JP3753312B2 - Mobile terminal apparatus, base station apparatus, and pilot signal processing method - Google Patents

Description

と推定できる。
【００１７】
フェージングひずみ補償部においては、更に最適利得＝１／Ｃ（ｋ＋（ｍ／Ｎ））を求め、これを遅延部でＴ_F ｓｅｃ遅延させた入力信号に乗積することで、フェージングひずみの補償された出力の複素ベースバンド信号Ｚ（ｋ＋（ｍ／Ｎ））が得られる。
【００１８】
なお、上記２次の内挿に代えて、１次の内挿とするとパイロットシンボル間を直線で推定したことになる。また０次の内挿とするとパイロットシンボルにおける推定値を１フレーム間保持することになる。
【００１９】
従って、外挿パイロット方式における様な専用のパイロット信号チャネルＰＣＨは不要となり、システムのチャネル使用効率が向上する。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記内挿パイロット方式によると、補間誤差のために各情報シンボルにおける伝搬路推定誤差が大きくなる欠点がある。また、同時に通信を行うユーザ（移動機）の数が増すと、内挿パイロット信号そのものが品質劣化(graceful degradation)を起こすため、内挿補間の基礎となるパイロットシンボルの伝搬路推定値に精度が得られない。
【００２１】
本発明の目的は、内挿パイロット方式における伝搬路推定精度を改善した移動端末装置及び基地局装置並びにパイロット信号の処理方法を提供することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
上記の課題は例えば図１の構成により解決される。即ち、本発明（１）の移動端末装置は、基地局装置ＢＳと複数の移動端末装置ＭＳとがコード分割多重方式により接続し、かつ前記基地局装置ＢＳが前記複数の移動端末装置ＭＳへの各通信チャネルの下りフレームに内挿した既知のパイロット信号ＰＳに基づき前記移動端末装置ＭＳが信号伝搬路特性の推定を行う移動通信システムの前記移動端末装置において、前記基地局装置ＢＳが前記複数の移動端末装置ＭＳが使用している各通信中チャネルにつき共通のコードにより所定（同一又は異なる）位相で拡散し、共通のタイミングで内挿した共通の内挿パイロット信号ＰＳを前記共通のコードで逆拡散・復調して信号伝搬路のひずみ補償係数を求めるひずみ補償部と、前記基地局装置ＢＳが特定の通信中チャネルにつき固有のコードで拡散したデータ信号を前記固有のコードで逆拡散すると共に、前記ひずみ補償係数を用いてデータ信号の復調を行うデータ復調部とを備えるものである。
【００２３】
従って、この様なひずみ補償部は、ＳＮ（即ち、Ｅ_b ／Ｉ_O ）の改善された内挿パイロット信号に基づいて高い精度のひずみ補償係数を求めることが可能である。
【００２４】
以下、このような移動端末装置の各種移動通信システムにおける動作を具体的に説明する。即ち、例（１）の移動通信システムにおいて、基地局装置ＢＳ１ａは共通のパイロット信号ＰＳ１，ＰＳ３を共通のフォーマットで内挿した各下りフレームを複数の移動端末装置ＭＳ１ａ，ＭＳ３ａが使用している各通信中チャネルＴＣＨ１，ＴＣＨ３のチャネル毎に少なくとも内挿パイロット信号ＰＳ分だけ送信タイミングをずらして送信し、移動端末装置ＭＳ１ａ／ＭＳ３ａは前記各下りフレームの内挿パイロット信号ＰＳ１，ＰＳ３の時系列に基づき信号伝搬路特性の推定を行う。
【００２５】
従って、例（１）によれば、各移動端末装置ＭＳ１ａ／ＭＳ３ａは自局の内挿パイロット信号ＰＳ１／ＰＳ３のみならず他の通信中チャネルＴＣＨ３／ＴＣＨ１の内挿パイロット信号ＰＳ３／ＰＳ１も伝搬路推定の目的で時系列に（重複無く）利用できる。よって、フェージング変動等への追従性に優れ、伝搬路推定の精度（品質）が格段に向上する。しかも、この精度改善の効果は移動端末装置ＭＳの接続数の増加と共に増加し、もし基地局装置ＢＳ１ａの全通信チャネルＴＣＨ１〜ＴＨｎが使用中の場合は、専用のパイロット信号チャネルＰＣＨを設ける迄も無く、従来の外挿パイロット方式と同様のフェージングひずみ補償効果、引いては同期検波の同期改善の効果が得られる。
【００２６】
なお、図示の例では通信チャネルＴＣＨ２が不使用中である。この場合の基地局装置ＢＳ１ａは通信中チャネルＴＣＨ３のフレーム送信を通信チャネルＴＣＨ２の位相で送信しても良い。
【００２７】
また例（２）の移動通信システムにおいて、基地局装置ＢＳ１ｂは複数の共通のパイロット信号ＰＳ１，ＰＳ３を共通のフォーマットで内挿した各下りフレームを複数の移動端末装置ＭＳ１ｂ，ＭＳ３ｂが使用している各通信中チャネルＴＣＨ１，ＴＣＨ３に同一位相で送信すると共に、前記各下りフレームの内挿パイロット信号ＰＳ１，ＰＳ３を自局の全通信チャネルＴＣＨ１〜ＴＣＨｎに共通のコードＣＣで拡散し、移動端末装置ＭＳ１ｂ／ＭＳ３ｂは前記拡散された各下りフレームの内挿パイロット信号ＰＳ１，ＰＳ３を前記全通信チャネルに共通のコードＣＣで逆拡散する。この例（２）によれば、基地局装置ＢＳ１ｂは各内挿パイロット信号ＰＳ１，ＰＳ３を全通信チャネルＴＣＨ１〜ＴＣＨｎにつき共通のコードＣＣで拡散するので、この内挿パイロット信号ＰＳ１，ＰＳ３の部分のコード多重送信電力は通話中移動機数の増加に応じて強められる。
【００２８】
一方、各移動機ＭＳ１ｂ／ＭＳ３ｂの側では受信パイロット信号ＰＳ１，ＰＳ３の部分を前記全通信チャネルに共通のコードＣＣで逆拡散するので、逆拡散信号のＳＮ比（即ち、Ｅb ／Ｉo ）が通話中移動機数の増加に応じて改善される。従って、同時に通信を行うユーザ（移動機）の数が増しても、内挿パイロット信号そのものの品質劣化(graceful degradation)が軽減され、よって内挿補間等の基礎となるパイロット信号ＰＳの伝搬路推定値につき高い精度が得られる。
また本発明（２）の移動端末装置は、基地局装置と複数の移動端末装置とがコード分割多重方式により接続し、かつ前記基地局装置が前記複数の移動端末装置への各通信チャネルの下りフレームに定期的に挿入した既知のパイロット信号に基づき前記移動端末装置が信号伝搬路特性の推定を行う移動通信システムの前記移動端末装置において、前記基地局装置が前記複数の移動端末装置が使用している各通信中チャネルにつき共通のコードにより所定位相で拡散し、共通のタイミングで内挿した共通の前記パイロット信号を前記共通のコードで逆拡散・復調して信号伝搬路のひずみ補償係数を求めるひずみ補償部と、前記基地局装置が特定の通信中チャネルにつき固有のコードで拡散したデータ信号を前記固有のコードで逆拡散すると共に、前記ひずみ補償係数を用いてデータ信号の復調を行うデータ復調部とを備えるものである。
また本発明（３）の移動端末装置は、基地局装置と複数の移動端末装置とがコード分割多重方式により接続し、かつ前記基地局装置が前記複数の移動端末装置への各通信チャネルの下りフレームに既知のパイロット信号を内挿して送信する移動通信システムの前記移動端末装置において、前記基地局装置が前記複数の移動端末装置が使用している各通信中チャネルにつき共通のコードにより所定位相で拡散し、共通のタイミングで内挿した共通の内挿パイロット信号を前記共通のコードで逆拡散・復調して信号伝搬路のひずみ補償係数を求めるひずみ補償部と、前記基地局装置が特定の通信中チャネルにつき固有のコードで拡散したデータ信号を前記固有のコードで逆拡散すると共に、前記ひずみ補償係数を用いてデータ信号の復調を行うデータ復調部とを備えるものである。
また本発明（４）の移動端末装置は、基地局装置と複数の移動端末装置とがコード分割多重方式により接続し、かつ前記基地局装置が前記複数の移動端末装置への各通信チャネルの下りフレームに既知のパイロット信号を定期的に挿入して送信する移動通信システムの前記移動端末装置において、前記基地局装置が前記複数の移動端末装置が使用している各通信中チャネルにつき共通のコードにより所定位相で拡散し、共通のタイミングで内挿した共通の前記パイロット信号を前記共通のコードで逆拡散・復調して信号伝搬路のひずみ補償係数を求めるひずみ補償部と、前記基地局装置が特定の通信中チャネルにつき固有のコードで拡散したデータ信号を前記固有のコードで逆拡散すると共に、前記ひずみ補償係数を用いてデータ信号の復調を行うデータ復調部とを備えるものである。
また本発明（５）の移動端末装置は、受信パイロット信号に基づき伝搬路特性の推定を行う移動端末装置において、基地局装置から、複数の移動端末装置宛の共通のフォーマットの複数の下りチャネルの共通のタイミングに共通のパイロット信号がそれぞれ内挿されて送信された下り信号を受信し、受信した前記下り信号中の前記複数の下りチャネルに含まれる前記共通のパイロット信号に基づいて伝搬路推定を行うものである。
また本発明（６）の基地局装置は、複数の移動端末装置宛の複数の下りチャネルを送信する基地局装置において、複数の移動端末装置宛の共通のフォーマットの複数の下りチャネルの共通のタイミングに複数の移動端末装置で受信可能な共通のパイロット信号がそれぞれ内挿された複数の下りチャネルを送信するものである。
また本発明（７）のパイロット信号の処理方法は、複数の移動端末装置宛の複数の下りチャネルを送信する基地局装置と、受信パイロット信号に基づき伝搬路特性の推定を行う移動端末装置を有する移動通信システムにおけるパイロット信号の処理方法において、基地局装置から、複数の移動端末装置宛の共通のフォーマットの複数の下りチャネルの共通のタイミングに共通のパイロット信号がそれぞれ内挿された下り信号を送信し、移動端末装置で受信した前記下り信号中の前記複数の下りチャネルに含まれる前記共通のパイロット信号に基づいて伝搬路推定を行うものである。
【００２９】
好ましくは、例（３）においては、上記例（２）において、例えば図８に示す様に、基地局装置は各下りフレームの内挿パイロット信号ＰＳを自局の全通信チャネルに共通のロングコードＬ１のみで拡散し、かつそれ以外の各フレーム内信号を前記ロングコードＬ１及び各通信中チャネルＴＣＨ１〜ＴＣＨｎに固有のショートコードＳ１〜Ｓｎで二重拡散する。 従って、上記例（２）と同様の効果が得られる。しかも、ＣＤＭＡセルラシステムではロングコードＬ１は各基地局装置（セル）の色分けのために通常用いられるものであるから、有限のコード群より本機能実現のために特別のコードをアサインするまでも無く、既存のロングコードＬ１の活用が図れる。またデータ部分の拡散方式との整合も取れており、よって基地局装置及び移動端末装置の構成が簡単になる。
【００３０】
また好ましくは、例（４）においては、上記例（２）において、例えば図１０に示す様に、基地局装置は各下りフレームの内挿パイロット信号ＰＳを自局の全通信チャネルに共通の第１のショートコードＳＣのみで拡散し、かつそれ以外の各フレーム内信号を自局の全通信チャネルに共通のロングコードＬ１及び各通信中チャネルＴＣＨ１〜ＴＣＨｎに固有の第２のショートコードＳ１〜Ｓｎで二重拡散する。 従って、上記例（２）と同様の効果が得られる。しかも、内挿パイロット信号ＰＳは基地局装置の全通信チャネルＴＣＨ１〜ＴＣＨｎに共通の第１のショートコードＳＣのみで拡散されるので、１シンボル当たりの拡散符号レプリカの信号レベルが何れか一方に固定される心配は無い。即ち、この内挿パイロット信号ＰＳは十分にスペクトラム拡散され、また移動端末装置においては高い相関で逆拡散される。またデータ部分の拡散方式との整合も取れており、よって基地局装置及び移動端末装置の構成が簡単になる。
【００３１】
また好ましくは、例（５）においては、上記例（２）において、例えば図１２に示す様に、基地局装置は各下りフレームの内挿パイロット信号ＰＳを自局の全通信チャネルに共通の第１のショートコードＳＣ及び自局の全通信チャネルに共通のロングコードＬ１で二重拡散し、かつそれ以外の各フレーム内信号を前記ロングコードＬ１及び各通信中チャネルＴＣＨ１〜ＴＣＨｎに固有の第２のショートコードＳ１〜Ｓｎで二重拡散する。 従って、上記例（２）と同様の効果が得られる。しかも、内挿パイロット信号ＰＳは基地局装置の全通信チャネルに共通の第１のショートコードＳＣ及び同じくロングコードＬ１で二重拡散されるので、内挿パイロット信号ＰＳのセル間の干渉も十分に抑圧される。またデータ部分の拡散方式との整合も取れており、よって基地局装置及び移動端末装置の構成が簡単になる。
【００３２】
また好ましくは、例（６）においては、上記例（３）において、例えば図１４に示す様に、基地局装置は内挿パイロット信号ＰＳに関して自局の通信チャネルＴＣＨと共通又は略共通のフォーマットを有する下りフレームを該通信チャネルと同一位相で送信する制御チャネルを更に備え、前記制御チャネルの下りフレームの少なくとも先頭１シンボルをシステムに共通のショートコードＳ０のみで拡散し、かつ残りの内挿パイロット信号ＰＳを前記自局の全通信チャネルＴＣＨに共通のロングコードＬ１のみで拡散すると共に、それ以外のフレーム内信号を前記システムに共通のショートコードＳ０及び前記自局の全通信チャネルに共通のロングコードＬ１で二重拡散する。従って、上記例（２）と同様の効果が得られる。しかも、この例では、常時使用されている制御チャネルＣＣＨにおいても残りの各内挿パイロット信号ＰＳを自局の全通信チャネルＴＣＨに共通のロングコードＬ１のみで拡散するので、移動端末装置の側では通信中移動機数が１台の場合でも各内挿パイロット信号ＰＳの受信ＳＮが改善される効果がある。また、制御チャネルの下りフレームの少なくとも先頭１シンボルをシステム（各セル）に共通のショートコードＳ０のみで拡散するので、この先頭１シンボルをセル内の移動端末装置が電源をＯＮにした時やハンドオーバ時の同期捕捉用シンボルとして用いることができる。
【００３３】
また好ましくは、例（７）においては、上記例（５）において、例えば図１７に示す様に、基地局装置は内挿パイロット信号ＰＳに関して自局の通信チャネルと共通又は略共通のフォーマットを有する下りフレームを該通信チャネルと同一位相で送信する制御チャネルＣＣＨを更に備えると共に、上記例（５）における自局の全通信チャネルに共通の第１のショートコードＳＣをシステムに共通の第１のショートコードＳ０となし、前記制御チャネルの下りフレームの少なくとも先頭１シンボルを前記第１のショートコードＳ０（好ましくは１シンボル長）のみで拡散し、かつそれ以外のフレーム内信号を前記自局の全通信チャネルに共通のロングコードＬ１及び前記第１のショートコードＳ０で二重拡散する。従って、上記例（６）と同様の効果が得られる。しかも、各内挿パイロット信号ＰＳをコードＳ０＋Ｌ１で二重拡散するので、どの内挿パイロット信号ＰＳもショートコードＳ０の併用により十分にスペクトラム拡散される。
【００３４】
また好ましくは、例（８）においては、上記例（２）〜（５）において、基地局装置は各通信中チャネルの内挿パイロット信号ＰＳの送信電力を通信中チャネル数の増加に応じて小さくする。基地局装置の側で例えば各内挿パイロット信号ＰＳの送信電力を１／（通話中移動端末装置の数）に制御すると、移動端末装置の側で逆拡散した内挿パイロット信号ＰＳの信号電力は通信中チャネルのデータ部を逆拡散した信号電力と同じになる。従って、移動端末装置の側での信号処理が容易となる。また、この場合の基地局装置は、内挿パイロット信号ＰＳの送信電力を下げることで、他の基地局装置（セル）に与える干渉を低減できる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面に従って本発明に好適なる複数の実施の形態を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一又は相当部分を示すものとする。図２〜図４は第１の実施の形態による移動通信システムを説明する図（１）〜（３）で、基地局はＰＳ内挿フレームの送信位相をチャネル毎にずらし、各移動機は各通信中チャネルの内挿ＰＳを時系列に利用する場合を示している。
【００３６】
図２に基地局送信系の一部構成を示す。基地局は最大ｎ本の通信チャネルＴＣＨ１〜ＴＣＨｎを備える。他に制御チャネルＣＣＨ（不図示）も有るが、ここでは通信チャネルに着目する。ＴＣＨ１において、フレームバッファＦＢ１は送信１フレーム分の各内挿パイロットシンボルＰＳ（例えば各１シンボル）及びデータシンボルＩＳを所定（図３）のフォーマットで記憶する。ＦＢ１のフレーム情報はフレームパルス信号ＦＰ１（基地局のフレームパルス信号ＦＰに相当）に同期して読み出され、ＱＰＳＫ等による変調部ＭＯＤで１次変調される。一方、ショートコード発生部ＳＣＧ１は、前記ＦＰ１に同期してトリガされ、予めＴＣＨ１用に設定された固有のショートコードＳ１に対応する拡散符号レプリカ（ＰＮ信号等）を情報の１シンボル長を周期として繰り返し発生している。ミキサＭＩＸ１はＭＯＤからの１次変調信号をショートコードＳ１の拡散符号レプリカによりスペクトラム拡散（２次変調）する。拡散後の信号は信号多重回路（加算回路）＋で他の拡散信号と多重され、移動機に向けた下りリンクに送信される。他のＴＣＨ２〜ＴＣＨｎについても同様である。
【００３７】
但し、この基地局では各ＴＣＨのフレームの送信位相ＦＰ１〜ＦＰｎをタイミング制御部ＴＣＯＮＴのタイミング制御により内挿ＰＳの個数分（この例では２ＰＳ分）づつずらしている。即ち、ＴＣＯＮＴいおいて、カウンタＣＴＲは基地局（制御チャネル）のフレームパルス信号ＦＰに同期してシンボルクロック信号ＳＣＫにより送信１フレーム分のカウント周期を繰り返している。タイミングデコーダＤＥＣはＣＴＲのカウント出力Ｑに基づき各ＴＣＨ１〜ＴＣＨｎの送信タイミング信号ＦＰ１〜ＦＰｎを生成する。
【００３８】
図３に下りリンクのタイミングチャートを示す。各ＴＣＨの１フレームは所定長のｍスロットから成り、各スロットの前後には夫々１個分のＰＳが内挿されている。残りはデータシンボルである。なお、このスロットはＰＳの挿入間隔を意味する程度のものと考えて良い。ＴＣＨ１（ＦＢ１）の信号はＦＰ１に同期して読み出され、１フレーム分連続して送信される。またＴＣＨ２の信号はＦＰ１より２ＰＳ分遅れたＦＰ２に同期して読み出され、１フレーム分連続して送信される。以下同様にして続き、ＴＣＨｎの信号はＦＰ１より２×（ｎ−１）ＰＳ分遅れたＦＰｎに同期して読み出され、１フレーム分連続して送信される。そして、この例ではＴＣＨｎの最初のＰＳが送信されると、次のシンボルタイミングにはＴＣＨ１の２番目（スロット１の後端）のＰＳが送信される関係にある。従って、もし基地局の全ＴＣＨ１〜ＴＣＨｎが通信中の場合は、１フレームのどのシンボルタイミングでも何れかのＴＣＨにＰＳが存在することになる。
【００３９】
但し、この基地局は使用中の通信チャネルのみのフレーム送信（フレーム多重）を行い、不使用中の通信チャネルのフレーム送信（フレーム多重）は行わない。従って、各ＴＣＨの使用状態は、多数の移動機の呼接続／切断要求に応じてダイナミックに変化することとなり、例えばある時はＴＣＨ１〜ＴＣＨ５が同時に使用され、またある時はＴＣＨ３とＴＣＨｎのみが同時に使用される。
【００４０】
図４（Ａ）は移動機受信系の一部構成を示している。ここには逆拡散・復調部と、ひずみ補償部とが示されている。なお、移動機の同期系に関しては図１９（Ｂ）で述べた同期系と同様のものを採用できる。また、この移動機はＴＣＨ１に接続したものとして説明を行う。逆拡散・復調部において、ショートコード発生部ＳＣＧａは、ＦＰ１に同期してトリガされ、予め基地局より指定されたショートコードＳ１に対応する逆拡散符号レプリカをシンボル周期で繰り返し発生する。ＦＰ１への同期は不図示の同期系｛図１９（Ｂ）で述べたものと同様に考えられる｝により基地局の制御チャネル（又はＴＣＨ１）への接続の際に既に得られている。入力のコード多重受信信号ＭＳＲＸはまずミキサＭＩＸａでＳＣＧａの逆拡散符号レプリカにより逆拡散（２次復調）される。遅延回路ＤＬの遅延量は色々な場合が考えられるが、この点は後述する。ミキサＭＩＸｂは入力の２次復調信号に後述のひずみ補償部からの補償係数ＣＳを乗積する。ひずみ補償された２次復調信号はＱＰＳＫ等による１次復調部ＤＥＭで１次復調されてＴＣＨ１の受信データとなる。
【００４１】
ひずみ補償部において、ＳＣＧＡは、ＦＰ１に同期して、後述のコードシフトレジスタＣＳＲにより巡回シフトされる各ショートコードＳｉ（ｉ＝１〜ｎ）対応の逆拡散符号レプリカを夫々シンボル周期で順次発生する。コード多重受信信号ＭＳＲＸはミキサＭＩＸＡで各ショートコードＳｉの逆拡散符号レプリカにより順次逆拡散（２次復調）され、同じくＱＰＳＫ等による１次復調部ＤＥＭで１次復調される。
【００４２】
係数決定部は、例えば図２２（Ｂ）で述べたと同様の方法で各受信パイロットシンボルＰＳからフェージング等によるひずみを推定し、最適のひずみ補償係数ＣＳを決定する。このひずみ補償係数ＣＳは、例えば挿入図（ａ）に示す如く、受信複素ベースバンド信号ＲＸＰの送信複素ベースバンド信号ＴＸＰ｛この例では送信ＰＳの既知の符号点Ａ（１＋ｊ１）｝からのずれを直交座標Ｉ，Ｑ上で補償するものでも良いし、又は挿入図（ｂ）に示す如く、前記ずれ分を極座標ＣＳ−ｒ，ＣＳ−θの成分に分解して補償するものでも良い。但し、後者の場合のひずみ補償係数ＣＳはＤＥＭに加えられる。
【００４３】
コードシフトレジスタＣＳＲは、予め基地局より報知情報等により通知された最大ｎ通信チャネル分（但し、通信チャネル当たり２個）のショートコード情報を記憶し、これらをＦＰ１に同期して、かつシンボルクロック信号ＳＣＫにより巡回シフトする。好ましくは、基地局で使用する各ショートコードＳ１〜Ｓｎが各通信チャネルＴＣＨ１〜ＴＣＨｎに固有（固定）の場合は、基地局における各ＴＣＨの使用有無に関わらず、移動機の側では全ＴＣＨ分のショートコードＳ１〜Ｓｎを予め記憶する。この様な記憶は、移動機が基地局に接続する際の報知情報等により１回行えば良い。
【００４４】
移動機がＴＣＨ１に接続した場合のＣＳＲへのＳ１〜Ｓｎの記憶はＦＰ１に同期した位相パターンで行われる。即ち、図４（Ａ）に示す如く、ＣＳＲには「Ｓ１，Ｓ２，Ｓ２，…，Ｓｎ，Ｓｎ，Ｓ１」の位相パターンで記憶される。
【００４５】
因みに、移動機がＴＣＨ２に接続した場合は、ＣＳＲへのＳ１〜Ｓｎの記憶はＦＰ２に同期した位相パターンで行われる。即ち、「Ｓ２，Ｓ３，Ｓ３，…，Ｓｎ，Ｓｎ，Ｓ１，Ｓ１，Ｓ２」の位相パターンで記憶される。この位相パターンは図３に示すＴＣＨ２の位相関係より容易に理解できる。またこの位相パターンは上記移動機がＴＣＨ１に接続した場合の位相パターンを予め単に矢印方向に２ＳＣＫ分巡回シフトすることで容易に得られる。
【００４６】
従って、一般にどのＴＣＨｉ（ｉ＝１〜ｎ）に接続する場合でも、基地局よりまず一律にＦＰ１に同期した位相パターンで全ショートコードＳ１〜Ｓｎを受け取り、これらをそのまま一旦ＣＳＲに記憶し、次にこれを自局が接続する通信チャネルの情報（番号）に従って２×（通信チャネル番号−１）回分巡回シフトすれば、自局の通信中チャネルに対応する位相パターンが容易に得られる。
【００４７】
タイミングシフトレジスタＴＳＲは、予め基地局より報知情報等により通知されたｎ通信チャネル分（但し、チャネル当たり２個）のタイミング情報（全ＴＣＨについての使用有／無のビット情報１／０）を記憶し、これらをＦＰ１に同期して、かつシンボルクロック信号ＳＣＫにより巡回シフトする。このビット情報１／０の内容は各移動機の呼接続／切断の状態に応じてダイナミック（フレーム単位）に変化する。ビット情報の位相パターンの考え方は上記コード情報に対するものと同様で良い。
【００４８】
図４（Ｂ）にタイミングシフトレジスタＴＳＲの記憶パターンの例を示す。但し、ここでは１スロットが１２シンボルから成る場合を示している。ＴＣＨの数に換算すると、ＴＣＨ１〜ＴＣＨ６の６本分に相当する。
【００４９】
ＴＣＨ１のみを使用中（自局のみ接続中）の場合は、ＴＳＲの記憶ビットパターンは図のＴＳＲ（１）の「１０００，００００，０００１」となる。この場合の基地局はＴＣＨ１のみのフレーム送信（フレーム多重）を行い、他のＴＣＨ２〜ｎはフレーム送信（フレーム多重）を行わない。従って、システム（セル）で利用できるＰＳはＴＣＨ１の各スロット前後に内挿されたＰＳ（１），（１２）のみである。
【００５０】
移動機において、ＦＰ１のタイミングでは、ＴＳＲのビット＝１により、ひずみ補償部のＳＧＣＡ，ＤＥＭ及び係数決定部が一斉に付勢される。これにより、受信ＰＳ（１）のショートコードＳ１による逆拡散、１次復調及びひずみ補償係数ＣＳ（１）の決定が行われる。なお、この場合の遅延回路ＤＬの遅延量は例えば０シンボル分とする。即ち、ＤＬを削除とする。これにより、逆拡散・復調部で次の最初のデータシンボルＩＳ（２）が復調されるタイミングには前記直前で決定されたひずみ補償係数ＣＳ（１）によるひずみ補償が行われる。これによりデータシンボルＩＳ（２）を適正に復調できる。
【００５１】
一方、この最初のデータシンボルＩＳ（２）が復調されるタイミングには、ＣＳＲ，ＴＳＲの内容は共にＳＣＫにより一つ巡回シフトされており、ＣＳＲの出力＝Ｓ２，ＴＳＲの出力＝０である。これにより、ひずみ補償部のＳＧＣＡ，ＤＥＭ及び係数決定部は一斉に消勢され、該係数決定部は直前で求めたひずみ補償係数ＣＳ（１）を保持する。以下、この保持されたひずみ補償係数ＣＳ（１）を使用して１０番目のデータシンボルＩＳ（１１）までが復調され、次の１２番目のタイミングでは再度、ＣＳＲの内容＝Ｓ１，ＴＳＲの内容＝１となる。これにより、受信ＰＳ（１２）のショートコードＳ１による逆拡散、１次復調及びひずみ補償係数ＣＳ（１２）の再決定が行われる。
【００５２】
次に、基地局が上記ＴＣＨ１と同時にＴＣＨ３，６を使用中の場合は、ＴＳＲの記憶ビットパターンは図のＴＳＲ（３）の「１００１，１０００，０１１１」となる。この場合の基地局はＴＣＨ１，３，６のみのフレーム送信（フレーム多重）を行い、他のＴＣＨ２，４，５についてはフレーム送信（フレーム多重）を行わない。従って、システム（セル）で利用できるＰＳはＴＣＨ１，３，６の各スロット前後に内挿された各ＰＳ（１），（４），（５），（１０）〜（１２）である。
【００５３】
移動機において、ＦＰ１のタイミングから３番目のデータシンボルＩＳ（４）が復調されるまでの動作は上記と同様で良い。但し、この３番目のデータシンボルＩＳ（４）が受信されるタイミングには他のＴＣＨ３にＰＳ（４）が送信されている。この場合のひずみ補償部では、ＴＳＲのビット＝１により、ＳＧＣＡ，ＤＥＭ及び係数決定部が再度一斉に付勢される。これにより、受信ＰＳ（４）のショートコードＳ３による逆拡散、１次復調及びひずみ補償係数ＣＳ（４）の再決定が行われる。これにより、移動機で次のデータシンボルＩＳ（５）が復調されるタイミングには前記直前で決定されたひずみ補償係数ＣＳ（４）によるひずみ補償が行われる。これによりデータシンボルＩＳ（５）を適正に復調できる。また移動機でその次のデータシンボルＩＳ（６）が復調されるタイミングにはその直前で決定されたひずみ補償係数ＣＳ（５）｛又はＣＳ（４）とＣＳ（５）との平均値等｝によるひずみ補償が行われる。その後は該ＣＳ（５）が次のＰＳ解析結果が得られる迄保持される。以下同様である。上記この移動機について述べたことは、ＣＳＲ，ＴＳＲの初期記憶パターンが異なる他は、他の移動機についても同様である。
【００５４】
この様に第１の実施の形態によれば、移動機は自局のみならず他のＴＣＨ（移動機）のＰＳ部分も重複無く時系列に利用できるので、フェージング変動への追従性に優れ、よって伝搬路推定の精度（品質）が格段に向上する。この精度改善の効果は移動機の接続数の増加と共に増加し、もし基地局の全ＴＣＨが使用中の場合は、従来の外挿パイロット方式と同様のフェージングひずみ補償効果、引いては同期検波の同期改善の効果が得られる。
【００５５】
なお、上記本第１の実施の形態では直前のＰＳ解析結果（又は平均値）に基づき次のデータシンボルＩＳのひずみ補償を行う場合を述べたが、これに限らない。例えば図２２で説明したと同様に、前後の複数のＰＳ解析結果に基づき、ひずみ補償係数ＣＳの時系列を内挿補間し、各データシンボルＩＳのひずみ補償を行っても良い。又はデータシンボル前後のＰＳ解析結果に基づき補償係数ＣＳを平均化しても良い。この場合でも、利用できるＰＳの数（間隔）は移動機接続数の増加と共に増加（減少）するので、伝搬路推定の品質が格段に向上する。なお、この場合の遅延回路ＤＬの遅延量は設計に従い適宜に選択される。
【００５６】
また、上記本第１の実施の形態では基地局において各ショートコードＳ１〜Ｓｎが各ＴＣＨ１〜ＴＣＨｎに固定の場合を述べたが、これに限らない。基地局は各ＴＣＨ１〜ＴＣＨｎに任意のショートコードＳを設定し得る。また、基地局は、移動機に対し１又は２以上のコード情報と共に、該コードが使用されるタイミング情報（フレームの送信タイミング情報）等を通知しても良い。
【００５７】
また、上記本第１の実施の形態ではショートコードによる拡散／逆拡散の場合を述べたが、ＴＣＨの信号はショートコードとロングコードとで二重拡散／逆拡散されても良い。
【００５８】
図５，図６は第２の実施の形態による移動通信システムを説明する図（１），（２）で、基地局は、全通信中チャネルの送信フレームを同一位相で送信すると共に、各内挿ＰＳを全通信チャネルに共通のコードＣＣのみで拡散し、かつデータ部分を各通信チャネルに固有（互いに異なる意味）のコードＣ１〜Ｃｎのみで拡散し、各移動機は全通信チャネルに共通の内挿ＰＳ（即ち、ＰＳの同一コード多重信号）を利用してフェージングひずみ等の補償を行う場合を示している。
【００５９】
図５（Ａ）に基地局送信系の一部構成を示す。この基地局は、各通信チャネル信号を各通信チャネルに固有のコードＣ１〜Ｃｎ（ロングコード又はショートコード）で拡散するためのコード発生部ＣＧ１〜ＣＧｎと、多重信号を全通信チャネルに共通のコードＣＣ（好ましくはショートコード）で拡散するためのコード発生部ＣＧＣとを備える。またＴＣＯＮＴのＤＥＣは、図６に示す如く、基地局のフレームパルス信号ＦＰに同期して、送信各スロットのデータ部分でのみ出力＝１となる様なタイミング信号ＴＳ１と、送信各スロットのＰＳ部分でのみ出力＝１となる様なタイミング信号ＴＳ２とを生成する。
【００６０】
ＴＳ１はコード発生部ＣＧ１〜ＣＧｎに加えられ、該ＴＳ１＝１の区間には、各コードＣ１〜Ｃｎの拡散符号レプリカ（好ましくはシンボル周期〜スロット周期のもの）のみによるデータ部の拡散が行われる。一方、ＴＳ２はコード発生部ＣＧＣに加えられ、ＴＳ２＝１の区間では、コードＣＣの拡散符号レプリカ（好ましくは１シンボル長周期のもの）のみによるＰＳ部の拡散が行われる。
【００６１】
図６は下りリンクのタイミングチャートを夫々示している。各データ区間では、各通信チャネルに固有のコードＣ１〜Ｃｎで夫々拡散された送信多重信号ＭＳＴＸが得られる。また各ＰＳ区間では、全通信チャネルに共通のコードＣＣで拡散された送信多重信号ＭＳＴＸが得られる。
【００６２】
図５（Ｂ）に移動機受信系の一部構成を示す。上記の如く、この基地局の全通信チャネルのフレーム送信位相は揃っているので、この移動機のひずみ補償部からは図４（Ａ）のＣＳＲやＴＳＲの構成が削除されている。また逆拡散・復調部のＣＧａには接続基地局より予め例えばコードＣ１が与えられ、またひずみ補償部のＣＧＡには予め全通信チャネルに共通のコードＣＣが与えられる。また、ＴＣＯＮＴのＤＥＣは、上記基地局の場合と同様に、移動機のフレームパルス信号ＦＰ（基地局のフレームパルス信号ＦＰに対応）に同期して、受信各スロットのデータ部分でのみ出力＝１となる様なタイミング信号ＴＳ１と、受信各スロットのＰＳ部分でのみ出力＝１となる様なタイミング信号ＴＳ２とを生成する。
【００６３】
ＴＳ１は逆拡散・復調部に加えられ、該ＴＳ１＝１の区間では、受信データＩＳを各時点におけるひずみ補償係数ＣＳによりひずみ補償を行って復調する。一方、ＴＳ２はひずみ補償部に加えられ、該ＴＳ２＝１の区間では、受信ＰＳに基づきひずみ補償係数（又はこれらの平均値）ＣＳを求め、その値を続くデータ区間の間保持する。又は図２２で述べたと同様にして、前後の複数のＰＳ解析結果に基づき、ひずみ補償係数ＣＳの時系列を内挿補間する。
【００６４】
この様に本第２の実施の形態によれば、各ＰＳ部分を全通信チャネルにつき共通のコードＣＣのみで拡散するので、各ＰＳ部分のコード多重送信電力は通話中移動機数の増加に応じて強められる。一方、各移動機の側では逆拡散ＰＳのＳＮ比（即ち、Ｅ_b ／Ｉ_o ）が通話中移動機数の増加に応じて改善され、これらのＰＳ信号を用いてフェージング等による伝搬路の推定をより高精度に行える。
【００６５】
図７，図８は第３の実施の形態による移動通信システムを説明する図（１），（２）で、基地局はＰＳ部分を該基地局に固有のロングコードＬ１のみで拡散し、かつデータ部分を通信チャネル毎に固有のショートコードＳ１〜Ｓｎ及び前記ロングコードＬ１で二重拡散し、移動機は全通信チャネルに共通のＰＳ部分を使用してフェージングひずみ等の補償を行う場合を示している。
【００６６】
図７（Ａ）に基地局送信系の一部構成を示す。この基地局は、各下りフレームを各通信チャネルに固有のショートコードＳ１〜Ｓｎで拡散するためのショートコード発生部ＳＣＧ１〜ＳＣＧｎと、多重信号を基地局に固有のロングコードＬ１で拡散するためのロングコード発生部ＬＣＧ１とを備える。またＴＣＯＮＴのＤＥＣは、図８に示す如く、基地局のフレームパルス信号ＦＰに同期して、送信各スロットのデータ部分でのみ出力＝１となる様なタイミング信号ＴＳ１を生成する。
【００６７】
ＴＳ１は全ショートコード発生部ＳＣＧ１〜ＳＣＧｎに加えられ、ＴＳ１＝１の区間に、各ショートコードＳ１〜Ｓｎの拡散符号レプリカ（好ましくはシンボル周期のもの）による各送信フレームの拡散を一斉に付勢する。一方、ロングコード発生部ＬＣＧ１は、常時付勢されており、フレームパルス信号ＦＰに同期して、ロングコードＬ１の拡散符号レプリカ（好ましくはフレーム周期のもの）による拡散を繰り返す。
【００６８】
図８は下りリンクのタイミングチャートを示している。各データ区間では、ＴＳ１＝１により、各通信チャネルに固有のショートコードＳ１〜Ｓｎと、基地局に固有のロングコードＬ１とにより二重拡散された送信多重信号ＭＳＴＸが得られる。また各ＰＳ区間では、ＴＳ１＝０により、基地局の全通信チャネルにつき共通のロングコードＬ１のみで拡散された送信多重信号ＭＳＴＸが得られる。
【００６９】
図７（Ｂ）に移動機受信系の一部構成を示す。この移動機の逆拡散・復調部はロングコードによる二重逆拡散部を更に備えると共に、そのＬＣＧｃには予め接続基地局より該基地局に固有のロングコードＬ１が与えられ、またＳＣＧａには各通信チャネルに固有の例えばショートコードＳ１が与えられる。またひずみ補償部のＬＣＧＡには前記ロングコードＬ１が与えられる。更に、ＴＣＯＮＴのＤＥＣは、上記基地局の場合と同様に、移動機のフレームパルス信号ＦＰに同期して、受信各スロットのデータ部分でのみ出力＝１となる様なタイミング信号ＴＳ１を生成する。
【００７０】
ＴＳ１は逆拡散・復調部に加えられ、ＴＳ１＝１の区間における各受信データＩＳを各時点のひずみ補償係数ＣＳに基づきひずみ補償を行って復調する。一方、ひずみ補償部にはＴＳ１の反転信号／ＴＳ１が加えられ、／ＴＳ１＝１の区間における各ＰＳに基づき各ひずみ補償係数（又はこれらの平均値）ＣＳを求め、その値を続くデータ区間の間保持する。又は図２２で述べたと同様にして、前後の複数のＰＳ解析結果に基づき、ひずみ補償係数ＣＳの時系列を内挿補間する。
【００７１】
この様に本第３の実施の形態によれば、各ＰＳ部分を基地局に固有のロングコードＬ１で拡散するので、ＰＳ部分のコード多重送信電力は通話中移動機数の増加に応じて強められる。一方、移動機の側では逆拡散ＰＳのＳＮ比が通話中移動機数の増加に応じて改善され、これらのＰＳ信号を用いてフェージング等による伝搬路の推定をより高精度に行える。しかも、ＣＤＭＡセルラシステムではこの種のロングコードＬ１は各基地局（セル）の色分けのために通常用いられるものであるから、有限のコード群より本機能実現のために特別のコードをアサインするまでも無く、ロングコードＬ１の活用が図れる。
【００７２】
図９，図１０は第４の実施の形態による移動通信システムを説明する図（１），（２）で、基地局はＰＳ部分を全通信チャネルに共通のショートコードＳＣで拡散し、かつデータ部分を各通信チャネルで固有のショートコードＳ１〜Ｓｎ及び基地局に固有のロングコードＬ１で二重拡散し、移動機は共通のＰＳ部分を使用してフェージングひずみ等の補償を行う場合を示している。
【００７３】
図９（Ａ）に基地局送信系の一部構成を示す。この基地局は、該基地局に固有のロングコード発生部ＬＣＧ１と、全通信チャネルに共通のショートコード発生部ＳＣＧＣと、これらの拡散符号レプリカを選択するスイッチ部ＳＷとを備える。また、タイミング信号ＴＳ１はスイッチ部ＳＷにも加えられ、該スイッチ部ＳＷは、ＴＳ１＝０の時はａ側に接続し、ＴＳ１＝１の時はｂ側に接続する。
【００７４】
図１０は下りリンクのタイミングチャートを示している。各データ区間では、ＴＳ１＝１により、各通信チャネルに固有のショートコードＳ１〜Ｓｎと、基地局に固有のロングコードＬ１とにより二重拡散された送信多重信号ＭＳＴＸが得られる。また各ＰＳの区間では、ＴＳ１＝０により、全通信チャネルに共通のショートコードＳＣ（好ましくはシンボル周期のもの）のみで拡散された送信多重信号ＭＳＴＸが得られる。
【００７５】
図９（Ｂ）に移動機受信系の一部構成を示す。このひずみ補償部のＳＣＧＡには予め接続基地局より全通信チャネル（全移動機）に共通のショートコードＳＣが与えられる。
【００７６】
逆拡散・復調部は、ＴＳ１＝１の区間における移動機に固有の受信データＩＳを各時点のひずみ補償係数ＣＳに基づきひずみ補償を行って復調する。一方、ひずみ補償部は、／ＴＳ１＝１の区間における各移動機に共通のＰＳに基づき各ひずみ補償係数（又はこれらの平均値）ＣＳを求め、その値を続くデータ区間の間保持する。又は図２２で述べたと同様にして、前後の複数のＰＳ解析結果に基づき、ひずみ補償係数ＣＳの時系列を内挿補間する。
【００７７】
この様に本第４の実施の形態によれば、各ＰＳ部分を全通信チャネルに共通のショートコードＳＣで拡散するので、ＰＳ部分のコード多重送信電力は通話中移動機数の増加に応じて強められる。一方、移動機の側では逆拡散ＰＳのＳＮ比が通話中移動機数の増加に応じて改善され、これらのＰＳ信号を用いてフェージング等による伝搬路の推定をより高精度に行える。しかも、各ＰＳ部分はショートコードＳＣで拡散されるので、１シンボル区間内でその拡散符号レプリカの信号レベルが何れか一方に固定される様な心配も無い。
【００７８】
図１１，図１２は第５の実施の形態による移動通信システムを説明する図（１），（２）で、基地局はＰＳ部分を全通信チャネルに共通のショートコードＳＣ及び該基地局に固有のロングコードＬ１で二重拡散し、かつデータ部分を各通信チャネルに固有のショートコードＳ１〜Ｓｎ及び前記ロングコードＬ１で二重拡散し、各移動機は共通のＰＳ部分を使用してフェージングひずみ等の補償を行う場合を示している。
【００７９】
図１１（Ａ）に基地局送信系の一部構成を示す。この基地局は、多重信号を全通信チャネルに共通のショートコードＳＣで拡散するためのショートコード発生部ＳＣＧＣを備える。また、このＳＣＧＣにはタイミング信号ＴＳ１の反転信号／ＴＳ１が加えられ、よってＴＳ＝０の時にのみ付勢される。
【００８０】
図１２は下りリンクのタイミングチャートを示している。各データ区間では、ＴＳ１＝１により、各通信チャネルに固有のショートコードＳ１〜Ｓｎ及び基地局に固有のロングコードＬ１で二重拡散された送信多重信号ＭＳＴＸが得られる。また各ＰＳの区間では、ＴＳ１＝０により、全通信チャネルに共通のショートコードＳＣ（好ましくはシンボル周期のもの）及び前記ロングコードＬ１で二重拡散された送信多重信号ＭＳＴＸが得られる。
【００８１】
図１１（Ｂ）に移動機受信系の一部構成を示す。この移動機の構成は基本的には図７（Ｂ）のものと同様である。但し、このひずみ補償部のＳＣＧＡには予め接続基地局より全通信チャネル（接続全移動機）に共通のショートコードＳＣが与えられる。
【００８２】
逆拡散・復調部は、ＴＳ１＝１の区間における各移動機に固有の受信データＩＳを各時点のひずみ補償係数ＣＳに基づきひずみ補償を行って復調する。一方、ひずみ補償部は、／ＴＳ１＝１の区間における各移動機に共通のＰＳに基づき各ひずみ補償係数（又はこれらの平均値）ＣＳを求め、その値を続くデータ区間の間保持する。又は図２２で述べたと同様にして、前後の複数のＰＳ解析結果に基づき、ひずみ補償係数ＣＳの時系列を内挿補間する。
【００８３】
この様に本第５の実施の形態によれば、各ＰＳ部分を全通信チャネルに共通のショートコードＳＣ及び基地局に固有のロングコードＬ１で拡散するので、ＰＳ部分のコード多重送信電力は通話中移動機数の増加に応じて強められる。一方、各移動機の側では逆拡散ＰＳのＳＮ比が通話中移動機数の増加に応じて改善され、これらのＰＳ信号を用いてフェージング等による伝搬路の推定をより高精度に行える。しかも、各ＰＳ部分は全通信チャネルに共通のショートコードＳＣ及び基地局に固有のロングコードＬ１で二重拡散されるので、該基地局に接続中の各移動機においては他の基地局からのＰＳ部分による干渉を受ける心配も無い。
【００８４】
図１３〜図１５は第６の実施の形態による移動通信システムを説明する図（１）〜（３）で、基地局が制御チャネルの下りフレーム先頭１シンボルをシステム（各セル）に共通のショートコードＳ０のみで拡散すると共に、他の各ＰＳは基地局に固有のロングコードＬ１のみで拡散する場合を示している。なお、ここでは本実施の形態による制御チャネルと、上記第３の実施の形態による通信チャネルとを併合した場合の移動通信システムについて述べるが、この組み合わせに限定されるものでは無い。
【００８５】
図１３に基地局送信系の一部構成を示す。基地局の基本的構成は図７（Ａ）と同様であるが、ここには制御チャネルＣＣＨが付加されている。この制御チャネルは、制御チャネルの下り送信フレームをシステムに共通のショートコードＳ０（好ましくは１シンボル長のもの）で拡散するためのショートコード発生部ＳＣＧ０と、後段のロングコード発生部ＬＣＧ１による二重拡散の一部を打ち消す（マスクする）ためのロングコード発生部ＬＣＧ２とを備える。二重拡散の一部をマスクする原理は上記図１９（Ａ）で述べたものと同様で良い。また、ＴＣＯＮＴのＤＥＣは、フレームの先頭１シンボルでのみ出力＝１となる様なタイミング信号ＴＳ３を生成する。そして、ＳＣＧ０にはＴＳ１とＴＳ３の論理ＯＲされた信号が加えられ、またＬＣＧ２にはＴＳ３が加えられる。
【００８６】
図１４に下りリンクのタイミングチャートを示す。全通信チャネルの拡散パターンは上記図８と同様である。但し、ここでは各斜線部分に複数のパイロットシンボルＰＳが含まれるとする。そして、制御チャネルＣＣＨにおいては、フレーム先頭の１シンボルについては、ＴＳ３＝１により、システムに共通のショートコードＳ０のみで拡散される。またデータ部分はショートコードＳ０及び基地局に固有のロングコードＬ１で二重に拡散される。そして、残りのＰＳ部分はロングコードＬ１のみで拡散される。この様に、制御チャネルフレーム先頭の１シンボルをシステムに共通のショートコードＳ０のみで拡散することにより、この１シンボルを、ゾーン内の移動機が電源ＯＮした時や、自ゾーンにハンドオーバする移動機の同期捕捉用シンボルに利用できる。
【００８７】
ところで、この制御チャネルフレーム先頭の１シンボルについては、パイロットシンボルＰＳと同一符号のシンボルであっても他の任意符号を表すシンボルであっても良い。移動機は受信電力最大の基地局をとまり木とするから、同期捕捉の際には、拡散コードＳ０のみ合っていれば、シンボルの内容（符号）は問わない。従って、好ましくはフレーム先頭の１シンボルをパイロットシンボルＰＳと同一符号とできる。この場合は、上記フレーム先頭の１シンボルも伝搬路推定に利用できる。しかし、システムによっては、フレーム先頭の１シンボルがパイロットシンボルＰＳ以外の符号となる場合もあり得る。本実施の形態ではこのフレーム先頭１シンボルの符号がパイロットシンボルＰＳの符号と異なる場合を説明する。
【００８８】
図１５に移動機受信系の一部構成を示す。コードタイミング検出・同定部は、システムに共通のショートコードＳ０と上記フレーム先頭の１シンボルとの間の最大相関検出によりロングコード同期タンミングを検出し、引き続き基地局の同定を行う。また、通話中は当該通信チャネルへの同期を維持する。なお、このコードタイミング検出・同定部の構成及び制御の詳細は図１９（Ｂ），図２０で述べたものと同様に考えられる。そして、ＴＣＯＮＴは同期確立したフレームパルス信号ＦＰに同期して基地局と同様のタイミング信号ＴＳ１，ＴＳ３を生成する。
【００８９】
逆拡散・復調部において、制御チャネルの受信時には、移動機制御部（不図示）よりＳＣＧａにシステムに共通のショートコードＳ０がセットされる。この時の受信多重信号ＭＳＲＸは、ＴＳ１＝１の区間で、制御チャネルの各データ部分がショートコードＳ０により逆拡散され、かつロングコードＬ１により二重に逆拡散される。また通信チャネルの受信時には、ＳＣＧａに基地局指定の例えばショートコードＳ１がセットされる。この時の受信多重信号ＭＳＲＸは、ＴＳ１＝１の区間で、通信チャネルの各データ部分がショートコードＳ１により逆拡散され、かつロングコードＬ１により二重に逆拡散される。
【００９０】
ひずみ補償部において、ＡはＡＮＤゲート回路、ＮＯはＮＯＲゲート回路である。制御チャネルの受信時（ＣＣＨＣ＝１）には、フレーム先頭１シンボルの符号はパイロットシンボルＰＳの符号と異なるため、伝搬路推定には利用しない。この時のＬＣＧＡ，ＤＥＭ及び係数決定部の動作は、ＴＳ１＝０であっても、ＣＣＨＣ＝１＊ＴＳ３＝１により消勢される。それ以外のＴＳ１＝０の区間では、受信多重信号ＭＳＲＸは、ロングコードＬ１のみにより逆拡散される。但し、このロングコードＬ１は基地局の各通信中下りチャネルにも共通なので、各通信中チャネルのＰＳ部分も同時に逆拡散される。従って、制御チャネルの受信時でも通信中移動機数の増加に応じて逆拡散ＰＳのＳＮ比が増大する。
【００９１】
また通信チャネルの受信時には、各ＴＳ１＝０の区間に、受信多重信号ＭＳＲＸからは基地局の各通信中チャネルの各ＰＳ部分がロングコードＬ１のみにより逆拡散される。従って、既に述べた様に、通信チャネルの受信時には通信中移動機数の増加に応じて逆拡散ＰＳのＳＮ比が増大する。但し、この例では、常時使用されている制御チャネルからも先頭の１シンボルを除く各ＰＳ部分がロングコードＬ１のみにより逆拡散されるので、通信中移動機数が１台の場合でもＰＳ部分の受信ＳＮが改善される効果がある。
【００９２】
図１６〜図１８は第７の実施の形態による移動通信システムを説明する図（１）〜（３）で、基地局が制御チャネルのフレーム先頭１シンボルをシステムに共通のショートコードＳ０のみで拡散すると共に、他の各ＰＳはショートコードＳ０及び基地局に固有のロングコードＬ１で拡散する場合を示している。なお、ここでは本実施の形態による制御チャネルを、上記第５の実施の形態による通信チャネルと併用した場合の移動通信システムについて述べるが、これには限定されない。例えば上記第４の実施の形態による通信チャネルと併用しても良い。また、本実施の形態ではフレーム先頭１シンボルの符号がパイロットシンボルＰＳの符号と同一の場合を説明する。
【００９３】
図１６に基地局送信系の一部構成を示す。制御チャネルＣＣＨのＳＣＧ０はＴＳ１＝１の区間に各データ部分をシステムに共通のショートコードＳ０（好ましくは１シンボル周期のもの）で拡散し、かつ多重チャネルのＳＣＧＣはＴＳ１＝０の区間に各ＰＳ部分を前記ショートコードＳ０で拡散する。従って、制御チャネルのフレームはショートコードＳ０により連続的に拡散される。また多重チャネルのＬＣＧ１は、常時付勢されおり、制御チャネルのフレームはロングコードＬ１で二重に拡散される。但し、制御チャネルのＬＣＧ２がＴＳ３のタイミングに付勢されるため、制御チャネルのフレーム先頭１シンボル（この例では＝ＰＳ）のロングコードＬ１による二重拡散はマスクされる。
【００９４】
図１７に下りリンクのタイミングチャートを示す。全通信チャネルの拡散パターンは図１２と同様である。但し、ここでも各斜線部分に複数のパイロットシンボルＰＳが含まれるとする。制御チャネルＣＣＨについては、フレーム先頭の１インボル（＝ＰＳ）については、ＴＳ３＝１により、システムに共通のショートコードＳ０のみで拡散される。残りのデータ部分及びＰＳ部分はショートコードＳ０及び基地局に固有のロングコードＬ１で二重に拡散される。この様に、制御チャネルフレーム先頭の１シンボルをシステムに共通のショートコードＳ０のみで拡散することにより、この１シンボルを、ゾーン内の移動機が電源ＯＮした時や、自ゾーンにハンドオーバする移動機の同期捕捉用シンボルに利用できる。
【００９５】
図１８に移動機受信系の一部構成を示す。コードタイミング検出・同定部及び逆拡散・復調部の構成は夫々図１５のものと同様で良い。一方、ひずみ補償部においては、制御チャネルフレーム先頭の１シンボル（＝ＰＳ）を伝搬路推定にも利用できるので、構成が少し異なる。
【００９６】
ＳＣＧＡ，ＬＣＧＡ，ＤＥＭ及び係数決定部の動作は、各ＴＳ１＝０の区間に付勢される。但し、制御チャネルの受信時（ＣＣＨＣ＝１）には、該制御チャネルの先頭１シンボル（＝ＰＳ）はシステムに共通のショートコードＳ０のみで拡散されているので、このタイミングには、ＣＣＨＣ＝１＊ＴＳ３＝１により、スイッチＳＷＡは接点ｂ側に接続する。これにより制御チャネルの先頭１シンボルだけはショートコードＳ０のみで逆拡散される。それ以外の場合はスイッチＳＷＡは接点ａ側に接続する。これにより制御チャネルの残りのＰＳ部分及び通信チャネルの各ＰＳ部分はショトコードＳ０及びロングコードＬ１で二重に逆拡散される。
【００９７】
本第７の実施の形態でも上記第６の実施の形態と同様の作用・効果が得られることは言うまでも無い。また、各ＰＳをＳ０単独で又は二重に拡散するので、どのＰＳ信号もショートコードＳ０により十分にスペクトラム拡散される。
【００９８】
ところで、上記第２〜第５の各実施の形態においては、全通信チャネルのフレーム送信位相が揃っていると共に、各ＰＳ部分の拡散パターンは全通信チャネルに共通である。そこで、基地局はＰＳ部分のコード多重前又はコード多重後の送信電力を通話中移動機数の増加に応じて小さくする様な制御を行う。通話中移動機の数は基地局において既知であるから、基地局はその時のＰＳ信号の送信電力を最適に求められる。例えばＰＳ部分の送信電力を１／（通話中移動機数）に制御すると、移動機において受信するＰＳ信号の逆拡散信号電力は通信中チャネルのデータ部の逆拡散信号電力と同じになる。従って、ひずみ補償部では別段のレベル調整を必要としない。一方、この場合の基地局は、ＰＳ部の送信電力を下げることで、送信電力の節約となると共に、他の基地局（セル）に与えるＰＳ部の干渉を低減できる。
【００９９】
なお、上記各実施の形態では単一の周波数における動作を説明したが、本発明は各基地局が複数の周波数における複数のコードチャネルを有する場合にも適用できる。
【０１００】
また、上記本発明に好適なる複数の実施の形態を述べたが、本発明思想を逸脱しない範囲内で、各部の構成、制御、及びこれらの組合せの様々な変更が行えることは言うまでも無い。
【０１０１】
【発明の効果】
以上述べた如く本発明によれば、簡単な構成により内挿パイロット方式における伝搬路推定精度を大幅に改善でき、このような移動端末装置を使用した移動通信システムの通信サービス品質向上に寄与する所が極めて大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理を説明する図である。
【図２】第１の実施の形態による移動通信システムを説明する図（１）である。
【図３】第１の実施の形態による移動通信システムを説明する図（２）である。
【図４】第１の実施の形態による移動通信システムを説明する図（３）である。
【図５】第２の実施の形態による移動通信システムを説明する図（１）である。
【図６】第２の実施の形態による移動通信システムを説明する図（２）である。
【図７】第３の実施の形態による移動通信システムを説明する図（１）である。
【図８】第３の実施の形態による移動通信システムを説明する図（２）である。
【図９】第４の実施の形態による移動通信システムを説明する図（１）である。
【図１０】第４の実施の形態による移動通信システムを説明する図（２）である。
【図１１】第５の実施の形態による移動通信システムを説明する図（１）である。
【図１２】第５の実施の形態による移動通信システムを説明する図（２）である。
【図１３】第６の実施の形態による移動通信システムを説明する図（１）である。
【図１４】第６の実施の形態による移動通信システムを説明する図（２）である。
【図１５】第６の実施の形態による移動通信システムを説明する図（３）である。
【図１６】第７の実施の形態による移動通信システムを説明する図（１）である。
【図１７】第７の実施の形態による移動通信システムを説明する図（２）である。
【図１８】第７の実施の形態による移動通信システムを説明する図（３）である。
【図１９】従来技術を説明する図（１）である。
【図２０】従来技術を説明する図（２）である。
【図２１】従来技術を説明する図（３）である。
【図２２】従来技術を説明する図（４）である。
【符号の説明】
ＢＳ 基地局
ＣＣＧ 共通コード発生部
ＣＧ コード発生部
ＣＳＲ コードシフトレジスタ
ＣＴＲ カウンタ
ＤＥＣ タイミングデコーダ
ＤＥＭ １次復調部
ＤＬ 遅延回路
ＦＢ フレームバッファ
ＬＣＧ ロングコード発生部
ＭＯＤ １次変調部
ＭＩＸ ミキサ（乗積回路）
ＭＳ 移動機
ＳＣＧ ショートコード発生部
ＴＣＯＮＴ タイミング制御部
ＴＳＲ タイミングシフトレジスタ
＋ 信号多重回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  The present invention relates to a mobile terminal device., Base station apparatus, and pilot signal processing methodMore specifically, a known pilot signal in which a base station apparatus and a mobile terminal apparatus are connected by a DS-CDMA (Direct Sequence-Code Division Multiple Access) method and the base station apparatus is interpolated in a downlink frame of a communication channel. The mobile terminal apparatus estimates the signal propagation path characteristics based on
Mobile terminal apparatus of mobile communication system to perform, Base station apparatus, and pilot signal processing methodAbout.
[0002]
In recent years, in mobile communication systems such as automobile phones and mobile phones, a DS-CDMA system (hereinafter referred to as a CDMA system) which is superior in fading countermeasures and can accommodate more subscribers, instead of the conventional TDMA (Time Division Multiple Access) system. Research and development of practical application of mobile communication system is being actively conducted. In particular, the present invention relates to an improvement in the accuracy of signal propagation path estimation using an interpolation pilot scheme.
[0003]
[Prior art]
19 to 22 are views (1) to (4) for explaining the prior art. The background art will be described below. In the CDMA cellular system, it has been proposed to use a combination of a short spreading code and a long spreading code so that an infinite number of spreading codes can be generated in order to avoid the troublesome arrangement and rearrangement of spreading codes. However, in addition to using the same frequency for each cell, it is necessary to perform initial synchronization for capturing a timing error between the spread code of the received signal and the spread code replica within a ½ chip period during cell search and handover. The time required for this synchronization becomes a problem.
[0004]
In this regard, the conventional two-stage high-speed initial synchronization method of long code in the asynchronous cellular system between DS-CDMA base stations (Technical Report of IEICE. )It has been known. This method first performs a first stage synchronization with a short code common to each cell (base station), and uses this information to perform a second stage synchronization of different long codes for each cell. It is. The outline will be described below.
[0005]
FIG. 19A shows a partial configuration of the base station transmission system, and FIG. 19B shows a partial configuration of the mobile station synchronization system. FIG. 20 shows a timing chart of the two-stage high-speed initial synchronization. In the base station transmission system of FIG. 19A, SCG is a short code generation unit, LCG is a long code generation unit, MIX is a mixer (signal multiplication circuit), + is a signal multiplexing circuit, and TCONT is a timing control unit. The control channel of the base station BS1 is spread with a short code SC common to each cell, while the communication channels 1 to n are spread with a short code S1 to Sn specific to each channel. Each spread signal is combined by a multiplex circuit, and further double spread with a long code L1 unique to BS1. However, one symbol of this control channel is spread in advance by a long code / L1 which is a complex conjugate of the I and Q components of the long code L1, thereby masking (cancelling) spreading by the subsequent L1. ing. The same applies to the other BS2, BS3 and the like. Therefore, for the control channel, the one symbol spread by the short code SC common to each cell is obtained.
[0006]
In the mobile unit synchronization system of FIG. 19B, SW is a received signal selector switch, MF is a matched filter, MEM is a memory, MAXSEL is a correlation output maximum value selection unit, and CMP is a comparator. The received signal of the mobile device MS1 is first input to the long code synchronization timing detector, where the matched filter MF detects the correlation with the short code SC. The correlation is squared amplitude detection and stored in MEM. In this case, since the cellular mobile device aims to capture the control channel with the maximum average received power, it detects the correlation of multiple frames and averages the effects of inter-channel interference and fading in the mobile device environment. To do. The timing at which the maximum correlation square value (maximum correlation peak value) is obtained is defined as the long code synchronization timing T.
[0007]
After detecting the long code synchronization timing T, the received signal is input to the long code identification unit. Here, the code SC + L1 synchronized with the long code synchronization timing T is used as a replica code, the correlation with the data part is integrated for one symbol period by a sliding correlator, square detection is performed, and the sum of the M symbol sections thus obtained is obtained. Is determined by the threshold TH determined in accordance with the maximum correlation peak value of MAXSEL. If the correlation value does not exceed the threshold value TH, the above operation is repeated by changing the long code. If the correlation value exceeds the threshold value TH, the cell search (initial synchronization) is completed through the confirmation mode.
[0008]
The initial synchronization operation will be specifically described with reference to the timing chart of FIG. MS1 receives simultaneously the same frequency, long code period 10 ms, and BS-to-BS asynchronous control channel signals from BS1 to BS3. In the code timing detection phase (dotted line section) of MS1, the maximum correlation is obtained with the timing of the above-mentioned one symbol of BS3. Therefore, the time T from the reference timing (dotted line) of MS1 is the long code synchronization timing T. Become.
[0009]
In the subsequent long code identification phase, from the long code group determined by the system in the case of the initial cell search, or from the long code group of the neighboring cell notified from the BS1 in the case of the neighboring cell search at the time of handover, Sequentially, replica codes of SC + Li (i = 1, 2,..., M) are generated, and correlation detection is performed. In this example, the identification of BS3 is obtained by detecting the correlation of SC + L3. Thus, it has been reported that the 90% detection time of cell search by this method has been shortened to about 350 ms to 850 ms under various mobile environment.
[0010]
In a CDMA cellular system, the required E_b/ I_oIn order to reduce (signal power-to-interference power and background noise power density ratio per bit of information) and increase the cell capacity, it is proposed to perform synchronous detection by pilot symbols and estimation and compensation of fading distortion. ing. The propagation path estimation method using this pilot signal includes an extrapolation pilot method (USP 5166951) and an interpolation pilot method (“16QAM fading compensation method for land mobile communication” B-II V_OL J72-B-II N_O.1 PP.7-15 January 1989) is known.
[0011]
FIG. 21 shows an outline of the extrapolation pilot method. The figure shows the downlink going from the base station to the mobile station. In the extrapolated pilot system, a pilot signal dedicated channel PCH is provided separately from the communication channel (control channel CCH, communication channels TCHI1 to TCHn), and the pilot signal is exclusively transmitted. The mobile station can always perform direct path estimation and compensation using this pilot signal. However, the pilot signal channel PCH is required for each frequency, and there is a problem that the channel use efficiency of the system is lowered.
[0012]
FIG. 22 shows an outline of the interpolation pilot method. In this method, fading distortion is estimated from known pilot symbols periodically inserted, and the fading distortion in all information symbols is estimated by interpolating the time series, thereby performing distortion compensation.
[0013]
FIG. 22A shows the format of the interpolation pilot method. One pilot symbol PS for transmission path measurement is inserted for every N-1 information symbols IS. As the pilot symbol PS, the points A to D having the maximum amplitude are suitable as shown in the inset (a), but here, the point A (3 + j3) is used.
[0014]
FIG. 22B shows the configuration of the fading distortion estimation / compensation unit of the receiver. Although the illustration of the front stage of the receiving unit is omitted, the received signal is band-limited by BPF, the received signal level is appropriately set by AGC, the offset frequency is coarsely adjusted by AFC, and then quasi-synchronous detection is performed by the local signal. . Further, the baseband signal after detection is band-limited by the LPF, and after noise outside the band and adjacent channel interference are suppressed, the baseband signal is input to this fading distortion estimation / compensation unit. The input received complex baseband signal u (t) is
u (t) = c (t) z (t) + n (t)
Where c (t): fading distortion signal
z (t): Equivalent to transmission complex baseband signal
n (t): white Gaussian noise
It can be expressed. In order to remove distortion due to c (t) from this u (t), an estimated value C (t) of c (t) is obtained from the received signal u (t), and an optimum gain,
h (t) = 1 / C (t)
Is calculated and multiplied by u (t).
[0015]
In the figure, the frame synchronizer receives frame timing (period T) from an input baseband signal u (t)._F) And the clock synchronization unit starts clock timing (cycle T) from u (t)._S). If the frame length is N, the timing of each symbol is
t = kT_F+ (M / N) T_F
(K = 0, 1, 2,..., M = 0, 1, 2,..., N−1)
It becomes. Also, the timing of the pilot symbol PS is when m = 0, that is,
t = kT_F  (K = 0, 1, 2, ...)
It becomes. t = kT_FThe received complex baseband signal u (k) at
u (k) = c (k) (3 + j3) + n (k)
It can be expressed. Here, the estimated value C (k) of c (k) is
C (k) = u (k) / (3 + j3)
Then,
C (k) = c (k) + n (k) / (3 + j3)
Is obtained. Further, by interpolating the time series of C (k), fading distortion in each information symbol can be estimated. In the following, an example of interpolation using the quadratic Gauss formula will be described.
[0016]
In the fading distortion estimation unit, t = (k−1) T_F, T = kT_F, T = (k + 1) T_FIf the estimated values of the fading distortion obtained in step C are C (k−1), C (k), and C (k + 1), respectively, a certain symbol time t = kT_F+ (M / N) T_FThe fading fluctuation C (k + (m / N)) at

Can be estimated.
[0017]
In the fading distortion compensation unit, an optimum gain = 1 / C (k + (m / N)) is further obtained, and this is converted to T by the delay unit._FBy multiplying the input signal delayed by sec, an output complex baseband signal Z (k + (m / N)) compensated for fading distortion is obtained.
[0018]
Note that if a first-order interpolation is used instead of the second-order interpolation, the pilot symbols are estimated with straight lines. Further, when the 0th-order interpolation is used, the estimated value in the pilot symbol is held for one frame.
[0019]
Therefore, the dedicated pilot signal channel PCH as in the extrapolation pilot system is not necessary, and the channel use efficiency of the system is improved.
[0020]
[Problems to be solved by the invention]
However, the interpolation pilot scheme has a drawback that a propagation path estimation error in each information symbol becomes large due to an interpolation error. In addition, if the number of users (mobile devices) that communicate at the same time increases, the interpolated pilot signal itself causes graceful degradation. Therefore, the accuracy of the propagation path estimation value of the pilot symbol that is the basis of the interpolation is increased. I can't get it.
[0021]
  An object of the present invention is to provide a mobile terminal apparatus having improved propagation path estimation accuracy in an interpolation pilot scheme, Base station apparatus, and pilot signal processing methodIs to provide.
[0022]
[Means for Solving the Problems]
  The above problem is solved by the configuration of FIG. That is, in the mobile terminal apparatus of the present invention (1), a base station apparatus BS and a plurality of mobile terminal apparatuses MS are connected by code division multiplexing, and the base station apparatus BS connects to the plurality of mobile terminal apparatuses MS. In the mobile terminal apparatus of the mobile communication system in which the mobile terminal apparatus MS estimates signal propagation path characteristics based on a known pilot signal PS interpolated in a downlink frame of each communication channel, the base station apparatus BS includes the plurality of base station apparatuses BS. Spread in a predetermined (same or different) phase with a common code for each communication channel used by the mobile terminal device MSInterpolated at a common timingA distortion compensator that despreads and demodulates a common interpolated pilot signal PS with the common code to obtain a distortion compensation coefficient of a signal propagation path, and the base station apparatus BS spreads with a unique code for a specific channel during communication And a data demodulator that demodulates the data signal using the inherent code and demodulates the data signal using the distortion compensation coefficient.
[0023]
Therefore, such a distortion compensator has SN (ie, E_b/ I_OIt is possible to obtain a highly accurate distortion compensation coefficient based on the improved interpolated pilot signal.
[0024]
  Hereinafter, operations of the mobile terminal apparatus in various mobile communication systems will be described in detail. That is, in the mobile communication system of Example (1), the base station apparatus BS1a transmits each downlink frame obtained by interpolating common pilot signals PS1 and PS3 in a common format.pluralThe mobile terminal devices MS1a and MS3a transmit the transmission timings shifted by at least the interpolated pilot signal PS for each channel of the communication channels TCH1 and TCH3 used by the mobile terminal devices MS1a and MS3a. Signal propagation path characteristics are estimated based on the time series of the interpolated pilot signals PS1 and PS3.
[0025]
Therefore, according to the example (1), each mobile terminal apparatus MS1a / MS3a transmits not only the interpolated pilot signal PS1 / PS3 of its own station but also the interpolated pilot signal PS3 / PS1 of the other communicating channels TCH3 / TCH1. Can be used in time series (without duplication) for estimation purposes. Therefore, it is excellent in followability to fading fluctuation and the like, and the accuracy (quality) of propagation path estimation is remarkably improved. Moreover, this accuracy improvement effect increases with an increase in the number of connections of the mobile terminal apparatus MS. If all the communication channels TCH1 to THn of the base station apparatus BS1a are in use, the dedicated pilot signal channel PCH is not provided. In addition, the same fading distortion compensation effect as that of the conventional extrapolation pilot system can be obtained, that is, the synchronous improvement effect of synchronous detection can be obtained.
[0026]
In the illustrated example, the communication channel TCH2 is not used. In this case, the base station apparatus BS1a may transmit the frame transmission of the communication channel TCH3 in the phase of the communication channel TCH2.
[0027]
  In the mobile communication system of Example (2), the base station device BS1b ispluralEach downlink frame obtained by interpolating common pilot signals PS1 and PS3 in a common formatpluralThe mobile terminal apparatuses MS1b and MS3b transmit in the same phase to the communicating channels TCH1 and TCH3, and the downlink pilot signals PS1 and PS3 are common to all the communication channels TCH1 to TCHn of the own station. Mobile terminal apparatus MS1b / MS3b despreads the spread pilot signals PS1 and PS3 of each downlink frame with code CC common to all communication channels. According to this example (2), the base station apparatus BS1b spreads the interpolated pilot signals PS1 and PS3 with a common code CC for all the communication channels TCH1 to TCHn. The code multiplex transmission power is increased as the number of mobile devices during a call increases.
[0028]
  On the other hand, on the side of each mobile station MS1b / MS3b, the received pilot signals PS1 and PS3 are despread with the code CC common to all the communication channels, so that the S / N ratio (ie, Eb / Io) of the despread signal is the call. It will be improved as the number of medium mobile units increases. Therefore, even if the number of users (mobile devices) that communicate at the same time increases, the quality degradation (graceful degradation) of the interpolated pilot signal itself is reduced, and thus the propagation path estimation of the pilot signal PS that is the basis of interpolation etc. High accuracy is obtained per value.
  In the mobile terminal apparatus of the present invention (2), a base station apparatus and a plurality of mobile terminal apparatuses are connected by a code division multiplexing method, and the base station apparatus downloads each communication channel to the plurality of mobile terminal apparatuses. In the mobile terminal apparatus of the mobile communication system in which the mobile terminal apparatus estimates signal propagation path characteristics based on a known pilot signal periodically inserted into a frame, the base station apparatus uses the plurality of mobile terminal apparatuses. For each channel in communication, a common code is spread with a predetermined phase, and the common pilot signal interpolated at a common timing is despread and demodulated with the common code to obtain a distortion compensation coefficient of the signal propagation path. A distortion compensator and the base station apparatus despreads the data signal spread with a specific code for a specific communication channel with the specific code, In which and a data demodulator for demodulating the data signal using the serial distortion compensation coefficient.
  In the mobile terminal apparatus of the present invention (3), a base station apparatus and a plurality of mobile terminal apparatuses are connected by a code division multiplexing method, and the base station apparatus downloads each communication channel to the plurality of mobile terminal apparatuses. In the mobile terminal apparatus of a mobile communication system that transmits a pilot signal that is interpolated in a frame, the base station apparatus has a predetermined phase with a common code for each communication channel used by the plurality of mobile terminal apparatuses. A distortion compensator that spreads and despreads and demodulates a common interpolated pilot signal interpolated at a common timing with the common code, and obtains a distortion compensation coefficient of the signal propagation path, and the base station apparatus performs specific communication. A data signal spread with a unique code per medium channel is despread with the unique code, and the data signal is demodulated using the distortion compensation coefficient. In which and a data demodulator.
  In the mobile terminal apparatus of the present invention (4), a base station apparatus and a plurality of mobile terminal apparatuses are connected by a code division multiplexing method, and the base station apparatus downloads each communication channel to the plurality of mobile terminal apparatuses. In the mobile terminal apparatus of the mobile communication system that periodically inserts and transmits a known pilot signal in a frame, the base station apparatus uses a common code for each communication channel used by the plurality of mobile terminal apparatuses A distortion compensator that spreads at a predetermined phase and despreads and demodulates the common pilot signal interpolated at a common timing with the common code to determine a distortion compensation coefficient of the signal propagation path, and the base station device identifies A data signal spread with a unique code per channel during communication is despread with the unique code, and the data signal is demodulated using the distortion compensation coefficient. In which and a data demodulator for performing.
  The mobile terminal apparatus according to the present invention (5) is a mobile terminal apparatus that estimates propagation path characteristics based on a received pilot signal, and from a base station apparatus, a plurality of downlink channels in a common format addressed to a plurality of mobile terminal apparatuses. CommontimingCommon pilot signalEach interpolatedA transmitted downlink signal is received, and propagation path estimation is performed based on the common pilot signal included in the plurality of downlink channels in the received downlink signal.
  Further, the base station apparatus of the present invention (6) is a base station apparatus that transmits a plurality of downlink channels addressed to a plurality of mobile terminal apparatuses, and is common to a plurality of downlink channels in a common format addressed to the plurality of mobile terminal apparatuses.timingCommon pilot signals that can be received by multiple mobile terminalsEach interpolatedA plurality of downlink channels are transmitted.
  The pilot signal processing method of the present invention (7) includes a base station device that transmits a plurality of downlink channels addressed to a plurality of mobile terminal devices, and a mobile terminal device that estimates propagation path characteristics based on the received pilot signals. In a pilot signal processing method in a mobile communication system, from a base station device, a common format of a plurality of downlink channels in a common format addressed to a plurality of mobile terminal devicestimingCommon pilot signalEach interpolatedA downlink signal is transmitted, and propagation path estimation is performed based on the common pilot signal included in the plurality of downlink channels in the downlink signal received by the mobile terminal apparatus.
[0029]
Preferably, in the example (3), in the above example (2), as shown in FIG. 8, for example, the base station device uses the interpolated pilot signal PS of each downlink frame as a long code common to all its communication channels. The signal is spread only by L1, and each other intra-frame signal is double spread by the long code L1 and the short codes S1 to Sn specific to each of the communicating channels TCH1 to TCHn. Therefore, the same effect as the above example (2) can be obtained. Moreover, in the CDMA cellular system, the long code L1 is normally used for color-coding each base station device (cell), so there is no need to assign a special code for realizing this function from a finite code group. The existing long code L1 can be utilized. In addition, the data part is consistent with the spreading method, and the configurations of the base station apparatus and the mobile terminal apparatus are simplified.
[0030]
Preferably, in the example (4), in the above example (2), as shown in FIG. 10, for example, the base station apparatus sets the interpolated pilot signal PS of each downlink frame to a common communication channel for all communication channels of the own station. The first short code SC is spread only, and the other intra-frame signals are transmitted through the long code L1 common to all communication channels of the own station and the second short codes S1 to Sn specific to the respective communicating channels TCH1 to TCHn. Double diffuse with. Therefore, the same effect as the above example (2) can be obtained. In addition, since the interpolated pilot signal PS is spread only by the first short code SC common to all communication channels TCH1 to TCHn of the base station apparatus, the signal level of the spread code replica per symbol is fixed to either one. There is no worry about being done. That is, this interpolated pilot signal PS is sufficiently spread spectrum, and is despread with high correlation in the mobile terminal apparatus. In addition, the data part is consistent with the spreading method, and the configurations of the base station apparatus and the mobile terminal apparatus are simplified.
[0031]
Preferably, in the example (5), in the above example (2), as shown in FIG. 12, for example, the base station apparatus sets the interpolated pilot signal PS of each downlink frame to the common communication channel for all the communication channels of the own station. A second code specific to each of the long code L1 and each of the communication channels TCH1 to TCHn, and double-spread with a short code SC of 1 and a long code L1 common to all communication channels of the local station. Double-spread with short codes S1 to Sn. Therefore, the same effect as the above example (2) can be obtained. Moreover, since the interpolated pilot signal PS is double-spread with the first short code SC and the long code L1 common to all the communication channels of the base station apparatus, the inter-cell interference of the interpolated pilot signal PS is also sufficient. Be suppressed. In addition, the data part is consistent with the spreading method, and the configurations of the base station apparatus and the mobile terminal apparatus are simplified.
[0032]
Preferably, in the example (6), in the above example (3), as shown in FIG. 14, for example, the base station apparatus uses a format that is common or substantially common to the communication channel TCH of the local station regarding the interpolated pilot signal PS. A control channel for transmitting the downlink frame having the same phase as that of the communication channel, spreading at least the first symbol of the downlink frame of the control channel using only the short code S0 common to the system, and the remaining interpolated pilot signal The PS is spread only with the long code L1 common to all communication channels TCH of the own station, and other intra-frame signals are transmitted to the short code S0 common to the system and the long code common to all communication channels of the own station. Double diffusion at L1. Therefore, the same effect as the above example (2) can be obtained. In addition, in this example, since the remaining interpolated pilot signals PS are spread only by the long code L1 common to all the communication channels TCH of the own station even in the control channel CCH that is always used, Even when the number of communicating mobile devices is one, the reception SN of each interpolated pilot signal PS is improved. Further, since at least the first symbol of the downlink frame of the control channel is spread only by the short code S0 common to the system (each cell), this first symbol is used when the mobile terminal device in the cell turns on the power or the handover. It can be used as a symbol for time synchronization acquisition.
[0033]
Preferably, in the example (7), in the above example (5), for example, as shown in FIG. 17, the base station apparatus has a format that is common or substantially common to the communication channel of the local station regarding the interpolated pilot signal PS. A control channel CCH for transmitting a downstream frame in the same phase as the communication channel is further provided, and a first short code SC common to all communication channels of the own station in the example (5) is common to the system. No code S0, at least the first symbol of the downlink frame of the control channel is spread only by the first short code S0 (preferably 1 symbol length), and other intra-frame signals are all transmitted by the local station. Double spreading is performed with a long code L1 common to the channel and the first short code S0. Therefore, the same effect as the above example (6) can be obtained. In addition, since each interpolated pilot signal PS is double-spread with the code S0 + L1, any interpolated pilot signal PS is sufficiently spectrum spread by the combined use of the short code S0.
[0034]
Preferably, in the example (8), in the above examples (2) to (5), the base station apparatus reduces the transmission power of the interpolated pilot signal PS of each communication channel as the number of communication channels increases. To do. For example, when the transmission power of each interpolated pilot signal PS is controlled to 1 / (the number of mobile terminal devices during a call) on the base station device side, the signal power of the despread interpolated pilot signal PS on the mobile terminal device side is This is the same as the signal power obtained by despreading the data portion of the channel during communication. Therefore, signal processing on the mobile terminal device side is facilitated. Moreover, the base station apparatus in this case can reduce the interference given to another base station apparatus (cell) by reducing the transmission power of the interpolation pilot signal PS.
[0035]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, a plurality of preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. Note that the same reference numerals denote the same or corresponding parts throughout the drawings. 2 to 4 are diagrams (1) to (3) for explaining the mobile communication system according to the first embodiment. The base station shifts the transmission phase of the PS interpolation frame for each channel. A case where the interpolating channel interpolation PS is used in time series is shown.
[0036]
FIG. 2 shows a partial configuration of the base station transmission system. The base station includes a maximum of n communication channels TCH1 to TCHn. There is also a control channel CCH (not shown), but here we focus on the communication channel. In TCH1, the frame buffer FB1 stores each interpolated pilot symbol PS (for example, one symbol) and data symbol IS for one transmission frame in a predetermined format (FIG. 3). The frame information of FB1 is read in synchronization with the frame pulse signal FP1 (corresponding to the frame pulse signal FP of the base station), and is primarily modulated by the modulation unit MOD such as QPSK. On the other hand, the short code generation unit SCG1 is triggered in synchronization with the FP1 and uses a spread code replica (PN signal or the like) corresponding to a specific short code S1 set in advance for TCH1 as a period of one symbol length of information. It occurs repeatedly. The mixer MIX1 performs spread spectrum (secondary modulation) on the primary modulation signal from the MOD by using a spreading code replica of the short code S1. The spread signal is multiplexed with another spread signal by a signal multiplexing circuit (adder circuit) + and transmitted to the downlink toward the mobile device. The same applies to the other TCH2 to TCHn.
[0037]
However, in this base station, the transmission phases FP1 to FPn of each TCH frame are shifted by the number of interpolation PSs (in this example, 2 PSs) by the timing control of the timing control unit TCONT. That is, in the TCONT, the counter CTR repeats the count cycle for one transmission frame by the symbol clock signal SCK in synchronization with the frame pulse signal FP of the base station (control channel). The timing decoder DEC generates transmission timing signals FP1 to FPn for the TCH1 to TCHn based on the count output Q of the CTR.
[0038]
FIG. 3 shows a downlink timing chart. One frame of each TCH consists of m slots of a predetermined length, and one PS is inserted before and after each slot. The rest are data symbols. Note that this slot may be considered to mean a PS insertion interval. The signal of TCH1 (FB1) is read in synchronization with FP1 and transmitted continuously for one frame. The TCH2 signal is read in synchronization with FP2, which is delayed by 2PS from FP1, and is transmitted continuously for one frame. Subsequently, the TCHn signal is read in synchronism with FPn delayed by 2 × (n−1) PS from FP1 and transmitted continuously for one frame. In this example, when the first PS of TCHn is transmitted, the second PS of TCH1 (the rear end of slot 1) is transmitted at the next symbol timing. Therefore, if all the TCH1 to TCHn of the base station are communicating, PS exists in any TCH at any symbol timing of one frame.
[0039]
However, this base station performs frame transmission (frame multiplexing) only for the communication channel in use, and does not perform frame transmission (frame multiplexing) for the communication channel not in use. Therefore, the usage state of each TCH changes dynamically according to call connection / disconnection requests of a large number of mobile stations. For example, TCH1 to TCH5 are used at the same time, and at other times, only TCH3 and TCHn are used. Used at the same time.
[0040]
FIG. 4A shows a partial configuration of the mobile unit reception system. Here, a despreading / demodulating unit and a distortion compensating unit are shown. As for the synchronization system of the mobile device, the same one as the synchronization system described in FIG. Further, the description will be made assuming that this mobile device is connected to TCH1. In the despreading / demodulating unit, the short code generating unit SCGa is triggered in synchronization with the FP1 and repeatedly generates a despread code replica corresponding to the short code S1 designated in advance by the base station at a symbol period. Synchronization with FP1 has already been obtained when connecting to the control channel (or TCH1) of the base station by a synchronization system (not shown) (considered in the same way as described in FIG. 19B). Input code multiplexed reception signal MSRX is first despread (secondary demodulated) by SCGa despread code replica in mixer MIXa. There are various cases of the delay amount of the delay circuit DL, which will be described later. The mixer MIXb multiplies the input secondary demodulated signal by a compensation coefficient CS from a distortion compensation unit described later. The distortion-compensated secondary demodulated signal is primarily demodulated by a primary demodulator DEM such as QPSK and becomes TCH1 received data.
[0041]
In the distortion compensator, the SCGA sequentially generates despread code replicas corresponding to the respective short codes Si (i = 1 to n) that are cyclically shifted by a code shift register CSR, which will be described later, in synchronism with FP1. . The code multiplexed received signal MSRX is sequentially despread (secondary demodulated) by the demixed code replica of each short code Si by the mixer MIXA, and is firstly demodulated by the primary demodulator DEM by QPSK or the like.
[0042]
The coefficient determination unit estimates the distortion due to fading from each received pilot symbol PS by the same method as described in FIG. 22B, for example, and determines the optimum distortion compensation coefficient CS. For example, as shown in the inset (a), the distortion compensation coefficient CS indicates a deviation of the reception complex baseband signal RXP from the transmission complex baseband signal TXP {in this example, the known code point A (1 + j1)} of the transmission PS. It may be compensated on the orthogonal coordinates I and Q, or as shown in the inset (b), the deviation may be decomposed into components of polar coordinates CS-r and CS-θ and compensated. However, the distortion compensation coefficient CS in the latter case is added to the DEM.
[0043]
The code shift register CSR stores short code information for a maximum of n communication channels (but two per communication channel) previously notified from the base station by broadcast information, etc., and synchronizes them with the FP1 and symbol clock. Cyclic shift is performed by the signal SCK. Preferably, when each short code S1 to Sn used in the base station is specific (fixed) to each communication channel TCH1 to TCHn, the mobile station side can count all TCHs regardless of whether or not each TCH is used in the base station. Short codes S1 to Sn are stored in advance. Such storage may be performed once based on notification information or the like when the mobile device connects to the base station.
[0044]
When the mobile device is connected to TCH1, S1 to Sn are stored in the CSR with a phase pattern synchronized with FP1. That is, as shown in FIG. 4A, the CSR is stored with a phase pattern of “S1, S2, S2,..., Sn, Sn, S1”.
[0045]
Incidentally, when the mobile device is connected to TCH2, storage of S1 to Sn in the CSR is performed with a phase pattern synchronized with FP2. That is, the phase pattern of “S2, S3, S3,..., Sn, Sn, S1, S1, S2” is stored. This phase pattern can be easily understood from the phase relationship of TCH2 shown in FIG. This phase pattern can be easily obtained by simply cyclically shifting the phase pattern in the direction of the arrow by 2 SCK in advance when the mobile station is connected to TCH1.
[0046]
Therefore, in general, regardless of which TCHi (i = 1 to n) is connected, all short codes S1 to Sn are first received from the base station in a phase pattern that is uniformly synchronized with FP1, and stored as they are in the CSR. If this is cyclically shifted by 2 × (communication channel number-1) times according to the information (number) of the communication channel to which the own station is connected, a phase pattern corresponding to the communicating channel of the own station can be easily obtained.
[0047]
The timing shift register TSR stores timing information for n communication channels (however, 2 per channel) previously notified from the base station by broadcast information or the like (bit information 1/0 with / without use for all TCHs). These are cyclically shifted in synchronization with FP1 and by the symbol clock signal SCK. The content of this bit information 1/0 changes dynamically (in units of frames) according to the call connection / disconnection state of each mobile station. The concept of the phase pattern of bit information may be the same as that for the code information.
[0048]
FIG. 4B shows an example of a storage pattern of the timing shift register TSR. However, the case where one slot consists of 12 symbols is shown here. In terms of the number of TCHs, this corresponds to 6 TCH1 to TCH6.
[0049]
When only TCH1 is being used (only the local station is connected), the storage bit pattern of TSR is “1000, 0000, 0001” of TSR (1) in the figure. In this case, the base station performs frame transmission (frame multiplexing) of only TCH1, and the other TCHs 2 to n do not perform frame transmission (frame multiplexing). Therefore, only PS (1) and (12) interpolated before and after each slot of TCH1 can be used in the system (cell).
[0050]
In the mobile device, at the timing of FP1, the SGCA and DEM of the distortion compensation unit and the coefficient determination unit are energized simultaneously by the bit of TSR = 1. Thereby, the despreading by the short code S1 of the received PS (1), the primary demodulation, and the distortion compensation coefficient CS (1) are determined. In this case, the delay amount of the delay circuit DL is, for example, 0 symbols. That is, DL is deleted. Thereby, distortion compensation by the distortion compensation coefficient CS (1) determined immediately before is performed at the timing when the next first data symbol IS (2) is demodulated by the despreading / demodulation unit. As a result, the data symbol IS (2) can be demodulated properly.
[0051]
On the other hand, at the timing at which this first data symbol IS (2) is demodulated, the contents of CSR and TSR are both cyclically shifted by SCK, and CSR output = S2, TSR output = 0. As a result, the SGCA, DEM, and coefficient determination unit of the distortion compensation unit are simultaneously deactivated, and the coefficient determination unit holds the distortion compensation coefficient CS (1) obtained immediately before. Thereafter, up to the 10th data symbol IS (11) is demodulated using the held distortion compensation coefficient CS (1), and the content of CSR = S1, content of TSR = again at the 12th timing. 1 Thereby, despreading by the short code S1 of the received PS (12), primary demodulation, and redetermination of the distortion compensation coefficient CS (12) are performed.
[0052]
Next, when the base station is using the TCHs 3 and 6 simultaneously with the TCH 1, the storage bit pattern of the TSR becomes “1001, 1000, 0111” of TSR (3) in the figure. In this case, the base station performs frame transmission (frame multiplexing) for only the TCHs 1, 3 and 6, and does not perform frame transmission (frame multiplexing) for the other TCHs 2, 4, and 5. Therefore, PSs that can be used in the system (cell) are PSs (1), (4), (5), and (10) to (12) that are interpolated before and after each slot of TCH1, 3, and 6.
[0053]
In the mobile device, the operation from the timing of FP1 until the third data symbol IS (4) is demodulated may be the same as described above. However, PS (4) is transmitted to another TCH3 at the timing when the third data symbol IS (4) is received. In this case, in the distortion compensation unit, the SGCA, DEM, and coefficient determination unit are energized again all at once by the bit of TSR = 1. Thereby, despreading by the short code S3 of the received PS (4), primary demodulation, and redetermination of the distortion compensation coefficient CS (4) are performed. Thereby, distortion compensation by the distortion compensation coefficient CS (4) determined immediately before is performed at the timing at which the next data symbol IS (5) is demodulated in the mobile station. As a result, the data symbol IS (5) can be demodulated properly. Also, at the timing at which the mobile station demodulates the next data symbol IS (6), the distortion compensation coefficient CS (5) {or the average value of CS (4) and CS (5), etc., determined immediately before} is determined. Distortion compensation is performed. Thereafter, the CS (5) is held until the next PS analysis result is obtained. The same applies hereinafter. What has been described about the mobile device is the same for other mobile devices except that the initial storage patterns of CSR and TSR are different.
[0054]
As described above, according to the first embodiment, the mobile station can use not only its own station but also the PS portion of another TCH (mobile station) in time series without duplication, so that it has excellent followability to fading fluctuations. Therefore, the accuracy (quality) of channel estimation is significantly improved. The effect of this accuracy improvement increases with the increase in the number of connected mobile stations. If all TCHs of the base station are in use, the fading distortion compensation effect similar to that of the conventional extrapolation pilot method, and hence the synchronous detection Synchronous improvement effect can be obtained.
[0055]
In the first embodiment, the case where the distortion compensation of the next data symbol IS is performed based on the immediately preceding PS analysis result (or the average value) has been described, but the present invention is not limited to this. For example, as described with reference to FIG. 22, the distortion compensation of each data symbol IS may be performed by interpolating the time series of the distortion compensation coefficient CS based on a plurality of PS analysis results before and after. Alternatively, the compensation coefficient CS may be averaged based on the PS analysis result before and after the data symbol. Even in this case, since the number (interval) of PSs that can be used increases (decreases) with an increase in the number of mobile station connections, the quality of channel estimation is significantly improved. In this case, the delay amount of the delay circuit DL is appropriately selected according to the design.
[0056]
In the first embodiment, the case where the short codes S1 to Sn are fixed to the TCH1 to TCHn in the base station has been described. However, the present invention is not limited to this. The base station can set an arbitrary short code S for each of TCH1 to TCHn. In addition, the base station may notify the mobile device of one or more pieces of code information as well as timing information (frame transmission timing information) for using the code.
[0057]
In the first embodiment, the case of spreading / despreading using a short code has been described. However, a TCH signal may be double spread / despreading using a short code and a long code.
[0058]
FIGS. 5 and 6 are diagrams (1) and (2) for explaining the mobile communication system according to the second embodiment. The base station transmits the transmission frames of all communication channels in the same phase, The insertion PS is spread only by the code CC common to all communication channels, and the data part is spread only by codes C1 to Cn specific to each communication channel (meaning different from each other), and each mobile station is common to all communication channels. A case is shown in which fading distortion and the like are compensated by using an interpolation PS (that is, the same code multiplexed signal of PS).
[0059]
FIG. 5A shows a partial configuration of the base station transmission system. This base station includes code generators CG1 to CGn for spreading each communication channel signal with codes C1 to Cn (long code or short code) unique to each communication channel, and codes common to all communication channels. A code generator CGC for spreading with CC (preferably a short code). Further, as shown in FIG. 6, the DEC of TCONT is synchronized with the frame pulse signal FP of the base station, and the timing signal TS1 is such that the output is only 1 in the data portion of each transmission slot, and the PS portion of each transmission slot. The timing signal TS2 is generated so that the output becomes 1 only at.
[0060]
TS1 is added to the code generators CG1 to CGn, and in the section where TS1 = 1, the data part is spread only by spreading code replicas (preferably those of symbol period to slot period) of each code C1 to Cn. . On the other hand, TS2 is added to the code generator CGC, and in the section where TS2 = 1, the PS part is spread only by the spread code replica of the code CC (preferably having a cycle of one symbol length).
[0061]
FIG. 6 shows a downlink timing chart, respectively. In each data section, a transmission multiplexed signal MSTX spread by codes C1 to Cn specific to each communication channel is obtained. In each PS section, a transmission multiplexed signal MSTX spread with a code CC common to all communication channels is obtained.
[0062]
FIG. 5B shows a partial configuration of the mobile receiver system. As described above, since the frame transmission phases of all the communication channels of this base station are the same, the configuration of the CSR and TSR in FIG. 4A is deleted from the distortion compensator of this mobile station. For example, a code C1 is given in advance from the connected base station to CGa of the despreading / demodulating unit, and a code CC common to all communication channels is given in advance to the CGA of the distortion compensating unit. Similarly to the case of the base station, the DEC of TCONT is output only in the data portion of each reception slot in synchronization with the frame pulse signal FP of the mobile station (corresponding to the frame pulse signal FP of the base station) = 1 And a timing signal TS2 such that output = 1 only at the PS portion of each received slot.
[0063]
TS1 is added to the despreading / demodulating unit, and in the section where TS1 = 1, the received data IS is demodulated by performing distortion compensation with the distortion compensation coefficient CS at each time point. On the other hand, TS2 is added to the distortion compensator, and in the section where TS2 = 1, a distortion compensation coefficient (or an average value thereof) CS is obtained based on the received PS, and the value is held for the subsequent data section. Alternatively, in the same manner as described with reference to FIG. 22, the time series of the distortion compensation coefficient CS is interpolated based on a plurality of PS analysis results before and after.
[0064]
As described above, according to the second embodiment, since each PS portion is spread only by a common code CC for all communication channels, the code multiplex transmission power of each PS portion corresponds to the increase in the number of mobile devices in a call. And strengthened. On the other hand, the S / N ratio of despread PS (ie, E_b/ I_o) Is improved as the number of mobile devices in a call increases, and the propagation path can be estimated with higher accuracy by using these PS signals.
[0065]
7 and 8 are diagrams (1) and (2) for explaining the mobile communication system according to the third embodiment. The base station spreads the PS portion only with the long code L1 unique to the base station, and The data part is double-spread with the short codes S1 to Sn specific to each communication channel and the long code L1, and the mobile unit uses the PS part common to all communication channels to compensate for fading distortion and the like. ing.
[0066]
FIG. 7A shows a partial configuration of the base station transmission system. This base station includes short code generators SCG1 to SCGn for spreading each downlink frame with short codes S1 to Sn unique to each communication channel, and a spread code for spreading a multiplexed signal with a long code L1 unique to the base station. A long code generator LCG1. Further, as shown in FIG. 8, the DEC of TCONT generates a timing signal TS1 in which output = 1 only in the data portion of each transmission slot in synchronization with the frame pulse signal FP of the base station.
[0067]
TS1 is added to all short code generators SCG1 to SCGn, and in the interval of TS1 = 1, spreading of each transmission frame by spreading code replicas (preferably having a symbol period) of each short code S1 to Sn is energized simultaneously. To do. On the other hand, the long code generator LCG1 is always energized, and repeats spreading by a spreading code replica (preferably having a frame period) of the long code L1 in synchronization with the frame pulse signal FP.
[0068]
FIG. 8 shows a downlink timing chart. In each data section, by TS1 = 1, a transmission multiplexed signal MSTX that is double-spread with the short codes S1 to Sn specific to each communication channel and the long code L1 specific to the base station is obtained. Also, in each PS section, TS1 = 0 provides a transmission multiplexed signal MSTX that is spread only by the common long code L1 for all communication channels of the base station.
[0069]
FIG. 7B shows a partial configuration of the mobile receiver system. The despreading / demodulating unit of this mobile device further includes a double despreading unit using a long code, and the LCGc is previously given a long code L1 unique to the base station from the connected base station, and each SCGa has a respective long code L1. For example, a short code S1 unique to the communication channel is given. The long code L1 is given to the LCGA of the distortion compensator. Further, the DEC of TCONT generates a timing signal TS1 in which output = 1 only in the data portion of each reception slot in synchronization with the frame pulse signal FP of the mobile station, as in the case of the base station.
[0070]
TS1 is added to the despreading / demodulating unit, and each received data IS in the section of TS1 = 1 is demodulated by performing distortion compensation based on the distortion compensation coefficient CS at each time point. On the other hand, an inverted signal / TS1 of TS1 is added to the distortion compensation unit, and each distortion compensation coefficient (or an average value thereof) CS is obtained based on each PS in the section / TS1 = 1, and the value is obtained in the subsequent data section. Hold for a while. Alternatively, in the same manner as described with reference to FIG. 22, the time series of the distortion compensation coefficient CS is interpolated based on a plurality of PS analysis results before and after.
[0071]
As described above, according to the third embodiment, each PS portion is spread with the long code L1 unique to the base station, so that the code multiplex transmission power of the PS portion is strengthened as the number of mobile devices in a call increases. It is done. On the other hand, on the mobile station side, the S / N ratio of the despread PS is improved according to the increase in the number of mobile stations in a call, and the propagation path can be estimated with higher accuracy by using these PS signals. Moreover, in a CDMA cellular system, this type of long code L1 is normally used for color-coding each base station (cell), so a special code is assigned from the finite code group to realize this function. The long code L1 can be used.
[0072]
9 and 10 are diagrams (1) and (2) for explaining the mobile communication system according to the fourth embodiment. The base station spreads the PS portion with a short code SC common to all communication channels, and data. In this example, the part is double-spread with a short code S1 to Sn unique to each communication channel and a long code L1 unique to the base station, and the mobile station uses a common PS part to compensate for fading distortion, etc. Yes.
[0073]
FIG. 9A shows a partial configuration of the base station transmission system. This base station includes a long code generator LCG1 unique to the base station, a short code generator SCGC common to all communication channels, and a switch SW that selects these spread code replicas. The timing signal TS1 is also applied to the switch unit SW. The switch unit SW is connected to the a side when TS1 = 0, and is connected to the b side when TS1 = 1.
[0074]
FIG. 10 shows a downlink timing chart. In each data section, by TS1 = 1, a transmission multiplexed signal MSTX that is double-spread with the short codes S1 to Sn specific to each communication channel and the long code L1 specific to the base station is obtained. Further, in each PS section, a transmission multiplexed signal MSTX spread only by a short code SC (preferably having a symbol period) common to all communication channels is obtained by TS1 = 0.
[0075]
FIG. 9B shows a partial configuration of the mobile receiver system. A short code SC common to all communication channels (all mobile stations) is given in advance from the connected base station to the SCGA of this distortion compensation unit.
[0076]
The despreading / demodulating unit demodulates the received data IS unique to the mobile station in the section of TS1 = 1 by performing distortion compensation based on the distortion compensation coefficient CS at each time point. On the other hand, the distortion compensation unit obtains each distortion compensation coefficient (or an average value thereof) CS based on the PS common to each mobile station in the section of / TS1 = 1, and holds the value for the subsequent data section. Alternatively, in the same manner as described with reference to FIG. 22, the time series of the distortion compensation coefficient CS is interpolated based on a plurality of PS analysis results before and after.
[0077]
As described above, according to the fourth embodiment, each PS portion is spread with a short code SC common to all communication channels, so that the code multiplex transmission power of the PS portion is increased according to the increase in the number of mobile devices in a call. Strengthened. On the other hand, on the mobile station side, the S / N ratio of the despread PS is improved according to the increase in the number of mobile stations in a call, and the propagation path can be estimated with higher accuracy by using these PS signals. In addition, since each PS portion is spread with the short code SC, there is no concern that the signal level of the spread code replica is fixed to either one within one symbol period.
[0078]
FIGS. 11 and 12 are diagrams (1) and (2) for explaining the mobile communication system according to the fifth embodiment. The base station uses the short code SC common to all communication channels and the peculiar to the base station. The long code L1 is double spread and the data part is double spread with the short codes S1 to Sn specific to each communication channel and the long code L1, and each mobile station uses a common PS part to cause fading distortion. This shows the case where compensation is performed.
[0079]
FIG. 11A shows a partial configuration of the base station transmission system. This base station includes a short code generator SCGC for spreading a multiplexed signal with a short code SC common to all communication channels. Further, the inverted signal / TS1 of the timing signal TS1 is added to the SCGC, and therefore, the SCGC is energized only when TS = 0.
[0080]
FIG. 12 shows a downlink timing chart. In each data interval, TS1 = 1 provides a transmission multiplexed signal MSTX that is double-spread with the short codes S1 to Sn specific to each communication channel and the long code L1 specific to the base station. In each PS section, TS1 = 0 provides a short code SC (preferably having a symbol period) common to all communication channels and a transmission multiplexed signal MSTX that is double-spread with the long code L1.
[0081]
FIG. 11B shows a partial configuration of the mobile receiver system. The configuration of this mobile device is basically the same as that shown in FIG. However, a short code SC common to all communication channels (all connected mobile devices) is given in advance from the connected base station to the SCGA of the distortion compensation unit.
[0082]
The despreading / demodulating unit demodulates the received data IS unique to each mobile station in the section of TS1 = 1 by performing distortion compensation based on the distortion compensation coefficient CS at each time point. On the other hand, the distortion compensation unit obtains each distortion compensation coefficient (or an average value thereof) CS based on the PS common to each mobile station in the section of / TS1 = 1, and holds the value for the subsequent data section. Alternatively, in the same manner as described with reference to FIG. 22, the time series of the distortion compensation coefficient CS is interpolated based on a plurality of PS analysis results before and after.
[0083]
As described above, according to the fifth embodiment, each PS portion is spread with a short code SC common to all communication channels and a long code L1 unique to the base station. Strengthened as the number of medium mobile units increases. On the other hand, on the side of each mobile station, the S / N ratio of the despread PS is improved according to the increase in the number of mobile stations in a call, and the propagation path can be estimated with higher accuracy by using these PS signals. In addition, each PS part is double-spread with a short code SC common to all communication channels and a long code L1 unique to the base station, so that each mobile station connected to the base station receives signals from other base stations. There is no worry of interference from the PS part.
[0084]
FIGS. 13 to 15 are diagrams (1) to (3) for explaining the mobile communication system according to the sixth embodiment. The base station uses the shortest frame common to the system (each cell) for the first symbol of the downlink of the control channel. In this example, spreading is performed only by the code S0, and each other PS is spread only by the long code L1 unique to the base station. In addition, although the mobile communication system when the control channel by this Embodiment and the communication channel by the said 3rd Embodiment are merged is described here, it is not limited to this combination.
[0085]
FIG. 13 shows a partial configuration of the base station transmission system. The basic configuration of the base station is the same as that in FIG. 7A, but a control channel CCH is added here. This control channel is composed of a short code generator SCG0 for spreading a downlink transmission frame of the control channel with a short code S0 (preferably one symbol length) common to the system, and a long code generator LCG1 at the rear stage. A long code generator LCG2 for canceling (masking) a part of the diffusion. The principle of masking part of the double diffusion may be the same as that described with reference to FIG. In addition, the TCONT DEC generates a timing signal TS3 such that the output is 1 only in the first symbol of the frame. A signal obtained by logically ORing TS1 and TS3 is added to SCG0, and TS3 is added to LCG2.
[0086]
FIG. 14 shows a downlink timing chart. The spreading pattern of all communication channels is the same as in FIG. However, here, it is assumed that each hatched portion includes a plurality of pilot symbols PS. In the control channel CCH, one symbol at the head of the frame is spread only by the short code S0 common to the system by TS3 = 1. Further, the data part is double-spread with a short code S0 and a long code L1 unique to the base station. The remaining PS portion is spread only with the long code L1. In this way, by spreading one symbol at the head of the control channel frame with only the short code S0 common to the system, this one symbol can be handed over to the own zone when the mobile device in the zone is powered on or Can be used as a symbol for synchronization acquisition.
[0087]
By the way, one symbol at the head of the control channel frame may be a symbol having the same code as the pilot symbol PS or a symbol representing another arbitrary code. Since the mobile station uses a perch as the base station with the maximum received power, the content (code) of the symbol does not matter as long as only the spreading code S0 matches when acquiring synchronization. Therefore, preferably, one symbol at the head of the frame can have the same code as pilot symbol PS. In this case, one symbol at the head of the frame can also be used for propagation path estimation. However, depending on the system, one symbol at the head of the frame may be a code other than the pilot symbol PS. In the present embodiment, a case will be described in which the code of the first symbol of the frame is different from the code of pilot symbol PS.
[0088]
FIG. 15 shows a partial configuration of the mobile receiver system. The code timing detection / identification unit detects long code synchronization tamming by detecting the maximum correlation between the short code S0 common to the system and the one symbol at the head of the frame, and subsequently identifies the base station. In addition, synchronization with the communication channel is maintained during a call. The details of the configuration and control of the code timing detection / identification unit are considered to be the same as those described with reference to FIGS. TCONT generates timing signals TS1 and TS3 similar to those of the base station in synchronization with the frame pulse signal FP established in synchronization.
[0089]
In the despreading / demodulating unit, when receiving a control channel, a short code S0 common to the system is set in SCGa by a mobile unit control unit (not shown). In the received multiplexed signal MSRX at this time, each data portion of the control channel is despread by the short code S0 and double despread by the long code L1 in the section of TS1 = 1. When receiving a communication channel, for example, a short code S1 designated by the base station is set in SCGa. In the received multiplexed signal MSRX at this time, each data portion of the communication channel is despread by the short code S1 and double despread by the long code L1 in the section of TS1 = 1.
[0090]
In the distortion compensator, A is an AND gate circuit, and NO is a NOR gate circuit. When the control channel is received (CCHC = 1), the code of the first symbol of the frame is different from the code of the pilot symbol PS and is not used for propagation path estimation. The operation of the LCGA, DEM and coefficient determination unit at this time is deactivated by CCHC = 1 * TS3 = 1 even if TS1 = 0. In other sections where TS1 = 0, the received multiplexed signal MSRX is despread only by the long code L1. However, since this long code L1 is common to each communicating downlink channel of the base station, the PS portion of each communicating channel is also despread simultaneously. Therefore, the SN ratio of the despread PS increases as the number of mobile devices in communication increases even when receiving the control channel.
[0091]
At the time of reception of the communication channel, each PS portion of each communication channel of the base station is despread only by the long code L1 from the received multiplexed signal MSRX during each TS1 = 0 interval. Therefore, as already described, the SN ratio of the despread PS increases as the number of mobile devices in communication increases when receiving a communication channel. However, in this example, each PS portion excluding the first symbol from the control channel that is always used is despread only by the long code L1, so even if the number of mobile units in communication is one, the PS portion There is an effect that the reception SN is improved.
[0092]
FIGS. 16 to 18 are diagrams (1) to (3) for explaining the mobile communication system according to the seventh embodiment. The base station spreads the first symbol of the frame of the control channel using only the short code S0 common to the system. In addition, the other PSs are spread by the short code S0 and the long code L1 unique to the base station. In addition, although the mobile communication system at the time of using together the control channel by this Embodiment with the communication channel by the said 5th Embodiment is described here, it is not limited to this. For example, you may use together with the communication channel by the said 4th Embodiment. In this embodiment, a case will be described in which the code of the first symbol of the frame is the same as the code of pilot symbol PS.
[0093]
FIG. 16 shows a partial configuration of the base station transmission system. The SCG0 of the control channel CCH spreads each data portion in a section of TS1 = 1 with a short code S0 (preferably having a one-symbol period) common to the system, and the SCGC of the multi-channel has each PS1 in the section of TS1 = 0. The portion is diffused with the short code S0. Therefore, the frame of the control channel is continuously spread by the short code S0. The multi-channel LCG1 is always energized, and the control channel frame is double-spread with the long code L1. However, since LCG2 of the control channel is activated at the timing of TS3, double spreading by the long code L1 of the first symbol (= PS in this example) of the frame of the control channel is masked.
[0094]
FIG. 17 shows a downlink timing chart. The spreading pattern of all communication channels is the same as in FIG. However, also here, it is assumed that each hatched portion includes a plurality of pilot symbols PS. With respect to the control channel CCH, the first involution (= PS) of the frame is spread only by the short code S0 common to the system by TS3 = 1. The remaining data portion and PS portion are double-spread with a short code S0 and a long code L1 unique to the base station. In this way, by spreading one symbol at the head of the control channel frame with only the short code S0 common to the system, this one symbol can be handed over to the own zone when the mobile device in the zone is powered on or Can be used as a symbol for synchronization acquisition.
[0095]
FIG. 18 shows a partial configuration of the mobile receiver system. The configurations of the code timing detection / identification unit and the despreading / demodulation unit may be the same as those shown in FIG. On the other hand, the distortion compensator is slightly different in configuration because one symbol (= PS) at the head of the control channel frame can be used for channel estimation.
[0096]
The operations of the SCGA, LCGA, DEM and coefficient determination unit are energized in each TS1 = 0 interval. However, when the control channel is received (CCHC = 1), the first symbol (= PS) of the control channel is spread only by the short code S0 common to the system. * With TS3 = 1, the switch SWA is connected to the contact b side. As a result, only the first symbol of the control channel is despread with only the short code S0. In other cases, the switch SWA is connected to the contact a side. As a result, the remaining PS portion of the control channel and each PS portion of the communication channel are double despread with the short code S0 and the long code L1.
[0097]
Needless to say, the seventh embodiment can provide the same operations and effects as those of the sixth embodiment. Further, since each PS is spread by S0 alone or double, any PS signal is sufficiently spectrum spread by the short code S0.
[0098]
By the way, in each of the second to fifth embodiments, the frame transmission phases of all communication channels are uniform, and the spreading pattern of each PS portion is common to all communication channels. Therefore, the base station performs control so as to reduce the transmission power before or after code multiplexing of the PS portion in accordance with the increase in the number of mobile devices in communication. Since the number of mobile devices during a call is known in the base station, the base station is optimally required to transmit the PS signal at that time. For example, when the transmission power of the PS portion is controlled to 1 / (the number of mobile devices in a call), the despread signal power of the PS signal received by the mobile device becomes the same as the despread signal power of the data portion of the channel in communication. Therefore, the distortion compensator does not require a separate level adjustment. On the other hand, the base station in this case can reduce transmission power by reducing the transmission power of the PS unit, and can reduce interference of the PS unit given to other base stations (cells).
[0099]
In the above embodiments, the operation at a single frequency has been described. However, the present invention can also be applied to the case where each base station has a plurality of code channels at a plurality of frequencies.
[0100]
In addition, although a plurality of embodiments suitable for the present invention have been described, it goes without saying that various changes can be made to the configuration, control, and combination of each part without departing from the spirit of the present invention. .
[0101]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the propagation path estimation accuracy in the interpolation pilot scheme can be greatly improved with a simple configuration, which contributes to the improvement of communication service quality of a mobile communication system using such a mobile terminal apparatus. Is extremely large.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating the principle of the present invention.
FIG. 2 is a diagram (1) illustrating a mobile communication system according to a first embodiment.
FIG. 3 is a diagram (2) illustrating the mobile communication system according to the first embodiment.
FIG. 4 is a diagram (3) illustrating the mobile communication system according to the first embodiment.
FIG. 5 is a diagram (1) illustrating a mobile communication system according to a second embodiment.
FIG. 6 is a diagram (2) illustrating a mobile communication system according to a second embodiment.
FIG. 7 is a diagram (1) illustrating a mobile communication system according to a third embodiment.
FIG. 8 is a diagram (2) illustrating a mobile communication system according to a third embodiment.
FIG. 9 is a diagram (1) illustrating a mobile communication system according to a fourth embodiment.
FIG. 10 is a diagram (2) illustrating a mobile communication system according to a fourth embodiment.
FIG. 11 is a diagram (1) illustrating a mobile communication system according to a fifth embodiment.
FIG. 12 is a diagram (2) illustrating a mobile communication system according to a fifth embodiment.
FIG. 13 is a diagram (1) illustrating a mobile communication system according to a sixth embodiment.
FIG. 14 is a diagram (2) illustrating a mobile communication system according to a sixth embodiment.
FIG. 15 is a diagram (3) illustrating the mobile communication system according to the sixth embodiment.
FIG. 16 is a diagram (1) illustrating a mobile communication system according to a seventh embodiment.
FIG. 17 is a diagram (2) illustrating a mobile communication system according to a seventh embodiment.
FIG. 18 is a diagram (3) illustrating the mobile communication system according to the seventh embodiment.
FIG. 19 is a diagram (1) for explaining the prior art.
FIG. 20 is a diagram (2) for explaining the prior art.
FIG. 21 is a diagram (3) for explaining the prior art.
FIG. 22 is a diagram (4) for explaining the prior art.
[Explanation of symbols]
BS base station
CCG common code generator
CG code generator
CSR code shift register
CTR counter
DEC timing decoder
DEM primary demodulator
DL delay circuit
FB frame buffer
LCG long code generator
MOD primary modulation unit
MIX mixer (product circuit)
MS mobile
SCG short code generator
TCONT timing controller
TSR timing shift register
+ Signal multiplexing circuit

Claims (7)

The base station device and a plurality of mobile terminal devices are connected by a code division multiplexing method, and the base station device is based on a known pilot signal interpolated in a downlink frame of each communication channel to the plurality of mobile terminal devices. In the mobile terminal device of the mobile communication system in which the mobile terminal device estimates signal propagation path characteristics,
The base station apparatus spreads at a predetermined phase with a common code for each communication channel used by the plurality of mobile terminal apparatuses, and a common interpolated pilot signal interpolated at a common timing with the common code. A distortion compensation unit that obtains a distortion compensation coefficient of the signal propagation path by despreading and demodulating;
A data demodulating unit that despreads the data signal spread with a unique code for a specific channel during communication by the base station device and demodulates the data signal using the distortion compensation coefficient; A mobile terminal device. A base station apparatus and a plurality of mobile terminal apparatuses are connected by a code division multiplexing method, and the base station apparatus inserts a known pilot signal periodically inserted into a downlink frame of each communication channel to the plurality of mobile terminal apparatuses. In the mobile terminal apparatus of the mobile communication system in which the mobile terminal apparatus estimates signal propagation path characteristics based on
The base station apparatus spreads at a predetermined phase with a common code for each communication channel used by the plurality of mobile terminal apparatuses, and reverses the common pilot signal interpolated at a common timing with the common code. A distortion compensator that obtains the distortion compensation coefficient of the signal propagation path by spreading and demodulating;
A data demodulating unit that despreads the data signal spread with a unique code for a specific channel during communication by the base station device and demodulates the data signal using the distortion compensation coefficient; A mobile terminal device. A base station apparatus and a plurality of mobile terminal apparatuses are connected by code division multiplexing, and the base station apparatus interpolates and transmits a known pilot signal in a downlink frame of each communication channel to the plurality of mobile terminal apparatuses In the mobile terminal device of the mobile communication system,
The base station apparatus spreads at a predetermined phase with a common code for each communication channel used by the plurality of mobile terminal apparatuses, and a common interpolated pilot signal interpolated at a common timing with the common code. A distortion compensation unit that obtains a distortion compensation coefficient of the signal propagation path by despreading and demodulating;
A data demodulating unit that despreads the data signal spread with a unique code for a specific channel during communication by the base station device and demodulates the data signal using the distortion compensation coefficient; A mobile terminal device. A base station apparatus and a plurality of mobile terminal apparatuses are connected by code division multiplexing, and the base station apparatus periodically inserts a known pilot signal into a downlink frame of each communication channel to the plurality of mobile terminal apparatuses. In the mobile terminal device of the mobile communication system to transmit
The base station apparatus spreads at a predetermined phase with a common code for each communication channel used by the plurality of mobile terminal apparatuses, and reverses the common pilot signal interpolated at a common timing with the common code. A distortion compensator that obtains the distortion compensation coefficient of the signal propagation path by spreading and demodulating;
A data demodulating unit that despreads the data signal spread with a unique code for a specific channel during communication by the base station device and demodulates the data signal using the distortion compensation coefficient; A mobile terminal device. In a mobile terminal apparatus that estimates propagation path characteristics based on a received pilot signal,
From the base station apparatus, a downlink signal transmitted by interpolating a common pilot signal at a common timing of a plurality of downlink channels in a common format addressed to a plurality of mobile terminal apparatuses is received, and the received downlink signal A mobile terminal apparatus that performs propagation path estimation based on the common pilot signal included in the plurality of downlink channels. In a base station device that transmits a plurality of downlink channels addressed to a plurality of mobile terminal devices,
Transmitting a plurality of downlink channels in which common pilot signals that can be received by a plurality of mobile terminal devices are respectively inserted at a common timing of a plurality of downlink channels in a common format addressed to a plurality of mobile terminal devices Base station equipment. In a pilot signal processing method in a mobile communication system having a base station device that transmits a plurality of downlink channels addressed to a plurality of mobile terminal devices and a mobile terminal device that estimates propagation path characteristics based on a received pilot signal,
A base station device transmits a downlink signal in which a common pilot signal is interpolated at a common timing of a plurality of downlink channels in a common format addressed to a plurality of mobile terminal devices,
A pilot signal processing method comprising: performing channel estimation based on the common pilot signal included in the plurality of downlink channels in the downlink signal received by a mobile terminal apparatus.

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