JP3784746B2 - Electric power steering control device and motor current calculation method for electric power steering control device - Google Patents

Electric power steering control device and motor current calculation method for electric power steering control device Download PDF

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自動車や車両の操舵系にモータによるアシスト力を付与する電動パワーステアリング制御装置に係り、詳しくは、車載バッテリからのモータへの供給電流を調整することができる昇圧回路を備えた電動パワーステアリング制御装置及び電動パワーステアリング制御装置の電動機電流演算方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、モータの回転力を利用して、ステアリングホイールの操作を補助する電動パワーステアリング装置が用いられている。
【０００３】
このような電動パワーステアリング装置の制御装置では、運転者がステアリングホイールを回転させて操舵を行った時に、アシスト制御による操舵トルクに応じたアシスト指令値が算出され、このアシスト指令値に基づいた操舵補助力が、モータからステアリング機構に与えられるようになっている。
【０００４】
ところで、前記のような電動パワーステアリング装置の制御装置（電動パワーステアリング制御装置）は大きなトルクを得ようとするために大電流を必要とするシステムである。
【０００５】
従来は、車載バッテリ（ＤＣ１２Ｖ）を直に印加するようにしており、モータもＤＣ１２Ｖ仕様のものを使用し、大電流を前記モータに供給するために、モータの大型化、使用配線の大容量化（太線化）は避けることはできない。
【０００６】
又、前記制御装置で消費される電力が大きいと、電流が大きいため、制御装置での発熱（損失）が多く、前記制御装置をエンジンルーム内に搭載しようとしても、エンジンルーム内の温度条件で制約されて搭載できない場合がある。
【０００７】
この問題を解決するため、本出願人は、車載バッテリからの供給電流を調整することができる電動パワーステアリング制御装置を提案している。
この電動パワーステアリング制御装置においては、モータに電流を供給する回路に図４に示すような昇圧回路１００及び中央処理装置（ＣＰＵ２１）を設けている。なお、図４は、本発明の実施形態の説明のための回路図であるが、本出願人が提案している構成とはハード的には同じ構成であるため、説明の便宜上、実施形態中の符号を使用して説明する。
【０００８】
昇圧回路１００は、車載バッテリからのバッテリ電圧ＶPIG（ＤＣ１２Ｖ）の印加点Ｐ１とモータへの電圧印加点Ｐ２との間に設けられている。昇圧回路１００はコンデンサＣ１，Ｃ２、コイルＬ、スイッチング用の第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２を備えている。
【０００９】
ＣＰＵ２１は、昇圧回路１００の第１トランジスタＱ１に対して、昇圧のためのＰＷＭ演算によりデューティ比を演算する。そして、ＣＰＵ２１は、このデューティ比に基づいてデューティ比駆動信号（ＰＷＭ駆動信号）を出力し、このデューティ比駆動信号によって、モータの負荷状態に関わりなく第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２とを交互にオンオフする、すなわち同期整流方式にて制御する（図６（ａ）参照）。
【００１０】
この結果、コイルＬでエネルギーの蓄積と放出とが繰り返され、第２トランジスタＱ２のコンデンサＣ２側に放出の際の高電圧が現れる。
第１トランジスタＱ１がオンとなるとコイルＬに電流が流れ、第１トランジスタＱ１がオフとなるとコイルＬに流れる電流が遮断される。
【００１１】
コイルＬに流れる電流が遮断されると、この電流の遮断による磁束の変化を妨げるように、第２トランジスタＱ２のコンデンサＣ２側に高電圧が発生する。この繰り返しによって、第２トランジスタＱ２のコンデンサＣ２側に高電圧が繰り返し発生し、コンデンサＣ２で平滑（充電）され、出力電圧ＶBPIG として電圧印加点Ｐ２に生じる。
【００１２】
この昇圧回路１００により、モータへの供給電流が低減でき、発熱（損失）を抑制できる。
一方、前記モータに電流を供給する回路には、モータ電流が流れるようにシャント抵抗を設け、同シャント抵抗の両端電位差をＡ／Ｄ値に変換した後、電流較正式を用いて、モータ電流を演算して、電流検出値とするようにしている。電流較正式は、試験等により前記昇圧回路１００を同期整流で駆動させておいて、予め求めたものである。そして、電流較正式は、ＲＯＭ等に記憶されており、モータ電流の演算時に読み出して使用している。前記電流検出値は、制御装置のモータ制御のフィードバック系に使用される。
【００１３】
ところで、この提案した構成において、力行時にはモータの負荷状態に応じて、高負荷の場合、第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２を同期整流方式で駆動し、低負荷の場合には、第１トランジスタＱ１のみをＰＷＭ駆動し、第２トランジスタＱ２は全オフする非同期整流方式が考えられる。
【００１４】
これは、モータが低負荷の状態が多い場合に常時同期整流していると、絶えずどちらかのトランジスタがオンするため、昇圧回路１００に電流が常時流れて発熱し、著しく効率が低下するのを防止するためである。
【００１５】
例えば、モータ回転数が高い領域の場合には、高負荷であるとして同期整流し、モータ回転数が低い領域（モータ回転数が０の場合も含む）の場合、低負荷であるとして非同期整流を行うようにする。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、モータが低負荷の場合に、昇圧回路１００の駆動方式を同期整流以外の方式に変えると、前記シャント抵抗に流れている実際のモータ電流と、シャント抵抗の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基にして、同期整流で予め求めた電流較正式を用いて演算される電流検出値にオフセットが生ずる。
【００１７】
この結果、昇圧回路１００の駆動方式が切り替わった瞬間に前記オフセットに起因した電流（オフセット電流）により、制御装置が誤動作しモータが動いてしまう問題がある。
【００１８】
本発明の目的は、直流電源電圧を昇圧する昇圧回路の駆動方式の切り替わりにより発生するオフセット電流をキャンセルでき、昇圧回路の駆動方式の切り替わり時に、モータの誤動作を防止する電動パワーステアリング制御装置及び電動パワーステアリング制御装置の電動機電流演算方法を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、直流電源の電圧を昇圧して電動機の電動機駆動手段へ電力を供給する昇圧手段であって、直流電源に接続されたコイルと、同コイルの出力端子に対して共に接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、第２スイッチング素子の出力端子に接続されたコンデンサとを備えた昇圧手段と、前記電動機の負荷状態に応じて、前記両スイッチング素子の駆動方式を変更して昇圧制御を行う昇圧制御手段と、前記電動機駆動手段に流れる電動機電流を、シャント抵抗の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基に、電流較正式で演算する電動機電流演算手段を備えた電動パワーステアリング制御装置において、前記昇圧制御手段は、前記電動機が高負荷時には前記両スイッチング素子を同期整流し、低負荷時に非同期整流するものであり、前記電動機電流演算手段は、前記電動機の負荷状態に応じて変更される駆動方式毎に予め求められた電流較正式で、前記シャント抵抗の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基に、電動機電流を演算することを特徴とする電動パワーステアリング制御装置を要旨とするものである。
【００２０】
請求項２の発明は、請求項１において、前記電流較正式は、各駆動方式のグランド電位のもとで電動機に電流を通電させた場合に検出される電流値とシャント抵抗両端の電位差相当のＡ／Ｄ値との組み合わせを少なくとも２点以上取り、この２点以上取った各点を通過、又は各点に近接する直線近似によって駆動方式毎に予め求められていることを特徴とする。
【００２３】
請求項３の発明は、直流電源の電圧を昇圧して電動機の電動機駆動手段へ電力を供給する昇圧手段であって、直流電源に接続されたコイルと、同コイルの出力端子に対して共に接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、第２スイッチング素子の出力端子に接続されたコンデンサとを備えた昇圧手段と、前記電動機の負荷状態に応じて、前記両スイッチング素子の駆動方式を変更して昇圧制御を行う昇圧制御手段とを備え、前記電動機駆動手段に流れる電動機電流を、シャント抵抗の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基に、電流較正式で演算する電動パワーステアリング制御装置の電動機電流演算方法において、前記昇圧制御手段によって、前記電動機が高負荷時に前記両スイッチング素子を同期整流し、低負荷時に非同期整流する場合に、前記電動機の負荷状態に応じて変更される駆動方式毎に予め求められた電流較正式で、前記シャント抵抗の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基に、電動機電流を演算することを特徴とする電動パワーステアリング制御装置の電動機電流演算方法を要旨とするものである。
請求項４の発明は、請求項３において、前記電流較正式は、各駆動方式のグランド電位のもとで電動機に電流を通電させた場合に検出される電流値とシャント抵抗両端の電位差相当のＡ／Ｄ値との組み合わせを少なくとも２点以上取り、この２点以上取った各点を通過、又は各点に近接する直線近似によって駆動方式毎に予め求められていることを特徴とする。
【００２４】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
以下、本発明を具体化した電動パワーステアリング制御装置の実施形態を図１〜図８に従って説明する。
【００２５】
図１は、電動パワーステアリング制御装置の概略を示している。
ステアリングホイール１（ハンドル）に連結したステアリングシャフト２には、トーションバー３が設けられている。このトーションバー３には、トルクセンサ４が装着されている。そして、ステアリングシャフト２が回転してトーションバー３に力が加わると、加わった力に応じてトーションバー３が捩れ、その捩れ、即ちステアリングホイール１にかかる操舵トルクτをトルクセンサ４が検出している。
【００２６】
トルクセンサ４は操舵トルク検出手段を構成している。
又、ステアリングシャフト２には減速機５が固着されている。この減速機５には電動機としての電動モータ（以下、モータ６という）の回転軸に取着したギア７が噛合されている。前記モータ６は、三相同期式永久磁石モータで構成したブラシレスモータである。
【００２７】
又、モータ６には、同モータ６の回転角を検出するためのロータリエンコーダにより構成された回転角センサ３０が組み付けられている（図２参照）。回転角センサ３０は、モータ６の回転子の回転に応じてπ／２ずつ位相の異なる２相パルス列信号と基準回転位置を表す零相パルス列信号を出力する。
【００２８】
更に、減速機５にはピニオンシャフト８が固着されている。ピニオンシャフト８の先端には、ピニオン９が固着されるとともに、このピニオン９はラック１０と噛合している。ラック１０の両端には、タイロッド１２が固設されており、そのタイロッド１２の先端部にはナックル１３が回動可能に連結されている。このナックル１３には、タイヤとしての前輪１４が固着されている。又、ナックル１３の一端は、クロスメンバ１５に回動可能に連結されている。
【００２９】
従って、モータ６が回転すると、その回転数は減速機５によって減少されてピニオンシャフト８に伝達され、ピニオン及びラック機構１１を介してラック１０に伝達される。そして、ラック１０は、タイロッド１２を介してナックル１３に設けられた前輪１４の向きを変更して車両の進行方向を変えることができる。
【００３０】
前輪１４には、車速センサ１６が設けられている。
次に、この電動パワーステアリング制御装置（以下、制御装置２０という）の電気的構成を説明する。
【００３１】
トルクセンサ４は、ステアリングホイール１の操舵トルクτに応じた電圧を出力している。車速センサ１６は、その時の車速を前輪１４の回転数に相対する周期のパルス信号として出力する。
【００３２】
制御装置２０は、中央処理装置（ＣＰＵ２１）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ２２）及びデータを一時記憶する読み出し及び書き込み専用メモリ（ＲＡＭ２３）を備えている。このＲＯＭ２２には、ＣＰＵ２１による演算処理を行わせるための制御プログラムが格納されている。ＲＡＭ２３は、ＣＰＵ２１が演算処理を行うときの演算処理結果等を一時記憶する。
【００３３】
ＲＯＭ２２は、図示しない基本アシストマップが格納されている。基本アシストマップは、操舵トルクτ（回動トルク）に対応し、かつ車速に応じた基本アシスト電流を求めるためのものであり、操舵トルクτに対する基本アシスト電流が記憶されている。
【００３４】
この制御装置２０が三相同期式永久磁石モータを駆動制御する機能は公知の構成であるため、簡単に説明する。
図３は、前記ＣＰＵ２１内部において、プログラムで実行される機能を示す制御ブロック図である。同制御ブロック図で図示されている各部、すなわち、５１〜６５、７３，７６の符号で示す各部位は、独立したハードウエアを示すものではなく、ＣＰＵ２１で実行される機能を示している。
【００３５】
ＣＰＵ２１は、指令トルクτ＊を計算するための基本アシスト力演算部５１、戻し力演算部５２及び加算部５３を備える。基本アシスト力演算部５１は、トルクセンサ４からの操舵トルクτ及び車速センサ１６によって検出された車速Ｖを入力し、操舵トルクτの増加にしたがって増加するとともに車速Ｖの増加にしたがって減少するアシストトルクを計算する。
【００３６】
戻し力演算部５２は、車速Ｖと共にモータ６の回転子の電気角θ（回転角に相当）及び角速度ωを入力し、これらの入力値に基づいてステアリングシャフト２の基本位置への復帰力及びステアリングシャフト２の回転に対する抵抗力に対応した戻しトルクを計算する。加算部５３は、アシストトルクと戻しトルクを加算することにより指令トルクτ＊を計算し、指令電流設定部５４に出力する。
【００３７】
指令電流設定部５４は、指令トルクτ＊に基づいて、２相のｄ軸指令電流Ｉd*，ｑ軸指令電流Ｉq*を計算する。両指令電流は、モータ６の回転子上の永久磁石が作り出す回転磁束と同期した回転座標系において、永久磁石の磁束の方向と同一方向のｄ軸及びこれに直交したｑ軸にそれぞれ対応する。
【００３８】
ｄ軸指令電流Ｉd*，ｑ軸指令電流Ｉq*は減算器５５，５６に供給される。減算器５５，５６は、ｄ軸指令電流Ｉd*，ｑ軸指令電流Ｉq*と、ｄ軸検出電流Ｉｄ及びｑ軸検出電流Ｉｑとのそれぞれの差分値ΔＩd，ΔＩqを演算し、その結果をＰＩ制御部（比例積分制御部）５７，５８に供給する。
【００３９】
ＰＩ制御部５７，５８は、差分値ΔＩd，ΔＩqに基づきｄ軸検出電流Ｉd及びｑ軸検出電流Ｉqがｄ軸指令電流Ｉd*，ｑ軸指令電流Ｉq*に追従するようにｄ軸指令電圧Ｖd*及びｑ軸指令電圧Ｖq*をそれぞれ計算する。
【００４０】
ｄ軸指令電圧Ｖd*及びｑ軸指令電圧Ｖq*は、非干渉制御補正値演算部６３及び減算器５９，６０により、ｄ軸補正指令電圧Ｖd**及びｑ軸補正指令電圧Ｖq**に補正されて２相／３相座標変換部６１に供給される。
【００４１】
非干渉制御補正値演算部６３は、ｄ軸検出電流Ｉd及びｑ軸検出電流Ｉq及びモータ６の回転子の角速度ωに基づいて、ｄ軸指令電圧Ｖd*及びｑ軸指令電圧Ｖq*のための非干渉制御補正値 ω・Ｌa・Ｉq，−ω・(φa＋Ｌa・Ｉd)を計算する。なお、インダクタンスＬａ、及び磁束φａは、予め決められた定数である。
【００４２】
減算器５９，６０は、ｄ軸指令電圧Ｖd*及びｑ軸指令電圧Ｖq*から前記非干渉制御補正値をそれぞれ減算することにより、ｄ軸補正指令電圧Ｖd**及びｑ軸補正指令電圧Ｖq**を算出して、２相／３相座標変換部６１に出力する。２相／３相座標変換部６１は、ｄ軸補正指令電圧Ｖd**及びｑ軸補正指令電圧Ｖq**を３相指令電圧Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に変換して、同変換した３相指令電圧Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*をＰＷＭ制御部６２に出力する。
【００４３】
ＰＷＭ制御部６２は、この３相指令電圧Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に対応したＰＷＭ制御信号UU，VU，WU（ＰＷＭ波信号及びモータ６の回転方向を表す信号を含む）に変換し、インバータ回路であるモータ駆動装置３５に出力する。
【００４４】
ｑ軸指令電流Ｉq*は電動機制御値に相当する。モータ駆動装置３５は、電動機駆動手段に相当する。
モータ駆動装置３５は、図２に示すようにＦＥＴ(Field-Effect Transistor) ８１Ｕ，８２Ｕの直列回路と、ＦＥＴ８１Ｖ，８２Ｖの直列回路と、ＦＥＴ８１Ｗ，８２Ｗの直列回路とを並列に接続して構成されている。各直列回路には、車両に搭載されたバッテリの電圧よりも昇圧された電圧が印加されている。そして、ＦＥＴ８１Ｕ，８２Ｕ間の接続点８３Ｕがモータ６のＵ相巻線に接続され、ＦＥＴ８１Ｖ，８２Ｖ間の接続点８３Ｖがモータ６のＶ相巻線に接続され、ＦＥＴ８１Ｗ，８２Ｗ間の接続点８３Ｗがモータ６のＷ相巻線に接続されている。
【００４５】
ＦＥＴ８１Ｕ，８２Ｕ、ＦＥＴ８１Ｖ，８２Ｖ及びＦＥＴ８１Ｗ，８２Ｗには、それぞれＰＷＭ制御部６２からＰＷＭ制御信号UU，VU，WU（各相のＰＷＭ制御信号にはＰＷＭ波信号及びモータ６の回転方向を表す信号を含む）が入力される。
【００４６】
モータ駆動装置３５は、ＰＷＭ制御信号UU，VU，WUに対応した３相の励磁電流を発生して、３相の励磁電流路を介してモータ６にそれぞれ供給する。
又、ＦＥＴ８２Ｕ、８２Ｖ、８２Ｗはシャント抵抗ＲＵ、ＲＶ、ＲＷを介して図示しない回路基板のグランドＰＧＮＤにそれぞれ接地されている。
【００４７】
各シャント抵抗ＲＵ、ＲＶ、ＲＷの入力端子は、各アンプ回路７４Ｕ，７４Ｖ，７４Ｗの非反転入力端子に接続され、各シャント抵抗ＲＵ、ＲＶ、ＲＷの出力端子は反転入力端子にそれぞれ接続されている。各アンプ回路７４Ｕ，７４Ｖ，７４Ｗにより、シャント抵抗ＲＵ、ＲＶ、ＲＷの両端電位差が前記各アンプ回路の所定ゲインで増幅され、Ａ／Ｄ変換器７５Ｕ，７５Ｖ，７５Ｗに入力される。入力された値は各Ａ／Ｄ変換器７５Ｕ，７５Ｖ，７５ＷにてＡ／Ｄ値、すなわち、デジタル値に変換され、変換された値はそれぞれＵ相電流演算部７６Ｕ，Ｖ相電流演算部７６Ｖ，Ｗ相電流演算部７６Ｗに入力される。
【００４８】
なお、Ａ／Ｄ変換器７５Ｕ，７５Ｖ，７５Ｗは、ＣＰＵ２１の図示しないＡ／Ｄ制御部からの指令信号に基づいてＡ／Ｄ変換を行っている。
Ｕ相電流演算部７６Ｕでは、入力された値を所定の電流較正式を使用して、Ｕ相の電動機電流（モータ電流）であるＵ相電流Ｉuを演算し、演算結果であるＵ相電流Ｉuを３相／２相座標変換部７３に出力する。
【００４９】
Ｖ相電流演算部７６Ｖでは、入力された値を所定の電流較正式を使用して、Ｖ相の電動機電流（モータ電流）であるＶ相電流Ｉvを演算し、演算結果であるＶ相電流Ｉvを３相／２相座標変換部７３に出力する。
【００５０】
又、Ｗ相電流演算部７６Ｗでは、入力された値を所定の電流較正式を使用して、Ｗ相の電動機電流（モータ電流）であるＷ相電流Ｉwを演算し、演算結果であるＷ相電流Ｉwを３相／２相座標変換部７３に出力する。なお、電流較正式については後述する。
【００５１】
３相／２相座標変換部７３は、これらの各相のモータ電流を２相のｄ軸検出電流Ｉd及びｑ軸検出電流Ｉqに変換し、減算器５５，５６、非干渉制御補正値演算部６３に入力する。
【００５２】
又、回転角センサ３０からの２相パルス列信号及び零相パルス列信号は、所定のサンプリング周期で電気角変換部６４に連続的に供給されている。電気角変換部６４は、前記各パルス列信号に基づいてモータ６における回転子の固定子に対する電気角θを演算し、演算された電気角θを角速度変換部６５に入力する。角速度変換部６５は、電気角θを微分して回転子の固定子に対する角速度ωを演算する。角速度ωは、正により回転子の正方向の回転を表し、負により回転子の負方向の回転を表している。
【００５３】
（電流較正式について）
ここで、各相の電流演算部（Ｕ相電流演算部７６Ｕ，Ｖ相電流演算部７６Ｖ，Ｗ相電流演算部７６Ｗ）で使用する電流較正式について説明する。
【００５４】
シャント抵抗ＲＵ、ＲＶ、ＲＷの抵抗値や、アンプ回路７４Ｕ，７４Ｖ，７４Ｗの増幅度にはばらつきがあるため、シャント抵抗両端の電位差相当のＡ／Ｄ値を基にして各相のモータ電流（Ｕ相電流Ｉu，Ｖ相電流Ｉv，Ｗ相電流Ｉw）を演算するための電流較正式を予め求めておく必要がある。
【００５５】
電流較正式は、
Ｉ＝Ｇ × Ａ／Ｄ値 ＋ オフセット値
の直線近似式である。なお、Ｇは定数である。Ｉはモータ電流である。
【００５６】
電流較正式を求める場合、モータ６の代わりに疑似負荷（なお、疑似負荷を使用せず、モータ６を使用しても良い）を昇圧回路１００に接続されたモータ駆動装置３５に接続し、各相に流れている電流を検出するための電流センサ（基準器）を各相に設ける。そして、モータ駆動装置３５に対して、適当にＰＷＭ制御信号UU，VU，WUを出力して駆動し、各相に電流を通電させる。
【００５７】
このときの各相に流れる電流を前記各電流センサでそれぞれ検出し、この検出値（電流値）を、制御装置２０のＣＰＵ２１に出力し、かつ、各相毎に、シャント抵抗両端の電位差相当のＡ／Ｄ値と前記電流センサで検出した電流値の組合せを少なくとも２点（図６（ｃ）のａ点〜ｃ点参照）以上取る。この２点以上取った各点を通過、又は各点に近接する直線近似により電流較正式を各相毎に求める。
【００５８】
この電流較正式を求める場合、本実施形態では、後述する昇圧回路１００において、同期整流、及び非同期整流で駆動する毎に、すなわち昇圧回路１００の異なる駆動方式において、それぞれ各相毎に電流較正式が求められている。このように予め求められた電流較正式は、本実施形態では、昇圧回路１００が同期整流、又は非同期整流に応じて各相毎に読み出せるように、ＲＯＭ２２の所定の記憶領域に格納されている。なお、図示しない外部記憶装置に前記電流較正式を予め格納しておき、制御時において、読み出しできるようにしても良い。
【００５９】
前記ＲＯＭ２２は、記憶手段に相当する。なお、外部記憶装置に電流較正式を記憶した場合には、外部記憶装置が記憶手段に相当する。
（昇圧回路制御装置）
次に、バッテリ電圧ＶPIGを昇圧する昇圧回路１００及び同昇圧回路１００を制御する昇圧回路制御装置について説明する。本実施形態では、昇圧回路制御装置は、前記ＣＰＵ２１が兼用している。昇圧回路１００は昇圧手段に相当する。
【００６０】
昇圧回路１００は、直流電源としての車載バッテリ（以下、バッテリＢという）とモータ駆動装置３５間の電流供給回路に設けられている。
本実施形態の昇圧回路１００においては、印加点Ｐ１と電圧印加点Ｐ２間に、昇圧用コイル（コイルＬ）と、第２トランジスタＱ２が接続されている。前記第２トランジスタＱ２は、ソースがコイルＬの出力端子に接続され、ドレインが電圧印加点Ｐ２に接続されている。又、第２トランジスタＱ２のゲートはＣＰＵ２１に接続されている。Ｄ２は第２トランジスタＱ２の寄生ダイオードである。
【００６１】
又、印加点Ｐ１は整流用のコンデンサＣ１を介して図示しない回路基板のグランドＰＧＮＤに接地されている。なお、昇圧回路１００の回路基板は、モータ駆動装置３５の回路基板と共通とし、同回路基板上に搭載される各回路又は回路を構成する素子は同じグランドＰＧＮＤに接地されている。
【００６２】
印加点Ｐ１は、直流電源の出力端子に相当する。電圧印加点Ｐ２は昇圧用のコンデンサＣ２を介して図示しない回路基板のグランドＰＧＮＤに接地されている。
【００６３】
前記コンデンサＣ２は第２トランジスタＱ２の出力端子となるドレインに接続されている。コンデンサＣ２は、昇圧用コイルによる昇圧電圧を充電する昇圧用コンデンサに相当する。
【００６４】
第１トランジスタＱ１は、ドレインがコイルＬの出力端子と第２トランジスタＱ２の接続点に接続され、ソースが図示しない回路基板のグランドＰＧＮＤに接地されている。又、第１トランジスタＱ１のゲートは昇圧回路制御装置１０１のＣＰＵ２１に接続されている。Ｄ１は第１トランジスタＱ１の寄生ダイオードである。電圧印加点Ｐ２の電圧検出のために、電圧印加点Ｐ２はＣＰＵ２１の図示しない電圧入力ポートに接続され、出力電圧ＶBPIGを実測値として検出可能にされている。
【００６５】
前記第１トランジスタＱ１及び第２トランジスタＱ２はｎチャンネル形のＭＯＳＦＥＴからなる。第１トランジスタＱ１は第１スイッチング素子を構成し、第２トランジスタＱ２は第２スイッチング素子に相当する。
【００６６】
次に、前記両トランジスタを制御する昇圧回路制御装置について説明する。
図５は、前記両トランジスタを制御する昇圧回路制御装置の機能ブロック図を示している。すなわち、ＣＰＵ２１内部において、プログラムで実行される機能を示す制御ブロック図である。
【００６７】
同制御ブロック図で図示されている各部は、独立したハードウエアを示すものではなく、ＣＰＵ２１で実行される機能を示す。
ＣＰＵ２１は昇圧制御手段、電動機電流演算手段及び負荷状態判定手段を構成する。
【００６８】
ＣＰＵ２１は、演算器１１０、ＰＩＤ制御部１２０、ＰＷＭ演算部１３０、Ａ／Ｄ変換部１５０を備えている。
演算器１１０は、ＲＯＭ２２に予め格納されている目標出力電圧ＶBPIG＊（本実施形態では２０Ｖ）と、Ａ／Ｄ変換部１５０を介して入力したＶBPIGとの偏差を算出し、ＰＩＤ制御部１２０にその偏差を供給する。
【００６９】
ＰＩＤ制御部１２０は、その偏差を縮小すべく、すなわち、フィードバック制御を行うために、比例（Ｐ）・積分（Ｉ）・微分（Ｄ）処理を施して、第１トランジスタＱ１，第２トランジスタＱ２の制御量を演算する回路である。ＰＩＤ制御部１２０にて演算された制御量は、さらにＰＷＭ演算部１３０によって制御量に対応するデューティ比αが演算されてデューティ比駆動信号（ＰＷＭ駆動信号）に変換され、該変換されたデューティ比駆動信号が昇圧回路１００の各トランジスタに印加される。
【００７０】
なお、本実施形態では、前記演算されたデューティ比駆動信号を、第１トランジスタＱ１と第２トランジスタＱ２に対して印加して交互にオンオフ制御する同期整流方式（図６（ａ）参照）、又は第１トランジスタＱ１のみに印加してＰＷＭ駆動する非同期整流方式にて行われる（図６（ｂ）参照）。
【００７１】
同期整流方式は、力行時のモータ６の高負荷のとき及び回生時に行われ、非同期整流方式は、力行時のモータ６の低負荷のときに行われる。なお、低負荷は、本明細書では負荷が印加されない無負荷の場合も含む趣旨である。
【００７２】
図６（ａ）は第１トランジスタＱ１に印加するパルス信号（デューティ比駆動信号）を示しており、Ｔαはオン時間、Ｔはパルス周期、αは第１トランジスタＱ１に係るデューティ比（オンデューティ）である。なお、第２トランジスタＱ２に係るデューティ比は（１−｜α｜）となる。
【００７３】
なお、デューティ比αが「＋」のときは力行状態、「−」のときは回生状態である。
本実施形態では、力行状態でのデューティ比αは、０≦α≦α０＜１としている。α０は制限値であり、ＰＷＭ演算部１３０にてデューティ比αを算出した結果が、α０を超える場合には、デューティ比αとして、α０が決定される。
【００７４】
回生状態でのデューティ比αは、０≦｜α｜≦１としている。
なお、本実施形態を始めとして、他の実施形態において、第２トランジスタＱ２が第１トランジスタＱ１と交互にオンオフする場合、第２トランジスタＱ２のデューティ比については（１−｜α｜）にて算出できるため、説明を省略する。
【００７５】
又、第２トランジスタＱ２に対しては、第１トランジスタＱ１がオンのときは、オフとし、第１トランジスタＱ１がオフのときには、オンするパルス信号（デューティ比駆動信号）が印加される。
【００７６】
（本実施形態の作用）
さて、図７は、ＣＰＵ２１が実行する力行時に実行される昇圧回路駆動変更制御プログラムのフローチャートであり、デューティ比αが「＋」のときに所定の制御周期で実行される。
【００７７】
Ｓ１０では、モータ６が低負荷状態か高負荷状態かを判定する。Ｓ１０では、操舵トルクτ及び予めＲＯＭ２２に格納した閾値τ０に基づいて、モータ６の負荷状態を判定する。
【００７８】
すなわち、操舵トルクτが、閾値τ０以下の場合には、モータ６が低負荷であるとして、Ｓ３０に移行し、操舵トルクτが閾値τ０を越えている場合には、モータ６が高負荷であるとして、Ｓ２０に移行する。
【００７９】
Ｓ２０では、同期整流方式で、ＣＰＵ２１は第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２をＰＷＭ駆動する。すなわち、図６（ａ）に示す駆動パターンのデューティ比駆動信号により、第１トランジスタＱ１，第２トランジスタＱ２を交互にオンオフ駆動する。
【００８０】
詳説すると、力行時の高負荷時においては、昇圧回路１００では前記デューティ比駆動信号によるデューティ制御により、第１トランジスタＱ１がスイッチング動作を行なう。この結果、コイルＬでエネルギーの蓄積と放出とが繰り返され、第２トランジスタＱ２のドレイン側に放出の際、高電圧が現れる。すなわち、第１トランジスタＱ１がオンして、第２トランジスタＱ２がオフすると、第１トランジスタＱ１を介してグランドＰＧＮＤに電流が流れる。次に第１トランジスタＱ１がオフとなると、コイルＬに流れる電流が遮断される。コイルＬ１に流れる電流が遮断されると、この電流の遮断による磁束の変化を妨げるように、オン作動している第２トランジスタＱ２のドレイン側に高電圧が発生する。この繰り返しによって、第２トランジスタＱ２のドレイン側に高電圧が繰り返し発生し、コンデンサＣ２で平滑（充電）され、出力電圧ＶBPIG として電圧印加点Ｐ２に生じる。
【００８１】
このとき、昇圧回路１００により、昇圧される電圧はＣＰＵ２１から出力されるデューティ比駆動信号のデューティ比αと関連する。デューティ比αが大きければ出力電圧ＶBPIGは高くなり、デューティ比αが小さければ出力電圧ＶBPIGは低くなる。
【００８２】
Ｓ２０の処理の終了時において、駆動判別フラグＦを１にセットした後、一旦このフローチャートを終了する。
Ｓ３０では、ＣＰＵ２１は、非同期整流にて、第１トランジスタＱ１のみをＰＷＭ駆動（図６（ｂ）参照）した後、駆動判別フラグＦを０にリセットし、一旦このフローチャートを終了する。
【００８３】
非同期整流について説明する。
非同期整流では、第２トランジスタＱ２を常時オフとし、第１トランジスタＱ１のみを前記デューティ比駆動信号にてＰＷＭ駆動する。この非同期整流の場合、コンデンサＣ２が充電されて、電圧印加点Ｐ２の電圧が目標出力電圧ＶBPIG＊に達していると、実際には、第１トランジスタＱ１のデューティ比（オンデューティ）は０に近いものとなる。
【００８４】
この理由は、モータ６が低負荷であるため、コンデンサＣ２からのモータ６に供給される放電電流が少なく、特に無負荷の場合には、放電電流が流れることはない。
【００８５】
そして、このような状態のもと、図５に示すように、フィードバック制御を行っているため、一旦、電圧印加点Ｐ２の電圧が目標出力電圧ＶBPIG＊に達してしまうと、昇圧のためのデューティ比（オンデューティ）が０に近くなるためである。なお、デューティ比（オンデューティ）が０に近くなるとは、コンデンサＣ２には漏れ電流が生じて、実際には、少しずつ電荷が抜け、その分に見合うだけのフィードバック制御が行われて完全にデューティ比が０となることはないためである。
【００８６】
なお、モータ６の力行時において、同期整流方式だけで、第１トランジスタＱ１及び第２トランジスタＱ２をオンオフ駆動すると、モータ６が低負荷の場合、モータ６が駆動されず、コンデンサＣ２の放電電流が消費されない。すなわち、この状態で、コンデンサＣ２に充電された電荷は、第２トランジスタＱ２がオンされると、コイルＬを介してバッテリＢに返してしまうことになる。このとき、第２トランジスタＱ２のオンオフによるスイッチングロスと、コイルＬの発熱が生ずる。このように、第２トランジスタＱ２のスイッチングロスの発生及びコイルＬの発熱により、昇圧回路１００が発熱してしまい、大変効率が悪くなる。
【００８７】
しかし、本実施形態のように、モータ６が低負荷時、非同期整流で、第２トランジスタＱ２を全オフし、かつ、第１トランジスタＱ１をＰＷＭ駆動すると、第２トランジスタＱ２のオンオフによるスイッチングロスが解消されるとともに、コイルＬへは、コンデンサＣ２から電荷がコイルＬに流れることがない。このため、第２トランジスタＱ２のスイッチングロス及びコイルＬの発熱がなくなり、昇圧回路１００の温度上昇を抑制することができる。
【００８８】
なお、モータ６の力行時において、非同期整流だけで、第１トランジスタＱ１のみをＰＷＭ駆動でオンオフ駆動する場合、第２トランジスタＱ２の寄生ダイオードＤ２を介して電圧印加点Ｐ２側へ電流を供給する形になる。この場合、モータ６の高負荷時においては、電圧印加点Ｐ２側への電流値が大きくなり、第２トランジスタＱ２（寄生ダイオードＤ２）での損失（発熱）が大きくなり、好ましくない。
【００８９】
なお、モータ６が回生状態に入ったときには、同期整流方式でＣＰＵ２１は第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２をＰＷＭ駆動する。このとき、モータ６からの回生電流により出力電圧ＶBPIGが上昇するが、第２トランジスタＱ２がデューティ制御によりオン作動している。このため、第２トランジスタＱ２を介してバッテリＢに回生電流が流れて吸収される。
【００９０】
次に、図８を参照して、モータ電流（Ｕ相電流Ｉu，Ｖ相電流Ｉv，Ｗ相電流Ｉw）の演算制御について説明する。
前記Ａ／Ｄ変換器７５Ｕ，７５Ｖ，７５Ｗは、ＣＰＵ２１の図示しないＡ／Ｄ制御部からの指令信号に基づいて各相毎にＡ／Ｄ変換を行っている。
【００９１】
又、各相毎のＡ／Ｄ変換終了時に、ＣＰＵ２１は、図８の電流検出プログラムをそれぞれ割込み処理する。ＣＰＵ２１がこの処理を実行することは、前記Ｕ相電流演算部７６Ｕ、Ｖ相電流演算部７６Ｖ、Ｗ相電流演算部７６Ｗの機能を実現することとなる。
【００９２】
なお、図８の電流検出プログラムは、各相毎に処理するものであるが、以下の説明では、Ｕ相電流演算部７６Ｕの機能に相当するＵ相電流Ｉuの算出について説明する。
【００９３】
この処理に入ると、Ｓ１１０では、検出した電流相当のＡ／Ｄ値をＣＰＵ２１はＲＡＭ２３のバッファに待避（格納）する。
Ｓ１２０では、昇圧回路１００が、同期整流で駆動しているか、否かを駆動判別フラグＦに基づいて判定する。すなわち、ＲＡＭ２３のバッファに待避したＡ／Ｄ値が、同期整流で得られた値か、非同期整流で得られた値かを判別するのである。
【００９４】
駆動判別フラグＦが１にセットされていれば、「ＹＥＳ」と判定し、Ｓ１３０に移行し、０にリセットされていれば、「ＮＯ」と判定し、Ｓ１４０に移行する。
【００９５】
Ｓ１３０では、昇圧回路１００が同期整流方式で駆動されていることから、ＣＰＵ２１は同期整流に対応したＵ相の下記電流の電流較正式（１）をＲＯＭ２２から読み出してモータ電流を演算する。
【００９６】
Ｉ＝Ｇ０ × Ａ／Ｄ値 ＋ｐ０ …（１）
Ｇ０は同期整流時の定数、ｐ０は同期整流時のオフセット値である。
このＳ１３０の処理を終了すると、一旦このプログラムを終了する。
【００９７】
一方、Ｓ１４０では、昇圧回路１００が非同期整流方式で駆動されていることから、ＣＰＵ２１は非同期整流に対応したＵ相の下記の電流較正式（２）をＲＯＭ２２から読み出してモータ電流を演算する。
【００９８】
Ｉ＝Ｇ１ × Ａ／Ｄ値 ＋ｐ１ …（２）
Ｇ１は非同期整流時の定数、ｐ１は非同期整流時のオフセット値である。
なお、上記電流較正式（１）式、（２）式とも、ここでは、Ｕ相電流Ｉuの算出の説明であるため、ＩはＵ相電流Ｉuに相当するモータ電流である。
【００９９】
このＳ１４０の処理を終了すると、一旦このプログラムを終了する。
なお、他の相のモータ電流に関しては、同様の処理を行うことになるため、上記説明中、Ｕ相に関する文字を他の相に関する文字に置き換えることにより、説明できるため重複説明を省略する。
【０１００】
さて、第１実施形態によれば、以下のような特徴がある。
（１） 本実施形態の制御装置２０は、バッテリＢ（直流電源）の電圧を昇圧してモータ６（電動機）のモータ駆動装置３５（電動機駆動手段）へ電力を供給する昇圧回路１００（昇圧手段）を備えた。昇圧回路１００は、コイルＬ、第１トランジスタＱ１（第１スイッチング素子）、第２トランジスタＱ２（第２スイッチング素子）、コンデンサＣ２とを備えるようにした。
【０１０１】
そして、制御装置２０のＣＰＵ２１（昇圧制御手段）はモータ６が高負荷時には第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２を同期整流し、低負荷時には第１トランジスタＱ１をオンオフし、第２トランジスタＱ２をオフ制御する非同期整流するようにした。すなわち、モータ６の負荷状態に応じて両トランジスタの駆動方式を変更した。
【０１０２】
又、前記ＣＰＵ２１（電動機電流演算手段）は、モータ駆動装置３５に流れるモータ電流（電動機電流）を、シャント抵抗ＲＵ、ＲＶ、ＲＷの両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基に、電流較正式で演算するようにした。
【０１０３】
さらに、ＣＰＵ２１は、モータ６の負荷状態に応じた電流較正式（（１）式、又は（２）式）で、シャント抵抗ＲＵ、ＲＶ、ＲＷの両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基に、モータ電流を演算するようにした。
【０１０４】
この場合、同期整流では、第１トランジスタＱ１がオンしたとき、グランドＰＧＮＤに電流が流れるため、グランドＰＧＮＤのグランド電位が上昇する。
同期整流時の場合に、検出したモータ電流は、グランドＰＧＮＤの上昇したグランド電位のもとでアンプ回路７４Ｕ，７４Ｖ，７４Ｗで増幅がされており、シャント抵抗ＲＵ、ＲＶ、ＲＷの両端電位差相当のＡ／Ｄ値は、この影響を受けたＡ／Ｄ値である。そして、電流較正式の（１）式は、この影響を受けているものとして予め試験等で求められている。
【０１０５】
従って、同期整流時における、シャント抵抗ＲＵ、ＲＶ、ＲＷの両端電位差相当のＡ／Ｄ値は、前記（１）式にて正しく較正される。
一方、非同期整流では、第２トランジスタＱ２を常時オフとし、第１トランジスタＱ１のみを前記デューティ比駆動信号にてＰＷＭ駆動する。この非同期整流の場合、コンデンサＣ２が充電されて、電圧印加点Ｐ２の電圧が目標出力電圧ＶBPIG＊に達すると、実際には、第１トランジスタＱ１のデューティ比（オンデューティ）は０に近いものとなる。すなわち、第１トランジスタＱ１がオンとなっても、そのオン時間は同期整流時に比較して極めて少時間である。
【０１０６】
このため、第１トランジスタＱ１がオンしたとき、グランドＰＧＮＤに電流が流れても、グランドＰＧＮＤのグランド電位の上昇は、同期整流の場合に比して小さなものとなる。
【０１０７】
非同期整流時の場合に、検出したモータ電流は、同期整流時よりもグランドＰＧＮＤの上昇が少ないグランド電位のもとでアンプ回路７４Ｕ，７４Ｖ，７４Ｗで増幅がされており、シャント抵抗ＲＵ、ＲＶ、ＲＷの両端電位差相当のＡ／Ｄ値は、この影響を受けたＡ／Ｄ値である。そして、電流較正式の（２）式は、この影響を受けているものとして予め試験等で求められている。
【０１０８】
従って、非同期整流時における、シャント抵抗ＲＵ、ＲＶ、ＲＷの両端電位差相当のＡ／Ｄ値は、前記（２）式にて正しく較正される。
ここで、仮にモータ６が低負荷の場合に、昇圧回路１００の駆動方式を同期整流から非同期整流に変えたとき、シャント抵抗ＲＵ等に流れている実際のモータ電流と、シャント抵抗ＲＵ等の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基にして、同期整流で予め求めた電流較正式（（１）式）を用いて演算する場合を想定する。
【０１０９】
この場合には、同期整流時のグランド電位の上昇のもとで求められた電流較正式（（１）式）を使用して、非同期整流時に流れるモータ電流値を算出することになる。しかし、非同期整流時に検出したモータ電流値は、同期整流時よりもグランドＰＧＮＤの上昇が少ないグランド電位のもとでアンプ回路７４Ｕ等で増幅がされたものであり、シャント抵抗ＲＵ等の両端電位差相当のＡ／Ｄ値は、この影響を受けたＡ／Ｄ値である。
【０１１０】
このため、従来技術で説明したように、シャント抵抗ＲＵ等に流れている実際のモータ電流と、シャント抵抗ＲＵ等の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基にして、同期整流で予め求めた電流較正式（（１）式）を用いて演算される電流検出値とにはオフセットが生ずる問題がある。さらに、昇圧回路１００の駆動方式が切り替わった瞬間に前記オフセットに起因した電流（オフセット電流）により、制御装置が誤動作しモータが動いてしまう問題がある。
【０１１１】
それに対して、本実施形態では、バッテリ電圧ＶPIG（直流電源電圧）を昇圧する昇圧回路１００の駆動方法の切り替わりにより発生するオフセット電流はなく（キャンセルされ）、昇圧回路１００の駆動方法の切り替わり時のモータ６の誤動作を防止することができる。
【０１１２】
（２） 本実施形態の制御装置２０は、モータ６（電動機）の負荷状態に応じた電流較正式を記憶するＲＯＭ２２（記憶手段）を備えた。そして、ＣＰＵ２１（電動機電流演算手段）は、ＲＯＭ２２に記憶した電流較正式のうち、モータ６の負荷状態に応じた電流較正式を読み出してモータ電流（電動機電流）を演算するようにした。
【０１１３】
この結果、モータ６の負荷に応じた電流較正式をＲＯＭ２２から読み出すことにより、モータ６の負荷状態に応じて、各相のモータ電流を演算することができる。
【０１１４】
（３） 本実施形態の制御装置２０では、ＣＰＵ２１（負荷状態判定手段）が、モータ６の負荷状態を判定するようにした。又、ＣＰＵ２１（電動機電流演算手段）が、モータ６の負荷状態の判定結果に基づいて電流較正式を選択するようにした。
【０１１５】
この結果、ＣＰＵ２１によるモータ６の負荷状態が低負荷か、高負荷かの判定の結果を利用して、同期整流に対応した電流較正式か、非同期整流に対応した電流較正式の選択を行うことができる。
【０１１６】
（４） 本実施形態の制御装置２０では、ＣＰＵ２１（昇圧制御手段）が、モータ６の高負荷時には第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２を同期整流し、低負荷時に非同期整流するようにした。
【０１１７】
この結果、モータ６の負荷状態に応じて、昇圧回路１００の駆動方式を変更することができる。
（５） 本実施形態の制御装置２０のモータ電流演算方法では、モータ６の負荷状態に応じた電流較正式（（１）式、（２）式）で、シャント抵抗ＲＵ等の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基に、モータ電流（電動機電流）を演算するようにした。
【０１１８】
この結果、上記のモータ電流演算方法により、前記（１）と同様の効果を奏することができる。
（６） 本実施形態では、操舵トルクτを検出するトルクセンサ４（操舵トルク検出手段）を備えた。そして、ＣＰＵ２１（負荷状態判定手段）は、トルクセンサ４が検出した操舵トルクτが閾値τ０以下のときは、モータ６の負荷状態が低負荷であると判定し、操舵トルクτが閾値τ０を越えたときはモータ６の負荷状態が高負荷であると判定するようにした。
【０１１９】
この結果、操舵トルクτと閾値τ０とにより、モータ６が低負荷か高負荷の判定を容易にできる。
（第２実施形態）
次に、第２実施形態を前記実施形態の図７を参照して説明する。
【０１２０】
第１実施形態では、モータ６の負荷状態検出パラメータを、操舵トルクτとしたが、第２実施形態ではモータ６の負荷状態検出パラメータとして、モータ６のモータ回転数ｎを使用しているところが異なる。
【０１２１】
すなわち、本実施形態では、回転角センサ３０は、モータ６の回転位置を検出する回転位置センサを兼用し、ＣＰＵ２１は、電動機回転数推定手段に相当する。
【０１２２】
そして、図７のフローチャート中、Ｓ１０では、ＣＰＵ２１は、回転角センサ３０からの検出信号に基づいて、公知の演算式を使用してモータ回転数ｎを算出する。
【０１２３】
そして、モータ回転数ｎと予めＲＯＭ２２に格納した回転数閾値ｎ０との大小関係、すなわち、モータ６が低負荷状態か、或いは高負荷状態かを判定する。モータ回転数ｎが回転数閾値ｎ０以下の場合には、モータ６が低負荷であるとして、Ｓ３０に移行し、モータ回転数ｎが回転数閾値ｎ０よりも大きい場合には、モータ６が高負荷であるとして、Ｓ２０に移行する。
【０１２４】
第２実施形態では第１実施形態の（１）〜（４）の他、以下のような特徴がある。
（１） 第２実施形態では、ＣＰＵ２１をモータ６の回転数を推定する電動機回転数推定手段としている。そして、ＣＰＵ２１（負荷状態判定手段）は、推定したモータ６の回転数（モータ回転数ｎ）が回転数閾値ｎ０以下のときは、モータ６の負荷状態が低負荷であると判定し、モータ回転数ｎが回転数閾値ｎ０を越えるときは、モータ６の負荷状態が高負荷であると判定するようにした。
【０１２５】
この結果、モータ回転数ｎと回転数閾値ｎ０とにより、モータ６が低負荷か高負荷の判定を容易にできる。
第２実施形態の構成を下記のように変更してもよい。
【０１２６】
（Ａ） 第２実施形態では、ブラシレスモータを使用したが、ブラシレスモータの代わりにブラシ付モータ（以下、この項において、単にモータという）に変更してもよい。この場合においても、図７のフローチャートを実行するものとする。
【０１２７】
Ｓ１０においては、下記のようにして、モータ回転数ｎを演算（推定）する。なお、モータのモータ電流を検出するために、モータにはモータ電流検出回路（図示しない）及びモータ端子間電圧を検出するためのモータ端子電圧検出回路（図示しない）が設けられている。
【０１２８】
ＣＰＵ２１は、前記モータ６のモータ回転数ｎを算出するため、まず、前記モータ電流検出回路（図示しない）によって検出されるモータ電流の平均値（モータ電流平均値Ｉａ）と、モータ端子電圧検出回路によって検出される端子間電圧の平均値（端子間電圧平均値Ｖａ）とを求める。求めたモータ電流平均値Ｉａ及び端子間電圧平均値Ｖａから、（３）式に従ってモータの内部抵抗の瞬時値（モータ内部抵抗瞬時値Ｒ）を算出する。
【０１２９】
Ｒ＝Ｖａ／Ｉａ …（３）
続いて、モータ内部抵抗瞬時値Ｒを時間積分してモータの内部抵抗値Ｒｉを求め、この内部抵抗値Ｒi、モータ電流平均値Ｉａと端子間電圧平均値Ｖａに基づいて（４）式を使用してモータの逆起電圧Ｖｃを求める。
【０１３０】
Ｖｃ＝Ｖａ−Ｉａ・Ｒｉ …（４）
続いて、（５）式を使用して、逆起電圧Ｖｃに、逆起電圧Ｖｃに対する回転数の比であるモータ発電定数Ｋを乗算し、モータ回転数ｎを算出する。
【０１３１】
モータ回転数ｎは、モータの逆起電圧Ｖｃの符号に対応した符号を有する。
なお、モータ回転数ｎにはモータの右方向回転に対しては正の値をとり、モータの左方向回転に対しては負の値をとる。すなわち、モータ回転数ｎは、モータの回転方向成分を含む回転速度である。
【０１３２】
ｎ＝Ｋ・Ｖｃ … （５）
従って、この変形例では、Ｓ１０では、｜ｎ｜＞ｎ０にて、大小関係を判定する。
【０１３３】
他の構成は、第２実施形態と同様である。
ＣＰＵ２１は電動機回転数推定手段に相当する。
（Ｂ） 又、ステアリングホイール１（ハンドル）の回転数を検出するハンドル回転数センサを設け、このハンドル回転数センサが検出したハンドル回転数に基づいて、ＣＰＵ２１はモータ回転数ｎを算出（推定）するようにしてもよい。ハンドル回転数とモータ回転数ｎとは比例関係にあるため、これでもよい。
【０１３４】
この場合においても、ＣＰＵ２１は、電動機回転数推定手段に相当する。
（第３実施形態）
次に、第３実施形態を図７を参照して説明する。
【０１３５】
第１実施形態では、モータ６の負荷状態検出パラメータとして、操舵トルクτとしたが、第３実施形態ではモータ６の負荷状態検出パラメータとして、アシスト指令電流、すなわちｑ軸指令電流Ｉq*（電動機制御値）を使用しているところが異なる。
【０１３６】
図７のＳ１０では、ＣＰＵ２１は、ｑ軸指令電流Ｉq*（電動機制御値）を読込み、ｑ軸指令電流Ｉq*と、予めＲＯＭ２２に格納した指令値閾値Ｉq*sとの大小関係、すなわち、モータ６が低負荷状態か、或いは高負荷状態かを判定する。
【０１３７】
ｑ軸指令電流Ｉq*が、指令値閾値Ｉq*s以下の場合には、モータ６が低負荷であるとして、Ｓ３０に移行し、ｑ軸指令電流Ｉq*が、指令値閾値Ｉq*sよりも大きい場合には、モータ６が高負荷であるとして、Ｓ２０に移行する。
【０１３８】
第３実施形態では第１実施形態の（１）〜（４）の他、以下のような特徴がある。
（１） 第３実施形態では、ＣＰＵ２１（負荷状態判定手段）は、ｑ軸指令電流Ｉq*（電動機制御値）に基づいて、モータ６の負荷状態が低負荷か高負荷であると判定するようにした。具体的には、ｑ軸指令電流Ｉq*と、予めに格納した指令値閾値Ｉq*sとの大小関係、すなわち、モータ６が低負荷状態か、或いは高負荷状態かを判定するようにした。
【０１３９】
この結果、ｑ軸指令電流Ｉq*と、予めＲＯＭ２２に格納した指令値閾値Ｉq*sとにより、モータ６が低負荷か高負荷の判定を容易にできる。
なお、本発明の実施形態は以下のように変更してもよい。
【０１４０】
○ 前記各実施形態では、操舵トルクτと、車速Ｖとを使用した実施形態に代えて、操舵トルクτのみで、電動機制御値を決定するようにしてもよい。
○ 前記各実施形態では、昇圧回路１００の駆動方式を、モータ６が低負荷時には、第２トランジスタＱ２を常時オフとし、第１トランジスタＱ１のみを前記デューティ比駆動信号にてＰＷＭ駆動する非同期整流方式で行った。
【０１４１】
これに代えて、モータ６が低負荷には、第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２を全オフして、すなわち、昇圧回路１００を昇圧停止してもよい。
従って、この変形例で電流較正式を予め求める場合、昇圧回路１００において、同期整流、及び第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２を全オフするようにして、それぞれ異なる駆動方式において、それぞれ各相毎に電流較正式を求める。
【０１４２】
このようにしても、各実施形態の作用効果を奏することができる。
○ 又、モータ６が高負荷時には同期整流し、低負荷には、第１トランジスタＱ１のみを全オフし、第２トランジスタＱ２をＰＷＭ駆動するようにしてもよい。
【０１４３】
従って、この変形例で電流較正式を予め求める場合、昇圧回路１００において、同期整流、及び第１トランジスタＱ１のみを全オフし、第２トランジスタＱ２をＰＷＭ駆動するようにして、それぞれ異なる駆動方式において、それぞれ各相毎に電流較正式を求める。
【０１４４】
このようにしても、各実施形態の作用効果を奏することができる。
次に、上記した実施形態から把握できる請求項に記載した発明以外の技術的思想について以下に記載する。
【０１４５】
（１） 請求項３において、操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段を設け、前記負荷状態判定手段は、前記操舵トルク検出手段が検出した操舵トルクが小のときは、電動機の負荷状態が低負荷であると判定し、操舵トルクが大のときは電動機の負荷状態が高負荷であると判定することを特徴とする電動パワーステアリング制御装置。
【０１４６】
（２） 請求項３において、前記電動機の回転数を推定する電動機回転数推定手段を備え、前記負荷状態判定手段は、前記電動機回転数推定手段が推定した回転数が小のときは、電動機の負荷状態が低負荷であると判定し、回転数が大のときは、電動機の負荷状態が高負荷であると判定することを特徴とする電動パワーステアリング制御装置。
【０１４７】
（３） 請求項３において、前記負荷状態判定手段は、前記電動機制御値に基づいて電動機の負荷状態を判定することを特徴とする電動パワーステアリング制御装置。
【０１４８】
【発明の効果】
以上詳述したように、請求項１乃至請求項４の発明は、直流電源電圧を昇圧する昇圧回路の駆動方法の切り替わりにより発生するオフセット電流をキャンセルできる。そして、昇圧回路の駆動方法の切り替わり時に、モータの誤動作を防止する効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の本実施形態に具体化した電動パワーステアリング制御装置の概略図。
【図２】同じく電動パワーステアリング制御装置の制御ブロックダイヤグラム。
【図３】同じくＣＰＵ２１の制御ブロック図。
【図４】同じく昇圧回路の電気回路図。
【図５】同じく昇圧時の制御装置の制御ブロックダイヤグラム。
【図６】（ａ）は同期整流方式の場合における両トランジスタのＰＷＭ駆動信号の波形図、（ｂ）は、非同期整流方式の場合における両トランジスタのＰＷＭ駆動信号等の波形図、（ｃ）は、較正式の説明図。
【図７】本実施形態のＣＰＵ２１が実行する制御プログラムのフローチャート。
【図８】本実施形態のＣＰＵ２１が実行する制御プログラムのフローチャート。
【符号の説明】
４…トルクセンサ（操舵トルク検出手段）
６…モータ（電動機）
２０…制御装置
２１…ＣＰＵ（昇圧制御手段、電動機電流演算手段、負荷状態判定手段）
３５…モータ駆動装置（電動機駆動手段）
１００…昇圧回路（昇圧手段）
Ｂ…バッテリ（直流電源）
Ｌ…コイル（昇圧用コイル）
Ｃ２…コンデンサ（昇圧用コンデンサ）
Ｑ１…第１トランジスタ（第１スイッチング素子）
Ｑ２…第２トランジスタ（第２スイッチング素子）
ＲＵ、ＲＶ、ＲＷ…シャント抵抗[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an electric power steering control device that applies assist force by a motor to a steering system of an automobile or a vehicle, and more specifically, an electric motor equipped with a booster circuit that can adjust a current supplied from a vehicle-mounted battery to a motor. The present invention relates to a power steering control device and a motor current calculation method for an electric power steering control device.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, an electric power steering apparatus that assists the operation of a steering wheel by using the rotational force of a motor has been used.
[0003]
In such a control device for an electric power steering apparatus, when the driver performs steering by rotating the steering wheel, an assist command value corresponding to the steering torque by the assist control is calculated, and steering based on the assist command value is performed. Auxiliary force is applied from the motor to the steering mechanism.
[0004]
By the way, the control device (electric power steering control device) of the electric power steering device as described above is a system that requires a large current in order to obtain a large torque.
[0005]
Conventionally, a vehicle-mounted battery (DC12V) is applied directly, and a motor with a DC12V specification is used. In order to supply a large current to the motor, the motor is enlarged and the wiring capacity is increased. (Thickening) cannot be avoided.
[0006]
In addition, if the power consumed by the control device is large, the current is large, so there is a lot of heat generation (loss) in the control device, and even if the control device is installed in the engine room, the temperature condition in the engine room There are cases where it cannot be installed due to restrictions.
[0007]
In order to solve this problem, the present applicant has proposed an electric power steering control device capable of adjusting a supply current from a vehicle-mounted battery.
In this electric power steering control device, a booster circuit 100 and a central processing unit (CPU 21) as shown in FIG. 4 are provided in a circuit for supplying current to the motor. FIG. 4 is a circuit diagram for explaining the embodiment of the present invention. However, since the hardware configuration is the same as the configuration proposed by the present applicant, in the embodiment for convenience of explanation. It demonstrates using the code | symbol of.
[0008]
The booster circuit 100 is provided between an application point P1 of a battery voltage VPIG (DC12V) from the in-vehicle battery and a voltage application point P2 to the motor. The booster circuit 100 includes capacitors C1 and C2, a coil L, a first transistor Q1 for switching, and a second transistor Q2.
[0009]
The CPU 21 calculates the duty ratio of the first transistor Q1 of the booster circuit 100 by PWM calculation for boosting. Then, the CPU 21 outputs a duty ratio drive signal (PWM drive signal) based on this duty ratio, and the first transistor Q1 and the second transistor Q2 are alternately switched by this duty ratio drive signal regardless of the load state of the motor. The control is performed by the synchronous rectification method (see FIG. 6A).
[0010]
As a result, energy is repeatedly accumulated and released in the coil L, and a high voltage at the time of emission appears on the capacitor C2 side of the second transistor Q2.
When the first transistor Q1 is turned on, a current flows through the coil L, and when the first transistor Q1 is turned off, the current flowing through the coil L is interrupted.
[0011]
When the current flowing through the coil L is interrupted, a high voltage is generated on the capacitor C2 side of the second transistor Q2 so as to prevent a change in magnetic flux due to the interruption of the current. By repeating this, a high voltage is repeatedly generated on the capacitor C2 side of the second transistor Q2, is smoothed (charged) by the capacitor C2, and is generated at the voltage application point P2 as the output voltage VBPIG.
[0012]
The booster circuit 100 can reduce the supply current to the motor and suppress heat generation (loss).
On the other hand, the circuit for supplying current to the motor is provided with a shunt resistor so that the motor current flows, and after converting the potential difference between both ends of the shunt resistor into an A / D value, the motor current is calculated using a current calibration equation. The current detection value is calculated. The current calibration formula is obtained in advance by driving the booster circuit 100 by synchronous rectification by a test or the like. The current calibration formula is stored in a ROM or the like, and is read and used when calculating the motor current. The detected current value is used in a feedback system for motor control of the control device.
[0013]
By the way, in the proposed configuration, the first transistor Q1 and the second transistor Q2 are driven by a synchronous rectification method in the case of high load according to the load state of the motor during power running, and the first transistor in the case of low load. An asynchronous rectification method in which only Q1 is PWM driven and the second transistor Q2 is fully turned off is conceivable.
[0014]
This is because if either of the motors is in a low load state and synchronous rectification is always performed, one of the transistors is constantly turned on, so that a current always flows through the booster circuit 100 to generate heat, resulting in a significant reduction in efficiency. This is to prevent it.
[0015]
For example, when the motor rotation speed is high, synchronous rectification is performed assuming that the load is high, and when the motor rotation speed is low (including the case where the motor rotation speed is 0), asynchronous rectification is performed assuming that the load is low. To do.
[0016]
[Problems to be solved by the invention]
However, when the drive system of the booster circuit 100 is changed to a system other than synchronous rectification when the motor is under a low load, the actual motor current flowing through the shunt resistor and the A / D value corresponding to the potential difference between both ends of the shunt resistor. Based on the above, an offset occurs in the detected current value calculated using the current calibration formula obtained in advance by synchronous rectification.
[0017]
As a result, there is a problem that the control device malfunctions and the motor moves due to the current (offset current) caused by the offset at the moment when the drive system of the booster circuit 100 is switched.
[0018]
An object of the present invention is to cancel an offset current generated due to switching of a drive system of a booster circuit that boosts a DC power supply voltage, and to prevent a malfunction of the motor when the drive system of the booster circuit is switched, and an electric motor An object of the present invention is to provide a motor current calculation method for a power steering control device.
[0019]
[Means for Solving the Problems]
  In order to solve the above problems, the invention described in claim 1 is a boosting unit that boosts the voltage of a DC power source and supplies power to the motor driving unit of the motor, and includes a coil connected to the DC power source, And a boosting means comprising a first switching element and a second switching element connected together to the output terminal of the coil, and a capacitor connected to the output terminal of the second switching element, and a load state of the motor Accordingly, the boost control means for performing boost control by changing the drive system of the switching elements and the motor current flowing through the motor drive means are compared with each other based on the A / D value corresponding to the potential difference between both ends of the shunt resistor. In the electric power steering control device equipped with a motor current calculation means that performs a formal calculation,The step-up control means synchronously rectifies the switching elements when the electric motor has a high load, and performs asynchronous rectification when the load is low,The motor current calculation means is responsive to a load state of the motor.Determined in advance for each drive system to be changedThe gist of the electric power steering control device is to calculate an electric motor current based on an A / D value corresponding to a potential difference between both ends of the shunt resistor.
[0020]
  The invention of claim 2 is the invention according to claim 1,In the current calibration formula, at least two or more combinations of a current value detected when a current is supplied to the motor under the ground potential of each driving method and an A / D value corresponding to a potential difference between both ends of the shunt resistor are used. It is obtained in advance for each driving method by linear approximation that passes through or is close to each of the two points or more.It is characterized by that.
[0023]
  Claim3The present invention is a boosting means for boosting the voltage of a DC power supply and supplying electric power to the motor driving means of the motor, wherein the coil connected to the DC power supply and the output terminal of the coil are connected together. According to the boosting means having one switching element, the second switching element, and a capacitor connected to the output terminal of the second switching element, the driving method of the both switching elements is changed according to the load state of the motor. An electric motor current of an electric power steering control device, wherein the electric motor current flowing through the electric motor driving means is calculated by a current calibration formula based on an A / D value corresponding to a potential difference between both ends of the shunt resistor. In the calculation method,When the boosting control means synchronously rectifies the switching elements when the motor is at a high load, and asynchronously rectifies at a low load,According to the load state of the motorDetermined in advance for each drive system to be changedThe gist of the motor current calculation method of the electric power steering control device is to calculate the motor current based on the A / D value corresponding to the potential difference between both ends of the shunt resistor.
According to a fourth aspect of the present invention, in the third aspect, the current calibration formula is equivalent to a current value detected when a current is supplied to the motor under the ground potential of each driving method and a potential difference between both ends of the shunt resistor. It is characterized in that at least two or more combinations of A / D values are taken, and each driving method is obtained in advance by linear approximation passing through or passing through each of the two or more points taken.
[0024]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(First embodiment)
Hereinafter, an embodiment of an electric power steering control device embodying the present invention will be described with reference to FIGS.
[0025]
FIG. 1 schematically shows an electric power steering control device.
A torsion bar 3 is provided on a steering shaft 2 connected to the steering wheel 1 (handle). A torque sensor 4 is attached to the torsion bar 3. When the steering shaft 2 rotates and a force is applied to the torsion bar 3, the torsion bar 3 is twisted according to the applied force, and the torque sensor 4 detects the twist, that is, the steering torque τ applied to the steering wheel 1. Yes.
[0026]
The torque sensor 4 constitutes a steering torque detection means.
A reduction gear 5 is fixed to the steering shaft 2. The speed reducer 5 is meshed with a gear 7 attached to a rotating shaft of an electric motor (hereinafter referred to as a motor 6) as an electric motor. The motor 6 is a brushless motor constituted by a three-phase synchronous permanent magnet motor.
[0027]
The motor 6 is assembled with a rotation angle sensor 30 constituted by a rotary encoder for detecting the rotation angle of the motor 6 (see FIG. 2). The rotation angle sensor 30 outputs a two-phase pulse train signal having a phase different by π / 2 according to the rotation of the rotor of the motor 6 and a zero-phase pulse train signal representing the reference rotational position.
[0028]
Further, a pinion shaft 8 is fixed to the speed reducer 5. A pinion 9 is fixed to the tip of the pinion shaft 8, and the pinion 9 meshes with the rack 10. A tie rod 12 is fixed to both ends of the rack 10, and a knuckle 13 is rotatably connected to the tip of the tie rod 12. A front wheel 14 as a tire is fixed to the knuckle 13. One end of the knuckle 13 is rotatably connected to the cross member 15.
[0029]
Therefore, when the motor 6 rotates, the rotation speed is reduced by the speed reducer 5 and transmitted to the pinion shaft 8 and is transmitted to the rack 10 via the pinion and rack mechanism 11. The rack 10 can change the traveling direction of the vehicle by changing the direction of the front wheel 14 provided on the knuckle 13 via the tie rod 12.
[0030]
A vehicle speed sensor 16 is provided on the front wheel 14.
Next, the electrical configuration of this electric power steering control device (hereinafter referred to as control device 20) will be described.
[0031]
The torque sensor 4 outputs a voltage corresponding to the steering torque τ of the steering wheel 1. The vehicle speed sensor 16 outputs the vehicle speed at that time as a pulse signal having a period relative to the rotational speed of the front wheels 14.
[0032]
The control device 20 includes a central processing unit (CPU 21), a read only memory (ROM 22), and a read and write only memory (RAM 23) for temporarily storing data. The ROM 22 stores a control program for causing the CPU 21 to perform arithmetic processing. The RAM 23 temporarily stores calculation processing results and the like when the CPU 21 performs calculation processing.
[0033]
The ROM 22 stores a basic assist map (not shown). The basic assist map is for obtaining a basic assist current corresponding to the steering torque τ (rotation torque) and corresponding to the vehicle speed, and stores the basic assist current for the steering torque τ.
[0034]
Since the function of the control device 20 for driving and controlling the three-phase synchronous permanent magnet motor is a known configuration, it will be briefly described.
FIG. 3 is a control block diagram showing functions executed by programs in the CPU 21. Each part illustrated in the control block diagram, that is, each part indicated by reference numerals 51 to 65, 73, and 76 does not indicate independent hardware but indicates a function executed by the CPU 21.
[0035]
The CPU 21 includes a basic assist force calculator 51, a return force calculator 52, and an adder 53 for calculating the command torque τ *. The basic assist force calculation unit 51 receives the steering torque τ from the torque sensor 4 and the vehicle speed V detected by the vehicle speed sensor 16, and increases as the steering torque τ increases and decreases as the vehicle speed V increases. Calculate
[0036]
The return force calculation unit 52 inputs the electrical angle θ (corresponding to the rotation angle) and the angular velocity ω of the rotor of the motor 6 together with the vehicle speed V, and based on these input values, the return force to the basic position of the steering shaft 2 and A return torque corresponding to the resistance force against the rotation of the steering shaft 2 is calculated. The adder 53 calculates the command torque τ * by adding the assist torque and the return torque, and outputs the command torque τ * to the command current setting unit 54.
[0037]
The command current setting unit 54 calculates a two-phase d-axis command current Id * and a q-axis command current Iq * based on the command torque τ *. Both command currents respectively correspond to the d axis in the same direction as the direction of the magnetic flux of the permanent magnet and the q axis orthogonal thereto in the rotating coordinate system synchronized with the rotating magnetic flux created by the permanent magnet on the rotor of the motor 6.
[0038]
The d-axis command current Id * and the q-axis command current Iq * are supplied to the subtracters 55 and 56. The subtractors 55 and 56 calculate difference values ΔId and ΔIq between the d-axis command current Id * and the q-axis command current Iq * and the d-axis detection current Id and the q-axis detection current Iq, respectively, and calculate the results as PI. It supplies to the control part (proportional integral control part) 57,58.
[0039]
The PI control units 57 and 58 use the d-axis command voltage Vd so that the d-axis detection current Id and the q-axis detection current Iq follow the d-axis command current Id * and the q-axis command current Iq * based on the difference values ΔId and ΔIq. * And q-axis command voltage Vq * are calculated respectively.
[0040]
The d-axis command voltage Vd * and the q-axis command voltage Vq * are corrected to the d-axis correction command voltage Vd ** and the q-axis correction command voltage Vq ** by the non-interference control correction value calculation unit 63 and the subtractors 59 and 60. And supplied to the 2-phase / 3-phase coordinate conversion unit 61.
[0041]
The non-interference control correction value calculation unit 63 generates the d-axis command voltage Vd * and the q-axis command voltage Vq * based on the d-axis detection current Id, the q-axis detection current Iq, and the angular velocity ω of the rotor of the motor 6. Non-interference control correction values ω · La · Iq, −ω · (φa + La · Id) are calculated. The inductance La and the magnetic flux φa are predetermined constants.
[0042]
The subtractors 59 and 60 subtract the non-interference control correction value from the d-axis command voltage Vd * and the q-axis command voltage Vq *, respectively, thereby obtaining the d-axis correction command voltage Vd ** and the q-axis correction command voltage Vq *. * Is calculated and output to the 2-phase / 3-phase coordinate converter 61. The two-phase / three-phase coordinate conversion unit 61 converts the d-axis correction command voltage Vd ** and the q-axis correction command voltage Vq ** into three-phase command voltages Vu *, Vv *, Vw * and performs the conversion 3 The phase command voltages Vu *, Vv *, Vw * are output to the PWM control unit 62.
[0043]
The PWM control unit 62 converts the PWM control signals UU, VU, WU (including the PWM wave signal and the signal indicating the rotation direction of the motor 6) corresponding to the three-phase command voltages Vu *, Vv *, Vw *, It outputs to the motor drive device 35 which is an inverter circuit.
[0044]
The q-axis command current Iq * corresponds to the motor control value. The motor driving device 35 corresponds to an electric motor driving unit.
As shown in FIG. 2, the motor drive device 35 is configured by connecting a series circuit of FETs (Field-Effect Transistors) 81U and 82U, a series circuit of FETs 81V and 82V, and a series circuit of FETs 81W and 82W in parallel. ing. A voltage boosted from the voltage of the battery mounted on the vehicle is applied to each series circuit. The connection point 83U between the FETs 81U and 82U is connected to the U-phase winding of the motor 6, the connection point 83V between the FETs 81V and 82V is connected to the V-phase winding of the motor 6, and the connection point 83W between the FETs 81W and 82W. Is connected to the W-phase winding of the motor 6.
[0045]
For the FETs 81U, 82U, FETs 81V, 82V and FETs 81W, 82W, PWM control signals UU, VU, WU from the PWM control unit 62 (in each phase PWM control signals, a PWM wave signal and a signal indicating the rotation direction of the motor 6). Is included).
[0046]
The motor driving device 35 generates three-phase excitation currents corresponding to the PWM control signals UU, VU, WU and supplies them to the motor 6 via the three-phase excitation current paths.
The FETs 82U, 82V, and 82W are grounded to a ground PGND of a circuit board (not shown) through shunt resistors RU, RV, and RW, respectively.
[0047]
The input terminals of the shunt resistors RU, RV, and RW are connected to the non-inverting input terminals of the amplifier circuits 74U, 74V, and 74W, and the output terminals of the shunt resistors RU, RV, and RW are connected to the inverting input terminals, respectively. Yes. Each amplifier circuit 74U, 74V, 74W amplifies the potential difference between both ends of the shunt resistors RU, RV, RW with a predetermined gain of each amplifier circuit, and inputs it to the A / D converters 75U, 75V, 75W. The input values are converted into A / D values, that is, digital values by the A / D converters 75U, 75V, and 75W, and the converted values are converted into U-phase current calculator 76U and V-phase current calculator 76V, respectively. , W-phase current calculation unit 76W.
[0048]
The A / D converters 75U, 75V, and 75W perform A / D conversion based on a command signal from an A / D control unit (not shown) of the CPU 21.
The U-phase current calculation unit 76U calculates a U-phase current Iu, which is a U-phase motor current (motor current), using the input value using a predetermined current calibration equation, and the U-phase current Iu that is the calculation result. Is output to the 3-phase / 2-phase coordinate converter 73.
[0049]
The V-phase current calculation unit 76V calculates a V-phase current Iv that is a V-phase motor current (motor current) from the input value using a predetermined current calibration formula, and the V-phase current Iv that is the calculation result. Is output to the 3-phase / 2-phase coordinate converter 73.
[0050]
The W-phase current calculation unit 76W calculates the W-phase current Iw, which is the W-phase motor current (motor current), using the input value using a predetermined current calibration equation, and calculates the W-phase as the calculation result. The current Iw is output to the three-phase / two-phase coordinate conversion unit 73. The current calibration formula will be described later.
[0051]
The three-phase / two-phase coordinate conversion unit 73 converts the motor current of each phase into a two-phase d-axis detection current Id and a q-axis detection current Iq, and subtracters 55 and 56, a non-interference control correction value calculation unit. 63.
[0052]
The two-phase pulse train signal and the zero-phase pulse train signal from the rotation angle sensor 30 are continuously supplied to the electrical angle converter 64 at a predetermined sampling period. The electrical angle conversion unit 64 calculates the electrical angle θ of the rotor of the motor 6 with respect to the stator based on the pulse train signals, and inputs the calculated electrical angle θ to the angular velocity conversion unit 65. The angular velocity conversion unit 65 calculates the angular velocity ω of the rotor with respect to the stator by differentiating the electrical angle θ. The angular velocity ω represents positive rotation of the rotor by positive, and negative rotation of the rotor by negative.
[0053]
(About current calibration formula)
Here, a current calibration formula used in each phase current calculation unit (U phase current calculation unit 76U, V phase current calculation unit 76V, W phase current calculation unit 76W) will be described.
[0054]
Since there are variations in the resistance values of the shunt resistors RU, RV, and RW and the amplification levels of the amplifier circuits 74U, 74V, and 74W, the motor current of each phase (based on the A / D value corresponding to the potential difference across the shunt resistors) It is necessary to obtain in advance a current calibration formula for calculating the U-phase current Iu, the V-phase current Iv, and the W-phase current Iw).
[0055]
The current calibration equation is
I = G x A / D value + offset value
Is a linear approximation formula. G is a constant. I is the motor current.
[0056]
When obtaining the current calibration formula, instead of the motor 6, a pseudo load (the motor 6 may be used without using the pseudo load) is connected to the motor drive device 35 connected to the booster circuit 100. A current sensor (reference device) for detecting the current flowing in the phase is provided in each phase. Then, the motor drive device 35 is appropriately driven by outputting PWM control signals UU, VU, WU, and current is passed through each phase.
[0057]
The current flowing in each phase at this time is detected by each of the current sensors, and the detected value (current value) is output to the CPU 21 of the control device 20, and for each phase, it corresponds to the potential difference between both ends of the shunt resistor. At least two points (see points a to c in FIG. 6C) of the combination of the A / D value and the current value detected by the current sensor are taken. A current calibration equation is obtained for each phase by linear approximation that passes through or is close to each of the two points or more.
[0058]
When obtaining this current calibration formula, in this embodiment, every time the booster circuit 100 described later is driven by synchronous rectification and asynchronous rectification, that is, in a different drive scheme of the booster circuit 100, the current calibration formula for each phase. Is required. In this embodiment, the current calibration formula obtained in advance is stored in a predetermined storage area of the ROM 22 so that the booster circuit 100 can read out each phase according to synchronous rectification or asynchronous rectification. . The current calibration formula may be stored in advance in an external storage device (not shown) so that it can be read out during control.
[0059]
The ROM 22 corresponds to storage means. When the current calibration formula is stored in the external storage device, the external storage device corresponds to the storage means.
(Boost circuit controller)
Next, a booster circuit 100 that boosts the battery voltage VPIG and a booster circuit control device that controls the booster circuit 100 will be described. In the present embodiment, the CPU 21 is also used as the booster circuit control device. The booster circuit 100 corresponds to a booster.
[0060]
The step-up circuit 100 is provided in a current supply circuit between an in-vehicle battery (hereinafter referred to as a battery B) as a DC power source and the motor driving device 35.
In the booster circuit 100 of the present embodiment, a boosting coil (coil L) and the second transistor Q2 are connected between the application point P1 and the voltage application point P2. The second transistor Q2 has a source connected to the output terminal of the coil L and a drain connected to the voltage application point P2. The gate of the second transistor Q2 is connected to the CPU 21. D2 is a parasitic diode of the second transistor Q2.
[0061]
The application point P1 is grounded to a ground PGND (not shown) of a circuit board via a rectifying capacitor C1. Note that the circuit board of the booster circuit 100 is common to the circuit board of the motor driving device 35, and each circuit or element constituting the circuit mounted on the circuit board is grounded to the same ground PGND.
[0062]
The application point P1 corresponds to the output terminal of the DC power supply. The voltage application point P2 is grounded to a circuit board ground PGND (not shown) via a boosting capacitor C2.
[0063]
The capacitor C2 is connected to the drain serving as the output terminal of the second transistor Q2. The capacitor C2 corresponds to a boosting capacitor that charges a boosted voltage from the boosting coil.
[0064]
The first transistor Q1 has a drain connected to a connection point between the output terminal of the coil L and the second transistor Q2, and a source connected to a ground PGND of a circuit board (not shown). The gate of the first transistor Q1 is connected to the CPU 21 of the booster circuit control device 101. D1 is a parasitic diode of the first transistor Q1. In order to detect the voltage at the voltage application point P2, the voltage application point P2 is connected to a voltage input port (not shown) of the CPU 21 so that the output voltage VBPIG can be detected as an actual measurement value.
[0065]
The first transistor Q1 and the second transistor Q2 are n-channel MOSFETs. The first transistor Q1 constitutes a first switching element, and the second transistor Q2 corresponds to a second switching element.
[0066]
Next, a booster circuit control device that controls both transistors will be described.
FIG. 5 is a functional block diagram of a booster circuit control device that controls both the transistors. That is, it is a control block diagram showing functions executed by programs in the CPU 21.
[0067]
Each unit illustrated in the control block diagram does not indicate independent hardware, but indicates a function executed by the CPU 21.
The CPU 21 constitutes a boost control means, a motor current calculation means, and a load state determination means.
[0068]
The CPU 21 includes a calculator 110, a PID controller 120, a PWM calculator 130, and an A / D converter 150.
The arithmetic unit 110 calculates a deviation between the target output voltage VBPIG * (20 V in this embodiment) stored in advance in the ROM 22 and VBPIG input via the A / D conversion unit 150, and sends it to the PID control unit 120. Supply that deviation.
[0069]
The PID control unit 120 performs proportional (P), integral (I), and differential (D) processing to reduce the deviation, that is, to perform feedback control, so that the first transistor Q1 and the second transistor Q2 This is a circuit for calculating the control amount. The control amount calculated by the PID control unit 120 is further converted into a duty ratio drive signal (PWM drive signal) by calculating a duty ratio α corresponding to the control amount by the PWM calculation unit 130, and the converted duty ratio A drive signal is applied to each transistor of the booster circuit 100.
[0070]
In the present embodiment, the calculated duty ratio drive signal is applied to the first transistor Q1 and the second transistor Q2 to perform on / off control alternately (see FIG. 6A), or This is performed by an asynchronous rectification method in which only the first transistor Q1 is applied and PWM-driven (see FIG. 6B).
[0071]
The synchronous rectification method is performed at the time of high load and regeneration of the motor 6 during power running, and the asynchronous rectification method is performed at the time of low load of the motor 6 during power running. The low load is intended to include the case of no load in which no load is applied in this specification.
[0072]
FIG. 6A shows a pulse signal (duty ratio drive signal) applied to the first transistor Q1, where Tα is an on time, T is a pulse period, and α is a duty ratio (on duty) relating to the first transistor Q1. It is. Note that the duty ratio of the second transistor Q2 is (1− | α |).
[0073]
When the duty ratio α is “+”, it is in a power running state, and when it is “−”, it is in a regenerative state.
In the present embodiment, the duty ratio α in the power running state is 0 ≦ α ≦ α0 <1. α0 is a limit value, and when the result of calculating the duty ratio α by the PWM calculation unit 130 exceeds α0, α0 is determined as the duty ratio α.
[0074]
The duty ratio α in the regenerative state is 0 ≦ | α | ≦ 1.
In addition, in this embodiment and other embodiments, when the second transistor Q2 is turned on and off alternately with the first transistor Q1, the duty ratio of the second transistor Q2 is calculated by (1- | α |). Since it can do, description is abbreviate | omitted.
[0075]
The second transistor Q2 is applied with a pulse signal (duty ratio drive signal) that is turned off when the first transistor Q1 is turned on and turned on when the first transistor Q1 is turned off.
[0076]
(Operation of this embodiment)
FIG. 7 is a flowchart of the booster circuit drive change control program executed during the power running executed by the CPU 21, and is executed at a predetermined control cycle when the duty ratio α is “+”.
[0077]
In S10, it is determined whether the motor 6 is in a low load state or a high load state. In S10, the load state of the motor 6 is determined based on the steering torque τ and the threshold value τ0 stored in the ROM 22 in advance.
[0078]
That is, when the steering torque τ is equal to or less than the threshold value τ0, the motor 6 is assumed to have a low load, and the process proceeds to S30. When the steering torque τ exceeds the threshold value τ0, the motor 6 is a high load. As shown in FIG.
[0079]
In S20, the CPU 21 drives the first transistor Q1 and the second transistor Q2 by PWM driving in a synchronous rectification method. That is, the first transistor Q1 and the second transistor Q2 are alternately turned on and off by the duty ratio drive signal having the drive pattern shown in FIG.
[0080]
More specifically, when the load is high during power running, the booster circuit 100 causes the first transistor Q1 to perform a switching operation by duty control using the duty ratio drive signal. As a result, energy is repeatedly accumulated and released in the coil L, and a high voltage appears upon emission on the drain side of the second transistor Q2. That is, when the first transistor Q1 is turned on and the second transistor Q2 is turned off, a current flows to the ground PGND via the first transistor Q1. Next, when the first transistor Q1 is turned off, the current flowing through the coil L is cut off. When the current flowing through the coil L1 is interrupted, a high voltage is generated on the drain side of the second transistor Q2 that is turned on so as to prevent a change in magnetic flux due to the interruption of the current. By repeating this, a high voltage is repeatedly generated on the drain side of the second transistor Q2, smoothed (charged) by the capacitor C2, and generated at the voltage application point P2 as the output voltage VBPIG.
[0081]
At this time, the voltage boosted by the booster circuit 100 is related to the duty ratio α of the duty ratio drive signal output from the CPU 21. If the duty ratio α is large, the output voltage VBPIG is high, and if the duty ratio α is small, the output voltage VBPIG is low.
[0082]
At the end of the processing of S20, after setting the drive determination flag F to 1, this flowchart is once ended.
In S30, the CPU 21 performs PWM driving (see FIG. 6B) for only the first transistor Q1 by asynchronous rectification, resets the drive determination flag F to 0, and once ends this flowchart.
[0083]
Asynchronous rectification will be described.
In asynchronous rectification, the second transistor Q2 is always turned off, and only the first transistor Q1 is PWM driven by the duty ratio drive signal. In this asynchronous rectification, when the capacitor C2 is charged and the voltage at the voltage application point P2 reaches the target output voltage VBPIG *, the duty ratio (on duty) of the first transistor Q1 is actually close to 0. It will be a thing.
[0084]
The reason is that since the motor 6 has a low load, the discharge current supplied from the capacitor C2 to the motor 6 is small. In particular, when there is no load, the discharge current does not flow.
[0085]
In such a state, as shown in FIG. 5, feedback control is performed. Therefore, once the voltage at the voltage application point P2 reaches the target output voltage VBPIG *, the duty for boosting is increased. This is because the ratio (on duty) is close to zero. Note that when the duty ratio (on-duty) is close to 0, a leakage current is generated in the capacitor C2, and in fact, the charge is gradually discharged, and feedback control corresponding to that amount is performed and the duty is completely reduced. This is because the ratio never becomes zero.
[0086]
When the motor 6 is powered, if the first transistor Q1 and the second transistor Q2 are driven on and off only by the synchronous rectification method, the motor 6 is not driven when the motor 6 is under a low load, and the discharge current of the capacitor C2 is reduced. Not consumed. That is, in this state, the charge charged in the capacitor C2 is returned to the battery B through the coil L when the second transistor Q2 is turned on. At this time, switching loss due to on / off of the second transistor Q2 and heat generation of the coil L occur. Thus, the generation of the switching loss of the second transistor Q2 and the heat generation of the coil L cause the booster circuit 100 to generate heat, resulting in a very poor efficiency.
[0087]
However, as in this embodiment, when the motor 6 is under a low load, when the second transistor Q2 is completely turned off by asynchronous rectification and the first transistor Q1 is PWM-driven, switching loss due to on / off of the second transistor Q2 is caused. In addition to being eliminated, no electric charge flows from the capacitor C2 to the coil L to the coil L. For this reason, the switching loss of the second transistor Q2 and the heat generation of the coil L are eliminated, and the temperature rise of the booster circuit 100 can be suppressed.
[0088]
When only the first transistor Q1 is turned on and off by PWM drive during power running of the motor 6, only current is supplied to the voltage application point P2 side via the parasitic diode D2 of the second transistor Q2. become. In this case, when the motor 6 is under a high load, the current value to the voltage application point P2 side increases, and loss (heat generation) in the second transistor Q2 (parasitic diode D2) increases, which is not preferable.
[0089]
When the motor 6 enters the regenerative state, the CPU 21 PWM-drives the first transistor Q1 and the second transistor Q2 by the synchronous rectification method. At this time, the output voltage VBPIG rises due to the regenerative current from the motor 6, but the second transistor Q2 is turned on by duty control. For this reason, a regenerative current flows into the battery B through the second transistor Q2 and is absorbed.
[0090]
Next, the calculation control of the motor current (U-phase current Iu, V-phase current Iv, W-phase current Iw) will be described with reference to FIG.
The A / D converters 75U, 75V, and 75W perform A / D conversion for each phase based on a command signal from an A / D control unit (not shown) of the CPU 21.
[0091]
At the end of A / D conversion for each phase, the CPU 21 interrupts the current detection program of FIG. The execution of this process by the CPU 21 realizes the functions of the U-phase current calculation unit 76U, the V-phase current calculation unit 76V, and the W-phase current calculation unit 76W.
[0092]
The current detection program in FIG. 8 is processed for each phase, but in the following description, calculation of the U-phase current Iu corresponding to the function of the U-phase current calculation unit 76U will be described.
[0093]
Upon entering this process, in S110, the CPU 21 saves (stores) the A / D value corresponding to the detected current in the buffer of the RAM 23.
In S120, it is determined based on the drive determination flag F whether or not the booster circuit 100 is driven by synchronous rectification. That is, it is determined whether the A / D value saved in the buffer of the RAM 23 is a value obtained by synchronous rectification or a value obtained by asynchronous rectification.
[0094]
If the drive determination flag F is set to 1, “YES” is determined, and the process proceeds to S130. If the drive determination flag F is reset to 0, “NO” is determined, and the process proceeds to S140.
[0095]
In S130, since the booster circuit 100 is driven by the synchronous rectification method, the CPU 21 reads the current calibration formula (1) of the following U-phase current corresponding to the synchronous rectification from the ROM 22 and calculates the motor current.
[0096]
I = G0 × A / D value + p0 (1)
G0 is a constant during synchronous rectification, and p0 is an offset value during synchronous rectification.
When the processing of S130 is finished, the program is once finished.
[0097]
On the other hand, in S140, since the booster circuit 100 is driven by the asynchronous rectification method, the CPU 21 reads the following U-phase current calibration formula (2) corresponding to asynchronous rectification from the ROM 22 and calculates the motor current.
[0098]
I = G1 × A / D value + p1 (2)
G1 is a constant during asynchronous rectification, and p1 is an offset value during asynchronous rectification.
Here, since both the current calibration equations (1) and (2) are descriptions of the calculation of the U-phase current Iu, I is a motor current corresponding to the U-phase current Iu.
[0099]
When the process of S140 is finished, this program is once finished.
In addition, since the same process is performed regarding the motor currents of the other phases, in the above description, the description relating to the U phase can be replaced by the characters related to the other phases, so that the duplicate description is omitted.
[0100]
Now, according to the first embodiment, there are the following features.
(1) The control device 20 of the present embodiment boosts the voltage of the battery B (DC power supply) and supplies power to the motor drive device 35 (motor drive means) of the motor 6 (electric motor). ). The booster circuit 100 includes a coil L, a first transistor Q1 (first switching element), a second transistor Q2 (second switching element), and a capacitor C2.
[0101]
Then, the CPU 21 (step-up control means) of the control device 20 synchronously rectifies the first transistor Q1 and the second transistor Q2 when the motor 6 is at a high load, and turns on and off the first transistor Q1 and turns off the second transistor Q2 when the motor 6 is at a low load. Asynchronous rectification was controlled. That is, the driving method of both transistors was changed according to the load state of the motor 6.
[0102]
The CPU 21 (motor current calculation means) calculates the motor current (motor current) flowing through the motor drive device 35 using a current calibration formula based on the A / D value corresponding to the potential difference between both ends of the shunt resistors RU, RV, RW. It was made to calculate.
[0103]
Furthermore, the CPU 21 is based on an A / D value corresponding to a potential difference between both ends of the shunt resistors RU, RV, RW in a current calibration formula (formula (1) or formula (2)) according to the load state of the motor 6. The motor current was calculated.
[0104]
In this case, in synchronous rectification, when the first transistor Q1 is turned on, a current flows through the ground PGND, so that the ground potential of the ground PGND rises.
In the case of synchronous rectification, the detected motor current is amplified by the amplifier circuits 74U, 74V, and 74W under the ground potential increased by the ground PGND, and is equivalent to the potential difference between both ends of the shunt resistors RU, RV, and RW. The A / D value is the A / D value affected by this. The current calibration formula (1) is obtained in advance by tests or the like as being affected by this.
[0105]
Therefore, the A / D value corresponding to the potential difference between both ends of the shunt resistors RU, RV, and RW at the time of synchronous rectification is correctly calibrated by the equation (1).
On the other hand, in the asynchronous rectification, the second transistor Q2 is always turned off, and only the first transistor Q1 is PWM driven by the duty ratio drive signal. In this asynchronous rectification, when the capacitor C2 is charged and the voltage at the voltage application point P2 reaches the target output voltage VBPIG *, the duty ratio (on duty) of the first transistor Q1 is actually close to 0. Become. That is, even when the first transistor Q1 is turned on, the on-time is very short compared to the time of synchronous rectification.
[0106]
For this reason, when the first transistor Q1 is turned on, even if a current flows through the ground PGND, the increase in the ground potential of the ground PGND is smaller than that in the case of synchronous rectification.
[0107]
In the case of asynchronous rectification, the detected motor current is amplified by the amplifier circuits 74U, 74V, and 74W under the ground potential where the rise of the ground PGND is smaller than that in the synchronous rectification, and the shunt resistors RU, RV, The A / D value corresponding to the potential difference between both ends of RW is the A / D value affected by this influence. The current calibration formula (2) is obtained in advance through tests or the like as being affected by this.
[0108]
Therefore, the A / D value corresponding to the potential difference between both ends of the shunt resistors RU, RV, and RW at the time of asynchronous rectification is correctly calibrated by the equation (2).
Here, if the driving method of the booster circuit 100 is changed from synchronous rectification to asynchronous rectification when the motor 6 has a low load, the actual motor current flowing in the shunt resistor RU and the both ends of the shunt resistor RU and the like are assumed. A case is assumed in which calculation is performed using a current calibration formula (formula (1)) obtained in advance by synchronous rectification based on an A / D value corresponding to a potential difference.
[0109]
In this case, the value of the motor current that flows during asynchronous rectification is calculated using the current calibration equation (Equation (1)) obtained under the rise in ground potential during synchronous rectification. However, the motor current value detected at the time of asynchronous rectification is amplified by the amplifier circuit 74U or the like under a ground potential where the rise of the ground PGND is smaller than that at the time of synchronous rectification, and corresponds to the potential difference between both ends of the shunt resistor RU or the like. Is the A / D value affected by this.
[0110]
For this reason, as described in the prior art, based on the actual motor current flowing through the shunt resistor RU and the A / D value corresponding to the potential difference at both ends of the shunt resistor RU, etc., the current obtained in advance by synchronous rectification There is a problem that an offset occurs in the current detection value calculated using the calibration equation (Equation (1)). Furthermore, there is a problem that the control device malfunctions and the motor moves due to the current (offset current) caused by the offset at the moment when the drive system of the booster circuit 100 is switched.
[0111]
On the other hand, in this embodiment, there is no offset current generated by switching of the driving method of the booster circuit 100 that boosts the battery voltage VPIG (DC power supply voltage) (cancelled), and at the time of switching the driving method of the booster circuit 100 A malfunction of the motor 6 can be prevented.
[0112]
(2) The control device 20 of the present embodiment includes a ROM 22 (storage unit) that stores a current calibration formula corresponding to the load state of the motor 6 (electric motor). The CPU 21 (motor current calculation means) reads the current calibration formula corresponding to the load state of the motor 6 from the current calibration formula stored in the ROM 22 and calculates the motor current (motor current).
[0113]
As a result, by reading out a current calibration formula corresponding to the load of the motor 6 from the ROM 22, the motor current of each phase can be calculated according to the load state of the motor 6.
[0114]
(3) In the control device 20 of the present embodiment, the CPU 21 (load state determination means) determines the load state of the motor 6. In addition, the CPU 21 (motor current calculation means) selects the current calibration formula based on the determination result of the load state of the motor 6.
[0115]
As a result, the current calibration formula corresponding to the synchronous rectification or the current calibration formula corresponding to the asynchronous rectification is selected using the determination result of whether the load state of the motor 6 by the CPU 21 is low load or high load. Can do.
[0116]
(4) In the control device 20 of the present embodiment, the CPU 21 (step-up control means) synchronously rectifies the first transistor Q1 and the second transistor Q2 when the motor 6 is heavily loaded, and asynchronously rectifies when the load is low.
[0117]
As a result, the drive system of the booster circuit 100 can be changed according to the load state of the motor 6.
(5) In the motor current calculation method of the control device 20 of the present embodiment, the current calibration equation (equation (1), equation (2)) corresponding to the load state of the motor 6 is equivalent to the potential difference between both ends of the shunt resistor RU and the like. Based on the A / D value, the motor current (motor current) is calculated.
[0118]
As a result, the same effect as the above (1) can be obtained by the motor current calculation method.
(6) In this embodiment, the torque sensor 4 (steering torque detecting means) for detecting the steering torque τ is provided. When the steering torque τ detected by the torque sensor 4 is less than or equal to the threshold τ0, the CPU 21 (load state determination means) determines that the load state of the motor 6 is low and the steering torque τ exceeds the threshold τ0. When the motor 6 is loaded, the load state of the motor 6 is determined to be high.
[0119]
As a result, it is possible to easily determine whether the motor 6 has a low load or a high load by using the steering torque τ and the threshold value τ0.
(Second Embodiment)
Next, a second embodiment will be described with reference to FIG.
[0120]
In the first embodiment, the load state detection parameter of the motor 6 is the steering torque τ. However, in the second embodiment, the motor rotation speed n of the motor 6 is used as the load state detection parameter of the motor 6. .
[0121]
In other words, in the present embodiment, the rotation angle sensor 30 also serves as a rotation position sensor that detects the rotation position of the motor 6, and the CPU 21 corresponds to a motor rotation speed estimation means.
[0122]
7, in S10, the CPU 21 calculates the motor rotation speed n using a known arithmetic expression based on the detection signal from the rotation angle sensor 30.
[0123]
Then, it is determined whether the motor rotational speed n and the rotational speed threshold value n0 stored in the ROM 22 in advance, that is, whether the motor 6 is in a low load state or a high load state. When the motor rotation speed n is equal to or less than the rotation speed threshold value n0, the motor 6 is assumed to have a low load, and the process proceeds to S30, and when the motor rotation speed n is larger than the rotation speed threshold value n0, the motor 6 has a high load. If so, the process proceeds to S20.
[0124]
The second embodiment has the following features in addition to (1) to (4) of the first embodiment.
(1) In 2nd Embodiment, CPU21 is used as the motor rotation speed estimation means which estimates the rotation speed of the motor 6. FIG. Then, the CPU 21 (load state determination means) determines that the load state of the motor 6 is a low load when the estimated rotation number of the motor 6 (motor rotation number n) is equal to or less than the rotation number threshold n0, and the motor rotation When the number n exceeds the rotation speed threshold value n0, it is determined that the load state of the motor 6 is a high load.
[0125]
As a result, it is possible to easily determine whether the motor 6 has a low load or a high load based on the motor rotation speed n and the rotation speed threshold value n0.
You may change the structure of 2nd Embodiment as follows.
[0126]
(A) Although a brushless motor is used in the second embodiment, it may be changed to a motor with a brush (hereinafter simply referred to as a motor in this section) instead of the brushless motor. Even in this case, the flowchart of FIG. 7 is executed.
[0127]
In S10, the motor rotational speed n is calculated (estimated) as follows. In order to detect the motor current of the motor, the motor is provided with a motor current detection circuit (not shown) and a motor terminal voltage detection circuit (not shown) for detecting the voltage between the motor terminals.
[0128]
In order to calculate the motor rotation speed n of the motor 6, the CPU 21 first calculates an average motor current value (motor current average value Ia) detected by the motor current detection circuit (not shown) and a motor terminal voltage detection circuit. The average value of the inter-terminal voltage detected by (the inter-terminal voltage average value Va) is obtained. From the obtained motor current average value Ia and terminal voltage average value Va, the instantaneous value of the motor internal resistance (motor internal resistance instantaneous value R) is calculated according to the equation (3).
[0129]
R = Va / Ia (3)
Next, the motor internal resistance instantaneous value R is integrated over time to obtain the motor internal resistance value Ri, and the equation (4) is used based on the internal resistance value Ri, the motor current average value Ia and the terminal voltage average value Va. Thus, the counter electromotive voltage Vc of the motor is obtained.
[0130]
Vc = Va−Ia · Ri (4)
Subsequently, using equation (5), the counter electromotive voltage Vc is multiplied by a motor power generation constant K that is a ratio of the rotation speed to the counter electromotive voltage Vc to calculate the motor rotation speed n.
[0131]
The motor speed n has a sign corresponding to the sign of the back electromotive voltage Vc of the motor.
The motor rotation speed n takes a positive value with respect to the rightward rotation of the motor and takes a negative value with respect to the leftward rotation of the motor. That is, the motor rotation speed n is a rotation speed including a rotation direction component of the motor.
[0132]
n = K · Vc (5)
Therefore, in this modification, in S10, the magnitude relation is determined by | n |> n0.
[0133]
Other configurations are the same as those of the second embodiment.
The CPU 21 corresponds to a motor rotation speed estimation means.
(B) Further, a handle rotation speed sensor for detecting the rotation speed of the steering wheel 1 (handle) is provided, and the CPU 21 calculates (estimates) the motor rotation speed n based on the handle rotation speed detected by the handle rotation speed sensor. You may make it do. Since the handle rotational speed and the motor rotational speed n are in a proportional relationship, this may be used.
[0134]
Also in this case, the CPU 21 corresponds to the motor rotation speed estimation means.
(Third embodiment)
Next, a third embodiment will be described with reference to FIG.
[0135]
In the first embodiment, the steering torque τ is used as the load state detection parameter of the motor 6, but in the third embodiment, the assist command current, that is, the q-axis command current Iq * (motor control) is used as the load state detection parameter of the motor 6. Value) is different.
[0136]
In S10 of FIG. 7, the CPU 21 reads the q-axis command current Iq * (motor control value), and the magnitude relationship between the q-axis command current Iq * and the command value threshold value Iq * s previously stored in the ROM 22, that is, the motor It is determined whether 6 is in a low load state or a high load state.
[0137]
If the q-axis command current Iq * is less than or equal to the command value threshold value Iq * s, it is determined that the motor 6 has a low load, and the process proceeds to S30, where the q-axis command current Iq * is greater than the command value threshold value Iq * s. If it is larger, it is determined that the motor 6 has a high load and the process proceeds to S20.
[0138]
The third embodiment has the following features in addition to (1) to (4) of the first embodiment.
(1) In the third embodiment, the CPU 21 (load state determination means) determines that the load state of the motor 6 is low load or high load based on the q-axis command current Iq * (motor control value). I made it. Specifically, the magnitude relationship between the q-axis command current Iq * and the command value threshold value Iq * s stored in advance, that is, whether the motor 6 is in a low load state or a high load state is determined.
[0139]
As a result, it is possible to easily determine whether the motor 6 has a low load or a high load based on the q-axis command current Iq * and the command value threshold value Iq * s stored in the ROM 22 in advance.
In addition, you may change embodiment of this invention as follows.
[0140]
In each of the above embodiments, the motor control value may be determined only by the steering torque τ, instead of the embodiment using the steering torque τ and the vehicle speed V.
In each of the above embodiments, the booster circuit 100 is driven by an asynchronous rectification method in which the second transistor Q2 is always turned off when the motor 6 is lightly loaded, and only the first transistor Q1 is PWM driven by the duty ratio drive signal. I went there.
[0141]
Alternatively, when the motor 6 has a low load, the first transistor Q1 and the second transistor Q2 may be completely turned off, that is, the booster circuit 100 may stop boosting.
Therefore, when the current calibration formula is obtained in this modification in advance, the booster circuit 100 is configured to turn off all of the synchronous rectification and the first transistor Q1 and the second transistor Q2, and in each of the different driving methods, for each phase. Calculate the current calibration formula.
[0142]
Even if it does in this way, there can exist the effect of each embodiment.
In addition, synchronous rectification may be performed when the motor 6 is at a high load, and only the first transistor Q1 may be completely turned off and the second transistor Q2 may be PWM-driven at a low load.
[0143]
Therefore, when the current calibration equation is obtained in this modification in advance, in the booster circuit 100, the synchronous rectification and only the first transistor Q1 are all turned off, and the second transistor Q2 is PWM-driven. The current calibration formula is obtained for each phase.
[0144]
Even if it does in this way, there can exist the effect of each embodiment.
Next, technical ideas other than the invention described in the claims that can be grasped from the above-described embodiment will be described below.
[0145]
(1) In Claim 3, there is provided steering torque detection means for detecting steering torque, and when the steering torque detected by the steering torque detection means is small, the load state determination means has a low load state of the motor. When the steering torque is large, it is determined that the load state of the electric motor is a high load.
[0146]
(2) In Claim 3, it is provided with an electric motor rotation speed estimation means for estimating the rotation speed of the electric motor, and the load state determination means has a motor rotation speed estimation means when the rotation speed estimated by the electric motor rotation speed estimation means is small. An electric power steering control device characterized in that it is determined that the load state is a low load, and that the load state of the motor is a high load when the rotational speed is large.
[0147]
(3) The electric power steering control device according to claim 3, wherein the load state determination means determines a load state of the electric motor based on the electric motor control value.
[0148]
【The invention's effect】
  As detailed above, claims 1 to4This invention can cancel the offset current generated by switching the driving method of the booster circuit that boosts the DC power supply voltage. In addition, there is an effect of preventing malfunction of the motor when the driving method of the booster circuit is switched.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic diagram of an electric power steering control device embodied in the present embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a control block diagram of the electric power steering control device.
FIG. 3 is a control block diagram of the CPU 21 similarly.
FIG. 4 is an electric circuit diagram of the booster circuit.
FIG. 5 is a control block diagram of the control device during boosting similarly.
6A is a waveform diagram of PWM drive signals of both transistors in the case of the synchronous rectification method, FIG. 6B is a waveform diagram of PWM drive signals of both transistors in the case of the asynchronous rectification method, and FIG. Explanatory drawing of a calibration type | formula.
FIG. 7 is a flowchart of a control program executed by the CPU 21 of the present embodiment.
FIG. 8 is a flowchart of a control program executed by the CPU 21 of the present embodiment.
[Explanation of symbols]
4 ... Torque sensor (steering torque detection means)
6. Motor (electric motor)
20 ... Control device
21 ... CPU (step-up control means, motor current calculation means, load state determination means)
35 ... Motor drive device (motor drive means)
100 ... Boosting circuit (boosting means)
B ... Battery (DC power supply)
L ... Coil (Boosting coil)
C2: Capacitor (Boosting capacitor)
Q1... First transistor (first switching element)
Q2 ... Second transistor (second switching element)
RU, RV, RW ... Shunt resistance

Claims (4)

直流電源の電圧を昇圧して電動機の電動機駆動手段へ電力を供給する昇圧手段であって、直流電源に接続されたコイルと、同コイルの出力端子に対して共に接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、第２スイッチング素子の出力端子に接続されたコンデンサとを備えた昇圧手段と、
前記電動機の負荷状態に応じて、前記両スイッチング素子の駆動方式を変更して昇圧制御を行う昇圧制御手段と、前記電動機駆動手段に流れる電動機電流を、シャント抵抗の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基に、電流較正式で演算する電動機電流演算手段を備えた電動パワーステアリング制御装置において、
前記昇圧制御手段は、前記電動機が高負荷時には前記両スイッチング素子を同期整流し、低負荷時に非同期整流するものであり、
前記電動機電流演算手段は、前記電動機の負荷状態に応じて変更される駆動方式毎に予め求められた電流較正式で、前記シャント抵抗の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基に、電動機電流を演算することを特徴とする電動パワーステアリング制御装置。Boosting means for boosting the voltage of a DC power supply and supplying electric power to the motor drive means of the motor, a coil connected to the DC power supply, and a first switching element connected together to the output terminal of the coil Boosting means comprising a second switching element and a capacitor connected to the output terminal of the second switching element;
In accordance with the load state of the motor, the boost control means for performing boost control by changing the drive system of the switching elements, and the motor current flowing in the motor drive means, the A / D value corresponding to the potential difference across the shunt resistor On the basis of the electric power steering control device equipped with a motor current calculation means for calculating with a current calibration formula,
The step-up control means synchronously rectifies the switching elements when the electric motor has a high load, and performs asynchronous rectification when the load is low,
The motor current calculation means is a current calibration formula obtained in advance for each driving method changed according to the load state of the motor, and calculates the motor current based on the A / D value corresponding to the potential difference between both ends of the shunt resistor. An electric power steering control device for calculating. 前記電流較正式は、各駆動方式のグランド電位のもとで電動機に電流を通電させた場合に検出される電流値とシャント抵抗両端の電位差相当のＡ／Ｄ値との組み合わせを少なくとも２点以上取り、この２点以上取った各点を通過、又は各点に近接する直線近似によって駆動方式毎に予め求められていることを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング制御装置。 In the current calibration formula, at least two or more combinations of a current value detected when a current is supplied to the motor under the ground potential of each driving method and an A / D value corresponding to a potential difference between both ends of the shunt resistor are used. 2. The electric power steering control device according to claim 1, wherein the electric power steering control device is obtained in advance for each drive system by linear approximation that passes through or is close to each of the two points taken . 直流電源の電圧を昇圧して電動機の電動機駆動手段へ電力を供給する昇圧手段であって、直流電源に接続されたコイルと、同コイルの出力端子に対して共に接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、第２スイッチング素子の出力端子に接続されたコンデンサとを備えた昇圧手段と、Boosting means for boosting the voltage of a DC power supply and supplying electric power to the motor drive means of the motor, a coil connected to the DC power supply, and a first switching element connected together to the output terminal of the coil Boosting means comprising a second switching element and a capacitor connected to the output terminal of the second switching element;
前記電動機の負荷状態に応じて、前記両スイッチング素子の駆動方式を変更して昇圧制御を行う昇圧制御手段とを備え、前記電動機駆動手段に流れる電動機電流を、シャント抵抗の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基に、電流較正式で演算する電動パワーステアリング制御装置の電動機電流演算方法において、  A step-up control means for performing step-up control by changing the drive system of both the switching elements according to the load state of the motor, and the motor current flowing through the motor drive means is converted to an A / In the electric motor current calculation method of the electric power steering control device that calculates with the current calibration formula based on the D value,
前記昇圧制御手段によって、前記電動機が高負荷時に前記両スイッチング素子を同期整流し、低負荷時に非同期整流する場合に、  When the boosting control means synchronously rectifies the switching elements when the motor is at a high load, and asynchronously rectifies at a low load,
前記電動機の負荷状態に応じて変更される駆動方式毎に予め求められた電流較正式で、前記シャント抵抗の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基に、電動機電流を演算することを特徴とする電動パワーステアリング制御装置の電動機電流演算方法。  A motor current is calculated based on an A / D value corresponding to a potential difference between both ends of the shunt resistor in a current calibration formula obtained in advance for each driving method changed according to a load state of the motor. An electric motor current calculation method for an electric power steering control device. 前記電流較正式は、各駆動方式のグランド電位のもとで電動機に電流を通電させた場合に検出される電流値とシャント抵抗両端の電位差相当のＡ／Ｄ値との組み合わせを少なくとも２点以上取り、この２点以上取った各点を通過、又は各点に近接する直線近似によって駆動方式毎に予め求められていることを特徴とする請求項３記載の電動パワーステアリング制御装置の電動機電流演算方法。In the current calibration formula, at least two or more combinations of a current value detected when a current is supplied to the motor under the ground potential of each driving method and an A / D value corresponding to a potential difference between both ends of the shunt resistor are used. 4. The electric current calculation of the electric power steering control device according to claim 3, wherein the electric current steering is calculated in advance for each driving method by linear approximation that passes through or is close to each of the two points. Method.
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