JP3761406B2 - Radio interference device - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電波妨害装置に関し、更に詳しくは相手方のレーダパルス信号を受信・記憶し、これにドプラ変調をかけて妨害波を生成し、相手方に連続して打ち返す方式の電波妨害装置に関する。
【０００２】
この種の装置では、相手方のレーダパルス信号波形をより忠実に受信・記憶することで有効な妨害波を生成でき、大きな妨害効果が得られる。
【０００３】
【従来の技術】
図１６，図１７は従来技術を説明する図（１），（２）で、図１６（Ａ）は電波妨害システムの使用環境を示している。図において、１０は相手方のレーダ装置、２０は標的（ターゲット）、２０’はレ−ダスコープ上に表れる擬似標的、３０’は従来の電波妨害装置である。
【０００４】
レーダ装置１０はキャリア周波数ｆｒのレーダパルスを略所定周期ＰＲＩで繰り返し送信している。電波妨害装置３０’は、通常、レーダ装置１０のサイドローブを介してレーダパルスを受信・記憶し、かつ再生したレーダパルスに周波数ｆｄのドプラ変調をかけて妨害波を生成し、これらを連続的に打ち返すことで妨害動作を行う。
【０００５】
図１６（Ｂ）は従来の電波妨害装置のブロック図で、図において、３０’は電波妨害装置、３１’はアンテナ、３２’は送／受信部、３３’は受信したレーダパルス信号の記憶／再生部、３４’は再生したレーダパルス信号のドプラ変調部、３５’は上記各部の制御を行う制御部、１００は一連の受信レーダパルスに基づきレーダ装置１０の詳細諸元（ｆｒ，ＰＲＩ等）を分析する分析装置である。
【０００６】
図１７（Ａ）に従来の電波妨害装置１０’の望ましい妨害動作のタイミングチャートを示す。分析装置１００が予測するタイミング（ＰＲＩ）に受信ゲートを開き、この期間に到来するレーダパルスＰ１を受信・記憶する。そして、次のレーダパルスＰ２が到来するまでの区間Ｔに、前記記憶したレーダパルス信号Ｐ１を連続的に並べて繰り返し再生し、これらにドプラ変調をかけてレーダ装置１０に打ち返す。レーダパルスＰ２以降の受信についても同様である。
【０００７】
レーダ装置１０に入った妨害波は、レーダ装置１０が発生したレーダパルスＰ１にドプラ変調をかけた信号であるため、レーダ装置１０内のＭＴＩ処理等によっては除去されず、本来のレーダエコーと同様にレーダスコープ上に表示される。また、妨害波を連続して打ち返すことにより、レーダスコープ上には多数の擬似標的２０’が表れ、これにより本来の標的２０を有効に隠す。従って、係る妨害効果を発揮するには、電波妨害装置３０’は、極力、純粋なレーダパルス波形を受信し、これを記憶する必要がある。また各レーダパルスの到来区間内には、できるだけ多数の妨害波パルスを送信することが望ましい。
【０００８】
しかるに、図１７（Ａ）に示す如く、次の受信ゲートを開く直前まで妨害波を送信する方式であると、受信ゲートを開く直前に送信した妨害波の反射波（以下、妨害反射波と言う）が本来のレーダパルスに重畳した形で受信されるため、この受信信号を元にして生成した妨害波は、純粋なレーダパルスを元に生成した妨害波とは異なってしまい、妨害効果が低下する。更に、このようなレーダパルスの受信と妨害波の送信シーケンスとを繰り返すと、妨害波に占める過去の妨害波成分の割合が次第に増加し、妨害効果が次第に低下していく。
【０００９】
また、図１７（Ａ）に示す如く、次の受信ゲートを開く直前まで妨害波を送信する方式であると、例えば送信した妨害波が周囲のレーダ環境（山等）で反射するため、その反射波レベルが高い場合は、受信ゲートを開くと同時に、本来のレーダパルスに先んじて到来するような妨害反射波をレーダパルスとして検出してしまう恐れもあった。
【００１０】
そこで、従来は、図１７（Ｂ）に示す如く、妨害反射波が十分に減衰する時間Ｔabsを考慮し、受信ゲートを開く十分手前のタイミング（Ｔ−Ｔabs）に妨害波の送信を打ち切っていた。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記従来のように妨害波の送信期間を短くする方式であると、レーダスコープ上に表れる擬似標的２０’の数が減るため、妨害効果が著しく低下していた。
【００１２】
本発明は上記従来技術の問題点に鑑みなされたもので、その目的とする所は、レーダパルスを受信するための受信ゲートを開く直前まで妨害波を送信できる電波妨害装置を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記の課題は例えば図１の構成により解決される。即ち、本発明（１）の電波妨害装置は、相手方のレーダパルス信号を受信・記憶し、これにドプラ変調をかけて妨害波を生成し、相手方に連続して打ち返す方式の電波妨害装置であって、受信レーダパルスの繰り返し周波数（ＰＲＩ）と自己が設定するドプラ変調周波数（ｆｄ）の各情報に基づき受信レーダパルスにマッチし且つ自己が送信する妨害波の反射波信号を抑圧可能に想定した複数種のフィルタを実現するフィルタ部４２ａと、妨害波を送信せずに、受信したレーダパルスを複数種のフィルタに通した各出力に基づき受信レーダパルスに最もマッチしたフィルタを検出する最大値検出部４２ｂと、前記検出されたフィルタ出力のレーダパルス信号を妨害波生成用に記憶し再生する記憶／再生部３３とを備えるものである。
【００１４】
本発明（１）によれば、受信ゲートを開く直前まで妨害波を送信しても、直後のレーダ受信信号（レーダ波＋妨害反射波）からは、そのレーダ波成分にマッチし且つ妨害反射波成分を抑圧可能なフィルタにより妨害反射波成分を十分に除去できるため、得られた妨害波生成用レーダパルスを元に有効な妨害波を多数打ち返すことが可能となり、よって妨害効果を高めることができる。
【００１５】
また上記の課題は例えば図８の構成により解決される。即ち、本発明（２）の電波妨害装置は、相手方のレーダパルス信号のパルス送出タイミングにあわせて相手方のレーダパルス信号を受信・記憶し、これにドプラ変調をかけて妨害波を生成し、相手方のレーダパルス信号がない期間に相手方に連続して打ち返す方式の電波妨害装置であって、相手方からのレーダパルスの無送信区間の所定区間において妨害波を送信せずに、受信を行い、その際の信号の記憶を行う妨害反射波記憶部５０と、受信したレーダパルス信号から前記妨害反射波記憶部５０に記憶した信号を減算する減算部５１と、減算部５１の出力のレーダパルス信号を妨害波生成用に記憶し再生する記憶／再生部３３とを備えるものである。
【００１６】
本発明（２）によれば、受信ゲートを開く直前まで妨害波を送信しても、直後のレーダ受信信号（レーダ波＋妨害反射波）からは、減算部５１により、予めサンプルし妨害反射波記憶部（図の妨害反射波記憶／再生部）５０に記憶し再生した妨害反射波成分を十分に除去（減算）できるため、得られた妨害波生成用レーダパルスを元に有効な妨害波を多数打ち返すことが可能となり、よって妨害効果を高めることができる。
【００１７】
また上記の課題は例えば図１３の構成により解決される。即ち、本発明（３）の電波妨害装置は、相手方のレーダパルス信号を受信・記憶し、これにドプラ変調をかけて妨害波を生成し、相手方に連続して打ち返す方式の電波妨害装置であって、相手方からのレーダパルス信号の偏波面に対して４５゜傾いた位置に相手方からのレーダパルス信号を受信する受信用アンテナ３１ｂを設置し、受信用アンテナ３１ｂに対して直交する位置に妨害波を送信する送信用アンテナ３１ａを設けたものである。
【００１８】
本発明（３）によれば、妨害波の送信とその反射波の受信に係る両偏波面を互いに直交（アイソレーション関係と）させることにより、レーダパルスの受信系には妨害反射波成分が入り込めず、よって受信ゲートを開く直前まで有効な妨害波を多数送信でき、妨害効果を格段に増大できる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面に従って本発明に好適なる複数の実施の形態を詳細に説明する。なお 、全図を通して同一符号は同一又は相当部分を示すものとする。
【００２０】
図１は第１の実施の形態による電波妨害装置の要部構成図で、レーダ受信信号からフィルタにより妨害反射波成分を除去する場合を示している。図において、３０は第１の実施の形態による電波妨害装置、３１はアンテナ、３２は送／受信部、４０はレーダ受信信号から妨害反射波成分を除去（抑圧）する妨害反射波抑圧フィルタ部、４１は予め複数種のフィルタ特性を実現可能なフィルタ部、４２は受信レーダパルスに最もマッチし、かつ妨害反射波を抑圧する最適のフィルタ特性を検出・保持する最大値検出部、３３は最適フィルタを通過させた受信レーダパルスの記憶／再生部、３４は再生レーダパルスのドプラ変調部、３５は上記各部の制御を行う制御部、１００は一連の受信レーダパルスに基づきレーダ装置１０の詳細諸元（ｆｒ，ＰＲＩ等）を分析する分析装置である。
【００２１】
電波妨害装置が送信すべき望ましい妨害波は、純粋な受信レーダパルスに所要周波数ｆｄのドプラ変調をかけたものであるから、レーダ波成分ｆｒと妨害反射波成分（ｆｒ＋ｆｄ）と間にはドプラ変調周波数ｆｄ分の差がある。本第１の実施の形態では、この周波数差ｆｄに着目し、レーダ受信信号から妨害反射波成分を効果的に除去する。
【００２２】
図２はフィルタによる妨害反射波抑圧原理を説明する図で、レーダ装置１０の詳細諸元（ｆｒ，ＰＲＩ等）を予め高精度に予測できる場合に適用可能である。図２（Ａ）は周期ＰＲＩで受信されるレーダパルスのスペクトラムを示しており、実線はレーダ波成分の線スペクトル、点線は妨害反射波成分の線スペクトルを夫々示す。線スペクトルの間隔はレーダ波成分、妨害反射波成分共にＰＲＦ（＝１／ＰＲＩ）であるが、レーダ波成分と妨害反射波成分との間にはドプラ変調周波数ｆｄ分のずれがある。図２（Ｂ）は図２（Ａ）の妨害反射波成分を除去可能なフィルタ特性を示し、レーダ波成分は通過させるが、妨害反射波成分は通過させない特性となっている。図２（Ｃ）において、レーダ受信信号を上記フィルタに通すことで、妨害反射波成分を有効に除去（抑圧）し、レーダ波成分のみを抽出する。
【００２３】
しかるに、実際上、レーダ装置１０の詳細諸元（ｆｒ，ＰＲＩ等）を事前に正確に知ることは不可能である。そこで、係る状況下でも適正に対処できる妨害反射波抑圧フィルタの例を以下に詳細に説明する。
【００２４】
図３は第１の実施の形態による妨害反射波抑圧フィルタ部のブロック図で、異なるフィルタ特性を複数のフィルタ回路で実現する場合を示している。図３（Ａ）において、４１ａはフィルタ部、Ｆ1〜Ｆ２Ｎはレーダ受信信号に対して複数並列に設けられたフィルタ回路（ＦＩＲフィルタ）、ＳＥＬはフィルタＦ1〜Ｆ２Ｎの出力の選択回路（セレクタ）、４２ａは受信レーダパルスに最もマッチし、かつ妨害反射波を十分に抑圧可能な最適のフィルタ特性を検出・保持する最大値検出部、ＤＴ１〜ＤＴ２ＮはフィルタＦ1〜Ｆ２Ｎの各出力信号につき夫々に振幅検波、信号平均値又は信号電力等を求める信号検出部、ＭＡＸＤＥＴは信号検出部ＤＴ１〜ＤＴ２Ｎの出力の最大値を検出して対応するフィルタの番号を保持する最大フィルタ検出／保持部である。なお、必要なフィルタ回路数＝２Ｎは変調ドプラ周波数ｆｄ＝±ＰＲＦ／Ｎに依存している。
【００２５】
分析装置１００の受信分析により得られたレーダパルスの繰り返し周波数ＰＲＦ（＝１／ＰＲＩ）と、電波妨害装置３０の側で決めるドプラ変調周波数ｆｄとに基づき、その何れかでレーダ波成分の通過をカバーし、かつ妨害反射波成分を抑圧できるようなフィルタ係数ベクトルＷ（１）〜Ｗ（２Ｎ）が生成され、フィルタＦ1〜Ｆ２Ｎに加えられる。フィルタＦ1〜Ｆ２Ｎはフィルタ係数ベクトルＷ（１）〜Ｗ（２Ｎ）に従って夫々にレーダ受信信号のフィルタ処理を行う。
【００２６】
図３（Ｂ）はディジタルＦＩＲフィルタの回路例（ａ），（ｂ）を示しており、ここでは説明の簡単のため、４Ｐ−ＤＦＴ（Ｎ＝２に対応）の場合を示す。図において、Ｄは遅延回路、×は乗算器、＋は加算器、ｗ１〜ｗ４はフィルタ係数である。ＦＩＲフィルタ（ａ），（ｂ）の周波数特性は同一である。
【００２７】
図４に４Ｐ−ＤＦＴ（Ｎ＝２）によるフィルタ特性例を示す。フィルタＦ１〜Ｆ４の周波数特性は、通過帯域がｆｄ／２、フィルタの繰り返し周期（サンプリング周波数）が２×ｆｄ（＝ＰＲＦ）で共通するが、オフセット周波数はフィルタＦ１〜Ｆ４につき夫々０，ｆｄ／２，ｆｄ，３ｆｄ／２と異なっている。図に、フィルタ係数ベクトルＷ（１）〜Ｗ（４）の内容を付記する。
【００２８】
図３（Ａ）に戻り、この妨害反射波抑圧フィルタ部４０は、予め最適フィルタを検出するための妨害準備期間と、検出された最適フィルタを使用して有効な妨害波を送信する妨害期間の２つのフェーズにて異なる動作を行なう。妨害準備期間では、妨害波を送信せずに、そのときのレーダ受信信号（純粋なレーダパルスＰ１〜Ｐｎ）をフィルタＦ１〜Ｆ２Ｎに通過させ、最大値検出部４２ａにてどのフィルタ出力が最大振幅(又は電力等）であるかを検出し、最大出力のフィルタ番号を記憶する。この期間は、妨害波を送信しないため、後段の記憶／再生部３３には信号を出力せず、また記憶／再生部３３は動作しない。
【００２９】
続く妨害期間では、フィルタＦ１〜Ｆ２Ｎのうちの、最大値検出部４２ａが指定するフィルタの出力のみをセレクタＳＥＬで選択し、後段の記憶／再生部３３に送る。このとき、受信レーダパルスのキャリア周波数ｆｒに最もマッチし、且つ妨害反射波に対しては十分な抑圧効果を有するフィルタのみが選択されているため、記憶／再生部３３に送られる受信信号からは、妨害反射波成分の大部分が取り除かれている。
【００３０】
図１に戻り、記憶／再生部３３は、妨害反射波成分を除去されたレーダパルス信号を記憶した後、制御部３５からの制御により、該記憶したレーダパルス信号を繰り返し再生する。繰り返し再生されたレーダパルス信号は、ドプラ変調部３４でドプラ変調周波数ｆｄ（＝±ＰＲＦ／２）による変調を掛けられたた後、送／受信部３２で増幅され、アンテナ３１を経て、妨害波として妨害対象のレーダ装置１０に対して送信される。
【００３１】
なお、電波妨害装置３０がドプラ変調周波数ｆｄを変更する場合は、フィルタＦ１〜Ｆ２Ｎの特性を変更する必要があるため、再度妨害準備期間からの動作シーケンスを実行する。また、レーダ装置１０は任意のタイミングに周波数を変化（周波数ホップ等）させるので、フィルタ特性をそれに適合させるべく、所定周期で妨害準備期間からの動作シーケンスを実行し直し、こうして常に最適なフィルタ特性を再構成し、選択する。
【００３２】
図５は第２の実施の形態による妨害反射波抑圧フィルタ部のブロック図で、単一のフィルタ回路のフィルタ係数を時分割で変更することで複数種のフィルタ特性を実現する場合を示している。図において、４１ｂはフィルタ部、ＦＭは受信レーダパルス（１バースト分）を記憶可能なフレームメモリ（ＦＩＦＯ等）、ＳＷ１はＦＩＲフィルタへの信号入力を切り替えるスイッチ、ＦＭ１〜ＦＭ２ＮはＦＩＲフィルタ各段の途中演算結果を蓄積・保持するフィルタメモリ、ＦＷＭは複数種のフィルタ係数ベクトルを記憶しているフィルタ係数用メモリ、４１ｄはＦＭ１〜ＦＭ２Ｎの出力の加算器、４２ｂは受信レーダパルスに最もマッチし、かつ妨害反射波を十分に抑圧可能な最適のフィルタ特性を検出・保持する最大値検出部、４２ｄは複数レーダパルスについてのフィルタＦ1〜Ｆ２Ｎの各加算（たたみこみ演算）出力信号につき振幅検波、信号平均値又は信号電力等を求める信号検出部、ＬＴＨはラッチ回路、ＳＥＬはセレクタ、ＣＭＰは比較回路である。
【００３３】
フィルタメモリＦＭ１〜ＦＭ２Ｎは夫々が所定（＞２Ｎ×パルスサンプル長）以上の深さを有するメモリ（ＲＡＭ等）がらなり、制御部３５からのアドレス情報を含むデータ読／書制御Ｒ／Ｗの下で途中演算結果の読／書動作を行う。このＦＩＲフィルタは、その妨害期間では、予めその妨害準備期間で検出された最適のフィルタ係数ベクトル「ｗ１〜ｗ２Ｎ」に従って上記図３（Ｂ）で示したＦＩＲフィルタと同様に動作し、このとき、フィルタメモリＦＭ２〜ＦＭ２Ｎが使用され、これらは単なる遅延回路として動作する。
【００３４】
一方、その妨害準備期間では、複数のレーダパルス入力に対する２Ｎ種のフィルタ演算（部分演算）を時分割かつ時系列で能率よく行うべく、２Ｎ種×パルスサンプル長の深さを有したメモリとして動作する。なお、フィルタ演算方法の詳細は図７に従って後述する。
【００３５】
図６は第２の実施の形態による妨害反射波抑圧フィルタ部の動作タイミングチャートで、以下、該図を参照して妨害準備期間から妨害期間に至る動作を説明する。妨害準備期間において、ＦＩＲフィルタはフィルタ係数メモリＦＷＭから提供されるフィルタ係数ベクトルＷ（１）〜Ｗ（２Ｎ）に従い、２Ｎサンプル長のタップを有する２Ｎ種のフィルタ回路Ｆ１〜Ｆ２Ｎを時分割で実現する。レーダパルスは受信ゲート長の区間だけ受信されるため、１種のフィルタ演算（部分演算）は概ねレーダパルス幅（データサンプル長）分の時間で実行可能である。従って、レーダパルスの繰り返し周期ＰＲＩに対する１フィルタ演算のデューティー比が１／２Ｎ以下であれば、次のレーダパルスの到来までの時間内に２Ｎ種のフィルタ演算を実行可能である。
【００３６】
受信ゲートが開くときは、スイッチＳＷ１が端子ａ側に接続しており、最初の受信レーダパルス▲１▼（図は４サンプルデータｐ１１〜ｐ１４の例を示す）がＦＩＲフィルタに入力すると共に、該レーダパルス▲１▼はフレームメモリＦＭにも記憶される。このとき、予め制御部３５からセレクタＳＥＬ３を介して出力されるフィルタ係数選択信号Ｃ＝１により、フィルタ係数メモリＦＷＭからはフィルタ係数ベクトルＷ（１）が読み出され、これにより、ＦＩＲフィルタは最初の受信レーダパルス▲１▼（データｐ１１〜ｐ１４）に対するフィルタＦ１としての部分演算(係数乗算演算）を行い、各乗算結果をフィルタメモリＦＭ１〜ＦＭ２Ｎに夫々格納する。
【００３７】
次にスイッチＳＷ１の接続は端子ｂ側に切り替わり、以後はフレームメモリＦＭのレーダパルス▲１▼が繰り返しＦＩＲフィルタに入力可能となる。またこの状態では、制御部３５のフィルタ係数選択信号Ｃ＝２となり、これにより、ＦＩＲフィルタは受信レーダパルス▲１▼に対するフィルタＦ２としての部分演算を行い、各演算結果をフィルタメモリＦＭ１〜ＦＭ２Ｎに夫々格納する。以下、同様にして進み，最後に受信レーダパルス▲１▼に対するフィルタＦ２Ｎとしての部分演算を行い、演算結果をフィルタメモリＦＭ１〜ＦＭ２Ｎに格納する。
【００３８】
更に、次に受信ゲートが開くときは、２番目のレーダパルス▲２▼につき上記同様の処理を行い、こうして所要数のレーダパルスの受信毎にその部分演算と演算結果の格納とを繰り返す。
【００３９】
次に、例えばフィルタＦ１に関するレーダパルス▲１▼の各部分演算結果を時系列に読み出して加算し、レーダパルス▲１▼のサンプル入力（図ではｐ１１〜ｐ１４で示す）に各対応するフィルタＦ１の出力信号（たたみ込み演算結果）を時系列に形成し、信号検出部４２ｄに出力する。次にレーダパルス▲２▼につき上記同様の処理を行い、こうして全レーダパルスについてのフィルタ出力信号を時系列に生成し、信号検出部４２ｄに出力する。
【００４０】
信号検出部４２ｄでは、フィルタＦ１の出力信号を処理して信号振幅の最大値、平均値又は信号電力をラッチＬＴＨ１にラッチする。比較器ＣＭＰ１はラッチＬＴＨ１の内容Ａと最大値保持ラッチＬＴＨ２（最初は０に初期化されている）の内容Ｂとを比較し、Ａ＞Ｂの場合はラッチイネーブル信号ＥＮ＝１を出力し、これによりラッチＬＴＨ１の内容が最大値保持ラッチＬＴＨ２にラッチされる．また同時にその時点のフィルタ係数選択信号Ｃ＝１をラッチＬＴＨ３にラッチする。
【００４１】
次に全レーダパルス▲１▼，▲２▼，…につきフィルタＦ２の出力の最大値等を検出し、これを最大値保持ラッチＬＴＨ２の出力と比較することで、必要なら最大値保持ラッチＬＴＨ２及びラッチＬＴＨ３の内容を更新する。こうして，全フィルタ出力についての比較／ラチを終了すると、ラッチＬＴＨ３には全レーダパルス▲１▼，▲２▼，…の通過に最もマッチしたフィルタのフィルタ係数選択信号Ｃが保持されている。
【００４２】
妨害期間に入ると、セレクタＳＥＬ３は、ラッチＬＴＨ３の保持しているフィルタ係数選択信号(例えばｎ）を選択出力し、これによりＦＩＲフィルタは通常のＦＩＲフィルタＦｎとしてのフィルタ演算（たたみ込み演算）をリアルタイムで行い、その出力信号ｙは、記憶／再生部３３に出力される。
【００４３】
図７は第２の実施の形態によるフィルタ部４１ｂの動作を説明する図で、４Ｐ−ＤＦＴ（Ｎ＝２）における動作を具体的に説明する。図７（ａ）において、レーダパルス▲１▼のサンプルデータｐ１１〜ｐ１４が入力すると、本来ならそのフィルタ出力ｙ１１〜ｙ１７は図示の如く入力サンプルデータｐ１１〜ｐ１４とフィルタ係数ベクトルＷ（１）とのたたみ込み演算となるが、この時点ではフィルタ演算の全てを行わず、各段のフィルタ係数乗算（ｗ１１ｐ１１〜ｗ１４ｐ１１，ｗ１１ｐ１２〜ｗ１４ｐ１２等）のみを行い、各乗算結果をフィルタメモリＦＭ１〜ＦＭ４に格納する。図７（ｂ）〜図７（ｄ）についても同様であり、引き続きフィルタＦ２〜Ｆ４の部分演算を行い、各乗算結果をフィルタメモリＦＭ１〜ＦＭ４に格納する。
【００４４】
図７（ｅ）〜図７（ｈ）はレーダパルス▲２▼に対するフィルタＦ１〜Ｆ４のたたみ込み演算とその部分演算の関係を示しており、以下同様にして所要数のレーダパルスについての部分演算を行い、各演算結果をフィルタメモリＦＭ１〜ＦＭ４に格納する。
【００４５】
次に、例えばフィルタＦ１に関するレーダパルス▲１▼の各部分演算結果を時系列に読み出して加算し、レーダパルス▲１▼の入力サンプルｐ１１〜ｐ１４に各対応するフィルタＦ１の出力信号（たたみ込み演算結果）ｙ１１〜ｙ１７を時系列に形成し、信号検出部４２ｄに出力する。次にレーダパルス▲２▼の入力サンプルｐ２１〜ｐ２４に各対応するフィルタＦ１の出力信号ｙ２１〜ｙ２７を時系列に形成し、信号検出部４２ｄに出力する。以下同様にして進み，こうして、所要数の入力レーダパルスに対応するフィルタＦ１の出力信号ｙが信号検出部４２ｄに時系列に出力される。フィルタＦ２〜Ｆ４についても同様である。
【００４６】
なお、上記実施の形態では各レーダパルス▲１▼，▲２▼，…の全入力サンプルｐ１１〜ｐ１４，ｐ２１〜ｐ２４，…に基づきフィルタＦ１〜Ｆ４の出力信号ｙを生成したが、これに限らない。例えば各レーダパルス▲１▼，▲２▼，…の最初の入力サンプルｐ１１，ｐ２１，…にのみ基づいてフィルタＦ１〜Ｆ４の出力信号を生成しても良い。
【００４７】
図８は第２の実施の形態による電波妨害装置の要部構成図で、予め取得した妨害反射波信号をその後のレーダ受信信号（レーダ波＋妨害反射波）から減算することで妨害反射波成分を除去する場合を示している。図において、５０は予め妨害反射波信号を受信・記憶し、これをレーダ受信時に再生する妨害反射波記憶／再生部、５１はレーダ受信信号（レーダ波＋妨害反射波）から上記再生された妨害反射波信号を減算する減算部である。
【００４８】
制御部３５は、上記受信ゲート信号の他にも、妨害波送信期間の略中間部において反射波サンプルゲート信号を発生させ、この期間に受信・取得した妨害反射波サンプルを妨害反射波記憶／再生部５０に記憶する。次に受信ゲートを開く時は、レーダ受信信号から上記記憶した妨害反射波波サンプルを減算することで、妨害反射波成分を効果的に除去する。従って、受信ゲートを開く直前まで妨害波を送信可能となり、妨害効果が増大する。以下詳細に説明する。
【００４９】
図９は第２の実施の形態による電波妨害装置のブロック図である。この制御部３５は、ＣＰＵ３５ａ、カウンタ／シーケンサ回路等を含むタイミング生成部３５ｂ等を含み，レーダ装置１０に関する詳細諸元の分析情報（ＰＲＩ，レーダパルス幅ＰＷ等）を基に、各種のタイミング／制御信号を発生する。
【００５０】
妨害反射波記憶／再生部５０は、反射波サンプルゲート長（＞パルスサンプル長）以上の深さを有するＦＩＦＯ等のメモリ回路を含み、制御部３５が反射波サンプルゲートＯＮの期間中に発生する反射波用メモリ書込制御信号に従い、反射波サンプルゲート内の受信信号（純粋な妨害反射波信号）を反射波用メモリに書き込む。また、その後の受信ゲートＯＮの期間中は、制御部３５からの反射波用メモリ読出制御信号に従い、上記記憶した妨害反射波（反射波サンプル）を反射波用メモリ回路から読み出す。
【００５１】
減算部５１は、単純な減算回路からなってり、受信ゲートＯＮ期間中のレーダ受信信号から反射波用メモリの妨害反射波信号を減算することにより、妨害反射波成分の除去されたレーダパルス信号を生成し、この信号が次の妨害波生成の元ネタとなる。
【００５２】
図１０は第２の実施の形態による電波妨害装置の動作タイミングチャートである。制御部３５は、まず妨害開始に先立ってレーダ受信信号の検出動作を行い、ターゲット信号（敵レーダパルス）をロックオンすると、レーダパルス検出エッジのタイミングを基準として、受信ゲート発生用カウンタ回路(不図示）を起動する。受信ゲート発生用カウンタ回路は、レーダパルスのエッジ検出から時間Ｔｄ＝ＰＲＩ−Ｔgate（但し、Ｔgate：受信ゲート長）の後に受信ゲートをＯＮにさせ、かつ時間Ｔgateの経過後にＯＦＦにする。また制御部３５は、上記受信ゲート発生用カウンタ回路の起動と同時に、反射波サンプルゲート用カウンタ回路(不図示）の起動を行う。反射波サンプルゲート用カウンタ回路は、上記受信ゲートがＯＮになる約半分の時間Ｔdsの経過後に反射波サンプルゲートをＯＮにさせ、かつ所定時間（≒Ｔgate）の後にＯＦＦにする。
【００５３】
本第２の実施の形態では、予め取得する妨害反射波サンプル波形と、レーダパルス受信時に重畳して入力する妨害反射波波形との間で強い相関がある事が重要であり、同一の場合は、妨害反射波成分を完全に除去できる。そこで、この強い相関を得るために、反射波サンプルゲートの発生タイミングＴｄｓは以下の様に制御されている。
【００５４】
Ｔｄｓ＝Ｔｄ−ｎ×ＰＷｒ
但し、ＰＷｒ：再生パルス幅（≒ＰＷ）
ｎ：例えば（ＰＲＩ−Ｔgate）/２ＰＷｒを満足する整数
このタイミング関係を図１０を参照して具体的に説明する。この例では、受信ゲートＳ２がＯＮの期間（＝３ＰＷｒ）にレーダ受信信号（レーダ波＋妨害反射波）が受信されるが、その丁度１０ＰＷｒ前のタイミングから３ＰＷｒ分の期間だけ反射波サンプルゲートがＯＮになっており、この期間に受信される純粋な妨害反射波サンプルが反射波用メモリに記憶される。
【００５５】
このときに受信・記憶される妨害反射波波形は、当該反射波サンプルゲートが開く直前に送信された一連の妨害波の反射波波形であり、その後の受信ゲートが開く直前に上記と同一の条件（時間位相等）で送信された一連の妨害波の反射波波形との間には強い相関があり、よって受信ゲートＯＮ時に入力する妨害反射波は、その直前の反射波サンプルゲートＯＮ時に入力する妨害反射波との間で波形，振幅，位相共に略同一となる。
【００５６】
なお、好ましくは，上記のタイミング制御を容易かつ確実に実現するために、記憶/再生部３３におけるレーダパルス波形の再生動作は、反射波サンプルゲートが開いている期間中も継続して行う。これにより反射波サンプルゲート（３ＰＷｒ分）の発生タイミング及びそのＯＮ期間を容易かつ確実に生成・維持できる。但し、この区間における妨害波の送信は行わない。
【００５７】
更に、その後の受信ゲートは、レーダパルスの到来予測誤差を考慮し、到来予測タイミングよりも幾分手前でＯＮするために、受信ゲートをＯＮにすると同時に、まず上記妨害波サンプル取得時に取得した妨害波サンプルと略同一波形の妨害反射波が受信され始め、その後にレーダパルス波が重畳して受信される。よって受信ゲートのＯＮと同時に、受信波から妨害波サンプル波形を減算することで、妨害反射波成分を有効に除去できる。
【００５８】
受信ゲートがＯＦＦとなると、記憶／再生部３３のメモリ回路３３ｂに記憶した受信信号の内、必要な部分（再生パルス幅ＰＷｒ分）のみを切り出して読み出し、再生する。更に次の受信ゲートがＯＮになるまでの間、繰り返し再生動作を続け、ドプラ変調部３４にてドプラ変調を掛けた後、送／受信部３２にて信号増幅し、アンテナ３１から妨害波として敵レーダ装置１０に向けて送信する。
【００５９】
ところで、この種の電波妨害装置ではレーダ受信信号を一定レベルに保つべく受信系にリミタアンプ（リミッティングアンプ）等の非線形増幅回路を備えるものがある。しかし、受信系にリミタアンプがあると、反射波サンプルゲートＯＮ時に妨害反射波信号を単独で受信する場合と、受信ゲートＯＮ時にレーダ受信信号（レーダ波＋妨害反射波）を受信する場合とでリミタアンプの出力振幅は常に一定となるため、予め記憶した妨害反射波サンプルをレーダ受信信号からそのまま減算すると、両妨害反射波信号間で振幅が相違し、妨害反射波成分を効果的に打ち消すことが出来ない。
【００６０】
図１１は第３の実施の形態による電波妨害装置の要部構成図で、受信系にリミタアンプ等の非線形増幅回路を備える装置に適用して好適なるものである。図１１（Ａ）において、ＬＡはリミタアンプ、６０はレベル補正部であり、その他の構成については上記図８で述べたものと同様で良い。
【００６１】
図において、リミタアンプＬＡの出力振幅は常に一定(例えば１）とする。まず妨害反射波を単独で受信する場合は、該妨害反射波信号の振幅＝１であり、これを妨害反射波サンプルとして妨害反射波記憶／再生部５０に記憶する。次に受信ゲートがＯＮすると、この区間では本来のレーダパルスに妨害反射波が重畳されており、このときリミタアンプＬＡの出力振幅は同じく１であるが、その信号配分を例えばレーダパルス成分＝０．５、妨害反射波成分＝０．５とする。このレーダ受信信号から上記記憶した妨害反射波サンプル信号（振幅＝１）を差し引いても、レーダ受信信号の妨害反射波成分（振幅＝０．５）を有効に相殺できない。そこで、このレーダ受信信号の振幅をレベル補正部６０で２倍にすると、その信号配分はレーダパルス成分＝１、妨害反射波成分＝１となり、この妨害反射波成分＝１は上記記憶した妨害反射波サンプル信号（振幅＝１）により有効に相殺される。またこの例では、残ったレーダパルス成分の振幅＝１（所要）であるから、これをそのまま妨害波生成用のレーダパルス信号として使用できる。従って、本第３の実施の形態によれば、レーダパルスの受信系にリミアンプ等の非線系増幅回路があっても、そのレーダ受信信号（レーダ波＋妨害反射波）から妨害反射波成分を有効に除去でき、よって受信ゲートを開く直前まで有効な妨害波を多数送信でき、妨害効果を格段に増大できる。
【００６２】
図１２は第３の実施の形態による電波妨害装置のブロック図である。レベル補正部６０には送／受信部３２から２系統の受信信号が入力する。リミタアンプＬＡの出力からの受信信号（非線形信号）の内の一方は妨害反射波記憶／再生部５０に入力し、ここで記憶／再生されて減算部５１の一方に入力し、またその他方はレベル補正部６０の乗算器６９でレベル補正されて後、減算部５１の他方に入力する。
【００６３】
一方、リミタアンプＬＡの前段からの受信信号（線形信号）は、振幅検波回路６１で振幅検波され、その検波出力はレーダ波レベルラッチ回路６２と反射波レベルラッチ回路６３とに入力する。レーダ波レベルラッチ回路６２は、受信ゲートＯＮ期間中における略中央部のタイミングに妨害反射波成分を含まないレーダ波の振幅検波値Ｌｒをラッチし、また反射波レベルラッチ回路６３は反射波サンプルゲートＯＮ期間中における略中央部のタイミングに妨害反射波の振幅検波値Ｌｓをラッチする。両レベル信号Ｌｒ，Ｌｓは、レベル補正回路６４に入力し、加算器６５で加算（Ｌｒ＋Ｌｓ）された後、乗算器６６で所定数(例えば１／Ｔｈ）が掛けられ、ラッチ回路６７に補正係数Ｋ０＝（Ｌｒ＋Ｌｓ）／Ｔｈとして保持される。ここで、ＴｈはリミタアンプＬＡのスレッショルド値である。セレクタ回路６８には補正係数Ｋ０＝（Ｌｒ＋Ｌｓ）／Ｔｈと、Ｋ＝１とが入力しており、これらは選択信号発生部７０からの選択信号に従い切り替わる。
【００６４】
選択信号発生部７０は、レーダパルス波形の開始（立ち上がり）エッジと終了（立ち下がり）エッジとを検出することにより、補正係数Ｋ／Ｋ０の選択信号を発生する。即ち、減算部５１の出力信号を微分回路７１で微分し、その微分出力をスレッショルド検出回路７１で閾値判別し、その閾値判別結果従って、レーダパルスの到来期間中は補正係数Ｋ０＝（Ｌｒ＋Ｌｓ）／Ｔｈ、それ以外の期間は補正係数Ｋ＝１、を選択するような選択信号を発生する。以下、この補正動作を説明する。
【００６５】
受信ゲートＯＮの区間は到来するレーダパルス幅ＴＷよりも長いから、受信ゲートＯＮ時の最初に到来するのは妨害反射波である。このとき補正係数Ｋ＝１が選択されていれば、妨害反射波記憶／再生部５０からの再生妨害反射波と、受信妨害反射波とはリミタアンプＬＡの作用により信号レベルが一致しており、よって減算部５１の出力信号レベル≒０である。
【００６６】
この状態で、レーダパルスが到来すると、この時点では妨害反射波にレーダパルスが重畳される結果、リミタアンプＬＡの作用により、受信妨害反射波成分の信号レベル(振幅）が相対的に低下する。このとき、減算部５１の出力には有為な信号（主にレーダ波成分）が表れ、その立ち上がりエッジを検出できる。そして、このとき補正係数Ｋ０＝（Ｌｒ＋Ｌｓ）／Ｔｈを選択すれば、妨害反射波記憶／再生部５０からの再生妨害反射波と、受信妨害反射波成分とのレベル(振幅）を合わせることが可能となり、これによって受信妨害反射波成分を有効に除去できる。そして、このとき減算部５１の出力には純粋なレーダ波成分のみが得られる。
【００６７】
またこの状態で、受信レーダパルスが終了すると、その後は妨害反射波のみが受信される結果、リミタアンプＬＡの作用により、受信妨害反射波のレベル(振幅）が相対的に上昇する。このとき、減算部５１の出力には有為な信号レベルの変化が表れ，この変化を捕らえることで、レーダパルス波形の終了（立ち下がり）エッジを検出する。なお、この立ち下がりエッジの検出には既知のレーダパルスパルス幅ＴＷの情報を利用することで正確性、信頼性を増加できる。また、レーダパルス波形の立ち上がりエッジ検出と立ち下がりエッジ検出とでスレッショルド検出回路７２の閾値(感度）を変化させるように構成しても良い。
【００６８】
そして、このとき再度補正係数Ｋ＝１を選択することにより，これ以降は妨害反射波記憶／再生部５０からの再生妨害反射波と、受信妨害反射波のベルが一致しており、よって減算部５１の出力信号レベル≒０となる。かくして、レーダパルスへの妨害反射波の重畳によらず、純粋なレーダ波信号を有効に抽出できる。
【００６９】
なお、上記係数Ｋ０の算出は、定期的に実際の受信信号から振幅検波値Ｌｒ，Ｌｓを取得して算出する場合が一般的と思われるが、そのためには、図示の如く、送／受信部３２内のリミタアンプＬＡ等の非線型回路の前段での受信信号について、これを別途レベル補正部６０に入力させる必要がある。この場合に、送／受信部３２内にて時分割に切り替えて出力させる場合と、並列に２系統出力させる場合とがある。また、システム設計の内容によっては、設計値として予め係数Ｋ０の固定値を求めておく場合も考えられる。
【００７０】
また、以上説明したレベル補正回路６４は、加算器６５、乗算器６６，６９、セレクタ回路６８等を構成要素としていたが 実際のレベル補正回路６４の構成は、これらの動作を変換テーブル化したＲＯＭ等に置き替える事も可能である。
【００７１】
また、上記図１１（Ａ）ではレベル補正部６０をレーダ受信信号系に設けたが、これに限らない。例えば、図１１（Ｂ）に示す如く、レベル補正部６０を妨害反射波記憶／再生部５０の系（前段又は後段）に挿入しても良い。この場合は、減算部５１の出力は、上記図１１（Ａ）の場合の１／Ｋ０になってしまう為、再度Ｋ倍にするための第２のレベル補正部６０’を設けている。レベル補正部６０’は、減算部５１から記憶／再生部３３を回って送／受信部３２に到るルートのいずれかの箇所２挿入可能である。従って、図１１（Ｂ）の構成を採用することによって影響を受ける信号レベル(振幅）の部分を第２のレベル補正部６０’によって有効に相殺できる。
【００７２】
ところで、従来の電波妨害装置３０’におけるアンテナ３１’の偏波面は、相手方レーダ装置１０のアンテナが例えばＶ偏波の場合、電波妨害装置３０’の送／受信用アンテナ３１’を共にＶ偏波に一致させていた。これは、レーダ装置１０のアンテナと電波妨害装置３０’の送信用及び受信用アンテナ３１’間の偏波損失を無くす事が目的であった。しかし、このために、本来のレーダパルスと妨害反射波との干渉は避けられないものであった。
【００７３】
図１３は第４の実施の形態による電波妨害装置の要部構成図で、妨害波の送信系と、レーダパルス信号の受信系とが互いの偏波万に関して直交するように設けた場合を示している。その他の構成についは上記図１６（Ｂ）で述べたものと同様でよい。ここで、アンテナ３１の種類については、パラボラアンテナ，ホーンアンテナ等いずれでもかまわない。
【００７４】
図１３において、このアンテナ３１は、送信用アンテナ３１ａと受信用アンテナ３１ｂとの間で偏波面のアイソレーション（直交性）を維持しつつ、レーダ装置１０のアンテナと電波妨害装置３０の送／受信用アンテナ３１間の偏波損失が等しくなるように、送信アンテナ３１ａと受信アンテナ３１ｂの両偏波面を構成している。
【００７５】
例えば、相手方レーダ装置１０のアンテナがＶ偏波の場合は、受信アンテナ３１ｂは＋４５度偏波、送信アンテナ３１ａは−４５度偏波とする事で、レーダ装置１０のアンテナと電波妨害装置３０の送／受信用アンテナ３１ａ，３１ｂ間の偏波損失（３ｄＢ損失）を等しくし、かつ、送／受信用アンテナ３１ａ，３１ｂ間では偏波アイソレーションを持たせている。これにより、レーダ受信信号（レーダ波＋妨害反射波）から、妨害反射波成分のみを効果的に偏波除去可能となるため、受信ゲートを開く直前まで妨害波を送信でき、妨害効果を格段に増大できる。
【００７６】
図１４は第４の実施の形態による電波妨害装置のブロック図である。図において、相手方レーダ装置１０のアンテナ偏波面がＶ偏波の場合、電波妨害装置３０が＋４５°偏波の受信アンテナ３１ｂで受信すると，電界が＋４５°異なっているので 、偏波損失は３ｄＢとなる。同様に、妨害装置が−４５° 偏波の送信アンテナ３１ａで妨害波を送信すると、レーダ装置１０のアンテナ偏波面はＶ偏であるので偏波損失は３ｄＢとなり、偏波損失は等しくなる。
【００７７】
また、送／受信アンテナ３１ａ、３１ｂ間の偏波損失は、電界の向きが丁度９０°異なっているので、理想的には無限大である。そこで、送信妨害波と同じ偏波を有する妨害反射波に対して偏波損失が無限大となる受信アンテナ３１ｂでは、妨害反射波は全く受信されないこととなり、結果としてレーダ受信信号から妨害反射波成分を有効に除去できる。
【００７８】
なお、 レーダ装置１０の偏波面はＶ偏波に限られない。図１５にレーダ装置１０が採り得る各種偏波面と、これに対処する電波妨害装置３０の偏波面の対応関係を示す。左欄のレーダ装置１０が採り得るＶ偏波，Ｈ偏波，右円偏波，左円偏波の場合に対応して、電波妨害装置３０のアンテナ３１ａ，３１ｂが採り得る各偏波構成をその右欄に示している。逆に、受信／送信アンテナ３１ｂ，３１ａの夫々の偏波面をＶ 偏波／Ｈ偏波又はＨ偏波／Ｖ偏波とすれば、レーダ装置１０が右円偏波，左円偏波，＋４５°偏波，−４５°偏波の各場合に対応できる。これらの場合でも、アンテナの種類については、パラボラアンテナ，ホーンアンテナ等いずれでもかまわない。
【００７９】
ところで、レーダ装置１０の偏波が複数種又は変更される場合は、それに合わせて電波妨害装置３０の偏波面を変更する必要がでてくる。
【００８０】
図１４において，この場合は、レーダ装置１０の偏波情報は、別途分析装置１００からの分析情報として入手し、偏波面の切替（変更）を行なうためのアンテナ回転機構部３１ｃ等が付加される。
【００８１】
例えば受／送信アンテナ３１ｂ，３１ａを夫々ー４５°／＋４５°偏波で構成した場合に、そのままでは対応できないレーダ装置１０の偏波は＋４５°／−４５°偏波のみであるが、送信アンテナ３１ａ，受信アンテナ３１ｂを共に４５°回転させれば送／受信アンテナ３１ａ，３１ｂはＶ偏波，Ｈ偏波となるため、この場合のレーダ装置１０に対応できる。
【００８２】
なお、上記各実施の形態は具体的数値例を伴って説明をしたが、本発明はこれらの数値例には限定されない。
【００８３】
また、上記本発明に好適なる複数の実施の形態を述べたが、本発明思想を逸脱しない範囲内で各部の構成、制御、処理及びこれらの組み合わせの様々な変更が行えることは言うまでも無い。
【００８４】
例えば、上記第４の実施の形態による電波妨害装置に上記第１〜第３の各実施の形態で述べたいずれかの特徴的構成を併用することで、妨害反射波の抑圧効果をより確実なものにできる。他にも様々な組み合わせが考えられる。
【００８５】
（付記１） 相手方のレーダパルス信号を受信・記憶し、これにドプラ変調をかけて妨害波を生成し、相手方に連続して打ち返す方式の電波妨害装置において、受信レーダパルスの繰り返し周波数と自己が設定するドプラ変調周波数の各情報に基づき受信レーダパルスにマッチし且つ自己が送信する妨害波の反射波信号を抑圧可能に想定した複数種のフィルタを実現するフィルタ部と、予め受信レーダパルスを複数種のフィルタに通した各出力に基づき受信レーダパルスに最もマッチしたフィルタを検出する最大値検出部と、前記検出されたフィルタ出力のレーダパルス信号を妨害波生成用に記憶し再生する記憶／再生部とを備えることを特徴とする電波妨害装置。
【００８６】
（付記２） 受信レーダパルスに最もマッチしたフィルタを検出する妨害準備期間と、前記検出されたフィルタ出力のレーダパルス信号を記憶・再生して妨害波を生成し、相手方に連続して打ち返す妨害期間とを交互に設けたことを特徴とする付記１に記載の電波妨害装置。 従って、相手方のレーダパルスの諸元（ｆｒ，ＰＲＩ等）が任意に変更されても、これに迅速且つ正確に追従できる。
【００８７】
（付記３） 相手方のレーダパルス信号を受信・記憶し、これにドプラ変調をかけて妨害波を生成し、相手方に連続して打ち返す方式の電波妨害装置において、直前に送信した妨害波の反射波信号を受信・記憶し、これを続くレーダパルスの受信時に再生可能な妨害反射波記憶／再生部と、受信したレーダパルス信号から前記記憶・再生した妨害反射波信号を減算する減算部と、減算部の出力のレーダパルス信号を妨害波生成用に記憶し再生する記憶／再生部とを備えることを特徴とする電波妨害装置。
【００８８】
（付記４） 直前に送信した妨害波の反射波信号を受信・記憶する妨害反射波サンプル期間を、受信ゲートを開く直前まで展開する妨害波送信期間の略中間部に設けたことを特徴とする付記３に記載の電波妨害装置。
【００８９】
付記（４）においては、まず妨害波送信期間の略中間部で送信した妨害波の反射波信号を所定の妨害反射波サンプル期間（≒受信ゲート長）だけ受信サンプルし、これを妨害反射波記憶／再生部５０に記憶する。好ましくは、この妨害反射波サンプル期間中における妨害波の反射波環境と、受信ゲートＯＮ時における妨害波の反射波環境とを一致させるために、この妨害反射波サンプル期間中における妨害波の送信を停止しておく。続く受信ゲートＯＮの区間では、前記妨害反射波サンプル期間中におけると同様にして、受信ゲートＯＮの直前に送信した妨害波の反射波が本来のレーダパルスに重畳されて到来するが、このレーダ受信信号（レーダ波＋妨害反射波）からは、上記同様の妨害波環境で取得した妨害反射波サンプルを使用して、その妨害反射波成分を有効に除去できる。
【００９０】
（付記５） 相手方のレーダパルス信号を非線形増幅部を介して受信・記憶し、これにドプラ変調をかけて妨害波を生成し、相手方に連続して打ち返す方式の電波妨害装置において、直前に送信した妨害波の反射波信号を受信・記憶し、これを続くレーダパルスの受信時に再生可能な妨害反射波記憶／再生部と、受信したレーダパルス信号の振幅及び又はレベルを補正するレベル補正部と、前記補正されたレーダパルス信号から前記記憶・再生された妨害反射波信号を減算する減算部と、前記減算部の出力のレーダパルス信号を妨害波生成用に記憶し再生する記憶／再生部とを備えることを特徴とする電波妨害装置。
【００９１】
図１１（Ａ）において、非線形増幅部ＬＡの出力振幅は常に一定(例えば１）とする。まず妨害反射波を単独で受信する場合は、該妨害反射波信号の振幅＝１であり、これを妨害反射波サンプルとして妨害反射波記憶／再生部５０に記憶する。次に受信ゲートがＯＮすると、この区間では本来のレーダパルスに妨害反射波が重畳されており、このとき非線形増幅部ＬＡの出力振幅は同じく１であるが、その信号配分を例えばレーダパルス成分＝０．５、妨害反射波成分＝０．５とする。このレーダ受信信号から上記記憶した妨害反射波サンプル信号（振幅＝１）を差し引いても、レーダ受信信号の妨害反射波成分（振幅＝０．５）を有効に相殺できない。そこで、このレーダ受信信号の振幅をレベル補正部６０で２倍にすると、その信号配分はレーダパルス成分＝１、妨害反射波成分＝１となり、この妨害反射波成分＝１は上記記憶した妨害反射波サンプル信号（振幅＝１）により有効に相殺される。またこの例では、残ったレーダパルス成分の振幅＝１（所要）であるから、これをそのまま妨害波生成用のレーダパルス信号として使用できる。従って、付記（５）によれば、レーダパルスの受信系にリミアンプ等の非線系増幅回路があっても、そのレーダ受信信号（レーダ波＋妨害反射波）から妨害反射波成分を有効に除去でき、よって受信ゲートを開く直前まで有効な妨害波を多数送信でき、妨害効果を格段に増大できる。
【００９２】
（付記６） 相手方のレーダパルス信号を非線形増幅部を介して受信・記憶し、これにドプラ変調をかけて妨害波を生成し、相手方に連続して打ち返す方式の電波妨害装置において、直前に送信した妨害波の反射波信号を受信・記憶し、これを続くレーダパルスの受信時に再生可能な妨害反射波記憶／再生部と、受信したレーダパルス信号から前記記憶・再生された妨害反射波信号を減算する減算部と、前記減算部の出力のレーダパルス信号を妨害波生成用に記憶し再生する記憶／再生部と、前記妨害反射波記憶／再生部の前段又は後段に設けたレベル補正部であって、受信した妨害反射波信号の振幅及び又はレベルを補正するもの、とを備えることを特徴とする電波妨害装置。
【００９３】
図１１（Ｂ）において、上記付記（５）で述べたレベル補正部６０の作用からして、このレベル補正部６０は付記（６）の如く妨害反射波記憶／再生部５０の前段又は後段の側に設けても良いことは明らかである。
【００９４】
（付記７） 減算部の後段に設けた第２のレベル補正部であって、妨害波又はその元になるレーダパルス信号の振幅及び又はレベルを補正するもの、を備えることを特徴とする付記５又は６に記載の電波妨害装置。
【００９５】
上記付記（５），（６）で述べたレベル補正部６０の配置の仕方、又はレベル補正部６０のレベル補正値によっては、残ったレーダパルス成分の振幅＝１(所要）とはならない場合も生じ得る。そこで、減算部５１の後段側に第２のレベル補正部６０’を設け、妨害波又はその元になるレーダパルス信号の振幅及び又はレベルを所要のものに補正する。従って、上記付記（５）又は（６）の構成を採用することによって影響を受ける信号レベル(振幅）の部分を第２のレベル補正部６０’によって有効に相殺できる。
【００９６】
（付記８） 相手方のレーダパルス信号を受信・記憶し、これにドプラ変調をかけて妨害波を生成し、相手方に連続して打ち返す方式の電波妨害装置において、レーダパルスを受信する受信系アンテナと、妨害波を送信する送信系アンテナとを互いの偏波面が直交するように設けたことを特徴とする電波妨害装置。
【００９７】
（付記９） 受信系アンテナと送信系アンテナの両偏波面の直交関係を維持しつつ、該両偏波面を回転可能に構成したことを特徴とする付記（８）に記載の電波妨害装置。従って、相手方のレーダ装置がいかなる偏波面を使用しても、これに合わせて電波妨害装置の両偏波面を適正に回転可能となり，よって常に大きな妨害効果を発揮できる。
【００９８】
【発明の効果】
以上述べた如く本発明によれば、レーダパルスを受信するための受信ゲートを開く直前まで有効な妨害波を多数送信でき、よって妨害効果が格段に増大する。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態による電波妨害装置の要部構成図である。
【図２】フィルタによる妨害反射波抑圧原理を説明する図である。
【図３】第１の実施の形態による妨害反射波抑圧フィルタ部を説明する図である。
【図４】４Ｐ−ＤＦＴによるフィルタ特性例を示す図である。
【図５】第２の実施の形態による妨害反射波抑圧フィルタ部のブロック図である。
【図６】第２の実施の形態による反射波抑圧フィルタの動作タイミングチャートである。
【図７】第２の実施の形態によるフィルタ部の動作を説明する図である。
【図８】第２の実施の形態による電波妨害装置の要部構成図である。
【図９】第２の実施の形態による電波妨害装置のブロック図である。
【図１０】第２の実施の形態による電波妨害装置の動作タイミングチャートである。
【図１１】第３の実施の形態による電波妨害装置の要部構成図で ある。
【図１２】第３の実施の形態による電波妨害装置のブロック図である。
【図１３】第４の実施の形態による電波妨害装置の要部構成図である。
【図１４】第４の実施の形態による電波妨害装置のブロック図である。
【図１５】第４の実施の形態における偏波面の組み合わせを示す図である。
【図１６】従来技術を説明する図（１）である。
【図１７】従来技術を説明する図（２）である。
【符号の説明】
３０ 電波妨害装置
３１ アンテナ
３２ 送／受信部
４０ 妨害反射波抑圧フィルタ部
４１ フィルタ部
４２ 最大値検出部
３３ 記憶／再生部
３４ ドプラ変調部
３５ 制御部
５０ 妨害反射波記憶／再生部
５１ 減算部
６０ レベル補正部
１００ 分析装置[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a radio interference device, and more particularly to a radio interference device that receives and stores a radar pulse signal of a counterpart, generates a jamming wave by applying Doppler modulation to the radar pulse signal, and continuously strikes back to the counterpart.
[0002]
In this type of apparatus, an effective interference wave can be generated by more faithfully receiving and storing the radar pulse signal waveform of the other party, and a large interference effect can be obtained.
[0003]
[Prior art]
FIGS. 16 and 17 are views (1) and (2) for explaining the prior art, and FIG. 16 (A) shows a use environment of the radio interference system. In the figure, 10 is a radar device of the other party, 20 is a target (target), 20 ′ is a pseudo target appearing on the radar scope, and 30 ′ is a conventional radio interference device.
[0004]
The radar apparatus 10 repeatedly transmits a radar pulse having a carrier frequency fr with a substantially predetermined period PRI. The radio interference device 30 ′ normally receives and stores a radar pulse via the side lobe of the radar device 10, and generates a jamming wave by subjecting the reproduced radar pulse to Doppler modulation of the frequency fd, and continuously generating these interference waves. The disturbance action is performed by hitting back to.
[0005]
FIG. 16B is a block diagram of a conventional radio interference device, in which 30 ′ is a radio interference device, 31 ′ is an antenna, 32 ′ is a transmission / reception unit, and 33 ′ is a storage / reception unit for a received radar pulse signal. A reproduction unit, 34 'is a Doppler modulation unit for the regenerated radar pulse signal, 35' is a control unit for controlling the above-described units, and 100 is a detailed specification (fr, PRI, etc.) of the radar apparatus 10 based on a series of received radar pulses. Is an analysis device for analyzing
[0006]
FIG. 17A shows a timing chart of desirable jamming operation of the conventional radio wave jamming device 10 ′. The reception gate is opened at the timing (PRI) predicted by the analysis apparatus 100, and the radar pulse P1 that arrives during this period is received and stored. Then, the stored radar pulse signal P1 is continuously arranged and reproduced repeatedly in a section T until the next radar pulse P2 arrives, and is subjected to Doppler modulation and returned to the radar apparatus 10. The same applies to reception after the radar pulse P2.
[0007]
The interference wave that has entered the radar apparatus 10 is a signal obtained by subjecting the radar pulse P1 generated by the radar apparatus 10 to Doppler modulation, and therefore is not removed by MTI processing or the like in the radar apparatus 10 and is the same as the original radar echo. Displayed on the radar scope. In addition, by continuously hitting the interference wave, a large number of pseudo targets 20 ′ appear on the radar scope, thereby effectively hiding the original target 20. Therefore, in order to exert such an interference effect, the radio interference device 30 ′ needs to receive and store a pure radar pulse waveform as much as possible. In addition, it is desirable to transmit as many disturbing wave pulses as possible within the arrival interval of each radar pulse.
[0008]
However, as shown in FIG. 17A, in the case of a system in which an interference wave is transmitted until just before the next reception gate is opened, the reflected wave of the interference wave transmitted immediately before the reception gate is opened (hereinafter referred to as an interference reflection wave). ) Is received in a form superimposed on the original radar pulse, the interference generated based on this received signal is different from the interference generated based on the pure radar pulse, and the interference effect is reduced. To do. Further, when such a reception of radar pulses and an interference wave transmission sequence are repeated, the ratio of past interference wave components in the interference wave gradually increases, and the interference effect gradually decreases.
[0009]
In addition, as shown in FIG. 17A, in the method of transmitting an interference wave until just before the next reception gate is opened, for example, the transmitted interference wave is reflected by the surrounding radar environment (mountains, etc.). When the wave level is high, the reception gate is opened, and at the same time, a disturbing reflected wave that arrives ahead of the original radar pulse may be detected as a radar pulse.
[0010]
Therefore, conventionally, as shown in FIG. 17B, the time T during which the disturbing reflected wave is sufficiently attenuated. abs In consideration of the timing before opening the reception gate (T-T abs ) Has stopped sending jamming waves.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
However, if the transmission period of the interference wave is shortened as in the conventional case, the number of the pseudo targets 20 ′ appearing on the radar scope is reduced, and the interference effect is significantly reduced.
[0012]
The present invention has been made in view of the above-described problems of the prior art, and an object of the present invention is to provide a radio interference device capable of transmitting an interference wave until immediately before opening a reception gate for receiving a radar pulse. .
[0013]
[Means for Solving the Problems]
The above problem is solved by the configuration of FIG. That is, the radio interference apparatus of the present invention (1) receives and stores the radar pulse signal of the other party, applies Doppler modulation to the radar pulse signal to generate an interference wave, and continuously strikes back to the other party. Because A plurality of signals that are assumed to be capable of suppressing reflected wave signals of interference waves that match the received radar pulse and that are transmitted by the self based on the information of the repetition frequency (PRI) of the received radar pulse and the Doppler modulation frequency (fd) set by the received radar pulse. A filter unit 42a for realizing a filter of a kind; Received without sending jamming A maximum value detector 42b that detects a filter that best matches the received radar pulse based on each output obtained by passing the radar pulse through a plurality of types of filters, and stores a radar pulse signal of the detected filter output for generating interference waves. A storage / reproduction unit 33 for reproduction is provided.
[0014]
According to the present invention (1), even if the interference wave is transmitted until immediately before the reception gate is opened, the radar reception signal (radar wave + interference reflected wave) immediately after the transmission gate matches the radar wave component and the interference reflected wave. Since the interference reflected wave component can be sufficiently removed by the filter capable of suppressing the component, it is possible to return a number of effective interference waves based on the obtained radar pulses for generating the interference wave, thereby enhancing the interference effect. .
[0015]
Further, the above problem is solved by, for example, the configuration of FIG. That is, the radio interference device of the present invention (2) According to the pulse transmission timing of the other party's radar pulse signal Receive and store the radar pulse signal of the other party, apply Doppler modulation to this to generate interference waves, During a period when there is no radar pulse signal of the other party A jammer that continuously strikes the other party Because , An interference reflected wave storage unit 50 for receiving and storing a signal at that time without transmitting an interference wave in a predetermined interval of a radar pulse non-transmission interval from the other party; From the received radar pulse signal The signal stored in the interference reflected wave storage unit 50 Are subtracted by a subtracting unit 51, and a storage / reproducing unit 33 that stores and reproduces the radar pulse signal output from the subtracting unit 51 for generating an interference wave.
[0016]
According to the present invention (2), even if the jamming wave is transmitted until just before the reception gate is opened, the subtracting unit 51 pre-samples the jamming reflection wave from the immediately following radar reception signal (radar wave + jamming reflection wave). Since the interference reflected wave component stored and reproduced in the storage unit (interference reflected wave storage / reproduction unit in the figure) 50 can be sufficiently removed (subtracted), an effective interference wave can be generated based on the obtained interference wave generation radar pulse. A large number of hits can be made, so that the interference effect can be enhanced.
[0017]
Further, the above problem is solved by, for example, the configuration of FIG. That is, the radio interference apparatus according to the present invention (3) receives and stores the radar pulse signal of the other party, applies Doppler modulation to the radar pulse signal, generates an interference wave, and continuously strikes back to the other party. Because , A receiving antenna 31b for receiving the radar pulse signal from the other party is installed at a position inclined by 45 ° with respect to the polarization plane of the radar pulse signal from the other party, and an interference wave is transmitted to a position orthogonal to the receiving antenna 31b. The transmitting antenna 31a It is provided.
[0018]
According to the present invention (3), the interference reflection wave component enters the radar pulse reception system by making both polarization planes related to the transmission of the interference wave and reception of the reflected wave orthogonal to each other (isolation relationship). Therefore, many effective interference waves can be transmitted until just before the reception gate is opened, and the interference effect can be greatly increased.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, a plurality of preferred embodiments of the present invention will be described in detail according to the accompanying drawings. Note that the same reference numerals denote the same or corresponding parts throughout the drawings.
[0020]
FIG. 1 is a block diagram of a main part of a radio interference device according to a first embodiment, and shows a case where an interference reflected wave component is removed from a radar received signal by a filter. In the figure, 30 is a radio interference device according to the first embodiment, 31 is an antenna, 32 is a transmission / reception unit, 40 is an interference reflection wave suppression filter unit that removes (suppresses) an interference reflection wave component from a radar reception signal, 41 is a filter unit capable of realizing a plurality of types of filter characteristics in advance, 42 is a maximum value detection unit that detects and holds an optimum filter characteristic that most closely matches the received radar pulse and suppresses the interference reflected wave, and 33 is an optimum filter. Is a storing / reproducing unit for the received radar pulse that has passed through, 34 is a Doppler modulating unit for the reproducing radar pulse, 35 is a control unit that controls each of the above components, and 100 is a detailed specification of the radar apparatus 10 based on a series of received radar pulses. This is an analysis device for analyzing (fr, PRI, etc.).
[0021]
Since the desired interference wave to be transmitted by the radio interference device is a purely received radar pulse subjected to Doppler modulation of the required frequency fd, Doppler modulation is performed between the radar wave component fr and the interference reflected wave component (fr + fd). There is a difference by the frequency fd. In the first embodiment, paying attention to the frequency difference fd, the interference reflected wave component is effectively removed from the radar reception signal.
[0022]
FIG. 2 is a diagram for explaining the principle of suppression of disturbing reflected waves by a filter, and is applicable when the detailed specifications (fr, PRI, etc.) of the radar apparatus 10 can be predicted with high accuracy in advance. FIG. 2A shows the spectrum of the radar pulse received at the period PRI, where the solid line shows the line spectrum of the radar wave component and the dotted line shows the line spectrum of the disturbing reflected wave component. The interval of the line spectrum is PRF (= 1 / PRI) for both the radar wave component and the disturbing reflected wave component, but there is a shift of the Doppler modulation frequency fd between the radar wave component and the disturbing reflected wave component. FIG. 2B shows a filter characteristic capable of removing the disturbing reflected wave component of FIG. 2A. The radar wave component is allowed to pass through, but the disturbing reflected wave component is not allowed to pass. In FIG. 2C, the radar reception signal is passed through the filter, so that the interference reflected wave component is effectively removed (suppressed) and only the radar wave component is extracted.
[0023]
However, in practice, it is impossible to accurately know the detailed specifications (fr, PRI, etc.) of the radar apparatus 10 in advance. Therefore, an example of an interference reflected wave suppression filter that can appropriately deal with such a situation will be described in detail below.
[0024]
FIG. 3 is a block diagram of the interference reflected wave suppression filter unit according to the first embodiment, and shows a case where different filter characteristics are realized by a plurality of filter circuits. In FIG. 3A, 41a is a filter unit, F1 to F2N are filter circuits (FIR filters) provided in parallel with a radar reception signal, SEL is an output selection circuit (selector) for the filters F1 to F2N, 42a is a maximum value detector that detects and holds an optimum filter characteristic that best matches the received radar pulse and can sufficiently suppress the disturbing reflected wave, and DT1 to DT2N each have an amplitude for each output signal of the filters F1 to F2N. MAXDET is a maximum filter detection / holding unit that detects the maximum value of the outputs of the signal detection units DT1 to DT2N and holds the corresponding filter number. The required number of filter circuits = 2N depends on the modulation Doppler frequency fd = ± PRF / N.
[0025]
Based on the repetition frequency PRF (= 1 / PRI) of the radar pulse obtained by the reception analysis of the analyzer 100 and the Doppler modulation frequency fd determined on the side of the radio wave jammer 30, the radar wave component is passed by either of them. Filter coefficient vectors W (1) to W (2N) that can cover and suppress interference reflected wave components are generated and added to the filters F1 to F2N. The filters F1 to F2N perform the filtering process on the radar reception signal according to the filter coefficient vectors W (1) to W (2N), respectively.
[0026]
FIG. 3B shows circuit examples (a) and (b) of the digital FIR filter. Here, for the sake of simplicity of explanation, the case of 4P-DFT (corresponding to N = 2) is shown. In the figure, D is a delay circuit, x is a multiplier, + is an adder, and w1 to w4 are filter coefficients. The frequency characteristics of the FIR filters (a) and (b) are the same.
[0027]
FIG. 4 shows an example of filter characteristics based on 4P-DFT (N = 2). The frequency characteristics of the filters F1 to F4 are the same for the passband fd / 2 and the filter repetition period (sampling frequency) of 2 × fd (= PRF), but the offset frequency is 0, fd / for each of the filters F1 to F4. 2, fd, 3fd / 2. The contents of the filter coefficient vectors W (1) to W (4) are appended to the figure.
[0028]
Returning to FIG. 3A, the interference reflected wave suppression filter unit 40 includes an interference preparation period for detecting an optimum filter in advance and an interference period for transmitting an effective interference wave using the detected optimum filter. Different operations are performed in the two phases. During the interference preparation period, the radar reception signals (pure radar pulses P1 to Pn) at that time are passed through the filters F1 to F2N without transmitting the interference wave, and the filter output at the maximum value detection unit 42a has the maximum amplitude. (Or power etc.) is detected, and the filter number of the maximum output is stored. During this period, since no interference wave is transmitted, no signal is output to the subsequent storage / reproduction unit 33 and the storage / reproduction unit 33 does not operate.
[0029]
In the subsequent disturbance period, only the output of the filter designated by the maximum value detection unit 42a out of the filters F1 to F2N is selected by the selector SEL and sent to the storage / reproduction unit 33 at the subsequent stage. At this time, since only a filter that best matches the carrier frequency fr of the received radar pulse and has a sufficient suppression effect on the interference reflected wave is selected, from the received signal sent to the storage / reproducing unit 33, Most of the disturbing reflected wave component is removed.
[0030]
Returning to FIG. 1, the storage / reproduction unit 33 stores the radar pulse signal from which the disturbing reflected wave component has been removed, and then repeatedly reproduces the stored radar pulse signal under the control of the control unit 35. The repeatedly reproduced radar pulse signal is modulated by the Doppler modulation frequency fd (= ± PRF / 2) by the Doppler modulation unit 34, amplified by the transmission / reception unit 32, passed through the antenna 31, and then interfered Is transmitted to the radar device 10 to be obstructed.
[0031]
When the radio interference device 30 changes the Doppler modulation frequency fd, it is necessary to change the characteristics of the filters F1 to F2N, and therefore the operation sequence from the interference preparation period is executed again. Further, since the radar apparatus 10 changes the frequency (frequency hop or the like) at an arbitrary timing, the operation sequence from the interference preparation period is re-executed at a predetermined cycle in order to adapt the filter characteristic thereto, and thus the optimum filter characteristic is always obtained. Reconfigure and select.
[0032]
FIG. 5 is a block diagram of an interference reflected wave suppression filter unit according to the second embodiment, and shows a case where a plurality of types of filter characteristics are realized by changing the filter coefficient of a single filter circuit in a time division manner. . In the figure, 41b is a filter unit, FM is a frame memory (such as FIFO) capable of storing received radar pulses (for one burst), SW1 is a switch for switching the signal input to the FIR filter, and FM1 to FM2N are FIR filter stages. A filter memory that stores and holds intermediate calculation results, FWM is a filter coefficient memory that stores a plurality of types of filter coefficient vectors, 41d is an adder of outputs FM1 to FM2N, 42b is the best match with the received radar pulse, The maximum value detector 42 detects and holds an optimum filter characteristic capable of sufficiently suppressing the interference reflected wave, and 42d is an amplitude detector and a signal average for each addition (convolution operation) output signal of the filters F1 to F2N for a plurality of radar pulses. A signal detector for obtaining a value or signal power, LTH is a latch circuit, SEL is a selector, CMP is a comparison circuit.
[0033]
Each of the filter memories FM1 to FM2N includes a memory (RAM or the like) having a depth equal to or greater than a predetermined (> 2N × pulse sample length), and is under the data read / write control R / W including address information from the control unit 35. Perform reading / writing operation results on the way. In the disturbance period, the FIR filter operates in the same manner as the FIR filter shown in FIG. 3B in accordance with the optimum filter coefficient vector “w1 to w2N” detected in advance in the disturbance preparation period. Filter memories FM2 to FM2N are used and these operate as simple delay circuits.
[0034]
On the other hand, in the interference preparation period, 2N types of filter operations (partial operations) for a plurality of radar pulse inputs are operated as a memory having a depth of 2N types × pulse sample length in order to efficiently perform time division and time series. To do. Details of the filter calculation method will be described later with reference to FIG.
[0035]
FIG. 6 is an operation timing chart of the interference reflected wave suppression filter unit according to the second embodiment. Hereinafter, the operation from the interference preparation period to the interference period will be described with reference to FIG. In the interference preparation period, the FIR filter realizes 2N types of filter circuits F1 to F2N having taps of 2N sample length in a time division manner according to the filter coefficient vectors W (1) to W (2N) provided from the filter coefficient memory FWM. To do. Since the radar pulse is received only in the section of the reception gate length, one type of filter calculation (partial calculation) can be executed in a time substantially corresponding to the radar pulse width (data sample length). Accordingly, if the duty ratio of one filter operation with respect to the radar pulse repetition period PRI is 1 / 2N or less, 2N types of filter operations can be executed within the time until the arrival of the next radar pulse.
[0036]
When the reception gate opens, the switch SW1 is connected to the terminal a side, and the first reception radar pulse {circle around (1)} (the figure shows an example of four sample data p11 to p14) is input to the FIR filter, The radar pulse (1) is also stored in the frame memory FM. At this time, a filter coefficient vector W (1) is read out from the filter coefficient memory FWM by a filter coefficient selection signal C = 1 output from the control unit 35 via the selector SEL3 in advance, whereby the FIR filter is Of the received radar pulse {circle around (1)} (data p11 to p14) as the filter F1, and the multiplication results are stored in the filter memories FM1 to FM2N, respectively.
[0037]
Next, the connection of the switch SW1 is switched to the terminal b side, and thereafter, the radar pulse {circle around (1)} of the frame memory FM can be repeatedly input to the FIR filter. Further, in this state, the filter coefficient selection signal C = 2 of the control unit 35 is obtained, so that the FIR filter performs a partial calculation as the filter F2 for the received radar pulse (1), and the calculation results are stored in the filter memories FM1 to FM2N. Store each one. Thereafter, the process proceeds in the same manner. Finally, a partial calculation as the filter F2N is performed on the received radar pulse (1), and the calculation results are stored in the filter memories FM1 to FM2N.
[0038]
Further, when the reception gate is opened next, the same processing as described above is performed for the second radar pulse (2), and thus the partial calculation and the storage of the calculation result are repeated every time the required number of radar pulses are received.
[0039]
Next, for example, the partial calculation results of the radar pulse {circle around (1)} relating to the filter F1 are read out in time series and added, and the sample input (indicated by p11 to p14 in the figure) of the radar pulse {circle around (1)} Output signals (convolution calculation results) are formed in time series and output to the signal detector 42d. Next, the same processing as described above is performed for the radar pulse (2), and thus filter output signals for all radar pulses are generated in time series and output to the signal detection unit 42d.
[0040]
The signal detection unit 42d processes the output signal of the filter F1, and latches the maximum value, average value, or signal power of the signal amplitude in the latch LTH1. The comparator CMP1 compares the content A of the latch LTH1 with the content B of the maximum value holding latch LTH2 (initially initialized to 0), and outputs a latch enable signal EN = 1 if A> B, As a result, the contents of the latch LTH1 are latched in the maximum value holding latch LTH2. At the same time, the filter coefficient selection signal C = 1 at that time is latched in the latch LTH3.
[0041]
Next, the maximum value of the output of the filter F2 is detected for all radar pulses (1), (2),... And compared with the output of the maximum value holding latch LTH2, and if necessary, the maximum value holding latch LTH2 and The contents of the latch LTH3 are updated. Thus, when the comparison / latches for all the filter outputs are completed, the latch LTH3 holds the filter coefficient selection signal C of the filter that best matches the passage of all the radar pulses (1), (2),.
[0042]
When the interference period starts, the selector SEL3 selects and outputs the filter coefficient selection signal (for example, n) held by the latch LTH3, whereby the FIR filter performs a filter operation (convolution operation) as a normal FIR filter Fn. The output signal y is output to the storage / reproduction unit 33 in real time.
[0043]
FIG. 7 is a diagram illustrating the operation of the filter unit 41b according to the second embodiment, and specifically describes the operation in 4P-DFT (N = 2). In FIG. 7A, when the sample data p11 to p14 of the radar pulse {circle over (1)} are input, the filter outputs y11 to y17 are originally the input sample data p11 to p14 and the filter coefficient vector W (1) as shown. Although this is a convolution operation, all filter operations are not performed at this time, only the filter coefficient multiplication (w11p11 to w14p11, w11p12 to w14p12, etc.) is performed at each stage, and the multiplication results are stored in the filter memories FM1 to FM4. . The same applies to FIG. 7B to FIG. 7D, and the partial calculation of the filters F2 to F4 is continued, and the multiplication results are stored in the filter memories FM1 to FM4.
[0044]
FIGS. 7 (e) to 7 (h) show the relationship between the convolution calculation of the filters F1 to F4 and the partial calculation for the radar pulse (2), and the partial calculation for the required number of radar pulses in the same manner. And each calculation result is stored in the filter memories FM1 to FM4.
[0045]
Next, for example, the partial calculation results of the radar pulse {circle over (1)} relating to the filter F1 are read out in time series and added, and the output signals (convolution calculation) of the corresponding filters F1 to the input samples p11 to p14 of the radar pulse {circle around (1)}. Result) y11 to y17 are formed in time series and output to the signal detector 42d. Next, output signals y21 to y27 of the filter F1 corresponding to the input samples p21 to p24 of the radar pulse {circle over (2)} are formed in time series and output to the signal detector 42d. In the same manner, the output signal y of the filter F1 corresponding to the required number of input radar pulses is output to the signal detector 42d in time series. The same applies to the filters F2 to F4.
[0046]
In the above embodiment, the output signals y of the filters F1 to F4 are generated based on all the input samples p11 to p14, p21 to p24,... Of each radar pulse (1), (2),. Absent. For example, the output signals of the filters F1 to F4 may be generated based only on the first input samples p11, p21,... Of each radar pulse (1), (2),.
[0047]
FIG. 8 is a block diagram of the main part of the radio interference device according to the second embodiment. By subtracting the interference reflected wave signal acquired in advance from the subsequent radar reception signal (radar wave + interference reflected wave), the interference reflected wave component is shown. Shows the case of removing. In the figure, reference numeral 50 denotes an interference reflected wave storage / reproduction unit that receives and stores the interference reflected wave signal in advance and reproduces it when receiving the radar, and 51 indicates the reproduced interference from the radar reception signal (radar wave + interference reflected wave). It is a subtraction unit for subtracting the reflected wave signal.
[0048]
In addition to the reception gate signal, the control unit 35 generates a reflected wave sample gate signal substantially in the middle of the interference wave transmission period, and stores and reproduces the interference reflected wave sample received / acquired during this period. Store in the unit 50. Next, when the reception gate is opened, the interference reflected wave component is effectively removed by subtracting the stored interference reflected wave sample from the radar reception signal. Therefore, the interference wave can be transmitted immediately before the reception gate is opened, and the interference effect is increased. This will be described in detail below.
[0049]
FIG. 9 is a block diagram of a radio interference device according to the second embodiment. The control unit 35 includes a CPU 35a, a timing generation unit 35b including a counter / sequencer circuit, and the like. Based on detailed analysis information (PRI, radar pulse width PW, etc.) regarding the radar apparatus 10, various timing / Generate control signals.
[0050]
The disturbing reflected wave storage / reproducing unit 50 includes a memory circuit such as a FIFO having a depth equal to or greater than the reflected wave sample gate length (> pulse sample length), and is generated during the period when the reflected wave sample gate is ON. In accordance with the reflected wave memory write control signal, the received signal (pure interference reflected wave signal) in the reflected wave sample gate is written into the reflected wave memory. During the subsequent reception gate ON period, the stored interference reflected wave (reflected wave sample) is read from the reflected wave memory circuit in accordance with the reflected wave memory read control signal from the control unit 35.
[0051]
The subtracting unit 51 is composed of a simple subtracting circuit, and by subtracting the interference reflected wave signal of the reflected wave memory from the radar reception signal during the reception gate ON period, the radar pulse signal from which the interference reflected wave component is removed. This signal becomes the original material for the next interference wave generation.
[0052]
FIG. 10 is an operation timing chart of the radio interference device according to the second embodiment. First, the control unit 35 performs the operation of detecting the radar reception signal prior to the start of the disturbance, and when the target signal (enemy radar pulse) is locked on, the reception gate generation counter circuit (not shown) is used with reference to the timing of the radar pulse detection edge. Start (shown). The reception gate generation counter circuit turns the reception gate ON after time Td = PRI−Tgate (where Tgate is the reception gate length) from the detection of the edge of the radar pulse, and turns OFF after the elapse of time Tgate. The control unit 35 activates a reflected wave sample gate counter circuit (not shown) simultaneously with the activation of the reception gate generation counter circuit. The counter circuit for the reflected wave sample gate turns on the reflected wave sample gate after about half of the time Tds when the reception gate is turned on, and turns it off after a predetermined time (≈Tgate).
[0053]
In the second embodiment, it is important that there is a strong correlation between the disturbing reflected wave sample waveform acquired in advance and the disturbing reflected wave waveform that is superimposed and input when receiving the radar pulse. The interference reflected wave component can be completely removed. In order to obtain this strong correlation, the generation timing Tds of the reflected wave sample gate is controlled as follows.
[0054]
Tds = Td−n × PWr
However, PWr: Reproduction pulse width (≈PW)
n: For example, an integer satisfying (PRI-Tgate) / 2PWr
This timing relationship will be specifically described with reference to FIG. In this example, a radar reception signal (radar wave + interfering reflected wave) is received during a period when the reception gate S2 is ON (= 3 PWr), but the reflected wave sample gate is only for a period of 3 PWr from the timing immediately before 10 PWr. The pure disturbance reflected wave sample received during this period is stored in the reflected wave memory.
[0055]
The disturbing reflected wave waveform received and stored at this time is a reflected wave waveform of a series of disturbing waves transmitted immediately before the reflected wave sample gate is opened, and the same conditions as described above immediately before the subsequent receiving gate is opened. There is a strong correlation between the reflected wave waveforms of a series of disturbing waves transmitted in (time phase, etc.), and therefore the disturbing reflected wave that is input when the reception gate is ON is input when the reflected wave sample gate immediately before that is ON. Waveform, amplitude, and phase are almost the same with the interference reflected wave.
[0056]
Preferably, in order to easily and surely realize the above timing control, the reproduction operation of the radar pulse waveform in the storage / reproduction unit 33 is continuously performed even while the reflected wave sample gate is open. As a result, the generation timing of the reflected wave sample gate (for 3 PWr) and its ON period can be generated and maintained easily and reliably. However, no interference wave is transmitted in this section.
[0057]
Further, since the subsequent reception gate is turned on somewhat before the arrival prediction timing in consideration of the radar pulse arrival prediction error, the reception gate is turned on and at the same time, the interference acquired at the time of acquisition of the interference wave sample is first obtained. An interference reflected wave having substantially the same waveform as the wave sample starts to be received, and then a radar pulse wave is superimposed and received. Therefore, the interference reflected wave component can be effectively removed by subtracting the interference wave sample waveform from the reception wave simultaneously with the ON of the reception gate.
[0058]
When the reception gate is turned off, only a necessary part (reproduction pulse width PWr) of the reception signal stored in the memory circuit 33b of the storage / reproduction unit 33 is cut out and read out and reproduced. Further, until the next reception gate is turned ON, the reproduction operation is continued repeatedly. After Doppler modulation is performed by the Doppler modulation unit 34, the signal is amplified by the transmission / reception unit 32, and the signal is transmitted from the antenna 31 as an interference wave. Transmit to the radar apparatus 10.
[0059]
By the way, in this type of radio interference device, there is a type in which a nonlinear amplification circuit such as a limiter amplifier (limiter amplifier) is provided in a reception system in order to keep a radar reception signal at a constant level. However, if there is a limiter amplifier in the receiving system, the limiter amplifier is used when receiving the interference reflected wave signal alone when the reflected wave sample gate is ON and when receiving the radar reception signal (radar wave + interference reflected wave) when the reception gate is ON. Since the output amplitude of the disturbance reflected wave sample is subtracted from the radar reception signal as it is, the amplitude differs between the two interference reflected wave signals, and the interference reflected wave component can be effectively canceled out. Absent.
[0060]
FIG. 11 is a block diagram of a main part of a radio interference apparatus according to the third embodiment, which is suitable for application to an apparatus having a receiving system including a nonlinear amplifier circuit such as a limiter amplifier. In FIG. 11A, LA is a limiter amplifier, 60 is a level correction unit, and other configurations may be the same as those described in FIG.
[0061]
In the figure, the output amplitude of the limiter amplifier LA is always constant (for example, 1). First, when the interference reflected wave is received alone, the amplitude of the interference reflected wave signal = 1, and this is stored in the interference reflected wave storage / reproduction unit 50 as an interference reflected wave sample. Next, when the receiving gate is turned on, the interference reflected wave is superimposed on the original radar pulse in this section, and at this time, the output amplitude of the limiter amplifier LA is also 1, but the signal distribution is, for example, radar pulse component = 0. 5. Interference reflected wave component = 0.5. Even if the stored interference reflected wave sample signal (amplitude = 1) is subtracted from the radar reception signal, the interference reflected wave component (amplitude = 0.5) of the radar reception signal cannot be effectively canceled out. Therefore, when the amplitude of the radar reception signal is doubled by the level correction unit 60, the signal distribution is radar pulse component = 1 and interference reflected wave component = 1, and this interference reflected wave component = 1 is the stored interference reflection. It is effectively canceled by the wave sample signal (amplitude = 1). Further, in this example, since the amplitude of the remaining radar pulse component = 1 (required), it can be used as it is as a radar pulse signal for generating the interference wave. Therefore, according to the third embodiment, even if there is a non-linear amplifier circuit such as a limiter amplifier in the radar pulse reception system, the interference reflected wave component is obtained from the radar reception signal (radar wave + interference reflected wave). Therefore, it is possible to effectively remove many interference waves until just before the reception gate is opened, and the interference effect can be greatly increased.
[0062]
FIG. 12 is a block diagram of a radio interference device according to the third embodiment. Two levels of received signals are input from the transmission / reception unit 32 to the level correction unit 60. One of the received signals (nonlinear signals) from the output of the limiter amplifier LA is input to the interference reflected wave storage / reproduction unit 50, where it is stored / reproduced and input to one of the subtraction unit 51, and the other is the level. After level correction by the multiplier 69 of the correction unit 60, the level is input to the other of the subtraction unit 51.
[0063]
On the other hand, the reception signal (linear signal) from the preceding stage of the limiter amplifier LA is amplitude-detected by the amplitude detection circuit 61, and the detection output is input to the radar wave level latch circuit 62 and the reflected wave level latch circuit 63. The radar wave level latch circuit 62 latches the amplitude detection value Lr of the radar wave not including the disturbing reflected wave component at the timing of the substantially central portion during the reception gate ON period, and the reflected wave level latch circuit 63 is a reflected wave sample gate. The amplitude detection value Ls of the disturbing reflected wave is latched at a substantially central timing during the ON period. Both level signals Lr and Ls are input to the level correction circuit 64, added by an adder 65 (Lr + Ls), and then multiplied by a predetermined number (for example, 1 / Th) by a multiplier 66, and a correction coefficient is applied to a latch circuit 67. It is held as K0 = (Lr + Ls) / Th. Here, Th is a threshold value of the limiter amplifier LA. The correction coefficient K0 = (Lr + Ls) / Th and K = 1 are input to the selector circuit 68, and these are switched according to the selection signal from the selection signal generator 70.
[0064]
The selection signal generator 70 generates a selection signal for the correction coefficient K / K0 by detecting the start (rising) edge and the end (falling) edge of the radar pulse waveform. That is, the output signal of the subtracting unit 51 is differentiated by the differentiating circuit 71, and the differentiated output is discriminated by the threshold value by the threshold detection circuit 71. According to the threshold discriminating result, the correction coefficient K0 = (Lr + Ls) / during the radar pulse arrival period. A selection signal for selecting the correction coefficient K = 1 during Th and other periods is generated. Hereinafter, this correction operation will be described.
[0065]
Since the section of the reception gate ON is longer than the incoming radar pulse width TW, the interference reflected wave arrives first when the reception gate is ON. If the correction coefficient K = 1 is selected at this time, the reproduction disturbing reflected wave from the disturbing reflected wave storing / reproducing unit 50 and the received disturbing reflected wave are matched in signal level by the action of the limiter amplifier LA. The output signal level of the subtraction unit 51 is approximately zero.
[0066]
When a radar pulse arrives in this state, the radar pulse is superimposed on the disturbing reflected wave at this point, and as a result, the signal level (amplitude) of the received disturbing reflected wave component is relatively lowered by the action of the limiter amplifier LA. At this time, a significant signal (mainly radar wave component) appears in the output of the subtracting unit 51, and its rising edge can be detected. At this time, if the correction coefficient K0 = (Lr + Ls) / Th is selected, it is possible to match the levels (amplitudes) of the reproduced disturbing reflected wave from the disturbing reflected wave storage / reproducing unit 50 and the received disturbing reflected wave component. Thus, the received interference reflected wave component can be effectively removed. At this time, only a pure radar wave component is obtained from the output of the subtracting unit 51.
[0067]
In this state, when the reception radar pulse ends, only the interference reflected wave is received thereafter, and as a result, the level (amplitude) of the reception interference reflected wave is relatively increased by the action of the limiter amplifier LA. At this time, a significant change in the signal level appears in the output of the subtraction unit 51, and by detecting this change, the end (falling) edge of the radar pulse waveform is detected. In addition, accuracy and reliability can be increased by using the information of the known radar pulse pulse width TW for detecting the falling edge. Further, the threshold value (sensitivity) of the threshold detection circuit 72 may be changed between the rising edge detection and the falling edge detection of the radar pulse waveform.
[0068]
At this time, by selecting the correction coefficient K = 1 again, the reproduced disturbing reflected wave from the disturbing reflected wave storage / reproducing unit 50 and the bell of the received disturbing reflected wave coincide with each other. The output signal level of 51 becomes ≈0. Thus, a pure radar wave signal can be extracted effectively without superimposing the interference reflected wave on the radar pulse.
[0069]
The calculation of the coefficient K0 seems to be generally performed by periodically obtaining and calculating the amplitude detection values Lr and Ls from the actual reception signal. For this purpose, as shown in the figure, a transmission / reception unit is used. It is necessary to separately input the received signal at the previous stage of the non-linear circuit such as the limiter amplifier LA in the level correction unit 60. In this case, there are a case where the output is switched to time division within the transmission / reception unit 32 and a case where two systems are output in parallel. Depending on the contents of the system design, a fixed value of the coefficient K0 may be obtained in advance as a design value.
[0070]
Further, the level correction circuit 64 described above has the adder 65, multipliers 66 and 69, the selector circuit 68, and the like as components, but the actual configuration of the level correction circuit 64 is a ROM in which these operations are converted into a conversion table. It is also possible to replace it with, for example.
[0071]
In FIG. 11A, the level correction unit 60 is provided in the radar reception signal system, but the present invention is not limited to this. For example, as shown in FIG. 11B, the level correction unit 60 may be inserted into the system (previous stage or subsequent stage) of the disturbing reflected wave storage / reproduction unit 50. In this case, since the output of the subtracting unit 51 becomes 1 / K0 in the case of FIG. 11A, the second level correcting unit 60 ′ for providing K times again is provided. The level correction unit 60 ′ can insert any part 2 of the route from the subtraction unit 51 to the storage / reproduction unit 33 to the transmission / reception unit 32. Therefore, the signal level (amplitude) affected by the configuration of FIG. 11B can be effectively canceled out by the second level correction unit 60 ′.
[0072]
By the way, the polarization plane of the antenna 31 ′ in the conventional radio interference device 30 ′ is the same as that of the transmission / reception antenna 31 ′ of the radio interference device 30 ′ when the antenna of the counterpart radar device 10 is V polarization, for example. To match. The purpose of this was to eliminate the polarization loss between the antenna of the radar device 10 and the transmitting and receiving antenna 31 ′ of the radio interference device 30 ′. However, for this reason, the interference between the original radar pulse and the disturbing reflected wave is inevitable.
[0073]
FIG. 13 is a configuration diagram of the main part of the radio interference apparatus according to the fourth embodiment, and shows a case where an interference wave transmission system and a radar pulse signal reception system are provided so as to be orthogonal with respect to each other's polarization. ing. Other structures may be the same as those described with reference to FIG. Here, the type of the antenna 31 may be either a parabolic antenna or a horn antenna.
[0074]
In FIG. 13, this antenna 31 transmits / receives the antenna of the radar apparatus 10 and the radio wave jamming apparatus 30 while maintaining the isolation (orthogonality) of the polarization plane between the transmitting antenna 31a and the receiving antenna 31b. Both polarization planes of the transmitting antenna 31a and the receiving antenna 31b are configured so that the polarization loss between the antennas 31 is equal.
[0075]
For example, when the antenna of the counterpart radar apparatus 10 is V polarized wave, the receiving antenna 31b is +45 degree polarized wave and the transmitting antenna 31a is -45 degree polarized wave. The polarization loss (3 dB loss) between the transmission / reception antennas 31a and 31b is made equal, and the transmission / reception antennas 31a and 31b have polarization isolation. As a result, only the disturbing reflected wave component can be effectively depolarized from the radar received signal (radar wave + disturbing reflected wave), so that the disturbing wave can be transmitted until just before the reception gate is opened, and the disturbing effect is greatly improved. Can increase.
[0076]
FIG. 14 is a block diagram of a radio interference device according to the fourth embodiment. In the figure, when the antenna polarization plane of the counterpart radar device 10 is V-polarized wave, if the radio wave jamming device 30 receives with the + 45 ° polarization receiving antenna 31b, the electric field is different by + 45 °, so the polarization loss is 3 dB. Become. Similarly, when the interfering device transmits an interfering wave with the transmitting antenna 31a polarized at −45 °, the antenna polarization plane of the radar device 10 is V-polarized, so that the polarization loss becomes 3 dB and the polarization loss becomes equal.
[0077]
The polarization loss between the transmitting / receiving antennas 31a and 31b is ideally infinite because the direction of the electric field is just 90 ° different. Accordingly, the interference reflected wave is not received at all at the receiving antenna 31b in which the polarization loss is infinite with respect to the interference reflected wave having the same polarization as the transmission interference wave, and as a result, the interference reflected wave component from the radar received signal is not received. Can be effectively removed.
[0078]
Note that the polarization plane of the radar apparatus 10 is not limited to the V polarization. FIG. 15 shows the correspondence between various polarization planes that can be taken by the radar apparatus 10 and the polarization planes of the radio interference apparatus 30 that deal with this. Corresponding to the cases of the V polarization, H polarization, right circular polarization, and left circular polarization that can be adopted by the radar device 10 in the left column, each polarization configuration that can be adopted by the antennas 31a and 31b of the radio wave jammer 30 is shown. It is shown in the right column. On the contrary, if the polarization planes of the reception / transmission antennas 31b and 31a are V polarization / H polarization or H polarization / V polarization, the radar apparatus 10 can perform right circular polarization, left circular polarization, +45. It can deal with each case of ° polarization and -45 ° polarization. Even in these cases, the antenna type may be either a parabolic antenna or a horn antenna.
[0079]
By the way, when the polarization of the radar apparatus 10 is plural or changed, it is necessary to change the polarization plane of the radio wave interference apparatus 30 according to the change.
[0080]
In FIG. 14, in this case, the polarization information of the radar apparatus 10 is separately obtained as analysis information from the analysis apparatus 100, and an antenna rotation mechanism 31c and the like for switching (changing) the polarization plane are added. .
[0081]
For example, when the receiving / transmitting antennas 31b and 31a are each configured with −45 ° / + 45 ° polarized waves, the radar apparatus 10 can only handle + 45 ° / −45 ° polarized waves, but the transmitting antenna If both 31a and the receiving antenna 31b are rotated by 45 °, the transmitting / receiving antennas 31a and 31b become V-polarized wave and H-polarized wave, so that the radar apparatus 10 in this case can be handled.
[0082]
Although the above embodiments have been described with specific numerical examples, the present invention is not limited to these numerical examples.
[0083]
Moreover, although several embodiment suitable for the said invention was described, it cannot be overemphasized that the structure of each part, control, a process, and these combination can be variously changed within the range which does not deviate from this invention. .
[0084]
For example, by using any one of the characteristic configurations described in the first to third embodiments together with the radio interference device according to the fourth embodiment, the suppression effect of the disturbing reflected wave can be more reliably achieved. Can be a thing. Various other combinations are possible.
[0085]
(Supplementary note 1) In a radio interference device that receives and stores the other party's radar pulse signal, applies Doppler modulation to this to generate an interfering wave, and continuously strikes it back to the other party, the repetition frequency of the received radar pulse and the self Based on each information of the set Doppler modulation frequency, a filter unit that realizes a plurality of types of filters that match the received radar pulse and that can suppress the reflected wave signal of the interference wave transmitted by itself, and a plurality of received radar pulses in advance A maximum value detection unit that detects a filter that best matches a received radar pulse based on each output that has passed through a filter, and a storage / reproduction that stores and reproduces the radar pulse signal of the detected filter output for generating an interference wave And a radio wave jamming apparatus.
[0086]
(Supplementary note 2) Interference preparation period for detecting a filter that most closely matches the received radar pulse, and an interference period for storing and reproducing the radar pulse signal of the detected filter output to generate an interfering wave and continuously bounce back to the other party The electromagnetic wave interference device according to appendix 1, wherein: Therefore, even if the other party's radar pulse specifications (fr, PRI, etc.) are arbitrarily changed, this can be followed quickly and accurately.
[0087]
(Supplementary note 3) In a radio interference device that receives and stores the other party's radar pulse signal, applies Doppler modulation to this to generate an interfering wave, and continuously strikes it back to the other party, the reflected wave of the interfering wave transmitted immediately before Interfering reflected wave storage / reproducing unit that receives and stores a signal and can reproduce it when receiving a subsequent radar pulse, subtracting unit that subtracts the stored and reproduced disturbing reflected wave signal from the received radar pulse signal, and subtraction And a storage / reproducing unit for storing and reproducing the radar pulse signal output from the unit for generating the interference wave.
[0088]
(Additional remark 4) The disturbance reflected wave sample period which receives and memorize | stores the reflected wave signal of the disturbance wave transmitted immediately before is provided in the substantially middle part of the disturbance wave transmission period which expand | deploys until just before opening a receiving gate, It is characterized by the above-mentioned. The radio interference device according to attachment 3.
[0089]
In the supplementary note (4), the interference wave reflected wave signal transmitted in the substantially middle part of the interference wave transmission period is first received and sampled for a predetermined interference reflection wave sample period (≈ reception gate length), and this is stored in the interference reflection wave memory. / Store in the playback unit 50. Preferably, in order to make the reflected wave environment of the disturbing wave during the disturbing reflected wave sample period coincide with the reflected wave environment of the disturbing wave when the reception gate is ON, the transmission of the disturbing wave during the disturbing reflected wave sample period is preferably performed. Stop it. In the subsequent section of the reception gate ON, the reflected wave of the interference wave transmitted immediately before the reception gate ON arrives superimposed on the original radar pulse in the same way as during the interference reflected wave sampling period. From the signal (radar wave + interference reflected wave), the interference reflected wave component can be effectively removed by using the interference reflected wave sample obtained in the interference wave environment similar to the above.
[0090]
(Supplementary note 5) Receives and stores the other party's radar pulse signal via a nonlinear amplifier, applies Doppler modulation to this to generate an interfering wave, and sends it back to the other party immediately before transmitting it to the other party. A reflected wave signal of the received interference wave, and a stored / reproduced disturbance reflected wave signal that can be reproduced when receiving the following radar pulse, and a level correction unit that corrects the amplitude and / or level of the received radar pulse signal A subtracting unit for subtracting the stored / reproduced interference reflected wave signal from the corrected radar pulse signal; and a storage / reproducing unit for storing and reproducing the radar pulse signal output from the subtracting unit for generating an interference wave; An electromagnetic interference device comprising:
[0091]
In FIG. 11A, the output amplitude of the nonlinear amplifier LA is always constant (for example, 1). First, when the interference reflected wave is received alone, the amplitude of the interference reflected wave signal = 1, and this is stored in the interference reflected wave storage / reproduction unit 50 as an interference reflected wave sample. Next, when the reception gate is turned on, the interference reflected wave is superimposed on the original radar pulse in this section, and at this time, the output amplitude of the nonlinear amplifier LA is also 1, but the signal distribution is, for example, radar pulse component = 0.5, interference reflected wave component = 0.5. Even if the stored interference reflected wave sample signal (amplitude = 1) is subtracted from the radar reception signal, the interference reflected wave component (amplitude = 0.5) of the radar reception signal cannot be effectively canceled out. Therefore, when the amplitude of the radar reception signal is doubled by the level correction unit 60, the signal distribution is radar pulse component = 1 and interference reflected wave component = 1, and this interference reflected wave component = 1 is the stored interference reflection. It is effectively canceled by the wave sample signal (amplitude = 1). Further, in this example, since the amplitude of the remaining radar pulse component = 1 (required), it can be used as it is as a radar pulse signal for generating the interference wave. Therefore, according to Appendix (5), even if there is a nonlinear amplifier circuit such as a limiter amplifier in the radar pulse reception system, the interference reflected wave component is effectively removed from the radar received signal (radar wave + interference reflected wave). Therefore, many effective interference waves can be transmitted until just before the reception gate is opened, and the interference effect can be greatly increased.
[0092]
(Appendix 6) The other party's radar pulse signal is received / stored via a nonlinear amplifier, and is subjected to Doppler modulation to generate an interfering wave. The interference reflected wave signal received / stored, and the interference reflected wave storage / reproduction unit that can be reproduced when receiving the following radar pulse, and the interference reflected wave signal stored / reproduced from the received radar pulse signal are stored. A subtracting unit for subtracting, a storage / reproducing unit for storing and reproducing the radar pulse signal output from the subtracting unit for generating an interference wave, and a level correcting unit provided before or after the interference reflected wave storage / reproducing unit. What is claimed is: 1. A radio interference device comprising: a device for correcting the amplitude and / or level of a received interference reflected wave signal.
[0093]
In FIG. 11 (B), due to the action of the level correction unit 60 described in the above supplementary note (5), the level correction unit 60 is arranged at the front stage or the rear stage of the disturbing reflected wave storage / reproduction unit 50 as shown in the supplementary note (6). Obviously, it may be provided on the side.
[0094]
(Additional remark 7) The second level correction part provided in the back | latter stage of a subtraction part, Comprising: The thing which correct | amends the amplitude and / or level of a jamming wave or the radar pulse signal which becomes the origin is provided. Or the radio interference apparatus of 6.
[0095]
The amplitude of the remaining radar pulse component may not be 1 (required) depending on the arrangement of the level correction unit 60 described in the above supplementary notes (5) and (6) or the level correction value of the level correction unit 60. Can occur. Therefore, a second level correction unit 60 ′ is provided on the subsequent stage side of the subtraction unit 51 to correct the amplitude and / or level of the jamming wave or the radar pulse signal from which the interference wave originates. Therefore, the signal level (amplitude) affected by adopting the configuration of the above supplementary note (5) or (6) can be effectively canceled out by the second level correction unit 60 ′.
[0096]
(Supplementary Note 8) In a radio interference device of a type that receives and stores a radar pulse signal of the other party, generates a jamming wave by applying Doppler modulation to the radar pulse signal, and continuously strikes back to the other party, a receiving system antenna that receives the radar pulse An electromagnetic wave interference device, characterized in that a transmission antenna for transmitting an interference wave is provided so that their polarization planes are orthogonal to each other.
[0097]
(Supplementary note 9) The radio interference apparatus according to supplementary note (8), characterized in that both polarization planes are rotatable while maintaining the orthogonal relationship between both polarization planes of the reception system antenna and the transmission system antenna. Therefore, no matter what polarization plane the other radar apparatus uses, both polarization planes of the radio interference apparatus can be appropriately rotated in accordance with this, so that a great interference effect can always be exhibited.
[0098]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, many effective interference waves can be transmitted until just before the reception gate for receiving radar pulses is opened, and the interference effect is greatly increased.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a main part configuration diagram of a radio interference apparatus according to a first embodiment;
FIG. 2 is a diagram for explaining the principle of interference reflected wave suppression by a filter.
FIG. 3 is a diagram illustrating an interference reflected wave suppression filter unit according to the first embodiment.
FIG. 4 is a diagram illustrating an example of filter characteristics by 4P-DFT.
FIG. 5 is a block diagram of an interference reflected wave suppression filter unit according to a second embodiment.
FIG. 6 is an operation timing chart of the reflected wave suppression filter according to the second embodiment.
FIG. 7 is a diagram illustrating the operation of a filter unit according to the second embodiment.
FIG. 8 is a main part configuration diagram of a radio interference apparatus according to a second embodiment;
FIG. 9 is a block diagram of a radio interference device according to a second embodiment.
FIG. 10 is an operation timing chart of the radio interference device according to the second embodiment.
FIG. 11 is a main part configuration diagram of a radio interference apparatus according to a third embodiment;
FIG. 12 is a block diagram of a radio interference device according to a third embodiment.
FIG. 13 is a main part configuration diagram of a radio interference apparatus according to a fourth embodiment;
FIG. 14 is a block diagram of a radio interference device according to a fourth embodiment.
FIG. 15 is a diagram showing combinations of polarization planes in the fourth embodiment.
FIG. 16 is a diagram (1) for explaining the prior art.
FIG. 17 is a diagram (2) for explaining the prior art.
[Explanation of symbols]
30 Radio interference device
31 Antenna
32 Transmitter / Receiver
40 Interference reflected wave suppression filter section
41 Filter section
42 Maximum value detector
33 Memory / playback unit
34 Doppler modulation section
35 Control unit
50 Interference reflected wave storage / reproduction unit
51 Subtraction unit
60 level correction section
100 analyzer

Claims (3)

相手方のレーダパルス信号を受信・記憶し、これにドプラ変調をかけて妨害波を生成し、相手方に連続して打ち返す方式の電波妨害装置であって、
受信レーダパルスの繰り返し周波数と自己が設定するドプラ変調周波数の各情報に基づき受信レーダパルスにマッチし且つ自己が送信する妨害波の反射波信号を抑圧可能に想定した複数種のフィルタを実現するフィルタ部と、
妨害波を送信せずに、受信したレーダパルスを複数種のフィルタに通した各出力に基づき受信レーダパルスに最もマッチしたフィルタを検出する最大値検出部と、
前記検出されたフィルタ出力のレーダパルス信号を妨害波生成用に記憶し再生する記憶／再生部とを備えることを特徴とする電波妨害装置。Receives and stores the radar pulse signal of the other party, which over Doppler modulation to generate interference waves, a jamming device type hit back continuously to the other party,
Filter that realizes multiple types of filters that match the received radar pulse and that can suppress the reflected wave signal of the jamming wave transmitted by the self based on the information of the repetition frequency of the received radar pulse and the Doppler modulation frequency set by the self And
A maximum value detecting unit that detects a filter that best matches the received radar pulse based on each output obtained by passing the received radar pulse through a plurality of types of filters without transmitting an interference wave ;
A radio interference device comprising: a storage / reproduction unit that stores and reproduces the radar pulse signal of the detected filter output for generating interference waves. 相手方のレーダパルス信号のパルス送出タイミングにあわせて相手方のレーダパルス信号を受信・記憶し、これにドプラ変調をかけて妨害波を生成し、相手方のレーダパルス信号がない期間に相手方に連続して打ち返す方式の電波妨害装置であって、
相手方からのレーダパルスの無送信区間の所定区間において妨害波を送信せずに、受信を行い、その際の信号の記憶を行う妨害反射波記憶部と、
受信したレーダパルス信号から前記妨害反射波記憶部に記憶した信号を減算する減算部と、
減算部の出力のレーダパルス信号を妨害波生成用に記憶し再生する記憶／再生部とを備えることを特徴とする電波妨害装置。 In accordance with the pulse transmission timing of the counterpart of the radar pulse signal received and stored a radar pulse signal of the other party, which over Doppler modulation to generate interference waves, continuously to the other party during no radar pulse signal of the other party An anti-jamming device that strikes back,
An interference reflected wave storage unit that performs reception without transmitting an interference wave in a predetermined section of a non-transmission section of a radar pulse from the other party, and stores a signal at that time,
A subtracting unit for subtracting the signal stored in the interference reflected wave storage unit from the received radar pulse signal;
A radio interference apparatus comprising: a storage / reproduction unit that stores and reproduces a radar pulse signal output from a subtraction unit for generation of an interference wave. 相手方のレーダパルス信号を受信・記憶し、これにドプラ変調をかけて妨害波を生成し、相手方に連続して打ち返す方式の電波妨害装置であって、
相手方からのレーダパルス信号の偏波面に対して４５゜傾いた位置に相手方からのレーダパルス信号を受信する受信用アンテナを設置し、受信用アンテナに対して直交する位置に妨害波を送信する送信用アンテナを設けたことを特徴とする電波妨害装置。Receives and stores the radar pulse signal of the other party, which over Doppler modulation to generate interference waves, a jamming device type hit back continuously to the other party,
A receiving antenna for receiving the radar pulse signal from the other party is installed at a position inclined by 45 ° with respect to the plane of polarization of the radar pulse signal from the other party, and a transmission for transmitting the interference wave at a position orthogonal to the receiving antenna is performed. A radio interference device characterized by providing a trust antenna .
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