図４の構成と異なる。この場合、インバータ部３の半導体スイッチング素子群が短絡破損した場合の短絡電流からインバータ装置の２次災害が発生するのをヒューズ２の溶断により防止し、ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ５が短絡破損した場合の短絡電流からインバータ装置の２次災害が発生するのをヒューズ１９の溶断により防止している。
【０００４】
図６は特公平７−８３５９０による従来のヒューズ溶断回路の第３の構成例を示している。図６において１０１は商用交流電源、１０２は電流ヒューズ、１０３は整流平滑回路、１０４は高周波トランス、１０５はスイッチングトランジスタ、１０６は過電流検出用抵抗、１０７は保護回路、１０８はベース駆動低電圧回路、１０９は２次側整流平滑回路、１１０、１１１は出力端子、１１２は短絡電流を示している。スイッチングトランジスタ１０５のベースと過電流検出用抵抗１０６の整流平滑回路１０３の負極に接続されている側との間にダイオードの直列接続体からなる保護回路１０７を並列に接続し、かつ該ダイオードの直列接続体のアノード側をスイッチングトランジスタ１０５のベースに接続している。ここでスイッチングトランジスタ１０５が短絡破損した場合、電流ヒューズ１０２が溶断するまでの間、短絡電流１１２を図６に示すように高周波トランス１０４、スイッチングトランジスタ１０５、ダイオードの直列接続体からなる保護回路１０７へと通すことにより、スイッチングトランジスタ１０５のベース電圧値をダイオードの直列接続体の順電圧合計値でクランプできるので、このスイッチングトランジスタ１０５のベースに接続されたベース駆動低電圧回路１０８を保護し、２次災害の発生を防止している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで前記従来の構成である図４においては、インバータ部３の半導体スイッチング素子群が短絡破損した場合においても、ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ５が短絡破損した場合においても、いずれもヒューズ２の溶断によりインバータ装置の２次災害の発生を防止している。しかしながらインバータ部３の半導体スイッチング素子群が短絡破損した場合の短絡電流に対し、ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ５が短絡破損した場合は、パルストランスの１次側巻き線４の巻き線抵抗およびＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ５を流れるドレイン電流検出用抵抗６によりその短絡電流値が押さえられるために、ヒューズ２の溶断が遅くなるという問題があり、またドレイン電流検出用抵抗６の端子間電圧が大きくなるので該抵抗の焼損、あるいは該抵抗に接続されているＲＣフィルタ用抵抗１５、及びフィルタ用コンデンサ１６の焼損等の問題もある。ヒューズ２の溶断時間を短くしようとすればヒューズの電流定格値を小さくすればよいが、そうすればインバータ装置の負荷を大きくできないという問題がでてくる。
【０００６】
この問題点を解決したのが図５の構成例であるが、これはインバータ部３の半導体スイッチング素子群が短絡破損した場合の保護としてはヒューズ２を、ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ５が短絡破損した場合の保護としてはヒューズ１９をそれぞれに設け、さらにヒューズ１９の定格電流値を小さくすることで図４の構成例における問題点を解決している。しかしながら、この図５の構成では容量が大きく異なる２個のヒューズを使用するため、コストが高くなるという問題がある。また図６に示す前記従来の構成例におけるダイオードの直列接続体からなる保護回路１０７は、オン駆動に高い電圧値を必要とするＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタでは適用できないという問題がある。
【０００７】
そこで本発明は、上記従来の問題を解決するものであり、インバータ装置におけるインバータ部の半導体スイッチング素子群が短絡破損した場合及びＤＣ／ＤＣコンバータ部の半導体スイッチング素子が短絡破損した場合のいずれにおいても速やかなヒューズ溶断によるインバータ装置の２次災害の防止を可能とし、かつそれを安価な構成にて、しかもＤＣ／ＤＣコンバータ部の半導体スイッチング素子を選ばない構成にて実現するインバータ装置のヒューズ溶断回路を提供することを目的とするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するため本発明は、直流電源と、半導体スイッチング素子群からなるインバータ部と、前記インバータ部の負荷容量に合わせて選定されたヒューズと、前記直流電源と前記ヒューズとは直列に接続され、前記インバータ部は前記直流電源と前記ヒューズとの直列接続体に並列に接続され、前記直流電源と前記ヒューズとの直列接続体の正極側に１次側巻き線の一端を接続したパルストランスと、前記パルストランスの１次側巻き線の他端に出力端子を接続された半導体スイッチング素子と、前記直流電源とヒューズとの直列接続体の負極側と該半導体スイッチング素子の残るもう一方の出力端子との間に接続された抵抗素子を備えたＤＣ／ＤＣコンバータ部とからなるインバータ装置において、前記抵抗素子と前記半導体スイッチング素子との接続点にアノード側を接続し前記直流電源と前記ヒューズとの直列接続体の負極側にカソード側を接続した１つ以上のダイオードの直列接続体を備え、前記ダイオードの直列接続体は前記半導体スイッチング素子の短絡破損時には短絡破損して短絡電流を増加させることを特徴としている。
また１つ以上のダイオードの前記直列接続体を定電圧ダイオードに置き換え、かつ前記定電圧ダイオードのカソード側を前記抵抗素子と前記半導体スイッチング素子との接続点に接続し、前記定電圧ダイオードのアノード側を前記直流電源と前記ヒューズとの直列接続体の負極側に接続したことを特徴としている。
【０００９】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の実施例の構成を図１に示す。
図１において１は直流電源、２はヒューズ、３は６個のＩＧＢＴトランジスタおよび還流ダイオードからなるインバータ部、４はパルストランスの１次側巻き線、５はＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ、６はＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ５を流れるドレイン電流検出用抵抗、７ａ及び７ｂはダイオード、８はモータ、９はインバータ部３のＩＧＢＴトランジスタのオン・オフ駆動回路部、１０はパルストランス２次側電圧整流用ダイオード、１１はパルストランス２次側電圧平滑用コンデンサ、１２はパルストランス２次側巻き線、１３はＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ５のドレイン電流過電流検出遮断機能を備えたオン・オフ駆動用及びパルストランス２次側電圧制御回路部、１４はＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ５の駆動用ゲート抵抗、１５及び１６はＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ５を流れるドレイン電流検出用のＲＣフィルタ用抵抗及びフィルタ用コンデンサ、１７はパルストランス２次側電圧（平滑用コンデンサ１１の端子間電圧）検出及び検出電圧伝送用回路部を示している。
【００１０】
図２は、図１におけるＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ５のドレイン電流過電流検出遮断機能を備えたオン・オフ駆動用及びパルストランス２次側電圧制御回路部１３とパルストランス２次側電圧（平滑用コンデンサ１１の端子間電圧）検出及び検出電圧伝送用回路部１７を具体的に示したものである。
ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、パルストランス２次側電圧（平滑用コンデンサ１１の端子間電圧）検出及び検出電圧伝送用回路部１７中の抵抗７２の端子間電圧と、ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ５のドレイン電流過電流検出遮断機能を備えたオン・オフ駆動用及びパルストランス２次側電圧制御回路部１３中の電圧制御用基準電圧３２とが一致するように、ＭＯＳ−ＦＥＴ５のオン時間幅を制御している。またドレイン電流を抵抗１５とコンデンサ１６とのＲＣフィルタを通した上での抵抗６の端子間電圧から検出しており、この検出電圧値（検出ドレイン電流値）が過電流検出用基準電圧３８を越えた際には、コンパレータ３７、ＲＳフリップ・フロップ３６、ＮＯＲゲート３９を介して瞬時にＭＯＳ−ＦＥＴ５をオフさせ、かつＭＯＳ−ＦＥＴ５のオン・オフ発振周波数（コンパレータ３５の比較用入力端子に三角波電圧を入力して作り出している）の１周期時間経過後は前記遮断動作をコンパレータ３５、ＲＳフリップ・フロップ３６、ＮＯＲゲート３９により解除することでドレイン電流を過電流検出レベル以内に押さえながら、なおかつ２次側電圧の制御を行っている。
【００１１】
ヒューズ２の定格電流値はインバータ負荷容量に合わせて選定されている。まずインバータ部３において短絡破損が発生した際は、この短絡電流を制限する抵抗分がほとんど存在しないため、従って大きな短絡電流がヒューズ２を流れるので瞬時にヒューズを溶断できる。
またコンバータ部のＭＯＳ−ＦＥＴ５が短絡破損した際は、短絡初期においては短絡電流の大部分はダイオード７ａ，７ｂとを通り（抵抗６にはダイオード７ａ，７ｂとの順電圧合計値を抵抗６の抵抗値で割った電流値のみ流れる）、ダイオード７ａ，７ｂとが短絡モードにより破損した後は短絡電流はすべてダイオード７ａ，７ｂとを流れるので、この短絡電流を制限するのはパルストランスの１次側巻き線４の巻き線抵抗のみとなる。このパルストランスの１次側巻き線４の巻き線抵抗値は小さな値なので従って大きな短絡電流がヒューズ２を流れ、瞬時にヒューズを溶断できる。
【００１２】
本発明の第２の実施例の構成を図３に示す。図３においては図１の構成例に対し図１中のダイオード７ａ，７ｂのみを定電圧ダイオード１８に置き換え、その他の構成は同様にしたものである。この場合コンバータ部のＭＯＳ−ＦＥＴ５が短絡破損した際は、短絡初期においては短絡電流の大部分は定電圧ダイオード１８を通り（抵抗６には定電圧ダイオード１８の定電圧値を抵抗６の抵抗値で割った電流値のみ流れる）、定電圧ダイオード１８が短絡モードにより破損した後は短絡電流はすべて定電圧ダイオード１８を流れるので、この短絡電流を制限するのはパルストランスの１次側巻き線４の巻き線抵抗のみとなる。このパルストランスの１次側巻き線４の巻き線抵抗値は小さな値なので従って大きな短絡電流がヒューズ２を流れ、瞬時にヒューズを溶断できる。
【００１３】
請求項１記載の構成において、直流電源に直列に接続されたヒューズの定格電流値はインバータ装置の出力端子に接続された負荷容量にあわせて選定されている。従って該直流電源と該ヒューズとの直列接続体に並列に接続された半導体スイッチング素子群からなるインバータ部において該半導体スイッチング素子群の短絡破損が発生した場合、この短絡電流を制限する抵抗分はほとんど存在せず、その短絡電流は該ヒューズを溶断するに足る十分な電流を確保できるので、速やかなヒューズ溶断によりインバータ装置の２次災害の発生を防止できる。
【００１４】
またＤＣ／ＤＣコンバータ部においてパルストランスの１次側巻き線に接続された半導体スイッチング素子が短絡破損した場合には、短絡電流は該パルストランスの１次側巻き線、短絡破損した半導体スイッチング素子、該直流電源とヒューズとの直列接続体の負極側にカソード側を接続した１つ以上のダイオードの直列接続体へと順に流れることになる。したがって該直流電源とヒューズとの直列接続体の負極側と該半導体スイッチング素子の出力端子との間に接続された抵抗素子の端子間電圧値は、該ダイオードの直列接続体の順電圧合計値でクランプされることになる。この状態がしばらく持続（極めて短時間である）した後、該ダイオードの直列接続体は前記持続期間中の（短絡電流×順電圧合計値）による発生損失で、短絡モードにより破損する。この該ダイオードの直列接続体の短絡モードによる破損後は、該抵抗素子の端子間電圧は零にクランプされるので、そのまま短絡電流が流れても該抵抗の焼損、あるいは該抵抗に接続されている他の抵抗や、あるいはコンデンサの焼損等も発生しない。同様に短絡破損した該ダイオードの直列接続体の端子間電圧も零となるので該ダイオードの直列接続体での発生損失はなくなり、従ってその後の短絡電流（ヒューズが溶断動作を開始しているので短絡電流は急激に減少している）による該ダイオードの直列接続体での焼損等も発生しない。ここで該ダイオードの直列接続体の破損前及び破損後いずれの場合においても、その短絡電流を制限するものは該パルストランスの１次側巻き線抵抗のみであり、この抵抗値は一般的に小さな値なので該ヒューズを溶断するに足る十分な短絡電流を確保でき、従って速やかなヒューズ溶断によりインバータ装置の２次災害の発生を防止できる。
【００１５】
ここで１つ以上のダイオードの直列接続体を使用するのは、ＤＣ／ＤＣコンバータ部の通常動作時における該直流電源と該ヒューズとの直列接続体の負極側と該半導体スイッチング素子の出力端子との間に接続された抵抗素子において、該半導体スイッチング素子を流れる電流により発生する該抵抗素子の端子間電圧値に対し、該ダイオードの順電圧値が低ければ前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部の通常動作に対し干渉してしまうので、従ってこの干渉を防止するため該ダイオードを直列接続体としてその順電圧合計値（以下ダイオードのクランプ電圧とする）が必ず前記該抵抗の端子間電圧値よりも大きくなるように設定するためである。
また請求項２記載の構成においては、該ダイオードの直列接続体を定電圧ダイオードに置き換え、かつ定電圧ダイオードのカソード側を該抵抗素子と該半導体スイッチング素子との接続点に接続し、定電圧ダイオードのアノード側を該直流電源とヒューズとの直列接続体の負極側に接続している。この定電圧ダイオードの定電圧値が、請求項１記載の構成におけるダイオードのクランプ電圧に相当する。
【００１６】
請求項２記載の構成の場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ部においてパルストランスの１次側巻き線に接続された半導体スイッチング素子が短絡破損した場合には、短絡電流は該パルストランスの１次側巻き線、短絡破損した半導体スイッチング素子、定電圧ダイオードへと順に流れることになる。したがって該直流電源とヒューズとの直列接続体の負極側と該半導体スイッチング素子の出力端子との間に接続された抵抗素子の端子間電圧値は、該定電圧ダイオードの定電圧値でクランプされることになる。この状態がしばらく持続（極めて短時間である）した後、該定電圧ダイオードは前記持続期間中の（短絡電流×定電圧値）による発生損失で短絡モードにより破損する。この該定電圧ダイオードの短絡モードによる破損後は、該抵抗素子の端子間電圧は零にクランプされるので、そのまま短絡電流が流れても該抵抗の焼損、あるいは該抵抗に接続されている他の抵抗や、あるいはコンデンサの焼損等も発生しない。同様に短絡破損した該定電圧ダイオードの端子間電圧も零となるので該定電圧ダイオードでの発生損失はなくなり、従ってその後の短絡電流（ヒューズが溶断動作を開始しているので短絡電流は急激に減少している）による該ダイオードの直列接続体での焼損等も発生しない。ここで該ダイオードの直列接続体の破損前及び破損後いずれの場合においても、その短絡電流を制限するものは該パルストランスの１次側巻き線抵抗のみであり、この抵抗値は一般的に小さな値なので該ヒューズを溶断するに足る十分な短絡電流を確保でき、従って速やかなヒューズ溶断によりインバータ装置の２次災害の発生を防止できる。
【００１７】
【発明の効果】
以上述べたように本発明によれば、インバータ装置におけるインバータ部の半導体スイッチング素子群が短絡破損した場合及びＤＣ／ＤＣコンバータ部の半導体スイッチング素子が短絡破損した場合のいずれにおいても速やかなヒューズ溶断によりインバータ装置の２次災害の防止を可能とし、かつそれを１個のヒューズ構成による低コストで実現できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例におけるインバータ装置のヒューズ溶断回路の構成図
【図２】本発明の第１の実施例における部分詳細構成図
【図３】本発明の第２の実施例におけるインバータ装置のヒューズ溶断回路の構成図
【図４】従来例におけるインバータ装置のヒューズ溶断回路の第１の構成図
【図５】従来例におけるインバータ装置のヒューズ溶断回路の第２の構成図
【図６】従来例におけるインバータ装置のヒューズ溶断回路の第３の構成図
【符号の説明】
１直流電源
２ヒューズ
３６個のＩＧＢＴトランジスタおよび還流ダイオードからなるインバータ部
４パルストランスの１次側巻き線
５ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ
６ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ５を流れるドレイン電流検出用抵抗
７ａ、７ｂダイオード
８モータ
９インバータ部３のＩＧＢＴトランジスタのオン・オフ駆動回路部
１０パルストランス２次側電圧整流用ダイオード
１１パルストランス２次側電圧平滑用コンデンサ
１２パルストランス２次側巻き線
１３ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ５のドレイン電流過電流検出遮断機能を備えたオン・オフ駆動用及びパルストランス２次側電圧制御回路部
１４ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ５の駆動用ゲート抵抗
１５ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ５を流れるドレイン電流検出用のＲＣフィルタ用抵抗
１６ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ５を流れるドレイン電流検出用のＲＣフィルタ用コンデンサ
１７パルストランス２次側電圧（平滑用コンデンサ１１の端子間電圧）検出及び検出電圧伝送用回路部
１８定電圧ダイオード
１９ヒューズ
３１抵抗
３２電圧制御用基準電圧
３３オペアンプ
３４ａＭＯＳ−ＦＥＴ５のゲート駆動用上段側トランジスタ
３４ｂＭＯＳ−ＦＥＴ５のゲート駆動用下段側トランジスタ
３５コンパレータ
３６ＲＳフリップ・フロップ
３７コンパレータ
３８過電流検出用基準電圧
３９ＮＯＲゲート
７１、７２抵抗
１０１商用交流電源
１０２電流ヒューズ
１０３整流平滑回路
１０４高周波トランス
１０４ａ高周波トランスの１次側巻き線
１０４ｂ高周波トランスの２次側巻き線
１０５スイッチングトランジスタ
１０６過電流検出用抵抗
１０７保護回路
１０８ベース駆動低電圧回路
１０９２次側整流平滑回路
１１０、１１１出力端子
１１２短絡電流[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a fuse blow circuit of an inverter device for preventing occurrence of a secondary disaster when the semiconductor switching device is damaged in an inverter device using the semiconductor switching element.
[0002]
[Prior art]
FIG. 4 shows a first configuration example of a conventional fuse fusing circuit in an inverter device. In FIG. 4, 1 is a DC power supply, 2 is a fuse, 3 is an inverter unit composed of 6 IGBT transistors and freewheeling diodes, 4 is a primary winding of a pulse transformer, 5 is an N-channel MOS-FET, and 6 is an N-channel Resistance for detecting drain current flowing through the MOS-FET 5, 8 is a motor, 9 is an on / off drive circuit unit for an IGBT transistor of the inverter unit 3, 10 is a pulse transformer secondary side voltage rectifier diode, and 11 is a pulse transformer secondary side Voltage smoothing capacitor, 12 is a pulse transformer secondary winding, 13 is an on / off drive and drain transformer secondary voltage control circuit section having a drain current overcurrent detection cutoff function of the N-channel MOS-FET 5, 14 Is the gate resistance for driving the N-channel MOS-FET 5, and 15 and 16 are the N-channel MOS-FET 5. The drain current detection RC filter resistor and capacitor filter that is, 17 denotes a pulse transformer secondary voltage (terminal voltage of the smoothing capacitor 11) detection and a detection voltage transmission circuit section.
When the semiconductor switching element group of the inverter section 3 is short-circuited and damaged, the secondary disaster of the inverter device is prevented from being blown by the fuse 2 and the N-channel MOS-FET 5 is similarly short-circuited and damaged. The secondary disaster of the inverter device due to the short-circuit current is also prevented by blowing the fuse 2.
[0003]
FIG. 5 shows a second configuration example of a conventional fuse fusing circuit in an inverter device. In FIG. 5, the configurations from 1 to 17 are the same as those in FIG. Furthermore, the point provided with the fuse 19 differs from the structure of FIG. In this case, the secondary disaster of the inverter device is prevented by the blowout of the fuse 2 from the short-circuit current when the semiconductor switching element group of the inverter unit 3 is short-circuit damaged, and the N-channel MOS-FET 5 is short-circuit damaged. The secondary disaster of the inverter device due to the short-circuit current is prevented by blowing the fuse 19.
[0004]
FIG. 6 shows a third configuration example of a conventional fuse blowing circuit according to Japanese Patent Publication No. 7-83590. In FIG. 6, 101 is a commercial AC power source, 102 is a current fuse, 103 is a rectifying and smoothing circuit, 104 is a high-frequency transformer, 105 is a switching transistor, 106 is a resistor for overcurrent detection, 107 is a protection circuit, and 108 is a base drive low voltage circuit. , 109 are secondary side rectifying and smoothing circuits, 110 and 111 are output terminals, and 112 is a short-circuit current. Between the base of the switching transistor 105 and the side of the overcurrent detection resistor 106 connected to the negative electrode of the rectifying / smoothing circuit 103, a protection circuit 107 made of a series connection of diodes is connected in parallel, and the diodes are connected in series. The anode side of the connection body is connected to the base of the switching transistor 105. Here, when the switching transistor 105 is short-circuited and broken, the short-circuit current 112 is supplied to the protection circuit 107 including the high-frequency transformer 104, the switching transistor 105, and the diode in series until the current fuse 102 is blown as shown in FIG. Since the base voltage value of the switching transistor 105 can be clamped by the total forward voltage of the diode series connection body, the base drive low voltage circuit 108 connected to the base of the switching transistor 105 is protected, and the secondary voltage The occurrence of disasters is prevented.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in FIG. 4 which is the conventional configuration, both the case where the semiconductor switching element group of the inverter section 3 is short-circuit damaged and the case where the N-channel MOS-FET 5 is short-circuit damaged are both inverted by the fuse 2 being blown. This prevents the occurrence of secondary disasters. However, when the N-channel MOS-FET 5 is short-circuit damaged with respect to the short-circuit current when the semiconductor switching element group of the inverter unit 3 is short-circuit damaged, the winding resistance of the primary winding 4 of the pulse transformer and the N-channel MOS- Since the short-circuit current value is suppressed by the drain current detection resistor 6 flowing through the FET 5, there is a problem that the fuse 2 is blown out slowly, and the voltage across the drain current detection resistor 6 is increased. There are also problems such as burning or burning of the RC filter resistor 15 and the filter capacitor 16 connected to the resistor. If the fusing time of the fuse 2 is to be shortened, the current rating value of the fuse may be reduced, but if this is done, there will be a problem that the load of the inverter device cannot be increased.
[0006]
The configuration example of FIG. 5 solves this problem. This is a protection when the semiconductor switching element group of the inverter section 3 is short-circuit damaged, and when the N-channel MOS-FET 5 is short-circuit damaged. In order to protect the above, the fuse 19 is provided for each, and the rated current value of the fuse 19 is reduced to solve the problem in the configuration example of FIG. However, in the configuration shown in FIG. 5, two fuses having greatly different capacities are used, so that there is a problem that the cost increases. 6 has a problem that it cannot be applied to a MOS-FET transistor that requires a high voltage value for on-driving in the conventional configuration example shown in FIG.
[0007]
Therefore, the present invention solves the above-described conventional problems, and in any case where the semiconductor switching element group of the inverter unit in the inverter device is short-circuit damaged and when the semiconductor switching element of the DC / DC converter unit is short-circuit damaged. A fuse blowout circuit for an inverter device that can prevent secondary disasters of the inverter device due to prompt fuse blowing, and that can be realized with an inexpensive configuration and a configuration that does not select the semiconductor switching element of the DC / DC converter section. Is intended to provide.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the present invention provides a DC power supply, an inverter unit composed of a semiconductor switching element group, a fuse selected in accordance with a load capacity of the inverter unit, and the DC power source and the fuse connected in series. The inverter unit is connected in parallel to a series connection body of the DC power source and the fuse, and a pulse transformer in which one end of a primary winding is connected to a positive side of the series connection body of the DC power source and the fuse. A semiconductor switching element having an output terminal connected to the other end of the primary winding of the pulse transformer, a negative side of the series connection body of the DC power source and the fuse, and the other output remaining in the semiconductor switching element In the inverter device including a DC / DC converter section including a resistance element connected between the terminals, the resistance element and the semiconductor switch Comprises a series connection of one or more diodes connected to the cathode side to the anode side of the series connection of the connecting the anode side to a connection point of the quenching device the DC power supply and the fuse, series connection of the diode Is characterized in that when the semiconductor switching element is short-circuited, the short-circuit is broken and the short-circuit current is increased .
The series connection body of one or more diodes is replaced with a constant voltage diode, and the cathode side of the constant voltage diode is connected to a connection point between the resistance element and the semiconductor switching element, and the anode side of the constant voltage diode Is connected to the negative electrode side of the series connection body of the DC power supply and the fuse.
[0009]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The structure of the first embodiment of the present invention is shown in FIG.
In FIG. 1, 1 is a DC power source, 2 is a fuse, 3 is an inverter unit composed of 6 IGBT transistors and a freewheeling diode, 4 is a primary winding of a pulse transformer, 5 is an N-channel MOS-FET, and 6 is an N-channel Resistance for detecting drain current flowing through the MOS-FET 5, 7 a and 7 b are diodes, 8 is a motor, 9 is an on / off drive circuit unit for the IGBT transistor of the inverter unit 3, 10 is a diode for voltage rectification on the secondary side of the pulse transformer, 11 Is a secondary transformer for voltage smoothing on the secondary side of the pulse transformer, 12 is a secondary winding of the pulse transformer, 13 is an on / off drive and drain transformer secondary side having a drain current overcurrent detection cutoff function of the N-channel MOS-FET 5 The voltage control circuit section, 14 is a gate resistance for driving the N-channel MOS-FET 5, and 15 and 16 are N RC filter resistor and filter capacitor for detecting drain current flowing through the channel MOS-FET 5, and 17 is a circuit part for detecting and detecting a pulse transformer secondary voltage (voltage between terminals of the smoothing capacitor 11). .
[0010]
2 shows an ON / OFF driving / pulse transformer secondary side voltage control circuit unit 13 having a drain current overcurrent detection cutoff function of the N-channel MOS-FET 5 in FIG. 1 and a pulse transformer secondary side voltage (smoothing capacitor). 11 specifically shows a detection and detection voltage transmission circuit unit 17.
The DC / DC converter unit detects the pulse transformer secondary side voltage (voltage between terminals of the smoothing capacitor 11) and detects the voltage across the resistor 72 in the detection voltage transmission circuit unit 17, and the drain current of the N-channel MOS-FET 5. The on-time width of the MOS-FET 5 is controlled so that the reference voltage 32 for the on / off drive having the overcurrent detection cutoff function and the voltage control in the pulse transformer secondary side voltage control circuit unit 13 coincides. Yes. Also, the drain current is detected from the voltage across the resistor 6 after passing through the RC filter of the resistor 15 and the capacitor 16, and this detected voltage value (detected drain current value) is used as the overcurrent detection reference voltage 38. When exceeded, the MOS-FET 5 is instantaneously turned off via the comparator 37, the RS flip-flop 36, and the NOR gate 39, and the on-off oscillation frequency of the MOS-FET 5 (a triangular wave is input to the comparison input terminal of the comparator 35). After the lapse of one cycle time (which is generated by inputting a voltage), the shut-off operation is canceled by the comparator 35, the RS flip-flop 36, and the NOR gate 39, while the drain current is kept within the overcurrent detection level, and The secondary side voltage is controlled.
[0011]
The rated current value of the fuse 2 is selected according to the inverter load capacity. First, when a short circuit breakage occurs in the inverter unit 3, since there is almost no resistance component that limits this short circuit current, a large short circuit current flows through the fuse 2, so that the fuse can be blown instantly.
When the MOS-FET 5 in the converter is short-circuited, most of the short-circuit current passes through the diodes 7a and 7b in the initial stage of the short-circuit (the resistor 6 has the total forward voltage value of the diodes 7a and 7b as the resistance 6). Only the current value divided by the resistance value flows), and after the diodes 7a and 7b are damaged in the short-circuit mode, all short-circuit currents flow through the diodes 7a and 7b. Therefore, the short-circuit current is limited by the primary of the pulse transformer. Only the winding resistance of the side winding 4 is obtained. Since the winding resistance value of the primary winding 4 of this pulse transformer is small, a large short-circuit current flows through the fuse 2 and the fuse can be blown instantaneously.
[0012]
The configuration of the second embodiment of the present invention is shown in FIG. In FIG. 3, only the diodes 7a and 7b in FIG. 1 are replaced with the constant voltage diode 18 in the configuration example of FIG. 1, and the other configurations are the same. In this case, when the MOS-FET 5 in the converter is short-circuited, most of the short-circuit current passes through the constant voltage diode 18 at the initial stage of the short circuit (the resistor 6 has the constant voltage value of the constant voltage diode 18 as the resistance value of the resistor 6). After the constant voltage diode 18 is damaged in the short-circuit mode, all the short-circuit current flows through the constant-voltage diode 18, and this short-circuit current is limited by the primary winding 4 of the pulse transformer. Only winding resistance. Since the winding resistance value of the primary winding 4 of this pulse transformer is small, a large short-circuit current flows through the fuse 2 and the fuse can be blown instantaneously.
[0013]
In the configuration according to claim 1, the rated current value of the fuse connected in series with the DC power source is selected according to the load capacity connected to the output terminal of the inverter device. Therefore, when the short circuit breakage of the semiconductor switching element group occurs in the inverter unit composed of the semiconductor switching element group connected in parallel to the series connection body of the DC power source and the fuse, the resistance component that limits the short circuit current is hardly The short-circuit current does not exist, and a sufficient current for blowing the fuse can be secured, so that the secondary disaster of the inverter device can be prevented by promptly blowing the fuse.
[0014]
Further, when the semiconductor switching element connected to the primary winding of the pulse transformer in the DC / DC converter section is short-circuit damaged, the short-circuit current is the primary winding of the pulse transformer, the short-circuit damaged semiconductor switching element, The current flows in sequence to a series connection body of one or more diodes having the cathode side connected to the negative electrode side of the series connection body of the DC power source and the fuse. Therefore, the voltage value between the terminals of the resistance element connected between the negative side of the series connection body of the DC power supply and the fuse and the output terminal of the semiconductor switching element is the total forward voltage value of the series connection body of the diode. It will be clamped. After this state lasts for a while (extremely short time), the series connection body of diodes is generated by the short-circuit current × forward voltage total value during the above-mentioned duration, and is damaged by the short-circuit mode. After the damage due to the short-circuit mode of the series connection body of the diode, the voltage across the resistance element is clamped to zero, so that even if a short-circuit current flows as it is, the resistance is burned out or connected to the resistance. No other resistance or capacitor burnout occurs. Similarly, since the voltage between the terminals of the series connection body of the diode that has been short-circuited becomes zero, the generated loss in the series connection body of the diode is eliminated, so that the subsequent short-circuit current (the short-circuit because the fuse has started to blow) There is no burning or the like in the series connection of the diodes due to the rapid decrease in current. Here, in both cases before and after the series connection body of the diode is damaged, only the primary winding resistance of the pulse transformer limits the short-circuit current, and this resistance value is generally small. Because of this value, a sufficient short-circuit current sufficient to blow the fuse can be secured. Therefore, the secondary disaster of the inverter device can be prevented by promptly blowing the fuse.
[0015]
Here, the series connection body of one or more diodes is used because the negative side of the series connection body of the DC power source and the fuse during the normal operation of the DC / DC converter section, the output terminal of the semiconductor switching element, If the forward voltage value of the diode is lower than the voltage value between the terminals of the resistance element generated by the current flowing through the semiconductor switching element, the DC / DC converter unit operates normally. Therefore, in order to prevent this interference, the forward voltage total value (hereinafter referred to as the diode clamp voltage) is always larger than the voltage value across the resistor in order to prevent the interference. It is for setting to.
According to a second aspect of the present invention, the series connection body of the diodes is replaced with a constant voltage diode, and the cathode side of the constant voltage diode is connected to a connection point between the resistance element and the semiconductor switching element. Is connected to the negative side of the series connection body of the DC power source and the fuse. The constant voltage value of the constant voltage diode corresponds to the diode clamp voltage in the configuration of claim 1.
[0016]
When the semiconductor switching element connected to the primary winding of the pulse transformer in the DC / DC converter section is short-circuit damaged, the short-circuit current is the primary winding of the pulse transformer. Then, the semiconductor switching element and the constant voltage diode that are damaged due to short circuit flow in that order. Therefore, the voltage value between the terminals of the resistance element connected between the negative side of the series connection body of the DC power supply and the fuse and the output terminal of the semiconductor switching element is clamped by the constant voltage value of the constant voltage diode. It will be. After this state lasts for a while (for a very short time), the constant voltage diode is damaged by the short circuit mode due to a loss caused by (short circuit current × constant voltage value) during the duration. After the damage of the constant voltage diode due to the short-circuit mode, the voltage between the terminals of the resistance element is clamped to zero, so that even if a short-circuit current flows as it is, the resistance burns out or other resistance connected to the resistance Neither resistance nor capacitor burnout occurs. Similarly, the voltage across the terminals of the constant voltage diode that has been short-circuited is also zero, so that the loss generated in the constant voltage diode is eliminated. Therefore, the subsequent short-circuit current (the short-circuit current suddenly increases because the fuse has started to blow). No burnout or the like occurs in the series connection of the diodes. Here, in both cases before and after the series connection body of the diode is damaged, only the primary winding resistance of the pulse transformer limits the short-circuit current, and this resistance value is generally small. Because of this value, a sufficient short-circuit current sufficient to blow the fuse can be secured. Therefore, the secondary disaster of the inverter device can be prevented by promptly blowing the fuse.
[0017]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, when the semiconductor switching element group of the inverter unit in the inverter device is short-circuit damaged or when the semiconductor switching element of the DC / DC converter unit is short-circuit damaged, the fuse is quickly blown. The secondary disaster of the inverter device can be prevented, and it can be realized at a low cost by a single fuse configuration.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a fuse fusing circuit of an inverter device according to a first embodiment of the present invention. FIG. 2 is a partial detailed configuration diagram according to a first embodiment of the present invention. FIG. 4 is a block diagram of a fuse blow circuit of an inverter device in a conventional example. FIG. 5 is a block diagram of a fuse blow circuit of an inverter device in a conventional example. FIG. 6 is a third block diagram of a fuse fusing circuit of an inverter device in a conventional example.
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 DC power supply 2 Fuse 3 Inverter part which consists of six IGBT transistors and freewheeling diode 4 Primary side winding 5 of pulse transformer N channel MOS-FET
6 Drain current detection resistors 7a and 7b flowing through the N-channel MOS-FET 5 Diode 8 Motor 9 ON / OFF drive circuit unit 10 of the IGBT transistor of the inverter unit 3 Pulse transformer secondary side voltage rectifying diode 11 Pulse transformer secondary side voltage Smoothing capacitor 12 Pulse transformer secondary side winding 13 N-channel MOS-FET 5 drain current overcurrent detection and cutoff function and pulse transformer secondary side voltage control circuit section 14 N channel MOS-FET 5 Driving gate resistor 15 RC filter resistor 16 for detecting drain current flowing through the N channel MOS-FET 5 RC filter capacitor 17 for detecting drain current flowing through the N channel MOS-FET 5 Pulse transformer secondary voltage (smoothing capacitor 11 Terminal voltage) Output and detection voltage transmission circuit 18 Constant voltage diode 19 Fuse 31 Resistor 32 Voltage control reference voltage 33 Operational amplifier 34a MOS-FET 5 gate drive upper transistor 34b MOS-FET 5 gate drive lower transistor 35 Comparator 36 RS Flip-flop 37 Comparator 38 Overcurrent detection reference voltage 39 NOR gate 71, 72 Resistor 101 Commercial AC power supply 102 Current fuse 103 Rectification smoothing circuit 104 High frequency transformer 104a High frequency transformer primary winding 104b High frequency transformer secondary winding Line 105 Switching transistor 106 Overcurrent detection resistor 107 Protection circuit 108 Base drive low voltage circuit 109 Secondary side rectification smoothing circuit 110, 111 Output terminal 112 Short circuit current

Claims

A DC power supply, an inverter unit composed of a semiconductor switching element group, a fuse selected in accordance with a load capacity of the inverter unit, the DC power source and the fuse are connected in series, and the inverter unit is connected to the DC power source A pulse transformer connected in parallel to the series connection body with the fuse and having one end of a primary winding connected to the positive side of the series connection body with the DC power supply and the fuse; and a primary side winding of the pulse transformer A semiconductor switching element having an output terminal connected to the other end of the wire, and a resistor connected between the negative side of the series connection body of the DC power source and the fuse and the other output terminal of the semiconductor switching element In an inverter device composed of a DC / DC converter unit provided with an element,
A series connection body of one or more diodes, wherein an anode side is connected to a connection point between the resistance element and the semiconductor switching element, and a cathode side is connected to a negative electrode side of the series connection body of the DC power source and the fuse ; The inverter device characterized in that the series connection body of the diodes is short-circuit damaged when the semiconductor switching element is short-circuited and the voltage between the terminals of the resistance element is made zero.

The series connection body of one or more diodes is replaced with a constant voltage diode, the cathode side of the constant voltage diode is connected to the connection point between the resistance element and the semiconductor switching element, and the anode side of the constant voltage diode is connected The inverter device according to claim 1, wherein the inverter device is connected to a negative electrode side of a series connection body of the DC power supply and the fuse.