JP3793919B2

JP3793919B2 - Induction motor control method

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Publication number: JP3793919B2
Application number: JP2002116240A
Authority: JP
Inventors: 武安藤; 徳之助棚町; 瑛一豊田; 清仲田; 優人鈴木; 高司安田
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2002-04-18
Filing date: 2002-04-18
Publication date: 2006-07-05
Anticipated expiration: 2017-03-19
Also published as: JP2002325500A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導電動機のベクトル制御に係り、特に、周波数が高い電圧制御不能領域においてもベクトル制御を可能にする誘導電動機の制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
鉄道車両用電気車を駆動する誘導電動機をベクトル制御する技術は、特開平５−８３９７６号公報に記載されている。また、鉄道車両用電気車では、一般的に高速運転領域ではインバータのスイッチング損失を減らし、また、直流電源電圧を最大限利用するため、ＰＷＭパルスモードが１パルスモードとなる制御を用いている。しかし、この電圧の大きさを制御することができない１パルスモードにおいても、ベクトル制御を行う技術が第３３回鉄道におけるサイバネティクス利用国内シンポジウム論文集(１９９６年１１月）ｐ.２４７−２５０「ベクトル制御を適用した車両駆動システム」に記載されている。
上記特開平５−８３９７６号公報に記載のベクトル制御では、励磁電流指令値と検出した励磁電流との偏差及びトルク電流指令値と検出したトルク電流との偏差に基づきベクトル制御の２つの電圧指令信号を補正する２つの電流制御手段の他にすべり周波数を補正するための第３の電流制御手段を有しており、制御構成が複雑になるため、マイコンを用いて指令信号を演算する場合に演算時間が大きくなってしまうという課題がある。また、上記「ベクトル制御を適用した車両駆動システム」の文献では、１パルスモードにおいて磁束補正値演算、つまり、弱め界磁を行うフィードバックを付加する必要がある。また、両従来技術とも１パルスモードとそれ以外のモードで制御系を切り替える必要がある。
なお、上記従来技術の他に特開平２−３２７８８号公報がある。同公報記載のベクトル制御の構成は、第１６図を見るように、励磁電流及びトルク電流の各成分に応じて電圧指令を演算する点、トルク電流の指令にその実際値がなるように１次周波数を指令する電流制御系を備える点及び得られた１次周波数指令より上記電圧指令を演算する点からなる。しかし、同公報記載のベクトル制御では、ＰＷＭパルスモードが１パルスになり、電圧制御が不能になると、ベクトル制御ができないという課題があり、それへの配慮の記載は一切されていない。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、誘導電動機をベクトル制御するに際し、より簡単な制御構成によって低速域からＰＷＭインバータの直流電源電圧を最大限に利用するＰＷＭのパルス数が１パルスとなる高速域まで連続的に制御構成を切り替えることなく、良好なベクトル制御を行いうる誘導電動機の制御方法を提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、直流電圧を可変電圧可変周波及び定電圧可変周波の交流に変換するインバータにより電気車駆動用誘導電動機を制御し、可変電圧可変周波及び定電圧可変周波の各制御を前記誘導電動機を制御する回転周波数または出力電圧の大きさに応じて移行し、前記誘導電動機の一次電流から検出した励磁電流成分とトルク電流成分の検出値及び電流指令発生手段より出力される励磁電流成分指令とトルク電流成分指令に基づき演算された前記それぞれの成分に対応する電圧成分指令により求まる変調率(出力電圧指令)によりインバータの出力電圧を制御し、励磁電流成分とトルク電流成分との比から前記誘導電動機のすべり角周波数を演算し、それに基づいてインバータの出力周波数を制御する誘導電動機の制御方法において、可変電圧可変周波の制御領域では、励磁電流成分とトルク電流成分の各検出値が対応する各成分の前記指令に近づくように各電流成分毎の電流フィードバック制御を行い、その制御動作時の励磁電流成分指令とトルク電流成分指令に基づいて変調率とすべり角周波数を演算し、それによりインバータを制御し、可変電圧可変周波の制御から移行後の定電圧可変周波の制御領域では、変調率を所定値に制限すると共に、トルク電流成分のフィードバック制御は動作させ、励磁電流成分のフィードバック制御のみを停止し、変調率とすべり角周波数の演算に用いる各電流成分として、励磁電流成分は電流指令発生手段より出力される予め決められ保持されている所定値を有する指令を用い、トルク電流成分はフィードバック制御の出力であるトルク電流成分指令が検出したトルク電流成分で補正されたトルク電流成分修正値を用いるようにした。
【０００５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面を用いて説明する。
本発明の一実施形態を図１を用いて説明する。同図において、直流電源１１から供給される直流は、フィルタコンデンサ１３によって平滑され、電力変換器であるパルス幅変調（以下、ＰＷＭと称する）インバータ１に与えられる。
ＰＷＭインバータ１は、電源となる直流電圧を３相の交流電圧に変換してその交流電圧を誘導電動機２に供給する。電気車ではこの誘導電動機２を駆動源として走行する。
電流指令発生器３は、励磁電流指令値Iｄ*及びトルク電流指令値Iｑ*を発生する。
電流制御器４は、トルク電流指令値Iｑ**及び後述する座標変換器５の出力であるトルク電流検出値Iｑの偏差に基づき補正されたトルク電流指令値Iｑ**を生成し、その指令値Iｑ**は電圧指令演算器６及びすべり角周波数演算器７に入力される。
すべり角周波数演算器７は、励磁電流指令値Iｄ*及び補正されたトルク電流指令値Iｑ**よりすべり角周波数指令値ωｓ*を出力する。
電圧指令演算器６は、励磁電流指令値Iｄ*、補正されたトルク電流指令値Iｑ**、及び後述する１次角周波数指令値ω１*に基づき誘導電動機２に供給される回転磁界座標系の２つの電圧成分の指令であるＶｄ*，Ｖｑ*を演算し、極座標変換器８に出力する。
極座標変換器８は、Ｖｄ*，Ｖｑ*で表される電圧ベクトルを電圧ベクトルの大きさＶ０及び位相δに変換する。
一方、速度検出器１６によって検出された誘導電動機速度ωrは、加算器１７ですべり角周波数演算器７の出力であるすべり角周波数指令値ωｓ*と加算され、１次角周波数指令値ω１*を生成する。この１次角周波数指令値ω１*は積分器１８，電圧指令演算器６に与えられる。
積分器１８は、１次角周波数指令値ω１*を積分して座標基準信号θを演算する。
座標変換器５は、ＰＷＭインバータ１の出力電流を検出する電流検出器１５ｕ，１５ｖ，１５ｗにより検出されたインバータ出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを入力して座標基準信号θに基づいて回転磁界座標系の励磁電流成分Ｉｄ、トルク電流成分Ｉｑに変換し、Ｉｑは電流制御器４に出力される。
加算器１９は、積分器１８の出力である座標基準信号θと極座標変換器８の出力である電圧ベクトルの位相δを加算してθ’を出力する。
変調率演算器１０は、電力変換器の電源となる直流電圧ＶＦＣを検出する電圧検出器１４からの信号に基づいて電力変換器が出力しうる最大電圧を越えないように極座標変換器８の出力である電圧ベクトルの大きさＶ０を制限し、変調率Ｖｃを出力する。
ＰＷＭ信号演算器９では、変調率演算器１０の出力Ｖｃ及び加算器１９の出力θ’よりオン，オフパルスＳｕ，Ｓｖ，Ｓｗを発生し、ＰＷＭインバータ１に与える。
【０００６】
次に、上記各部の詳細を説明する。
座標変換器５では、例えば座標基準信号θ及びインバータ出力電流ｉｕ,ｉｖ,ｉｗから（１）式により励磁電流成分Iｄ、トルク電流成分Iｑを演算する。
【数１】

電流制御器４としては例えば比例，積分制御を用いる。（２）式はその一例である。これによりトルク電流指令値Iｑ*とトルク電流検出値Iｑの偏差に基づいて補正されたトルク電流指令値Iｑ**が出力される。
【数２】

ここに、Ｋ１，Ｋ２はそれぞれ比例係数，積分係数、ｓはラプラス演算子である。
（３）式は、電圧指令演算器６の一例である。
【数３】

ここに、ｒ１は誘導電動機２の１次抵抗、Ｌｓσは漏れインダクタンス、Ｌ１は１次インダクタンスを示す。
（４）式は、すべり角周波数演算器７の一例である。
【数４】

ここに、ｒ２は誘導電動機２の２次抵抗、Ｍは相互インダクタンスである。
極座標変換器８は、（５），（６）式で表される。
【数５】

【数６】

【０００７】
図２は、変調率演算器１０の一例を示す。除算器２０１により極座標変換器８の出力Ｖ０はフィルタコンデンサ電圧ＶＦＣで除算し、その出力は係数器２０２を経て変調率Ｖｃ’として正規化され、その値はリミッタ２０３に入力される。リミッタ２０３は入力された変調率Ｖｃ’に対して出力する変調率（電圧指令）Ｖcが所定の値を超えないようにするものである。図２の構成を演算式で表すと（７）式のようになる。
【数７】

ここで、変調率ＶｃはＰＷＭインバータの出力電圧が最大となる１パルスモードのときの電圧が１となるようにスケール変換している。min( )は最小値を取る関数で、計算した結果が１を越えた場合にはＶｃを１にリミットする。（７）式よりＶ０の最大値Ｖ０maxは（８）式のように書ける。
【数８】

以上説明した図１及び（１）〜（７）式による制御構成により、低速域からＰＷＭインバータ１の直流電圧を最大限に利用するＰＷＭのパルスモードが１パルスとなる高速域まで良好な制御ができる。
【０００８】
以下に、上記構成における動作について説明する。
まず、電圧指令値が電源の直流電圧で決まる電力変換器の出力可能な最大電圧より小さい低速域の場合を説明する。
極座標変換器の出力ＶＯは、変調率演算器１０で制限する電圧Ｖ０maxより小さいので、Ｖｃ＜１となる。このときＰＷＭインバータ１が出力する電圧に誤差がなく、誘導電動機２のパラメータが電圧指令演算器６、すべり角周波数演算器７で用いたパラメータと一致している理想的な条件のもとでは、ＰＷＭインバータ１は電圧指令値どおりの電圧を出力する。その結果、電流指令発生器３の出力Iｄ*，Iｑ*と座標変換器の出力Iｄ，Iｑは完全に一致し、ベクトル制御が行われる。実際には、ＰＷＭインバータ１の出力電圧誤差や誘導電動機２のパラメータの変動などによりIｄ*，Iｑ*とIｄ，Iｑの間に不一致が生じるが、その場合には電流制御器４によりIｑ*にIｑが一致するように制御される。例えば誘導電動機の２次抵抗ｒ２がすべり角周波数演算器７の演算で使われているｒ２よりも大きくなった場合を考えると、すべり角周波数演算器７が出力するすべり角周波数指令値ωs*は本来出すべき値より小さくなるため、誘導電動機電流が小さくなり、Iｑ*とIｑが不一致となる。このとき電流制御器４はこの不一致をなくすように働き、出力Iｑ**を大きくする。その結果、すべり角周波数指令値ωｓ*が大きくなり、パラメータが変動したことによる誤差を補正するため、若干のパラメータ誤差があっても、電流制御器４の働きにより安定にベクトル制御を行うことができる。
【０００９】
つぎに、誘導電動機に出力する電圧が電力変換器の出力可能な最大電圧以上となる（ＰＷＭのパルスモードが１パルスになる）高速域の場合について説明する。
誘導電動機のパラメータ誤差のない理想的な条件のもとでも、極座標変換器８が出力する電圧ベクトル指令値の大きさＶ０は、ＰＷＭインバータ１から出力されうる最大電圧Ｖ０maxより大きくなり、電圧指令値と出力電圧に不一致が生じる。その結果として電流指令発生器３の出力Iｄ*，Iｑ*と座標変換器５の出力Iｄ，Iｑは不一致となる。
この条件における課題を解決するために付加したものが変調率演算器９である。
同演算器９は、図２に示すように、演算された電圧指令Ｖｃ’が出力されうる最大電圧Ｖ０maxより大きくなると、その値でリミットし、そのリミットした値をインバータの変調率（出力電圧指令）Ｖｃとして出力する。
これまでのベクトル制御ではＶｃ’とＶ０maxとの差分に相当する量をフィードバックする必要があった。例えば上述した「ベクトル制御を適用した車両駆動システム」の文献では、電流指令発生器３の出力である励磁電流指令値Iｄ*を減らすよう調整している。（なお、本発明の動作を説明する上で、このようにIｄ*が調整されてベクトル制御が行われているとしたときの励磁電流指令値をIｄ**とする。）
【００１０】
しかし、本実施形態では、上記のようなフィードバックを行うことを必要とせず、ベクトル制御を行うという点に大きな特徴を有している。そのことについて以下制御原理について詳細に説明する。
図１の電流制御器４は、上記したように低速域においてはパラメータ変動による補償が主たる働きであったが、高速域ではさらに同制御器は上述した電圧の不一致によるIｑ*とIｑの誤差を一致させるように動作するのである。
例えば、Ｖｃ’がＶ０maxより大きくなると、その差に応じて電流制御器４の出力Iｑ**はIｑ*より増加する。その結果、制御の平衡状態においては、電流制御器４の出力Iｑ**と電流指令発生器３の出力Iｄ*の比であるIｑ**／Iｄ*は本来ベクトル制御が行われているときの比であるIｑ*／Iｄ**（Iｑ／Iｄ）に等しくなる。このときすべり角周波数演算器７の出力であるすべり角周波数指令値ωｓ*は、（４）式より明らかなように、ベクトル制御が行われている場合と等しくなり、ωｓ*より加算器１７、積分器１８で演算される座標基準信号θも等しい。同様に制御が平衡状態になるまでの時間内に誘導電動機２の速度ωｒが変化しないとみなせるように電流制御器４の応答時間をきめることで、電圧指令演算器６の出力Ｖｄ*，Ｖｑ*の比Ｖｑ*／Ｖｄ*も（３）式より変化しない。
したがって、（６）式より極座標変換器８の出力δも本来ベクトル制御が行われているときと等しくなる。その結果、加算器１９で演算されるθ’も等しいことから誘導電動機２には通常のベクトル制御が行われた場合と全く同じ電圧が印加され、座標変換器５は理想的には出力Iｄ，Iｑとして通常のベクトル制御が行われたときの値に等しいIｄ**及びIｑ*を出力する。電流制御器４は、積分要素を含んでいるので、入力Iｑ*とIｑが等しくなっても、Iｑ**はIｑ*より大きい値で平衡状態となる。
つまり、極座標変換器８の出力Ｖ０がＰＷＭインバータ１から出力される電圧の最大値Ｖ０maxより大きい場合でも、本実施形態によれば電流制御器４の働きにより、電流指令発生器３を調整しなくても自動的に励磁電流指令値を下げたベクトル制御が行われた場合と全く等価になる。別の言い方をすると、ＰＷＭインバータの出力電圧が出力しうる最大電圧に固定されると、自動的に弱め界磁制御が行われる。また、この制御は、電源の直流電圧が変動した場合にも上述した制御系の働きにより自動的にその影響が補正され、定常状態では常にトルク電流Iｑがトルク電流指令値Iｑ*に一致するように制御される。
【００１１】
図３は、図１の制御系の動作を誘導電動機の静止状態からインバータ出力電圧が最大値に達し、電圧一定となる領域に至るまでをシミュレーションしたものである。
同図（ａ）は、時間ｔに対する誘導電動機の速度ωｒを示したもので、誘導電動機が時間とともに加速していることを表している。同図（ｂ）は、極座標変換器８の出力Ｖ０をスケール変換して変調率Ｖｃと同じスケールにしたＶｃ’及び変調率演算器１０の出力Ｖｃの時間変化を示している。１８秒付近でＶｃ’がリミッタ２０３に引っかかり、それ以降Ｖｃが１（ＰＷＭインバータの出力可能最大電圧）に固定されている。同図（ｃ）は、座標変換器５の出力Ｉｄ，Ｉｑ及び電流指令発生器３の出力Iｄ*、電流制御器４の出力Iｑ**の時間変化を示している。ここで電流指令発生器３からの出力Iｄ*，Iｑ*は常に一定としている。電圧がリミットされるまではＩｄとIｄ*及びIｑとIｑ**は一致しているが、電圧が一定となった時点以降ではIｑ**は電流制御器４の働きにより誘導電動機の速度が大きくなるにつれて大きくなることがわかる。一方、電圧一定時点以降のＩｄはIｄ*に対して徐々に小さくなっている。つまり、弱め界磁制御が行われている。なお、図示していないが、Iｑ*は電流制御器４の働きによりIｑに一致した値で一定値を指令しており、Iｄ*の指令値も一定として与えている。
同図（ｄ）は、誘導電動機のトルクの時間変化を示しており、電圧リミットの時点まではトルク電流指令値Iｑ*、励磁電流指令値Iｄ*が一定であるので、トルクも一定となる。電圧リミット時点以降では、指令値が一定としても誘導電動機に与えられる電圧がリミットされているため、弱め界磁が行われている分だけ自動的にトルクが低下している。
このように、上述した制御原理の基づく制御動作がシミュレーション上でも確認され、低速から高速域まで連続してベクトル制御が実現できていることがわかる。
【００１２】
次に、本実施形態でのベクトル制御を違った観点から実証する。図４は、電圧一定領域（第３図の２５秒付近）におけるトルク応答シミュレーションの一例を示す。
同図では、トルク指令値Ｔrefの変化に対する誘導電動機のトルクＴの応答に若干の過渡的振動が発生しているが、それを除けばＴrefに対してＴが速やかに応答しており、このことから本実施形態によりベクトル制御が可能なことが分かる。なお、上記で発生している過渡的振動は電流制御器４の制御定数を制御対象となる誘導電動機の定数に合わせた最適値で設定することで低減することができる。
【００１３】
以上、本実施形態によれば、トルク電流を制御する１つの電流制御器と変調率演算器だけで、低速域から電圧指令の大きさが直流電圧で定まるインバータの出力可能な最大電圧を上回る（ＰＷＭパルスモードが１パルス領域）高速域に至るまで連続的に制御構成を変えることなく、誘導電動機をベクトル制御可能となり、特に電圧パルスが１パルスの高速域においてもトルク応答を早くすることができる。
また、図２で示されるように、変調率Ｖｃには、直流電源電圧ＶＦＣの変動に伴う補正が自動的に行われるので、直流電源電圧変動の影響を受けることなく指令値通りのインバータの出力を制御できる。
さらに、上記実施形態では、電圧リミッタの制限値を電力変換器の出力可能な最大電圧とした場合について述べたが、電圧リミッタの制限値は弱め界磁制御を始めたい任意の電圧にセットしてもよく、その任意の点から弱め界磁制御が実行される。したがって、このセット値を変更するだけで弱め界磁制御ができるので、従来のような励磁電流指令Iｄ*の弱め界磁パターンを特別に用意する必要が無くなり、制御構成の簡単化が図れる。
【００１４】
なお、本実施形態では、電流制御器をトルク電流においてのみ設けたが、電圧指令値が電源の直流電圧で決まる電力変換器の出力可能な最大電圧より小さい低速域においては、励磁電流とトルク電流の両方に電流制御器を設けても構わない。
ただし、極座標演算器８の出力Ｖ０が出力可能最大電圧Ｖ０maxより大きくなった場合には、励磁電流の電流制御器が動作しないように制御を切り替える必要がある。なぜならこの場合には、図３からもわかるように、電流指令発生器３の出力である励磁電流指令値Iｄ*と座標変換器５の出力である励磁電流検出値Ｉｄは一致するとは限らないので、Iｄ*とIｄの偏差に基づいて定常偏差を０にする積分要素を持った電流制御器を入れると、本実施形態の制御は成り立たなくなるからである。
【００１５】
【発明の効果】
本発明によれば、誘導電動機を低速域から電圧指令（変調率）の大きさが直流電圧で定まるインバータの出力可能な最大電圧を上回る（ＰＷＭパルスモードが１パルス領域）高速域まで連続的に制御構成を切り替えることなく、良好なベクトル制御を行いうることができる。
したがって、本発明は、トルク応答特性が要求される鉄道の電気車の制御への利用はもちろんのこと、道路を走行する電気自動車への利用に適している。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示す誘導電動機の制御装置のブロック図である。
【図２】図１における変調率演算器の詳細構成図である。
【図３】本発明の制御のシミュレーション例である。
【図４】本発明の制御のトルク応答シミュレーション例である。
【符号の説明】
１…パルス幅変調インバータ、２…誘導電動機、３…電流指令発生器、４…電流制御器、５…座標変換器、６…電圧指令演算器、７…すべり角周波数演算器、８…極座標変換器、９…ＰＷＭ信号演算器、１０…変調率演算器、１１…直流電源、１３…フィルタコンデンサ、１４…電圧検出器、１５…電流検出器、１６…速度検出器、１７…加算器、１８…積分器、１９…加算器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to vector control of an induction motor, and more particularly to a control method of an induction motor that enables vector control even in a voltage control impossible region where the frequency is high.
[0002]
[Prior art]
A technique for performing vector control of an induction motor that drives an electric vehicle for a railway vehicle is described in Japanese Patent Laid-Open No. 5-83976. Further, in an electric vehicle for a railway vehicle, generally, in order to reduce the switching loss of the inverter in the high-speed operation region and to make maximum use of the DC power supply voltage, the control in which the PWM pulse mode becomes the 1-pulse mode is used. However, even in the 1-pulse mode where the voltage cannot be controlled, the vector control technology is the 33rd Cybernetics Utilization National Symposium on Railways (November 1996) p.247-250 “Vector Control”. The vehicle drive system to which is applied.
In the vector control described in JP-A-5-83976, two voltage command signals for vector control are based on the deviation between the excitation current command value and the detected excitation current and the deviation between the torque current command value and the detected torque current. In addition to the two current control means for correcting the current, there is a third current control means for correcting the slip frequency, and the control configuration becomes complicated. Therefore, the calculation is performed when the command signal is calculated using a microcomputer. There is a problem that time will become large. Further, in the document “vehicle driving system to which vector control is applied”, it is necessary to add a feedback for performing magnetic flux correction value calculation, that is, field weakening in the 1-pulse mode. In both conventional techniques, it is necessary to switch the control system between the one-pulse mode and the other modes.
In addition to the above prior art, there is JP-A-2-32788. As shown in FIG. 16, the vector control configuration described in the publication is such that the voltage command is calculated in accordance with each component of the excitation current and the torque current, and the primary value is such that the actual value is obtained in the torque current command. It consists of a point having a current control system for commanding the frequency and a point for calculating the voltage command from the obtained primary frequency command. However, in the vector control described in the publication, there is a problem that the vector control cannot be performed when the PWM pulse mode becomes one pulse and the voltage control is disabled, and no consideration is given to it.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
An object of the present invention is to perform vector control of an induction motor continuously from a low speed range to a high speed range in which the number of PWM pulses that make maximum use of the DC power supply voltage of the PWM inverter is one pulse with a simpler control configuration. An object of the present invention is to provide an induction motor control method capable of performing good vector control without switching the control configuration.
[0004]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, an induction motor for driving an electric vehicle is controlled by an inverter that converts a DC voltage into an alternating current of a variable voltage variable frequency and a constant voltage variable frequency, and each control of the variable voltage variable frequency and the constant voltage variable frequency is controlled. Transition according to the rotational frequency or output voltage magnitude for controlling the induction motor, the detected values of the excitation current component and torque current component detected from the primary current of the induction motor, and the excitation current output from the current command generating means controls the inverter output voltage by modulating factor calculated (output voltage command) by the voltage component command corresponding to the calculated the respective components based on component command and the torque current component command, minute torque current formed min exciting current formation Available from the ratio of the control method of the induction motor to calculate the slip angular frequency of the induction motor, to control the output frequency of the inverter on the basis thereof Te, the control region of a variable voltage variable frequency, the detected value of the exciting current component and torque current component performs current feedback control for each current component so as to approach the commands for the components corresponding, at the time of control operation Based on the excitation current component command and the torque current component command, the modulation factor and slip angular frequency are calculated, and the inverter is controlled accordingly, and in the constant voltage variable frequency control region after the transition from the variable voltage variable frequency control, the modulation factor The torque current component feedback control is activated, only the excitation current component feedback control is stopped, and the excitation current component is a current command as each current component used to calculate the modulation factor and slip angular frequency. A torque current component is an output of feedback control using a command having a predetermined value that is predetermined and held and output from the generating means. The torque current component correction value corrected with the torque current component detected by the torque current component command is used .
[0005]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
An embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In the figure, the direct current supplied from the direct current power source 11 is smoothed by a filter capacitor 13 and applied to a pulse width modulation (hereinafter referred to as PWM) inverter 1 which is a power converter.
The PWM inverter 1 converts a DC voltage serving as a power source into a three-phase AC voltage and supplies the AC voltage to the induction motor 2. The electric vehicle travels using this induction motor 2 as a drive source.
The current command generator 3 generates an excitation current command value Id * and a torque current command value Iq *.
The current controller 4 generates a torque current command value Iq ** which is corrected based on a deviation between the torque current command value Iq ** and a torque current detection value Iq which is an output of the coordinate converter 5 which will be described later. Iq ** is input to the voltage command calculator 6 and the slip angular frequency calculator 7.
The slip angular frequency calculator 7 outputs a slip angular frequency command value ωs * from the excitation current command value Id * and the corrected torque current command value Iq **.
The voltage command calculator 6 has a rotating magnetic field coordinate system supplied to the induction motor 2 based on the excitation current command value Id *, the corrected torque current command value Iq **, and a primary angular frequency command value ω1 * described later. Two voltage component commands Vd * and Vq * are calculated and output to the polar coordinate converter 8.
The polar coordinate converter 8 converts the voltage vector represented by Vd * and Vq * into the magnitude V0 and the phase δ of the voltage vector.
On the other hand, the induction motor speed ωr detected by the speed detector 16 is added to the slip angular frequency command value ωs * which is the output of the slip angular frequency calculator 7 by the adder 17 to obtain the primary angular frequency command value ω1 *. Generate. The primary angular frequency command value ω1 * is given to the integrator 18 and the voltage command calculator 6.
The integrator 18 integrates the primary angular frequency command value ω1 * to calculate the coordinate reference signal θ.
The coordinate converter 5 receives the inverter output currents iu, iv and iw detected by the current detectors 15u, 15v and 15w for detecting the output current of the PWM inverter 1 and rotates the magnetic field coordinate system based on the coordinate reference signal θ. The excitation current component Id and torque current component Iq are converted into Iq, which is output to the current controller 4.
The adder 19 adds the coordinate reference signal θ output from the integrator 18 and the voltage vector phase δ output from the polar coordinate converter 8 to output θ ′.
The modulation factor calculator 10 outputs the output of the polar coordinate converter 8 so as not to exceed the maximum voltage that the power converter can output based on a signal from the voltage detector 14 that detects the DC voltage VFC serving as the power source of the power converter. The voltage vector magnitude V0 is limited, and the modulation factor Vc is output.
In the PWM signal calculator 9, on / off pulses Su, Sv, Sw are generated from the output Vc of the modulation factor calculator 10 and the output θ ′ of the adder 19 and supplied to the PWM inverter 1.
[0006]
Next, the details of each of the above parts will be described.
In the coordinate converter 5, for example, the excitation current component Id and the torque current component Iq are calculated from the coordinate reference signal θ and the inverter output currents iu, iv, iw by the equation (1).
[Expression 1]

For example, proportional or integral control is used as the current controller 4. Equation (2) is an example. As a result, the torque current command value Iq ** corrected based on the deviation between the torque current command value Iq * and the torque current detection value Iq is output.
[Expression 2]

Here, K1 and K2 are a proportional coefficient and an integral coefficient, respectively, and s is a Laplace operator.
Equation (3) is an example of the voltage command calculator 6.
[Equation 3]

Here, r1 is the primary resistance of the induction motor 2, Lsσ is the leakage inductance, and L1 is the primary inductance.
Equation (4) is an example of the slip angular frequency calculator 7.
[Expression 4]

Here, r2 is the secondary resistance of the induction motor 2, and M is the mutual inductance.
The polar coordinate converter 8 is expressed by equations (5) and (6).
[Equation 5]

[Formula 6]

[0007]
FIG. 2 shows an example of the modulation factor calculator 10. The divider 201 divides the output V0 of the polar coordinate converter 8 by the filter capacitor voltage VFC, the output is normalized as a modulation factor Vc ′ through the coefficient unit 202, and the value is input to the limiter 203. The limiter 203 prevents the modulation rate (voltage command) Vc output with respect to the input modulation rate Vc ′ from exceeding a predetermined value. The configuration of FIG. 2 is expressed by an equation (7).
[Expression 7]

Here, the modulation factor Vc is scale-converted so that the voltage in the 1-pulse mode in which the output voltage of the PWM inverter is maximum is 1. min () is a function that takes the minimum value, and when the calculated result exceeds 1, Vc is limited to 1. From equation (7), the maximum value V0max of V0 can be written as in equation (8).
[Equation 8]

With the control configuration according to the above-described FIG. 1 and the equations (1) to (7), good control can be performed from the low speed range to the high speed range where the PWM pulse mode using the maximum DC voltage of the PWM inverter 1 becomes one pulse. it can.
[0008]
The operation in the above configuration will be described below.
First, the case where the voltage command value is in a low speed range smaller than the maximum voltage that can be output from the power converter determined by the DC voltage of the power supply will be described.
Since the output VO of the polar coordinate converter is smaller than the voltage V0max limited by the modulation factor calculator 10, Vc <1. At this time, there is no error in the voltage output from the PWM inverter 1, and under ideal conditions in which the parameters of the induction motor 2 match the parameters used in the voltage command calculator 6 and the slip angular frequency calculator 7, The PWM inverter 1 outputs a voltage according to the voltage command value. As a result, the outputs Id * and Iq * of the current command generator 3 completely match the outputs Id and Iq of the coordinate converter, and vector control is performed. Actually, there is a discrepancy between Id *, Iq * and Id, Iq due to the output voltage error of the PWM inverter 1 or the fluctuation of the parameters of the induction motor 2, but in that case, the current controller 4 sets the Iq * to Iq *. It is controlled so that Iq matches. For example, considering the case where the secondary resistance r2 of the induction motor becomes larger than r2 used in the calculation of the slip angular frequency calculator 7, the slip angular frequency command value ωs * output from the slip angular frequency calculator 7 is Since it is smaller than the value that should be originally output, the induction motor current becomes small, and Iq * and Iq do not match. At this time, the current controller 4 works to eliminate this inconsistency and increases the output Iq **. As a result, the slip angular frequency command value ωs * becomes large and the error due to the parameter variation is corrected. Therefore, even if there is a slight parameter error, the current controller 4 can stably perform the vector control. it can.
[0009]
Next, the case where the voltage output to the induction motor is equal to or higher than the maximum voltage that can be output by the power converter (the PWM pulse mode is 1 pulse) will be described.
The voltage vector command value V0 output from the polar coordinate converter 8 is larger than the maximum voltage V0max that can be output from the PWM inverter 1 even under ideal conditions without parameter errors of the induction motor. And output voltage mismatch. As a result, the outputs Id * and Iq * of the current command generator 3 and the outputs Id and Iq of the coordinate converter 5 do not match.
A modulation factor calculator 9 is added to solve the problem in this condition.
As shown in FIG. 2, when the calculated voltage command Vc ′ becomes larger than the maximum voltage V0max that can be output, the calculator 9 limits the value with the value, and the limited value is converted to the modulation factor (output voltage command) of the inverter. ) Output as Vc.
In the conventional vector control, it is necessary to feed back an amount corresponding to the difference between Vc ′ and V0max. For example, in the above-mentioned document “Vehicle Drive System Applying Vector Control”, adjustment is made to reduce the excitation current command value Id *, which is the output of the current command generator 3. (In describing the operation of the present invention, the excitation current command value when Id * is adjusted and vector control is performed in this way is defined as Id **.)
[0010]
However, this embodiment has a significant feature in that vector control is performed without the need for feedback as described above. The control principle will be described in detail below.
As described above, the current controller 4 in FIG. 1 is mainly compensated by parameter fluctuations in the low speed range. However, in the high speed range, the controller further reduces the error between Iq * and Iq due to the voltage mismatch described above. It works to match.
For example, when Vc ′ becomes larger than V0max, the output Iq ** of the current controller 4 increases from Iq * according to the difference. As a result, in an equilibrium state of control, Iq ** / Id *, which is the ratio of the output Iq ** of the current controller 4 and the output Id * of the current command generator 3, is essentially that when vector control is performed. The ratio is equal to Iq * / Id ** (Iq / Id). At this time, the slip angular frequency command value ωs *, which is the output of the slip angular frequency calculator 7, is equal to that when the vector control is performed, as is apparent from the equation (4). The coordinate reference signal θ calculated by the integrator 18 is also equal. Similarly, by determining the response time of the current controller 4 so that the speed ωr of the induction motor 2 does not change within the time until the control reaches an equilibrium state, the outputs Vd * and Vq * of the voltage command calculator 6 are determined. The ratio Vq * / Vd * is not changed from the equation (3).
Therefore, from the equation (6), the output δ of the polar coordinate converter 8 is also equal to that when the vector control is originally performed. As a result, since θ ′ calculated by the adder 19 is also equal, the same voltage is applied to the induction motor 2 as when normal vector control is performed, and the coordinate converter 5 ideally outputs the output Id, As Iq, Id ** and Iq * equal to the values when normal vector control is performed are output. Since the current controller 4 includes an integral element, even if the inputs Iq * and Iq are equal, Iq ** is in an equilibrium state with a value larger than Iq *.
That is, even when the output V0 of the polar coordinate converter 8 is larger than the maximum value V0max of the voltage output from the PWM inverter 1, according to the present embodiment, the current controller 4 is not adjusted by the action of the current controller 4. However, this is completely equivalent to the case where the vector control with the excitation current command value automatically lowered is performed. In other words, field-weakening control is automatically performed when the output voltage of the PWM inverter is fixed to the maximum output voltage. Further, this control is automatically corrected by the above-described operation of the control system even when the DC voltage of the power supply fluctuates, so that the torque current Iq always matches the torque current command value Iq * in the steady state. Controlled.
[0011]
FIG. 3 shows a simulation of the operation of the control system of FIG. 1 from the stationary state of the induction motor until the inverter output voltage reaches a maximum value and reaches a constant voltage range.
FIG. 4A shows the speed ωr of the induction motor with respect to time t, and shows that the induction motor is accelerating with time. FIG. 4B shows the time change of Vc ′ obtained by converting the output V0 of the polar coordinate converter 8 to the same scale as the modulation factor Vc and the output Vc of the modulation factor calculator 10. In the vicinity of 18 seconds, Vc ′ is caught by the limiter 203, and thereafter Vc is fixed to 1 (maximum output voltage of the PWM inverter). FIG. 4C shows temporal changes of the outputs Id and Iq of the coordinate converter 5, the output Id * of the current command generator 3, and the output Iq ** of the current controller 4. Here, the outputs Id * and Iq * from the current command generator 3 are always constant. Until the voltage is limited, Id and Id * and Iq and Iq ** match, but after the voltage becomes constant, Iq ** increases the speed of the induction motor due to the action of the current controller 4. It turns out that it becomes large as it becomes. On the other hand, Id after a certain voltage is gradually smaller than Id *. That is, field weakening control is performed. Although not shown, Iq * commands a constant value with a value that matches Iq by the action of the current controller 4, and the command value of Id * is also given as a constant.
FIG. 4D shows the change over time in the torque of the induction motor. Since the torque current command value Iq * and the excitation current command value Id * are constant until the voltage limit, the torque is also constant. After the voltage limit, the voltage applied to the induction motor is limited even if the command value is constant, so that the torque is automatically reduced by the amount of field weakening.
As described above, the control operation based on the above-described control principle is also confirmed in the simulation, and it can be seen that the vector control can be realized continuously from the low speed to the high speed range.
[0012]
Next, vector control in this embodiment will be demonstrated from a different point of view. FIG. 4 shows an example of a torque response simulation in a constant voltage region (around 25 seconds in FIG. 3).
In the figure, a slight transient vibration is generated in the response of the torque T of the induction motor to the change of the torque command value Tref. Except for this, T responds quickly to Tref. Thus, it can be seen that vector control is possible according to this embodiment. In addition, the transient vibration which generate | occur | produces above can be reduced by setting the control constant of the current controller 4 with the optimal value according to the constant of the induction motor used as a control object.
[0013]
As described above, according to the present embodiment, only one current controller that controls torque current and a modulation factor calculator exceed the maximum voltage that can be output from the inverter in which the magnitude of the voltage command is determined by the DC voltage from the low speed range ( Vector control of the induction motor can be performed without changing the control configuration continuously until the PWM pulse mode reaches the high-speed range, and the torque response can be accelerated even in the high-speed range where the voltage pulse is one pulse. .
Further, as shown in FIG. 2, the modulation rate Vc is automatically corrected in accordance with the fluctuation of the DC power supply voltage VFC, so that the output of the inverter according to the command value is not affected by the fluctuation of the DC power supply voltage. Can be controlled.
Furthermore, in the above embodiment, the case where the limit value of the voltage limiter is set to the maximum voltage that can be output from the power converter has been described. However, the limit value of the voltage limiter may be set to any voltage at which field weakening control is to be started. The field weakening control is executed from the arbitrary point. Therefore, the field weakening control can be performed only by changing the set value, so that it is not necessary to specially prepare a field weakening pattern of the excitation current command Id * as in the conventional case, and the control configuration can be simplified.
[0014]
In this embodiment, the current controller is provided only for the torque current. However, in the low speed range where the voltage command value is smaller than the maximum voltage that can be output by the power converter determined by the DC voltage of the power source, the excitation current and the torque current Both may be provided with current controllers.
However, when the output V0 of the polar coordinate calculator 8 becomes larger than the maximum voltage V0max that can be output, it is necessary to switch the control so that the current controller for the excitation current does not operate. In this case, as can be seen from FIG. 3, the excitation current command value Id * output from the current command generator 3 and the excitation current detection value Id output from the coordinate converter 5 do not always match. This is because if the current controller having an integral element that makes the steady deviation zero based on the deviation of Id * and Id is inserted, the control of this embodiment is not realized.
[0015]
【The invention's effect】
According to the present invention, the induction motor is continuously operated from the low speed range to the high speed range where the magnitude of the voltage command (modulation rate) exceeds the maximum voltage that can be output by the inverter determined by the DC voltage (PWM pulse mode is one pulse range). Good vector control can be performed without switching the control configuration.
Therefore, the present invention is suitable not only for the control of railway electric vehicles that require torque response characteristics but also for electric vehicles traveling on roads.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of an induction motor control device showing an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a detailed configuration diagram of a modulation factor calculator in FIG. 1;
FIG. 3 is a simulation example of control according to the present invention.
FIG. 4 is a torque response simulation example of the control according to the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Pulse width modulation inverter, 2 ... Induction motor, 3 ... Current command generator, 4 ... Current controller, 5 ... Coordinate converter, 6 ... Voltage command calculator, 7 ... Slip angular frequency calculator, 8 ... Polar coordinate conversion 9 ... PWM signal calculator, 10 ... modulation factor calculator, 11 ... DC power supply, 13 ... filter capacitor, 14 ... voltage detector, 15 ... current detector, 16 ... speed detector, 17 ... adder, 18 ... Integrator, 19 ... Adder

Claims

An induction motor for driving an electric vehicle is controlled by an inverter that converts a DC voltage into an AC of a variable voltage variable frequency and a constant voltage variable frequency, and each control of the variable voltage variable frequency and the constant voltage variable frequency is controlled by the inverter. The excitation current component command and torque current component output from the current command generating means and the detected value of the excitation current component and torque current component detected from the primary current of the induction motor, which are shifted according to the rotational frequency or the magnitude of the output voltage controlling the output voltage of the inverter by the modulation index which is obtained by a voltage component command corresponding to the calculated the respective components based on the command (output voltage command), the ratio of the exciting current formation minute the torque current ingredient An induction motor control method for calculating a slip angular frequency of the induction motor and controlling an output frequency of the inverter based on the calculated slip angular frequency. ,
In the control region of the variable voltage variable frequency, current feedback control is performed for each current component so that the detected values of the excitation current component and the torque current component approach the corresponding command of each component. Based on the excitation current component command and the torque current component command, the modulation factor and the slip angular frequency are calculated, thereby controlling the inverter,
In the control region of the constant voltage variable frequency after shifting from the control of the variable voltage variable frequency, the modulation factor is limited to a predetermined value, and the feedback control of the torque current component is operated, and the feedback control of the excitation current component As the current components used for the calculation of the modulation factor and the slip angular frequency, the excitation current component uses a command having a predetermined value which is output from the current command generation means and is held in advance. And a torque current component correction value corrected by the torque current component detected by the torque current component command, which is an output of feedback control, is used as the torque current component .