JP3787592B2 - Satellite positioning method and satellite positioning system - Google Patents
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Description
本発明は、衛星からの信号により衛星と受信機端末との間の擬似距離を求める衛星測位方法及び衛星測位システムに関する。 The present invention relates to a satellite positioning method and a satellite positioning system for obtaining a pseudo distance between a satellite and a receiver terminal based on a signal from the satellite.
測位用衛星は地球上の周りを多数回っており、同一搬送周波数で信号が連続送信されている。各衛星にPNコード(GPSの場合はC/Aコードと呼ばれる)が割り当てられており衛星ごとに異なるもので、各衛星から擬似雑音信号として連続送信されている。衛星からは衛星の軌道などの情報をふくむ航法データが送信されており、この航法データでPNコードの極性を反転させて同一搬送波でPSK変調され連続送信されている。 Positioning satellites travel around the earth many times, and signals are continuously transmitted at the same carrier frequency. Each satellite is assigned a PN code (referred to as a C / A code in the case of GPS) and is different for each satellite, and is continuously transmitted from each satellite as a pseudo-noise signal. Navigation data including information such as the orbit of the satellite is transmitted from the satellite, and the polarity of the PN code is inverted with this navigation data and PSK modulated with the same carrier wave and continuously transmitted.
GPS信号の場合、PNコード(C/Aコード)は、図1に示すように1msec(1ミリ秒)が1PNフレームとされ、この1PNフレームが、周期的な連続信号として送信されている。
つまり、上記航法データは1ビット{20msec(50bps )}で、この航法データの極性に応じてC/Aコードの極性を反転させている。すなわち航法データが1ならばC/Aコードの極性はそのままであり、航法データが−1ならばC/Aコードも極性が反転する。
In the case of a GPS signal, the PN code (C / A code) is 1 msec (1 millisecond) as a 1PN frame as shown in FIG. 1, and this 1PN frame is transmitted as a periodic continuous signal.
That is, the navigation data is 1 bit {20 msec (50 bps)}, and the polarity of the C / A code is inverted according to the polarity of the navigation data. That is, if the navigation data is 1, the polarity of the C / A code remains unchanged, and if the navigation data is -1, the polarity of the C / A code is also inverted.
そして、受信感度を向上させる衛星測位システムとして従来より知られるものに、アシスト型GPSがある(例えば、特許文献1参照)。このシステムは、図11に示すように、受信ユニット104 は、GPS受信アンテナ105 を備えたRFからIFへのコンバータ106 、このコンバータ106 からのアナログ信号をディジタル信号に変換するA/Dコンバータ107 、このA/Dコンバータ107 からの出力を記録するメモリ(ディジタルスナップショットメモリ)108 、このメモリ108 からの信号を処理する汎用プログラマブルディジタル信号処理回路(以下、DSP回路と略称する)109 を有する。
An assist type GPS is known as a satellite positioning system that improves reception sensitivity (see, for example, Patent Document 1). As shown in FIG. 11, the
そして、この他にDSP回路109 に接続されたプログラムEPROM(ROM、メモリ)110 、周波数シンセサイザ111 、パワーレギュレータ回路112 、アドレス書き込み回路113 、マイクロプロセッサ114 、RAM(メモリ)115 、EEPROM(ROM、メモリ)116 、送受信アンテナ117 を備えマイクロプロセッサ114 に接続されたモデム118 を有する。
In addition, a program EPROM (ROM, memory) 110, a
次に動作について説明する。べースステーション101 は、受信ユニット104 に指令を出して、データコミュニケーションリンク119 により伝送されたメッセージを介して測定を実施する。ベースステーション101 は、このメッセージの中で対象の衛星に対する衛星情報のドップラデータを送信する。
このドップラデータは、周波数情報のフォーマットを持ち、メッセージは対象衛星の特定を行う。このメッセージは受信ユニット104 の一部であるモデム118 により受信され、マイクロプロセッサ114 に結合されたメモリ108 に格納される。マイクロプロセッサ114 はDSP回路109 、アドレス書き込み回路113 とモデム118 との間のデータ情報伝達を取扱い受信ユニット104 内でのパワーマネージメント機能をコントロールする。
Next, the operation will be described. The
The Doppler data has a frequency information format, and the message specifies the target satellite. This message is received by
受信ユニット104 が(例えばベースステーション101 から)GPS処理、並びにドップラ情報に対して指示を受け取った場合、マイクロプロセッサ114 はその指示に従いパワーレギュレータ回路112 を起動する。このパワーレギュレータ回路112 はパワーライン120a〜120eを介して、RFからIFへのコンバータ106 、A/Dコンバータ107 、メモリ108 、DSP回路109 及び周波数シンセサイザ111 に機能を付与する。これによりGPS受信アンテナ105 を経て受信されたGPS衛星からの信号はIF周波数にダウンコンバ−トされた後にディジタル化を実施される。
When the
処理する信号は、通常 100msecから1sec (又は更に長い)の時間に相当する。このような連続データセットは、メモリ108 に格納される。
DSP回路109 ではソードレンジ計算が行われる。更にDSP回路109 は局所的に作成された基準と受信された信号との間の多数のコリレーションオペレーションを迅速に実施することにより、ソードレンジの極めて迅速な演算を可能にするファーストフーリエ変換(FFT)アルゴリズムの使用を可能にする。ファーストフーリエ変換アルゴリズムは、このようなあらゆる位置を同時に並列的に探索し、演算プロセスを加速する。
The signal to be processed usually corresponds to a time of 100 msec to 1 sec (or longer). Such a continuous data set is stored in the
The
DSP回路109 が、対象衛星の各々に対するソードレンジの演算を完結すると、この情報を相互接続バス122 を経て、マイクロプロセッサ114 に伝送する。次に、マイクロプロセッサ114 は、最終の位置算定の為にソードレンジデータをデータコミュニケーションリンク119 を経てベースステーション101 に伝送する目的でモデム118 を利用する。
ソードデータに加え、メモリ108 の中での最初のデータ収集からデータのデータコミュニケーションリンク119 を経た送信の時点迄の経過時間を示すタイムラグが、同時にベースステーション101 に伝送されることができる。このタイムラグは位置計算を行うベースステーション101 の能力を高める。何故ならば、これによりGPS衛星位置はデータ収集の時点に行うことができるからである。
When the
In addition to the sword data, a time lag indicating the elapsed time from the initial data collection in the
モデム118 はデータコミュニケーションリンク119 を通じてメッセージの送受信の為に別個の送受信アンテナ117 を利用する。モデム118 はコミュニケーションレシーバーとコミュニケーショントランスミッタを含み、しかもこの両者は交互に送受信アンテナ117 に結合されると理解される。同様にべースステーション101 はデータリンクメッセージを送信及び受信する為に別個の送受信アンテナ103 を使用することが可能であり、従って、べースステーション101 でGPS受信アンテナ102 を経てGPS信号を連続的に受信することができる。
DSP回路109 における位置計算にはメモリ108 に格納されたデータの量及びDSP回路109 又は幾つかのDSP回路の速度に応じて必要な時間は数秒以下となることが期待される。上述のように、メモリ108 は比較的長い時間に該当する記録を捕捉する。
ファーストコンボリューション法を用いた大ブロックのデータの有効な処理は低受信レベルでの信号を処理する為の性能に寄与する(例えば建物、樹木等により著しく遮られた為に受信レベルが低下する時)。可視的なGPS衛星に対するすべてのソードレンジはこの同じ緩衝されたデータを用いて計算される。これは信号の振幅が迅速に変化する状況(都会の障害状態の様な)下の連続追跡GPS受信機に関する性能を改善されたことになる。
The position calculation in the
Effective processing of large blocks of data using the first convolution method contributes to the performance of processing signals at low reception levels (for example, when reception levels decrease due to significant obstruction by buildings, trees, etc.) ). All sword ranges for visible GPS satellites are calculated using this same buffered data. This has improved performance for continuously tracking GPS receivers in situations where the amplitude of the signal changes rapidly (such as an urban fault condition).
上記DSP回路109 で行われる信号処理について、処理の目的は局所的に発生する波形に関して、受信された波形のタイミングを確定することであり、さらに高感度を得るために上記波形の極めて長い部分、通常 100msecから1sec にわたる部分が処理される。受信されるGPS信号(C/Aコード)は、1023ビット=1msecの反復ソードランダム(PNフレーム)から成り立っている。
For the signal processing performed in the
そこで、また前後のPNフレームを互いに加える。例えば1秒間に1000PNフレームが存在するので、第1のフレームを次の第2のフレームにコヒーレント的に加え、生じたものを第3のフレームに加える。以下、図12(A) 〜図12(E) に示すように順次加えて行く。この結果、1PNフレーム=1023ビットの持続時間を持つ信号が得られる。このシーケンスの位相をローカル基準シーケンスと比較すれば2つの間の相対タイミング、すなわちソードレンジ(擬似距離)を確定することができる。上記DSP回路109 で行われる信号処理について、図12により説明する。
Therefore, the previous and next PN frames are added to each other. For example, there are 1000 PN frames per second, so the first frame is added coherently to the next second frame and the resulting is added to the third frame. Hereinafter, as shown in FIG. 12 (A) to FIG. 12 (E), they are sequentially added. As a result, a signal having a duration of 1PN frame = 1023 bits is obtained. By comparing the phase of this sequence with the local reference sequence, the relative timing between the two, that is, the sword range (pseudorange) can be determined. The signal processing performed by the
図12は実際のGPS信号とは異なっており説明のために擬似的な説明用の図として描かれている。航法データが0(−1)または1の区間(20msec)には実際には20フレーム(C/Aコード20周期分)が存在するが説明のために4フレームとしてかかれている。図12(A) においてDATA=0の区間とDATA=1の区間とでは各フレーム(FRAME :各1msec )の位相が互いに逆転している。この状態でGPS信号(C/Aコード信号)が受信アンテナに入力される。 FIG. 12 is different from an actual GPS signal, and is drawn as a pseudo explanatory diagram for explanation. In the interval (20 msec) where the navigation data is 0 (-1) or 1, 20 frames (20 C / A code periods) actually exist, but for the sake of explanation, it is shown as 4 frames. In FIG. 12A, the phase of each frame (FRAME: 1 msec) is reversed between DATA = 0 and DATA = 1. In this state, a GPS signal (C / A code signal) is input to the receiving antenna.
図12(B) はDATAが0になる立ち上がりの点(データの先頭部)からGPS信号(C/Aコード信号)を取り出した場合の説明の図である。注目すべきは、この図は説明をわかりやすくするためにかかれた特殊な条件のタイミングで捕らえた図である。
すなわちDATAが0になる立ち上がりの点(データの先頭部)から捕らえられた場合の非常に特殊な条件が成立したときの図である。図12(B) の動作はある時点から受信信号(C/Aコード)をとりはじめ、この受信信号(C/Aコード)を4フレーム分ずつ加算して平均することを行っている。
FIG. 12B is an explanatory diagram when a GPS signal (C / A code signal) is extracted from a rising point (data head) at which DATA becomes 0. It should be noted that this figure is captured at the timing of a special condition written for easy explanation.
That is, it is a diagram when a very special condition is established when the data is captured from the rising point where DATA becomes 0 (the leading portion of the data). The operation shown in FIG. 12 (B) starts taking a received signal (C / A code) from a certain point of time, and adds and averages the received signal (C / A code) for every four frames.
しかし、注目すべきは、もし受信信号(C/Aコード)が最初のDATA=0のフレーム2(FRAME 2)の先頭部から取り始めたら加算して平均した結果は0となってしまう。 そして、実際には受信機で信号を取り始めるときはDATAの先頭部からうまく取り出すことはほとんどありえない。つまり、航法データの途中、およびフレームの途中からデータを取り始めるのが実際である。 However, it should be noted that if the received signal (C / A code) starts from the beginning of the first DATA = 0 frame 2 (FRAME 2), the result of addition and averaging is zero. Actually, it is almost impossible to successfully extract from the head of DATA when the receiver starts to acquire signals. In other words, it is actually to start taking data from the middle of the navigation data and from the middle of the frame.
図12(B) である時点から捕らえられた連続受信信号に対して4周期分(C/Aコードを4個分)毎に同期加算して平均する。次に、図12(C) において受信機内部のレプリカPN符号(レプリカC/Aコード)と図12(B) の結果の相関計算結果を示す。相関計算のピーク値の極性は、図12(B) におけるそれぞれの同期加算して平均した結果の極性と受信機内部のレプリカPN符号の極性が一致すれば正、異なれば負となる。 In FIG. 12 (B), the continuous reception signals captured from a certain point in time are synchronously added every four periods (four C / A codes) and averaged. Next, FIG. 12C shows the correlation calculation result of the replica PN code (replica C / A code) inside the receiver and the result of FIG. The polarity of the peak value of the correlation calculation is positive if the polarity of the result of synchronous addition in FIG. 12B and the polarity of the replica PN code in the receiver match, and negative if they are different.
図12(D) は図12(C) の相関結果の絶対値を取った図を示す。すなわち図12(D) において各相関計算の絶対値をそれぞれ取る。図12(E) はそれぞれ絶対値で得られた各相関計算を同期加算する。以上の同期加算、相関計算により周期信号であるPN(C/Aコード)信号を多数回加算することで感度(S/N)を向上させている。 FIG. 12 (D) shows a diagram of the absolute value of the correlation result of FIG. 12 (C). That is, the absolute value of each correlation calculation is taken in FIG. In FIG. 12E, each correlation calculation obtained with an absolute value is synchronously added. The sensitivity (S / N) is improved by adding the PN (C / A code) signal, which is a periodic signal, many times by the above synchronous addition and correlation calculation.
また従来の他の衛星測位システムについて以下のものがある。
GPS受信信号のC/AコードをA/Dコンバータでいったんメモリに一定時間蓄積する。このC/Aコード信号はGPSの航法データにより、極性が反転しているところが存在する。この特許ではノイズに埋もれたC/Aコード信号を、ノイズの中から浮かび上がらせるために外部からの航法データを入手して、C/Aコード信号の極性を完全に同一にして同期加算および相関計算を行うことにより高感度受信を行うものである。
Other conventional satellite positioning systems include the following.
The C / A code of the GPS reception signal is temporarily stored in a memory for a certain period of time by an A / D converter. This C / A code signal has a place where the polarity is inverted by GPS navigation data. In this patent, the C / A code signal buried in noise is obtained from the external navigation data in order to emerge from the noise, and the synchronous addition and correlation calculation are performed with the C / A code signal having the same polarity. To perform high-sensitivity reception.
このシステムは、外部基地局のサーバから航法データを通信回線で受信機端末に取り入れて受信端末機で受信した信号に、この航法データの位相と受信機端末機の受信信号におけるC/Aコード信号と完全に位相を一致させて、この航法データで受信PN符号の極性を変化させてC/Aコード信号のすべての極性を同一化して、同期加算することによりノイズに埋もれたC/Aコード信号を、ノイズの中から浮かび上がらせることにより超高感度を得ている。 In this system, navigation data is received from a server of an external base station into a receiver terminal via a communication line and received at the receiver terminal, and the phase of the navigation data and the C / A code signal in the received signal of the receiver terminal are added. The phase of the C / A code signal is completely matched, and the polarity of the received PN code is changed with this navigation data to make all the C / A code signals have the same polarity. Is gaining super sensitivity by making it appear in the noise.
このシステムは、外部基地局のサーバと受信機端末で受信した受信信号におけるC/Aコード信号の位相と、外部基地局のサーバから航法データを通信回線で受信機に取り入れた航法データとの位相は一致しない。理由は通信回線における通信時間のばらつきや遅延があるためである。 In this system, the phase of the C / A code signal in the received signal received by the server of the external base station and the receiver terminal and the phase of the navigation data obtained by incorporating the navigation data from the server of the external base station into the receiver via the communication line. Does not match. The reason is that there are variations and delays in communication time in the communication line.
そのために、GPS測位システムのGPS端末は正確な時刻信号を出力するタイムサーバに自己の時刻信号を送り、このタイムサーバから時刻信号を受け取ることにより、タイムサーバまでの通信時間を知るようにしている。
この通信時間を知ることにより、外部基地局のサーバから航法データを通信回線で受信機に取り入れた航法データの位相差を限りなく小さくして、外部からの航法データをスキャンさせてその位相差を完全に合わせることを行っている(例えば、特許文献2参照)。
By knowing this communication time, the phase difference of the navigation data taken from the server of the external base station to the receiver via the communication line is reduced as much as possible, and the navigation data from the outside is scanned to determine the phase difference. They are completely matched (for example, see Patent Document 2).
従来のGPS測位システムは以上のように構成されているが、GPS受信信号に含まれるPN信号の位相は航法データの内容により航法データの区間、極性が反転する。
そのため、このような処理ではPN信号の極性が航法データにより変化しているため、PN信号の極性により同期加算する時に、図12(B) の過程で信号成分が互いに相殺されて感度(S/N)向上に十分ではないという欠点があった。つまり航法データの極性反転の境目を検出していなかった。そのため、感度(S/N)の向上が不十分であるという問題点がある。
また図12(D) と図12(E) の処理過程で相関計算値の絶対値を取って同期加算することは、白色雑音そのものの軽減にはつながらないため感度(S/N)の向上が不十分であるという問題点がある。
The conventional GPS positioning system is configured as described above. However, the phase of the PN signal included in the GPS received signal is inverted in the navigation data section and polarity depending on the content of the navigation data.
For this reason, in such processing, the polarity of the PN signal changes depending on the navigation data. Therefore, when synchronous addition is performed according to the polarity of the PN signal, the signal components cancel each other out in the process of FIG. N) There was a drawback that it was not sufficient for improvement. In other words, the boundary of polarity reversal of navigation data was not detected. Therefore, there is a problem that the improvement in sensitivity (S / N) is insufficient.
Also, taking the absolute value of the correlation calculation value in the process of FIG. 12 (D) and FIG. 12 (E) and performing synchronous addition does not lead to the reduction of white noise itself, so the sensitivity (S / N) is not improved. There is a problem that it is sufficient.
また、従来のGPS測位システム(特許文献2)においては、同期加算する時に、PN信号の極性により図12(B) の過程で信号成分が互いに相殺されて感度(S/N)向上に十分ではないという問題点を解消している。具体的には、受信信号(PN信号)の極性を同一化するために、基地局から航法データの情報をもらって、この受信信号(PN信号)に乗算して極性を同一化している。その後同期加算を行うことで、理想的なノイズの低減効果が得られている。 Further, in the conventional GPS positioning system (Patent Document 2), when synchronous addition is performed, signal components cancel each other out in the process of FIG. 12B due to the polarity of the PN signal, which is not sufficient for improving the sensitivity (S / N). The problem of not being solved. Specifically, in order to make the polarity of the received signal (PN signal) the same, the navigation data is received from the base station, and the received signal (PN signal) is multiplied to make the polarity the same. Then, by performing synchronous addition, an ideal noise reduction effect is obtained.
しかし、以下の問題点を有する。この場合、基地局から受信機端末での通信時間が0でないということである。通信回線がインターネットやパケット通信などにおいては、通信時間も相当のばらつきが存在して、位相誤差がきわめて大きくなるため、スキャン時間も大きくなり、したがって通信回線における遅延のばらつきが位置計測の応答時間に大きくかかわることになる。すなわち高感度測位を実現するためには、通信回線における通信時間の規格に厳しい要求をしなければ、実用的な応答時間で受信機計測をすることが出来ないという重大な欠点を持っている。 However, it has the following problems. In this case, the communication time from the base station to the receiver terminal is not zero. If the communication line is the Internet or packet communication, etc., the communication time also varies considerably, and the phase error becomes extremely large, so the scan time also increases, so the delay variation in the communication line becomes the position measurement response time. It will be greatly involved. That is, in order to realize high-sensitivity positioning, there is a serious drawback that the receiver cannot be measured with a practical response time unless strict requirements are imposed on the communication time standard in the communication line.
そこで本発明は、衛星からの信号を建物の中等において受信しても、つまり、減衰した衛星受信信号であっても超高感度でかつ応答性が良く受信位置を知り得る衛星測位方法及び衛星測位システムを提供するものである。 Therefore, the present invention provides a satellite positioning method and satellite positioning which can receive a signal from a satellite in a building or the like, that is, an attenuated satellite reception signal, and can know the reception position with high sensitivity and good response. A system is provided.
本発明に係る衛星測位方法は、衛星からの信号を受信機端末が受信し、受信した所定時間の衛星受信信号により該受信機端末が該衛星との間の擬似距離を求める衛星測位方法であって、上記受信機端末は、上記衛星受信信号のうちの単位フレームに該受信機端末が予め用意する擬似コードパターンを演算処理させて該単位フレームにおける航法データの極性が求められさらに該極性を受信信号のフレームに作用させる極性判別演算工程を、上記所定時間ぶんの衛星受信信号について順次行って、該所定時間の該衛星受信信号の航法データの極性を同一化させ、かつ、該所定時間の該衛星受信信号を、単位フレームを1単位として同期加算し、同期加算した同期加算PN信号と該受信機端末が予め用意するレプリカPN符号とで相関計算を行ない、該相関計算による結果から相関ピーク値と該相関ピーク値に対応する遅延値とを検出し、該遅延値から上記擬似距離を求める方法である。 The satellite positioning method according to the present invention is a satellite positioning method in which a receiver terminal receives a signal from a satellite, and the receiver terminal obtains a pseudo distance to the satellite from the received satellite reception signal for a predetermined time. Then, the receiver terminal calculates the polarity of the navigation data in the unit frame by processing the pseudo code pattern prepared in advance by the receiver terminal in the unit frame of the satellite reception signal, and further receives the polarity. A polarity discrimination calculation step that is applied to the signal frame is sequentially performed on the satellite reception signals for the predetermined time period so that the polarity of the navigation data of the satellite reception signals for the predetermined time period is the same, and A satellite reception signal is synchronously added with a unit frame as one unit, and a correlation calculation is performed between the synchronously added PN signal and the replica PN code prepared in advance by the receiver terminal. Detects a delay value corresponding to the correlation peak value and a correlation peak value from results of correlation calculation is a method of obtaining the pseudo-range from the delay value.
また、上記極性判別演算工程における上記擬似コードパターンは、上記衛星からの信号の単位フレームに相当する所定ビット数のデータ列であり、しかも1ビットずつ順に変位させた該所定ビット数と同数の群からなる。
また、上記衛星受信機端末が受信して処理する上記衛星受信信号の上記所定時間は、0.5 秒以上3秒以下とする。
Also, the pseudo-code pattern in the polarity determination operation step is a predetermined number of bits of the data string corresponding to a unit frame of a signal from the satellite, yet the predetermined number of bits as many of displacing one by one bit It consists of a group.
The predetermined time of the satellite reception signal received and processed by the satellite receiver terminal is 0.5 seconds or more and 3 seconds or less.
また、本発明に係る衛星測位システムは、衛星からの信号を受信機端末が受信し、受信した所定時間の衛星受信信号により該受信機端末が該衛星との間の擬似距離を求める衛星測位システムであって、上記受信機端末は、予め擬似コードパターンを記憶させた擬似コードパターン部と、上記衛星受信信号のうちの単位フレームに該擬似コードパターンを演算処理させて該単位フレームにおける航法データの極性が求められる極性判別演算器と、求めた該極性を受信信号のフレームに作用させる極性演算器と、上記所定時間ぶんの衛星受信信号について順次上記極性判別演算器と上記極性演算器とを動作させて該所定時間の該衛星受信信号の航法データの極性を同一化させる第一演算器と、航法データの極性を同一化させた該所定時間の該衛星受信信号について単位フレームを1単位として同期加算する第二演算器と、同期加算した同期加算PN信号と該受信機端末が予め用意するレプリカPN符号とで相関計算を行なう第三演算器と、該相関計算による結果から相関ピーク値と該相関ピーク値に対応する遅延値とを検出し該遅延値から上記擬似距離を求める擬似距離検出装置と、を備えたものである。 The satellite positioning system according to the present invention is a satellite positioning system in which a receiver terminal receives a signal from a satellite, and the receiver terminal obtains a pseudorange with the satellite based on the received satellite reception signal for a predetermined time. The receiver terminal includes a pseudo code pattern unit that stores a pseudo code pattern in advance, and causes the unit frame of the satellite reception signal to process the pseudo code pattern, thereby generating navigation data in the unit frame. A polarity discrimination calculator for which polarity is required, a polarity calculator for applying the determined polarity to a received signal frame, and the polarity determination calculator and the polarity calculator for the satellite reception signal for a predetermined time in sequence. A first arithmetic unit for making the polarity of the navigation data of the satellite reception signal for the predetermined time equal, and the satellite for the predetermined time having the same polarity of the navigation data A second arithmetic unit that synchronously adds a unit frame of the received signal as one unit, a third arithmetic unit that performs a correlation calculation using the synchronously added synchronous PN signal and a replica PN code prepared in advance by the receiver terminal, And a pseudo distance detecting device that detects a correlation peak value and a delay value corresponding to the correlation peak value from a result of the correlation calculation and obtains the pseudo distance from the delay value.
上記極性判別演算器は、上記衛星受信信号の上記単位フレームと上記擬似コードパターンとを乗算又は除算させて極性が正又は負となる所定ビット数のデータ列を得る乗除演算器と、該所定ビット数のデータ列の平均を取り極性が正又は負の単位数値を得る平均演算器と、を有するものである。
また、上記擬似コードパターンは、上記受信機端末が有する擬似コードパターン部に記憶されており、該擬似コードパターンは、上記衛星からの信号の単位フレームに相当する所定ビット数のデータ列でありしかも1ビットずつ順に変位させた該所定ビット数と同数の群からなるものである。
The polarity discriminating arithmetic unit is configured to multiply or divide the unit frame of the satellite reception signal by the pseudo code pattern to obtain a data string having a predetermined number of bits having a positive or negative polarity, and the predetermined bit An average computing unit that takes an average of a number of data strings and obtains a positive or negative unit numerical value.
The pseudo code pattern is stored in a pseudo code pattern section of the receiver terminal, and the pseudo code pattern is a data string having a predetermined number of bits corresponding to a unit frame of a signal from the satellite. It consists of the same number of groups as the predetermined number of bits displaced one bit at a time.
本発明によれば、サンプリング数が多くなり、感度を著しく向上させることができる。 従来のように、外部基地局からのデータを必要とせず、自己が受信した信号にて処理が行え、ノイズに埋もれたPN信号(PN信号)を、著しくS/Nの向上させて検出できる。つまり、ノイズの中からPN信号を効率よく浮かび上がらせることができ、建物の中やビルの中など、GPS信号(GPS電波)が著しく減衰した場所においても、衛星Sとの擬似距離を精度良くかつ応答性良く測定できる。 According to the present invention, the number of samplings can be increased and the sensitivity can be significantly improved. As in the prior art, data from an external base station is not required, processing can be performed with a signal received by itself, and a PN signal (PN signal) buried in noise can be detected with significantly improved S / N. That is, the PN signal can be efficiently raised from the noise, and the pseudo-range with the satellite S can be accurately and even in a place where the GPS signal (GPS radio wave) is significantly attenuated, such as in a building or a building. Measure with good response.
図1は、GPS衛星受信信号におけるPN信号(C/Aコードとも呼ぶ、以下PN信号と呼ぶ)構造を説明する説明図であり、図2は、衛星測位システムの概要を説明するブロック図である。
なお、本発明では、搬送波(キャリア)が重畳された受信PN信号、又は、搬送波が重畳されていない受信PN信号のどちらでもよい。
FIG. 1 is an explanatory diagram illustrating the structure of a PN signal (also referred to as a C / A code, hereinafter referred to as a PN signal) in a GPS satellite reception signal, and FIG. 2 is a block diagram illustrating an overview of the satellite positioning system. .
In the present invention, either a received PN signal on which a carrier wave (carrier) is superimposed or a received PN signal on which a carrier wave is not superimposed may be used.
本発明は、衛星Sからの信号を受信機端末11が受信し、受信した所定時間T(0.5 sec 以上3sec 以下)の衛星受信信号により受信機端末11が衛星Sとの間の擬似距離を求める衛星測位システム及び方法である。
図2において、S1 ,S2 ,S3 ,S4 は地球の廻りを回る対象測位衛星であり、1は基地局である。基地局1は見晴らしの良い環境に設置された受信アンテナ2を備え、GPS基準信号サーバ受信機3にてGPS信号を受信する。
In the present invention, the
In FIG. 2, S 1 , S 2 , S 3 , and S 4 are target positioning satellites that travel around the earth, and 1 is a base station. The
GPS基準信号サーバ受信機3は受信した衛星受信信号(GPS信号)からドップラ情報4を抽出する。また基地局位置、各衛星位置、各衛星と受信アンテナ2位置との擬似距離を抽出する。これらの情報は送信部5で、通信手段Lを介して受信機端末11に送信される。この送信は一般に放送で行なわれる。なお、通信手段Lは携帯電話回線、地上放送、衛星放送でも良い。またはインターネット回線を用いてもよく、考えられる(電磁的方法による)手段はすべて対象としている。
The GPS reference
11はGPS受信機端末である。基地局1からドップラ情報4及び基地局位置、各衛星位置、各衛星と基地局間の擬似距離6の情報はGPS受信機端末11の受信部12で受信される。
放送電波の周波数がGPS電波(信号)の近傍の周波数帯であるならば、この受信部12はGPS受信部13と共用させても良い。本発明は、通信手段L(回線、放送、携帯電話、インターネットなど)により、多くの端末11に対して同時に受信させることを想定している。なお、図2は1台のGPS受信機端末11を示している。
11 is a GPS receiver terminal. The
If the frequency of the broadcast radio wave is a frequency band near the GPS radio wave (signal), the receiving
14はGPS受信機端末11のアンテナ部である。GPS受信機端末11(アンテナ部14)の場所は、衛星Sが直接見えるところのみならず、(通常の野外での受信以外に)木の陰や、建物の中などGPS電波の強さがかなり弱い場所なども想定している。
受信部13はGPS受信信号───PN信号───のアナログ信号をデジタル信号に変換するA/D変換部分である。デジタル化されたPN信号はメモリ(RAM)15───GPS信号蓄積部───に記憶される。
なお、以上の構成は従来よりあるGPS技術で汎用的に広く使われているものであり、詳細な説明は省略する。
The
The above configuration is widely used in general with conventional GPS technology, and detailed description thereof is omitted.
さらに説明すると、受信機端末11は、(後述する)擬似コードパターンAを予め記憶させた擬似コードパターン部22と、衛星受信信号のうちの単位フレームに擬似コードパターンAを演算処理させて単位フレームにおける航法データの極性が求められる極性判別演算器24と、求めた極性を受信信号のフレーム(その単位フレームの次の単位フレーム)と演算させる極性演算器25と、を備える。
More specifically, the
さらに、所定時間Tぶんの衛星受信信号について順次極性判別演算器24と極性演算器25とを動作させて所定時間Tの衛星受信信号の航法データの極性を同一化させる第一演算器8と、航法データの極性を同一化させた所定時間Tの衛星受信信号について単位フレームを1単位として同期加算する第二演算器9と、同期加算した同期加算PN信号と受信機端末11が予め用意するレプリカPN符号とで相関計算を行なう第三演算器10と、相関計算による結果から相関ピーク値と相関ピーク値に対応する遅延値(遅延量τ)とを検出し遅延値から擬似距離を求める擬似距離検出装置19と、を備える。
なお、以下、極性判別演算器24と極性演算器25と第一演算器8とを極性変更装置17とし、第二演算器9と第三演算器10とを同期加算・相関計算装置18としている。
Further, a
Hereinafter, the polarity discriminating
そして、1sec 区間のGPS信号を蓄積する場合の実施例について説明する。なお、後述するが本発明では任意の蓄積時間にも適用できる。
連続する衛星Sからの信号のうち、20msec区間は、航法データの1ビット区間と同じ時間となる。従って、1sec は、航法データの5ビット区間と同じ時間となる。
図2において、21は受信機端末11が有する信号処理部である。この中のドップラ補正部16、極性変更装置17、同期加算・相関計算装置18、擬似距離検出装置19は機能ブロックを示し、受信機端末11(信号処理部21)では受信し蓄積された1sec 間(所定時間T)のPN信号(衛星受信信号)の航法データの極性を同一化させ、極性を同一化させた1sec 間(所定時間T)の衛星受信信号を同期加算し、同期加算した信号を演算して遅延値を検出して擬似距離を求める。
An embodiment in the case of accumulating GPS signals in the 1 sec section will be described. As will be described later, the present invention can be applied to any accumulation time.
Of the signals from successive satellites S, the 20 msec section has the same time as the 1-bit section of the navigation data. Therefore, 1 sec is the same time as the 5-bit section of the navigation data.
In FIG. 2,
PNコード極性変更装置17は、受信機端末11が有する擬似コードパターン部22にて予め用意(記憶)する衛星受信信号の極性同一化用の擬似コードパターンAを、メモリ15にて蓄積した1sec の衛星受信信号───PN信号───に作用させ、信号の航法データの極性を同一化させる装置である。
また、擬似コードパターンAは、衛星Sからの信号の単位フレーム(1フレーム)に相当する所定ビット数のデータ列でありしかも1ビットずつ順に変位させた所定ビット数と同数の群からなるものである。
The PN code
Further, the pseudo code pattern A is a data string having a predetermined number of bits corresponding to a unit frame (one frame) of a signal from the satellite S, and is composed of a group having the same number as the predetermined number of bits displaced sequentially by one bit. is there.
そして、航法データが同じ極性とされたPN信号に対して、それぞれ同期加算・相関計算装置18で同期加算、相関計算を行う。その後、擬似距離検出装置19はその中から相関計算ピーク値が最大値になる値(遅延量τ)を検出することにより、受信機端末11と衛星Sとの擬似距離を検出する。
The synchronous addition /
1sec 内の極性を同一化させたPN信号により、同期加算と相関計算によるノイズ低減は最大に改善される。そして、擬似距離検出装置19が、1sec 内のPN信号の極性を同一化してノイズ低減が最大に改善された状態の擬似距離を検出するものである。
ここで得られた擬似距離と、受信部12からの基地局位置、各衛星位置、基地局と各衛星との擬似距離の情報により位置計算装置20で受信機端末11の自己位置を知ることができる。
Noise reduction by synchronous addition and correlation calculation is improved to the maximum by the PN signal having the same polarity within 1 sec. The pseudo
The
図3はGPS受信機端末11を詳細化したハードウェアブロック図を示す。図2の各ブロックの符号は図3のブロックの符号と対応する。図2のドップラ補正部16、極性変更装置17、同期加算・相関計算装置18、擬似距離検出装置19、位置計算装置20は機能ブロックである。
この機能ブロックを構成する手段はハードウェアによる構成、ソフトウェアによる構成、またはこれら混合した構成などが考えられる。この機能ブロックを構成する手段であるソフトウェア処理を実行するためのハードウェア構成を信号処理部21に示している。
FIG. 3 is a detailed hardware block diagram of the
The means for configuring the functional block may be a hardware configuration, a software configuration, or a mixed configuration. The
図3において、14は受信アンテナ部、13はGPS受信部であり、高周波増幅部32、周波数をダウンコンバートする周波数変換部33、周波数シンセサイザ部34、I信号変換(搬送波除去)部35、Q信号変換(搬送波除去)部36、90度移相器37、A/Dコンバータ38,39を有し、また、15は情報を一時記憶するためのメモリ(RAM)、また、21は信号処理部であり、DSP部41、CPU部42、擬似コードパターンAを記憶乃至発生させる擬似コードパターン部(ROM)22、DSP部41のDSP用ROM44、RAM45、ROM46でありCPU部42と接続された記憶部7を有する。
12は図2の基地局1からの情報を放送や通信手段Lを通じて得るための受信部である。また、信号処理部21のRAM45の中のメモリ配置を図4に示す。
In FIG. 3, 14 is a receiving antenna unit, 13 is a GPS receiving unit, a high
次に、図3における動作の概要について説明する。
受信アンテナ部14からPN信号でスペクトラム拡散変調された 1.5GHZ 帯のGPS信号を高周波増幅部32で受信する。周波数シンセサイザ部34と周波数変換部33でダウンコンバートされて、たとえば70MHz 帯の周波数領域に変換する。これに周波数シンセサイザ部34と90度移相器37で互いに90度位相の異なる70MHz の搬送波で掛け算する部分、すなわちI信号変換(搬送波除去)部35、Q信号変換(搬送波除去)部36で、互いに(搬送波70MHz が除去された互いに)直交するIとQのPN符号が取り出される。
この動作を図5に示す。図5はI信号変換(搬送波除去)部35、Q信号変換(搬送波除去)部36の動作概要を示す図であり、図5においてI信号変換(搬送波除去)部35、Q信号変換(搬送波除去)部36、移相器37、A/Dコンバータ38、A/Dコンバータ39、メモリ15は、図3の符号と対応する。
47,48は乗算器である。49,50は低域フィルター(帯域フィルター)である。
Next, an outline of the operation in FIG. 3 will be described.
A 1.5 GHz Z band GPS signal that has been subjected to spread spectrum modulation with a PN signal is received by the
This operation is shown in FIG. FIG. 5 is a diagram showing an outline of operations of the I signal conversion (carrier wave removal)
47 and 48 are multipliers. 49 and 50 are low-pass filters.
70MHz 帯に周波数変換部33でダウンコンバートされたGPS受信信号は、PN.cos((w+Δw)t +Φ) で表される。Δw はドップラ周波数である。Δw はアンテナ部14で捕らえられる衛星信号のドップラ周波数変動分と周波数シンセサイザ部34の周波数変動分とが合成されたものである。ここでは周波数シンセサイザ部34の周波数変動分はないものとして説明する。この場合Δw はアンテナ部14で捕らえられる衛星信号のドップラ周波数変動分のみである。
The GPS reception signal down-converted to the 70 MHz band by the frequency conversion unit 33 is represented by PN.cos ((w + Δw) t + Φ). Δw is the Doppler frequency. Δw is a combination of the Doppler frequency fluctuation of the satellite signal captured by the
図3の周波数シンセサイザ部34からの信号および90度移相器37で90度位相の異なる信号は互いに直交する搬送波cos(wt) 、sin(wt) で表される。これらの直交する信号と周波数変換部33からの信号PN.cos((w+Δw)t +Φ) とを乗算器47,48で乗算して低域フィルター49,50を通すとPN.cos (Δwt+Φ) 、−PN.sin (Δwt+Φ) が得られる。これらの変換はI,Q変換器として汎用的に使われているものである。
この実施例ではI,Q変換器それぞれにおいて、信号PN.cos((w+Δw)t +Φ) に対して互いに直交する搬送波cos(wt) 、sin(wt) すなわち搬送波周波数w が同一であるため、搬送波が除去されている。
A signal from the
In this embodiment, in each of the I and Q converters, the carrier waves cos (wt) and sin (wt) that are orthogonal to the signal PN.cos ((w + Δw) t + Φ), that is, the carrier frequency w is the same. The carrier wave has been removed.
これら搬送波が除去された互いに直交する信号(アナログ信号)はそれぞれA/Dコンバータ38,39にて、アナログ信号からデジタル化された離散化信号に変換される。これら2つの信号を20msec間(航法データ1ビット区間の長さ)、メモリ(RAM)15に蓄積する。なお、以上述べた高周波増幅部32、周波数変換部33、シンセサイザ部34、I信号変換(搬送波除去)部35、Q信号変換(搬送波除去)部36、移相器37、A/Dコンバータ38、A/Dコンバータ39のそれぞれは汎用的なものであり一般に広く使われている。
The signals (analog signals) orthogonal to each other from which the carrier waves have been removed are converted from analog signals into digitized discrete signals by A /
図3の(デジタル)信号処理部21は、受信部12を通じて得られたデータを取り入れるために、受信部12に接続されたCPU部42、それと接続されたメモリ(RAM)45、メモリ(ROM)46、メモリ(RAM)45に接続されたDSP部41、これに接続されたメモリ(ROM)44、そして、擬似コードパターン部22とを備えている。擬似コードパターン部22はあらかじめ擬似コードパターンAを記憶させる記憶部分(ROM)である。またCPU部42とDSP部41は互いに接続されている。CPU部42、RAM45、ROM46でマイクロプロセッサとして動作する。
The (digital)
ROM46はデジタル信号処理の実行プログラムも記憶している部分であり、デジタル信号処理部21のハードウェア部、すなわちDSP部41、CPU部42、RAM45、ROM46、ROM44の構成は、従来からのCPU、DSP、メモリ(RAM、ROM)を使った汎用的なデジタル信号処理構成として広く一般に使われ、知られているものである。
The
そして、デジタル信号処理部21により、図2のドップラ補正部16、極性変更装置17、同期加算・相関計算装置18、擬似距離検出装置19、位置計算装置20の機能ブロックを実行させる。そして、この機能ブロックをソフトウェアによるデジタル信号処理にて実行する場合について説明する。
Then, the digital
図2の極性変更装置17、同期加算・相関計算装置18、擬似距離検出装置19の機能ブロック動作を説明する図が図8である。
擬似コードパターン部22の擬似コードパターンAは、図8のA1 からA1023までの1023種類で一組のパターン群である。この擬似コードパターンAは、上記説明したように、衛星Sからの信号の単位フレーム(1フレーム)に相当する所定ビット数(1023ビット)のデータ列であり、しかも1ビットずつ順にデータを変位(シフト)させた所定ビット数(1023)と同数の群からなるものである。
FIG. 8 is a diagram for explaining functional block operations of the
Pseudo code pattern A
具体的には、擬似コードパターンAは、衛星からのPNコードと同一のパターンからなり、0と1とが所定の(一定の)順番で連続させたデータ列を有し、0の個数と1の個数の和が1023ビットからなる。そして、この1023ビットの一つのデータ列が、1023個で一つの群を構成して得られたものが擬似コードパターンAとなる。そして、この1023個のデータ列は、すべて相互異なっており、A1 からA1023までは、順に1ビットずつ値がずらされている。つまり、PNコードの1フレームぶんが〔0100110001110 …11111 〕であるとすると、A1 は〔10100110001110…1111〕であり、A2 は〔110100110001110 …111 〕となり、A1023は〔0100110001110 …11111 〕となる。即ち、A1 からA1023はすべて1023ビットからなるものである。
また、これらの擬似コードパターンAは、0のかわりに1、1のかわりに−1としても良い。
Specifically, the pseudo code pattern A is the same pattern as the PN code from the satellite, has a data string in which 0 and 1 are continuous in a predetermined (fixed) order, and the number of 0s and 1 The sum of the numbers consists of 1023 bits. A pseudo-code pattern A is obtained by forming one group of 1023 bits of one data string of 1023 bits. These 1023 data strings are all different from each other, and the values from A 1 to A 1023 are shifted one bit at a time. That is, one frame sentence of the PN code is assumed to be [0100110001110 ... 11111], A 1 is a [10100110001110 ... 1111], A 2 is [110100110001110 ... 111] next, A 1023 and [0100110001110 ... 11111] . That is, A 1 to A 1023 are all composed of 1023 bits.
Further, these pseudo code patterns A may be 1 instead of 0 and -1 instead of 1.
次に、デジタル信号処理部21の動作について説明する。
図2におけるデジタル信号処理部21の機能ブロックを、ソフトウェアにより実行するフローチャートを図7に示す。図7において機能ブロックであるドップラ補正部16、極性変更装置17、同期加算・相関計算装置18、擬似距離検出装置19、位置計算装置20は、図2のデジタル信号処理部21における機能ブロックに対応している。図7のF1 からF10までは、それぞれの機能ブロックが処理しているソフトウェアブロック(工程)である。
Next, the operation of the digital
FIG. 7 shows a flowchart for executing the functional blocks of the digital
まずメモリ15より1sec の受信信号を取り入れる(工程F1 )。図3におけるA/Dコンバータ38,39からメモリ15に蓄積されたI,Q信号のデジタルデータ0.5PN.cos(Δwt+Φ) 、−0.5PN.sin(Δwt+Φ) はドップラ成分を含んでいる。次に、ドップラ周波数Δw は外部(基地局1)から取り入れられる(工程F2 )。
このドップラ周波数Δw は、図2の基地局1(サーバ)からGPS受信機端末11の受信部12により入手できる。このΔw はCPU部42で受け取りRAM45に記憶される。
First, a received signal of 1 sec is fetched from the memory 15 (process F 1 ). The digital data 0.5PN.cos (Δwt + Φ) and −0.5PN.sin (Δwt + Φ) of the I and Q signals stored in the
The Doppler frequency Δw can be obtained from the base station 1 (server) in FIG. 2 by the receiving
次に、以下のようなアルゴリズムでドップラ補正が行われる(工程F3 )。ドップラ補正情報Δw でメモリ15に蓄積された離散化されたI,Q信号のデジタルデータ0.5PN.cos(Δwt+Φ) 、−0.5PN.sin(Δwt+Φ) に対してドップラ補正を行う動作を図6に示す。
図6はプログラムで行う機能ブロック図である。26,27,28,29は乗算器、30は加算器、31は減算器を示す。tは離散化された値でt=0:Δt:W×Tであり、tは0からW×Tまでサンプル間隔Δtで離散化された値であることを意味する。サンプリング周波数をfKHz とする。ここではf=Nとして説明する。T=1msec;W=1023とする。サンプリング間隔ΔtはΔt=1/fとなる。
Next, Doppler correction is performed by the following algorithm (step F 3 ). FIG. 6 shows an operation for performing Doppler correction on the digital data 0.5PN.cos (Δwt + Φ) and −0.5PN.sin (Δwt + Φ) of the discretized I and Q signals stored in the
FIG. 6 is a functional block diagram performed by a program. 26, 27, 28, and 29 are multipliers, 30 is an adder, and 31 is a subtractor. t is a discretized value and is t = 0: Δt: W × T, and t is a value discretized from 0 to W × T at a sample interval Δt. Sampling frequency is fKHz. Here, f = N will be described. T = 1 msec; W = 1023. The sampling interval Δt is Δt = 1 / f.
図5のメモリ15に蓄積された離散化されたI信号、Q信号の信号(データ)は、図6のように、入力信号0.5PN.cos(Δwt+Φ) 、−0.5PN.sin(Δwt+Φ) で表される。
これらの信号に対して受信部12より得られたドップラ周波数Δw からcos(Δwt) 、sin(Δwt) を乗算器26,27,28,29で乗算して、加算器30、減算器31を通すと−0.25PN.sin (Φ) 、0.25PN.cos (Φ) が得られる。
The discretized I and Q signals (data) stored in the
These signals are multiplied by cos (Δwt) and sin (Δwt) from the Doppler frequency Δw obtained from the receiving
乗算器26,27,28,29、加算器30、減算器31は、プログラム(演算手段)にて容易に実現可能である。すなわち以下の計算を行う。
I,Q信号のデジタルデータPN.cos (Δwt+Φ) 、−PN.sin (Δwt+Φ) の入力信号をSIin= −0.5PN.sin(Δwt+Φ) 、SQin= 0.5PN.cos(Δwt+Φ) とおいて、−SIin×cos(Δwt) +SQin×sin(Δwt) 、SQin×cos ( Δwt) −SIin×sin(Δwt) を計算する。そして、計算結果として−0.25PN.sin(Φ)、0.25PN.cos (Φ) が得られる。
このようにして得られた互いに直交するI,QのPN信号をそれぞれ図4のメモリ部51,61に蓄積する(工程F4 )。この蓄積されたデータはドップラ成分Δw が含まれない。
The
I / Q signal digital data PN.cos (Δwt + Φ) and −PN.sin (Δwt + Φ) are set to SIin = −0.5PN.sin (Δwt + Φ) and SQin = 0.5PN.cos (Δwt + Φ), −SIin Xcos (Δwt) + SQin × sin (Δwt) and SQin × cos (Δwt) −SIin × sin (Δwt) are calculated. As a result of the calculation, -0.25PN.sin (Φ) and 0.25PN.cos (Φ) are obtained.
The thus obtained I and Q PN signals orthogonal to each other are stored in the
図9はI,Q信号のどちらか片方が蓄積されたデータの例を示す。図9は1000行N列の行列からなる。なお、Nは1023から2046が好ましく、図9では1023としている。
この図において横軸の1行N列はC/Aコード1周期分(1msec)を1023KHz でサンプリングしたので1023個1行分でC/Aコード1周期分に相当する。すなわち1行分はC/Aコード1周期分(1フレームに相当)である。そして、1sec 分のデータを収集したので1000行からなることを示す。
FIG. 9 shows an example of data in which one of the I and Q signals is accumulated. FIG. 9 is a matrix of 1000 rows and N columns. N is preferably 1023 to 2046 and is 1023 in FIG.
In this figure, one row and N column on the horizontal axis corresponds to one C / A code period per 1023 lines because one C / A code period (1 msec) was sampled at 1023 KHz. That is, one line is one period of C / A code (corresponding to one frame). And since 1 second of data is collected, it shows that it consists of 1000 lines.
これら行列に対して以降次のような表現で行列を定義して説明を行う。D(M1:M2,N1:N2)はM1行目からM2行目およびN1列目からN2列目の行列と定義する。NI:N2 はN1からN2までの自然数を示すものとして説明する。D(A,B:C)は A行目の B列から C列目を示す
従って、図9の行列はD(1:1000,1:N) で表現できる(図9はN=1023で示す)。
これら1000行N列の離散化されたI, QのPN信号(データ)に対して、搬送波の極性を同一化させて同期加算、相関計算結果を得る動作について以下説明する。
すなわちフローチャート図7の極性変更装置17、同期加算・相関計算装置18、擬似距離検出手段19の動作に入る。
These matrixes will be described below by defining the matrix with the following expression. D (M1: M2, N1: N2) is defined as a matrix from the M1st row to the M2th row and from the N1th column to the N2th column. NI: N2 is described as indicating a natural number from N1 to N2. D (A, B: C) indicates the Bth column to the Cth column of the A row. Therefore, the matrix of FIG. 9 can be expressed by D (1: 1000,1: N) (FIG. 9 indicates N = 1023) ).
An operation for obtaining the results of synchronous addition and correlation calculation by making the polarities of the carrier waves the same with respect to the discretized I and Q PN signals (data) of 1000 rows and N columns will be described below.
That is, the operation of the
この動作を図8により説明する。実際には図8のブロックが、I信号、Q信号についてそれぞれにあるが同様のブロックであり、動作は両方とも同じであるため、ここではどちらか一方の信号について説明する。
図8において、22は擬似コードパターン部である。A1 ,A2 ,…A1023は1023個からなる1組の擬似コードパターンである。
図6の出力である−0.25PN.sin(Φ)、0.25PN.cos(Φ)の各信号はメモリ部51,61(図4)に蓄積されている。以下0.25PN.cos(Φ)の信号について説明する(−0.25PN.sin(Φ)についても動作は同様である)。
This operation will be described with reference to FIG. Although the blocks in FIG. 8 are actually the same blocks for the I signal and Q signal, and the operations are the same, only one of the signals will be described here.
In FIG. 8, 22 is a pseudo code pattern portion. A 1 , A 2 ,..., A 1023 are a set of pseudo code patterns composed of 1023 pieces.
The respective signals of −0.25PN.sin (Φ) and 0.25PN.cos (Φ), which are the outputs of FIG. 6, are stored in the
また、極性判別演算器24は、衛星受信信号の単位フレームと擬似コードパターンAとを乗算又は除算させて極性が正又は負となる所定ビット数のデータ列を得る乗除演算器24aと、所定ビット数のデータ列の平均を取り極性が正又は負の単位数値を得る平均演算器24bと、を有する。
そして、処理する信号のうちの単位フレーム(1フレーム)をIN(t)として表現すると数1のような式になる。なお、t,M,Nは整数である。
The
Then, when a unit frame (one frame) in the signal to be processed is expressed as IN (t), the following equation is obtained. Note that t, M, and N are integers.
そして、1sec の信号のうちの最初の1フレームぶんに相当するデータに、P1 からP1023までの各行のデータを対応させて、つまり乗除演算器24aにて除算させる(数2の式)。なお、その結果は、メモリ部52,62(図4)に記憶される(工程F6 )。
そして、{PN(m)/A}=1であるならば(つまり、信号の1フレームぶんと擬似コードパターンAとが一致すると)、数2は数3の式のように表せる。
Then, the data corresponding to the first frame of the 1 sec signal is made to correspond to the data of each row from P 1 to P 1023 , that is, the multiplication /
If {PN (m) / A} = 1 (that is, if one frame of the signal coincides with the pseudo code pattern A),
なお、数3は1行1023個のデータであり、次に、平均演算器24bにてこの1023(N)個の平均DDを取ると、数4のような式となる。
Note that
そして、この平均した値DDを、極性演算器25にて、次の1フレームぶんのデータ────IN(t)の次のIN(t+Δt):Δtは1msec────に乗算させる(数5)。 また、数5の式は数6の式とすることができる。
Then, the average value DD is multiplied by the
そして、この操作を1sec ぶんの信号に対して順次行う。なお、上記では、{PN(m)/A}=1である場合を説明したが、航法データが負(−1)の場合の信号に対しては、{PN(m)/A}=−1が得られる。
従って、上記処理した1フレームぶんの信号における航法データが正の場合は、この処理により、平均した値DDが正の値(1)となって求まり、その正の値(1)を次の(航法データが正であろう)1フレームに乗算させてその1フレームはそのまま正となる。しかし、平均した値DDが負の値(−1)となって求まり、その負の値(−1)を次の(航法データが負であろう)1フレームに乗算させるとその1フレームは正となる。
つまり、航法データが、1sec にわたって正に同一化される。
Then, this operation is sequentially performed for a signal of 1 second. In addition, although the case where {PN (m) / A} = 1 was described above, {PN (m) / A} = − for a signal when the navigation data is negative (−1). 1 is obtained.
Accordingly, when the navigation data in the processed signal of one frame is positive, the average value DD is obtained as a positive value (1) by this processing, and the positive value (1) is obtained as the following ( (Navigation data will be positive) Multiply one frame and that one frame will be positive. However, when the average value DD is obtained as a negative value (−1) and the negative value (−1) is multiplied by the next frame (the navigation data will be negative), that one frame is positive. It becomes.
In other words, the navigation data is exactly the same for 1 second.
なお、航法データが正から負又は負から正に変位する部位を含む1フレームでは、この同一化の操作は行われない。従って、本発明の衛星測位方法及びシステムにおける航法データの極性の同一化とは、航法データが正から負又は負から正に変位する部分は除かれる。そして、この除かれる部分は、全データ数から見て小であるため、精度に全く影響されない。また、上記の式からわかるように、ノイズ(noise)の値は極めて小さくなる。 Note that this identification operation is not performed in one frame including a portion where the navigation data is displaced from positive to negative or from negative to positive. Therefore, the identification of the polarity of the navigation data in the satellite positioning method and system of the present invention excludes the portion where the navigation data is displaced from positive to negative or from negative to positive. And since this excluded part is small as seen from the total number of data, it is not affected at all by the accuracy. Further, as can be seen from the above equation, the value of noise is extremely small.
そして、図10が、1sec の信号を、1フレーム(単位フレーム)毎に縦に並び替えたモデル図である。
次に、この各1023個、1000行のデータについてそれぞれ第二演算器9にて同期加算を行う。一般に同期加算はデジタル信号処理回路で周期信号における雑音軽減の方法として広く知られている。この計算について述べると、一般に周期信号に対して1周期の信号をs個のサンプリングパルスでサンプリングしてm周期分データを取ると、D(1:m,1:s) のデータを取得できる(sは標本個数、mは加算回数)。このときM行目の同期加算平均結果は数7に示す式となる。
FIG. 10 is a model diagram in which 1 sec signals are rearranged vertically for each frame (unit frame).
Next, the second
信号に重畳している雑音が統計的性質に合うガウス性のものとすると、m回の加算により雑音の成分は1/√mに減少することが知られている。本発明の実施例ではm=1000である。そのため本発明の同期加算による雑音軽減は1/√1000である。 Assuming that the noise superimposed on the signal is Gaussian with a statistical property, the noise component is known to be reduced to 1 / √m by m additions. In the embodiment of the present invention, m = 1000. Therefore, noise reduction by the synchronous addition of the present invention is 1 / √1000.
また、それぞれ同期加算した結果は、メモリ部53,63(図4)にて記憶させる(工程F6 )。そして、この同期加算されたデータと図8の受信機端末11が予め有しているレプリカPN符号(C/Aコード信号)とで相関計算を行う。レプリカPN符号(C/Aコード信号)や相関計算は広く知られた内容であるが、以下簡単に説明する。
The results of the synchronous addition are stored in the
一般にGPS衛星Sは地球上を複数個回っており、各衛星Sからは、1575.42 MHz の搬送波を、それぞれ個別の衛星Sに対応したPN信号信号でスペクトラム拡散変調がなされ地球上に送信している。たとえば1575.42 MHz を、衛星S1 はPN信号aで、衛星S2 はPN信号bで、スペクトラム拡散変調して送信しているとする。衛星S1 の信号を受信機端末11にて取り出す(復調させる)ためには受信機端末11側であらかじめPN信号aと同一のPN信号a′を記憶させておき、このPN信号a′により衛星S1 はPN信号aを受信機端末11にて復調させる。
In general, a plurality of GPS satellites S travels on the earth, and each satellite S transmits a 1557.42 MHz carrier wave to the earth by performing spread spectrum modulation with a PN signal signal corresponding to each individual satellite S. . For example, it is assumed that 1575.42 MHz is transmitted with spectrum spread modulation by satellite S 1 using PN signal a and satellite S 2 using PN signal b. In order to take out (demodulate) the signal of the satellite S 1 at the
そして、衛星S2 を受信するためには、あらかじめ受信機端末11側にPN信号bと同じPN信号b′を記憶しておかなければならない。したがって受信機端末11側には、あらかじめ各衛星Sから発射される各衛星Sに対応するすべてのPN信号をもっていなければ、各衛星Sの信号を受信できない。そして本発明において、このあらかじめ用意されているPN信号をレプリカPN符号としている。
そして、各GPS衛星Sに対応する(衛星受信信号を復調させる)各レプリカPN符号は、あらかじめGPS受信機端末11が備える信号処理部21のROM46───記憶部7───に記憶させている。
In order to receive the satellite S 2 , the same PN signal b ′ as the PN signal b must be stored in advance on the
Each replica PN code corresponding to each GPS satellite S (which demodulates the satellite reception signal) is stored in advance in the
また、一般にデータXをx(n)(ただし n=0:N )、データYをh(n)(ただし n=0:N )、kを整数として0≦k≦Nとしたとき、数8の式のように表現する。
In general, when data X is x (n) (where n = 0: N), data Y is h (n) (where n = 0: N), k is an integer, and 0 ≦ k ≦ N,
そして、y(1),y(2),y(3) …y(N) を計算する。ここでy (k) の計算においてデータの加算回数はN個である。従って、このとき信号に重畳している雑音が統計的性質に合うガウス性のものとすると、N回の加算により雑音の成分は1/√Nに減少することが知られている。このためこの計算による雑音低減は1/√Nである。そして、この計算を相関計算という。(等価な相関計算は高速演算としてFFTを用いて一般によく知られて用いられる方法があるが、ここでは原理説明のために一般的な計算法を示した。) Then, y (1), y (2), y (3)... Y (N) is calculated. Here, in the calculation of y (k), the number of data additions is N. Accordingly, it is known that the noise component is reduced to 1 / √N by adding N times if the noise superimposed on the signal at this time is Gaussian with a statistical property. Therefore, the noise reduction by this calculation is 1 / √N. This calculation is called correlation calculation. (Equivalent correlation calculation is a well-known method that uses FFT as a high-speed operation. Here, a general calculation method is shown for explaining the principle.)
また、y(1),y(2),y(3) …y(N) のそれぞれの絶対値で、y(nn)の絶対値が最大の値であれば、y(nn)の絶対値を相関のピーク値とする(ただし0≦nn≦N)。このときのnnを遅延量τと呼ぶ。また、遅延量τとピーク値y(nn)を求めることを、相関のピークを求めるという。
また、ここでデータXが信号をm回同期加算して得られたx(n)とすれば、この相関計算により雑音軽減量は数9の式となる。
If y (1), y (2), y (3) ... y (N) are the absolute values of y (nn), the absolute value of y (nn) Is a correlation peak value (where 0 ≦ nn ≦ N). Nn at this time is called a delay amount τ. Further, obtaining the delay amount τ and the peak value y (nn) is called obtaining the correlation peak.
If the data X is x (n) obtained by synchronously adding the signal m times, the noise reduction amount is expressed by the equation (9) by this correlation calculation.
そして、本発明ではPN信号をx(n)、レプリカPN符号をh(n)、mを同期加算回数、NをPN信号1周期分のサンプル数とし、実施例としてm=1000、N=1023を想定している。
従って、1sec のGPSデータ取得のみで、雑音軽減量は上記数8の式の結果の効果を出すことが可能である。すなわち雑音にうもれた超微弱信号であっても遅延量τを求めることができる。
In the present invention, the PN signal is x (n), the replica PN code is h (n), m is the number of synchronous additions, N is the number of samples for one period of the PN signal, and m = 1000, N = 1023 as an embodiment. Is assumed.
Therefore, the noise reduction amount can bring about the effect of the above equation (8) only by acquiring the GPS data for 1 sec. That is, the delay amount τ can be obtained even for a very weak signal that is muddy by noise.
同期加算の結果のデータは、メモリ部53,63(図4)に記憶され、図8のレプリカPN符号とで、相関計算部Cにて、相関計算を行う。
なお、I信号の相関計算について行なったが、Q信号についても同様の計算を行う。
Data resulting from the synchronous addition is stored in the
Although the correlation calculation of the I signal is performed, the same calculation is performed for the Q signal.
そして、I信号の相関計算結果はメモリ部54(図4)に記憶させ、Q信号の相関計算結果はメモリ部64(図4)に記憶させる。
次にI信号、Q信号の合成を行い、これをメモリ部70に記憶させる(図4)。
The correlation calculation result of the I signal is stored in the memory unit 54 (FIG. 4), and the correlation calculation result of the Q signal is stored in the memory unit 64 (FIG. 4).
Next, I and Q signals are synthesized and stored in the memory unit 70 (FIG. 4).
図8における擬似距離検出装置19の動作について説明する。擬似距離検出装置19は相関計算部Cにて得られた結果でありメモリ部70に記憶されているデータにおいて絶対値が最大となるデータを検索し、絶対値が最大となる相関ピーク値の絶対値と、遅延量τが検出結果である。
The operation of the pseudo
この遅延量τが求まれば、この遅延量τから擬似距離(衛星SとGPS受信機端末11との間の距離)を求めることができる。なお、相関計算部Cにて行う相関計算、I信号・Q信号の合成、遅延量τから擬似距離を求める手段は、一般に広く知られており説明を省略する。
その後、図2の位置計算装置20のブロックにて、基地局1からの基地局位置、各衛星位置、各衛星と基地局間の擬似距離の情報を受信機端末11の受信部12で取得して自己位置が決定される。なお、位置計算装置20もここで求めた擬似距離と、基地局位置、各衛星位置、各衛星と基地局間の擬似距離から自己位置を決定する方法は一般に広く知られており容易に実現できる。
If this delay amount τ is obtained, a pseudo distance (a distance between the satellite S and the GPS receiver terminal 11) can be obtained from the delay amount τ. Note that the correlation calculation performed by the correlation calculation unit C, the synthesis of the I signal and the Q signal, and the means for obtaining the pseudo distance from the delay amount τ are generally known and will not be described.
Thereafter, in the block of the
GPS測位システムにおいて、ビルの中等においては、従来では自己位置を決定することはほとんど不可能であったが、本発明により、GPS受信機端末11で受信できる感度を、従来不可能と呼ばれていたビルの中など超微弱信号であっても、劇的に感度を向上でき、位置計測を可能とする。
また、基本的に1sec のGPSデータ取得のみで、超高感度を実現している。
In a GPS positioning system, in the past, it was almost impossible to determine its own position in a building or the like. However, according to the present invention, the sensitivity that can be received by the
Basically, ultra-high sensitivity is achieved only by acquiring 1 second of GPS data.
つまり、本発明は、受信機端末11が、衛星受信信号のうちの単位フレームに受信機端末11が予め用意する擬似コードパターンAを演算処理させて単位フレームにおける航法データの極性が求められさらにその極性を衛星受信信号のフレーム(その単位フレームの次の単位フレーム)に演算させる極性判別演算工程を、上記所定時間Tぶんの衛星受信信号について順次行って、所定時間Tの衛星受信信号の航法データの極性を同一化させ、かつ、所定時間Tの衛星受信信号を、単位フレームを1単位として同期加算する。
そして、同期加算した同期加算PN信号と受信機端末11が予め用意するレプリカPN符号とで相関計算を行ない、相関計算による結果から相関ピーク値と相関ピーク値に対応する遅延値とを検出し、遅延値から擬似距離を求める。
なお、衛星受信機端末11が受信して処理する衛星受信信号の所定時間Tは、0.5 sec (秒)以上3sec (秒)以下としている。特に好ましくは2sec (秒)以下がよい。
下限未満であると、感度の向上が望めず、また、上限を超えると、処理時間が長くなってしまい、実用性に乏しくなる。
That is, in the present invention, the
Then, the correlation addition is performed with the synchronous addition PN signal and the replica PN code prepared in advance by the
The predetermined time T of the satellite reception signal received and processed by the
If it is less than the lower limit, improvement in sensitivity cannot be expected, and if it exceeds the upper limit, the processing time becomes long and the practicality becomes poor.
次に、本発明の他の実施の形態を説明する。図2におけるドップラ補正部16,極性変更装置17, 同期加算・相関計算装置18, 擬似距離検出装置19の部分の機能ブロックは、ソフトウェアによるアルゴリズムで説明したが、ドップラ補正部16について、及び、図6の機能ブロック、乗算器26,27,28,29、加算器30、減算器31について、図8の乗算器P、相関計算部Cの機能ブロックをハードウェアで構成しても良い。
また、ソフトウェア、ハードウェアの混合で構成しても良い。
Next, another embodiment of the present invention will be described. The functional blocks of the parts of the
Moreover, you may comprise by mixing software and hardware.
これにより、本発明は、従来ある問題点を解消するものであり、受信機端末11内部にあらかじめ用意した符号で受信信号( PN信号) の航法データの極性をすべて同一にして、同期加算及び相関計算を、または同期加算を行うことにより、同期加算などにおいて信号成分が互いに相殺されて感度(S/N)向上が劣化することを完全に排除している。
すなわち、受信機端末11内部にあらかじめ用意した擬似コードパターンで、受信信号(PN信号)の航法データの極性を同一にして、同期加算、相関計算を行うことにより、劇的な感度(S/N)の向上を図り、家屋内、建物の陰、ビルの中などでも、安定した測位のできる高感度衛星測位手段(方法)を得るものである。
As a result, the present invention solves the conventional problems, and makes the polarity of the navigation data of the received signal (PN signal) the same with the code prepared in advance in the
That is, dramatic sensitivity (S / N) is obtained by performing synchronous addition and correlation calculation with the same polarity of the navigation data of the received signal (PN signal) with a pseudo code pattern prepared in advance in the receiver terminal 11. ) To obtain a highly sensitive satellite positioning means (method) capable of stable positioning even in a house, behind a building, in a building, etc.
また、本発明は、衛星受信信号(PN信号)により処理を行うため、従来技術のように外部基地局から航法データを取り入れる方法とは異なるため、外部基地局から開放できるものである。すなわち衛星受信信号(PN信号)の極性を同一化するために外部基地局の情報を不必要とし、また、受信信号(PN信号)の極性を同一化してその後、同期加算を行うことで、理想的なノイズの低減効果を持ったものとできる。 In addition, since the present invention performs processing based on a satellite reception signal (PN signal) and is different from the method of taking navigation data from an external base station as in the prior art, it can be released from the external base station. In other words, the information of the external base station is unnecessary in order to make the polarity of the satellite reception signal (PN signal) the same, and the polarity of the reception signal (PN signal) is made the same and then the synchronous addition is performed. The noise can be reduced effectively.
つまり、外部基地局から通信手段Lにより航法データを受信しなくても、例えばビル中に存在する受信機端末11で受信した受信信号のみから、(外部基地局からの衛星Sの航法データを使わないで)受信機端末11自身で、PN信号の航法データの極性を同一化して、同期加算する。従って、通信手段Lによる外部からの航法データに依存することなく、PN信号信号のすべての極性を同一化し、同期加算、相関計算により、ノイズに埋もれたPN信号信号を、ノイズの中から浮かび上がらせることにより超高感度を得る。
そして、本発明は短時間の連続信号を受信するのみで、A/Dコンバータ38,39におけるサンプリング数を増大することで相関計算において感度(S/N比)を著しく向上させ、また、建物の中などでも衛星Sとの擬似距離を正確かつ迅速に検出させる。
なお、上記PN信号はGPS信号PNや、Gallileo受信PN信号等にも適用できる。
That is, even if the navigation data is not received from the external base station by the communication means L, for example, from the received signal received by the
In the present invention, the sensitivity (S / N ratio) is remarkably improved in the correlation calculation by increasing the number of samplings in the A /
The PN signal can also be applied to a GPS signal PN, a Gallileo reception PN signal, or the like.
以上のように本発明によれば、サンプリング数が多くなり、感度を著しく向上させることができる。従来のように、外部基地局からのデータを必要とせず、自己が受信した信号にて処理が行え、ノイズに埋もれたPN信号(PN信号)を、著しくS/Nの向上させて検出できる。つまり、ノイズの中からPN信号を効率よく浮かび上がらせることができ、建物の中やビルの中など、GPS信号(GPS電波)が著しく減衰した場所においても、衛星Sとの擬似距離を精度良くかつ応答性良く測定できる。 As described above, according to the present invention, the number of samplings can be increased, and the sensitivity can be remarkably improved. As in the prior art, data from an external base station is not required, processing can be performed with a signal received by itself, and a PN signal (PN signal) buried in noise can be detected with significantly improved S / N. That is, the PN signal can be efficiently raised from the noise, and the pseudo-range with the satellite S can be accurately and even in a place where the GPS signal (GPS radio wave) is significantly attenuated, such as in a building or a building. Measure with good response.
8 第一演算器
9 第二演算器
10 第三演算器
11 受信機端末
19 擬似距離検出装置
22 擬似コードパターン部
24 極性判別演算器
24a 乗除演算器
24b 平均演算器
25 極性演算器
A 擬似コードパターン
S 衛星
T 所定時間
8
10 Third operator
11 Receiver terminal
19 Pseudo distance detector
22 Pseudo code pattern section
24 Polarity discrimination calculator
24a Multiplication / division calculator
24b Average calculator
25 Polarity calculator A Pseudo code pattern S Satellite T Predetermined time
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