JP3746226B2 - Control device for resonant DC-DC converter - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、コンバータの一部に共振素子を挿入して電圧波形あるいは電流波形を正弦波状にし、スイッチング時のスイッチング素子(以下、単にスイッチと略記する)の負担を軽減する共振形DC−DCコンバータに係り、特に、軽負荷時に生じる制御不能を回避し、安定な動作をさせることのできる共振形DC−DCコンバータの制御装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
近年、コンバータの一部に共振素子を挿入して、電圧や電流の共振動作をさせ、スイッチをゼロ電圧でターンオンさせるZVS、ゼロ電流でターンオンさせるZCSを実現することにより、コンバータの電圧、電流の時間変化率を抑制してノイズを低減すると共に、スイッチの損失を低減して高効率化を図る共振形DC−DCコンバータの開発が行われている。
【0003】
図2は、例えば、特開平7−222444号公報に開示された共振形DC−DCコンバータの主回路の構成を示す回路図である。同図において、スイッチS1及びS2の直列接続回路とスイッチS3及びS4の直列接続回路とを並列接続してなる並列回路の一端が直流電源1の正極に接続され、その他端が直流電源1の負極に接続されている。これらのスイッチS1〜S4のうちスイッチS1にはダイオードD1が逆並列接続されると共に、ロスレススナバとしてのキャパシタンスSC1が並列接続され、同様にスイッチS2にはダイオードD2が逆並列接続されると共に、キャパシタンスSC2が並列接続されている。また、スイッチS3にはダイオードD3が逆並列接続され、スイッチS4にもダイオードD4が逆並列接続されている。さらに、スイッチS3及びS4の相互接続点に、スナバリアクトル3及び4が直列に接続されている。
【0004】
また、スイッチS1及びS2の相互接続点に、共振リアクトル2及び共振キャパシタンス5の直列接続回路を介して、変圧器6の一次巻線の一端が接続され、この一次巻線の他端がスナバリアクトル3及び4の相互接続点に接続されている。この変圧器6の二次巻線には、ダイオード7a〜7dをブリッジ接続してなる全波整流回路7が接続されており、この全波整流回路7の出力端子間に平滑用キャパシタンス9に負荷10が並列接続されている。
【0005】
上記のように構成された共振形DC−DCコンバータの制御については特開平7−222444号公報に説明されているので、本発明に関係する部分についてその概略動作を以下に説明する。
スイッチS1とスイッチS4とは位相差αだけずれてオン動作し、スイッチS2とスイッチS3も位相差αだけずれてオン動作するようになっている。さらに、スイッチS1とスイッチS2、スイッチS3とスイッチS4は、それぞれ180°の位相差で交互にオン状態にされる。従って、スイッチS1とスイッチS4の位相差α、あるいは、スイッチS2とスイッチS3の位相差αを変化させることによって負荷10に供給する電力を制御することができる。因みに、位相差αを大きくするほど出力電圧は低くなる。
【0006】
このようにスイッチS1〜S4をオン、オフ制御することにより、直流電源1の電圧を波高値とする方形波の電圧が供給される。この電圧はスナバリアクトル3及び4、共振リアクトル2、共振キャパシタンス5よりなる共振回路をとおして変圧器6の一次巻線に正弦波電圧として印加されると共に、スイッチをゼロ電圧でターンオンさせるZVS、ゼロ電流でターンオンさせるZCSを実現することにより、電流の時間変化を抑制してノイズを低減し、スイッチの損失を低減させて高効率化を図ることができる。このとき、キャパシタンスSC1,SC2はロスレススナバとして機能し、スナバリアクトル3及び4もロスレススナバとして機能する。
【0007】
変圧器6の一次巻線に供給された電圧はその二次巻線から昇圧されて出力され、平滑用リアクトル8で全波整流されて得られた脈流が平滑用リアクトル及び平滑用キャパシタンス9によって平滑されて負荷10に供給される。
【0008】
なお、スイッチS1とスイッチS4との位相差αは、図3に示した如く、負荷に対する出力電圧指令値V*から負荷における出力電圧検出値Voを減算した値をPI制御部30で比例、積分演算し、得られた値に対応させて決定していた。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の共振形DC−DCコンバータの問題点について、図4を参照して説明する。第1のスイッチS1にはロスレススナバキャパシタンスSC1が並列接続され、第2のスイッチS2にはロスレススナバキャパシタンスSC2が並列接続されている。これらのロスレススナバキャパシタンスSC1及びSC2の短絡を防止するため、第1のスイッチS1においては、オン状態における素子電圧の検出値と、予め設定したオン電圧の設定値とを比較器11で比較し、素子電圧検出値Vs1がオン電圧設定値VsEより低いときに“1”となる信号をAND回路12の一方の入力とし、第1のスイッチS1をオン状態にするときに“1”となる信号をAND回路12の他方の入力として加え、AND回路12の出力が“1”であるときにゲート駆動回路13が第1のスイッチS1のゲート駆動信号を生成していた。また、第2のスイッチS2においても、これと全く同様にしてゲート駆動信号を生成していた。
【0010】
このため、軽負荷になるに従って電流が減少するため、ロスレススナバキャパシタンスSC1及びSC2の放電が間に合わなくなり、第1のスイッチS1及び第2のスイッチS2のうちの一方のみしかスイッチングしないモードになってしまうことがある。そして、負荷がさらに軽くなると第1のスイッチS1及び第2のスイッチS2の両方がオフのままになってしまうモードになることもある。
【0011】
このように、第1のスイッチS1及び第2のスイッチS2のいずれか一方又は両方がスイッチングしないモードに陥った後に、負荷が重くなった場合には制御不能に陥ってしまう。また、直流電圧が低下した場合等においても制御不能に陥ってしまうことがあった。
【0012】
本発明は、上記の問題点を解決するためになされたもので、負荷の軽重に拘わらず安定に動作させることのできる共振形DC−DCコンバータの制御装置を提供することを目的とする。
【0013】
【課題を解決するための手段】
請求項1に係る発明は、第1及び第2のスイッチの直列接続回路と、第3及び第4のスイッチの直列接続回路とが並列接続されると共に、その並列接続回路の一端が直流電源の正極に接続され、他端が前記直流電源の負極に接続され、前記第1及び第2のスイッチの相互接続点に変圧器の一次巻線の一端が接続され、前記第3及び第4のスイッチの相互接続点に前記一次巻線の他端が接続され、前記第1及び第2のスイッチにそれぞれダイオードが逆並列接続されると共にキャパシタンスが並列接続され、前記第3及び第4のスイッチにそれぞれダイオードが逆並列接続され、前記変圧器の一次巻線と直列に第1のリアクトル及びキャパシタンスが直列に接続され、前記変圧器の一次巻線の他端と前記第3のスイッチとの間に第2のリアクトルが接続され、前記変圧器の一次巻線の他端と前記第4のスイッチとの間に第3のリアクトルが接続され、前記第1乃至第3のリアクトルと前記キャパシタンスとが共振回路を形成した共振形DC−DCコンバータの制御装置において、前記変圧器を介して負荷に電力を供給するに当たり、前記第1及び第2のスイッチの素子の両端電圧を検出し、検出値が予め設定した設定値より低いことを条件として前記第1乃至第4のスイッチを位相差制御方式でオン、オフ制御する第1の制御手段と、前記負荷に対する電圧指令値と前記負荷の電圧検出値との差が所定値以下で、かつ、位相差制御の位相差が許容範囲の下限に達したとき、前記第1及び第2のスイッチを強制的にオンに制御する第2の制御手段と、前記負荷の電圧検出値と前記負荷に対する電圧指令値との差が所定値以上で、かつ、位相差制御の位相差が許容範囲の上限に達したとき、前記第1乃至第4のスイッチを全てオフに制御する第3の制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【0014】
請求項2に係る発明は、請求項1に記載の共振形DC−DCコンバータの制御装置において、負荷に供給する電圧指令値と負荷の電圧検出値との偏差に対して比例、積分演算を実行し、その出力に従って位相差制御方式による位相差を決定して第1乃至第4のスイッチをオン、オフ制御するためのPI制御部を備え、検出値が設定値より低いことを条件とする制御の実行、停止に拘わらず、第1乃至第4のスイッチを強制的にオン、オフ制御する時に、PI制御部の出力をゼロにリセットする手段を備えたことを特徴とする。
【0015】
請求項3に係る発明は、請求項1又は2に記載の共振形DC−DCコンバータの制御装置において、負荷に供給する電圧指令値に対して負荷の電圧検出値が所定値以上高く、かつ、位相差制御を行う位相差が許容範囲の上限に達していたとき、第1乃至第4のスイッチを全てオフ状態にする手段を備えることを特徴とする。
請求項4に係る発明は、請求項1に記載の共振形DC−DCコンバータの制御装置において、前記第1の制御手段は、前記第1又は第2のスイッチの素子電圧値を検出する素子電圧検出部と、前記第1又は第2のスイッチのオン電圧を設定するオン電圧設定部と、前記素子電圧検出部により検出された素子電圧検出値と前記オン電圧設定部により設定された前記オン電圧設定値とを比較して前記素子電圧検出値が前記オン電圧設定値よりも小さいときに有意の信号レベルを出力する比較部と、前記第1又は第2のスイッチのオン信号と前記比較器の出力する有意の信号レベルとの論理積を演算する第1の演算部と、を備えることを特徴とする。
請求項5に係る発明は、請求項4に記載の共振形DC−DCコンバータの制御装置において、前記第2の制御手段は、前記負荷に対する電圧指令値と前記負荷の電圧検出値との差を所定値と比較して前記差が前記所定値以下のときに有意の信号レベルを出力する比較部と、前記有意の信号レベルと位相差最小リミットとの論理積を演算する第2の演算部と、前記第1又は第2のスイッチのオン信号と前記第2演算部の出力の論理積を演算する第3の演算部と、前記第1の演算部の出力と前記第3の演算部の出力との論理和を演算する第4の演算部と、を備えることを特徴とする。
請求項6に係る発明は、請求項1、4、5の何れかに記載の共振形DC−DCコンバータの制御装置において、前記第3の制御手段は、前記負荷の電圧値を検出する負荷電圧検出部と、前記負荷電圧検出部により検出された負荷電圧検出値と前記負荷に対する前記負荷電圧指令値との差を比較して前記差が前記所定値以上のときに有意の信号レベルを出力する比較部と、前記有意の信号レベルと位相差最大リミットとの否定積を演算する第5の演算部と、を備えることを特徴とする。
【0016】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図面に示す好適な実施形態に基づいて詳細に説明する。図1は本発明に係る共振形DC−DCコンバータの制御装置の一実施形態の構成を示す回路図である。図中、図4に示した従来装置と同一の符号を付したものはそれぞれ同一の要素を示している。
【0017】
ここで、第1のスイッチS1(又は第2のスイッチS2)がオン状態であるときの素子電圧検出値Vs1(又はVs2) とオン電圧設定値VsEとが比較器11で比較され、Vs1(又はVs2)<VsE であるときに“1”となる信号を一方入力、第1のスイッチS1(又は第2のスイッチS2)をオン状態にするときに“1”となるオン信号を他方入力とするAND回路12を有している。
【0018】
また、負荷電圧の指令値V*と負荷電圧検出値Voとを比較し、負荷電圧の指令値V*と負荷電圧検出値Voとの差が一定値ΔV1以下のとき、すなわち、V*−Vo≦ΔV1である場合に“1”となる比較器14の出力信号を一方入力とし、PI制御部30(図3参照)の出力に基づいて決定された位相差αが許容範囲の下限に到達したときに“1”となる位相差最小リミット信号を他方入力とするAND回路15を有している。
【0019】
さらに、第1のスイッチS1(又は第2のスイッチS2)をオン状態にするときに“1”となるオン信号を一方入力、AND回路15の出力信号を他方入力とするAND回路16と、AND回路12の出力を一方入力としAND回路16の出力を他方入力とするOR回路17と、OR回路17の出力信号を一方入力、後述するNAND回路20の出力信号を他方入力とするAND回路18とを備えている。
【0020】
また、負荷電圧の指令値V*と負荷電圧検出値Voとを比較し、負荷電圧検出値Voが負荷電圧の指令値V*よりも一定値ΔV2以上高いとき、すなわち、Vo−V*≧ΔV2である場合に“1”となる比較器19の出力信号を一方入力とし、PI制御部30(図3参照)の出力に基づいて決定された位相差αが許容範囲の上限に到達したときに“1”となる位相差最大リミット信号を他方入力とするNAND回路20を有し、このNAND回路20の出力信号が前述のAND回路18の他方入力として加えられている。
【0021】
さらに、NAND回路20の出力信号を一方入力、第3のスイッチS3(又は第4のスイッチS4)をオン状態にするオン信号を他方入力とするAND回路21を有している。
【0022】
そして、AND回路18の出力が“1”であるときにゲート駆動回路13が第1のスイッチS1(又は第2のスイッチS2)のゲート駆動信号を生成し、AND回路21の出力が“1”であるときにゲート駆動回路22が第3のスイッチS3(又は第4のスイッチS4)のゲート駆動信号を生成する構成になっている。
【0023】
なお、上述した実施形態中、例えば、S1(S2)は、スイッチS1に対応して設けるもので、スイッチS2に対応して同様のものが他に設けられることを意味している。
【0024】
上記のように構成された本実施形態の動作について以下に説明する。
先ず、図1に示したゲート駆動回路13は第1のスイッチS1のゲート駆動信号を生成するもので、図3に示したPI制御部30をゲート駆動回路13に包含させても良く、あるいは、別個に設けても良い。このPI制御部30の位相差αが最大の出力電圧に対応する最小値になったときAND回路15に加えられる位相最小リミット信号は“1”になり、反対に、位相差αが最小の出力電圧に対応する最大値になったときAND回路20に加えられる位相最大リミット信号が“1”になるものとする。
【0025】
ここで、以下の条件を定義する。
(a)位相差最小リミット信号が最小値に対応する値である。
(b)負荷電圧の指令値V*と負荷電圧検出値Voとの間でV*−Vo≦ΔV1の関係にある。
(c)第1のスイッチS1がオン状態であるときの素子電圧検出値Vs1 とオン電圧設定値VsEとの間でVs1<VsE の関係にある。
(d)負荷電圧の指令値V*と負荷電圧検出値Voとの間でVo−V*≧ΔV2の関係にある。
(e)位相差最大リミット信号が最大値に対応する値である。
【0026】
いま、条件(a)〜(d)のうち、条件(c)が成立したとき、比較器11の出力信号は“1”であるため、第1のスイッチS1のオン信号はAND回路12からそのまま出力され、OR回路17を介してAND回路18に加えられる。このとき、NAND回路20の出力信号は“1”であるので、AND回路18の出力も“1”となり、ゲート駆動回路13は第1のスイッチS1に対するゲート制御信号を生成し、特開平7−222444号公報に記載された通常モードで制御が実行される。
【0027】
次に、負荷が軽くなって条件(a)及び(b)が同時に成立したときは、AND回路15の出力信号が“1”になるため、(c)の条件が成立していると否とに拘わらず、第1のスイッチS1のオン信号はAND回路16からそのまま出力され、OR回路17を介してAND回路18に加えられる。このとき、NAND回路20の出力信号は“1”であるので、AND回路18の出力も“1”となり、ゲート駆動回路13は第1のスイッチS1に対するゲート制御信号を生成し、強制駆動モードで制御が実行される。
【0028】
つまり、負荷電圧が指令値に近づいているにも拘わらず、最大の負荷電圧指令値を出力していることになる。このような状態が持続する場合には、既に通常モードでの制御は不能になっている。このとき、AND回路16、OR回路17及びAND回路18を通して第1のスイッチS1に対するオン信号をゲート駆動回路13に加えて強制駆動モードで制御する。なお、このとき、図3に示すPI制御部30の積分値をゼロにリセットして円滑に通常モードの制御に移行させる。
【0029】
次に、負荷が軽くなったことにより、(d)及び(e)の条件が成立したときには、NAND回路20の出力信号が“0”になり、AND回路18及びAND回路21の両方の出力を“0”にして、スイッチS1〜S4のオン、オフ動作を全て停止させる。
【0030】
つまり、負荷電圧の指令値が負荷電圧検出値よりも低くなっている状態で、制御指令を小さくしても制御不能に陥る。このとき、スイッチS1〜S4を全てオフ状態にして、電圧を自動的に低下させる。そして、負荷電圧検出値が負荷電圧指令値以下に降下したとき、NAND回路20の出力信号は“1”に復帰するため、通常モードの制御に戻される。
【0031】
なお、第2のスイッチS2に対しても上述したと同様な回路が設けられ、かつ、第4のスイッチS4のオン信号は第1のスイッチS1に対して位相差αだけずれたものであり、第2のスイッチS2のオン信号は第1のスイッチS1のオン信号を反転したものであり、第3のスイッチS3のオン信号は第4のスイッチS4のオン信号を反転したものである。
【0032】
かくして、本実施形態によれば、負荷の軽重に拘わらず共振形DC−DCコンバータを安定に動作させることができる。
【0033】
なお、上記実施形態によれば、各制御手段を論理回路で構成したが、これらの機能をマイクロコンピュータ等のデータ処理装置に持たせても上述したと同様な効果が得られる。
【0034】
【発明の効果】
以上の説明によって明らかなように、本発明によれば、負荷の軽重に拘わらず安定に動作させることのできる共振形DC−DCコンバータの制御装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係る共振形DC−DCコンバータの制御装置の一実施形態の構成を示す回路図。
【図2】本発明の適用対象である共振形DC−DCコンバータの主回路の構成を示す回路図。
【図3】図2に示した共振形DC−DCコンバータを位相差制御するための、位相差決定信号を生成する要素を示した図。
【図4】図2に示した共振形DC−DCコンバータの制御装置の一部を示した回路図。
【符号の説明】
1 直流電源
2 共振リアクトル
3,4 スナバリアクトル
5 共振キャパシタンス
6 変圧器
10 負荷
13,22 ゲート駆動回路
30 PI制御部
S1〜S4 スイッチング素子
D1〜D4 ダイオード
SC1,SC2 キャパシタンス
11,14,19 比較器
12 第1の演算部(AND回路)
15 第2の演算部(AND回路)
16 第3の演算部(AND回路)
17 第4の演算部(OR回路)
18 AND回路
20 第5の演算部(NAND回路)
21 AND回路 [0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a resonant DC-DC converter in which a resonant element is inserted into a part of a converter to make a voltage waveform or a current waveform sinusoidal, thereby reducing the burden on a switching element (hereinafter simply referred to as a switch) during switching. In particular, the present invention relates to a control device for a resonance type DC-DC converter that can avoid the inability to control that occurs at a light load and can perform a stable operation.
[0002]
[Prior art]
In recent years, a resonant element is inserted into a part of a converter to perform resonant operation of voltage and current, and realize ZVS that turns on a switch at zero voltage and ZCS that turns on a switch at zero current. Resonance type DC-DC converters that reduce the noise by suppressing the time change rate and reduce the loss of the switch to increase the efficiency have been developed.
[0003]
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a main circuit of a resonant DC-DC converter disclosed in, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 7-222444. In the figure, one end of a parallel circuit formed by connecting a series connection circuit of switches S1 and S2 and a series connection circuit of switches S3 and S4 in parallel is connected to the positive electrode of the
[0004]
Further, one end of the primary winding of the
[0005]
Since the control of the resonance type DC-DC converter configured as described above is described in Japanese Patent Laid-Open No. 7-222444, the outline of the operation related to the present invention will be described below.
The switches S1 and S4 are turned on with a phase difference α shifted, and the switches S2 and S3 are also turned on with a phase difference α shifted. Furthermore, the switch S1 and the switch S2, and the switch S3 and the switch S4 are alternately turned on with a phase difference of 180 °. Therefore, the power supplied to the
[0006]
By thus controlling the switches S1 to S4 on and off, a square wave voltage having the peak value of the voltage of the
[0007]
The voltage supplied to the primary winding of the
[0008]
Incidentally, the phase difference α between the switches S1 and S4, as shown in FIG. 3, proportional to a value obtained by subtracting the output voltage detection value V o at the load from the output voltage command value V * to the load in the
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
The problems of the conventional resonance type DC-DC converter described above will be described with reference to FIG. A lossless snubber capacitance SC1 is connected in parallel to the first switch S1, and a lossless snubber capacitance SC2 is connected in parallel to the second switch S2. In order to prevent short circuit of these lossless snubber capacitances SC1 and SC2, in the first switch S1, the detected value of the element voltage in the on state is compared with the preset value of the on voltage by the
[0010]
For this reason, since the current decreases as the load becomes lighter, the lossless snubber capacitances SC1 and SC2 are not discharged in time, and only one of the first switch S1 and the second switch S2 is switched. Sometimes. Then, when the load is further reduced, there may be a mode in which both the first switch S1 and the second switch S2 remain off.
[0011]
As described above, if one or both of the first switch S1 and the second switch S2 enters a mode in which switching is not performed and then the load becomes heavy, the control is disabled. Further, even when the DC voltage is lowered, the control may be impossible.
[0012]
The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a control device for a resonance type DC-DC converter that can be stably operated regardless of the weight of a load.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
In the invention according to
[0014]
According to a second aspect of the present invention, in the control device for the resonant DC-DC converter according to the first aspect, an integral calculation is executed in proportion to the deviation between the voltage command value supplied to the load and the detected voltage value of the load. And a PI control unit for determining the phase difference according to the phase difference control method according to the output and controlling the first to fourth switches on and off, and the control is performed on condition that the detected value is lower than the set value. In this case, there is provided means for resetting the output of the PI control unit to zero when the first to fourth switches are forcibly turned on / off regardless of whether or not the operation is stopped.
[0015]
The invention according to
According to a fourth aspect of the present invention, in the control device for the resonance type DC-DC converter according to the first aspect, the first control means detects the element voltage value of the first or second switch. A detection unit; an on-voltage setting unit that sets an on-voltage of the first or second switch; an element voltage detection value detected by the element voltage detection unit; and the on-voltage set by the on-voltage setting unit A comparison unit that compares a set value and outputs a significant signal level when the element voltage detection value is smaller than the on-voltage set value; and an on signal of the first or second switch and the comparator And a first calculation unit that calculates a logical product with a significant signal level to be output.
According to a fifth aspect of the present invention, in the control device for the resonance type DC-DC converter according to the fourth aspect, the second control means calculates a difference between a voltage command value for the load and a detected voltage value of the load. A comparator that outputs a significant signal level when the difference is less than or equal to a predetermined value compared to a predetermined value; and a second arithmetic unit that calculates a logical product of the significant signal level and the phase difference minimum limit; , A third arithmetic unit that calculates a logical product of the ON signal of the first or second switch and the output of the second arithmetic unit, the output of the first arithmetic unit, and the output of the third arithmetic unit And a fourth arithmetic unit that calculates a logical sum of the two.
According to a sixth aspect of the present invention, in the control device for the resonance type DC-DC converter according to any one of the first, fourth, and fifth aspects, the third control means is a load voltage for detecting a voltage value of the load. The detection unit compares the difference between the load voltage detection value detected by the load voltage detection unit and the load voltage command value for the load, and outputs a significant signal level when the difference is equal to or greater than the predetermined value. A comparison unit; and a fifth calculation unit that calculates a negative product of the significant signal level and the maximum phase difference limit.
[0016]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described in detail based on preferred embodiments shown in the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of an embodiment of a control device for a resonant DC-DC converter according to the present invention. In the figure, the same reference numerals as those of the conventional apparatus shown in FIG. 4 denote the same elements.
[0017]
Here, the element voltage detection value Vs1 (or Vs2) when the first switch S1 (or the second switch S2) is in the on state and the on-voltage set value VsE are compared by the
[0018]
Moreover, compared with the command value V * and the load voltage detected value V o of the load voltage, when the difference between the command value V * and the load voltage detected value V o of the load voltage is less than a predetermined value [Delta] V1, i.e., V * The output signal of the
[0019]
Further, an AND
[0020]
Further, compares the command value V of the load voltage * and load voltage detection value V o, when the load voltage detected value V o is higher than a predetermined value ΔV2 than the command value V of the load voltage *, i.e., V o -V * The output signal of the
[0021]
In addition, an AND
[0022]
When the output of the AND
[0023]
In the above-described embodiment, for example, S1 (S2) is provided corresponding to the switch S1, and means that the same one is provided corresponding to the switch S2.
[0024]
The operation of the present embodiment configured as described above will be described below.
First, the
[0025]
Here, the following conditions are defined.
(A) The phase difference minimum limit signal is a value corresponding to the minimum value.
(B) the relationship of V * -V o ≦ [Delta] V1 between the command value V * and the load voltage detected value V o of the load voltage.
(C) There is a relationship of Vs1 <VsE between the element voltage detection value Vs1 and the on-voltage setting value VsE when the first switch S1 is in the on state.
(D) There is a relationship of V o −V * ≧
(E) The phase difference maximum limit signal is a value corresponding to the maximum value.
[0026]
Now, when the condition (c) is satisfied among the conditions (a) to (d), the output signal of the
[0027]
Next, when the load is reduced and the conditions (a) and (b) are satisfied simultaneously, the output signal of the AND
[0028]
That is, the maximum load voltage command value is output even though the load voltage approaches the command value. When such a state persists, control in the normal mode is already disabled. At this time, an ON signal for the first switch S1 is applied to the
[0029]
Next, when the conditions (d) and (e) are satisfied due to the lighter load, the output signal of the
[0030]
That is, even if the control command is reduced in a state where the load voltage command value is lower than the load voltage detection value, the control becomes impossible. At this time, all the switches S1 to S4 are turned off to automatically reduce the voltage. When the load voltage detection value falls below the load voltage command value, the output signal of the
[0031]
The second switch S2 is provided with a circuit similar to that described above, and the ON signal of the fourth switch S4 is shifted by the phase difference α with respect to the first switch S1. The on signal of the second switch S2 is an inversion of the on signal of the first switch S1, and the on signal of the third switch S3 is an inversion of the on signal of the fourth switch S4.
[0032]
Thus, according to this embodiment, the resonant DC-DC converter can be stably operated regardless of the load weight.
[0033]
According to the above embodiment, each control means is constituted by a logic circuit. However, even if these functions are provided in a data processing apparatus such as a microcomputer, the same effects as described above can be obtained.
[0034]
【The invention's effect】
As is apparent from the above description, according to the present invention, it is possible to provide a control device for a resonant DC-DC converter that can be stably operated regardless of the load weight.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of an embodiment of a control device for a resonant DC-DC converter according to the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a main circuit of a resonance type DC-DC converter to which the present invention is applied.
FIG. 3 is a diagram showing elements that generate a phase difference determination signal for phase difference control of the resonant DC-DC converter shown in FIG. 2;
4 is a circuit diagram showing a part of the control device for the resonance type DC-DC converter shown in FIG. 2;
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
10
15 Second arithmetic unit (AND circuit)
16 3rd operation part (AND circuit)
17 Fourth arithmetic unit (OR circuit)
18 AND
21 AND circuit
Claims (6)
前記変圧器を介して負荷に電力を供給するに当たり、前記第1及び第2のスイッチの素子の両端電圧を検出し、検出値が予め設定した設定値より低いことを条件として前記第1乃至第4のスイッチを位相差制御方式でオン、オフ制御する第1の制御手段と、
前記負荷に対する電圧指令値と前記負荷の電圧検出値との差が所定値以下で、かつ、位相差制御の位相差が許容範囲の下限に達したとき、前記第1及び第2のスイッチを強制的にオンに制御する第2の制御手段と、
前記負荷の電圧検出値と前記負荷に対する電圧指令値との差が所定値以上で、かつ、位相差制御の位相差が許容範囲の上限に達したとき、前記第1乃至第4のスイッチを全てオフに制御する第3の制御手段と、
を備えたことを特徴とする共振形DC−DCコンバータの制御装置。The series connection circuit of the first and second switches and the series connection circuit of the third and fourth switches are connected in parallel, and one end of the parallel connection circuit is connected to the positive electrode of the DC power supply, and the other end is connected One end of the primary winding of the transformer is connected to the interconnection point of the first and second switches, and the primary winding is connected to the interconnection point of the third and fourth switches. The other end of the line is connected, a diode is connected in antiparallel to each of the first and second switches and a capacitance is connected in parallel, and a diode is connected in antiparallel to the third and fourth switches, respectively. A first reactor and a capacitance are connected in series with the primary winding of the transformer, and a second reactor is connected between the other end of the primary winding of the transformer and the third switch, Transformation Third reactor is connected, the first to third reactor and the capacitance and the resonant DC-DC converter to form a resonant circuit between the other end of the primary winding and said fourth switch In the control device of
In supplying electric power to the load through the transformer, the voltage between both ends of the elements of the first and second switches is detected, and the first to second are set on condition that the detected value is lower than a preset set value. 1st control means which carries out on / off control of 4 switches with a phase difference control system ,
When the difference between the voltage command value for the load and the voltage detection value of the load is less than a predetermined value and the phase difference of the phase difference control reaches the lower limit of the allowable range, the first and second switches are forced Second control means for controlling to be turned on automatically ,
When the difference between the detected voltage value of the load and the voltage command value for the load is equal to or greater than a predetermined value and the phase difference of the phase difference control reaches the upper limit of the allowable range, all the first to fourth switches are turned on. Third control means for controlling off;
A control apparatus for a resonance type DC-DC converter, comprising:
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