JP3766361B2

JP3766361B2 - Variable gain circuit and radio communication apparatus using the same

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Publication number: JP3766361B2
Application number: JP2002287866A
Authority: JP
Inventors: 光行芦田; 理渡辺; 章二大高
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2002-09-30
Filing date: 2002-09-30
Publication date: 2006-04-12
Anticipated expiration: 2022-09-30
Also published as: JP2004128739A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＭＯＳ技術を用いて構成される利得制御信号に対してデシベル表示した利得を線形に変化させる可変利得回路及びこれを用いた無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯電話機や携帯情報端末のような無線端末の小型化及び低価格化に向けて開発が進められている。無線端末の小型化と低価格化の双方の要求を実現する一つの方法として、無線アナログ回路をモノリシックＩＣによって構成することが挙げられる。この場合、小型化と低価格化を考慮すれば、ＩＣを構成する素子にはバイポーラトランジスタでなく、高集積化により適したＣＭＯＳトランジスタを用いることが一般に好ましい。
【０００３】
近年開発が盛んになってきたＣＤＭＡ(Code Division multiple access：符号分割多元接続）方式の無線端末では、送信電力制御が必須である。このため、場合によっては送信ＩＦ（中間周波数）段可変利得回路は、７０ｄＢ以上の信号レベル制御を行うことが求められるようになってきた。
【０００４】
このような大きな利得制御を行うためには、利得制御信号に対してデシベル表示した利得を直線的に制御する特性、いわゆるログ・リニア（LOG-LINEAR）特性（linear-in-dBともいう）の利得制御が可能であることが制御の容易さなどの観点から望ましい。
【０００５】
特開２００１−１９６８８０（特許文献１）には、高集積化に適したＭＯＳトランジスタを用いてログ・リニア特性の可変利得回路を利得制御回路と可変利得増幅器によって実現する手法が開示されている。利得制御回路では、外部から与えられる利得制御信号は可変利得増幅器のデシベル表示された利得を線形に変化させるための内部利得制御信号に変換される。
【０００６】
特許文献１に記載されているように、ＭＯＳトランジスタを用いた可変利得回路では、外部利得制御信号が所定電位のとき、利得制御信号−利得特性（利得制御信号に対するデシベル表示の利得の変化を表す特性）はこれを直線近似した特性から利得が３ｄＢ下がり、さらに利得制御信号のレベルが上昇してＭＯＳトランジスタの動作領域が弱反転領域に入ったとき、利得制御信号−利得特性の傾きが約２倍になるという特性がある。
【０００７】
そこで、特許文献１では利得制御回路に可変利得増幅器の所定の電位前後の利得制御信号−利得特性の傾きを２：１に補正する利得傾き補正回路と、利得制御信号と利得の関係を指数関数の関係にする制御信号変換回路と、利得制御信号−利得特性が高利得時にログ・リニア特性から３ｄＢ低下する分を補償するための利得制御信号を生成する制御信号補正回路を設け、さらに制御信号補正回路の出力によって制御される３ｄＢ利得低減補償用の可変利得増幅器を別に設けることによって、ログ・リニア特性を示す可変利得回路を実現している。
【０００８】
【特許文献１】
特開２００１−１９６８８０
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
特許文献１の可変利得回路では、高利得時にログ・リニア特性から３ｄＢ低下する問題を解決すべく、本来の可変利得増幅器とは別に３ｄＢ利得低減補償用の可変利得増幅器を設けている。電池を電源とする携帯無線端末のような無線通信装置では、電池寿命を長くして装置の連続使用時間を十分に確保するため、低消費電力化が要求される。従って、可変利得回路においても低消費電流であることが要求され、そのためには可変利得増幅器が一段の構成で良好なログ・リニア特性を実現できることが望ましい。
【００１０】
本発明の目的は、一段の可変利得増幅器を用いた構成で、外部利得制御信号に対してデシベル表示の利得が線形に変化する特性を有する可変利得回路を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、内部利得制御信号によって制御される利得に従って入力信号を増幅する可変利得増幅器と、外部制御信号に従って可変利得増幅器の利得を制御する利得制御回路とを有するＭＯＳトランジスタを用いて構成される可変利得回路において、特に高利得領域での利得偏差を補償するため、利得制御回路において可変利得増幅器に供給する内部利得制御信号に対してプリディストーションを施すことにより、上記の課題を解決する。
【００１２】
一つの態様によると、利得制御回路は外部利得制御信号を入力とし、外部利得制御信号の所定電位の前後における可変利得増幅器の利得変化の傾きを補正するための第１制御信号及び第２制御信号を生成する利得傾き補正回路と、第１制御信号を指数関数特性を持つ第３制御信号に変換する第１の制御信号変換回路と、第３制御信号を電圧−電流変換して第４制御信号を生成する第１の電流−電圧変換回路と、外部制御信号に対する可変利得増幅器の利得特性の高利得領域での非線形を補償するために第４制御信号を補正して第５制御信号を生成する制御信号補正回路と、第２制御信号と第５制御信号とを加え合わせた第６制御信号を指数関数特性を持つ第７制御信号に変換する第２の制御信号変換回路と、第７制御信号を電流−電圧変換して内部利得制御信号を生成する第２の電流−電圧変換回路とにより構成される。
【００１３】
他の態様による利得制御回路は、内部利得制御信号によって制御される利得に従って入力信号を増幅する可変利得増幅器と、外部利得制御信号を入力とし、該外部利得制御信号の所定電位の前後における可変利得増幅器の利得変化の傾きを補正するための第１制御信号及び第２制御信号を生成する利得傾き補正回路と、第１制御信号を指数関数特性を持つ第３制御信号に変換する第１の制御信号変換回路と、第３制御信号を電流−電圧変換して第４制御信号を生成する第１の電流−電圧変換回路と、外部制御信号に対する可変利得増幅器の利得特性の高利得領域での非線形を補償するために第４制御信号を補正して第５制御信号を生成する制御信号補正回路と、第２制御信号を指数関数特性を持つ第６制御信号に変換する第２の制御信号変換回路と、第５制御信号と第６制御信号とを加え合わせた第７制御信号を電流−電圧変換して内部利得制御信号を生成する第２の電流−電圧変換回路とにより構成される。
【００１４】
このような構成により、本発明に係る可変利得回路は外部利得制御信号に対してデシベル表示した利得が線形に変化する特性を有する。しかも、可変利得増幅器が一段で済むため、回路規模を小さくでき、消費電流の低減が可能となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下に説明する本発明の実施形態に基づく可変利得回路は、３ｄＢ利得低減補償用の可変利得増幅器を用いることなく、利得制御信号の補正のみによって、外部利得制御信号Ｖｃの電圧がＶｃ≧０の範囲において利得制御信号に対してデシベル表示した利得が直線的に変化する特性を示すようにする利得制御回路を有することが特徴である。
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。
【００１６】
（第１の実施形態）
図１に、本発明の第１の実施形態に係る可変利得回路の構成を示す。可変利得回路の入力信号Ｖinは信号入力端子１１から入力され、可変利得増幅器１２により増幅される。可変利得増幅器１２の出力信号は、可変利得回路の出力信号Ｖoutとして信号出力端子１３から出力される。
【００１７】
可変利得増幅器１２は利得可変の増幅器であり、利得制御回路により生成される内部利得制御信号に従って利得が制御される。利得特制御回路は、制御入力端子１４に可変利得回路の外部から入力される利得制御信号（以下、外部利得制御信号という）Ｖｃを入力として以下に示すように内部利得制御信号を生成する。
【００１８】
利得制御回路は、制御入力端子１４に入力される外部制御信号Ｖｃを受ける利得傾き補正回路(2:1)１５、第１の制御信号変換回路(exp(1))１６、第１の電流−電圧変換回路(I-V(1))１７、制御信号補正回路(SQT)１８、電流加算回路１９、第２の制御信号変換回路(exp(2))２０及び第２の電流−電圧変換回路(I-V(2))２１から構成される。
【００１９】
次に、利得制御回路の詳細な構成と動作について説明する。
図２は、図１の可変利得回路の各部の特性を示している。図３には、本実施形態を説明するために、可変利得回路を制御信号変換回路３１と電流−電圧変換回路３２及び可変利得増幅器３３により構成した例について示す。図３では、外部利得制御信号Ｖｃは制御信号変換回路３１に入力される。制御信号変換回路３１は、外部利得制御信号Ｖｃを指数関数特性を持つ電流Ｉ_D1に変換する。
【００２０】
電流−電圧変換回路３２は、Ｎ型のＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２による差動対トランジスタを有し、トランジスタＭ１，Ｍ２の共通ソース端子に直流バイアス電流Ｉ₀が流れる。トランジスタＭ１はドレイン端子とゲート端子が接続され、ドレイン端子には電流Ｉ_D1が入力される。トランジスタＭ２のゲート端子は、可変利得増幅器３３のトランジスタＭ１０のゲート端子と共に電源Ｖ_BBから一定の直流レベルが与えられ、ドレイン端子は例えば電源Ｖ_DDに接続される。
【００２１】
トランジスタＭ２のドレイン端子に流れる電流Ｉ_D2は電流源Ｉ₀の電流Ｉ₀とＩ_D1の差電流が流れる（Ｉ_D2＝Ｉ₀−Ｉ_D1）。図３では、トランジスタＭ２のドレイン端子は電源電圧Ｖ_DDに接続されているが、Ｉ_D2＝Ｉ₀−Ｉ_D1となるように電流が流れているものであれば、ドレイン端子の接続に変更があっても問題はない。
【００２２】
本回路において、電流Ｉ_D1は以下の電流が流れるものとする。
【００２３】
Ｉ_D1＝Ｉ₀・exp（-b・Ｉ_x）（１）
ここで、ｂは正の定数，Ｉ_xは利得傾き補正回路１５から出力される内部利得制御信号である。内部利得制御信号Ｉ_xを（１）のＩ_D1に変換するには、バイポーラトランジスタを使用した指数関数特性を利用した方法を用いることができる。これに関しては特開２０００−１９６３８６で用いている手法で実現できるため、ここでは詳細を記さない。また、この手法以外の手法を用いても特に問題はない。
【００２４】
一方、可変利得増幅器３３の電流利得Ｇ₁は、次式で表される。
【数１】

で表される。ここで、Ｉsigは入力信号電流、ｇｍ_M10，ｇｍ_M11はそれぞれトランジスタＭ１０，Ｍ１１の相互コンダクタンスを表す。
【００２５】
以上の点を踏まえて、図１の可変利得回路の動作を述べる。
制御入力端子１４に入力される外部利得制御信号Ｖｃは、まず外部利得制御信号Ｖｃの所定の電位前後の利得制御信号−利得特性の傾きをほぼ２：１にする補正を行うための利得傾き補正回路１５に入力され、この利得傾き補正回路１５によって二つの制御信号Ｉx11，Ｉx12が電流信号として生成される。
【００２６】
利得傾き補正回路１５から出力される制御信号Ｉx11，Ｉx12のうち、一方の制御信号Ｉx11は、第１の制御信号変換回路１６によって指数関数特性を持つ制御信号Ｉx2に変換される。
【００２７】
制御信号変換回路１６から出力される制御信号Ｉx2は、第１の電流−電圧変換回路１７によって電圧信号からなる制御信号Ｖz1に変換された後、制御信号補正回路１８によって利得制御信号−利得特性の高利得領域での非線形を補償するための補正がなされる。
【００２８】
制御信号補正回路１８から電流信号として出力される制御信号Ｉz1は、電流加算回路１９によって利得傾き補正回路１５から出力される他方の制御信号Ｉx12と加算され、制御信号Ｉx3が生成される。電流加算回路１９は、単なる回路の結線により実現することもできる。
【００２９】
電流加算回路１８から出力される制御信号Ｉx3は、第２の制御信号変換回路２０によって指数関数特性を持つ制御信号Ｉx4に変換される。第２の制御信号変換回路２０から出力される制御信号Ｉx4は、第２の電流−電圧変換回路２１により電圧信号からなる制御信号Ｖz2に変換され、この制御信号Ｖz2が可変利得増幅器１２に内部利得制御信号として供給される。
【００３０】
図３に示したように制御信号変換回路３１を用いて利得制御信号に指数関数特性を持たせるだけの構成の場合、図２（ａ）に示すように利得制御信号−利得特性は高利得領域でログ・リニア特性から３ｄＢ低下する特性を持つ。すなわち、図３に示したようなＭＯＳトランジスタを用いた可変利得回路では、外部利得制御信号Ｖｃの電圧がＶｃ＝Ｖc2のとき、つまりＩ_D1＝Ｉ_D2またはＶ_z1＝０Ｖのとき、利得制御信号−利得特性を直線近似したログ・リニア特性（破線）から利得が３ｄＢ下がる。
【００３１】
さらに、利得制御信号Ｖｃの電圧がＶｃ＞Ｖc1のとき、つまりＭＯＳトランジスタの動作領域が弱反転領域に入ったとき、利得制御信号−利得特性の傾き（一点鎖線の傾き）はＶｃ＜Ｖc1のときの傾きに比べて約２倍になる。これらの点については、先に示した非特許文献１で詳しく説明されている。
【００３２】
これに対し、図４に示すように所定の電位Ｖc1前後（０≦Ｖｃ≦Ｖc1，Ｖc1≦Ｖｃ）の利得比を２：１とする利得傾き補正回路１５を用いると、図２（ｂ）に示すような利得制御信号−利得特性となり、図２（ａ）で示したような利得制御信号−利得特性の傾きは補正される。ただし、利得傾き補正回路１５を加えるだけでは、Ｖｃ＝Ｖc2で利得が３ｄＢ落ち込んでいる部分は残る。
【００３３】
ここで、Ｖｃ＝Ｖc4（０≦Ｖc4≦Ｖc1）の場合に注目すると、可変利得増幅器１２の所望の利得は式（４）に示したＧ_１であるが、利得を補償しない場合の利得は利得はＧ₂である。図２（ｃ）に実線で示すログ・リニア特性を得るためには、図９（ｃ）においてＶｃ＝Ｖc4の地点でＶｃ＝Ｖc3（０≦Ｖc4≦Ｖc1）の利得制御信号が必要である。そこで、図２（ｅ）の実線のように利得制御信号を補正する。この利得制御信号の補正を実現するために、本実施形態では以下に示す利得制御手法を用いる。
【００３４】
まず、外部利得制御信号Ｖｃに応じて図５に示すような構成の利得傾き補正回路１５により、図２（ｄ）に示す特性を持つ２つの制御信号Ｉx11，Ｉx12を生成する。これら２つの制御信号Ｉx11，Ｉx12は、本実施形態では電流信号であるため、二つに分けて記載しているが、内容は実質的に同じである。
【００３５】
次に、制御信号Ｉx11を第１の制御信号変換回路１６と第１の電流−電圧変換回路１７に順次通すことにより、指数関数特性を持つ制御信号Ｖz1に変換する。さらに、制御信号Ｖz1を図６に示すような特性を持つ図７に示すような２乗回路で構成した制御信号補正回路１８に通すことによって、制御信号Ｉz1を生成する。
【００３６】
次に、電流加算回路１９によって制御信号Ｉz1と制御信号Ｉx12とを加え合わせることにより、図２（ｅ）に示す制御信号Ｉx3を生成する。この制御信号Ｉx3は、利得傾き変動及び３ｄＢの利得低減を補償する利得制御信号である。この制御信号Ｉx3がＩ_D1＝Ｉ_D2近傍における３ｄＢ利得低減問題の利得補正をするために、図２（ｄ）に比べて０≦Ｖｃ≦Ｖc1の利得制御信号は小さく設定される。
【００３７】
図５に示す利得傾き補正回路１５の構成は、特開平２００１−１９６８８０号公報に記載されているが、ここで改めて説明すると、次の通りである。この利得傾き補正回路は、ＭＯＳトランジスタＭ₅₀〜Ｍ₅₅、電流源Ｉ₀及び抵抗Ｒ₁からなる並列接続された２組の差動回路と、同じくＭＯＳトランジスタＭ_５６〜Ｍ_６２、電流源Ｉ₀及び抵抗Ｒ_１からなる並列接続された２組の差動回路の出力を共通に接続して構成される。トランジスタＭ₅₂，Ｍ₅₅，Ｍ₅₈，Ｍ₆₁はＮチャネルＭＯＳトランジスタが用いられ、それ以外のトランジスタは全てＰチャネルＭＯＳトランジスタが用いられる。
【００３８】
図５の上側の２組の差動回路（第１の回路）は外部利得制御信号Ｖｃが０Ｖのとき、出力端子には電流が出力されず、外部利得制御信号Ｖｃが高くなるに従い出力電流Ｉx11が出力端子から流れるように動作する。図５の下側の２組の差動回路（第２の回路）は、第１の回路と同様に動作するが、Ｖ_BB11とＭ₆₂によりＭ₆₂のソース電位の最大値は制限されてしまうため、Ｖｃが所定の電位以上になると、出力電流は固定される。これにより図４に示したような特性が得られる。さらに、この例では出力端子にカレントミラー回路ＣＭが接続され、２つの出力電流が制御信号Ｉx11，Ｉx12として得られる。
【００３９】
一方、制御信号補正回路１５を構成する図７に示した２乗回路について説明する。ＭＯＳトランジスタＭ３０のドレイン端子は、ＭＯＳトランジスタＭ３３のドレイン端子と接続されると共に、負の電流出力端子Ｉ−とされる。ＭＯＳトランジスタＭ３１のドレイン端子は、トランジスタＭＯＳＭ３２のドレイン端子に接続されると共に、正の電流出力端子Ｉ＋とされる。トランジスタＭ３０，Ｍ３１のゲート端子は共通に接続され、トランジスタＭ３２，トランジスタＭ３３のゲート端子は共通に接続される。
【００４０】
トランジスタＭ３０，Ｍ３１の共通接続されたゲート端子と、トランジスタＭ３２，トランジスタＭ３３の共通接続されたゲート端子との間に、第１の電流−電圧回路１７からの制御信号Ｖz1が入力される。トランジスタＭ３０，Ｍ３２のソース端子は共通に接続され、差動回路のバイアス電流を与える電流源Ｉoを介して接地される。同様に、トランジスタＭ３１，Ｍ３３のソース端子も共通に接続され、電流源Ｉoを介して接地される。
【００４１】
トランジスタＭ３０，Ｍ３１，Ｍ３２，Ｍ３３の寸法比は、１：Ｋ：Ｋ：１とする。出力電流すなわち制御信号補正回路１８から出力される制御信号Ｉz1は、Ｉ＋とＩ−の差により得られるものとする。このように構成された２乗回路からなる制御信号補正回路１８から出力される制御信号Ｉz1は、次式で表される。
【００４２】
【数２】

【００４３】
式（３）に示されるように、次式（６）の範囲内では２乗特性が得られることが分かる。
【００４４】
【数３】

【００４５】
（第２の実施形態）
図８に、本発明の第２の実施形態に係る可変利得回路の構成を示す。図１と相対応する部分に同一の符号を付して説明すると、本実施形態は第２の制御信号変換回路２０を利得傾き補正回路１５の直後、つまり電流加算回路１９の前に配置した点が第１の実施形態と異なる。
【００４６】
すなわち、本実施形態においては利得傾き補正回路１５により補正された制御信号Ｉx12に対して、第２の制御信号変換回路２０により指数関数特性を持たせることにより制御信号Ｉx5が生成され、この制御信号Ｉx5が電流加算回路１９によって第１の電流−電圧回路１７から出力される制御信号Ｉz1と加算される。電流加算回路１９から出力される制御信号Ｉx6は、第２の電流−電圧回路２１によって電圧信号からなる内部利得制御信号Ｖz2に変換され、可変利得増幅器１２に供給される。
【００４７】
図９は、図８の可変利得回路の各部の特性を示す図である。図９（ａ）（ｂ）（ｃ）は、図２（ａ）（ｂ）（ｃ）と同様である。このように本実施形態は、利得傾き補正回路１５を用いて利得傾き変動を補正するための制御信号Ｉx12を生成するまでは第１の実施形態と同じであるが、第２の制御信号変換回路２０より出力される制御信号Ｉx5は指数関数特性を持つため、縦軸をログスケールで表すと図９（ｄ）のようになる。
【００４８】
ここでＶｃ＝Ｖc4（０≦Ｖc4≦Ｖc1）の場合に注目すると、可変利得回路の利得はＧ₁であるが、利得を補償しない場合の利得はＧ₂である。図２（ｃ）に実線で示すログ・リニア特性を得るためには、図９（ｃ）においてＶｃ＝Ｖc4の地点でＶｃ＝Ｖc3（０≦Ｖc4≦Ｖc1）の利得制御信号が必要であるので、図８（ｅ）の実線のように利得制御信号を補正する。この利得制御信号の補正を実現するために、本実施形態では以下に示す利得制御手法を用いる。
【００４９】
まず、第１の実施形態と同様に外部利得制御信号Ｖｃに応じて利得傾き補正回路１５によって利得傾きの変動を補正するための２つの制御信号Ｉx11，Ｉx12を生成する。次に、制御信号Ｉｘ12を第２の制御信号変換回路２０に通すことにより、図９（ｄ）に示すような指数関数特性を持つ制御信号Ｉx5を生成する。
【００５０】
一方、利得傾き補正回路１５より出力されるもう一方の制御信号Ｉx11は第１の制御信号変換回路１６へ入力され、第１の電流−電圧変換回路１７により制御信号Ｖz1に変換される。この制御信号Ｖz1を図６に示したような特性を持つ２乗回路で構成した制御信号補正回路１８に通すことにより制御信号Ｉz1を生成し、電流加算回路１９で制御信号Ｉx5と加え合わせることにより、図９（ｅ）に示す制御信号Ｉx6を生成する。ここで、制御信号Ｉz1は制御信号Ｖz1に対してログスケールで表している。
【００５１】
制御信号Ｉx6は、利得傾き変動及び３ｄＢ利得低減を補償し、かつ指数関数特性を持つ利得制御信号である。この利得制御信号Ｉx6がＩ_D1＝Ｉ_D2近傍における３ｄＢ利得低減に対する利得補正をするために、縦軸をログスケールで表示した図９（ｄ）に比べ、０≦Ｖｃ≦Ｖc1の利得制御信号は大きく設定される。
【００５２】
（第３の実施形態）
図１０は、本発明の第３の実施形態に係る可変利得回路で用いられる利得補正回路１５の構成を示す図である。本実施形態が先の実施形態と異なる点は、制御信号Ｉx11，Ｉx12を生成するために二つの利得傾き補正回路１５Ａ，１５Ｂを用いている点である。これ以外の構成については、これまでの実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００５３】
（第４の実施形態）
次に、上述した本発明の実施形態に係る可変利得増幅器を適用できる応用システムの例として、携帯電話機その他の移動無線通信装置における無線送受信回路について説明する。図１１に、このような移動無線通信装置の無線送受信部の構成を示す。ここでは送受の切り替えを時分割で行うＴＤＤ(Time Division Duplex)方式を例として説明するが、これに限られるものではない。
【００５４】
まず、送信部について説明すると、ベースバンド信号発生部(TX-BB)１０１では直交した第１及び第２の送信ベースバンド信号Ｉch(TX)，Ｑch(TX)が適当なフィルタにより帯域制限されて出力される。これらの直交送信ベースバンド信号Ｉch(TX)，Ｑch(TX)は、二つの乗算器１０２，１０３と加算器１０４からなる直交変調器１０５に入力され、２つの直交した周波数をｆ_LO2の第２ローカル信号を変調する。第２ローカル信号は、局部発振器１０６により発生され、かつ９０°移相器（９０°−ＰＳ）１０７により２分割されて直交変調器１０５に入力される。
【００５５】
直交変調器１０５から出力される被変調信号はＩＦ（中間周波）信号であり、可変利得増幅器１０９に入力される。可変利得増幅器１０９は、図示しない制御系からの利得制御信号に従って入力されたＩＦ信号を適当な信号レベルに調節する。可変利得増幅器１０９から出力されるＩＦ信号は、一般に直交変調器１０５及び可変利得増幅器１０９で発生する不要な高調波成分を含むため、この不要成分を除去するためのローパスフィルタまたはバンドパスフィルタ１１０を介してアップコンバータ１１１に入力される。
【００５６】
アップコンバータ１１１は、ＩＦ信号と第１局部発振器１１２で発生される周波数ｆ_LO1の第１ローカル信号との乗算を行うことにより周波数変換（アップコンバート）を行い、周波数ｆ_LO1＋ｆ_LO2のＲＦ信号と周波数ｆ_LO1−ｆ_L02のＲＦ信号を生成する。これら二つのＲＦ信号のいずれか一方が所望波出力であり、他方は不要なイメージ信号である。ここでは、周波数ｆ_L01＋ｆ_L02のＲＦ信号を所望波とするが、周波数ｆ_LO1−ｆ_L02のＲＦ信号を所望波出力としてもよい。イメージ信号は、イメージ除去フィルタ１１３により除去される。
【００５７】
アップコンバータ１１１からイメージ除去フィルタ１１３を介して抽出された所望波出力は、電力増幅器（ＰＡ）１１４により所要の電力レベルまで増幅された後、送受切り替え電流スイッチ（Ｔ／Ｒ）またはデュプレクサ１１５を介してアンテナ１１６に供給され、電波として放射される。
【００５８】
一方、受信部においては、アンテナ１１６から出力される受信ＲＦ信号が送受切り替え電流スイッチ１１５またはデュプレクサ及びバンドパスフィルタ１１７を介して、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１８に入力される。低雑音増幅器１１８により増幅された受信ＲＦ信号は、イメージ除去フィルタ１１９を介してダウンコンバータ１２０に入力される。
【００５９】
ダウンコンバータ１２０は、第１局部発振器１１２で発生される周波数ｆ_L01の第１ローカル信号と受信ＲＦ信号の乗算を行い、受信ＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換（ダウンコンバート）する。ダウンコンバータ１２０から出力されるＩＦ信号は、バンドパスフィルタ１２１及び可変利得増幅器１２２を介して分波器（図示せず）と乗算器１２３，１２４からなる直交復調器１２５に入力される。
【００６０】
直交復調器１２５には、送信部の直交変調器１０５と同様に、第２局部発振器１０６から９０°移相器（９０°−ＰＳ）１０８を介して直交した周波数ｆ_L02の第２ローカル信号が入力される。直交復調器１２５の出力Ｉch(RX)及びＱch(RX)は、受信部ベースバンド処理部（ＲＸ−ＢＢ）１２６に入力され、ここで受信信号が復調されることによって、元のデータ信号が再生される。
【００６１】
このような構成の移動無線通信装置における無線送受信回路において、可変利得増幅器１０９及び１２２のいずれか一方または両方に、本発明の実施形態による可変利得回路を適用することができる。本発明の実施形態に基づく可変利得増幅器はＭＯＳトランジスタを用いた構成で正確なログ・リニア特性を得るとともに、回路規模が小さく、低消費電流であるという特長を有するので、これを無線送受信回路に適用することにより、移動無線通信装置などの無線機の特性向上、小型化、低コスト化及び低消費電力化に寄与することができる。
【００６２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば一段の可変利得増幅器を用いた構成で、外部利得制御信号に対してデシベル表示の利得が線形に変化する特性を有する可変利得回路を提供することができる。本発明の可変利得回路は可変利得増幅器が一段の構成でよいため、回路規模が削減されると共に、消費電流が小さいという利点があり、特に携帯無線端末のような無線通信装置内に設けられる可変利得回路として有用である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る可変利得回路の構成を示すブロック図
【図２】同実施形態に係る可変利得回路の動作を説明するための各部の特性を示す図
【図３】同実施形態における要部の具体的構成例を示す回路図
【図４】同実施形態における利得傾き補正回路の入出力特性を示す図
【図５】同実施形態における利得傾き補正回路の具体的構成例を示す回路図
【図６】同実施形態における利得制御信号補正回路の入出力特性を示す図
【図７】同実施形態における利得制御信号補正回路の具体的構成例を示す回路図
【図８】本発明の第２の実施形態に係る可変利得回路の構成を示すブロック図
【図９】同実施形態に係る可変利得回路の動作を説明するための各部の特性を示す図
【図１０】利得傾き補正回路の他の構成例を示すブロック図
【図１１】本発明に係る可変利得回路を適用可能な無線通信装置の構成例を示すブロック図
【符号の説明】
１１…信号入力端子
１２…可変利得増幅器
１３…信号出力端子
１４…利得制御信号入力端子
１５…利得傾き補正回路
１６…第１の利得制御信号変換回路
１７…第１の電流−電圧変換回路
１８…利得制御信号補正回路
１９…電流加算回路
２０…第２の利得制御信号変換回路
２１…第２の電流−電圧変換回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a variable gain circuit that linearly changes a gain displayed in decibels with respect to a gain control signal configured using CMOS technology, and a radio communication apparatus using the variable gain circuit.
[0002]
[Prior art]
In recent years, development has been progressing toward miniaturization and price reduction of wireless terminals such as mobile phones and portable information terminals. One method for realizing both the miniaturization and the cost reduction of the wireless terminal is to configure the wireless analog circuit with a monolithic IC. In this case, in consideration of miniaturization and cost reduction, it is generally preferable to use a CMOS transistor suitable for higher integration instead of a bipolar transistor as an element constituting the IC.
[0003]
In a CDMA (Code Division Multiple Access) wireless terminal, which has been actively developed in recent years, transmission power control is essential. For this reason, in some cases, a transmission IF (intermediate frequency) stage variable gain circuit has been required to perform signal level control of 70 dB or more.
[0004]
In order to perform such a large gain control, the gain control signal has a characteristic that linearly controls the gain displayed in decibels, that is, a so-called log-linear characteristic (also called linear-in-dB). It is desirable that gain control is possible from the viewpoint of ease of control.
[0005]
Japanese Patent Laid-Open No. 2001-196880 (Patent Document 1) discloses a technique for realizing a variable gain circuit having a log-linear characteristic by a gain control circuit and a variable gain amplifier using a MOS transistor suitable for high integration. In the gain control circuit, a gain control signal applied from the outside is converted into an internal gain control signal for linearly changing the gain displayed in decibels of the variable gain amplifier.
[0006]
As described in Patent Document 1, in a variable gain circuit using a MOS transistor, when an external gain control signal is at a predetermined potential, a gain control signal-gain characteristic (a change in decibel display gain with respect to the gain control signal is expressed. Characteristic), when the gain is reduced by 3 dB from the characteristic obtained by linear approximation, and when the level of the gain control signal is further increased and the operating region of the MOS transistor enters the weak inversion region, the slope of the gain control signal-gain characteristic is about 2 There is a characteristic of doubling.
[0007]
Therefore, in Patent Document 1, the gain control circuit corrects the slope of the gain control signal-gain characteristic around the predetermined potential of the variable gain amplifier to 2: 1 in the gain control circuit, and the relationship between the gain control signal and the gain is an exponential function. And a control signal correction circuit for generating a gain control signal for compensating for a gain control signal-gain characteristic 3 dB lowering from the log-linear characteristic when the gain is high. By providing a variable gain amplifier for 3 dB gain reduction compensation controlled by the output of the correction circuit, a variable gain circuit exhibiting a log-linear characteristic is realized.
[0008]
[Patent Document 1]
JP 2001-196880
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
In the variable gain circuit of Patent Document 1, a variable gain amplifier for 3 dB gain reduction compensation is provided separately from the original variable gain amplifier in order to solve the problem of 3 dB degradation from the log-linear characteristics at high gain. In a wireless communication device such as a portable wireless terminal that uses a battery as a power source, low power consumption is required in order to increase the battery life and sufficiently ensure the continuous use time of the device. Therefore, the variable gain circuit is also required to have a low current consumption. For this purpose, it is desirable that the variable gain amplifier can realize a good log-linear characteristic with a single-stage configuration.
[0010]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a variable gain circuit having a characteristic that the gain of a decibel display changes linearly with respect to an external gain control signal by using a single-stage variable gain amplifier.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
The present invention is configured using a MOS transistor having a variable gain amplifier that amplifies an input signal according to a gain controlled by an internal gain control signal, and a gain control circuit that controls the gain of the variable gain amplifier according to an external control signal. In the variable gain circuit, the above problem is solved by applying predistortion to the internal gain control signal supplied to the variable gain amplifier in the gain control circuit in order to compensate the gain deviation particularly in the high gain region.
[0012]
According to one aspect, the gain control circuit receives the external gain control signal as an input, and the first control signal and the second control signal for correcting the slope of the gain change of the variable gain amplifier before and after the predetermined potential of the external gain control signal. A gain slope correction circuit for generating the first control signal, a first control signal conversion circuit for converting the first control signal into a third control signal having an exponential function characteristic, and a fourth control signal by converting the third control signal to voltage-current. And a fifth control signal by correcting the fourth control signal in order to compensate for the non-linearity in the high gain region of the gain characteristic of the variable gain amplifier with respect to the external control signal. A control signal correction circuit; a second control signal conversion circuit for converting a sixth control signal obtained by adding the second control signal and the fifth control signal to a seventh control signal having an exponential function characteristic; and a seventh control signal. Current-voltage conversion A second current for generating an internal gain control signal - composed of a voltage conversion circuit.
[0013]
A gain control circuit according to another aspect includes a variable gain amplifier that amplifies an input signal according to a gain controlled by an internal gain control signal, and an external gain control signal as an input, and a variable gain before and after a predetermined potential of the external gain control signal. A gain slope correction circuit for generating a first control signal and a second control signal for correcting a slope of a gain change of the amplifier, and a first control for converting the first control signal into a third control signal having an exponential function characteristic A signal conversion circuit; a first current-voltage conversion circuit that generates a fourth control signal by current-voltage conversion of the third control signal; and a nonlinear characteristic in a high gain region of a gain characteristic of the variable gain amplifier with respect to the external control signal A control signal correction circuit for correcting the fourth control signal to generate a fifth control signal to compensate for the second control signal, and a second control signal conversion for converting the second control signal into a sixth control signal having an exponential function characteristic It constituted by a voltage converting circuit - second current to voltage conversion to generate an internal gain control signal - road and, fifth control signal and the sixth control signal and the added combined seventh control signal current.
[0014]
With such a configuration, the variable gain circuit according to the present invention has a characteristic that the gain expressed in decibels with respect to the external gain control signal changes linearly. In addition, since only one variable gain amplifier is required, the circuit scale can be reduced, and current consumption can be reduced.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
In the variable gain circuit according to the embodiment of the present invention described below, the voltage of the external gain control signal Vc is Vc ≧ 0 only by correcting the gain control signal without using a variable gain amplifier for 3 dB gain reduction compensation. It is characterized by having a gain control circuit that exhibits a characteristic in which the gain expressed in decibels with respect to the gain control signal in a range changes linearly.
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0016]
(First embodiment)
FIG. 1 shows a configuration of a variable gain circuit according to the first embodiment of the present invention. An input signal Vin of the variable gain circuit is input from the signal input terminal 11 and amplified by the variable gain amplifier 12. The output signal of the variable gain amplifier 12 is output from the signal output terminal 13 as the output signal Vout of the variable gain circuit.
[0017]
The variable gain amplifier 12 is a variable gain amplifier, and the gain is controlled according to the internal gain control signal generated by the gain control circuit. The gain special control circuit receives a gain control signal (hereinafter referred to as an external gain control signal) Vc input from the outside of the variable gain circuit to the control input terminal 14 and generates an internal gain control signal as shown below.
[0018]
The gain control circuit includes a gain slope correction circuit (2: 1) 15 that receives an external control signal Vc input to the control input terminal 14, a first control signal conversion circuit (exp (1)) 16, a first current − Voltage conversion circuit (IV (1)) 17, control signal correction circuit (SQT) 18, current addition circuit 19, second control signal conversion circuit (exp (2)) 20, and second current-voltage conversion circuit (IV (2)) 21.
[0019]
Next, the detailed configuration and operation of the gain control circuit will be described.
FIG. 2 shows the characteristics of each part of the variable gain circuit of FIG. FIG. 3 shows an example in which the variable gain circuit includes a control signal conversion circuit 31, a current-voltage conversion circuit 32, and a variable gain amplifier 33 in order to explain the present embodiment. In FIG. 3, the external gain control signal Vc is input to the control signal conversion circuit 31. The control signal conversion circuit 31 converts the external gain control signal Vc into a current I having an exponential function characteristic. _D1 Convert to
[0020]
The current-voltage conversion circuit 32 includes a differential pair transistor composed of N-type MOS transistors M1 and M2, and a DC bias current I is applied to the common source terminal of the transistors M1 and M2. ₀ Flows. The transistor M1 has a drain terminal and a gate terminal connected, and the drain terminal has a current I. _D1 Is entered. The gate terminal of the transistor M2 is connected to the power supply V together with the gate terminal of the transistor M10 of the variable gain amplifier 33. _BB From the power supply V, for example. _DD Connected to.
[0021]
The current I flowing through the drain terminal of the transistor M2 _D2 Is the current source I ₀ Current I ₀ And I _D1 Current flows (I _D2 = I ₀ -I _D1 ). In FIG. 3, the drain terminal of the transistor M2 is the power supply voltage V _DD Connected to I _D2 = I ₀ -I _D1 As long as the current flows so as to satisfy the above, there is no problem even if the drain terminal connection is changed.
[0022]
In this circuit, the current I _D1 The following current flows.
[0023]
I _D1 = I ₀ ・ Exp (-b ・ I _x (1)
Where b is a positive constant, I _x Is an internal gain control signal output from the gain slope correction circuit 15. Internal gain control signal I _x I of (1) _D1 In order to convert to, a method utilizing exponential characteristics using a bipolar transistor can be used. Since this can be realized by the technique used in Japanese Patent Laid-Open No. 2000-196386, details are not described here. There is no particular problem even if a method other than this method is used.
[0024]
On the other hand, the current gain G of the variable gain amplifier 33 ₁ Is expressed by the following equation.
[Expression 1]

It is represented by Where Isig is the input signal current, gm _M10 , Gm _M11 Represents the mutual conductance of the transistors M10 and M11, respectively.
[0025]
Based on the above points, the operation of the variable gain circuit of FIG. 1 will be described.
The external gain control signal Vc input to the control input terminal 14 is a gain slope correction for performing a correction so that the slope of the gain control signal-gain characteristic before and after the predetermined potential of the external gain control signal Vc is approximately 2: 1. Two control signals Ix11 and Ix12 are generated as current signals by the gain inclination correction circuit 15 which is input to the circuit 15.
[0026]
Of the control signals Ix11 and Ix12 output from the gain slope correction circuit 15, one control signal Ix11 is converted by the first control signal conversion circuit 16 into a control signal Ix2 having exponential function characteristics.
[0027]
The control signal Ix2 output from the control signal conversion circuit 16 is converted into a control signal Vz1 composed of a voltage signal by the first current-voltage conversion circuit 17, and then the control signal correction circuit 18 sets the gain control signal-gain characteristic. Corrections are made to compensate for nonlinearities in the high gain region.
[0028]
The control signal Iz1 output as a current signal from the control signal correction circuit 18 is added to the other control signal Ix12 output from the gain slope correction circuit 15 by the current addition circuit 19 to generate a control signal Ix3. The current adding circuit 19 can also be realized by simple circuit connection.
[0029]
The control signal Ix3 output from the current addition circuit 18 is converted by the second control signal conversion circuit 20 into a control signal Ix4 having exponential function characteristics. The control signal Ix4 output from the second control signal conversion circuit 20 is converted into a control signal Vz2 composed of a voltage signal by the second current-voltage conversion circuit 21, and this control signal Vz2 is supplied to the variable gain amplifier 12 with an internal gain. Supplied as a control signal.
[0030]
As shown in FIG. 3, when the control signal conversion circuit 31 is used to give the gain control signal an exponential function characteristic, the gain control signal-gain characteristic is in the high gain region as shown in FIG. Therefore, it has a characteristic of 3 dB lower than the log / linear characteristic. That is, in the variable gain circuit using the MOS transistor as shown in FIG. 3, when the voltage of the external gain control signal Vc is Vc = Vc2, that is, I _D1 = I _D2 Or V _z1 When = 0V, the gain decreases by 3 dB from the log-linear characteristic (broken line) obtained by linearly approximating the gain control signal-gain characteristic.
[0031]
Further, when the voltage of the gain control signal Vc is Vc> Vc1, that is, when the operation region of the MOS transistor enters the weak inversion region, the slope of the gain control signal-gain characteristic (the slope of the one-dot chain line) is Vc <Vc1. It is about twice as much as the slope of. These points are described in detail in Non-Patent Document 1 shown above.
[0032]
On the other hand, as shown in FIG. 4, when the gain slope correction circuit 15 having a gain ratio of about 2: 1 around the predetermined potential Vc1 (0 ≦ Vc ≦ Vc1, Vc1 ≦ Vc) is used, FIG. As shown in FIG. 2A, the slope of the gain control signal-gain characteristic is corrected. However, if only the gain slope correction circuit 15 is added, the portion where the gain is reduced by 3 dB at Vc = Vc2 remains.
[0033]
Here, paying attention to the case of Vc = Vc4 (0 ≦ Vc4 ≦ Vc1), the desired gain of the variable gain amplifier 12 is G shown in the equation (4). ₁ However, when the gain is not compensated, the gain is G ₂ It is. In order to obtain the log-linear characteristic shown by the solid line in FIG. 2C, a gain control signal of Vc = Vc3 (0 ≦ Vc4 ≦ Vc1) is required at the point of Vc = Vc4 in FIG. 9C. Therefore, the gain control signal is corrected as indicated by the solid line in FIG. In order to realize the correction of the gain control signal, the present embodiment uses the following gain control technique.
[0034]
First, two control signals Ix11 and Ix12 having the characteristics shown in FIG. 2D are generated by the gain slope correction circuit 15 having the configuration shown in FIG. 5 according to the external gain control signal Vc. Since these two control signals Ix11 and Ix12 are current signals in the present embodiment, they are described in two parts, but the contents are substantially the same.
[0035]
Next, the control signal Ix11 is sequentially passed through the first control signal conversion circuit 16 and the first current-voltage conversion circuit 17, thereby converting the control signal Ix11 into the control signal Vz1 having exponential function characteristics. Further, the control signal Iz1 is generated by passing the control signal Vz1 through the control signal correction circuit 18 having a characteristic as shown in FIG.
[0036]
Next, the current addition circuit 19 adds the control signal Iz1 and the control signal Ix12 to generate the control signal Ix3 shown in FIG. This control signal Ix3 is a gain control signal that compensates for gain tilt variation and 3 dB gain reduction. This control signal Ix3 is I _D1 = I _D2 In order to perform the gain correction of the 3 dB gain reduction problem in the vicinity, the gain control signal of 0 ≦ Vc ≦ Vc1 is set smaller than that in FIG.
[0037]
The configuration of the gain inclination correction circuit 15 shown in FIG. 5 is described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-196880, and will be described below again. This gain slope correction circuit is connected to the MOS transistor M ₅₀ ~ M ₅₅ , Current source I ₀ And resistance R ₁ Two sets of differential circuits connected in parallel, and a MOS transistor M ₅₆ ~ M ₆₂ , Current source I ₀ And resistance R ₁ The outputs of two sets of differential circuits connected in parallel are connected in common. Transistor M ₅₂ , M ₅₅ , M ₅₈ , M ₆₁ N channel MOS transistors are used, and all other transistors are P channel MOS transistors.
[0038]
When the external gain control signal Vc is 0V, the two sets of differential circuits (first circuits) in FIG. 5 do not output current to the output terminal, and the output current Ix11 increases as the external gain control signal Vc increases. Operates so as to flow from the output terminal. The two sets of differential circuits (second circuits) on the lower side of FIG. 5 operate in the same manner as the first circuit, but V _BB11 And M ₆₂ By M ₆₂ Since the maximum value of the source potential is limited, the output current is fixed when Vc exceeds a predetermined potential. Thereby, characteristics as shown in FIG. 4 are obtained. Furthermore, in this example, a current mirror circuit CM is connected to the output terminal, and two output currents are obtained as control signals Ix11 and Ix12.
[0039]
On the other hand, the squaring circuit shown in FIG. 7 constituting the control signal correction circuit 15 will be described. The drain terminal of the MOS transistor M30 is connected to the drain terminal of the MOS transistor M33 and also serves as a negative current output terminal I−. The drain terminal of the MOS transistor M31 is connected to the drain terminal of the transistor MOSM32, and serves as a positive current output terminal I +. The gate terminals of the transistors M30 and M31 are connected in common, and the gate terminals of the transistors M32 and M33 are connected in common.
[0040]
The control signal Vz1 from the first current-voltage circuit 17 is input between the commonly connected gate terminal of the transistors M30 and M31 and the commonly connected gate terminal of the transistors M32 and M33. The source terminals of the transistors M30 and M32 are connected in common and grounded via a current source Io that provides a bias current for the differential circuit. Similarly, the source terminals of the transistors M31 and M33 are also connected in common and grounded via the current source Io.
[0041]
The dimensional ratio of the transistors M30, M31, M32, and M33 is 1: K: K: 1. It is assumed that the output current, that is, the control signal Iz1 output from the control signal correction circuit 18 is obtained by the difference between I + and I−. The control signal Iz1 output from the control signal correction circuit 18 composed of a square circuit configured as described above is expressed by the following equation.
[0042]
[Expression 2]

[0043]
As shown in the equation (3), it can be seen that the square characteristic is obtained within the range of the following equation (6).
[0044]
[Equation 3]

[0045]
(Second Embodiment)
FIG. 8 shows the configuration of a variable gain circuit according to the second embodiment of the present invention. The parts corresponding to those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and in this embodiment, the second control signal conversion circuit 20 is arranged immediately after the gain inclination correction circuit 15, that is, before the current addition circuit 19. Is different from the first embodiment.
[0046]
That is, in this embodiment, the control signal Ix5 is generated by giving the exponential characteristic to the control signal Ix12 corrected by the gain inclination correction circuit 15 by the second control signal conversion circuit 20. Ix5 is added to the control signal Iz1 output from the first current-voltage circuit 17 by the current addition circuit 19. The control signal Ix6 output from the current adding circuit 19 is converted into an internal gain control signal Vz2 made up of a voltage signal by the second current-voltage circuit 21 and supplied to the variable gain amplifier 12.
[0047]
FIG. 9 is a diagram showing the characteristics of each part of the variable gain circuit of FIG. 9A, 9B, and 9C are the same as FIGS. 2A, 2B, and 2C. As described above, the present embodiment is the same as the first embodiment until the control signal Ix12 for correcting the gain tilt variation is generated using the gain tilt correction circuit 15, but the second control signal conversion circuit. Since the control signal Ix5 output from No. 20 has an exponential function characteristic, the vertical axis is represented by a log scale as shown in FIG.
[0048]
Here, paying attention to the case of Vc = Vc4 (0 ≦ Vc4 ≦ Vc1), the gain of the variable gain circuit is G ₁ However, if the gain is not compensated, the gain is G ₂ It is. In order to obtain the log-linear characteristic shown by the solid line in FIG. 2C, a gain control signal of Vc = Vc3 (0 ≦ Vc4 ≦ Vc1) is required at the point of Vc = Vc4 in FIG. 9C. The gain control signal is corrected as indicated by the solid line in FIG. In order to realize the correction of the gain control signal, the present embodiment uses the following gain control technique.
[0049]
First, as in the first embodiment, two control signals Ix11 and Ix12 for correcting fluctuations in gain tilt are generated by the gain tilt correction circuit 15 in accordance with the external gain control signal Vc. Next, the control signal Ix12 is passed through the second control signal conversion circuit 20, thereby generating a control signal Ix5 having an exponential function characteristic as shown in FIG.
[0050]
On the other hand, the other control signal Ix11 output from the gain inclination correction circuit 15 is input to the first control signal conversion circuit 16, and is converted into the control signal Vz1 by the first current-voltage conversion circuit 17. A control signal Iz1 is generated by passing the control signal Vz1 through a control signal correction circuit 18 constituted by a square circuit having the characteristics shown in FIG. 6, and is added to the control signal Ix5 by a current adding circuit 19. Then, the control signal Ix6 shown in FIG. 9 (e) is generated. Here, the control signal Iz1 is represented by a log scale with respect to the control signal Vz1.
[0051]
The control signal Ix6 is a gain control signal that compensates for gain tilt variation and 3 dB gain reduction and has exponential characteristics. This gain control signal Ix6 becomes I _D1 = I _D2 In order to perform gain correction for 3 dB gain reduction in the vicinity, the gain control signal of 0 ≦ Vc ≦ Vc1 is set to be larger than that in FIG.
[0052]
(Third embodiment)
FIG. 10 is a diagram showing a configuration of the gain correction circuit 15 used in the variable gain circuit according to the third embodiment of the present invention. This embodiment is different from the previous embodiment in that two gain

slope correction circuits

15A and 15B are used to generate control signals Ix11 and Ix12. Since the configuration other than this is the same as that of the previous embodiments, the description thereof is omitted.
[0053]
(Fourth embodiment)
Next, as an example of an application system to which the variable gain amplifier according to the above-described embodiment of the present invention can be applied, a radio transmission / reception circuit in a mobile phone or other mobile radio communication device will be described. FIG. 11 shows a configuration of a wireless transmission / reception unit of such a mobile wireless communication device. Here, a TDD (Time Division Duplex) method in which transmission / reception switching is performed in a time division manner will be described as an example, but the present invention is not limited to this.
[0054]
First, the transmission unit will be described. In the baseband signal generation unit (TX-BB) 101, the orthogonal first and second transmission baseband signals Ich (TX) and Qch (TX) are band-limited by an appropriate filter. Is output. These orthogonal transmission baseband signals Ich (TX) and Qch (TX) are input to an orthogonal modulator 105 including two

multipliers

102 and 103 and an adder 104, and two orthogonal frequencies are expressed as f. _LO2 The second local signal is modulated. The second local signal is generated by the local oscillator 106 and divided into two by a 90 ° phase shifter (90 ° -PS) 107 and input to the quadrature modulator 105.
[0055]
The modulated signal output from the quadrature modulator 105 is an IF (intermediate frequency) signal and is input to the variable gain amplifier 109. The variable gain amplifier 109 adjusts the input IF signal to an appropriate signal level in accordance with a gain control signal from a control system (not shown). Since the IF signal output from the variable gain amplifier 109 generally includes unnecessary harmonic components generated by the quadrature modulator 105 and the variable gain amplifier 109, a low-pass filter or band-pass filter 110 for removing the unnecessary components is provided. To the up-converter 111.
[0056]
The up-converter 111 generates an IF signal and a frequency f generated by the first local oscillator 112. _LO1 Frequency conversion (up-conversion) is performed by multiplying the first local signal by the frequency f. _LO1 + F _LO2 RF signal and frequency f _LO1 -F _L02 RF signal is generated. One of these two RF signals is a desired wave output, and the other is an unnecessary image signal. Here, the frequency f _L01 + F _L02 Is the desired wave, but the frequency f _LO1 -F _L02 The RF signal may be a desired wave output. The image signal is removed by the image removal filter 113.
[0057]
The desired wave output extracted from the up-converter 111 through the image removal filter 113 is amplified to a required power level by the power amplifier (PA) 114 and then passed through the transmission / reception switching current switch (T / R) or the duplexer 115. Are supplied to the antenna 116 and radiated as radio waves.
[0058]
On the other hand, in the reception unit, the reception RF signal output from the antenna 116 is input to the low noise amplifier (LNA) 118 via the transmission / reception switching current switch 115 or the duplexer and the band pass filter 117. The received RF signal amplified by the low noise amplifier 118 is input to the down converter 120 via the image removal filter 119.
[0059]
The down converter 120 generates a frequency f generated by the first local oscillator 112. _L01 The first local signal is multiplied by the received RF signal, and the received RF signal is frequency-converted (down-converted) into an IF signal. The IF signal output from the down converter 120 is input to a quadrature demodulator 125 including a duplexer (not shown) and

multipliers

123 and 124 via a band pass filter 121 and a variable gain amplifier 122.
[0060]
Similarly to the quadrature modulator 105 of the transmission unit, the quadrature demodulator 125 has a frequency f orthogonal to the second local oscillator 106 via a 90 ° phase shifter (90 ° -PS) 108. _L02 The second local signal is input. The outputs Ich (RX) and Qch (RX) of the quadrature demodulator 125 are input to the receiving unit baseband processing unit (RX-BB) 126, where the received signal is demodulated to reproduce the original data signal. Is done.
[0061]
In the radio transmission / reception circuit in the mobile radio communication apparatus having such a configuration, the variable gain circuit according to the embodiment of the present invention can be applied to one or both of the

variable gain amplifiers

109 and 122. The variable gain amplifier according to the embodiment of the present invention has a feature that an accurate log / linear characteristic is obtained with a configuration using a MOS transistor, a circuit scale is small, and a current consumption is low. By applying this, it is possible to contribute to improvement in characteristics, miniaturization, cost reduction, and power consumption of a radio such as a mobile radio communication device.
[0062]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to provide a variable gain circuit having a characteristic that the gain of a decibel display changes linearly with respect to an external gain control signal with a configuration using a single-stage variable gain amplifier. . Since the variable gain circuit of the present invention may have a single stage configuration, the variable gain amplifier is advantageous in that the circuit scale is reduced and the current consumption is small. In particular, the variable gain circuit is provided in a radio communication apparatus such as a portable radio terminal. It is useful as a gain circuit.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a variable gain circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing characteristics of each part for explaining the operation of the variable gain circuit according to the embodiment;
FIG. 3 is a circuit diagram showing a specific configuration example of a main part in the embodiment;
FIG. 4 is a diagram showing input / output characteristics of a gain tilt correction circuit in the same embodiment;
FIG. 5 is a circuit diagram showing a specific configuration example of a gain tilt correction circuit in the same embodiment;
FIG. 6 is a view showing input / output characteristics of the gain control signal correction circuit in the same embodiment;
FIG. 7 is a circuit diagram showing a specific configuration example of a gain control signal correction circuit according to the embodiment;
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a variable gain circuit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing the characteristics of each part for explaining the operation of the variable gain circuit according to the embodiment;
FIG. 10 is a block diagram showing another configuration example of the gain tilt correction circuit.
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of a wireless communication apparatus to which the variable gain circuit according to the invention can be applied.
[Explanation of symbols]
11 ... Signal input terminal
12 ... Variable gain amplifier
13 ... Signal output terminal
14 ... Gain control signal input terminal
15 ... Gain slope correction circuit
16: First gain control signal conversion circuit
17: First current-voltage conversion circuit
18 ... Gain control signal correction circuit
19 ... Current adding circuit
20 ... Second gain control signal conversion circuit
21 ... Second current-voltage conversion circuit

Claims

In a variable gain circuit configured using MOS transistors,
A variable gain amplifier that amplifies an input signal according to a gain controlled by an internal gain control signal;
A gain slope correction circuit that receives an external gain control signal as input and generates a first control signal and a second control signal for correcting the slope of the gain change of the variable gain amplifier before and after the predetermined potential of the external gain control signal; ,
A first control signal conversion circuit for converting the first control signal into a third control signal having exponential function characteristics;
A first current-voltage conversion circuit for generating a fourth control signal by performing voltage-current conversion on the third control signal;
A control signal correction circuit for correcting the fourth control signal to generate a fifth control signal in order to compensate for nonlinearity in a high gain region of the gain characteristic of the variable gain amplifier with respect to the external control signal;
A second control signal conversion circuit for converting a sixth control signal obtained by adding the second control signal and the fifth control signal to a seventh control signal having an exponential function characteristic;
A variable gain circuit comprising: a second current-voltage conversion circuit for generating the internal gain control signal by current-voltage conversion of the seventh control signal.

In a variable gain circuit configured using MOS transistors,
A variable gain amplifier that amplifies an input signal according to a gain controlled by an internal gain control signal;
A gain slope correction circuit that receives an external gain control signal as input and generates a first control signal and a second control signal for correcting the slope of the gain change of the variable gain amplifier before and after the predetermined potential of the external gain control signal; ,
A first control signal conversion circuit for converting the first control signal into a third control signal having exponential function characteristics;
A first current-voltage conversion circuit for generating a fourth control signal by current-voltage conversion of the third control signal;
A control signal correction circuit for correcting the fourth control signal to generate a fifth control signal in order to compensate for nonlinearity in a high gain region of the gain characteristic of the variable gain amplifier with respect to the external control signal;
A second control signal conversion circuit for converting the second control signal into a sixth control signal having an exponential function characteristic;
A variable gain circuit comprising: a second current-voltage conversion circuit for generating the internal gain control signal by current-voltage conversion of a seventh control signal obtained by adding the fifth control signal and the sixth control signal .

The gain slope correction circuit corrects the slope of the gain change before and after the potential of the external gain control signal where the operation region of the MOS transistor is a weak inversion region to be approximately 2: 1. The variable gain circuit according to claim 1, wherein the control signal and the second control signal are generated.

4. The variable gain circuit according to claim 1, wherein the gain slope correction circuit generates the first control signal and the second control signal as current signals. 5.

The variable gain circuit according to claim 1, wherein the control signal correction circuit has a square characteristic.

2. The variable gain circuit according to claim 1, further comprising a current adding circuit that generates the fifth control signal by adding the currents of the second control signal and the fifth control signal.

3. The variable gain circuit according to claim 2, further comprising a current adding circuit that generates the seventh control signal by adding the currents of the fifth control signal and the sixth control signal.

A wireless communication apparatus comprising the variable gain circuit according to claim 1 as at least a part of a transmission / reception circuit system.