JP3758967B2

JP3758967B2 - Transmission power control circuit in radio transmitter

Info

Publication number: JP3758967B2
Application number: JP2000343782A
Authority: JP
Inventors: 浩一筒井
Original assignee: Denso Ten Ltd
Current assignee: Denso Ten Ltd
Priority date: 2000-11-10
Filing date: 2000-11-10
Publication date: 2006-03-22
Anticipated expiration: 2020-11-10
Also published as: JP2002152060A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル変調された送信信号を、断続的にバースト状の送信波にて送出する無線送信機、特に該無線送信機における送信電力制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル変調された送信信号の送信電力を自動的に制御する機能を有する無線送信電力制御回路として、従来、例えば特開平８−５１３７２号に開示された回路が知られている。この回路は同公報の図１にその構成が示されており、その請求項１に示すとおりの各手段よりなる。すなわち、
所定のタイミングで順次送信される送信スロットの信号を変調する変調手段と、次に送信する送信スロットの出力制御情報及び出力レベルの偏差等を示すデータをこの送信スロットよりも前の送信スロットの送信中に作成し、この送信スロットの送信タイミングに合せて上記データを出力するデータ作成手段と、このデータ作成手段からのデータに基づいて上記次に送信する送信スロットの出力レベルを制御する電圧制御手段と、からなる。
【０００３】
要約すると、あるバースト状の送信波の電力制御は、その直前のバースト状送信波から算出された電力制御値を用いるようにした送信電力制御回路である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の送信電力制御回路によると、直前のバーストから今回のバーストの送信電力を決定するように構成されていることから、当該無線送信機の電源を投入した後に最初に送出する初回バースト状送信波に対する電力制御値は、予め定めた初期値を用いる必要がある。
【０００５】
このため、送信を開始した直後の初回バースト状送信波については、上記初期値が適切に設定されていない限り、誤差を最小に抑えた送信電力を保証することができない、という問題がある。
この問題を解決するために、次のような方法が考えられる。これは、無線送信機の電源を切断したときの最後の電力制御値を記憶しておき、次に再び電源を投入したとき、その記憶していた電力制御値を用いて初回バースト状送信波の送信電力を決定する、という方法である。
【０００６】
ところがこのような方法をもってしても、電源切断後、電源再投入までの間に、無線送信機そのものに温度変化が生じたような場合、あるいは、送信波出力端に接続されるアンテナ等の負荷のインピーダンスが変動したような場合等においては、上記の記憶された電力制御値は無意味なものとなり、初回バースト状送信波の送信電力の誤差を最小にすることは保証できない。
【０００７】
したがって本発明は上記問題点に鑑み、今回のバーストについての送信電力の決定を、前回のバーストに依存することなく、行うようにした送信電力制御回路を提供することを目的とするものである。
すなわち、送信する各バースト毎に完結した電力制御が可能な送信電力制御回路を提供する。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
図１は本発明の基本構成を示すブロック図である。
本図において、無線送信機１０は図示するブロック１１〜１４を備えて構成される。Ｄｔｘは送信データ、Ｓは送信波である。このうち主として本発明が適用されるのは、送信電力制御回路１４である。
【０００９】
この送信電力制御回路１４は、送信信号生成回路１１と、送信電力調整回路１２と、出力段増幅回路１３と協働して、送信データＤｔｘに従ってディジタル変調された送信信号を送信電力制御されたバースト状の送信波Ｓとして送信するものであり、図示するとおり、送信電力検出手段１５と、ピーク電力検出手段１６と、制御量算出手段１７とを具備する。
【００１０】
送信電力検出手段１５は、送信波Ｓの送信電力の振幅を検出する。
ピーク電力検出手段１６は、その送信電力検出手段１５により検出された振幅のうち、送信波Ｓの立ち上がり時に最初にピークに到達する振幅の極大値を各バースト毎に検出する。
制御量算出手段１７は、そのピーク電力検出手段１６により検出した上記の極大値と予め定めた基準振幅値Ｒｅｆとを比較して、送信電力の制御量を算出する。そして、この制御量算出手段１７により算出された制御量に従って送信電力を制御する。
【００１１】
さらに具体的には、無線送信機１０は図示するブロック１１および１２を含む。すなわち、送信データＤｔｘによりディジタル変調されたバースト状の送信信号を生成する送信信号生成回路１１と、制御量算出手段１７により算出された前記の制御量に従って送信波Ｓの送信電力を制御する電力調整回路１２と、をさらに備える。
【００１２】
図１にもう一度注目すると、送信電力制御回路１４の中で本発明を最も特徴づけるのは、ピーク電力検出手段１６である。これについてもう少し詳しく説明する。
図２はバースト状送信波の振幅変化を示す波形図である。
本図において、横軸は、時間、縦軸はバースト状送信波Ｓの振幅、をそれぞれ表し、また、１つのバースト波について示す。
【００１３】
一般に各バースト波は、図示のとおり、前置部分と、データ本体部分とによって構成される。そして、π／４ＤＱＰＳＫや１６ＱＡＭといったディジタル変調方式のもとでは、送信波Ｓの振幅は、各バースト内で図示するように変化する。
本発明はこのようなバースト波のうち、特に前置部分に注目する。ディジタル変調方式のもとでのバースト波の最初の部分すなわち前置部分には、受信側において同期をとるための一定のデータパターンが挿入される。そうすると、いずれのバースト波も、データ本体部分は送信毎に毎回変化するものの、前置部分（一定のデータパターン）に関してはその振幅変化の形態はほぼ同じである。つまり、バースト波の送信毎にその振幅変化が異なる形態をとることはない。本発明はこの事実に着目し、これを利用してなされたものである。
【００１４】
そこでまず、図２に示すバースト波の立上がり時に最初にピークに到達する振幅の極大値（本図の初回ピーク波Ａを参照）を検出する。これを行うのが、上記のピーク電力検出手段１６である。
そして上記極大値と基準振幅値Ｒｅｆとの誤差を得て、初回ピーク波Ａの直後に続くバースト波に即座にその誤差を反映させ、電力制御を実行する。これを行うのが、上記の制御量調整手段１７である。
【００１５】
結局本発明によれば、従来例のように直前のバースト波の電力制御量あるいは電源再投入する前に最後に電源が切断されたときのバースト波の電力制御量に全く依存せずに、現在のバースト波だけで完結した電力制御が可能となる。ただし、そのためには電力制御を高速化することを始めとして種々の工夫も必要である。
【００１６】
【発明の実施の形態】
図３は本発明に基づく実施例を示す図である。なお全図を通じて同様の構成要素には同一の参照番号または記号を付して示す。
図３において、図１の出力段増幅回路１３は、Ｄ／Ａ変換器２１および送信増幅器２２として実現されている。また、図１の送信電力検出手段１５とピーク電力検出手段１６との間には、Ａ／Ｄ変換器２３が挿入される。
【００１７】
前述のように本発明の実現に当っては、電力制御の高速化が不可欠である。そのために、少なくともピーク電力検出手段１６と制御量算出手段１７はプログラマブルなデバイス例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）２０により実現する。また送信電力検出手段１５としては、図２に示すバースト波の振幅変化に十分追随できる高速タイプのものを採用する。
【００１８】
なお本実施例では、送信信号生成回路１１と送信電力調整回路１２も上記のＤＳＰ２０内に組み入れて実現している。以下、図３に示すＤＳＰの動作をフローチャートを参照して示す。
図４は図３に示すＤＳＰ２０の動作例を表すフローチャート（その１）、
図５は同フローチャート（その２）、
図６は同フローチャート（その３）である。
【００１９】
なおこれらのフローチャートに表す動作は、各バースト波（送信波Ｓ）を送信する毎に実行される。
まずここでこれらのフローチャートに現れる各記号の意味を明らかにしておく。

図４において、
ステップＳ１１：図３の送信信号生成回路１１において、送信データＤｔｘに従って、送信波Ｓの信号ｔｘＳｉｇ（１）〜ｔｘＳｉｇ（ｎＢｓｔ）を生成し、該回路１１内のメモリに格納する。
【００２０】
ステップＳ１２：図３の制御量算出手段１７において、電力調整量の補正係数ｃａｌＡｌｔを補正係数ｃａｌに更新する。
ステップＳ１３：１番目のサンプルを選択する。
ステップＳ１４：図３のＤ／Ａ変換器２１からデータ入力の要求がある毎にステップＳ１５に進む。
【００２１】
ステップＳ１５：ステップＳ１１およびＳ１２でそれぞれ得られる値に従い、ｔｘＳｉｇ（ｉ）×ｃａｌＡｌｔをＤ／Ａ変換器２１にデータ入力する。ただしｉ＝１である。
ステップＳ１６：図３のＡ／Ｄ変換器２３から出力されたレベルを、図３のピーク電力検出手段１６内のｌｖ（ｉ）に格納する。ただし、ｉ＝１である。
【００２２】
以上で電力調整プロセスの初期設定が最初のサンプルを用いて完了する。
図５において、
ステップＳ２１：サンプルを次のサンプルに進める。
ステップＳ２２：ステップＳ１４（図４）と同様。
ステップＳ２３：ステップＳ１５（図４）と同様。
【００２３】
ステップＳ２４：ステップＳ１６（図４）と同様。
ステップＳ２５：図３の制御量算出手段１７にて、今回のレベルｌｖ（ｉ）が前回のレベルｌｖ（ｉ−１）より小になったか判断する。これは図２の初回ピークＡを越えたか否かを判断するためである。図２において例えば第１１番目のサンプルの振幅が（第１〜１０番目までは振幅が単調に上昇、すなわち第１０番目のサンプルが初回ピークＡに相当）、第１０番目のサンプルの振幅よりも下がったとすると、第１０番目のサンプルで極大値に到達したことが分かる。
【００２４】
ステップＳ２６：そこでその極大値の通過を検出したときのｉをｉｐとする。したがって実際に極大値が現れたのは、（ｉｐ−１）である。
ステップＳ２７：そのｉｐに従って、補正係数ｃａｌを、本図のＳ２７に示す式をもとに算出する。すなわち、基準振幅値ｌｖＡｄｊと極大値ｌｖ（ｉｐ−１）の比を、前回の補正係数ｃａｌＡｌｔに乗算して、ピーク検出時の更新補正係数ｃａｌを得る。
【００２５】
図６において、
ステップＳ３１：サンプルをｉｐよりさらに進める。
ステップＳ３２：ステップＳ１４（図４）と同様。
ステップＳ３３：ステップＳ２７（図５）で更新された補正係数ｃａｌを用いてｔｘＳｉｇ（ｉ）×ｃａｌを算出し、この算出値を、図３の送信電力調整回路１２よりＤ／Ａ変換器２１に出力する。以後、１バースト内ではその更新された補正係数ｃａｌを用いて送信波Ｓの送信電力は一定に制御される。
【００２６】
上述したフローチャートについて見ると、その最初のフローチャート（図４）では、前回の補正係数ｃａｌＡｌｔを用いなければならないので当然、上記の一定に制御される送信電力に対して誤差分を含むことになる。しかしその誤差分は通常の送信に全く影響を及ぼさない。これを図７に示す。
図７は送信電力の誤差分について説明するための図である。
【００２７】
本図において、横軸は時間、縦軸は補正係数（ｃａｌ，ｃａｌＡｌｔ）を表す。なお横軸の目盛はサンプル番号（ｉ）としている。
サンプル番号１からｉｐ（図５のステップＳ２６参照）までは、図４のフローチャートおよび図５のフローチャートが実行される部分であり、既述の誤差分が必然的に生ずる。サンプル番号ｉｐ〜ｎＢｓｔの期間は所期の一定の送信電力をもって送信波Ｓが送出される期間である。
【００２８】
サンプル番号１〜ｉｐの期間では上記誤差分が生じ、これを図ではΔＳの面積として表している。一方、ｉｐ以降の所期の送信電力の面積をＳとして示している。通常、ｉｐ＜＜ｎＢｓｔであることから、ＳはΔＳに比して比較にならない程大きい。一般に送信電力は、バースト波の平均電力で表されるが、この平均電力は上記Ｓにほぼ等しい。したがって誤差分ΔＳは平均電力にはほとんど影響を与えない。
【００２９】
加えて、誤差分ΔＳが生ずるのは１バースト波の先頭部分のわずかな時間であるから、データ本体部分を送信するときには完全に所定の一定送信電力に制御されていることになる。
図７に関しては誤差分ΔＳ以外にも注目すべき点がある。これは前回の補正係数ｃａｌＡｌｔから更新された補正係数ｃａｌへの遷移部分についてである。
【００３０】
上述のとおり送信電力の制御量は、制御量算出手段１４により設定された補正係数によって変化させられるが図７からも分かるとおり、この補正係数は、バーストの先頭部分で用いる初期補正係数（ｃａｌＡｌｔ）およびこのバーストの先頭部分以降で用いる定常補正係数（ｃａｌ）とからなる。
この場合、初期補正係数（前回用いた補正係数）から定常補正係数の遷移が、図７に示すように、急激に（段階状に）行われると、送信波Ｓのスペクトルに広がりを生じ、隣接の他局へ妨害を与えることになる。
【００３１】
そこで初期補正係数を用いる初期期間と定常補正係数を用いる定常期間との間に、補正係数の遷移期間を設けるようにする。
そしてその遷移期間においては、補正係数をランプ形状に沿って変化させるようにする。これを図で説明する。
図８は補正係数の好ましい遷移を表す図である。本図は図７に対応する。
【００３２】
本図において、Ｔ０は初期補正係数ｃａｌＡｌｔを用いる初期期間であり、Ｔ１は定常補正係数ｃａｌを用いる定常期間である。そしてこれらの期間Ｔ０とＴ１の間に補正係数の遷移期間Ｔｔを設ける。
好ましくはその期間Ｔｔでの補正係数（ｃａｌＡｌｔ→ｃａｌ）は、ランプ（ｒａｍｐ）形状Ｒに沿って変化せしめられる。かくして上述のスペクトルの広がりは抑えられる。
【００３３】
図９は補正係数をランプ形状に沿って変化させる態様でのＤＳＰ２０の動作例を表すフローチャート（その１）、
図１０は同フローチャート（その２）である。
なお図９のステップＳ４１は、図５のステップＳ２７からの続きである。また図１０の全ステップＳ５１〜Ｓ５４の内容は、図６の全ステップＳ３１〜Ｓ３４の内容と同じである。
【００３４】
図９において、
ステップＳ４１：ステップＳ２１（図５）と同様。
ステップＳ４２：ステップＳ２２（図５）と同様。
ステップＳ４３：ｃａｌＲｍｐを、図３の制御量算出手段１７内で生成する。
ｃａｌＲｍｐとは、図８の遷移期間Ｔｔにおいて、ランプ形状Ｒに沿って変化する補正係数のことである。本実施例では、このランプ形状Ｒとしてコサイン形状の窓関数ｗ（ｉ）を採用し、サンプル番号ｉｐからｉｐ＋ｎＲｍｐまで適用される。ｎＲｍｐは遷移期間Ｔｔ内の総サンプル数である。このときの補正係数ｃａｌＲｍｐは次式で表される。
【００３５】
【数１】

【００３６】
で算出される。
これによって、スペクトルの広がりを防止することができる。
本発明においては、上述したスペクトルの広がりを防止することができることのみならず、より一層正確な電力制御が行える、という点についても工夫している。これについて次に説明する。
【００３７】
図１１は好ましくないバースト波の先頭部分の波形を拡大して示す図である。
バーストの最初のピーク波（図２のＡ）の振幅値が、例えば図１１のＢに示すように小さい場合、正確な電力制御は困難になる。これは、図３を参照すると、送信波Ｓの一部が分岐してＤＳＰ２０にフィードバックされる際、送信電力検出手段１５において不可避的に含まれる検出誤差や、制御量算出手段１７にて含まれる補正係数（ｃａｌ）の演算誤差や、あるいは送信増幅器２２での非直線性に起因する歪等の諸々の誤差要因が累積し、小振幅のピーク波Ｂがその中に埋もれてしまうからである。
【００３８】
そこで本発明では、バースト波の先頭部分の最初のピークの振幅が図１１のＢのように小さくならないような工夫を加える。具体的には、図３の送信信号生成回路１１において、バースト状の送信波Ｓの先頭部分（図７の１〜ｉｐ）の振幅が、バースト内の送信電力についての所定の平均電力に相当する振幅よりも大きくなるようなデータパターンを、送信信号の先頭部分において設定するようにする。
【００３９】
そのために、
シンボルの同期をとるためのプリアンブル信号、
バースト内の情報の始まりを認識するための同期シンボル、および
制御量を制御量算出手段１７により変化させるための補正係数を初期補正係数から定常補正係数へと遷移させる際の遷移形状を定める窓関数（図８のｗ（ｉ））
の少なくとも１つを調整して前述のデータパターンを得るようにする。
【００４０】
これにより初回ピーク波Ａで所期の平均送信電力を超えるようにすることができる。このようなデータパターンはプログラミングの段階で一度定めておけば後は変更する必要はない。ただし、かかるデータパターンを決定するには、まず多種のデータパターンを用意しておき、１つ１つ試験をしてみて、いわゆるカット・アンド・トライ的に所望の１つを選択する必要がある。
【００４１】
以上により初回ピーク波Ａが必ず上記平均電力を超えるようにすることができる。しかしこれだけでは十分ではなく、そのような初回ピーク波Ａがより一層早く出現することが望まれる。これを図で説明する。
図１２は好ましくないバースト波の先頭部分の波形の別の例を拡大して示す図である。
【００４２】
バーストの最初のピーク波が図１２のＤに示すように、同図のＣよりも遅れた場合、ピーク波の検出（ピーク検出）も遅れるので、その分ＤＳＰ２０の処理負荷は重くなる。
通常ＤＳＰ２０は、図３からも明らかなように種々の処理を並行して行っている。このため、上記のピーク検出は１サンプル分でも早く完了することが要求される。
【００４３】
そこで、バースト内の情報の始まりを認識するための同期シンボルおよび送信電力の制御量を制御量算出手段１７により変化させるための補正係数を初期補正係数から定常補正係数へと遷移させる際の遷移形状を定める窓関数（図８のｗ（ｉ））の双方を固定した状態で、そのバースト内のプリアンブルのパターンを、バースト状の送信波Ｓの先頭部分（図７の１〜ｉｐ）の振幅が、最も早く、そのバースト内の送信電力についての所定の平均電力に相当する振幅よりも大きくなるようなパターンを設定するようにする。
【００４４】
すなわち、同期シンボルと窓関数ｗ（ｉ）の形状を定めておき、プリアンブルのパターンを総当りして、最も早く、先頭部分の初回ピーク波Ａが上記の平均電力を超えるようにする。
このプリアンブルは、例えばπ／４ＤＱＰＳＫ変調方式を用いたシステムにおいては、４ビットのパターンを繰り返して用いることが多い。この場合は１６種のパターン（００００，０００１，００１０…１１１１）のうち、最も早くピーク波が平均電力を超えるようなパターンを選択する。この選択も既述したカット・アンド・トライで行う。
【００４５】
かくして、少しでもＤＳＰ２０の処理負荷を軽くすることが可能となる。
図１１を参照して説明した実施例においては、同期シンボルに関し、これが一種類しか存在しない場合を前提としていた。
ところが実際のシステムでは、その同期シンボルが複数種（例えば２種）存在し、用途に応じて使い分ける、ということが行われている。例えばある信号の送信では第１同期シンボルを付加してバーストを送信し、また、他の信号の送信では第２同期シンボルを付加してバーストを送信する、というようなシステムである。
【００４６】
このようなシステムにおいては、いずれのパターンの同期シンボルが付加された場合でも、初回ピーク波Ａが前述の平均電力を超えることを要し、これによって電力制御誤差を最小にしなければならない。
そこで本発明では、上記システムにも対処できるように、次のように構成する。
【００４７】
まず前提は、バースト内の情報の始まりを認識するための同期シンボルが複数種存在し択一的にいずれかをバーストに付加して送信するシステムが対象である。ここに図３の送信信号生成回路１１は、バースト内の送信電力についての所定の平均電力に相当する振幅よりも大きくなるようなプリアンブルのパターンのうち、全ての同期シンボルについて、同期シンボル相互間の送信電力偏差が最小となるようなプリアンブルのパターンを、送信信号の先頭部分において設定するように構成する。
【００４８】
上記のような同期シンボルが複数種存在するシステムに対処する方法としては、上記のような構成の他に、さらに良い方法がある。このさらに良い方法とは、電力制御誤差を殆ど０にすることができる方法である。
これは一言で言えば、前記同期シンボル毎に個別に基準振幅値Ｒｅｆ（既述のｌｖＡｄｊに相当）を持たせる、というものである。Ｒｅｆ１，Ｒｅｆ２…等である。
【００４９】
まず前提は、バースト内の情報の始まりを認識するための同期シンボルが複数種存在し択一的にいずれかをそのバーストに付加して送信するシステムに用いられる送信電力制御回路である。ここに図３の制御量算出手段１７は、予め定めた基準振幅値（Ｒｅｆ）を、その複数種の同期シンボルのそれぞれに適合した複数の基準振幅値とするものである。
【００５０】
かくしていずれの同期シンボルが付加されても、電力制御誤差を実質的に０にすることができる。
【００５１】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、従来よりも一層正確な送信電力制御が実現される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本構成を示すブロック図である。
【図２】バースト状送信波の振幅変化を示す波形図である。
【図３】本発明に基づく実施例を示す図である。
【図４】図３に示すＤＳＰ２０の動作例を表すフローチャート（その１）である。
【図５】図３に示すＤＳＰ２０の動作例を表すフローチャート（その２）である。
【図６】図３に示すＤＳＰ２０の動作例を表すフローチャート（その３）である。
【図７】送信電力の誤差分について説明するための図である。
【図８】補正係数の好ましい遷移を表す図である。
【図９】補正係数をランプ形状に沿って変化させる態様でのＤＳＰ２０の動作例を表すフローチャート（その１）である。
【図１０】補正係数をランプ形状に沿って変化させる態様でのＤＳＰ２０の動作例を表すフローチャート（その２）である。
【図１１】好ましくないバースト波の先頭部分の波形を拡大して示す図である。
【図１２】好ましくないバースト波の先頭部分の波形の別の例を拡大して示す図である。
【符号の説明】
１０…無線送信機
１１…送信信号生成回路
１２…送信電力調整回路
１３…出力段増幅回路
１４…送信電力制御回路
１５…送信電力検出手段
１６…ピーク電力検出手段
１７…制御量算出手段
２０…ＤＳＰ
２１…Ｄ／Ａ変換器
２２…送信増幅器
２３…Ａ／Ｄ変換器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a radio transmitter that transmits a digitally modulated transmission signal intermittently in a burst-like transmission wave, and more particularly to a transmission power control circuit in the radio transmitter.
[0002]
[Prior art]
As a wireless transmission power control circuit having a function of automatically controlling transmission power of a digitally modulated transmission signal, a circuit disclosed in, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 8-51372 has been known. The configuration of this circuit is shown in FIG. 1 of the same publication, and comprises each means as shown in claim 1. That is,
The modulation means for modulating the signal of the transmission slot that is sequentially transmitted at a predetermined timing, and the data indicating the output control information of the transmission slot to be transmitted next, the deviation of the output level, etc. are transmitted in the transmission slot before this transmission slot. And a data control means for outputting the data in accordance with the transmission timing of the transmission slot, and a voltage control means for controlling the output level of the next transmission slot to be transmitted based on the data from the data preparation means And consist of
[0003]
In summary, the power control of a burst-like transmission wave is a transmission power control circuit that uses a power control value calculated from the burst-like transmission wave immediately before.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
According to the above conventional transmission power control circuit, since it is configured to determine the transmission power of the current burst from the immediately preceding burst, the first burst transmission that is transmitted first after the wireless transmitter is turned on The power control value for the wave needs to use a predetermined initial value.
[0005]
For this reason, there is a problem that the transmission power with the minimum error cannot be guaranteed for the initial burst-like transmission wave immediately after the start of transmission, unless the initial value is set appropriately.
In order to solve this problem, the following method can be considered. This stores the last power control value when the power of the wireless transmitter is turned off, and the next time the power is turned on again, the stored power control value is used to transmit the initial burst-like transmission wave. This is a method of determining transmission power.
[0006]
However, even with this method, if the temperature of the radio transmitter itself changes after the power is turned off and then turned on again, or a load such as an antenna connected to the transmission wave output end In the case where the impedance of the signal fluctuates, the stored power control value is meaningless, and it cannot be guaranteed that the error of the transmission power of the initial burst transmission wave is minimized.
[0007]
Therefore, in view of the above problems, an object of the present invention is to provide a transmission power control circuit that performs transmission power determination for the current burst without depending on the previous burst.
That is, a transmission power control circuit capable of complete power control for each burst to be transmitted is provided.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
FIG. 1 is a block diagram showing the basic configuration of the present invention.
In this figure, the wireless transmitter 10 is configured to include blocks 11 to 14 shown in the figure. Dtx is transmission data, and S is a transmission wave. Of these, the transmission power control circuit 14 is mainly applied to the present invention.
[0009]
The transmission power control circuit 14 cooperates with the transmission signal generation circuit 11, the transmission power adjustment circuit 12, and the output stage amplifying circuit 13 to transmit a transmission signal digitally modulated according to the transmission data Dtx. As shown in the figure, a transmission power detection means 15, a peak power detection means 16, and a control amount calculation means 17 are provided.
[0010]
The transmission power detection means 15 detects the amplitude of the transmission power of the transmission wave S.
The peak power detection means 16 detects, for each burst, the maximum value of the amplitude that first reaches the peak when the transmission wave S rises, among the amplitudes detected by the transmission power detection means 15.
The control amount calculation means 17 compares the above-mentioned maximum value detected by the peak power detection means 16 with a predetermined reference amplitude value Ref, and calculates the transmission power control amount. Then, the transmission power is controlled according to the control amount calculated by the control amount calculation means 17.
[0011]
More specifically, the wireless transmitter 10 includes

blocks

11 and 12 as shown. That is, the transmission signal generation circuit 11 that generates a burst-like transmission signal digitally modulated by the transmission data Dtx, and the power adjustment that controls the transmission power of the transmission wave S according to the control amount calculated by the control amount calculation means 17 And a circuit 12.
[0012]
Looking again at FIG. 1, the peak power detection means 16 is the most characteristic of the present invention in the transmission power control circuit 14. I will explain this in more detail.
FIG. 2 is a waveform diagram showing the amplitude change of the burst-like transmission wave.
In this figure, the horizontal axis represents time, the vertical axis represents the amplitude of the burst-like transmission wave S, and one burst wave is shown.
[0013]
Generally, each burst wave is composed of a front part and a data body part as shown in the figure. Then, under the digital modulation scheme such as π / 4DQPSK or 16QAM, the amplitude of the transmission wave S changes as shown in each burst.
The present invention pays particular attention to the front portion of such burst waves. A fixed data pattern for synchronization on the receiving side is inserted in the first portion, that is, the front portion of the burst wave under the digital modulation system. Then, in any burst wave, although the data main body portion changes every time transmission is performed, the form of amplitude change is almost the same for the front portion (a constant data pattern). That is, the amplitude change is not different every time a burst wave is transmitted. This invention pays attention to this fact, and was made using this.
[0014]
Therefore, first, the maximum value of the amplitude that reaches the peak first when the burst wave shown in FIG. 2 rises (see the initial peak wave A in FIG. 2) is detected. The peak power detection means 16 performs this.
Then, an error between the maximum value and the reference amplitude value Ref is obtained, the error is immediately reflected in the burst wave immediately after the initial peak wave A, and power control is executed. The control amount adjusting means 17 performs this.
[0015]
After all, according to the present invention, as in the prior art, the current burst power control amount is not dependent on the burst wave power control amount when the power was last turned off before the power was turned on again, Power control can be completed with only burst waves. However, in order to do so, various ideas are required, including speeding up the power control.
[0016]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 3 shows an embodiment according to the present invention. Throughout the drawings, similar components are denoted by the same reference numerals or symbols.
In FIG. 3, the output stage amplifier circuit 13 of FIG. 1 is realized as a D / A converter 21 and a transmission amplifier 22. Further, an A / D converter 23 is inserted between the transmission power detection means 15 and the peak power detection means 16 in FIG.
[0017]
As described above, speeding up of power control is indispensable for realizing the present invention. Therefore, at least the peak power detection means 16 and the control amount calculation means 17 are realized by a programmable device such as a DSP (Digital Signal Processor) 20. As the transmission power detection means 15, a high-speed type that can sufficiently follow the amplitude change of the burst wave shown in FIG. 2 is adopted.
[0018]
In this embodiment, the transmission signal generation circuit 11 and the transmission power adjustment circuit 12 are also incorporated in the DSP 20 and realized. The operation of the DSP shown in FIG. 3 will be described below with reference to a flowchart.
FIG. 4 is a flowchart (part 1) showing an operation example of the DSP 20 shown in FIG.
FIG. 5 is the same flowchart (part 2).
FIG. 6 is the same flowchart (No. 3).
[0019]
The operations shown in these flowcharts are executed every time each burst wave (transmission wave S) is transmitted.
First, the meaning of each symbol appearing in these flowcharts will be clarified.

In FIG.
Step S11: In the transmission signal generation circuit 11 of FIG. 3, signals txSig (1) to txSig (nBst) of the transmission wave S are generated according to the transmission data Dtx and stored in the memory in the circuit 11.
[0020]
Step S12: The control amount calculation means 17 in FIG. 3 updates the power adjustment amount correction coefficient calAlt to the correction coefficient cal.
Step S13: The first sample is selected.
Step S14: Every time there is a data input request from the D / A converter 21 of FIG.
[0021]
Step S15: According to the values obtained in steps S11 and S12, txSig (i) × calAlt is input to the D / A converter 21. However, i = 1.
Step S16: The level output from the A / D converter 23 in FIG. 3 is stored in lv (i) in the peak power detection means 16 in FIG. However, i = 1.
[0022]
This completes the initial setting of the power adjustment process using the first sample.
In FIG.
Step S21: Advance the sample to the next sample.
Step S22: Same as step S14 (FIG. 4).
Step S23: Same as step S15 (FIG. 4).
[0023]
Step S24: Same as step S16 (FIG. 4).
Step S25: The control amount calculation means 17 in FIG. 3 determines whether the current level lv (i) is smaller than the previous level lv (i−1). This is to determine whether exceeds the first peak A of FIG. In FIG. 2, for example, the amplitude of the eleventh sample (the amplitude increases monotonically from the first to the tenth , that is, the tenth sample corresponds to the first peak A ), and falls below the amplitude of the tenth sample. Assuming that the maximum value is reached in the tenth sample, it can be seen.
[0024]
Step S26: Then, i when the passage of the maximum value is detected is set to ip. Therefore, the maximum value actually appears at (ip-1).
Step S27: According to the ip, a correction coefficient cal is calculated based on the equation shown in S27 of the figure. That is, the previous correction coefficient calAlt is multiplied by the ratio of the reference amplitude value lvAdj and the maximum value lv (ip-1) to obtain the update correction coefficient cal at the time of peak detection.
[0025]
In FIG.
Step S31: The sample is further advanced than ip.
Step S32: Same as step S14 (FIG. 4).
Step S33: txSig (i) × cal is calculated using the correction coefficient cal updated in step S27 (FIG. 5), and this calculated value is sent from the transmission power adjustment circuit 12 of FIG. 3 to the D / A converter 21. Output. Thereafter, within one burst, the transmission power of the transmission wave S is controlled to be constant using the updated correction coefficient cal.
[0026]
Looking at the above-described flowchart, in the first flowchart (FIG. 4), since the previous correction coefficient calAlt has to be used, naturally, an error is included in the transmission power controlled to be constant. However, the error has no effect on normal transmission. This is shown in FIG.
FIG. 7 is a diagram for explaining the transmission power error.
[0027]
In this figure, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents correction coefficients (cal, calAlt). The scale on the horizontal axis is the sample number (i).
Sample numbers 1 to ip (see step S26 in FIG. 5) are portions where the flowchart in FIG. 4 and the flowchart in FIG. 5 are executed, and the above-described error inevitably occurs. The period of sample numbers ip to nBst is a period in which the transmission wave S is transmitted with a predetermined constant transmission power.
[0028]
The above error occurs in the period of sample numbers 1 to ip, and this is represented as the area of ΔS in the figure. On the other hand, the area of the intended transmission power after ip is shown as S. In general, since ip << nBst, S is so large that it cannot be compared with ΔS. In general, the transmission power is represented by the average power of the burst wave, but this average power is approximately equal to the above S. Therefore, the error ΔS hardly affects the average power.
[0029]
In addition, the error ΔS is generated in a short time at the head portion of one burst wave, so that when transmitting the data main body portion, it is completely controlled to a predetermined constant transmission power.
Regarding FIG. 7, there are other points to be noted besides the error ΔS. This is for the transition from the previous correction coefficient calAlt to the updated correction coefficient cal.
[0030]
As described above, the control amount of the transmission power is changed by the correction coefficient set by the control amount calculation means 14, but as can be seen from FIG. 7, this correction coefficient is the initial correction coefficient (calAlt) used in the head portion of the burst. And a steady correction coefficient (cal) used after the head portion of the burst.
In this case, if the transition from the initial correction coefficient (the correction coefficient used last time) to the steady correction coefficient is performed rapidly (stepwise) as shown in FIG. It will interfere with other stations.
[0031]
Therefore, a correction coefficient transition period is provided between the initial period using the initial correction coefficient and the steady period using the steady correction coefficient.
In the transition period, the correction coefficient is changed along the ramp shape. This will be described with reference to the drawings.
FIG. 8 is a diagram showing a preferable transition of the correction coefficient. This figure corresponds to FIG.
[0032]
In this figure, T0 is an initial period using the initial correction coefficient calAlt, and T1 is a steady period using the steady correction coefficient cal. A correction coefficient transition period Tt is provided between these periods T0 and T1.
Preferably, the correction coefficient (calAlt → cal) in the period Tt is changed along the ramp shape R. Thus, the spread of the spectrum is suppressed.
[0033]
FIG. 9 is a flowchart (part 1) showing an operation example of the DSP 20 in a mode in which the correction coefficient is changed along the lamp shape.
FIG. 10 is the same flowchart (No. 2).
Note that step S41 in FIG. 9 is a continuation from step S27 in FIG. The contents of all steps S51 to S54 in FIG. 10 are the same as the contents of all steps S31 to S34 in FIG.
[0034]
In FIG.
Step S41: Same as step S21 (FIG. 5).
Step S42: Same as step S22 (FIG. 5).
Step S43: CalRmp is generated in the control amount calculation means 17 in FIG.
The calRmp is a correction coefficient that changes along the ramp shape R in the transition period Tt of FIG. In the present embodiment, a cosine-shaped window function w (i) is adopted as the ramp shape R and applied from the sample number ip to ip + nRmp. nRmp is the total number of samples in the transition period Tt. The correction coefficient calRmp at this time is expressed by the following equation.
[0035]
[Expression 1]

[0036]
Is calculated by
Thereby, the spread of the spectrum can be prevented.
In the present invention, not only can the above-described spread of the spectrum be prevented, but also the point that more accurate power control can be performed. This will be described next.
[0037]
FIG. 11 is an enlarged view showing the waveform of the head portion of an undesirable burst wave.
When the amplitude value of the first peak wave (A in FIG. 2) of the burst is small as shown in FIG. 11B, for example, accurate power control becomes difficult. Referring to FIG. 3, when a part of the transmission wave S is branched and fed back to the DSP 20, it is included in the detection error inevitably included in the transmission power detection means 15 and in the control amount calculation means 17. This is because various error factors such as a calculation error of the correction coefficient (cal) or distortion caused by nonlinearity in the transmission amplifier 22 accumulate, and the peak wave B with a small amplitude is buried therein.
[0038]
Therefore, in the present invention, a device is added so that the amplitude of the first peak at the beginning of the burst wave does not become small as shown in FIG. Specifically, in the transmission signal generation circuit 11 in FIG. 3, the amplitude of the leading portion (1 to ip in FIG. 7) of the burst-like transmission wave S corresponds to a predetermined average power for the transmission power in the burst. A data pattern that is larger than the amplitude is set at the beginning of the transmission signal.
[0039]
for that reason,
A preamble signal for synchronizing symbols,
A synchronization symbol for recognizing the beginning of information in a burst, and a window function for determining a transition shape when a correction coefficient for changing the control amount by the control amount calculation means 17 is changed from the initial correction coefficient to the steady correction coefficient (W (i) in FIG. 8)
Is adjusted to obtain the data pattern described above.
[0040]
Thus, the initial peak wave A can exceed the expected average transmission power. Once such a data pattern is determined at the programming stage, it does not need to be changed later. However, in order to determine such a data pattern, it is necessary to prepare various data patterns first, test one by one, and select a desired one in a so-called cut and try manner. .
[0041]
As described above, the initial peak wave A can surely exceed the average power. However, this is not sufficient, and it is desired that such an initial peak wave A appears earlier. This will be described with reference to the drawings.
FIG. 12 is an enlarged view showing another example of the waveform of the head portion of an undesirable burst wave.
[0042]
As shown in FIG. 12D, when the first peak wave of the burst is delayed from C in FIG. 12, the detection of the peak wave (peak detection) is also delayed, so that the processing load of the DSP 20 becomes heavy accordingly.
Normally, the DSP 20 performs various processes in parallel as is apparent from FIG. For this reason, the above peak detection is required to be completed as soon as possible for one sample.
[0043]
Therefore, the transition shape when the correction coefficient for changing the control amount of the synchronization symbol and transmission power by the control amount calculation means 17 for recognizing the start of information in the burst is changed from the initial correction coefficient to the steady correction coefficient. In the state where both of the window functions (w (i) in FIG. 8) for determining the signal are fixed, the preamble pattern in the burst is represented by the amplitude of the leading portion (1 to ip in FIG. 7) of the burst-like transmission wave S. First, a pattern that is larger than the amplitude corresponding to the predetermined average power for the transmission power in the burst is set.
[0044]
That is, the shape of the synchronization symbol and the window function w (i) is determined, and the preamble pattern is brute-forced so that the initial peak wave A at the head part exceeds the above average power at the earliest.
For example, in a system using a π / 4DQPSK modulation system, this preamble is often used by repeatedly using a 4-bit pattern. In this case, a pattern in which the peak wave exceeds the average power earliest is selected from 16 types of patterns (0000, 0001, 0010... 1111). This selection is also made by the cut and try method described above.
[0045]
Thus, the processing load on the DSP 20 can be reduced as much as possible.
In the embodiment described with reference to FIG. 11, it is assumed that there is only one type of synchronization symbol.
However, in an actual system, there are a plurality of types (for example, two types) of synchronization symbols, which are used properly according to the application. For example, a burst is transmitted by adding a first synchronization symbol in transmission of a certain signal, and a burst is transmitted by adding a second synchronization symbol in transmission of another signal.
[0046]
In such a system, even if any pattern of synchronization symbols is added, the initial peak wave A needs to exceed the above-mentioned average power, thereby minimizing the power control error.
Therefore, the present invention is configured as follows so as to cope with the above system.
[0047]
First, the premise is a system in which a plurality of synchronization symbols for recognizing the start of information in a burst exist, and one of them is added to the burst and transmitted. Here, the transmission signal generation circuit 11 shown in FIG. 3 performs the synchronization between the synchronization symbols for all the synchronization symbols in the preamble pattern that is larger than the amplitude corresponding to the predetermined average power for the transmission power in the burst. A preamble pattern that minimizes the transmission power deviation is set at the beginning of the transmission signal.
[0048]
As a method for dealing with a system in which a plurality of types of synchronization symbols as described above are present, there is a better method besides the above configuration. This better method is a method that can reduce the power control error to almost zero.
In short, this means that a reference amplitude value Ref (corresponding to the aforementioned lvAdj) is individually provided for each synchronization symbol. Ref1, Ref2,...
[0049]
The premise is a transmission power control circuit used in a system in which a plurality of types of synchronization symbols for recognizing the start of information in a burst are present and any one of them is added to the burst and transmitted. Here, the control amount calculation means 17 in FIG. 3 uses a predetermined reference amplitude value (Ref) as a plurality of reference amplitude values suitable for each of the plurality of types of synchronization symbols.
[0050]
Thus, regardless of which synchronization symbol is added, the power control error can be made substantially zero.
[0051]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, more accurate transmission power control can be realized than in the prior art.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a basic configuration of the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram showing a change in amplitude of a burst-like transmission wave.
FIG. 3 is a diagram showing an embodiment according to the present invention.
FIG. 4 is a flowchart (part 1) illustrating an operation example of the DSP 20 illustrated in FIG. 3;
FIG. 5 is a flowchart (part 2) illustrating an operation example of the DSP 20 illustrated in FIG. 3;
FIG. 6 is a flowchart (part 3) illustrating an operation example of the DSP 20 illustrated in FIG. 3;
FIG. 7 is a diagram for explaining an error of transmission power.
FIG. 8 is a diagram illustrating a preferable transition of a correction coefficient.
FIG. 9 is a flowchart (part 1) illustrating an operation example of the DSP 20 in a mode in which a correction coefficient is changed along a lamp shape.
FIG. 10 is a flowchart (part 2) illustrating an operation example of the DSP 20 in a mode in which the correction coefficient is changed along the lamp shape.
FIG. 11 is an enlarged view showing the waveform of the head portion of an undesirable burst wave.
FIG. 12 is an enlarged view showing another example of the waveform of the head portion of an undesirable burst wave.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Radio transmitter 11 ... Transmission signal generation circuit 12 ... Transmission power adjustment circuit 13 ... Output stage amplifier circuit 14 ... Transmission power control circuit 15 ... Transmission power detection means 16 ... Peak power detection means 17 ... Control amount calculation means 20 ... DSP
21 ... D / A converter 22 ... transmission amplifier 23 ... A / D converter

Claims

In a transmission power control circuit in a wireless transmitter for transmitting a digitally modulated transmission signal as a transmission power-controlled burst-like transmission wave,
Transmission power detection means for detecting the amplitude of the transmission power of the transmission wave;
Among the amplitudes detected by the transmission power detection means, peak power detection means for detecting, for each burst, a maximum value of an amplitude that first reaches a peak when the transmission wave rises;
Control amount calculation means for calculating a control amount of the transmission power in each burst based on the maximum value detected by the peak power detection means;
And a transmission power control circuit in a radio transmitter , wherein the transmission power of a transmission wave following the peak of each burst is controlled according to the control amount calculated by the control amount calculation means.

A transmission signal generation circuit that generates the burst-like transmission signal digitally modulated by transmission data; and a power adjustment circuit that controls the transmission power according to the control amount calculated by the control amount calculation unit. The transmission power control circuit in the wireless transmitter according to claim 1.

The wireless transmission according to claim 1 or 2, wherein the burst-like transmission wave includes a front part and a data body part, and a predetermined data pattern is inserted into the front part. A transmission power control circuit in the transmitter.

The control amount calculating means calculates an error between the maximum value of the amplitude and a predetermined reference amplitude value, and reflects the error in the transmission wave immediately after the initial peak wave forming the maximum value. The transmission power control circuit in the radio transmitter according to any one of claims 1 to 3.

The transmission power control circuit in the radio transmitter according to claim 1, wherein the control amount is changed by a correction coefficient set by the control amount calculation unit.

6. The transmission power control circuit in a radio transmitter according to claim 5, wherein the correction coefficient includes an initial correction coefficient used at a head portion of the burst and a steady correction coefficient used after the head portion of the burst.

The transmission power control circuit in the radio transmitter according to claim 6, wherein a correction coefficient transition period is provided between an initial period using the initial correction coefficient and a stationary period using the steady correction coefficient.

The transmission power control circuit in the radio transmitter according to claim 7, wherein the correction coefficient is changed along a lamp shape in the transition period.

The transmission signal generation circuit generates a data pattern in which the amplitude of the head portion of the burst-like transmission wave is larger than the amplitude corresponding to a predetermined average power for the transmission power in the burst. It sets in a part, The transmission power control circuit in the radio transmitter as described in any one of Claims 2-7 characterized by the above-mentioned.

(I) a preamble signal for synchronizing symbols; (ii) a synchronization symbol for recognizing the start of information in the burst; and (iii) correction for changing the control amount by the control amount calculation means. The wireless transmitter according to claim 9, wherein the data pattern is obtained by adjusting at least one of a window function that determines a transition shape when a coefficient is shifted from an initial correction coefficient to a steady correction coefficient. Transmission power control circuit.

A window for determining a transition shape when a synchronization symbol for recognizing the start of information in the burst and a correction coefficient for changing the control amount by the control amount calculation means are changed from an initial correction coefficient to a steady correction coefficient. In a state where both functions are fixed, the amplitude of the preamble portion in the burst is the earliest amplitude of the burst-like transmission wave, and the amplitude corresponding to the predetermined average power for the transmission power in the burst The transmission power control circuit in the wireless transmitter according to claim 9, wherein the pattern is set so as to be larger than the pattern.

In a system in which a plurality of types of synchronization symbols for recognizing the start of information in the burst are present and any one of them is added to the burst and transmitted, the transmission signal generation circuit transmits transmission power in the burst of preamble pattern is greater than the amplitude corresponding to a predetermined average power for, for all the synchronization symbols, the transmit signal preamble pattern as the transmission power difference between the synchronizing symbol cross is minimized The transmission power control circuit in the radio transmitter according to claim 9, wherein the transmission power control circuit is set at a head portion of the radio transmitter.

A transmission power control circuit used in a system in which a plurality of types of synchronization symbols for recognizing the start of information in the burst are present and any one of them is added to the burst and transmitted. The transmission power control circuit in the radio transmitter according to claim 9, wherein the reference amplitude value is a plurality of reference amplitude values adapted to each of the plurality of types of synchronization symbols.