JP3749109B2 - Power converter - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数の電力用のスイッチング素子により電力変換を行う電力変換装置に関し、特にスイッチング素子の保護回路の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、高電圧・大電流のＭＯＳ（Metal Oxcide Semiconductor）ゲート型の電力用スイッチング素子が実用化されてきている。ＭＯＳゲート型のスイッチング素子は、従来より使われているＧＴＯ（ゲート・ターンオフ）サイリスタ系のスイッチング素子に比べて、スイッチング速度が速く、安全動作領域が広く、制御性が高く、ゲート駆動回路が小型化できるなどの多くの利点がある。
【０００３】
直列送電などの応用分野においては、高電圧の電力変換装置を実現する必要があるため、多数のスイッチング素子を直列接続することが行われている。ＭＯＳゲート型のスイッチング素子は、スイッチング速度が速いので、直列に接続されたスイッチング素子間のスイッチングタイミングのバラつきが少ないという利点がある。
【０００４】
図２０は、直列接続された複数のスイッチング素子により構成された従来の電力変換装置の主要部を示す回路図である。同図においては、スイッチング素子２０１ａ乃至２０１ｄが直列に接続される。スイッチング素子２０１としてはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられる。スイッチング素子２０１ａのコレクタ・エミッタ端子間には並列接続されたスナバダイオード５ａと抵抗６ａ、およびこれに接続されたスナバコンデンサ４ａが接続される。スイッチング素子２０１ａのゲート・エミッタ端子間にはゲート抵抗２０２ａとゲート駆動回路２０３ａとが接続される。スイッチング素子２０１ｂ乃至２０１ｄにも同様に、スナバダイオード５ｂ乃至５ｄ、抵抗６ｂ乃至６ｄ、スナバコンデンサ４ｂ乃至４ｄ、ゲート抵抗２０２ｂ乃至２０２ｄ、ゲート駆動回路２０３ｂ乃至２０３ｄがそれぞれ接続される。
【０００５】
スイッチング素子２０１ａおよび２０１ｂは、常に同時にスイッチングする一つのアームを構成する。また、スイッチング素子２０１ｃおよび２０１ｄは、スイッチング素子２０１ａ，２０１ｂとは逆の位相でスイッチングするアームを構成する。すなわち、スイッチング素子２０１ａおよび２０１ｂにオンゲート信号が与えられるときには、スイッチング素子２０１ｃおよび２０１ｄにはオフゲート信号が与えられる。
【０００６】
このように、スイッチング素子２０１ａおよび２０１ｂには同時にスイッチングするようにゲート信号が与えられる。ところが、実際には素子間のバラつきにより僅かにスイッチングにバラつきが発生する。特にターンオフのタイミングのバラつきの影響は大きく、先にターンオフしたスイッチング素子は、他のスイッチング素子に比べて大きなオフ電圧を分担することになる。こうしたオフ電圧の分担のバラつきはスイッチング素子の信頼性に関わるため、できるだけ小さくする必要がある。
【０００７】
こうした問題に対応するのが、それぞれのスイッチング素子２０１ａ乃至２０１ｄについて、スナバコンデンサ４ａ乃至４ｄ、スナバダイオード５ａ乃至５ｄ、スナバ抵抗６ａ乃至６ｄによって構成されたスナバ回路である。
【０００８】
このスナバ回路の動作についてスイッチング素子１０２ａを例に説明する。スイッチング素子１０２ａがターンオフした直後のコレクタ端子（正極端子）からエミッタ端子（負極端子）に流れる主電流は、一旦スナバ回路に転流し、スナバコンデンサ４ａの容量と主電流の値とで定まる傾き（ｄＶ／ｄｔ）に従い、スイッチング素子１０２ａのコレクタ・エミッタ間の電圧が上昇していく。スイッチング素子１０２ａのターンオフタイミングのバラつきΔｔとスイッチング素子１０２ａの電圧分担のバラつきΔＶとの間には、ΔＶ＝Δｔ×ｄＶ／ｄｔという関係があるから、スナバコンデンサ４ａの容量をある程度大きくして（ｄＶ／ｄｔ）を小さくすればΔＶも問題がならない程度に小さくすることができる。
【０００９】
ところで、スイッチング素子１０２ａの扱える電流容量が不足する場合には、スイッチング素子１０２ａを並列に接続して使用することが行われている。図２１は、並列接続されたスイッチング素子により構成された従来の電力変換装置の主要部を示す回路図である。同図においては、スイッチング素子２０１ａ，２０１ｂのそれぞれのコレクタ端子同士、エミッタ端子同士が接続され、それぞれのゲート・エミッタ端子間にゲート駆動回路２０３ａ，２０３ｂが接続される。スイッチング素子２０１ａおよび２０１ｂにより一つのアームが構成され、ゲート駆動回路２０３ａ，２０３ｂに同一のゲート信号を与えることで２つのスイッチング素子２０１ａ，２０１ｂを同一のタイミングで動作させるようになっている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
図２０に示した直列接続の構成では、いずれかのスイッチング素子が、オフしているべきときに誤ってターンオンしてしまう、いわゆる誤点弧などの要因により、直流電圧を短絡させてしまった場合に問題が発生する。
【００１１】
すなわち、直流短絡した状態では、ターンオンしたスイッチング素子だけで電力変換装置の直流電圧を支えることになり、各スイッチング素子間で分担する電圧のバラつきが生じることとなる。直流短絡状態でスイッチング素子が流すことのできる短絡電流は、スイッチング素子の静特性によって決まるものであり、製造バラつきが大きい。そして、流すことのできる短絡電流が大きいスイッチング素子ほど小さな電圧を分担し、短絡電流が小さいスイッチング素子ほど大きな電圧を分担することとなる。
【００１２】
直流短絡状態でのスイッチング素子の電圧分担のバラつきΔＶは、スイッチング素子間のバラつきをΔＩ、スナバコンデンサの容量をＣ、短絡時間をｔとすると、ΔＶ＝ΔＩ×ｔ／Ｃとなる。現在の素子製造技術では、流すことのできる短絡電流の値はスイッチング素子の定格電流の５倍から７倍程度と幅が広く、また短絡電流のバラつきはほぼスイッチング素子の定格電流の値に匹敵するほど大きなバラつきとなる。このため、直流短絡状態での電圧分担のバラつきを実用上問題のないレベルに抑えるためには、非常に大きなスナバコンデンサを装備することが考えられる。しかしながら、スナバコンデンサを大きくすれば、スナバ抵抗で消費する損失も大きくなり、電力変換装置全体としての効率の低下、大型化、高コスト化といった問題を招くこととなる。
【００１３】
また、図２１に示した並列接続の構成でも、いずれかのスイッチング素子が、オフしているべきときに誤ってターンオン（誤点弧）して直流電圧を短絡させてしまった場合に問題が発生する。
【００１４】
すなわち、並列に接続されたスイッチング素子のいずれかがターンオンしても他のスイッチング素子はオフした状態にあるため、スイッチング素子間で甚だしい電流分担の不平衡が生じる。このため、たとえ短時間で誤点弧が終わりスイッチング素子がオフ状態に復帰しようとしたとしても、電流分担の不平衡のために通常では発生しない大きな電圧サージが誤点弧したスイッチング素子や並列に接続された他のスイッチング素子に印加され、スイッチング素子が破壊されてしまうおそれがある。
【００１５】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、直列接続の構成において直流短絡時の電圧分担のばらつきを簡易な構成で低減し得る電力変換装置を提供することにある。
【００１６】
本発明の別の目的は、並列接続の構成において直流短絡時の電流分担の不平衡に起因するサージ電圧によるスイッチング素子の破壊を防止し得る電力変換装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１記載の本発明に係る電力変換装置は、制御端子に与えられる信号によって正極端子から負極端子へ流れる主電流が制御されるスイッチング素子を複数直列に接続した電力変換装置において、各スイッチング素子は主電流の一部を分流して取り出すためのセンス端子を有し、このセンス端子により分流されたセンス電流を各スイッチング素子毎に検出するセンス電流検出手段と、このセンス電流が各スイッチング素子について同じ値に設定された所定値を超えないように各スイッチング素子の制御端子に与える信号を制御することによりスイッチング素子が短絡したときの短絡電流を制限する短絡電流制限手段と、を有することを特徴とする。
【００１８】
本発明にあっては、複数のスイッチング素子のセンス端子からのセンス電流が各スイッチング素子で同じ値の所定値を超えないように各スイッチング素子の制御端子に与える信号を制御するようにしたことで、いずれかのスイッチング素子で直流短絡が発生しても各スイッチング素子の短絡電流をほぼ一定の値に揃えることができ、直列接続での各スイッチング素子の電圧分担のばらつきを簡易な構成で抑えることができる。
【００１９】
請求項２記載の本発明は、請求項１記載の電力変換装置において、複数のスイッチング素子により一つのアームが構成され、複数のアームにより電力変換装置が構成されるものであって、前記センス電流の所定値は、一つのアームを構成する各スイッチング素子で同じ値のものが用いられることを特徴とする。
【００２０】
請求項３記載の本発明は、請求項１又は２記載の電力変換装置において、前記センス電流の所定値を定めるセンス電流指令値を設定するセンス電流設定手段を有することを特徴とする。
【００２１】
請求項４記載の本発明は、請求項１乃至３のいずれかに記載の電力変換装置において、前記スイッチング素子の正極端子・負極端子間の電圧を各スイッチング素子毎に検出する電圧検出手段を有することを特徴とする。
【００２２】
請求項５記載の本発明は、請求項４記載の電力変換装置において、前記センス電流設定手段は、前記電圧検出手段により検出された電圧が所定値を超えたときの増加分に応じてセンス電流指令値を変更する変更手段を有することを特徴とする。
【００２３】
請求項６記載の本発明は、請求項４又は５に記載の電力変換装置において、前記電圧検出手段により検出された電圧が所定値を超えないように各スイッチング素子の制御端子に与える信号を制御する信号制御手段を有することを特徴とする。
【００２４】
本発明にあっては、スイッチング素子の正極端子・負極端子間の電圧が所定値を超えないように各スイッチング素子の制御端子に与える信号を制御するようにしたことで、従来の充放電型のスナバ回路をスイッチング素子毎に備える必要性がなくなるので、より簡易な構成とすることができる。
【００２５】
請求項７記載の本発明は、請求項１乃至６のいずれかに記載の電力変換装置において、前記信号制御手段によりスイッチング素子の制御端子に与えられる信号を定める信号指令値を設定する信号設定手段を有することを特徴とする。
【００２６】
請求項８記載の本発明は、請求項７記載の電力変換装置において、前記信号設定手段は、前記電圧検出手段により検出された電圧が所定値を超えたときの増加分に応じて信号指令値を変更する変更手段を有することを特徴とする。
【００２７】
請求項９記載の本発明は、請求項６乃至８のいずれかに記載の電力変換装置において、前記電圧検出手段により検出された電圧に応じて前記短絡電流制限手段による動作と前記信号制御手段による動作とを切り替える切替手段を有することを特徴とする。
【００２８】
請求項１０記載の本発明は、請求項６乃至９のいずれかに記載の電力変換装置において、前記信号制御手段は、短絡時だけではなく通常のスイッチング動作時にも各スイッチング素子の制御端子に与える信号を制御する制御手段を有することを特徴とする。
【００２９】
請求項１１記載の本発明は、請求項１乃至１０のいずれかに記載の電力変換装置において、前記複数のスイッチング素子は並列に接続されたものであって、前記センス電流検出手段により検出された各スイッチング素子のセンス電流に基づいていずれかのスイッチング素子が誤点弧したことが検知された場合に、他のスイッチング素子を点弧させる点弧手段を有することを特徴とする。
【００３０】
本発明にあっては、並列に接続された複数のスイッチング素子のうち、いずれか１つに直流短絡が発生した場合には、他のスイッチング素子を点弧（ターンオン）させるようにしたことで、並列接続構成での直流短絡時における電流分担の不平衡が解消され、サージ電圧によるスイッチング素子の破壊を防止することができる。
【００３１】
請求項１２記載の本発明は、請求項１１記載の電力変換装置において、前記短絡電流制限手段は、前記点弧手段により他のスイッチング素子が点弧された後、センス電流が所定値を超えないように各スイッチング素子の制御端子に与える信号を制御することを特徴とする。
【００３２】
請求項１３記載の本発明は、正極端子から負極端子へ流れる主電流の一部を分流して取り出すためのセンス端子を備えたスイッチング素子を複数備えた電力変換装置において、スイッチング素子毎にセンス端子の電位と負極端子の電位とを等しくする電位制御手段を有することを特徴とする。
【００３３】
本発明にあっては、スイッチング素子のセンス端子の電位と負極端子の電位とが等しくなるようにしたことで、センス端子および負極端子の電気的条件が等しくなるようにしている。
【００３４】
請求項１４記載の本発明は、請求項１３記載の電力変換装置において、前記電位制御手段は、スイッチング素子のセンス端子にベース端子が接続されたトランジスタと、このトランジスタのエミッタ端子とスイッチング素子の負極端子との間に接続され、トランジスタのエミッタ端子の電位をスイッチング素子の負極端子の電位に対してトランジスタのベース・エミッタ間の電位差だけ引き下げた電位とする電位引下手段と、を有することを特徴とする。
【００３５】
請求項１５の本発明は、請求項１４記載の電力変換装置において、前記電位引下手段は、順方向にバイアスされたダイオードにより構成されたものであって、このダイオードのアノード端子がスイッチング素子の負極端子に接続され、カソード端子がトランジスタのエミッタ端子に接続されたことを特徴とする。
【００３６】
請求項１６記載の本発明は、請求項１４記載の電力変換装置において、前記電位引下手段は、前記トランジスタと同一種類のトランジスタにより構成されたものであって、このトランジスタのベース端子がスイッチング素子の負極端子に接続され、このトランジスタのエミッタ端子が前記トランジスタのエミッタ端子に接続されたことを特徴とする。
【００３７】
請求項１７記載の本発明は、請求項１６記載の電力変換装置において、前記トランジスタおよびこれと同一種類のトランジスタにより作動増幅器を構成したことを特徴とする。
【００３８】
請求項１８記載の本発明は、請求項１３記載の電力変換装置において、前記電位制御手段は、スイッチング素子のセンス端子にエミッタ端子が接続されたトランジスタと、このトランジスタのベース端子とスイッチング素子の負極端子との間に接続され、トランジスタのベース端子の電位をスイッチング素子の負極端子の電位に対してトランジスタのエミッタ・ベース間の電位差だけ引き下げた電位とする電位引下手段と、を有することを特徴とする。
【００３９】
請求項１９記載の本発明は、請求項１８記載の電力変換装置において、前記電位引下手段は、順方向にバイアスされたダイオード又は前記トランジスタと同一種類のトランジスタにより構成されたことを特徴とする。
【００４０】
請求項２０記載の本発明は、請求項１３乃至１９のいずれかに記載の電力変換装置において、センス端子により主電流から分流されたセンス電流を検出するセンス電流検出手段と、前記センス電流検出手段により検出されたセンス電流が所定値を超えないようにスイッチング素子の制御端子に与える信号を制御することによりスイッチング素子が短絡したときの短絡電流を制限する短絡電流制限手段と、を有することを特徴とする。
【００４１】
請求項２１記載の本発明は、請求項２０記載の電力変換装置において、前記短絡電流制限手段は、センス電流を積分する積分手段を有し、この積分手段による積分値が所定値を超えた場合に制限することを特徴とする。
【００４２】
請求項２２記載の本発明は、請求項２０記載の電力変換装置において、前記短絡電流制限手段は、センス電流が所定値を超えたときに所定時間の計測を開始する計測手段を有し、センス電流が所定値を超えた状態でこの所定時間が経過したときに制限することを特徴とする。
【００４３】
請求項２３記載の本発明は、請求項２０乃至２２のいずれかに記載の電力変換装置において、前記センス電流検出手段により検出されたセンス電流が所定値を超えた場合に、スイッチング素子の制御端子とこのスイッチング素子を駆動する駆動回路との間に接続された抵抗をより値の大きな抵抗に切り替える抵抗切替手段と、を有することを特徴とする。
【００４４】
請求項２４記載の本発明は、請求項２０乃至２２のいずれかに記載の電力変換装置において、スイッチング素子の制御端子に並列接続された値の異なる複数の抵抗と、この複数の抵抗にそれぞれ接続された駆動回路と、前記センス電流検出手段により検出されたセンス電流が所定値を超えた場合に、より値の大きな抵抗に接続された駆動回路を作動させる作動手段と、を有することを特徴とする。
【００４５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。
【００４６】
［第１の実施の形態］
図１は、一実施の形態における電力変換装置の主要部の構成を示す回路図である。同図の電力変換装置は、図２０に示したものに対して、スイッチング素子２１０ａ乃至２０１ｄの代わりに、センス端子７ａ乃至７ｄをそれぞれ備えたＭＯＳゲート型のスイッチング素子１ａ乃至１ｄが直列に接続されるとともに、各センス端子７ａ乃至７ｄがそれぞれゲート駆動回路３ａ乃至３ｄに接続されたた構成である。なお、その他、図２０と同一物には同一の符号を付すこととし、ここでは説明を省略する。
【００４７】
スイッチング素子１ａ乃至１ｄ、ゲート駆動回路３ａ乃至３ｄはそれぞれ同様の構成であるので、ここではスイッチング素子１ａ、ゲート駆動回路３ａを例に説明する。
【００４８】
スイッチング素子１ａのセンス端子７ａは、スイッチング素子１ａのコレクタ端子（正極端子）からエミッタ端子（負極端子）へ流れる主電流の一部を分流したセンス電流を取り出すためのものであり、ゲート駆動回路３ａは、このセンス電流が一定となるようにスイッチング素子１ａのゲート端子に与えるゲート電圧をフィードバック制御する機能を備えるものである。
【００４９】
図２は、ゲート駆動回路３ａの構成を示す回路図である。同図のゲート駆動回路３ａは、ゲート電源１５ａ，１６ａが直列接続され、これに並列にゲート信号発生回路１４ａが接続される。ゲート電源１５ａの正極線にはＮＰＮ型のオンゲートトランジスタ１２ａのコレクタ端子が接続され、ゲート電源１５ｂの負極線にはＰＮＰ型のオフゲートトランジスタ１３ａのコレクタ端子が接続される。オンゲートトランジスタ１２ａのベース端子とオフゲートトランジスタ１３ａのベース端子とが接続され、その接続点はゲート信号発生回路１４ａに接続される。ゲート電源１５ａ，１６ａによってオンゲートトランジスタ１２ａ、オフゲートトランジスタ１３ａ、およびゲート信号発生回路１４ａに電力が供給される。
【００５０】
オンゲートトランジスタ１２ａのエミッタ端子は、オンゲート抵抗１０ａを介してスイッチング素子１ａのゲート端子に接続される。オンゲート抵抗１０ａとゲート端子とを接続する接続線には、オフゲートトランジスタ１３ａのエミッタ端子がオフゲート抵抗１１ａを介して接続される。
【００５１】
また、この接続線には、ダイオード１７ａのアノード端子が接続され、ダイオード１７ａのカソード端子はＮＰＮ型のトランジスタ９ａのコレクタ端子に接続される。トランジスタ９ａのベース端子はスイッチング素子１ａのセンス端子７ａに接続される。トランジスタ９ａのエミッタ端子はスイッチング素子１ａのエミッタ端子に接続されるとともに、ゲート電源１５ａ，１６ａの接続点に接続される。またトランジスタ９ａのベース・エミッタ端子間にはセンス抵抗８ａが接続される。
【００５２】
通常の動作時には、ゲート信号発生回路１４ａからの信号に基づいてオンゲートトランジスタ１２ａとオフゲートトランジスタ１３ａとが交互に導通する。オンゲートトランジスタ１２ａによるオンゲート電圧はオンゲート抵抗１０ａを経由してスイッチング素子１ａのゲート端子に供給される。また、オフゲートトランジスタ１３ａによるオフゲート電圧はオフゲート抵抗１１ａを経由してスイッチング素子１ａのゲート端子に供給される。このオンゲート電圧はゲート電源１５ａにより定められ、オフゲート電圧はゲート電源１６ａにより定められる。
【００５３】
ここで、直流短絡が発生してスイッチング素子１ａの主電流が急増すると、センス端子７ａから流れ出すセンス電流も急増し、センス抵抗８ａの両端の電圧が上昇してトランジスタ９ａが導通する。これにより、トランジスタ９ａのコレクタ電流がスイッチング素子１ａの制御端子に供給されるゲート電圧を引き下げる方向へダイオード１７ａに流れ、その結果スイッチング素子１ａの主電流が減少してセンス抵抗８ａによって定まる一定の値に制限される。
【００５４】
このように、ダイオード１７ａ、トランジスタ９ａ、センス抵抗８ａ等により短絡電流制限回路が構成され、これらの回路定数については、他のゲート駆動回路３ｂ乃至３ｄにおいても同じ値のものを用いるようにする。
【００５５】
したがって、本実施の形態によれば、各スイッチング素子のセンス端子からのセンス電流が、全てのスイッチング素子について同じ値に設定された所定値を超えないように各スイッチング素子の制御端子に与えるゲート電圧を制御するようにしたことで、スイッチング素子の静特性のバラつきによらずに各スイッチング素子の短絡電流をほぼ一定の値に揃えることができ、もって直列接続の構成における直流短絡時の電圧分担のばらつきを抑えることができる。
【００５６】
［第２の実施の形態］
第１の実施の形態においては、各ゲート駆動回路に設けた短絡電流制限回路の回路定数を揃えることで、各スイッチング素子の短絡電流の値を揃えることとした。しかしながら、実際には回路定数のわずかなバラつきによって各スイッチング素子に短絡電流のバラつきが生じることが考えられる。第２の実施の形態では、この点に対応した電力変換装置について説明する。
【００５７】
図３は、本実施の形態における電力変換装置の主要部の構成を示す回路図である。同図の電力変換装置は、図１に対して、上側アームを構成するスイッチング素子１ａ，１ｂのゲート駆動回路４３ａ，４３ｂにセンス電流設定部１８ａを接続し、下側アームを構成するスイッチング素子１ｃ，１ｄのゲート駆動回路４３ｃ，４３ｄにセンス電流設定部１８ｂを接続した構成である。なお、その他、図１と同一物には同一の符号を付すこととし、ここではその説明を省略する。
【００５８】
ゲート駆動回路４３ａ乃至４３ｄは同一構成であるので、ゲート駆動回路４３ａを例にその機能について説明する。図４は、ゲート駆動回路４３ａの構成を示す回路図である。同図のゲート駆動回路４３ａは、図２に対して、トランジスタ９ａのエミッタ端子が、その接続先としてダイオード１７ａの代わりに、トランジスタ９ａと同一種類のトランジスタ１９ａのエミッタ端子に接続される。この接続点は抵抗４０ａを介してスイッチング素子１ａのエミッタ端子に接続される。トランジスタ１９ａのコレクタ端子はゲート電源１５ａの正極線に接続されて電力供給を受け、トランジスタ１９ａのベース端子にはセンス電流設定部１８ａが接続される。なお、その他、図２と同一物には同一の符号を付すこととし、ここでは説明を省略する。
【００５９】
センス電流設定部１８ａからはセンス電流指令値が出力され、トランジスタ１９ａのベース端子に与えられる。このような構成において、トランジスタ９ａが導通してスイッチング素子１ａのゲート電圧を制御し始めるのは、トランジスタ９ａのベース電位がトランジスタ１９ａのベース電位、すなわちセンス電流指令値を上回ったときである。
【００６０】
一方、トランジスタ９ａのベース電位は、センス電流とセンス抵抗８ａとの積で定まるものである。よって、直流短絡が生じた場合、トランジスタ９ａのベース電位がセンス電流指令値を超えたところで、センス電流に基づく制御がかかり始め、トランジスタ９ａのベース電位がセンス電流指令値を超えないようにセンス電流がフィードバック制御され、これによりスイッチング素子１ａの主電流が制御される。すなわち、短絡電流の値は、センス電流指令値によって設定される。
【００６１】
したがって、本実施の形態によれば、同じアームを構成する複数のスイッチング素子のゲート駆動回路に同一のセンス電流指令値を与え、スイッチング素子のセンス電流およびセンス抵抗により定まる電位がこのセンス電流指令値を超えないようにスイッチング素子の主電流を制御するようにしたことで、短絡電流制限回路の回路定数のわずかなバラつきによって生じる各スイッチング素子の短絡電流のバラつきを抑制することができ、ひいては直流短絡時の電圧分担のバラつきを小さくすることができる。
【００６２】
［第３の実施の形態］
第２の実施の形態では、同じアームを構成する各スイッチング素子のゲート駆動回路に同一のセンス電流指令値を与えることとした。しかしながら、各スイッチング素子は異なる主回路電位にあるため、各スイッチング素子毎にコレクタ・エミッタ端子間電圧（以下、「電圧Ｖｃｅ」という）が若干異なっている。このため、センス電流指令値のような信号の伝送は、例えば光信号で行うこと等により電気的に絶縁しなければならず、装置の構成が複雑になり好ましくない。第３の実施の形態では、この点に対応した電力変換装置について説明する。
【００６３】
図５は、本実施の形態における電力変換装置の主要部の構成を示す回路図である。同図の電力変換装置は、図１に対して、各スイッチング素子１ａ乃至１ｄのコレクタ端子がそれぞれのゲート駆動回路５３ａ乃至５３ｄに接続された構成であり、ゲート駆動回路５３ａ乃至５３ｄにおいて各スイッチング素子１ａ乃至１ｄの電圧Ｖｃｅをモニターできるようにしている。なお、その他、図１と同一物には同一の符号を付すこととし、ここではその説明を省略する。
【００６４】
ゲート駆動回路５３ａ乃至５３ｄは同一の構成であるので、ゲート駆動回路５３ａを例にその機能について説明する。図６は、ゲート駆動回路５３ａの構成を示す回路図である。同図のゲート駆動回路５３ａは、図４に対して、トランジスタ１９ａのベース端子が、その接続先としてセンス電流設定部１８ａの代わりに、抵抗２１ａおよびこの抵抗２１ａにカソード端子が接続されたツェナーダイオード２２ａを介してスイッチング素子１ａのコレクタ端子に接続される。
【００６５】
ゲート電源１５ａには、抵抗４１ａおよびこの抵抗４１ａにカソード端子が接続されたツェナーダイオード２３ａが並列に接続される。この抵抗４１ａおよびツェナーダイオード２３ａの接続点と、ツェナーダイオード２２ａのアノード端子およびトランジスタ１９ａのベース端子の接続点との間に抵抗２０ａが接続される。なお、オンゲートトランジスタ１２ａ、オンゲート抵抗１０ａ、オフゲートトランジスタ１３ａ、オフゲート抵抗１１ａについては図面を簡易にするため省略してある。その他、図４と同一物には同一の符号を付すこととし、ここでは説明を省略する。
【００６６】
これらセンス抵抗４ａ、トランジスタ９ａ，１９ａ、ダイオード１７ａ、ツェナーダイオード２３ａ等によりセンス電流指令値を設定して短絡電流を制限する短絡電流制限回路が構成され、ツェナーダイオード２２ａ、抵抗２１ａによりスイッチング素子１ａの電圧Ｖｃｅを検出する検出回路が構成され、ツェナーダイオード２２ａ，２３ａ、抵抗２０ａ，２１ａによりスイッチング素子１ａの電圧Ｖｃｅが所定値を超えたときの増加分に応じてセンス電流指令値を変更する変更回路が構成される。これらの回路定数については、他のゲート駆動回路５３ｂ乃至５３ｄにおいても同じ値のものを用いるようにする。
【００６７】
抵抗２１ａおよびツェナーダイオード２２ａは、スイッチング素子１ａの電圧Ｖｃｅの過度な上昇を抑えるためにも使用される。すなわち、スイッチング素子１ａの電圧Ｖｃｅがツェナーダイオード２２ａにより定まる一定の電圧値よりも低い値であれば、短絡電流を定めるセンス電流指令値はツェナーダイオード２３ａでのみ決まる。
【００６８】
ここで、スイッチング素子１ａで流すことのできる短絡電流の値が直列に接続された他のスイッチング素子１ｂ乃至１ｄのものよりも低い場合には、直流短絡状態になると、スイッチング素子１ａの電圧Ｖｃｅは他のスイッチング素子のものよりも上昇し、やがてツェナーダイオード２２ａが導通する。ツェナーダイオード２２ａが導通するとその等価抵抗はきわめて小さくなるので、この状態ではトランジスタ１９ａのベース電位、すなわちセンス電流指令値は、スイッチング素子１ａの電圧Ｖｃｅとツェナーダイオード２３ａの電圧を抵抗２０ａと抵抗２１ａとによって分圧した値となる。
【００６９】
よって、スイッチング素子１ａの電圧Ｖｃｅがツェナーダイオード２２ａの電圧よりも上昇しようとするとセンス電流指令値が上昇し、これによってスイッチング素子１ａに流れる短絡電流が増大し、その分だけスイッチング素子１ａの電圧Ｖｃｅが減少することとなる。これにより、スイッチング素子１ａの電圧Ｖｃｅはツェナーダイオード２２ａにより定まる所定値を超えないように制御される。
【００７０】
したがって、本実施の形態によれば、スイッチング素子の電圧Ｖｃｅが所定値を超えたときの増加分に応じてセンス電流指令値を変更することにより、この電圧Ｖｃｅが各スイッチング素子について同じに設定された所定値を超えないようにしたことで、各スイッチング素子の短絡電流にバラつきがあった場合でも、電圧Ｖｃｅをほぼ一定の値に揃えることができる。
【００７１】
［第４の実施の形態］
第３の実施の形態においては、スイッチング素子の電圧Ｖｃｅに応じてセンス電流指令値を変更させ、間接的にスイッチング素子へのゲート電圧を制御することとしたが、もっと直接的にこのゲート電圧を制御することも考えられる。本実施の形態においては、この点に対応した電力変換装置について説明する。
【００７２】
本実施の形態における電力変換装置の基本的な構成は図５に示したものと同様であり、そのゲート駆動回路５３ａ乃至５３ｄとは内部構成が異なるゲート駆動回路６３ａ乃至６３ｄを用いた構成である。
【００７３】
ゲート駆動回路６３ａ乃至６３ｄは同一構成であるので、ゲート駆動回路６３ａを例にその機能について説明する。図７は、本実施の形態におけるゲート駆動回路６３ａの構成を示す回路図である。同図のゲート駆動回路６３ａは、図６に対して、トランジスタ９ａのコレクタ端子が、その接続先としてダイオード１７ａの代わりに抵抗２０ａに接続され、この抵抗２０ａの他端子はゲート電源１５ａの正極線に接続される。スイッチング素子１ａのコレクタ端子に直列接続されたツェナーダイオード２２ａおよび抵抗２１ａは、その接続先としてトランジスタ１９ａのベース端子に代えて、トランジスタ９ａのコレクタ端子および新たに設けられたＰＮＰ型のトランジスタ２４ａのベース端子に接続される。
【００７４】
このトランジスタ２４ａのコレクタ端子はゲート電源１５ａの負極線に接続される。トランジスタ２４ａのエミッタ端子にはダイオード４２ａのカソード端子が接続され、ダイオード４２ａのアノード端子はゲート信号発生回路１４ａとスイッチング素子１ａのゲート端子とを接続する接続線に接続される。なお、その他、図６と同一物には同一の符号を付すこととし、ここでは説明を省略する。
【００７５】
これらツェナーダイオード２２ａ、抵抗２１ａ、ダイオード４２ａ、トランジスタ２４ａ等により所定値を超えないようにスイッチング素子１ａの電圧Ｖｃｅを直接的に制御する電圧（信号）制御回路が構成され、トランジスタ９ａ等により電圧指令値を設定する電圧設定回路が構成され、ツェナーダイオード２２ａ、抵抗２１ａ、トランジスタ９ａ、抵抗２０ａ等により電圧指令値を変更する変更回路が構成される。これらの回路定数については、他のゲート駆動回路６３ｂ乃至６３ｄにおいても同じ値のものを用いるようにする。
【００７６】
トランジスタ２４ａは、前段のトランジスタ９ａによって決まるゲート電圧指令値を電流増幅してスイッチング素子１ａのゲート端子に伝えるものであり、その電圧増幅度は１であるので、スイッチング素子１ａのゲート電位は、ほぼトランジスタ９ａのコレクタ電位によって決まる。すなわち、トランジスタ９ａのコレクタ電位が上昇するとスイッチング素子１ａのゲート電位も上昇し、その主電流がより多く流れることとなる。
【００７７】
通常時においては、このトランジスタ９ａのコレクタ電位は、抵抗２０ａの値とトランジスタ９ａのコレクタ電流の値とによって決まる。すなわち、センス電流がセンス抵抗８ａで定める所定値よりも大きくなり、トランジスタ９ａが導通を始めると、センス電流の増加に伴ってこのコレクタ電流も増加するので、結局はトランジスタ９ａのコレクタ電位の変化はセンス電流の変化によってのみ決定される。
【００７８】
ここで、スイッチング素子１ａの電圧Ｖｃｅがツェナーダイオード２２ａにより定まる電圧値を超えると、ツェナーダイオード２２ａが導通を始め、その等価抵抗は極めて小さくなる。この状態においては、トランジスタ９ａのコレクタ電位、すなわちゲート電圧指令値は、スイッチング素子１ａのコレクタ端子からツェナーダイオード２２ａおよび抵抗２１ａを介して流れてくる電流からトランジスタ９ａのコレクタ電流を差し引いた値により定まるので増加することとなる。
【００７９】
よって、スイッチング素子１ａの電圧Ｖｃｅがツェナーダイオード２２ａにより定まる電圧値よりも上昇しようとするとゲート電圧指令値が上昇し、これによってスイッチング素子１ａに流れる主電流が増大し、その分だけスイッチング素子１ａの電圧Ｖｃｅが減少することとなる。
【００８０】
したがって、本実施の形態によれば、スイッチング素子の電圧Ｖｃｅをツェナーダイオード２２ａによって検出し、電圧Ｖｃｅが所定値を超えた場合には、トランジスタ２４ａのコレクタ電位をその分だけ上昇させ、このコレクタ電位をトランジスタ２４ａおよびダイオード４２ａを介してスイッチング素子のゲート電位に伝えるようにしたことで、これに応じてスイッチング素子に流れる主電流が増大してスイッチング素子の電圧Ｖｃｅを減少させることができ、電圧Ｖｃｅをほぼ一定に制御することができる。
【００８１】
また、各ゲート駆動回路において電圧制御回路の回路定数を揃えるようにしたことで、各スイッチング素子の電圧Ｖｃｅをほぼ一定の値に揃えることができる。
【００８２】
［第５の実施の形態］
第４の実施の形態においては、センス電流指令値を変更することによりスイッチング素子のゲート電圧を調整して短絡電流を制限する短絡電流制限回路と、スイッチング素子の電圧Ｖｃｅに応じてスイッチング素子のゲート電圧を直接的に制御する電圧制御回路とが同時に動作するよになっている。これに対して、スイッチング素子の短絡時の電圧・電流に応じて２つの制限回路を切り替えることが考えられる。本実施の形態においては、この点に対応した電力変換装置について説明する。
【００８３】
本実施の形態における電力変換装置の基本的な構成は図５に示したものと同様であり、そのゲート駆動回路５３ａ乃至５３ｄとは内部構成が異なるゲート駆動回路７３ａ乃至７３ｄを用いた構成である。
【００８４】
ゲート駆動回路７３ａ乃至７３ｄは同一構成であるので、ゲート駆動回路７３ａを例にその機能について説明する。図８は、ゲート駆動回路７３ａの構成を示す回路図である。同図のゲート駆動回路７３ａは、図７に対して、スイッチング素子１ａのコレクタ端子に直列接続されたツェナーダイオード２２ａおよび抵抗２１ａが、その接続先としてトランジスタ９ａのコレクタ端子に代えて、新たに設けられたＮＰＮ型のトランジスタ２６ａのベース端子に接続される。この接続点には抵抗２５ａが接続され、抵抗２５ａの他端子はゲート電源１５ａの負極線に接続される。トランジスタ２６ａのエミッタ端子には抵抗４５ａが接続され、抵抗４５ａの他端子はゲート電源１５ａの負極線に接続される。また、トランジスタ２６ａのエミッタ端子にはダイオード２７ａのアノード端子が接続され、トランジスタ９ａのコレクタ端子にはダイオード２８ａのアノード端子が接続される。それぞれのダイオード２７ａ，２８ａのカソード端子が接続され、その接続点はトランジスタ２４ａのベース端子に接続される。また、その接続点には抵抗４４ａが接続され、抵抗４４ａの他端子はゲート電源１５ａの負極線に接続される。なお、その他、図７と同一物には同一の符号を付すこととし、ここでは説明を省略する。
【００８５】
これらトランジスタ２６ａや並列接続されたダイオード２７ａ，２８ａ等により短絡電流制限回路と電圧制御回路とを切り替える切替回路が構成される。この回路定数については他のゲート駆動回路７３ｂ乃至７３ｄにおいても同じ値のものを用いるようにする。
【００８６】
スイッチング素子１ａのゲート電位は、トランジスタ２４ａのベース電位によって制御される。このトランジスタ２４ａのベース端子には、スイッチング素子１ａの電圧Ｖｃｅ検出用のダイオード２７ａと、センス電流検出用のダイオード２８ａとが並列に接続されており、どちらか電位の高い方のダイオードのみが導通することとなる。
【００８７】
スイッチング素子１ａの電圧Ｖｃｅがツェナーダイオード２２ａで定まる値よりも低い場合には、トランジスタ２６ａのエミッタ電位はトランジスタ９ａのコレクタ電位に比較して小さいので、ダイオード２８ａのみが導通し、トランジスタ２４ａのベース電位はセンス電流のみによって決定される。
【００８８】
一方、スイッチング素子１ａの電圧Ｖｃｅがツェナーダイオード２２ａで定まる値よりも高くなった場合には、ツェナーダイオード２２ａが導通し、やがてトランジスタ２６ａのエミッタ電位がトランジスタ９ａのコレクタ電位を上回るようになる。このとき、ダイオード２７ａが導通し、ダイオード２８ａが非導通となり、トランジスタ２４ａのベース電位はスイッチング素子１ａの電圧Ｖｃｅのみによって決定される。
【００８９】
したがって、本実施の形態によれば、スイッチング素子のゲート電位を制御するトランジスタ２４ａのベース電位を定める際に、スイッチング素子の電圧Ｖｃｅが通常である場合には、ダイオード２８ａが導通してセンス電流により定まり、スイッチング素子の電圧Ｖｃｅが所定値を超えた場合には、ダイオード２７ａが導通して電圧Ｖｃｅにより定まるようにしたことで、スイッチング素子の電圧・電流の状態に応じて短絡電流制限回路と電圧制御回路と切り替えてスイッチング素子のゲート電圧を決定することができる。
【００９０】
［第６の実施の形態］
第１乃至第５の実施の形態においては、各スイッチング素子について従来の充放電型のスナバ回路を用いることを前提としていたが、第３乃至５の実施の形態に示したように、いずれかのスイッチング素子の分担電圧が上昇しすぎたときにはゲート駆動回路に設けた電圧制御回路によってこの分担電圧のバラつきを抑えることが可能になった場合には、ことさら各スイッチング素子に充放電型のスナバ回路を備える必要性はなく取り外した構成とすることができる。
【００９１】
しかしながら、各スイッチング素子の電圧分担のバラつきは直流短絡時のみでなく通常のターンオフスイッチングの過渡期にも発生する。通常のターンオフスイッチングでは、直流短絡時に比べて過渡時間がきわめて短いために、直流短絡時ほど深刻な電圧分担のアンバランスは発生しないものの、電圧分担のアンバランスはより小さいことが望ましいことに変わりはない。そこで、本実施の形態にでは、充放電型のスナバ回路を取り外したとしても、各スイッチング素子の電圧分担のアンバランスをさらに抑えることのできる電力変換装置について説明する。
【００９２】
本実施の形態における電力変換装置の基本的な構成は図５のようにスイッチング素子１ａ乃至１ｄが直列接続され、各スイッチング素子毎にゲート駆動回路８３ａ乃至８３ｄが設けられた構成である。ゲート駆動回路８３ａ乃至８３ｄは同一構成であるので、ゲート駆動回路８３ａを例にその機能について説明する。
【００９３】
図９は、本実施の形態におけるゲート駆動回路８３ａの構成を示す回路図である。同図のゲート駆動回路８３ａは、図８に対して、新たに設けたダイオード２９ａのアノード端子がトランジスタ２６ａのエミッタ端子とダイオード２８ａのアノード端子とを接続する接続線に接続され、ダイオード２９ａのカソード端子がスイッチング素子１ａのゲート端子とゲート信号発生回路１４ａとを接続する接続線に接続された構成である。なお、その他、図８と同一物には同一の符号を付すこととし、ここではその説明を省略する。
【００９４】
このダイオード２９ａにより通常のスイッチング動作時における電圧制御回路が構成され、その回路定数については他のゲート駆動回路８３ｂ乃至８３ｄにおいても同じ値のものを用いるようにする。
【００９５】
ダイオード２９ａは、通常のターンオフスイッチング時において、その過渡期にスイッチング素子１ａの電圧Ｖｃｅが上昇してトランジスタ２６ａのエミッタ電位が上昇したときに導通して電圧Ｖｃｅを減少させるためのものである。すなわち、ダイオード２９ａが導通することによって、ターンオフによりスイッチング素子１ａのゲート閾値電圧の程度まで下がったゲート電位が引き上がり、スイッチング素子１ａに主電流がより多く流れるようになって電圧Ｖｃｅを減少させる。
【００９６】
このダイオード２９ａの動作によって、スイッチング素子１ａのゲート電位が引き上げられてターンオフし始めたスイッチング素子１ａのターンオフ動作を遅らせ、これによってスイッチング素子１ａの分担電圧を引き下げる。
【００９７】
したがって、本実施の形態によれば、ダイオード２９ａによりスイッチング素子の電圧Ｖｃｅが所定値を超えた場合には、その増加分だけスイッチング素子のゲート電位を増加させて電圧Ｖｃｅが一定になるようにしたことで、通常のターンオフのように過渡期が短くても各スイッチング素子の電圧分担のアンバランスを抑えることができる。
【００９８】
［第７の実施の形態］
第１乃至第６の実施の形態においては、複数個のスイッチング素子を直列接続したときの各スイッチング素子間の電圧分担のバラつきを防止することとした。これに対し、本実施の形態では、複数のスイッチング素子を並列接続したときの各スイッチング素子間の電流不平衡を防止する電力変換装置について説明する。
【００９９】
図１０は、本実施の形態における電力変換装置の主要部の構成を示す回路図である。同図の電力変換装置は、図２１に対して、スイッチング素子２０１ａ，２０１ｂの代わりにセンス端子を備えたスイッチング素子１ａ，１ｂが並列に接続される。このスイッチング素子１ａ，１ｂにはそのセンス端子７ａ，７ｂからのセンス電流に基づいてゲート電位を制御するゲート駆動回路９３ａ，９３ｂがそれぞれ接続される。スイッチング素子１ａ，１ｂのエミッタ端子、センス端子はそれぞれゲート駆動回路９３ａ，９３ｂに接続され、各スイッチング素子のコレクタ端子はゲート抵抗２ａ，２ｂを介してそれぞれゲート駆動回路９３ａ，９３ｂに接続される。このゲート駆動回路９３ａ，９３ｂは、強制短絡信号発生回路３２およびゲート光信号発生回路３４と光信号の送受信が可能に構成される。また、スイッチング素子１ａおよび１ｂにより一つのアームが構成される。
【０１００】
ゲート駆動回路９３ａ，９３ｂは、スイッチング素子１ａ，１ｂのセンス端子７ａ，７ｂからのセンス電流を用いて直流短絡事故が発生したことを検知すると、このセンス電流が所定値を超えないようにそれぞれスイッチング素子１ａ，１ｂのゲート電位をフィードバック制御するとともに、直流短絡を検出した旨を通知するための短絡検出光信号を強制短絡信号発生回路３２へ送信する。
【０１０１】
強制短絡信号発生回路３２では、同一のアームを構成するスイッチング素子１ａ，１ｂのそれぞれのゲート駆動回路９３ａ，９３ｂから送信されてきた短絡検出光信号の論理和を取り、いずれか一方のスイッチング素子について直流短絡が発生した場合に強制短絡信号を生成し、これをゲート光信号発生回路３４へ送出する。
【０１０２】
ゲート光信号発生回路３４では、この強制短絡信号に基づいてゲート光信号を生成し、このゲート光信号をゲート駆動回路９３ａ，９３ｂの双方に送信する。
【０１０３】
ゲート駆動回路９３ａ，９３ｂでは、ゲート光信号を受信した場合には、それぞれに接続されたスイッチング素子１ａ，１ｂをターンオン（点弧）させる。この構成により、いずれかのスイッチング素子について直流短絡が検知された場合には、他のスイッチング素子についても点弧されるので、各スイッチング素子での電流分担の不平衡が解消され、大きなサージ電圧の発生が回避される。
【０１０４】
また、このゲート駆動回路９３ａ，９３ｂは同一の構成であり、各内部の短絡電流制限回路ではセンス電流の所定値が同じ値になるように設定されるので、スイッチング素子が点弧された後、各スイッチング素子のセンス電流は同じ値となるように制御される。
【０１０５】
したがって、本実施の形態によれば、並列に接続された複数のスイッチング素子のうち、いずれか１つに直流短絡が発生した場合には、他のスイッチング素子も短絡させるようにしたことで、並列接続構成での直流短絡時における電流分担の不平衡が解消され、サージ電圧によるスイッチング素子の破壊を防止することができる。
【０１０６】
また、本実施の形態によれば、各スイッチング素子についてセンス電流の所定値として同じ値が用いられるようにしたことで、各スイッチング素子の電流分担の不平衡に起因するスイッチング素子の破壊を防止することができる。
【０１０７】
［第８の実施の形態］
上記各実施の形態においては、センス端子を備えたスイッチング素子を用いることとしたが、このセンス端子の実態は、スイッチング素子に内蔵されている多くのＩＧＢＴ素子の一部のエミッタ端子を別に取り出したものである。このセンス端子から流れるセンス電流が主電流に対して比例した値となるようにするためには、センス端子とエミッタ端子との電気的条件がなるべく等しくなるようにする必要がある。
【０１０８】
ところが、前述したようにセンス端子をトランジスタのベース端子に接続した場合には、このトランジスタのベース・エミッタ端子間電圧の分（約０．６Ｖ）だけ、センス端子の電位がエミッタ端子の電位よりも高くなってしまう。このため、センス電流が流れにくくなる。特に、通常のスイッチング時にはセンス電流は流れにくく、直流短絡が発生して初めて急激にセンス電流が流れ出すようになってしまう。
【０１０９】
本実施の形態では、このような点に鑑み、センス端子の電位とエミッタ端子の電位との差を低減する電力変換装置について説明する。本電力変換装置は、直列接続あるいは並列接続された複数のスイッチング素子を備えるものであるが、ここではその全体図面を省略し、複数のスイッチング素子のうちの１つであるスイッチング素子１０１とその周辺回路について説明する。
【０１１０】
図１１は、本実施の形態におけるスイッチング素子１０１およびその周辺回路の構成を示す回路図である。スイッチング素子１０１のゲート端子はゲート抵抗１０６を介してゲート駆動回路１０７に接続され、スイッチング素子１０１のエミッタ端子１０３はゲート駆動回路１０７に接続され、スイッチング素子１０１のセンス端子１０２はＮＰＮ型のトランジスタ１０５のベース端子およびセンス抵抗１０４に接続される。
【０１１１】
このトランジスタ１０５のコレクタ端子はダイオード１１５のカソード端子に接続され、ダイオード１１５のアノード端子はスイッチング素子１０１のゲート端子に接続される。センス抵抗１０４の他端子はバイアス電源１０９の負極線に接続され、バイアス電源１０９の正極線はゲート駆動回路とスイッチング素子１０１のエミッタ端子１０３とを接続する接続線に接続される。
【０１１２】
また、この接続線にはダイオード１０８のアノード端子が接続され、ダイオード１０８のカソード端子はトランジスタ１０５のエミッタ端子に接続される。このトランジスタ１０５のエミッタ端子とバイアス電源１０９の負極線との間にはバイアス抵抗１１０およびバイパスコンデンサ１１１が並列に接続される。
【０１１３】
ゲート駆動回路１０７は、スイッチング素子１０１のオン・オフ動作をゲート抵抗１０６を介して制御する。
【０１１４】
スイッチング素子１０１のコレクタ端子からエミッタ端子１０３へ流れる主電流の一部はセンス端子１０２からセンス電流として取り出される。そして、トランジスタ１０５、ダイオード１１５、センス抵抗１０４、ゲート抵抗１０６等によりこのセンス電流が所定値を超えないようにスイッチング素子が短絡したときの短絡電流を制限する短絡電流制限回路が構成される。
【０１１５】
ダイオード１０８にはバイアス抵抗１１０により定まる一定の電流が流れるので、このバイアス抵抗１１０の定数を調整することによりダイオード１０８のアノード・カソード間の電圧を０．７Ｖ程度とし、トランジスタ１０５のベース・エミッタ間の電圧とほぼ等しくなるようにする。
【０１１６】
このような構成により、ダイオード１０８は、トランジスタ１０５のエミッタ端子の電位が、スイッチング素子１０１のエミッタ端子１０３の電位からトランジスタ１０５のベース・エミッタ間の電位差だけ引き下げた電位となるように作用する。
【０１１７】
したがって、本実施の形態によれば、トランジスタ１０５のエミッタ端子の電位とダイオード１０８のカソード端子の電位とは等しく、トランジスタ１０５のベース・エミッタ間電圧とダイオード１０８のアノード・カソード間電圧が等しいことから、トランジスタ１０５のベース電位すなわちセンス端子１０２の電位を、ダイオード１０８のアノード端子の電位すなわちエミッタ端子１０３の電位と等しくすることができる。
【０１１８】
［第９の実施の形態］
第８の実施の形態においては、トランジスタ１０５のベースエミッタ間電圧をダイオード１０８のアノード・カソード間電圧で補償するようにした。本実施の形態では、この補償の精度をより高めた電力変換装置について説明する。
【０１１９】
本電力変換装置は、直列接続あるいは並列接続された複数のスイッチング素子を備えるものであるが、ここではその全体図面を省略し、複数のスイッチング素子のうちの１つであるスイッチング素子１０１とその周辺回路について説明する。
【０１２０】
図１２は、本実施の形態におけるスイッチング素子１０１およびその周辺回路の構成を示す回路図である。同図においては、図１１に対して、ダイオード１０８の代わりにトランジスタ１１５と同一種類のトランジスタ１１２を用いている。このトランジスタ１１２のコレクタ端子とベース端子とは、ゲート駆動回路１０７とスイッチング素子１０１のエミッタ端子１０３との接続線に接続され、トランジスタ１１２のエミッタ端子はトランジスタ１０５のエミッタ端子に接続される。なお、その他、図１１と同一物については同一の符号を付すこととし、ここでは説明を省略する。
【０１２１】
トランジスタ１０５とトランジスタ１１２とは、同一種類であるのでそのベース・エミッタ間電圧は等しい。このような構成により、トランジスタ１１２は、スイッチング素子１０１のエミッタ端子１０３の電位からトランジスタ１０５のベース・エミッタ間の電位差だけ引き下げた電位がトランジスタ１１２のエミッタ端子の電位、すなわちトランジスタ１０５のエミッタ端子の電位となるように作用する。
【０１２２】
したがって、本実施の形態によれば、トランジスタ１０５と同一種類のトランジスタ１１２を用いるようにしたことで、スイッチング素子１０１のセンス端子１０２の電位とエミッタ端子１０３の電位とを等しくする精度を向上させることができる。
【０１２３】
なお、トランジスタ１０５とトランジスタ１１２との間に温度差があると、ベース・エミッタ間電圧に温度依存性があるためにセンス端子１０２の電位が変動してしまうので、さらに精度を上げるためにはトランジスタ１０５とトランジスタ１１２とを近接して取り付ける等により温度差の影響を受けにくくすることが望ましい。
【０１２４】
［第１０の実施の形態］
本実施の形態では、図１２に示した周辺回路をわずかに変更することによって差動増幅器を構成するようにした電力変換装置について説明する。
【０１２５】
本電力変換装置は、直列接続あるいは並列接続された複数のスイッチング素子を備えるものであるが、ここではその全体図面を省略し、複数のスイッチング素子のうちの１つであるスイッチング素子１０１とその周辺回路について説明する。
【０１２６】
図１３は、本実施の形態におけるスイッチング素子１０１およびその周辺回路の構成を示す回路図である。同図においては、図１２に対して、トランジスタ１１２のコレクタ端子が、コレクタ抵抗１１３を介してゲート電源９の正極線に接続されるとともにゲート駆動回路１０７に接続され、そのコレクタ電位をモニタ可能になっている。なお、その他、図１２と同一物については同一の符号を付すこととし、ここでは説明を省略する。
【０１２７】
このような構成により、センス電流が増大してトランジスタ１０５のコレクタ電流が増加すると、逆にトランジスタ１１２のコレクタ電流は減少するのでトランジスタ１１２のコレクタ電位は増加する。すなわち、トランジスタ１１２のコレクタ端子の電位は、センス電流の増加に伴って増加する。
【０１２８】
したがって、本実施の形態によれば、トランジスタ１０５とトランジスタ１１２とで差動増幅器を構成するようにしたことで、トランジスタ１１２のコレクタ電位をセンス電流の値のモニタ出力として使用することができる。
【０１２９】
［第１１の実施の形態］
第８乃至第１０の実施の形態においては、スイッチング素子のセンス端子１０２をトランジスタ１０５のベース端子に接続した構成について説明したが、トランジスタのエミッタ端子に接続することも考えられる。そこで、本実施の形態では、この点に対応した電力変換装置について説明する。
【０１３０】
本電力変換装置は、直列接続あるいは並列接続された複数のスイッチング素子を備えるものであるが、ここではその全体図面を省略し、複数のスイッチング素子のうちの１つであるスイッチング素子１０１とその周辺回路について説明する。
【０１３１】
図１４は、本実施の形態におけるスイッチング素子１０１およびその周辺回路の構成を示す回路図である。同図においては、図１２に対して、トランジスタ１０５，１１２の代わりに同一種類のＰＮＰ型のトランジスタ１３０，１３１を用いている。トランジスタ１３１はベース接地で用いられ、そのエミッタ端子はスイッチング素子１０１のセンス端子１０２に接続され、そのコレクタ端子はセンス抵抗１０４に接続される。一方、トランジスタ１３１のエミッタ端子はスイッチング素子１０１のエミッタ端子１０３とゲート駆動回路１０７とを接続する接続線に接続され、そのコレクタ端子はバイアス抵抗１１０に接続される。これらのトランジスタ１３０，１３１のそれぞれベース端子は接続され、バイアス抵抗１１０に接続される。
【０１３２】
また、ダイオード１１５のカソード端子は、新たに設けられたＮＰＮ型のトランジスタ１１４のコレクタ端子に接続される。このトランジスタ１１４のベース端子は、トランジスタ１３０のコレクタ端子とセンス抵抗１０４とを接続する接続線に接続され、トランジスタ１１４のエミッタ端子は、ゲート電源１０９の負極線に接続される。
【０１３３】
これらトランジスタ１３０、トランジスタ１１４、ダイオード１１５、センス抵抗１０４、ゲート抵抗１０６等により短絡電流制限回路が構成される。なお、その他、図１２と同一物については同一の符号を付すこととし、ここでは説明を省略する。
【０１３４】
トランジスタ１３０およびトランジスタ１３１は、同一種類であるのでそのエミッタ・ベース間電圧は等しい。このような構成により、トランジスタ１３１は、スイッチング素子１０１のエミッタ端子１０３の電位からトランジスタ１３０のエミッタ・ベース間の電位差だけ引き下げた電位がトランジスタ１３０のエミッタ端子の電位となるように作用する。
【０１３５】
したがって、本実施の形態によれば、トランジスタ１３０のエミッタ端子の電位とトランジスタ１３１のエミッタ端子の電位とは等しく、トランジスタ１３０のエミッタ・ベース間電圧とトランジスタ１３１のエミッタ・ベース間電圧が等しいことから、トランジスタ１３０のエミッタ電位すなわちスイッチング素子１０１のセンス端子１０２の電位を、トランジスタ１３１のエミッタ電位すなわちスイッチング素子１０１のエミッタ端子１０３の電位と等しくすることができる。
【０１３６】
また、本実施の形態によれば、トランジスタ１３０のコレクタ電流はそのエミッタ電流すなわちスイッチング素子１０１のセンス電流とほぼ同一であり、このコレクタ電流によって、スイッチング素子１０１のゲート・エミッタ間電圧を調整するトランジスタ１１４が動作することとなる。
【０１３７】
この構成により、スイッチング素子１０１のセンス電流はトランジスタ１３０というある種のバッファを経由してから処理されるようになるので、フィードバック制御などに起因する震動等の現象を抑制でき、より安定した動作を実現することができる。
【０１３８】
なお、本実施の形態においては、ＰＮＰ型のトランジスタ１３０のベースバイアス電圧を設定するために同一種類のトランジスタ１３０を用いることとしたが、これに限られるものではない。例えば、第８の実施の形態に示したようにダイオードの順方向電圧を用いるようにしてもよい。
【０１３９】
［第１２の実施の形態］
第８乃至第１１の実施の形態においては、スイッチング素子１０１のゲート・エミッタ間電圧をゲート抵抗１０６を介して制御することとしていた。しかしながら、このゲート抵抗１０６は、第８乃至第１０の実施の形態においてはトランジスタ１０５、第１１の実施の形態においてはトランジスタ１１４のコレクタ抵抗に相当するものである。トランジスタの電圧増幅度はコレクタ抵抗の値に比例することから、ゲート抵抗１０６の値によってトランジスタ１０５あるいはトランジスタ１１４の電圧増幅度が大幅に変わることになる。
【０１４０】
一方、ゲート抵抗１０６は、スイッチング素子の電磁ノイズの調整などのためにしばしば現場で変更されるものであり、これによってトランジスタ１０５あるいはトランジスタ１１４の電圧増幅度が影響を受けてしまうのは望ましくない。そこで、本実施の形態では、この点に対応した電力変換装置について説明する。
【０１４１】
本電力変換装置は、直列接続あるいは並列接続された複数のスイッチング素子を備えるものであるが、ここではその全体図面を省略し、複数のスイッチング素子のうちの１つであるスイッチング素子１０１とその周辺回路について説明する。
【０１４２】
図１５は、本実施の形態におけるスイッチング素子１０１およびその周辺回路の構成を示す回路図である。同図においては、図１４に対して、新たなＰＮＰ型トランジスタ１１８を設けている。このトランジスタ１１８は、そのエミッタ端子がダイオード１１５のカソード端子に接続され、そのベース端子はトランジスタ１１４のコレクタ端子に接続され、そのコレクタ端子はゲート電源１０９の負極線に接続される。
【０１４３】
また、トランジスタ１１４は、そのエミッタ端子がエミッタ抵抗１１７を介してゲート電源１０９の負極線に接続され、そのコレクタ端子はコレクタ抵抗１１６を介してゲート電源１０９の正極線に接続される。
【０１４４】
これらのトランジスタ１１４，１１８、ダイオード１１５、エミッタ抵抗１１７、コレクタ抵抗１１６、ゲート抵抗１０６、センス抵抗１０４等により短絡電流制限回路が構成される。なお、その他、図１４と同一物には同一の符号を付すこととし、ここでは説明を省略する。
【０１４５】
このような構成により、トランジスタ１１８はエミッタフォロワで使用され、その電圧増幅度は１となる。スイッチング素子１０１のゲート・エミッタ電圧はこのトランジスタ１１８により制御される。
【０１４６】
また、短絡電流制限回路の増幅度は、もっぱらトランジスタ１１４のコレクタ抵抗１１６とエミッタ抵抗１１７との比率によって決定されるので、スイッチング素子１０１の静特性に合せてこの２つの抵抗を調整するようにする。
【０１４７】
したがって、本実施の形態によれば、スイッチング素子１０１のゲート・エミッタ間電圧を制御するトランジスタ１１８をエミッタフォロワで使用するようにしたことで、その電圧増幅度は１であるので、ゲート抵抗１０６が変更されても電圧増幅度に影響を与えないようにすることができる。
【０１４８】
また、本実施の形態によれば、コレクタ抵抗１１６およびエミッタ抵抗１１７を調整することで、短絡電流制限回路はゲート抵抗１０６の値に関らず、常に最適な動作を維持することができる。
【０１４９】
［第１３の実施の形態］
第８乃至第１２の実施の形態においては、短絡電流制限回路の制限電流値はセンス抵抗１０４によって定まる一定値となっていた。一方、スイッチング素子１０１がターンオンする際には、対になるスイッチング素子の逆導通ダイオードの逆回復電流が流れるために、ターンオンの過渡期に短いパルス幅で大きな電流が流れてしまうことがしばしば起こる。この場合には、短絡電流制限回路が追従してしまう。しかしながら、こうした過渡的なラッシュカレントはそれ自体問題となるものではないので、この過渡的なラッシュカレントに対しては短絡電流制限回路が動作しないようにすることが望ましい。そこで、本実施の形態では、この点に対応した電力変換装置について説明する。
【０１５０】
本電力変換装置は、直列接続あるいは並列接続された複数のスイッチング素子を備えるものであるが、ここではその全体図面を省略し、複数のスイッチング素子のうちの１つであるスイッチング素子１０１とその周辺回路について説明する。
【０１５１】
図１６は、本実施の形態におけるスイッチング素子１０１およびその周辺回路の構成を示す回路図である。同図においては、図１５に対して、センス抵抗１０４に並列にコンデンサ１１９が接続される。なお、その他、図１５と同一物には同一の符号を付すこととし、ここではその説明を省略する。
【０１５２】
このような構成により、短絡電流制限回路は、センス電流とセンス抵抗１０４との積がコンデンサ１１９の容量によって定まる値を超えなければ動作しないので、短いパルス幅のセンス電流に対しては動作しないようになる。近似的には、直流短絡の発生等によりセンス電流を時間積分した値が所定値を超えたときにはじめて短絡電流制限回路の動作が始まり、短絡時間が長くなるにつれて短絡電流の制限値はコンデンサ１１９の値とは無関係にセンス抵抗１０４により定まる一定値に収束する。
【０１５３】
したがって、本実施の形態によれば、コンデンサ１１９をセンス抵抗１０４に並列接続したことで、ターンオン過渡期などの短いパルス幅のサージ電流に対しては短絡電流制限回路を追従させないことができる。
【０１５４】
［第１４の実施の形態］
第１３の実施の形態においては、コンデンサ１１９をセンス抵抗１０４に並列接続することとしたが、本実施の形態では、別の構成によりターンオン過渡期などの短いパルス幅のサージ電流に対して短絡電流制限回路を追従させないようにした電力変換装置について説明する。
【０１５５】
本電力変換装置は、直列接続あるいは並列接続された複数のスイッチング素子を備えるものであるが、ここではその全体図面を省略し、複数のスイッチング素子のうちの１つであるスイッチング素子１０１とその周辺回路について説明する。
【０１５６】
図１７は、本実施の形態におけるスイッチング素子１０１およびその周辺回路の構成を示す回路図である。同図においては、図１６に対して、コンデンサ１１９の代わりに遅延回路１２０がセンス抵抗１０４に並列に接続され、この遅延回路１２０からの駆動電圧によって動作するＦＥＴ１２１のドレイン端子がトランジスタ１１４のエミッタ抵抗１１７に接続され、ＦＥＴ１２１のソース端子がゲート電源１０９の負極線に接続される。なお、その他、図１６と同一物には同一の符号を付すこととし、ここでは説明を省略する。
【０１５７】
センス電流がセンス抵抗１０４により定まる値を超えたところで、遅延回路１２０はカウント動作を開始する。そして、センス電流が所定値を超えた状態で一定時間経過したところで、遅延回路１２０はＦＥＴ１２１を駆動する。ＦＥＴ１２１が駆動することによってはじめてトランジスタ１１４が動作可能となり、これにより短絡電流制限回路が動作を開始する。
【０１５８】
したがって、本実施の形態によれば、センス電流が所定値を超えた状態で一定時間が経過したところで短絡電流制限回路を動作させるようにしたことで、第１３の実施の形態と同様の効果を奏することができる。
【０１５９】
［第１５の実施の形態］
第８乃至第１４の実施の形態においては、いずれもセンス抵抗１０４の値を変更することにより短絡電流の制限値を自由に設定可能である。しかし、短絡電流の制限値は、スイッチング素子１０１の最大遮断電流の値より低いものでなければならず、さもなくば短絡電流を遮断する際にスイッチング素子１０１を破壊してしまうおそれがある。
【０１６０】
一方、ＩＧＢＴを用いたスイッチング素子１０１では、その最大遮断電流はゲート抵抗１０６の値に依存し、このゲート抵抗の値を大きくすることによって最大遮断電流を大きくすることができる。通常の動作時においては最大遮断電流を大きくする必要はないが、短絡などの事故が発生した場合には最大遮断電流を大きくできればスイッチング素子１０１の安全性は多いに増す。本実施の形態では、こうしたスイッチング素子１０１の特性を応用した電力変換装置について説明する。
【０１６１】
本電力変換装置は、直列接続あるいは並列接続された複数のスイッチング素子を備えるものであるが、ここではその全体図面を省略し、複数のスイッチング素子のうちの１つであるスイッチング素子１０１とその周辺回路について説明する。
【０１６２】
図１８は、本実施の形態におけるスイッチング素子１０１およびその周辺回路の構成を示す回路図である。同図においては、図１５に対して、新たにゲート抵抗切替回路１２２が設られる。このゲート抵抗切替回路１２２は、スイッチング素子１０１のゲート端子とゲート駆動回路１０７との間に接続され、さらにセンス抵抗１０４とトランジスタ１１４のベース端子とを接続する接続線に接続される。ゲート抵抗切替装置１２２は、ゲート抵抗１０６の他、値の異なるゲート抵抗を内蔵し、これらのゲート抵抗の切り替えが可能な構成となっている。なお、その他、図１５と同一物には同一の符号を付すこととし、ここでは説明を省略する。
【０１６３】
ゲート抵抗切替回路１２２は、センス抵抗１０４の両端電圧をモニターすることによりセンス電流を検出し、短絡電流制限回路の動作を検知する。そして短絡電流制限回路の動作／非動作に基づいてスイッチング素子１０１のゲート抵抗を切り替える。すなわち、センス電流が通常の値であって短絡電流制限回路が非動作である場合には通常時用のゲート抵抗を用いることとし、センス電流が所定値よりも大きく短絡電流制限回路が動作した場合には、通常用のゲート抵抗をより値の大きいゲート抵抗に切り替えるようにする。
【０１６４】
したがって、本実施の形態によれば、センス電流が所定値よりも大きく短絡電流制限回路の動作が検知された場合には、通常用のゲート抵抗をより値の大きいゲート抵抗に切り替えるようにしたことで、スイッチング素子１０１の最大遮断電流が大きくなり、より大きな短絡電流を安全に遮断することができる。
【０１６５】
［第１６の実施の形態］
第１５の実施の形態においては、ゲート抵抗切替回路１２２によりゲート抵抗を切り替えることとしたが、本実施の形態では、別の構成によりゲート抵抗を切り替えるようにした電力変換装置について説明する。
【０１６６】
本電力変換装置は、直列接続あるいは並列接続された複数のスイッチング素子を備えるものであるが、ここではその全体図面を省略し、複数のスイッチング素子のうちの１つであるスイッチング素子１０１とその周辺回路について説明する。
【０１６７】
図１９は、本実施の形態におけるスイッチング素子１０１およびその周辺回路の構成を示す回路図である。同図においては、図１８に対して、ゲート駆動回路１０７の代わりにオンゲート駆動回路１２３、オフゲート駆動回路１２４，１２５が並列に接続され、オンゲート駆動回路１２３はオンゲート抵抗１２６を介して、オフゲート駆動回路１２４はオフゲート抵抗１２７を介して，オフゲート駆動回路１２５はオフゲート抵抗１２８を介してそれぞれスイッチング素子１０１のゲート端子に接続される。また、オフゲート駆動回路１２４，１２５は、それぞれセンス抵抗１０４とトランジスタ１１４のベース端子とを接続する接続線に接続される。なお、その他、図１８と同一物には同一の符号を付すこととし、ここでは説明を省略する。
【０１６８】
オフゲート駆動回路１２４，１２５は、センス抵抗１０４の両端電圧をモニターすることによりセンス電流を検出し、短絡電流制限回路の動作／非動作に基づいていずれか一方のオフゲート駆動回路のみが動作するように構成される。むろん、短絡電流制限回路が動作しているときに動作するゲート駆動回路に接続されたオフゲート抵抗の値をより大きく設定しておく。
【０１６９】
このような構成により、センス抵抗１０４の両端電圧があるレベルを超えるまでは一方のオフゲート駆動回路が動作してこれに接続されたオフゲート抵抗が用いられ、あるレベルを超えてからはもう一方のオフゲート駆動回路が動作してこれに接続されたより値の大きなオフゲート抵抗が用いられるようになる。
【０１７０】
したがって、本実施の形態によれば、２つのオフゲート駆動回路１２４，１２５を並列に接続し、短絡事故等の発生時には、より値の大きいゲート抵抗に接続された方のオフゲート駆動回路を動作させるようにしたことで、通常のスイッチング動作時よりも大きな遮断耐量をスイッチング素子１０１に与えることができ、より大きな短絡電流を安全に遮断することができる。
【０１７１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る電力変換装置によれば、複数のスイッチング素子のセンス端子からのセンス電流が各スイッチング素子で同じ値の所定値を超えないように各スイッチング素子の制御端子に与える信号を制御するようにしたことで、いずれかのスイッチング素子で直流短絡が発生しても各スイッチング素子の短絡電流をほぼ一定の値に揃えることができ、直列接続での各スイッチング素子の電圧分担のばらつきを簡易な構成で抑えることができる。
【０１７２】
本発明に係る電力変換装置によれば、並列に接続された複数のスイッチング素子のうち、いずれか１つに直流短絡が発生した場合には、他のスイッチング素子を点弧させるようにしたことで、並列接続構成での直流短絡時における電流分担の不平衡が解消され、サージ電圧によるスイッチング素子の破壊を防止することができる。
【０１７３】
本発明に係る電力変換装置によれば、スイッチング素子のセンス端子の電位と負極端子の電位とが等しくなるようにしたことで、センス端子および負極端子の電気的条件を等しくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態における電力変換装置の主要部の構成を示す回路図である。
【図２】第１の実施の形態におけるゲート駆動回路の構成を示す回路図である。
【図３】第２の実施の形態における電力変換装置の主要部の構成を示す回路図である。
【図４】第２の実施の形態におけるゲート駆動回路の構成を示す回路図である。
【図５】第３の実施の形態における電力変換装置の主要部の構成を示す回路図である。
【図６】第３の実施の形態におけるゲート駆動回路の構成を示す回路図である。
【図７】第４の実施の形態におけるゲート駆動回路の構成を示す回路図である。
【図８】第５の実施の形態におけるゲート駆動回路の構成を示す回路図である。
【図９】第６の実施の形態におけるゲート駆動回路の構成を示す回路図である。
【図１０】第７の実施の形態における電力変換装置の主要部の構成を示す回路図である。
【図１１】第８の実施の形態におけるスイッチング素子およびその周辺回路の構成を示す回路図である。
【図１２】第９の実施の形態におけるスイッチング素子およびその周辺回路の構成を示す回路図である。
【図１３】第１０の実施の形態におけるスイッチング素子およびその周辺回路の構成を示す回路図である。
【図１４】第１１の実施の形態におけるスイッチング素子およびその周辺回路の構成を示す回路図である。
【図１５】第１２の実施の形態におけるスイッチング素子およびその周辺回路の構成を示す回路図である。
【図１６】第１３の実施の形態におけるスイッチング素子およびその周辺回路の構成を示す回路図である。
【図１７】第１４の実施の形態におけるスイッチング素子およびその周辺回路の構成を示す回路図である。
【図１８】第１５の実施の形態におけるスイッチング素子およびその周辺回路の構成を示す回路図である。
【図１９】第１６の実施の形態におけるスイッチング素子およびその周辺回路の構成を示す回路図である。
【図２０】 従来の直列接続されたスイッチング素子により構成された電力変換装置の主要部を示す回路図である。
【図２１】 従来の並列接続されたスイッチング素子により構成された電力変換装置の主要部を示す回路図である。
【符号の説明】
１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ スイッチング素子
２ａ，２ｂ ゲート抵抗
３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ ゲート駆動回路
４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ スナバコンデンサ
５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ スナバダイオード
６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ スナバ抵抗
７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ センス端子
８ａ センス抵抗
９ａ トランジスタ
１０ａ オンゲート抵抗
１１ａ オフゲート抵抗
１２ａ オンゲートトランジスタ
１３ａ オフゲートトランジスタ
１４ａ ゲート信号発生回路
１５ａ ゲート電源
１６ａ ゲート電源
１７ａ ダイオード
１８ａ，１８ｂ センス電流設定部
１９ａ トランジスタ
２０ａ 抵抗
２１ａ 抵抗
２２ａ ツェナーダイオード
２３ａ ツェナーダイオード
２４ａ トランジスタ
２５ａ 抵抗
２６ａ トランジスタ
２７ａ ダイオード
２８ａ ダイオード
２９ａ ダイオード
３０ａ，３０ｂ ゲート光信号
３１ａ，３１ｂ 短絡検出光信号
３２ 強制短絡信号発生回路
３４ ゲート光信号発生回路
４０ａ 抵抗
４１ａ 抵抗
４２ａ ダイオード
４４ａ 抵抗
４５ａ 抵抗
４３ａ，４３ｂ，４３ｃ，４３ｄ ゲート駆動回路
５３ａ，５３ｂ，５３ｃ，５３ｄ ゲート駆動回路
６３ａ，７３ａ，８３ａ ゲート駆動回路
９３ａ，９３ｂ ゲート駆動回路
１０１ スイッチング素子
１０２ センス端子
１０３ エミッタ端子
１０４ センス抵抗
１０５ トランジスタ
１０６ ゲート抵抗
１０７ ゲート駆動回路
１０８ ダイオード
１０９ バイアス電源
１１０ バイアス抵抗
１１１ バイパスコンデンサ
１１２ トランジスタ
１１３ コレクタ抵抗
１１４ トランジスタ
１１５ ダイオード
１１６ コレクタ抵抗
１１７ エミッタ抵抗
１１８ トランジスタ
１１９ コンデンサ
１２０ 遅延回路
１２１ ＦＥＴ
１２２ ゲート抵抗切替回路
１２３ オンゲート駆動回路
１２４ オフゲート駆動回路
１２５ オフゲート駆動回路
１２６ オンゲート抵抗
１２７ オフゲート抵抗
１２８ オフゲート抵抗
１３０ トランジスタ
１３１ トランジスタ
２０１ａ，２０１ｂ，２０１ｃ，２０１ｄ スイッチング素子
２０２ａ，２０２ｂ，２０２ｃ，２０２ｄ ゲート抵抗
２０３ａ，２０３ｂ，２０３ｃ，２０３ｄ ゲート駆動回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power conversion device that performs power conversion using a plurality of power switching elements, and more particularly to an improvement in a protection circuit for a switching element.
[0002]
[Prior art]
In recent years, high voltage and large current MOS (Metal Oxcide Semiconductor) gate type power switching elements have been put into practical use. The MOS gate type switching element has a faster switching speed, wider safe operation area, higher controllability, and smaller gate drive circuit than the GTO (gate turn-off) thyristor type switching element conventionally used. There are many advantages such as
[0003]
In application fields such as series power transmission, it is necessary to realize a high-voltage power converter, and therefore, a large number of switching elements are connected in series. Since a MOS gate type switching element has a high switching speed, there is an advantage that there is little variation in switching timing between switching elements connected in series.
[0004]
FIG. 20 is a circuit diagram showing a main part of a conventional power conversion device constituted by a plurality of switching elements connected in series. In the figure, switching elements 201a to 201d are connected in series. An IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) is used as the switching element 201. A snubber diode 5a and a resistor 6a connected in parallel and a snubber capacitor 4a connected thereto are connected between the collector and emitter terminals of the switching element 201a. A gate resistor 202a and a gate drive circuit 203a are connected between the gate and emitter terminals of the switching element 201a. Similarly, snubber diodes 5b to 5d, resistors 6b to 6d, snubber capacitors 4b to 4d, gate resistors 202b to 202d, and gate drive circuits 203b to 203d are connected to the switching elements 201b to 201d, respectively.
[0005]
The switching elements 201a and 201b constitute one arm that always switches simultaneously. In addition, the switching elements 201c and 201d constitute an arm that switches at a phase opposite to that of the switching elements 201a and 201b. That is, when an on-gate signal is applied to switching elements 201a and 201b, an off-gate signal is applied to switching elements 201c and 201d.
[0006]
In this way, the gate signals are applied to the switching elements 201a and 201b so as to be switched simultaneously. However, actually, a slight variation occurs in switching due to the variation between elements. In particular, the influence of the variation in turn-off timing is large, and the switching element that is turned off first shares a larger off voltage than the other switching elements. Such variation in the off-voltage sharing is related to the reliability of the switching element, and thus it is necessary to make it as small as possible.
[0007]
A snubber circuit constituted by the snubber capacitors 4a to 4d, the snubber diodes 5a to 5d, and the snubber resistors 6a to 6d for each of the switching elements 201a to 201d corresponds to such a problem.
[0008]
The operation of the snubber circuit will be described by taking the switching element 102a as an example. The main current that flows from the collector terminal (positive electrode terminal) to the emitter terminal (negative electrode terminal) immediately after the switching element 102a is turned off is once commutated to the snubber circuit, and has a slope (dV) determined by the capacity of the snubber capacitor 4a and the value of the main current. / Dt), the voltage between the collector and the emitter of the switching element 102a increases. Since there is a relationship ΔV = Δt × dV / dt between the variation Δt in the turn-off timing of the switching element 102a and the variation ΔV in the voltage sharing of the switching element 102a, the capacitance of the snubber capacitor 4a is increased to some extent (dV If / dt) is reduced, ΔV can be reduced to such an extent that there is no problem.
[0009]
By the way, when the current capacity that the switching element 102a can handle is insufficient, the switching element 102a is connected in parallel and used. FIG. 21 is a circuit diagram showing a main part of a conventional power converter configured by switching elements connected in parallel. In the figure, collector terminals and emitter terminals of switching elements 201a and 201b are connected to each other, and gate drive circuits 203a and 203b are connected between the gate and emitter terminals. The switching elements 201a and 201b constitute one arm, and the two switching elements 201a and 201b are operated at the same timing by giving the same gate signal to the gate drive circuits 203a and 203b.
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
In the configuration of the series connection shown in FIG. 20, when any of the switching elements is accidentally turned on when it should be turned off, a DC voltage is short-circuited due to a factor such as so-called false firing. Problems occur.
[0011]
That is, in a DC short-circuited state, only the switching element that is turned on supports the DC voltage of the power conversion device, resulting in variations in the voltage that is shared among the switching elements. The short-circuit current that can be passed through the switching element in a DC short-circuit state is determined by the static characteristics of the switching element and has a large manufacturing variation. And a switching element with a large short circuit current which can be sent will share a small voltage, and a switching element with a small short circuit current will share a large voltage.
[0012]
The variation ΔV in the voltage sharing of the switching elements in the DC short-circuit state is ΔV = ΔI × t / C, where ΔI is the variation between the switching elements, C is the capacitance of the snubber capacitor, and t is the short-circuit time. In the current element manufacturing technology, the value of the short-circuit current that can be passed is as wide as about 5 to 7 times the rated current of the switching element, and the variation of the short-circuit current is almost equal to the value of the rated current of the switching element. It becomes a large variation. For this reason, it is conceivable to provide a very large snubber capacitor in order to suppress the variation in voltage sharing in the DC short-circuit state to a level that does not cause a problem in practice. However, if the snubber capacitor is made larger, the loss consumed by the snubber resistor also becomes larger, leading to problems such as a reduction in efficiency, an increase in size, and an increase in cost as the entire power conversion device.
[0013]
Even in the parallel connection configuration shown in FIG. 21, a problem occurs when one of the switching elements is erroneously turned on (false ignition) to short-circuit the DC voltage when it should be off. To do.
[0014]
In other words, even if one of the switching elements connected in parallel is turned on, the other switching elements are in an off state, so that a significant current sharing imbalance occurs between the switching elements. For this reason, even if false firing ends in a short period of time and the switching element tries to return to the OFF state, a large voltage surge that does not normally occur due to current imbalance is caused by the misfired switching element or in parallel. It may be applied to other connected switching elements and the switching elements may be destroyed.
[0015]
The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide a power converter that can reduce variation in voltage sharing during DC short-circuiting with a simple configuration in a series connection configuration. is there.
[0016]
Another object of the present invention is to provide a power converter capable of preventing a switching element from being destroyed by a surge voltage caused by an unbalanced current sharing during a DC short circuit in a parallel connection configuration.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the power converter according to the first aspect of the present invention includes a plurality of switching elements in which a main current flowing from the positive terminal to the negative terminal is controlled by a signal applied to the control terminal. Connected in series In the power conversion device, each switching element has a sense terminal for shunting and extracting a part of the main current, and sense current detection means for detecting the sense current shunted by the sense terminal for each switching element, Short-circuit current limit that limits the short-circuit current when the switching element is short-circuited by controlling the signal applied to the control terminal of each switching element so that the sense current does not exceed a predetermined value set to the same value for each switching element And means.
[0018]
In the present invention, the signal supplied to the control terminal of each switching element is controlled so that the sense current from the sense terminals of the plurality of switching elements does not exceed the predetermined value of the same value in each switching element. Even if a DC short-circuit occurs in any of the switching elements, the short-circuit current of each switching element can be set to a substantially constant value, and variations in voltage sharing among the switching elements in series connection can be suppressed with a simple configuration. Can do.
[0019]
According to a second aspect of the present invention, in the power conversion device according to the first aspect, one arm is constituted by a plurality of switching elements, and the power conversion device is constituted by a plurality of arms, and the sense current The predetermined value is the same value for each switching element constituting one arm.
[0020]
According to a third aspect of the present invention, there is provided the power converter according to the first or second aspect, further comprising sense current setting means for setting a sense current command value for determining a predetermined value of the sense current.
[0021]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the power conversion device according to any one of the first to third aspects, further comprising voltage detection means for detecting a voltage between a positive terminal and a negative terminal of the switching element for each switching element. It is characterized by that.
[0022]
According to a fifth aspect of the present invention, in the power conversion device according to the fourth aspect, the sense current setting means is configured to detect a sense current according to an increase when the voltage detected by the voltage detection means exceeds a predetermined value. It has a change means which changes command value, It is characterized by the above-mentioned.
[0023]
According to a sixth aspect of the present invention, in the power converter according to the fourth or fifth aspect, the signal applied to the control terminal of each switching element is controlled so that the voltage detected by the voltage detecting means does not exceed a predetermined value. It has the signal control means to do.
[0024]
In the present invention, the signal applied to the control terminal of each switching element is controlled so that the voltage between the positive terminal and the negative terminal of the switching element does not exceed a predetermined value. Since there is no need to provide a snubber circuit for each switching element, a simpler configuration can be achieved.
[0025]
According to a seventh aspect of the present invention, in the power converter according to any one of the first to sixth aspects, the signal setting means for setting a signal command value for determining a signal given to the control terminal of the switching element by the signal control means. It is characterized by having.
[0026]
The power converter according to claim 8 is the power converter according to claim 7, wherein the signal setting unit is configured to output a signal command value according to an increment when the voltage detected by the voltage detecting unit exceeds a predetermined value. It has the change means which changes.
[0027]
According to a ninth aspect of the present invention, in the power converter according to any one of the sixth to eighth aspects, the operation by the short-circuit current limiting unit and the signal control unit according to the voltage detected by the voltage detection unit. It has the switching means which switches operation | movement, It is characterized by the above-mentioned.
[0028]
According to a tenth aspect of the present invention, in the power conversion device according to any one of the sixth to ninth aspects, the signal control means applies to the control terminal of each switching element not only during a short circuit but also during a normal switching operation. It has the control means which controls a signal, It is characterized by the above-mentioned.
[0029]
According to the eleventh aspect of the present invention, in the power conversion device according to any one of the first to tenth aspects, the plurality of switching elements are connected in parallel and detected by the sense current detecting means. It is characterized by having an ignition means for igniting another switching element when it is detected that one of the switching elements is erroneously ignited based on the sense current of each switching element.
[0030]
In the present invention, when a DC short circuit occurs in any one of a plurality of switching elements connected in parallel, the other switching elements are ignited (turned on), The unbalance of current sharing at the time of DC short-circuit in the parallel connection configuration is eliminated, and the switching element can be prevented from being destroyed by a surge voltage.
[0031]
According to a twelfth aspect of the present invention, in the power conversion device according to the eleventh aspect, the short-circuit current limiting unit is configured such that the sense current does not exceed a predetermined value after another switching element is ignited by the igniting unit. As described above, a signal applied to the control terminal of each switching element is controlled.
[0032]
According to a thirteenth aspect of the present invention, there is provided a power conversion device including a plurality of switching elements each having a sense terminal for diverting and extracting a part of a main current flowing from the positive terminal to the negative terminal. And potential control means for equalizing the potential of the negative terminal and the potential of the negative terminal.
[0033]
In the present invention, the electrical conditions of the sense terminal and the negative terminal are made equal by making the potential of the sense terminal of the switching element equal to the potential of the negative terminal.
[0034]
According to a fourteenth aspect of the present invention, in the power conversion device according to the thirteenth aspect, the potential control means includes a transistor having a base terminal connected to a sense terminal of the switching element, an emitter terminal of the transistor, and a negative electrode of the switching element. And a potential lowering means connected between the terminals and for reducing the potential of the emitter terminal of the transistor by a potential difference between the base and emitter of the transistor with respect to the potential of the negative electrode terminal of the switching element. And
[0035]
According to a fifteenth aspect of the present invention, in the power conversion device according to the fourteenth aspect, the potential lowering unit includes a forward-biased diode, and an anode terminal of the diode is a switching element. The negative terminal is connected, and the cathode terminal is connected to the emitter terminal of the transistor.
[0036]
According to a sixteenth aspect of the present invention, in the power conversion device according to the fourteenth aspect, the potential lowering means is constituted by the same type of transistor as the transistor, and the base terminal of the transistor is a switching element. The emitter terminal of the transistor is connected to the emitter terminal of the transistor.
[0037]
According to a seventeenth aspect of the present invention, in the power conversion device according to the sixteenth aspect, an operational amplifier is constituted by the transistor and the same type of transistor.
[0038]
The present invention according to claim 18 is the power converter according to claim 13, wherein the potential control means includes a transistor having an emitter terminal connected to a sense terminal of the switching element, a base terminal of the transistor, and a negative electrode of the switching element. And a potential lowering means connected between the terminal and the potential of the base terminal of the transistor, wherein the potential of the negative terminal of the switching element is reduced by a potential difference between the emitter and base of the transistor. And
[0039]
According to a nineteenth aspect of the present invention, in the power conversion device according to the eighteenth aspect, the potential lowering unit includes a forward-biased diode or a transistor of the same type as the transistor. .
[0040]
According to a twentieth aspect of the present invention, there is provided the power converter according to any one of the thirteenth to nineteenth aspects, wherein the sense current detecting unit detects a sense current shunted from a main current by a sense terminal; and the sense current detecting unit Short-circuit current limiting means for limiting a short-circuit current when the switching element is short-circuited by controlling a signal applied to the control terminal of the switching element so that the sense current detected by the control circuit does not exceed a predetermined value. And
[0041]
According to a twenty-first aspect of the present invention, in the power conversion device according to the twenty-second aspect, the short-circuit current limiting unit includes an integrating unit that integrates a sense current, and an integrated value by the integrating unit exceeds a predetermined value. It is characterized by limiting to.
[0042]
According to a twenty-second aspect of the present invention, in the power conversion device according to the twenty-second aspect, the short-circuit current limiting unit includes a measuring unit that starts measuring a predetermined time when the sense current exceeds a predetermined value. It is characterized by limiting when the predetermined time has elapsed with the current exceeding a predetermined value.
[0043]
According to a twenty-third aspect of the present invention, in the power conversion device according to any one of the twenty-second to twenty-second aspects, when the sense current detected by the sense current detecting means exceeds a predetermined value, the control terminal of the switching element And a resistance switching means for switching a resistor connected between the switching element and a driving circuit for driving the switching element to a resistor having a larger value.
[0044]
According to a twenty-fourth aspect of the present invention, in the power conversion device according to any one of the twenty-second to twenty-second aspects, a plurality of resistors having different values connected in parallel to a control terminal of the switching element, and a plurality of resistors connected respectively. A drive circuit connected to a resistor having a larger value when the sense current detected by the sense current detection means exceeds a predetermined value. To do.
[0045]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0046]
[First Embodiment]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration of a main part of a power conversion device according to an embodiment. The power converter shown in FIG. 20 is connected in series with MOS gate type switching elements 1a to 1d each having sense terminals 7a to 7d, instead of the switching elements 210a to 201d. In addition, the sense terminals 7a to 7d are connected to the gate drive circuits 3a to 3d, respectively. In addition, suppose that the same thing as FIG. 20 attaches | subjects the same code | symbol, and abbreviate | omits description here.
[0047]
Since the switching elements 1a to 1d and the gate drive circuits 3a to 3d have the same configuration, the switching element 1a and the gate drive circuit 3a will be described as an example here.
[0048]
The sense terminal 7a of the switching element 1a is for taking out a sense current obtained by dividing a part of the main current flowing from the collector terminal (positive terminal) to the emitter terminal (negative terminal) of the switching element 1a. Has a function of feedback-controlling the gate voltage applied to the gate terminal of the switching element 1a so that the sense current is constant.
[0049]
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the gate drive circuit 3a. In the gate drive circuit 3a of the figure, gate power supplies 15a and 16a are connected in series, and a gate signal generation circuit 14a is connected in parallel thereto. The collector terminal of the NPN-type on-gate transistor 12a is connected to the positive line of the gate power supply 15a, and the collector terminal of the PNP-type off-gate transistor 13a is connected to the negative line of the gate power supply 15b. The base terminal of the on-gate transistor 12a and the base terminal of the off-gate transistor 13a are connected, and the connection point is connected to the gate signal generation circuit 14a. Power is supplied to the on-gate transistor 12a, off-gate transistor 13a, and gate signal generation circuit 14a by the gate power supplies 15a and 16a.
[0050]
The emitter terminal of the on-gate transistor 12a is connected to the gate terminal of the switching element 1a via the on-gate resistor 10a. The emitter terminal of the off-gate transistor 13a is connected to the connection line connecting the on-gate resistor 10a and the gate terminal via the off-gate resistor 11a.
[0051]
Also, the anode terminal of the diode 17a is connected to this connection line, and the cathode terminal of the diode 17a is connected to the collector terminal of the NPN transistor 9a. The base terminal of the transistor 9a is connected to the sense terminal 7a of the switching element 1a. The emitter terminal of the transistor 9a is connected to the emitter terminal of the switching element 1a and to the connection point of the gate power supplies 15a and 16a. A sense resistor 8a is connected between the base and emitter terminals of the transistor 9a.
[0052]
During normal operation, the on-gate transistor 12a and the off-gate transistor 13a are alternately turned on based on a signal from the gate signal generation circuit 14a. The on-gate voltage by the on-gate transistor 12a is supplied to the gate terminal of the switching element 1a via the on-gate resistor 10a. The off-gate voltage generated by the off-gate transistor 13a is supplied to the gate terminal of the switching element 1a via the off-gate resistor 11a. This on-gate voltage is determined by the gate power supply 15a, and the off-gate voltage is determined by the gate power supply 16a.
[0053]
Here, when a DC short circuit occurs and the main current of the switching element 1a rapidly increases, the sense current flowing out of the sense terminal 7a also increases rapidly, the voltage across the sense resistor 8a increases, and the transistor 9a becomes conductive. As a result, the collector current of the transistor 9a flows to the diode 17a in a direction that lowers the gate voltage supplied to the control terminal of the switching element 1a. As a result, the main current of the switching element 1a decreases and is a constant value determined by the sense resistor 8a. Limited to
[0054]
In this manner, the short-circuit current limiting circuit is configured by the diode 17a, the transistor 9a, the sense resistor 8a, and the like, and these circuit constants have the same values in the other gate drive circuits 3b to 3d.
[0055]
Therefore, according to the present embodiment, the gate voltage applied to the control terminal of each switching element so that the sense current from the sense terminal of each switching element does not exceed a predetermined value set to the same value for all switching elements. As a result, the short-circuit current of each switching element can be set to a substantially constant value regardless of variations in the static characteristics of the switching elements. Variation can be suppressed.
[0056]
[Second Embodiment]
In the first embodiment, the circuit constants of the short-circuit current limiting circuits provided in the respective gate drive circuits are made uniform so that the values of the short-circuit currents of the respective switching elements are made uniform. However, in actuality, it is conceivable that variations in short-circuit current occur in the switching elements due to slight variations in circuit constants. In the second embodiment, a power converter corresponding to this point will be described.
[0057]
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a main part of the power conversion device according to the present embodiment. The power converter shown in FIG. 1 is different from FIG. 1 in that the sense current setting unit 18a is connected to the gate drive circuits 43a and 43b of the switching elements 1a and 1b constituting the upper arm, and the switching element 1c constituting the lower arm. , 1d gate drive circuits 43c and 43d are connected to a sense current setting unit 18b. In addition, suppose that the same thing as FIG. 1 is attached | subjected the same code | symbol, and the description is abbreviate | omitted here.
[0058]
Since the gate drive circuits 43a to 43d have the same configuration, their functions will be described using the gate drive circuit 43a as an example. FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of the gate drive circuit 43a. In the gate drive circuit 43a of FIG. 2, the emitter terminal of the transistor 9a is connected to the emitter terminal of the transistor 19a of the same type as the transistor 9a, instead of the diode 17a, as the connection destination. This connection point is connected to the emitter terminal of the switching element 1a via the resistor 40a. The collector terminal of the transistor 19a is connected to the positive line of the gate power supply 15a to receive power, and the sense current setting unit 18a is connected to the base terminal of the transistor 19a. In addition, suppose that the same thing as FIG. 2 is attached | subjected the same code | symbol, and abbreviate | omits description here.
[0059]
A sense current command value is output from the sense current setting unit 18a and is supplied to the base terminal of the transistor 19a. In such a configuration, the transistor 9a becomes conductive and begins to control the gate voltage of the switching element 1a when the base potential of the transistor 9a exceeds the base potential of the transistor 19a, that is, the sense current command value.
[0060]
On the other hand, the base potential of the transistor 9a is determined by the product of the sense current and the sense resistor 8a. Therefore, when a DC short circuit occurs, when the base potential of the transistor 9a exceeds the sense current command value, control based on the sense current starts to be applied, and the sense current is controlled so that the base potential of the transistor 9a does not exceed the sense current command value. Is controlled by feedback, and thereby the main current of the switching element 1a is controlled. That is, the value of the short circuit current is set by the sense current command value.
[0061]
Therefore, according to the present embodiment, the same sense current command value is given to the gate drive circuits of the plurality of switching elements constituting the same arm, and the potential determined by the sense current and the sense resistance of the switching element is the sense current command value. By controlling the main current of the switching element so as not to exceed, the short-circuit current variation of each switching element caused by slight variations in the circuit constant of the short-circuit current limiting circuit can be suppressed, and as a result DC short-circuited It is possible to reduce the variation in voltage sharing at the time.
[0062]
[Third Embodiment]
In the second embodiment, the same sense current command value is given to the gate drive circuit of each switching element constituting the same arm. However, since each switching element is at a different main circuit potential, the voltage between the collector and emitter terminals (hereinafter referred to as “voltage Vce”) is slightly different for each switching element. For this reason, the transmission of a signal such as a sense current command value must be electrically insulated by, for example, an optical signal, which is not preferable because the configuration of the apparatus becomes complicated. In the third embodiment, a power converter corresponding to this point will be described.
[0063]
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a main part of the power conversion device according to the present embodiment. The power converter shown in FIG. 1 has a configuration in which the collector terminals of the switching elements 1a to 1d are connected to the respective gate drive circuits 53a to 53d with respect to FIG. The voltage Vce of 1a to 1d can be monitored. In addition, suppose that the same thing as FIG. 1 is attached | subjected the same code | symbol, and the description is abbreviate | omitted here.
[0064]
Since the gate drive circuits 53a to 53d have the same configuration, their functions will be described by taking the gate drive circuit 53a as an example. FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of the gate drive circuit 53a. The gate drive circuit 53a shown in the figure is different from that shown in FIG. 4 in that the base terminal of the transistor 19a is connected to the resistor 21a instead of the sense current setting unit 18a and a Zener diode having a cathode terminal connected to the resistor 21a. It is connected to the collector terminal of the switching element 1a via 22a.
[0065]
The gate power supply 15a is connected in parallel with a resistor 41a and a Zener diode 23a having a cathode terminal connected to the resistor 41a. The resistor 20a is connected between the connection point of the resistor 41a and the Zener diode 23a and the connection point of the anode terminal of the Zener diode 22a and the base terminal of the transistor 19a. Note that the on-gate transistor 12a, the on-gate resistor 10a, the off-gate transistor 13a, and the off-gate resistor 11a are omitted to simplify the drawing. In addition, the same components as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted here.
[0066]
The sense resistor 4a, the transistors 9a and 19a, the diode 17a, the Zener diode 23a and the like configure a sense current command value to limit the short-circuit current, and the Zener diode 22a and the resistor 21a configure the switching element 1a. A detection circuit that detects the voltage Vce is configured, and a change circuit that changes the sense current command value according to an increase when the voltage Vce of the switching element 1a exceeds a predetermined value by the Zener diodes 22a and 23a and the resistors 20a and 21a. Is configured. These circuit constants have the same values in the other gate drive circuits 53b to 53d.
[0067]
The resistor 21a and the Zener diode 22a are also used to suppress an excessive increase in the voltage Vce of the switching element 1a. That is, if the voltage Vce of the switching element 1a is lower than a constant voltage value determined by the Zener diode 22a, the sense current command value for determining the short-circuit current is determined only by the Zener diode 23a.
[0068]
Here, when the value of the short-circuit current that can be passed through the switching element 1a is lower than that of the other switching elements 1b to 1d connected in series, the voltage Vce of the switching element 1a becomes the DC short-circuited state. It rises higher than that of the other switching elements and eventually the Zener diode 22a becomes conductive. When the Zener diode 22a becomes conductive, its equivalent resistance becomes very small. In this state, the base potential of the transistor 19a, that is, the sense current command value, is obtained by changing the voltage Vce of the switching element 1a and the voltage of the Zener diode 23a to the resistors 20a and 21a. The value is divided by.
[0069]
Therefore, if the voltage Vce of the switching element 1a is to be higher than the voltage of the Zener diode 22a, the sense current command value increases, thereby increasing the short-circuit current flowing through the switching element 1a, and accordingly, the voltage Vce of the switching element 1a. Will decrease. Thereby, the voltage Vce of the switching element 1a is controlled so as not to exceed a predetermined value determined by the Zener diode 22a.
[0070]
Therefore, according to the present embodiment, the voltage Vce is set to be the same for each switching element by changing the sense current command value according to the increment when the voltage Vce of the switching element exceeds a predetermined value. Since the predetermined value is not exceeded, the voltage Vce can be set to a substantially constant value even when the short-circuit current of each switching element varies.
[0071]
[Fourth Embodiment]
In the third embodiment, the sense current command value is changed according to the voltage Vce of the switching element, and the gate voltage to the switching element is indirectly controlled, but this gate voltage is more directly controlled. Control is also conceivable. In this Embodiment, the power converter device corresponding to this point is demonstrated.
[0072]
The basic configuration of the power conversion device according to the present embodiment is the same as that shown in FIG. 5, and uses gate drive circuits 63a to 63d having different internal configurations from the gate drive circuits 53a to 53d. .
[0073]
Since the gate drive circuits 63a to 63d have the same configuration, their functions will be described by taking the gate drive circuit 63a as an example. FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of the gate drive circuit 63a in the present embodiment. In the gate drive circuit 63a of FIG. 6, the collector terminal of the transistor 9a is connected to the resistor 20a instead of the diode 17a as the connection destination, and the other terminal of the resistor 20a is the positive line of the gate power supply 15a. Connected to. The Zener diode 22a and the resistor 21a connected in series to the collector terminal of the switching element 1a are connected to the collector terminal of the transistor 9a and the base of a newly provided PNP transistor 24a instead of the base terminal of the transistor 19a. Connected to the terminal.
[0074]
The collector terminal of the transistor 24a is connected to the negative electrode line of the gate power supply 15a. The cathode terminal of the diode 42a is connected to the emitter terminal of the transistor 24a, and the anode terminal of the diode 42a is connected to a connection line connecting the gate signal generating circuit 14a and the gate terminal of the switching element 1a. In addition, suppose that the same thing as FIG. 6 is attached | subjected the same code | symbol, and abbreviate | omits description here.
[0075]
A voltage (signal) control circuit for directly controlling the voltage Vce of the switching element 1a is configured by these Zener diode 22a, resistor 21a, diode 42a, transistor 24a and the like so as not to exceed a predetermined value. A voltage setting circuit for setting the value is configured, and a change circuit for changing the voltage command value is configured by the Zener diode 22a, the resistor 21a, the transistor 9a, the resistor 20a, and the like. These circuit constants have the same values in the other gate drive circuits 63b to 63d.
[0076]
The transistor 24a amplifies the gate voltage command value determined by the previous transistor 9a and transmits it to the gate terminal of the switching element 1a. Since the voltage amplification factor is 1, the gate potential of the switching element 1a is almost equal to It depends on the collector potential of the transistor 9a. That is, when the collector potential of the transistor 9a rises, the gate potential of the switching element 1a also rises, and the main current flows more.
[0077]
Under normal conditions, the collector potential of the transistor 9a is determined by the value of the resistor 20a and the value of the collector current of the transistor 9a. That is, when the sense current becomes larger than a predetermined value determined by the sense resistor 8a and the transistor 9a starts to conduct, this collector current also increases as the sense current increases. Therefore, the collector potential of the transistor 9a eventually changes. It is determined only by a change in the sense current.
[0078]
Here, when the voltage Vce of the switching element 1a exceeds the voltage value determined by the Zener diode 22a, the Zener diode 22a starts to conduct and its equivalent resistance becomes extremely small. In this state, the collector potential of the transistor 9a, that is, the gate voltage command value is determined by a value obtained by subtracting the collector current of the transistor 9a from the current flowing from the collector terminal of the switching element 1a through the Zener diode 22a and the resistor 21a. So it will increase.
[0079]
Therefore, if the voltage Vce of the switching element 1a is to rise above the voltage value determined by the Zener diode 22a, the gate voltage command value increases, thereby increasing the main current flowing through the switching element 1a, and accordingly the switching element 1a. The voltage Vce will decrease.
[0080]
Therefore, according to the present embodiment, the voltage Vce of the switching element is detected by the Zener diode 22a, and when the voltage Vce exceeds a predetermined value, the collector potential of the transistor 24a is increased by that amount, and this collector potential Is transmitted to the gate potential of the switching element via the transistor 24a and the diode 42a, the main current flowing through the switching element is increased accordingly, and the voltage Vce of the switching element can be decreased. Can be controlled almost constant.
[0081]
In addition, since the circuit constants of the voltage control circuit are made uniform in each gate drive circuit, the voltage Vce of each switching element can be made uniform.
[0082]
[Fifth Embodiment]
In the fourth embodiment, the short-circuit current limiting circuit that limits the short-circuit current by adjusting the gate voltage of the switching element by changing the sense current command value, and the gate of the switching element according to the voltage Vce of the switching element A voltage control circuit that directly controls the voltage operates simultaneously. On the other hand, it is conceivable to switch the two limiting circuits according to the voltage / current when the switching element is short-circuited. In this Embodiment, the power converter device corresponding to this point is demonstrated.
[0083]
The basic configuration of the power conversion device according to the present embodiment is the same as that shown in FIG. 5, and uses gate drive circuits 73a to 73d having different internal configurations from the gate drive circuits 53a to 53d. .
[0084]
Since the gate drive circuits 73a to 73d have the same configuration, their functions will be described by taking the gate drive circuit 73a as an example. FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of the gate drive circuit 73a. The gate drive circuit 73a shown in FIG. 7 is additionally provided with a Zener diode 22a and a resistor 21a connected in series to the collector terminal of the switching element 1a in place of the collector terminal of the transistor 9a. Connected to the base terminal of the NPN transistor 26a. A resistor 25a is connected to this connection point, and the other terminal of the resistor 25a is connected to the negative line of the gate power supply 15a. The resistor 45a is connected to the emitter terminal of the transistor 26a, and the other terminal of the resistor 45a is connected to the negative line of the gate power supply 15a. The anode terminal of the diode 27a is connected to the emitter terminal of the transistor 26a, and the anode terminal of the diode 28a is connected to the collector terminal of the transistor 9a. The cathode terminals of the respective diodes 27a and 28a are connected, and the connection point is connected to the base terminal of the transistor 24a. Further, a resistor 44a is connected to the connection point, and the other terminal of the resistor 44a is connected to a negative electrode line of the gate power supply 15a. In addition, suppose that the same thing as FIG. 7 is attached | subjected the same code | symbol, and abbreviate | omits description here.
[0085]
These transistors 26a and diodes 27a and 28a connected in parallel constitute a switching circuit for switching between the short-circuit current limiting circuit and the voltage control circuit. The same circuit constant is used for the other gate drive circuits 73b to 73d.
[0086]
The gate potential of the switching element 1a is controlled by the base potential of the transistor 24a. The base terminal of the transistor 24a is connected in parallel with a diode 27a for detecting the voltage Vce of the switching element 1a and a diode 28a for detecting the sense current, and only the diode having the higher potential is conducted. It will be.
[0087]
When the voltage Vce of the switching element 1a is lower than the value determined by the Zener diode 22a, the emitter potential of the transistor 26a is smaller than the collector potential of the transistor 9a, so that only the diode 28a becomes conductive and the base potential of the transistor 24a. Is determined only by the sense current.
[0088]
On the other hand, when the voltage Vce of the switching element 1a becomes higher than the value determined by the Zener diode 22a, the Zener diode 22a becomes conductive, and the emitter potential of the transistor 26a eventually exceeds the collector potential of the transistor 9a. At this time, the diode 27a is turned on, the diode 28a is turned off, and the base potential of the transistor 24a is determined only by the voltage Vce of the switching element 1a.
[0089]
Therefore, according to the present embodiment, when the base potential of the transistor 24a for controlling the gate potential of the switching element is determined, when the voltage Vce of the switching element is normal, the diode 28a is turned on and the sense current is When the voltage Vce of the switching element exceeds a predetermined value, the diode 27a is turned on and is determined by the voltage Vce, so that the short-circuit current limiting circuit and the voltage are set according to the voltage / current state of the switching element. The gate voltage of the switching element can be determined by switching to the control circuit.
[0090]
[Sixth Embodiment]
In the first to fifth embodiments, it is assumed that a conventional charge / discharge type snubber circuit is used for each switching element. However, as shown in the third to fifth embodiments, either If the voltage control circuit provided in the gate drive circuit can suppress the variation of the shared voltage when the shared voltage of the switching element increases too much, charge / discharge type snubber circuits are provided for each switching element. There is no need to provide it, and it can be set as the removed structure.
[0091]
However, the variation in the voltage sharing of each switching element occurs not only when the DC is short-circuited but also during a normal turn-off switching transient. In normal turn-off switching, the transient time is extremely short compared to when a DC short-circuit is performed. Therefore, although a serious voltage sharing imbalance does not occur as in the case of a DC short-circuit, it is desirable that the voltage sharing unbalance be smaller. Absent. Therefore, in the present embodiment, a power conversion device that can further suppress an imbalance in voltage sharing of each switching element even when the charge / discharge snubber circuit is removed will be described.
[0092]
The basic configuration of the power conversion device in the present embodiment is a configuration in which switching elements 1a to 1d are connected in series as shown in FIG. 5 and gate drive circuits 83a to 83d are provided for each switching element. Since the gate drive circuits 83a to 83d have the same configuration, their functions will be described using the gate drive circuit 83a as an example.
[0093]
FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of the gate drive circuit 83a in the present embodiment. In the gate drive circuit 83a in FIG. 8, the anode terminal of the newly provided diode 29a is connected to the connection line connecting the emitter terminal of the transistor 26a and the anode terminal of the diode 28a, and the cathode of the diode 29a. The terminal is connected to a connection line that connects the gate terminal of the switching element 1a and the gate signal generation circuit 14a. In addition, suppose that the same thing as FIG. 8 is attached | subjected the same code | symbol, and the description is abbreviate | omitted here.
[0094]
This diode 29a constitutes a voltage control circuit during normal switching operation, and the same circuit constants are used for the other gate drive circuits 83b to 83d.
[0095]
The diode 29a is for conducting and reducing the voltage Vce when the voltage Vce of the switching element 1a rises during the transition period and the emitter potential of the transistor 26a rises during the normal turn-off switching. That is, when the diode 29a is turned on, the gate potential lowered to the level of the gate threshold voltage of the switching element 1a is raised due to the turn-off, and more main current flows through the switching element 1a to reduce the voltage Vce.
[0096]
The operation of the diode 29a delays the turn-off operation of the switching element 1a that has started to turn off due to the gate potential of the switching element 1a being raised, thereby lowering the shared voltage of the switching element 1a.
[0097]
Therefore, according to the present embodiment, when the voltage Vce of the switching element exceeds a predetermined value by the diode 29a, the gate potential of the switching element is increased by the increase amount so that the voltage Vce becomes constant. Thus, even if the transition period is short as in the case of normal turn-off, it is possible to suppress the imbalance in voltage sharing among the switching elements.
[0098]
[Seventh Embodiment]
In the first to sixth embodiments, the variation in voltage sharing between the switching elements when a plurality of switching elements are connected in series is prevented. On the other hand, this Embodiment demonstrates the power converter device which prevents the current imbalance between each switching element when a some switching element is connected in parallel.
[0099]
FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of a main part of the power conversion device according to the present embodiment. In the power conversion apparatus of FIG. 21, switching elements 1a and 1b having sense terminals are connected in parallel to FIG. 21 instead of switching elements 201a and 201b. The switching elements 1a and 1b are connected to gate drive circuits 93a and 93b for controlling the gate potential based on the sense current from the sense terminals 7a and 7b, respectively. The emitter terminals and sense terminals of the switching elements 1a and 1b are connected to the gate drive circuits 93a and 93b, respectively, and the collector terminals of the switching elements are connected to the gate drive circuits 93a and 93b via the gate resistors 2a and 2b, respectively. The gate drive circuits 93a and 93b are configured to be able to transmit / receive optical signals to / from the forced short circuit signal generation circuit 32 and the gate optical signal generation circuit 34. Moreover, one arm is comprised by switching element 1a and 1b.
[0100]
When the gate drive circuits 93a and 93b detect that a DC short-circuit accident has occurred using the sense currents from the sense terminals 7a and 7b of the switching elements 1a and 1b, the gate drive circuits 93a and 93b perform switching so that the sense current does not exceed a predetermined value. The gate potentials of the elements 1a and 1b are feedback-controlled, and a short circuit detection optical signal for notifying that a DC short circuit has been detected is transmitted to the forced short circuit generation circuit 32.
[0101]
In the compulsory short-circuit signal generating circuit 32, the logical sum of the short-circuit detection optical signals transmitted from the respective gate drive circuits 93a and 93b of the switching elements 1a and 1b constituting the same arm is taken, and either one of the switching elements is selected. When a DC short circuit occurs, a forced short circuit signal is generated and sent to the gate optical signal generation circuit 34.
[0102]
The gate optical signal generation circuit 34 generates a gate optical signal based on the forced short circuit signal, and transmits the gate optical signal to both the gate drive circuits 93a and 93b.
[0103]
When the gate drive circuits 93a and 93b receive the gate optical signal, the switching elements 1a and 1b connected thereto are turned on (ignited). With this configuration, when a DC short circuit is detected for one of the switching elements, the other switching elements are also ignited, so the current sharing imbalance in each switching element is eliminated, and a large surge voltage is generated. Occurrence is avoided.
[0104]
Further, the gate drive circuits 93a and 93b have the same configuration, and in each internal short circuit current limit circuit, the predetermined value of the sense current is set to the same value. Therefore, after the switching element is ignited, The sense current of each switching element is controlled to have the same value.
[0105]
Therefore, according to the present embodiment, when a DC short circuit occurs in any one of a plurality of switching elements connected in parallel, the other switching elements are also short-circuited. The current sharing imbalance at the time of DC short-circuit in the connection configuration is eliminated, and the switching element can be prevented from being destroyed by the surge voltage.
[0106]
In addition, according to the present embodiment, the same value is used as the predetermined value of the sense current for each switching element, thereby preventing the switching element from being destroyed due to the current sharing imbalance of each switching element. be able to.
[0107]
[Eighth Embodiment]
In each of the above embodiments, a switching element having a sense terminal is used. However, the actual sense terminal is obtained by separately taking out some emitter terminals of many IGBT elements built in the switching element. Is. In order for the sense current flowing from the sense terminal to have a value proportional to the main current, it is necessary to make the electrical conditions of the sense terminal and the emitter terminal as equal as possible.
[0108]
However, when the sense terminal is connected to the base terminal of the transistor as described above, the potential of the sense terminal is higher than the potential of the emitter terminal by the amount of the voltage between the base and emitter terminals of the transistor (about 0.6 V). It will be high. For this reason, it becomes difficult for the sense current to flow. In particular, the sense current does not flow easily during normal switching, and the sense current starts to flow abruptly only after a DC short circuit occurs.
[0109]
In this embodiment, in view of such a point, a power conversion device that reduces the difference between the potential of the sense terminal and the potential of the emitter terminal will be described. The power conversion apparatus includes a plurality of switching elements connected in series or in parallel. Here, the entire drawing is omitted, and the switching element 101 that is one of the plurality of switching elements and the periphery thereof. The circuit will be described.
[0110]
FIG. 11 is a circuit diagram showing the configuration of switching element 101 and its peripheral circuits in the present embodiment. The gate terminal of the switching element 101 is connected to the gate drive circuit 107 via the gate resistor 106, the emitter terminal 103 of the switching element 101 is connected to the gate drive circuit 107, and the sense terminal 102 of the switching element 101 is an NPN transistor 105. To the base terminal and the sense resistor 104.
[0111]
The collector terminal of the transistor 105 is connected to the cathode terminal of the diode 115, and the anode terminal of the diode 115 is connected to the gate terminal of the switching element 101. The other terminal of the sense resistor 104 is connected to the negative line of the bias power supply 109, and the positive line of the bias power supply 109 is connected to a connection line connecting the gate drive circuit and the emitter terminal 103 of the switching element 101.
[0112]
Further, the anode terminal of the diode 108 is connected to this connection line, and the cathode terminal of the diode 108 is connected to the emitter terminal of the transistor 105. A bias resistor 110 and a bypass capacitor 111 are connected in parallel between the emitter terminal of the transistor 105 and the negative line of the bias power supply 109.
[0113]
The gate drive circuit 107 controls the on / off operation of the switching element 101 via the gate resistor 106.
[0114]
A part of the main current flowing from the collector terminal of the switching element 101 to the emitter terminal 103 is taken out from the sense terminal 102 as a sense current. The transistor 105, the diode 115, the sense resistor 104, the gate resistor 106, and the like constitute a short-circuit current limiting circuit that limits the short-circuit current when the switching element is short-circuited so that the sense current does not exceed a predetermined value.
[0115]
Since a constant current determined by the bias resistor 110 flows through the diode 108, the voltage between the anode and the cathode of the diode 108 is set to about 0.7 V by adjusting the constant of the bias resistor 110, and between the base and emitter of the transistor 105. It should be almost equal to the voltage of.
[0116]
With such a configuration, the diode 108 operates so that the potential of the emitter terminal of the transistor 105 becomes a potential that is lower than the potential of the emitter terminal 103 of the switching element 101 by the potential difference between the base and the emitter of the transistor 105.
[0117]
Therefore, according to this embodiment, the potential of the emitter terminal of the transistor 105 and the potential of the cathode terminal of the diode 108 are equal, and the base-emitter voltage of the transistor 105 and the anode-cathode voltage of the diode 108 are equal. The base potential of the transistor 105, that is, the potential of the sense terminal 102 can be made equal to the potential of the anode terminal of the diode 108, that is, the potential of the emitter terminal 103.
[0118]
[Ninth Embodiment]
In the eighth embodiment, the base-emitter voltage of the transistor 105 is compensated by the anode-cathode voltage of the diode 108. In the present embodiment, a power conversion device with higher accuracy of compensation will be described.
[0119]
The power conversion apparatus includes a plurality of switching elements connected in series or in parallel. Here, the entire drawing is omitted, and the switching element 101 that is one of the plurality of switching elements and the periphery thereof. The circuit will be described.
[0120]
FIG. 12 is a circuit diagram showing a configuration of switching element 101 and its peripheral circuits in the present embodiment. In FIG. 11, the same type of transistor 112 as that of the transistor 115 is used instead of the diode 108 as compared with FIG. The collector terminal and base terminal of the transistor 112 are connected to a connection line between the gate drive circuit 107 and the emitter terminal 103 of the switching element 101, and the emitter terminal of the transistor 112 is connected to the emitter terminal of the transistor 105. In addition, suppose that the same thing as FIG. 11 is attached | subjected the same code | symbol, and abbreviate | omits description here.
[0121]
Since the transistor 105 and the transistor 112 are of the same type, their base-emitter voltages are equal. With such a structure, the transistor 112 has a potential obtained by reducing the potential of the emitter terminal 103 of the switching element 101 by the potential difference between the base and the emitter of the transistor 105, that is, the potential of the emitter terminal of the transistor 112, that is, the potential of the emitter terminal of the transistor 105. It acts to become.
[0122]
Therefore, according to this embodiment, by using the same type of transistor 112 as the transistor 105, the accuracy of equalizing the potential of the sense terminal 102 and the potential of the emitter terminal 103 of the switching element 101 can be improved. Can do.
[0123]
Note that if there is a temperature difference between the transistor 105 and the transistor 112, the potential at the sense terminal 102 fluctuates due to the temperature dependence of the base-emitter voltage. It is desirable to make it less susceptible to the temperature difference by attaching the transistor 105 and the transistor 112 close to each other.
[0124]
[Tenth embodiment]
In the present embodiment, a power converter in which a differential amplifier is configured by slightly changing the peripheral circuit shown in FIG. 12 will be described.
[0125]
The power conversion apparatus includes a plurality of switching elements connected in series or in parallel. Here, the entire drawing is omitted, and the switching element 101 that is one of the plurality of switching elements and the periphery thereof. The circuit will be described.
[0126]
FIG. 13 is a circuit diagram showing the configuration of the switching element 101 and its peripheral circuits in the present embodiment. In FIG. 12, the collector terminal of the transistor 112 is connected to the positive line of the gate power supply 9 through the collector resistor 113 and to the gate drive circuit 107, so that the collector potential can be monitored. It has become. In addition, about the thing same as FIG. 12, the same code | symbol shall be attached | subjected and description is abbreviate | omitted here.
[0127]
With such a configuration, when the sense current increases and the collector current of the transistor 105 increases, the collector current of the transistor 112 decreases conversely, and thus the collector potential of the transistor 112 increases. That is, the potential of the collector terminal of the transistor 112 increases as the sense current increases.
[0128]
Therefore, according to the present embodiment, since the transistor 105 and the transistor 112 constitute a differential amplifier, the collector potential of the transistor 112 can be used as a monitor output of the sense current value.
[0129]
[Eleventh embodiment]
In the eighth to tenth embodiments, the configuration in which the sense terminal 102 of the switching element is connected to the base terminal of the transistor 105 has been described, but connection to the emitter terminal of the transistor is also conceivable. Therefore, in the present embodiment, a power conversion device corresponding to this point will be described.
[0130]
The power conversion apparatus includes a plurality of switching elements connected in series or in parallel. Here, the entire drawing is omitted, and the switching element 101 that is one of the plurality of switching elements and the periphery thereof. The circuit will be described.
[0131]
FIG. 14 is a circuit diagram showing the configuration of switching element 101 and its peripheral circuits in the present embodiment. In FIG. 12, PNP type transistors 130 and 131 of the same type are used in place of the transistors 105 and 112 with respect to FIG. The transistor 131 is used at the base ground, its emitter terminal is connected to the sense terminal 102 of the switching element 101, and its collector terminal is connected to the sense resistor 104. On the other hand, the emitter terminal of the transistor 131 is connected to a connection line connecting the emitter terminal 103 of the switching element 101 and the gate drive circuit 107, and its collector terminal is connected to the bias resistor 110. The base terminals of these transistors 130 and 131 are connected to each other and connected to the bias resistor 110.
[0132]
The cathode terminal of the diode 115 is connected to the collector terminal of a newly provided NPN transistor 114. The base terminal of the transistor 114 is connected to a connection line connecting the collector terminal of the transistor 130 and the sense resistor 104, and the emitter terminal of the transistor 114 is connected to the negative line of the gate power supply 109.
[0133]
These transistor 130, transistor 114, diode 115, sense resistor 104, gate resistor 106 and the like constitute a short-circuit current limiting circuit. In addition, about the thing same as FIG. 12, the same code | symbol shall be attached | subjected and description is abbreviate | omitted here.
[0134]
Since the transistor 130 and the transistor 131 are of the same type, their emitter-base voltages are equal. With such a configuration, the transistor 131 acts so that a potential obtained by lowering the potential difference between the emitter and base of the transistor 130 from the potential of the emitter terminal 103 of the switching element 101 becomes the potential of the emitter terminal of the transistor 130.
[0135]
Therefore, according to this embodiment, the potential of the emitter terminal of the transistor 130 and the potential of the emitter terminal of the transistor 131 are equal, and the emitter-base voltage of the transistor 130 and the emitter-base voltage of the transistor 131 are equal. The emitter potential of the transistor 130, that is, the potential of the sense terminal 102 of the switching element 101 can be made equal to the emitter potential of the transistor 131, that is, the potential of the emitter terminal 103 of the switching element 101.
[0136]
Further, according to the present embodiment, the collector current of the transistor 130 is substantially the same as the emitter current thereof, that is, the sense current of the switching element 101, and the transistor for adjusting the gate-emitter voltage of the switching element 101 by this collector current. 114 will operate.
[0137]
With this configuration, the sense current of the switching element 101 is processed after passing through a certain type of buffer such as the transistor 130. Therefore, a phenomenon such as vibration caused by feedback control can be suppressed, and a more stable operation can be achieved. Can be realized.
[0138]
Note that in this embodiment, the same type of transistor 130 is used to set the base bias voltage of the PNP transistor 130, but the present invention is not limited to this. For example, as shown in the eighth embodiment, a forward voltage of a diode may be used.
[0139]
[Twelfth embodiment]
In the eighth to eleventh embodiments, the gate-emitter voltage of the switching element 101 is controlled via the gate resistor 106. However, the gate resistance 106 corresponds to the collector resistance of the transistor 105 in the eighth to tenth embodiments and the transistor 114 in the eleventh embodiment. Since the voltage amplification degree of the transistor is proportional to the value of the collector resistance, the voltage amplification degree of the transistor 105 or the transistor 114 varies greatly depending on the value of the gate resistance 106.
[0140]
On the other hand, the gate resistor 106 is often changed in the field for adjusting electromagnetic noise of the switching element, and it is not desirable that the voltage amplification degree of the transistor 105 or the transistor 114 is affected by this. Therefore, in the present embodiment, a power conversion device corresponding to this point will be described.
[0141]
The power conversion apparatus includes a plurality of switching elements connected in series or in parallel. Here, the entire drawing is omitted, and the switching element 101 that is one of the plurality of switching elements and the periphery thereof. The circuit will be described.
[0142]
FIG. 15 is a circuit diagram showing a configuration of switching element 101 and its peripheral circuits in the present embodiment. In FIG. 14, a new PNP transistor 118 is provided with respect to FIG. The transistor 118 has an emitter terminal connected to the cathode terminal of the diode 115, a base terminal connected to the collector terminal of the transistor 114, and a collector terminal connected to the negative line of the gate power supply 109.
[0143]
Transistor 114 has its emitter terminal connected to the negative line of gate power supply 109 via emitter resistor 117 and its collector terminal connected to the positive line of gate power supply 109 via collector resistor 116.
[0144]
These transistors 114 and 118, diode 115, emitter resistor 117, collector resistor 116, gate resistor 106, sense resistor 104 and the like constitute a short-circuit current limiting circuit. In addition, suppose that the same thing as FIG. 14 is attached | subjected the same code | symbol, and abbreviate | omits description here.
[0145]
With this configuration, the transistor 118 is used as an emitter follower, and its voltage amplification factor is 1. The gate-emitter voltage of the switching element 101 is controlled by this transistor 118.
[0146]
Further, since the amplification factor of the short-circuit current limiting circuit is determined solely by the ratio of the collector resistance 116 and the emitter resistance 117 of the transistor 114, these two resistances are adjusted in accordance with the static characteristics of the switching element 101. .
[0147]
Therefore, according to the present embodiment, since the transistor 118 that controls the gate-emitter voltage of the switching element 101 is used as the emitter follower, the voltage amplification degree is 1, so that the gate resistance 106 is Even if it is changed, the voltage amplification degree can be prevented from being affected.
[0148]
Further, according to the present embodiment, by adjusting the collector resistance 116 and the emitter resistance 117, the short-circuit current limiting circuit can always maintain the optimum operation regardless of the value of the gate resistance 106.
[0149]
[Thirteenth embodiment]
In the eighth to twelfth embodiments, the limiting current value of the short-circuit current limiting circuit is a constant value determined by the sense resistor 104. On the other hand, when the switching element 101 is turned on, the reverse recovery current of the reverse conducting diode of the paired switching element flows, so that a large current often flows with a short pulse width during the turn-on transition period. In this case, the short circuit current limiting circuit follows. However, since such a transient rush current is not a problem in itself, it is desirable to prevent the short-circuit current limiting circuit from operating against the transient rush current. Therefore, in the present embodiment, a power conversion device corresponding to this point will be described.
[0150]
The power conversion apparatus includes a plurality of switching elements connected in series or in parallel. Here, the entire drawing is omitted, and the switching element 101 that is one of the plurality of switching elements and the periphery thereof. The circuit will be described.
[0151]
FIG. 16 is a circuit diagram showing the configuration of the switching element 101 and its peripheral circuits in the present embodiment. In FIG. 15, a capacitor 119 is connected in parallel to the sense resistor 104 with respect to FIG. In addition, suppose that the same thing as FIG. 15 is attached | subjected the same code | symbol, and the description is abbreviate | omitted here.
[0152]
With such a configuration, the short-circuit current limiting circuit does not operate unless the product of the sense current and the sense resistor 104 exceeds a value determined by the capacitance of the capacitor 119, so that it does not operate for a sense current with a short pulse width. become. Approximately, the operation of the short-circuit current limiting circuit starts only when the value obtained by integrating the sense current with time due to the occurrence of a DC short-circuit exceeds a predetermined value, and the short-circuit current limit value increases as the short-circuit time increases. It converges to a constant value determined by the sense resistor 104 regardless of the value of.
[0153]
Therefore, according to the present embodiment, the capacitor 119 is connected in parallel to the sense resistor 104, so that the short-circuit current limiting circuit cannot follow a surge current having a short pulse width such as a turn-on transition period.
[0154]
[Fourteenth embodiment]
In the thirteenth embodiment, the capacitor 119 is connected in parallel to the sense resistor 104. However, in this embodiment, a short-circuit current against a surge current having a short pulse width, such as a turn-on transition period, by another configuration. A power converter that prevents the limit circuit from following will be described.
[0155]
The power conversion apparatus includes a plurality of switching elements connected in series or in parallel. Here, the entire drawing is omitted, and the switching element 101 that is one of the plurality of switching elements and the periphery thereof. The circuit will be described.
[0156]
FIG. 17 is a circuit diagram showing a configuration of switching element 101 and its peripheral circuits in the present embodiment. In FIG. 16, a delay circuit 120 is connected in parallel to the sense resistor 104 instead of the capacitor 119, and the drain terminal of the FET 121 operated by the drive voltage from the delay circuit 120 is the emitter resistance of the transistor 114. 117, and the source terminal of the FET 121 is connected to the negative line of the gate power supply 109. In addition, suppose that the same thing as FIG. 16 is attached | subjected the same code | symbol, and abbreviate | omits description here.
[0157]
When the sense current exceeds a value determined by the sense resistor 104, the delay circuit 120 starts a count operation. The delay circuit 120 drives the FET 121 when a predetermined time elapses with the sense current exceeding a predetermined value. Only when the FET 121 is driven, the transistor 114 becomes operable, whereby the short-circuit current limiting circuit starts operating.
[0158]
Therefore, according to the present embodiment, the short-circuit current limiting circuit is operated when a predetermined time has elapsed with the sense current exceeding a predetermined value, and thus the same effect as that of the thirteenth embodiment can be obtained. Can play.
[0159]
[Fifteenth embodiment]
In any of the eighth to fourteenth embodiments, the limit value of the short-circuit current can be freely set by changing the value of the sense resistor 104. However, the limit value of the short-circuit current must be lower than the maximum cutoff current value of the switching element 101. Otherwise, the switching element 101 may be destroyed when the short-circuit current is interrupted.
[0160]
On the other hand, in the switching element 101 using the IGBT, the maximum cutoff current depends on the value of the gate resistance 106, and the maximum cutoff current can be increased by increasing the value of the gate resistance. Although it is not necessary to increase the maximum breaking current during normal operation, the safety of the switching element 101 is greatly increased if the maximum breaking current can be increased in the event of an accident such as a short circuit. In the present embodiment, a power conversion device to which the characteristics of the switching element 101 are applied will be described.
[0161]
The power conversion apparatus includes a plurality of switching elements connected in series or in parallel. Here, the entire drawing is omitted, and the switching element 101 that is one of the plurality of switching elements and the periphery thereof. The circuit will be described.
[0162]
FIG. 18 is a circuit diagram showing a configuration of switching element 101 and its peripheral circuits in the present embodiment. In the same figure, a gate resistance switching circuit 122 is newly provided with respect to FIG. The gate resistance switching circuit 122 is connected between the gate terminal of the switching element 101 and the gate drive circuit 107, and is further connected to a connection line connecting the sense resistor 104 and the base terminal of the transistor 114. The gate resistance switching device 122 incorporates gate resistors having different values in addition to the gate resistor 106, and is configured to be able to switch these gate resistors. In addition, suppose that the same thing as FIG. 15 is attached | subjected the same code | symbol, and abbreviate | omits description here.
[0163]
The gate resistance switching circuit 122 detects the sense current by monitoring the voltage across the sense resistor 104 and detects the operation of the short-circuit current limiting circuit. Then, the gate resistance of the switching element 101 is switched based on the operation / non-operation of the short-circuit current limiting circuit. In other words, when the sense current is a normal value and the short-circuit current limiting circuit is not operating, the normal gate resistance is used, and when the sense current is larger than a predetermined value and the short-circuit current limiting circuit is operated In this case, the normal gate resistance is switched to a gate resistance having a larger value.
[0164]
Therefore, according to the present embodiment, when the sense current is larger than the predetermined value and the operation of the short-circuit current limiting circuit is detected, the normal gate resistance is switched to the gate resistance having a larger value. Thus, the maximum cutoff current of the switching element 101 is increased, and a larger short-circuit current can be safely interrupted.
[0165]
[Sixteenth embodiment]
In the fifteenth embodiment, the gate resistance is switched by the gate resistance switching circuit 122, but in this embodiment, a power conversion device in which the gate resistance is switched by another configuration will be described.
[0166]
The power conversion apparatus includes a plurality of switching elements connected in series or in parallel. Here, the entire drawing is omitted, and the switching element 101 that is one of the plurality of switching elements and the periphery thereof. The circuit will be described.
[0167]
FIG. 19 is a circuit diagram showing the configuration of the switching element 101 and its peripheral circuits in the present embodiment. In FIG. 18, an on-gate driving circuit 123 and off-gate driving circuits 124 and 125 are connected in parallel instead of the gate driving circuit 107, and the on-gate driving circuit 123 is connected to an off-gate driving circuit via an on-gate resistor 126. 124 is connected to the gate terminal of the switching element 101 via the off-gate resistor 127, and the off-gate drive circuit 125 is connected to the gate terminal of the switching element 101 via the off-gate resistor 128, respectively. The off-gate drive circuits 124 and 125 are connected to connection lines that connect the sense resistor 104 and the base terminal of the transistor 114, respectively. In addition, suppose that the same thing as FIG. 18 is attached | subjected the same code | symbol, and abbreviate | omits description here.
[0168]
The off-gate drive circuits 124 and 125 detect the sense current by monitoring the voltage across the sense resistor 104 so that only one of the off-gate drive circuits operates based on the operation / non-operation of the short-circuit current limiting circuit. Composed. Of course, the value of the off-gate resistance connected to the gate drive circuit that operates when the short-circuit current limiting circuit is operating is set larger.
[0169]
With such a configuration, one of the off-gate driving circuits is operated until the voltage across the sense resistor 104 exceeds a certain level, and the off-gate resistor connected to the off-gate driving circuit is used. The drive circuit operates and a larger off-gate resistor connected thereto is used.
[0170]
Therefore, according to the present embodiment, two off-gate driving circuits 124 and 125 are connected in parallel, and when a short circuit accident or the like occurs, the off-gate driving circuit connected to the gate resistor having a larger value is operated. As a result, it is possible to give the switching element 101 a larger withstand capacity than during normal switching operation, and it is possible to safely interrupt a larger short-circuit current.
[0171]
【The invention's effect】
As described above, according to the power conversion device of the present invention, the control current of each switching element is controlled so that the sense current from the sense terminals of the plurality of switching elements does not exceed the predetermined value of the same value in each switching element. By controlling the applied signal, even if a DC short circuit occurs in any switching element, the short-circuit current of each switching element can be made to be almost constant, and the voltage of each switching element in series connection Variations in sharing can be suppressed with a simple configuration.
[0172]
According to the power conversion device of the present invention, when a DC short circuit occurs in any one of a plurality of switching elements connected in parallel, the other switching elements are ignited. The current sharing imbalance at the time of DC short-circuit in the parallel connection configuration is eliminated, and the switching element can be prevented from being destroyed by the surge voltage.
[0173]
According to the power conversion device of the present invention, the electrical conditions of the sense terminal and the negative terminal can be made equal by making the potential of the sense terminal of the switching element equal to the potential of the negative terminal.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a main part of a power conversion device according to a first embodiment.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a gate drive circuit in the first embodiment.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a main part of a power conversion device according to a second embodiment.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a gate drive circuit in a second embodiment.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a main part of a power conversion device according to a third embodiment.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a gate drive circuit in a third embodiment.
FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of a gate drive circuit in a fourth embodiment.
FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a gate drive circuit in a fifth embodiment.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a gate drive circuit in a sixth embodiment.
FIG. 10 is a circuit diagram illustrating a configuration of a main part of a power conversion device according to a seventh embodiment.
FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of a switching element and its peripheral circuits in an eighth embodiment.
FIG. 12 is a circuit diagram showing a configuration of a switching element and its peripheral circuits in a ninth embodiment.
FIG. 13 is a circuit diagram showing a configuration of a switching element and its peripheral circuits in a tenth embodiment.
FIG. 14 is a circuit diagram showing a configuration of a switching element and its peripheral circuit in an eleventh embodiment.
FIG. 15 is a circuit diagram showing a configuration of a switching element and its peripheral circuit in a twelfth embodiment.
FIG. 16 is a circuit diagram showing a configuration of a switching element and its peripheral circuits in a thirteenth embodiment.
FIG. 17 is a circuit diagram showing a configuration of a switching element and its peripheral circuit in a fourteenth embodiment.
FIG. 18 is a circuit diagram showing a configuration of a switching element and its peripheral circuits in a fifteenth embodiment.
FIG. 19 is a circuit diagram showing a configuration of a switching element and its peripheral circuits in a sixteenth embodiment.
FIG. 20 is a circuit diagram showing a main part of a conventional power conversion device constituted by switching elements connected in series.
FIG. 21 is a circuit diagram showing a main part of a conventional power conversion device constituted by switching elements connected in parallel.
[Explanation of symbols]
1a, 1b, 1c, 1d switching element
2a, 2b Gate resistance
3a, 3b, 3c, 3d Gate drive circuit
4a, 4b, 4c, 4d Snubber capacitors
5a, 5b, 5c, 5d Snubber diode
6a, 6b, 6c, 6d Snubber resistance
7a, 7b, 7c, 7d sense terminals
8a Sense resistor
9a transistor
10a On-gate resistance
11a Off-gate resistance
12a On-gate transistor
13a Off-gate transistor
14a Gate signal generation circuit
15a Gate power supply
16a Gate power supply
17a diode
18a, 18b sense current setting section
19a transistor
20a resistance
21a resistance
22a Zener diode
23a Zener diode
24a transistor
25a resistance
26a transistor
27a diode
28a diode
29a diode
30a, 30b Gate optical signal
31a, 31b Short-circuit detection optical signal
32 Forced short circuit signal generator
34 Gate optical signal generation circuit
40a resistance
41a resistance
42a diode
44a resistance
45a resistance
43a, 43b, 43c, 43d Gate drive circuit
53a, 53b, 53c, 53d Gate drive circuit
63a, 73a, 83a Gate drive circuit
93a, 93b Gate drive circuit
101 Switching element
102 sense terminal
103 Emitter terminal
104 sense resistor
105 transistor
106 Gate resistance
107 Gate drive circuit
108 diode
109 Bias power supply
110 Bias resistance
111 Bypass capacitor
112 transistor
113 Collector resistance
114 transistor
115 diode
116 Collector resistance
117 Emitter resistance
118 transistor
119 Capacitor
120 delay circuit
121 FET
122 Gate resistance switching circuit
123 On-gate drive circuit
124 Off-gate drive circuit
125 Off-gate drive circuit
126 On-gate resistance
127 Off-gate resistance
128 Off-gate resistance
130 transistors
131 transistor
201a, 201b, 201c, 201d switching element
202a, 202b, 202c, 202d Gate resistance
203a, 203b, 203c, 203d Gate drive circuit

Claims (24)

制御端子に与えられる信号によって正極端子から負極端子へ流れる主電流が制御されるスイッチング素子を複数直列に接続した電力変換装置において、
各スイッチング素子は主電流の一部を分流して取り出すためのセンス端子を有し、
このセンス端子により分流されたセンス電流を各スイッチング素子毎に検出するセンス電流検出手段と、
このセンス電流が各スイッチング素子について同じ値に設定された所定値を超えないように各スイッチング素子の制御端子に与える信号を制御することによりスイッチング素子が短絡したときの短絡電流を制限する短絡電流制限手段と、
を有することを特徴とする電力変換装置。In the power conversion device in which a plurality of switching elements in which the main current flowing from the positive terminal to the negative terminal is controlled by a signal given to the control terminal are connected in series ,
Each switching element has a sense terminal for shunting and extracting a part of the main current,
Sense current detection means for detecting the sense current divided by the sense terminal for each switching element;
Short-circuit current limit that limits the short-circuit current when the switching element is short-circuited by controlling the signal applied to the control terminal of each switching element so that the sense current does not exceed a predetermined value set to the same value for each switching element Means,
The power converter characterized by having. 複数のスイッチング素子により一つのアームが構成され、複数のアームにより電力変換装置が構成されるものであって、
前記センス電流の所定値は、一つのアームを構成する各スイッチング素子で同じ値のものが用いられることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。One arm is constituted by a plurality of switching elements, and a power conversion device is constituted by a plurality of arms,
The power conversion device according to claim 1, wherein the predetermined value of the sense current is the same value for each switching element constituting one arm. 前記センス電流の所定値を定めるセンス電流指令値を設定するセンス電流設定手段を有することを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。  The power converter according to claim 1, further comprising a sense current setting unit that sets a sense current command value that determines a predetermined value of the sense current. 前記スイッチング素子の正極端子・負極端子間の電圧を各スイッチング素子毎に検出する電圧検出手段を有することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の電力変換装置。  4. The power conversion device according to claim 1, further comprising a voltage detection unit that detects a voltage between a positive terminal and a negative terminal of the switching element for each switching element. 5. 前記センス電流設定手段は、前記電圧検出手段により検出された電圧が所定値を超えたときの増加分に応じてセンス電流指令値を変更する変更手段を有することを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。  The said sense current setting means has a change means which changes a sense current command value according to the increment when the voltage detected by the said voltage detection means exceeds a predetermined value, The change of Claim 4 characterized by the above-mentioned. Power conversion device. 前記電圧検出手段により検出された電圧が所定値を超えないように各スイッチング素子の制御端子に与える信号を制御する信号制御手段を有することを特徴とする請求項４又は５に記載の電力変換装置。  6. The power conversion device according to claim 4, further comprising a signal control unit that controls a signal applied to a control terminal of each switching element so that a voltage detected by the voltage detection unit does not exceed a predetermined value. . 前記信号制御手段によりスイッチング素子の制御端子に与えられる信号を定める信号指令値を設定する信号設定手段を有することを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の電力変換装置。  The power converter according to claim 1, further comprising: a signal setting unit that sets a signal command value that determines a signal given to a control terminal of a switching element by the signal control unit. 前記信号設定手段は、前記電圧検出手段により検出された電圧が所定値を超えたときの増加分に応じて信号指令値を変更する変更手段を有することを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。  8. The power conversion according to claim 7, wherein the signal setting means includes a changing means for changing a signal command value in accordance with an increment when the voltage detected by the voltage detection means exceeds a predetermined value. apparatus. 前記電圧検出手段により検出された電圧に応じて前記短絡電流制限手段による動作と前記信号制御手段による動作とを切り替える切替手段を有することを特徴とする請求項６乃至８のいずれかに記載の電力変換装置。  9. The electric power according to claim 6, further comprising switching means for switching between the operation by the short-circuit current limiting means and the operation by the signal control means in accordance with the voltage detected by the voltage detection means. Conversion device. 前記信号制御手段は、短絡時だけではなく通常のスイッチング動作時にも各スイッチング素子の制御端子に与える信号を制御する制御手段を有することを特徴とする請求項６乃至９のいずれかに記載の電力変換装置。  The electric power according to any one of claims 6 to 9, wherein the signal control means includes control means for controlling a signal applied to a control terminal of each switching element not only in a short circuit but also in a normal switching operation. Conversion device. 前記複数のスイッチング素子は並列に接続されたものであって、
前記センス電流検出手段により検出された各スイッチング素子のセンス電流に基づいていずれかのスイッチング素子が誤点弧したことが検知された場合に、他のスイッチング素子を点弧させる点弧手段を有することを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載の電力変換装置。The plurality of switching elements are connected in parallel,
It has an ignition means for igniting another switching element when it is detected that one of the switching elements is erroneously fired based on the sense current of each switching element detected by the sense current detection means. The power converter according to any one of claims 1 to 10. 前記短絡電流制限手段は、前記点弧手段により他のスイッチング素子が点弧された後、センス電流が所定値を超えないように各スイッチング素子の制御端子に与える信号を制御することを特徴とする請求項１１記載の電力変換装置。  The short-circuit current limiting unit controls a signal applied to a control terminal of each switching element so that a sense current does not exceed a predetermined value after another switching element is fired by the firing means. The power conversion device according to claim 11. 正極端子から負極端子へ流れる主電流の一部を分流して取り出すためのセンス端子を備えたスイッチング素子を複数備えた電力変換装置において、
スイッチング素子毎にセンス端子の電位と負極端子の電位とを等しくする電位制御手段を有することを特徴とする電力変換装置。In a power conversion device including a plurality of switching elements including a sense terminal for diverting and extracting a part of a main current flowing from a positive electrode terminal to a negative electrode terminal,
A power conversion device comprising: potential control means for equalizing a potential of a sense terminal and a potential of a negative electrode terminal for each switching element. 前記電位制御手段は、スイッチング素子のセンス端子にベース端子が接続されたトランジスタと、
このトランジスタのエミッタ端子とスイッチング素子の負極端子との間に接続され、トランジスタのエミッタ端子の電位をスイッチング素子の負極端子の電位に対してトランジスタのベース・エミッタ間の電位差だけ引き下げた電位とする電位引下手段と、
を有することを特徴とする請求項１３記載の電力変換装置。The potential control means includes a transistor having a base terminal connected to a sense terminal of a switching element;
This potential is connected between the emitter terminal of the transistor and the negative terminal of the switching element, and the potential at the emitter terminal of the transistor is reduced by the potential difference between the base and emitter of the transistor with respect to the potential of the negative terminal of the switching element. Withdrawing means;
14. The power conversion device according to claim 13, further comprising: 前記電位引下手段は、順方向にバイアスされたダイオードにより構成されたものであって、このダイオードのアノード端子がスイッチング素子の負極端子に接続され、カソード端子がトランジスタのエミッタ端子に接続されたことを特徴とする請求項１４記載の電力変換装置。  The potential lowering means is composed of a diode biased in the forward direction, the anode terminal of the diode being connected to the negative terminal of the switching element, and the cathode terminal being connected to the emitter terminal of the transistor. The power conversion device according to claim 14. 前記電位引下手段は、前記トランジスタと同一種類のトランジスタにより構成されたものであって、このトランジスタのベース端子がスイッチング素子の負極端子に接続され、このトランジスタのエミッタ端子が前記トランジスタのエミッタ端子に接続されたことを特徴とする請求項１４記載の電力変換装置。  The potential lowering means is composed of the same type of transistor as the transistor, the base terminal of the transistor is connected to the negative terminal of the switching element, and the emitter terminal of the transistor is connected to the emitter terminal of the transistor. The power conversion device according to claim 14, wherein the power conversion device is connected. 前記トランジスタおよびこれと同一種類のトランジスタにより作動増幅器を構成したことを特徴とする請求項１６記載の電力変換装置。  17. The power conversion device according to claim 16, wherein an operational amplifier is constituted by the transistor and the same type of transistor. 前記電位制御手段は、スイッチング素子のセンス端子にエミッタ端子が接続されたトランジスタと、
このトランジスタのベース端子とスイッチング素子の負極端子との間に接続され、トランジスタのベース端子の電位をスイッチング素子の負極端子の電位に対してトランジスタのエミッタ・ベース間の電位差だけ引き下げた電位とする電位引下手段と、
を有することを特徴とする請求項１３記載の電力変換装置。The potential control means includes a transistor having an emitter terminal connected to a sense terminal of a switching element,
This potential is connected between the base terminal of the transistor and the negative terminal of the switching element, and the potential of the base terminal of the transistor is reduced by the potential difference between the emitter and base of the transistor with respect to the potential of the negative terminal of the switching element. Withdrawing means;
14. The power conversion device according to claim 13, further comprising: 前記電位引下手段は、順方向にバイアスされたダイオード又は前記トランジスタと同一種類のトランジスタにより構成されたことを特徴とする請求項１８記載の電力変換装置。  19. The power conversion apparatus according to claim 18, wherein the potential lowering unit includes a forward biased diode or a transistor of the same type as the transistor. センス端子により主電流から分流されたセンス電流を検出するセンス電流検出手段と、
前記センス電流検出手段により検出されたセンス電流が所定値を超えないようにスイッチング素子の制御端子に与える信号を制御することによりスイッチング素子が短絡したときの短絡電流を制限する短絡電流制限手段と、
を有することを特徴とする請求項１３乃至１９のいずれかに記載の電力変換装置。Sense current detection means for detecting a sense current shunted from the main current by the sense terminal;
Short-circuit current limiting means for limiting a short-circuit current when the switching element is short-circuited by controlling a signal applied to the control terminal of the switching element so that the sense current detected by the sense current detection means does not exceed a predetermined value;
The power converter according to claim 13, wherein the power converter is provided. 前記短絡電流制限手段は、センス電流を積分する積分手段を有し、
この積分手段による積分値が所定値を超えた場合に制限することを特徴とする請求項２０記載の電力変換装置。The short-circuit current limiting means has integration means for integrating the sense current,
21. The power conversion device according to claim 20, wherein limiting is performed when an integration value by the integration means exceeds a predetermined value. 前記短絡電流制限手段は、センス電流が所定値を超えたときに所定時間の計測を開始する計測手段を有し、
センス電流が所定値を超えた状態でこの所定時間が経過したときに制限することを特徴とする請求項２０記載の電力変換装置。The short-circuit current limiting means has measuring means for starting measurement for a predetermined time when the sense current exceeds a predetermined value,
21. The power conversion device according to claim 20, wherein limiting is performed when the predetermined time has elapsed in a state where the sense current exceeds a predetermined value. 前記センス電流検出手段により検出されたセンス電流が所定値を超えた場合に、スイッチング素子の制御端子とこのスイッチング素子を駆動する駆動回路との間に接続された抵抗をより値の大きな抵抗に切り替える抵抗切替手段を有することを特徴とする請求項２０乃至２２のいずれかに記載の電力変換装置。  When the sense current detected by the sense current detection means exceeds a predetermined value, the resistor connected between the control terminal of the switching element and the drive circuit for driving the switching element is switched to a resistor having a larger value. 23. The power conversion device according to claim 20, further comprising a resistance switching unit. スイッチング素子の制御端子に並列接続された値の異なる複数の抵抗と、
この複数の抵抗にそれぞれ接続された駆動回路と、
前記センス電流検出手段により検出されたセンス電流が所定値を超えた場合に、より値の大きな抵抗に接続された駆動回路を作動させる作動手段と、
を有することを特徴とする請求項２０乃至２２のいずれかに記載の電力変換装置。A plurality of resistors having different values connected in parallel to the control terminal of the switching element;
A drive circuit connected to each of the plurality of resistors;
An operating means for operating a drive circuit connected to a resistor having a larger value when the sense current detected by the sense current detecting means exceeds a predetermined value;
The power converter according to claim 20, wherein the power converter is provided.
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