JP3798855B2

JP3798855B2 - Signal selector switch

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Publication number: JP3798855B2
Application number: JP26353796A
Authority: JP
Inventors: 貴博片又; 良積河岡
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1996-09-11
Filing date: 1996-09-11
Publication date: 2006-07-19
Anticipated expiration: 2016-09-11
Also published as: JPH1093302A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は信号切換えスイッチに関する。例えば、本発明は、携帯電話の送受信切り換え等に使用される高周波用の信号切換えスイッチに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１は、従来の携帯電話の送受信切り換え等に使用される信号切換えスイッチ１を示す回路図である。一般に、この種の回路はＳＰＤＴ（Single-Pole-Dual-Throw）スイッチと呼ばれている。
【０００３】
このＳＰＤＴスイッチは、入出力端子として、送受信共用アンテナが接続されるＡＮＴ端子（図では、ＡＮＴで示す）と、送信用電力増幅器が接続されるＴＸ端子（図では、ＴＸで示す）と、受信用低雑音増幅器が接続されるＲＸ端子（図では、ＲＸで示す）とを備えている。
【０００４】
この信号切換えスイッチ１は４つのスイッチング用半導体素子（以下、スイッチング用素子という）Ｑ₁〜Ｑ₄を有しており、スイッチング用素子としてＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ（ＧａＡｓ Metal-Semiconductor ＦＥＴ）が用いられている。ＡＮＴ端子−ＲＸ端子間には、スイッチング用素子Ｑ₁のソース・ドレインが直列に接続され、ＲＸ端子−グランド（以下、ＧＮＤと記す）間には、スイッチング用素子Ｑ₂のソース・ドレインが直列に接続され、ＡＮＴ端子−ＴＸ端子間には、スイッチング用素子Ｑ₃のソース・ドレインが直列に接続され、ＴＸ端子−ＧＮＤ間には、スイッチング用素子Ｑ₄のソース・ドレインが直列に接続されている。
【０００５】
各スイッチング用素子Ｑ₁〜Ｑ₄のゲートは、それぞれ抵抗Ｒ₁〜Ｒ₄を介して制御電圧端子に接続されている。Ｖ₁〜Ｖ₄は制御電圧端子を介して各スイッチング用素子Ｑ₁〜Ｑ₄のゲートに印加されている制御電圧（ゲートバイアスＶ_GB）である。各スイッチング用素子Ｑ₁〜Ｑ₄は、ゲートにピンチオフ電圧Ｖ_P以上の電圧Ｖ_ONを印加する（Ｖ₁〜Ｖ₄≧Ｖ_ON）ことによりＯＮ（導通）状態となり、逆に、ゲートにピンチオフ電圧Ｖ_P以下の電圧Ｖ_OFFを印加する（Ｖ₁〜Ｖ₄≦Ｖ_OFF）ことによりＯＦＦ（遮断）状態となる。
【０００６】
しかして、信号切換えスイッチ１を通して送信する場合には、スイッチング用素子Ｑ₁，Ｑ₄の制御電圧Ｖ₁，Ｖ₄をＶ_OFFにし、スイッチング用素子Ｑ₂，Ｑ₃の制御電圧Ｖ₂，Ｖ₃をＶ_ONにすると、ＡＮＴ端子−ＲＸ端子間がＯＦＦとなり、ＡＮＴ端子−ＴＸ端子間がＯＮとなり、送信側の電力増幅器からアンテナに送信信号が出力される。
【０００７】
また、信号切換えスイッチ１を通して受信する場合には、スイッチング用素子Ｑ₂，Ｑ₃の制御電圧Ｖ₂，Ｖ₃をＶ_OFFにし，スイッチング用素子Ｑ₁，Ｑ₄の制御電圧Ｖ₁，Ｖ₄をＶ_ONにすると、ＡＮＴ端子−ＴＸ端子間はＯＦＦとなり、ＡＮＴ端子−ＲＸ端子間はＯＮとなり、アンテナから受信側の低雑音増幅器に受信信号が入力される。
【０００８】
ＲＸ端子−ＧＮＤ間のスイッチング用素子Ｑ₂は、スイッチング用素子Ｑ₁がＯＦＦ状態となっている場合にＯＮ状態となり、ＯＦＦ状態にあるスイッチング用素子Ｑ₁のＯＦＦ容量を通してＲＸ端子側に漏れてきた信号電力をＧＮＤに落とすことにより、ＲＸ端子のアイソレーション特性を高める効果がある。同様に、ＴＸ端子−ＧＮＤ間のスイッチング用素子Ｑ₄は、スイッチング用素子Ｑ₃がＯＦＦ状態となっている場合にＯＮ状態となり、ＯＦＦ状態にあるスイッチング用素子Ｑ₃のＯＦＦ容量を通してＴＸ端子側に漏れてきた信号電力をＧＮＤに落とすことにより、ＴＸ端子のアイソレーション特性を高める効果がある。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
図２は上記スイッチング用素子（ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ）Ｑ₁〜Ｑ₄の特性を表わし、さらに、ＯＦＦ状態のスイッチング用素子とＯＮ状態のスイッチング用素子のゲート・ソース間に加わっている信号電圧波形を表わす図であって、横軸はゲート・ソース間電圧Ｖ_GS、縦軸はドレイン電流Ｉ_DSを示している。なお、Ｉ_DSSはゲート・ソース間電圧Ｖ_GS＝０Ｖのときの飽和ドレイン電流、Ｉ_Fmaxはゲート・ソース間電圧印加時の飽和ドレイン電流、Ｖ_THはゲート順方向電流の立ち上がり電圧、Ｖ_Pはピンチオフ電圧、Ｖ_Bはゲート逆方向耐圧である。
【００１０】
図２に示すように、従来の高周波用信号切換えスイッチ１においては、ＡＮＴ端子とＲＸ端子又はＴＸ端子の間を伝搬する信号電圧ΔＶ_GSが各スイッチング用素子Ｑ₁〜Ｑ₄のゲートバイアスＶ_GB＝Ｖ₁〜Ｖ₄（すなわち、制御電圧Ｖ_ON又はＶ_OFF）を中心としてゲート・ソース間電圧Ｖ_GSに重畳されるので、送信時にＴＸ端子から大電力の信号が入力された場合、ゲート・ソース間電圧Ｖ_GSがスイッチング用素子Ｑ₁〜Ｑ₄のピンチオフ電圧Ｖ_Pに達する。このとき、送信時にはＯＮ状態であるはずのスイッチング用素子Ｑ₃は、ゲート・ソース間電圧Ｖ_GS（＝Ｖ_ON＋ΔＶ_GS）がピンチオフ電圧Ｖ_P以下となる毎に一時的にＯＦＦ状態となるので、送信電力波形がクリッピングされて波形歪が生じる。
【００１１】
また、ＴＸ端子から大電力の信号が入力された場合には、ＯＦＦ状態であるはずのスイッチング用素子Ｑ₁は、ゲート・ソース間電圧Ｖ_GS（＝Ｖ_OFF＋ΔＶ_GS）がピンチオフ電圧Ｖ_P以上となる毎に一時的にＯＮ状態となるので、送信電力の一部がＲＸ端子へ漏れ、ＲＸ端子のアイソレーションが悪化する。
【００１２】
さらに、ＴＸ端子から大電力の信号が入力された場合には、ＯＦＦ状態であるはずのスイッチング用素子Ｑ₄は、ゲート・ソース間電圧Ｖ_GSがピンチオフ電圧Ｖ_P以上となる毎に一時的にＯＮとなるので、送信電力の一部がＧＮＤに落ち、挿入損失が増加する。
【００１３】
この結果、従来の信号切換えスイッチにおいては、大きな電圧の信号による性能劣化により、線形最大伝送可能電力が制限されていた。
【００１４】
しかし、信号切換えスイッチの用途によっては低電圧動作を特に要求されない場合もあり、そのような場合にはピンチオフ電圧Ｖ_Pや制御電圧Ｖ_ON，Ｖ_OFFを、上記の電圧的な制限からくるスイッチ性能の劣化が生じないよう、十分余裕を持って設定することが可能である。すなわち、Ｖ_ON−Ｖ_P，Ｖ_P−Ｖ_OFFを十分に大きくすることにより、上記のようなスイッチ性能の劣化を防止できる。
【００１５】
このように電圧的な制限が問題とならない場合には、信号切換えスイッチ１の線形最大伝送可能電力は、電流的な制限から決まる。すなわち、信号切換えスイッチ１を伝搬する電流Ｉ_DSがスイッチング用素子Ｑ₁〜Ｑ₄のドレイン電流飽和領域に達すると、送信電力波形がクリッピングされるため歪が生じ、このスイッチ性能の劣化が信号切換えスイッチ１の線形最大伝送可能電力を制限することになる。これは、スイッチング用素子Ｑ₁〜Ｑ₄の飽和ドレイン電流Ｉ_DSS（又は、Ｉ_Fmax）で決まり、線形最大伝送可能電力を増加させるには、スイッチング用素子Ｑ₁〜Ｑ₄の飽和ドレイン電流Ｉ_DSSを十分大きく設定することが必要になる。
【００１６】
しかしながら、スイッチング用素子Ｑ₁〜Ｑ₄の飽和ドレイン電流Ｉ_DSSを大きくするには、スイッチング用素子Ｑ₁〜Ｑ₄の活性層のキャリア密度等の内部構造が決定している場合、一般にゲート幅Ｗgを増やす方法が採られる。しかし、ゲート幅Ｗgを大きくするとスイッチング用素子Ｑ₁〜Ｑ₄の面積が増大することからチップ面積が増大し、コストが増加するという問題が生じる。また、スイッチング用素子Ｑ₁〜Ｑ₄のゲートは断線等のプロセス不良が生じやすいため、ゲート幅Ｗgが増大すると歩留りが低下するという問題が生じる。
【００１７】
本発明は叙上の従来例の欠点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、スイッチング用の半導体素子における電流的な制限を緩和することにより、線形最大伝送可能電力を向上させることにある。
【００１８】
【発明の開示】
請求項１に記載の信号切換えスイッチは、半導体素子がスイッチング素子として用いられたスイッチ回路と、複数の入出力端子とを備え、スイッチ回路によって各入出力端子を互いに接続したり、切り離したりするための信号切換えスイッチにおいて、前記入出力端子と前記スイッチ回路との間にインピーダンス変換回路を設け、スイッチ回路からインピーダンス変換回路をみたインピーダンスを、入出力端子から外部回路をみたインピーダンスより大きくしたことを特徴としている。ここで、入出力端子とは、入力端子、出力端子もしくは入出力共用端子をさす。
【００１９】
請求項１に記載の信号切換えスイッチにあっては、スイッチ回路からインピーダンス変換回路をみたインピーダンスが、入出力端子から外部回路をみたインピーダンスより大きくなっているので、インピーダンス変換回路を設けたことにより、スイッチ回路内部を伝搬する信号電力の電流波の振幅が小さくなる。
【００２０】
よって、スイッチ回路に用いられているスイッチング用の半導体素子に要求される電流容量、例えば飽和ドレイン電流の制限を緩和することができ、信号切換えスイッチにおける線形最大伝送可能電力を向上させることができる。
【００２１】
すなわち、飽和ドレイン電流を大きくすることなく、つまりスイッチング用の半導体素子のゲート幅を大きくすることなく、信号電流を小さくすることによって線形最大伝送可能電力を向上させることができる。
【００２２】
線形最大伝送可能電力を向上させるためにゲート幅を大きくする必要がないので、チップ面積が大きくならず、コストの増大という問題も生じない。さらに、ゲート幅が大きくならないので、断線の恐れも増加せず、信号切換えスイッチの歩留りが低下することもない。
【００２３】
請求項２に記載の実施態様は、請求項１記載の信号切換えスイッチにおいて、前記インピーダンス変換回路が、前記スイッチ回路が形成された半導体集積回路のボンディングワイヤもしくはリードのインダクタンスと、前記半導体集積回路のストレーキャパシタンスとを用いたものであることを特徴としている。
【００２４】
請求項２に記載の実施態様にあっては、スイッチ回路が形成されている半導体集積回路のボンディングワイヤもしくはリードのインダクタンスとストレーキャパシタンスをインピーダンス変換回路に利用しているので、信号切換えスイッチの構成部品点数を削減することができる。また、スイッチ回路及びインピーダンス変換回路を構成された半導体集積回路のチップ面積を小さくすることができる。
【００２５】
従って、信号切換えスイッチを小型化することができると共に製造コストも安価にすることができる。
【００２６】
請求項３に記載の実施態様は、請求項１又は２記載の信号切換えスイッチにおいて、前記インピーダンス変換回路が、誘電体多層基板内に形成されたインダクタンス、キャパシタンス及び伝送線路から構成されていることを特徴としている。
【００２７】
このように、インピーダンス変換回路を構成するインダクタンス、キャパシタンス及びボンディングワイヤを誘電体多層基板内に積層することにより、インピーダンス変換回路を小面積に形成することができ、信号切換えスイッチの小型化を図ることができる。
【００２８】
また、請求項３に記載の実施態様によれば、インピーダンスのＱ値を下げることができ、広帯域なインピーダンス変換が実現できる。よって、広帯域にわたって信号切換えスイッチの性能を向上させることができる。
【００２９】
請求項４に記載の実施態様は、請求項１〜３記載の信号切換えスイッチにおいて、前記インピーダンス変換回路が、単一正電源動作用の直流カット用キャパシタンスと高周波チョーク用インダクタンスとを含んでいることを特徴としている。
【００３０】
この実施態様によれば、単一正電源動作用の高周波チョーク用インダクタンス及び直流カット用キャパシタンスをインピーダンス変換回路の一部として利用しているので、信号切換えスイッチの素子数を削減でき、半導体集積回路として構成する場合にはチップ面積を減少させることができる。従って、製造コストの削減を図ることができる。
【００３１】
請求項５に記載の実施態様は、請求項１〜４に記載の信号切換えスイッチにおいて、前記入出力端子から各インピーダンス変換回路をみたインピーダンスが前記各外部回路の要求する最適インピーダンスにほぼ等しくなっていることを特徴としている。
【００３２】
請求項５に記載の実施態様にあっては、インピーダンス変換回路が入出力端子に接続する外部回路との最適インピーダンスによる整合機能を有しているので、入出力端子と外部回路との間に整合回路を設ける必要がなくなる。
【００３３】
各入出力端子と外部回路との間に整合回路が不要になるので、信号切換えスイッチの性能を向上させた状態で、通信システム等の全体における変換損失の低減を図ることができる。さらに、素子数を減少させ、半導体集積回路においてはチップ面積を減少させることができるので、信号切換えスイッチの製造コストの削減を図ることができる。
【００３４】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
図３は、本発明の一実施形態による信号切換えスイッチ１１を示す回路図である。この信号切換えスイッチ１１は、スイッチング用素子Ｑ₁〜Ｑ₄としてＧａＡｓＭＥＳＦＥＴのような半導体素子を用いたスイッチ回路１２と、入出力端子であるＡＮＴ端子、ＲＸ端子及びＴＸ端子と、インピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３とから構成されている。ここで、スイッチ回路１２は、従来例として説明した信号切換えスイッチ（ＳＰＤＴスイッチ）１と同じものであるので、同一構成要素には同一符号を付して説明を省略する。インピーダンス変換回路Ｍ１はＡＮＴ端子とスイッチ回路１２の間に接続されており、スイッチ回路１２からインピーダンス変換回路Ｍ１をみたインピーダンスＺ_SWがＡＮＴ端子から外部回路をみたインピーダンスＺ₀より大きくなるようにしている。同様に、インピーダンス変換回路Ｍ２はＲＸ端子とスイッチ回路１２の間に接続され、インピーダンス変換回路Ｍ３はＴＸ端子とスイッチ回路１２の間に接続されており、いずれもスイッチ回路１２からインピーダンス変換回路Ｍ２〜Ｍ３をみたインピーダンスＺ_SWがＲＸ端子又はＴＸ端子から外部回路をみたインピーダンスＺ₀より大きくなるようにしている。
【００３５】
しかして、この信号切換えスイッチ１１にあっては、入出力端子であるＡＮＴ端子、ＲＸ端子及びＴＸ端子とスイッチ回路１２の間にそれぞれインピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３を設け、スイッチ回路１２からインピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３をみたインピーダンスＺ_SWが、ＡＮＴ端子、ＲＸ端子及びＴＸ端子から外部回路をみたインピーダンスＺ₀より大きくなるようにしているので、スイッチ回路１２内部を伝搬する信号電力の電流波の振幅を小さくすることができる。よって、スイッチング用素子Ｑ₁〜Ｑ₄としてのＭＥＳＦＥＴに要求される電流容量、すなわち飽和ドレイン電流Ｉ_DSSの制限が緩和されるため、ＭＥＳＦＥＴのゲート幅を短くできる。この結果、スイッチング用素子Ｑ₁〜Ｑ₄のチップ面積の縮小が達成され、チップ面積の縮小によって製造コストが低下し、またゲート幅が短いため製造プロセスによる歩留りが向上する。そして、同じゲート幅のスイッチング用素子Ｑ₁〜Ｑ₄を用いた信号切換え用スイッチに比べて線形最大伝送可能電力を向上させることができる。
【００３６】
なお、本発明は、一般的にいうと、インピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３によりスイッチ回路１２の内部のインピーダンスを増加させ、スイッチ回路１２に流れる信号の電流振幅を減少させたものである。すなわち、スイッチ回路１２のインピーダンスをＺ_SW、スイッチ回路１２に流れる電流波の最大振幅をＩ_SWとすると、スイッチ回路１２を伝送される電力Ｐは、Ｐ＝（Ｉ_SW ²・Ｚ_SW）／２で表わされるから、スイッチ回路１２に入力される電力がＰであるとすると、スイッチ回路１２のインピーダンスＺ_SWを大きくすることにより、スイッチ回路１２を流れる電流Ｉ_SWを小さくすることができる。従って、スイッチング用素子Ｑ₁〜Ｑ₄の電流的な制限から生じるスイッチング性能の劣化を緩和することができる。よって、本実施形態ではスイッチング用素子Ｑ₁〜Ｑ₄としてＧａＡｓＭＥＳＦＥＴを例として用いたが、他の半導体素子、例えばＰＩＮダイオード等を用いても、許容電流等の電流的な制限を緩和することが可能である（以下の実施形態においても同様）。
【００３７】
（第２の実施形態）
図４は、本発明の別な実施形態による信号切換えスイッチ１３を示す回路図である。インピーダンス変換回路Ｍ１は、Ｌ型接続されたインダクタンスＬ_ANTとキャパシタンスＣ_ANTからなるＬ型無損失回路であり、信号の周波数をｆとするとき、インダクタンスＬ_ANTによるインピーダンスがｊ（２πｆ）Ｌ_ANT＝ｊ５０Ω、キャパシタンスＣ_ANTによるインピーダンス−ｊ／（２πｆＣ_ANT）＝−ｊ１００Ωとなっている。従って、ＡＮＴ端子から外部回路をみたインピーダンスがＺ₀＝５０Ωのとき、スイッチ回路１２からインピーダンス変換回路Ｍ１をみたインピーダンスはＺ_SW＝１００Ωになる。同様に、インピーダンス変換回路Ｍ２，Ｍ３は、それぞれＬ型接続されたインダクタンスＬ_RX，Ｌ_TXとキャパシタンスＣ_RX，Ｃ_TXとからなるＬ型無損失回路であり、インダクタンスＬ_RX，Ｌ_TXによるインピーダンスｊ（２πｆ）Ｌ_RX＝ｊ５０Ω、ｊ（２πｆ）Ｌ_TX＝ｊ５０Ω、キャパシタンスＣ_RX，Ｃ_TXによるインピーダンス−ｊ／（２πｆＣ_RX）＝−ｊ１００Ω、−ｊ／（２πｆＣ_TX）＝−ｊ１００Ωとなっている。従って、ＲＸ端子又はＴＸ端子から外部回路をみたインピーダンスがＺ₀＝５０Ωのとき、スイッチ回路１２からＲＸ端子又はＴＸ端子をみたインピーダンスもＺ_SW＝１００Ωになる。なお、インダクタンスＬ_ANT，Ｌ_RX，Ｌ_TX、キャパシタンスＣ_ANT，Ｃ_RX，Ｃ_TXの素子定数は回路を流れる信号の周波数ｆによって定まり、１.９ＧＨｚにおいては、Ｌ_ANT＝Ｌ_RX＝Ｌ_TX＝４.１８８ｎＨ、Ｃ_ANT＝Ｃ_RX＝Ｃ_TX＝０.８３８ｐＦとなっている。
【００３８】
図５及び図６はそれぞれ、信号切換えスイッチ１３にＰ＝３６０ｍＷの信号電力を入力したときの、入力端子（すなわち、ＴＸ端子またはＡＮＴ端子）、スイッチ回路１２の内部、出力端子（すなわち、ＡＮＴ端子またはＲＸ端子）における電流波形及び電圧波形を示す図である。但し、簡単のため、スイッチ回路１２の内部での抵抗損失は０であるとして計算している。入出力端子であるＡＮＴ端子、ＲＸ端子、ＴＸ端子はＺ₀＝５０Ω系であるから、電圧波の最大振幅は６Ｖ［＝（２ＰＺ₀）^1/2］、電流波の最大振幅は１２０ｍＡ［＝（２Ｐ／Ｚ₀）^1/2］となっているが、スイッチ回路１２の内部ではインピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３によりＺ_SW＝１００Ω系となっているため、電圧波の最大振幅は８.５Ｖ［＝（２ＰＺ_SW）^1/2］、電流波の最大振幅は８５ｍＡ［＝（２Ｐ／Ｚ_SW）^1/2］となっている。
【００３９】
すなわち、ＴＸ端子又はＡＮＴ端子から信号電力を入力すると、スイッチ回路１２を伝搬する電圧波の最大振幅はインピーダンスがＺ₀＝５０Ωであると６Ｖに達するが、インピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３によりインピーダンスがＺ_SW＝１００Ωになっているため、スイッチ回路１２を伝搬する電圧波の最大振幅は８.５Ｖと√２倍に増加する。そのかわり、電流波の最大振幅は、Ｚ₀＝５０Ωでは１２０ｍＡであったが、Ｚ_SW＝１００Ωでは８５ｍＡと１／√２倍に減少する。
【００４０】
従って、ＡＮＴ端子、ＲＸ端子、ＴＸ端子とスイッチ回路１２の間にインピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３を設け、スイッチ回路１２からＡＮＴ端子、ＲＸ端子、ＴＸ端子をみたインピーダンスＺ_SWを、ＡＮＴ端子、ＲＸ端子、ＴＸ端子から外部回路をみたインピーダンスＺ₀より大きくなるように設定することで、スイッチ回路１２の内部を伝搬する信号電力の電流波の振幅を小さくできる。
【００４１】
これによって、スイッチング用素子Ｑ₁〜Ｑ₄に流れる電流が、その飽和ドレイン電流Ｉ_DSSに達しにくくなるので、信号切換えスイッチ１３に大きな電力を供給できるようになり、線形最大伝送可能電力を大きくすることができる。よって、同一のゲート幅のスイッチング用素子Ｑ₁〜Ｑ₄を用いた場合と比較して、線形最大伝送可能電力を向上させることができる。
【００４２】
（第３の実施形態）
図７は、本発明の別な実施形態による信号切換えスイッチ１４を示す平面図である。この信号切換えスイッチ１４においては、スイッチ回路１２はＩＣ（半導体集積回路）チップ１５上に形成されている。１６、１７、１８はそれぞれ、ＩＣチップ１５上に形成されているスイッチ回路１２のＡＮＴ側端子電極、ＲＸ側端子電極、ＴＸ側端子電極である。スイッチ回路１２を形成されたＩＣチップ１５は、ダイパッド１９上にダイボンドされている。ダイパッド１９からは３本のグランド端子２０が延出されている。また、ＩＣチップ１５を封止しているモールドパッケージ２１には、ＡＮＴ端子となるＡＮＴリード２２と、ＲＸ端子となるＲＸリード２３と、ＴＸ端子となるＴＸリード２４の各端部が埋めこまれている。ＡＮＴリード２２とスイッチ回路１２のＡＮＴ側端子電極１６はボンディングワイヤ２５により接続されており、ＲＸリード２３とスイッチ回路１２のＲＸ側端子電極１７はボンディングワイヤ２６により接続されており、ＴＸリード２４とスイッチ回路１２のＴＸ側端子電極１８はボンディングワイヤ２７により接続されている。また、２８、２９、３０はそれぞれＡＮＴ側端子電極１６、ＲＸ側端子電極１７、ＴＸ側端子電極１８の近傍に設けられたグランド電極であって、バイアホール３１を介してダイパッド１９に導通している。スイッチ回路１２のＡＮＴ側端子電極１６とグランド電極２８はＭＩＭキャパシタ３２によって接続されており、スイッチ回路１２のＲＸ側端子電極１７とグランド電極２９はＭＩＭキャパシタ３３により接続されており、スイッチ回路１２のＴＸ側端子電極１８とグランド電極３０は、ＩＣチップ１５上に形成されたＭＩＭキャパシタ３４により接続されている。
【００４３】
図８は上記信号切換えスイッチ１４の等価回路図である。この信号切換えスイッチ１４にあっては、ＡＮＴ端子、ＲＸ端子、ＴＸ端子とスイッチ回路１２の間に挿入されているインピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３は、いずれもインダクタンスＬ_L1，Ｌ_L2，Ｌ_L3とキャパシタンスＣ_S1，Ｃ_S2，Ｃ_S3からなるＬ型回路とインダクタンスＬ_W1，Ｌ_W2，Ｌ_W3とキャパシタンスＣ_M1，Ｃ_M2，Ｃ_M3からなるＬ型回路の２段構成となっている。
【００４４】
インピーダンス変換回路Ｍ１においては、ＡＮＴリード２２の先端がＡＮＴ端子となっており、インダクタンスＬ_L1はＡＮＴリード２２のインダクタンスにより構成され、キャパシタンスＣ_S1はＡＮＴリード２２とグランド端子２０の間のストレーキャパシタンスにより構成され、インダクタンスＬ_W1はボンディングワイヤ２５のインダクタンスにより構成され、大容量のキャパシタンスＣ_M1はＭＩＭキャパシタンス３２により構成されている。
【００４５】
同様に、インピーダンス変換回路Ｍ２においては、ＲＸリード２３の先端がＲＸ端子となっており、インダクタンスＬ_L2はＲＸリード２３のインダクタンスにより構成され、キャパシタンスＣ_S2はＲＸリード２３とグランド端子２０の間のストレーキャパシタンスにより構成され、インダクタンスＬ_W2はボンディングワイヤ２６のインダクタンスにより構成され、大容量のキャパシタンスＣ_M2はＭＩＭキャパシタンス３３により構成されている。
【００４６】
同じく、インピーダンス変換回路Ｍ３においては、ＴＸリード２４の先端がＴＸ端子となっており、インダクタンスＬ_L3はＴＸリード２４のインダクタンスにより構成され、キャパシタンスＣ_S3はＴＸリード２４とグランド端子２０の間のストレーキャパシタンスにより構成され、インダクタンスＬ_W3はボンディングワイヤ２７のインダクタンスにより構成され、大容量のキャパシタンスＣ_M3はＭＩＭキャパシタンス３４により構成されている。
【００４７】
本実施形態によれば、信号切換えスイッチ１４をモールドパッケージ２１に納める際に問題となる、ＡＮＴリード２２、ＲＸリード２３、ＴＸリード２４やボンディングワイヤ２５，２６，２７の各インダクタンスＬ_L1，Ｌ_L2，Ｌ_L3やＬ_W1，Ｌ_W2，Ｌ_W3、ＡＮＴリード２２、ＲＸリード２３、ＴＸリード２４とグランド端子２０の間のストレーキャパシタンスＣ_S1，Ｃ_S2，Ｃ_S3をインピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３の一部として積極的に利用することができ、ＩＣチップ１５のチップ面積を小さくすることが可能となり、信号切換えスイッチ１４の性能を向上した状態で、ＩＣチップ１５の面積を小さくでき、製造コストを低廉にできる。
【００４８】
（第４の実施形態）
図９は、本発明のさらに別な実施形態による信号切換えスイッチ３５を示す斜視図、図１０はその等価回路図である。この信号切換えスイッチ３５にあっては、インピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３が構成された誘電体多層基板３６の上面に、スイッチ回路１２を形成されたＩＣチップ１５が実装され、ＩＣチップ１５と誘電体多層基板３６とがボンディングワイヤ３７により接続されている。
【００４９】
インピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３は、図１０に示すように、誘電体多層基板３６の内部に多段に形成されたインダクタンスＬ_A1，Ｌ_A2，Ｌ_A3；Ｌ_B1，Ｌ_B2，Ｌ_B3；Ｌ_C1，Ｌ_C2，Ｌ_C3とキャパシタンスＣ_A1，Ｃ_A2，Ｃ_A3；Ｃ_B1，Ｃ_B2，Ｃ_B3；Ｃ_C1，Ｃ_C2，Ｃ_C3と伝送線路ＭＳ₁，ＭＳ₂，ＭＳ₃により構成されている。
【００５０】
インピーダンス変換回路Ｍ１においては、ＡＮＴ端子とスイッチ回路１２間に直列にインダクタンスＬ_A1、キャパシタンスＣ_A1、伝送線路ＭＳ₁、インダクタンスＬ_A3が接続され、インダクタンスＬ_A1とキャパシタンスＣ_A1の接続点がインダクタンスＬ_A2を介してグランド（ＧＮＤ）に接続され、キャパシタンスＣ_A1と伝送線路ＭＳ₁の接続点がキャパシタンスＣ_A2を介してグランドに接続され、伝送線路ＭＳ₁とインダクタンスＬ_A3の接続点がキャパシタンスＣ_A3を介してグランドに接続されている。
【００５１】
同様に、インピーダンス変換回路Ｍ２，Ｍ３においては、ＲＸ端子，ＴＸ端子とスイッチ回路１２間に直列にインダクタンスＬ_B1，Ｌ_C1、キャパシタンスＣ_B1，Ｃ_C1、伝送線路ＭＳ₂，ＭＳ₃、インダクタンスＬ_B3，Ｌ_C3が接続され、インダクタンスＬ_B1又はＬ_C1とキャパシタンスＣ_B1又はＣ_C1の接続点がインダクタンスＬ_B2，Ｌ_C2を介してグランドに接続され、キャパシタンスＣ_B1又はＣ_C1と伝送線路ＭＳ₂又はＭＳ₃の接続点がキャパシタンスＣ_B2，Ｃ_C2を介してグランドに接続され、伝送線路ＭＳ₂又はＭＳ₃とインダクタンスＬ_B3又はＬ_C3の接続点がキャパシタンスＣ_B3，Ｃ_C3を介してグランドに接続されている。なお、ボンディングワイヤ３７のインダクタンスがインピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３に利用されており、ボンデイングワイヤ３７がインピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３の一部となっている。
【００５２】
このように、インピーダン変換回路Ｍ１〜Ｍ３を誘電体多層基板３６に形成することにより、小さな実装面積において、インピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３をインダクタンスＬ_A1〜Ｌ_C3、キャパシタンスＣ_A1〜Ｃ_C3、伝送線路ＭＳ₁〜ＭＳ₃及びボンディングワイヤ３７により多段に形成することができる。
【００５３】
従って、インピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３のＱ値を下げることができ、広帯域なインピーダンス変換が実現できる。よって、広帯域にわたってスイッチ回路１２の性能を向上することができる。また、このインピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３は誘電体多層基板３６に形成しているため、実装面積が小さくて済み、信号切換えスイッチ３５を小型化することができる。
【００５４】
（第５の実施形態）
図１１は、本発明のさらに別な実施形態による信号切換えスイッチ３８を示す回路図である。この信号切換えスイッチ３８は、単一正電源動作を実現するために直流カット用キャパシタンスＣ_DCと高周波チョーク用インダクタンスＬ_RFを付加しており、この直流カット用キャパシタンスＣ_DCと高周波チョーク用インダクタンスＬ_RFをインピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３の一部としている。
【００５５】
すなわち、インピーダンス変換回路Ｍ１は、ＡＮＴ端子とスイッチ回路１２の間に挿入された直流カット用キャパシタンスＣ_DCと、この直流カット用キャパシタンスＣ_DCとスイッチ回路１２間の接続点とグランドの間に直列に挿入されたインダクタンスＬ_G及びキャパシタンスＣ_Gと、この直流カット用キャパシタンスＣ_DCとスイッチ回路１２間の接続点に接続されて定電圧Ｖ_DDを印加された高周波チョーク用インダクタンスＬ_RFとから構成されている。
【００５６】
また、インピーダンス変換回路Ｍ２は、ＲＸ端子とスイッチ回路１２の間に挿入された直流カット用キャパシタンスＣ_DCと、この直流カット用キャパシタンスＣ_DCとスイッチ回路１２間の接続点とグランドの間に直列に挿入されたインダクタンスＬ_G及びキャパシタンスＣ_Gと、スイッチング用素子Ｑ₂とグランドの間に挿入された直流カット用キャパシタンスＣ_DCと、この直流カット用キャパシタンスＣ_DCとスイッチング用素子Ｑ₂の接続点に接続されて定電圧Ｖ_DDを印加された高周波チョーク用インダクタンスＬ_RFとから構成されている。
【００５７】
同様に、インピーダンス変換回路Ｍ３は、ＴＸ端子とスイッチ回路１２の間に挿入された直流カット用キャパシタンスＣ_DCと、この直流カット用キャパシタンスＣ_DCとスイッチ回路１２間の接続点とグランドの間に直列に挿入されたインダクタンスＬ_G及びキャパシタンスＣ_Gと、スイッチング用素子Ｑ₄とグランドの間に挿入された直流カット用キャパシタンスＣ_DCと、この直流カット用キャパシタンスＣ_DCとスイッチング用素子Ｑ₄の接続点に接続されて定電圧Ｖ_DDを印加された高周波チョーク用インダクタンスＬ_RF（インピーダンス変換回路Ｍ２と共用）とから構成されている。
【００５８】
この信号切換えスイッチ３８は、上記のように単一正電源動作用の高周波チョーク用インダクタンスＬ_RF及び直流カット用キャパシタンスＣ_DCをインピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３の一部として利用しているので、信号切換えスイッチ３８の素子数を削減でき、半導体集積回路として構成する場合にはチップ面積を減少させることができる。
【００５９】
（第６の実施形態）
図１２は、本発明のさらに別な実施形態による信号切換えスイッチ３９を外部回路と共に示す図である。ＡＮＴ端子には送受信アンテナ４０が接続され、ＲＸ端子には受信用低雑音増幅器（ＬＮＡ）４１が接続され、ＴＸ端子には送信用電力増幅器（ＰＡ）４２が接続されている。
【００６０】
この信号切換えスイッチ３９においては、スイッチ回路１２からインピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３をみたインピーダンスＺ_SWを、例えば第１又は第２の実施形態のように最大伝送可能電力が向上するような電流が流れる適当な値とし（すなわち、スイッチ回路１２からインピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３をみたインピーダンスＺ_SWをＡＮＴ端子、ＲＸ端子及びＴＸ端子から送受信アンテナ４０、受信用低雑音増幅器４１、送信用電力増幅器４２等の外部回路をみたインピーダンスＺ₀より大きくし）、さらに、ＡＮＴ端子、ＲＸ端子及びＴＸ端子から各インピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３をみたインピーダンスを送受信アンテナ４０、受信用低雑音増幅器４１、送信用電力増幅器４２等の外部回路が要求する最適インピーダンス（定格インピーダンス）Ｚ_ANT，Ｚ_LNA，Ｚ_PAとなるよう、各インピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３が設計されている。これによってインピーダンス変換回路にＡＮＴ端子、ＲＸ端子、ＴＸ端子に接続する外部回路との最適インピーダンスによる整合機能を持たせている。
【００６１】
ここで、最適インピーダンスとは、送受信アンテナ４０では、送信回路から送受信アンテナ４０に入力された送信電力が全て空中へ放射され、逆に空中から入射した受信電力が全て受信回路へ出力されるようなインピーダンスＺ_ANTである。また、送信用電力増幅器４２では、最大出力電力が得られるインピーダンスＺ_PAである。また、受信用低雑音増幅器４１では、最小雑音指数が得られるインピーダンスＺ_LNAである。
【００６２】
信号切換えスイッチ３９が最適インピーダンスによる整合機能を有しない場合には、送受信アンテナ４０、送信用電力増幅器４２、受信用低雑音増幅器４１等の外部回路をＡＮＴ端子、ＴＸ端子、ＲＸ端子に接続する場合には、別途整合回路を用いることにより、ＡＮＴ端子、ＴＸ端子及びＲＸ端子における外部回路との特性インピーダンス（例えば５０Ω）を外部回路が要求する最適インピーダンスに変換した後、整合回路を介してＡＮＴ端子、ＴＸ端子及びＲＸ端子に送受信アンテナ４０、送信用電力増幅器４２、受信用低雑音増幅器４１等の外部回路を接続する必要がある。
【００６３】
これに対し、本実施形態による信号切換えスイッチ３９では、インピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３に、ＡＮＴ端子、ＴＸ端子、ＲＸ端子に接続する外部回路との最適インピーダンスによる整合機能を持たせているから、ＡＮＴ端子、ＲＸ端子、ＴＸ端子と外部回路との間に整合回路が不要になり、外部回路と接続する際の構成を簡単にすることができる。
【００６４】
さらに、ＡＮＴ端子、ＲＸ端子、ＴＸ端子と外部回路との間に接続される整合回路が不要になるので、信号切換えスイッチ３９の性能を向上させた状態において、信号切換えスイッチ３９や通信システムにおける変換損失を低減でき、さらに素子数を減少させ、半導体集積回路を用いる場合にはチップ面積を減少させることができ、信号切換えスイッチ３９の製造コストを安価にできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来例の信号切換え用スイッチを示す回路図である。
【図２】スイッチング用素子の特性とスイッチング用素子のゲートに印加される制御電圧に重畳された信号電圧を示す図である。
【図３】本発明の一実施形態による信号切換えスイッチを示す回路図である。
【図４】本発明の別な実施形態による信号切換えスイッチを示す回路図である。
【図５】同上の信号切換えスイッチに信号電力を入力したときの入力端子、出力端子及びスイッチ回路内部における電流波形を示す図である。
【図６】同上の信号切換えスイッチに信号電力を入力したときの入力端子、出力端子及びスイッチ回路内部における電圧波形を示す図である。
【図７】本発明のさらに別な実施形態による信号切換えスイッチを示す平面図である。
【図８】同上の信号切換えスイッチの等価回路を示す回路図である。
【図９】本発明のさらに別な実施形態による信号切換えスイッチを示す外観斜視図である。
【図１０】同上の信号切換えスイッチの等価回路を示す回路図である。
【図１１】本発明のさらに別な実施形態による信号切換えスイッチを示す回路図である。
【図１２】本発明のさらに別な実施形態による信号切換えスイッチを示す回路ブロック図である。
【符号の説明】
Ｑ₁〜Ｑ₄ スイッチング用素子
Ｍ１〜Ｍ３インピーダンス変換回路
Ｌ_ANT，Ｌ_L1〜Ｌ_L3，Ｌ_W1〜Ｌ_W3，Ｌ_A1〜Ｌ_A3，Ｌ_B1〜Ｌ_B3，Ｌ_C1〜Ｌ_C3インダクタンス
Ｃ_ANT，Ｃ_S1〜Ｃ_S3，Ｃ_M1〜Ｃ_M3，Ｃ_A1〜Ｃ_A3，Ｃ_B1〜Ｃ_B3，Ｃ_C1〜Ｃ_C3キャパシタンス
ＭＳ₁〜ＭＳ₃ 伝送線路
Ｌ_RF 高周波チョーク用インダクタンス
Ｃ_DC 直流カット用キャパシタンス
ＡＮＴＡＮＴ端子
ＲＸＲＸ端子
ＴＸＴＸ端子
ＧＮＤグランド
１２スイッチ回路
１５ＩＣチップ
３６誘電体多層基板[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a signal changeover switch. For example, the present invention relates to a high-frequency signal switching switch used for transmission / reception switching of a cellular phone.
[0002]
[Prior art]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a signal switch 1 used for transmission / reception switching of a conventional mobile phone. In general, this type of circuit is called an SPDT (Single-Pole-Dual-Throw) switch.
[0003]
This SPDT switch has, as input / output terminals, an ANT terminal (indicated by ANT in the figure) to which a transmission / reception shared antenna is connected, a TX terminal (indicated by TX in the figure) to which a transmission power amplifier is connected, and a reception RX terminal (indicated by RX in the figure) to which a low-noise amplifier is connected.
[0004]
The signal changeover switch 1 includes four switching semiconductor elements (hereinafter referred to as switching elements) Q.₁~ Q_FourGaAs MESFET (GaAs Metal-Semiconductor FET) is used as a switching element. Between the ANT terminal and the RX terminal, there is a switching element Q₁Are connected in series, and the switching element Q is connected between the RX terminal and the ground (hereinafter referred to as GND).₂Are connected in series, and the switching element Q is connected between the ANT terminal and the TX terminal._ThreeAre connected in series, and the switching element Q is connected between the TX terminal and GND._FourAre connected in series.
[0005]
Each switching element Q₁~ Q_FourEach of the gates of the resistor R₁~ R_FourTo the control voltage terminal. V₁~ V_FourAre each switching element Q via a control voltage terminal.₁~ Q_FourThe control voltage (gate bias V_GB). Each switching element Q₁~ Q_FourIs the pinch-off voltage V_PAbove voltage V_ON(V₁~ V_Four≧ V_ON) To turn on (conducting), and conversely, the pinch-off voltage V is applied to the gate._PThe following voltage V_OFF(V₁~ V_Four≦ V_OFF) To turn off (shut off).
[0006]
Thus, when transmitting through the signal selector switch 1, the switching element Q₁, Q_FourControl voltage V₁, V_FourV_OFFSwitching element Q₂, Q_ThreeControl voltage V₂, V_ThreeV_ONThen, the connection between the ANT terminal and the RX terminal is turned OFF, the connection between the ANT terminal and the TX terminal is turned ON, and a transmission signal is output from the transmission-side power amplifier to the antenna.
[0007]
When receiving through the signal changeover switch 1, the switching element Q₂, Q_ThreeControl voltage V₂, V_ThreeV_OFFSwitching element Q₁, Q_FourControl voltage V₁, V_FourV_ONThen, the signal between the ANT terminal and the TX terminal is turned off, the signal between the ANT terminal and the RX terminal is turned on, and the reception signal is input from the antenna to the low noise amplifier on the reception side.
[0008]
Switching element Q between the RX terminal and GND₂Is the switching element Q₁The switching element Q that is in the ON state and in the OFF state when is in the OFF state₁By reducing the signal power leaking to the RX terminal side through the OFF capacitance to GND, there is an effect of improving the isolation characteristic of the RX terminal. Similarly, the switching element Q between the TX terminal and GND_FourIs the switching element Q_ThreeThe switching element Q that is in the ON state and in the OFF state when is in the OFF state_ThreeBy reducing the signal power leaking to the TX terminal side through the OFF capacitance to GND, there is an effect of improving the isolation characteristics of the TX terminal.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
FIG. 2 shows the switching element (GaAs MESFET) Q.₁~ Q_FourAnd the signal voltage waveform applied between the gate and the source of the switching element in the OFF state and the switching element in the ON state, and the horizontal axis represents the gate-source voltage V_GSThe vertical axis represents the drain current I_DSIs shown. I_DSSIs the gate-source voltage V_GSSaturating drain current when = 0 V, I_FmaxIs the saturation drain current when the gate-source voltage is applied, V_THIs the rising voltage of the gate forward current, V_PIs the pinch-off voltage, V_BIs the gate reverse breakdown voltage.
[0010]
As shown in FIG. 2, in the conventional high-frequency signal selector switch 1, the signal voltage ΔV propagated between the ANT terminal and the RX terminal or the TX terminal._GSIs each switching element Q₁~ Q_FourGate bias V_GB= V₁~ V_Four(Ie, control voltage V_ONOr V_OFF) Around the gate-source voltage V_GSWhen a high-power signal is input from the TX terminal during transmission, the gate-source voltage V_GSIs the switching element Q₁~ Q_FourPinch-off voltage V_PTo reach. At this time, the switching element Q which should be in the ON state at the time of transmission_ThreeIs the gate-source voltage V_GS(= V_ON+ ΔV_GS) Is the pinch-off voltage V_PSince it is temporarily turned OFF every time the following occurs, the transmission power waveform is clipped and waveform distortion occurs.
[0011]
Further, when a high-power signal is input from the TX terminal, the switching element Q that should be in the OFF state₁Is the gate-source voltage V_GS(= V_OFF+ ΔV_GS) Is the pinch-off voltage V_PSince the ON state is temporarily turned on each time, a part of the transmission power leaks to the RX terminal, and the isolation of the RX terminal deteriorates.
[0012]
Further, when a high power signal is input from the TX terminal, the switching element Q that should be in the OFF state._FourIs the gate-source voltage V_GSIs the pinch-off voltage V_PSince the power is temporarily turned on each time, a part of the transmission power falls to GND, and the insertion loss increases.
[0013]
As a result, in the conventional signal changeover switch, the linear maximum transmittable power is limited due to performance degradation due to a large voltage signal.
[0014]
However, there are cases where low voltage operation is not particularly required depending on the application of the signal changeover switch. In such a case, the pinch-off voltage V_PAnd control voltage V_ON, V_OFFCan be set with a sufficient margin so that the switch performance does not deteriorate due to the above-mentioned voltage limitation. That is, V_ON-V_P, V_P-V_OFFBy sufficiently increasing the value, it is possible to prevent the deterioration of the switch performance as described above.
[0015]
When the voltage limitation does not become a problem in this way, the linear maximum transmittable power of the signal changeover switch 1 is determined from the current limitation. That is, the current I that propagates through the signal selector switch 1_DSIs the switching element Q₁~ Q_FourWhen the drain current saturation region is reached, distortion occurs because the transmission power waveform is clipped, and this deterioration of the switch performance limits the linear maximum transmittable power of the signal switching switch 1. This is because the switching element Q₁~ Q_FourSaturation drain current I_DSS(Or I_FmaxIn order to increase the linear maximum transmittable power, the switching element Q₁~ Q_FourSaturation drain current I_DSSMust be set sufficiently large.
[0016]
However, the switching element Q₁~ Q_FourSaturation drain current I_DSSTo increase the switching element Q₁~ Q_FourWhen the internal structure such as the carrier density of the active layer is determined, a method of increasing the gate width Wg is generally adopted. However, when the gate width Wg is increased, the switching element Q₁~ Q_FourAs a result, the chip area increases and the cost increases. The switching element Q₁~ Q_FourSince the gate of this type is prone to process failure such as disconnection, there arises a problem that the yield decreases when the gate width Wg increases.
[0017]
The present invention has been made in view of the drawbacks of the conventional example described above, and the object of the present invention is to improve the linear maximum transmittable power by relaxing the current limitation in the semiconductor element for switching. There is.
[0018]
DISCLOSURE OF THE INVENTION
The signal switching switch according to claim 1 includes a switch circuit in which a semiconductor element is used as a switching element and a plurality of input / output terminals, and the input / output terminals are connected to each other or disconnected by the switch circuit. In the signal changeover switch, an impedance conversion circuit is provided between the input / output terminal and the switch circuit, and the impedance of the switch circuit as viewed from the impedance conversion circuit is larger than the impedance from the input / output terminal as viewed from the external circuit. It is said. Here, the input / output terminal means an input terminal, an output terminal or an input / output shared terminal.
[0019]
In the signal changeover switch according to claim 1, since the impedance of the impedance conversion circuit viewed from the switch circuit is larger than the impedance of the external circuit viewed from the input / output terminal, by providing the impedance conversion circuit, The amplitude of the current wave of signal power propagating through the switch circuit is reduced.
[0020]
Therefore, it is possible to relax the limitation on the current capacity required for the switching semiconductor element used in the switch circuit, for example, the saturation drain current, and to improve the linear maximum transmittable power in the signal changeover switch.
[0021]
That is, the linear maximum transmittable power can be improved by reducing the signal current without increasing the saturation drain current, that is, without increasing the gate width of the semiconductor element for switching.
[0022]
Since it is not necessary to increase the gate width in order to improve the linear maximum transmittable power, the chip area does not increase and the problem of increased cost does not occur. Furthermore, since the gate width does not increase, the risk of disconnection does not increase, and the yield of the signal selector switch does not decrease.
[0023]
According to an embodiment of the present invention, in the signal changeover switch according to the first aspect, the impedance conversion circuit includes an inductance of a bonding wire or a lead of the semiconductor integrated circuit in which the switch circuit is formed, and the semiconductor integrated circuit. It uses a stray capacitance.
[0024]
According to the embodiment of the present invention, since the inductance and the stray capacitance of the bonding wire or lead of the semiconductor integrated circuit in which the switch circuit is formed are used in the impedance conversion circuit, the component of the signal switching switch The score can be reduced. Further, the chip area of the semiconductor integrated circuit configured with the switch circuit and the impedance conversion circuit can be reduced.
[0025]
Therefore, the signal changeover switch can be reduced in size and the manufacturing cost can be reduced.
[0026]
According to a third aspect of the present invention, in the signal switching switch according to the first or second aspect, the impedance conversion circuit includes an inductance, a capacitance, and a transmission line formed in a dielectric multilayer substrate. It is a feature.
[0027]
As described above, by laminating the inductance, capacitance and bonding wire constituting the impedance conversion circuit in the dielectric multilayer substrate, the impedance conversion circuit can be formed in a small area, and the signal switching switch can be miniaturized. Can do.
[0028]
According to the embodiment of the present invention, the Q value of the impedance can be lowered, and wideband impedance conversion can be realized. Therefore, the performance of the signal selector switch can be improved over a wide band.
[0029]
According to a fourth aspect of the present invention, in the signal changeover switch according to the first to third aspects, the impedance conversion circuit includes a direct current cut capacitance and a high frequency choke inductance for single positive power supply operation. It is characterized by.
[0030]
According to this embodiment, since the high-frequency choke inductance and the DC cut capacitance for single positive power supply operation are used as part of the impedance conversion circuit, the number of elements of the signal changeover switch can be reduced, and the semiconductor integrated circuit The chip area can be reduced in the case of the configuration. Therefore, the manufacturing cost can be reduced.
[0031]
According to the fifth aspect of the present invention, in the signal changeover switch according to any one of the first to fourth aspects, an impedance viewed from the input / output terminal to each impedance conversion circuit is substantially equal to an optimum impedance required by each external circuit. It is characterized by being.
[0032]
In the embodiment according to claim 5, since the impedance conversion circuit has a matching function based on the optimum impedance with the external circuit connected to the input / output terminal, matching is performed between the input / output terminal and the external circuit. There is no need to provide a circuit.
[0033]
Since a matching circuit is not required between each input / output terminal and an external circuit, conversion loss in the entire communication system or the like can be reduced with the performance of the signal changeover switch improved. Furthermore, since the number of elements can be reduced and the chip area can be reduced in the semiconductor integrated circuit, the manufacturing cost of the signal changeover switch can be reduced.
[0034]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(First embodiment)
FIG. 3 is a circuit diagram showing the signal changeover switch 11 according to the embodiment of the present invention. This signal changeover switch 11 has a switching element Q.₁~ Q_FourThe switch circuit 12 using a semiconductor element such as GaAs MESFET, the input / output terminals ANT terminal, RX terminal and TX terminal, and impedance conversion circuits M1 to M3. Here, since the switch circuit 12 is the same as the signal changeover switch (SPDT switch) 1 described as the conventional example, the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted. The impedance conversion circuit M1 is connected between the ANT terminal and the switch circuit 12, and the impedance Z when the impedance conversion circuit M1 is viewed from the switch circuit 12._SWImpedance Z of external circuit viewed from ANT terminal₀I try to be bigger. Similarly, the impedance conversion circuit M2 is connected between the RX terminal and the switch circuit 12, and the impedance conversion circuit M3 is connected between the TX terminal and the switch circuit 12, both of which are connected from the switch circuit 12 to the impedance conversion circuit M2. Impedance Z with M3_SWImpedance Z of external circuit viewed from RX terminal or TX terminal₀I try to be bigger.
[0035]
In the signal changeover switch 11, impedance conversion circuits M1 to M3 are provided between the ANT terminal, RX terminal and TX terminal, which are input / output terminals, and the switch circuit 12, respectively. Impedance Z with M1 to M3_SWIs an impedance Z when an external circuit is viewed from the ANT terminal, RX terminal and TX terminal.₀Since it is made larger, the amplitude of the current wave of the signal power propagating through the switch circuit 12 can be reduced. Therefore, the switching element Q₁~ Q_FourCurrent capacity required for the MESFET, ie, the saturation drain current I_DSSTherefore, the gate width of the MESFET can be shortened. As a result, the switching element Q₁~ Q_FourThe reduction of the chip area is achieved, the manufacturing cost is reduced by the reduction of the chip area, and the yield by the manufacturing process is improved because the gate width is short. And the switching element Q having the same gate width₁~ Q_FourCompared with the signal switching switch using the, the linear maximum transmittable power can be improved.
[0036]
In general, the present invention increases the internal impedance of the switch circuit 12 by the impedance conversion circuits M1 to M3 and decreases the current amplitude of the signal flowing through the switch circuit 12. That is, the impedance of the switch circuit 12 is set to Z_SW, The maximum amplitude of the current wave flowing through the switch circuit 12 is I_SWThen, the power P transmitted through the switch circuit 12 is P = (I_SW ²・ Z_SW) / 2, and if the power input to the switch circuit 12 is P, the impedance Z of the switch circuit 12_SWBy increasing the current I flowing through the switch circuit 12_SWCan be reduced. Therefore, the switching element Q₁~ Q_FourIt is possible to alleviate the deterioration of the switching performance resulting from the current limitation. Therefore, in this embodiment, the switching element Q₁~ Q_FourAs an example, a GaAs MESFET is used as an example. However, it is possible to relax current restrictions such as allowable current even if other semiconductor elements such as PIN diodes are used (the same applies to the following embodiments).
[0037]
(Second Embodiment)
FIG. 4 is a circuit diagram showing a signal selector switch 13 according to another embodiment of the present invention. The impedance conversion circuit M1 has an L-type inductance L_ANTAnd capacitance C_ANTIs an L-type lossless circuit, and when the frequency of the signal is f, the inductance L_ANTImpedance by j (2πf) L_ANT= J50Ω, capacitance C_ANTImpedance due to -j / (2πfC_ANT) = − J100Ω. Therefore, the impedance of the external circuit viewed from the ANT terminal is Z₀= 50Ω, the impedance of the impedance conversion circuit M1 viewed from the switch circuit 12 is Z_SW= 100Ω. Similarly, the impedance conversion circuits M2 and M3 each have an L-type connected inductance L._RX, L_TXAnd capacitance C_RX, C_TXL-type lossless circuit consisting of_RX, L_TXImpedance j (2πf) L due to_RX= J50Ω, j (2πf) L_TX= J50Ω, capacitance C_RX, C_TXImpedance due to -j / (2πfC_RX) = − J100Ω, −j / (2πfC_TX) = − J100Ω. Therefore, the impedance of the external circuit viewed from the RX terminal or TX terminal is Z₀= 50Ω, the impedance when the RX terminal or TX terminal is viewed from the switch circuit 12 is also Z_SW= 100Ω. Inductance L_ANT, L_RX, L_TX, Capacitance C_ANT, C_RX, C_TXIs determined by the frequency f of the signal flowing through the circuit, and at 1.9 GHz, L_ANT= L_RX= L_TX= 4.188nH, C_ANT= C_RX= C_TX= 0.838 pF.
[0038]
5 and 6 respectively show the input terminal (ie, TX terminal or ANT terminal), the inside of the switch circuit 12, and the output terminal (ie, ANT terminal) when signal power of P = 360 mW is inputted to the signal changeover switch 13. FIG. 6 is a diagram showing a current waveform and a voltage waveform at (or RX terminal). However, for the sake of simplicity, it is assumed that the resistance loss inside the switch circuit 12 is zero. The ANT, RX, and TX terminals that are input / output terminals are Z₀= 50Ω system, the maximum amplitude of the voltage wave is 6V [= (2PZ₀)^1/2], The maximum amplitude of the current wave is 120 mA [= (2P / Z₀)^1/2However, in the switch circuit 12, the impedance conversion circuits M1 to M3 can perform Z_SW= 100Ω system, so the maximum amplitude of the voltage wave is 8.5V [= (2PZ_SW)^1/2], The maximum amplitude of the current wave is 85 mA [= (2P / Z_SW)^1/2].
[0039]
That is, when signal power is input from the TX terminal or the ANT terminal, the maximum amplitude of the voltage wave propagating through the switch circuit 12 is such that the impedance is Z.₀= 6V is reached when 50Ω, but the impedance is changed to Z by the impedance conversion circuits M1 to M3._SWSince = 100Ω, the maximum amplitude of the voltage wave propagating through the switch circuit 12 increases to 8.5V, which is √2 times. Instead, the maximum amplitude of the current wave is Z₀= 50 Ω, 120 mA, but Z_SWAt 100Ω, the current is reduced to 85 mA and 1 / √2 times.
[0040]
Accordingly, impedance conversion circuits M1 to M3 are provided between the ANT terminal, RX terminal, TX terminal and the switch circuit 12, and the impedance Z when the ANT terminal, RX terminal, TX terminal is viewed from the switch circuit 12._SWImpedance Z of external circuit viewed from ANT, RX and TX terminals₀By setting it to be larger, the amplitude of the current wave of the signal power propagating through the switch circuit 12 can be reduced.
[0041]
As a result, the switching element Q₁~ Q_FourIs the saturation drain current I_DSSTherefore, a large amount of power can be supplied to the signal changeover switch 13, and the linear maximum transmittable power can be increased. Therefore, the switching element Q having the same gate width₁~ Q_FourCompared with the case of using the linear maximum transmission power can be improved.
[0042]
(Third embodiment)
FIG. 7 is a plan view showing a signal changeover switch 14 according to another embodiment of the present invention. In the signal changeover switch 14, the switch circuit 12 is formed on an IC (semiconductor integrated circuit) chip 15. Reference numerals 16, 17, and 18 denote ANT side terminal electrodes, RX side terminal electrodes, and TX side terminal electrodes of the switch circuit 12 formed on the IC chip 15, respectively. The IC chip 15 on which the switch circuit 12 is formed is die-bonded on the die pad 19. Three ground terminals 20 are extended from the die pad 19. The mold package 21 encapsulating the IC chip 15 is embedded with each end of an ANT lead 22 serving as an ANT terminal, an RX lead 23 serving as an RX terminal, and a TX lead 24 serving as a TX terminal. ing. The ANT lead 22 and the ANT side terminal electrode 16 of the switch circuit 12 are connected by a bonding wire 25, and the RX lead 23 and the RX side terminal electrode 17 of the switch circuit 12 are connected by a bonding wire 26, and the TX lead 24 The TX side terminal electrode 18 of the switch circuit 12 is connected by a bonding wire 27. Reference numerals 28, 29, and 30 denote ground electrodes provided in the vicinity of the ANT side terminal electrode 16, the RX side terminal electrode 17, and the TX side terminal electrode 18, and are electrically connected to the die pad 19 through the via holes 31. Yes. The ANT side terminal electrode 16 and the ground electrode 28 of the switch circuit 12 are connected by the MIM capacitor 32, and the RX side terminal electrode 17 and the ground electrode 29 of the switch circuit 12 are connected by the MIM capacitor 33, The TX side terminal electrode 18 and the ground electrode 30 are connected by an MIM capacitor 34 formed on the IC chip 15.
[0043]
FIG. 8 is an equivalent circuit diagram of the signal changeover switch 14. In the signal changeover switch 14, the impedance conversion circuits M1 to M3 inserted between the ANT terminal, the RX terminal, the TX terminal and the switch circuit 12 all have an inductance L._L1, L_L2, L_L3And capacitance C_S1, C_S2, C_S3L-type circuit and inductance L_W1, L_W2, L_W3And capacitance C_M1, C_M2, C_M3An L-type circuit consisting of
[0044]
In the impedance conversion circuit M1, the tip of the ANT lead 22 is an ANT terminal, and the inductance L_L1Is constituted by the inductance of the ANT lead 22 and the capacitance C_S1Is constituted by a stray capacitance between the ANT lead 22 and the ground terminal 20, and an inductance L_W1Is constituted by the inductance of the bonding wire 25 and has a large capacitance C_M1Is constituted by an MIM capacitance 32.
[0045]
Similarly, in the impedance conversion circuit M2, the tip of the RX lead 23 is an RX terminal, and the inductance L_L2Is composed of the inductance of the RX lead 23 and the capacitance C_S2Is constituted by a stray capacitance between the RX lead 23 and the ground terminal 20, and an inductance L_W2Is constituted by the inductance of the bonding wire 26 and has a large capacitance C_M2Is constituted by an MIM capacitance 33.
[0046]
Similarly, in the impedance conversion circuit M3, the tip of the TX lead 24 is a TX terminal, and the inductance L_L3Is constituted by the inductance of the TX lead 24 and the capacitance C_S3Is constituted by a stray capacitance between the TX lead 24 and the ground terminal 20, and an inductance L_W3Is composed of the inductance of the bonding wire 27 and has a large capacitance C_M3Is constituted by an MIM capacitance 34.
[0047]
According to this embodiment, each inductance L of the ANT lead 22, the RX lead 23, the TX lead 24, and the bonding wires 25, 26, 27, which becomes a problem when the signal changeover switch 14 is housed in the molded package 21, is described._L1, L_L2, L_L3Or L_W1, L_W2, L_W3, Stray capacitance C between ANT lead 22, RX lead 23, TX lead 24 and ground terminal 20_S1, C_S2, C_S3Can be actively used as a part of the impedance conversion circuits M1 to M3, the chip area of the IC chip 15 can be reduced, and the performance of the signal changeover switch 14 is improved. The area can be reduced and the manufacturing cost can be reduced.
[0048]
(Fourth embodiment)
FIG. 9 is a perspective view showing a signal changeover switch 35 according to still another embodiment of the present invention, and FIG. 10 is an equivalent circuit diagram thereof. In the signal changeover switch 35, the IC chip 15 on which the switch circuit 12 is formed is mounted on the upper surface of the dielectric multilayer substrate 36 on which the impedance conversion circuits M1 to M3 are configured. The substrate 36 is connected by a bonding wire 37.
[0049]
As shown in FIG. 10, the impedance conversion circuits M <b> 1 to M <b> 3 include inductance L formed in multiple stages inside the dielectric multilayer substrate 36._A1, L_A2, L_A3L_B1, L_B2, L_B3L_C1, L_C2, L_C3And capacitance C_A1, C_A2, C_A3C_B1, C_B2, C_B3C_C1, C_C2, C_C3And transmission line MS₁, MS₂, MS_ThreeIt is comprised by.
[0050]
In the impedance conversion circuit M1, an inductance L is connected in series between the ANT terminal and the switch circuit 12._A1, Capacitance C_A1, Transmission line MS₁, Inductance L_A3Is connected and inductance L_A1And capacitance C_A1Is the inductance L_A2Is connected to the ground (GND) through the capacitor C_A1And transmission line MS₁Is the capacitance C_A2Connected to the ground via the transmission line MS₁And inductance L_A3Is the capacitance C_A3Is connected to the ground via
[0051]
Similarly, in the impedance conversion circuits M2 and M3, an inductance L is connected in series between the RX terminal and the TX terminal and the switch circuit 12._B1, L_C1, Capacitance C_B1, C_C1, Transmission line MS₂, MS_Three, Inductance L_B3, L_C3Is connected and inductance L_B1Or L_C1And capacitance C_B1Or C_C1Is the inductance L_B2, L_C2Connected to the ground via a capacitance C_B1Or C_C1And transmission line MS₂Or MS_ThreeIs the capacitance C_B2, C_C2Connected to the ground via the transmission line MS₂Or MS_ThreeAnd inductance L_B3Or L_C3Is the capacitance C_B3, C_C3Is connected to the ground via The inductance of the bonding wire 37 is used for the impedance conversion circuits M1 to M3, and the bonding wire 37 is a part of the impedance conversion circuits M1 to M3.
[0052]
In this way, by forming the impedance conversion circuits M1 to M3 on the dielectric multilayer substrate 36, the impedance conversion circuits M1 to M3 can be converted to the inductance L in a small mounting area._A1~ L_C3, Capacitance C_A1~ C_C3, Transmission line MS₁~ MS_ThreeFurther, it can be formed in multiple stages by the bonding wire 37.
[0053]
Therefore, the Q value of the impedance conversion circuits M1 to M3 can be lowered, and broadband impedance conversion can be realized. Therefore, the performance of the switch circuit 12 can be improved over a wide band. Further, since the impedance conversion circuits M1 to M3 are formed on the dielectric multilayer substrate 36, the mounting area is small, and the signal changeover switch 35 can be downsized.
[0054]
(Fifth embodiment)
FIG. 11 is a circuit diagram showing a signal changeover switch 38 according to still another embodiment of the present invention. This signal changeover switch 38 is provided with a DC cut capacitance C in order to realize a single positive power supply operation._DCAnd inductance for high frequency chokes L_RFThis DC cut capacitance C_DCAnd inductance for high frequency chokes L_RFIs part of the impedance conversion circuits M1 to M3.
[0055]
That is, the impedance conversion circuit M1 has a DC cut capacitance C inserted between the ANT terminal and the switch circuit 12._DCAnd this DC cut capacitance C_DCAnd the inductance L inserted in series between the connection point between the switch circuit 12 and the ground_GAnd capacitance C_GAnd this DC cut capacitance C_DCIs connected to a connection point between the switch circuit 12 and the constant voltage V_DDInductance L for high frequency choke_RFIt consists of and.
[0056]
In addition, the impedance conversion circuit M2 includes a DC cut capacitance C inserted between the RX terminal and the switch circuit 12._DCAnd this DC cut capacitance C_DCAnd the inductance L inserted in series between the connection point between the switch circuit 12 and the ground_GAnd capacitance C_GAnd switching element Q₂DC cutting capacitance C inserted between the ground and ground_DCAnd this DC cut capacitance C_DCAnd switching element Q₂The constant voltage V_DDInductance L for high frequency choke_RFIt consists of and.
[0057]
Similarly, the impedance conversion circuit M3 includes a DC cut capacitance C inserted between the TX terminal and the switch circuit 12._DCAnd this DC cut capacitance C_DCAnd the inductance L inserted in series between the connection point between the switch circuit 12 and the ground_GAnd capacitance C_GAnd switching element Q_FourDC cutting capacitance C inserted between the ground and ground_DCAnd this DC cut capacitance C_DCAnd switching element Q_FourThe constant voltage V_DDInductance L for high frequency choke_RF(Shared with the impedance conversion circuit M2).
[0058]
As described above, the signal changeover switch 38 has a high-frequency choke inductance L for single positive power supply operation._RFAnd DC cut capacitance C_DCIs used as a part of the impedance conversion circuits M1 to M3, the number of elements of the signal changeover switch 38 can be reduced, and the chip area can be reduced when it is configured as a semiconductor integrated circuit.
[0059]
(Sixth embodiment)
FIG. 12 is a diagram illustrating a signal changeover switch 39 according to still another embodiment of the present invention together with an external circuit. A transmission / reception antenna 40 is connected to the ANT terminal, a reception low noise amplifier (LNA) 41 is connected to the RX terminal, and a transmission power amplifier (PA) 42 is connected to the TX terminal.
[0060]
In the signal changeover switch 39, the impedance Z as viewed from the switch circuit 12 to the impedance conversion circuits M1 to M3._SW, For example, as in the first or second embodiment, an appropriate value through which a current that improves the maximum transmittable power flows (that is, impedance Z when the impedance conversion circuits M1 to M3 are viewed from the switch circuit 12)._SWImpedance Z of the external circuit such as the transmitting / receiving antenna 40, the receiving low noise amplifier 41, the transmitting power amplifier 42, etc. from the ANT terminal, RX terminal and TX terminal.₀Furthermore, external circuits such as the transmission / reception antenna 40, the reception low noise amplifier 41, and the transmission power amplifier 42 require impedances when the impedance conversion circuits M1 to M3 are viewed from the ANT terminal, the RX terminal, and the TX terminal. Optimum impedance (rated impedance) Z_ANT, Z_LNA, Z_PAThe impedance conversion circuits M1 to M3 are designed so that As a result, the impedance conversion circuit has a matching function based on the optimum impedance with the external circuit connected to the ANT terminal, RX terminal, and TX terminal.
[0061]
Here, the optimum impedance means that the transmission / reception antenna 40 radiates all transmission power input from the transmission circuit to the transmission / reception antenna 40 into the air, and conversely outputs all reception power incident from the air to the reception circuit. Impedance Z_ANTIt is. In the transmission power amplifier 42, the impedance Z that provides the maximum output power is obtained._PAIt is. In the low noise amplifier 41 for reception, the impedance Z that provides the minimum noise figure is obtained._LNAIt is.
[0062]
When the signal changeover switch 39 does not have a matching function based on the optimum impedance, external circuits such as the transmission / reception antenna 40, the transmission power amplifier 42, and the reception low noise amplifier 41 are connected to the ANT terminal, the TX terminal, and the RX terminal. By using a separate matching circuit, the characteristic impedance (for example, 50Ω) with the external circuit at the ANT terminal, TX terminal, and RX terminal is converted to the optimum impedance required by the external circuit, and then the ANT terminal through the matching circuit. It is necessary to connect external circuits such as the transmission / reception antenna 40, the transmission power amplifier 42, and the reception low noise amplifier 41 to the TX terminal and the RX terminal.
[0063]
On the other hand, in the signal changeover switch 39 according to the present embodiment, the impedance conversion circuits M1 to M3 are provided with a matching function based on the optimum impedance with the external circuit connected to the ANT terminal, the TX terminal, and the RX terminal. A matching circuit is not required between the terminal, the RX terminal, the TX terminal and the external circuit, and the configuration when connecting to the external circuit can be simplified.
[0064]
Further, since a matching circuit connected between the ANT terminal, the RX terminal, and the TX terminal and an external circuit is not necessary, conversion in the signal switching switch 39 or the communication system is performed in a state where the performance of the signal switching switch 39 is improved. Loss can be reduced, the number of elements can be reduced, and when a semiconductor integrated circuit is used, the chip area can be reduced, and the manufacturing cost of the signal changeover switch 39 can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a conventional signal switching switch;
FIG. 2 is a diagram illustrating characteristics of a switching element and a signal voltage superimposed on a control voltage applied to a gate of the switching element.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a signal changeover switch according to an embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a signal changeover switch according to another embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing current waveforms in the input terminal, the output terminal, and the switch circuit when signal power is input to the signal changeover switch;
FIG. 6 is a diagram showing voltage waveforms in the input terminal, the output terminal, and the switch circuit when signal power is input to the signal changeover switch.
FIG. 7 is a plan view showing a signal changeover switch according to still another embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the signal changeover switch.
FIG. 9 is an external perspective view showing a signal changeover switch according to still another embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the signal changeover switch.
FIG. 11 is a circuit diagram showing a signal changeover switch according to still another embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a circuit block diagram showing a signal changeover switch according to still another embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
Q₁~ Q_Four  Switching element
M1 to M3 impedance conversion circuit
L_ANT, L_L1~ L_L3, L_W1~ L_W3, L_A1~ L_A3, L_B1~ L_B3, L_C1~ L_C3Inductance
C_ANT, C_S1~ C_S3, C_M1~ C_M3, C_A1~ C_A3, C_B1~ C_B3, C_C1~ C_C3capacitance
MS₁~ MS_Three  Transmission line
L_RF  Inductance for high frequency chokes
C_DC  DC cut capacitance
ANT ANT terminal
RX RX terminal
TX TX terminal
GND ground
12 Switch circuit
15 IC chip
36 Dielectric multilayer substrate

Claims

In a signal changeover switch that includes a switch circuit in which a semiconductor element is used as a switching element, and a plurality of input / output terminals, and each input / output terminal is connected to or disconnected from each other by the switch circuit.
A signal changeover switch characterized in that an impedance conversion circuit is provided between the input / output terminal and the switch circuit, and an impedance viewed from the switch circuit to the impedance conversion circuit is larger than an impedance viewed from the input / output terminal to the external circuit.

2. The impedance conversion circuit according to claim 1, wherein the impedance conversion circuit uses an inductance of a bonding wire or lead of a semiconductor integrated circuit in which the switch circuit is formed and a stray capacitance of the semiconductor integrated circuit. Signal changeover switch.

The signal switching switch according to claim 1, wherein the impedance conversion circuit includes an inductance, a capacitance, and a transmission line formed in a dielectric multilayer substrate.

The signal changeover switch according to claim 1, wherein the impedance conversion circuit includes a direct current cut capacitance for operating a single positive power source and a high frequency choke inductance.

5. The signal changeover switch according to claim 1, wherein an impedance of each impedance conversion circuit viewed from the input / output terminal is substantially equal to an optimum impedance required by each external circuit.