JP3804128B2

JP3804128B2 - Densitometer

Info

Publication number: JP3804128B2
Application number: JP30019796A
Authority: JP
Inventors: 照彦矢上
Original assignee: Toshiba Corp; Tokyo Keiki Inc
Current assignee: Toshiba Corp; Tokyo Keiki Inc
Priority date: 1996-11-12
Filing date: 1996-11-12
Publication date: 2006-08-02
Anticipated expiration: 2016-11-12
Also published as: JPH10142167A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マイクロ波を用いて被測定流体の濃度を測定する濃度計に関し、特にその精度向上をはかることのできる濃度計に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の濃度計としては、図９に示されたものがある。この濃度計は、配管を流れる被測定流体にマイクロ波を入射し、被測定物質を伝搬してきた受信波の位相遅れを測定し、さらには、基準位相遅れ（同一配管に例えば水を流したときの位相遅れ）との差から被測定物質の濃度を測定するものである。
【０００３】
具体的な装置構成としては、検出用の配管１０に、互いに対向するようにして、送信アンテナ１２と受信アンテナ１４が取り付けられている。高周波発振器６０から出力される例えば１．６ＧＨｚのマイクロ波信号が送信アンテナ１２に送られて、送信アンテナ１２から発射されたマイクロ波が配管１０内の被測定流体の中を伝搬し、受信アンテナ１４で受信される。受信アンテナ１４からの受信信号はアンプ６１を通った後ミキサ６２に送られ、同時に、高周波発振器６０からのマイクロ波信号は、別のミキサ６４に送られて、両ミキサ６２、６４において、１．６ＧＨｚ−６０ＭＨｚの周波数を持つマイクロ波信号を発振する高周波発振器６６からの出力と混合され、それぞれバンドパスフィルタ６８、７０を通ってそのビート信号が抽出され、アンプ７２、７４、リミッタ７６、７８等を介して直交同期検波器８０に送られる。直交同期検波器８０で２つの入力の位相差Δθの正弦成分sinΔθと余弦成分cosΔθが出力され、それぞれＡ／Ｄ変換器８２、８４で、Ａ／Ｄ変換されて位相差演算回路８６にて、
【０００４】
【数１】
Δθ＝tan^-1（sinθ／cosθ）
が演算されて、位相差、即ち、被測定流体を伝搬したマイクロ波の位相遅れが求められる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
かかる従来の濃度計では、特に、直交同期検波器８０において電圧オフセット誤差が発生するために、その誤差を抑えるために、リミッタ７６、７８を用いて、電圧を一定に抑える必要があり、回路が複雑になり、また、コストも高くなるという問題がある。
【０００６】
さらに、上記電圧オフセット誤差以外にも、各アナログ回路の持つ誤差要因が重なり、結果として得られる位相差には、電圧オフセット誤差、位相リニアリティ誤差、位相オフセット誤差、周波数オフセット誤差等が含まれているため、これらの誤差を校正するために、予め、電力、位相、周波数をパラメータとして、これらを変化させたときの誤差を求めて、補正カーブを作成しておき、測定時に、この補正カーブを用いて出力された結果の補正を行っている。
【０００７】
しかしながら、かかる補正カーブを作成するには時間と手間がかかる上に、アナログ回路毎にその特性が異なるために、各濃度計ごとに補正カーブを作成しなければならないという問題がある。また、補正カーブを用意しても、アナログ回路の経年変化や温度変化によって誤差特性が変化してしまうという問題もある。温度変化に関しては、装置をヒータで一定温度に加熱した容器の中に収納することで対応することもできるが、ヒータ等を必要とするために、コストがかかるという問題もある。
【０００８】
本発明は、かかる問題点に鑑みなされたもので、請求項１ないし請求項５の記載の発明は、補正データを予め用意することなく、精度良く、濃度を測定することができる濃度計を提供することをその目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明のうち請求項１記載の発明は、被測定流体を伝搬したマイクロ波と被測定流体を伝搬しない信号との位相差を検出することにより、被測定流体の濃度を測定する濃度計において、マイクロ波信号を発振するマイクロ波発振器と、マイクロ波を被測定流体に放射し、被測定流体を伝搬したマイクロ波を受波する送受信器と、入力される２信号の位相差を測定する位相差演算回路とを備え、前記マイクロ波発振器と前記位相差演算回路との間に、前記送受信器から構成される測定ラインと、前記送受信器を通らない参照ラインとを設け、さらに、該測定ラインと参照ラインとを切り替えるスイッチを設け、前記マイクロ波発振器と前記位相差演算回路との間に、さらに、マイクロ波信号をそれより低い周波数信号に変換する周波数変換器を設け、前記測定ラインと前記参照ラインは、同じ該周波数変換器を共有しており、前記位相差演算回路は、前記測定ラインを通った測定信号と被測定流体を伝搬せず且つ前記周波数変換器を通過しない基準信号との位相差を測定すると共に、前記参照ラインを通った参照信号と被測定流体を伝搬せず且つ前記周波数変換器を通過しない基準信号との位相差を測定し、前記２つの位相差の差から被測定流体の濃度を求めることを特徴とする。
【００１０】
また、請求項２記載の発明は、請求項１記載のものにおいて、前記参照ラインには、参照信号の電力を減衰させる減衰器が設けられることを特徴とする。
また、請求項３記載の発明は、請求項２記載のものにおいて、前記減衰器は、測定信号の電力に応じて減衰量が変化するように構成されることを特徴とする。また、請求項４記載の発明は、請求項１〜３記載のものにおいて、前記位相差演算回路は、前記測定信号及び前記参照信号のそれぞれの波形の９０度の位相の時点と、基準信号の所定の位相の時点との時間差に基づいて各位相差を求めることを特徴とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて本発明の実施の形態について説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態を示すブロック図であり、図において、被測定流体が流れる検出用の配管１０に、互いに対向するようにして、送信アンテナ１２と受信アンテナ１４が取り付けられている。尚、送信アンテナ１２と受信アンテナ１４が取り付けられる配管１０の部分は絶縁体となっている。
【００１３】
水晶発振器等の基準発振器１８からは分周器２０を介してＰＬＬシンセサイザ２２、ＰＬＬシンセサイザ２４が接続されており、シンセサイザ２２は後述のスイッチ２６を介して、送信アンテナ１２に接続されている。基準発振器１８から出力される、例えば６０ＭＨｚの信号は、分周器２０で１／６に分周された後、シンセサイザ２２でフェイズロックされた１．６ＧＨｚのマイクロ波信号にされて、送信アンテナ１２に送られ、送信アンテナ１２からマイクロ波が発射される。また、シンセサイザ２４では、シンセサイザ２２と非常に近い、１．６ＧＨｚ−３３３ｋＨｚのフェーズロックされた信号が出力される。
【００１４】
受信アンテナ１４からの受信信号は、スイッチ３０を介してミキサ（周波数変換器）３２に入力されて、そこで、シンセサイザ２４からの信号と混合され、バンドパスフィルタ３６を通って３３３ｋＨｚの低周波信号に変換される。また同時に、シンセサイザ２２からの信号は、直接、ミキサ（周波数変換器）３４に入力されて、シンセサイザ２４からの信号と混合され、バンドパスフィルタ３８を通って３３３ｋＨｚの低周波信号に変換される。これら低周波信号に変換された信号は、それぞれアンプ４０、４２及びコンパレータ４４、４６、位相差演算回路４８に接続される。コンパレータ４４、４６は、アンプ４０、４２から送られてくる３３３ｋＨｚの正弦波信号のゼロクロスを検出するコンパレータであり、これにより正弦波を矩形波に整形して、位相差演算回路４８に送るものである。
【００１５】
位相差演算回路４８は、ＡＳＩＣで構成されるデジタルシグナルプロセッサであり、基準発振器１８からの信号をクロック信号とし、コンパレータ４４及びコンパレータ４６から入力されてくるデジタル波形の時間差を計数することによって、シンセサイザ２２から被測定流体を透過してきた信号と、シンセサイザ２２から被測定流体を透過せずに直接送られてきた信号の位相差を検出するものである。検出された位相差は、中央演算回路５０へさらに送られる。
【００１６】
本実施の形態では、シンセサイザ２２と送信アンテナ１２間、受信アンテナ１４とミキサ３２間に、それぞれ、スイッチ２６、スイッチ３０が介挿されており、スイッチ２６の一つの接点Ｓ₁は送信アンテナ１２に接続され、スイッチ３０の一つの接点Ｓ₂は受信アンテナ１４に接続され、これらＳ₁−Ｓ₂の間にある送信アンテナ１２、受信アンテナ１４を含むシンセサイザ２２から位相差演算回路４８までのラインは、測定ラインＳＬとなっている。また、スイッチ２６の他方の接点Ｒ₁と、スイッチ３０の他方の接点Ｒ₂をつなぐ、シンセサイザ２２から位相差演算回路４８までの間は、被測定流体を通過しない、参照ラインＲＬを形成しており、この参照ラインＲＬには、被測定流体を伝搬してきた場合と同程度の減衰を与える減衰器２８が設けられている。スイッチ２６、スイッチ３０の切換は、中央演算回路６０からの制御信号に基づいて高速に行われ、測定ラインＳＬまたは参照ラインＲＬのいずれかにシンセサイザ２２からのマイクロ波信号が選択して、送出される。
【００１７】
以上のように構成された濃度計において、まず、スイッチ２６、３０によりシンセサイザ２２からのマイクロ波信号が測定ラインＳＬに伝搬するように切り換えられている状態では、１．６ＧＨｚのマイクロ波信号が送信アンテナ１２に送られて、送信アンテナから発射されたマイクロ波が配管１０内の被測定流体の中を伝搬し、受信アンテナ１４で受信されて、ミキサ３２、バンドパスフィルタ３６、アンプ４０、コンパレータ４４を経て位相差演算回路４８に測定信号Ｓとして入力される。位相差演算回路４８には、同時に、シンセサイザ２２から被測定流体を通らずに、ミキサ３４、バンドパスフィルタ３８、アンプ４２、コンパレータ４６を経た基準信号ＲＦも入力されて、基準信号ＲＦからの測定信号Ｓの位相遅れ（位相差）が求められる。即ち、位相差は、
【００１８】
【数２】
Δθ₁＝θs−θ₀＋θe₁
で表される。ここで、Δθ₁は位相差演算回路４８で求められた位相差であり、θsは測定信号の位相、θ₀は基準信号の位相、θe₁は、測定系のドリフト、オフセット誤差、温度変化による誤差、アナログ回路のばらつき等による誤差成分である。
【００１９】
次に、スイッチ２６、３０を切り換えて、シンセサイザ２２からのマイクロ波信号が参照ラインＲＬを伝搬するように切り換えると、マイクロ波信号が減衰器２８を通過し、ミキサ３２、バンドパスフィルタ３６、アンプ４０、コンパレータ４４を経て位相差演算回路４８に参照信号Ｒとして入力される。同時に基準信号ＲＦも位相差演算回路４８に入力されるのは同じである。このとき位相差演算回路４８で求められる位相遅れ（位相差）は、
【００２０】
【数３】
Δθ₂＝θr−θ₀＋θe₂
で表される。ここで、Δθ₂は位相差演算回路４８で求められた位相遅れであり、θrは参照ラインＲＬを通過してきた参照信号Ｒの位相、θ₀は基準信号の位相、θe₂は、測定系のドリフト、オフセット誤差、温度変化による誤差、アナログ回路のばらつきによる誤差成分である。
【００２１】
ここで、測定ラインＳＬを通った測定信号Ｓと参照ラインＲＬを通った参照信号Ｒは、時分割によって交互に得られるものの、測定ラインＳＬと参照ラインＲＬとが同じアナログ回路を共有しており、測定系のドリフト、オフセット誤差、温度による誤差、アナログ回路のばらつきによる誤差に関して対等であると考えられる。即ち、
【００２２】
【数４】
θe₁＝θe₂
が成り立つと考えられる。従って、Δθ₁とΔθ₂との差を求めると、
【００２３】
【数５】

となる。θrは、参照ラインＲＬの電気長から予め既知であるため、θsに相当する値を得ることができる。さらに、同一配管１０に水を流してそのときのθsに相当する値を求めることにより、両者の差から、被測定流体の濃度が測定される。
【００２４】
図２は位相差演算回路４８に入力される信号の関係を表しており、図２（ａ）は基準信号ＲＦ、測定信号Ｓ及びクロック信号ＣＬとの関係を表し、図２（ｂ）は基準信号ＲＦ、参照信号Ｒ及びクロック信号ＣＬとの関係を表す。基準信号ＲＦと測定信号Ｓとの位相差は、２つの信号の立ち上がり間に存在するクロック数（ｔａとする）を計数すると共に、１つの信号の立ち上がりと立ち上がりとの間に存在するクロック数（ｔｃとする）を計数することで、Δθ₁が求められる。即ち、
【００２５】
【数６】
Δθ₁＝２π・ｔａ／ｔｃ
である。また、同様に、基準信号ＲＦと参照信号Ｒとの位相差は、２つの信号の立ち上がり間に存在するクロック数（ｔｄとする）を計数すると共に、１つの信号の立ち上がりと立ち上がりとの間に存在するクロック数（ｔｃとする）を計数することで、Δθ₂が求められる。即ち、
【００２６】
【数７】
Δθ₂＝２π・ｔｄ／ｔｃ
である。
【００２７】
図２（ｃ）、（ｄ）には、さらに、スイッチ２６、３０の漏れがあるときの図２（ａ）、（ｂ）対応図を示す。スイッチ２６、３０で測定ラインＳＬと参照ラインＲＬを切り換えているが、スイッチ２６、３０のアイソレーションが不十分であると、他方のラインからの漏れが干渉して、ベクトル合成される。図３（ａ）に信号をベクトル表示した説明図を示すと、今測定ラインＳＬに接続されて、測定信号Ｓ₁が得られているとすると、参照ラインＲＬからの漏れ信号Ｅが微小ながら加算されて、位相がθe₃だけ大きくなり誤差となる。測定信号Ｓ₁から位相が１８０度ずれたところＳ₂では、参照ラインＲＬからの漏れ信号Ｅにより、位相がθe₃だけ小さくなる。この位相誤差θe₃の位相依存性を示すと図３（ｂ）のようになり、１８０度位相が異なるところでは、位相誤差θe₃は絶対値が同じで符号が反転することがわかる。従って、このことを利用して、図２（ｃ）において、基準信号ＲＦの立ち上がりと測定信号Ｓの立ち上がりの間に存在するクロック数（ｔａ）と、基準信号ＲＦの立ち上がりと測定信号Ｓの立ち下がりの間に存在するクロック数（ｔｂ）とをそれぞれ求め、その平均をとる。
【００２８】
【数８】
Δθ₃＝２π・（ｔａ＋ｔｂ）／２ｔｃ
同様に、参照信号Ｒについても行う。
【００２９】
【数９】
Δθ₄＝２π・（ｔｄ＋ｔｅ）／２ｔｃ
Δθ₃とΔθ₄の差をとることでθs−θrを求めることができる。言い換えれば、測定信号Ｓ及び参照信号Ｒのぞれぞれの位相９０度の時点を基準にして、位相差θs−θrを求めることにより、スイッチ２６、３０の漏れによる誤差の影響を受けないようにすることができる。
【００３０】
以上のように、測定ラインＳＬと参照ラインＲＬを設け、両ラインＳＬ、ＲＬを切り替えて、測定ラインＳＬを通った測定信号Ｓと被測定流体を伝搬しない基準信号ＲＦとの位相差Δθ₁またはΔθ₃を測定すると共に、参照ラインＲＬを通った参照信号Ｒと被測定流体を伝搬しない基準信号ＲＦとの位相差Δθ₂またはΔθ₄を測定し、２つの位相差Δθ₁，Δθ₂またはΔθ₃，Δθ₄の差Δθ₁−Δθ₂、Δθ₃−Δθ₄から被測定流体の濃度を求めることから、測定信号Ｓ及び参照信号Ｒに包含される誤差θe₁，θe₂がキャンセルされることで、従来に比べ精度良く濃度を測定することができる。
【００３１】
従って、電力変化、温度変化、位相変化、経年変化、機差等に影響を受けることがないので、予め補正カーブを作成する必要もなく、従来必要としていた補正カーブを作成するための手間を省くことができる。
図６及び図７は、それぞれθsとθrの時間変化を表したもので、０．１８度から０．１９度の範囲での変動が観測されるのに対して、図８に示したように、その差をとることにより、０．０６度の範囲内の変動に抑えることができた。
【００３２】
図４は、本発明の他の実施の形態を表すブロック図である。この実施の形態では、基準信号ＲＦを基準発振器１８から分周器５２で分周したものとする点で、第１の実施の形態と異なっている。
即ち、基準発振器１８からの６０ＭＨｚの信号は、分周器５２で３３３ｋＨｚの信号に分周されて、直接、位相差演算回路４８に入力されて、測定信号Ｓ、または参照信号Ｒとの位相差Δθ₁、Δθ₂（またはΔθ₃、Δθ₄）が求められる。
【００３３】
この構成においても、上記実施の形態と同様に位相差を求めることができると共に、ミキサ３２、バンドパスフィルタ３６、アンプ４０のアナログ回路１系統だけでよいため、回路構成が単純になり、製造コストが安価になるという効果を有している。
図５は、本発明のさらに他の実施の形態を表すブロック図である。この実施の形態では、参照ラインＲＬに設けられた減衰器を異なる減衰率を持つ複数の減衰器２８−１、２８−２、２８−３から構成し、適宜、スイッチ５４、５５でいずれかの減衰器を選択するように構成すると共に、アンプ４０からの出力をピーク検出回路５６、Ａ／Ｄ変換器５８を介して中央演算回路５０に送出している。
【００３４】
本実施の形態では、測定ラインＳＬが選択されている状態で、ピーク検出回路５６でアンプ４０から出力される波形のピークを検出し、このピークをＡ／Ｄ変換器５８でＡ／Ｄ変換する。中央演算回路５０では、ピークの大きさによって、減衰器２８−１、２８−２、２８−３のいずれを選択するかを決定し、スイッチ５４、５５を切り換える。こうして、参照ラインＲＬが選択されたときに、選択された減衰器の減衰を受け、測定信号Ｓと同じ程度の電力を持つ参照信号Ｒが得られるようにしている。
【００３５】
電力によってもオフセット誤差が変化するので、このように、測定信号Ｓの電力に応じて減衰量が変化するように構成することにより、測定信号Ｓと参照信号Ｒがそれぞれ包含する誤差θe₁とθe₂とをできる限り同じ値にすることができ、さらに精度良いものとすることができる。
【００３６】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１記載の発明によれば、測定ラインの他に参照ラインを設け、両ラインを切り替えて、測定ラインを通った測定信号と被測定流体を伝搬しない基準信号との位相差を測定すると共に、前記参照ラインを通った参照信号と被測定流体を伝搬しない基準信号との位相差を測定し、２つの位相差の差から被測定流体の濃度を求めることから、測定信号及び参照信号に包含される誤差がキャンセルされることで、精度良く濃度を測定することができる。また、測定ラインと参照ラインとで同じ周波数変換器を共有することで、周波数変換器によって受ける影響を測定信号と参照信号とで同じにすることができるので、測定信号と基準信号との位相差と、参照信号と基準信号との位相差との、２つの位相差の差を求めることで、この影響をキャンセルすることができる。
【００３７】
従って、電力変化、温度変化、位相変化、経年変化、機差等に影響を受けることが少なくなるので、予め補正カーブを作成する必要もなく、従来必要としていた補正カーブを作成するための手間を省くことができる。
請求項２記載の発明によれば、さらに、参照信号の電力を減衰させて、測定信号との電力差を少なくすることにより、電力変化によって生じる参照信号への誤差の影響を測定信号への影響に近いものにすることができ、測定信号と基準信号との位相差と、参照信号と基準信号との位相差との、２つの位相差の差を求めることで、電力変化によって生じる誤差をキャンセルすることができる。
【００３８】
請求項３記載の発明によれば、さらに、減衰器は、測定信号の電力に応じて減衰量が変化するように構成することから、電力変化によって生じる参照信号への誤差の影響を測定信号への誤差の影響と同じ程度にすることができ、さらに精度良くすることができる。
請求項４記載の発明によれば、測定信号及び参照信号が、スイッチのアイソレーションが不十分な場合に、その漏れ信号によってパルス幅が圧縮された場合にあっても、９０度位相の時点を基準にして、基準信号との所定の位相の時点との時間差に基づいて位相差を求めることから、漏れ信号の影響を除去することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示すブロック図である。
【図２】図１の位相差演算回路で処理される信号波形を表しており、（ａ）は基準信号ＲＦ、測定信号Ｓ及びクロック信号ＣＬとの関係を表し、図２（ｂ）は基準信号ＲＦ、参照信号Ｒ及びクロック信号ＣＬとの関係を表し、図２（ｃ）（ｄ）はスイッチからの漏れがあるときの図２（ａ）（ｂ）対応図である。
【図３】（ａ）は、スイッチからの漏れがあるときの測定信号Ｓと位相誤差θe₃とをベクトル表示した説明図、（ｂ）は、位相誤差θe₃の位相依存性を示す説明図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態を示すブロック図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態を示すブロック図である。
【図６】θsの実測値の時間変化を表すグラフである。
【図７】θrの実測値の時間変化を表すグラフである。
【図８】θs−θrの実測値の時間変化を表すグラフである。
【図９】従来の濃度計のブロック図を示す。
【符号の説明】
１２送信アンテナ（送受信器）
１４受信アンテナ（送受信器）
２２シンセサイザ（マイクロ波発振器）
２６スイッチ
２８、２８−１、２８−２、２８−３減衰器
３０スイッチ
３２ミキサ（周波数変換器）
４８位相差演算回路
ＳＬ測定ライン
ＲＬ参照ライン
Ｓ測定信号
Ｒ参照信号[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a densitometer that measures the concentration of a fluid to be measured using a microwave, and more particularly to a densitometer that can improve accuracy.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, this type of densitometer is shown in FIG. This densitometer measures the phase lag of the received wave that has propagated through the substance to be measured by injecting the microwave into the fluid to be measured that flows through the pipe. Furthermore, the reference phase lag (for example, when water flows through the same pipe) In this case, the concentration of the substance to be measured is measured from the difference from the phase delay.
[0003]
As a specific device configuration, a transmission antenna 12 and a reception antenna 14 are attached to the detection pipe 10 so as to face each other. For example, a microwave signal of 1.6 GHz output from the high-frequency oscillator 60 is sent to the transmission antenna 12, and the microwave emitted from the transmission antenna 12 propagates through the fluid to be measured in the pipe 10 to receive the reception antenna 14. Received at. The reception signal from the reception antenna 14 passes through the amplifier 61 and then is sent to the mixer 62. At the same time, the microwave signal from the high-frequency oscillator 60 is sent to another mixer 64, and in both

mixers

62 and 64, 1.. It is mixed with the output from a high-frequency oscillator 66 that oscillates a microwave signal having a frequency of 6 GHz-60 MHz, and the beat signal is extracted through band-

pass filters

68, 70, respectively, and amplifiers 72, 74,

limiters

76, 78, etc. To the quadrature synchronous detector 80. The quadrature synchronous detector 80 outputs a sine component sinΔθ and a cosine component cosΔθ of the two input phase differences Δθ, which are A / D converted by the A / D converters 82 and 84, respectively, by the phase difference calculation circuit 86.
[0004]
[Expression 1]
Δθ = tan ^-1 (sinθ / cosθ)
Is calculated to obtain the phase difference, that is, the phase delay of the microwave propagated through the fluid to be measured.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
In such a conventional densitometer, in particular, since a voltage offset error occurs in the quadrature synchronous detector 80, in order to suppress the error, it is necessary to keep the voltage constant by using the

limiters

76 and 78. There is a problem that it becomes complicated and costs increase.
[0006]
In addition to the voltage offset error, the error factors of each analog circuit overlap, and the resulting phase difference includes voltage offset error, phase linearity error, phase offset error, frequency offset error, etc. Therefore, in order to calibrate these errors, the power, phase, and frequency are used as parameters to obtain the error when these are changed, a correction curve is created, and this correction curve is used during measurement. The result output is corrected.
[0007]
However, it takes time and labor to create such a correction curve, and the characteristics are different for each analog circuit, so that there is a problem that a correction curve must be created for each densitometer. In addition, even if a correction curve is prepared, there is a problem that the error characteristic changes due to aging or temperature change of the analog circuit. The temperature change can be dealt with by storing the apparatus in a container heated to a constant temperature with a heater, but there is also a problem that it costs because it requires a heater or the like.
[0008]
The present invention has been made in view of such problems, and the inventions according to claims 1 to 5 provide a densitometer capable of measuring the concentration with high accuracy without preparing correction data in advance. The purpose is to do.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the invention according to claim 1 of the present invention is characterized in that the concentration of the fluid to be measured is detected by detecting the phase difference between the microwave propagated through the fluid to be measured and the signal not propagated through the fluid to be measured. A microwave oscillator that oscillates a microwave signal, a transceiver that radiates the microwave to the fluid to be measured and receives the microwave propagated through the fluid to be measured, and two input signals A phase difference calculation circuit for measuring a phase difference, and a measurement line constituted by the transceiver and a reference line not passing through the transceiver are provided between the microwave oscillator and the phase difference calculation circuit. further, a switch for switching between the reference line and the measuring line, between the microwave oscillator and the phase difference calculation circuit, further, a lower microwave signals than frequency signals The conversion frequency converter provided, the measurement line and the reference line shares the same said frequency converter, the phase difference calculation circuit, not propagate the measurement signal and the measured fluid through the measuring line The phase difference between the reference signal that does not pass through the frequency converter and the reference signal that passes through the reference line and the reference signal that does not propagate through the fluid to be measured and does not pass through the frequency converter. , And the concentration of the fluid to be measured is obtained from the difference between the two phase differences.
[0010]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the reference line is provided with an attenuator that attenuates the power of the reference signal.
According to a third aspect of the present invention, in the second aspect of the present invention, the attenuator is configured such that the amount of attenuation changes according to the power of the measurement signal. According to a fourth aspect of the present invention, in the first to third aspects of the present invention, the phase difference calculation circuit includes a time point of a 90 degree phase of each waveform of the measurement signal and the reference signal, and a reference signal. Each phase difference is obtained based on a time difference from the time point of a predetermined phase.
[0012]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention. In FIG. 1, a transmitting antenna 12 and a receiving antenna 14 are arranged so as to face each other in a detection pipe 10 through which a fluid to be measured flows. It is attached. The portion of the pipe 10 to which the transmission antenna 12 and the reception antenna 14 are attached is an insulator.
[0013]
A PLL synthesizer 22 and a PLL synthesizer 24 are connected from a reference oscillator 18 such as a crystal oscillator via a frequency divider 20, and the synthesizer 22 is connected to the transmission antenna 12 via a switch 26 described later. A signal of 60 MHz, for example, output from the reference oscillator 18 is frequency-divided into 1/6 by the frequency divider 20 and then converted to a 1.6 GHz microwave signal phase-locked by the synthesizer 22. And a microwave is emitted from the transmission antenna 12. The synthesizer 24 outputs a 1.6 GHz-333 kHz phase-locked signal that is very close to the synthesizer 22.
[0014]
A received signal from the receiving antenna 14 is input to a mixer (frequency converter) 32 through a switch 30, where it is mixed with a signal from the synthesizer 24, passes through a bandpass filter 36, and becomes a low frequency signal of 333 kHz. Converted. At the same time, the signal from the synthesizer 22 is directly input to the mixer (frequency converter) 34, mixed with the signal from the synthesizer 24, and converted to a low frequency signal of 333 kHz through the band pass filter 38. The signals converted into these low frequency signals are connected to amplifiers 40 and 42, comparators 44 and 46, and a phase difference calculation circuit 48, respectively. The comparators 44 and 46 are comparators that detect a zero crossing of the 333 kHz sine wave signal sent from the amplifiers 40 and 42. The comparator 44 and 46 shapes the sine wave into a rectangular wave and sends it to the phase difference calculation circuit 48. is there.
[0015]
The phase difference calculation circuit 48 is a digital signal processor composed of an ASIC, and uses the signal from the reference oscillator 18 as a clock signal and counts the time difference between the digital waveforms input from the comparator 44 and the comparator 46, thereby synthesizer. The phase difference between the signal that has passed through the fluid to be measured from 22 and the signal that has been sent directly from the synthesizer 22 without passing through the fluid to be measured is detected. The detected phase difference is further sent to the central processing circuit 50.
[0016]
In this embodiment, between the transmission and the synthesizer 22 antenna 12, between the receiving antenna 14 and the mixer 32, respectively, switch 26, and switch 30 is interposed, one contact S ₁ of the switch 26 to the transmitting antenna 12 One contact S ₂ of the switch 30 is connected to the receiving antenna 14, and the line from the synthesizer 22 including the transmitting antenna 12 and the receiving antenna 14 between these S ₁ -S ₂ to the phase difference calculation circuit 48 is The measurement line SL. Further, the other contact R ₁ of the switch 26, connecting the other contact R ₂ of the switch 30, between the synthesizer 22 to the phase difference calculation circuit 48 does not pass through the fluid to be measured, to form a reference line RL The reference line RL is provided with an attenuator 28 that gives the same degree of attenuation as when the fluid to be measured has propagated. Switching of the switch 26 and the switch 30 is performed at high speed based on a control signal from the central processing circuit 60, and a microwave signal from the synthesizer 22 is selected and transmitted to either the measurement line SL or the reference line RL. The
[0017]
In the densitometer configured as described above, first, in a state in which the microwave signal from the synthesizer 22 is switched by the

switches

26 and 30 so as to propagate to the measurement line SL, a 1.6 GHz microwave signal is transmitted. The microwave transmitted to the antenna 12 and emitted from the transmission antenna propagates through the fluid to be measured in the pipe 10 and is received by the reception antenna 14. The mixer 32, the band pass filter 36, the amplifier 40, and the comparator 44 are received. Then, the signal is input to the phase difference calculation circuit 48 as the measurement signal S. At the same time, the reference signal RF that has passed through the mixer 34, the band-pass filter 38, the amplifier 42, and the comparator 46 without passing through the fluid to be measured from the synthesizer 22 is also input to the phase difference calculation circuit 48, and measurement from the reference signal RF is performed. The phase lag (phase difference) of the signal S is obtained. That is, the phase difference is
[0018]
[Expression 2]
Δθ ₁ = θs−θ ₀ + θe ₁
It is represented by Here, Δθ ₁ is the phase difference obtained by the phase difference calculation circuit 48, θs is the phase of the measurement signal, θ ₀ is the phase of the reference signal, θe ₁ is due to drift of the measurement system, offset error, and temperature change. It is an error component due to errors, variations in analog circuits, and the like.
[0019]
Next, when the

switches

26 and 30 are switched so that the microwave signal from the synthesizer 22 propagates through the reference line RL, the microwave signal passes through the attenuator 28, and the mixer 32, the bandpass filter 36, and the amplifier 40 and the comparator 44, and then input to the phase difference calculation circuit 48 as a reference signal R. At the same time, the reference signal RF is also input to the phase difference calculation circuit 48. At this time, the phase lag (phase difference) obtained by the phase difference calculation circuit 48 is:
[0020]
[Equation 3]
Δθ ₂ = θr−θ ₀ + θe ₂
It is represented by Here, Δθ ₂ is the phase lag obtained by the phase difference calculation circuit 48, θr is the phase of the reference signal R that has passed through the reference line RL, θ ₀ is the phase of the reference signal, and θe ₂ is the phase of the measurement system. It is an error component due to drift, offset error, temperature change error, and analog circuit variation.
[0021]
Here, the measurement signal S passing through the measurement line SL and the reference signal R passing through the reference line RL are alternately obtained by time division, but the measurement line SL and the reference line RL share the same analog circuit. It is considered that measurement system drift, offset error, temperature error, and analog circuit variation error are equivalent. That is,
[0022]
[Expression 4]
θe ₁ = θe ₂
Is considered to hold. Therefore, when the difference between Δθ ₁ and Δθ ₂ is obtained,
[0023]
[Equation 5]

It becomes. Since θr is known in advance from the electrical length of the reference line RL, a value corresponding to θs can be obtained. Further, the concentration of the fluid to be measured is measured from the difference between them by flowing water through the same pipe 10 and obtaining a value corresponding to θs at that time.
[0024]
FIG. 2 shows the relationship of signals input to the phase difference calculation circuit 48, FIG. 2 (a) shows the relationship between the reference signal RF, the measurement signal S, and the clock signal CL, and FIG. 2 (b) shows the reference. The relationship among the signal RF, the reference signal R, and the clock signal CL is represented. The phase difference between the reference signal RF and the measurement signal S counts the number of clocks (ta) that exist between the rising edges of the two signals, and the number of clocks that exist between the rising edges of one signal (referred to as ta) [Delta] [theta] ₁ is obtained by counting (tc). That is,
[0025]
[Formula 6]
Δθ ₁ = 2π · ta / tc
It is. Similarly, the phase difference between the reference signal RF and the reference signal R counts the number of clocks (td) existing between the rising edges of two signals, and between the rising edges of one signal. By counting the number of existing clocks (denoted by tc), Δθ ₂ is obtained. That is,
[0026]
[Expression 7]
Δθ ₂ = 2π · td / tc
It is.
[0027]
FIGS. 2C and 2D are diagrams corresponding to FIGS. 2A and 2B when the

switches

26 and 30 are leaking. Although the measurement lines SL and the reference lines RL are switched by the

switches

26 and 30, if the isolation of the

switches

26 and 30 is insufficient, leakage from the other line interferes and vector synthesis is performed. When an explanatory diagram vector representation signal in FIG. 3 (a), summed connected to now the measurement line SL, When the measurement signals S ₁ is obtained, the leakage signal E from the reference line RL is with small As a result, the phase is increased by θe ₃ and an error occurs. At S ₂ where the phase is shifted from the measurement signal S ₁ by 180 degrees, the phase is reduced by θe ₃ due to the leakage signal E from the reference line RL. The phase dependence of the phase error θe ₃ is shown in FIG. 3B, and it can be seen that the phase error θe ₃ has the same absolute value and the sign is inverted where the phase is different by 180 degrees. Therefore, by utilizing this fact, in FIG. 2C, the number of clocks (ta) existing between the rising edge of the reference signal RF and the rising edge of the measurement signal S, the rising edge of the reference signal RF, and the rising edge of the measurement signal S are obtained. The number of clocks (tb) existing during the fall is obtained and averaged.
[0028]
[Equation 8]
Δθ ₃ = 2π · (ta + tb) / 2tc
Similarly, the process is performed for the reference signal R.
[0029]
[Equation 9]
Δθ ₄ = 2π · (td + te) / 2tc
By taking the difference between Δθ ₃ and Δθ ₄ , θs−θr can be obtained. In other words, by obtaining the phase difference θs−θr based on the time point of 90 degrees of each of the measurement signal S and the reference signal R, it is not affected by errors due to leakage of the

switches

26 and 30. Can be.
[0030]
As described above, the measurement line SL and the reference line RL are provided, the two lines SL and RL are switched, and the phase difference Δθ ₁ between the measurement signal S passing through the measurement line SL and the reference signal RF not propagating through the fluid to be measured or While measuring Δθ ₃ , the phase difference Δθ ₂ or Δθ ₄ between the reference signal R that has passed through the reference line RL and the reference signal RF that does not propagate through the fluid to be measured is measured, and two phase differences Δθ ₁ , Δθ _2, or Δθ are measured. _3, the difference Δθ ₁ -Δθ ₂ of [Delta] [theta] _4, since determining the concentration of the fluid to be measured from Δθ ₃ -Δθ _4, error .theta.e ₁ encompassed the measured signal S and the reference signal R, the .theta.e ₂ is canceled Thus, the concentration can be measured with higher accuracy than in the past.
[0031]
Therefore, since it is not affected by power change, temperature change, phase change, aging change, machine difference, etc., it is not necessary to create a correction curve in advance, and it saves time and effort to create a correction curve that was conventionally required. be able to.
FIGS. 6 and 7 show the time changes of θs and θr, respectively, and fluctuations in the range of 0.18 degrees to 0.19 degrees are observed, as shown in FIG. By taking the difference, it was possible to suppress the fluctuation within the range of 0.06 degrees.
[0032]
FIG. 4 is a block diagram showing another embodiment of the present invention. This embodiment is different from the first embodiment in that the reference signal RF is divided from the reference oscillator 18 by the frequency divider 52.
That is, the 60 MHz signal from the reference oscillator 18 is frequency-divided into a 333 kHz signal by the frequency divider 52 and directly input to the phase difference calculation circuit 48, and the phase difference from the measurement signal S or the reference signal R. Δθ ₁ and Δθ ₂ (or Δθ ₃ and Δθ ₄ ) are obtained.
[0033]
Also in this configuration, the phase difference can be obtained in the same manner as in the above embodiment, and only one analog circuit system of the mixer 32, the band pass filter 36, and the amplifier 40 is required. Has the effect of becoming inexpensive.
FIG. 5 is a block diagram showing still another embodiment of the present invention. In this embodiment, the attenuator provided in the reference line RL is composed of a plurality of attenuators 28-1, 28-2, 28-3 having different attenuation rates, and any one of the switches 54, 55 is used as appropriate. The attenuator is selected, and the output from the amplifier 40 is sent to the central processing circuit 50 via the peak detection circuit 56 and the A / D converter 58.
[0034]
In the present embodiment, the peak of the waveform output from the amplifier 40 is detected by the peak detection circuit 56 with the measurement line SL selected, and this peak is A / D converted by the A / D converter 58. . The central processing circuit 50 determines which one of the attenuators 28-1, 28-2, 28-3 is selected according to the size of the peak, and switches the switches 54, 55. Thus, when the reference line RL is selected, the reference signal R having the same power as that of the measurement signal S is obtained by being attenuated by the selected attenuator.
[0035]
Since the offset error also changes depending on the power, the errors θe ₁ and θe included in the measurement signal S and the reference signal R are configured by changing the attenuation amount according to the power of the measurement signal S in this way. ₂ can be set to the same value as much as possible, and the accuracy can be further improved.
[0036]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the present invention, in addition to the measurement line, the reference line is provided, and both lines are switched so that the measurement signal passing through the measurement line and the reference signal not propagating through the fluid to be measured. The phase difference is measured, the phase difference between the reference signal that passes through the reference line and the reference signal that does not propagate through the fluid to be measured is measured, and the concentration of the fluid to be measured is obtained from the difference between the two phase differences. By canceling the error included in the signal and the reference signal, the concentration can be measured with high accuracy. In addition, by sharing the same frequency converter between the measurement line and the reference line, the influence of the frequency converter can be made the same between the measurement signal and the reference signal, so the phase difference between the measurement signal and the reference signal This influence can be canceled by obtaining the difference between the two phase differences of the reference signal and the reference signal.
[0037]
Therefore, it is less affected by power changes, temperature changes, phase changes, secular changes, machine differences, etc., so there is no need to create a correction curve in advance, and it takes time and effort to create a correction curve that was required in the past. It can be omitted.
According to the second aspect of the present invention, by further attenuating the power of the reference signal to reduce the power difference from the measurement signal, the influence of the error on the reference signal caused by the power change is affected on the measurement signal. The error caused by the power change can be canceled by calculating the difference between the two phase differences of the phase difference between the measurement signal and the reference signal and the phase difference between the reference signal and the reference signal. can do.
[0038]
According to the third aspect of the present invention, since the attenuator is configured so that the amount of attenuation changes according to the power of the measurement signal, the influence of the error on the reference signal caused by the power change is applied to the measurement signal. It is possible to achieve the same level of error effect as described above, and further improve the accuracy.
According to the fourth aspect of the present invention, when the measurement signal and the reference signal are not sufficiently isolated from each other in the switch, even when the pulse width is compressed by the leakage signal, the time point of 90 degrees phase is obtained. Since the phase difference is obtained based on the time difference between the reference signal and a predetermined phase with respect to the reference signal, the influence of the leakage signal can be eliminated.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.
2 shows signal waveforms processed by the phase difference calculation circuit of FIG. 1, wherein (a) shows the relationship between the reference signal RF, the measurement signal S, and the clock signal CL, and FIG. 2 (b) shows the reference. The relationship between the signal RF, the reference signal R, and the clock signal CL is shown, and FIGS. 2C and 2D are diagrams corresponding to FIGS. 2A and 2B when there is leakage from the switch.
FIG. 3A is an explanatory diagram in which a measurement signal S and a phase error θe ₃ when there is leakage from the switch are displayed as vectors, and FIG. 3B is an explanatory diagram showing the phase dependence of the phase error θe ₃ . It is.
FIG. 4 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a graph showing a change over time of an actually measured value of θs.
FIG. 7 is a graph showing a change over time of an actually measured value of θr.
FIG. 8 is a graph showing a time change of an actual measurement value of θs−θr.
FIG. 9 shows a block diagram of a conventional densitometer.
[Explanation of symbols]
12 Transmitting antenna (transmitter / receiver)
14 Receiving antenna (transmitter / receiver)
22 Synthesizer (Microwave Oscillator)
26 Switch 28, 28-1, 28-2, 28-3 Attenuator 30 Switch 32 Mixer (frequency converter)
48 Phase difference calculation circuit SL Measurement line RL Reference line S Measurement signal R Reference signal

Claims

In a densitometer that measures the concentration of the fluid under measurement by detecting the phase difference between the microwave that has propagated through the fluid under measurement and the signal that does not propagate through the fluid under measurement,
A microwave oscillator for oscillating a microwave signal;
A transceiver that radiates microwaves to the fluid to be measured and receives the microwaves propagated through the fluid to be measured;
A phase difference calculation circuit for measuring a phase difference between two input signals,
A switch for switching between the measurement line and the reference line is provided between the microwave oscillator and the phase difference calculation circuit, and a measurement line constituted by the transceiver and a reference line that does not pass through the transceiver are provided. Provided,
A frequency converter for converting a microwave signal to a lower frequency signal is further provided between the microwave oscillator and the phase difference calculation circuit, and the same frequency converter is used for the measurement line and the reference line. Sharing
The phase difference calculation circuit measures a phase difference between a measurement signal that has passed through the measurement line and a reference signal that does not propagate through the fluid to be measured and does not pass through the frequency converter, and a reference signal that has passed through the reference line. And the phase difference between the reference signal that does not propagate through the fluid to be measured and does not pass through the frequency converter ,
A concentration meter, wherein the concentration of a fluid to be measured is obtained from a difference between the two phase differences.

The densitometer according to claim 1, wherein the reference line is provided with an attenuator that attenuates the power of the reference signal.

The densitometer according to claim 2, wherein the attenuator is configured such that an attenuation amount changes according to the power of the measurement signal.

The phase difference calculation circuit obtains each phase difference based on a time difference between a 90-degree phase time point of each waveform of the measurement signal and the reference signal and a predetermined phase time point of a reference signal. The densitometer according to claim 1.